JP3936918B2 - 電波到来方向探知方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）を用いた電波到来方向探知方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アレーアンテナに入射する信号の到来角（ＤｏＡ）の推定は、ディジタルアレー処理における興味ある、かつ重要な問題である。この問題を解決するために、いくつかの方法が提案されている。特に、非特許文献１に記載のＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズムは、漸近的に不偏推定量に近づく結果を提供するものとして広く知られている。
【０００３】
特許文献１や非特許文献２及び３において提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、従来型のアレーアンテナに比べて低コスト、低電力消費でありかつ構成が簡単である。従って、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、移動体ユーザ端末へのアプリケーションとして非常に有望な候補である。しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は単一ポートの出力構成であるので、従来型のアレーアンテナのためのアルゴリズムはそのままでは使用できない。
【０００４】
最近、特許文献１のアレーアンテナを用いて電波到来角を推定するために、改良されたＭＵＳＩＣアルゴリズムに基づく「リアクタンス領域ＭＵＳＩＣアルゴリズム」が提案されている（非特許文献４を参照）。このアルゴリズムは、上記アレーアンテナの相関行列を取得し、また複数の入射信号の到来角を推定している（以下、従来例という。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−２４４３１号。
【非特許文献１】
R. O. Schmidt, "Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. AP-34, No. 3, pp. 276-280, March, 1986。
【非特許文献２】
T. Ohira et al., “Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。
【非特許文献３】
T. Ohira, et al., "Equivalent weight vector and array factor formulation for Espar antennas," IEICE Technical Report, AP2000-44, SAT2000-41, NW2000-41, July, 2000。
【非特許文献４】
プラプース・シリルほか，「エスパアンテナによるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」，電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣＳ２００２−１４７，電子通信情報学会発行，２００２年８月。
【非特許文献５】
大平孝，“エスパアンテナの等価ウエイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，電子情報通信学会発行，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月。
【非特許文献６】
C. M. S. See, "Sensor array calibration in the presence of mutual coupling and unknown sensor gains and phases", Electronics Letters, Vol.30, No.3, pp.373-375, March 1994。
【非特許文献７】
平田明史ほか，“エスパアンテナのリアクタンスドメイン信号処理−空間相関及び相関行列−”，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２００２−１４８，電子情報通信学会発行，ｐｐ．９−１４，２００２年８月。
【非特許文献８】
R. Janaswamy, "Radiowave Propagation and Smart Antennas for Wireless Communications", pp.185-217, ISBN0-7923-7241-7, Kluwer Academic Publishers, 2001。
【非特許文献９】
太郎丸真ほか，“エスパアンテナのリアクタンス空間から等価ウエイトベクトル空間への写像に関する考察”，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２００２−１７９，電子情報通信学会発行，ｐｐ．４３−４８，２００２年１０月。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例の電波到来方向探知方法では、これに用いる電子制御導波器アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルの校正が十分でなかったために、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピークが鈍く分解能が低かった。そのため、複数の近接した到来波に対してポテンシャルを十分に発揮できず、これら複数の到来波を分解して探知することができないという問題点（以下、第１の問題点という。）があった。
【０００７】
また、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、送信信号が周期的系列であるという前提が成り立たないため到来方向推定が不可能となる。特に、ＭＵＳＩＣアルゴリズムは各受信信号の振幅及び位相差から到来方向を推定する方法であるため、到来信号を受信している間の位相回転は大きな問題点（以下、第２の問題点という。）となる。
【０００８】
本発明の第１の目的は、上記第１の問題点を解決し、特許文献１において開示されたアレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、当該アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルを校正して、より高い分解能を得ることができる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【０００９】
また、本発明の第２の目的は、上記第２の問題点を解決し、特許文献１において開示されたアレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、周波数偏差を補償することができ、角度推定誤差を低減できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターン（無指向性パターン）のときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正するステップと、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記電波到来方向探知方法において、上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする。
【００１２】
また、上記電波到来方向探知方法において、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする。
【００１３】
第２の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする。
【００１４】
第３の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正する第１の制御手段と、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
上記電波到来方向探知装置において、上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする。
【００１６】
また、上記電波到来方向探知装置において、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする。
【００１７】
第４の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付している。
【００１９】
図１は本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。この実施形態の電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えて構成され、特許文献１において開示された電子制御導波器アレーアンテナ装置（以下、アレーアンテナ装置という。）１００と、無線受信機４と、電波到来方向探知コンピュータ２０と、リアクタンス値コントローラ１０とを備えている。電波到来方向探知コンピュータ２０は、例えばディジタル計算機で構成され、第１の実施形態では、図６に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を実行した後、例えば非特許文献１などにおいて開示されたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ２）を実行することにより電波到来方向を推定して出力し、また、第２の実施形態では、図７に示すように、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を実行した後、上記ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ１２）を実行することにより電波到来方向を推定して出力することを特徴としている。
【００２０】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、本実施形態では０．２３λである。また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。接地導体１１は、半径λ／２の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ／４の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して無線受信機４の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００２１】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、例えば、制御電圧（又はバイアス電圧）が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号を介して印加される。リアクタンス値コントローラ１０は、デジタルシグナルプロセッサをベースとするコントローラであって、リアクタンス値テーブルメモリ１３内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値をリアクタンス値信号としてアレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定することによって、アレーアンテナ装置１００上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。
【００２２】
可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００２３】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号ｕ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は、励振素子Ａ０に接続された同軸ケーブル９から出力される。出力された受信信号ｙ（ｔ）は、無線受信機４の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、電波到来方向探知コンピュータ２０に出力する。さらに、電波到来方向探知コンピュータ２０は、入力される中間周波信号（簡単化のために、受信信号ｙ（ｔ）として表記する。）に基づいて、送信側と同一のシーケンス信号を発生するシーケンス信号発生器２２からのシーケンス信号（図４又は図５を参照。）と受信信号中のシーケンス信号との相関行列を計算して、受信された無線信号の到来角を計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ３１に出力して表示する。ここで、電波到来方向探知コンピュータ２０は、第１の実施形態では、図６に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を実行した後、例えば非特許文献１などにおいて開示されたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ２）を実行することにより電波到来方向を推定して、電波到来角度の推定結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示し、また、第２の実施形態では、図７に示すように、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を実行した後、上記ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ１２）を実行することにより電波到来方向を推定して、電波到来角度の推定結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示する。
【００２４】
ここで、上記ステップＳ１又はＳ１１の処理を実行するときに、電波到来方向探知コンピュータ２０からの制御信号に基づいて、アレーアンテナ装置１００を励振素子Ａ０を中心軸として回転させる回転機構３０が設けられている。
【００２５】
次いで、まず、非特許文献４において開示されている「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」について以下に説明する。
【００２６】
「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」は電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のリアクタンスドメイン信号処理によって生成される相関行列を利用した高分解能到来方向推定法である。非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように設定し、それぞれの指向性パターンによって受信された同一のシーケンス信号系列から相関行列を生成する（図３及び図４参照。）。そして、この相関行列にＭＵＳＩＣ法を適用して到来方向推定を行う。
【００２７】
【表１】
【００２８】
表１に記載の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｍｋ（ｋ＝１，２，…，６）の７組のセットは、１つのオムニパターンを発生するためのセットと、図３に示すように、それぞれ励振素子Ａ０から各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に向う方向の６個のセクタパターンとを発生するためのセットとを含む。表１において、最大値及び最小値はそれぞれ、装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の可動範囲の最大値及び最小値を意味する。また、第１の実施形態においては、送信側の無線送信機及び受信側のシーケンス信号発生器２２は、図４に示すように、表１に示す各パターンで、互いに所定のガードタイムを挟み、それぞれＰシンボル（２ｍｓｅｃ）のシーケンス信号を順次発生し、シーケンス信号発生器２２で発生されるシーケンス信号と，受信信号中のシーケンス信号との相関行列を計算してＭＵＳＩＣ法を適用する。なお、第２の実施形態においては、詳細後述するように、図５のシーケンス信号を用いる。
【００２９】
Ｌ個の波の平面波がアレーアンテナ装置１００に到来するとき、表１のｍ番目の指向性パターン（ｍ＝０，１，…，６）で受信される受信信号は次式で表される。
【００３０】
【数１】
【００３１】
ここで、行列Aは次式で表される。
【００３２】
【数２】
Ａ＝［ａ（φ１）， ．．．， ａ（φＬ）］
【００３３】
また、ａ（φｌ）は到来角φｌ（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）における方向ベクトルであり、ｕ（ｔ）は次式で表される到来する無線信号である。
【００３４】
【数３】
ｕ（ｔ）＝［ｕ１（ｔ）， ．．．， ｕＬ（ｔ）］Ｔ
【００３５】
さらに、ｎ（ｔ）は熱雑音であり、上付き添字Ｔは行列の転置を表す。ｗｍは等価ウエイトベクトルであり、素子間結合を含めたインピーダンス行列Ｚを用いて、次式で表される（例えば、非特許文献５参照。）。
【００３６】
【数４】
【００３７】
ここで、等価ウエイトベクトルとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルである。ｚｓは受信機の内部インピーダンスであり、ｕ０は次式で表される単位ベクトルである。
【００３８】
【数５】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０］Ｔ
【００３９】
上記等価ウエイトベクトルからなる次式の行列Wを
【数６】
Ｗ＝［ｗ０ ｗ１ … ｗ６］Ｔ
「等価ウエイト行列」と定義し（なお、等価ウエイト行列Wとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的な行列である。）、ベクトル表記の受信信号系列を次式で表されるとすると、
【数７】
相関行列と固有ベクトルの関係から、複数の受信信号から検出した複数のシーケンス信号間の相関行列Ｒｙｙは次式で表される。
【００４０】
【数８】
