JP3867069B2

JP3867069B2 - 電波到来方向探知方法及び装置

Info

Publication number: JP3867069B2
Application number: JP2003297741A
Authority: JP
Inventors: 俊程; 明史平田; 孝大平
Original assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Current assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Priority date: 2002-08-21
Filing date: 2003-08-21
Publication date: 2007-01-10
Anticipated expiration: 2023-08-21
Also published as: JP2004101522A

Description

本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関する。

従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、例えば、非特許文献１や特許文献１において提案されている。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。

この電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた電波到来方向探知装置として、特許文献２（以下、従来例という。）において提案されている。この従来例では、「発信装置から放射された発信パルスの電波を、探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する電波到来方向探知装置において、上記発信パルスのパルス幅は、探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出する処理に係る時間以上に設定され、上記発信パルスの立ち上がりを検出し、当該検出時点から探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する制御手段を備えた電波到来方向探知装置」が開示されている。従って、発信パルスのパルス幅は、受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する処理に係る時間を含み、必ず、発信装置の方向である最大の強度値の方向（すなわち、電波到来方向）を含む。それ故、最大の受信信号強度の方向を常に正確に検出することができるという特有の効果を有している。

特開２００１−０２４４３１号公報。特開２００３−１１４２６８号公報。 T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。 Ralph O. Schmidt, "Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. AP-34, No. 3, March 1986。大平孝，"エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法"，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月。

しかしながら、この従来例では、電波到来方向の検出精度が低く、かつ複数の無線信号の電波到来方向を検出できないという問題点があった。また、２次元で電波到来方向を検出できなかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して高い検出精度で、複数の無線信号の電波到来方向を１次元又は２次元で同時に検出できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。

第１の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対して互いに異なるリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに、送信側から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信することにより、上記複数のセットにそれぞれ対応する複数の無線信号ｙ（ｔ）を受信して検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算するステップを含むことを特徴とする。

上記電波到来方向探知方法において、上記アレーアンテナの上記励振素子及び上記各非励振素子はそれぞれ、接地導体上に当該接地導体とは電気的に絶縁されて立設するように設けられ、上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする。

第２の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対して互いに異なるリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに、送信側から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信することにより、上記複数のセットにそれぞれ対応する複数の無線信号ｙ（ｔ）を受信して検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算する手段を備えたことを特徴とする。

上記電波到来方向探知装置において、上記アレーアンテナの上記励振素子及び上記各非励振素子はそれぞれ、接地導体上に当該接地導体とは電気的に絶縁されて立設するように設けられ、上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする。

従って、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナを備え、当該アレーアンテナ装置の各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対して互いに異なるリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに、送信側から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信することにより、上記複数のセットにそれぞれ対応する複数の無線信号ｙ（ｔ）を受信して検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する。従って、従来例に比較して高い検出精度で、同時に複数の無線信号を１次元又は２次元で電波到来方向を検出できる。また、ハードウェア回路を従来技術に比較して簡単化できる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。

図１は本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。この実施形態の電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、無線受信機１０と、コントローラ２０とを備え、特に、コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいて、公知のＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算することを特徴としている。

図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して無線受信機１０の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はコントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。

図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。

従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。

図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号ｙ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は同軸ケーブル５を介して無線受信機１０の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、コントローラ２０に出力する。さらに、コントローラ２０は、入力される中間周波信号に基づいて、詳細後述する図５の到来角探索処理を実行することにより、受信信号の電波の到来角を計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示する。ここで、コントローラ２０は、具体的には、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいて、例えば非特許文献２などにおいて開示されたＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算する。

次いで、アレーアンテナ装置１００における信号モデルについて説明する。アレーアンテナ装置１００は１個の励振素子Ａ０と、Ｍ個の非励振素子Ａ１乃至ＡＭとを含む（Ｍ＋１）個の素子で構成され、図１の構成例では、Ｍ＝６である。上述のように、アレーアンテナ装置１００の放射パターンは、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍのリアクタンス値ｘ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を調整することによって制御される。実際のアプリケーションでは、リアクタンスは、例えば−３００Ωから３００Ωまでといった所定の領域で制御することができる。次式で示されるベクトルはリアクタンスベクトルと呼ばれ、アレーアンテナ装置１００のパターン形成に使用される。

ここで、所望波の送信信号ｕ_ｄ（ｔ）は合計Ｄ個存在し、到来方向ＤＯＡはθ_ｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）であるものと仮定する。ｓ_ｍ（ｔ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ）はアレーアンテナ装置１００のｍ番目の素子に入射する信号を示し、ｓ（ｔ）はｍ番目の成分ｓ_ｍ（ｔ）を有する列ベクトルであるものとすると、列ベクトルｓ（ｔ）を次のように表すことができる。

ここで、ａ（θ_ｄ）はアレーアンテナ装置１００の構成に合致する指向性ベクトルである。この信号モデルによれば、次式のようなアレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）を得ることができる。

