WO2003063437A1 - Appareil de reception de signal haute frequence et procede de fabrication de celui-ci - Google Patents

Description

明 細 書 高周波信号受信装置とその製造方法 技術分野

本発明は、 テレビ信号などの高周波信号を受信する高周波信号受信装 置とその製造方法に関する。 背景技術

以下、 従来の高周波信号受信装置について説明する。

図 2 5は従来の高周波信号受信装置のブロック図である。

この高周波信号受信装置は、 次のように構成されている。

口ッ ドアンテナ 1は、 デジタル信号で変調された高周波信号を受信す る。 選局部 2は、 ロッ ドアンテナ 1からの信号を受取る。 復調部 3は、 選局部 2の出力に接続される。 ビ夕ビ訂正部 4は、 復調部 3の出力に接 続される。 リードソロモン訂正部 5は、 ビタビ訂正部 4の出力に接続さ れる。 出力端子 6は、 リードソロモン訂正部 5の出力に接続される。 判 定部 7も、 ビ夕ビ訂正部 4の出力に接続される。 制御部 8は、 判定部 7 と復調部 3との間に挿入されている。 ここで、 ビ夕ビ訂正部 4とリード ソロモン訂正部 5は、訂正部 1 0 2に含まれる。制御部 8と判定部 7は、 制御ブロック 1 0 4に含まれる。

このような、 高周波信号受信装置は、 たとえば、 特開 2 0 0 1 _ 7 7 7 1 3号公報に開示されている。

このような従来の高周波信号受信装置では、 制御部 8は、 復調部 3の みを制御する。 したがって、 ビッ ト誤り率が大きくなつた場合には、 制 御部 8による、 ビット誤り率の改善には限界がある。

また、この高周波信号受信装置を移動体や携帯機器に用いられる場合、 ビル陰における電波状態の変化や移動に伴う電波状態などの変化に対し て、 柔軟、 かつ素早く対処することができないことがある。

発明の開示

本発明は、 デジタルテレビ放送を含む放送信号などの高周波信号を、 小さいビット誤り率で、 受信する高周波信号受信装置を提供することを 目的する。

本発明の高周波信号受信装置において、 選局部には、 高周波信号が入 力される。 復調部には、 選局部の出力信号が入力される。 誤り訂正部に は、 復調部の出力信号が入力される。 判定部は、 誤り訂正部から入力さ れる誤り率が予め定められた値以上かどうかを判定する。 制御部は、 前 記判定部の判定結果に基づいて、 高周波信号受信装置を構成する複数の 部分を制御する。制御部は、 複数の部分のいずれかを選択的に制御して、 誤り率を低下させる。

また、 本発明の製造方法は、 制御部に結合された記憶部に、 狭帯域フィ ル夕の通過周波数帯域の、妨害信号に対応する周波数変化を記憶させる。 本発明により、 誤り率の小さい高周波信号受信装置が供給される。 図面の簡単な説明

図 1は、 本発明の一実施の形態における高周波信号受信装置のブロッ ク図である。

図 2は、 実施の形態 2における高周波受信装置へ入力される信号の周 波数特性の概略を示す。 図 3は、 実施の形態 2における高周波受信装置のブロック図である。 図 4 A， 図 4 Bは、 実施の形態 2における高周波増幅器の特性を示す。 図 5は、 実施の形態 2における高周波増幅器への入力信号レベルと中 間周波増幅器の利得との関係を示す。

図 6は、 実施の形態 3における高周波受信装置のブロック図である。 図 7は、 実施の形態 4における高周波受信装置のプロック図である。 図 8は、 実施の形態 5における高周波受信装置のプロック図である。 図 9は、 実施の形態 6における高周波受信装置のプロック図である。 図 1 0は、 実施の形態 6における高周波増幅器の特性を示す。

図 1 1も、 実施の形態 6における高周波増幅器の特性を示す。

図 1 2も、 実施の形態 6における高周波増幅器の特性を示す。

図 1 3は、実施の形態 7における高周波受信装置のブロック図である。 図 1 4は、実施の形態 8における高周波受信装置のプロック図である。 図 1 5は、 実施の形態 8における高周波受信装置へ入力される高周波 信号の周波数特性の概略を示す。

図 1 6 A、 B、 Cは、 高周波受信装置における中間周波数が移動する ときの周波数特性を示す。

図 1 7 A、 B、 Cは、 高周波受信装置における中間周波数が移動する ときの周波数特性を示す

図 1 8は、 制御部の論理表を示す。

図 1 9は、実施の形態 9における高周波受信装置のブロック図である。 図 2 0は、 実施の形態 9における制御部の動作を説明するために、 局 部発振器の周波数特性を示す。

図 2 1も、 実施の形態 9における制御部の動作を説明するために、 局 部発振器の周波数特性を示す。 図 2 2は、 実施の形態 9における局部発振器の周波数特性を示す。 図 2 3 A、 B、 Cは、 実施の形態 9の高周波信号受信器の動作を示す。 図 2 4は、 実施の形態 9における高周波信号受信器の動作を説明する ために、 受信信号の概略の周波数特性を示す。

図 2 5は、 従来の高周波信号受信装置のブロック図である。 発明を実施するための最良の形態

(実施の形態 1 )

以下、 本発明の実施の形態 1について図面を用いて説明する。

図 1は、 本発明の一実施の形態における高周波信号受信装置の回路ブ ロック図である。

図 1において、 同調アンテナ 2 0は、 デジタル信号が変調された高周 波信号を受信する不平衡型の入力同調部を有する。 この入力同調部は、 ィンダク夕 2 0 aとバリキヤップダイオード 2 0 bの並列接続により構 成されている。 インダク夕 2 0 aは、 誘電体上に導体パターンで形成さ れている。 バリキヤップダイォード 2 0 bは、 制御端子 2 0 cに供給さ れる制御電圧に応じてその容量値が変化する。 したがって、 この制御電 圧に応じて、 アンテナ 2 0の同調周波数は変化する。 ここで、 受信希望 信号の周波数と、 同調アンテナ 2 0の同調周波数とを合致させると、 入 力同調部は、 希望信号を通過させ、 希望信号以外の雑音は、 抑圧する。 同調アンテナ 2 0は、 その受信感度を大きくするために、 受信状態に おいては、 機器の上方となる位置に設けることが望ましい。

また、 入力同調部を構成するインダク夕 2 0 aとバリキャップダイォ —ド 2 0 bとは、 互いにノイズを及ぼさない程度に近接して設けられて いる。 したがって、 選局部に供給される高周波信号にノイズが混入しに くいので、 誤り率を小さくすることができる。

不平衡 ·平衡変換回路 2 1は、 同調アンテナ 2 0から供給される不平 衡な高周波信号を、 平衡な高周波信号へ変換する

同調アンテナ 2 0が、 希望信号に同調し、 不要な高周波信号を抑圧し ても、 同調アンテナ 2 0と選局部 2 2との距離が離れている程、 その間 に接続された線路等に新たな妨害ノイズ等が入り易くなる。 従って、 同 調アンテナ 2 0と不平衡 ·平衡変換回路 2 1は、 この同調アンテナ 2 0 と不平衡*平衡変換回路 2 1との間の線路のィンダクタンスを小さくし、 この線路において高周波信号を受信しない程度に、近接して配置される。 このことにより、 この受信装置は、 妨害に対して強くなり、 ノイズ等に 対しても誤り率が大きくならない。 また、 不平衡 ·平衡変換回路 2 1 と 選局部 2 2との間は、 妨害に強い平衡線路で接続される。 したがって、 この線路の距離が長くなつても、 外部からのノイズによる誤り率は大き くならない。

選局部 2 2は、 不平衡 ·平衡変換回路 2 1の出力に接続される。 選局 部 2 2は、 アンテナ 2 0で選択された周波数を周波数変換し、 I Z Q復 調する。

選局部 2 2は、 入力端子 2 3 a , 2 3 と、 高周波増幅器 2 4と、 局 部発振器 2 5、 混合器 2 6、 表面弾性波 （S A W) フィルタ 2 7 、 I / Q復調器 2 8 、 P L L回路 3 1と水晶発振子 3 2を含む。

ここで、 1 <3復調器2 8は、 局部発振器 2 9と混合器 3 0から構成 される。 P L L回路 3 1は、 局部発振器 2 5にループ接続されている。 水晶発振子 3 2は、 P L L回路 3 1の基準信号を生成する。 入力端子 2 3 a , 2 3 bは、 平衡入力端子として、 働く。

高周波増幅器 2 4は、 同調アンテナ 2 0で選択された周波数を増幅す る。 高周波増幅器 24は、 制御端子 24 aの電圧が変化させられること により、 その増幅度が変化する。

混合器 2 6においては、 高周波増幅器 24の出力が、 その一方の入力 端子に接続され、 他方の入力端子には局部発振器 2 5からの出力が接続 される。 混合器 2 6は、 局部発振器 2 5の発振信号と高周波増幅器 24 の出力信号とを混合し、 受信信号の最大周波数 （約 9 0 0 MH z ) の約 1. 5倍の中間周波数信号へ変換する。 本実施の形態においては、 中間 周波数信号の周波数は、 1. 2 GH zとされる。 従って、 この受信装置 は、 テレビ放送信号と局部発振器の出力信号の高調波とによる 2次歪、 3次歪等による妨害を受けにくくなる。

SAWフィル夕 2 7は、 混合器 2 6の出力信号が入力される。 S AW フィル夕 2 7は、 中間周波数を中心として、 たとえば、 NTS C方式テ レビ放送信号の帯域である 6 MH zを、 その通過帯域としている。 S A Wフィル夕 2 7は、 非常に急峻な減衰特性を有するので、 必要とされる 周波数信号だけを良好に通過させる。 従って不要な妨害を確実に排除す る。

なお、 デジタル狭帯域テレビ放送信号の場合は、 その帯域幅は、 約 4 2 8 kH zである。

さらに、 中間周波数として、 1. 2 GH zという非常に高い周波数が 用いられるので、 S AWフィル夕 2 7を小さくすることができ、 高周波 信号受信装置は小型化される。

I ZQ復調器 2 8においては、 S AWフィルタ 2 7の出力信号が、 混 合器 3 0の一方の入力端子に入力され、 他方の入力端子には局部発振器 2 9の出力信号が入力される。

混合部 3 0は、 図 1には示されていない、 第一の混合器と第二の混合 器から形成されている。 第一の混合器は、 局部発振器 2 9からの信号と S A Wフィルタ 2 7からの信号とを混合する。 第二の混合器は、 局部発 振器 2 9からの信号を 9 0度位相反転した信号と S A Wフィル夕 2 7か らの信号とを混合する。それぞれの混合器で信号を混合することで直接、 I信号及び Q信号が復調される。 従って、 別途検波器等を設ける必要が ないので、 小型の高周波信号受信装置を得ることができる。 ここで、 局 部発振器 2 9の発振周波数として、 中間周波数信号の周波数とほぼ同じ の周波数とすることにより、 直接、 I信号と Q信号が復調される。

P L L回路 3 1は、 プログラマブルカウンタ 3 3、 リファレンスカウ ン夕 3 4、 比較器 3 5、 P L L制御部 3 6とフィル夕 5 2を含む。

プログラマブルカウンタ 3 3は、 局部発振器 2 5に接続され、 局部発 振信号を分周する。 リファレンスカウン夕 3 4は、 水晶発振子 3 2の出 力を分周する。 比較器 3 5の一方の端子は、 プログラマブルカウンタ 3 3の出力に接続され、 他方の端子にはリファレンスカウン夕 3 4の出力 が接続され、 これら 2つ出力信号の周波数を比較する。

P L L制御部 3 6は、 比較器 3 5の出力と局部発振器 2 5との間に挿 入され、 比較器 3 5の結果に応じて、 局部発振器 2 5を制御する。

ここで、 プログラマブルカウンタ 3 3には 2線式で構成された制御端 子 3 3 aが接続されている。 制御端子 3 3 aにデータを与えることによ り、 前記プログラマブルカウンタ 3 3の分周比を変化させ、 周波数を変 化させる。 すなわち、 制御端子 3 3 aのデータが変更されると、 プログ ラマブルカウンタ 3 3で分周された値とリファレンスカウンタ 3 4の出 力との差が生じる。 比較器 3 5がその差を比較した結果に応じて、 P L L制御部 3 6が、 局部発振器 2 5の発振周波数を制御する。

プログラマブルカウン夕 3 3で分周された値とリファレンスカウン夕 34の出力が一致すると、 ？乙し制御部3 6は、 出力端子 36 aから口 ック信号を出力する。

復調部 3 7は、 I ZQ復調器 2 8の出力信号を受け取る。 復調部 3 7 は、 Orthogonal Frequency Division Mul tiplexing(〇 F D M) 調部 3 8と、 これを制御するレジスタ 3 9とから構成されている。 ここで、 レ ジス夕 3 9の端子 3 9 aに入力されるデータに応じて、 復調部 3 8は制 御される。

誤り訂正部 40の出力は、 出力端子 4 1に接続される。 誤り訂正部 4 0は、ビ夕ビ訂正器 42とリードソロモン訂正器 43とから構成される。 ビ夕ビ訂正器 42は、 復調部 3 7の出力に接続されている。 リードソロ モン訂正器 43には、 ビタビ訂正器 42の出力が接続される。

ビタビ訂正器 42は、 復調されたデジタル信号が予め定められた規則 に反していないかどうかを判定し、 違反している箇所について信号の訂 正、 復元を行う。 リードソロモン訂正器 43は、 ビ夕ビ訂正器 42で訂 正されたデジタル信号を、 さらに、 訂正、 復元する。 リードソロモン訂 正器 43での訂正のためのリードソロモンデータは、 予め送信されて来 る画像信号データに付されている。 リードソロモン訂正器 43は、 その リ一ドソロモンデータと送られた画像信号とから、デジタル信号を訂正、 復元する。

なお、 各国の放送方式によって、 その画像信号を構成するデジタル信 号のビッ ト数や、 リードソロモンデータのビッ ト数は異なる。 しかしな がら、 一般的に、 ビ夕ビ訂正器 42の出力での誤り率が 0. 0 0 0 2以 下である場合には、 リ一ドソロモン訂正器 43の出力の誤り率を 0とす ることができるとされている。

マイクロコンピュータ （以下、 C PUと呼ぶ） 44は、 判定部 4 5、 制御部 46、 メモリ 47とスィツチ 4 9を有している。 判定部 4 5は、 ビ夕ビ訂正器 42の出力に接続されている。 制御部 46は、 判定部 4 5 の出力に接続されている。 スィッチ 4 9は、 制御部 46の出力に接続さ れ、 制御端子 2 0 c , 24 a, 3 3 a, 3 9 aへの信号を切替える。 判定部 4 5が、 ビタビ訂正後における誤り率を監視して、その値が 0. 0 0 0 2を超えるとともに、 誤り率が安定したと判定した場合に、 制御 部 46が制御端子 2 0 c， 24 a, 3 3 a, 3 9 aのいずれかを選択し 制御信号を出力する。

受信装置の各部は、 制御部 46からの信号によって制御される。

ここで、 判定部 4 5は、 誤り率のみの判定を行っている。 したがって、 各部 （同調アンテナ 2 0、 高周波増幅器 24、 P L L回路 3 1、 復調部 3 7) が、 どのような状態にあるか判定できない。 この状態でもし誤り 率が 0. 0 0 0 2以下であるにも係わらず、 制御部 46が各部の制御を 行うと、 誤り率が悪化する方向へ、 特性が変化することもある。 つまり、 制御部 4 6は、 選択した制御される各部に対して、 一度ある方向へ変化 するように制御電圧を変化させ、 判定部 4 5がその結果を検知し、 誤り 率が大きくなつたのか小さくなつたのかを判定する。

判定部 4 5は、 各部が最適な状態で動作しているかどうかの判定をし ていない。 したがって、 必ずしも誤り率が良化する方向へ制御電圧が変 化されているとは限らない。被制御部の制御電圧が最適点である場合は、 電圧を変化させることにより誤り率は大きくなる。

このように、 判定部 45での誤り率が 0. 0 0 0 2以下で、 新たな制 御が行われると、 この新たな制御によって誤り率が悪化する方向へ、 特 性が変化することも起こる。

また、 判定部 4 5が安定状態になったとする判定をしないで制御部 4 6が新たな制御をすると、 前に行った制御による誤り率の改善結果が安 定する前に、 新たな制御が行われることがある。 その場合に制御は不安 定となり、 誤り率を逆に悪化させることとなる。 そのとき、 誤り率の増 加により発生したブロックノイズの改善に時間が掛かることとなる。 そ のため、 制御部 4 6は判定部 4 5が安定したと判定してから、 新たな制 御を開始する。 こうして、 安定した制御により、 ブロックノイズが、 素 早く改善される。

従って、 制御部 4 6は、 判定部 4 5において誤り率が 0 . 0 0 0 2を 超え、 かつ誤り率が安定したとの判定を下した場合に、 制御を開始する。

また、 制御部 4 6が制御を行い、 誤り率が減少した場合には、 更に同 方向に制御電圧を変更する。 しかし制御を行った結果、 誤り率が増大し た場合には逆方向へ制御電圧の変更を行う。 各部の制御電圧には誤り率 の極小点つまり、 最適点が存在し、 この点を超えてさらに制御電圧を変 化させると、 逆に誤り率が大きくなる。 このようにして、 各部における 最適な制御点が探し出されて、 最も良好な状態で受信が行われ、 誤り率 を小さくすることができる。

次に、 判定部 4 5において誤り率が安定したとの判定をどのようにし て下すかについて説明する。

判定部 4 5は、 ビ夕ピ訂正器 4 2の出力信号を定期的に監視しメモリ 4 7に、 誤り率を格納させる。 判定部 4 5は、 前回メモリ 4 7へ格納し た誤り率と新たな誤り率との比較を行う。 その 2つに差の無い場合、 判 定部 4 5は、 誤り率が安定したとの判定する。

ここで、 判定部 4 5がこの比較のみしか行わないならば、 外乱等によ り誤り率が大きくなつた場合においても、 この外乱による誤り率が安定 するまで新たな制御は行われない。 そのため、 誤り率が、 安定するまで 時間がかかる。

そこで、 制御電圧を変更した場合に、 各部のそれぞれが安定するまで の安定時間も、 メモリ 4 7に格納される。 この安定時間を超えても誤り 率が安定していない場合は、 安定したものとみなした判定が行われ、 新 たな制御が開始される。

