JP3762303B2 - アレーアンテナの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大となることを規範（評価基準）として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要であること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応制御のための回路が複雑になるという問題点があった。
【０００５】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、送信された無線信号が周波数変調など振幅が一定である変調方法のときは、受信された無線信号の振幅を一定となるように適応制御する、例えば、コンスタント・モジュラス・アルゴリズムなどの方法を用いてアレーアンテナを適応制御することが広く行われているが、送信された無線信号が振幅変調を含む変調方法で変調されているときは使用することができないという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、送信された無線信号がデジタル振幅変調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、送信された無線信号を受信信号として受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、所定の間隔で並置してなる複数Ｐ個のアンテナ素子を備え、送信された無線信号を受信するためのアレーアンテナによって受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記合成後の受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００９】
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記目的関数値は、上記期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴とする。
【００１０】
またさらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記デジタル振幅変調は、多値ＱＡＭ又はＡＳＫであることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１２】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００１３】
ここで、受信側での適応制御に用いる、送信側から送信される無線信号としては、詳細後述するように、例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）などのデジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号を用いる。従って、上記無線信号はデジタル振幅変調されているので、各標本化された信号点においてその振幅は離散的に変化する。本実施形態では、受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目的関数を定義しこれを最小化することを規範としている。ここで、具体的には、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有することを利用している。
【００１４】
本実施形態において、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な上記目的関数値が実質的に最小となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。
【００１５】
図１において、エスパアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、上記半径ｒもλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１６】
図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１７】
従って、図１のエスパアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１８】
図１のアレーアンテナの制御装置において、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、最急勾配法を用いて上記目的関数値が実質的に最小となるように、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘｋを設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。
【００１９】
次いで、エスパアンテナ装置１００について定式化を行う。この定式化モデルにおいては、励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。素子間隔は全てλ／４であり、各ダイポールは半径λ／１００の導体円柱とする。素子の長さ方向の波長短縮率は０．９２６とする。各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の中央部に可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６であるバラクタダイオードが直列に装荷されており、それらのリアクタンス値の組合せでその指向性が決定される。
【００２０】
上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月」参照。）。
【００２１】
【数１】
【００２２】
エスパアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００２３】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００２４】
なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ４１＝−２６．０−１６．７ｊ
ここで、インピーダンス値の単位は全てΩである。バラクタダイオードであるリアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値をｘ１，ｘ２，…，ｘ６とすると、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファクタ）Ｄａ（θ，φ）は次式で表される（例えば、従来技術文献２参照）。
【００２５】
【数２】
Ｄａ（θ，φ）
＝ａ（θ，φ）Ｔｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
【００２６】
ここで、上付きのＴは転置を表し、ａ（θ，φ）は、エスパアンテナ装置１００の位相中心を中央の非励振素子Ａ０にとった場合のステアリングベクトルであり、仰角θと方位角φの関数として次式で表される。
【００２７】
【数３】
【００２８】
ここで、ｄは半径ｒに等しい素子間隔であり、βは自由空間中の伝播定数である。また、ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）はエスパアンテナの等価ウエイトベクトルであり、次式で表される。
【数４】
ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
