JP3669915B2 - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents
アレーアンテナの制御装置及び制御方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特願平１１−１９４４８７号の特許出願において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される放射素子と、この放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
上記のエスパアンテナを制御するための方法として、例えば、特願２０００−１９８５６０号の特許出願において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を最適化するために、ハミルトニアン法を用いて、指定した方位角のアンテナ利得を最大にするようなリアクタンス値を計算している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、受信信号の到来角度を予め与える必要があり、実用的ではなく、また、干渉波に対してヌルを向けることができないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御において、受信信号の到来角度を予め与える必要がなく、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段を備えたことを特徴とする。
【０００７】
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最大となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の相互相関係数であることを特徴とする。
【０００８】
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の二乗誤差であることを特徴とする。
【０００９】
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数であることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの給電アンテナ素子Ａ０と、６個の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなる従来技術のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ４０と、学習シーケンス信号発生器４１とを備える。
【００１３】
ここで、適応制御型コントローラ４０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４２による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器４１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、図８の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ４０は、各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を順次所定のシフト量Δｘmだけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数（本実施形態では、数２３で表される、受信信号ｙ（ｔ）と上記発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）との間の相互相関係数ρn）の値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。
【００１４】
図１において、相手先の送信機から送信された無線信号は、アレーアンテナ装置１００で受信され、その給電アンテナ素子Ａ０から出力される信号は、低雑音増幅、中間周波又はバースバンドへの周波数変換などの処理を行う高周波受信部３５を介して、受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ４０及び復調器４２に伝送される。上記適応制御型コントローラ４０は、上述の適応制御処理を実行してアレーアンテナの制御装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御した後、復調器４２による無線通信が開始される。ここで、復調器４２は、受信された受信信号ｙ（ｔ）に対して、復調などの処理を実行して復調信号を得て出力する。
【００１５】
まず、図２乃至図５を参照してエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００の構成について説明する。アレーアンテナ装置１００においては、図２に示すように、給電アンテナ素子Ａ０と、６本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６とがそれぞれ、各無給電可変リアクタンス素子Ａ０乃至Ａ６の長さｌｏ，ｌｍ（ｍ＝１，２，…，６）に対して十分に大きい広さを有する導体板にてなる接地導体１１から電気的に絶縁され、かつ給電アンテナ素子Ａ０を中心とする例えば半径ｄ＝λ／４（但しλは波長）の円形形状の位置に互いに同一の６０度の間隔で無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６が配置されるように設けられる。ここで、アレーアンテナ装置１００は、可逆回路であって、送信アンテナとして用いるときは、給電アンテナ素子Ａ０のみに無線信号が給電される一方、受信アンテナとして用いるときは、相手先の送信機からの無線信号が給電アンテナ素子Ａ０により受信信号ｙ（ｔ）として受信される。
【００１６】
図３において、給電アンテナ素子Ａ０は、例えばλ／４の所定の長手方向の長さｌｏを有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の放射素子６を備え、放射素子６により受信された無線信号を伝送する同軸ケーブル２０の中心導体２１は放射素子６の一端に接続され、その外部導体２２は接地導体１１に接続される。これにより、放射素子６により受信された無線信号を同軸ケーブル２０を介して、さらには高周波受信部３５を介して適応制御型コントローラ４０及び復調器４２に伝送する。
【００１７】
図４において、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ、例えばλ／４の所定の長手方向の長さｌｍ（ｍ＝１，２，…，６）を有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の非励振素子７と、リアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を有する可変リアクタンス素子２３とを備えて同様の構造を有して構成される。ここで、非励振素子７の一端は可変リアクタンス素子２３を介して接地導体１１に対して高周波的に接地される。例えば放射素子６と非励振素子７の長手方向の長さが実質的に同一であると仮定したとき、例えば、可変リアクタンス素子２３がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は延長コイルとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子２３がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は短縮コンデンサとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。実際の適用では、リアクタンスｘmは、−３００Ωから３００Ωまで等の一定範囲に制約することができる。
【００１８】
図５は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図であり、図５の好ましい実施形態では、可変リアクタンス素子２３として可変容量ダイオードＤを用いている。
【００１９】
図５において、例えばポリカーボネートなどの誘電体基板１０の上面に接地導体１１が形成され、放射素子６は、接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持されている。また、非励振素子７は接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持される。ここで、非励振素子７の一端は可変容量ダイオードＤ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１２を介して接地導体１１に高周波的に接地されるとともに、抵抗Ｒを介して端子Ｔに接続される。また、端子Ｔは高周波バイパス用キャパシタＣ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１３を介して接地導体１１に高周波的に接地される。
【００２０】
端子Ｔには、適応制御型コントローラ４０により電圧制御される可変電圧直流電源３０が接続され、これにより、可変容量ダイオードＤに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤにおける静電容量値を変化させる。これにより、非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ１の電気長を、給電アンテナ素子Ａ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。さらに、他の非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ２乃至Ａ６も同様に構成されて同様の作用を有する。
【００２１】
以上のように構成されたアレーアンテナ装置１００は、エスパアンテナと呼ばれる。本実施形態ではさらに、図１のアレーアンテナ装置１００において、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の全体の平面指向性特性を適応的に制御するための制御装置及び制御方法を提供する。
【００２２】
エスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００のための適応制御型コントローラ４０からの出力信号であるリアクタンス値信号を、これらの６個のリアクタンスの関数として簡単に定式化する。本実施形態では、各可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値を成分として持つ、
【数１】