【００４１】
ここで、Ｅ［・］はエルゴード性を仮定した所定の時間期間における時間平均値（又はアンサンブル平均値）であり、上付き添字Ｈは行列のエルミート転置を表す。ｅｌは信号部分空間を張る第ｌの固有ベクトル（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）である。
【００４２】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムは等価ウエイト行列を用いて、次式で表される。
【００４３】
【数９】
【００４４】
ここで、
【数１０】
である。
【００４５】
次いで、オムニパターンを含めた７つの指向性パターンを用いて、信号部分空間から電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の「等価ウエイト行列」を校正する方法（第１の実施形態）について以下に説明する。
【００４６】
上記数４においてインピーダンス行列Ｚの各要素は未知である。鋭いＭＵＳＩＣスペクトラムを求め角度分解能を向上させるためには、このインピーダンス行列Ｚを含んだ等価ウエイト行列Ｗを校正する必要がある。本実施形態では、校正方法として７つの指向性パターンで受信した受信信号系列を用いて、信号の固有値に対応する信号固有ベクトルによって等価ウエイト行列を推定する方法を提案する。校正では到来波は１波のみ（Ｌ＝１）とし、平面波を１２方位から順次に到来させる。
【００４７】
校正の手順を図８に示すように、まず、受信アンテナである電子制御導波器アレーアンテナ装置１００から見た電波到来方向を０°に固定する（ステップＳ２２でθ＝０゜）。次に、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように７通り（ｍ＝０，１，．．．，６）に設定し、指向性パターンを回転させて受信信号系列ｙｍ（ｔ）を取得する（ステップＳ２３−Ｓ２６）。ｔはサンプリング時刻を表し、１シンボルにつき１回サンプリングを行う。指向性パターン毎にＰサンプル（＝Ｐシンボル）の信号を受信する。受信信号系列を上記数７のようにベクトル表記し（ステップＳ２８）、上記数８の相関行列Ｒｙｙを固有値分解した後（ステップＳ２９）、信号の固有値に対応する信号固有ベクトルｅ１ （１）を取得する（ステップＳ３０）。
【００４８】
次いで、電波到来方向を３０°に固定し（ステップＳ２２）、同様の手順によって信号固有ベクトルｅ１ （２）を取得する（ステップＳ２３−Ｓ３０）。電波到来方向を０°から３０°間隔で１２方位に順に設定し、同様の手順を繰り返すと１２個の信号固有ベクトルが得られる（Ｓ２１−Ｓ３２の繰り返しフロー）。電波到来方向は既知であり、その方向の方向ベクトルも既知であるため、次式が成立する。
【００４９】
【数１１】
【００５０】
ここで、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有値ベクトル［ｅ１ （１） ｅ１ （２） ．．． ｅ１ （１２）］を行列Ｅｓと置き換え、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列［ａ（φ１） ａ（φ２） ．．． ａ（φ１２）］を行列Ａと置き換えると、等価ウエイト行列Ｗは次式で表される（例えば、非特許文献６参照。）。
【００５１】
【数１２】
【００５２】
上記数１２から明らかなように、等価ウエイト行列Ｗを、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有値ベクトルの行列と、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列とを用いて校正している。
【００５３】
次いで、第２の実施形態に係る周波数偏差を補償する方法として、指向性パターンにて得られる受信信号を直前のオムニパターンにて得られる受信信号によって規格化する方法を提案する。本実施形態では、受信信号を規格化することにより周波数偏差を補償する。
【００５４】
ＭＵＳＩＣアルゴリズムは各受信信号の振幅及び位相差から到来方向を推定することができる。リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法では周期的に送信される信号系列を複数の指向性パターン（オムニパターンを含む。）にて受信するため、到来信号を観測している間に急激な振幅の落ち込みや位相の回転が発生すると、推定精度は著しく劣化する。本実施形態では送受信間のキャリア同期が不完全であり位相回転が生じる場合の補償方法について述べる。
【００５５】
送信機から繰返しＰシンボル送信される周期的信号系列を図５に示す。送信機からは同一のシーケンス信号系列が１２回繰返し送信され、受信側の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の指向性パターンは、オムニパターン→０°セクタパターン→オムニパターン→６０°セクタパターン→・・・のようにオムニパターンと６方位のセクタパターンを切り替える。周期的シーケンス信号系列の間には指向性パターンを切り替えるために必要なガードタイム（図５のハッチング部分）を挿入している。図５は繰返し送信されるシーケンス信号系列の１つが２ｍｓ（Ｐシンボル）である場合の例であり、本実施形態の実験システムにおける時間を示している。
【００５６】
１つの指向性パターンで受信するシーケンス信号系列長は同一であるため、セクタパターンとその直前のオムニパターンで受信する間に回転する位相量はほぼ一定であると考えられる。従って、セクタパターンにて受信した受信信号系列を直前のオムニパターンにて受信した受信信号のシーケンス信号系列で規格化することで、セクタパターンにて受信している間の位相回転は大幅に改善される。
【００５７】
オムニパターン受信時の位相回転については、６０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号系列を、０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号系列で規格化することによって得るものとする。指向性パターンはオムニパターン→０°セクタパターン→オムニパターン→６０°セクタパターン→…と変化するから、このときの位相の回転量は、他のセクタパターンと直前のオムニパターンとの間の回転量に比べて２倍となる。従って、オムニパターン受信時の規格化における位相補償量は２分の１にする必要がある。
【００５８】
信号系列のシンボルの番号をｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ：Ｐは１つのシーケンス信号系列における全シンボル数である。）、６０°セクタパターンの直前のオムニパターン及び０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号の位相をそれぞれ、ψｏ１（ｐ）及びψｏ２（ｐ）とすると、規格化における位相補償量ｚ（ｐ）は次式で表される。
【００５９】
【数１３】
【００６０】
ｍ番目（ｍ＝０、１、…、６）のオムニパターン及び指向性パターンにて受信した受信信号をそれぞれ、ｙｏｍ（ｐ）及びｙｖｍ（ｐ）と表し、規格化後のｐシンボル目の受信信号系列ｙ（ｐ）を、改めて次式でおく。
【００６１】
【数１４】
【００６２】
このｐ番目の受信信号系列ｙ（ｐ）を用いて相関行列を生成して固有値分解を行う。比較のために、規格化前の受信信号系列を次式で表す。
【００６３】
【数１５】
ｙｂｅｆｏｒｅ（ｐ）
＝［ｙｏ１（ｐ） ｙｖ１（ｐ） ｙｖ２（ｐ） … ｙｖ６（ｐ）］Ｔ
【００６４】
上記数１４における周波数偏差の補償のための受信信号の規格化においては、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算している。
【００６５】
図６は、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第１の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。図６のステップＳ１において、図８の等価ウエイト行列を校正して計算する処理を実行した後、ステップＳ２において、図１０の方位角推定処理を実行して当該電波到来方向推定処理を終了する。この電波到来方向推定処理は、第１の実施形態に係る等価ウエイト行列を校正する処理のみを含んで電波到来方向を推定するものである。
【００６６】
図７は、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第２の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。図７のステップＳ１１において、図９に図示された、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理を実行した後、ステップＳ１２において図１０の方位角推定処理を実行して、当該電波到来方向推定処理を終了する。この電波到来方向推定処理は、第１と第２の実施形態に係る、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正する処理を含んで電波到来方向を推定するものである。
【００６７】
図８は、図６のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。なお、リアクタンス値テーブルメモリ１３には、図４に図示した放射パターンを順次設定するために、例えば、表１に示した７組のリアクタンス値セット（ｍ＝０，１，２，…，６）が格納されている。ただし、これは一例であって、少なくとも１組のオムニパターンと複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含む、互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。
【００６８】
図８のステップＳ２１において、電波到来方向設定パラメータｎを１に初期化し、ステップＳ２２において、回転機構３０を用いてアレーアンテナ装置１００を回転させて送信無線信号に対して到来角θ＝３０×（ｎ−１）［度］となるように設定する。次いで、ステップＳ２３において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ２４において、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ２５において、受信信号ｙｍ（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ２６において放射パターンパラメータｍ≧６であるか否かが判断され、ＮＯであるときは、ステップＳ２７で放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ２４に進む。一方、ステップＳ２６でＹＥＳであるときは、ステップＳ２８に進む。
【００６９】
次いで、ステップＳ２８で一時記憶メモリに格納された７個の受信信号ｙｍ（ｔ）を数７のように受信ベクトルとして電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ２９で数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する複数の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。さらに、ステップＳ３０で計算された複数の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…のうち最大値の固有値をｅ１（ｎ）とし、ステップＳ３１において電波到来方向設定パラメータｎ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ３２に進み、電波到来方向設定パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２２に進む。一方、ステップＳ３１でＹＥＳであるときは、ステップＳ３３に進み、固有値ベクトルに対する等価ウエイト行列と、各放射パターンのステアリングベクトルからなるステアリング行列との積を表す数１１に基づく数１２を用いて校正された等価ウエイト行列Ｗを推定して計算して、元のメインルーチンに戻る。
【００７０】
図９は、図７のサブルーチンである周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を示すフローチャートである。なお、リアクタンス値テーブルメモリ１３には、図５に図示した放射パターンを順次設定するために、１２組のリアクタンス値セット（ｍ＝０，１，２，…，１１）が格納されており、ここで、例えば、ｍが偶数であるときは、表１のｍ＝０のときのオムニパターンのリアクタンス値セットが格納され、ｍが奇数であるときは、表１のｍ＝１，２，…，６のときのセクタパターンのリアクタンス値セットが格納されている。ただし、これは一例であって、少なくとも１組のオムニパターンと複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含み、オムニパターンとセクタパターンが交互にかつ順次設定できる、セクタパターンにおいて互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。
【００７１】
図９のステップＳ４１において、まず、電波到来方向設定パラメータｎを１に初期化し、ステップＳ４２において回転機構３０を用いてアレーアンテナ装置１００を回転させて送信無線信号に対して到来角θ＝３０×（ｎ−１）［度］となるように設定する。次いで、ステップＳ４３において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ４４でｍは奇数であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４７に進む。ステップＳ４５では、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のオムニパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ４６において、受信信号ｙ０（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ４６に進む。一方、ステップＳ４７では、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のセクタパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ４８において、受信信号ｙｖ（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ４６に進む。ステップＳ４９では、放射パターンパラメータｍ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ５０に進み、放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ４４に戻る。一方、ステップＳ４９でＹＥＳであれば、ステップＳ５１に進む。
【００７２】
次いで、ステップＳ５１において、一時記憶メモリに格納された１２個の受信信号ｙｍ（ｔ）を用いて、数７及び数１３、数１４のように受信ベクトルとしかつ規格化して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ５２において、数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。そして、ステップＳ５３で計算された７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…のうち最大値の固有値をｅ１（ｎ）とし、ステップＳ５４で電波到来方向設定パラメータｎ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ５５に進み、当該電波到来方向設定パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ４２に戻る。一方、ステップＳ５４でＹＥＳのときはステップＳ５６に進み、固有値ベクトルに対する等価ウエイト行列と、ステアリングベクトルにてなるステアリング行列との積を表す数１１に基づく数１２を用いて校正された等価ウエイト行列Ｗを推定して計算して、元のメインルーチンに戻る。
【００７３】
以上の図９の処理においては、周波数偏差を補償する処理と、等価ウエイト行列を校正する処理とを組み合わせているが、本発明はこれに限らず、前者のみの処理を実行するようにしてもよい。
【００７４】
図１０は、図６及び図７のサブルーチンである方位角推定処理（ステップＳ２，Ｓ１２）を示すフローチャートである。
【００７５】
図１０のステップＳ６１において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ６２においてｍは奇数であるか否かが判断され、ステップＳ６３で、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のオムニパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ６４において受信信号ｙ０（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ６７に進む。一方、ステップＳ６２でＮＯであれば、ステップＳ６５で、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のセクタパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ６６において受信信号ｙｖ（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ６７に進む。ステップＳ６７では、放射パターンパラメータｍ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ６８に進み、当該放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ６２に進む。一方、ステップＳ６７でＹＥＳのときは、ステップＳ６９に進む。
