JP3819384B2 - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを所望波信号の方向に向けるためのアレーアンテナの制御方法及び制御装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna）を用いたアレーアンテナの制御方法及び制御装置に関する。

アレーアンテナに入射する信号の到来角（Direction-of-Arrival：ＤＯＡ）の推定は、ディジタルアレー処理における興味ある、かつ重要な問題である。この問題を解決するために、いくつかの方法が提案されている。特に、非特許文献１に記載のＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズムは、漸近的に不偏推定量に近づく結果を提供するものとして広く知られている。

特許文献１及び非特許文献２及び３などにおいて提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、従来型のアレーアンテナに比べて低コスト、低電力消費でありかつ構成が簡単である。従って、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、移動体ユーザ端末へのアプリケーションとして非常に有望な候補である。しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置は単一ポートの出力構成であるので、従来型のアレーアンテナのためのアルゴリズムはそのままでは使用できない。

最近、特許文献１のアレーアンテナを用いて電波到来角を推定するために、改良されたＭＵＳＩＣアルゴリズムに基づく「リアクタンス領域ＭＵＳＩＣアルゴリズム」が提案されている（非特許文献４を参照。）。このアルゴリズムは、上記アレーアンテナの相関行列を取得し、また複数の入射信号の到来角を推定している。この従来技術のアレーアンテナの制御方法では、これに用いる電子制御導波器アレーアンテナ装置に固有の等価ウエイトベクトルの校正が十分でなかったために、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピークが鈍く分解能が低かった。そのため、複数の近接した到来波に対してポテンシャルを十分に発揮できず、これら複数の到来波を分解して探知することができないという問題点があった。

この問題点を解決するために、本発明者らは、素子数と同数の指向性パターンを回転させることによって相関行列を生成し，その信号部分空間から素子間結合を含んだ等価ウエイト行列を求めるキャリブレーション方法が有効であることを非特許文献９において示している。

特開２００１−２４４３１号公報。 特開２００３−１８８６３０号公報。 R. O. Schmidt, "Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. AP-34, No. 3, pp. 276-280, March, 1986。 T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。 T. Ohira, et al., "Equivalent weight vector and array factor formulation for Espar antennas," IEICE Technical Report, AP2000-44, SAT2000-41, NW2000-41, July, 2000。 プラプース・シリルほか，「エスパアンテナによるリアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」，電子情報通信学会技術研究報告，ＲＣＳ２００２−１４７，電子通信情報学会発行，２００２年８月。 大平孝，"エスパアンテナの等価ウエイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化"，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，電子情報通信学会発行，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月。 C. M. S. See, "Sensor array calibration in the presence of mutual coupling and unknown sensor gains and phases", Electronics Letters, Vol.30, No.3, pp.373-375, March 1994。 大鐘武雄ほか，"アダプティブアレーと移動通信（Ｉ）−移動通信伝搬路への適用−"，電子情報通信学会誌，電子情報通信学会発行，Ｖｏｌ．８１，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１２５４−１２６０，１９９８年１２月。 平田明史ほか，"屋内におけるエスパアンテナの空間相関に関する一考察"，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００２−４３，ｐｐ．１９−２３，電子情報通信学会発行，２００２年７月。 平田明史ほか，"等価ウエイト行列をキャリブレートしたエスパアンテナの高分解能到来方向推定"，電子情報通信学会研究技術報告，ＳＳＴ２００２−１２７，ＡＰ２００２−２２６，ＲＣＳ２００２−３４３，ＭｏＭｕＣ２００２−１５２，ＭＷ２００２−２３４，電子情報通信学会発行，ｐｐ．１−８，２００３年３月。

近年、リアクタンスドメイン信号処理によりアレー応答ベクトル（非特許文献７参照。）が電子制御導波器アレーアンテナ装置において利用できることが報告されている（非特許文献８参照。）が、アレーアンテナの適応制御方法については提案されていない。また、より高速でかつ高精度で所望波信号に対して主ビームを向けることができる適応制御方法が求められている。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較してより高速でかつ高精度で所望波信号に対して主ビームを向けることができるアレーアンテナの制御方法及び制御装置を提供することにある。

第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いたアレーアンテナの制御方法において、
上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルのみからなる等価ウエイト行列Ｗを校正するステップと、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の放射パターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において、送信側からの所定の参照信号を含む無線信号を上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号をそれぞれ各受信信号として検出し、上記検出された各受信信号及び上記参照信号のみに基づいて準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップと、
上記校正された等価ウエイト行列Ｗを用いて、上記計算された準最適解であるウエイトベクトルｗに対応する指向性パターンＤ（φ）を計算し、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の組み合わせである複数のセットについて予め計算された複数の指向性パターンＤｒ（φ）と、上記計算された指向性パターンＤ（φ）との間の相関係数ρ_ｐａｔを計算することにより、最大の相関係数ρ_ｍａｘに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを検索し、計算した可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを上記各可変リアクタンス素子に設定することにより所望波信号に主ビームを向けるように適応制御するステップとを含むことを特徴とする。

上記アレーアンテナの制御方法において、上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップは、ゼロ−フォーシング法を用いてゼロ−フォーシング解を準最適解として求めることを特徴とする。とって代わって、上記アレーアンテナの制御方法において、上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップは、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法を用いてＳＭＩ解を準最適解として求めることを特徴とする。