ｘ≡［ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］T
で表されるベクトルをリアクタンスベクトルと呼び、上記リアクタンスベクトルは可変であるので、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンの形成に使用する。
【００２３】
本実施形態において、信号ベクトルｓ（ｔ）を、
【数２】
ｓ（ｔ）＝［ｓ0（ｔ），ｓ1（ｔ），…，ｓ6（ｔ）］T
で定義し、成分ｓm（ｔ）は、アレーアンテナ装置１００のｍ番目（ｍ＝０，１，…，６）のアンテナ素子Ａｍ（すなわち給電アンテナ素子又は無給電リアクタンス素子）で受信されるＲＦ信号であり、上付き文字Ｔはベクトル又は行列の転置を表す。次に、アレーアンテナ装置１００の単一ポートのＲＦ出力信号である受信信号ｙ（ｔ）（以下の原理説明では、説明の便宜上、高周波受信部３５の前段での高周波信号（ＲＦ信号）をいう。）は次式によって与えられる。
【数３】
ｙ（ｔ）＝ｉTｓ（ｔ）
ここで、
【数４】
ｉ＝［ｉ0，ｉ1，ｉ2，…，ｉ6］T
はｍ番目のアンテナ素子Ａｍ上に現れるＲＦ電流を成分ｉmとして持つベクトルである。
【００２４】
アレーアンテナ装置１００の電磁界解析によれば、ＲＦ電流ベクトルｉは次式のように定式化される。
【数５】
ｉ＝（Ｉ＋ｊＹＸ）-1ｙ0
【００２５】
ここで、Ｉは（６＋１）×（６＋１）の単位行列であり、対角行列
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｘ0，ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］
は、リアクタンス行列と呼ばれる。適応制御型コントローラ４０及び復調器４２の入力インピーダンスｘ0は一定であり、本実施形態では、一般性を失うことなくｘ0＝０と仮定している。さらに、数５では、ベクトルｙ0は、
【数７】
ｙ0＝［ｙ00，ｙ10，ｙ20，…，ｙ60］T
で定義し、また、
【数８】
Ｙ＝[ｙkl](6+1) × (6+1)
は（６＋１）×（６＋１）のアドミタンス行列であるものとする。ここで、成分ｙklはアンテナ素子ＡｋとＡｌとの間（０≦ｋ，ｌ≦６）の相互アドミタンスを表す。
【００２６】
（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００の場合、ベクトルｙ0及びアドミタンス行列Ｙは、相互アドミタンスの６個の成分のみで決定される。これについて以下に説明する。
【００２７】
公知の相反定理により、通常型のアレーアンテナ装置と同様に次式が成り立つ。
【数９】
ｙkl＝ｙlk
【００２８】
さらに、アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子Ａｍの巡回対称性は次式を含意している。
【００２９】
【数１０】
ｙ11＝ｙ22＝ｙ33＝ｙ44＝ｙ55＝ｙ66
【数１１】
ｙ01＝ｙ02＝ｙ03＝ｙ04＝ｙ05＝ｙ06
【数１２】
ｙ12＝ｙ23＝ｙ34＝ｙ45＝ｙ56＝ｙ61
【数１３】
ｙ13＝ｙ24＝ｙ35＝ｙ46＝ｙ51＝ｙ62
【数１４】
ｙ14＝ｙ25＝ｙ36
【００３０】
上記数９乃至数１４は、数８のアドミタンス行列が相互アドミタンスの６個の成分y00，y10，y11，y21，y31及びy41のみによって決定されることを意味している。６つの成分の値は、アンテナ素子Ａｍの半径、空間間隔及び長さ等のアンテナの物理的構造に依存し、よってこれは一定である。これまでの説明を要約して、数５におけるアドミタンス行列Ｙを次式のように表記する。
【００３１】
【数１５】
【００３２】
同様に、数７は次のように書き換えることができる。
【数１６】
Ｙ＝[ｙ00，ｙ10，ｙ10，…，ｙ10]T
【００３３】
アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子で受信される数３における信号ベクトルｓ（ｔ）は測定不能であることは強調すべき点である。これは、アンテナ素子上で受信される信号ベクトルが観測される通常の適応型アレーアンテナとは異なる。アレーアンテナ装置１００の場合は、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）のみが測定可能であり、これだけが数１のリアクタンスベクトルｘを制御するフィードバックとして使用される。さらに残念ながら、数５が示すように、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）はリアクタンスベクトルｘの高次の非線形関数であって、逆行列の演算を含んでおり、これが適応性能の解析的表現の生成を困難にしている。また、数５における電流ベクトルｉは通常の適応型アレーの重み係数ベクトルに相当することも注意されるべきである。電流ベクトルｉの各成分は、通常の適応型アレーの重み係数ベクトルとは違って独立ではなく互いに結合していることは数５から明らかである。上述の議論は、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムの大部分は、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００に直接に適用することが不可能であることを含意している。従って、特に、エスパアンテナのための適応制御用アルゴリズムを提案することが望ましい。
【００３４】
次いで、本実施形態のアレーアンテナ装置１００を適応型にするために、受信される信号のモデルを提案する。論考を進める前に、アレーアンテナ装置１００の操向ベクトルを与えておく。図６に示されるような（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００について考察する。
【００３５】
ｍ番目のアンテナ素子Ａｍを、任意の軸に対して角度
【数１７】
φm＝２π（ｍ−１）／６，（ｍ＝１，２，…，６）
で配置する。図６ではｍ＝２の場合が図示されている。上記任意の軸を基準軸として角度θの到来角度（ＤＯＡ）から到来し、アレーアンテナ装置１００上で受信される波面が観測されるとき、ｍ番目の無給電リアクタンス素子Ａｍと０番目の給電アンテナ素子Ａ０の対が受信する信号間にはｄ・cos(θ−φm)の空間的遅延が存在する。波長λによって、この空間的遅延は、（２π／λ）ｄ・cos(θ−φm)によって定義される電気的角度差に変換される。従って、角度θのＤＯＡにおけるアレーアンテナ装置１００の操向ベクトルは、半径がｄ＝λ/４である場合、次式で定義される。
【００３６】
【数１８】
【００３７】
上述の単純な場合を、より一般的な場合に拡張することができる。ＤＯＡがθq（ｑ＝０，１，…，Ｑ）である到来受信信号ｕq(ｔ）を送信する信号源が合計Ｑ＋１個あると仮定する。ｓm(ｔ）（ｍ＝０，１，…，６）はアンテナのｍ番目のアンテナ素子Ａｍで受信される信号を表し、またｓ（ｔ）をｍ番目の成分にｓm(ｔ）を有する列ベクトルであるとする。信号ｓm(ｔ）は、Ｑ＋１個の信号源からの信号の重ね合わせである。
【００３８】
【数１９】
【００３９】
ここで、ａm(θq）（ｍ＝０，１，２，…，６）は、θの代わりにθqを有する数１８の第ｍ成分である。このとき、アンテナ素子Ａｍに現れる列ベクトルｓ（ｔ）は、次式のように表すことができる。
【００４０】
【数２０】
【００４１】
ここで、
【数２１】
ａ(θq）≡［ａ0(θq），ａ1(θq），ａ2(θq），…，ａ6(θq）］T
は、θの代わりにθqを有する数１８において定義された操向ベクトルである。数３から、アレーアンテナ装置１００の出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表記することができる。
【００４２】
【数２２】
【００４３】
電流ベクトルｉ、及び従って受信信号ｙ（ｔ）は、数１のリアクタンスベクトルｘの関数である。
【００４４】
次に、勾配に基づくアレーアンテナ装置１００の適応制御処理について説明する。この適応制御処理で使用している学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は、相手先の送信機と受信機の双方に知られていると仮定する。表記法の約束を少し変更し、本実施形態では、以後も受信信号ｙ（ｔ）によってアレーアンテナ装置１００のＲＦ出力の等価低域通過信号を表記する。
【００４５】
従来の最急勾配アルゴリズムで一般に使用される評価関数は、平均２乗誤差である。この誤差が２つの信号の差分を表すのに対して、相互相関係数は近似性を表すことは周知である。平均２乗誤差の代わりに、我々の適応制御処理では相互相関係数を採用している。ここにおける我々の目的は、アンテナの出力である受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の間の相互相関係数が可能な限り大きくなるような数１のリアクタンスベクトルｘを発見することにある。
【００４６】
ｙ（ｎ）及びｒ（ｎ）を各々、受信信号ｙ（ｔ）及び学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の離散的時間サンプルであるＰ次元ベクトルと仮定する。時刻ｎにおける受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｒ（ｎ）との間の相互相関係数は、次式のように定義される。
【００４７】
【数２３】
【００４８】
ここで、上付き文字Ｈは複素共役をとる転置を表す。これにより、勾配ベクトルは次式のように定義される。
【００４９】
【数２４】
【００５０】
ここで、∂ρn／∂ｘはリアクタンスベクトルｘについての導関数を表す。
【００５１】
最急勾配法によって相互相関係数を可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）によって開始する。典型的には、初期の指向性パターンが全方向性であるとき、リアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）はゼロベクトルに等しく設定される。
（ｉｉ）次いで、この初期値又は現在の推定値を使用して、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における勾配ベクトル∇ρnを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトルの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００５２】
詳しくは提案された適応制御処理のフロー図を表す図８を参照して以下のようなステップを実行する。この適応制御処理は、図１の復調器４２が無線通信を開始する前に、相手先の送信機からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。