＝Ｚ−１（ｖｓｕ０−Ｘｉ）
＝ｖＳ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０
ここで、ｕ０は次式で表される単位ベクトルである。
【数５】
ｕ０＝［１，０，…，０］Ｔ
また、Ｘは、ＲＦ受信機の入力インピーダンスｚｓと可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とする次式の対角行列であるリアクタンス行列である。
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，…，ｊｘ６］
【００２９】
複数の信号波が到来する場合にはそれらの信号波形を成分とするベクトル
【数７】
ｓ（ｔ）＝［ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ），…，ｓｍ（ｔ）］
を定義する。ここで、ｍは信号の数である。これらを同時に受信した場合のエスパアンテナ装置１００の出力信号は次式で表される。
【数８】
ｙ（ｔ）＝ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）ＴＡ（θ，Φ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ここで、Ａ（θ，Φ）はアレーマニホールドであり、次式で表される。
【数９】
Ａ（Θ，Φ）＝［ａ（θ１，φ１），ａ（θ２，φ２），…，ａ（θｍ，φｍ）］
ここで、
【数１０】
Θ＝｛θ１，θ２，…，θｍ｝
【数１１】
Φ＝｛φ１，φ２，…，φｍ｝
であり、ｎ（ｔ）は加算的雑音である。
【００３０】
次いで、本実施形態で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的は上記数８で導出したアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。
【００３１】
本実施形態に係るブラインド制御では、送信信号の振幅が標本化点においてその自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比をもつ値となることを利用する。現在多くの無線システムで用いられているデジタル変調方式のうち、特にＰＳＫではこの比の値が全て１となる。これが１６ＱＡＭの場合には、図３に示すＩ／Ｑ平面上の信号点配置から明らかなように、ここで第１象限のみを考慮すれば、各標本化された信号点において、Ｉチャンネルの振幅値ｍ＝１，３と、Ｑチャンネルの振幅値ｎ＝１，３とに基づく瞬時電力値Ｐは次式で表される。
【００３２】
【数１２】
Ｐ＝（２ｍ−１）２＋（２ｎ−１）２
【００３３】
従って、１６ＱＡＭのときに取りうる瞬時電力値Ｐは次の表２に示すようになる。
【００３４】
【表２】
【００３５】
この表２から互いに異なる各２つの信号点の瞬時電力比は１：５：９となる。ある標本化信号点における瞬時電力値Ｐ１と次の標本化信号点での瞬時電力値Ｐ２との比は、１：１、１：５、１：９、５：１、５：５、５：９、９：１、９：５、９：９のいずかをとる。これらの２値Ｐ１，Ｐ２を比較し大きい方を小さい方で除算した商の値をＲとして次式のように計算すると、次の表３に示すようになる。
【００３６】
【数１３】
Ｒ＝ｍａｘ（Ｐ１，Ｐ２）／ｍｉｎ（Ｐ１，Ｐ２）
【００３７】
ここで、関数ｍａｘ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最大値を示す関数であり、関数ｍｉｎ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最小値を示す関数である。
【００３８】
【表３】
【００３９】
この表３から明らかなように、１６ＱＡＭのときの電力比Ｒは次式で表された離散値の４通りのみとりうる。
【数１４】
Ｒ＝１．０，１．８，５．０，９．０
【００４０】
受信側では送信信号に干渉信号と雑音が重畳されるためこの商の値が上記離散値からゆらぐ。このゆらぎの程度を表す評価関数Ｑを次式のように定義する。
【００４１】
【数１５】
Ｑ＝ｍｉｎ{｜Ｒ−１．０｜,｜Ｒ−１．８｜,｜Ｒ−５．０｜,｜Ｒ−９．０｜}
【００４２】
この評価関数は図４に示すように、１≦ｒ＜∞を定義域とする折れ線グラフとなる。送信信号に同期していない干渉信号と雑音はランダムなので、評価関数値Ｑも時間的に変動する。そこで、本実施形態では、例えば１フレームなどの所定の期間中において多数の標本化信号点における評価関数値Ｑの時間平均値又はアンサンブル平均値（期待値）Ｅ（Ｑ）をとり、これを最小化すること、すなわち次式の目的関数Ｊを規範とする。
【００４３】
【数１６】
Ｊ＝Ｅ（Ｑ）→ｍｉｎ→０
【００４４】
すなわち、数１６で表された目的関数を実質的に最小値となるように適応制御する。この規範は受信信号の振幅の相対値だけで決定されるので受信レベル変動や受信機利得変動の影響を受けないというメリットもある。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。
【００４５】
また、同様に、６４ＱＡＭのときの瞬時電力値Ｐは次の表４のようになり、標本化された信号点での電力比Ｒは次の表５のようになり、１６ＱＡＭのときと同様に当該エスパアンテナ装置１００を適応制御可能である。なお、表５において、電力比Ｒの計算値は便宜上、小数点第５位を四捨五入して小数点第４位まで示している。
【００４６】
【表４】
【００４７】
【表５】
【００４８】
なお、以上の実施形態においては、数１６で表された目的関数を用いているが、本発明はこれに限らず、数１５で表された評価関数を目的関数として用いてもよい。
【００４９】
次いで、最急勾配法を用いたアンテナビームの適応制御について説明する。最急勾配法を用いるときの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対する漸化式は次式で表される。
【００５０】
【数１７】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊｎ
【数１８】
【００５１】
ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータμは試行錯誤的に定められるステップサイズである。ここで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であるが、本実施形態では、目的関数の値を最大するように最適解を求める方法を用いる。
【００５２】
さらに、最急勾配法による具体的な、最適解を求める手順について説明する。上記数１７の漸化式を用いた最急勾配法によって目的関数Ｊｎを可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における目的関数Ｊｎの勾配ベクトル∇Ｊｎを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊｎの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルｘにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束する反復数まで実行される。
【００５３】
図５は、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。
【００５４】
