WO2004040693A1

WO2004040693A1 - 制御装置および制御方法

Info

Publication number: WO2004040693A1
Application number: PCT/JP2002/011460
Authority: WO
Inventors: Takeshi Toda; Takeshi Takano; Yuuta Nakaya; Yasuyuki Oishi
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-11-01
Filing date: 2002-11-01
Publication date: 2004-05-13
Also published as: US7512384B2; US20050146387A1; EP1542311A4; EP1542311A1; JP4027935B2; JPWO2004040693A1

Abstract

本発明は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のインピーダンスを高速に制御し得る制御装置および制御方法を提供することを目的とする。本発明によれば、出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第１，第２素子のインピーダンスの各々を、所定の範囲内で変化させる第１，第２変更手段と、出力信号に基づいて、複数の第１および第２素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、第２素子のインピーダンス変化の前後における評価関数値の差分に基づいて、勾配ベクトルを算出する勾配算出手段を有する制御装置が提供される。勾配ベクトルに基づいて、複数の第１素子のインピーダンスの各々を変化させることによって、評価関数値が所望の値をとるように制御が行われる。

Description

明細制御装置および制御方法技術分野

本発明は、一般に可変イピーダンス素子を制御することによって非線形システムの出力信号を適切に維持する制御装置および制御方法に関し、特に複数のアンテナ素子を有する適応アンテナ ·システムにおける受信信号を適切に維持する制御装置および制御方法に関する。背景技術

この種の技術分野では、複数の素子のィンピーダンスに依存して出力信号が変ィ匕する非線形システムに対して、摂動 (p e r t u r a t i o n) 法を利用した最適化手法により各インピーダンスを最適化し、出力信号を適切に維持することがしばしば行われている。

図 1は、従来の制御システム例を示す概念図を示す。この制御システム 100 は、無線周波数 (RF)処理型の適応アンテナ 'システムであり、複数の高周波素子（L, C) のインピーダンスを未知変数とし、 '複数の受信信号を合成して出力信号を形成する非線形システムである。制御システム 100は、 M+1個の複数のアンテナ素子 102と、これらアンテナ素子 102からの信号を合成する合成器 104を有する。合^ §104の出力は、アナログ 'ディジタル変鶴 106に入力される。アナログ 'ディジタノレ変涯 106の出力は、制御装置 108に入力される。

M+ 1個のアンテナ素子の内、 M個のアンテナ素子の各々には、アンテナ素子 1 02に直列に結合されたィンダクタ L；と、並列に結合されたキャパシタ C；

( i = l，...， M) より成る移相回路 1 10が設けられている。インダクタ； Li のインダクタンスおよびキャパシタ Ciのキャパシタンスは、制御装置 108からの制御信号により調整される。制御信号の内容 X i ( i = 1， ...， 2 M) は、ィンダクタ L；およびキャパシタ C _;のインピーダンスを設定するための信号を表す。

図 2は、このような制御システム 100に関して、主に制御装置 108により行われる摂動法を利用した制御フロー 200を示す。制御フロー 200は、ステップ 202より始まる。ステップ 204では、複数の素子（インダクタおよぴキャパシタ C;) のインピーダンス X；が適切な初期値に設定される。ステップ 206では、反復回数に関連するパラメータ mの値を初期値 0に設定する。ステップ 208では、アナログ 'ディジタノレ変 06 (図 1) からの出力信号 y (x) (x= x₂，...， x_2M)) に依存して変化する評価関数値 f (x) を求める。この評価関数値は、基準値 f 。 (x) として格納される。

ステップ 210では、パラメータ mの値を 1つインクリメントする。

ステップ 212では、 m番目の素子のインピーダンス x_raの値を、 x_m+Ax_m に変ィ匕させる。例えば、 mの値が 1であれば、インダクタの値に微小変化が加えられる。このインピーダンスの微小変ィ匕 Ax_mに起因して、出力信号 y (x) が変化する。

ステップ 214では、この出力信号 y ( X ) に基づレ、て評価関数値 f ( x ) が算出される。

ステップ 216では、インピーダンス x_∞に関する変ィ匕の前後における評価関数値 f (x) の差分を算出することによって、勾配（g r a d i en t) べクトル Vf を算出する。 Vf は、 2 M個の成分を有するベクトル量であり、各成分は次式により計算される。