第２の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いたアレーアンテナの制御装置において、
上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルのみからなる等価ウエイト行列Ｗを校正する手段と、
上記アレーアンテナの互いに異なる複数の放射パターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において、送信側からの所定の参照信号を含む無線信号を上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号をそれぞれ各受信信号として検出し、上記検出された各受信信号及び上記参照信号のみに基づいて準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段と、
上記校正された等価ウエイト行列Ｗを用いて、上記計算された準最適解であるウエイトベクトルｗに対応する指向性パターンＤ（φ）を計算し、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の組み合わせである複数のセットについて予め計算された複数の指向性パターンＤｒ（φ）と、上記計算された指向性パターンＤ（φ）との間の相関係数ρ_ｐａｔを計算することにより、最大の相関係数ρ_ｍａｘに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを検索し、計算した可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを上記各可変リアクタンス素子に設定することにより所望波信号に主ビームを向けるように適応制御する手段とを含むことを特徴とする。

上記アレーアンテナの制御装置において、上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段は、ゼロ−フォーシング法を用いてゼロ−フォーシング解を準最適解として求めることを特徴とする。とって代わって、上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段は、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法を用いてＳＭＩ解を準最適解として求めることを特徴とする。

従って、本発明によれば、上記校正された等価ウエイト行列Ｗを用いて、準最適解であるウエイトベクトルｗに対応する指向性パターンＤ（φ）を計算し、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の組み合わせである複数のセットについて予め計算された複数の指向性パターンＤｒ（φ）と、上記計算された指向性パターンＤ（φ）との間の相関係数ρ_ｐａｔを計算することにより、最大の相関係数ρ_ｍａｘに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを検索し、計算した可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを上記各可変リアクタンス素子に設定することにより所望波信号に主ビームを向けるように適応制御したので、従来技術に比較して高速でかつ高精度で適応制御できる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。

図１は本発明に係る実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、特許文献１において開示された、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えて構成されている電子制御導波器アレーアンテナ装置（以下、アレーアンテナ装置という。）１００と、無線受信機４と、適応制御コントローラ２０とを備えている。適応制御コントローラ２０は、例えばディジタル計算機で構成され、本実施形態では、図６及び図７に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（図８のステップＳ５）を実行した後、リアクタンスドメインの信号処理による準最適解をゼロ−フォーシング（Zero-forcing）法を用いて計算するＺｆ解計算処理（図９のステップＳ２）を実行することによりＺｆ解であるウエイトベクトルｗを計算し、計算したウエイトベクトルｗに実質的に対応する振幅指向性パターンを、図４の基本リアクタンスセットと図５の詳細リアクタンスセットから検索する指向性パターンマッチング処理（図１０のステップＳ３）を実行することにより適応制御するためのリアクタンスセットの最終解を求めて設定することを特徴としている。すなわち、本実施形態では、アレー応答ベクトルから適応制御の準最適解を求め、その指向性と最も相関が高いパターンを形成するリアクタンスセットを電子制御導波器アレーアンテナ装置の最終解とすることを提案し、短時間の参照信号にて最終解を得ることができることを以下に示す。

図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。励振素子Ａ０及び各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、本実施形態では０．２３λである。また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。接地導体１１は、図２に示すように、半径λ／２の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ／４の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル９を介して無線受信機４の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。

図２のアレーアンテナ装置１００の縦断面図において、励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、例えば、制御電圧（又はバイアス電圧）が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧は適応制御コントローラ２０からのリアクタンス値信号を介して印加される。適応制御コントローラ２０は、リアクタンス値テーブルメモリ１３内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した６個のＤ／Ａ変換器（図示せず。）を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値をリアクタンス値信号としてアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加することにより、アレーアンテナ装置１００上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。

可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。

図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された無線信号である受信信号は、励振素子Ａ０に接続された同軸ケーブル９から出力される。出力された受信信号は、無線受信機４の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、適応制御コントローラ２０に出力する。さらに、適応制御コントローラ２０は、入力される中間周波信号に基づいて、図６及び図７に示すように、等価ウエイト行列を校正して計算する処理（図８のステップＳ５）を実行した後、リアクタンスドメインの信号処理による準最適解をゼロ−フォーシング（Zero-forcing）法を用いて計算するＺｆ解計算処理（図９のステップＳ２）を実行することによりＺｆ解であるウエイトベクトルｗを計算し、計算したウエイトベクトルｗに実質的に対応する振幅指向性パターンを、図４の基本リアクタンスセットと図５の詳細リアクタンスセットから検索する指向性パターンマッチング処理（図１０のステップＳ３）を実行することにより適応制御するためのリアクタンスセットの最終解を求めて設定する。

なお、ここで、上記ステップＳ１の処理を実行するときに、適応制御コントローラ２０からの制御信号に基づいて、アレーアンテナ装置１００を励振素子Ａ０を中心軸として回転させる回転機構３０が設けられている。

次いで、まず、非特許文献４において開示されている「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」について以下に説明する。

「リアクタンスドメインＭＵＳＩＣ法」はアレーアンテナ装置１００のリアクタンスドメイン信号処理によって生成される相関行列を利用した高分解能到来方向推定法である。非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように設定し、それぞれの指向性パターンによって受信された、同一のシーケンス信号系列を含む受信信号ｙ（ｔ）に基づいて相関行列Ｒ_ｙｙ（式（８））を生成する（図３参照。）。そして、この相関行列にＭＵＳＩＣ法を適用して到来方向推定を行うことができる。