図５のステップＳ１において、まず、反復数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクトルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ２において素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、ステップＳ３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４において数１５及び数１６を用いて目的関数Ｊの値を計算し、Ｊ（０）に設定挿入する。さらに、ステップＳ５においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘｋとして設定した後、ステップＳ６において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ７において数１５及び数１６を用いて目的関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ８においてＪ−Ｊ（０）の値を計算して∂Ｊｎ／∂ｘｋに代入し、ステップＳ９においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ステップＳ１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以上であるか否かが判断される。ステップＳ１０でＮＯであれば、ステップＳ１１で素子パラメータｋを１だけインクリメントしてステップＳ５に戻り、上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１０でＹＥＳであるときは、ステップＳ１２において、上記数１７の漸化式を用いて、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）を計算した後、ステップＳ１３において反復数パラメータｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、ＮＯであれば、ステップＳ１４において反復数パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２からの処理を繰り返す。一方、ステップＳ１３でＹＥＳであるときは、十分に収束しているものと判断し、計算されたリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００５５】
以上説明したように、本実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な目的関数値（数１６）が実質的に最小となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００５６】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００５７】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【００５８】
なお、順次ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００５９】
また、ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（ｉｖ）計算された推定値における目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００６０】
さらに、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（ｉｉｉ）この２つの平均値に対する目的関数Ｊの値を計算し、目的関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００６１】
以上の実施形態においては、目的関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。
【００６２】
＜第２の実施形態＞
図６は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【００６３】
この実施形態では、アレーアンテナ５０の各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ(Beam Forming Network)回路で合成する構成を採用し、このアレーアンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ５０（例えば、リニアアレーであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここで、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記目的関数（数１６）の値が最小となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算して設定することを特徴としている。
【００６４】
以下、図６に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図６において、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によって無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２−１乃至５２−Ｐを介して可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５６を介して復調器５７に出力する。復調器５７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＡＭ、ＡＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器５９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号を外部装置に出力する。一方、ダウンコンバータ５５から出力される中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器６１を介して受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ６０に入力される。ここで、この受信信号ｙ（ｔ）は、合成器５４において合成された無線信号の電力レベルに比例するレベルを有する。
【００６５】
適応制御型コントローラ６０は、上記受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図５の適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上記目的関数（数１６）の値が最小となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量を設定する。
【００６６】
なお、この実施形態においても、第１の実施形態と同様に、適応制御に用いる無線信号としては、デジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号を用いる。
【００６７】