【００７６】
次いで、ステップＳ６９において、一時記憶メモリに格納された１２個の受信信号ｙｍ（ｔ）を用いて数７及び数１３、数１４のように受信ベクトルとしかつ規格化して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ７０で数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。さらに、ステップＳ７１で計算された固有値に基づいて、数９及び数１０を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、その値のピーク値に対応する方位角を到来角（ＤＯＡ）として推定し、ＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示して、元のメインルーチンに戻る。
【００７７】
【実施例】
本発明者らは、上述の等価ウエイト行列を校正する方法、及び周波数偏差を補償する方法について、試作した実験システムを用いて以下のごとく検証実験を行った。
【００７８】
図１１に電波暗室に設定した実験システムの構成を示す。送信側では、信号発生器（ＳＧ）５２からの搬送波信号を、シーケンス信号発生器５１で発生されたＭ系列ＰＮ符号であるシーケンス信号によって混合器５３によりＢＰＳＫ変調し、当該変調信号をホーンアンテナ５０から電子制御導波器アレーアンテナ装置１００に向けて送信する。受信側では、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００により送信された無線信号を受信し、低雑音増幅器１により低雑音増幅し、局部発振器２ａ、混合器２ｂ及び中間周波帯域通過フィルタ２ｃからなるダウンコンバータ（周波数変換器）２により低域周波数変換して混合器回路５に出力する。混合器回路５は、入力される低域周波数変換された中間周波の受信信号を局部発振器６からの局部発振信号を用いてＩチャンネルとＱチャンネルの互いに直交する２つのベースバンド信号に周波数変換した後、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０、リアクタンス値コントローラ１０及びリアクタンス値メモリ１３の機能を有するコントローラ７に出力する。
【００７９】
なお、この実験システムにおいては、信号発振器５２で発生される搬送波信号と、局部発振器６により発生される局部発振信号とを、局部発振器２ａで発生される局部発振信号により搬送波同期化している。また、シーケンス信号発生器２２により発生されるシーケンス信号はコントローラ７に供給されるとともに、シーケンス信号発生器５１にも供給されてシンボル同期化されている。
【００８０】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００を回転機構３０の受信回転台の上部に取り付け、回転機構３０を順次任意の角度に変化させることによって送信信号到来方向を変化させる。送信側のホーンアンテナ５０と、受信側の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００は電波暗室内の５ｍの高さに固定し、送受信間は１８ｍの距離があるように設定した。送受信間のシンボル同期及びキャリア同期はカンニングにより確立している。
【００８１】
等価ウエイト行列の校正方法の実験において、表１における最大値及び最小値の値は、現在試作している電子制御導波器アレーアンテナ装置１００に装荷された可変リアクタンス素子である可変容量ダイオード（１ＳＶ２８７型）のカタログ値からそれぞれ最大値＝−４．７７Ω及び最小値＝−９０Ωとし、予め、コントローラ７内に保持している表１のリアクタンス値セットを順次に設定する。送信信号のシーケンス信号の系列長はＰ＝１０００シンボルとし、受信信号は、混合器回路５によりＩチャンネル及びＱチャンネルに分割された後、１２ビットのＡ／Ｄ変換器により複素デジタル値として相関行列を生成する。シンボルレートは５００ｋＨｚとし、ＳＮ比は２０ｄＢである。
【００８２】
また、周波数偏差の補償法の実験において、送信側の信号発生器５２の送信周波数を２．４８４ＧＨｚから偏差量＋５Ｈｚ、＋５０Ｈｚ、＋５００Ｈｚ、＋５ｋＨｚ、＋５０ｋＨｚ、＋５００ｋＨｚ、＋５ＭＨｚと変化させて実験を行った。シンボルレートは５００ｋＨｚとする。周波数偏差量による違いを比較するため、到来波は１波のみとし電波到来方向は９０°に固定する。ＳＮ比は２０ｄＢである。
【００８３】
まず、等価ウエイト行列の校正方法の効果を確認するために、“校正有り”及び“校正無し”の場合のＭＵＳＩＣスペクトラムを図１２に示す。ＭＵＳＩＣスペクトラムの計算には上記数９を用いた。“校正無し”では上記数９の等価ウエイト行列Ｗにおける各行ベクトルを上記数４の等価ウエイトベクトル式から算出している。“校正有り”では上記数１２から求められる等価ウエイト行列Ｗを用いている。
【００８４】
上記数４においてインピーダンス行列Ｚは、素子間隔、素子長の２分の１及び素子半径が電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同様であるダイポールアレーをモーメント法にて解析した結果を用いており、図２に図示するスカートの接地導体１１付きの実際の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００におけるインピーダンス行列とは誤差を含んでいると考えられる。従って、図１３では、０°から３０°間隔の１２方位すべてにおいて、“校正無し”の場合には到来方向推定ができていないのに対して、校正することによって２０ｄＢを超えるピークが得られていることが分かる。
【００８５】
次いで、表２及び表３に“校正有り”及び“校正無し”の場合の推定角度及びピーク値をまとめて示す。
【００８６】
【表２】
【００８７】
【表３】
【００８８】
図１３には角度推定誤差として“実際の角度に対する推定角度［度］”を求めて視覚的に示した。表２、表３及び図１３から明らかなように、０°から３０°間隔の１２方位は校正時に用いる１２方位の電波到来方向と同一であるため、“校正有り”の場合には推定誤差±１°以内かつピーク値２０ｄＢ以上の推定精度が得られている。
【００８９】
次いで、より詳細な到来方向について推定精度を調べる。到来角を校正時に用いた１２方位を除いた、０°から１８０°までの１０°間隔とした。その結果を図１４、表４、表５及び図１５に示す。
【００９０】
【表４】
【００９１】
【表５】
【００９２】
図１４、表４、表５及び図１５から明らかなように、概ね２０ｄＢ以上のスペクトラムピークが得られているが、到来角４０°及び１７０°においてはピークが１５ｄＢ程度に鈍くなっており、すべての到来角で同様のスペクトラムが得られているとは言えないことが予想される。この原因について考えられることを２つ挙げる。１つは使用している指向性パターンに起因するものであり、もう１つは実験環境に起因するものである。前者の原因を解消するために、本実施形態に係る等価ウエイト行列の校正方法を用いる際に適していると考えられる指向性パターンについての考察を詳細後述する。
【００９３】
次いで、オムニパターンの有効性について以下に説明する。本実施形態では指向性パターンとしてオムニパターンも含めて使用している。受信信号中のシーケンス信号系列を取得する際におけるオムニパターンの必要性に関して、表６に示すオムニパターンを除いた可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを用意し、表１の可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを用いた場合のＭＵＳＩＣスペクトラムとの比較を行った。その結果を図１６に示す。
【００９４】
【表６】
【００９５】
図１６から明らかなように、オムニパターンを含まない場合には（６個のパターンを用いたとき）望ましいＭＵＳＩＣスペクトラムが得られないことが分かる。これは提案する校正方法を用いる場合には、到来方向推定の精度及びスペクトラムのピーク値は使用する指向性パターンに依存することを意味している。指向性パターンの数が電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の素子数より少なく、相関行列Ｒｙｙに含まれるべき受信信号の情報の一部が欠落するためと考えられる。
【００９６】
次いで、セクタパターンの準対角要素による影響について以下に説明する。
【００９７】
セクタパターンの準対角要素（ビーム方向素子に隣接する非励振素子のリアクタンス値）が本実施形態に係る校正方法で得られるスペクトラムに与える影響を調べるために、表７のような可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを考える。
【００９８】
【表７】
【００９９】
これは非特許文献７の１３頁においてセクタパターンの準対角要素を変化させた場合と同様の考察である。非特許文献７では、準対角要素は、容量性リアクタンスの範囲では０Ωに近いほどよいという結果を得ている。比較のために本実施形態に係る表７では、準対角要素のリアクタンス値を−９０Ω（１ＳＶ２８７型可変容量ダイオードの最小値）としている。
【０１００】
図１７に表１及び表７のときの可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットにおけるＭＵＳＩＣスペクトラムの結果を示す。表７の場合、角度推定誤差が表１の場合に比べて大きくなっているだけでなく、ＭＵＳＩＣスペクトラムの下端の拡がりが大きくなっている。ＭＵＳＩＣスペクトラムに歪みが見受けられるものもある。従って、準対角要素は表１のように０Ωに近い値が望ましいと考えられる。
【０１０１】
次いで、適切な指向性パターンに関して以下に考察する。ここで、従来技術のアレーアンテナ装置と等価な指向性パターンを導出する。
【０１０２】
図１６及び図１７から、提案する校正方法において使用する指向性パターンには適切なものが存在することが示された。適切な指向性パターンとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置における各素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンであると考える。従来技術のアレーアンテナ装置によって得られるＭＵＳＩＣスペクトラムにはリアクタンス値のようなパラメータが含まれないからである。
【０１０３】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置として、図１８に示す７素子の円形配列型モノポールアレーアンテナ装置１１０を想定する。ここで、素子間隔は電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同様に（１／４）λであり、素子間結合を含んだインピーダンス行列も上記数４に示すインピーダンス行列Ｚと同一であるとする。
【０１０４】
図１８において、アレーアンテナ装置１１０は、アレーアンテナ装置１００と同様に、接地導体１１上にそれから絶縁されて７本の励振素子Ａ０−Ａ６が設けられ、各励振素子Ａ０−Ａ６で受信された各受信信号はそれぞれ低雑音増幅器１−０乃至１−６を介して混合器６１−０乃至６１−６に入力される。各混合器６１−０乃至６１−６はそれぞれ入力される受信信号を、局部発振器６２からの局部発振信号を用いて所定の中間周波の受信信号に低域周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３−０乃至３−６を介してＤＢＦ回路６３に出力する。ＤＢＦ回路６３は入力される７個の受信信号に対して所定のデジタルビーム形成処理を実行して合成後の１個の受信信号を得て出力する。
【０１０５】
図１８に図示された従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各受信システムでの受信電圧ｖは、インピーダンス行列Ｚ及び無線受信機の内部インピーダンスｚｓ（＝５０Ω）を要素とする対角行列ＺＳを用いて、次式で表される（例えば、非特許文献８参照。）。
【０１０６】
【数１６】
【０１０７】
ここで、ｖｏｃは各アンテナ素子上に誘起する電圧であり、到来波が上記数１と同様であるとき、Ａｕ（ｔ）に等しい。上記数１６において、
【数１７】
Ｃ＝Ｚｓ（Ｚ＋Ｚｓ）−１
とおいている。
【０１０８】
ここで、誘起電圧ｖｏｃを上記数１６に代入して熱雑音を含めると、従来技術のアレーアンテナ装置１１０で受信された受信信号のシーケンス信号系列は、次式で表される。
【０１０９】
【数１８】
【０１１０】
上記数７と上記数１８とを比較すると、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンは
【数１９】
ＷＴ＝Ｃ
を満たすものであることが分かる。
【０１１１】
【数２０】
Ｃ＝ＣＴ
であるから
【数２１】
ＷＴ＝ＣＴ
である。
【０１１２】
すなわち、等価ウエイトベクトルｗｍが行列Ｃの第ｍ番目列ベクトル（ｍ＝０，１，…，６）と等しくなるような可変リアクタンス値から形成される指向性パターンであればよいということがわかる。
【０１１３】
等価ウエイトベクトルｗｍにおける第ｋ番目のリアクタンス値をｘｍｋとし、行列Ｃにおける第ｍ番目列ベクトルの第ｋ番目要素をｃｋｍとすると、ｘｍｋは次式で表される（例えば、非特許文献９参照。）。
【０１１４】
【数２２】
【０１１５】
その結果得られる可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを表８に示す。
【０１１６】
【表８】
【０１１７】
表１と同様に最大利得の素子方向に装荷された可変容量ダイオードのみ最小値（最小値＝１２１．４１＋ｊ１０３．５５［Ω］；ｊは虚数単位）をとり、その他の可変容量ダイオードは最大値（最大値＝−ｊ５０［Ω］）となるパターンが得られた。このことは表１の指向性パターンによって、比較的鋭く比較的誤差の小さなＭＵＳＩＣスペクトラムが得られたことの裏付けとなるものである。
【０１１８】
さらに、適切な指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムについて以下に説明する。
【０１１９】
上記数２２の演算から、最大値及び最小値はそれぞれ、最大値＝５０［Ω］、最小値＝−１０３．５５−ｊ１２１．４１［Ω］であることが導かれた。この値を用いて形成される指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムは、より推定精度の高いものになると予想される。そこで、表１のＭＵＳＩＣスペクトラムと表８のＭＵＳＩＣスペクトラムの比較を試みる。現在試作している電子制御導波器アレーアンテナ装置１００では表８の最大値及び最小値の値は実現できないため、シミュレーションによる評価を行う。シミュレーションにおいても、図８の処理によって等価ウエイト行列Ｗの校正を行い、得られた校正後の等価ウエイト行列Ｗを用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算した。表１の最大値及び最小値はそれぞれ、−４．７７Ω及び−９０Ωとした。
【０１２０】
当該シミュレーションにおいては、０°から１０°間隔で平面波が１波到来するとして３６方位に対する到来方向推定を行った。図１９にその結果を示す。図１９から明らかなように、３６方位すべての角度において、表８の指向性パターンによって得られたＭＵＳＩＣスペクトラムの方が、表１の指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムよりも約１０ｄＢ程度高いピークが得られていることが分かる。このことから、本実施形態に係る等価ウエイト行列の校正方法を用いるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法では、得られるスペクトラムは使用する指向性パターンに依存することが改めて認識され、従来技術のアレーアンテナ装置１１０における受信信号を表現できる指向性パターンの方がより適切であることが示された。
【０１２１】
ここで、図１４において到来角４０°及び１７０°付近でスペクトラムのピークが鈍くなっていた原因について考察する。図１９のシミュレーション結果を見ると、表１の指向性パターンを用いた場合であっても、３６方位すべての角度においてほぼ同等のスペクトラムが得られており、特定の角度でピークが鈍くなるなどの特長は見受けられない。従って、表１の指向性パターンを用いたことが、特定の角度でピークが鈍くなっていることの本質的原因であるとは言いがたいと思料する。
【０１２２】
以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００による高分解能到来方向推定では指向性パターンを回転させて相関行列を生成するため、指向性パターンに応じたアンテナの校正を行う必要があり、第１の実施形態によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の等価ウエイト行列Ｗを７つの指向性パターンから得られる信号部分空間によって校正する方法を提案した。本校正方法では７つの指向性パターンにオムニパターンを含むことが必要であり、適切な指向性パターンが存在することが分かった。
【０１２３】
電波暗室での実験結果では、本実施形態に係る校正方法を用いた場合には校正しない場合と比べて、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク値が２０ｄＢ程度高くなることが確認できた。角度推定誤差に関しても、等価ウエイト行列の校正時に用いた１２方位では１°以内（平均０．５°）、それ以外の１２方位では４°以内（平均１．２５°）の精度が得られた。また、適切な指向性パターンとして、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各アンテナ素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンを導出した。シミュレーション結果から、適切な指向性パターンを用いた場合には表１の指向性パターンに比べて、ピーク値が１０ｄＢ程度向上することを確認した。
【０１２４】