ここで、ｎ（ｔ）は付加される白色ガウス雑音であり、ｉは高周波電流ベクトルである。高周波電流ベクトルｉは、次のように定式化される。

ここで、Ｘは次式の対角行列で表されるリアクタンス行列である。

また、ｕ_０は次式で表される（Ｍ＋１）次元ベクトルである。

さらに、Ｚは（Ｍ＋１）×（Ｍ＋１）行列で表されたインピーダンス行列であり、その成分は素子間の相互アドミタンスによって決定される定数である。具体的には以下のごとく求めることができる。

上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、非特許文献３参照。）。

アレーアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。

［表１］
―――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ_００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ_０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ_１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ_１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ_１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）
２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ_１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――

なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ_００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ_０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ_１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ_２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ_３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ_４１＝−２６．０−１６．７ｊ
ここで、インピーダンス値の単位はすべてΩである。

ここで、上記電流ベクトルｉ及びｙ（ｔ）はもちろん上記リアクタンスベクトルｘの関数である。アレーアンテナ装置１００の各素子上に入射する信号ベクトルｓ（ｔ）は可測性でない点は強調されなければならない。各素子上で受信される信号ベクトルが観測される従来型の適応制御型アレーアンテナとは、この点で相違する。

次いで、アレーアンテナ装置１００における単一ポートの相関行列について、以下に説明する。アレーアンテナ装置１００の場合、非励振素子Ａ１乃至ＡＭ上の信号は観測不能であり、励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号だけが観測されて処理される。これらの素子上の高周波電流は独立したものではなく互いに結合され、かつリアクタンス値に依存する。励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号は、これらの可変リアクタンス値の高度に非線形的な関数である。従来型の適応制御型アレーアンテナでは、相関行列はアレーアンテナ装置１００の各素子上の信号を測定することによって生成されるため、問題は、あらゆる種類の単一ポート出力アンテナと同様に、１つしかない出力ポートでいかにして相関行列を生成するかにある。本実施形態の目的は、単一ポート出力のアンテナで従来型のアレーアンテナの空間的ダイバーシティを生成し直すことにある。

まず、従来型のアレーアンテナにおけるＭ個の素子を同時に監視することは可能であると考える。これは、通常のケースである。

ここでは、単一の素子のみのアンテナについて考える。Ｍ個の素子を有する従来型のアレーアンテナで利用可能な空間的ダイバーシティを再生成したい場合には、図３（ｂ）に示すように、本発明者らの単一の素子のアンテナの位置を変更し、毎回同じ信号を送って出力をＭ回測定しなければならない。こうすれば、Ｍ個の素子を有するアンテナを使用しているかのようにＭ個の出力信号値を取得することができる。事実、本発明者らは、図３（ａ）に示すように、空間領域を使用してＭ個の素子を有するアンテナの空間的ダイバーシティを再生成している。よって、これで相関行列の計算に必要な出力はすべて揃ったことになる。単一ポート出力のアレーアンテナ装置１００の場合と同じ方法を実行することもできるが、本実施形態では、リアクタンス領域を使用して空間的ダイバーシティを再生成する。

本実施形態で用いるアレーアンテナ装置１００は、Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を備えている。従って、まずはリアクタンスベクトルを設定して出力を測定するが、リアクタンスセットを変更し同じ信号を送って出力を再度測定すれば、いつでも同じ１つの素子を測定して空間的ダイバーシティを再生成することが可能であり、このプロセスをＭ回繰り返せば相関行列の生成に必要なＭ個の出力信号を得ることができる。

次いで、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムについて以下説明する。アレーアンテナ装置１００の素子によって受信される信号波形は、入射波形と雑音とのコンビネーションである。従って、所定のリアクタンスセットについて、リアクタンスの関数である等価電流ベクトルｉを計算することができる。次いで、後述する式で表すようなアレーアンテナ装置１００の出力信号を得ることができる。

アレーアンテナ装置１００の場合であって、リアクタンス領域において、図４の出力信号ｙ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を計算するためには、リアクタンスセットｘ^ｍを使用して電流ベクトルｉ_ｍを計算しかつ出力信号ｙ_ｍを取得する。さらに、リアクタンス値の変更、よってアンテナパターン及び電流ベクトルの変更をＭ回繰り返せば従来のケースにおいて利用可能な空間的ダイバーシティ（図３）を再生成することが可能であり、最終的に相関行列の計算に使用される受信信号ｙを知ることができる。Ｍ回測定される出力信号は、ｄ＝１，２，…，Ｄのとき、

を仮定すれば、次式のように表すことができる。

これにより、次式に表される出力ベクトルｙを導くことができる。なお、簡単化のために時刻ｔを省略している。

または、

リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに対して変形された指向性ベクトルを次式のように表す。

このとき、上記数１０を次式のように書き直すことができる。

この式は、こうした形式では、従来のＭＵＳＩＣアルゴリズム（非特許文献２参照。）で使用されるものに類似している。従って、アレーアンテナ装置１００による相関行列Ｒ_ｙｙの計算方法を得ることができ、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズム（図５及び図６の到来角探索処理参照。）についての物理的説明も行うことができる。受信信号ベクトルｙのＭ×Ｍの相関行列Ｒ_ｙｙは、次式によって計算することができる。