この実施形態に係る適応制御型コントローラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コントローラ２０と同様に、送信された無線信号がデジタル振幅変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ６０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００６８】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する移相制御電圧ｖｐを計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。また、目的関数Ｊはその逆数を用いてもよい。
【００６９】
【実施例】
図７は、図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。このシミュレーションでは、上述の定式化モデルと同様に、励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。また、エスパアンテナ装置１００に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブラインド処理）とする。本実施例においては、所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションする。所望波は１６ＱＡＭランダム変調信号、干渉波は定振幅ランダム位相信号、雑音は加算的ガウス雑音とする。これら所望波、干渉波、雑音は相互に無相関とする。簡単のため伝送路における帯域制限フィルタ、遅延広がり、角度広がり、フェージング、ドップラ効果、同期誤差を全て無視する。この条件下で、数１６で表された規範に基づいて６個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値を適応制御する。
【００７０】
ここで、エスパアンテナ装置１００に接続されるＲＦ受信機の入力インピーダンスはｚｓ＝５０Ωとする。
【００７１】
図７のシミュレーションフローにおいては、干渉波ステアリングベクトル、所望波ステアリングベクトル、アンテナ構造のパラメータ、到来波信号、および雑音に基づいて、ステップＳＳ１乃至ＳＳ５の処理を行うことにより当該アンテナビームの適応制御を行い、最後に、指向性アレーファクタおよび出力ＳＩＮＲを計算して出力する（ステップＳＳ６，ＳＳ７）。このステップＳＳ１乃至ＳＳ７の処理では、受信信号ｙ（ｔ）に基づいて目的関数Ｊ（数１６）を計算し、リアクタンス行列の更新を行ってリアクタンス行列を計算した後、等価ウエイトベクトルを計算する。そして、等価ウエイトベクトルから指向性アレーファクタを計算する一方、受信信号ｙ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）とから出力ＳＩＮＲを計算している。
【００７２】
このシミュレーションにおいては、所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションを行う。所望波の到来方向を０度に固定し、干渉波の到来方向が４５度、９０度、１３５度、１８０度とした場合のリアクタンス制御結果と指向性パターン（電力パターン）をそれぞれ図８乃至図１１に示す。これらの図面において、ポーラチャートの外周上の記号ＤおよびＩはそれぞれ所望波と干渉波の到来方位を示す。図８乃至図１１の４パターンとも、ほぼ所望波の到来方向へ主ビームが形成されると同時に干渉波の方向に深いヌル点が形成されていることがわかる。
【００７３】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナやリニアアレーアンテナなどのアレーアンテナの制御方法において、当該アレーアンテナによって受信された受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目的関数を定義しこれを最小化又は最大化することを規範として、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変調された無線信号であっても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数は受信信号のみで記述されているので、適応制御処理の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】 図１のエスパアンテナ装置１００によって受信される１６ＱＡＭ信号の信号点配置を示す図である。
【図４】 図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される適応制御処理において用いるＭＡＲＤ法についての、電力比Ｒに対する評価値Ｑを示すグラフである。
【図５】 図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフローチャートである。
【図６】 本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。
【図８】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が４５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図９】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が９０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図１０】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１３５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図１１】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１８０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
５０…アレーアンテナ、
５１−１乃至５１−Ｎ…アンテナ素子、
５２−１乃至５２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
５３−１乃至５３−Ｎ…可変移相器、
５４…合成器、
５５…ダウンコンバータ、
５６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
５７…復調器、
５８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
５９…Ａ／Ｄ変換器、
６０…適応制御型コントローラ、
６１…Ａ／Ｄ変換器、
１００…エスパアンテナ装置。
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術のエスパアンテナは、例えば、従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、一般的に、以下の方法が用いられている。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大となることを規範（評価基準）として、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要であること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応制御のための回路が複雑になるという問題点があった。
【０００５】
