KR20040004584A - 튜닝식 멀티플렉서 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 CDMA 통신 장치에 사용하기 위한 튜닝식 강유전체 멀티플렉서를 제공한다. 튜닝식 강유전체 커패시터는 멀티플렉서에 사용되는 여러 공진자의 공진 주파수를 튜닝하는 데 사용되고, 또한, 멀티플렉서의 주파수 응답 형태를 튜닝하는 데 사용된다. 저손실 강유전체 및 구조가 제공된다. 튜닝식 멀티플렉서는 고정 튜닝 멀티플렉서에 비해 소형이고 삽입손실이 적다.
Description
대역통과 필터같은 필터들은 통신 및 전자장치 분야에서 수없이 응용되고 있다. 예를 들어, 무선 통신에 있어서, 주어진 주파수 대역은 상당수의 무선 사용자를 수용할 수 있어야 한다. 이러한 상당수의 사용자를 수용하기 위해, 제공되는 주파수 할당분이 매우 붐비기 때문에, 엄격한 대역통과 필터링 요건이 구현되어야 한다.
현재, 무선 핸드셋은 필터링 규약을 만족시키기 위해 고정-튜닝(fixed-tuned) 대역통과 필터(BPF)를 이용한다. 이러한 필터의 설계는 명시된 대형 대역외 거절을 달성하면서 동시에 최저 대역통과 삽입 손실(I.L)을 달성해야하기 때문에 복잡하다. 한가지 예로서, PCS CDMA 핸드셋을 고려해보자. PCS 송신 밴드(TX)는 -3.5dB I.L 이하를 대역내(미국의 경우 1850-1910 MHz)로 가져야 하고, 수신 (RX) 대역(미국에서 1930-1990 MHz)에서 적어도 38.0 dB 대역외 거절을 가져야 한다.
더욱이, 이 BPF는 높이에 대한 최대 제약을 가진 이 규약들에 부합하여야 한다. 현대의 핸드셋에 대한 전형적인 높이 규약은 4.0 mm 이하이다. 최소 크기 및 높이를 포함한 이러한 전기적 요건에 부합하기 위해, 개별적인 동축 공진자 요소나 모노블록 구조로부터 만들어지는 높은 차수(2차 이상)의 고정 튜닝 필터가 필요하다. 추가적으로, 대역외 거절 규약을 만족시키기 위해, 0 송신이 일반적으로 요구되며, 대역 변부에서 삽입 손실(I.L.)을 증가시킨다. 세라믹 및 제작 허용공차의 변화로 인해, 판매자들은 제작 중 고정 튜닝 필터의 특성을 개별적으로 조정하여야 하며, 이는 높은 비용을 발생시킨다.
더욱이, 두개 이상의 주파수 대역이 지원될 경우(가령, 미국, 한국, 인도에서의 PCS 대역들 지원), 다중 고정 튜닝식 대역통과 필터(BPF)가 필요할 것이다. 이는 추가적인 스위치를 필요로하고 추가적인 손실을 발생시킨다. 전력 증폭기 및 저잡음 증폭기가 이 다중 대역에서 동작하기에 충분한 대역폭을 가진다 할지라도 위 사항은 사실이다.
튜닝식 BPF는 여러 대역에서 한개의 BPF를 이용할 수 있게 하고, 또는 어떤 특정 시간에 요구되는 통과대역보다 넓은 대역폭을 커버하는 저차수 필터를 이용할 수 있게 한다. 튜닝식 BPF의 튜닝 기능을 제공하기 위해, 가변 커패시턴스를 제공할 수 있는 구성요소가 일반적으로 사용된다.
가변 커패시터 구현을 위해 여러 구조들이 현재 사용되고 있다. 예를 들어, 이동식 평행판이 가정용 라디오의 튜너로 수십년간 사용되어 왔다. 그러나, 이러한 평행판들은 볼륨이 크고, 잡음이 있으며, 현대 장비에 응용하기에 비실용적이다.
또다른 대안인 전자식 버랙터(varactor)는 공급 전압에 따라 커패시턴스를 조절하는 반도체 소자이다. 특히 500MHz 이상에서 응용시 버랙터에 일반적으로 잡음이 있고 손실도 있기 때문에, 높은 성능이 요구되는 고주파수 저잡음 장비에는 효과가 없다.
또하나의 대안인 미세-전기식-기계식-스위치(또는 시스템)(MEMS)는 공급 제어 신호에 따라 커패시터들 사이에서 스위칭을 행할 수 있는 소형 스위칭 소자이다. 그러나, 이 소자는 비싸고, 제작이 어려우며, 신뢰도가 입증되지 않았다. 대부분의 경우에, 이 소자는 디스크리트 튜닝을 제공한다. 즉, 시스템이 유한한(그리고 작은) 숫자의 고정 커패시터들 사이에서 선택하여야 한다.
강유전체 튜닝식 커패시터들은 역시 시도된 바 있는 또하나의 대안이다. 강유전체 물질은 통상적으로 세라믹 희토류 산화물인 종류의 물질로서, 그 주된 특성으로는 유전 상수(κ)와, 이에 따른 유전율(ε)이 천천히 변화하는(직류 또는 저주파수) 공급 전기장에 따라 변화하는 것을 들 수 있다. 유전상수(κ)와 유전율(ε)의 관계는 아래와 같이 주어진다.
ε = κε0
이때, ε0는 진공 상태의 유전율이다. 현재, 강유전체 성질을 지닌 공지 물질은 수백가지가 있다. 전형적인 강유전체 물질에서, 대략 3:1 범위의 인수에 의해 κ 범위를 구할 수 있다. κ의 이러한 변화를 발생시키는 데 필요한 직류 전압은 직류 제어 전압이 공급되는 강유전체의 크기에 따라 좌우된다. 가변적인 유전 상수의 결과, 강유전체를 이용하여 튜닝식 커패시터를 만들 수 있다. 왜냐하면, 커패시터의 커패시턴스가 커패시터 전도체에 인접한 유전체의 유전 상수에 따라 좌우되기 때문이다. 일반적으로, 튜닝식 강유전체 커패시터는 평행판(overlay), 인터디지털(IDC), 또는 간격 커패시터(gap capacitor)로 실현된다.
공지된 강유전체 가변 커패시터에서, 바륨스트론튬티타네이트(BSTO; BaxSr1-xTiO3)같은 적절한 강유전체 층이 커패시터의 전도체 중 한개나 두개 모두에 인접하게 배치된다. 강유전체에 공급되는 전기장의 강도와 강유전체의 내재적 성질에 따라, 커패시턴스가 변화한다. 일반적으로, 강유전체 필름의 큐리 온도 Tc 이하에서, 강유전체 물질은 강유전성 상태이고, 변화하는 전기장에 따라 히스테리시스를 보인다. Tc 이상에서, 강유전체 물질은 상유전성 상태에 놓이며, 히스테리시스를 보이지 않는다. 따라서, 강유전체 물질의 큐리 온도가 기대 동작 온도보다 낮아서 상유전성 상태에서 동작하고 강유전성 상태의 히스테리시스 효과를 피할 수 있도록 강유전체 물질을 선택하는 것이 일반적이다.
그러나, 종래의 강유전체 가변 커패시터들은 핸드셋같은 삽입-손실-민감 장치에 사용하기에 손실이 너무 큰 것으로 증명되었다. 더욱이, 이 소자들은 예측불가능하게 실행되어, 강유전체 튜닝식 필터의 최적 설계, 구성, 그리고 이용을 불가능하게 한다.
Tx 및 Rx 주파수를 각각에 대한 신호 경로로 분리시키기 위해 듀플렉서가 CDMA 기술에 사용된다. 듀플렉서는 일반적으로 두개의 대역통과 필터를 포함한다. 각각의 필터는 통과시킬 Tx나 Rx 주파수 신호를 선택한다. 이 필터들은 한 단부에 연결되어, 공통 포트를 형성한다. 이 공통 포트는 송신 신호 전송 및 수신 신호 수신을 위해 안테나나 다이플렉서(diplexer)에 연결되는 것이 일반적이다.
엄격한 삽입 손실 및 대역외 거절 요건은 무선 핸드셋같이 손실에 민감한 응용분야에 사용하기 위해 듀플렉서 설계에 영향을 미치는 주된 요건이다. 크기 및높이 요건처럼, 다른 전기적 및 기계적 규약들이 또한 만족되어야 한다.
따라서, 삽입 손실이 적고 대역외 거절이 큰, 요망 주파수 범위에서 튜닝 범위를 제공할 수 있는 개선된 방식의 튜닝식 강유전체 필터 및 이 필터의 설계 방법이 당 분야에서 요구되고 있다. 이 필터들은 튜닝식 듀플렉서를 만드는 데 사용될 수 있다.
도 1a는 강유전체 간격 커패시터의 평면도.
도 1b는 도 1의 라인 A를 따라 취한 강유전체 간격 커패시터의 단면도.
도 2a는 강유전체 오버레이 커패시터 및 직류 블록 커패시터의 평면도.
도 2b는 도 2a의 오버레이 커패시터의 제 1 금속층 평면도.
도 2c는 도 2a의 라인 B를 따라 취한 도 2a의 오버레이 커패시터의 단면도.
도 3은 도 2a의 영역 C의 확대도.
도 4는 강유전체 인터디지털 커패시터의 평면도.
도 5는 튜닝식 강유전체 커패시터에 연결된 공진자의 도면.
도 6은 단극 튜닝식 필터의 도면.
도 7은 도 6의 단극 필터의 평면 회로도.
도 8a는 튜닝에 의해 유도되는 주파수 응답 왜곡을 상쇄시키도록 구성된 강유전체 커패시터를 가지는 양극 튜닝식 필터의 도면.
도 8b는 튜닝에 의해 유도되는 주파수 응답 왜곡을 상쇄시키도록 구성된 두개의 강유전체 커패시터를 가진 양극 튜닝식 필터의 도면.
도 9는 도 8b에 도시되는 튜닝에 의해 유도되는 주파수 응답 왜곡을 상쇄시키도록 구성된 두개의 강유전체 커패시터를 튜닝하는 데 사용되는 직류 전압 소스와 디바이더 네트워크의 도면.
도 10은 도 9에 도시되는 디바이더 네트워크의 한 실시예 도면.
도 11a는 도 8a에 도시되는 튜닝식 필터의 평면도.
도 11b는 도 11a의 라인 D를 따라 취한 도 11a에 도시되는 튜닝식 필터의 단면도.
도 12는 튜닝식 듀플렉서의 도면.
도 13은 칩 커패시터 입력 및 출력 커플링 및 강유전체 커패시터 Q=180을 구비한 튜닝식 듀플렉서의 주파수 응답 그래프.
도 14는 칩 커패시터 입력 및 출력 커플링 및 강유전체 커패시터 Q=450을 구비한 튜닝식 듀플렉서의 주파수 응답 그래프.
도 15는 일체형 간격 커패시터 입력 및 출력 커플링 및 강유전체 커패시터 Q=180을 구비한 튜닝식 듀플렉서의 주파수 응답 그래프.
도 16은 일체형 간격 커패시터 입력 및 출력 커플링 및 강유전체 커패시터 Q=450을 구비한 튜닝식 듀플렉서의 주파수 응답 그래프.
CDMA 무선 핸드셋에서, 엄격한 삽입 손실 및 대역외 거절 요건은 듀플렉서에서 사용하기 위한 고차수(3차 이상) 필터를 강제하고 있다. 대역내 삽입 손실 요건은 어떤 주어진 시간에서 동작에 사용되는 주파수보다 넓은 주파수에서 적용된다.이는, 듀플렉서에 사용하기 위한 고정 튜닝 필터가 동일 통과대역에 대한 튜닝에 의해 사용되는 튜닝식 필터보다 넓은 통과대역을 가져야 함을 의미한다. 튜닝식 필터가 더 작은 (튜닝식) 통과대역을 가질 수 있기 때문에, 저차수일 수 있고(더 작은 공간을 차지), 또는 더 작은 삽입 손실을 가질 수 있으며, 또는 둘 모두일 수 있다. 이는, 튜닝 기능을 추가하는 것이 듀플렉서의 삽입 손실을 크게 증가시키지 않을 경우에만, 사실이다. 발명은 삽입 손실을 적게 유지하면서 듀플렉서 튜닝 기능을 가능하게 하는 강유전체 튜닝식 커패시터와, 커패시터 및 공진자 회로를 제공한다.