表１に記載の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_ｍｋ（ｍ＝０，１，２，…，６；ｋ＝１，２，…，６）の７組のセットは、１つのオムニパターンを発生するためのセットと、表１に示すように、それぞれ励振素子Ａ０から各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に向かう方向の６個のセクタパターンとを発生するためのセットとを含む。なお、本実施形態においては、上記の７つのパターンを用いているが、本発明はこれに限らず、複数の所定のパターンを用いてもよい。表１において、最大値及び最小値はそれぞれ、装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値の可動範囲の最大値及び最小値を意味する。また、本実施形態においては、送信側の無線送信機のシーケンス信号発生器（図示せず。）は、図３に示すように、表１に示す各パターンで、互いに所定のガードタイムを挟み、それぞれＰシンボル（例えば、２ｍｓｅｃ）×７パターンに所定の演算時間（マージン時間）を加えたシーケンス信号を順次発生し、シーケンス信号発生器で発生されるシーケンス信号を含む受信信号ｙ（ｔ）の相関行列Ｒ_ｙｙ（式（８））を計算してＭＵＳＩＣ法を適用する。

Ｌ個の波の平面波がアレーアンテナ装置１００に到来するとき、表１のｍ番目の指向性パターン（ｍ＝０，１，…，６）で受信される受信信号は次式で表される。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して用いることとする。

［数式１］
ｙ_ｍ（ｔ）＝ｗ_ｍ ^ＴＡｕ（ｔ）＋ｎ（ｔ） （１）

ここで、行列Ａは次式で表される。

［数式２］
Ａ＝［ａ（φ_１）， …， ａ（φ_Ｌ）］ （２）

また、ａ（φ_ｌ）は到来角φ_ｌ（ｌ＝１，２，…，Ｌ）における方向ベクトルであり、ｕ（ｔ）は次式で表される到来する無線信号である。

［数式３］
ｕ（ｔ）＝［ｕ_１（ｔ）， …， ｕ_Ｌ（ｔ）］^Ｔ （３）

さらに、ｎ（ｔ）は熱雑音であり、上付き添字^Ｔは行列の転置を表す。ｗ_ｍは等価ウエイトベクトルであり、素子間結合を含めたインピーダンス行列Ｚを用いて、次式で表される（例えば、非特許文献５参照。）。

［数式４］
ｗ_ｍ＝２ｚ_ｓ（Ｚ＋ｄｉａｇ［ｚ_ｓ ｊｘ_ｍ１ … ｊｘ_ｍ６］）^−１ｕ_０ （４）

ここで、等価ウエイトベクトルとは、アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルである。ｚ_ｓは受信機の内部インピーダンスであり、ｕ_０は次式で表される単位ベクトルである。

［数式５］
ｕ_０＝［１，０，０，０，０，０，０］^Ｔ （５）

上記等価ウエイトベクトルからなる次式の行列Ｗを
［数式６］
Ｗ＝［ｗ_０ ｗ_１ … ｗ_６］^Ｔ （６）
「等価ウエイト行列」と定義し（なお、等価ウエイト行列Ｗとは、アレーアンテナ装置１００において可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的な行列である。）、ベクトル表記の受信信号系列を次式で表されるとすると、
［数式７］
ｙ（ｔ）
＝［ｙ_０（ｔ） ｙ_１（ｔ） … ｙ_６（ｔ）］^Ｔ
＝ＷＡｕ（ｔ）＋ｎ（ｔ） （７）
相関行列と固有ベクトルの関係から、複数の受信信号から検出した複数のシーケンス信号間の相関行列Ｒ_ｙｙは次式で表される。

ここで、Ｅ［・］はエルゴード性を仮定した所定の時間期間における時間平均値（又はアンサンブル平均値）であり、上付き添字^Ｈは行列のエルミート転置を表す。λ_ｉは固有値であり、ｅ_ｌは信号部分空間を張る第ｌの固有ベクトル（ｌ＝１，２，…，Ｌ）である。すなわち、相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解することにより７個の固有値と７個の固有ベクトルを得ることができる。

アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムは等価ウエイト行列を用いて、次式で表される。

ここで、
［数式８］
Ｅ_Ｎ≡［ｅ_Ｌ＋１ … ｅ_７］ （１０）
である。

すなわち、ＭＵＳＩＣ法では、雑音の固有ベクトルからなる行列Ｅ_ＮによりＭＵＳＩＣスペクトルを計算でき、これに基づいて到来角を計算できる。

次いで、オムニパターンを含めた７つの指向性パターンを用いて、信号部分空間からアレーアンテナ装置１００の「等価ウエイト行列」の校正処理（図７のステップＳ５）について以下に説明する。

上記式（４）においてインピーダンス行列Ｚの各要素は未知である。鋭いＭＵＳＩＣスペクトラムを求め角度分解能を向上させるためには、このインピーダンス行列Ｚを含んだ等価ウエイト行列Ｗを校正する必要がある。本実施形態では、校正方法として７つの指向性パターンで受信した受信信号系列を用いて、信号の固有値に対応する信号固有ベクトルによって等価ウエイト行列を推定する方法を提案する。校正では到来波は１波のみ（Ｌ＝１）とし、平面波を１２方位から順次に到来させる。

校正の手順の具体的な詳細は後述するが、その概略を説明すると、図８に示すように、まず、受信アンテナであるアレーアンテナ装置１００から見た電波到来方向の方位角φを０°に固定する（ステップＳ１２）。次に、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を表１のように７通り（ｍ＝０，１，…，６）に設定し、指向性パターンを回転させて受信信号系列ｙ_ｍ（ｔ）を取得する（ステップＳ１３−Ｓ１６）。ｔはサンプリング時刻を表し、１シンボルにつき１回サンプリングを行う。指向性パターン毎にＰサンプル（＝Ｐシンボル）の信号を受信する。受信信号系列を上記式（７）のようにベクトル表記し（ステップＳ１８）、上記式（８）の相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解した後（ステップＳ１９）、信号の固有値（最大値の固有値）に対応する信号固有ベクトルｅ_１ ^（１）を取得する（ステップＳ２０）。