ここで、上付きのＨは、共役転置を示す。また、Ｅ［・］は所定の期間における引数の平均値を表す。この相関行列Ｒ_ｙｙの固有分解を実行すれば、固有値（λ_ｉ（ｉ＝Ｄ＋１，…，Ｍ））から、信号のしきい値Ｔ_Ｄによって決定されるピーク値を取り出すことにより、入射する信号の数を推定することができる。選択された固有値の数は、入射する信号数Ｄを決定することができる。このとき、Ｎ＝Ｍ−Ｄは、雑音サブ空間に対応する固有値の数である。従って、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルは次のようになる。

ここで、０≦θ＜３６０゜であり、Ｅ_ＮはＭ×Ｎ行列であるものと定義され、当該行列の列はＮ個の雑音固有ベクトルｅ_ｉであり、ｉ＝Ｄ＋１，…，Ｍである。すなわち、

である。

この段階に至れば、入射する信号の到来方向の推定は容易であり、ＭＵＳＩＣスペクトルのピークの横座標さえ発見されれば受信信号の推定値を発見することができる。

以上で入射する信号の数とそれらの推定された到来方向を知り得るわけであり、次にはこれらの情報を使用して受信信号のパワーを知ることができる。知りたい所望波の信号はより強力な信号であるという仮定の下では、どの信号がその所望波の信号であるかを決定することが極めて興味深い。推定される到来方向を知ることがなければ、Ａ行列が利用可能となり、受信信号のクロスパワー及びオートパワーのＤ×ＤのＰ行列に含まれる受信信号のパラメータの計算に使用することができる。このとき、Ｐ行列を次式のように計算することができる。

ここで、ＩｄはＭ×Ｍの単位行列であり、λ_ｍｉｎは相関行列Ｒ_ｙｙの最小の固有値である。ここで、上付きの＊は共役を示す。これは、従来のＭＵＳＩＣアルゴリズムの場合とほぼ同じ式であり、Ａ行列をＩ^ＴＡ行列に替えていることが唯一の変更点である。このＰ行列の対角成分は各受信信号の推定されたパワーを含んでいるため、より強力であるという仮定に基づいて所望波の信号の発見が容易である。

図５及び図６は、図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理を示すフローチャートである。

図５のステップＳ１において、変数パラメータｍ及びｎをそれぞれ１にリセットし、ステップＳ２において信号のしきい値Ｔ_Ｄ（所定値）をセットする。次いで、ステップＳ３において当該アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルａ（θ）を計算し、ステップＳ４において所定のリアクタンスベクトルテーブル（詳細後述するように、互いに異なるリアクタンスベクトルを複数セット用意してなるテーブルである。）をセットし、ステップＳ５において、上記セットされたリアクタンスベクトルテーブルに基づいて、上述のごとく、各パターンに対して電流行列Ｉを計算する。

次いで、ステップＳ６において、ｍ番目のリアクタンスベクトルｘ_ｍを取り出して、それに対応するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することにより、当該リアクタンスベクトルｘ_ｍを設定して所定の放射パターンにセットする。さらに、ステップＳ７において、当該アレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ_ｍ（ｎ）を検出し、ステップＳ８において、変数パラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ９において、変数ｍが非励振素子の個数Ｍ以下であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１０に進む。そして、ステップＳ１０においてＭ個の出力信号ｙ_ｍ（ｎ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）からなる信号ベクトルｙ_ｎをメモリに格納し、ステップＳ１１において変数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップＳ１２で、変数パラメータｎは所定の繰り返し回数Ｎ以下であるか否かについて判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２０に進む一方、ＮＯのときは図６のステップＳ１３に進む。

図６のステップＳ１３において、上記メモリに格納されたＮ個の信号ベクトルｙ_ｎに基づいて、上記数１４を用いて相関行例Ｒ_ｙｙを計算し、ステップＳ１４において、相関行列Ｒ_ｙｙの固有値分解を公知の数値計算法を用いて実行し、固有値λ_１，λ_２，…，λ_Ｍ及び固有ベクトルｅ_１，ｅ_２，…，ｅ_Ｍを計算する。次いで、ステップＳ１５において、信号のしきい値Ｔ_Ｄを用いて、そのしきい値以上を有する所望波信号Ｄの数を計算し、さらに、ステップＳ１６において、方位角θを対するＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ ^{ＥＳＰＥＲ}（θ）を、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。さらに、ステップＳ１７において、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、ピーク値θ_１，θ_２，…，θ_Ｄを到来方位角とし、メモリに格納し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。そして、ステップＳ１８において受信信号のクロス及びオートパワーの行列Ｐを計算し、ステップＳ１９において計算された行列Ｐに基づいて所望波信号を決定して当該到来角探索処理を終了する。