따라서, 동일한 통과 대역을 커버할 수 있는 고정 튜닝 대역통과 필터보다 소형이고 삽입 손실이 적은 저-삽입 손실형 튜닝식 듀플렉서가 제공된다. 무선 핸드셋에서의 공간 절약은 다른 요망 기능 및 성질을 제공하는 데 사용될 수 있고,또는 핸드셋의 크기 및 무게를 단순히 감소시키는 데 사용될 수도 있다. 추가적으로, 삽입 손실을 절감시킴으로서, 통화 시간 및 배터리 수명을 연장시킬 수 있다.
통신 시스템같은 전자 신호 처리 시스템에서 사용하기 위한 튜닝식 대역통과 필터(BPF)를 설계할 때, 대역외 거절 및 통과 대역 삽입 손실(I.L.) 요건 뿐만 아니라, 고정 튜닝 BPF에 부여되는 크기, 중량, 그리고 그 외 다른 기계적, 환경적, 전기적 요건에 부합하여야 한다.
따라서, 튜닝식 대역통과 필터(BPF)가 고정 튜닝 대역통과 필터에 대한 상용 대체품이 되도록 하기 위해선, 전기적 및 기계적 요건의 대부분 또는 전부 측면에서 고정 튜닝 BPF의 성능을 넘어야 한다. 무선 핸드셋같은 최근의 장치에 있어, 대역통과 삽입 손실은 핸드셋의 다른 구성요소들에 대해 더 큰 부담을 지우는 것을 방지하도록 최소화되어야 한다. 튜닝식 BPF가 고정 튜닝 BPF보다 큰 삽입 손실을 가질 경우, 추가된 삽입 손실은 전체 시스템 성능에 있어 너무나 큰 짐으로 나타날 수 있다. 추가된 부하는 증폭기같은 액티브 소자에서 가장 클 것이다. 증폭기는 기존 고정 대역폭 필터에 대해 대역폭 손실 증가 효과를 극복하기 위해 더 큰 이득 및 전력 출력을 가져야 할 것이다.
"통과 대역(pass band)"이 정의하는 바가 무엇인 지에 대하여는 많은 정의가 사용될 수 있다. 일반적으로 통과 대역은 대역 통과 필터 응답이 중간 대역, 또는 대역-중심 삽입 손실(I.L0.)의 3.09 dB 아래로 떨어지는 지점에 의해 규정된다. 그러나, 통과 대역 정의를 위해 어떤 고정 필터 응답도 사용될 수 있다. 특정 대역외 거절 요건에 부합하기 위해 고차수(공진자가 많은) 대역통과 필터가 요구된다. 그러나, 필터 차수를 증가시킴으로서 I.L0.가 증가할 것이다. 필터 차수 및 I.L0.간의 유용한 기본적 관계는 다음의 방정식에 의해 주어진다.
이때, N은 필터 차수이고,
Qu는 사용된 공진자들의 언로드(unloaded) Q이며,
Q1은 f0/BW (BW는 3dB 통과대역이고, f0는 중간대역 주파수임)이고, 그리고
gi는 주어진 구조에 대한 필터 요소 값이다(Chebyshev vs. Butterworth).
일반적으로, Chebyshev 응답이 주어진 필터 차수에 대해서 butterworth 필터에 의해 주어진 응답에 비해 더 가파른 거절 응답을 제공함에 따라 Chebyshev 응답이 선호된다. 추가적으로, Chebychev BPF의 리플(ripple)이 증가함으로서, 대역외 거절이 추가적으로 증가한다. 방정식 1로부터 알 수 있는 바와 같이, 주어진 필터 차수 N에 대하여, BW가 증가하면 Q1이 감소함에 따라, 통과대역이 크면 I.L0.가 낮아진다. I.L0.가 낮으면, 선택도 저하를 동반하게 된다. 선택도를 다시 증가시키기 위해, 필터 차수 N이 증가하여야 하며, 대신에 I.L0.를 희생하게 된다. 대역통과 필터 설계 분야의 통상의 지식을 가진 자들은 방정식 1이 주어진 시스템 요건 및 필터 차수에 대해 자신이 할 수 있는 최선을 나타내고 있음을 이해할 것이다. 고차수 필터를 이용하면 I.L0.가 급격하게 증가한다. 왜냐하면 gi값의 크기가 급격하게 커지기 때문이다. 방정식 1은 구현 손실을 무시하며, 구현 손실은 특히 대역 변부에 접근할 때 I.L0.를 추가적으로 증가시킨다.
1차 또는 2차 대역통과 필터를 이용함으로서 I.L0.가 감소한다는 것을 방정식 1로부터 알 수 있다. 이 저차수에서, gi계수들의 수(N)와 gi의 크기가 모두 감소한다. 이 저차수 필터들은 가능한 최소 I.L0.를 부여하도록 최저 손실(최고 Qu)을 가지는 공진자들로부터 만들어져야 할 것이다. 결과적인 1차 또는 2차 대역통과 필터는 고차수의 고정 튜닝 대역통과 필터 설계에 비해 주어진 공진자 크기 및 종류에 대해 항상 낮은 I.L0.를 가질 것이다. 튜닝 기능으로 인해 저차수 협대역 BPF가 더 넓은 대역, 고정 튜닝 BPF를 대체할 수 있다. 튜닝식 협대역 저차수 BPF는 관심있는 전체 대역을 커버할 수 있어서, 협대역폭을 가지는 제약을 극복할 수 있다. 이는 요망 채널(정보) 대역폭이 전체 시스템 대역폭보다 좁다는 가정 하에 성립한다.
튜닝식 BPF는 고정 튜닝 BPF가 단일 채널의 송/수신에 필요한 대역폭보다 큰 시스템 대역폭을 커버하는 경우에 고정 튜닝 BPF를 대체할 최선의 기회를 가진다. 예를 들어, 미국 CDMA PCS 대역에서 사용되는 핸드셋의 고정 튜닝 BPF는 이러한 BW를 커버한다. 이는 미국 셀방식 CDMA 및 그 외 다른 수많은 표준에서도 사실이다. 여기서 소개되는 기술, 방법, 장치들은 미국 CDMA PCS를 포함한 여러 표준에 적용가능하다. 미국 CDMA PCS는 한 예로서 제공될 뿐이다.
미국 PCS 대역에서, Tx(1850-1910 MHz) 에 대해 60 MHz가, Rx(1930-1990 MHz)에 대해 60 MHz가 할당된다. CDMA 표준은 풀 듀플렉스(full duplex) 시스템으로서, 이는 핸드셋이 송수신을 동시에 행하여야 함을 의미한다. 이를 달성하기 위해, 대역을 분리시키고 간섭을 방지하는 데 듀플렉서 필터가 필요하다. PCS 대역이 60MHz 폭이지만 개별 CDMA 채널의 폭은 1.25 MHz일 뿐이다. 시스템이 60 MHz 대역의 어떤 영역에서도 1.25 MHz 채널의 동작을 가능하게 하고 수용할 수 있어야 하기 때문에, 현재의 시스템 구조는 CDMA PCS 대역통과 필터 및 멀티플렉서에서 BW >=60 MHz가 되도록 강제하고 있다.
튜닝식 PCS 대역 필터는 작은 물리적 영역을 점유하는 간단한 기술의 저차수 BPF를 제공하면서, 최악의 경우의 거절 규약에 부합함으로서 이 상황을 변경시킬 수 있다. 이러한 저차수 필터는 방정식 1을 이용하여 낮은 I.L0.를 반드시 제공할 것이다.
고차수 고정 튜닝 BPF를 저차수 튜닝식 BPF로 효과적으로 바꾸기 위해, 세 개의 인자들이 고려되어야 한다. 먼저, 저차수 BPF와 선정 구조의 대역폭(즉, Qi)이 최악의 경우의 거절 규약에 부합하도록 만들어져야 한다. Q1= f0/BW이기 때문에, 3dB 대역폭(BW)이 감소함에 따라 I.L.이 증가한다. 따라서, BW가 f0에 비해 너무 작을 경우, BPF는 수용할 수 없을만큼 높은 I.L.을 가질 것이고, 따라서, BW와 I.L. 사이에 절충이 필요할 것이다. 실용적 설계를 위해, 저차수 튜닝식 BPF는 최악의 경우에 요구되는 거절에 부합하면서 최저의 I.L을 가져야할 것이다. 저측부(송신 대역 아래) 0 또는 고측부(송신 대역 위) 0을 자연스럽게 제공하는 측면에서 일부 구조가 선호된다. 도 10에 도시되는 경우와 같은 구조는 BPF Q1이 작거나(대역폭이 크니까) 리플(해당 Chebychev BPF의 g1항목에서 나타남)이 낮기 때문에, 또는 둘 모두에 해당하기 때문에, 낮은 통과대역 I.L.을 제공할 수 있다. 송신 0은 어떤 주파수 범위에 대해 추가적으로 요구되는 거절을 제공한다.
두 번째로, 저차수 튜닝식 필터는 고정 튜닝 필터에서처럼 전체 BW(대역폭)을 커버하도록 튜닝될 수 있어야 한다. 마지막으로, 저차수 튜닝식 필터 내에서 사용되는 튜닝식 커패시터는 결국 필터가 규약에 부합하는 I.L.을 가지도록 충분히 낮은 손실의 필터이어야 한다. 튜닝식 1차 또는 2차 대역통과 필터가 고차수 고정 튜닝 대역통과 필터 설계에 비해 최소의 추가 손실을 가질 것이지만, 튜닝 기능 구성요소(가변 강유전체 커패시터)는 고속 튜닝 메커니즘을 가져야할 것이며, 가용 튜닝 전압을 이용하여 전체 대역통과 범위를 커버하도록 튜닝될 수 있어야 할 것이다.
튜닝식이든 아니든, 커패시터의 전체 손실 Lt는 저장된 에너지에 대한 소실된 에너지의 비에 의해 주어진다. 이 경우에, 에너지가 전기장으로 저장되고 저항에서 소실된다. 즉, Lt = (소실 에너지)/(저장 에너지). 이 손실의 역은 품질 인수, Q다. 커패시터의 경우, Lt는 (ω*Rs*C)로 표시될 수 있고, 이때, ω는 라디안으로 표기된 주파수, Rs는 커패시터의 총 직렬 저항, 그리고 C는 커패시턴스이다.
강유전체 커패시터에 의해 제공되는 총 손실의 결정하는 점의 중요성은 다음의 방정식으로부터 알 수 있다. 즉,
Lc = 1/Qc 그리고 1/QT= Q/Qc + 1/Qu
이때, Lc는 커패시터의 손실,
QT는 강유전체 커패시터 및 공진자, 또는 조합된 인덕터의 총 Q,
Qc는 커패시터의 Q,
Qu는 언로드(unloaded) 공진자의 Q, 또는 병렬 공진 회로 생성에 사용되는 인덕터의 Q다.
Qc가 증가함에 따라, 이는 QT를 점점 작게 한다. Qc가 무한대일 경우, 이는 QT에 어떤 영향도 미치지 않는다. 실용적 측면에서, 이는 Qc가 대략 10*Qu일 경우에도 역시 참이다. 그 역도 역시 참이다. Qu가 Qc에 비해 점점 커짐에 따라, Qu의 QT에 대한 영향은 점점 작아진다. 어느 경우에도, 가장 큰 실용적 Qc가 바람직하다.
PCS 대역에 사용되는 유용한 예의 경우에, 1.0 pF 튜닝식 커패시터가 2.0 GHz에서 Qc=250을 가지도록 하기 위해서는 Rs가 0.32 오옴이 되어야 한다. 손실을 최소화하기 위해(낮은 Rs를 얻기 위해), 현재의 모든 손실 메커니즘을 계산하고 이 손실 메커니즘을 가능한 제거하여야 한다.
강유전체 소자의 경우에, 총 손실은 다음과 같이 각각의 소스 항목을 합함으로서 통제된다.