次いで、周波数偏差の補償法に係る実験結果について以下に説明する。まず、周波数偏差０Ｈｚにおける規格化の影響について述べる。
【０１２５】
まず、周波数偏差０Ｈｚの受信信号にて本実施形態に係る周波数偏差の補償法が到来方向推定に影響を及ぼさないことを確認する。送受信間のカンニングによってキャリア同期は確立している。到来方向は０度、９０度、１２０度、１４０度及び１６０度とする。図２０には補償前／補償後のＭＵＳＩＣスペクトラムを示した。表９に補償前後の推定角度及びＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク値を示す。図２１において各到来角度における補償前後の角度推定誤差を示す。
【０１２６】
【表９】
【０１２７】
これら図２０、図２１及び表９から明らかなように、受信信号にはランダムな熱雑音成分を含んでいるため、スペクトラムは全く同一にはならないが、規格化による劣化などの影響は見受けられず、規格化後の受信信号系列を用いた到来方向推定が可能であることが確認される。なお、本実施形態に係る実験結果は、上述の等価ウエイト行列の校正後のものである。
【０１２８】
次いで、周波数偏差を補償する規格化の有効性について説明する。ここで、周波数偏差量が＋５Ｈｚのときのｙｂｅｆｏｒｅ（ｐ）及びｙ（ｐ）のオムニパターンでの受信信号をそれぞれ図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に示し、ＭＵＳＩＣスペクトラムを図２２（ｃ）に示す。図２２（ａ）及び（ｂ）の上段の図は先頭のオムニパターンと６方位指向性パターンでの受信信号（Ｉチャンネルのみ）を時系列で表示したものであり、下段の図は先頭オムニパターンでの受信信号（Ｉチャンネル及びＱチャンネル）の信号配置図（コンスタレーション）である。各値はＡ／Ｄ変換後のデジタル値である。図２２（ａ）及び（ｂ）から明らかなように、周波数偏差の補償前には位相が回転しているのに対して、周波数偏差の補償後では位相回転が改善されている様子が分かる。図２２（ｃ）では、この改善効果から補償後に鋭いスペクトラムのピークが見られる。角度推定誤差は＋２°である。
【０１２９】
また、周波数偏差量が＋５０Ｈｚ、＋５００Ｈｚ、＋５ｋＨｚ、＋５０ｋＨｚ、＋５００ｋＨｚ及び＋５ＭＨｚの場合のＭＵＳＩＣスペクトラムをそれぞれ図２３乃至２８に示す。周波数偏差量が＋５０Ｈｚから＋５０ｋＨｚまでは、周波数偏差の補償後のＭＵＳＩＣスペクトラムに鋭いピークが見られるが、周波数偏差量が＋５ＭＨｚでは、周波数偏差を補償できていない様子が分かる。さらに、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚでは、周波数偏差の補償後においてピークは見受けられるが角度推定誤差が−６°と比較的大きく、周波数偏差の補償前の方が鋭いスペクトラムを得ている。
【０１３０】
シンボルレートは５００ｋＨｚであるため、周波数偏差量が＋５０Ｈｚでは１０００シンボルの間に位相が３６°程度、周波数偏差量が＋５００Ｈｚでは位相が１回転している様子が見受けられる。また、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚでは１シンボル毎に１回転しており、同じ位相でサンプリングするため、見かけ上、位相回転が停止しているように見える。周波数偏差量が＋５０ｋＨｚでは、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚの１／１０にて回転しているため、周波数偏差の補償前の信号配置図（コンスタレーション）において位相回転の円周上にほぼ等間隔で１０箇所の固まりが見られる。
【０１３１】
以上の周波数偏差の補償法を用いたときのＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク及び角度推定誤差を表１０に示す。図２９は各到来角度における周波数偏差の補償前後の角度推定誤差である。
【０１３２】
【表１０】
【０１３３】
表１０及び図２９から明らかなように、周波数偏差量が＋５Ｈｚから＋５０ｋＨｚまでにおいては、周波数偏差量が０Ｈｚの場合と比べて推定誤差には大きく影響しておらず、受信信号規格化による周波数偏差補償が機能していると考えられる。
【０１３４】
周波数偏差量が＋５００ｋＨｚの場合には、周波数偏差の補償後の角度推定誤差は−６°と周波数偏差量が＋５０ｋＨｚ以下の場合に比べて比較的大きく、周波数偏差補償の効果が低下していると考えられる。本実施形態では、シンボル同期、キャリア同期を送受信間のカンニングにより完全に確立しているため、周波数偏差の補償前においても位相回転がほとんど見られず補償後よりも高い推定精度と高いＭＵＳＩＣスペクトラムが得られた。
【０１３５】
また、周波数偏差量が＋５Ｈｚの場合にも、周波数偏差の補償前のＭＵＳＩＣスペクトラムは推定誤差を大きく含んでいることから、リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法において送受信間の周波数偏差による僅かな位相回転が推定精度を大きく劣化させることが分かった。
【０１３６】
以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００による高分解能到来方向推定では周期的に繰り返される同一送信信号を複数の指向性パターンにて受信するため、送受信間に周波数偏差があるシステムにおいては同一送信信号を受信するという前提が成立しないので、周波数偏差を補償する方法として、本実施形態によれば、指向性パターンで受信する直前にオムニパターンで受信し、指向性パターンでの受信信号をオムニパターン受信信号で規格化することによって位相回転を抑制する方法を提案した。
【０１３７】
上述の電波暗室での実験結果では、受信信号規格化の方法によって位相回転が大幅に改善され、鋭いＭＵＳＩＣスペクトラムが得られることが確認できた。中心周波数２．４８４ＧＨｚ、シンボルレート５００ｋＨｚに対して、周波数偏差量が５００ｋＨｚ（周波数偏差：２０１×１０−６）程度までは補償可能であることが分かった。このことは、２．４ＧＨｚ帯小電力データ通信システムの技術基準適合証明（周波数偏差基準：５０×１０−６）を受けた送受信機から構成されたシステムであれば、本実施形態に係る手法による周波数偏差の補償が適用できることを示している。電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のリアクタンスドメイン信号処理においては、この送受信間の周波数偏差を補償することが重要な鍵となる。提案した受信信号規格化の方法はリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法だけでなく、リアクタンスドメイン信号処理を利用する他のアルゴリズムにも適用できる有用な方法であると考えられる。
【０１３８】
以上説明した実施形態では、（１＋６）素子のアレーアンテナ装置１００を用いたが、非励振素子の本数は６本に限定されず、任意の複数本であればよい。
【０１３９】
【発明の効果】
以上詳述したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、上記アレーアンテナ装置の互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナ装置で受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナ装置の各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正し、校正した等価ウエイト行列を用いてＭＵＳＩＣ法により受信信号の到来角を計算する。従って、上記電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、当該アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルを校正して、より高い分解能を得ることができる電波到来方向探知方法及び装置を提供することができる。
【０１４０】
また、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを用いてＭＵＳＩＣ法により受信信号の到来角を計算する。従って、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、周波数偏差を補償することができ、角度推定誤差を低減できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態に係る電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】 図１のアレーアンテナ装置１００で受信される、周期的シーケンス信号を含む無線信号と、受信指向性パターンとを示す平面図である。
【図４】 第１の実施形態で用いる、周期的シーケンス信号系列を示すタイミングチャートである。
【図５】 第２の実施形態で用いる、周期的に繰り返される送信信号のシーケンス信号を示すタイミングチャートである。
【図６】 図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第１の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。
【図７】 図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第２の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。
【図８】 図６のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。
【図９】 図７のサブルーチンである周波数偏差補償法を用いた等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を示すフローチャートである。
【図１０】 図６及び図７のサブルーチンである方位角推定処理（ステップＳ２，Ｓ１２）を示すフローチャートである。
【図１１】 実施例で用いる電波暗室における実験システムの構成を示すブロック図である。
【図１２】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理の実行の有無におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１３】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理を実行したときの到来角に対する角度推定誤差を示すグラフである。
【図１４】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理に用いた１２方位を除く到来方向に対する角度推定精度を示すＭＵＳＩＣスペクトラムのグラフである。
【図１５】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理に用いた方位角以外の角度推定誤差を示すグラフである。
【図１６】 第１と第２の実施形態においてオムニパターンを除いた６個の指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１７】 第１と第２の実施形態においてセクタパターンの準対角要素を最小値とした場合（表７）のＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１８】 電子制御導波器アレーアンテナ装置と同一形状の従来技術のアレーアンテナ装置（７素子円形配列アレーアンテナ）とその受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１９】 図１８に図示した従来技術のアレーアンテナ装置と等価な指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２０】 第２の実施形態に係る周波数補償前後にＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２１】 第２の実施形態に係る周波数補償前後における周波数偏差が０Ｈｚであるときの角度推定誤差を示すグラフである。
【図２２】 周波数偏差量が＋５Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２３】 周波数偏差量が＋５０Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２４】 周波数偏差量が＋５００Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２５】 周波数偏差量が＋５ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２６】 周波数偏差量が＋５０ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２７】 周波数偏差量が＋５００ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２８】 周波数偏差量が＋５ＭＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２９】 第２の実施形態に係る周波数補償前後における周波数偏差を有するときの角度推定誤差を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
２ａ…局部発振器、
２ｂ…混合器、
２ｃ…中間周波帯域通過フィルタ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…無線受信機、
５…混合器回路、
７…コントローラ、
９…同軸ケーブル、
１０…リアクタンス値コントローラ、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…リアクタンス値テーブルメモリ、
２０…電波到来方向探知コンピュータ、
２１…ＣＲＴディスプレイ、
２２…シーケンス信号発生器、
３０…回転機構、
５０…ホーンアンテナ装置、
５１…シーケンス信号発生器、
５２…信号発生器、
５３…混合器、
１００，１１０…アレーアンテナ装置。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）を用いた電波到来方向探知方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アレーアンテナに入射する信号の到来角（ＤｏＡ）の推定は、ディジタルアレー処理における興味ある、かつ重要な問題である。この問題を解決するために、いくつかの方法が提案されている。特に、非特許文献１に記載のＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズムは、漸近的に不偏推定量に近づく結果を提供するものとして広く知られている。
【０００３】
特許文献１や非特許文献２及び３において提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、従来型のアレーアンテナに比べて低コスト、低電力消費でありかつ構成が簡単である。従って、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、移動体ユーザ端末へのアプリケーションとして非常に有望な候補である。しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は単一ポートの出力構成であるので、従来型のアレーアンテナのためのアルゴリズムはそのままでは使用できない。
【０００４】
最近、特許文献１のアレーアンテナを用いて電波到来角を推定するために、改良されたＭＵＳＩＣアルゴリズムに基づく「リアクタンス領域ＭＵＳＩＣアルゴリズム」が提案されている（非特許文献４を参照）。このアルゴリズムは、上記アレーアンテナの相関行列を取得し、また複数の入射信号の到来角を推定している（以下、従来例という。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−２４４３１号。
【非特許文献１】
R. O. Schmidt, "Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. AP-34, No. 3, pp. 276-280, March, 1986。
【非特許文献２】
T. Ohira et al., “Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。
【非特許文献３】
T. Ohira, et al., "Equivalent weight vector and array factor formulation for Espar antennas," IEICE Technical Report, AP2000-44, SAT2000-41, NW2000-41, July, 2000。
【非特許文献４】
プラプース・シリルほか，「エスパアンテナによるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」，電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣＳ２００２−１４７，電子通信情報学会発行，２００２年８月。
【非特許文献５】
大平孝，“エスパアンテナの等価ウエイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，電子情報通信学会発行，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月。
【非特許文献６】
C. M. S. See, "Sensor array calibration in the presence of mutual coupling and unknown sensor gains and phases", Electronics Letters, Vol.30, No.3, pp.373-375, March 1994。
【非特許文献７】