さらに、到来角探索処理の具体例について以下に説明する。

まず、製造時の設定として、ステップＳ４のリアクタンスベクトルのテーブルに対応する指向性ビームパターンを設定する必要がある。例えば、アレーアンテナ装置１００の非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６を以下の表のように巡回させ６通りの指向性ビームパターンを形成する。

［表２］
指向性ビームを形成するバラクタ制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６
――――――――――――――――――――――――――――――――
パターンＮｏ．Ｖ１Ｖ２Ｖ３Ｖ４Ｖ５Ｖ６
――――――――――――――――――――――――――――――――
パターン１Ｄ１Ｄ２Ｄ３Ｄ４Ｄ５Ｄ６
パターン２Ｄ６Ｄ１Ｄ２Ｄ３Ｄ４Ｄ５
パターン３Ｄ５Ｄ６Ｄ１Ｄ２Ｄ３Ｄ４
パターン４Ｄ４Ｄ５Ｄ６Ｄ１Ｄ２Ｄ３
パターン５Ｄ３Ｄ４Ｄ５Ｄ６Ｄ１Ｄ２
パターン６Ｄ２Ｄ３Ｄ４Ｄ５Ｄ６Ｄ１
――――――――――――――――――――――――――――――――

この例では、ディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６を以下の表のように巡回させて設定している（以下、これをシフト法という。）が、本発明はこれに限らず、互いに放射パターンが異なるディジタル制御電圧値であればよく、例えば、公知の乱数発生法を用いて発生された乱数値を、ディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６に設定してもよい。ただし、オムニパターンのディジタル制御電圧値（各非励振素子に対して実質的に同一の値）を採用しないことが好ましい。

次いで、電子制御導波器アレーアンテナ装置の変形されたステアリングベクトルを作成する方法としては、電波到来角θのとき，アレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ）_ｍｏｄは素子間結合を含めて次式のように表すことができる。

ここで、ａ（θ）はアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルであって、素子配列の物理的位置（図１）から次式のように７×１の列ベクトルで表される。ここで、Ｔは転置を表す。

ここで、０≦θ＜３６０゜である。

なお、Ｉ^Ｔは６通りの等価ウエイトベクトル（数４の高周波電流ベクトル参照）からなる６×７の等価ウエイト行列である。いま，表２のディジタル制御電圧値とバラクタ値の関係を、例えば、次式の近似式で表す。

そして、ｍ番目（ｍ＝１，２，…，６）の指向性ビームパターンを形成するリアクタンス行列を次式の対角行列Ｘ_ｍであるとする。

このとき、等価ウエイトベクトルｉ_ｍ（高周波電流ベクトル）は上記式を用いて、次式のように表される。

従って、等価ウエイト行列Ｉ^Ｔは上記数２２を用いて、次式で表される。

まず、相手先の無線送信機から送信された周期符号を各ビームパターンにて受信する必要があるが、周期符号を受信する方法として以下の２つの実施例がある。
（１）識別符号パターン毎に繰返し受信する第１の方法：図７参照。
（２）識別符号ビット毎に繰返し受信する第２の方法：図８参照。

第１の方法では、例えばＰビットの識別符号を６回繰返し、１ビームパターン毎に連続で受信する。すなわち、図７に示すように、第１のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し（図７では、ハッチングで示している、コントローラ２０の終段のＤ／Ａ変換器のセットアップタイムを考慮したタイミングで実行する。以下同様である。）、Ｐビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ_１（ｔ）としてメモリに格納する。次いで、第２のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し、Ｐビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ_２（ｔ）としてメモリに格納する。そして、以下同様にして、第３乃至第６のビームパターンに対して同様の処理を繰り返す。以上の第１の方法では、Ｄ／Ａ変換器のセットアップタイムによる時間ロスが少ないという特有の効果を有する。

また、第２の方法では、識別符号のビット毎に６回繰返し、すべてのビームパターンで受信する。すなわち、図８に示すように、第１のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し（図８では、ハッチングで示している、コントローラ２０の終段のＤ／Ａ変換器のセットアップタイムを考慮したタイミングで実行する。以下同様である。）、Ｐビットのうちの第１ビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ_１，１（ｔ）としてメモリに格納する。次いで、第２のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し、Ｐビットのうちの第１ビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ_１，２（ｔ）としてメモリに格納する。そして、以下同様にして、第３乃至第６のビームパターンに対して同様の処理を繰り返す。さらに、以上の処理を第２ビット乃至第Ｐビットの識別符号について繰り返す。以上の第２の方法では、メモリの記憶容量を削減することができるという特有の効果を有する。

さらに、相関行列Ｒ_ｙｙを計算する方法としては、以下のように行うことができる。ｍ番目（ｍ＝１，２，…，６）の指向性ビームパターンにて受信された信号系列をｙ_ｍ（ｔ）とし、次式の受信信号ベクトルを計算する。