Lt = Lgeom + Lattach + Lmetal + Lsub + Lrad + Lmeas + Lf-e
이때, Lgeom은 커패시터 구조로부터 얻는 값이고,
Lattach는 장치 부착물로부터 얻은 손실이며,
Lmetal은 총 금속 손실이고, Lsub는 본체 기판 손실이며(존재시),
Lrad는 요망 방사 손실 및 원하지 않은 방사 손실의 합이고,
Lmeas는 측정 오류로부터 발생한 총 손실이며,
Lf-e는 강유전체 손실 탄젠트이다.
이러한 손실 할당은 먼저, 강유전체 커패시터가 사용될 방식으로 요망 동작 주파수에서 Lf-e(또는 강유전체 tan δ)의 정확한 값을 얻는데 사용될 수 있다.Lf-e를 정확하게 도출하기 위해, 방금 설명한 나머지 모든 손실 항목 소스를 제거하거나 제약하여야 한다. 예를 들어, Lgeom은 구조에 따라 변할 것이다. 즉, 오버레이 커패시터의 경우 최적, 간격 커패시터의 경우 좋지 않으며, IDC 커패시터의 경우 훨씬 나쁘다. 이 손실이 감소되고 제어될 수 있지만, 이는 소자에 대해 내재적인 특성을 가진다. 결과적으로, 주어진 강유전체 커패시터에 대한 구조 선택은 강유전체 커패시터로부터 얻을 수 있는 최적의 Qc에 영향을 미칠 것이다. 전자기식(EM) 소프트웨어는 손실없는 강유전체 필름을 가정할 때, 요망 형태에 대해 베이스라인 손실을 성립시킬 수 있다. 이 베이스라인 손실은 주어진 형태에 대한 최적의(최저의) 손실을 나타낸다.
일반적으로, 간격 커패시터는 제작이 가장 쉽다. IDC(인터디지털 커패시터)는 그 다음으로 용이하며, 오버레이 커패시터가 그중에 제작이 가장 어렵다. IDC에 비해, 간격 커패시터는 단위 단면(도 1a의 W)당 우수한 Q, 그러나 낮은 커패시턴스를 가질 것이다. IDC의 커패시턴스는 단위 단면 당 핑거의 수를 이용함으로서 더 크다. 그러나 수많은 통신 필터 응용장치의 경우, 커패시턴스가 클 필요가 없다(C >= 4.0 pF). 따라서, 간격 커패시터가 적절한 커패시턴스를 제공할 수 있는 경우가 자주 있다. 대부분의 강유전체 필름에서 내재적으로 높은 κ값은 종래의 간격 커패시터에 비해 단위 단면 W 당 비교적 높은 커패시턴스를 제공한다.
Lattach는 납땜, 실버 페인트(silver paint), 또는 배선 결합 등을 포함한 장치 부착 기술로부터 발생한다. 이 부착 손실이 클 수 있고, 예측불가능할 수 있다. 강유전체 커패시터를 공진자나 그 외 다른 RF 회로에 직접 제작함으로서 최저의 손실을 얻으며, 따라서, 이 손실 구성요소를 제거하거나 최소화한다.
독립형 강유전체 커패시터의 내재적 손실은 별 효과를 보이지 않는다. 보다 중요한 결과는 강유전체 커패시터를 회로에 부착함으로서 발생하는 추가 손실이다. 강유전체 커패시터가 손실이 없는 것이라 할지라도, 손실이 큰 연결부가 사용될 경우, 전체 효과는 손실형 강유전체 장치의 효과가 된다. 예를 들어, 2.0 GHz에서 Q>= 250가 1.0 pF의 커패시턴스를 위해 바람직할 경우, 총 직렬 저항 Rs는 0.32 오옴 이하이어야 할 것이다. 어떤 추가 손실은 이 커패시터의 Q를 추가적으로 감소시킬 것이다. 이 추가적 손실이 실제 커패시터에 대해 외부적이라는 것은 불필요하다. 장착으로 인한 경우처럼 불가피한 손실 메커니즘도 시스템에 대한 효과 측면으로부터 커패시터의 유효 Q를 저하시킨다.
최소 추가 손실을 위해, 강유전체 커패시터와 공진자간 연결이 최소 추가 저항을 제공하여야 한다. 따라서, 강유전체에 관련된 전하 및 전류가 최소 추가 손실을 보여야한다. 납땜, 배선 결합, 또는 실버 페인트나 페이스트같은 기존의 결합이나 장착 기술은 이러한 저손실 제어식 결합을 제공하지 않는다.
이러한 결합 방법을 이용함으로서 발생하는 예측불가능한 추가 손실은 강유전체 커패시터가 공진자 튜닝 용도나 강유전체 필름의 특성화에 사용되는 지 여부에 상관없이, 실현된 Q를 저하시킨다. 따라서, 최적의 성능(최저 손실)을 위해, 강유전체 커패시터 구조는 공진자 상에, 또는 공진자와 함께 직접 제작되어야 한다. 직접 제작에 의해서만, 강유전체 튜닝 요소로부터 공진자까지 전자기(EM) 소스(전류)에 대한 최소 손실 전이가 있을 수 있다. 강유전체 커패시터를 공진자 상에, 또는 공진자와 함께 직접 제작할 때의 요망 효과는 날카로운 모서리나 전이부를 사라지게 함으로서 향상될 수 있다.
Lmetal에 대한 인자들은 금속의 표면 거칠기(SR), 스킨 두께(δs)에 대한 금속 두께, 그리고 전기전도도를 포함한다. L 및 S 대역(1-4 GHz)의 동작 주파수에 대해 SR이 대략 10 마이크로인치제곱근보다 작을 경우 SR이 한개의 인자로 효과적으로 제거될 수 있다. 금속 두께는 두께가 1.5δs 이상일 경우 한개의 인자로 감소될 수 있다. 또한 두께가 5δs 이상일 경우 효과적으로 제거될 수 있다. 전극 접점의 경우, 금속 두께(tm)는 대략 1.5δs일 수 있다. 전자기 공진자의 경우에, 진행파나 정상파가 지원되어야 하는 경우에, 즉, 관심대상인 금속이 파장의 적절한 일부(10% 이상)에 대해 뻗어가는 경우에, 금속 두께가 5δs 이상에 가까워야 한다.
Au, Cu, Ag의 경우 전기전도도가 가장 좋다. 따라서, Lmetal이 한개의 인자로 제거되지 않더라도, 감소되고 제어될 수 있다. 그러나, 그 효과는 당 분야에 잘 알려진 수식에 의해 연산될 수 있고, 또는 Eagleware나 Touchstone같은 상용 회로 시뮬레이터에서 가용한 라인 연산기 툴을 이용함으로서 연산될 수 있다. 더욱이, 정확한 제작 제어는 Lmetal의 기하학적 변화를 구속할 수 있다.
Lsub로 표시되는 손실 항목은 관심 동작 주파수에서 0.001보다 작은, 특히 0.0005보다 작은 손실 탄젠트로 저손실 기판을 선정함으로서 최소화될 수 있다. 적절한 물질로는 99% 이상 순도의 알루미나가 있으며, 이는 손실/비용 측면에서 현재 최선의 선택이다. 사파이어나 MgO는 저손실 탄젠트를 가지는 측면에서 알루미나보다 효과적이지만 비싸다는 단점이 있다. 이러한 모든 물질은 버퍼층없이 강유전체필름을 수용할 것이고, 추가적인 폴리싱없이 수용가능한 표면 거칠기를 가질 것이다. 반도체 기판은 상대적으로 높은 전기전도도 때문에 적절하지 못한 선택이다. 손실 탄젠트, 표면 거칠기, 그리고 가격의 인자에 추가하여, 적절한 기판은 취성이 커서는 안될 것이고, 대면적 웨이퍼로 제작될 수 있으며, 과도한 사전공정없이 쉽게 금속화될 수 있어야 할 것이다.
복합 기판(강유전체 필름 더하기 기판)의 총 손실로부터 Lsub를 분리하려면 전자기장이나 회로 시뮬레이션 소프트웨어를 이용할 수 있다. 예를 들어, Sonnet, Momentum, 또는 IE3D가 사용될 수 있다. 따라서, Lsub는 상당히 감소되고, 정확하게 계산될 수 있다.
Lrad는 적절한 차폐 및 설계에 의해 제거될 수 있으며, 따라서 이는 일반적으로 한개의 인자가 아니다. 폭넓은 다양한 필터, 특히 combline이나 hairpin같은 평면형 필터는 요망 성능을 얻기 위해 방사형 결합에 의존한다. 이 경우에, 원하지 않는 스트레이(stray) 결합이 감소되거나 제거되는 것을 보장할 수 있어야 한다.
Lmeas는, 작은 추가 손실이 검사하-소자(DUT; Device-Under-Test)나 시스템의 측정된 Q를 크게 감소시키기 때문에, 그래서 DUT의 내재적 Q를 혼란시키기 때문에, 회로 손실 오류에 상당히 추가될 수 있다. 물질의 유전 상수 및 손실 탄젠트를 측정하기 위한 기존의 방법은 당 분야에 잘 알려진 공동 혼란 기술(cavity perturbation technique)이다. 그러나 L-대역에서, 공동의 크기는 훨씬 커진다. 강유전체 필름처럼 두께가 1.5 미크론 이하인 얇은 필름을 특성화할 때, 측정 오류가 심각해질 수 있기 때문에 문제점이 매우 어려워진다. 더욱이, 강유전체 커패시터(또는 필터)가 사용될 방식과 가장 비슷한 방식으로 강유전체 커패시터(또는 필터)를 특성화하여야 한다. 따라서, 강유전체 화합물이나 필름을 특성화하기 위한 선호되는 방식은 마이크로스트립 공진자 기술에 의한 방식이다.
강유전체 필름 특성을 결정하고 강유전체 커패시터를 특성화하기 위한 용도로, 다음의 이유로 강유전체 필름 특성화를 위해 스트립라인이나 그 외 다른 볼륨측정식 기술에 비해 마이크로스트립 기술이 선호된다.
1) 마이크로스트립 회로는 어떤 상부 덮개도 없는 평면형 시스템으로서, 상부 덮개가 필요하지 않음에 따라 견고한(hard) 기판의 어떤 결합도 필요하지 않다. 따라서, 가령 스트립라인에 필요한 연속적인 접지면(상부에서 하부까지)도 필요하지 않다.
2) 특히 간격 커패시터, 대안으로는 IDC가 쉽게 제작되고 측정될 수 있다.
3) 마이크로스트립 공진자의 특성화에 대하여 상당량의 지식이 존재한다.
4) 어떤 복합 픽스처링(complex fixturing)이나 제작도 유전체 공동에 요구되는 바와 같이 필요하지 않다.
광대역 측정이 어떤 정확도로 RF/마이크로파 주파수에서 서브-오옴 저항 손실을 정확하게 해결할 수 없을 수 있기 때문에, 공진자 기술을 이용하여 높은-Q 회로를 측정하여야 한다. 같은 이유로, LRC 미터가 좋은 선택이 될 수 없다.
강유전체 커패시터의 경우, 저주파수 측정, 특히 100MHz 미만의 측정이 대형 병렬 저항 Rp에 의해 지배되기 때문에, Rs, 결과적으로 Q를 정확하게 얻기 위해 RF 주파수에서의 측정이 필요하다. 이때, Rp는 관심대상인 커패시턴스를 분로시킨다.관심대상인 비교적 작은 값의 커패시턴스(4.0-5.0 pF 이하)와 함께 Rp의 독점성은 저주파수에서 Q (따라서 Rs) 측정의 신뢰도를 방해한다.
손실 측정에 사용될 때, 웨이퍼 프로브 스테이션은 조심스럽게 사용되어야 한다. 왜냐하면, RF/마이크로파 주파수에서 저항 및 유도 손실을 조정(calibration)하는 것이 어렵기 때문이다. 접지 연결과 함께 프로브 팁들은 사용되는 압력 및 DUT 상의 배치에 또한 민감하다. 결과적으로, 개별적인 소자 손실 측정을 필요로하지 않는 방식으로 요망 매개변수들을 직접 측정할 수 있는 공진 테스트 회로를 이용하는 것이 더 좋다.