すなわち、 各部に対して設定された安定時間を超えても、 誤り率が安 定していないことは、 制御以外の別の要因、 あるいは新たな外乱に起因 するとされる。 そのとき、 新たな制御が開始されるように、 設定される。 これにより、 突然の電波状況や受信状態の変化などによる誤り率が大き くなつたとしても、 素早く、 制御し直すことができる。

ここで、 各部の安定状態になるまでの時間のうち最長なものの時間が 経過したら安定状態と判定する場合、 各部の条件に合わせた時間の記憶 が不要になる。 したがって、 メモリ 4 7の記憶容量は、 小さくて良い。 従って低価格なメモリを使用することができる。

端子 3 6 aは、 P L L制御部 3 6からのロック信号を、 制御部 4 6に 出力する。 このとき、 制御部 4 6は、 P L L回路 3 1がロックしたこと を認識する。 これにより、 選局部 2 2の安定状態が認識され、 P L L回 路 3 1の制御が確実に行われる。

さらに、 P L L回路 3 1から発振周波数のズレ等によってロックが外 れた旨の信号が出力された場合、 この信号を受けた制御部 4 6は、 誤り 率を判定することなしに、 この信号により、 選局部への制御を行うこと ができる。 従って、 データの誤り率が、 早く安定させられる。 こうして、 選局部 2 2のロック外れによるプロックノイズで画像の欠落が発生して も、 画像は短時間で修復される。

以上のような構成により、 制御部 4 6は、 同調アンテナ 2 0、 高周波 増幅器 2 4、 P L L回路 3 1と復調部 3 8を、 選択して制御する。 した がって、 誤り率の改善が効果的に行われる。

従って、 デジタルテレビ放送信号が受信される場合に、 受信信号デー 夕の誤り率が大きくなることによる画像のブロックノイズが発生しにく い。 このとき、 優れた画質で放送の内容が表示される。

ここで、 制御部 4 6は、 制御されて誤り率が安定状態になる速度の速 い部分から、 順次制御する。 つまり、 制御された部分が安定するまでの 時間と、 その後段の回路の処理に必要な時間との和が最も短くなる部分 から制御を開始する。 これにより、 早く、 誤り率の改善がなされる。 し たがって、 誤り率の低下により発生した画面のブロックノイズが、 素早 く抑制される。 こうして、 ブロックノイズによる画像の欠落時間を短く することができる。 さらにたとえ、 画像情報の欠落があっても、 それが 認識されない程度に、 画質が改善される。

なお、 各部が制御されるときの、 各部が安定する時間が、 各部におけ る処理時間に比べて非常に短い場合は、 判定部 4 5に近い復調部 3 7か ら制御を開始すると、 判定部 4 5は早く判定することができる。

その理由は次のとおりである。

制御部 4 6が制御した後に判定部 4 5が判定を行うまでの時間は、ほぼ 制御した部分での処理時間とその後段の処理時間の総和となる。 したが つて、 判定部 4 5に近い部分から、 順次、 制御されることにより、 早く 誤り率が安定させられる。

また、 信号はアンテナ 2 0からビタビ訂正器 4 2までの各部の回路を 通過、 処理される。 したがって、 例えば、 信号の流れの上流にあるアン テナ 2 0側から制御されると、 制御されてから、 その結果を判定部 4 5 が判別するまでに時間がかかる。 従って、 信号の流れの下流にあるビ夕 ビ訂正器 4 2から制御されれば、 判定部 4 5は、 その結果を素早く検知 し、 データの誤り率を早く安定させることができる。 したがって、 プロ ックノイズによる画像の欠落が発生しても、 短時間に修復することがで きる。 その結果、 画面の欠落等があっても、 それを認識できない程度に まで改善することができる。

ここで、 各部のうち複数の部分が制御される必要がある場合、例えば、 受信チャンネルが変更される場合には、 逆に、 誤り率が安定するまでの 時間が長い部分から順に制御信号が送られる。 これにより、 素早く、 制 御を安定させることができる。 あるいは、 制御部 4 6がすべての制御信 号を送り出した後に、 誤り率が安定しているかどうかが判定されてもよ い。

さらに、 制御部 4 6は判定部からビット誤り率が 0 . 0 0 0 2以下で ある場合には制御しない。 したがって、 ビット誤り率が 0 . 0 0 0 2を 超えた場合にのみ制御電流が消費される。 こうして、 使用電力は小さく される。 高周波受信装置が、 バッテリにより駆動される携帯機器に用い る場合に、 とくに有利に働く。

また、 高周波増幅器 2 4と、 局部発振器 2 5、 混合器 2 6と、 S A W フィルタ 2 7と、 局部発振器 2 9、 混合器 3 0の入出力およびそれらの 間を接続する線路は、 全て平衡に構成されている。

すなわち、 混合器 2 6と S A Wフィル夕 2 7は妨害の排除能力の高い 平衡回路で形成されている。 したがって、 たとえば、 局部発振器 2 5 , 2 9の発振信号やその高調波などが、 混合器 2 6， 3 0や S A Wフィル 夕 2 7などへ混入しても、 妨害はキャンセルされる。

従って、 妨害排除能力が高いので、 回路の S Z N比を改善できる。 また、 妨害の発生なしに、 局部発振器 2 5 , 2 9と、 混合器 2 6， 3 0や S A Wフィル夕 2 7などとの距離を小さくできる。

また、 局部発振器 2 5， 2 9と混合器 2 6， 3 0や S A Wフィル夕 2 7間の金属製の仕切り板やシールド筐体等が不要あるいは簡易にできる。 したがって、 高周波信号受信装置が小型化され、 そのコストも低くされ る。

つまり、 複雑な仕切り板を有したフレームも必要がなく、 外部からの 飛び込みやこの高周波信号受信装置から飛び出す高周波漏洩信号のみを 遮断する簡単なカバーのみで良いため、 安価な高周波信号受信装置を提 供することができることとなる。

また、 上述のように回路全体が平衡回路で形成されている。 従って、 それぞれの回路間の距離を小さくしても、 互いに妨害を与えることがな レ^ したがって、 局部発振器 2 5 , 2 9からの発振信号妨害による回路 の S Z N比が悪化しない。 そのため、 高周波増幅器 2 4、 混合器 2 6， 3 0、 局部発振器 2 5 , 2 9や P L L回路 3 1を一体の I Cとすること も可能である。 こうして、 小型かつ生産性の良好な高周波信号受信装置 が得られる。

また、受信希望チャンネルの近傍に強入力の信号を有するような場合、 同調アンテナ 2 0の同調周波数が、 強入力信号が除外される方向へずら された状態で受信するように、 制御が行われてもよい。 この場合、 強入 力信号による誤り率の悪化が防がれる。

さらに、 同調アンテナ 2 0は、 受信希望以外のチャンネルの信号を抑 圧するので、 高周波増幅器 2 4で信号の歪みが発生し難くなる。 従って 高周波増幅器 2 4は、 安価なバイポーラ型のトランジスタを用いて構成 され得る。 すなわち、 高周波増幅器 2 4と混合器 2 6， 3 0、 局部発振 器 2 5， 2 9ゃ？ 回路 3 1が、 1つのバイポーラ型 I Cに集積され 得る。 こうして、 小型かつ生産性の良好な高周波信号受信装置が提供さ れる。

また、 放送局からの高周波信号の周波数が、 地域に応じて、 意図的に 基準からずらされて送られる場合においては、 P L L回路 3 1のプログ ラマブルカウン夕 3 3のデータを変更することで、 対処できる。

(実施の形態 2 )

以下、 実施の形態 2における高周波受信装置について図を用いて説明 する。

図 2は、 本実施の形態 2における高周波受信装置へ入力される信号の 一例のスぺク トルを示す。

デジタル放送に利用される周波数は、 約 9 0 M H zから約 9 0 0 M H zであり、 既存のアナログ放送の周波数帯域が用いられる。

この放送帯域内には、 既存のアナログ放送信号 1 2 0 , 1 2 1 と、 ァ ナログ放送が使用していない隙間の周波数帯域 1 2 2を利用して放送さ れるデジタル放送信号 1 2 3とが混在している。 ここで、 デジタル放送 信号 1 2 3の信号レベル 1 2 4は、 アナログ放送信号 1 2 0， 1 2 1の 信号レベル 1 2 5よりも低く設定されている。

その理由は以下のとおりである。

従来のアナログ放送 1 2 0 , 1 2 1では、 隣接する周波数帯域には放 送信号がないように周波数が利用されている。 すなわち、 N T S C方式 テレビ放送の場合、 一般に 1 2 M H z離れた周波数間隔で、 各チャンネ ルの周波数帯が設定されている。 したがって、 隣接チャンネルの排除能 力は、 上述のような条件に対応できる程度でよい。

しかし、 デジタル放送が同時に放送されることで、 隣接のチャンネル ( N T S C方式の場合、 一般に 6 M H z離れたチャンネル） にも放送信 号が存在する。 したがって、 既存のアナログ放送の受信機は、 このデジ タル放送信号 1 2 3の信号レベル 1 2 4が大きいと、 信号 1 2 3による 妨害を受けることがありうる。 そのため、 信号レベル 1 2 4は、 アナ口 グ放送信号 1 2 0， 1 2 1の信号レベル 1 2 5よりも約 2 0 d B程度低 いレベルで放送される。

従って、 デジタル放送信号の受信機は、 この低いレベルの信号を精度 良く受信する能力を有することが望ましい。 さらに、 受信希望チャンネ ルの信号のレベルは低いので、その近隣に （例えば隣接する周波数帯に） レベルの大きなアナログ放送信号がある場合に、 その信号による妨害を 排除できる構成が望ましい。

本実施の形態 2における高周波受信装置は、 アナログ放送信号が妨害 となり発生するビッ ト誤り率を小さくする。

図 3は本実施の形態 2における高周波受信装置のプロック図である。 なお、 図 3において、 図 1 と同じ部分については同じ参照番号を付し、 その説明は簡略化する。

アンテナ 2 0は、 アナログ放送とデジタル放送とが混在した放送信号 を受信する。 受信された信号は、 R Fフィル夕 1 3 0へ入力される。 R Fフィル夕 1 3 0は、 受信帯域周波数以外の不要な周波数を除去する。

R Fフィル夕 1 3 0の出力信号は、 不平衡 · 平衡変換回路 2 1へ入力 される。 不平衡 ·平衡変換回路 2 1の平衡出力信号は、 高周波増幅器 1 3 1へ入力される。 高周波増幅器 1 3 1は、 その制御端子 1 3 1 aへの 制御電圧に応じて、 その利得が変化する。

高周波増幅器 1 3 1は、 その雑音指数 （以後、 N Fと呼ぶ） は良くな くとも、 利得の制御範囲が大きくかつ、 広周波数帯域での増幅が可能な ように MOS トランジスタ等を用いて、 妨害排除能力を高くするために 平衡型の増幅回路で構成されている。

混合器 2 6においては、 高周波増幅器 1 3 1の平衡出力が、 その一方 の入力に接続され、 他方の入力には局部発振器 2 5の平衡出力が接続さ れる。 混合器 2 6は、 希望チャンネルの信号を、 1. 2 GH zの第一の 中間周波数信号へ変換する。 混合器 2 6と局部発振器 2 5と、 それらの 接続線路も、 妨害排除能力が高い平衡回路で構成されている。

中間周波増幅器 1 34は、 混合器 2 6の平衡出力が入力され、 その制 御端子 1 34 aに供給される電圧に応じて、 その利得が変化する。 高周 波増幅器 1 3 1 と中間周波増幅器 1 34とによって増幅が行なわれるこ とにより、 広い可変範囲で利得が制御される。 中間周波増幅器 1 34も 平衡型の増幅器であり、 妨害排除能力が高い。 従って、 各回路間の距離 が短くでき、 集積回路 （ I C) 内に収納することが可能となる。

実施の形態 2においては、 混合器 2 6、 局部発振器 2 5と、 局部発振 器 2 5にループ接続される P L L回路 3 1および、 中間周波増幅器 1 3 4は、 すべて、 バイポーラ型トランジスタを用いた I Cに収納されてい る。

平衡 ·不平衡変換回路 1 3 5は、 中間周波増幅器 1 34の平衡出力信 号を、 不平衡信号へ変換する。

S A Wフィル夕 1 3 6は、 平衡 ·不平衡変換回路 1 3 5に接続される。 なお、 SAWフィル夕 1 3 6は、 S AWフィルタ以外の狭帯域フィル夕 であってもよい。 SAWフィル夕 1 3 6の通過帯域の中心の周波数は、 中間周波数である略 1. 2 GH zである。 その通過帯域幅は、 1チャン ネルの周波数帯域である略 6 MH zである。

SAWフィル夕 1 3 6は、 受信希望チャンネルの信号以外の不要な信 号を除去する。

第 2の混合器 1 3 7において、 その一方の入力に S A Wフィル夕 1 3 6に接続され、 他方の入力には第 2の局部発振器 1 3 8が接続されてい る。 第 2の混合器 1 3 7は、 第一の中間周波数を、 それより低い第 2の 中間周波信号へ変換する。

第 2の混合器 1 3 7に接続された復調部 3 7は、 中間周波信号を復調 する。 誤り訂正部 4 0は、 この復調された信号の誤りを訂正する。 この 誤り訂正された信号は、 出力端子 4 1から出力される。

レベル検出器 1 4 0は、 S A Wフィルタ 1 3 6の出力が接続され、 受 信希望チャンネル信号の電力レベルを検出する。

メモリ 1 4 1は、 復調部 3 7で復調するために最適な S A Wフィルタ 1 3 6の出力信号のレベルと、 高周波増幅器 1 3 1が飽和する限界レべ ル値とを、 基準値として記憶する。

第 1の演算器 1 4 2においては、 その一方の入力にはレベル検出器 1 4 0の出力が接続され、 他方の入力にはメモリ 1 4 1が接続される。 第 1の演算器 1 4 2は、 レベル検出器 1 4 0で検出された受信希望チャン ネル信号のレベルと、 最適な S A Wフィルタ 1 3 6の出力信号のレベル の基準値とを比較し、 そのレベル差を出力する。

バンドパスフィルタ 1 4 3は、 希望チャンネルを受信時に妨害となる 中間周波数に近接した周波数の信号のみを選択的に通過させる。ここで、 バンドパスフィル夕 1 4 3は、 受信チャンネル帯域の上下、 それぞれ 2 チャンネル分の帯域を含む通過帯域 （ 3 0 M H z ) を有する。

ピーク電力検出器 1 4 4は、 バンドパスフィル夕 1 4 3の出力信号が 入力され、 その信号のピーク電力を検出する。 ピーク電力検出器 1 4 4 は、 受信希望チャンネルを略中心として上下に片側 1 5 M H zの帯域の 周波数の信号が入力され、 これらの信号の中で最も高いレベルの信号を 検出する。

第 2の演算器 1 4 5においては、 その一方の入力にピーク電力検出器 1 4 4の出力信号が供給され、 他方の入力にはメモリ 1 4 1が接続され る。 第 2の演算器 1 4 5は、 ピーク電力検出器 1 4 4で検出された信号 のレベルと、 メモリ 1 4 1に記憶された高周波増幅器 1 3 1が飽和する 限界レベル値との差を算出し、 その算出レベル誤差を出力する。

ピーク電力検出器 1 4 4の出力とメモリ 1 4 1の基準値が同じであ る場合、 それらのレベル誤差は 0であり、 この第 2の演算器 1 4 5の出 力は 0となる。 これは受信チャンネルの近傍にレベルの高い信号が存在 しないことを示す。 こうして、 希望チャンネルの信号よりも高いレベル の信号が希望チャンネルの近傍に存在するかどうかが検知される。

ここで、 ピーク電力検出器 1 4 4で検出された信号のレベルがメモリ 1 4 1に記憶された値より小さい場合も、 レベル差として 0が出力され る。

レベル判定器 1 4 6においては、 その一方の入力に第 1の演算器 1 4 2が算出した誤差が供給され、 他方の入力には第 2の演算器 1 4 5が算 出したレベル誤差が供給される。

レベル判定器 1 4 6は、 第 2の演算器 1 4 5から出力されたレベル差 が 0である場合には、 演算器 1 4 2の出力を利得制御器 1 4 7へ出力す る。

第 2の演算器 1 4 5から出力されたレベル差の出力が 0でない場合、 レベル判定器 1 4 6は、 この演算器 1 4 5の出力を利得制御器 1 4 7へ 出力する。

利得制御器 1 4 7は、 第 3の演算器 1 4 6からの出力信号を積分し、 雑音成分を除去して、 高周波増幅器 1 3 1と中間周波増幅器 1 3 4への 制御信号を生成している。 制御信号は、 制御端子 1 3 1 a , 1 3 4 aへ 供給され、 高周波増幅器 1 3 1と中間周波増幅器 1 3 4の利得を最適に 制御する。

局部発振器 2 5と第 2の局部発振器 1 3 8には、 それぞれにループ接 続された P L L回路 3 1 、 5 4が接続されている。

次に、 以上のように構成された高周波受信装置において、 高周波増幅 器 1 3 1、 中間周波増幅器 1 3 4の利得を制御する動作について、 以下 の （ 1 ) 、 （2 ) の場合について説明する。

( 1 ) 希望チャンネル 1 2 3の近傍に妨害となるアナログ信号 1 2 0 あるいは 1 2 1がない場合

演算器 1 4 2は、 レベル検出器 1 4 0で検出された受信希望チャンネ ル信号のレベルと、 メモリ 1 4 1に記憶された基準値との差を示す信号 を、 利得制御器 1 4 7へ出力する。 利得制御器 1 4 7は、 この差に応じ て制御電圧を変化させる。 こうして、 希望チャンネルの信号レベルが、 基準値に合わせられる。

ここで、 制御部 4 6が、 高周波増幅器 1 3 1の利得が大きくなる方向 へ制御してもよい。 すなわち、 ビッ ト誤り率が予め定められた値以上で ある場合には、 高周波増幅器 1 3 1の利得がさらに大きくされる。 弱電 界などにおいて、 高周波増幅器 1 3 1の飽和まで余裕のあるような場合 には、 高周波増幅器 1 3 1の利得が、 大きくされても信号の歪みは大き くならな。 このとき、 N Fの良い高周波受信装置を得ることができる。

( 2 ) 希望チャンネル 1 2 3の近傍に妨害となるアナログ信号 1 2 0 または 1 2 1が存在する場合

図 2に示される、 アナログ信号 1 2 0または 1 2 1の信号レベル 1 2 5と、希望チヤンネル 1 2 3の信号レベル 1 2 4とのレベル差 1 2 6が、 利得制御器 1 4 7へ供給される。 利得制御器 1 4 7は、 このレベル差 1

