JP2003304112A - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 エスパアンテナ装置などの可変指向性アンテ
ナにおいて、アンテナ装置と無線送受信機との間で常に
インピーダンス整合をとることができる。 【解決手段】 エスパアンテナ装置１００と無線送受信
機との間に、整合用可変リアクタンス素子を含むインピ
ーダンス整合回路３０が挿入される。適応制御型コント
ローラ２０は、励振素子Ａ０によって受信された受信信
号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法
を用いて、受信信号の電力を表す目的関数が実質的に最
大となるように、アレーアンテナの主ビームを所望波の
方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可
変リアクタンス素子のリアクタンス値、及び整合用可変
リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のアンテナ素
子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させる
ことができるアレーアンテナの制御方法及び制御装置に
関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Elec
tronically Steerable Passive Array Radiator (ESPA
R) Antenna；以下、エスパアンテナという。）の指向特
性を適応的に変化させることができるアレーアンテナの
制御方法及び制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術のエスパアンテナは、例えば、
従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically s
teerable passive array radiator antennas for low-c
ost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE Intern
ational Conference on PhasedArray System & Technol
ogy pp. 101-104, Dana point, California, May 21-2
5, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において
提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給
電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ
離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１
個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リ
アクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記
可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させるこ
とにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させる
ことができる。

【０００３】このエスパアンテナを受信側で適応制御す
る方法として、一般的に、以下の方法が用いられてい
る。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部
分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習
シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受
信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記
発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大とな
ることを規範として、上記可変リアクタンス素子のリア
クタンス値を変化させてその指向特性を変化させる。こ
れにより、エスパアンテナの指向性を最適パターンと
し、すなわち所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波
の方向にヌルを形成するパターンとなる。

【０００４】このエスパアンテナ装置において、可変リ
アクタンス素子は安価なバラクタダイオード等により構
成でき、移相器等を必要とせず、１つの給電系で構成で
きるため、小型、軽量、低コスト、低消費電力のアダプ
ティブアンテナを実現可能となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、エスパ
アンテナ装置などの可変指向性アンテナでは指向性の変
化に伴って入力インピーダンス（受信時には出力インピ
ーダンス）が変化する。従って、すべての可変リアクタ
ンス素子のとりうるすべての状態でインピーダンス整合
をとることはできない。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、エ
スパアンテナ装置などの可変指向性アンテナにおいて、
アンテナ装置と無線送受信機との間で常にインピーダン
ス整合をとることができるアレーアンテナの制御方法及
び制御装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係るアレーアン
テナの制御方法は、無線信号を送受信するための励振素
子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ
た複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞ
れ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上
記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させ
ることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器
又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性
を変化させるアレーアンテナの制御方法であって、上記
アレーアンテナと無線送受信機との間に、整合用可変リ
アクタンス素子を含むインピーダンス整合回路を挿入
し、上記励振素子によって受信された受信信号に基づい
て、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、
上記受信信号の電力を表す目的関数が実質的に最大とな
るように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方
向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変
リアクタンス素子のリアクタンス値、及び上記整合用可
変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定す
るステップを含むことを特徴とする。

【０００８】上記アレーアンテナの制御方法において、
上記インピーダンス整合回路は、上記アレーアンテナと
無線送受信機との間に、直列に挿入された可変リアクタ
ンス素子を備えたことを特徴とする。とって代わって、
上記インピーダンス整合回路は、上記アレーアンテナと
無線送受信機との間の接続点と接地との間に、並列に挿
入された可変リアクタンス素子を備えたことを特徴とす
る。さらに、とって代わって、上記インピーダンス整合
回路は、上記アレーアンテナと無線送受信機との間に直
列に挿入された可変リアクタンス素子と、上記アレーア
ンテナと無線送受信機との間の接続点と接地との間に並
列に挿入された可変リアクタンス素子とを備えたことを
特徴とする。