次いで、電波到来方向の方位角φを３０°に固定し（ステップＳ１２）、同様の手順によって信号固有ベクトルｅ_１ ^（２）を取得する（ステップＳ１３−Ｓ２０）。以降、電波到来方向の方位角φを０°から３０°間隔で１２方位に順に設定し、同様の手順を繰り返すと１２個の信号固有ベクトルが得られる（Ｓ１２−Ｓ２２の繰り返しフロー）。電波到来方向は既知であり、その方向の方向ベクトルも既知であるため、次式が成立する。

［数式９］
［ｅ_１ ^（１） ｅ_１ ^（２） … ｅ_１ ^（１２）］
＝Ｗ［ａ（φ_１） ａ（φ_２） … ａ（φ_１２）］ （１１）

ここで、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有ベクトル［ｅ_１ ^（１） ｅ_１ ^（２） … ｅ_１ ^（１２）］を行列Ｅ_ｓと置き換え、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列［ａ（φ_１） ａ（φ_２） … ａ（φ_１２）］を行列Ａと置き換えると、等価ウエイト行列Ｗは次式で表される（例えば、非特許文献６参照。）。

［数式１０］
Ｗ＝Ｅ_ｓＡ^Ｈ（ＡＡ^Ｈ）^−１ （１２）

上記式（１２）から明らかなように、等価ウエイト行列Ｗを、上述の校正手順で計算された各方位角での最大値の固有値からなる固有ベクトルの行列と、各方位角毎のステアリングベクトルからなるステアリング行列とを用いて校正している。

なお、アレーアンテナ装置１００の方向ベクトルａ（φ）は次式で表される。

［数式１１］
ａ（φ）
＝［１ ｅｘｐ（ｊ（π／２）ｃｏｓ（φ−φ_１） …
ｅｘｐ（ｊ（π／２）ｃｏｓ（φ−φ_６）］^Ｔ
（１３）

ここで、
［数式１２］
φｍ＝（π／３）（ｍ−１），ｍ＝１，２，…，６ （１４）
である。

次いで、リアクタンスドメインの信号処理による準最適解を求める解法について詳細説明する。リアクタンスドメインの信号処理とは、指向性パターンを回転し受信した複数の信号系列に演算を施すことを指す。本実施形態では、この受信信号系列にゼロ−フォーシング（Zero-forcing）法（非特許文献７参照。）を用いて準最適解（準ウィーナー解ともいう。）である（Zero-forcing解（以下、Ｚｆ解という。）を導く。ゼロ−フォーシング法は、干渉波到来方向に強制的にヌル（NULL）を向けるため短い信号系列長においても比較的安定したパターンが形成されやすい。

アレーアンテナ装置１００の素子数７と同数の指向性パターンでの受信信号ベクトルを上述と同様に次式で表す。

［数式１３］
ｙ（ｔ）＝［ｙ_０（ｔ）ｙ_１（ｔ）…ｙ_６（ｔ）］^Ｔ （１５）

このとき、図３に示すように、参照信号パターンＡを含む所望波信号と、参照信号パターンＢを含む干渉波信号とがアレーアンテナ装置１００に到来しているとき、独立な２波到来時の所望波信号及び干渉波信号の各参照信号ｕ０（ｔ），ｕ１（ｔ）をまとめて次式の参照信号ベクトルで表す。

［数式１４］
ｕ（ｔ）＝［ｕ_０（ｔ）ｕ_１（ｔ）］^Ｔ （１６）

このとき、アレーアンテナ装置１００との相関行列Ｐ_ｙｕは次式で表される。

［数式１５］
Ｐ_ｙｕ＝Ｅ［ｙ（ｔ）ｕ^Ｈ（ｔ）］ （１７）

ここで、相関行列Ｐ_ｙｕは、参照信号ｕ_０（ｔ），ｕ_１（ｔ）を含む受信信号を受信しているときの受信信号ｙ（ｔ）と、当該制御装置内の適応制御コントローラ２０で有する（予め格納する）参照信号ｕ（ｔ）との間の相関を表すものである。また、参照信号ベクトル同士の相関行列Ｒ_ｕｕは次式で表される。

［数式１６］
Ｒ_ｕｕ＝Ｅ［ｕ（ｔ）ｕ^Ｈ（ｔ）］ （１８）

これらの相関行列Ｐ_ｙｕ及びＲ_ｕｕを用いてアレー応答ベクトルの推定値Ｈｅは次式で表される。

［数式１７］
Ｈｅ＝Ｐ_ｙｕＲ_ｕｕ ^−１ （１９）

このとき、Ｚｆ解は次式で表される。
［数式１８］
ｗ＝（Ｈｅ^Ｔ）^＋ｇ （２０）

ここで、(・)^＋は一般逆行列であり、ｇは所望波信号のみの受信を拘束するベクトルであり、ｕ_０（ｔ）を所望波信号の参照信号とすると次式で表される。

［数式１９］
ｇ＝［１ ０］^Ｔ （２１）

以上の行列演算において、Ｅ［・］はエルゴード性を仮定した時間平均、^Ｔ及び^Ｈは転置及び複素共役転置を表す。なお、Ｈｅ及びｗの導出については、当該明細書の最後部に添付した付録において、ゼロ−フォーシング法に関する数式の導出を詳細説明した。

また、以上の実施形態においては、ゼロ−フォーシング法を用いて準最適解を求めているが、本発明はこれに限らず、例えば、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法を用いて準最適解（ＳＭＩ解）を求めてもよい。このとき、受信信号ベクトルｙ（ｔ）の相関行列Ｒ_ｙｙは次式で表される。