平田明史ほか，“エスパアンテナのリアクタンスドメイン信号処理−空間相関及び相関行列−”，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２００２−１４８，電子情報通信学会発行，ｐｐ．９−１４，２００２年８月。
【非特許文献８】
R. Janaswamy, "Radiowave Propagation and Smart Antennas for Wireless Communications", pp.185-217, ISBN0-7923-7241-7, Kluwer Academic Publishers, 2001。
【非特許文献９】
太郎丸真ほか，“エスパアンテナのリアクタンス空間から等価ウエイトベクトル空間への写像に関する考察”，電子情報通信学会研究技術報告，ＲＣＳ２００２−１７９，電子情報通信学会発行，ｐｐ．４３−４８，２００２年１０月。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例の電波到来方向探知方法では、これに用いる電子制御導波器アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルの校正が十分でなかったために、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピークが鈍く分解能が低かった。そのため、複数の近接した到来波に対してポテンシャルを十分に発揮できず、これら複数の到来波を分解して探知することができないという問題点（以下、第１の問題点という。）があった。
【０００７】
また、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、送信信号が周期的系列であるという前提が成り立たないため到来方向推定が不可能となる。特に、ＭＵＳＩＣアルゴリズムは各受信信号の振幅及び位相差から到来方向を推定する方法であるため、到来信号を受信している間の位相回転は大きな問題点（以下、第２の問題点という。）となる。
【０００８】
本発明の第１の目的は、上記第１の問題点を解決し、特許文献１において開示されたアレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、当該アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルを校正して、より高い分解能を得ることができる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【０００９】
また、本発明の第２の目的は、上記第２の問題点を解決し、特許文献１において開示されたアレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、周波数偏差を補償することができ、角度推定誤差を低減できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターン（無指向性パターン）のときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正するステップと、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
上記電波到来方向探知方法において、上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする。
【００１２】
また、上記電波到来方向探知方法において、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする。
【００１３】
第２の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする。
【００１４】
第３の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正する第１の制御手段と、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
上記電波到来方向探知装置において、上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする。
【００１６】
また、上記電波到来方向探知装置において、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする。
【００１７】
第４の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付している。
【００１９】
図１は本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。この実施形態の電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えて構成され、特許文献１において開示された電子制御導波器アレーアンテナ装置（以下、アレーアンテナ装置という。）１００と、無線受信機４と、電波到来方向探知コンピュータ２０と、リアクタンス値コントローラ１０とを備えている。電波到来方向探知コンピュータ２０は、例えばディジタル計算機で構成され、第１の実施形態では、図６に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を実行した後、例えば非特許文献１などにおいて開示されたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ２）を実行することにより電波到来方向を推定して出力し、また、第２の実施形態では、図７に示すように、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を実行した後、上記ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ１２）を実行することにより電波到来方向を推定して出力することを特徴としている。
【００２０】
図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、本実施形態では０．２３λである。また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。接地導体１１は、半径λ／２の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ／４の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して無線受信機４の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００２１】
図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、例えば、制御電圧（又はバイアス電圧）が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧はリアクタンス値コントローラ１０からのリアクタンス値信号を介して印加される。リアクタンス値コントローラ１０は、デジタルシグナルプロセッサをベースとするコントローラであって、リアクタンス値テーブルメモリ１３内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値をリアクタンス値信号としてアレーアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定することによって、アレーアンテナ装置１００上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。
【００２２】
可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００２３】
図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号ｕ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は、励振素子Ａ０に接続された同軸ケーブル９から出力される。出力された受信信号ｙ（ｔ）は、無線受信機４の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、電波到来方向探知コンピュータ２０に出力する。さらに、電波到来方向探知コンピュータ２０は、入力される中間周波信号（簡単化のために、受信信号ｙ（ｔ）として表記する。）に基づいて、送信側と同一のシーケンス信号を発生するシーケンス信号発生器２２からのシーケンス信号（図４又は図５を参照。）と受信信号中のシーケンス信号との相関行列を計算して、受信された無線信号の到来角を計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ３１に出力して表示する。ここで、電波到来方向探知コンピュータ２０は、第１の実施形態では、図６に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を実行した後、例えば非特許文献１などにおいて開示されたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ２）を実行することにより電波到来方向を推定して、電波到来角度の推定結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示し、また、第２の実施形態では、図７に示すように、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を実行した後、上記ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて方位角推定処理（ステップＳ１２）を実行することにより電波到来方向を推定して、電波到来角度の推定結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示する。
【００２４】
ここで、上記ステップＳ１又はＳ１１の処理を実行するときに、電波到来方向探知コンピュータ２０からの制御信号に基づいて、アレーアンテナ装置１００を励振素子Ａ０を中心軸として回転させる回転機構３０が設けられている。
【００２５】
次いで、まず、非特許文献４において開示されている「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」について以下に説明する。
【００２６】
「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」は電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のリアクタンスドメイン信号処理によって生成される相関行列を利用した高分解能到来方向推定法である。非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように設定し、それぞれの指向性パターンによって受信された同一のシーケンス信号系列から相関行列を生成する（図３及び図４参照。）。そして、この相関行列にＭＵＳＩＣ法を適用して到来方向推定を行う。
【００２７】
【表１】
表１に記載の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｍｋ（ｋ＝１，２，…，６）の７組のセットは、１つのオムニパターンを発生するためのセットと、図３に示すように、それぞれ励振素子Ａ０から各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に向う方向の６個のセクタパターンとを発生するためのセットとを含む。表１において、最大値及び最小値はそれぞれ、装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の可動範囲の最大値及び最小値を意味する。また、第１の実施形態においては、送信側の無線送信機及び受信側のシーケンス信号発生器２２は、図４に示すように、表１に示す各パターンで、互いに所定のガードタイムを挟み、それぞれＰシンボル（２ｍｓｅｃ）のシーケンス信号を順次発生し、シーケンス信号発生器２２で発生されるシーケンス信号と，受信信号中のシーケンス信号との相関行列を計算してＭＵＳＩＣ法を適用する。なお、第２の実施形態においては、詳細後述するように、図５のシーケンス信号を用いる。
【００２９】
Ｌ個の波の平面波がアレーアンテナ装置１００に到来するとき、表１のｍ番目の指向性パターン（ｍ＝０，１，…，６）で受信される受信信号は次式で表される。
【００３０】
【数１】
ここで、行列Aは次式で表される。
【００３２】
【数２】
Ａ＝［ａ（φ１）， ．．．， ａ（φＬ）］
【００３３】
また、ａ（φｌ）は到来角φｌ（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）における方向ベクトルであり、ｕ（ｔ）は次式で表される到来する無線信号である。
【００３４】
【数３】
ｕ（ｔ）＝［ｕ１（ｔ）， ．．．， ｕＬ（ｔ）］Ｔ
【００３５】
さらに、ｎ（ｔ）は熱雑音であり、上付き添字Ｔは行列の転置を表す。ｗｍは等価ウエイトベクトルであり、素子間結合を含めたインピーダンス行列Ｚを用いて、次式で表される（例えば、非特許文献５参照。）。
【００３６】
【数４】
ここで、等価ウエイトベクトルとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルである。ｚｓは受信機の内部インピーダンスであり、ｕ０は次式で表される単位ベクトルである。
【００３８】
【数５】
ｕ０＝［１，０，０，０，０，０，０］Ｔ
【００３９】
上記等価ウエイトベクトルからなる次式の行列Wを
【数６】
Ｗ＝［ｗ０ ｗ１ … ｗ６］Ｔ
「等価ウエイト行列」と定義し（なお、等価ウエイト行列Wとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的な行列である。）、ベクトル表記の受信信号系列を次式で表されるとすると、
【数７】
【００４０】
【数８】
ここで、Ｅ［・］はエルゴード性を仮定した所定の時間期間における時間平均値（又はアンサンブル平均値）であり、上付き添字Ｈは行列のエルミート転置を表す。ｅｌは信号部分空間を張る第ｌの固有ベクトル（ｌ＝１，２，．．．，Ｌ）である。
【００４２】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムは等価ウエイト行列を用いて、次式で表される。
【００４３】
【数９】
ここで、
【数１０】
【００４５】
次いで、オムニパターンを含めた７つの指向性パターンを用いて、信号部分空間から電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の「等価ウエイト行列」を校正する方法（第１の実施形態）について以下に説明する。
【００４６】
上記数４においてインピーダンス行列Ｚの各要素は未知である。鋭いＭＵＳＩＣスペクトラムを求め角度分解能を向上させるためには、このインピーダンス行列Ｚを含んだ等価ウエイト行列Ｗを校正する必要がある。本実施形態では、校正方法として７つの指向性パターンで受信した受信信号系列を用いて、信号の固有値に対応する信号固有ベクトルによって等価ウエイト行列を推定する方法を提案する。校正では到来波は１波のみ（Ｌ＝１）とし、平面波を１２方位から順次に到来させる。
【００４７】
校正の手順を図８に示すように、まず、受信アンテナである電子制御導波器アレーアンテナ装置１００から見た電波到来方向を０°に固定する（ステップＳ２２でθ＝０゜）。次に、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように７通り（ｍ＝０，１，．．．，６）に設定し、指向性パターンを回転させて受信信号系列ｙｍ（ｔ）を取得する（ステップＳ２３−Ｓ２６）。ｔはサンプリング時刻を表し、１シンボルにつき１回サンプリングを行う。指向性パターン毎にＰサンプル（＝Ｐシンボル）の信号を受信する。受信信号系列を上記数７のようにベクトル表記し（ステップＳ２８）、上記数８の相関行列Ｒｙｙを固有値分解した後（ステップＳ２９）、信号の固有値に対応する信号固有ベクトルｅ１ （１）を取得する（ステップＳ３０）。
【００４８】
次いで、電波到来方向を３０°に固定し（ステップＳ２２）、同様の手順によって信号固有ベクトルｅ１ （２）を取得する（ステップＳ２３−Ｓ３０）。電波到来方向を０°から３０°間隔で１２方位に順に設定し、同様の手順を繰り返すと１２個の信号固有ベクトルが得られる（Ｓ２１−Ｓ３２の繰り返しフロー）。電波到来方向は既知であり、その方向の方向ベクトルも既知であるため、次式が成立する。
【００４９】
【数１１】
ここで、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有値ベクトル［ｅ１ （１） ｅ１ （２） ．．． ｅ１ （１２）］を行列Ｅｓと置き換え、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列［ａ（φ１） ａ（φ２） ．．． ａ（φ１２）］を行列Ａと置き換えると、等価ウエイト行列Ｗは次式で表される（例えば、非特許文献６参照。）。
【００５１】
【数１２】
上記数１２から明らかなように、等価ウエイト行列Ｗを、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有値ベクトルの行列と、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列とを用いて校正している。
【００５３】
次いで、第２の実施形態に係る周波数偏差を補償する方法として、指向性パターンにて得られる受信信号を直前のオムニパターンにて得られる受信信号によって規格化する方法を提案する。本実施形態では、受信信号を規格化することにより周波数偏差を補償する。
【００５４】
ＭＵＳＩＣアルゴリズムは各受信信号の振幅及び位相差から到来方向を推定することができる。リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法では周期的に送信される信号系列を複数の指向性パターン（オムニパターンを含む。）にて受信するため、到来信号を観測している間に急激な振幅の落ち込みや位相の回転が発生すると、推定精度は著しく劣化する。本実施形態では送受信間のキャリア同期が不完全であり位相回転が生じる場合の補償方法について述べる。