따라서, 공진 회로에서의 측정을 위해, 네트워크 분석기가 선호되는 선택이 된다. 측정 손실을 최소화시키고 가장 정확한 측정치를 얻기 위해, DUT에 대한 손실을 조정(calibration)하여야 하고, 네트워크 분석기의 완전한 두개의 포트 조정(calibration)을 실행하여야 하며, 그리고 조정 및 측정에 대한 평균을 이용하여야 한다. 마지막으로, 검사하에서 커패시터의 Q 또는 손실을 정확하게 알아내기 위해 측정 데이터의 적절한 분석이 필요하다. 본 발명에서 참고로 인용되는 "Data Reduction Method for Q Measurements of Strip-Line Resonators", IEEE Transactions in MTT, S. Toncich 및 R.E Collin, Vol.40, No.9, 1992년 9월, 1833-1836쪽에서 설명된 분석을 이용할 수 있다.
전술한 손실들 각각을 최소화하거나, 제거하거나, 또는 구속시키기 위한 앞서 논의사항의 결과를 이용하여, 총 손실은 다음과 같이 다시 표현할 수 있다.
Lt = Lgeom + Lmetal + Lf-e + ΔLmisc
상술한 바와 같이, Lgeom과 Lmetal은 해석학적으로 정량화되거나 제거될 수 있다. Lgeom은 비손실 강유전체 물질을 가정할 때, 회로의 정확한 전자기 시뮬레이션으로부터 결정될 수 있다. Lmetal은 전기전도도, SR(필요시), 그리고 스킨 깊이를 가정할 때, 금속 손실에 대한 수식을 이용하여 결정될 수 있다. 마지막 항인 ΔLmisc는 Lmetal 및 Lgeom의 불완전한 제거나, 이들에 대한 유한한 구속(또는 경계)으로부터, 또는, 나머지 손실 메커니즘의 불완전한 제거의 조합을 나타낸다. 이와 같이, ΔLmisc는 상술한 바와 같이, 최소화되고 구속될 수 있다.
마지막으로, Lf-e의 효과를 최소한으로 감소시키기 위해, 튜닝이 필요한 영역에만 강유전체 필름을 배치하도록 선택적인 강유전체 필름 증착을 이용하여야 한다.
모든 손실 메커니즘을 설명하고 이 손실들을 제거하거나 구속하는 과정은 강유전체 손실을 결정할 뿐 아니라, 저손실 튜닝식 필터에 대한 정확한 설계 안내를 구축한다. Lf-e에 대한 지식은 강유전체 필름을 이용하여 어떤 종류의 최적의 설계를 행하는 데 필요한 강유전체 필름에 대한 베이스라인을 설계자에게 제공한다. 이 지식은, 가령, 튜닝 기능에 대해 손실 탄젠트를 효과적으로 절충시키고자할 때, 필요하다. 짧게 말하자면, 정확한 제작 및 측정 기술로 인해 강유전체 필름 손실 특성화 및 응용을 일관되게 구현할 수 있다.
상술한 손실 최소화 기술 하에서, 세 조류의 강유전체 커패시터에 대한 선호되는 실시예가 이제부터 설명될 것이다. 이 설계들이 L-대역(1-2 GHz)에서의 사용을 위한 것이지만, 본 발명의 소개내용은 다른 주파수 대역에서의 강유전체 커패시터 설계에도 사용될 수 있다.
무선 핸드셋용 셀방식 대역(800-1000 MHz) 및 L-대역(1-2 GHz)에서 사용하기 위한, 선호되는 강유전체 튜닝식 간격 커패시터(10z)가 도 1a와 1b에 도시된다. 간격 커패시터(10)는 5.0 마이크로인치제곱근보다 작은 SR(표면 거칠기)을 가지는 99% 이상 순도, 0.5-1.0 mm 두께의 알루미나, MgO, 또는 사파이어 기판(12)에 형성되는 것이 바람직하다. 대안으로, 간격 커패시터가 공진자 구조의 측벽이나 전면 또는 후면에 직접 패턴처리될 수도 있다. 동축, 모노블록, 또는 스트립라인 공진자를 예로 들 수 있다. 이러한 커패시터는 공진자에 대한 전기적 연결점에 가능한 가깝게 제작되어야 한다.
기판(12)은 다른 요건에 따라 금속 접지면(14)을 가질 수 있다. 그러나, 선호되는 실시예에서는 스트레이 커패시턴스 최소화를 위해 접지면이 없다. 최대 커패시턴스 및 튜닝 범위를 위해 BSTO나 그 외 다른 적절한 강유전체 물질로 만들어지는 대략 0.1-2.0 미크론 두께의 강유전체층(16)이 기판(12) 위에 배치된다. 층(16)의 두께가 0.5-1.0 미크론인 것이 더욱 바람직하다. Ba/Sr 비율, 도핑, 합금처리, 타 조성과의 혼합, 그리고 어닐링 처리가 튜닝 특성 및 손실(tanδ), 따라서, Q를 결정한다.
일반적으로, 튜닝 특성이 최소 요구 튜닝 범위를 최소 튜닝 전압과 부합시키는 것이 선호된다. 다른 원소와의 도핑과 사전 공정 또는 사후 공정 어닐링 처리에 상관없이, 상온 동작에서 BaxSr1-xTiO3조성 중 x = 0.5가 선호된다. BSTO 말고 다른적절한 강유전체 물질도 물론 사용될 수 있다. 강유전체층(16) 위에 형성되는 금속층(18)은 폭으로 3.0-5.0 미크론이 선호되는 간격(20)을 형성한다. 금속층(18) 두께가 0.5-6.0 미크론인 것이 바람직하다. 금속층(18) 두께가 1.5-2.5 미크론인 것이 더욱 바람직하다. 간격(20)은 필요 요건 및 처리 장비에 따라 이 범위보다 좁거나 넓을 수 있다. PCS 대역에서 최소 추가 손실을 위해, 결과적인 커패시턴스는 0 볼트 직류 전압에서 0.6-1.5 pF일 것이며, 셀방식 CDMA 대역의 경우, 1.0-3.0 pF일 것이다. 커패시터의 폭 W(17)은 사용되는 특정 강유전체 필름과 요망 간격(20)에 따라, 강유전체 커패시턴스를 추가적으로 결정할 것이다. 이 폭은 일반적으로 0.25-2.0 mm이다. 커패시턴스는 0.6-3.0 pF이다. 최종 커패시터는 기존의 최악의 경우의 CDMA PCS 대역 BPF 손실 규약에 부합하기 위해 2.0 GHz에서 적어도 160 이상의 Q를 제공하여야 한다.
강유전체 필름으로부터 추가 손실을 최소화시키기 위해, 선택적인 증착이 사용되어야 한다. 즉, 상술한 바와 같이 튜닝에 필요한 장소에만 강유전체 필름이 증착된다. 가령, 도 1a의 간격 커패시터(20)에서, 도 1a에 도시되는 바와 같이, 간격(20) 주변의 좁은 영역 De-f에 요망 강유전체 필름(16)을 증착할 수 있다. Df-e는 충분히 커야 한다. 그래서, 간격(20)이 제작 중에 강유전체 필름에 대해 반복적으로 패턴처리될 수 있음을 보장할 수 있어야 하고, 튜닝 용도로 간격(20) 하에서 필요 영역을 커버할 수 있어야 한다. L-대역 PCS 필터의 경우, Df-e는 0.2-0.5 mm가 적절하며, 0.2 mm가 바람직하다. 동작 주파수가 증가함에 따라 Df-e가 감소할 수 있다. 동작 주파수가 감소함에 따라 Df-e가 증가할 수 있다.
강유전체 필름 성질 및 제작은 전체 커패시터 손실에서 중요한 역할을 할 것이다. 강유전체 필름의 한가지 특징은 강유전체 필름 손실 및 튜닝 기능이 통상적으로 반비례 관계를 가진다는 것이다. 즉, 서로에 대해 절충이 이루어져야 한다. 강유전체 유전상수 튜닝 범위가 클수록, 대부분의 경우에 강유전체 손실이 커진다.
따라서, 강유전체 물질이 약 3:1의 유전상수 튜닝 범위를 얻을 수 있지만, 주어진 필터 응용을 위해 더 작은 튜닝을 수용할 수 있다. 이 경우에, 더 적은 튜닝이 선택될 것이며, 이때 손실이 작은 장점이 있다. 예를 들어, 미국 PCS CDMA 대역의 경우, 송신 대역의 튜닝 요건은 1850-1910 MHz이고, 또는 4%이다. 따라서, 강유전체 물질은 3:1보다 한참 작은 튜닝 기능을 가질 수 있다.
예를 들어, 0V 직류 바이어스에서 0.6 pF의 커패시턴스를 가지는 강유전체 간격 커패시터가 PCS 송신 대역에서 튜닝을 위해 33%의 튜닝(0.6 pF으로부터 0.4pF으로)을 필요로한다. 실제 튜닝 범위는 BPF를 튜닝해야할 대역 및 BPF 구조에 따라 좌우된다. 본 예에서 33% 튜닝을 제공하기 위해 필요한 튜닝 전압은 강유전체 필름 두께 및 강유전체 필름 특성을 포함한 강유전체 커패시터 크기 및 형태에 따라 좌우된다.
주파수 튜닝 기능에 대한 κ 튜닝 기능의 효과는 필터 구조에 의해 결정된다. 이 효과는 강유전체 물질 선정에 또한 고려되어야 한다. 그러나 강유전체 손실로부터 강유전체 κ 튜닝 기능에 대한 절충의 정확한 특성화없이는, 최적의 강유전체 물질을 선정하는 것을 시작하기도 어렵다. 이 절충을 정확하게 특성화함으로서, 설계자는 최적의 강유전체 물질을 선정할 수 있다. 즉, 튜닝 요건에 부합하면서 최저 손실을 제공할 수 있다.
간격 커패시터의 경우 Lgeom에 대해, 손실에 대한 주된 원인은 간격에 의해 형성되는 네 개의 모서리이다. 이 손실들은 모서리를 둥글게함으로서 감소될 수 있다.
간격 커패시터 및 인터디지털 커패시터에 비해, 오버레이 커패시터는 최저의 Lgeom을 가진다. 오버레이 커패시터는 평행판 크기(길이 및 폭)가 평행판 이격 간격보다 훨씬 큰 평행판 형태의 한 예다. 이러한 형태 하에서, 평행판 사이의 대부분의 전기장은 변부 주변의 테형성(fringing)을 제외하곤 균일하다. 테형성(fringing) 효과는 당 분야에 잘 알려진 보호 대역(guard band)를 이용함으로서 크게 감소시킬 수 있다. 따라서, 평행판 커패시터로부터의 기하학적 손실은 매우 적다. 추가적으로, 평행판 형태는 작은 제어 전압 스윙으로부터 높은 튜닝과 함께 높은 커패시턴스를 제공할 수 있다.
선호되는 오버레이 커패시터(30)가 도 2a, 2b, 2c, 3에 도시된다. 이 도면에서 Lgeom에 대한 기여가 최소이다. 커패시터(30)는 25 마이크로인치 알루미나 기판(31)에 직접 증착된다. 제 1 금속층(34)은 기판(31)에 접합된다. 금속층(34)의 형태는 도 2b에 또한 도시된다. 강유전체층(36)이 금속층(34) 위에 덮힌다. 오버레이 커패시터(30) 형성을 위해, 강유전체층(36)에 형성되는 금속 패드(40)가 제 1 금속층(34) 일부와 겹쳐진다. 도 3은 겹쳐진 부분의 확대도이다. 금속 패드(40)와 금속층(34)이 적절한 커패시턴스의 오버레이 커패시터(30)를 형성하는, 가늘어지는 부분을 가진다. 추가적인 금속 패드(41)가 직류 블록 커패시터(42) 형성을 위해 금속층(34)과 겹쳐진다. 금속 패드(41)는 직류 블록 커패시터(42)를 위한 적절한 커패시턴스 형성을 위해 가늘어진다.