2 6に応じて、 制御電圧を変化させる。

次に、 高周波増幅器 1 3 1と中間周波増幅器 1 3 4の動作について説 明する。

図 4 A , Bは、 この高周波増幅器の特性、 すなわち、 高周波増幅器 1 3 1への入力信号レベルとその出力信号レベルとの関係を示している。 図 5は、 高周波増幅器 1 3 1への入力信号レベルと中間周波増幅器 1

3 4の利得との関係を示す。 横軸は、 高周波増幅器 1 3 1への入力信号 レベルを示す。 縦軸は、 中間周波増幅器 1 3 4の利得を示す。

図 4 A、 Bにおいて、 横軸は、 高周波増幅器 1 3 1への入力信号のレ ベルである。 縦軸は、 高周波増幅器 1 3 1の出力信号レベルである。 図 4 Aにおいて、 ライン 1 5 2は、 高周波増幅器 1 3 1の入力信号の レベルに対する出力信号を示している。 ここで、 高周波増幅器 1 3 1は、 アナログ放送信号のレベル 1 2 5に対してもレベル 1 2 5 'に対しても 出力レベル 1 5 3を出力するように制御される。

図 4 Bにおいて、 ライン 1 5 4は、 高周波増幅器 1 3 1の入力信号の レベルに対する出力信号を示している。 ここで、 デジタル放送に対して は、 誤り訂正処理が行われるので、 アナログ放送受信に比べて、 高周波 増幅器 1 3 1の N Fは、 低くても良い。 また、 デジタル放送信号は、 そ の信号内に多くの信号成分を有しているので、 そのエネルギー量は大き レ したがって、 デジタル放送受信時の高周波増幅器 1 3 1からの出力 信号レベル 1 5 5は、 図 4 Aに示されるアナログ放送の場合の出カレべ ル 1 5 3に比べて、 小さくなるように設定される。

高周波増幅器 1 3 1は、 飽和レベル 1 5 6以上のレベルの信号が入力 されても、 利得限界 1 5 7以上には増幅しない。 従って、 飽和レベル 1 5 6以上のレベルの信号が、 この高周波増幅器 1 3 1へ入力されると、 高周波増幅器 1 3 1は、信号に歪みを生じさせ、妨害信号等が発生する。 すなわち、 デジタル放送受信時に、 希望信号のみのレベルだけで利得制 御すると、 レベルの大きなアナログ放送信号によって高周波増幅器 1 3 1が歪む場合がある。

また、 高周波増幅器 1 3 1の出力信号のピーク電圧のレベルだけに応 じて、 利得が制御されると、 レベルの大きなアナログ放送信号のレベル 1 2 5に対し、 出力レベル 1 5 5の信号が出力されるように制御される 場合がある。 このときには、 本来、 受信されるべきデジタル信号が、 そ の出力レベルが小さくなり、 受信できない場合がある。

そこで、 本発明の受信装置では、 以下のように、 利得が制御される。 デジタル放送を受信時に受信チャンネルの近傍に、 飽和レベル 1 5 3 よりも大きい妨害信号が存在しないと判定された場合には、 受信チャン ネルの信号レベル 1 2 4によって、 高周波増幅器 1 3 1の利得が制御さ れる。

飽和レベル 1 5 3よりも大きい妨害信号 （アナログ放送信号） が存在 すると判定された場合には、 そのレベル差 1 2 6の大きさに応じ、 高周 波増幅器 1 3 1の利得カーブ 1 5 4が、 利得カーブ 1 5 7へと変化させ られる。 これにより、高周波増幅器 1 3 1への入力信号レベルの飽和は、 飽和点 1 5 8となる。 アナログ信号 1 2 1の信号レベル 1 2 5に対する 出力は、 レベル 1 5 9となり、 高周波増幅器 1 3 1は飽和しない。 した がって、 高周波増幅器 1 3 1の出力信号の歪みは、 小さい。

ここで、 混合器 2 6で第 1の中間周波数へ周波数変換されたデジタル 放送の受信チャンネル 1 2 3の信号レベルは、減少量 1 6 0だけ小さい。 したがって、 図 5に示されるように、 中間周波増幅器 1 3 4は、 その減 少量 1 6 0を補うように、その利得 1 6 1を利得 1 6 2へと変化させる。 こうして、 中間周波増幅器 1 3 4からの出力信号レベルは、 略一定値と なる。

ここで、 本実施の形態 2の誤り訂正部 4 0は、 実施の形態 1における ものと同じ構成が用いられる。

誤り訂正部 4 0に含まれるビ夕ビ訂正器 4 2の出力が、 判定部 4 5へ 接続されている。

判定部 4 5では、 ビタビ訂正後の信号のビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2 以上である場合、 その旨を示す信号を制御部 4 6へ送信する。 この信号 を受け取った制御部 4 6は、 利得制御器 1 4 7に対して高周波増幅器 1 3 1と、中間周波増幅器 1 3 4の利得の制御を行うように指示を与える。 以上の構成によって、 利得制御器 1 4 7は、 受信希望チャンネルのデ ジタル放送信号の近傍にあるレベルの高い放送信号によってビ夕ビ訂正 器 4 2のビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2以上に悪化した場合に、 高周波増 幅器 1 3 1と中間周波増幅器 1 3 4との利得を制御する。 従って、 出力 端子 4 1でのビッ ト誤り率が 0ではない時に、 高周波増幅器 1 3 1と中 間周波増幅器 1 3 4の利得の制御が行われる。 これにより、 ビッ ト誤り 率が安定した高周波受信装置が得られる。

演算器 1 4 5は、 メモリ 1 4 1に記憶された高周波増幅器に歪みが生 じる限界値と比較し、 高周波増幅器 1 3 1の利得を制御する。 したがつ て、 受信希望チャンネルであるデジタル放送信号の近傍にレベルの高い 放送信号があっても、 高周波増幅器 1 3 1は飽和しない。 従って、 受信 希望チャンネルのレベルを最適となるように制御することができ、 高周 波増幅器 1 3 1での信号の歪みを小さくすることができる。 こうして、 ビッ ト誤り率が小さい高周波受信装置が提供される。

また、 昨今、 携帯電話や自動車の車内などの移動状態で、 デジタル放 送を視聴するニーズが高まってきた。

そのために、 本実施の形態 2におけるデジタル放送受信装置において は、 第 1中間周波数が 1 . 2 G H zとされる。 したがって、 このデジ夕 ル放送受信装置は、 9 0 0 M H z帯、 1 . 5 G H z帯の周波数を使用す る携帯電話や、 1 . 9 G H z帯の周波数を使用するパーソナルハンディ フォーンシステム （P H S ) 端末などの携帯機器と、 互いに、 影響を及 ぼすことがない。

したがって、 この高周波受信装置が、 携帯機器内に搭載されても、 妨 害が生じる可能性は少ない。

特に、 デジタル信号が、 移動中に受信される場合、 放送局との距離や 方向などの電波状況が刻々と変化する。

本実施例の高周波受信装置は、 受信希望チャンネルの受信状態におい て、 常にビッ ト誤り率を判定するとともに、 受信希望チャンネルを略中 心として予め定められた周波数帯域内のアナログ放送信号のピーク電力 を検出する。 したがって、 この高周波受信装置においては、 ビッ ト誤り 率が悪化した場合に、 検出したピーク電力値に応じて、 即、 高周波増幅 器あるいは、 中間周波増幅器の利得が制御される。 これにより、 この高 周波受信装置は、移動によって刻々と変化する信号レベルの変化に対し、 即応でき、 ビッ ト誤り率を素早く改善する。

さらに、 この高周波受信装置においては、 レベル判定器 1 4 6によつ て、 ピーク電力検出器 1 4 4の出力による誤差と、 レベル検出器 1 4 0 の出力との誤差とによって演算をしているが、 レベル判定判定器 1 4 6 は単なる比較器であっても良い。 この場合、 比較器は、 ピーク電力検出 器 1 4 4の出力とレベル検出器 1 4 0の出力とを比較し、 ピーク電力検 出器 1 4 4の出力の方が大きい場合には、 利得制御器 1 4 7に信号を伝 達する。

つまり、 利得制御器 1 4 7は、 この信号に応じて、 高周波増幅器 1 3 1の利得を小さくする方向に制御電圧を微小量変化させる。 このとき、 高周波増幅器 1 3 1の利得が小さくされることにより、 混合器 1 3 3の 出力信号レベルは減少する。 利得制御器 1 4 7は、 これを補うように、 中間周波増幅器 1 3 4の利得を大きくする方向へ中間周波増幅器 1 3 4 の制御電圧を微小量変化させる。

レベル判定判定器 1 4 6として、 比較器が用いられる場合、 演算は行 われない。 したがって、 この場合、 第 3の演算器が不要となり、 利得を 制御のための応答速度は速くなる。 従って、 隣接チャンネル信号のレべ ルが変動したことによるビッ ト誤り率の悪化等が、 素早く改善される。

このことは、 携帯電話や、 車搭用高周波信号受信装置など、 その信号 レベルが刻々と変化する機器には重要な有利な点である。

本実施の形態の高周波信号受信装置においては、 レベル検出器 1 4 0 が希望チャンネルの信号レベルを検出しているが、 ピーク電力検出器 1 4 4が、 この信号レベルを検出しても良い。 その場合、 ピーク電力検出 器 1 4 4は、 この信号のレベルを、 演算器 1 4 2へ出力する。

本実施の形態 2においては、 受信チャンネルの信号レベルを検出する ために、 レベル検出器 1 4 0は S A Wフィル夕 1 3 6の出力によって、 希望チャンネルの信号レベルが検出されている。 しかしピーク電力検出 器 1 4 4が、 希望チャンネル周波数の信号レベルとピーク電力とを共に 読み取る構成としておけば、 レベル検出器 1 4 0へピーク電力検出器 1 4 4の出力のうち希望チャンネル周波数の信号レベルのみを、 分割して 入力しても良い。 この場合、 S A Wフィル夕 1 3 6によるロス分だけ信 号レベルが小さくならない。 したがって、 精度の良い信号レベルの検出 ができる。

上述の説明においては、 レベル検出器 1 4 0、 演算器 1 4 2、 ピーク 電力検出器 1 4 4、 第 2の演算器 1 4 5やレベル判定器 1 4 6は回路に よって構成されている。

これらの回路それぞれの動作が、 プログラムにおける手順として、 C P Uで実行されても良い。 この場合、 レベル検出器 1 4 0、 演算器 1 4 2、 ピーク電力検出器 1 4 4、 第 2の演算器 1 4 5やレベル判定器 1 4 6等の回路が、 簡素化される。 したがって、 高周波受信装置は、 小型化 かつ安価に構成される。 以上の構成において、 高周波増幅器と混合器との間にはフィル夕が存 在しないので、 その間でのロスがなく N Fの劣化は小さくなる。従って、 中間周波増幅器には N Fが優れた高価なガリゥム砒素トランジスタ等を 用いるのではなく、 N Fは悪いが価格の安価なトランジス夕等で形成す ることができ、 安価な高周波受信装置が得られる。 さらに、 混合器や局 部発振器などと同じ I C内に形成することができる。 従って小型な高周 波受信装置が得られる。

また、 以上の構成において、 利得制御器によって、 高周波増幅器や中 間周波増幅器の利得を制御してもビッ ト誤り率が予め定められた値以下 とならなかった場合には、 制御を行う以前の利得に戻してもよい。 これ は、 高周波増幅器あるいは中間周波増幅器によってビット誤り率が悪化 したものではないからである。

以上に述べたように、 本実施例によれば、 受信希望チャンネルのデジ タル放送信号の近傍にレベルの高い放送信号があっても、 高周波増幅器 が飽和状態とならず、受信希望チャンネルのレベルが最適となるように、 制御される。 さらに、 受信信号のレベルに応じて、 受信希望チャンネル のレベルが最適になるように、 高周波増幅器と中間周波増幅器の利得が 制御される。 したがって、 ピット誤り率の小さな高周波受信装置が得ら れる。

(実施の形態 3 )

以下、 実施の形態 3における高周波受信装置について図を用いて説明 する。

図 6は本実施の形態 3における高周波受信装置のプロック図である。 図 6において、 図 1や図 3と同じ要素については同じ番号を付し、 そ の説明は簡略化する。

図 6において、 同調アンテナ 2 0は、 この制御端子 2 0 cに与えられ る信号に応じて、 同調周波数を変化させる。

その利得が可変制御される高周波増幅器 1 7 2は、 同調アンテナ 2 0 の出力に接続される。

混合器 1 Ί 3においては、 その一方の入力には高周波増幅器 1 7 2の 出力が接続され、他方の入力には局部発振器 1 7 4の出力が接続される。 混合器 1 7 3は、 入力信号を第 1の中間周波数へ周波数変換する。

S A Wフィルタ 1 3 6は、 中間周波増幅器 1 7 5の出力信号から不要 な信号を除去し、 第 1の中間周波数を含む所定の帯域の信号を得る。 中間周波増幅器 1 7 5は、 S A Wフィル夕 1 3 6の出力が接続され、 その利得が可変制御されて、 S A Wフィル夕 1 3 6の出力信号を増幅す る。 中間周波増幅器 1 7 5の出力信号は、 第 2の混合器 1 3 7によって、 第 2の中間周波数へ変換される。

復調部 3 7は、 第 2の中間周波信号を復調する。 誤り訂正部 4 0は、 復調部 3 7の出力に接続され、 その出力が出力端子 4 1に接続されてい る。 ここで、 誤り訂正部 4 0は、 復調部 3 7の出力に接続されたビ夕ビ 訂正器 4 2と、 ビ夕ビ訂正器 4 2の出力が接続されたリ一ドソロモン訂 正器 4 3とから構成されている。

ビ夕ビ訂正器 4 2には、 さらに判定部 4 5が接続され、 判定部 4 5の 出力には制御部 4 6が接続されている。

判定部 4 5や制御部 4 6は C P U 4 4内に収められている。

ここで、 第 2の演算器 1 7 4においては、 その一方の入力にピーク電 力検出器 1 4 4の出力が供給され、 他方の入力にはレベル検出器 1 4 0 の出力が接続される。 ここで、 ピーク電力検出器 1 4 4へは、 第 1の中 間周波数の信号が、 フィルタ 1 4 3を介して供給されている。

一方、 第 1の演算器 1 4 1は、 レベル検出器 1 4 0の出力とメモリ 1 4 2の出力に接続される。

第 1の演算器 1 4 1と第 2の演算器 1 7 4の出力が、 レベル判定器 1 4 6に接続される。 利得制御器 1 7 9の入力には、 レベル判定器 1 4 6 の出力と、 ピーク電力検出器 1 4 4の出力と、 制御部 4 6の出力とが接 続される。 利得制御器 1 7 9の出力は、 アンテナ 2 0の制御端子 2 0 c へも接続され、 その同調周波数を制御する。

以上のような構成において、 第 2の演算器 1 7 4は、 S A Wフィルタ 1 3 6の上流から取り出した大きな妨害信号を含んだ信号と、 S A Wフ ィルタ 1 3 6の下流から取り出した妨害信号が抑圧された信号のレベル 差を算出し、 そのレベル差を出力する。 第 lの演算器 1 4 1は、 レベル検出器 1 4 0の出力信号レベルとメモ リ 1 4 2の規定値とを比較しそのレベル差を出力する。

レベル判定器 1 4 6は、 演算器 1 4 1と第 2の演算器 1 7 4とがそれ ぞれ出力する誤差信号を比較し、 それらの差を利得制御器 1 7 9へ出力 する。 利得制御器 1 7 9は、 ピーク電力検出器 1 4 4の出力信号レベル と、 高周波増幅器 1 7 2が飽和する信号レベルの値を比較する。 ここで、 利得制御器 1 7 9は、 前者の方が後者より大きい場合、 高周波増幅器で 信号に歪みが生じると判定し、 レベル判定器 1 4 6の信号のレベルに応 じて、 高周波増幅器 1 7 2と中間周波増幅器 1 7 5の利得を制御する。 また、 レベル検出器 1 4 0の出力は、 第 2の演算器 1 7 4に接続されて いる。

ピーク電力検出器 1 4 4の出力とレベル検出器 1 4 0の出力が同じで ある場合、 第 2の演算器 1 7 4の出力は 0となる。 これは、 受信チャン ネルの近傍にレベルの高い信号が存在しないことを示す。 従ってこの構 成によって、 希望チャンネルの信号よりも高いレベルの信号が希望チヤ ンネルの近傍に存在するかどうかを検知できる。

なお、 本実施の形態 3における誤り訂正部 4 0や判定部 4 5は、 実施 の形態 2と同じ構成が用いてられている。

判定部 4 5は、 ビタビ訂正による信号のビット誤り率が 0 . 0 0 0 2 以上である場合に、 制御部 4 6へ、 ビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2を超え た旨の信号を送る。 この信号を受け取った制御部 4 6は、 利得制御器 1 7 9へ、 高周波増幅器 1 7 2や中間周波増幅器 1 7 5の制御を行うよう 指示する信号を送る。

すなわち、 判定部 4 5は、 ビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2以上に悪化し た場合にのみ、 利得制御器 1 7 9に対して高周波増幅器 1 7 2と中間周 波増幅器 1 7 5の利得を制御するように指示する。 従って、 出力端子 4 1でのビッ ト誤り率が 0ではなくなった時に、 高周波増幅器 1 7 2と中 間周波増幅器 1 7 5の利得の制御が行われる。 こうして、 ビット誤り率 が安定した高周波受信装置が得られる。

また、実施の形態 2同様に、 受信希望チャンネルの受信状態において、 常に、 ビット誤り率が判定されるとともに、 受信希望チャンネルを略中 心として予め定められた周波数帯域内のアナログ放送信号のピーク電力 が検出される。 したがって、 移動体において、 刻々と変化する信号レべ ルの変化に対し即応できる。 こうして、 移動体おいて、 ビッ ト誤り率を 素早く改善する受信装置が得られる。

さらに、 本実施の形態 3においては、 利得制御器 1 7 9が、 同調アン テナ 2 0の同調周波数の制御も行っている。 ここで、 利得制御器 1 7 9 は、 レベル判定器より誤差信号を受け取ると、 同調アンテナ 2 0の同調 周波数を希望チャンネルの周波数より微小量だけ変化させ、 隣接チャン ネルの信号を減衰させるように制御を行う。 これによつて希望チャンネ ルの近傍にある妨害アナログ信号の減衰量を大きくすることができる。