【００５５】
送信機から繰返しＰシンボル送信される周期的信号系列を図５に示す。送信機からは同一のシーケンス信号系列が１２回繰返し送信され、受信側の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の指向性パターンは、オムニパターン→０°セクタパターン→オムニパターン→６０°セクタパターン→・・・のようにオムニパターンと６方位のセクタパターンを切り替える。周期的シーケンス信号系列の間には指向性パターンを切り替えるために必要なガードタイム（図５のハッチング部分）を挿入している。図５は繰返し送信されるシーケンス信号系列の１つが２ｍｓ（Ｐシンボル）である場合の例であり、本実施形態の実験システムにおける時間を示している。
【００５６】
１つの指向性パターンで受信するシーケンス信号系列長は同一であるため、セクタパターンとその直前のオムニパターンで受信する間に回転する位相量はほぼ一定であると考えられる。従って、セクタパターンにて受信した受信信号系列を直前のオムニパターンにて受信した受信信号のシーケンス信号系列で規格化することで、セクタパターンにて受信している間の位相回転は大幅に改善される。
【００５７】
オムニパターン受信時の位相回転については、６０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号系列を、０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号系列で規格化することによって得るものとする。指向性パターンはオムニパターン→０°セクタパターン→オムニパターン→６０°セクタパターン→…と変化するから、このときの位相の回転量は、他のセクタパターンと直前のオムニパターンとの間の回転量に比べて２倍となる。従って、オムニパターン受信時の規格化における位相補償量は２分の１にする必要がある。
【００５８】
信号系列のシンボルの番号をｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ：Ｐは１つのシーケンス信号系列における全シンボル数である。）、６０°セクタパターンの直前のオムニパターン及び０°セクタパターンの直前のオムニパターンにて受信した受信信号の位相をそれぞれ、ψｏ１（ｐ）及びψｏ２（ｐ）とすると、規格化における位相補償量ｚ（ｐ）は次式で表される。
【００５９】
【数１３】
ｍ番目（ｍ＝０、１、…、６）のオムニパターン及び指向性パターンにて受信した受信信号をそれぞれ、ｙｏｍ（ｐ）及びｙｖｍ（ｐ）と表し、規格化後のｐシンボル目の受信信号系列ｙ（ｐ）を、改めて次式でおく。
【００６１】
【数１４】
このｐ番目の受信信号系列ｙ（ｐ）を用いて相関行列を生成して固有値分解を行う。比較のために、規格化前の受信信号系列を次式で表す。
【００６３】
【数１５】
ｙｂｅｆｏｒｅ（ｐ）
＝［ｙｏ１（ｐ） ｙｖ１（ｐ） ｙｖ２（ｐ） … ｙｖ６（ｐ）］Ｔ
【００６４】
上記数１４における周波数偏差の補償のための受信信号の規格化においては、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算している。
【００６５】
図６は、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第１の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。図６のステップＳ１において、図８の等価ウエイト行列を校正して計算する処理を実行した後、ステップＳ２において、図１０の方位角推定処理を実行して当該電波到来方向推定処理を終了する。この電波到来方向推定処理は、第１の実施形態に係る等価ウエイト行列を校正する処理のみを含んで電波到来方向を推定するものである。
【００６６】
図７は、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第２の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。図７のステップＳ１１において、図９に図示された、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理を実行した後、ステップＳ１２において図１０の方位角推定処理を実行して、当該電波到来方向推定処理を終了する。この電波到来方向推定処理は、第１と第２の実施形態に係る、周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正する処理を含んで電波到来方向を推定するものである。
【００６７】
図８は、図６のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。なお、リアクタンス値テーブルメモリ１３には、図４に図示した放射パターンを順次設定するために、例えば、表１に示した７組のリアクタンス値セット（ｍ＝０，１，２，…，６）が格納されている。ただし、これは一例であって、少なくとも１組のオムニパターンと複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含む、互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。
【００６８】
図８のステップＳ２１において、電波到来方向設定パラメータｎを１に初期化し、ステップＳ２２において、回転機構３０を用いてアレーアンテナ装置１００を回転させて送信無線信号に対して到来角θ＝３０×（ｎ−１）［度］となるように設定する。次いで、ステップＳ２３において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ２４において、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ２５において、受信信号ｙｍ（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ２６において放射パターンパラメータｍ≧６であるか否かが判断され、ＮＯであるときは、ステップＳ２７で放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ２４に進む。一方、ステップＳ２６でＹＥＳであるときは、ステップＳ２８に進む。
【００６９】
次いで、ステップＳ２８で一時記憶メモリに格納された７個の受信信号ｙｍ（ｔ）を数７のように受信ベクトルとして電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ２９で数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する複数の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。さらに、ステップＳ３０で計算された複数の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…のうち最大値の固有値をｅ１（ｎ）とし、ステップＳ３１において電波到来方向設定パラメータｎ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ３２に進み、電波到来方向設定パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２２に進む。一方、ステップＳ３１でＹＥＳであるときは、ステップＳ３３に進み、固有値ベクトルに対する等価ウエイト行列と、各放射パターンのステアリングベクトルからなるステアリング行列との積を表す数１１に基づく数１２を用いて校正された等価ウエイト行列Ｗを推定して計算して、元のメインルーチンに戻る。
【００７０】
図９は、図７のサブルーチンである周波数偏差補償法を用いて等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を示すフローチャートである。なお、リアクタンス値テーブルメモリ１３には、図５に図示した放射パターンを順次設定するために、１２組のリアクタンス値セット（ｍ＝０，１，２，…，１１）が格納されており、ここで、例えば、ｍが偶数であるときは、表１のｍ＝０のときのオムニパターンのリアクタンス値セットが格納され、ｍが奇数であるときは、表１のｍ＝１，２，…，６のときのセクタパターンのリアクタンス値セットが格納されている。ただし、これは一例であって、少なくとも１組のオムニパターンと複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含み、オムニパターンとセクタパターンが交互にかつ順次設定できる、セクタパターンにおいて互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。
【００７１】
図９のステップＳ４１において、まず、電波到来方向設定パラメータｎを１に初期化し、ステップＳ４２において回転機構３０を用いてアレーアンテナ装置１００を回転させて送信無線信号に対して到来角θ＝３０×（ｎ−１）［度］となるように設定する。次いで、ステップＳ４３において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ４４でｍは奇数であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４７に進む。ステップＳ４５では、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のオムニパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ４６において、受信信号ｙ０（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ４６に進む。一方、ステップＳ４７では、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のセクタパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ４８において、受信信号ｙｖ（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ４６に進む。ステップＳ４９では、放射パターンパラメータｍ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ５０に進み、放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ４４に戻る。一方、ステップＳ４９でＹＥＳであれば、ステップＳ５１に進む。
【００７２】
次いで、ステップＳ５１において、一時記憶メモリに格納された１２個の受信信号ｙｍ（ｔ）を用いて、数７及び数１３、数１４のように受信ベクトルとしかつ規格化して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ５２において、数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。そして、ステップＳ５３で計算された７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…のうち最大値の固有値をｅ１（ｎ）とし、ステップＳ５４で電波到来方向設定パラメータｎ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ５５に進み、当該電波到来方向設定パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ４２に戻る。一方、ステップＳ５４でＹＥＳのときはステップＳ５６に進み、固有値ベクトルに対する等価ウエイト行列と、ステアリングベクトルにてなるステアリング行列との積を表す数１１に基づく数１２を用いて校正された等価ウエイト行列Ｗを推定して計算して、元のメインルーチンに戻る。
【００７３】
以上の図９の処理においては、周波数偏差を補償する処理と、等価ウエイト行列を校正する処理とを組み合わせているが、本発明はこれに限らず、前者のみの処理を実行するようにしてもよい。
【００７４】
図１０は、図６及び図７のサブルーチンである方位角推定処理（ステップＳ２，Ｓ１２）を示すフローチャートである。
【００７５】
図１０のステップＳ６１において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ６２においてｍは奇数であるか否かが判断され、ステップＳ６３で、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のオムニパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ６４において受信信号ｙ０（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ６７に進む。一方、ステップＳ６２でＮＯであれば、ステップＳ６５で、リアクタンス値コントローラ１０を制御してリアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のセクタパターンのリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ６６において受信信号ｙｖ（ｍ／２）（ｔ）を受信して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納してステップＳ６７に進む。ステップＳ６７では、放射パターンパラメータｍ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ６８に進み、当該放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ６２に進む。一方、ステップＳ６７でＹＥＳのときは、ステップＳ６９に進む。
【００７６】
次いで、ステップＳ６９において、一時記憶メモリに格納された１２個の受信信号ｙｍ（ｔ）を用いて数７及び数１３、数１４のように受信ベクトルとしかつ規格化して電波到来方向探知コンピュータ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ７０で数８を用いて相関行列Ｒｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する７個の固有値ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ），…を計算する。さらに、ステップＳ７１で計算された固有値に基づいて、数９及び数１０を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、その値のピーク値に対応する方位角を到来角（ＤＯＡ）として推定し、ＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示して、元のメインルーチンに戻る。
【００７７】
【実施例】
本発明者らは、上述の等価ウエイト行列を校正する方法、及び周波数偏差を補償する方法について、試作した実験システムを用いて以下のごとく検証実験を行った。
【００７８】
図１１に電波暗室に設定した実験システムの構成を示す。送信側では、信号発生器（ＳＧ）５２からの搬送波信号を、シーケンス信号発生器５１で発生されたＭ系列ＰＮ符号であるシーケンス信号によって混合器５３によりＢＰＳＫ変調し、当該変調信号をホーンアンテナ５０から電子制御導波器アレーアンテナ装置１００に向けて送信する。受信側では、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００により送信された無線信号を受信し、低雑音増幅器１により低雑音増幅し、局部発振器２ａ、混合器２ｂ及び中間周波帯域通過フィルタ２ｃからなるダウンコンバータ（周波数変換器）２により低域周波数変換して混合器回路５に出力する。混合器回路５は、入力される低域周波数変換された中間周波の受信信号を局部発振器６からの局部発振信号を用いてＩチャンネルとＱチャンネルの互いに直交する２つのベースバンド信号に周波数変換した後、図１の電波到来方向探知コンピュータ２０、リアクタンス値コントローラ１０及びリアクタンス値メモリ１３の機能を有するコントローラ７に出力する。
【００７９】
なお、この実験システムにおいては、信号発振器５２で発生される搬送波信号と、局部発振器６により発生される局部発振信号とを、局部発振器２ａで発生される局部発振信号により搬送波同期化している。また、シーケンス信号発生器２２により発生されるシーケンス信号はコントローラ７に供給されるとともに、シーケンス信号発生器５１にも供給されてシンボル同期化されている。
【００８０】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００を回転機構３０の受信回転台の上部に取り付け、回転機構３０を順次任意の角度に変化させることによって送信信号到来方向を変化させる。送信側のホーンアンテナ５０と、受信側の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００は電波暗室内の５ｍの高さに固定し、送受信間は１８ｍの距離があるように設定した。送受信間のシンボル同期及びキャリア同期はカンニングにより確立している。
【００８１】
等価ウエイト行列の校正方法の実験において、表１における最大値及び最小値の値は、現在試作している電子制御導波器アレーアンテナ装置１００に装荷された可変リアクタンス素子である可変容量ダイオード（１ＳＶ２８７型）のカタログ値からそれぞれ最大値＝−４．７７Ω及び最小値＝−９０Ωとし、予め、コントローラ７内に保持している表１のリアクタンス値セットを順次に設定する。送信信号のシーケンス信号の系列長はＰ＝１０００シンボルとし、受信信号は、混合器回路５によりＩチャンネル及びＱチャンネルに分割された後、１２ビットのＡ／Ｄ変換器により複素デジタル値として相関行列を生成する。シンボルレートは５００ｋＨｚとし、ＳＮ比は２０ｄＢである。
【００８２】
また、周波数偏差の補償法の実験において、送信側の信号発生器５２の送信周波数を２．４８４ＧＨｚから偏差量＋５Ｈｚ、＋５０Ｈｚ、＋５００Ｈｚ、＋５ｋＨｚ、＋５０ｋＨｚ、＋５００ｋＨｚ、＋５ＭＨｚと変化させて実験を行った。シンボルレートは５００ｋＨｚとする。周波数偏差量による違いを比較するため、到来波は１波のみとし電波到来方向は９０°に固定する。ＳＮ比は２０ｄＢである。