このエスパアンテナを受信側で適応制御する方法として、送信された無線信号が周波数変調など振幅が一定である変調方法のときは、受信された無線信号の振幅を一定となるように適応制御する、例えば、コンスタント・モジュラス・アルゴリズムなどの方法を用いてアレーアンテナを適応制御することが広く行われているが、送信された無線信号が振幅変調を含む変調方法で変調されているときは使用することができないという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、送信された無線信号がデジタル振幅変調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、送信された無線信号を受信信号として受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
また、第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、所定の間隔で並置してなる複数Ｐ個のアンテナ素子を備え、送信された無線信号を受信するためのアレーアンテナによって受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記合成後の受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。
【０００９】
さらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記目的関数値は、上記期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴とする。
【００１０】
またさらに、上記アレーアンテナの制御方法において、上記デジタル振幅変調は、多値ＱＡＭ又はＡＳＫであることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。
【００１２】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエスパアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０とを備えて構成される。
【００１３】
ここで、受信側での適応制御に用いる、送信側から送信される無線信号としては、詳細後述するように、例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）などのデジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号を用いる。従って、上記無線信号はデジタル振幅変調されているので、各標本化された信号点においてその振幅は離散的に変化する。本実施形態では、受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目的関数を定義しこれを最小化することを規範としている。ここで、具体的には、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有することを利用している。
【００１４】
本実施形態において、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な上記目的関数値が実質的に最小となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。
【００１５】
図１において、エスパアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、上記半径ｒもλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１６】
図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１７】
従って、図１のエスパアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１８】
図１のアレーアンテナの制御装置において、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、最急勾配法を用いて上記目的関数値が実質的に最小となるように、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘｋを設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。
【００１９】
次いで、エスパアンテナ装置１００について定式化を行う。この定式化モデルにおいては、励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。素子間隔は全てλ／４であり、各ダイポールは半径λ／１００の導体円柱とする。素子の長さ方向の波長短縮率は０．９２６とする。各非励振素子Ａ１乃至Ａ６の中央部に可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６であるバラクタダイオードが直列に装荷されており、それらのリアクタンス値の組合せでその指向性が決定される。
【００２０】
上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月」参照。）。
【００２１】
【数１】
エスパアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００２３】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【００２４】
なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ４１＝−２６．０−１６．７ｊ
ここで、インピーダンス値の単位は全てΩである。バラクタダイオードであるリアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値をｘ１，ｘ２，…，ｘ６とすると、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファクタ）Ｄａ（θ，φ）は次式で表される（例えば、従来技術文献２参照）。
【００２５】
【数２】
Ｄａ（θ，φ）
＝ａ（θ，φ）Ｔｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
【００２６】
ここで、上付きのＴは転置を表し、ａ（θ，φ）は、エスパアンテナ装置１００の位相中心を中央の非励振素子Ａ０にとった場合のステアリングベクトルであり、仰角θと方位角φの関数として次式で表される。
【００２７】
【数３】
ここで、ｄは半径ｒに等しい素子間隔であり、βは自由空間中の伝播定数である。また、ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）はエスパアンテナの等価ウエイトベクトルであり、次式で表される。
【数４】
ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）
＝Ｚ−１（ｖｓｕ０−Ｘｉ）
＝ｖＳ（Ｚ＋Ｘ）−１ｕ０
ここで、ｕ０は次式で表される単位ベクトルである。
【数５】
ｕ０＝［１，０，…，０］Ｔ
また、Ｘは、ＲＦ受信機の入力インピーダンスｚｓと可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を成分とする次式の対角行列であるリアクタンス行列である。
【数６】
Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ１，ｊｘ２，…，ｊｘ６］
【００２９】
複数の信号波が到来する場合にはそれらの信号波形を成分とするベクトル
【数７】