しかしながら、 同調アンテナ 2 0の同調周波数を希望チャンネルの周 波数から変化させると、 希望チャンネル信号に対してもロスが大きくな る。

そこで、 本実施の形態 3においては、 第 2の演算器 1 7 4の出力が 0 でない場合、 つまり希望チャンネル 1 2 3の近傍にアナログ放送信号 1 2 0あるいはアナログ放送信号 1 2 1が存在する場合に、 制御部 4 6は 次のような制御を行う。

制御部 4 6は、 同調アンテナ 2 0の同調周波数を希望チャンネルの周 波数より微小量だけ変化させる。 制御部 4 6は、 それによる希望チャン ネルの信号の減衰を補うために、 高周波増幅器 1 7 2あるいは中間周波 増幅器 1 7 5の利得が大きくなる方向へ制御を行う。 これにより、 高周 波増幅器 1 7 2へ隣接チャンネルの妨害信号が供給され難くなり、 高周 波増幅器 1 7 2の歪みは小さくなる。 さらに、 復調部 3 7で処理される 信号のレベルが所定の値にされる。 したがって、 ビット誤り率を小さく することができる。

なお、 高周波増幅器 1 7 2、 混合器 1 7 3、 局部発振器 1 7 4とにつ いては不平衡回路で構成されているが、 実施の形態 2と同様に、 平衡回 路で、 これらが構成されても良い。

また、 同調周波数の制御に関して、 下記のように構成されてもよい。 フィル夕 1 4 3が、 受信チャンネル帯域とその上側を含む帯域を有する フィルタと、 受信チャンネル帯域とその下側を含む帯域を有するフィル 夕を含む。 ピーク電力検出器 1 4 4は、 受信希望チャンネルのレベルよ り大きなレベルを有する妨害信号が、 上記の二つのフィル夕のどちらか ら入力されたかを検知する。

ピーク電力検出器 1 4 4は、 制御部 4 6に接続されて、 どちらのフィル 夕から妨害信号を検出したか、 すなわち、 検知した信号の周波数が受信 希望チャンネルの周波数よりも上側か、 下側かの情報を、 制御部 4 6へ 出力する。 制御部 4 6は、 この情報に応じて、 妨害信号の存在する方向 と逆方向へ同調部 2 0の同調周波数を変化させるように、 利得制御器 1 7 9を介して、 制御する。 これにより、 適切な方向への制御が行われる。 さらに、 制御部が制御する同調アンテナにより、 選局部へ入る前に、 すでに希望チャンネル以外の不要な信号は除去される。 したがって、 希 望信号以外により発生するスプリアスや 2次歪、 3次歪などが防止され る。 これにより、 従来、 スプリアスや 2次歪、 3次歪を防止するために 必要とされていた強固なシールド筐体や仕切り板が不要なため、 シール ド構造を簡易になる。

(実施の形態 4 )

以下、 実施の形態 4における高周波受信装置について図を用いて説明 する。

図 7は本実施の形態 4における高周波受信装置のブロック図である。 図 7において、 図 1あるいは図 3と同じ要素については同じ番号を付 し、 その説明は簡略化する。

図 7において、 アンテナ 2 0は同調アンテナであり、 その制御電圧に 応じて同調周波数を変化させている。 同調アンテナ 2 0の出力には高周 波増幅器 1 7 2が接続されている。 混合器 1 7 3においては、 高周波増 幅器 1 7 2の出力がその一方の入力に接続され、 他方の入力には局部発 振器 1 7 4の出力が接続される。 混合器 1 7 3の出力には中間周波増幅 器 1 7 5が接続されている。

ここで、 中間周波増幅器 1 7 5と高周波増幅器 1 7 2は、 それぞれの 制御端子へ供給される電圧に応じて、 利得が制御される。 中間周波増幅 器 1 7 5の出力は、 S A Wフィル夕 1 3 6に接続される。

混合器 1 8 2においては、 S A Wフィルタ 1 3 6の出力がその一方の 入力に接続されるとともに、 他方の入力に局部発振器 1 8 1の出力が接 続されている。

混合器 1 8 0においては、 S A Wフィル夕 1 3 6の出力がその一方の 入力に接続されるとともに、 他方の入力に局部発振器 1 8 1の出力が 9 0度位相器 1 8 3を介して接続されている。

局部発振器 1 8 1は、 第 1の中間周波数と略同じ周波数の信号を発振 する。 P L L 5 6は、 局部発振器 1 8 1にループ接続されている。 混合 器 1 8 0 , 1 8 2は、 局部発振器 1 8 1の発信信号と第 1の中間周波数 信号とを混合し、 それぞれ位相が 9 0度異なった I , Q信号を直接、 出 力する。 従って、 他の I , Q検波器を設ける必要がない。

こうして、 安価かつ小型な高周波受信装置が供給される。

I， Q信号は、 復調器 1 8 7へ入力され、 復調される。

復調器 1 8 7は、 レベル検出器 1 8 4、 演算器 1 8 5、 レベル判定器 1 8 9と利得制御器 1 9 0と同じ 1つの C P Uの内に収納されている。 従って、 小型な高周波受信装置を得られる。

レベル検出器 1 8 4は、 復調器 1 8 7の信号のレベルと、 メモリ 1 8 6に記憶された規定値との誤差を算出する。 この規定値は、 復調器 1 8 7が復調する信号が予め定められた信号レベルとなる場合の信号のレべ ルに設定されている。

ピークレベル検出器 1 9 1においは、 その一方の入力にフィルタ 1 4 8の出力が接続されるとともに、 他方の入力にはメモリ 1 9 2が接続さ れる。 ピークレベル検出器 1 9 1の出力は、 判定器 1 8 9に接続されて いる。

メモリ 1 9 2は、 アナログ放送として判定されるレベルの電力値が記 憶されている。 本実施の形態 4においては、 メモリ 1 9 2は、 デジタル 放送信号の強電界におけるデジタル放送信号の最大の信号レベルを、 基 準値として、 記憶している。

ピークレベル検出器 1 9 1は、 受信チャンネルを除いた隣接の数チヤ ンネル分の帯域のピーク電力を検出する。 その検出されたレベルとメモ リ 1 9 2に記憶された基準値との差が予め定められた値以上である場合 は、 ピークレベル検出器 1 9 1は、 受信信号に歪みを生じさせる高い信 号レベルのチャンネルが存在すると判断する。 そのとき、 ピークレベル 検出器 1 9 1は、 妨害チャンネルが存在することを示す信号を、 レベル 判定器 1 8 9へ送る。

レベル判定器 1 8 9は、 ピークレベル検出器 1 9 1から妨害チャンネ ルがあることを示す信号を受信しない場合には、 演算器 1 8 5の差出力 の有無を示す情報を利得制御器 1 9 0へ送る。

利得制御器 1 9 0は、差出力があることを示す信号を受けた場合には、 予め定められた電圧分だけ、 高周波増幅器 1 7 2と中間周波増幅器 1 Ί 5の利得を制御する。

レベル判定器 1 8 9は、 ピークレベル検出器 1 9 1から妨害チャンネ ルがあることを示す信号を受け取った場合には、 妨害チャンネルの有無 を示す情報を利得制御器 1 9 0へ送る。

制御部 4 6は、 判定部 4 5でのビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2を超えた との判定結果によって、利得制御器 1 9 0へそのことを示す信号を送る。 そのとき、 利得制御器 1 9 0は、 制御部 4 6からの信号に基づき、 予め 定められた電圧だけ高周波増幅器 1 7 2と中間周波増幅器 1 7 5との利 得制御電圧を変化させる。 こうして、 利得制御器 1 9 0は、 高周波増幅 器 1 7 2の利得を小さくするとともに、 その利得減少分を補うように、 中間周波増幅器 1 7 5の利得を大きくする。

また、 利得制御器 1 9 0は、 受信希望チャンネルのデジタル放送信号 の近傍にあるレベルの高い放送信号によってビタビ訂正器 4 2のビッ ト 誤り率が 0 . 0 0 0 2以上に悪化した場合に、 高周波増幅器 1 7 2と中 間周波増幅器 1 7 5との利得を制御する。 従って、 出力端子 4 1でのビ ット誤り率が 0ではなくなった時に、 高周波増幅器 1 7 2と中間周波増 幅器 1 7 5との利得の制御が行われる。 このことにより、 ビッ ト誤り率が安定した高周波受信装置が得られる。 さらに、 ピークレベル検出器 1 9 1は、 検出されたピークレベルとメ モリ 1 9 2に記憶された限界値と差に応じて、 高周波増幅器 1 7 2の利 得を制御する。 したがって、 受信希望チャンネルのデジタル放送信号の 近傍にレベルの高い放送信号があっても、 高周波増幅器 1 7 2は、 飽和 状態とならない。 従って、 受信希望チャンネルのレベルが最適となるよ うに制御され、 高周波増幅器 1 7 2での信号の歪みを小さくすることが できる。 こうして、 ビット誤り率が小さい高周波受信装置が提供される。 (実施の形態 5 )

以下、 実施の形態 5における高周波受信装置について図を用いて説明 する。

実施の形態 5は、 本発明をシングルコンバージョンチューナに応用し た例である。

図 8は本実施の形態 5における高周波受信装置のプロック図である。 図 8において、 図 1あるいは図 3と同じ要素については同じ番号を付 し、 その説明は簡略化する。

図 8において、アンテナ 2 0に接続されたアンテナフィル夕 2 0 0は、 希望チャンネルの周波数がその同調周波数となる単同調型フィルタであ る。 アンテナフィル夕 2 0 0の出力は、 高周波増幅器 1 7 2に接続され ている。

段間フィルタ 2 0 1は、 高周波増幅器 1 7 2の出力が接続されて、 増 幅された信号が供給される。 段間フィル夕 2 0 1は、 同調回路を 2つ有 した複同調型フィルタである。

ここで、 複同調型フィル夕 2 0 1は、 同調点が 2箇所あるため、 希望チ ャンネルの周波数が、 その通過帯域の略中心となるようにそれぞれの同 調点が調整される。

混合器 2 0 2においては、 段間フィルタ 2 0 1の出力が、 その一方の 入力に接続されるとともに、 他方の入力には周波数可変局部発振器 2 0 3の出力が接続される。 混合器 2 0 2は、 入力された高周波信号のうち の希望チャンネル信号を、 約 5 7 M H zの中間周波数へ変換している。

S A Wフィル夕 2 0 4は、 混合器 2 0 2の出力が接続される。 S A W フィル夕 2 0 4は、 その通過帯域は、 約 6 M H zであり、 その中心周波 数は、 中間周波数に略等しい 5 7 M H zであるので、 その中心周波数か ら隣接信号等 6 M H z以上離れた信号を確実に減衰させる。

中間周波増幅器 2 0 5は、 S A Wフィル夕 2 0 4の出力が接続されと もに、 その制御端子 2 0 5 aに供給される電圧に応じて、 増幅のための 利得が可変である。 中間周波増幅器 2 0 5は、 中間周波数信号のみが入 力されるので、 妨害のアナログ放送信号で飽和することはない。 したが つて、 中間周波増幅器 2 0 5における信号の歪みは小さい。

ここで、 アンテナフィル夕 2 0 0、 段間フィルタ 2 0 1 、 S A Wフィ ル夕 2 0 4等によって、 信号がロスされるので、 中間周波増幅器 2 0 5 には、 N Fが良いトランジス夕を用いることが望ましい。

アナログ ·デジタル変換器 2 0 6は、 中間周波増幅器 2 0 5の出力が 接続される。 ここでデジタル信号に変換された信号が、 復調器 2 0 7へ 供給される。 復調器 2 0 7で復調された信号が、 誤り訂正部 4 0へ出力 される。

誤り訂正部 4 0の一方の出力は出力端子 4 1へ接続され、 他方の出力 は判定部 4 5へ接続される。 判定部 4 5の出力が制御部 4 6へ接続され る。 レベル検出器 2 1 0は、 復調器 2 0 7の出力が接続されて、 復調器 2 0 7の出力信号のレベルを検出する。

演算器 2 1 1においては、 その一方の入力にレベル検出器 2 1 0の出 力が接続されるとともに、 他方の入力にはメモリ 2 1 2が接続される。 演算器 2 1 1は、 検出された復調器 2 0 7の出力信号のレベルと、 メ モリ 2 1 2に記憶された値との差を演算している。 ここで、 メモリ 2 1 2は、 復調器の最適な信号レベルの値を記憶している。 つまり、 この演 算器 2 1 1は、 レベル検出器 2 1 0で検出された信号レベルが最適値と なっているかどうかを判定する。

利得制御器 2 1 3においては、 その一方の入力に演算器 2 1 1の出力 が接続されるとともに、 他方の入力には制御部の出力が接続される。 利得制御器 2 1 3の出力は、 中間周波増幅器 2 0 5の制御端子 2 0 5 aとに接続されている。 従って、 利得制御器 2 1 3は、 演算器 2 1 1か らの誤差信号がある場合、 この誤差信号に応じて、制御電圧を変化させ、 中間周波増幅器 2 0 5の利得を変化させる。

ピーク電力検出器 2 1 5は、 混合器 2 0 2の出力が接続されている。 レベル判定器 2 1 6においては、 ピーク電力検出器 2 1 5の出力がそ の一方の入力に接続されるとともに、 他方の入力にはメモリ 2 1 7が接 続されている。 メモリ 2 1 7は、 高周波増幅器 1 7 2に歪みを生じる限 界値のレベルの電力値を、 基準値として、 記憶している。

レベル判定器 2 1 6は、 ピーク電力検出器 2 1 5とメモリ 2 1 7に記 憶されている基準値とのレベル差を演算する。

レベル判定器 2 1 6の出力と、 高周波増幅器 1 7 2の制御端子 1 7 2 aとの間には、 利得制御器 2 1 8が挿入されている。 利得制御器 2 1 3 の出力は、 利得制御器 2 1 8へも供給される。 ここで、 点線 2 2 0で囲まれた部分が I Cなどの一つのプロックで形 成されてもよい。

以下、 本実施の形態 5の動作について説明する。

アンテナフィル夕 2 0 0の同調周波数は、 希望チャンネルの周波数で ある。 したがって、 アンテナフィルタ 2 0 0は、 希望チャンネルの信号 以外の信号を減衰させる。 ここで、 アンテナフィル夕 2 0 0は、 信号の ロスを小さくし、 N Fを良くするために、 単同調回路で構成されている。 したがって、 希望チャンネル周波数より 6 M H zしか離れていない隣接 チャンネルの信号は、 1 0 d B程度しか減衰しない。

アナログ放送とデジタル放送では、 略 4 0 d B以上のレベル差がある ため、 アナログ放送が隣接チャンネルにある場合、 その信号がアンテナ フィル夕 2 0 0を通過しても、 隣接チヤンネルの信号のレベルは大きい ままである。

そこで、 本実施の形態 5では、 ピーク電力検出器 2 1 5は、 受信チヤ ンネルを除いた隣接数チャンネル分の帯域のピーク電力を検出する。 ピ —ク電力検出器で検出された信号レベルが、 メモリ 2 1 7に記憶された 基準値以上である場合は、 高周波増幅器 1 7 2が歪むと判定され、 その レベル差を利得制御器 2 1 8へ出力される。 利得制御器 2 1 8は、 受け 取ったレベル差に応じて、 高周波増幅器 1 7 2の制御端子の制御電圧を 変化させる。

演算器 2 1 1は、 レベル検出器 2 1 0で検出された信号レベルと最適 値との差信号を、 利得制御器 2 1 3へ出力する。 この差信号に応じて、 利得制御器 2 1 3は、 中間周波増幅器 2 0 5の利得を制御する。

利得制御器 2 1 8は、 レベル判定器 2 1 6からの信号に応じて、 高周 波増幅器 1 7 2の利得を制御する。 このとき、 妨害信号のレベルが大き すぎるような場合に、 利得制御器 2 1 8による制御によって、 高周波増 幅器 1 7 2の利得が小さくなる。 そのため、 下流の中間周波増幅器 2 0 5の最大利得でも、 復調部の電圧が所定の値とならないことが起こる。 このとき、 信号の N Fが悪化し、 ビット誤り率が悪化する。

そこで、 本実施の形態 5においては、 中間周波増幅器 2 0 5の利得が 最大利得 （制御電圧が最大電圧） である場合には、 利得制御器 2 1 3は、 利得制御器 2 1 8に対して、 電圧を増やし、 高周波増幅器 1 7 2の利得 を大きくするように指示をする。

以上の構成によって、 受信希望チャンネルのデジタル放送信号の近傍 にあるレベルの高い放送信号によってビタビ訂正器 4 2のビット誤り率 が 0 . 0 0 0 2以上に悪化した場合に、 利得制御器 2 1 8は、 高周波増 幅器 1 7 2と中間周波増幅器 2 0 5との利得を制御する。

従って、 出力端子 4 1でのビット誤り率が 0ではなくなった時に、 高 周波増幅器 1 7 2と中間周波増幅器 2 0 5の利得の制御が行われる。 こ うして、 ビッ ト誤り率が安定した高周波受信装置が得られる。

また、 ピーク電力検出器 2 1 5が、 受信希望チャンネル信号を略中心 として、 ある規定の周波数帯域内に存在するチャンネル信号のレベルを 検出する。 このレベルが受信希望チャンネルの信号よりも大きい場合、 利得制御器 2 1 8が、 高周波増幅器にレベルの信号が入力されても飽和 しないように、 その利得を小さくする方向へ制御する。 従って、 受信希 望チャンネルのデジタル放送信号の近傍にアナログ放送信号があっても、 高周波増幅器 1 7 2が飽和状態とならず、 受信希望チャンネルのレベル を最適となるように制御することができる。

したがって、 ビット誤り率が小さい高周波受信装置が提供される。 また、 この高周波受信装置は、 高周波増幅器 1 7 2の上流に、 単同調 フィル夕 2 0 0を有しているので、 隣接チャンネル等の妨害信号を予め 減衰させることができる。 従って、 高周波増幅器 1 7 2での歪みはさら に発生し難くなる。 (実施の形態 6 )

図 9は、 実施の形態 6における高周波信号受信装置のブロック図であ る。

図 9において、 図 1、 図 3と同じ要素については同じ番号を付し、 そ の説明は簡略化する。

選局部 2 2は、 次のように構成されている。

入力端子 3 0 1は、 高周波信号が入力される。 高周波増幅器 3 0 2は、 入力端子 3 0 1に入力された信号が供給される。 ここで、 高周波増幅器 3 0 2は、 A G C回路の一例として用いられている。