［数式２０］
Ｒ_ｙｙ＝Ｅ［ｙ（ｔ）ｙ^Ｈ（ｔ）］ （２２）

また、所望波信号の参照信号ｕ_０（ｔ）との相関行列Ｐ_ｙｓは次式で表される。

［数式２１］
Ｐ_ｙｓ＝Ｅ［ｙ（ｔ）ｕ_０ ^＊（ｔ）］ （２３）

これらの相関行列Ｒ_ｙｙ及びＰ_ｙｓを用いて、ＳＭＩ解は次式により求めることができる。

［数式２２］
ｗ_ｓｍｉ＝Ｒ_ｙｙ ^−１Ｐ_ｙｓ （２４）

以上の行列演算において、^＊は複素共役を表す。ＳＭＩ解は所望波の参照信号のみが受信側で既知であればよく、干渉波を抑圧するために干渉波の参照信号を必要としないという利点がある。

次いで、リアクタンス空間へのマッチング処理について以下に説明する。Ｚｆ解からエスパアンテナのリアクタンスセットを導出する必要があるが、Ｚｆ解は複素数でありリアクタンスは虚部のみであるため、Ｚｆ解からリアクタンス空間への展開は容易ではない。そこで、リアクタンス空間を部分的に最尤推定し、リアクタンスセットが形成する指向性パターンＤ_ｒ（φ）とＺｆ解によるパターンＤ（φ）との相関係数が最大となるものを最終解として選択する。Ｚｆ解であるウエイトベクトルｗによる振幅指向性パターン（対数表示）は次式で表される。

［数式２３］
Ｄ（φ）＝２０・ｌｏｇ｜ｗ^ＴＷａ（φ）｜ （２５）

なお、ＳＭＩ解ｗ_ｓｍｉによる振幅指向性パターン（対数表示）Ｄ（φ）は次式で表される。

［数式２４］
Ｄ（φ）＝２０・ｌｏｇ｜ｗ_ｓｍｉ ^ＨＷａ（φ）｜ （２６）

ここで、Ｗは上述の校正後の等価ウエイト行列（非特許文献９参照。）であり、ａ（φ）は方位角φの方向ベクトルである。Ｄ_ｒ（φ）は予め測定して適応制御コントローラ２０の一時記憶メモリに保持しておく。上記相関係数ρ_ｐａｔは次式で表される。なお、〈・〉はφ＝［０，２π］の区間における積分を表す。

図４は図６の適応制御処理において用いる基本リアクタンスセットを示す表である。図４の基本リアクタンスセットでは、各リアクタンス値ｘ１乃至ｘ６において−９０Ωと０Ωの２値の組み合わせたセット（２^６−２通り）となっている。なお、図４のｐｚは基本リアクタンスセットにおけるリアクタンスセットパラメータである。

また、図５は図６の適応制御処理において用いる詳細リアクタンスセットの一部を示す表である。図５の例では、基本リアクタンスセット［−９０，０，０，０，０，０］において、−９０Ωを−８０、−７０、−６０、−５０Ωに変化するとともに、０Ωを−１０，−２０，−３０，−４０Ωに変化した場合を示している。すなわち、図５では、基本リアクタンスセット［−９０，０，０，０，０，０］を代表セットとして選択した後に、上述のごとく詳細変化したときの５^６−１通りのセットを含んでいる。以上の例では、基本リアクタンスセット［−９０，０，０，０，０，０］を代表セットとして選択した例について説明しているが、他の基本リアクタンスセットが選択されたときは、そのセットにおいて、−９０Ωを−８０、−７０、−６０、−５０Ωに変化するとともに、０Ωを−１０，−２０，−３０，−４０Ωに変化した詳細リアクタンスセットを用いることになる。なお、図４及び図５において、ρ_ｐａｔは相関係数の計算例を示している。また、図５のｐｚは詳細リアクタンスセットにおけるリアクタンスセットパラメータである。

図６は本実施形態に係る適応制御コントローラ２０によって実行される、実施形態に係る適応制御処理を示すフローチャートである。図６のステップＳ１において事前処理を実行し、ステップＳ２においてＺｆ解計算処理を実行した後、ステップＳ３において指向性パターンマッチング処理を実行して当該適応制御処理を終了する。

図７は図６のサブルーチンである事前処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。図７のステップＳ４においては指向性パターン取得処理を実行する。ここでは、公知の方法により、電波暗室内のアレーアンテナ装置１００から所定の送信信号を送信したときに、各リアクタンスセットを設定したときにそれぞれ、アレーアンテナ装置１００の近傍や遠界で電界強度を測定することにより、アレーアンテナ装置１００の指向性パターンＤｒ（φ）を測定して、適応制御コントローラ２０の一時記憶メモリに格納しておく。次いで、ステップＳ５において等価ウエイト行列を校正して計算する処理（図８）を実行して、元のメインルーチンに戻る。

なお、図７において、指向性パターン取得処理を事前処理に含んでいるが、本発明はこれに限らず、図６の適応制御処理を実行する前の前置処理としてもよい。すなわち、アレーアンテナ装置１００の製造後の固有値を測定処理として実行することが好ましい。

図８は図７のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ５）を示すフローチャートである。なお、リアクタンス値テーブルメモリ１３には所定の放射パターンを順次設定するために、例えば、表１に示した７組のリアクタンス値セット（ｍ＝０，１，２，…，６）が格納されている。ただし、これは一例であって、少なくとも１組のオムニパターンと複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含む、互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。もしくは、オムニパターンを含まない、複数組のセクタパターンのリアクタンス値セットを含む、互いに異なる複数のリアクタンス値セットであってもよい。