가장 자주 사용되는 강유전체 필름이 높은 유전상수를 가지기 때문에, 오버레이 커패시터(30)의 면적은 매우 작으며, 1.5 pF의 커패시턴스(Cf-e)를 여전히 제공한다. 높은 값(500-1000 킬로오옴) 칩 저항을 부착시키기 위해 본딩 바이어스 패드(44)가 제공된다. 강유전체 필름은 오버레이 커패시터(30) 하부에 뿐 아니라, 블록 커패시터(42)에도 증착된다. 그러나, 직류 블록 커패시터(42)의 커패시턴스에 대한 효과는, 최대 VDC바이어스(바람직한 값은 직류 10V) 하에서도 CDC>= 180 pF이고 Cf-e <=1.5 pF일 경우, 관련이 없다. 이는 직류 블록 커패시터가 충분히 높은 커패시턴스를 가지기 때문이다. 그래서, 커패시턴스가 강유전체 튜닝에 의해 감소될 때, Cf-e에 여전히 최소의 영향만을 가지게 되기 때문이다.
이러한 실시예에서, 0.7 <= Cf-e <= 1.5 pF, 강유전체 κ는 대략 1000, 오버레이 커패시터(30)를 형성하는 금속 패드(40)의 겹쳐진 부분은 대략 7.0 미크론 x 7.0 미크론, 그리고 강유전체 필름 두께는 대략 1.0 미크론이다. 금속층(34)은 Pt일 수 있고 0.5 미크론 이하의 두께를 가질 수 있다. 금속 패드(40, 41)는 Ag일 수 있고, 대략 1.5-2.5 미크론의 두께를 가질 수 있다.
오버레이 커패시터의 Lgeom이 간격 커패시터보다 작지만, 모든 RF 전기장이 강유전체 필름에 집중되기 때문에 오버레이 커패시터의 Lf-e는 더 클 수 있다. 간격 커패시터에서, RF 전기장은 일부는 대기에, 일부는 강유전체 필름에, 그리고 일부는 기판에 공급된다. 같은 이유로, 오버레이 커패시터는 주어진 공급 전압에 대해 간격 커패시터보다 더 큰 커패시턴스 튜닝기능을 가진다.
주어진 단면적에서, IDC는 간격 커패시터보다 큰 커패시턴스를 가진다. 그러나, IDC는 간격 공간을 포함하여 Lgeom에 대한 주된 기여로, 손실이 크다. 손실은 간격 공간 감소에 따라 증가한다. 마찬가지로, 핑거 폭이 감소함에 따라 손실을 증가한다. 핑거 길이가 증가함에 따라 손실이 증가하기 때문에 핑거 길이는 손실에 역시 영향을 미친다. 특히 마이크로스트립의 경우에, 홀수 모드 손실로서 IDC의 구현이 이러한 구조에서 지배된다. 추가적으로, 날카로운 모서리로부터 생기는 손실로 인해 핑거 수가 증가함에 따라 손실이 증가한다. 핑거 수를 증가시킴으로서, IDC의 커패시턴스를 증가시키는 것이 통상적인 사용 방법이다. 강유전체 영역에서 수많은 연구인력들이 강유전체 필름 특성화를 위해 좁은 핑거 폭 및 간격(각각의 경우 5.0 미크론 이하)로 IDC를 이용하고 있다. 이는, 이러한 IDC 구조가 높은 Lgeom을 가지며 따라서 자체적으로 낮은 Q를 가지기 때문에, 문제의 요소가 된다. 통상적으로, 어떤 Lf-e 없이도, 1.0 pF의 경우 2.0 GHz에서 Q가 200 이하이다. 이는 Lf-e의 측정을 매우 어렵게 한다. 상술한 바와 같이 광대역 측정 기술을 폭넓게 이용함으로서, 더욱 Lf-e 측정이 어려워진다.
Lgeom에 대한 기여를 최소화시킨, 선호되는 IDC 커패시터(60)가 도 4에 도시된다. 커패시터(60)는 0.2-1.5 mm의 두께의 99% 이상 순도의 알루미나, MgO, 사파이어, 또는 그 외 다른 적절한 기판(62)에 형성된다. 기판(62) 위에 강유전체층(64)이 형성된다. 입력 포트(66)와 출력 포트(68)가 IDC 커패시터(60)에연결된다. 1.5-3.0 미크론 두께로 강유전체층(64)에 증착되는 금속층(70)이 5.0 미크론의 간격 공간(72)과 150 미크론 이상의 핑거 폭(70)을 형성한다.
튜닝식 대역통과 필터를 만드는 일반적 방법이 이제부터 설명될 것이다. 첫 단계로, 설계자는 요구되는 대역외 거절을 실현하기 위해 튜닝식 필터의 3dB 대역폭을 필터 차수와 절충하여야 한다. 당 분야에 잘 알려진 바와 같이, 필터 차수가 증가하면, 그 롤오프 속도(rolloff rate)가 증가하며, 따라서, 요구되는 거절 규약을 실현하기가 쉬워진다. 롤오프는 3dB 대역폭(BW)을 규정하는 3dB 지점들 중 어디에서도 시작하는 것으로 모델링된다. 따라서, 대역폭(BW)이 감소하면, 요구되는 거절 규약을 실현하는 것이 역시 용이해진다.
최소 손실을 위해, 최저 차수 필터가 설명된다. 통상적으로 이 필터는 2차 BPF일 것이다. 저차수 BPF는 적은 수의 튜닝식 공진자를 이용하여, 제작 및 튜닝이 더 간단해지는 장점을 가진다.
Chebychev 프로토타입 BPF는 Butterworth 필터보다 선호된다. 왜냐하면, chebychev 필터는 통과대역 리플을 대역외 거절과 절충시키는 데 있어 설계자에게 좀 더 많은 융통성을 제공한다. 설계자는, 송신 0이 해당 통과대역 변부에서 필터 복잡도, 비용, 그리고 손실을 증가시키기 때문에, 별도의 전송 0을 추가하지 않으면서 대역폭 조정에 의해 최악의 경우의 거절 규약에 부합하도록 만들어야 한다. 그러나, 이 경우에 자연적으로 발생하는 고측부/저측부 송신 0을 가지는 구조들을 이용할 수 있다.
대역폭을 너무 좁히면, 삽입 손실이 증가할 것이다. 따라서, 가장 좁은 대역폭은 명시된 모든 동작 조건에 대해 요구되는 거절 규약을 부합시키도록 선택되어야 한다. 선정된 대역폭이 수용할 수 없는 삽입 손실을 제공할 경우, 대역폭은 증가되어야 하며, 아마도, 피터 차수를 증가시켜야 하거나, 대역폭 리플을 증가시켜야 할 것이다. 필요시, 추가적인 고측부 또는 저측부 송신 0이 보태질 수 있다.
튜닝식 BPF는 제어 회로를 필요로한다. 이는 추가적인 비용으로서, 고정 튜닝 BPF에는 필요하지 않다. 따라서, 요망 튜닝식 필터 설계는 이 비용을 상쇄시키기 위해 삽입 손실을 감소시켜야 하고 크기가 작아야 하며, 또는 고정 튜닝 BPF에 비해 다른 장점을 제공하여야 한다. 삽입 손실 감소와 크기 축소를 실현하기 위해, 1-스테이지 또는 2-스테이지 튜닝식 필터를 이용하는 것이 바람직하다. 그러나, 발명의 원리는 임의 차수의 튜닝식 강유전체 필터를 설계하는 데도 물론 이용될 수 있다.
거절 요건을 만족시키는 필터 차수 및 대역폭에 대한 선택이 주어질 때, 공진자에 대하여 가장 높은 뼈는 요구되는 I.L.(삽입 손실), 주어진 크기 및 높이 제약에 부합하거나 이를 초월하는 데 사용되어야 한다. Qu를 정의하기 위해, 도 5에 도시되는 기본 스테이지(100)에 대한 구조가 선택되어야 한다. 각각의 스테이지(100)는 강유전체 커패시터(104)에 연결된 공진자(102)에 의해 형성된다. 강유전체 커패시터(104)는 여기서 소개되는 형태 중 하나를 가정할 수 있다. 공진자(102)는 접지된 쿼터 파장 공진자로 도시되지만, 개방회로식 1파장 공진자도 물론 사용될 수 있다. 더욱이, 공진자가 다른 적절한 전기적 길이를 가질 수도 있다.
기본 스테이지(100)는 튜닝식 전자기 공진자로 고려될 수 있다. 강유전체 커패시터(140)가 연결 특성에 의해 결정되는 공진자(102)와 직렬로, 또는 공진자(102)와 분로되어 연결될 수 있다. 도 6에 도시되는 바와 같이, 강유전체 커패시터(104)는 공진자(102)에 분로되어 연결되어서, 강유전체 커패시터(104)의 Qf-e가 고정 튜닝 EM 공진자(102)의 Q에 영향을 미치도록 한다. 볼륨측정식 공진자(가령, 동축, 스트립라인, 모노블록)가 선호된다. 왜냐하면, 이들은 평면형인 마이크로스트립 등에 비해 최소의 가격으로 최고의 Qu와, 최소 면적 및 높이를 제공하기 때문이다.
튜닝식 커패시터가 볼륨측정식 공진자에 직렬로, 또는 이와 분로하여 연결되는 지 여부는 연결 종류에 의해 결정되는 경우가 자주 있다. 어떤 경우에는 단 한 위치만이 가능한 경우도 있다. 튜닝식 커패시터가 직렬로, 또는 분로하여 연결되는 지를 결정하는 또다른 주된 특징은 최소 추가 손실 및 더 작은 크기의 튜닝 범위에 달려있다. 분로 연결은 직렬 연결보다 물리적으로 훨씬 소형인 튜닝식 필터를 생성할 것이다. 이는 구현도 용이하다. 직렬 연결은 전자기적으로 연결된 공진자(가령, 모노블록, 동축, 또는 스트립라인)가 전체 크기를 따라 연결되는 경우에 (작은 구멍을 통해 연결되는 것보다) 더 우수한 튜닝을 제공할 수 있다. 직렬 연결은 제작 측면에서 이 경우에 보다 자연스런 선택이다.
상술한 바와 같이, 부착물 손실은 강유전체 커패시터(104)가 공진자(102)나 그 외 다른 RF 회로에 집적되지 않을 경우 중요해질 수 있다. 강유전체 커패시터(104)에 대한 한가지 구조가 선택되면, 그 Qc는 상술한 바와 같이 도출될수 있다. 전체 기본 스테이지(100)에 대한 QT는 아래와 같이 주어진다.
1/QT= 1/Qc + 1/Qu
이때, Qu는 공진자(102)의 언로드(unloaded) Q이고,
Qc는 강유전체 커패시터의 Q다.
기본 스테이지(100)에 대한 QT가 주어질 때, 설계자는 요구되는 삽입손실이 달성되거나 초월되는 지를 결정하기 위해 방정식 1을 이용할 수 있다. 삽입 손실이 너무 클 경우, 설계자는 Qc나 Qu 중 하나, 또는 둘 모두를 증가시킴으로서 삽입 손실을 낮게 할 수 있다. Qc나 Qu가 모두 더 이상 증가할 수 없을 경우, 이들은 QT를 궁극적으로 제한할 것이다. I.L0를 추가적으로 감소시키려면 저손실 구조로 스위칭하여야 한다. 예를 들어, 마이크로스트립 공진자 대신에 볼륨측정식 공진자가 주어진 풋프린트 (영역)에 사용될 경우 Qu가 증가할 수 있다.
CDMA 무선 핸드셋처럼, 하이 볼륨 장치의 경우에, 트랜스버스 전자기파(TEM) 볼륨측정식 공진자가 선호된다. 이러한 볼륨측정식 공진자는 세라믹-로디드(ceramic loaded) 동축 공진자, 슬랩라인(slabline, monoblock), 또는 스트립라인일 수 있다. 표준 협대역(통상적으로 대역폭이 f0의 10% 이하) 구조는 동축/스트립라인 공진자로 제작된 상부 용량성 결합식(TCC) 대역통과 필터를 이용하여 실현될 수 있다. 도 8에 도시되는 바와 같이 TCC 구조는 분로 강유전체 튜닝에 도움이 된다. 왜냐하면, 이것이 직렬 강유전체 튜닝을 가진 TCC 구조보다 더작은 풋프린트(footprint)를 가지는 가장 정교한 실현을 제공하기 때문이다. 또한, 분로 쿼터파 공진자는 공진 근처에서 병렬 LC 튜닝 회로처럼 행동한다.