そして、次式を用いて相関行列Ｒ_ｙｙを計算することができる。

ここで，Ｅ［・］は所定の期間における時間平均を意味し、Ｈ及び＊はそれぞれ複素共役転置及び複素共役を表す。

さらに、相関行列Ｒ_ｙｙを以下の方法で固有値分解する。ここで、相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して得られる相関行列Ｒ_ｙｙの固有値及び固有ベクトルをそれぞれλ_ｍ，ｅ_ｍとすると、次式が成立する。

ここで、Ｌ個の到来波が到来する場合，相関行列Ｒ_ｙｙの固有値には熱雑音電力をσ^２として次式の関係が成立する。

実際には到来波数Ｌは未知であるため，信号しきい値Ｔ_Ｄを設け、信号しきい値Ｔ_Ｄ以上の固有値の数を到来波数として計算することができる。

次いで、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムを以下の方法で計算する。すなわち、上記で得られたアレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ）_ｍｏｄを用いて、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムを次式で計算できる。

最後に、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、その最大値が得られるθを到来方位角として計算できる。

本発明者らは図１の電波到来方向探知装置について以下の通りシミュレーションを行った。以下のすべてのシミュレーションにおいて、すべての受信信号は同一の搬送波周波数を有し、データクロックの同期も完全であると仮定している。なお、ドップラ効果について無視している。

第１のシミュレーションは、ＭＵＳＩＣスペクトルから推定された到来方向を得る方法を具体的に示すＭＵＳＩＣスペクトルの例である。本例では、無作為に選択した６つの異なるリアクタンスを使用する。図９はそれぞれ５ｄＢのＳＮＲを有する４つの受信信号のＭＵＳＩＣスペクトルと到来方位角θの推定値を示している。事実、４つの最大ピークのｘ軸の値は、到来方位角θの推定値を与えるものである。ピークは鋭く、よってリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの精度は約０．５度である。従って、このシミュレーションは、提案したこのリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムが電子制御導波器アレーアンテナ装置に入射する信号の到来方位角θの推定に機能し得ることを示している。

第２のシミュレーションでは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの解像度をチェックすることを目的とする。ここでは、到来方位角θがわずかに近接している２つの受信信号について考察し、本発明者らが提案するアルゴリズムによって到達可能な最大解像度を推定する。各信号のＳＮＲは５ｄＢである。図１０は、２つの信号が１０度しか離れていない場合のＭＵＳＩＣスペクトルを示している。これは、到来方位角θを高い精度で推定することのできる限界ケースである。提案のリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの解像度は、最終的に約１０度である。

第３のシミュレーションは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用して電子制御導波器アレーアンテナ装置の性能を位置づけるために行う。このため、アレーアンテナ装置１００と同様の素子構造を有する、図１１に図示された比較例の従来型円形アレーアンテナとの比較を実行する。図１１の円形アレーアンテナにおいて、半径ｒはアレーアンテナ装置１００の場合と同じであり、λ／４に等しい。この半径はλ／２よりも小さく、よってアレーアンテナ装置１００を使用する場合のように幾分かの相互結合効果が導入される。この相互結合に対処するために、アレーアンテナ装置１００の場合のＩ行列と同じ役割を果たすＣ行列を導入しなければならない。Ｃ行列は次式で表される。

ここで、Ｚ_Ｓは対角行列であり、Ｚはアレーアンテナ装置１００に使用されるインピーダンス行列である。図１２は、上述の従来型の円形アレーアンテナ及び本実施形態に係るアレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルのシミュレーション結果を示している。図１２に示すように、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに関して得られる曲線は、上述の従来型の円形アレーアンテナと共に使用される従来型のＭＵＳＩＣアルゴリズムの場合に得られるものに極めて近い。さらに、推定される到来方位角θは、両アンテナとも同じ領域にある。従って、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用すれば、解像度及び精度に関して従来のケースと同じ性能に到達することができる。

第４のシミュレーションは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムのさらに実用的なアプリケーションに対応するものである。各リアクタンスセットにはランダム法による乱数値を使用することが可能であるが、電子制御導波器アレーアンテナ装置の構成は対称性であり、またこのアンテナの較正に起因して、実際には１つのリアクタンスセットを使用し、出力の測定を希望する度にリアクタンスの値を、上記のシフト法を用いてシフトする方が簡単である。さらに、このシフト法を使用すれば、必要なハードウェア回路の実現がより簡単化できる。従って、本発明者らは、この方法を用いてシミュレーションすることにより、ランダム法のケースの場合と同じ性能を得ることができるかどうかを検証する。図１３は、第１のシミュレーションの場合と同様のランダム法と、受信信号に関するシフト法とによるＭＵＳＩＣスペクトルを示している。図１３から明らかなように、シフト法の曲線は、ランダム方法の場合に取得されるものに極めて近く、到来方位角θの推定値の精度もやはり０．５度である。従って、これ以降のシミュレーションでは実際のケースに合わせるためにこのシフト方法を使用する。