【００８３】
まず、等価ウエイト行列の校正方法の効果を確認するために、“校正有り”及び“校正無し”の場合のＭＵＳＩＣスペクトラムを図１２に示す。ＭＵＳＩＣスペクトラムの計算には上記数９を用いた。“校正無し”では上記数９の等価ウエイト行列Ｗにおける各行ベクトルを上記数４の等価ウエイトベクトル式から算出している。“校正有り”では上記数１２から求められる等価ウエイト行列Ｗを用いている。
【００８４】
上記数４においてインピーダンス行列Ｚは、素子間隔、素子長の２分の１及び素子半径が電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同様であるダイポールアレーをモーメント法にて解析した結果を用いており、図２に図示するスカートの接地導体１１付きの実際の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００におけるインピーダンス行列とは誤差を含んでいると考えられる。従って、図１３では、０°から３０°間隔の１２方位すべてにおいて、“校正無し”の場合には到来方向推定ができていないのに対して、校正することによって２０ｄＢを超えるピークが得られていることが分かる。
【００８５】
次いで、表２及び表３に“校正有り”及び“校正無し”の場合の推定角度及びピーク値をまとめて示す。
【００８６】
【表２】
【表３】
図１３には角度推定誤差として“実際の角度に対する推定角度［度］”を求めて視覚的に示した。表２、表３及び図１３から明らかなように、０°から３０°間隔の１２方位は校正時に用いる１２方位の電波到来方向と同一であるため、“校正有り”の場合には推定誤差±１°以内かつピーク値２０ｄＢ以上の推定精度が得られている。
【００８９】
次いで、より詳細な到来方向について推定精度を調べる。到来角を校正時に用いた１２方位を除いた、０°から１８０°までの１０°間隔とした。その結果を図１４、表４、表５及び図１５に示す。
【００９０】
【表４】
【表５】
図１４、表４、表５及び図１５から明らかなように、概ね２０ｄＢ以上のスペクトラムピークが得られているが、到来角４０°及び１７０°においてはピークが１５ｄＢ程度に鈍くなっており、すべての到来角で同様のスペクトラムが得られているとは言えないことが予想される。この原因について考えられることを２つ挙げる。１つは使用している指向性パターンに起因するものであり、もう１つは実験環境に起因するものである。前者の原因を解消するために、本実施形態に係る等価ウエイト行列の校正方法を用いる際に適していると考えられる指向性パターンについての考察を詳細後述する。
【００９３】
次いで、オムニパターンの有効性について以下に説明する。本実施形態では指向性パターンとしてオムニパターンも含めて使用している。受信信号中のシーケンス信号系列を取得する際におけるオムニパターンの必要性に関して、表６に示すオムニパターンを除いた可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを用意し、表１の可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを用いた場合のＭＵＳＩＣスペクトラムとの比較を行った。その結果を図１６に示す。
【００９４】
【表６】
図１６から明らかなように、オムニパターンを含まない場合には（６個のパターンを用いたとき）望ましいＭＵＳＩＣスペクトラムが得られないことが分かる。これは提案する校正方法を用いる場合には、到来方向推定の精度及びスペクトラムのピーク値は使用する指向性パターンに依存することを意味している。指向性パターンの数が電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の素子数より少なく、相関行列Ｒｙｙに含まれるべき受信信号の情報の一部が欠落するためと考えられる。
【００９６】
次いで、セクタパターンの準対角要素による影響について以下に説明する。
【００９７】
セクタパターンの準対角要素（ビーム方向素子に隣接する非励振素子のリアクタンス値）が本実施形態に係る校正方法で得られるスペクトラムに与える影響を調べるために、表７のような可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを考える。
【００９８】
【表７】
これは非特許文献７の１３頁においてセクタパターンの準対角要素を変化させた場合と同様の考察である。非特許文献７では、準対角要素は、容量性リアクタンスの範囲では０Ωに近いほどよいという結果を得ている。比較のために本実施形態に係る表７では、準対角要素のリアクタンス値を−９０Ω（１ＳＶ２８７型可変容量ダイオードの最小値）としている。
【０１００】
図１７に表１及び表７のときの可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットにおけるＭＵＳＩＣスペクトラムの結果を示す。表７の場合、角度推定誤差が表１の場合に比べて大きくなっているだけでなく、ＭＵＳＩＣスペクトラムの下端の拡がりが大きくなっている。ＭＵＳＩＣスペクトラムに歪みが見受けられるものもある。従って、準対角要素は表１のように０Ωに近い値が望ましいと考えられる。
【０１０１】
次いで、適切な指向性パターンに関して以下に考察する。ここで、従来技術のアレーアンテナ装置と等価な指向性パターンを導出する。
【０１０２】
図１６及び図１７から、提案する校正方法において使用する指向性パターンには適切なものが存在することが示された。適切な指向性パターンとは、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置における各素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンであると考える。従来技術のアレーアンテナ装置によって得られるＭＵＳＩＣスペクトラムにはリアクタンス値のようなパラメータが含まれないからである。
【０１０３】
電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置として、図１８に示す７素子の円形配列型モノポールアレーアンテナ装置１１０を想定する。ここで、素子間隔は電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同様に（１／４）λであり、素子間結合を含んだインピーダンス行列も上記数４に示すインピーダンス行列Ｚと同一であるとする。
【０１０４】
図１８において、アレーアンテナ装置１１０は、アレーアンテナ装置１００と同様に、接地導体１１上にそれから絶縁されて７本の励振素子Ａ０−Ａ６が設けられ、各励振素子Ａ０−Ａ６で受信された各受信信号はそれぞれ低雑音増幅器１−０乃至１−６を介して混合器６１−０乃至６１−６に入力される。各混合器６１−０乃至６１−６はそれぞれ入力される受信信号を、局部発振器６２からの局部発振信号を用いて所定の中間周波の受信信号に低域周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３−０乃至３−６を介してＤＢＦ回路６３に出力する。ＤＢＦ回路６３は入力される７個の受信信号に対して所定のデジタルビーム形成処理を実行して合成後の１個の受信信号を得て出力する。
【０１０５】
図１８に図示された従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各受信システムでの受信電圧ｖは、インピーダンス行列Ｚ及び無線受信機の内部インピーダンスｚｓ（＝５０Ω）を要素とする対角行列ＺＳを用いて、次式で表される（例えば、非特許文献８参照。）。
【０１０６】
【数１６】
ここで、ｖｏｃは各アンテナ素子上に誘起する電圧であり、到来波が上記数１と同様であるとき、Ａｕ（ｔ）に等しい。上記数１６において、
【数１７】
Ｃ＝Ｚｓ（Ｚ＋Ｚｓ）−１
とおいている。
【０１０８】
ここで、誘起電圧ｖｏｃを上記数１６に代入して熱雑音を含めると、従来技術のアレーアンテナ装置１１０で受信された受信信号のシーケンス信号系列は、次式で表される。
【０１０９】
【数１８】
上記数７と上記数１８とを比較すると、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンは
【数１９】
ＷＴ＝Ｃ
を満たすものであることが分かる。
【０１１１】
【数２０】
Ｃ＝ＣＴ
であるから
【数２１】
ＷＴ＝ＣＴ
である。
【０１１２】
すなわち、等価ウエイトベクトルｗｍが行列Ｃの第ｍ番目列ベクトル（ｍ＝０，１，…，６）と等しくなるような可変リアクタンス値から形成される指向性パターンであればよいということがわかる。
【０１１３】
等価ウエイトベクトルｗｍにおける第ｋ番目のリアクタンス値をｘｍｋとし、行列Ｃにおける第ｍ番目列ベクトルの第ｋ番目要素をｃｋｍとすると、ｘｍｋは次式で表される（例えば、非特許文献９参照。）。
【０１１４】
【数２２】
その結果得られる可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを表８に示す。
【０１１６】
【表８】
表１と同様に最大利得の素子方向に装荷された可変容量ダイオードのみ最小値（最小値＝１２１．４１＋ｊ１０３．５５［Ω］；ｊは虚数単位）をとり、その他の可変容量ダイオードは最大値（最大値＝−ｊ５０［Ω］）となるパターンが得られた。このことは表１の指向性パターンによって、比較的鋭く比較的誤差の小さなＭＵＳＩＣスペクトラムが得られたことの裏付けとなるものである。
【０１１８】
さらに、適切な指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムについて以下に説明する。
【０１１９】
上記数２２の演算から、最大値及び最小値はそれぞれ、最大値＝５０［Ω］、最小値＝−１０３．５５−ｊ１２１．４１［Ω］であることが導かれた。この値を用いて形成される指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムは、より推定精度の高いものになると予想される。そこで、表１のＭＵＳＩＣスペクトラムと表８のＭＵＳＩＣスペクトラムの比較を試みる。現在試作している電子制御導波器アレーアンテナ装置１００では表８の最大値及び最小値の値は実現できないため、シミュレーションによる評価を行う。シミュレーションにおいても、図８の処理によって等価ウエイト行列Ｗの校正を行い、得られた校正後の等価ウエイト行列Ｗを用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算した。表１の最大値及び最小値はそれぞれ、−４．７７Ω及び−９０Ωとした。
【０１２０】
当該シミュレーションにおいては、０°から１０°間隔で平面波が１波到来するとして３６方位に対する到来方向推定を行った。図１９にその結果を示す。図１９から明らかなように、３６方位すべての角度において、表８の指向性パターンによって得られたＭＵＳＩＣスペクトラムの方が、表１の指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムよりも約１０ｄＢ程度高いピークが得られていることが分かる。このことから、本実施形態に係る等価ウエイト行列の校正方法を用いるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法では、得られるスペクトラムは使用する指向性パターンに依存することが改めて認識され、従来技術のアレーアンテナ装置１１０における受信信号を表現できる指向性パターンの方がより適切であることが示された。
【０１２１】
ここで、図１４において到来角４０°及び１７０°付近でスペクトラムのピークが鈍くなっていた原因について考察する。図１９のシミュレーション結果を見ると、表１の指向性パターンを用いた場合であっても、３６方位すべての角度においてほぼ同等のスペクトラムが得られており、特定の角度でピークが鈍くなるなどの特長は見受けられない。従って、表１の指向性パターンを用いたことが、特定の角度でピークが鈍くなっていることの本質的原因であるとは言いがたいと思料する。
【０１２２】
以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００による高分解能到来方向推定では指向性パターンを回転させて相関行列を生成するため、指向性パターンに応じたアンテナの校正を行う必要があり、第１の実施形態によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００の等価ウエイト行列Ｗを７つの指向性パターンから得られる信号部分空間によって校正する方法を提案した。本校正方法では７つの指向性パターンにオムニパターンを含むことが必要であり、適切な指向性パターンが存在することが分かった。
【０１２３】
電波暗室での実験結果では、本実施形態に係る校正方法を用いた場合には校正しない場合と比べて、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク値が２０ｄＢ程度高くなることが確認できた。角度推定誤差に関しても、等価ウエイト行列の校正時に用いた１２方位では１°以内（平均０．５°）、それ以外の１２方位では４°以内（平均１．２５°）の精度が得られた。また、適切な指向性パターンとして、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００と同一の形状を有する従来技術のアレーアンテナ装置１１０における各アンテナ素子の受信信号と同様の受信信号を得ることができる指向性パターンを導出した。シミュレーション結果から、適切な指向性パターンを用いた場合には表１の指向性パターンに比べて、ピーク値が１０ｄＢ程度向上することを確認した。
【０１２４】
次いで、周波数偏差の補償法に係る実験結果について以下に説明する。まず、周波数偏差０Ｈｚにおける規格化の影響について述べる。
【０１２５】
まず、周波数偏差０Ｈｚの受信信号にて本実施形態に係る周波数偏差の補償法が到来方向推定に影響を及ぼさないことを確認する。送受信間のカンニングによってキャリア同期は確立している。到来方向は０度、９０度、１２０度、１４０度及び１６０度とする。図２０には補償前／補償後のＭＵＳＩＣスペクトラムを示した。表９に補償前後の推定角度及びＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク値を示す。図２１において各到来角度における補償前後の角度推定誤差を示す。
【０１２６】
【表９】
これら図２０、図２１及び表９から明らかなように、受信信号にはランダムな熱雑音成分を含んでいるため、スペクトラムは全く同一にはならないが、規格化による劣化などの影響は見受けられず、規格化後の受信信号系列を用いた到来方向推定が可能であることが確認される。なお、本実施形態に係る実験結果は、上述の等価ウエイト行列の校正後のものである。
【０１２８】
次いで、周波数偏差を補償する規格化の有効性について説明する。ここで、周波数偏差量が＋５Ｈｚのときのｙｂｅｆｏｒｅ（ｐ）及びｙ（ｐ）のオムニパターンでの受信信号をそれぞれ図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に示し、ＭＵＳＩＣスペクトラムを図２２（ｃ）に示す。図２２（ａ）及び（ｂ）の上段の図は先頭のオムニパターンと６方位指向性パターンでの受信信号（Ｉチャンネルのみ）を時系列で表示したものであり、下段の図は先頭オムニパターンでの受信信号（Ｉチャンネル及びＱチャンネル）の信号配置図（コンスタレーション）である。各値はＡ／Ｄ変換後のデジタル値である。図２２（ａ）及び（ｂ）から明らかなように、周波数偏差の補償前には位相が回転しているのに対して、周波数偏差の補償後では位相回転が改善されている様子が分かる。図２２（ｃ）では、この改善効果から補償後に鋭いスペクトラムのピークが見られる。角度推定誤差は＋２°である。
【０１２９】
また、周波数偏差量が＋５０Ｈｚ、＋５００Ｈｚ、＋５ｋＨｚ、＋５０ｋＨｚ、＋５００ｋＨｚ及び＋５ＭＨｚの場合のＭＵＳＩＣスペクトラムをそれぞれ図２３乃至２８に示す。周波数偏差量が＋５０Ｈｚから＋５０ｋＨｚまでは、周波数偏差の補償後のＭＵＳＩＣスペクトラムに鋭いピークが見られるが、周波数偏差量が＋５ＭＨｚでは、周波数偏差を補償できていない様子が分かる。さらに、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚでは、周波数偏差の補償後においてピークは見受けられるが角度推定誤差が−６°と比較的大きく、周波数偏差の補償前の方が鋭いスペクトラムを得ている。
【０１３０】
シンボルレートは５００ｋＨｚであるため、周波数偏差量が＋５０Ｈｚでは１０００シンボルの間に位相が３６°程度、周波数偏差量が＋５００Ｈｚでは位相が１回転している様子が見受けられる。また、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚでは１シンボル毎に１回転しており、同じ位相でサンプリングするため、見かけ上、位相回転が停止しているように見える。周波数偏差量が＋５０ｋＨｚでは、周波数偏差量が＋５００ｋＨｚの１／１０にて回転しているため、周波数偏差の補償前の信号配置図（コンスタレーション）において位相回転の円周上にほぼ等間隔で１０箇所の固まりが見られる。
【０１３１】
以上の周波数偏差の補償法を用いたときのＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク及び角度推定誤差を表１０に示す。図２９は各到来角度における周波数偏差の補償前後の角度推定誤差である。
【０１３２】
【表１０】
表１０及び図２９から明らかなように、周波数偏差量が＋５Ｈｚから＋５０ｋＨｚまでにおいては、周波数偏差量が０Ｈｚの場合と比べて推定誤差には大きく影響しておらず、受信信号規格化による周波数偏差補償が機能していると考えられる。
【０１３４】
周波数偏差量が＋５００ｋＨｚの場合には、周波数偏差の補償後の角度推定誤差は−６°と周波数偏差量が＋５０ｋＨｚ以下の場合に比べて比較的大きく、周波数偏差補償の効果が低下していると考えられる。本実施形態では、シンボル同期、キャリア同期を送受信間のカンニングにより完全に確立しているため、周波数偏差の補償前においても位相回転がほとんど見られず補償後よりも高い推定精度と高いＭＵＳＩＣスペクトラムが得られた。