【００５３】
図８において、まず、ステップＳ１において、ｎ＝１に設定し、時刻ｎ（ｎ回目の反復）における数１のリアクタンスベクトルｘ（ｎ）を、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）に設定する。次いで、ステップＳ２において、図８の内ループを開始する前に、パラメータｍ＝０とし、ステップＳ３において、受信信号ｙ（ｔ）を測定する。そして、ステップＳ４において、数２３を用いて相互相関係数ρnを計算し、上記相互相関係数ρnを摂動前の基準係数（非摂動の係数）ρn (0)に代入する。さらに、ステップＳ５において、パラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ６において、リアクタンスベクトルの第ｍ成分ｘmをΔｘmだけ摂動させる。そして、ステップＳ７において、受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ８において、数２３を用いて相互相関係数ρnを計算する。次いで、ステップＳ９において、相互相関係数のリアクタンスベクトルｘについての傾きを示す導関数∂ρn/∂ｘiを、ρn−ρn (0)によって計算する。さらに、ステップＳ１０において、ステップＳ６で摂動させたリアクタンスベクトルの第ｍ成分ｘmを元に戻す。そして、ステップＳ１１において、パラメータｍが無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の数Ｍ＝６よりも小さいか否かを判断し、ｍ＜Ｍのときは内ループでステップＳ５に戻る一方、ｍ≧ＭのときはステップＳ１２に進む。
【００５４】
ステップＳ１２において、上述の最急勾配法に従って、再帰的関係を使用して次のように時刻ｎ＋１におけるリアクタンスベクトルｘの更新値ｘ（ｎ＋１）を計算する。
【数２５】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇ρn
【００５５】
ここで、μは収束速度を制御する正の定数であり、例えばμ＝１５０に設定される。次いで、ステップＳ１３において、ｎを１だけインクリメントし、ステップＳ１４において、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないかどうかを判断し、ｎ≦Ｎのとき外ループによりステップＳ２に戻る一方、ｎ＞Ｎのときは当該適応制御処理を終了する。以上の適応制御処理により、評価関数値を最大にするように収束させることができ、所望波の到来角度が未知でも、アレーアンテナの制御装置１００の主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００５６】
勾配ベクトルの正の方向に行なうリアクタンスベクトルｘの連続的な補正は、相互相関係数が大きいという意味で結局は良好なリアクタンスベクトルｘとなることは、直観的にも妥当である。
【００５７】
数２４の勾配ベクトル∇ρnの計算に際しては、幾つか困難のある場合がある。上述のように、これは、（ａ）受信信号ｙ（ｔ）の表現における、取り扱いが難しい逆行列の演算の存在により、勾配ベクトルをリアクタンスベクトルｘの関数として解析的に表すことは容易ではない（数３及び数５参照）、（ｂ）アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０及び無給電アンテナ素子Ａ１乃至Ａ６の各々で受信される信号ベクトルを観測できない、という事実に起因している。
【００５８】
本実施形態において、数２４の勾配ベクトル∇ρnの推定値は、偏導関数の有限の差分による近似値の使用によって導出されている。特に、リアクタンスｘiに関する１階の偏導関数∂ρn/∂ｘiが、リアクタンスｘmをｘm＋Δｘmへと増分をとることによって相互相関係数ρnの変動値に近似される。
【００５９】
【数２６】
【００６０】
この勾配ベクトルの評価を数２６に代入して、リアクタンスベクトルｘ(ｎ＋１)を算出する。これらのステップをｎ＝１からｎ＝Ｎまで繰り返し、十分大きいＮについて、相互相関係数ρNが大きいという意味で良好なリアクタンスベクトルｘ(Ｎ＋１)を得る。
【００６１】
数２６が示すように、アンテナの出力からは、一度にただ１つの勾配ベクトル∇ρnの成分しか算出されない。リアクタンスベクトルｘの全成分を逐次的に摂動し、数２５の各反復に対して１つの勾配ベクトルを得る。図７は、使用した学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の枠組み構造を示している。データブロックｒ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）はそれぞれ、１と−１とからなる擬似ランダム信号であり、データブロックｒ（１），ｒ（２），…，ｒ（Ｎ）のそれぞれは、図８のステップＳ５からステップＳ１１までのループにおいて、相関係数の勾配ベクトルのＭ＋１個（本実施形態においてはＭ＝６）の成分を計算するためにＭ＋１回ずつ繰り返される、すなわち一度の繰り返しにＭ＋１回のデータブロックｒ（ｉ）の伝送を必要とする。ここで、Ｍ＋１回のデータブロックｒ（ｉ）は、１つの非摂動時に受信信号ｙ（ｔ）と、Ｍ個の摂動時の受信信号ｙ（ｔ）を測定するために用いられる。この場合、各データブロックのシンボル数ｒ（ｉ）をＰとすると、上記勾配ベクトルからリアクタンスの推定値を計算することをＮ回繰り返すので、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）はＰ×（Ｍ＋１）×Ｎ個のシンボルからなる。
【００６２】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ４０は、復調器４２による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器４１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、図８の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置又は制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６３】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの無給電可変リアクタンス素子を備えてもよい。また、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、給電アンテナ素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔ｄは一定でなくてもよい。
【００６４】
さらに、可変リアクタンス素子２３は可変容量ダイオードＤに限定されず、リアクタンス値を制御可能な素子であればよい。可変容量ダイオードＤは一般に容量性の回路素子なので、リアクタンス値は常に負の値となる。なお、表１の数値例では、インピーダンスＺとしてゼロや正の値を用いている。上記可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとってもよく、このためには、例えば可変容量ダイオードＤに直列に固定のインダクタを挿入するか、もしくは、非励振素子７の長さをより長くすることにより、正から負の値までにわたってリアクタンス値を変化させることができる。
【００６５】
以上の本実施形態においては、最急勾配法の評価関数として相互相関係数ρnを用いたが、本発明はこれに限らず、他の関数を用いてもよい。その例として、２乗誤差基準と定包絡線基準について説明する。２乗誤差基準の評価関数は、次式で表される。
【００６６】
【数２７】
Ｊ＝Ｅ［｜ｒ’(ｔ）−ｙ’(ｔ)｜2］
【００６７】
ここで、｜・｜は複素数の絶対値を表し、Ｅ［・］はアンサンブル平均を表す。また、受信信号ｙ（ｔ）及び学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は、次式のごとく正規化されている。
【００６８】
【数２８】
ｙ’(ｔ）＝ｙ(ｔ）／｜ｙ(ｔ)｜
【数２９】
ｒ’(ｔ）＝ｒ(ｔ）／｜ｒ(ｔ)｜
【００６９】
２乗誤差基準の評価関数を用いるとき、適応制御型コントローラ４０は、評価関数値Ｊが最小となるように適応制御する。
【００７０】
また、ＣＭＡアルゴリズムを用いた定包絡線基準の評価関数は、次式で表される。
【００７１】
【数３０】
Ｊ＝Ｅ［｜｜ｙ’(ｔ)｜2−１｜2］
【００７２】
ここでも受信信号ｙ(ｔ）は数２８と同じｙ’(ｔ）によって正規化されている。このときは学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は不要であるが、受信信号の包絡線が一定値となるようなシステムでしか使用できない。それは、具体的にはＦＭ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の変調方式を採用するシステムである。定包絡線基準の評価関数を用いたとき、適応制御型コントローラ４０は、相手先の送信機から送信される無線信号をアレーアンテナ装置４０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数である。
【００７３】
以上の実施形態においては、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を構成する各データブロックｒ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、シンボル数Ｐ＝１０である擬似ランダム信号であったが、他のシンボル数の信号であってもよい。また、学習シーケンスを用いた適応制御処理は、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００７４】
【実施例】
さらに、本実施形態のアレーアンテナの制御装置を用いたシミュレーションとその結果について説明する。
【００７５】
アレーアンテナ装置１００からの出力表現における逆行列の存在（数３及び数５参照）は、その性能の解析的に記述することを困難にすることが考えられる。提案されたアルゴリズム及びアンテナ性能を検証するためにシミュレーションを実施した。我々のシミュレーションでは、（６＋１）素子のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００を使用している。給電アンテナ素子Ａ０及び無給電リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれλ／４長のモノポール素子である。我々は、全ての到来信号ｕq（ｔ）（ｑ＝０，１，…，Ｑ）のパワーを１となるように選択した。ノイズはないものと仮定した。全てのシミュレーションを通じて、数２３に定義された相互相関係数の各計算のためのデータブロックのシンボル数は、Ｐ＝１０に設定された。