ｓ（ｔ）＝［ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ），…，ｓｍ（ｔ）］
を定義する。ここで、ｍは信号の数である。これらを同時に受信した場合のエスパアンテナ装置１００の出力信号は次式で表される。
【数８】
ｙ（ｔ）＝ｉ（ｘ１，ｘ２，…，ｘ６）ＴＡ（θ，Φ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ここで、Ａ（θ，Φ）はアレーマニホールドであり、次式で表される。
【数９】
Ａ（Θ，Φ）＝［ａ（θ１，φ１），ａ（θ２，φ２），…，ａ（θｍ，φｍ）］
ここで、
【数１０】
Θ＝｛θ１，θ２，…，θｍ｝
【数１１】
Φ＝｛φ１，φ２，…，φｍ｝
であり、ｎ（ｔ）は加算的雑音である。
【００３０】
次いで、本実施形態で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的は上記数８で導出したアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。
【００３１】
本実施形態に係るブラインド制御では、送信信号の振幅が標本化点においてその自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比をもつ値となることを利用する。現在多くの無線システムで用いられているデジタル変調方式のうち、特にＰＳＫではこの比の値が全て１となる。これが１６ＱＡＭの場合には、図３に示すＩ／Ｑ平面上の信号点配置から明らかなように、ここで第１象限のみを考慮すれば、各標本化された信号点において、Ｉチャンネルの振幅値ｍ＝１，３と、Ｑチャンネルの振幅値ｎ＝１，３とに基づく瞬時電力値Ｐは次式で表される。
【００３２】
【数１２】
Ｐ＝（２ｍ−１）２＋（２ｎ−１）２
【００３３】
従って、１６ＱＡＭのときに取りうる瞬時電力値Ｐは次の表２に示すようになる。
【００３４】
【表２】
この表２から互いに異なる各２つの信号点の瞬時電力比は１：５：９となる。ある標本化信号点における瞬時電力値Ｐ１と次の標本化信号点での瞬時電力値Ｐ２との比は、１：１、１：５、１：９、５：１、５：５、５：９、９：１、９：５、９：９のいずかをとる。これらの２値Ｐ１，Ｐ２を比較し大きい方を小さい方で除算した商の値をＲとして次式のように計算すると、次の表３に示すようになる。
【００３６】
【数１３】
Ｒ＝ｍａｘ（Ｐ１，Ｐ２）／ｍｉｎ（Ｐ１，Ｐ２）
【００３７】
ここで、関数ｍａｘ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最大値を示す関数であり、関数ｍｉｎ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最小値を示す関数である。
【００３８】
【表３】
この表３から明らかなように、１６ＱＡＭのときの電力比Ｒは次式で表された離散値の４通りのみとりうる。
【数１４】
Ｒ＝１．０，１．８，５．０，９．０
【００４０】
受信側では送信信号に干渉信号と雑音が重畳されるためこの商の値が上記離散値からゆらぐ。このゆらぎの程度を表す評価関数Ｑを次式のように定義する。
【００４１】
【数１５】
Ｑ＝ｍｉｎ{｜Ｒ−１．０｜,｜Ｒ−１．８｜,｜Ｒ−５．０｜,｜Ｒ−９．０｜}
【００４２】
この評価関数は図４に示すように、１≦ｒ＜∞を定義域とする折れ線グラフとなる。送信信号に同期していない干渉信号と雑音はランダムなので、評価関数値Ｑも時間的に変動する。そこで、本実施形態では、例えば１フレームなどの所定の期間中において多数の標本化信号点における評価関数値Ｑの時間平均値又はアンサンブル平均値（期待値）Ｅ（Ｑ）をとり、これを最小化すること、すなわち次式の目的関数Ｊを規範とする。
【００４３】
【数１６】
Ｊ＝Ｅ（Ｑ）→ｍｉｎ→０
【００４４】
すなわち、数１６で表された目的関数を実質的に最小値となるように適応制御する。この規範は受信信号の振幅の相対値だけで決定されるので受信レベル変動や受信機利得変動の影響を受けないというメリットもある。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。
【００４５】
また、同様に、６４ＱＡＭのときの瞬時電力値Ｐは次の表４のようになり、標本化された信号点での電力比Ｒは次の表５のようになり、１６ＱＡＭのときと同様に当該エスパアンテナ装置１００を適応制御可能である。なお、表５において、電力比Ｒの計算値は便宜上、小数点第５位を四捨五入して小数点第４位まで示している。
【００４６】
【表４】
【表５】
なお、以上の実施形態においては、数１６で表された目的関数を用いているが、本発明はこれに限らず、数１５で表された評価関数を目的関数として用いてもよい。
【００４９】
次いで、最急勾配法を用いたアンテナビームの適応制御について説明する。最急勾配法を用いるときの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対する漸化式は次式で表される。
【００５０】
【数１７】
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊｎ
【数１８】
ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータμは試行錯誤的に定められるステップサイズである。ここで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であるが、本実施形態では、目的関数の値を最大するように最適解を求める方法を用いる。
【００５２】
さらに、最急勾配法による具体的な、最適解を求める手順について説明する。上記数１７の漸化式を用いた最急勾配法によって目的関数Ｊｎを可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における目的関数Ｊｎの勾配ベクトル∇Ｊｎを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊｎの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルｘにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束する反復数まで実行される。
【００５３】
図５は、図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。
【００５４】
図５のステップＳ１において、まず、反復数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクトルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ２において素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、ステップＳ３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４において数１５及び数１６を用いて目的関数Ｊの値を計算し、Ｊ（０）に設定挿入する。さらに、ステップＳ５においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘｋとして設定した後、ステップＳ６において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ７において数１５及び数１６を用いて目的関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ８においてＪ−Ｊ（０）の値を計算して∂Ｊｎ／∂ｘｋに代入し、ステップＳ９においてリアクタンス値ｘｋに所定の摂動値Δｘｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ステップＳ１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以上であるか否かが判断される。