第５のシミュレーションでは、受信信号の信号対雑音電力比（ＳＮＲ）がＭＵＳＩＣスペクトルに与える影響を明らかにする。従って、２０ｄＢ、５ｄＢ及び０ｄＢのＳＮＲに対してシミュレーションを行った。ＳＮＲ＝５ｄＢのケースについては、第１のシミュレーションで既に検討を行った。図１４は、これらの個々のＳＮＲのＭＵＳＩＣスペクトルを示したものである。図１４から明らかなように、曲線を見れば、ＳＮＲが増大するほどピークはより鋭く高くなり、よって解像度がより良好になることは明らかである。到来方位角θの推定値（表３参照。）から分かるように、ＳＮＲが増大すると精度も高くなる。但し、ＳＮＲが０ｄＢであっても解像度において、かつ特に精度において良好な結果が得られる点に注目すると興味深い。精度は約０．５度であり、これはＳＮＲが５ｄＢのときと同じである。

［表３］
異なったＳＮＲに対する所望波信号の到来方位角θの推定
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受信信号
１２３４
到来方位角θ ６０° ２００° ２４０° ３１０°
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ＳＮＲ＝２０ｄＢ６０．０° ２００．１° ２４０．０° ２９９．９°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ＝５ｄＢ５９．７° １９９．５° ２４０．３° ３０９．７°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ＝０ｄＢ５９．６１９９．５° ２３９．８° ３０９．５°
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第６のシミュレーションの目的は、どの信号が所望波信号であるかを決定することである。所望波信号は、入射する他のすべての信号の中から発見しようとしている信号である。この所望波信号は、入射する他の信号よりも強力であることが仮定されている（表４参照。）が、こういった仮定は実際によく行われる。

［表４］
所望波信号の到来方位角θの推定
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受信信号
１２３（所望波信号）４
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ＳＮＲ（ｄＢ）３２６４
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実際の到来方位角θ １０° １１０° １８０° ３００°
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推定された
到来方位角θ １０．２° １０９．６° １８０．３° ３００．１°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――

ＭＵＳＩＣスペクトルは受信信号のパワーに関して十分な情報を与えないため、クロス及びオートパワーのＰ行列を計算することにより、各信号の個々のパワーを推定することができる。Ｐ行列の対角成分は各受信信号の推定されたパワーを与える。すなわち、次式の通りである。

従って、Ｐ対角行列における最高値の位置は、上記表３における受信信号の番号に対応する。計算されたＰ行列は、このシミュレーションでは、対角成分を外れている値が極めて小さい値であるために受信信号はほとんど非相関性であったことを示している。最高値は第３の対角成分８．０１４であり、それ故、所望波信号は到来方位角θの推定値が１８０．３度である第３の受信信号であることが分かる（次の表参照）。従って、Ｐ行列を計算すれば、ＭＵＳＩＣスペクトルから取得される到来方位角θの推定値により、所望波信号をそれがより強力な信号であるという仮定に基づいてあらゆる受信信号の中から決定することができる。

上述の各シミュレーションでは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに従って、すべての受信信号を周期的に送信し、相関行列Ｒ_ｙｙを計算している。これに対して、第７のシミュレーションでは、所望波信号のみ（第５のシミュレーション参照。）が周期的にアレーアンテナ装置１００に送られ、他の信号は未知の信号源から到来するものとされる干渉信号であって周期的には送信されない場合について考察する。この第７のシミュレーションの結果を図１５に示す。図１５のＭＵＳＩＣスペクトルは、干渉信号の到来方位角θを推定することができない場合でも、所望波信号の到来方位角θは先の各シミュレーションと同じ精度で推定が可能であることを示している。

第８のシミュレーションは、受信信号がメインパスを伝搬した直接波と、直接波の遅延バージョンである遅延波とで構成され、遅延波は直接波に対して非コヒーレントであるものとされ、すなわち遅延波は１つのサンプル持続時間よりも長い場合のリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの処理を示している。メインパスは反射されかつ遅延されたパスより強力であることが仮定されているが、この仮定は、どの入射パスがメインパスであるかを知りたいために行われる。図１６は、マルチ環境での遅延波のＭＵＳＩＣスペクトルを示したものである。Ｐ行列の対角成分の最高値を求めれば、入射するどのパスが回復させたいメインパスであるかを決定することができ、計算したＰ行列の結果を以下に示す。

このシミュレーションでは、最高値は対角成分の最初の値の７．８９９９であり、それ故、メインパスの直接波は次の表における１番目の受信信号であって、その到来方位角θの推定値は４９．９度である。マルチパス環境におけるリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの処理は、ピークが鋭くて高いこと、及び到来方位角θの推定値が０．５度という良好な精度に到達していることから良好である。