【００７６】
まず、異なる方向から２つの信号が存在するケースについて考える。入力信号対干渉波電力比（以下、信号対干渉波電力比をＳＩＲという。）は、到来信号が１のパワーである仮定により０ｄＢである。Ｎ＝８００の反復後は、図９に示すように、ビームは所望する信号の０゜に向けられ、また、１３５゜における干渉波信号に向けてより深いヌルが形成される。このとき、２８.２６ｄＢの出力ＳＩＲが取得される。図１０は、図９の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。到来信号の学習に使用されたシンボル数は、
【数３１】
Ｐ（Ｍ＋１）Ｎ＝１０×（６＋１）×８００＝５６０００
個である。
【００７７】
次に、５つの到来信号が存在する場合について考察する。これらの到来信号のＤＯＡは［０°，４０°，５５°，２２０°，３０５°］であり、１つを所望された所望波信号とし、他の４つを干渉波信号として、−６.０２ｄＢの入力ＳＩＲを有している。指向性パターンを図１１乃至図１５に示す。図面はそれぞれ、所望波信号が０゜，４０゜，５５゜，２２０゜，３０５゜から到来している状況に対応し、出力ＳＩＲはそれぞれ９．０９ｄＢ，−１．４１ｄＢ，２．６７ｄＢ，２０．０３ｄＢ，１０．２８ｄＢである。図１２及び図１３は、４０゜と５５゜の間の角度の分離が僅かである混雑したＤＯＡのケースに関する２つの指向性パターンを示している。両信号は主要ビームとなり、より低い値の出力ＳＩＲは性能を低下させる。ここで、図１２及び図１３からは、このように僅かな角度分離の場合でも、エスパアンテナの技術を適用され、かつ適応的に制御されるアレーアンテナ装置１００を使用すれば干渉効果を減少させ、ＳＩＲ利得（即ち、出力と入力とのＳＩＲ差）を各々約４.６０ｄＢ及び８.６９ｄＢ向上できる。図１１乃至図１５のこれらのパターンは、Ｎ＝１０００の反復の後に取得される。学習シーケンスにおけるシンボル数は、合計（７×１０4）である。図１６は、図１１の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【００７８】
次に、図１１に示されたグラフのシミュレーションと同一のＤＯＡ及び入力ＳＩＲを有する５つの信号源からの到来信号の適応制御処理を、反復回数を減らして（Ｎ＝１００）再現する。図１７が示すように、ビームは所望される角度０゜に向かって形成され、他のＤＯＡ（すなわち４０゜，５５゜，２２０゜及び３０５゜）からの干渉波信号は抑圧されている。このように少ない反復回数であっても、６.５８ｄＢの出力ＳＩＲはなおも確立されている。図１８は、図１７の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【００７９】
最後に、エスパアンテナの技術を適用され、かつ適応的に制御されるアレーアンテナ装置１００の出力ＳＩＲの統計的性能について考察する。図１９（Ｎ＝４０のとき）及び図２０（Ｎ＝１０００のとき）は、Ｚで表される出力ＳＩＲが横座標の与えられた実数ｚを越える確率Ｐｒ（Ｚ≧ｚ）を示している。これらの図面に関わる計算に際しては、所望された信号は角度０゜から到来するものとし、干渉波信号のＤＯＡは０゜乃至３５９゜の範囲で一様にランダムであるように設定している。これらの統計では、１０００セットのＤＯＡを全て使用している。曲線は、干渉波信号の数Ｑ＝１, ２, ３及び４のケースが描かれている。これらの曲線をどう解釈するかについての例として、図２０は、Ｑ＝４の場合に、この適応型アンテナが少なくとも２０ｄＢの出力ＳＩＲ（言い替えれば２６.０２ｄＢのＳＩＲ利得）を８０%の確率で供給可能であることを含意している。図１９と図２０を比較すると、より多い反復回数が、本実施形態のアレーアンテナ装置１００の出力ＳＩＲを増大させることが分かる。
【００８０】
以上で説明した我々の適応制御アルゴリズムは、アンテナ出力と学習シーケンス信号との間の相互相関係数が大きいという意味で良好な解法を得ている。実施例のシミュレーションで示したように、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００の場合、提案された適応制御アルゴリズムによるＳＩＲの改善は、幾つかの実際的状況において受容可能なものである。すなわち、７素子のアレーアンテナ装置１００が少なくとも約２６ｄＢのＳＩＲ利得を８０％の確率で供給できることを示している。本発明に係る適応制御処理のアルゴリズムの開発は、複雑性の低いエスパアンテナの技術を、無線移動体の端末等に適応可能であり、適用可能なものにしている。
【００８１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、従来技術のエスパアンテナの制御装置において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。特に、ハミルトニアン法を用いた従来例では、干渉波にヌルを向けることができないが、本発明では、干渉波にヌルを向けることができるという特有の効果を有する。
【００８２】
当該アレーアンテナの制御装置は、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての無給電可変リアクタンス素子が導波器又は反射器として有効に機能し、到来波および複数の干渉波に対する指向特性の制御もきわめて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の構成を表す斜視図である。
【図３】 図１の給電アンテナ素子Ａ０の構成を示す模式図である。
【図４】 図１の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の構成を示す模式図である。
【図５】 図２のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図６】 図１のアレーアンテナ装置１００の構成を表す平面図である。
【図７】 図１の学習シーケンス信号発生器４１によって発生される学習シーケンス信号の構成を示すシーケンス図である。
【図８】 図１の適応制御コントローラ４０によって実行される適応制御処理を示すフローチャートである。
【図９】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が２つの場合の指向性パターンを示すグラフである。
【図１０】 図９の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１１】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンである。
【図１２】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで４０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１３】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで５５°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１４】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで２２０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１５】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで３０５°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１６】 図１１の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１７】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１８】 図１７の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１９】 図１のアレーアンテナの制御装置で、反復回数が４０回であるときの出力ＳＩＲが横軸の値を超える確率を示すグラフである。
【図２０】 図１のアレーアンテナの制御装置で、反復回数が１０００回であるときの出力ＳＩＲが横軸の値を超える確率を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…給電アンテナ素子、
Ａ１乃至Ａ６…無給電可変リアクタンス素子、
Ｃ…キャパシタ、
Ｄ…可変容量ダイオード、
Ｒ…抵抗、
Ｔ…端子、
６…放射素子、
７…非励振素子、
１０…誘電体基板、
１１…接地導体、
１２，１３…スルーホール導体、
２０…給電用同軸ケーブル、
２１…中心導体、
２２…外部導体、
２３…可変リアクタンス素子、
３０…可変電圧直流電源、
３５…高周波受信部、
４０…適応制御型コントローラ、
４１…学習シーケンス信号発生器、
４２…復調器、
１００…アレーアンテナ装置。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特願平１１−１９４４８７号の特許出願において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される放射素子と、この放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
上記のエスパアンテナを制御するための方法として、例えば、特願２０００−１９８５６０号の特許出願において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を最適化するために、ハミルトニアン法を用いて、指定した方位角のアンテナ利得を最大にするようなリアクタンス値を計算している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、受信信号の到来角度を予め与える必要があり、実用的ではなく、また、干渉波に対してヌルを向けることができないという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、エスパアンテナの制御において、受信信号の到来角度を予め与える必要がなく、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段を備えたことを特徴とする。
【０００７】
また、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最大となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の相互相関係数であることを特徴とする。