混合器 3 0 7においては、 高周波増幅器 3 0 2の出力が、 一方の入力 に供給されるとともに、 他方の入力には局部発振回路 3 0 8の出力信号 が供給される。 フィル夕 3 0 9は、 混合器 3 0 7の出力が供給される。 A G C制御回路 3 0 6は、 混合器 3 0 7の出力が供給される。 中間周波 増幅器 3 1 1は、 フィル夕 3 0 9の出力が供給される。 ここで、 中間周 波増幅器 3 1 1は、 第 2の A G C回路の一例として用いられている。 混合器 3 1 4においては、 中間周波増幅器 3 1 1の出力が、 一方の入 力に供給されるとともに、 他方の入力には局部発振回路 3 1 3の出力信 号が供給される。 フィル夕 3 1 5は、混合器 3 1 4の出力が供給される。 選局部 2 2の出力が接続される復調部 3 7は、次のように構成される。 フィルタ 3 1 5の出力信号は、 復調部利得制御器 3 1 6に供給される。 復調部利得制御器 3 1 6の出力信号は、 A Dコンバータ 3 1 7に供給さ れる。 A Dコンバータ 3 1 7の出力は、 デジタルフィル夕 3 1 8に供給 される。 デジタルフィル夕 3 1 8の出力は、 復調回路 3 1 9に供給され る。 デジタルフィルタ 3 1 8の出力信号が供給される A G C制御回路 3 2 1は、 復調部利得制御器 3 1 6の利得を制御する。

重み付け回路 3 0 5は、 A G C制御回路 3 2 1の出力電圧と、 A G C 制御回路 3 0 6の出力電圧とが入力されて、 その出力電圧を高周波増幅 器 3 0 2の利得制御用端子 3 2 2に供給する。

一方、 重み付け回路 3 1 0は、 A G C制御回路 3 2 1の出力電圧と、 A G C制御回路 3 1 2の出力電圧とが入力されて、 その出力電圧を、 中 間周波増幅器 3 1 1の利得制御用端子 3 2 3に供給する。

復調部 3 7の出力端子 3 2 0は、 実施の形態 1と同様に、 誤り訂正器 4 0に接続される。 誤り訂正器 4 0は、 出力端子 4 1や判定器 4 5が接 続される。

判定器 4 5に接続された制御部 4 6の出力信号は、 第 1の重み付け回 路 3 0 5と第 2の重み付け回路 3 1 0との入力に接続された重み付け制 御回路 3 0 4の入力端子 3 0 3へ供給される。

混合器 3 0 7から出力される第 1の中間周波数は、 入力信号より高い 周波数とされ、 混合器 3 1 4から出力される第 2の中間周波数は、 入力 信号より低い周波数とされる。

以上のように構成された高周波信号受信装置について、 その動作を説 明する。

入力端子 3 0 1に入力される高周波信号レベルが、 例えば、

- 7 0 d B m以上になると高周波増幅器 3 0 2の利得制御が働き、 - 7 0 d B m以下になると高周波増幅器 3 1 1の利得制御が働き、 さらに、 高周波増幅器 3 1 1が利得制御できる範囲より高周波信号レ ベルが低くなると、 高周波増幅器 3 1 6の利得制御がそれぞれ働く。 入力端子 3 0 1には、 例えば 9 0 M H zから 7 7 0 M H zの高周波信 号が入力される。 この高周波信号は、 高周波増幅器 3 0 2で増幅された あと、 局部発振回路 3 0 8の出力と混合器 3 0 7で混合されて、 例えば 1 2 0 0 M H zの第 1の中間周波数に変換される。 さらに、 この第 1の 中間周波数は、 A G C制御回路 3 0 6に入力される。 また、 混合器 3 0 7の出力は、 フィル夕 3 0 9で希望信号以外の信号が抑圧される。

フィル夕 3 0 9の出力信号は、中間周波増幅器 3 1 1で増幅された後、 混合器 3 1 4で局部発振回路 3 1 3の出力と混合されて、 例えば 4 M H zの第 2の中間周波数に変換される。 その後、 第 2の中間周波数は、 フ ィル夕 3 1 5で希望信号以外の信号がさらに抑圧される。 また、 A G C 制御回路 3 1 2は、 中間周波増幅器 3 1 1の利得を制御する。

さらに、 フィルタ 3 1 5から出力される 4 M H zの第 2の中間周波数 は、 復調部利得制御器 3 1 6にて増幅される。 復調部利得制御器 3 1 6 の出力信号は、 A Dコンバータ 3 1 7によってデジタル信号に変換され た後、 デジタルフィル夕 3 1 8により、 希望信号以外の信号がさらに抑 圧されて復調回路 3 1 9に入力される。 復調回路 3 1 9で復調された出 力信号は、 出力端子 3 2 0から出力される。

また、 デジタルフィル夕 3 1 8の出力信号は、 A G C制御回路 3 2 1 に入力される。 A G C制御回路 3 2 1の出力電圧は、 復調部利得制御器 3 1 6に加えられる。 こうして、 復調回路 3 1 9への入力信号レベルが 一定になるように利得制御される。

さらに、 制御部 4 6によってデータ用入力端子 3 0 3に加えられた制 御用データは、 重み付け制御回路 3 0 4を介して、 重み付け回路 3 0 5 の重み付け係数および重み付け回路 3 1 0に供給される。 ここで、 重み 付け回路 3 0 5 , 3 1 0の重み付け係数は、それぞれ独立に設定される。 このことにより、 隣接チャンネルの妨害信号レベル （AGC制御回路 3 0 6の出力） と、 希望信号レベル （AG C制御回路 32 1の出力） に対 する重み付けを適宜変えることができる。 したがって、 混合器 3 0 7お よび混合器 3 1 4からの信号レベルが、 任意に設定される。

これにより、 以下の 2つの電圧とが、それぞれ独立に重み付けされる。

( 1 ) 希望信号レベルと隣接チャンネルの信号レベルとが入力される A GC制御回路 3 0 6の出力電圧 （以降 VAGC 1と呼ぶ） と、

( 2) フィル夕 3 0 9とフィルタ 3 1 5とデジタルフィル夕 3 1 8に より隣接チャンネルの信号レベルが十分に抑圧されて希望信号レベルの みが入力される AG C制御回路 3 2 1からの出力電圧 （以降 VAGC 3 と呼ぶ） 。

このことにより、 混合器 3 0 7の出力信号レベルに対する希望信号レ ベルと隣接チャンネルの信号レベルとの寄与率が決定される。

また、 以下の 2つの電圧とが、 それぞれ独立に重み付けされる。

( 1 ) 希望信号レベルと、 フィル夕 3 0 9により抑圧された隣接チヤ ンネルの信号レベルとが入力される AGC制御回路 3 1 2からの出力電 圧 （以降 V AG C 2と呼ぶ） と、

( 2 ) V A G C 3。

このことにより、 混合器 3 1 4の出力信号レベルに対する希望信号レ ベルと隣接チャンネルの信号レベルとの寄与率が決定される。

このとき、 VAGC 1 と、 VAGC 2と、 VAGC 3及び、 重み付け 回路 3 0 5の出力電圧 （以降 V AG C 0と呼ぶ） と重み付け回路 3 1 0 の出力電圧 （以降 VAGC 0 ' 呼ぶ） とは、 すべて 3 Vで利得最大とな り、 0 Vで利得が最小となるように設定される。 また、 各重み付け回路 3 0 5 , 3 1 0における重み付け係数は、 0か ら 1までの値で、 夫々が独立に設定可能としている。

例えば、 重み付け回路 3 0 5の重み付け係数をそれぞれ 1とし、 重み 付け回路 3 1 0の重み付け係数を任意の値とした場合について説明する。

ここで、 入力端子 3 0 1に入力される高周波信号レベルが、 例えば、 それぞれ下記のようになると、下記のそれぞれの部分の利得制御が働く。

- 7 0 d Bm以上のレベルで、 高周波増幅器 3 0 2の利得制御、 - 7 0 d Bm以下のレベルで、 中間周波増幅器 3 1 1の利得制御、 さらに例えば一 9 0 d Bm以下より小さいレベルで、 復調部利得制御 器 3 1 6の利得制御。

希望信号レベルに対して、 例えば、 隣接チャンネルのような妨害信号 のレベルが小さく無視でき、 かつ希望信号レベルが— 9 0 d Bm以下の 場合における一 9 0 d Bm以下である希望信号レベルによって利得制御 される。 したがって、 V AG C 1が、 利得最大になるように 3 Vとなる。 VAGC 3は、 0 Vから 3 Vの間となる。 VAGC 0は、 3 V以上にな らないので、 3 Vとなる。 さらに、 VAGC 2は 3 Vとなる。 VAGC 3は、 0 Vから 3 Vの間となる。 V AG C 0 'は 3 V以上にならないので、 3 Vとなる。

次に、 希望信号レベルに対して、 例えば、 隣接チャンネルのような妨 害信号のレベルが小さく、 かつ希望信号レベルが一 7 0 d Bmから— 9 0 d Bmの場合について説明する。

この場合には、 — 7 0 d Bmから一 9 0 d Bmである希望信号レベル によって利得制御され、 VAGC 1は、 利得最大になるように 3 Vに利 得制御される。 VAGC 3は、 0 から 3 ¥の間となる。 VAGC 0は 3 V以上にならないので 3 Vとなる。 さらに、 VAGC 2が 0から 3 V で利得制御される。 VAGC 3は、 0 Vとなるので無視できる。 VAG C O，は、 VAGC 2により決定される。

図 1 0は、入力信号レベルに対する高周波信号受信装置の NFを表す。 図 1 0において、 横軸は信号レベル （d Bm) であり、 縦軸は高周波 信号受信装置の NF (d B) である。

点 4 1 2は、 信号レベルが一 70 d Bmの点を示している。 希望信号 レベルが— 7 0 d Bm以下の入力信号レベルの領域 40 1では、 高周波 増幅器 3 0 2の利得が最大となって、 高周波増幅器 3 0 2の NFが支配 的となるため、 一定値で低い N F 4 0 5となる。

図 1 1は、 希望信号レベルに対する高周波信号受信装置の搬送波 · ノ ィズ比 （C/N) を表した図である。

図 1 1において、 横軸は希望信号レベル （d Bm) であり、 縦軸は高 周波信号受信装置の CZNである。 点 5 1 2は希望信号レベル一 7 0 d Bmの点である。

希望信号レベルが— 7 0 d Bm以下の小さいレベルの領域 5 0 1では、 図 1 0に示されるような、 一定値で低い NF 4 0 5に対して、 希望信号 レベルが大きくなる。 そのため、 希望信号レベルに応じて Cノ Nが良く なる。 ライン 5 0 5は、 この様子を示す。

次に、 希望信号レベルに対して、 例えば、 隣接チャンネルのような妨 害信号のレベルが小さく、 かつ希望信号レベルが一 7 0 d Bm以上の場 合における高周波信号受信装置の CZNについて説明する。

この場合、 _ 7 0 d Bm以上である希望信号レベルによって、 利得制 御される。 したがって、 VAGC 1は、 利得最大から利得最小になるよ うに、 例えば 0 Vから 3 Vの間となる。 VAGC 2は、 利得最小である 0 Vになるので無視できる。 従って、 VAGC 0は VAGC 1のみによ つて決定されて、 高周波増幅器 3 0 2の利得が制御される。

一方、 中間周波増幅器 3 1 1に対しては、 VAGC 2は、 利得最小に なるように 0 Vに利得制御される。 VAGC 2は、 利得最小である 0 V に利得制御される。 したがって、 VAGC 0，は、 VAGC 1のみによつ て利得制御される。

つまり、 図 1 0において入力信号がー 7 0 d Bm以上の大きいレベル の領域 40 2では、 高周波増幅器 3 0 2の利得が小さくなるように利得 制御される。 したがって、 混合器 3 0 7の N Fやフィル夕 3 0 9を含め た以降の回路の N Fが無視できなくなり、 高周波信号受信装置の N Fは ライン 40 3に示すように徐々に大きくなる。

従って、 図 1 1において希望信号レベルが— 7 0 d Bm以上の大きい 領域 5 0 2では、 希望信号レベルは大きくなる。 一方、 高周波信号受信 装置の NFは、 図 1 1の領域 5 0 2に示すようにほぼ同じ量だけ悪くな る。 その結果、 一定の CZN値 5 0 3を示すことになる。

次に、 希望信号レベルが例えば一 7 0 d Bmと一定で、 隣接チャンネ ルの信号レベルが一 7 0 d Bm以下の場合での高周波信号受信装置の C ZNについて説明する。

この場合には、 一 7 0 d Bmである希望信号レベルによって利得制御 される。 したがって、 希望信号レベルが— 7 0 d Bmのときは、 VAG C 1が利得最大になるように 3 Vで利得制御される。 VAGC 3は、 利 得最小である 0 Vに利得制御されるので無視でき、 高周波増幅器 3 0 2 の制御電圧は、 VAGC 1 となり利得が制御される。 また中間周波増幅 器 3 1 1に対しては、 V A G C 2は利得最小になるように 0 Vで利得制 御される。 一方、 VAGC 3は利得最小である 0 Vに利得制御されるの で、 V A G C 0 'は 0 Vとなる。 つまり、 高周波信号受信装置の NFは、 図 1 0の点 404で示すよう に低い NFを示し、 高周波信号受信装置の CZNは、 図 1 1のライン 5 04で示すように良好な値を示す。

図 1 2は、 希望信号レベルが一 7 0 d Bmである時の隣接チャンネル の信号レベルに対する高周波信号受信装置の CZNを表す。

図 1 2において、 横軸は隣接チャンネルの信号レベル （d Bm) であ り、 縦軸は CZNである。 点 6 1 2は、 隣接チャンネルの信号レベルが - 7 0 d Bmの点である。 隣接チヤンネルの信号レベルが— 7 0 d B より小さい領域 6 0 1では、 _ 7 0 d Bmである希望信号レベルによ る利得制御が支配的となる。 したがって、 高周波信号受信装置の CZN は、 ライン 6 04で示すように良好な値を示す。 つまり、 希望信号レべ ルより、 隣接チャンネルの信号レベルが低いために、 受信状態に悪い影 響を与えない。

次に、 希望信号レベルが例えば— 7 0 d Bmと一定で、 隣接チャンネ ルの信号レベルが一 7 0 d Bm以上の場合での高周波信号受信装置の C Nについて説明する。

この場合には、 VAGC 1は、 希望信号レベルより大きい隣接チャン ネルの信号レベルに応じて利得最大から利得最小になるように、例えば、 3 から 0 ¥の間で、 高周波増幅器 3 0 2が利得制御される。 したがつ て、 高周波増幅器 3 0 2は、 利得制御された隣接チャンネルの信号レべ ルと小さな希望信号レベルとを出力する。 この高周波増幅器 3 0 2の出 力信号のうち、 隣接チャンネルの信号は、 フィル夕 3 0 9およびフィル 夕 3 1 5および不要信号を抑圧する効果の優れたデジタルフィル夕 3 1 8でほとんど除去される。 そのため、 小さな希望信号レベルのみが、 A G C制御回路 3 2 1で検出される。 したがって、 VAGC 3は、 小さな 希望信号レベルに対して利得最大である 3 V側の電圧が出力される。 以上のように、 VAGC 1は最小利得側である 0 Vに近い電圧となる が、 V AG C 3は利得最大である 3 Vに近い電圧が出力される。 したが つて、 VAGC 0は、 夫々の重み付け係数を適宜設定することにより利 得最大側への補正が可能となる。

これらの動作によって、 利得最大側に補正された VAG C 0により利 得制御された高周波増幅器 30 2は、 隣接チャンネルの信号と小さな希 望信号とを出力する。 これらの信号は、 混合器 3 0 7およびフィル夕 3 0 9を介して中間周波増幅器 3 1 1に入力されて、 隣接チャンネルの信 号のみフィル夕 3 0 9で少し抑圧される。

また、 VAGC 2は、 希望信号レベルより大きい隣接チャンネルの信 号レベルに応じて利得最大から利得最小になるように、 例えば、 3 Vか ら 0 Vの間で利得制御される。 したがって、 中間周波増幅器 3 1 1は、 利得制御された隣接チャンネルの信号レベルと小さな希望信号レベルと を出力する。

さらに、 中間周波増幅器 3 1 1からの出力信号のうち隣接チャンネル の信号は、 フィル夕 3 1 5および不要信号抑圧効果の優れたデジタルフ ィル夕 3 1 8でほとんど除去される。 そのため、 隣接チャンネルの信号 レベルの大きさに応じた小さな希望信号レベルのみが、 AG C制御回路 3 2 1で検出される。 したがって、 AG C制御回路 3 2 1の出力電圧 V AG C 3は、 小さな希望信号レベルに対して利得最大である 3 V側の電 圧となる。

従って、 VAGC 2は、 隣接チャンネルの信号レベルの大きさに応じ た 0 Vから 3 Vの間となり、 VAGC 3は利得最大である 3 Vに近い電 圧が出力される。 したがって、 VAGC 0，は、 VAGC 2に対する重み 付け回路 3 1 0と V AG C 3に対する重み付け回路 3 1 0の重み付け係 数を適宜設定することにより、 利得最大側への補正が可能となる。

ここで、 VAGC 1に対する重み付け回路 3 0 5の重み付け係数に対 して VAGC 3に対する重み付け回路 3 1 0の重み付け係数を大きくし 過ぎると、 VAGC 0が大きくなり過ぎて高周波増幅器 3 0 2の利得が 上がり過ぎる。 従って、 夫々の重み付け係数の値は、 混合器 3 0 7での 3次の相互変調歪 （ I M 3 ) 等による妨害の影響が発生しないような値 とすることが望ましい。

また、 重み付け回路 3 1 0に関して、 V AG C 2に対する重み付け回 路の重み付け係数に対して VAGC 3に対する重み付け係数を大きくし 過ぎると、重み付け回路 3 1 0からの出力電圧 VAGC 0 'が大きくなり、 中間周波増幅器 3 1 1の利得が大きくなり過ぎる。 従って、 夫々の重み 付け係数の値は、 混合器 3 1 4での I M 3等による妨害の影響が発生し ないような値とすることが望ましい。

以上により、 希望信号レベルに対して隣接チャンネルの信号レベルが 大きい場合でも、 高周波増幅器 3 0 2の利得は利得最大の方に補正され 高周波増幅器 3 0 2の NFが小さくなる。 したがって、 高周波信号受信 装置の N Fは改善される。

図 1 0において入力信号レベルが— 7 0 d Bm以上の領域 40 2では、 NFは、 ライン 40 6が示すように、 従来例のカーブ 40 3に比べて改 善される。 また、 この NFが改善された分だけ高周波信号受信装置の C ZNは改善される。