図８のステップＳ１１において、電波到来方向設定パラメータｎを１に初期化し、ステップＳ１２において、回転機構３０を用いてアレーアンテナ装置１００を、モータを用いて機械的に回転させて送信無線信号に対して到来方位角φ＝３０×（ｎ−１）［度］となるように設定する。次いで、ステップＳ１３において、放射パターンパラメータｍを０に初期化し、ステップＳ１４において、リアクタンス値テーブルメモリ１３からｍ番目のリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置１００の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定する。そして、ステップＳ１５において、受信信号ｙ_ｍ（ｔ）を受信して適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ１６において放射パターンパラメータｍ≧６であるか否かが判断され、ＮＯであるときは、ステップＳ１７で放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ１４に戻る。一方、ステップＳ１６でＹＥＳであるときは、ステップＳ１８に進む。

次いで、ステップＳ１８で適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納された７個の受信信号ｙ_ｍ（ｔ）を上記式（７）のように受信信号ベクトルとして適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納し、ステップＳ１９で、受信信号ベクトルに基づいて上記式（８）を用いて相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、固有値分解法を用いて受信信号に対する複数の固有値及び複数の固有ベクトルを計算する。さらに、ステップＳ２０において、計算された複数の固有ベクトルのうち信号の固有値（最大の固有値）に対応する固有ベクトルをｅ_１ ^（ｎ）とし、ステップＳ２１において電波到来方向設定パラメータｎ≧１２であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ２２に進み、電波到来方向設定パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ１２に戻る。一方、ステップＳ２１でＹＥＳであるときは、ステップＳ２３に進み、得られた信号固有ベクトルからなる行列Ｅ_Ｓと、各放射パターンのステアリングベクトルからなるステアリング行列Ａとに基づいて、上記式（１１）に基づく上記式（１２）を用いて校正された等価ウエイト行列Ｗを推定して計算して、元のメインルーチンに戻る。

図９は図６のサブルーチンであるＺｆ解演算処理（ステップＳ２）を示すフローチャートである。

図９のステップＳ３１において、まず、放射パターンパラメータｍを０にリセットした後、ステップＳ３２においてリアクタンス値テーブルメモリからｍ番目のリアクタンス値セットを読み出してアレーアンテナ装置の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定し、ステップＳ３３において受信信号ｙ_ｍ（ｔ）を受信して適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納する。次いで、ステップＳ３４においてｍ≧６であるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ３５に進み、放射パターンパラメータｍを１だけインクリメントした後、ステップＳ３２に戻る。一方、ステップＳ３４でＹＥＳのときはステップＳ３６に進む。

ステップＳ３６において適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納された７個の受信信号ｙ_ｍ（ｔ）を数７のように受信信号ベクトルとして適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリに格納する。次いで、ステップＳ３７において受信信号ベクトルｙ（ｔ）及び参照信号ベクトルｕ（ｔ）に基づいて式（１４）を用いて、相関行列Ｐ_ｙｕを計算する式（１４）を計算する。さらに、ステップＳ３８において式（１５）、式（１６）及び式（１９）を用いてアレー応答ベクトルの推定値Ｈｈを計算し、ステップＳ３９において式（１８）を用いてＺｆ解であるウエイトベクトルｗを計算して、元のメインルーチンに戻る。

図１０は図６のサブルーチンである指向性パターンマッチング処理（ステップＳ３）を示すフローチャートである。

図１０においてまず、ステップＳ３１においてＺｆ解による振幅指向性パターン（対数表示）Ｄ（φ）を式（２５）を用いて計算し、ステップＳ３２において適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリから、オムニパターンのＤ_ｒ（φ）を読み出し、式（２７）を用いて相関係数ρ_ｐａｔを計算する。そして、ステップＳ３３で、上記計算した相関係数ρ_ｐａｔを最大相関係数ρ_ｍａｘとして設定する。また、ステップＳ３４において、基本リアクタンスセット数ＰＺとして、（２^６−２）をセットし、ステップＳ３５においてＤ（φ）、ρ_ｍａｘ及びＰＺを引数とする図１１の指向性パターン相関係数演算処理を実行する。この処理を実行することにより、相関係数ρ_ｐａｔの最大値ρ_ｍａｘと、それに対応するリアクタンスセットパラメータｐｚ_ｍａｘの値が演算結果値として返される。ここで、ステップＳ３６においてｐｚ_ｍａｘをｐｚ１_ｍａｘとおき、ρ_ｍａｘをρ１_ｍａｘとおく。

次いで、ステップＳ３７において、詳細リアクタンスセット数ＰＺとして、（５^６−１）をセットし、ステップＳ３８においてＤ（φ）、ρ_ｍａｘ及びＰＺを引数とする図１１の指向性パターン相関係数演算処理を実行する。この処理を実行することにより、相関係数ρ_ｐａｔの最大値ρ_ｍａｘと、それに対応するリアクタンスセットパラメータｐｚ_ｍａｘの値が演算結果値として返される。ここで、ステップＳ３９においてｐｚ_ｍａｘをｐｚ２_ｍａｘとおき、ρ_ｍａｘをρ２_ｍａｘとおく。そして、ステップＳ４０においてρ１_ｍａｘ≧ρ２_ｍａｘであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４１に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４２に進む。ステップＳ４１において、基本リアクタンスセットでの最大相関係数ρ１_ｍａｘの指向性パターンを形成するリアクタンスセットを最終解として可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定して元のメインルーチンに戻る。一方、ステップＳ４２においてρ２_ｍａｘの指向性パターンを形成するリアクタンスセットを最終解として可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に設定して元のメインルーチンに戻る。

図１１は図１０のサブルーチンである指向性パターン相関係数演算処理（ステップＳ３５，Ｓ３８）を示すフローチャートである。この処理は、Ｄ（φ）、ρ_ｍａｘ及びＰＺを引数として指向性パターン相関係数演算処理を実行することにより、相関係数ρ_ｐａｔの最大値ρ_ｍａｘと、それに対応するリアクタンスセットパラメータｐｚ_ｍａｘの値が演算結果値として返す処理である。

まず、ステップＳ５１において、リアクタンスセットパラメータｐｚを１にリセットし、ステップＳ５２において適応制御コントローラ２０内の一時記憶メモリから対応する振幅指向性パターンＤｒ（φ）を読み出し、式（２７）を用いて相関係数ρ_ｐａｔを計算する。そして、ステップＳ５３においてρ_ｐａｔ＞ρ_ｍａｘであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ５４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ５５に進む。ステップＳ５４において直前に計算した相関係数ρ_ｐａｔをその最大値ρ_ｍａｘとして設定し、それに対応するリアクタンスセットパラメータｐｚをｐｚ_ｍａｘとして設定する。さらに、ステップＳ５５において、ｐｚ≧リアクタンスセット数ＰＺであるか否かが判断され、ＮＯのときはステップＳ５６に進み、リアクタンスセットパラメータｐｚを１だけインクリメントした後、ステップＳ５２に戻る。一方、ステップＳ５５でＹＥＳであるときは、元のメインルーチンに戻る。

以上の実施形態においては、１本の励振素子Ａ０と６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いて電子制御導波器アレーアンテナ装置を構成しているが、本発明はこれに限らず、非励振素子は複数本であればよい。

図３に示す本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置を用いて、電波暗室内にて３６０°方向から所望波信号、２２５°方向から干渉波信号が到来する環境における適応制御実験を行った。参照信号はＰ＝１６シンボルとした。入力ＳＮＲは２０ｄＢである。本実施形態に係る適応制御方法のシステム条件として、所望波及び干渉波のトレーニング区間が同時に到来するような時分割のシステムであることが挙げられる。また、Ｚｆ解を用いる場合には、所望波信号の参照信号パターンＡ及び干渉波信号の参照信号パターンＢが既知であること、一方、変形例に係るＳＭＩ解を用いる場合には、所望波信号の参照信号パターンが既知である必要がある。但し、時分割の無線通信システムでなくとも干渉波信号が所望波の反射波として到来する場合（符号間干渉）には、所望波及び干渉波は同期しているため本適応制御方法を利用することができる。

図１２は本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の実験に用いたリアクタンスセットにおけるリアクタンス値、相関係数及びＳＩＮＲを示す表である。また、図１３は本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の実験結果であって、振幅指向性パターンを示す図である。図１２から明らかなように、相関係数ρ_ｐａｔが高いほど高い出力ＳＩＮＲが得られる傾向があり、評価関数として利用できることが分かる。また、図１３から明らかなように、本発明に係る準最適解であっても、干渉波信号に対してヌルを向けることができることがわかる。

以上説明したように、本実施形態によれば、リアクタンスドメイン信号処理によってエスパアンテナ適応制御の最終解を導出する方法を提案し、１１２シンボル＋α（演算時間）の短い参照信号により解を得ることを示した。従来技術である特許文献２に係るアレーアンテナの制御方法では、適応制御のトレーニング区間に少なくとも１０００シンボルを要していたが、本実施形態に係る適応制御方法では、リアクタンスセットの準最適解へのマッチングをとることによって１１２シンボル＋α（演算時間）に短縮することが可能となる。従って、大幅に高速化することができる。また、適応制御の方位角についても、予め記憶する振幅指向性パターンＤ（φ）をより細かい方位角φで記憶することにより高精度で適応制御可能である。

＜付録＞
ゼロ−フォーシング法に関する数式の導出方法について以下に説明する。ここで、所望波信号の参照信号ｕ_０（ｔ）、干渉波信号の参照信号ｕ_１（ｔ）が同時に到来し、アレーアンテナ装置１００によってウエイトベクトルｗで受信するとき、そのアレー出力信号ｘ（ｔ）は次式で表される。

［数式２５］
ｘ（ｔ）＝ｗ^Ｔｈ_０ｕ_０（ｔ）＋ｗ^Ｔｈ_１ｕ_１（ｔ） （２８）

ここで、ｈ_０及びｈ_１はそれぞれ所望波信号ｕ_０（ｔ）及び干渉波信号ｕ_１（ｔ）に対するアレー応答ベクトルである。所望波信号のみを受信し、干渉波信号を抑圧するためには、次式が成り立つウエイトベクトルｗを求めればよい。