모노블록 BPF(대역통과 필터)의 계단식 임피던스 구현도 역시 사용될 수 있다. 모노블록 공진자들은 그 전체 길이를 따라 설계의 직접적 결과로 전자기식으로 연결되는 것이 일반적이다. 모노블록 공진자는 직렬 강유전체 튜닝에 도움이 된다. 그 전기적 길이는 강유전체 튜닝 커패시터의 선택적 증착 및 패턴처리에 의해 튜닝될 수 있다. 유전체-장착 도파관 공진자나 유전체 퍽(dielectri puck)을 포함한, 비-TEM 공진자도 물론 사용될 수 있다.
그러나, 높이 제약은 볼륨측정식 공진자로부터 실현가능한 Qu를 제한할 수 있다. 볼륨측정식 동축 공진자에 대한 대안은 높이-제약 시스템이 스트립라인 공진자를 이용하는 것이다. 여기서, 총 높이를 고정상태로 유지하면서 중심 전도체의 폭을 넓힘으로서 Qu를 개선시킨다. 본 실시예는, 유전체 커패시터 위치 앞에 스트립라인 공진체 단부의 상부 커버를 만듦으로서 간격 커패시터나 IDC 커패시터같은 평면형 강유전체 커패시터강의 통합이 효과적으로 실현될 수 있다는 점에서 추가적인 장점을 가진다. 이러한 방식으로, 평면형 강유전체 커패시터는 상부 커버 너머로 뻗어가는 스트립라인 공진자의 하부 커버를 형성하는 기판 부분에 형성될 것이다.
실현되는 특정 공진자에 상관없이, 높이 제약이 공진자에서 Qu의 추가적 상승을 방해할 경우, 간격 커패시터나 오버레이 강유전체 커패시터로 IDC 강유전체 커패시터를 대체하는 등의 과정에 의해 대신에 Qc가 증가되어야 할 것이다.
여러 응용 분야에서, 단일 스테이지 대역통과 필터(140)는 도 6에 도시되는 바와 같이 만족스러울 것이다. 도 5를 참고하여 설명한 바와 같이, 대역 통과 필터(140)는 강유전체 커패시터(104)와 공진자(102)를 포함할 것이다. 강유전체 커패시터(104)에 공급되는 가변 DC 전압(142)은 필터(140)를 튜닝한다. 필터링될 RF 신호는 입력 포트(144)에 공급되고 출력 포트(146)에서 출력된다. 입력 포트(144)와 출력 포트(146)는 상호교환가능하다. 커패시터(143)는 입력 포트(144)와 공진자(102) 사이에 형성된다. 또다른 커패시터(145)가 출력 포트(146) 및 공진자(102) 사이에 배치된다. 강유전체 커패시터(104)는 간격, 오버레이, IDC 커패시터 여부에 상관없이, 상술한 방식으로 손실을 최소화하도록 만들어진다. 마찬가지로, 단락 1/4 파장 공진자나 1/2 파장 개방회로 공진자일 수 있는 공진자(102)가 Qu 최대화를 위해 선택된다. 동축 공진자, 유전체 로드(dielectrics-loaded) 도파관, 모노블록, 또는 스트립라인 공진자같은 볼륨측정식 공진자에 의해 저렴한 비용으로 작은 풋프린트로 Qu가 높아질 것이다. 대안으로, 규약 및 비용 제약이 허락한다면, 마이크로스트립 공진자같은 대면적 평면형 공진자가 사용될 수 있다. 대부분의 마이크로스트립 공진자 회로들은 하드 기판(hard substrate) 위에 박막 공정에 의해 제작되고 있다. 이 회로들은 전자기장의 일부가 마이크로스트립 위 에어 영역에 있기 때문에 더 작은 금속 두께 및 더 큰 크기를 얻을 수 있다.
도 7에서, 대역통과 필터(140)의 평면형 구현(150)이 도시된다. 공진자(102)는 바이어(via)(154)를 통해 접지되는 마이크로스트립 라인(152)에 의해 형성된다. 마이크로스트립 라인(152)은 적절한 비손실 접지면(도시되지 않음)에서 종료될 수있어서, 바이어(154) 필요성을 경감할 수 있다. 커패시터(153, 155)는 입력 및 출력 마이크로스트립 라인(156, 158)과 공진자 마이크로스트립 라인(152) 사이의 간격에 의해 형성된다. 평면형 구조를 유지하면서도 입력 및 출력 커플링을 최대화시키기 위해 커패시터(155, 157)의 커패시턴스를 가능한 크게(대략 0.2 pF) 하는 것이 바람직하다. 마이크로스트립 라인은 최대 마이크로스트립 공진자 Q를 제공하기 위해 대략 1.0 mm 두께의 99.5 % 순도 알루미나, MgO, 또는 사파이어의 기판(157)에 형성된다. 강유전체 커패시터(104)는 패드(160)와 마이크로스트립 라인(152)에 의해 간격 커패시터로 형성되며, 이때, 강유전체층(162)이 패드(160)와 마이크로스트립 라인(152) 아래에 위치한다.
가변 직류 전압 소스는 저항(164)을 통해 패드(160)를 바이어스시킨다. 직류 블록 커패시터는 패드(160, 166) 사이에 위치하고, 패드(166)는 접지를 위한 바이어(168)를 포함한다. 패드(166)가 적절한 비손실 접지면에서 종료될 수 있어서, 바이어(168) 필요성을 경감시킬 수 있다.
공진자가 도 7에서처럼 분로될 경우 직류 블록 커패시터가 필요하다. 직류 블록 커패시터의 커패시턴스는 Cf-e에 대한 로딩(loading) 효과를 최소화시키기 위해 적어도 100 Cf-e 보다 큰 것이 이상적이다. Q는 관심 대역에서 40 이상인 것이 바람직하다. 간격 커패시터와 마이크로스트립 공진자의 선택은 임의적이다. 여기서 소개되는 어떤 형태도 발명의 소개내용에 부합되도록 이용될 수 있다.
도 7의 대역통과필터(BPF)는 여기서 소개되는 바와 같이 강유전체 필름을 특성화하기 위한 테스트 회로로 사용될 수 있다. 이와 같이, 도 7의 대역통과 필터는다음의 장점을 제공한다.
1) 강유전체 커패시터는, 특히 간격 커패시터나 IDC(인터디지털 커패시터)일 경우, 사용될 용도로 제작될 수 있다. 선택적인 강유전체 증착이 이용된다.
2) 강유전체 간격 커패시터가 도시되지만, IDC도 물론 사용될 수 있다. 간격 커패시터는 형태가 더 간단하다. IDC에 비해 제작이 용이하고 기하학적 손실이 적다. 오버레이 커패시터보다도 제작이 용이하다.
3) 회로가 박막 공정 기술로 제작되기 때문에, 형태 및 크기가 정확하게 제어되고 측정될 수 있다.
4) 금속 두께는 프로필로메트리(profilometry)에 의해 정확하게 측정될 수 있다. 금속 종류를 원하는 대로 선택할 수 있다(가령, Au, Ag, 또는 Cu).
5) Q가 큰 마이크로스트립 회로는 회로의 고정 공진자 부분을 완성시킨다.
6) 공진자에 강유전체 커패시터가 직접 제작된다. 납땜, 접합, 등으로 인한 추가 손실이 없다. 공진자로부터 강유전체 커패시터까지 전이가 균일하며, 또는 필요에 따라 가늘어질 수도 있다.
7) 대면적 접지면과 Wiltron 테스트 픽스처가 사용될 경우 어떤 바이어 홀도 필요하지 않다. 하드 기판에 바이어를 뚫는 것은 상당한 비용을 추가시키는 요소이고, 제작될 수 있는 이러한 테스트 회로의 수를 감소시킨다.
8) 이 회로는 전자기 소프트웨어로 정확하게 모델링될 수 있다.
9) 이 회로는 시뮬레이션에 대한 상관을 위해 회로의 기본 손실(높은 f0에서) 결정을 위해 강유전체 필름없이 제작될 수 있다.
10) 저손실 기판을 이용함으로서, 전체 회로에 대한 효과를 최소화시킨다.
11) f0와 I.L0.의 측정 결과는 강유전체 필름 유전 상수 및 tanδ를 추출하는 데 사용될 수 있다.
12) 도 7의 회로는 강유전체 캡이 도시되는 베이스 기판의 구멍으로 제작될 수 있다. 지금, 독립형 강유전체 캡들이 구멍 위에 위치하며, 압력으로 위치에 유지되어, 강유전체 캡들을 독립형 구성요소로 테스트될 수 있게 한다.
도 8a에서, 2-스테이지 TCC(상부 용량성 결합식) 튜닝식 BPF(400)가 도시된다. 도 5에 대하여 설명한 바와 같이, 대역통과 필터(400)의 각각의 스테이지는 공진자(404, 408)와 강유전체 커패시터(410a, 410b)를 포함한다. 공진자(404, 408)는 1/4 파장 단락 회로 공진자로 도시되지만, 1/2 파장 개방 회로 공진자일 수도 있다.
강유전체 커패시터(410a, 410b)에 공급되는 가변 직류 전압은 대역통가 필터(400)를 튜닝한다. 공진자가 본 예에서 단락되기 때문에, 강유전체 커패시터(410a, 410b)는 직류 블록 커패시터(412a, 412b)를 통해 접지부에 연결된다.
RF 신호는 입력 포트(402)에서 수신되고 출력 포트(406)에서 출력된다. 입력 포트(402)와 출력 포트(406)는 상호교환가능하다. 도 6에 대하여 설명한 커패시터(143, 145)와 유사한 기능의 입력 커패시터(434a) 및 출력 커패시터(434b)에 추가하여, 요망 대역통과 필터 응답 생성을 위해 공진자(404, 408) 사이에서 임피던스 및 어드미턴스 인버터로 추가 커패시터(432)가 제공된다. 커패시터(432)는 별개이 요소일 수도 있고, 공진자(404, 408) 간의 구멍 결합을 통해 구현될 수 있다.
도 8a와 8b에 도시되는 튜닝식 2-스테이지 필터(400, 450)는 주어진 통과대역 삽입손실에 대하여 우수한 거절을 제공하는 데 사용될 수 있는 고측부 0이나 저측부 0을 생성하는 기본 구조를 가진다. 전체 길이를 따르는 공진자간 결합의 경우에, 통과대역 삽입 손실과 대역외 거절은 강유전체 커패시터가 통과 대역 사이에서 대역통과 필터를 튜닝함에 따라 변화할 것이다. 특히 거절 대역에서, 결과적인 왜곡을 최소화시키기 위해, 커패시터(432)는 강유전체 커패시터일 수 있다. 튜닝 커패시터(413, 419)는 0 트랙을 튜닝식 통과대역과 같은 주파수가 되게 한다.
공진자(404, 408)간 강유전체 커패시터 연결의 바이어스 및 튜닝을 촉진시키기 위해, 커패시터(432)가 강유전체 커패시터(437a, 437b)로 대체될 수 있다(도 8b). 커패시터(437a, 437b)의 커패시턴스는 커패시터(432)의 두배이다. 본 실시예에서, 강유전체 커패시터(410a, 410b, 437a, 437b)는 단일 직류 튜닝 전압 VDC를 이용하여 모두 튜닝될 수 있다.
강유전체 커패시터에 대한 단일 직류 튜닝 전압은 도 9에서처럼 배열될 수 있다. 도 9에서, VDC는 디바이더 네트워크(505)에 연결된다. 디바이더 네트워크(505)는 강유전체 커패시터(437a, 437b)에 연결된다. 디바이더네트워크(505)는 적절한 튜닝 범위를 강유전체 커패시터(437a, 437b)에 제공하도록 설정되어, 상술한 바와 같이, 상기 0을 통과대역으로 트랙킹(track)하게 한다.
디바이더 네트워크(505)는 도 10에 도시되는 바와 같이 만들어질 수 있다. 도 10에서, VDC는 R1에 연결된다. R1은 R2에 연결되고, 커패시터(437a, 437b)에 연결된다. R2는 접지부에 연결된다. R1과 R2는 상술한 바와 같이, 상기 0이 상기 통과대역으로 트래킹되도록 선택된다.