［表５］
マルチパス環境における到来方位角θの推定
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受信信号
１２３４
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ＳＮＲ（ｄＢ）６４４４
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遅延数（サンプル数）０１４７
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実際の到来方位角θ ５０° １２０° ２３０° ３２０°
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推定された
到来方位角θ ４９．９° １２０．３° ２２９．７° ３２０．２°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――

第９のシミュレーションでは、リアクタンスの領域の影響について調査する。上述の各シミュレーションでは、リアクタンスの領域は［−３００Ω乃至３００Ω］（以下、広い範囲という。）に設定したが、実際のケースでは利用可能なリアクタンス領域が［−９３．６Ω乃至−４．８Ω］であるため、より狭い範囲のリアクタンス領域であってもリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムが同じ性能を維持できるかどうかを確認したい。図１７は、第１のシミュレーションと同様の受信信号を使用して、広い範囲と狭い範囲のリアクタンス領域に関して取得された結果を示している。従って、次の表に示すように、２つのリアクタンス領域に関して取得されたＭＵＳＩＣスペクトルはほぼ同じであることを検証することができる。最終的には、実際に使用されているリアクタンス領域であっても、より大きいリアクタンスセットを使用した場合と同じ解像度及び精度の性能を取得することが可能であると言うことができる。

［表６］
リアクタンス領域の広い範囲と狭い範囲における到来方位角θの推定
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受信信号
１２３４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）５５５５
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到来方位角θ ６０° ２００° ２４０° ３１０°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
広い範囲で推定される
到来方位角θ ５９．７゜１９９．５゜２４０．２゜３０９．７゜
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狭い範囲で推定される
到来方位角θ ５９．８゜１９９．５゜２４０．３゜３０９．８゜
―――――――――――――――――――――――――――――――――――

上述の各シミュレーションでは、Ｎ＝１０００について相関行列Ｒ_ｙｙの計算を実行した。従って、リアクタンス領域のアルゴリズムにおいて使用したサンプルの総数は６０００である。この最後のシミュレーションの目的は、相関行列の推定に使用するサンプル数の影響を明らかにすることにある。図１８はＮ＝１０００及びＮ＝５０に関する結果を示しているが、言い替えれば、ここでは３００のサンプルを使用するだけで相関行列を推定する。実際のケースでは、最小量のサンプルを使用して可能な限り計算コストを下げ、かつ良好な結果を得たいことから、この点は極めて重要である。図１８からは、明らかにサンプル数が減るとピークはより小さくかつ鈍くなり、解像度も低下することが分かるが、次の表における推定された到来方位角θを見れば、推定される到来方位角θの精度は良好なままである、つまり約０．５度であることに気付く。従って、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムは、極めて少ないサンプル数であっても機能し、かつ有益な到来方位角θの推定値を与えることができる。

［表７］
到来方位角θの推定におけるサンプル数の影響
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受信信号
１２３４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）５５５５
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来方位角θ ４０° １３０° ２１０° ３００°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
サンプル数＝6×1000で推定された
到来方位角θ ４０．１° １２９．６° ２０９．６° ３００．３°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
サンプル数＝6×50で推定された
到来方位角θ ３９．７° １３９．５° ２０９．８° ２９９．６°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――

以上説明したように、本実施形態によれば、コントローラ２０は、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいてＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて受信された受信信号の到来角を計算する。従って、従来例に比較して高い検出精度で、同時に複数の無線信号の電波到来方向を検出できる。また、ハードウェア回路を従来技術に比較して簡単化できる。

変形例．
以上の実施形態においては、接地導体１１の平面上での方位角θに関する１次元の到来方向を検出する電波到来方向探知装置について説明しているが、以下の方法を用いることにより、上記方位角θと、接地導体１１の平面からの仰角φとに関する２次元の到来方向を検出することができる。以下、変形例における実施形態との相違点について説明する。

所望波の送信信号ｕ_ｄ（ｔ）は合計Ｄ個存在し、到来方向ＤＯＡは方位角θ_ｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）と仰角φ_ｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）との２次元の到来方向であるものと仮定する。このとき、列ベクトルｓ（ｔ）を次のように表すことができる。

ここで、ａ（θ_ｄ，φ_ｄ）はアレーアンテナ装置１００の構成に合致する２次元の指向性ベクトルである。信号モデルによれば、次式のようなアレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）を得ることができる。

電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００の場合であって、リアクタンス領域において、図４の出力信号ｙ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を計算するためには、リアクタンスセットｘ^ｍを使用して電流ベクトルｉ_ｍを計算しかつ出力信号ｙ_ｍを取得する。さらに、リアクタンス値の変更、よってアンテナパターン及び電流ベクトルの変更をＭ回繰り返せば従来のケースにおいて利用可能な空間的ダイバーシティ（図３）を再生成することが可能であり、最終的に相関行列の計算に使用される受信信号ｙを知ることができる。Ｍ回測定される出力信号は、ｄ＝１，２，…，Ｄのとき、上記数８の条件を仮定すれば、次式のように表すことができる。

もしくは上記数１１である。リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに対して変形された指向性ベクトルを次式のように表す。