これにより CZNは改善され、 図 1 2に示されるように従来の CZNで あるライン 6 0 3からライン 6 0 5へ改善されている。

さらに、 中間周波増幅器 3 1 1の利得は、 利得最大の方に補正される ので、 高周波信号受信装置の NFは改善される。

図 1 0において入力信号レベルが— 7 0 d Bm以上の領域 40 2では。 NFは、 ライン 40 7で示され、 従来の N F 40 6に比べてさらに改善 できる。 つまり、 この NFがさらに改善された分だけ高周波信号受信装 置の CZNは改善される。 この C/Nの改善される様子を、 図 1 2の力 —ブ 6 0 6で示し、 重み付け回路 3 0 5のみである場合の C/Nのカー ブ 60 5に比べて、 さらに改善できる。

また、 データ端子 3 0 3には制御部 4 6の出力が接続されている。 制 御部 46からの制御用データにより、 重み付け制御回路 3 04が制御さ れる。 こうして、 重み付け回路 30 5の重み付け係数が、 独立に制御部 46から設定される。

したがって、 たとえば、 チャンネル毎に最適な利得が得られるように、 制御される。

以上のように、 希望信号に対して大きな隣接チャンネルの妨害信号が あっても、 制御部 46からのデータに基づいて、 VAGC 0によって高 周波増幅器 3 0 2を利得制御する。 このことにより、 高周波信号受信装 置の CZNが改善されて安定した受信状態の高周波信号受信装置が提供 される。 ここで、 VAGC 0は、 希望信号レベルと隣接チャンネルの信 号レベルに重み付け係数を乗じたときの重み付け回路 3 0 5からの出力 電圧 Vである。

また、 この実施の形態では、 上述の利得制御に加え、 ビッ ト誤り率の 信号を検出し、 C PU等により、 高周波増幅器 3 0 2の利得制御用の電 圧を変化させて隣接チャンネルの妨害信号に対する改善が行われる。 こ れにより、 さらに高周波増幅器 30 2に対して最適な利得制御を行うこ とができ、 隣接チャンネルの妨害信号に対する改善ができる。 したがつ て、 刻々と受信条件が変化する移動体の移動中においても、 安定した受 信状態が提供される。

なお、 以上の説明においては、 ビット誤り率の信号を検出されるが、 復調回路 3 1 9からの CZNが検出されても良い。

また、 本実施の形態 6では、 混合器 3 0 7からの出力される周波数が 入力信号の周波数より高い周波数の場合を説明したが、 入力信号の周波 数より低い周波数の場合でも同様の説明が適用できる。

さらに、 混合器 3 1 4のかわりに、 ダイレク トコンバージョン方式を 用いても、 同様の改善効果が得られる。 本実施の形態によれば、 第 1の重み付け回路が、 第 1の AGC制御回 路の出力電圧と第 2の AG C制御回路の出力電圧とを、 受信エラーが減 少する方向となるように、 重み付けして合成する。 したがって、 AGC 回路への利得制御が、 CZNと I M 3に対して最適に設定される。 こう して、 隣接チャンネルの妨害に対して、 ビッ ト誤り率を良い状態に保つ 高周波受信装置が得られる。

さらに、 隣接チャンネルの妨害信号レベルに応じた第 2の AG C回路 の利得制御用の電圧を用いて、 第 1の AG C回路の利得制御が、 適切に 行われる。 このことにより、 隣接チャンネルからの妨害信号に対して、 ビッ ト誤り率が改善される。 したがって、 たとえば、 移動中においても 安定した受信状態が保たれる。

さらに、 第 2の重み付け回路は、 第 2の AG C制御回路と第 3の AG C制御回路からの出力電圧に重み付けして、 第 2の AGC回路への利得 制御を行う。 したがって、 この第 2の重み付け回路による重み付け係数 を適切に設定することによって、 CZNと I M 3等が良くなる。 こうし て、 さらに、 隣接チャンネル妨害に対して、 良好なビット誤り率を保つ 高周波受信装置が得られる。

また、外部のデータ用入力端子からデータが入力されることにより、任 意に重み付け係数が変化させられる。 したがって、 例えば、 チャンネル 毎に、 適切な利得となるように制御することも可能である。

(実施の形態 7 )

以下に実施の形態 7における高周波受信装置について図を用いて説明 する。

図 1 3は、 本実施の形態 7におけるアンテナ部のブロック図である。 図 1 3において、 ァンテナ部 7 0 0は、 長さが 4 0 m mの棒状のアン テナ 7 0 1と、 アンテナ 7 0 1の出力が接続された整合器 7 0 2とから 構成されている。

整合器 7 0 2の入力端子 7 0 3は、 スィッチ 7 0 4の共通端子 7 0 4 aに接続されている。 スィッチ 7 0 4の一方の端子 7 0 4 bと、 出力端 子 7 0 5との間には、 U H F用整合器 7 0 6が挿入されている。

スィッチ 7 0 4の他方の端子 7 0 4 cにはスィッチ 7 0 7の共通端子 7 0 7 aが接続されている。 スィッチ 7 0 7の一方の端子 7 0 7 bと、 出力端子 7 0 5との間に、 V H Fハイバンド用の整合器 7 0 8が挿入さ れる。 スィッチ 7 0 7の他方の端子 7 0 7 cと、 出力端子 7 0 5との間 には、 V H F用ローバンド用の整合器 7 0 9が挿入されている。

制御部 4 6の出力は、 これらのスィッチ 7 0 4， 7 0 7に供給される。 つまり、 それぞれのバンドのチャンネルを受信する場合には、 制御部 4 6は、 夫々の周波数に応じた整合器のスィッチのみをオンとする。 こ れによって、 各周波数バンドに対して、 インピーダンス整合を取ること ができる。 しかしながら、 すべての受信チャンネルに対して完全に整合 を取ることは困難であるので、 整合が取れないチャンネルに対しては信 号がロスし、 N Fが悪化する。

整合が取れないような周波数のチャンネルに対し、 制御部 4 6は、 実 施の形態 5や実施の形態 6における高周波増幅器や、 中間周波増幅器の 利得を、 整合器によるロスに応じて大きくする。 これにより、 N Fの良 い高周波受信装置が得られる。

(実施の形態 8 )

本実施の形態 8について以下図を用いて説明する。

図 1 4は、 本発明の実施の形態 8における高周波受信装置のブロック 図である。

この実施の形態 8では、 S A Wフィルタ 1 3 6の通過周波数域帯域の バラツキが存在している場合を扱っている。

アンテナ 2 0へは、 1チャンネルの周波数が 7つのセグメントに分割 された信号を含む地上波デジタル放送信号が入力される。 ここで、 アン テナ 2 0には、 約 9 0 M H zから約 7 7 0 M H zまでの周波数が入力さ れる。 この周波数帯域内にはアナログ T V信号と、 このアナログ T V信 号の間に、 デジタル T V放送信号が挿入されて配列されている。

高周波増幅器 1 7 2は、 アンテナ 2 0に接続され、 アンテナ 2 0が受 信する信号を増幅する広帯域高周波増幅器である。

混合器 1 7 3は、 高周波増幅器 1 7 2の出力が、 一方の入力に接続さ れ、 他方の入力には、 局部発振器 1 7 4の出力が接続され、 第 1の中間 周波数を出力する。第 1の中間周波数は、入力信号の最大周波数の約 1 . 5倍の高い周波数である略 1 2 0 5 M H zに設定されている。 これは放 送信号の高調波歪等による妨害や携帯電話からの妨害が起こりにくくす るためである。

S AWフィル夕 1 3 6には、 混合器 1 7 3の出力が接続されている。 ここで、 SAWフィルタ 1 3 6は、 狭帯域フィル夕の一例として用いら れている。

SAWフィル夕 1 3 6の中心周波数は、 略 1 2 0 5 MH zで、 その通 過帯域は、 略 1. 6 MH zである。 S AWフィル夕 1 3 6の中心周波数 は、 非常に高いので、 その通過帯域のバラツキは大きくなる。

混合器 1 8 0， 1 8 2においては、 S A Wフィルタ 1 3 6の出力が一 方の入力に接続され、 他方の入力には局部発振器 1 8 1の出力が接続さ れる。 混合器 1 8 0, 1 8 2は、 位相が互いに 9 0 ° 異なる 2つの略 5 0 0 kH zの第 2の中間周波数を出力する。 従って、 混合器 1 8 0 , 1 8 2は、 直接、 I , Q信号を出力する。

ローパスフィル夕 （L P F) 8 2 1 a, 8 2 l bは、 混合器 1 8 0 , 1 8 2の出力が接続されている。 L P F 8 2 1 a, 8 2 1 bは、 1セグ メン卜の信号のみが通過できるように、 約 42 9 kH zの通過帯域を有 する。 L P F 8 2 1 a , 8 2 1 bは、 、 チップコンデンサとチップィン ダク夕によって構成されている。

復調器 3 7は、 L P F 8 2 1 a, 8 2 1 bの出力が接続されている。 復調器 3 7では、 L P F 8 2 1 a， 8 2 1 bからの I信号、 Q信号を、 OFDM復調し、 デジタル信号を得る。

誤り訂正器 40においては、 この復調器 3 7の出力が接続され、 その 出力は、 端子 4 1に接続されている。 誤り訂正器 40は、 復調器 3 7の 出力に接続されたビ夕ビ訂正器 42と、 ビ夕ビ訂正器 42の出力が接続 されたリードソロモン訂正器 4 3とから構成されている。 ここで、受信周波数帯域内に妨害波が存在すると、誤り訂正器 4 0は、 出力信号のビット誤り率を 0とするように、 信号を訂正することができ ない。 したがって、 元の情報が、 完全に再生されない。

このため、 ビッ ト誤り率が大きくならないように、 妨害信号を減衰さ せることが望ましい。

P L Lデータ送出器 8 2 3は、 局部発振器 1 7 4にループ接続された P L L回路 8 1 1 と、 局部発振器 1 8 1にループ接続された P L L回路 8 1 2と、 P L L回路 8 1 1および P L L回路 8 1 2に P L Lデータを 送出する。

制御部 8 2 4は、 P L Lデータ送出器 8 2 3に接続されるとともに、 記憶部 8 2 5の出力に接続されている。 制御部 8 2 4は、 記憶部 8 2 5 に記憶されたデータに応じて、 第 1の中間周波数を、 予め定められた約

1 2 0 5 M H zの周波数から変化させるために、 P L Lデータ送出器 8

2 3にデータを送出する。

本実施の形態 8においては、 P L Lデータ送出器 8 2 3と制御部 8 2 4とは、 一つの C P U 8 2 8内に収められている。 したがって、 高周波 受信装置は小型化される。

記憶部 8 2 5は、 スィッチ 8 2 6 a， 8 2 6 bを有する。 スィッチ 8 2 6 a , 8 2 6 bのオン、 またはオフの状態によって、 4つの状態が記 憶される。 ここで、 スィッチ 8 2 6 a , 8 2 6 bは、 プリント基板の導 体パターンで形成されている。 この導体パターンが切断されることによ つて、 状態が記憶される。 従って、 長期間の停電や落雷などに対しても、 記憶が消失することはない。

判定部 4 5は、 制御部 8 2 4と誤り訂正器 4 0との間に挿入されてい る。 判定部 4 5はビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2を超えたと判定した場合 に、 制御部 8 24に、 P L Lデータ送出器 8 2 3のデータを変更するよ うに指示を与える。

以降、 本実施の形態 8において、 SAWフィル夕 1 3 6に通過帯域の 周波数のバラツキが存在する場合の動作について説明する。

第 1の中間周波数が固定されると、 S AWフィルタ 1 3 6のバラツキ により、 隣接チャンネルのアナログ放送波が、 SAWフィルタにより減 衰できない場合が存在する。 すなわち、 図 1 5に示されるようにアンテ ナ 2 0に地上波デジタル放送信号 8 6 2の最端セグメント 8 6 3 aおよ びアナログ TV放送波信号 8 6 0が同時に入力されることがある。 この ような場合には、 P L Lデータ送出器 8 2 3は、 局部発振器 8 1 1の発 振周波数を微小量移動させ、 第 1の中間周波数を微小量移動させる。 例えば、 SAWフィルタ 1 3 6の出力で、 セグメント 8 6 3 aおよび アナログ放送波信号 8 6 0の音声信号 8 6 0 bの信号レベルが観察され る。 音声信号 8 6 0 bの信号レベルが、 予め設定されたレベルまで減衰 した時の局部発振周波数の移動量を、 予め設定された制御部 8 24の設 定分類に合わせて、 スィッチ 8 2 6 a, 8 2 6 bのどれかを切断しその 状態を記憶させる。 ここで、 切断しない場合で記憶を行う場合もある。 図 1 6 A、 B、 Cに第 1の中間周波数の移動状況の一例を示す。

図 1 6 A、 B、 Cにおいて、 横軸は周波数、 縦軸方向は信号レベルを 表す。

図 1 6 Aは、 セグメント 8 3 2を選局し、 第 1の中間周波数を、 周波 数 8 3 9 aとした時 （例えば 1 2 0 5 MH z ) を示す。 ここで、 隣接ァ ナログ放送の搬送波 8 3 3が、 S AWフィルタ 1 3 6の通過帯域 8 3 7 内に入っているため、 隣接アナログ放送の搬送波 8 3 3を減衰させるこ とができない。 図 1 6 Bは、 セグメント 8 3 2を選局し、 第 1の中間周波数を、 周波 数 8 3 9 b =周波数 8 3 9 a +△ f 1に移動した場合を示す。 この時、 隣接アナログ放送の搬送波 8 3 3は、 S AWフィル夕 1 3 6の減衰域 8 3 7 bに近づいているが、 まだ充分に減衰されない。

図 1 6 Cは、 さらに第 1の中間周波数を移動し、 周波数 8 3 9 c =周 波数 8 3 9 a + Δ f 2に移動した場合を示す。 この時、 隣接アナログ放 送の搬送波 8 3 3が、 S AWフィルタ 1 3 6の減衰域 8 3 7 bに入って いるので、隣接アナログ放送の搬送波 8 3 3を減衰させることができる。 以上のように、 2の移動量は、 S AWフィルタ 1 3 6の通過帯域 周波数のバラツキに応じて変動する。

図 1 8は、 本発明の実施の形態 8における、 制御部の論理表であり、 Δ f 2とスィツチ 8 2 6 a , 8 2 6 bの切断による予め決めた状態設定 表の一例を示している。 Δ f 2は、 上記のように観測された周波数の移 動量である。 Δ ί 2は、 観測された S AWフィル夕の通過帯域周波数の バラツキにより、 様々な値をとる。

スィッチ 8 2 6 a、 スィッチ 8 2 6 bは、 ί 2の範囲を予め設定し、 Δ f 2の予め決められた範囲毎に論理を決める。 △ f 3はスィッチ 8 2 6 a、 スィッチ 8 2 6 bの論理状態毎に予め決められた周波数移動量で ある。

制御部 8 2 4は、 Δ ί 3の周波数移動を、 P L Lデータ送出器に指示 する。 指示する方法としては、 たとえば、 制御部 8 2 4からのデジタル データにより、 C P U等が、 P L Lデータ送出器 8 2 3の P L Lデ一夕 を変更する。 例えば、 A f 2 = l 7 0 k H zとすると、 スィッチ 8 2 6 aが論理" 0 "にされ、 スィッチ 8 2 6 bを論理" 1 "にするために、 スィ ツチ 8 2 6 bのパターンが切断される。 こうして、 記憶部 8 2 5が設定 される。

この高周波受信装置を使用して地上波デジタル放送を受信する時は、 制御部 8 24は、 Δ f 3 = 1 5 0 k H zの移動量を指示する。 P L Lデ 一夕送出器 8 2 3は、 局部発振器 3の発振周波数を、 前記第 1の中間周 波数が 1 2 0 5 MH z + 1 5 0 k H zになるように制御する。 この時、 制御部 8 24からの 1 5 0 kH zの移動量指示に基づき、 P L Lデータ 送出器 8 2 3は、 局部発振器 1 7 4の発振周波数を 1 5 0 kH z移動さ せる。 こうして、 以上の動作は、 混合器 1 8 0 , 1 8 2の出力である第 2の中間周波数が一定になるようにも働く。

次に、 図 1 7 A、 B、 Cに、 図 1 6 Cに示される状態を、 下記のような、 3種類の SAWフィルタ通過帯域と第 1の中間周波数の周波数設定例と して示す。 図 1 7 A、 B、 Cにおいて、 横軸は周波数、 縦軸方向は信号レ ベルを表す。

図 1 7 Aにおいて、 第 1の中間周波数 8 3 9 dは、 制御部 8 24の入 力が、 例えば、 デジタル信号 （0， 1 ) にされた時の周波数設定を示す。 図 1 7 Bにおいて、 第 1の中間周波数 8 3 9 eは、 制御部 8 24の入 力が、 例えば、 デジタル信号 （ 1 , 0) にされた時の周波数設定を示す。 図 1 7 Cにおいて、 第 1の中間周波数 8 3 9 f は、 制御部 8 24の入 力が、 例えば、 デジタル信号 （0 , 0) にされた時の周波数設定を示す。 なお、 本実施の形態において、 記憶部 8 2 5はパターンを切断するこ とで状態を記憶した。 また、 メモリ等の電気的あるいは電気磁気的な記 憶媒体を用いて、 状態を記憶しても良い。 この場合、 使用者が、 購入後 でも記憶部の内容を書き換えることができる。 したがって、 例えば、 チ ャンネルサーチ等を行うと同時に、. S AWフィル夕 1 3 6あるいは検知 器判定器 4 5からの出力で、 セグメント 8 6 3 aおよびアナログ放送波 信号 8 6 0の音声信号 8 6 0 bの信号レベルが観察され、 その結果によ つて記憶部 8 2 5へ情報を記憶させてもよい。

以上の構成により、 S A Wフィル夕 1 3 6の通過帯域の周波数がバラ ツキに係わらず、 常に妨害波の周波数が、 S A Wフィルタ 1 3 6の減衰 域に入るように制御される。 したがって、 妨害波の減衰量が大きくなる ので、 第 2の混合器の後には、 S A Wフィル夕でなく、 減衰量の小さい ローパスフィル夕が、 充分、 使用に耐える。