대안으로, 커패시터(437a, 437b)를 튜닝하기 위해 별도의 전압이 사용될 수 있다.
도 11a에서, 동축, 모노블록 공진자(302a, 302b)를 이용하는 튜닝식 2-스테이지 필터(300)가 도시된다. 다른 공진자 종류도 물론 사용될 수 있다. 공진자(302a, 302b)는 개방회로일 수도 있고, 단락 회로일 수도 있다. 공진자(302a, 302b)는 기판(301)의 제 1 표면에 부착된다. 기판(301)의 제 1 표면에 형성되는 패드(304a, 304b)는 리드(305a, 305b)를 통해 공진자(302a, 302b)에 연결된다. 기판(301)의 제 1 표면에 형성되는 패드(306a, 306b)는 패드(304a, 304b)에 연결되어 강유전체 커패시터(310a, 310b)에 대한 요망 간격을 형성한다. 패드(304a, 304b, 306a, 306b) 아래에 놓이는 강유전체층(312a, 312b)은 강유전체 간격 커패시터(310a, 310b)를 완성시킨다. 도면은 축적대로 그려진 것이 아니다. 일반적으로 설명을 돕기 위해 간격 공간이 확대되어 있다.
기판(301)의 제 2 표면에 전송 라인(320a, 320b)이 위치한다. 이 전송 라인은 신호 RF 인과 신호 RF 아웃에 대한 입력 및 출력 포트(320a, 320b)로 사용된다. 입력 및 출력 커패시터(315a, 315b)가 전송선(320a, 320b)과 패드(304a, 304b) 사이에 형성되며, 그 사이에 기판(301)이 위치한다(도 11b). 도 11b는 도 11a에 도시되는 필터(300)의 일부분의 단면도이다. 단면도를 라인 B를 따라 취한 것이다.
추가적으로, 패드(304a, 304b)의 이격에 의해 간격 커패시터로 커패시터(321)가 형성된다. 커패시터(321)에 의해 제공되는 연결은 동축 공진자(302a, 302b) 사이의 구멍 연결을 통해 제공될 수도 있고, 따라서, 커패시터(321)의 필요성이 없어진다. 동축 공진자(302a, 302b)가 별도의 구조물로 도시되지만, 공간 절약을 위해 공진자가 공통의 벽을 공유할 수 있고, 어떤 구멍 연결을 허락할 수도 있다. 추가적으로, 공간이 없을 수 있고, 이들 사이에 어떤 벽도 없을 수 있다. 즉, 상기 공진자(302a, 302b)가 상호연결된 모노블록 공진자일 수 있다. 커패시터(321)에 의해 제공되는 연결이 구멍 연결을 통해 구현되는 실시예에서, 패드(304a, 304b)는 이들 사이의 어떤 간격 커패시턴스를 최소화시키도록 충분한 거리에 의해 이격될 것이다. 강유전체 커패시터(310a, 310b)의 튜닝을 위해 저항(340a, 340b)을 통해 바이어스 전압 VDC가 연결된다. 각각의 강유전체 간격 커패시터(310a, 310b)는 직류 블록 커패시터(341a, 341b)를 통해 접지부에 연결된다.
필터(400, 450)는 도 12에 도시되는 바와 같이 듀플렉서(640)의 송신부 및 수신부로 기능하도록 만들어질 수 있다. 듀플렉서는 멀티플렉서 중 특별한 한가지 경우이다. 듀플렉서는 두 대역에 관련하여 사용되며, 멀티플렉서는 두개 이상의 대역에 관련하여 사용된다. 대안으로, 멀티플렉서가 세 개 이상의 대역에 사용하도록 규정될 수도 있다. 어느 경우에도, 본 발명이 듀플렉서를 들어 설명되지만 본 발명은 일반적으로 멀티플렉서에 적용될 수 있다.
듀플렉서(640)는 공통 포트(642)를 통해 안테나나 다이플렉서에 연결된다. 송신부(644)는 도 9, 10, 11에 대하여 설명한 2-스테이지 튜닝식 필터를 포함한다. 따라서, 송신 스테이지(644)는 강유전체 커패시터(610a, 610b)에 각각 연결되는 공진자(604a, 608a)를 가진다. 공진자(604a, 604b, 608a, 608b)는 동축, 스트립라인, 또는 모노블록 공진자로 구현될 수 있다. Tx 및 Rx 섹션은 일반적으로 동일한 구조, 가령, 모노블록으로 제작된다. 그러나, 필요시에는 Tx와 Rx 섹션에 대해 서로 다른 구조를 이용할 수 있다. 예를 들어, Tx 섹션은 스트립라인이고 Rx 섹션은 모노블록일 수 있다. 이는 요건이나 선택에 따라 좌우된다.
모노블록 공진자로 구현될 경우, 송신부/수신부가 전체 길이를 따라 전자기파 형태로 연결될 수 있다. 이 전자기적 연결은 커패시터(632a)에 의해 제공되는 연결과 함께, Rx 대역에 위치한 고측부 거절 0을 생성한다. 이상적으로는, 상기 0이 PCS CDMA에서 Tx 채널과 쌍을 이루는 Rx 채널을 내포한 Rx 대역 부분에 위치한다. 이 구조는 최대 Rx 대역 거절과 함께 최소 Tx 대역 I.L0.을 제공한다.
직류 블록 커패시터와 직류 튜닝 전압 소스는 도시하지 않았다. 강유전체 커패시터(632a)는 도 8a에서 구현된 바와 같이 도시된다. 그러나, 도 8b에 도시되는 바와 같이 강유전체 커패시터(632a)가 두개의 직렬 연결 강유전체 커패시턴스로 구현되는 것이 바람직하다(각각의 커패시턴스(2C2)). 커패시터(610a, 610b)에 대한 직류 리턴 경로는 단락된 공진자(604a, 604b)를 통한다.
수신부(646)도 마찬가지로 구성된다. 모노블록 연결 및 Tx 대역 거절에 관한 동일한 내용이 Tx 필터에 대한 RX 대역 거절에 관하여 이루어진 것과 유사하게 여기서도 적용된다. 그러나, 수신부(646)에서 공진자(604b, 608b)의 전기적 길이는 송신부에서와 다르게 선택된다. 이 방식으로, 강유전체 튜닝 커패시터(610c, 610d)의 커패시턴스 값이 커패시터(610a, 610b)와 동일하게 유지되면서, 송/수신부의 통과대역은 분리된다.
예를 들어, 미국 풀(full) CDMA PCS 대역에서, 송신부(644)는 1850~1910 MHz 사이의 통과대역에서 전송되도록 튜닝되어야 한다. 마찬가지로, 수신부(646)는 1930-1990 MHz) 사이의 통과대역에서 수신되로곡 튜닝되어야 한다. 미국 풀 PCS 대역이 여기서 설명되지만 셀방식 대역(800-1000 MHz), 그 외 다른 PCS 대역, 3-G CDMA 대역, 그리고 그 외 다른 부분적 대역 등을 포함하는 다른 무선 대역에도 마찬가지 논리가 적용될 수 있다.
송신 및 수신 대역에 대한 튜닝 전압 범위는 이 경우에 동일하지 않을 것이다. 왜냐하면, 요구되는 튜닝 범위가 60 MHz임에도 불구하고, 수신 및 송신을 위한 부분 대역폭이 약간씩 다르기 때문이다. 이는 송신 대역이 1850 MHz에서 시작되지만 수신 대역은 1930 MHz에서 시작되기 때문이다. 따라서, 동일한 값의 강유전체 커패시터가 사용되는 경우에 튜닝 전압 분리가 필요할 것이다.
또다른 실시예에서, 송신 대역에 대한 공진자(604a, 608a)는 수신 대역에 대해 공진자(604b, 608b)에서와 같은 전기적 길이를 가진다. 이 경우에, 송신 및 수신 대역 튜닝에 사용되는 강유전체 커패시터의 커패시턴스값은 서로 다를 것이며, 필요한 주파수 분리를 제공할 것이다.
개별적인 공진자들을 튜닝하는 데 강유전체 커패시터(610a-d)가 사용될 수 있다. 종래의 고정 대역폭 설계에서는, 각각의 필터나 듀플렉서가 전기적 규약에 부합하도록 100% 벤더 스크리닝(vendor screening) 및 튜닝(tuning)을 필요로한다. 전기적으로 튜닝가능한 강유전체 커패티서를 이용하는 것이 이 용도로 개발될 수 있어서, 유전상수 변화를 상쇄시키고, 제작 허용공차를 상쇄시키며, 온도 변화를 상쇄시킬 수 있다. 이 튜닝은 추가적인 튜닝 커패시턴스 범위를 댓가로 하여 얻어지며, 이상적으로는, 각각의 공진자에 대해 독립적인 튜닝 전압에 의해 실행된다. 이 접근법은 직류 제어 전압을 발생시키는 제어 회로에 위치한 요구(demand)를 증가시킨다.
또다른 실시예에서, PCS형 듀플렉서는 커패시터(651a, 651b, 661, 671) 형성을 위해 간격 연결을 이용할 수 있다. 커패시터(651a, 651b, 661, 671)는 미국 PCS CDMA 대역에 대해 일반적으로 0.25-0.3 pF 범위에 놓인다. 이 커패시터들은 대역통가 필터나 듀플렉서의 임피던스를, 통상적으로 50 오옴인, 정확한 입력 및 출력 임피던스로 변환한다.
도시되는 바와 같이, 커패시터(651a, 651b)를 이용하는 것보다 공통 포트(642)에서 추가적인 임피던스 정합 회로가 필요할 수 있다. 특정 응용장비에 대한 시스템 요건들은, 송신부와 수신부가 정확하게 명시된 임피던스(통상적으로50 오옴)로 종료될 때 어떤 전압 정상파 비(VSWR)가 포트(642)에 나타나야 하는 지를 결정할 것이다.
필터나 듀플렉서(또는 멀티플렉서)는 주파수-선택형 임피던스 변환 네트워크이다. 이와 같이, 표준 50 오옴과는 다른 값으로부터, 또는 이런 값으로 입력 및 출력 포트 간의 임피던스 값을 변환하도록 필터나 듀플렉서가 설계될 수 있다. 커패시터(661, 671)는 필요시, 더 넓은 범위를 차지할 수 있다. 커패시터는 어느 경우에도 정확한 커패시턴스를 제공하도록 선정될 수 있다.
한 실시예에서, 공진자(604a, 604b, 608a, 608b)의 세라믹 유전상수(DK)가 38.6이다. 송신부(644)의 공진자(604a, 608a)가 232 밀리인치의 전기적 길이를 가지고, 수신부(646)의 공진자(604b, 608b)는 221 밀리인치의 전기적 길이를 가진다. 강유전체 커패시터(610a-d)는 0.66 pF의 커패시턴스와 180의 Q를 가진다.
또다른 실시예에서, 세라믹 DK = 38.6의 모노블록 필터가 사용되며, 이때 높이 4.0 mm, Zoe = 18.95 오옴, Zoo = 13.80 오옴, 중앙 전도체 직경 = 36.24 밀리인치, 중심 전도체 변부간 간격 = 64.68 밀리인치이다.
이러한 PCS식 송신부/수신부(644, 646)에 대한 주파수 응답이 도 13에 도시된다. 도 14는 강유전체 커패시터(610a-d)의 Z가 450까지 증가할 경우, 결과적인 주파수 응답을 도시한다. 도 13과 14의 주파수 응답은 이들 사이에서 어떤 전자기적 연결없이 4.0 mm 동축 공진자를 바탕으로 한다.
또하나의 실시예에서, 커패시터(651a, 651b, 661, 671)는 250 이상의 품질 인자(quality factor)를 가지는 오버레이 커패시터로 구현될 수 있다. 본 실시예에서, 송신부(644)의 공진자(604a, 608a)는 233.179 밀리인치의 전기적 길이를 가질 수 있고, 수신부(646)의 공진자(604b, 608b)는 2222.32 밀링인치의 전기적 길이를 가질 수 있다. 강유전체 커패시터(610a-d)가 0.66 pF의 커패시턴스와 180의 품질 인자를 가질 경우, PCC식 듀플렉서에 대한 주파수 응답은 도 15에서와 같다. 마찬가지로, 강유전체 커패시터(610a-d)의 품질 인자가 450까지 증가할 경우, 주파수 응답은 도 16에서와 같다. 도 13-16은 일례의 듀플렉서들에 대한 주파수 응답의 예일 뿐이다.