このとき、上記数３５を次式のように書き直すことができる。

さらに、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルは次式で表される。

ここで、０≦θ＜３６０゜，−９０゜＜φ＜９０゜である。この段階に至れば、入射する無線信号の２次元の到来方向の推定は容易であり、ＭＵＳＩＣスペクトルのピークの方位角θと仰角φさえ発見されれば、受信信号の２次元の到来方向の推定値を発見することができる。すなわち、方位角θと仰角φの両方を走査して上記数３８を計算することにより、２次元の到来方向を計算できることとなる。以上で入射する信号の数とそれらの推定された到来方向を知り得るわけであり、次にはこれらの情報を使用して受信信号のパワーを知ることができる。

図１９は変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートであり、図２０は変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。

（１）図１９における図５に対する相違点は、ステップＳ３に代えてステップＳ３Ａとし、当該ステップＳ３Ａにおいて、当該アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルａ（θ，φ）を計算する。
（２）図２０における図６に対する相違点は、ステップＳ１６に代えてステップＳ１６Ａとし、ステップＳ１７に代えてステップＳ１７Ａとしている。ステップＳ１６Ａにおいて、方位角θ及び仰角φを対するＭＵＳＩＣスペクトラムＰ_ＭＵ ^{ＥＳＰＥＲ}（θ，φ）を、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。さらに、ステップＳ１７Ａにおいて、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、ピーク値セット（θ_１，φ_１）（θ_２，φ_２），…，（θ_Ｄ，θ_Ｄ）を到来方位角及び到仰角としてメモリに格納し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。

さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置の変形されたステアリングベクトルを作成する方法としては、電波到来方位角θ及び到来仰角φのとき，アレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ，φ）_ｍｏｄは素子間結合を含めて次式のように表すことができる。

ここで、ａ（θ，φ）はアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルであって、素子配列の物理的位置（図１）から次式のように７×１の列ベクトルで表される。ここで、Ｔは転置を表す。

ここで、０≦θ＜３６０゜及び−９０゜＜φ＜９０゜である。

なお、上記数２８に対応する式は次式で表される。

図２１は変形例に係る電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、方位角θ及び仰角φに対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトル図である。図２１のシミュレーションでは、到来方向が互いに異なる２波（θ＝２５０゜，φ＝６０゜）（θ＝１３０゜，φ＝２０゜）を受信したときの結果であるが、図２１から明らかなように、２次元の到来方向を高精度で検出可能であることがわかる。

以上の実施形態及び変形例においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６とを備えているが、本発明はこれに限らず、複数Ｍ個の非励振素子Ａ１乃至ＡＭと、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍを備えてもよい。

本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。（ａ）は従来技術のアレーアンテナにおいて用いられる空間領域での複数の受信信号を用いた相関行列Ｒｙｙを説明するための模式図であり、（ｂ）は従来技術のアレーアンテナにおいて用いられる時間領域において分解された複数の受信信号を用いた相関行列Ｒｙｙを説明するための模式図である。本実施形態に係る電波到来方向探知装置において用いるリアクタンス領域における相関行列を説明するための模式図である。図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートである。図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理における具体例を示す図であって、同期的なシンボル信号を受信する第１の方法を示すタイミングチャートである。図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理における具体例を示す図であって、同期的なシンボル信号を受信する第２の方法を示すタイミングチャートである。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダムなリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダムなリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝１７０°，１８０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。比較例である複数の励振素子間で相互結合を有する円形アレーアンテナの構成を示す斜視図である。図１の電波到来方向探知装置及び図１１の比較例のシミュレーション結果であって、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダム法及びシフト法によって設定されたリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝２０ｄＢ，５ｄＢ，０ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、所望波の到来方位角θ＝９０°で、干渉波の到来方位角θ＝１５０°，２１０°，３００°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、マルチパス環境であって、到来方位角θ＝５０°，１２０°，２３０°，３２０°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、リアクタンスセットの広い範囲及び狭い範囲において、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、到来角探索処理における繰り返し回数Ｎ＝１０００，５０であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートである。変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。変形例に係る電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、方位角θ及び仰角φに対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトル図である。

符号の説明

Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
５…給電用同軸ケーブル、
１０…無線受信機、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…コントローラ、
２１…ＣＲＴディスプレイ、
１００…アレーアンテナ装置。

Claims

無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対して互いに異なるリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに、送信側から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信することにより、上記複数のセットにそれぞれ対応する複数の無線信号ｙ（ｔ）を受信して検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算するステップを含むことを特徴とする電波到来方向探知方法。
無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対して互いに異なるリアクタンス値の複数のセットをそれぞれ設定したときに、送信側から送信される無線信号を上記アレーアンテナにより受信することにより、上記複数のセットにそれぞれ対応する複数の無線信号ｙ（ｔ）を受信して検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒ_ｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒ_ｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒ_ｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算する手段を備えたことを特徴とする電波到来方向探知装置。