従って、 高周波受信装置の小型化と低価格化を図ることができる。 また、 本実施の形態によれば、 妨害が発生するセグメントに応じた周 波数の変化量を記憶することができる。 ここでは、 セグメント毎に適切 な変化量が記憶させられる。 したがって、 セグメント毎に最適に第 1の 中間周波数を設定し、 前記アナログ T V放送信号を狭帯域 S A Wフィル 夕の減衰域に設けるようにすることができる。 なお、 本実施の形態においては、 ビッ ト誤り率によって判定が行われ るので、 判定器の判定結果に応じて、 制御部 8 2 4が、 P L Lデータ送 出器 8 2 3に移動周波数のデータを送れば良い。 したがって、 別途、 妨 害信号のレベルなどを検知するための回路を設ける必要がないので、 安 価な高周波受信装置が得られる。

また、 狭帯域フィル夕が温度特性を有し、 温度によってその通過周波 数帯域が変化するような場合も、 狭帯域フィルタの温度による変化に係 わらず、 妨害波の周波数が S A Wフィル夕の減衰域に入るように、 制御 される。 したがって、 妨害波の減衰量が大きくなり、 第 2の混合器の後 には、 S A Wフィル夕を使用する必要はなく、 減衰量の小さい口一パス フィル夕が、 充分、 使用できる。

従って、 高周波受信装置の小型化と低価格化を図ることができる。 本実施の形態においては、 記憶部 8 2 5の出力が、 C PU 8 2 8に接 続される。 CPU 8 28の出力が、 P L L回路 8 1 1， 8 1 2のデ一夕 端子に接続される。

また、 復調器 3 7のデータ端子と C P Uのデータ端子が、 共通データ バスで接続され、 この共通データバスを利用してデータの送受が行われ てもよい。 ここで、 復調器 3 7のデータ出力端子 （図示せず） を介して し 回路8 1 1， 8 1 2へデ一夕が送出されても良い。

この場合、 共通データバスが利用されるので、 データのやり取りにお ける配線等を容易にすることができる。 ここで、 復調器 3 7と P L L回 路 8 1 1 , 8 1 2との間も共通データバスで接続されて、 データの送信 が行なわれても良い。 (実施の形態 9)

以下、 本発明の実施の形態 9について、 図面に基づいて説明する。 図 1 9は、 本発明の実施の形態 9における高周波受信装置のブロック 図である。

この高周波受信装置は、 携帯テレビと携帯電話 1 04 2とが一体の筐 体内に収められ、 地上波デジタル放送信号を受信する。 ここで、 携帯電 話 1 042は、 通信装置の一例として示されている。

携帯電話 1 042は、 次のように構成されている。

アンテナスィッチ 1 04 5は、 アンテナ 1 044に接続されている。 S AWフィルタ 1 046は、 アンテナスィッチ 1 04 5の一方の端子 に接続されている。 低雑音増幅器 1 04 7は、 SAWフィルタ 1 046 の出力が接続されている。 混合器 1 0 4 9において、 低雑音増幅器 1 0 4 7の出力が、 一方の入力に接続され、 他方の入力には局部発振器 1 0 4 8の出力が接続される。 復調器 1 0 5 0は、 混合器 1 0 4 9の出力が 接続されている。 音声出力器 1 0 5 1には、 復調器 1 0 5 0の出力が接 続されている。 ここで、 音声出力器は、 たとえば、 スピーカ又はレシ一 バである。 音声入力器 1 0 5 2は、 音声を電気信号に変換する。 ここで、 音声入力器は、 たとえば、 マイクロフォンである。 変調器 1 0 5 3は、 音声入力器 1 0 5 2の出力が接続される。 混合器 1 0 5 4においては、 変調器 1 0 5 3の出力が、 一方の入力に接続され、 他方の入力には、 局 部発振器 1 0 4 8の出力が接続されている。 電力増幅器 1 0 5 5は、 混 合器 1 0 5 4の出力が接続されている。 口一パスフィルタ 1 0 5 6は、 電力増幅器 1 0 5 5の出力とアンテナスィッチ 1 0 4 5の他方の端子と の間に接続されている。 P L L回路 1 0 5 7は、 局部発振器 1 0 4 8に ループ接続されされている。

携帯テレビ 1 0 4 3は、 次のように構成されている。

アンテナ 2 0は、 地上波デジタル信号を受信とする。 高周波増幅器 1 7 2は、 アンテナ 2 0に接続される。 混合器 1 7 3においては、 高周波 増幅器 1 7 2の出力が、 一方の入力に接続され、 他方の入力には、 局部 発振器 1 7 4の出力が接続される。 バンドパスフィルタ 1 3 6は、 混合 器 1 7 3の出力が接続される。 混合器 1 3 7においては、 バンドパスフ ィル夕 1 3 6の出力が、 一方の入力に接続され、 他方の入力には、 局部 発振器 1 3 8の出力が接続される。 バンドバスフィル夕 1 6 7は、 混合 器 1 3 7の出力が接続されている。 復調器 3 7は、 バンドパスフィルタ 1 6 7の出力が接続されている。 誤り訂正器 4 0は、 復調器 3 7の出力 に接続されている。 誤り訂正器 4 0の出力信号は、 液晶ディスプレイ又 はブラウン管等の画像表示器 1 0 6 9に入力される。 音声出力器 1 0 7 0は、誤り訂正器 4 0の出力信号が供給される。 P L L回路 1 0 7 1は、 局部発振器 1 7 4にループ接続されている。 P L L回路 1 0 7 2は、 局 部発振器 1 3 8にループ接続されている。

ここで、 、 ノ ンドパスフィルタ 1 6 7は、 1セグメントの信号のみを 通過させる。

データ生成器 1 0 7 3は、 P L L回路 1 0 5 7に接続されて、 携帯電 話 1 0 4 2の受信や送信の周波数を変える。

デ一夕生成器 1 0 7 4は、 P L L回路 1 0 7 1と P L L回路 1 0 7 2 に接続されて、 携帯テレビ 1 0 4 3の受信周波数 （受信チャンネル） を 変える。

データ生成器 1 0 7 3と 1 0 7 4は、 データ比較器 1 0 7 5に接続さ れて、 それらのデータ内容が比較される。 データ比較器 1 0 7 5の出力 信号は、 制御部 1 0 7 6に入力される。

制御部 1 0 7 6は、 データ比較器 1 0 7 5の出力信号に基づいて、 デ 一夕生成器 1 0 7 3とデータ生成器 1 0 7 4にデ一夕を出力して、 携帯 電話 1 0 4 2と携帯テレビ 1 0 4 3とがお互いに妨害発生源とならない ようにする。 即ち、 局部発振器 1 0 4 8或いは局部発振器 1 7 4 、 1 3 8の発振周波数の、 少なくとも一つを微小量変化させる。

ここで、 局部発振器 1 7 4の発振周波数が変われば、 それを補正する ために局部発振器 1 3 8の発振周波数が変えられて、 第 2の中間周波数 が一定の値 （4 M H z ) に保たれる。

誤り訂正器 4 0の出力は判定器 4 5に接続される。 判定器 4 5の出力 信号が制御部 1 0 7 6へ供給されている。 これにより、 判定器 4 5は、 ビッ ト誤り率が 0 . 0 0 0 2以上となった場合に、 制御部 1 0 7 6 へ、 各 P L L回路 1 0 5 7、 1 0 7 1 , 1 0 7 2の制御を行うように指示を 送る。

以下、 制御部 1 0 7 6の働きを図 2 0、 図 2 1を用いて説明する。 図 2 0、 図 2 1において、 横軸は周波数 （MH z ) 、 縦軸は信号レべ ル （ d B ) である。

携帯電話 1 042、 携帯テレビ 1 043の発振周波数が近い場合、 そ れらは、 互いに妨害を与える。 この場合、 局部発振器 1 048の発振周 波数を変えても良いし、局部発振器 1 7 4の発振周波数を変えても良レ 図 2 0において、 局部発振器 1 7 4の発振周波数について、 おもに説 明する。

局部発振器 1 7 4の出力信号 1 0 8 0の近傍に、 妨害波 1 0 8 1が存 在するとする。 妨害波 1 0 8 1の原因は、 局部発振器 1 048の発振周 波数である。 従って、 局部発振器 1 048の発振周波数が、 微小量変化 させられて、 出力信号 1 0 8 0と妨害波 1 0 8 1の周波数差が、 1 0 K H z以上になるようにされる。 このことにより、 携帯テレビ 1 04 3の 局部発振器 1 74の発振周波数の純度が向上し、 CZNは向上する。 そ れとともに、 受信エラーが低減する。 ここで、 妨害波 1 0 8 1は、 以下 のような場合に発生する。

( 1 ) 局部発振器 1 74の発振周波数と局部発振器 1 048の発振周 波数とが近い （ 1 0 KH z以下） 場合、

( 2) 局部発振器 1 74の発振周波数と電力増幅器 1 0 5 5の出力周 波数とが近い （ 1 0 KH z以下） 場合。

ここで、 局部発振器 1 74の発振周波数と電力増幅器 1 0 5 5の出力 周波数とが近い （ 1 0 KH z以下） 場合は、 局部発振器 1 048の発振 周波数は、 そのままに保ち、 局部発振器 1 74自身の発振周波数を微小 量変化させても良い。

( 3 ) 局部発振器 1 0 4 8の発振周波数が携帯テレビ 1 0 4 3の受信 希望チャンネルの周波数に近い （ Ι Ο ΚΗ ζ以下） の場合は、 携帯テレ ビ 1 0 4 3へのスプリァス妨害を低減させるため、 局部発振器 1 04 8 の発振周波数を微小量変化させる。

次に、 図 2 1 において、 局部発振器 1 0 4 8の発振周波数について、 おもに説明する。

局部発振器 1 0 4 8の出力信号 1 0 8 5の近傍に、 妨害波 1 0 8 6が 生じるとする。 この場合、 妨害波 1 0 8 6の原因は、 局部発振器 1 7 4 の発振周波数である。 従って、 局部発振器 1 7 4の発振周波数が、 微小 量変化させられて、 出力 1 0 8 5と妨害波 1 0 8 6の周波数差が、 1 0 KH z以上になるようにされる。 このことにより、 携帯電話 1 0 4 2の 局部発振器 1 0 4 8の発振周波数の純度が向上し、 携帯電話 1 0 4 2に 雑音が入ったり、 最悪の場合通話不能になることを防止することができ る。

ここで、 局部発振器 1 04 8の発振周波数と局部発振器 1 Ί 4の発振 周波数とが近い （ 1 0 KH z以下） 場合、 妨害波 1 0 8 6が発生する。 ここで、 横軸 1 0 8 7は周波数 （MH z ) 、 縦軸 1 0 8 8はレベル （ d B) である。

また、 局部発振器 1 7 4の発振周波数が携帯電話 1 0 4 2の受信周波 数に近い （ 1 0 KH z以下） 場合は、 携帯電話 1 0 4 2へのスプリアス 妨害を低減させるため、 局部発振器 1 7 4の発振周波数を微小量変化さ せる。

以上のように、 発振周波数 1 0 8 0の近傍に妨害波 1 0 8 1、 または 発振周波数 1 0 8 5の近傍に、 妨害波 1 0 8 6があると、 図 2 2の点線 1 0 8 9に示すように波形 1 0 9 0の純度が低下する。 従って、 このよ うな場合においては、 局部発振器 1 048と局部発振器 1 74の少なく とも一つの発振周波数が、 微小量ずつ変化させられて周波数純度が向上 させられる。

本実施の形態 9で、 使用される電波の周波数は以下の通りである。 携帯テレビ 1 04 3のアンテナ 2 0に入力されるデジタル地上波信号 は、 VHF帯 （ 9 0MH z〜 2 2 0 MH z ) と UHF帯 （47 0 MH z 〜 7 7 0 MH z ) である。

携帯電話 1 042の使用周波数は、 たとえば、 Personal Digital Cel lular (P D C) の 1. 5 G H z帯 （ 1 2 7 0 M H z〜 1 5 0 0 M H z ) と、 たとえば、 Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA) 帯 （ 1 92 0MH z ~ 2 1 7 0MH z ) である。

次に、 図 2 3 A， B, Cで、 高周波信号受信機の動作を説明する。 図

2 3 A, B, 。において、 横軸は周波数を示し、 縦軸方向は信号レベル を示す。

また、 図 2 3 Aに示すように、 デジタル地上波信号 1 1 0 0は、 たと えば、 1チャンネル 1 1 0 1 ( 1チャンネル幅は 6 MH z ) 中が 1 3個 のセグメント 1 1 0 3 ( 1つのセグメント幅は 42 8 KH z ) に分割さ れている。

VH F帯では、 基本的に、 各々のセグメント 1 1 0 3には、 独立した 放送が送信されている。 UHF帯では、 基本的に、 中央のセグメントが 他のセグメントから独立した放送が送信されている。

また、 デジタル地上波信号 1 1 0 0が、 混合器 1 7 3で略 1 2 0 5 M H zの第 1の中間周波数に変換される。

次に、 図 2 3 Bに示すように、 帯域幅 1 1 04 ( 1. 5 MH z ) のバ ンドパスフィル夕 1 3 6は、 希望波 1 1 0 3 bを中心にして略 3つのセ グメント 1 1 0 3 a, 1 1 0 3 , 1 1 0 3 cを、 通過させる。 ここで、 局部発振器 1 7 4の発振周波数が、 Ι Ο ΚΗ ζずらされと、 スぺクトラ ム 1 1 0 5に示すように、 セグメント 1 1 0 3 aと 1 1 0 3 bと 1 1 0 3 cの周波数も 1 0 KH zずれる。

次に、 図 2 3 Cに示すように、 混合器 1 3 7は、 信号を略 4 MH zの 第 2の中間周波数に変換する。 このとき、 第 1の中間周波数が、 1 0 K H zずらされるので、 第 2の中間周波数は、 その分、 逆方向にスぺク ト ラム 1 1 0 7に示すように 1 0 KH z戻されて、 4MH zにされる。 帯 域幅 1 1 0 6 ( 42 8 KH z ) のバンドパスフィルタ 1 6 7は、 希望波 1 1 0 3 bを通過させる。

また、 図 24に示すようにセグメント 1 1 0 3中に局部発振器 1 0 4 8の出力信号 1 0 8 0がある場合は、 局部発振器 1 04 8の周波数が、 2分の 1セグメント分高くされるか、 或いは低くされれば、 局部発振器 1 04 8の出力 1 0 8 0は、 セグメントに妨害を与えない。

以上のような制御が制御部 1 0 7 6で行われることにより、 局部発振 器 1 7 4から出力される発振周波数は、 アンテナスィッチ 1 04 5の一 方の端子へ入力される周波数 （携帯電話への受信周波数） や電力増幅器 1 0 5 5から出力される周波数 （携帯電話の送信周波数） 及び局部発振 器 1 048から出力される周波数と異なる周波数にされる。

さらに、 これらの制御は判定器 4 5がそのビッ ト誤り率が 0. 0 0 0 2以上であると判定した場合にのみ行われる。 これにより、 ビッ ト誤り 率が 0. 0 0 0 2を超えた場合にのみ制御電流が消費され、 使用電力を 少なくすることができる。

これは、 高周波受信装置が、 バッテリにより駆動される携帯機器に用 いられる場合に有用である。 本実施の形態においては、 バッテリでの長 時間駆動に適するように、 ビット誤り率が悪化した場合にのみ、 制御電 流が消費される。

ここで、 局部発振器 1 7 4の発振周波数を制御することにより、 局部 発振器 1 7 4の発振周波数が携帯電話 1 0 4 2に妨害を与えない。 した がって、 携帯電話と携帯テレビとの間の電磁シールドを強化するための シールド板は不要である。 こうして、 この受信装置の小型化を図ること ができる。

また、 局部発振器 1 0 4 8の出力や電力増幅器 1 0 5 5の出力が局部 発振器 1 0 6 2に妨害を与えることもない。 したがって、 携帯テレビ 1 0 4 3の Cノ Nが悪くなることによるエラーの増加は、 起こらない。 本実施の形態においては、 通信装置または高周波受信装置の局部発振 周波数を、 相手側の信号へ妨害を与える周波数から変更することができ る。 また、 高周波受信装置において、 通信装置の局部発振器の出力や高 周波受信装置の混合器の出力が、 その局部発振器に妨害を与えることも ない。 したがって、 C Nが悪くなつてビッ ト誤り率が増加することも ない。

また、 通信装置と高周波受信装置との間に、 夫々における個別のシー ルドとは、 別にシールド板が設けられなくても良いので、 小型化を図る ことができる。

また、 高周波受信装置の二つの局部発振器の発振周波数が、 通信装置 の入力信号、 電力増幅器、 局部発振器に妨害を与えない。 産業上の利用可能性 以上のように、 本発明の高周波信号受信装置は、 予め定められた誤り 率以上か、 以下かを判定する判定部と、 この判定部の出力が接続される とともに判定部の判定結果に基づいて、各部を制御する制御部とを含む。 制御部は、 複数個の各部のいずれかを選択的に制御して、 判定部で検 出される誤り率を低下させる。 これにより、 誤り率の小さい高周波信号 受信装置が得られる。

また、 受信する高周波信号がデジタルテレビ放送である場合に、 受信 信号データの誤り率の低下による画像のブロックノイズが発生しにくく なる。 したがって、 放送を受信して、 すぐれた画質が得られる。

一般的に、 据え置き型のテレビ受信機は、 テレビ受信機もアンテナも 移動させない。 したがって、 アンテナにおいては、 受信感度の高いアン テナを設置することができる。 その電波状態は、 比較的安定しているの で、 アンテナや選局部は、 単体でほぼ最適に設定されるので、 復調部の みを制御することで、 誤り率の小さい高周波信号受信装置が得られる。 一方、 移動体や携帯機器においては、 それらがビル陰にあるときや移 動に伴い、またはテレビ中継局からの距離に応じて、その電波状態は刻々 と変化する

本発明の高周波受信装置は、 複数個ある各部のいずれかを選択して制 御することによって、 以上のような状況に対して柔軟かつ素早く対処す ることができて、 誤り率が改善される。

さらに、 本発明の高周波受信装置における制御部が、 誤り率が予め定 められた値以上であることの判定部の判定に基づき、 複数個ある各部を 制御する。

従って、 本発明の高周波受信装置は、 誤り率の判定結果に基づき、 ァ ンテナから復調部までの高周波受信装置を全体にわたって、 誤り率を改 善する。 したがって、 さまざまな誤り率の悪化要因に対して誤り率を改 善することができる。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . 高周波信号受信装置であって、