［数式２６］
ｗ^Ｔｈ_０＝ｈ_０ ^Ｔｗ＝１ （２９）
［数式２７］
ｗ^Ｔｈ_１＝ｈ_１ ^Ｔｗ＝０ （３０）

ここで、所望波信号及び干渉波信号に対するアレー応答ベクトルをＨ^Ｔとし、所望波信号のみの受信を拘束するベクトルをｇとすると、Ｈ^Ｔ及びｇは次式で表される。

［数式２８］
Ｈ^Ｔ＝［ｈ_０ ｈ_１］^Ｔ （３１）
［数式２９］
ｇ＝［１ ０］^Ｔ （３２）

従って、ウエイトベクトルｗは次式を用いて求められる。

［数式３０］
ｗ＝（Ｈ^Ｔ）^＋ｇ （３３）

ここで、（Ｈ^Ｔ）^＋はムーア・ペンローズ（Moore-Penrose）の一般逆行列であり、次式で表される。

［数式３１］
（Ｈ^Ｔ）^＋＝Ｈ^＊（Ｈ^ＴＨ^＊）^−１ （３４）

ここで、^＊は複素共役を表す。

ところで、アレー応答ベクトルは一般に未知であるためＨは計算により推定される必要がある。いま、各アレー素子で受信される受信信号ベクトルｙ（ｔ）は、次式で表される。

ここで、ｎ（ｔ）は雑音ベクトルである。ｈｅ_ｋをアレー応答ベクトルの推定値とすると、真の受信信号と推定した受信信号の誤差信号ベクトルｅ（ｔ）は次式で表される。

ここで、誤差信号ベクトルの二乗誤差平均を次式のように求めることができる。

ここで、上記式（３７）の両辺をｈｅ_ｋで偏微分して０とおくことによってｈｅ_ｋが満たすべき条件（次式）が導かれる。

［数式３２］
ｕ（ｔ）＝［ｕ_０（ｔ）ｕ_１（ｔ）］^Ｔ （３９）
［数式３３］
Ｒ_ｕｕ＝Ｅ［ｕ（ｔ）ｕ^Ｈ（ｔ）］ （４０）
［数式３４］
Ｐ_ｙｕ＝Ｅ［ｙ（ｔ）ｕ^Ｈ（ｔ）］ （４１）
［数式３５］
Ｈｅ＝［ｈｅ_０ ｈｅ_１］ （４２）

ここで、上記式（３９）乃至式（４２）を用いると、アレー応答ベクトルの推定値Ｈｅは次式のように求めることができる。

［数式３６］
ＨｅＲ_ｕｕ＝Ｐ_ｙｕ （４３）
［数式３７］
Ｈｅ＝Ｐ_ｙｕＲ_ｕｕ ^ー１ （４４）

従って、ゼローフォーシング法によるウエイトベクトルｗは次式で表される。

［数式３８］
ｗ＝（Ｈｅ^Ｔ）^＋ｇ （４５）

本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態に係るアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。 本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置を用いた適応制御実験システムを示す平面図である。 図６の適応制御処理において用いる基本リアクタンスセットを示す表である。 図６の適応制御処理において用いる詳細リアクタンスセットの一部を示す表である。 本実施形態に係る適応制御コントローラ２０によって実行される、実施形態に係る適応制御処理を示すフローチャートである。 図６のサブルーチンである事前処理（ステップＳ１）を示すフローチャートである。 図７のサブルーチンである等価ウエイト行列を校正して計算する処理（ステップＳ５）を示すフローチャートである。 図６のサブルーチンであるＺｆ解演算処理（ステップＳ２）を示すフローチャートである。 図６のサブルーチンである指向性パターンマッチング処理（ステップＳ３）を示すフローチャートである。 図１０のサブルーチンである指向性パターン相関係数演算処理（ステップＳ３５，Ｓ３８）を示すフローチャートである。 本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の実験に用いたリアクタンスセットにおけるリアクタンス値、相関係数及びＳＩＮＲを示す表である。 本実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の実験結果であって、振幅指向性パターンを示す図である。

符号の説明

Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…無線受信機、
９…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
１３…リアクタンス値テーブルメモリ、
２０…適応制御コントローラ、
３０…回転機構、
１００…アレーアンテナ装置、
ＳＧ１，ＳＧ２…信号発生器。

Claims (6)

1. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いたアレーアンテナの制御方法において、
   上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルのみからなる等価ウエイト行列Ｗを校正するステップと、
   上記アレーアンテナの互いに異なる複数の放射パターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において、送信側からの所定の参照信号を含む無線信号を上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号をそれぞれ各受信信号として検出し、上記検出された各受信信号及び上記参照信号のみに基づいて準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップと、
   上記校正された等価ウエイト行列Ｗを用いて、上記計算された準最適解であるウエイトベクトルｗに対応する指向性パターンＤ（φ）を計算し、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の組み合わせである複数のセットについて予め計算された複数の指向性パターンＤｒ（φ）と、上記計算された指向性パターンＤ（φ）との間の相関係数ρ_ｐａｔを計算することにより、最大の相関係数ρ_ｍａｘに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを検索し、計算した可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを上記各可変リアクタンス素子に設定することにより所望波信号に主ビームを向けるように適応制御するステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップは、ゼロ−フォーシング法を用いてゼロ−フォーシング解を準最適解として求めることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
3. 上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算するステップは、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法を用いてＳＭＩ解を準最適解として求めることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御方法。
4. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いたアレーアンテナの制御装置において、
   上記アレーアンテナの各可変リアクタンス素子による放射パターンの各方向ベクトルに対する重み付けを表す等価的なベクトルのみからなる等価ウエイト行列Ｗを校正する手段と、
   上記アレーアンテナの互いに異なる複数の放射パターンの各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の複数のセットによりそれぞれ設定された互いに異なる複数の放射パターンの状態において、送信側からの所定の参照信号を含む無線信号を上記アレーアンテナで受信し、上記受信された各無線信号をそれぞれ各受信信号として検出し、上記検出された各受信信号及び上記参照信号のみに基づいて準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段と、
   上記校正された等価ウエイト行列Ｗを用いて、上記計算された準最適解であるウエイトベクトルｗに対応する指向性パターンＤ（φ）を計算し、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の組み合わせである複数のセットについて予め計算された複数の指向性パターンＤｒ（φ）と、上記計算された指向性パターンＤ（φ）との間の相関係数ρ_ｐａｔを計算することにより、最大の相関係数ρ_ｍａｘに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを検索し、計算した可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットを上記各可変リアクタンス素子に設定することにより所望波信号に主ビームを向けるように適応制御する手段とを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
5. 上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段は、ゼロ−フォーシング法を用いてゼロ−フォーシング解を準最適解として求めることを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御装置。
6. 上記準最適解であるウエイトベクトルｗを計算する手段は、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）法を用いてＳＭＩ解を準最適解として求めることを特徴とする請求項４記載のアレーアンテナの制御装置。

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