(Vf) _xm= f x …， x_m+Ax_m,..， _2M) - f o (x …， x_ra，. -，

X 2M)

ステップ 218では、微小変化させた x_raの値を微小変ィヒさせる前の値に戻す。ステップ 220では、パラメータ mの値が 2 M以下である力否かが判定され、 2M以下であればステップ 208に戻り、勾配べクトル f の他の成分を計算する。一方、パラメータ mの値が 2M以下でなければ、すなわち 2Mより大きいならば、勾配べクトル▽ f の総ての成分が算出されたことを意味する。

ステップ 222では、この勾配べクトル Vf を利用して、インピーダンスの値 X；を更新する。勾配べクトル f は、 f により表現される曲面上の座標（X χ₂,·..， x_2M) において、勾配（傾斜）が最も急激に変化する方向を示す。この座標で示される場所から、 Vf の示す方向に沿って進めば、評価関数値 f の最大値又は最小値（所望の最適値）に接近することが可能になる。パラメータ _αは、インピーダンスの値を更新する際に、 Vf に沿って進むステップ幅を示す。このようにしてインピーダンス X iの値が更新される。

ステップ 224では、前回のインピーダンスと今回の値を比較して、充分に収束している力否かを判定し、収束してレ、なければ更に更新を行うためにステップ 206に戻り、収束していればステップ 226に進んで制御フロー 200は終了する。

摂動法を利用してインピーダンスを微小変化させることにより、勾配べクトル V f を計算し、インピーダンスを更新して最適化を図る手法については、例えば、特開 2002—118414号公報、 Ro b e r t J D i ng e r, "A P 1 a n a r Ve r s i on o f a 4. 0GHz Re a c t i v e l y S t e e r e d Ada p t i v e Ar r ay", I EEE TRANSACT IONS ON ANTENNAS AND PROPAGAT I ON, vo l. AP— 34， No. 3， Ma r ch 1986·、および Ro b e r t J D i n g e r, "Re a c t i v e l y S t e e r e d Ad a p t i v e A r r a y Us i n g Mi c r o s t r i p P a t c h E l eme n t s a t 4. 0GHz I EEE TRANSACT IONS ON ANTE NNAS AND PROPAGATION, vo l. AP-32, No. 8， Augu s t 1984. 等に記載されている。

上記のような制御手法では、半導体集積回路を利用して可変インピーダンス素子を形成し、可変インダクタや可変キャパシタを構成するのが一般的である。しかしながら、半導 ίΦ*積回路を利用すると、インピーダンスを変化させる際の応答速度は高速であるが、非常に多くの電力を消費することになる。これは例えばバッテリを利用するような小型の装置にとって不利である。

'一方、半導 # ^積回路の代わりに、マイクロ.エレクトロ'メカニカル 'システム (MEMS ： Mi c r o E l e c t r o Me c h a n i c a 1 Sy s t e m) を利用して、素子のインピーダンスを機械的に変ィ匕させることの可能な可変インピーダンス素子を形成することも考えられる。インピーダンスを変ィ匕させる形態としては様々なものがあり得るが、例えば、キャパシタの極板間隔を変更したり、インダクタの磁芯の挿入量を変更することによって、素子のインピーダンスを変更することが可能になる。このような素子を利用すれば、半導体集積回路に比べて消費電力は非常に少ないので、電力に関する問題点を克服することは可能である。しかしながら、 MEMSを利用して可変インピーダンス素子を形成すると、同程度のィンピーダンスの素子を半導体集積回路で構築した場合に比べて応答速度が遅く、速やかにィンピーダンスの最適化を図ることができなくなることが懸念される。特に、勾配ベクトル V f を計算するには、微小変化を加えるステツプ 2 1 2により系を変化させ、その後に、加えた微小変ィ匕を除去するステツプ 2 1 8により系を元に戻し、これを素子数の数（_m= l，. . .， 2 M) だけ繰り返すことを要するので、勾配べクトル V f を速やカゝに算出することが困難になる。このため、 MEMSを禾 IJ用すると、非線形システムの環境変化に速やかに追従することが困難になってしまう。発明の開示

本願の一般的課題は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のィンピーダンスを高速に制御することを可能にする制御装置および制御方法を^することである。

本願の具体的 Ι¾ は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のィンピーダンスを高速かつ低消費電力で制御することを可能にする制御装置および制御方法を ¾ ^することである。

これらの Ι¾ は、以下に説明する手段により解決される。

本発明による解決手段によれば、

出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第 1素子のィンピーダンスの各々を、所定の第 1範囲内で変化させる第 1変更手段と、

出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第 2素子のィンピーダンスの各々を、前記第 1範囲より狭レヽ所定の第 2範囲内で変化させる第 2変更手段と、

出力信号に基づレ、て、前記複数の第 1およぴ第 2素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、

Ιΐίϊ己第 2素子のインピーダンス変ィヒの前後における評価関数値の差分に基づいて、勾配べクトルを算出する勾配算出手段

を有し、前記勾配べクトルに基づいて、前記複数の第 1素子のインピーダンスの各々を変ィ匕させることによって、廳己評価関数値が所望の値をとるように制御を行うことを特徴とする制御装置

力される。図面の簡単な説明

図 1は、従来の制御システムの概念図を示す。

図 2は、従来の制御システムで行われる制御のフロ一チヤ一トを示す。

図 3は、本願第 1実施例による制御システム例の概念図を示す。

図 4は、本願実施例による制御装置を利用して行われるフローチヤ一トを示す。図 5は、本願第 2実施例による制御システム例の概念図を示す。

図 6は、本願第 3実施例による制御システム例の概念図を示す。発明を実施するための最良の形態

図 3は、本願第 1実施例による制御システムの一例を示す概念図を示す。この制御システム 3 0 0は、無線周波数 (R F)処理型の適応アンテナ 'システムであり、複数の高周波素子のインピーダンスを未知変数とし、複数の受信信号を合成して出力信号を形成する非線形システムである。制御システム 3 0 0は、 M+ 1 個の複数のアンテナ素子 3 0 2と、これらアンテナ素子 3 0 2からの信号を合成する合 3 0 4を有する。合藤 3 0 4の出力は、アナログ 'ディジタル変觸 3 0 6に入力される。アナログ 'ディジタル変難 3 0 6の出力は、制御装置 3 0 8に入力される。

M+ 1個のアンテナ素子の内、 M個のアンテナ素子の各々には、アンテナ素子 3 0 2に直列に結合された第 1ィンダクタ L； ¹および第 2ィンダクタ L； ²と、並列に結合された第 1キャパシタ C； ¹および第 2キャパシタ C； ² ( i = 1， . . .， M) より成る移相回路 3 1 0が結合されている。第 1，第 2インダクタ！^ ¹， ²おょぴ第 1，第 2キャパシタ〇， Ci²は、マイクロ 'エレクト口'メカニカル.システム（MEMS) を利用して、機械的にインピーダンスを変化させることが可能な素子として形成される。これらの素子を半導体素子を利用して形成することも可能であるが、消費電力を削減する観点からは MEMSを利用することが好ましレ、。第 1，第 2インダクタ！^¹， ²のインダクタンスおよび第 1，第 2キヤパシタ。， ²のキャパシタンスは、制御装置 308からの制御信号により調整される。制御信号の内容 X i ¹, _{X i} ² (i = l，...， 2M) は、インダクタ Ι^'

1^²ぉょぴキャパシタ€ ， ²のインピーダンスを設定するための信号を表す。図中、第 1ィンダクタ L； ¹および第 1キャパシタ C i ¹を表す第 1素子は X により示され、第 2インダクタ 1^ ²およぴ第 2キャパシタ C; ²を表す第 2素子は X i ²により示される。

第 1ィンダクタ L i ¹および第 1キャパシタ C； ¹のィンピーダンスは、非線形システムの出力信号（ディジタル ·アナログ変換器 306からの出力信号）の特性に影響を及ぼしてィンピーダンスの最適ィ匕を行うことが可能な程度に大きく変ィ匕し得る。このため、ある程度大きなサイズを有し、それ故に応答速度も比較的遅レ、。これに対して、第 2インダクタ ²および第 2キャパシタ Ci²は、第 1のものよりもサイズが非常に小さく、インピーダンスの可変幅も狭く、それ故に第 1 ィンダクタ L； ¹および第 1キャパシタ C i ¹よりも高速に応答することが可能であるように選択される。

適応ァンテナ'システム 300の制御装置 308は、アナログ 'ディジタル変換器 306からの出力信号であるアンテナ素子からの受信信号 y (X)に基づいて、評価関数値 f (x) を算出する評価関数値算出手段 311を有する。ここで、 X は、総てのインピーダンスに関するベクトル量であり、 x= ( , x ², x₂ Χ ₂ ²，· . ·， Χ 2Μ¹, Χ _2Μ ²) と表現することが可能である。評価関数値 f (x) としては、様々な量を採用することが可能であり、例えば、パイ口ット信^トレーニング信号のような既知の信号パターン dと、受信信号 y (x) との相関値 I y (x) d I とすることが可能である。また、信号雑音比、信号雑音干渉比のような量を採用することも可能である。更に、後述するような各アンテナ素子からの受信電力の総和とすることも可能である。要するに、評価関数値 f (X)は、ィンピーダンス Xの変化に依存して変化し得る量であって、非線形システムの出力信号（受信信号 y ( χ ) ) の最適ィ匕を行うために使用可能な量であればよい。制御装置 3 0 8には、評価関数値算出手段 3 1 1の出力を入力とする勾配べクトル算出手段 3 1 2が設けられる。勾配べクトル算出手段 3 1 2は、インピーダンス'ベクトル Xの変ィ匕の前後における評価関数値 f ( X )の差分を算出することによって、インピーダンス ·ベタトル Xにおける評価関数値 f の勾配 V f を算出する。勾配ベクトル算出手段 3 1 2の出力は、インピーダンスの値を変更させる変更手段 3 1 4に入力される。変更手段 3 1 4は、第 1ィンダクタ L； ¹のィンダクタンスおよび第 1キャパシタじのキャパシタンスを変更させる第 1変更手段 3 1 6を有する。また、変更手段 3 1 4は、第 2インダクタ 1^ ²のインダクタンスおよび第 2キャパシタ C i ²のキャパシタンスを変更させる第 2変更手段 3 1 8を有する。第 2変更手段 3 1 8は、第 2インダクタ又は第 2キャパシタのインピーダンスを変ィ匕させ、上述したように、変ィ匕させるインピーダンスの量は非常に小さい点に留意を要する。

更に、変更手段 3 1 4は、第 1および第 2変更手段からのディジタル信号をァナログ信号に変換して、第 1および第 2ィンダクタおよびキャパシタ L； L i ²， C j ¹, 。に制御信号 ¹， X を与えるディジタル.アナログ変 2 0を有する。このディジタル 'アナログ変觸 3 2 0は、第 1素子および第 2素子に関して、別々に設けることも共用させることも可能である。共用させる ^には、勾配べクトルを計算する # ^と、第 1素子を更新するとでディジタル ·アナログ変換器 3 2 0の出力を切り替えるスィッチを設ける。このようにすると、ディジタル .アナ口グ変換器の数が 1つで済むので、回路面積を少なくする観点からである。

図 4は、本願実施例による制御装置 3 0 8を利用して行われる摂動法による制御フロー 4 0 0を示す。制御フロー 4 0 0は、ステップ 4 0 2より始まる。ステップ 4 0 4では、複数の第 1および第 2素子（インダクタおよびキャパシタ ¹， L j ², C i ¹, C ) のインピーダンス x；が適切な初期値に設定される。ステツプ 4 0 6では、反復回数に関連するパラメータ mの値を初期値 0に設定する。ステップ 4 0 8では、アナログ 'ディジタノレ変 3 0 6 (図 3 ) からの出力信号 y (x) (x= (x !¹, i², x₂ x₂ ², ..., 2M¹. x_2M ²)) に依存して変化する評価関数値 f (x) を求める。この評俩関数値 f (x) は、評価関数値算出手段 3 1 1にて算出され、基直 f 。）として格納される。

ステップ 4 1 0では、パラメータ mの値を 1つインクリメントする。

ステップ 4 1 2では、第 2変更手段 3 1 8を利用して、 m番目の第 2素子のィンピーダンス x_m ²の値を、 x_m ²+A x_m ²に変ィ匕させる。例えば、 mの値が 1であれば、第 2素子のインダクタの値に微小変ィ匕 Δ _{Χ ι} ²が加えられる。インピーダンスの微小変ィ匕 A x_m ²に起因して、出力信号 y (x) が変化する。ステップ 4 1 4では、この出力信号 y (x) に基づいて評価関数値 f (x) が算出される。ステップ 4 1 6では、第 2素子のインピーダンス x_m ²の変ィ匕の前後における評価関数値 f (X)の差分を算出することによって、勾配べクトル V f を算出する。勾配べクトル V f は、勾配べクトル算出手段 3 1 2によって算出される。▽ f は、 2M個の成分を有するべクトノレ量であるので、各成文は次式により計算される。

(V f ) _xm=f (xi¹, i²,..., x_m ^x, x_m ²+A x_m ², ..., X 2M¹, x_2M ²) ― f Q ( i ¹j X i Xm ^Xm " ' ^X 2M ^X 2M )

なお、従来とは異なり、本実施例における可変ィンピーダンス素子の総数は、 2 M個の第 1素子と 2 M個の第 2素子とで 4 M個であり、評価関数値 f ( x )も、これら 4 M個のインピーダンスに依存することとなる（f = f _t χ ², χ 2¹ x₂ ², ... x_zu χ _2Μ ²))ο しかしながら、第 2素子（x ) は、 f 曲面上の座標 (x,¹, X 2¹, ... , x_2M ) における摂動計算のために別途設けられた補助的なインピーダンス素子であるので、勾配べクトル V f の成分数は、第 1素子の数（2M個）により定められる。

ステップ 4 1 8では、微小変化させた x_∞ ²の値を微小変ィ匕させる前の値に戻す。ステップ 420では、パラメータ mの値が 2 M以下である力否かが判定され、 2M以下であればステップ 40 Sに戻り、勾配べクトルの他の成分を計算する。一方、パラメータ mの値が 2 M以下でなければ、すなわち 2 Mより大きいならば、勾配べクトル f の総ての成分が算出されたことを意味する。

従来とは異なり、第 1素子 Ci¹とは別個に設けられた第 2素子 Li² C i ²のインピーダンスを変ィ匕させることによって、勾配べクトル Vf が計算される。第 2素子は、第 1素子に比べて非常にサイズが小さく、ィンピーダンスの可変幅は小さいが応答速度は極めて高速である。このため、ステップ 410およびステップ 418における微小変化 Ax_ra ²の加算および減算に対して系が非常に高速に応答し、勾配べクトル Vf を迅速に求めることが可能になる。すなわち、インピーダンスの微小変ィヒに対する評価関数の影響が分カれば勾配べクトルを見出すことが可能であり、その勾配べクトルを見出すためにインピーダンスを大きく変化させる必要はない（微小変ィ匕させればよい)。このような観点力ゝら、本願実施例では、微小変化を与えるための素子（サイズの小さな応答艇の速い第 2素子 L i², C ) を第 1素子とは別に用意して、勾配べクトノレ Vf を算出している。例を持って示せば、移相回路 310における合成インダクタンス。は、第 1 および第 2ィンダクタが直列に結合されてレヽるので、 L -L + Li²となる。ステップ 412における微小変化により、この合成インダクタンス 1^。は、 L;¹ • +1^²+ 1^²=1^。+ 1^²に変化する。同様に、移相回路 310における合成キャパシタンス C i。は、第 1および第 2キャパシタンスが並列に結合されているので、 C C + Ci²となる。ステップ 412.における微小変化により、この合成キャパシタンス Ci。は、。 +〇；² +厶 C -CiQ+ACi ²に変化する。これにより、移相回路 310におけるインダクタ 5ンスまたはキャパシタンスを微小変ィ匕させたときの影響を調べることが可能になる、すなわち勾配べクトルを算出することが可能になる。

ステップ 422では、第 2素子の変ィヒに基づいて算出された勾配べクトル f を利用して、第 1素子のインピーダンスの値 X を更新する。上述したように、勾配ベクトル Vf は、 f により表現される曲面上の地点， 2¹, .. , x_2M において傾斜が最も急激に変化する方向を示す。この地点から、 Vf の示す方向に沿って進めば、，評価関数値 fの最大値又は最小値（所望の最適値）に接近することが可能になる。パラメータ αは、インピーダンスの値を更新する際に、 ▽ f に沿って進むステップ幅を示す。このようにして第 1素子のインピーダンス X の値が更新される。

ステップ 424では、前回のインピーダンスと今回の値を比較して、充分に収束している力否かを判定し、収束していなければ更に更新を行うため 406に戻り、収束していればステップ 426に進んで制御フロー 400は終了する。

本願実施例によれば、従来長時間を要していたステップ 208ないし 2 20のループが、第 2素子 Li²， ²を利用して行われるステップ 408および 4 20 により速やかに計算されるので、極めて高速のィンピーダンス制御を行うことが可能になる。例えば、アンテナ素子が 1 1個（M= 1 0) 存在し、第 1素子であるインダクタおよびキャパシタがそれぞれ 1 0個ずつ（計 20個）存在し、これらの動作速度が 1 00 kHzである（インピーダンスを変化させるのに 1 0 μ s を要する）とする。そして、 1 00ステップ更新する（ステップ 222又は 42 2を 1 00回行う）ことによって、最適なインピーダンスに迪り着くとする。この場合に、従来の手法（図 2) では、ステップ 2 1 2およびステップ 2 1 8を含むループを全 20素子について反復して勾配べクトルを算出するために、（1 0 μ s + 1 0 s) X 20の時間を要し、ステップ 222における Xの更新で 1 0 μ sの時間を要し、これらを 1 00回繰り返すことになる。従って、最適ィ匕には、 ((1 0 s + 1 0 s) Χ 20回 + 1 0 ;u s) X 100回 =41ms もの時間を要する。なお、説明を簡単にするため、制御フロー 200におけるステツプ 2 1 2，2 1 8，222以外のステップで費やされる時間を省略している。これに対して、本願実施例によれば、非常にサイズの小さな第 2素子を選択することが可能であり、例えば、インピーダンスの可変幅が第 1素子の 1 5 1 2 に過ぎないが、応答速度が 5 1. 2 MHz (1 0 μ s X 1/5 1 2) のようなものを使用することが可能である ' (簡単のため、応答速度と可変幅が反比例の関係にあるとしている。）。この場合には、ステップ 4 1 2およびステップ 4 1 8を含むループを 20回繰り返して勾配べクトルを算出するために、（10μ s X 1Z 5 1 2 + 1 0 s X 1/5 1 2) X 20の時間を要し、ステップ 22 2における Xの更新で 1 0 μ sの時間を要し、これらを 1 00回繰り返すことになる。従つて、

((1 0 ^ S X 1/5 1 2 + 1 0 M S X 1 '5 1 2) X 20 + 1 0 Z S) X 1 00回 = 1. 1m s

程度の時間で最適ィ匕を行うことが可能になる。このように、本願実施例によれば、極めて高速な制御を行うことが可能になる。上記と同様に、説明を簡単にするため、制御フロー 4 0 0におけるステップ 4 1 2， 4 1 8 , 4 2 2以外のステップで費やされる時間を省略している。

図 5は、本願第 2実施例による制御システム 5 0 0の概念図を示す。本実施例における制御システム 5 0 0は、空間処理型のアレイ 'アンテナ'システムであり、複数のアンテナ素子に付随する高周波素子（C) のインピーダンスを未知変数とし、これらのインピーダンスに依存して、アンテナ素子 5 0 4により受信される信号が変化するところの非線形システムである。制御システム 5 0 0は、 M本のアンテナ素子 5 0 2とアナログ 'ディジタノレ変^ 15 0 6に結合されるアンテナ素子 5 0 4とを有する。アナ口グ 'ディジタル変 « 5 0 6の出力は、図 3で説明したのと同様な制御装置 5 0 8に入力される。 M本のアンテナ素子 5 0 2の各々には、アレイ'アンテナの指向性に影響を及ぼす第 1素子として機能する第 1キヤパシタ C； ¹と、第 2素子として機能する第 2キャパシタ C； ²と力 S設けられている。これら第 1，第 2キャパシタ C i ¹, C i ²のキャパシタンスは、制御装置 5 0 8により制御される。