( a ) 高周波信号が入力される選局部と、

( b ) 前記選局部の出力信号が入力される復調部と、

( c ) 前記復調部の出力信号が入力される誤り訂正部と、

( d ) 前記誤り訂正部から入力される誤り率が予め定められた値 以上かどうかを判定する判定部と、

( e ) 前記判定部の判定結果に基づいて、 前記高周波信号受信装 置を構成する複数の部分を制御する制御部と

を含み、

前記制御部は、 前記複数の部分のいずれかを選択的に制御して、 前記誤り率を低下させる

高周波信号受信装置。

2 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、

前記誤り訂正部から、 信号の流れの上流に向かって、 順次、 前記 複数の部分を制御する

高周波信号受信装置。

3 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、

前記複数の部分のそれぞれを、 その誤り率が安定状態になる速度 の速い順に、 制御する

高周波信号受信装置。

4 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、

前記制御部は、 安定状態が得られたとする前記判定部の判定に基 づいて、 前記複数の部分を制御する

高周波信号受信装置。

5 . 請求項 4記載の高周波信号受信装置であって、

前記選局部は、 P L L回路を含み、 前記制御部は、 前記 P L L回 路のロック信号で安定状態を認識する

高周波信号受信装置。

6 . 請求項 4記載の高周波信号受信装置であって、

前記判定部は、 予め定められた間隔で抜き出した誤り率のうち、 前回抜き出した誤り率と、 新たに抜き出した誤り率を比較して、 前記安 定状態を判定する

高周波信号受信装置。

7 . 請求項 4記載の高周波信号受信装置であって、

前記複数の部分のそれぞれが安定状態になるまでの時間を、 予め メモリに格納し、 前記メモリに格納した時間が経過したとき、 前記安定 状態と判定する

高周波信号受信装置。

8 . 請求項 4記載の高周波信号受信装置であって、

前記複数の部分のそれぞれが前記安定状態になるまでの時間の うち、 最長の時間が経過した時に、 前記安定状態が得られたと判定する 高周波信号受信装置。

9 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、

予め定められた量の制御に応じて前記誤り率が減少したら、 更に 同方向に前記予め定められた量の制御を行い、 前記誤り率が増大したら 逆方向に前記予め定められた量の制御を行う

高周波信号受信装置。

1 0 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( f ) ァンテナと、

( g ) 前記アンテナに結合する入力同調部

とを含み、

前記入力同調部と前記アンテナとの間に、 前記アンテナが受信す るべき高周波信号がノイズとして入力されない程度に前記入力同調部と 前記アンテナとが近接して設けられる

高周波信号受信装置。

1 1 . 請求項 1記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( f ) 前記制御部で制御される同調アンテナを含む

高周波信号受信装置。

1 2 . 請求項 1 1記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( g ) 前記同調アンテナと前記選局部との間に、 前記同調アンテ ナと、 たがいにノイズを与えないように近接して設けられた平衡 ·不平 衡変換回路を含む 高周波信号受信装置。

1 3 . 請求項 1に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( f ) ピーク電力検出器と、

( g ) 利得制御器と

を含み、

前記選局部は、

a - 1 )デジタル放送信号を含む放送信号が供給され、 その利得が可 変制御される高周波増幅器と、

a-2)局部発振器と、

a- 3)前記高周波増幅器の出力信号と前記局部発振器の出力信号 が供給されて、 所定の中間周波数へ変換する混合器と

を含み、

前記ピーク電力検出器は、 前記混合器の出力信号が供給されると ともに、 希望チャンネルを受信時に、 前記希望チャンネルを略中心とし て予め定められた周波数帯域内の信号レベルを検出し、

前記利得制御器は、 前記ピーク電力検出器と前記高周波増幅器と の間に設けられるとともに、 前記制御部の出力信号が供給され、

前記ピーク電力検出器は、 前記周波数帯域内に前記希望チャンネ ル信号のレベルより大きなレベルの信号を検出し、 前記検出レベルで前 記高周波増幅器において信号が歪むと判定される場合に、 前記利得制御 器が前記高周波増幅器の前記利得を小さくさせる

高周波信号受信装置。

1 4 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、 ( h ) 前記混合器と前記復調部との間に設けられた中間周波増幅 器を含み、

前記予め定められた周波数帯域内に、 希望チャンネル信号の電力 より大きなレベルの信号を、 前記ピーク電力検出器が検出した場合に、 前記利得制御器は、 前記高周波増幅器の前記利得の減少分を補うように 前記中間周波増幅器の利得を大きくさせる

高周波信号受信装置。

1 5 . 請求項 1 4に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( i ) 前記混合器または前記中間周波増幅器と、 前記復調部との 間に設けられて、 略 1チヤンネル分の周波数を通過させる狭帯域フィル 夕を含み、

前記ピーク電力検出器の入力に、 前記狭帯域フィルタへ入力され る信号より上流の信号が供給される

高周波信号受信装置。

1 6 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記供給される放送信号は、 アナログ放送信号の帯域内にデジ夕 ル放送信号が散在した放送信号である

高周波信号受信装置。

1 7 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記ピーク電力検出器が検知するチャンネルは、 前記希望チャン ネル以外の信号が、 前記高周波増幅器における信号の歪みにより前記希 望チャンネルに妨害を発生するチャンネルである 高周波信号受信装置。

1 8 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記ピーク電力検出器が、 予め定められた周波数帯域内に、 前記 希望チャンネルの信号以上の電力を検出しない場合、 前記制御部は、 前 記高周波増幅器の利得を大きくさせる

高周波信号受信装置。

1 9 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに

( h ) 前記ピーク電力検出器の出力と前記利得制御器の入力の間 に、 前記ピーク電力検出器が予め定められた周波数範囲内において検出 したピーク電力レベルと受信チャンネル信号の電力レベルとの差を演算 する演算器を含み、

前記利得制御器は、 前記差に応じて利得を制御する

高周波信号受信装置。

2 0 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記制御部は、 前記利得制御器に前記利得を制御させ、 予め定め られた値以下のビッ ト誤り率が得られない場合には、 前記利得制御器に 前記利得を、 前記制御を行う以前の値に戻させる

高周波信号受信装置。

2 1 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( h ) 前記混合器と前記復調部との間に設けられた中間周波増幅 器と、 ( i ) 前記選局部の上流に設けられ、 可変容量ダイオードとイン ダク夕ンスを含む入力同調部と

を含み、

前記制御部の出力が、 前記入力同調部の同調周波数を変化させる ために、 前記可変容量ダイオードの力ソードに供給され、

前記判定部が前記ビッ ト誤り率を予め定められた値以上と判定 する場合に、 前記制御部は、 前記同調周波数を微小量変化させるととも に、 前記高周波増幅器と前記中間周波増幅器との少なくとも一つの利得 を大きくするように制御する

高周波信号受信装置。

2 2 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記ピーク電力検出器は、 希望チャンネルの信号のレベルより大 きなレベルの妨害信号を検知した場合に、 前記検知した信号の周波数が 受信希望チャンネルの周波数よりも高いか、 低いかの情報を前記制御部 へ出力し、 前記制御部は、 前記情報の示す方向とは逆方向へ前記同調部 の同調周波数を変化させる

高周波信号受信装置。

2 3 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記利得制御器の入力は前記復調部の出力に結合され、 前記復調 部は、 前記希望チャンネルの信号レベルを検出し、 前記信号レベルと規 定のレベルとの差信号を演算し、 前記差信号を前記利得制御器へ送る 高周波信号受信装置。

2 4 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( h ) 前記混合器あるいは前記復調部の出力信号が供給されると ともに、 受信チャンネルの信号レベルを検出し、 予め定められた値との 差を算出するレベル検出器と、

( i ) 前記レベル検出器と高周波増幅器との間に設けられた利得 制御器とを含み、

前記ピークレベル検出器が希望チャンネルの信号以上に大きな 信号を検出しない場合には、 前記利得制御器が前記差に応じて高周波増 幅器の利得を制御する

高周波信号受信装置。

2 5 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに。

( h ) 前記高周波増幅器の上流に設けられたフィル夕と ( i ) 前記混合器の下流に設けられたフィル夕とを

含み、

前記混合器の下流に設けられたフィル夕は、 狭帯域フィルタであ り、 前記ピーク電力検出器への入力信号は、 前記混合器と、 前記狭帯域 フィル夕との間から供給される

高周波信号受信装置。

2 6 . 請求項 2 5に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( j ) R Fフィル夕と前記高周波増幅器との間に設けられた不平 衡 ·平衡変換回路と、

( k ) 前記混合器と前記狭帯域フィル夕との間に設けられた平 衡 ·不平衡変換回路とを含み、 少なくとも前記高周波増幅器と前記混合器と前記局部発振器と は平衡回路とされるとともに、 前記不平衡 ·平衡変換回路と前記平衡 · 不平衡変換回路との間の各回路間の接続も平衡とされ、 前記ピーク電力 検出器の入力は前記平衡 ·不平衡変換回路よりも下流に結合される 高周波信号受信装置。

2 7 . 請求項 1 3に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( h ) デジタル放送を含む放送信号が供給されるとともに、 可変 容量ダイォードとインダクタンスを含む同調部と、

( i ) 前記同調部の出力が前記高周波増幅器に結合され、

( j ) 前記混合器と前記復調部との間に設けられた中間周波増幅 器とを含み、

前記同調部の出力が前記高周波増幅器に結合され、 前記利得制御 部の一方の出力は、 前記高周波増幅器に、 その利得制御のために供給さ れるとともに、 他方の出力は、 前記同調部の同調周波数を変化させるた めに、 前記可変容量ダイオードに供給され、 予め定められた周波数帯域 内に前記希望チャンネル信号のレベルより大きなレベルの信号が検出さ れた場合には、 前記同調周波数が微小量変化させられるとともに、 前記 高周波増幅器あるいは前記中間周波増幅器の利得が大きくように.制御さ れる

高周波信号受信装置。

2 8 . 請求項 1に記載の高周波信号受信装置であって、

前記選局部は、

(a- 1 ) 前記高周波信号が供給されるとともに、 供給される電圧に よって利得が制御される第 1の AG C回路と、

(a-2)局部発振回路と、

(a-3)前記第 1の AG C回路の出力が一方の入力に供給されると ともに、 他方の入力には前記局部発振回路の出力信号が供給される混合 器と、

(a- 4)前記第 1の混合器の出力信号が供給される第 1の AG C制 御回路と、

- 5)前記第 1の混合器の出力信号が供給されるフィル夕 とを含み、

前記高周波信号受信装置は、 さらに、

(g) 前記復調部の出力信号が供給される第 2の AG C制御回路 と、

(h) 前記第 2の AG C制御回路と前記第 1の AG C回路とに結 合する第 1の重み付け回路とを含み、

前記復調部は、 前記フィル夕の出力と結合され、

前記第 1の重み付け回路の他方の入力には、 前記 AGC制御回路 の出力電圧が接続され、 前記 AG C制御回路の出力電圧と前記第 2の A GC制御回路の出力電圧とを前記第 1の重み付け回路によって重み付け して合成した出力電圧が、 前記第 1の AGC回路を利得制御する 高周波信号受信装置。

2 9. 請求項 2 8に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに

( i ) 前記第 2の AGC回路と前記復調部との間に設けられた第 2の混合器と、

( j ) 前記第 2の混合器の出力が結合される第 3の AGC制御回 路と、 前記第 3の A G C制御回路と前記第 2の A G C回路との間に第 2 の重み付け回路とを含み、

前記第 2の A G C回路には、 前記フィル夕の出力が結合され、 前記第 2の A G C制御回路の出力が、 前記第 2の重み付け回路の 入力に結合され、 前記第 2の A G C制御回路の出力電圧と前記第 3の A

G C制御回路の出力電圧とを前記第 2の重み付け回路で、 重み付けされ て合成された出力電圧により前記第 2の A G C回路を利得制御する 高周波信号受信装置。

3 0 . 請求項 2 8に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( i ) 入力される制御用データに基づいて、 前記重み付けのため の係数を設定する重み付け制御回路

を含む

高周波信号受信装置。

3 1 . 請求項 1に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( f ) P L Lデータ送出器を含み、

前記選局部は、

アナログ T V放送波のチャンネル間に挿入されるとともに、 1 チャンネル中に複数個のセグメントを含む地上波デジタル放送信号がそ の一方の入力に供給されるとともに、 他方の入力には第 1の局部発振器 の出力が結合された第 1の混合器と、

前記第 1の混合器からの第 1の中間周波数出力が結合される とともに 1セグメン卜の帯域幅を超える通過帯域幅を有する狭帯域フィ ル夕と、 前記狭帯域フィル夕の出力が一方の入力に結合されるととも に、 他方の入力には第 2の局部発振器の出力が結合された第 2の混合器 と、

前記第 1の局部発振器にループ結合されるとともに前記第 1 の局部発振器の発振周波数を制御する第 1の P L L回路と、

前記第 2の局部発振器にループ結合されるとともに前記第 2 の局部発振器の発振周波数を制御する第 2の P L L回路とを含み、

前記 P L Lデータ送出器は、 前記第 2の P L L回路に選局デー 夕を送出し、

前記狭帯域フィル夕の通過帯域内に前記アナログ T V放送信号 が割り込む特定セグメントを受信する場合、 前記第 1の P L L回路及び 前記 P L Lデータ送出器からの出力信号によって前記第 1の局部発振器 の発振周波数を変化させるとともに、 前記第 2の局部発振器の発振周波 数を制御して、 前記第 2の混合器から出力される第 2の中間周波数を略 固定の周波数へ変換し、

前記制御部は、 前記 P L Lデータ送出器の入力に結合されるとと もに、 前記狭帯域フィル夕の通過帯域周波数のバラツキに応じて、 第 1 の中間周波数の周波数を予め定められた周波数より変化させ、 特定セグ メントを受信する場合に、 前記第 1の中間周波数を変化させて、 前記ァ ナログ T V放送信号が前記狭帯域 S A Wフィル夕の減衰域に位置するよ うに制御する

高周波信号受信装置。

3 2 . 請求項 3 1に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( g ) 前記制御部に結合される記憶部 を含み、

前記記憶部は、 前記狭帯域フィル夕の通過周波数帯域のバラツキ に対応した周波数の変化量が記憶する

高周波信号受信装置。

3 3. 請求項 3 1に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

(g) 前記制御部に結合される記憶部を含み、

前記制御部は、 前記記憶部のデータに応じて、 前記 P L Lデータ 送出器を制御する

高周波信号受信装置。

34. 請求項 3 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記記憶部は、 妨害が発生するセグメントを記憶する

高周波信号受信装置。

3 5. 請求項 3 3に記載の高周波信号受信装置であって、

前記記憶部は、 妨害が発生するセグメン卜に対する周波数の変化量を記 憶する

高周波信号受信装置。

3 6. 請求項 3 2に記載の高周波信号受信装置の製造方法であって、 a) 前記アナログ TV放送波とこのアナログ TV放送波のチャン ネル間に挿入された複数個のセグメント信号とを前記混合器に供給し、 b) ステップ b) の後に、 前記狭帯域フィル夕の下流より取り出 した信号を検知し、 c ) ステップ b ) で前記アナログ T V放送信号による妨害が検知 された場合に、 前記記憶部に前記中間周波数の変化量を記憶させる 高周波信号受信装置の製造方法。

3 7 . 請求項 1に記載の高周波信号受信装置であって、 さらに、

( f ) データ比較器と、

( g ) 通信装置であって、

(g - 1 )アンテナに接続されたアンテナスィッチと、

(g-2)第 1の局部発振器と、

(g-3)前記アンテナスィツチの一方の端子に入力された信号が その一方の入力に供給されるとともに、 他方の入力には第 1の局 部発振器の出力が結合された第 1の混合器と、

(g - 4)その一方の入力に、 他の高周波信号が結合されるととも に、 他方の入力に前記第 1の局部発振器の出力が結合され、 その出力が 前記アンテナスィツチの他方の端子に結合された第 2の混合器と、

(g - 5)前記第 1の局部発振器の発振周波数を制御する第 1の P L L回路と、

(g - 6)前記第 1の P L L回路に接続されるとともに、 送受信周 波数を決定する第 1のデータ生成器

とを含む通信装置を含み、

前記選局部は、

(a - 1 )他のアンテナに入力された信号が一方の入力に供給され るとともに、 他方の入力には第 2の局部発振器の出力が接続された第 3 の混合器と、

(a- 2)前記第 3の混合器の出力が結合されたバンドパスフィル 夕と、

(a - 3)前記バンドパスフィル夕の出力が一方の入力に結合され るとともに、 他方の入力には第 3の局部発振器の出力が結合された第 4 の混合器と、

(a- 4)前記第 2の局部発振器の発振周波数を制御する第 2の P

L L回路と、

(a - 5)前記第 3の局部発振器の発振周波数を制御する第 3の P L L回路と、

(a-6)前記第 2の P L L回路と前記第 3の P L L回路の双方に 接続された第 2のデータ生成器とを含み、

前記第 1のデータ生成器と前記第 2のデータ生成器のそれぞれ の出力するデータを、 前記データ比較器が比較する結果によって、 前記 制御部が前記通信装置と前記高周波受信装置の少なくとも一方が他方に 妨害を与えると判定した場合に、 I)前記第 1のデータ生成器のデータが 変更され、 前記第 1の局部発振器の発振周波数を微小量変化されるか、 または、 i i )前記第 2のデータ生成器のデータが変更され、 前記第 2の局 部発振器と前記第 3の局部発振器との発振周波数が微小量変化される 高周波信号受信装置。

3 8 . 請求項 3 7に記載の高周波信号受信装置であって、

前記制御部は、 前記第 2の混合器の出力周波数と第 2の局部発振器の発 振周波数との差が予め定められた値以下であると判定する場合に、 前記 第 2の局部発振器と前記第 3の局部発振器の発振周波数を微小量変化さ せる

高周波信号受信装置。

3 9 . 請求項 3 7に記載の高周波信号受信装置であって、

前記制御部は、 前記第 1の局部発振器と前記第 2の局部発振器の発振周 波数との差が予め定められた値以下であると判定する場合に、 前記制御 部は、 前記第 2の局部発振器及び前記第 3の局部発振器の発振周波数を 微小量変化させる

高周波信号受信装置。

4 0 . 請求項 3 7に記載の高周波信号受信装置であって、

前記制御部は、 前記通信装置の入力信号の周波数と前記第 2の局 部発振器の周波数を比較して、 その差の周波数が予め定められた値以下 の場合に、 前記第 2の局部発振器及び前記第 3の局部発振器の発振周波 数を微小量変化させる

高周波信号受信装置。

4 1 . 請求項 1に記載の高周波信号受信装置であって、

前記複数の部分のうち、 ある複数の部分を制御する場合には、 前 記誤り率が安定状態になる速度の遅い部分から、 順次、 制御するととも に、 全ての制御信号発送後に、 前記判定部が判定する

高周波信号受信装置。