ステップＳ１０でＮＯであれば、ステップＳ１１で素子パラメータｋを１だけインクリメントしてステップＳ５に戻り、上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１０でＹＥＳであるときは、ステップＳ１２において、上記数１７の漸化式を用いて、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）を計算した後、ステップＳ１３において反復数パラメータｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、ＮＯであれば、ステップＳ１４において反復数パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２からの処理を繰り返す。一方、ステップＳ１３でＹＥＳであるときは、十分に収束しているものと判断し、計算されたリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。
【００５５】
以上説明したように、本実施形態によれば、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な目的関数値（数１６）が実質的に最小となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００５６】
以上の実施形態においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を電子的に制御することができる。それに代わって、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔は一定でなくてもよい。
【００５７】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
【００５８】
なお、順次ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００５９】
また、ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（ｉｖ）計算された推定値における目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。
【００６０】
さらに、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（ｉｉｉ）この２つの平均値に対する目的関数Ｊの値を計算し、目的関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。
【００６１】
以上の実施形態においては、目的関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。
【００６２】
＜第２の実施形態＞
図６は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【００６３】
この実施形態では、アレーアンテナ５０の各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ(Beam Forming Network)回路で合成する構成を採用し、このアレーアンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ５０（例えば、リニアアレーであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここで、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記目的関数（数１６）の値が最小となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算して設定することを特徴としている。
【００６４】
以下、図６に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図６において、複数Ｐ個のアンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によって無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２−１乃至５２−Ｐを介して可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５６を介して復調器５７に出力する。復調器５７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＡＭ、ＡＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器５９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号を外部装置に出力する。一方、ダウンコンバータ５５から出力される中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器６１を介して受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ６０に入力される。ここで、この受信信号ｙ（ｔ）は、合成器５４において合成された無線信号の電力レベルに比例するレベルを有する。
【００６５】
適応制御型コントローラ６０は、上記受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図５の適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上記目的関数（数１６）の値が最小となるように、当該アレーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量を設定する。
【００６６】
なお、この実施形態においても、第１の実施形態と同様に、適応制御に用いる無線信号としては、デジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号を用いる。
【００６７】
この実施形態に係る適応制御型コントローラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コントローラ２０と同様に、送信された無線信号がデジタル振幅変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ６０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【００６８】
以上の実施形態においては、最急勾配法を用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対応する移相制御電圧ｖｐを計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。また、目的関数Ｊはその逆数を用いてもよい。
【００６９】
【実施例】
図７は、図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。このシミュレーションでは、上述の定式化モデルと同様に、励振素子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポールアンテナを用いる。また、エスパアンテナ装置１００に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブラインド処理）とする。本実施例においては、所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションする。所望波は１６ＱＡＭランダム変調信号、干渉波は定振幅ランダム位相信号、雑音は加算的ガウス雑音とする。これら所望波、干渉波、雑音は相互に無相関とする。簡単のため伝送路における帯域制限フィルタ、遅延広がり、角度広がり、フェージング、ドップラ効果、同期誤差を全て無視する。この条件下で、数１６で表された規範に基づいて６個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値を適応制御する。
【００７０】
ここで、エスパアンテナ装置１００に接続されるＲＦ受信機の入力インピーダンスはｚｓ＝５０Ωとする。
【００７１】
図７のシミュレーションフローにおいては、干渉波ステアリングベクトル、所望波ステアリングベクトル、アンテナ構造のパラメータ、到来波信号、および雑音に基づいて、ステップＳＳ１乃至ＳＳ５の処理を行うことにより当該アンテナビームの適応制御を行い、最後に、指向性アレーファクタおよび出力ＳＩＮＲを計算して出力する（ステップＳＳ６，ＳＳ７）。このステップＳＳ１乃至ＳＳ７の処理では、受信信号ｙ（ｔ）に基づいて目的関数Ｊ（数１６）を計算し、リアクタンス行列の更新を行ってリアクタンス行列を計算した後、等価ウエイトベクトルを計算する。そして、等価ウエイトベクトルから指向性アレーファクタを計算する一方、受信信号ｙ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）とから出力ＳＩＮＲを計算している。
【００７２】
このシミュレーションにおいては、所望波に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションを行う。所望波の到来方向を０度に固定し、干渉波の到来方向が４５度、９０度、１３５度、１８０度とした場合のリアクタンス制御結果と指向性パターン（電力パターン）をそれぞれ図８乃至図１１に示す。これらの図面において、ポーラチャートの外周上の記号ＤおよびＩはそれぞれ所望波と干渉波の到来方位を示す。図８乃至図１１の４パターンとも、ほぼ所望波の到来方向へ主ビームが形成されると同時に干渉波の方向に深いヌル点が形成されていることがわかる。
【００７３】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテナやリニアアレーアンテナなどのアレーアンテナの制御方法において、当該アレーアンテナによって受信された受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目的関数を定義しこれを最小化又は最大化することを規範として、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変調された無線信号であっても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数は受信信号のみで記述されているので、適応制御処理の計算処理をきわめて簡単に実行できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】 図１のエスパアンテナ装置１００によって受信される１６ＱＡＭ信号の信号点配置を示す図である。
【図４】 図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される適応制御処理において用いるＭＡＲＤ法についての、電力比Ｒに対する評価値Ｑを示すグラフである。
【図５】 図１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフローチャートである。
【図６】 本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーションのフローを示す図である。
【図８】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が４５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図９】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が９０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図１０】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１３５度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【図１１】 図７のシミュレーション結果であって、干渉波方向が１８０度のときの放射電力パターンを示す指向特性図である。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
５…給電用同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、
２０…適応制御型コントローラ、
５０…アレーアンテナ、
５１−１乃至５１−Ｎ…アンテナ素子、
５２−１乃至５２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
５３−１乃至５３−Ｎ…可変移相器、
５４…合成器、
５５…ダウンコンバータ、
５６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
５７…復調器、
５８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
５９…Ａ／Ｄ変換器、
６０…適応制御型コントローラ、
６１…Ａ／Ｄ変換器、
１００…エスパアンテナ装置。
Claims (4)
- 送信された無線信号を受信信号として受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、
上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 所定の間隔で並置してなる複数Ｐ個のアンテナ素子を備え、送信された無線信号を受信するためのアレーアンテナによって受信された複数Ｐ個の受信信号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレーアンテナの制御方法において、
上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記合成後の受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 上記目的関数値は、上記期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御方法。
- 上記デジタル振幅変調は、多値ＱＡＭ又はＡＳＫであることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御方法。
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