【０００８】
さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の二乗誤差であることを特徴とする。
【０００９】
またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、上記制御手段は、好ましくは、相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数であることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１２】
図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの給電アンテナ素子Ａ０と、６個の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなる従来技術のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ４０と、学習シーケンス信号発生器４１とを備える。
【００１３】
ここで、適応制御型コントローラ４０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４２による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器４１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、図８の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ４０は、各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を順次所定のシフト量Δｘmだけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数（本実施形態では、数２３で表される、受信信号ｙ（ｔ）と上記発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）との間の相互相関係数ρn）の値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。
【００１４】
図１において、相手先の送信機から送信された無線信号は、アレーアンテナ装置１００で受信され、その給電アンテナ素子Ａ０から出力される信号は、低雑音増幅、中間周波又はバースバンドへの周波数変換などの処理を行う高周波受信部３５を介して、受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ４０及び復調器４２に伝送される。上記適応制御型コントローラ４０は、上述の適応制御処理を実行してアレーアンテナの制御装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御した後、復調器４２による無線通信が開始される。ここで、復調器４２は、受信された受信信号ｙ（ｔ）に対して、復調などの処理を実行して復調信号を得て出力する。
【００１５】
まず、図２乃至図５を参照してエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００の構成について説明する。アレーアンテナ装置１００においては、図２に示すように、給電アンテナ素子Ａ０と、６本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６とがそれぞれ、各無給電可変リアクタンス素子Ａ０乃至Ａ６の長さｌｏ，ｌｍ（ｍ＝１，２，…，６）に対して十分に大きい広さを有する導体板にてなる接地導体１１から電気的に絶縁され、かつ給電アンテナ素子Ａ０を中心とする例えば半径ｄ＝λ／４（但しλは波長）の円形形状の位置に互いに同一の６０度の間隔で無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６が配置されるように設けられる。ここで、アレーアンテナ装置１００は、可逆回路であって、送信アンテナとして用いるときは、給電アンテナ素子Ａ０のみに無線信号が給電される一方、受信アンテナとして用いるときは、相手先の送信機からの無線信号が給電アンテナ素子Ａ０により受信信号ｙ（ｔ）として受信される。
【００１６】
図３において、給電アンテナ素子Ａ０は、例えばλ／４の所定の長手方向の長さｌｏを有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の放射素子６を備え、放射素子６により受信された無線信号を伝送する同軸ケーブル２０の中心導体２１は放射素子６の一端に接続され、その外部導体２２は接地導体１１に接続される。これにより、放射素子６により受信された無線信号を同軸ケーブル２０を介して、さらには高周波受信部３５を介して適応制御型コントローラ４０及び復調器４２に伝送する。
【００１７】
図４において、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ、例えばλ／４の所定の長手方向の長さｌｍ（ｍ＝１，２，…，６）を有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の非励振素子７と、リアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を有する可変リアクタンス素子２３とを備えて同様の構造を有して構成される。ここで、非励振素子７の一端は可変リアクタンス素子２３を介して接地導体１１に対して高周波的に接地される。例えば放射素子６と非励振素子７の長手方向の長さが実質的に同一であると仮定したとき、例えば、可変リアクタンス素子２３がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は延長コイルとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子２３がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は短縮コンデンサとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。実際の適用では、リアクタンスｘmは、−３００Ωから３００Ωまで等の一定範囲に制約することができる。
【００１８】
図５は、図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図であり、図５の好ましい実施形態では、可変リアクタンス素子２３として可変容量ダイオードＤを用いている。
【００１９】
図５において、例えばポリカーボネートなどの誘電体基板１０の上面に接地導体１１が形成され、放射素子６は、接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持されている。また、非励振素子７は接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持される。ここで、非励振素子７の一端は可変容量ダイオードＤ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１２を介して接地導体１１に高周波的に接地されるとともに、抵抗Ｒを介して端子Ｔに接続される。また、端子Ｔは高周波バイパス用キャパシタＣ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１３を介して接地導体１１に高周波的に接地される。
【００２０】
端子Ｔには、適応制御型コントローラ４０により電圧制御される可変電圧直流電源３０が接続され、これにより、可変容量ダイオードＤに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤにおける静電容量値を変化させる。これにより、非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ１の電気長を、給電アンテナ素子Ａ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。さらに、他の非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ２乃至Ａ６も同様に構成されて同様の作用を有する。
【００２１】
以上のように構成されたアレーアンテナ装置１００は、エスパアンテナと呼ばれる。本実施形態ではさらに、図１のアレーアンテナ装置１００において、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の全体の平面指向性特性を適応的に制御するための制御装置及び制御方法を提供する。
【００２２】
エスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００のための適応制御型コントローラ４０からの出力信号であるリアクタンス値信号を、これらの６個のリアクタンスの関数として簡単に定式化する。本実施形態では、各可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値を成分として持つ、
【数１】
ｘ≡［ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］T
で表されるベクトルをリアクタンスベクトルと呼び、上記リアクタンスベクトルは可変であるので、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンの形成に使用する。
【００２３】
本実施形態において、信号ベクトルｓ（ｔ）を、
【数２】
ｓ（ｔ）＝［ｓ0（ｔ），ｓ1（ｔ），…，ｓ6（ｔ）］T
で定義し、成分ｓm（ｔ）は、アレーアンテナ装置１００のｍ番目（ｍ＝０，１，…，６）のアンテナ素子Ａｍ（すなわち給電アンテナ素子又は無給電リアクタンス素子）で受信されるＲＦ信号であり、上付き文字Ｔはベクトル又は行列の転置を表す。次に、アレーアンテナ装置１００の単一ポートのＲＦ出力信号である受信信号ｙ（ｔ）（以下の原理説明では、説明の便宜上、高周波受信部３５の前段での高周波信号（ＲＦ信号）をいう。）は次式によって与えられる。
【数３】
ｙ（ｔ）＝ｉTｓ（ｔ）
ここで、
【数４】
ｉ＝［ｉ0，ｉ1，ｉ2，…，ｉ6］T
はｍ番目のアンテナ素子Ａｍ上に現れるＲＦ電流を成分ｉmとして持つベクトルである。
【００２４】
アレーアンテナ装置１００の電磁界解析によれば、ＲＦ電流ベクトルｉは次式のように定式化される。
【数５】
ｉ＝（Ｉ＋ｊＹＸ）-1ｙ0
【００２５】
ここで、Ｉは（６＋１）×（６＋１）の単位行列であり、対角行列
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｘ0，ｘ1，ｘ2，…，ｘ6］
は、リアクタンス行列と呼ばれる。適応制御型コントローラ４０及び復調器４２の入力インピーダンスｘ0は一定であり、本実施形態では、一般性を失うことなくｘ0＝０と仮定している。さらに、数５では、ベクトルｙ0は、
【数７】
ｙ0＝［ｙ00，ｙ10，ｙ20，…，ｙ60］T
で定義し、また、
【数８】
Ｙ＝[ｙkl](6+1) × (6+1)
は（６＋１）×（６＋１）のアドミタンス行列であるものとする。ここで、成分ｙklはアンテナ素子ＡｋとＡｌとの間（０≦ｋ，ｌ≦６）の相互アドミタンスを表す。
【００２６】
（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００の場合、ベクトルｙ0及びアドミタンス行列Ｙは、相互アドミタンスの６個の成分のみで決定される。これについて以下に説明する。
【００２７】
公知の相反定理により、通常型のアレーアンテナ装置と同様に次式が成り立つ。
【数９】
ｙkl＝ｙlk
【００２８】
さらに、アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子Ａｍの巡回対称性は次式を含意している。
【００２９】
【数１０】
ｙ11＝ｙ22＝ｙ33＝ｙ44＝ｙ55＝ｙ66
【数１１】
ｙ01＝ｙ02＝ｙ03＝ｙ04＝ｙ05＝ｙ06
【数１２】
ｙ12＝ｙ23＝ｙ34＝ｙ45＝ｙ56＝ｙ61
【数１３】
ｙ13＝ｙ24＝ｙ35＝ｙ46＝ｙ51＝ｙ62
【数１４】
ｙ14＝ｙ25＝ｙ36
【００３０】
上記数９乃至数１４は、数８のアドミタンス行列が相互アドミタンスの６個の成分y00，y10，y11，y21，y31及びy41のみによって決定されることを意味している。６つの成分の値は、アンテナ素子Ａｍの半径、空間間隔及び長さ等のアンテナの物理的構造に依存し、よってこれは一定である。これまでの説明を要約して、数５におけるアドミタンス行列Ｙを次式のように表記する。
【００３１】
【数１５】
同様に、数７は次のように書き換えることができる。
【数１６】
Ｙ＝[ｙ00，ｙ10，ｙ10，…，ｙ10]T
【００３３】
アレーアンテナ装置１００のアンテナ素子で受信される数３における信号ベクトルｓ（ｔ）は測定不能であることは強調すべき点である。これは、アンテナ素子上で受信される信号ベクトルが観測される通常の適応型アレーアンテナとは異なる。アレーアンテナ装置１００の場合は、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）のみが測定可能であり、これだけが数１のリアクタンスベクトルｘを制御するフィードバックとして使用される。さらに残念ながら、数５が示すように、単一ポート出力である受信信号ｙ（ｔ）はリアクタンスベクトルｘの高次の非線形関数であって、逆行列の演算を含んでおり、これが適応性能の解析的表現の生成を困難にしている。また、数５における電流ベクトルｉは通常の適応型アレーの重み係数ベクトルに相当することも注意されるべきである。電流ベクトルｉの各成分は、通常の適応型アレーの重み係数ベクトルとは違って独立ではなく互いに結合していることは数５から明らかである。上述の議論は、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムの大部分は、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００に直接に適用することが不可能であることを含意している。従って、特に、エスパアンテナのための適応制御用アルゴリズムを提案することが望ましい。
【００３４】
次いで、本実施形態のアレーアンテナ装置１００を適応型にするために、受信される信号のモデルを提案する。論考を進める前に、アレーアンテナ装置１００の操向ベクトルを与えておく。図６に示されるような（６＋１）素子のアレーアンテナ装置１００について考察する。
【００３５】
ｍ番目のアンテナ素子Ａｍを、任意の軸に対して角度
【数１７】
φm＝２π（ｍ−１）／６，（ｍ＝１，２，…，６）
で配置する。図６ではｍ＝２の場合が図示されている。上記任意の軸を基準軸として角度θの到来角度（ＤＯＡ）から到来し、アレーアンテナ装置１００上で受信される波面が観測されるとき、ｍ番目の無給電リアクタンス素子Ａｍと０番目の給電アンテナ素子Ａ０の対が受信する信号間にはｄ・cos(θ−φm)の空間的遅延が存在する。波長λによって、この空間的遅延は、（２π／λ）ｄ・cos(θ−φm)によって定義される電気的角度差に変換される。従って、角度θのＤＯＡにおけるアレーアンテナ装置１００の操向ベクトルは、半径がｄ＝λ/４である場合、次式で定義される。
【００３６】
【数１８】
上述の単純な場合を、より一般的な場合に拡張することができる。ＤＯＡがθq（ｑ＝０，１，…，Ｑ）である到来受信信号ｕq(ｔ）を送信する信号源が合計Ｑ＋１個あると仮定する。ｓm(ｔ）（ｍ＝０，１，…，６）はアンテナのｍ番目のアンテナ素子Ａｍで受信される信号を表し、またｓ（ｔ）をｍ番目の成分にｓm(ｔ）を有する列ベクトルであるとする。信号ｓm(ｔ）は、Ｑ＋１個の信号源からの信号の重ね合わせである。
【００３８】
【数１９】
ここで、ａm(θq）（ｍ＝０，１，２，…，６）は、θの代わりにθqを有する数１８の第ｍ成分である。このとき、アンテナ素子Ａｍに現れる列ベクトルｓ（ｔ）は、次式のように表すことができる。
【００４０】
【数２０】
ここで、
【数２１】
ａ(θq）≡［ａ0(θq），ａ1(θq），ａ2(θq），…，ａ6(θq）］T
は、θの代わりにθqを有する数１８において定義された操向ベクトルである。数３から、アレーアンテナ装置１００の出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は次式のように表記することができる。
【００４２】
【数２２】
電流ベクトルｉ、及び従って受信信号ｙ（ｔ）は、数１のリアクタンスベクトルｘの関数である。
【００４４】
次に、勾配に基づくアレーアンテナ装置１００の適応制御処理について説明する。この適応制御処理で使用している学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は、相手先の送信機と受信機の双方に知られていると仮定する。表記法の約束を少し変更し、本実施形態では、以後も受信信号ｙ（ｔ）によってアレーアンテナ装置１００のＲＦ出力の等価低域通過信号を表記する。
【００４５】
従来の最急勾配アルゴリズムで一般に使用される評価関数は、平均２乗誤差である。この誤差が２つの信号の差分を表すのに対して、相互相関係数は近似性を表すことは周知である。平均２乗誤差の代わりに、我々の適応制御処理では相互相関係数を採用している。ここにおける我々の目的は、アンテナの出力である受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の間の相互相関係数が可能な限り大きくなるような数１のリアクタンスベクトルｘを発見することにある。
【００４６】
ｙ（ｎ）及びｒ（ｎ）を各々、受信信号ｙ（ｔ）及び学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の離散的時間サンプルであるＰ次元ベクトルと仮定する。時刻ｎにおける受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｒ（ｎ）との間の相互相関係数は、次式のように定義される。
【００４７】
【数２３】
ここで、上付き文字Ｈは複素共役をとる転置を表す。これにより、勾配ベクトルは次式のように定義される。
【００４９】
【数２４】
ここで、∂ρn／∂ｘはリアクタンスベクトルｘについての導関数を表す。
【００５１】
最急勾配法によって相互相関係数を可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）によって開始する。典型的には、初期の指向性パターンが全方向性であるとき、リアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）はゼロベクトルに等しく設定される。
（ｉｉ）次いで、この初期値又は現在の推定値を使用して、時刻ｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における勾配ベクトル∇ρnを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトルの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００５２】
詳しくは提案された適応制御処理のフロー図を表す図８を参照して以下のようなステップを実行する。この適応制御処理は、図１の復調器４２が無線通信を開始する前に、相手先の送信機からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。
【００５３】
図８において、まず、ステップＳ１において、ｎ＝１に設定し、時刻ｎ（ｎ回目の反復）における数１のリアクタンスベクトルｘ（ｎ）を、任意に選択したリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）に設定する。次いで、ステップＳ２において、図８の内ループを開始する前に、パラメータｍ＝０とし、ステップＳ３において、受信信号ｙ（ｔ）を測定する。そして、ステップＳ４において、数２３を用いて相互相関係数ρnを計算し、上記相互相関係数ρnを摂動前の基準係数（非摂動の係数）ρn (0)に代入する。さらに、ステップＳ５において、パラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ６において、リアクタンスベクトルの第ｍ成分ｘmをΔｘmだけ摂動させる。そして、ステップＳ７において、受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ８において、数２３を用いて相互相関係数ρnを計算する。次いで、ステップＳ９において、相互相関係数のリアクタンスベクトルｘについての傾きを示す導関数∂ρn/∂ｘiを、ρn−ρn (0)によって計算する。さらに、ステップＳ１０において、ステップＳ６で摂動させたリアクタンスベクトルの第ｍ成分ｘmを元に戻す。そして、ステップＳ１１において、パラメータｍが無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の数Ｍ＝６よりも小さいか否かを判断し、ｍ＜Ｍのときは内ループでステップＳ５に戻る一方、ｍ≧ＭのときはステップＳ１２に進む。
【００５４】
ステップＳ１２において、上述の最急勾配法に従って、再帰的関係を使用して次のように時刻ｎ＋１におけるリアクタンスベクトルｘの更新値ｘ（ｎ＋１）を計算する。
【数２５】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇ρn
【００５５】
ここで、μは収束速度を制御する正の定数であり、例えばμ＝１５０に設定される。次いで、ステップＳ１３において、ｎを１だけインクリメントし、ステップＳ１４において、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないかどうかを判断し、ｎ≦Ｎのとき外ループによりステップＳ２に戻る一方、ｎ＞Ｎのときは当該適応制御処理を終了する。以上の適応制御処理により、評価関数値を最大にするように収束させることができ、所望波の到来角度が未知でも、アレーアンテナの制御装置１００の主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００５６】
勾配ベクトルの正の方向に行なうリアクタンスベクトルｘの連続的な補正は、相互相関係数が大きいという意味で結局は良好なリアクタンスベクトルｘとなることは、直観的にも妥当である。
【００５７】
数２４の勾配ベクトル∇ρnの計算に際しては、幾つか困難のある場合がある。上述のように、これは、（ａ）受信信号ｙ（ｔ）の表現における、取り扱いが難しい逆行列の演算の存在により、勾配ベクトルをリアクタンスベクトルｘの関数として解析的に表すことは容易ではない（数３及び数５参照）、（ｂ）アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０及び無給電アンテナ素子Ａ１乃至Ａ６の各々で受信される信号ベクトルを観測できない、という事実に起因している。
【００５８】
本実施形態において、数２４の勾配ベクトル∇ρnの推定値は、偏導関数の有限の差分による近似値の使用によって導出されている。特に、リアクタンスｘiに関する１階の偏導関数∂ρn/∂ｘiが、リアクタンスｘmをｘm＋Δｘmへと増分をとることによって相互相関係数ρnの変動値に近似される。
【００５９】
【数２６】
この勾配ベクトルの評価を数２６に代入して、リアクタンスベクトルｘ(ｎ＋１)を算出する。これらのステップをｎ＝１からｎ＝Ｎまで繰り返し、十分大きいＮについて、相互相関係数ρNが大きいという意味で良好なリアクタンスベクトルｘ(Ｎ＋１)を得る。
【００６１】
数２６が示すように、アンテナの出力からは、一度にただ１つの勾配ベクトル∇ρnの成分しか算出されない。リアクタンスベクトルｘの全成分を逐次的に摂動し、数２５の各反復に対して１つの勾配ベクトルを得る。図７は、使用した学習シーケンス信号ｒ（ｔ）の枠組み構造を示している。データブロックｒ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）はそれぞれ、１と−１とからなる擬似ランダム信号であり、データブロックｒ（１），ｒ（２），…，ｒ（Ｎ）のそれぞれは、図８のステップＳ５からステップＳ１１までのループにおいて、相関係数の勾配ベクトルのＭ＋１個（本実施形態においてはＭ＝６）の成分を計算するためにＭ＋１回ずつ繰り返される、すなわち一度の繰り返しにＭ＋１回のデータブロックｒ（ｉ）の伝送を必要とする。ここで、Ｍ＋１回のデータブロックｒ（ｉ）は、１つの非摂動時に受信信号ｙ（ｔ）と、Ｍ個の摂動時の受信信号ｙ（ｔ）を測定するために用いられる。この場合、各データブロックのシンボル数ｒ（ｉ）をＰとすると、上記勾配ベクトルからリアクタンスの推定値を計算することをＮ回繰り返すので、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）はＰ×（Ｍ＋１）×Ｎ個のシンボルからなる。
【００６２】
以上説明したように、本発明に係る実施形態によれば、適応制御型コントローラ４０は、復調器４２による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００の給電アンテナ素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一であり学習シーケンス信号発生器４１で発生された学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、図８の適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６のリアクタンス値ｘm（ｍ＝１，２，…，６）を計算して設定する。従って、本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置又は制御方法は、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６３】
＜変形例＞
以上の実施形態においては、６本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの無給電可変リアクタンス素子を備えてもよい。また、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、給電アンテナ素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔ｄは一定でなくてもよい。
【００６４】
さらに、可変リアクタンス素子２３は可変容量ダイオードＤに限定されず、リアクタンス値を制御可能な素子であればよい。可変容量ダイオードＤは一般に容量性の回路素子なので、リアクタンス値は常に負の値となる。なお、表１の数値例では、インピーダンスＺとしてゼロや正の値を用いている。上記可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとってもよく、このためには、例えば可変容量ダイオードＤに直列に固定のインダクタを挿入するか、もしくは、非励振素子７の長さをより長くすることにより、正から負の値までにわたってリアクタンス値を変化させることができる。
【００６５】
以上の本実施形態においては、最急勾配法の評価関数として相互相関係数ρnを用いたが、本発明はこれに限らず、他の関数を用いてもよい。その例として、２乗誤差基準と定包絡線基準について説明する。２乗誤差基準の評価関数は、次式で表される。
【００６６】
【数２７】
Ｊ＝Ｅ［｜ｒ’(ｔ）−ｙ’(ｔ)｜2］
【００６７】
ここで、｜・｜は複素数の絶対値を表し、Ｅ［・］はアンサンブル平均を表す。また、受信信号ｙ（ｔ）及び学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は、次式のごとく正規化されている。
【００６８】
【数２８】
ｙ’(ｔ）＝ｙ(ｔ）／｜ｙ(ｔ)｜
【数２９】
ｒ’(ｔ）＝ｒ(ｔ）／｜ｒ(ｔ)｜
【００６９】
２乗誤差基準の評価関数を用いるとき、適応制御型コントローラ４０は、評価関数値Ｊが最小となるように適応制御する。
【００７０】
また、ＣＭＡアルゴリズムを用いた定包絡線基準の評価関数は、次式で表される。
【００７１】
【数３０】
Ｊ＝Ｅ［｜｜ｙ’(ｔ)｜2−１｜2］
【００７２】
ここでも受信信号ｙ(ｔ）は数２８と同じｙ’(ｔ）によって正規化されている。このときは学習シーケンス信号ｒ（ｔ）は不要であるが、受信信号の包絡線が一定値となるようなシステムでしか使用できない。それは、具体的にはＦＭ、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の変調方式を採用するシステムである。定包絡線基準の評価関数を用いたとき、適応制御型コントローラ４０は、相手先の送信機から送信される無線信号をアレーアンテナ装置４０により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数である。
【００７３】
以上の実施形態においては、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を構成する各データブロックｒ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、シンボル数Ｐ＝１０である擬似ランダム信号であったが、他のシンボル数の信号であってもよい。また、学習シーケンスを用いた適応制御処理は、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。
【００７４】
【実施例】
さらに、本実施形態のアレーアンテナの制御装置を用いたシミュレーションとその結果について説明する。
【００７５】
アレーアンテナ装置１００からの出力表現における逆行列の存在（数３及び数５参照）は、その性能の解析的に記述することを困難にすることが考えられる。提案されたアルゴリズム及びアンテナ性能を検証するためにシミュレーションを実施した。我々のシミュレーションでは、（６＋１）素子のエスパアンテナで構成されたアレーアンテナ装置１００を使用している。給電アンテナ素子Ａ０及び無給電リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれλ／４長のモノポール素子である。我々は、全ての到来信号ｕq（ｔ）（ｑ＝０，１，…，Ｑ）のパワーを１となるように選択した。ノイズはないものと仮定した。全てのシミュレーションを通じて、数２３に定義された相互相関係数の各計算のためのデータブロックのシンボル数は、Ｐ＝１０に設定された。
【００７６】
まず、異なる方向から２つの信号が存在するケースについて考える。入力信号対干渉波電力比（以下、信号対干渉波電力比をＳＩＲという。）は、到来信号が１のパワーである仮定により０ｄＢである。Ｎ＝８００の反復後は、図９に示すように、ビームは所望する信号の０゜に向けられ、また、１３５゜における干渉波信号に向けてより深いヌルが形成される。このとき、２８.２６ｄＢの出力ＳＩＲが取得される。図１０は、図９の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。到来信号の学習に使用されたシンボル数は、
【数３１】
Ｐ（Ｍ＋１）Ｎ＝１０×（６＋１）×８００＝５６０００
個である。
【００７７】
次に、５つの到来信号が存在する場合について考察する。これらの到来信号のＤＯＡは［０°，４０°，５５°，２２０°，３０５°］であり、１つを所望された所望波信号とし、他の４つを干渉波信号として、−６.０２ｄＢの入力ＳＩＲを有している。指向性パターンを図１１乃至図１５に示す。図面はそれぞれ、所望波信号が０゜，４０゜，５５゜，２２０゜，３０５゜から到来している状況に対応し、出力ＳＩＲはそれぞれ９．０９ｄＢ，−１．４１ｄＢ，２．６７ｄＢ，２０．０３ｄＢ，１０．２８ｄＢである。図１２及び図１３は、４０゜と５５゜の間の角度の分離が僅かである混雑したＤＯＡのケースに関する２つの指向性パターンを示している。両信号は主要ビームとなり、より低い値の出力ＳＩＲは性能を低下させる。ここで、図１２及び図１３からは、このように僅かな角度分離の場合でも、エスパアンテナの技術を適用され、かつ適応的に制御されるアレーアンテナ装置１００を使用すれば干渉効果を減少させ、ＳＩＲ利得（即ち、出力と入力とのＳＩＲ差）を各々約４.６０ｄＢ及び８.６９ｄＢ向上できる。図１１乃至図１５のこれらのパターンは、Ｎ＝１０００の反復の後に取得される。学習シーケンスにおけるシンボル数は、合計（７×１０4）である。図１６は、図１１の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【００７８】
次に、図１１に示されたグラフのシミュレーションと同一のＤＯＡ及び入力ＳＩＲを有する５つの信号源からの到来信号の適応制御処理を、反復回数を減らして（Ｎ＝１００）再現する。図１７が示すように、ビームは所望される角度０゜に向かって形成され、他のＤＯＡ（すなわち４０゜，５５゜，２２０゜及び３０５゜）からの干渉波信号は抑圧されている。このように少ない反復回数であっても、６.５８ｄＢの出力ＳＩＲはなおも確立されている。図１８は、図１７の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【００７９】
最後に、エスパアンテナの技術を適用され、かつ適応的に制御されるアレーアンテナ装置１００の出力ＳＩＲの統計的性能について考察する。図１９（Ｎ＝４０のとき）及び図２０（Ｎ＝１０００のとき）は、Ｚで表される出力ＳＩＲが横座標の与えられた実数ｚを越える確率Ｐｒ（Ｚ≧ｚ）を示している。これらの図面に関わる計算に際しては、所望された信号は角度０゜から到来するものとし、干渉波信号のＤＯＡは０゜乃至３５９゜の範囲で一様にランダムであるように設定している。これらの統計では、１０００セットのＤＯＡを全て使用している。曲線は、干渉波信号の数Ｑ＝１, ２, ３及び４のケースが描かれている。これらの曲線をどう解釈するかについての例として、図２０は、Ｑ＝４の場合に、この適応型アンテナが少なくとも２０ｄＢの出力ＳＩＲ（言い替えれば２６.０２ｄＢのＳＩＲ利得）を８０%の確率で供給可能であることを含意している。図１９と図２０を比較すると、より多い反復回数が、本実施形態のアレーアンテナ装置１００の出力ＳＩＲを増大させることが分かる。
【００８０】
以上で説明した我々の適応制御アルゴリズムは、アンテナ出力と学習シーケンス信号との間の相互相関係数が大きいという意味で良好な解法を得ている。実施例のシミュレーションで示したように、エスパアンテナの技術を適用されたアレーアンテナ装置１００の場合、提案された適応制御アルゴリズムによるＳＩＲの改善は、幾つかの実際的状況において受容可能なものである。すなわち、７素子のアレーアンテナ装置１００が少なくとも約２６ｄＢのＳＩＲ利得を８０％の確率で供給できることを示している。本発明に係る適応制御処理のアルゴリズムの開発は、複雑性の低いエスパアンテナの技術を、無線移動体の端末等に適応可能であり、適用可能なものにしている。
【００８１】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、従来技術のエスパアンテナの制御装置において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、ハミルトニアン法を用いた従来例に比較して、所望波の到来角度が未知でも所望波に主ビームを向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。特に、ハミルトニアン法を用いた従来例では、干渉波にヌルを向けることができないが、本発明では、干渉波にヌルを向けることができるという特有の効果を有する。
【００８２】
当該アレーアンテナの制御装置は、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての無給電可変リアクタンス素子が導波器又は反射器として有効に機能し、到来波および複数の干渉波に対する指向特性の制御もきわめて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の構成を表す斜視図である。
【図３】 図１の給電アンテナ素子Ａ０の構成を示す模式図である。
【図４】 図１の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ６の構成を示す模式図である。
【図５】 図２のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図６】 図１のアレーアンテナ装置１００の構成を表す平面図である。
【図７】 図１の学習シーケンス信号発生器４１によって発生される学習シーケンス信号の構成を示すシーケンス図である。
【図８】 図１の適応制御コントローラ４０によって実行される適応制御処理を示すフローチャートである。
【図９】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が２つの場合の指向性パターンを示すグラフである。
【図１０】 図９の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１１】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンである。
【図１２】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで４０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１３】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで５５°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１４】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで２２０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１５】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで３０５°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１６】 図１１の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１７】 図１のアレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、信号源が５つで０°方向を所望波信号とする場合の水平面指向性パターンを示すグラフである。
【図１８】 図１７の指向性パターンを得たときの、反復回数ｎに対する相互相関係数ρnの収束特性を示すグラフである。
【図１９】 図１のアレーアンテナの制御装置で、反復回数が４０回であるときの出力ＳＩＲが横軸の値を超える確率を示すグラフである。
【図２０】 図１のアレーアンテナの制御装置で、反復回数が１０００回であるときの出力ＳＩＲが横軸の値を超える確率を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…給電アンテナ素子、
Ａ１乃至Ａ６…無給電可変リアクタンス素子、
Ｃ…キャパシタ、
Ｄ…可変容量ダイオード、
Ｒ…抵抗、
Ｔ…端子、
６…放射素子、
７…非励振素子、
１０…誘電体基板、
１１…接地導体、
１２，１３…スルーホール導体、
２０…給電用同軸ケーブル、
２１…中心導体、
２２…外部導体、
２３…可変リアクタンス素子、
３０…可変電圧直流電源、
３５…高周波受信部、
４０…適応制御型コントローラ、
４１…学習シーケンス信号発生器、
４２…復調器、
１００…アレーアンテナ装置。
Claims (6)
- 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段を備え、
上記制御手段は、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最大となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の相互相関係数であることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。 - 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段を備え、
上記制御手段は、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の二乗誤差であることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段を備え、
上記制御手段は、相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数であることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御ステップを含み、
上記制御ステップは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最大となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の相互相関係数であることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御ステップを含み、
上記制御ステップは、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一であり当該制御手段で発生された学習シーケンス信号とに基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号と上記発生された学習シーケンス信号との間の二乗誤差であることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 無線信号を受信するための放射素子と、
上記放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、各リアクタンス値に対する所定の評価関数値の傾斜ベクトルを計算し、計算された傾斜ベクトルに基づいて当該評価関数値が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御ステップを含み、
上記制御ステップは、相手先の送信機から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号に基づいて上記評価関数値を計算し、当該評価関数値が最小となるように制御し、上記評価関数は、上記受信信号の包絡線が一定値となるときに最小となる関数であることを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
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