이들 실시예에 있어서, 증가되는 통과대역 삽입손실이 감내될 수 있다면 강유전체 캡(caps)의 Q가 낮을 수 있다. 최악의 경우 대역통과 삽입손실에 대한 규약이 송신 대역에서 -3.5 dB일 경우, 2.0 GHz에서 Cf-e = 0.66 pF, 관련 Q = 80을 이용할 수 있고, 여전히 규약에 부합할 수 있다. 강유전체 커패시터의 Q는 Lattach같은 제작 손실을 설명하기 위해 더 높아질 필요가 있을 수 있다.
선호되는 해법은 튜닝 요건에 부합하면서 가능한 최고 강유전체 Q를 얻는 것이다. 이는 송신 대역 및 수신 대역에서 최소 I.L0.를 제공할 것이다. Cf-e가 작으면, 1900 MHz에서 대역통과 필터나 듀플렉서의 로딩(loading)이 적어진다. Cf-e에 대한 낮은 한도는 튜닝 범위에 의해 부여된다. 도 12-16에 도시되는 실시예에서, 전자기 연결 모노블록 설계에서는 (도 8a의 커패시터(410a, 410b)의) 최소 델타(Δ) Cf-e = 0.25 pF 과 (도 8a의 커패시터(432)의) ΔCf-e = 0.033 pF이 필요하며, 비-전자기 연결 설계에서는 (도 8a의 커패시터(410a, 410b)의) ΔCf-e = 0.34 pF이필요하다. 낮은 통과대역 삽입손실이 전력 증폭기같은 다른 구성요소들에 대해 낮은 수요를 발생시키기 때문에, 핸드셋같이 전력에 민감한 응용장비에서, 특히, 낮은 통과대역 삽입손실이 선호된다. 이는 물론 배터리 수명이나 통화시간에 긍정적 영향을 미친다.
한 예로 모노블록 설계를 이용하여, 2:1의 Cf-e 튜닝 범위를 주어진 강유전체 필름, 직류 튜닝 전압, 그리고 강유전체 커패시터 구조에서 얻을 수 있을 경우, 0.5 pF의 Cf-e(0V DC)가 최소 Cf-e로서, 요구되는 ΔCf-e = 0.25 pF을 얻을 수 있다. Cf-e(0V DC) = 0.375 pF에서 출발하고자 할 경우, ΔCf-e = 0.25 pF을 얻기 위해 3:1의 튜닝 범위가 필요하다.
Claims (37)
- 튜닝식 멀티플렉서로서, 상기 멀티플렉서는,- 제 1 제어 신호를 발생시키기 위한 제 1 제어 신호 제너레이터,- 제 1 커패시터,- 제 1 공진자(resonator)로서, 상기 제 1 공진자는 상기 제 1 커패시터와 함께, 제 1 공진 주파수를 가진 제 1 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 1 공진자,- 제 1 공진 주파수를 조정하기 위한 제 1 커패시터의 커패시턴스를, 제 1 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 1 커패시터에 인접하게 위치하는 제 1 강유전체부,- 제 2 제어 신호를 발생시키기 위한 제 2 제어 신호 제너레이터,- 제 2 커패시터,- 제 2 공진자로서, 상기 제 2 공진자는 상기 제 2 커패시터와 함께, 제 2 공진 주파수를 가진 제 2 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 2 공진자,- 제 2 공진 주파수를 조정하기 위한 제 2 커패시터의 커패시턴스를, 제 2 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 2 커패시터에 인접하게 위치하는 제 2 강유전체부를 포함하며, 이때, 각각의 커패시터의 품질 인자(quality factor)는 섭씨 -50도에서 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때 80보다 큰 것을 특징으로 하는, 튜닝식 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 각 커패시터의 품질 인자가 350보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.25 GHz와 7.0 GHz 사이의 주파수 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 4 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.8 GHz와 7.0 GHz 사이의 주파수 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 4 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.25 GHz와 2.5 GHz 사이의 주파수 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 6 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.8 GHz와 2.5 GHz 사이의 주파수 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.25 GHz와 7.0 GHz 사이의 주파수 범위에서 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 8 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.8 GHz와 2.5 GHz 사이의 주파수 범위에서 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.3 pF과 3.0 pF 사이의 커패시턴스 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 10 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.5 pF과 1.0 pF 사이의 커패시턴스 범위에서 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.3 pF과 3.0 pF 사이의 커패시턴스 범위에서 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 12 항에 있어서, 섭씨 -50도와 섭씨 100도 사이의 온도 범위에서 동작할 때, 상기 품질 인자는 0.5 pF과 1.0 pF 사이의 커패시턴스 범위에서 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 제 1 공진 주파수 범위는 1850-1810 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위는 1930-1990 MHz인 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 제 1 공진 주파수 범위는 1750-1780 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위는 1840-1870 MHz인 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 1 항에 있어서, 상기 멀티플렉서는,- 제 3 제어 신호를 발생시키기 위한 제 3 제어 신호 제너레이터,- 제 3 커패시터,- 제 3 공진자로서, 이때, 상기 제 3 공진자는 상기 제 3 커패시터와 함께, 제 3 공진 주파수를 가진 제 3 전자기 신호 필터로 기능하고, 또한, 상기 제 3 공진 주파수가 상기 제 1 공진 주파수와 거의 같은, 이러한 제 3 공진자,- 제 3 공진 주파수를 조정하기 위한 제 3 커패시터의 커패시턴스를, 제 3 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 3 커패시터에 인접하게 위치하는 제 3 강유전체부,- 제 4 제어 신호를 발생시키기 위한 제 4 제어 신호 제너레이터,- 제 4 커패시터,- 제 4 공진자로서, 상기 제 4 공진자는 상기 제 4 커패시터와 함께, 제 4 공진 주파수를 가진 제 4 전자기 신호 필터로 기능하며, 이때 제 4 공진 주파수는 제 2 공진 주파수와 거의 같은, 이러한 제 4 공진자,- 제 4 공진 주파수를 조정하기 위한 제 4 커패시터의 커패시턴스를, 제 4 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 4 커패시터에 인접하게 위치하는 제 4 강유전체부를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는, 튜닝식 멀티플렉서.
- 튜닝식 멀티플렉서로서, 상기 멀티플렉서는,- 제 1 제어 신호를 발생시키기 위한 제 1 제어 신호 제너레이터,- 제 1 커패시터,- 제 1 볼륨측정식 공진자(volumetric resonator)로서, 상기 제 1 공진자는 상기 제 1 커패시터와 함께, 제 1 공진 주파수를 가진 제 1 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 1 볼륨측정식 공진자,- 제 1 공진 주파수를 조정하기 위한 제 1 커패시터의 커패시턴스를, 제 1제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 1 커패시터에 인접하게 위치하는 제 1 강유전체부,- 제 2 제어 신호를 발생시키기 위한 제 2 제어 신호 제너레이터,- 제 2 커패시터,- 제 2 볼륨측정식 공진자(volumetric resonator)로서, 상기 제 2 공진자는 상기 제 2 커패시터와 함께, 제 2 공진 주파수를 가진 제 2 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 2 볼륨측정식 공진자,- 제 2 공진 주파수를 조정하기 위한 제 2 커패시터의 커패시턴스를, 제 2 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 2 커패시터에 인접하게 위치하는 제 2 강유전체부를 포함하는 것을 특징으로 하는, 튜닝식 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 제 1 공진 주파수 범위는 1850-1910 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위는 1930-1990 MHz인 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 공진자가 스트립라인(stripline) 공진자를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 공진자가 모노블록(monoblock) 공진자를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 공진자가 동축 유전체-로드(coaxial dielectric loaded) 공진자를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 80보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 180보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 350보다 큰 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서,제 1 공진 주파수 범위가 1850-1910 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위가 1930-1990 MHz인 것을 특징으로 하는 멀티플렉서.
- 제 17 항에 있어서, 상기 멀티플렉서는,- 제 5 제어 신호를 발생시키기 위한 제 5 제어 신호 제너레이터,- 제 5 커패시터,- 상기 멀티플렉서의 제 1 주파수 응답을 조정하기 위한 제 5 커패시터의 커패시턴스를, 제 5 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 5 커패시터에 인접하게 위치하는 제 5 강유전체부,- 제 6 제어 신호를 발생시키기 위한 제 6 제어 신호 제너레이터,- 제 6 커패시터,- 상기 멀티플렉서의 제 2 주파수 응답을 조정하기 위한 제 6 커패시터의 커패시턴스를, 제 6 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 6 커패시터에 인접하게 위치하는 제 6 강유전체부를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는, 튜닝식 멀티플렉서.
- 무선 통신 장치로서, 이 장치는,- 배터리,- 트랜시버(transceiver),- 사용자 인터페이스,- 배터리와 트랜시버를 덮는 하우징으로서, 사용자 인터페이스를 하우징에 대해 외부적으로 제시하도록 만들어지는 이러한 하우징,- 제 1 제어 신호를 발생시키기 위한 제 1 제어 신호 제너레이터,- 제 1 커패시터,- 제 1 공진자(resonator)로서, 상기 제 1 공진자는 상기 제 1 커패시터와 함께, 제 1 공진 주파수를 가진 제 1 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 1공진자,- 제 1 공진 주파수를 조정하기 위한 제 1 커패시터의 커패시턴스를, 제 1 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 1 커패시터에 인접하게 위치하는 제 1 강유전체부,- 제 2 제어 신호를 발생시키기 위한 제 2 제어 신호 제너레이터,- 제 2 커패시터,- 제 2 공진자로서, 상기 제 2 공진자는 상기 제 2 커패시터와 함께, 제 2 공진 주파수를 가진 제 2 전자기 신호 필터로 기능하는, 이러한 제 2 공진자,- 제 2 공진 주파수를 조정하기 위한 제 2 커패시터의 커패시턴스를, 제 2 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 2 커패시터에 인접하게 위치하는 제 2 강유전체부를 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서, 상기 무선 통신 장치가 볼륨측정식 공진자를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 28 항에 있어서, 스트립라인(stripline) 공진자를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 28 항에 있어서, 모노블록(monoblock) 공진자를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 30 항에 있어서, 동축 유전체-로드(coaxial dielectric loaded) 공진자를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자(quality factor)가 80보다 큰 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 180보다 큰 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서, 각각의 커패시터의 품질 인자가 350보다 큰 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서,제 1 공진 주파수 범위가 1850-1910 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위가 1930-1990 MHz 인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서,제 1 공진 주파수 범위가 1750-1780 MHz이고, 제 2 공진 주파수 범위가1840-1870 MHz 인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
- 제 27 항에 있어서, 상기 장치는,- 제 3 제어 신호를 발생시키기 위한 제 3 제어 신호 제너레이터,- 제 3 커패시터,- 제 3 공진자로서, 이때, 상기 제 3 공진자는 상기 제 3 커패시터와 함께, 제 3 공진 주파수를 가진 제 3 전자기 신호 필터로 기능하고, 또한 상기 제 3 공진 주파수는 제 1 공진 주파수와 거의 같은, 이러한 제 3 공진자,- 제 3 공진 주파수를 조정하기 위한 제 3 커패시터의 커패시턴스를, 제 3 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 3 커패시터에 인접하게 위치하는 제 3 강유전체부,- 제 4 제어 신호를 발생시키기 위한 제 4 제어 신호 제너레이터,- 제 4 커패시터,- 제 4 공진자로서, 상기 제 4 공진자는 상기 제 4 커패시터와 함께, 제 4 공진 주파수를 가진 제 4 전자기 신호 필터로 기능하며, 이때, 제 4 공진 주파수는 제 2 공진 주파수와 거의 같은, 이러한 제 4 공진자,- 제 4 공진 주파수를 조정하기 위한 제 4 커패시터의 커패시턴스를, 제 4 제어 신호에 따라, 조정하기 위해 제 4 커패시터에 인접하게 위치하는 제 4 강유전체부를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는, 튜닝식 멀티플렉서.
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