【０１３５】
また、周波数偏差量が＋５Ｈｚの場合にも、周波数偏差の補償前のＭＵＳＩＣスペクトラムは推定誤差を大きく含んでいることから、リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法において送受信間の周波数偏差による僅かな位相回転が推定精度を大きく劣化させることが分かった。
【０１３６】
以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置１００による高分解能到来方向推定では周期的に繰り返される同一送信信号を複数の指向性パターンにて受信するため、送受信間に周波数偏差があるシステムにおいては同一送信信号を受信するという前提が成立しないので、周波数偏差を補償する方法として、本実施形態によれば、指向性パターンで受信する直前にオムニパターンで受信し、指向性パターンでの受信信号をオムニパターン受信信号で規格化することによって位相回転を抑制する方法を提案した。
【０１３７】
上述の電波暗室での実験結果では、受信信号規格化の方法によって位相回転が大幅に改善され、鋭いＭＵＳＩＣスペクトラムが得られることが確認できた。中心周波数２．４８４ＧＨｚ、シンボルレート５００ｋＨｚに対して、周波数偏差量が５００ｋＨｚ（周波数偏差：２０１×１０−６）程度までは補償可能であることが分かった。このことは、２．４ＧＨｚ帯小電力データ通信システムの技術基準適合証明（周波数偏差基準：５０×１０−６）を受けた送受信機から構成されたシステムであれば、本実施形態に係る手法による周波数偏差の補償が適用できることを示している。電子制御導波器アレーアンテナ装置１００のリアクタンスドメイン信号処理においては、この送受信間の周波数偏差を補償することが重要な鍵となる。提案した受信信号規格化の方法はリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法だけでなく、リアクタンスドメイン信号処理を利用する他のアルゴリズムにも適用できる有用な方法であると考えられる。
【０１３８】
以上説明した実施形態では、（１＋６）素子のアレーアンテナ装置１００を用いたが、非励振素子の本数は６本に限定されず、任意の複数本であればよい。
【０１３９】
【発明の効果】
以上詳述したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、上記アレーアンテナ装置の互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナ装置で受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナ装置の各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正し、校正した等価ウエイト行列を用いてＭＵＳＩＣ法により受信信号の到来角を計算する。従って、上記電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、当該アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルを校正して、より高い分解能を得ることができる電波到来方向探知方法及び装置を提供することができる。
【０１４０】
また、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを用いてＭＵＳＩＣ法により受信信号の到来角を計算する。従って、電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いて電波到来角を探知するときに、送受信の変復調において周波数偏差があり受信信号の位相が回転している場合、周波数偏差を補償することができ、角度推定誤差を低減できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態に係る電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】 図１のアレーアンテナ装置１００で受信される、周期的シーケンス信号を含む無線信号と、受信指向性パターンとを示す平面図である。
【図４】 第１の実施形態で用いる、周期的シーケンス信号系列を示すタイミングチャートである。
【図５】 第２の実施形態で用いる、周期的に繰り返される送信信号のシーケンス信号を示すタイミングチャートである。
【図６】 図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第１の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。
【図７】 図１の電波到来方向探知コンピュータ２０によって実行される、第２の実施形態に係る電波到来方向推定処理を示すフローチャートである。
【図８】 図６のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。
【図９】 図７のサブルーチンである周波数偏差補償法を用いた等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ１１）を示すフローチャートである。
【図１０】 図６及び図７のサブルーチンである方位角推定処理（ステップＳ２，Ｓ１２）を示すフローチャートである。
【図１１】 実施例で用いる電波暗室における実験システムの構成を示すブロック図である。
【図１２】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理の実行の有無におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１３】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理を実行したときの到来角に対する角度推定誤差を示すグラフである。
【図１４】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理に用いた１２方位を除く到来方向に対する角度推定精度を示すＭＵＳＩＣスペクトラムのグラフである。
【図１５】 第１と第２の実施形態に係る等価ウエイトベクトルの校正処理に用いた方位角以外の角度推定誤差を示すグラフである。
【図１６】 第１と第２の実施形態においてオムニパターンを除いた６個の指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１７】 第１と第２の実施形態においてセクタパターンの準対角要素を最小値とした場合（表７）のＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図１８】 電子制御導波器アレーアンテナ装置と同一形状の従来技術のアレーアンテナ装置（７素子円形配列アレーアンテナ）とその受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１９】 図１８に図示した従来技術のアレーアンテナ装置と等価な指向性パターンによるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２０】 第２の実施形態に係る周波数補償前後にＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２１】 第２の実施形態に係る周波数補償前後における周波数偏差が０Ｈｚであるときの角度推定誤差を示すグラフである。
【図２２】 周波数偏差量が＋５Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２３】 周波数偏差量が＋５０Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２４】 周波数偏差量が＋５００Ｈｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２５】 周波数偏差量が＋５ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２６】 周波数偏差量が＋５０ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２７】 周波数偏差量が＋５００ｋＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２８】 周波数偏差量が＋５ＭＨｚのときのシミュレーション結果であって、（ａ）は第２の実施形態に係る周波数補償前におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｂ）は第２の実施形態に係る周波数補償後におけるＩチャンネルの時系列の信号波形を示す波形図及び信号配置図であり、（ｃ）は第２の実施形態に係る周波数補償前後におけるＭＵＳＩＣスペクトラムを示すグラフである。
【図２９】 第２の実施形態に係る周波数補償前後における周波数偏差を有するときの角度推定誤差を示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
２ａ…局部発振器、
２ｂ…混合器、
２ｃ…中間周波帯域通過フィルタ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…無線受信機、
５…混合器回路、
７…コントローラ、
９…同軸ケーブル、
１０…リアクタンス値コントローラ、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…リアクタンス値テーブルメモリ、
２０…電波到来方向探知コンピュータ、
２１…ＣＲＴディスプレイ、
２２…シーケンス信号発生器、
３０…回転機構、
５０…ホーンアンテナ装置、
５１…シーケンス信号発生器、
５２…信号発生器、
５３…混合器、
１００，１１０…アレーアンテナ装置。
Claims (8)
- 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正するステップと、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする電波到来方向探知方法。 - 上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする請求項１記載の電波到来方向探知方法。
- オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする請求項１又は２記載の電波到来方向探知方法。
- 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算するステップとを含むことを特徴とする電波到来方向探知方法。 - 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットと、互いに異なる複数のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットとによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出し、上記検出された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、計算した相関行列Ｒｙｙに基づいて固有値分解法を用いて各方位角毎の受信信号に対する固有値を計算し、最大値の固有値を各方位角の方向毎の固有値とし、上記各方位角の方向毎の固有値からなる固有値ベクトルを用いて、上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルからなる等価ウエイト行列を校正する第１の制御手段と、
上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号を検出し、上記複数の受信信号間の相関を表す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルと上記校正された等価ウエイト行列とに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする電波到来方向探知装置。 - 上記互いに異なる可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットは、上記アレーアンテナにより受信した受信信号と、上記アレーアンテナにおける非励振素子を励振素子とした別のアレーアンテナで受信した各受信信号を合成したときの合成受信信号とが実質的に同一になるような放射パターンに対する可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットであることを特徴とする請求項５記載の電波到来方向探知装置。
- オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号とし計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号とし計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算することを特徴とする請求項５又は６記載の電波到来方向探知装置。
- 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置において、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の所定の方位角の方向から送信された無線信号をそれぞれ、複数のパターンで上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各受信信号を検出するときに、オムニパターンのときの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値セットを設定した後、所定のセクタパターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットを設定する１組の設定を、上記セクタパターンが互いに異なるように複数回繰り返した各組の設定の状態において、互いに隣接する２つのオムニパターンでの２つの受信信号を、当該２つの受信信号の位相に基づく位相補償量で位相補償した信号を、オムニパターンでの受信信号として計算し、各組の設定におけるセクタパターンでの受信信号をオムニパターンでの受信信号で除算することにより規格化してなる信号を、セクタパターンでの受信信号として計算し、上記計算された複数の受信信号間の相関を示す相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された各相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記各相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された各固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトルに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する制御手段を備えたことを特徴とする電波到来方向探知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003046100A JP3936918B2 (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 電波到来方向探知方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003046100A JP3936918B2 (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 電波到来方向探知方法及び装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004257753A JP2004257753A (ja) | 2004-09-16 |
| JP2004257753A5 JP2004257753A5 (ja) | 2005-04-28 |
| JP3936918B2 true JP3936918B2 (ja) | 2007-06-27 |
Family
ID=33112744
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003046100A Expired - Fee Related JP3936918B2 (ja) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | 電波到来方向探知方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3936918B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006095584A1 (ja) * | 2005-03-09 | 2006-09-14 | Pioneer Corporation | アレーアンテナ装置、指向性制御方法および指向性制御プログラム |
| CN110907888A (zh) * | 2019-12-17 | 2020-03-24 | 哈尔滨工业大学（威海） | 一种基于波束形成的快速极化－doa估计方法 |
-
2003
- 2003-02-24 JP JP2003046100A patent/JP3936918B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004257753A (ja) | 2004-09-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040622 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040622 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070309 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |