JP3762283B2

JP3762283B2 - アレーアンテナの制御方法

Info

Publication number: JP3762283B2
Application number: JP2001341808A
Authority: JP
Inventors: 孝大平
Original assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Current assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Priority date: 2001-11-07
Filing date: 2001-11-07
Publication date: 2006-04-05
Anticipated expiration: 2021-11-07
Also published as: JP2003142926A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大となることを規範（評価基準）として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要であること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応制御のための回路が複雑になるという問題点があった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００７】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｐ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナで受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１０】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００１１】
ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（後述する数１２）の値が最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。なお、適応制御に用いる受信信号としては、詳細後述するように、その振幅が一定である変調方式で変調された受信信号、もしくは振幅が変化する変調方式であるときは無変調である期間における受信信号を用いる。
【００１２】
図１において、エスパアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１３】
図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１４】
従って、図１のエスパアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１５】
図１のアレーアンテナの制御装置において、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（数１２）の値が最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_ｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘ_ｋを設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。
【００１６】
次いで、エスパアンテナ装置１００について定式化を行う。この定式化モデルにおいては、励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。素子間隔は全てλ／４であり、各ダイポールは半径λ／１００の導体円柱とする。素子の長さ方向の波長短縮率は０．９２６とする。各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の中央部に可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６であるバラクタダイオードが直列に装荷されており、それらのリアクタンス値の組合せでその指向性が決定される。
【００１７】
上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアンテナの主ビームを所望方向へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月」参照。）。
【００１８】
【数１】

【００１９】
エスパアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００２０】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ_００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ_０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ_１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ_１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ_１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ_１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００２１】
なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ_００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ_０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ_１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ_２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ_３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ_４１＝−２６．０−１６．７ｊ
ここで、インピーダンス値の単位は全てΩである。バラクタダイオードであるリアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値をｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６とすると、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファクタ）Ｄ_ａ（θ，φ）は次式で表される（例えば、従来技術文献２参照）。
【００２２】
【数２】
Ｄ_ａ（θ，φ）
＝ａ（θ，φ）^Ｔｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）
【００２３】
ここで、ａ（θ，φ）は、エスパアンテナ装置１００の位相中心を中央の励振素子Ａ０にとった場合のステアリングベクトルであり、仰角θと方位角φの関数として次式で表される。
【００２４】
【数３】

【００２５】
ここで、ｄは半径ｒに等しい素子間隔であり、βは自由空間中の伝播定数である。また、ｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）はエスパアンテナの等価ウエイトベクトルであり、次式で表される。
【数４】
ｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）
＝Ｚ^−１（ｖ_ｓｕ_０−Ｘｉ）
＝ｖ_Ｓ（Ｚ＋Ｘ）^−１ｕ_０
ここで、ｕ_０は次式で表される単位ベクトルである。
【数５】
ｕ_０＝［１，０，…，０］^Ｔ
また、Ｘは、ＲＦ受信機の入力インピーダンスｚ_ｓと可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とする次式の対角行列であるリアクタンス行列である。
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_６］
【００２６】
複数の信号波が到来する場合にはそれらの信号波形を成分とするベクトル
【数７】
ｓ（ｔ）＝［ｓ_１（ｔ），ｓ_２（ｔ），…，ｓ_ｍ（ｔ）］
を定義する。ここで、ｍは信号の数である。これらを同時に受信した場合のエスパアンテナ装置１００の出力信号は次式で表される。
【数８】
ｙ（ｔ）＝ｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）^ＴＡ（θ，Φ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ここで、Ａ（θ，Φ）はアレーマニホールドであり、次式で表される。
【数９】
Ａ（Θ，Φ）＝［ａ（θ_１，φ_１），ａ（θ_２，φ_２），…，ａ（θ_ｍ，φ_ｍ）］
ここで、
【数１０】
Θ＝｛θ_１，θ_２，…，θ_ｍ｝
【数１１】
Φ＝｛φ_１，φ_２，…，φ_ｍ｝
であり、ｎ（ｔ）は加算的雑音である。
【００２７】
次いで、本実施形態で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的は上記数８で導出したアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲを最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。
【００２８】
本実施形態に係るブラインド制御では、送信信号の振幅が標本化点において一定の値となることを利用する。現在多くの無線システムで用いられている変調方式のうち、アナログ無線方式では周波数変調ＦＭ、デジタル無線方式では周波数シフトキーイングＦＳＫや位相シフトキーイングＰＳＫ、などは送信信号の振幅が時間的に一定である。多値直交振幅変調ＱＡＭなどのように包絡線が一定でない変調方式の場合には、送信パケットの先頭部分に無変調のヘッダ区間を設けることにより同様の動作が可能である。受信側では送信信号に干渉信号が重畳されるため振幅が一定でなくなる。そこで、受信された信号の振幅変動が最小となることを規範としてアンテナ指向性を制御する。これにより、アンテナ指向性が最適ビームパターンすなわち干渉波の方向へヌルが形成されるビームパターンとなる。この方法はＤＢＦ（Digital Beam Forming）アンテナ制御におけるＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）に相当する。受信信号をｙ（ｔ）と書くと、従来のＣＭＡでは包絡線｜ｙ（ｔ）｜をある一定の目標値Ｃに近付けること、すなわち、「Ｅ｜｜ｙ（ｔ）｜−Ｃ｜→ｍｉｎ→０」を規範としていた。ここで、Ｅ｜ｘ｜は変数の絶対値のアンサンブル平均を表す。この規範はエスパアンテナの制御には使えない。なぜなら、エスパアンテナは構造が簡易であるためそれ自身で絶対振幅を調整する機能を備えていないからである。そこで、本実施形態ではこれに替えて、次式を規範として用いる。
【００２９】
【数１２】
Ｊ＝ｍ_１ ^２／ｍ_２→ｍａｘ→１
【００３０】
すなわち、上記数１２で示された目的関数Ｊが最大の１となるように、適応制御する。ここで、ｍ_１，ｍ_２はタイミングｔ_ｓで標本化された受信信号を統計変数とみなした場合に、所定の期間における次式で表される１次および２次モーメントである。
【００３１】
【数１３】
ｍ_１＝Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜
【数１４】
ｍ_２＝Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜^２
【００３２】
ここで、Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜は、具体的には、上記所定の期間におけるアンサンブル時間平均値である。この規範の目的関数Ｊには目標値Ｃが含まれておらず、受信信号のみで記述されている。この場合、目標値が未知の状態で制御できることが大きなメリットである。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。
【００３３】
次いで、最急勾配法を用いたアンテナビームの適応制御について説明する。最急勾配法を用いるときの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対する漸化式は次式で表される。
【００３４】
【数１５】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊｎ
【数１６】

【００３５】
ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータμは試行錯誤的に定められるステップサイズである。ここで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であるが、本実施形態では、目的関数の値を最大するように最適解を求める方法を用いる。
【００３６】
さらに、最急勾配法による具体的な、最適解を求める手順について説明する。上記数１５を用いた最急勾配法によって目的関数Ｊｎを可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における目的関数Ｊｎの勾配ベクトル∇Ｊｎを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊｎの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルｘにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束する反復数まで実行される。
【００３７】
図３は、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。
【００３８】
図３のステップＳ１において、まず、反復数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクトルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ２において素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、ステップＳ３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４において数１２を用いて目的関数Ｊの値を計算し、Ｊ^（０）に設定挿入する。さらに、ステップＳ５においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定の摂動値Δｘ_ｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘ_ｋとして設定した後、ステップＳ６において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ７において数１２を用いて目的関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ８においてＪ−Ｊ^（０）の値を計算して∂Ｊｎ／∂ｘ_ｋに代入し、ステップＳ９においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定の摂動値Δｘ_ｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘ_ｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ステップＳ１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以上であるか否かが判断される。ステップＳ１０でＮＯであれば、ステップＳ１１で素子パラメータｋを１だけインクリメントしてステップＳ５に戻り、上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１０でＹＥＳであるときは、ステップＳ１２において、数１５の漸化式を用いて、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）を計算した後、ステップＳ１３において反復数パラメータｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、ＮＯであれば、ステップＳ１４において反復数パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２からの処理を繰り返す。一方、ステップＳ１３でＹＥＳであるときは、十分に収束しているものと判断し、計算されたリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（数１２）の値が最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００４０】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００４１】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【００４２】
なお、順次ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００４３】
また、ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（ｉｖ）計算された推定値における目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００４４】
さらに、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（ｉｉｉ）この２つの平均値に対する目的関数Ｊの値を計算し、目的関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００４５】
以上の実施形態においては、目的関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。
【００４６】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【００４７】
この実施形態では、アレーアンテナ５０の各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ(Beam Forming Network)回路で合成する構成を採用し、このアレーアンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ５０（例えば、リニアアレーであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここで、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（数１２）の値が最大となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖ_ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算して設定することを特徴としている。
【００４８】
以下、図４に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図４において、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によって無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＰＡ）５２−１乃至５２−Ｐを介して可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電圧ｖ_ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５６を介して復調器５７に出力する。復調器５７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器５９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号を外部装置に出力する。一方、ダウンコンバータ５５から出力される中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器６１を介して受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ６０に入力される。ここで、この受信信号ｙ（ｔ）は、合成器５４において合成された無線信号の電力レベルに比例するレベルを有する。
【００４９】
適応制御型コントローラ６０は、上記受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図３の適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（数１２）の値が最大となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖ_ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量を設定する。
【００５０】
なお、この実施形態においても、第１の実施形態と同様に、適応制御に用いる受信信号としては、その振幅が一定である変調方式で変調された受信信号、もしくは振幅が変化する変調方式であるときは無変調である期間における受信信号を用いる。
【００５１】
この実施形態に係る適応制御型コントローラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コントローラ２０と同様に、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ６０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００５２】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する移相制御電圧ｖ_ｐを計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。また、目的関数Ｊはその逆数を用いてもよい。
【００５３】
【実施例】
図５は、図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。このシミュレーションでは、上述の定式化モデルと同様に、非励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。また、エスパアンテナ装置１００に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブラインド処理）とする。所望波と干渉波はＱＰＳＫ変調信号、雑音は加算的ガウス雑音とする。これら所望波、干渉波、雑音は全て同電力かつ相互に無相関とする。簡単のため伝送路における帯域制限フィルタ、遅延広がり、角度広がり、フェージング、ドップラ効果、同期誤差を全て無視する。この条件下で、数１２で表された規範に基づいて６個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_ｋを制御する。その可変範囲は以下の通りである。
【００５４】
【数１７】
−２００＜ｘ_ｋ＜＋２００Ω（ｋ＝１，２，…，６）
【００５５】
ここで、エスパアンテナ装置１００に接続されるＲＦ受信機の入力インピーダンスはｚ_ｓ＝５０Ωとする。
【００５６】
図５のシミュレーションフローにおいては、干渉波ステアリングベクトル、所望波ステアリングベクトル、アンテナ構造のパラメータ、到来波信号、および雑音に基づいて、ステップＳＳ１乃至ＳＳ５の処理を行うことにより当該アンテナビームの適応制御を行い、最後に、指向性アレーファクタおよび出力ＳＩＮＲを計算して出力する（ステップＳＳ６，ＳＳ７）。このステップＳＳ１乃至ＳＳ７の処理では、受信信号ｙ（ｔ）に基づいて目的関数Ｊを計算し、リアクタンス行列の更新を行ってリアクタンス行列を計算した後、等価ウエイトベクトルを計算する。そして、等価ウエイトベクトルから指向性アレーファクタを計算する一方、受信信号ｙ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）とから出力ＳＩＮＲを計算している。
【００５７】
このシミュレーションにおいては、所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションを行う。所望波および干渉波の到来電力レベルはどちらも受信機の熱雑音レベルの１０倍、すなわち、信号：干渉：雑音＝Ｓ：Ｉ：Ｎ＝１０：１０：１とする。所望波の到来方向を０度に固定し、干渉波の到来方向が４５度、９０度、１３５度、１８０度とした場合のリアクタンス制御結果と指向性パターン（電力パターン）をそれぞれ図６乃至図９に示す。これらの図面において、外周上の記号ＤおよびＩはそれぞれ所望波と干渉波の到来方位を示す。図６乃至図９の４パターンとも、ほぼ所望波の到来方向へ主ビームが形成されると同時に干渉波の方向に深いヌル点が形成されていることがわかる。
【００５８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナやリニアアレーアンテナなどのアレーアンテナの制御方法において、当該アレーアンテナによって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数は受信信号のみで記述されているので、適応制御処理の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフローチャートである。
【図４】本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。
【図６】図５のシミュレーション結果であって、干渉波方向が４５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図７】図５のシミュレーション結果であって、干渉波方向が９０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図８】図５のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１３５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図９】図５のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１８０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
５０…アレーアンテナ、
５１−１乃至５１−Ｎ…アンテナ素子、
５２−１乃至５２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
５３−１乃至５３−Ｎ…可変移相器、
５４…合成器、
５５…ダウンコンバータ、
５６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
５７…復調器、
５８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
５９…Ａ／Ｄ変換器、
６０…適応制御型コントローラ、
６１…Ａ／Ｄ変換器、
１００…エスパアンテナ装置。

Claims

無線信号を受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
複数Ｐ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナで受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御方法。