信号を受信した後に位相を調整して合成していた第 1実施例とは異なり、本実施例によれば、 M+ 1個のアンテナ素子が空間的に結合して所定の指向特性を実現することで、受信する時点で信号を良好に維持しょうとする。例えば、複数のアンテナ素子により形成される指向特性を調整して、メインローブを希望波に、ヌル点を干渉波に合わせることにより、希望波を良好に受信する。第 1素子のィンピーダンスの最適化は、上述した図 2に示す制御フローと同様な制御フローを実行することによって行われる。本実施例では、制御対象が、 M個のアンテナに付随する M個の第 1キャパシタ C _; ¹と、アンテナ素子に微小インピーダンス変ィ匕を与えるための M個の第 2キャパシタ C i ²に過ぎないので、本実施例は、素子数 (制御対象数）が少なくて済む点で、小型の装置に I」である。

図 6は、本願第 3実施例による制御システム 6 0 0の概念図を示す。本実施例は、ディジタノレ処理型のアレイ ·アンテナ ·システムを形成し、各アンテナ素子 6 0 2に、インピーダンスのマッチングをとるための整合回路 6 1 0とアナログ' ディジタル変^器 6 0 6が設けられている。整合回路は、アンテナ素子に並列に結合される第 1素子として機能する第 1キャパシタ C； ¹と、第 2素子として機能する第 2キャパシタ C； ²と、アンテナ素子に直列に結合されるコィノレ L iを有する（i = l，. . .， M)。第 1およぴ第 2素子のインピーダンスは、制御装置 6 0 8 力らの制御信号 X _; X _; ²に基づいて調整される。

本実施例における評価関数値 f ( X ) は、アンテナ素子の各経路から得られる受信信号の総和に基づいて算出される。より具体的には、各経路からの受信信号 y _; ( x ) を二乗して電力を計算し、これらの総和を計算することによって評価関数値が算出される。本実施例では、各アンテナ素子からの信号に関するインピ一ダンスのマツチングを調整することによって、信号を適切に受信するようにしている。なお、本実施例における整合回路を、第 1実施例や第 2実施例の制御システムに利用することも辆 ljである。

以上本願実施例によれば、非線形システムの出力信号に影響を及す複数の第 1 素子 ¹とは別に、出力信号に影響を及す複数の第 2素子 _{X i} ²を設け、これら第 2素子を利用して勾配べクトル V f を求め、勾配べクトルに基づいて第 1素子 X i ¹のインピーダンスを変ィ匕させている。勾配ベクトルは、出力信号に影響を及ぼすィンピーダンスを微小変化させることにより算出できるので、第 2素子のサイズを非常に小さく設定することが可能である。これは、応答速度が非常に高速なサイズの小さな素子を、第 2素子として使用することが可能なことを意味する。このため、高速に微小に変ィ匕する第 2素子を利用して、迅速に勾配べクトルを求めることが可能になる。第 1素子は、第 2素子より広範にインピーダンスを変ィ匕させる必要があるので、第 2素子よりサイズが大きく、応答速度は第 2素子より遅レ、。速やかに算出される勾配ベクトルを利用して、第 1素子のインピーダンスを次々と更新することによって、出力信号が最大または最小になるように制御することが可能になる。

本願実施例によれば、出力信号がアンテナ素子により受信された高周波数信号に基づいて形成され、第 1および第 2素子が、キャパシタ又はインダクタより成る。従来は、キャパシタゃインダクタを、半導体素子としてではなく機械的な素子（MEMS ) で形成すると、消費電力を小さく抑制することが可能な反面、応答速度が遅くなることに起因して、そのような機械的な素子を採用することが困難であった。しかしながら、本願実施例によれば、第 2素子としてサイズの小さなものを選択することが可能であり、機械的な素子であっても、勾配べクトルを算出するために充分に高速に動作することが可'能である。このため、キャパシタゃィンダクタを、半導体素子としてではなく機械的な素子として形成することが可能になり、第 1素子の高速制御を可能にするだけでなく、消費電力を低く抑制することも可能になる。

本願実施例によれば、微小変化させる量 Δ x _m ²をアンテナ素子毎に設定可能にしている（すなわち、互いに異なる m， nに対して、 A x _m ²は、 Δ χ _η ²と異なるようにすることが可能である。）。このことは、様々な制御システムに対する汎用性を高くする点で Uである。しかしながら、総ての A x _m ²を所定の固定値にすると、高速処理および演算負担の軽減を図ることが可能になる点で^^である。本発明による制御システムは、移動端末、無線基地局その他の複数のアンテナ素子を利用する任意のシステムに適用することが可能である。ただし、本発明は、消費電力に配慮しなければならない小型の移動端末に特に有利である。また、上記実施例では、制御対象とする可変インピーダンス素子が、移相回路、リアクタンス回路または整合回路を形成していたが、本発明はそのような形態に限定されず、可変インピーダンス素子は、出力信号に影響を及ぼす様々な回路を形成し得る。更に、本発明をアンテナ 'システムに関連付けて説明してきた力本発明はそのような形態に限定されなレ、。本発明は、複数の素子のインピーダンスに依存して出力信号が変化する非線形システムにおいて、摂動法により各ィンピーダンスを最適化する制御システムに広く応用することが可能である。

このように本発明による制御装置および制御方法によれば、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のィンピーダンスを高速に制御することが可能になる。

以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれに限定されるわけではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形及ぴ変更が可能である。

Claims

請求の範囲

1 .出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第 1素子のィンピーダンスの各々を、所定の第 1範囲内で変ィ匕させる第 1変更手段と、

出力信号に基づいて、前記複数の第 1および第 2素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、

fflf己第 2素子のィンピーダンス変ィ匕の前後における評価関数値の ¾ に基づヽて、勾配べクトルを算出する勾配算出手段

を有し、前記勾配べクトルに基づいて、前記複数の第 1素子のインピーダンスの各々を変化させることによって、 Ιίίΐ己評価関数値が所望の値をとるように制御を行うことを特徴とする制御装置。

2 . ΙίίΙΒ第 2素子のインピーダンスが、マイクロ 'エレクトロ.メカニカル.システムにより機械的に変更可能であるよう形成されることを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

3 . インダクタより成る前記複数の第 1素子の各々に、インダクタより成る第 2素子がそれぞれ直列に接続されることを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

4 . キャパシタより成る前記複数の第 1素子の各々に、キャパシタより成る第 2素子がそれぞれ並列に接続されることを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

5 . 前記複数の第 1および第 2素子が、複数のアンテナ素子にそれぞれ結合されることを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

6 . 前記複数のアンテナ素子の各々に関する第 1および第 2素子が、移相回路を形成するよう結合されることを特徴とする請求項 5記載の制御装置。

7 . 前記複数のアンテナ素子の各々に関する第 1および第 2素子が、整合回路を形成するよう結合されることを特徴とする請求項 5記載の制御装置。

8 . 前記複数の第 1および第 2素子が、前記複数のアンテナ素子毎に設けられたリアクタンス回路を形成することを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

9 . tiff己算出手段が、謙己出力信号と所定の基準信号との相関を計算することによつて評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項 5記載の制御装置。

1 0 . IS算出手段が、複数のアンテナ素子から得られる受信信号の電力の総和に基づいて tilt己評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項 5

1 1 . 編己算出手段が、少なくとも、出力信号中の信号強度および雑音強度に基づいて、 ttif己評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項 5記 1 2 . 前記複数の第 2素子のインピーダンスの変化量が、一定であることを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

1 3 . 更に、前記第 1および第 2変更手段からのディジタル出力をアナログ値に変換するディジタル'アナ口グ変 «を有することを特徴とする請求項 1記載の制御装置。

1 4 . 複数のアンテナ素子と、請求項 1·記載の制御装置とを有することを特徴とする移動端

1 5 . 複数のアンテナ素子と、請求項 1記載の制御装置を有することを特徴とする無/ 地局。

1 6 . 複数の第 1素子のインピーダンスを所定の範囲内で変ィ匕させることによつて、出力信号に基づいて算出される評価関数値を所望の値に制御する制御方法であって、

ΙίίΙ己評価関数値の勾配べクトルを算出するステップと、

ffif己勾配べクトルに基づいて、複数の第 1素子のインピーダンスを変ィ匕させるより成り、編己勾配ベクトルを算出するステップが、

複数の第 2素子の内の 1つのィンピーダンスを、前記所定の範囲より狭い範囲内で変化させるステップと、

ΙΐίΙΕィンピーダンスの変化の前後における評価関数値の差分を求めるステップと、

前記ィンピーダンスを変化前の値に戻すステップ

を所定の回数だけ反復することによって行われることを特徴とする制御方法。