【０００９】本発明に係るアレーアンテナの制御装置
は、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振
素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振
素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複
数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアク
タンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、
上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器とし
て動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるア
レーアンテナの制御装置であって、上記アレーアンテナ
と無線送受信機との間に挿入され、整合用可変リアクタ
ンス素子を含むインピーダンス整合回路と、上記励振素
子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画
法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号の
電力を表す目的関数が実質的に最大となるように、上記
アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干
渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素
子のリアクタンス値、及び上記整合用可変リアクタンス
素子のリアクタンス値を計算して設定する制御手段とを
備えたことを特徴とする。

【００１０】上記アレーアンテナの制御装置において、
上記インピーダンス整合回路は、上記アレーアンテナと
無線送受信機との間に、直列に挿入された可変リアクタ
ンス素子を備えたことを特徴とする。とって代わって、
上記インピーダンス整合回路は、上記アレーアンテナと
無線送受信機との間の接続点と接地との間に、並列に挿
入された可変リアクタンス素子を備えたことを特徴とす
る。さらに、とって代わって、上記インピーダンス整合
回路は、上記アレーアンテナと無線送受信機との間に直
列に挿入された可変リアクタンス素子と、上記アレーア
ンテナと無線送受信機との間の接続点と接地との間に並
列に挿入された可変リアクタンス素子とを備えたことを
特徴とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１２】図１は本発明に係る実施形態であるアレー
アンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。こ
の実施形態のアレーアンテナの制御装置は、図１に示す
ように、１つの励振素子Ａ０と、可変リアクタンス素子
１２−１乃至１２−６がそれぞれ装荷された６個の非励
振素子Ａ１乃至Ａ６と、接地導体１１とを備えてなるエ
スパアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２
０と、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成さ
れ、特に、低雑音増幅器１などの無線受信機及び無線送
信機７と、エスパアンテナ装置１００との間に挿入さ
れ、適応制御型コントローラ２０によりそれに含まれる
可変リアクタンス素子のリアクタンス値が制御されるイ
ンピーダンス整合回路３０を備えたことを特徴としてい
る。

【００１３】ここで、適応制御型コントローラ２０は、
例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成さ
れ、受信時において、復調器４による無線通信を開始す
る前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含ま
れる学習シーケンス信号を上記エスパアンテナ装置１０
０の励振素子Ａ０により受信したときの受信信号ｙ
（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パター
ンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された
学習シーケンス信号ｒ（ｔ）とに基づいて、最急勾配法
によるインピーダンス整合及び適応制御処理を実行する
ことにより上記エスパアンテナ装置１００の主ビームを
所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるた
めの、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に
印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）
を探索して制御電圧信号を用いて設定するとともに、イ
ンピーダンス整合回路３０を制御してエスパアンテナ装
置１００と無線受信機及び無線送信機７との間のインピ
ーダンス整合をとることを特徴としている。具体的に
は、適応制御型コントローラ２０は、各可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値及びイン
ピーダンス整合回路３０内の可変リアクタンス素子のリ
アクタンス値を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リ
アクタンス値に対して所定の評価関数値（例えば、受信
信号の電力）を計算し、上記計算された評価関数値に基
づいて、最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大と
なるように、各リアクタンス値を反復して計算すること
により、当該エスパアンテナ装置１００の主ビームを所
望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるため
の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリア
クタンス値を計算して設定し、かつ、エスパアンテナ装
置１００と無線受信機及び無線送信機７との間のインピ
ーダンス整合をとるように制御する。これにより、当該
評価関数値が実質的に最大となるように、上記エスパア
ンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ
干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス
素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索
し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_mを有す
る制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至
１２−６に出力して設定するとともに、インピーダンス
整合処理を行う。

【００１４】図１において、エスパアンテナ装置１００
は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励
振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半
径ｒａの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至
Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましく
は、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒａの円周上
に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及
び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λ
に対して約１／４の長さのモノポール素子になるように
構成され、また、上記半径ｒａはλ／４になるように構
成される。励振素子Ａ０の給電点は直接にインピーダン
ス整合回路３０に接続され、さらに同軸ケーブル５及び
サーキュレータ６を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に
接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可
変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、
これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、
適応制御型コントローラ２０からの制御電圧信号を設定
されることによって、そのリアクタンス値を変化させ
る。

【００１５】図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断
面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶
縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に
対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１
２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素
子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実
質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子
１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、
可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非
励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較し
て長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リ
アクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を
有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コ
ンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ
０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の
可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続され
た非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。

【００１６】従って、図１のエスパアンテナ装置１００
において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するバイ
アス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアク
タンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置
１００の平面指向性特性を変化させることができる。

【００１７】図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、エスパアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上
記受信された信号は、詳細後述するインピーダンス整合
回路３０、給電用同軸ケーブル５及びサーキュレータ６
を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅さ
れ、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅され
た信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変
換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナ
ログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジ
タル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に
出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、入
力される受信信号ｙ（ｔ）と学習シーケンス信号ｒ
（ｔ）とに基づいて、各可変リアクタンス素子１２−１
乃至１２−６のリアクタンス値及びインピーダンス整合
回路３０内の可変リアクタンス素子のリアクタンス値
を、順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値
に対して所定の評価関数値（例えば、受信信号の電力）
を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、最急
勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、
各リアクタンス値を反復して計算することにより、当該
エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に
向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リア
クタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を
計算して設定し、かつ、エスパアンテナ装置１００と無
線受信機及び無線送信機７との間のインピーダンス整合
をとるように制御する。これにより、当該評価関数値が
最大となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主
ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを
向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２
−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見さ
れた各バイアス電圧値Ｖ_mを有する制御電圧信号を各可
変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設
定するとともに、インピーダンス整合処理を行う。

【００１８】また、送信時においては、無線送信機７は
入力される送信ベースバンド信号に基づいて無線搬送波
を所定の変調方式で変調し、変調された無線搬送波であ
る無線信号をサーキュレータ６、給電用同軸ケーブル
５、インピーダンス整合回路３０を介してエスパアンテ
ナ装置１００の励振素子Ａ０に出力され、これにより当
該エスパアンテナ装置１００から無線信号が放射され
る。なお、送信時において、受信時に設定された各可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス
値を用いる。

【００１９】アレーアンテナ１００で受信される無線信
号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１
で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パ
ターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボ
ルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数
の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディ
ジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅
して受信局のエスパアンテナ装置１００に向けて送信す
る。本実施形態においては、データ通信を行う前に、送
信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線
信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ
２０による適応制御処理が実行される。

【００２０】次いで、当該エスパアンテナ装置１００に
係る各種の信号の定式化について詳細に説明する。エス
パアンテナであるエスパアンテナ装置１００の受信信号
ｙ（ｔ）は次式で表される。

【００２１】

【数１】ｙ（ｔ）＝ｉ^ＴＳ（ｔ）

【００２２】ここで、ｉは励振素子Ａ０及び非励振素子
Ａ１乃至Ａ６に誘起する電流分布を要素とする電流ベク
トルであり、Ｓ（ｔ）はエスパアンテナ装置１００の受
信信号ベクトルである。ここで、上添え字Ｔは転置を表
す。

【００２３】電流ベクトルｉは上記数１から分かるよう
に、従来技術のアダティブアレーアンテナにおけるウエ
イトベクトルの役割を果たすが、エスパアンテナである
エスパアンテナ装置１００においては電流分布を直接操
作することができず、リアクタンス値を操作することに
より間接的に電流分布を制御するため、電流ベクトルｉ
はリアクタンス値の関数として次式のように表される。

【００２４】

【数２】ｉ＝ｖ_ｓ（Ｚ＋Ｘｍ）^−１ｕ_０

【００２５】ここで、Ｘｍは送信機の出力インピーダン
スｚ_ｓ及び各素子のリアクタンス値を対角成分にもつ行
列

【数３】Ｘｍ＝ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，ｊｘ
_３，ｊｘ_４，ｊｘ_５，ｊｘ_６］ であり、Ｚは素子間結合を含めたインピーダンス行列で
ある。また、ｕ_０は単位ベクトル

【数４】ｕ_０＝［１，０，０，０，０，０，０，］ であり、ｖ_ｓは送信機の内部電圧（開放電圧）である。

【００２６】上記数３において各可変リアクタンス素子
１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を要素としても
つベクトルはリアクタンスベクトルＸと呼ばれ、次式の
ように表す。

【数５】Ｘ＝［ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４，ｘ_５，ｘ_６］

【００２７】本実施形態において、各可変リアクタンス
素子１２−１乃至１２−６のバラクタダイオードに印加
するバイアス電圧値Ｖ_ｍは適応制御型コントローラ２０
からの制御電圧信号としてデジタル値−２０４８から２
０４７として入力して設定する。この数値を以下、「デ
ジタル制御電圧Ｖ_Ｄ」と表す。使用するバラクタダイオ
ードのカタログデータにより、デジタル制御電圧Ｖ_Ｄと
バラクタダイオードのインピーダンスＺ_Ｖの関係を次式
で表すことにする。

【００２８】

【数６】Ｚ_Ｖ＝−ｊ（0.0217Ｖ_Ｄ＋49.21）

【００２９】エスパアンテナであるエスパアンテナ装置
１００の指向性は上記数２の電流ベクトルｉから計算す
ることができる（例えば、従来技術文献２「大平孝，
“エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファ
クタ表現”，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００
−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，
ｐｐ．７−１２，２０００年７月」など参照。）。７素
子エスパアンテナ装置１００の非励振素子の数Ｍは６で
ある。デジタル制御電圧Ｖ_Ｄのとりうる値の数４０８６
のＭ＝６乗の張る空間の中から、幾つかのデータを測定
し、できるだけ評価関数値の高い点の６個の組み合わせ
を見つけることが要求される。

【００３０】次いで、インピーダンス整合回路３０に対
する制御処理について、以下に詳細に説明する。例え
ば、エスパアンテナ装置１００において、ビームの利得
が高くなるように、ビーム形成状態に整合をとることも
考えられるが、通信品質改善と使用可能周波数の帯域確
保のためには、指向性が変化してもインピーダンス整合
がとれることが好ましい。本実施形態では、励振素子Ａ
０にも、可変リアクタンス素子を含むインピーダンス整
合回路３０を接続することを提案する。エスパアンテナ
装置１００では、非励振素子Ａ１−Ａ６に接続された可
変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６と同時に制御
できるので、インピーダンス整合調整のための装置を新
たに必要としない。

【００３１】本実施形態では、図３に示すように、無限
の接地導体１１上の７素子モノポール型エスパアンテナ
装置１００について検討する。励振素子Ａ０及び非励振
素子Ａ１−Ａ６の素子半径を０．０２λ、励振素子Ａ１
及び非励振素子Ａ１−Ａ６の長さを０．２４λ、これら
素子の配列半径ｒａを０．２５λとする。６本の非励振
素子Ａ１−Ａ６に接続される可変リアクタンス素子１２
−１乃至１２−６のリアクタンス値ベクトルＸと、入力
インピーダンスＺｉｎの関係を、モーメント法で計算し
た結果を図４に示す。ここで、６個のリアクタンス値は
すべて等しいとした。図４から明らかなように、リアク
タンス値の変化により入力インピーダンスが変化するこ
とが分かる。給電線路の特性インピーダンスｚ_ｓは一定
であるので、入力インピーダンス変化に対応して、不整
合損変化により動作利得も変化する。

【００３２】リアクタンス値変化に伴う入力インピーダ
ンス変化を打ち消すために、図６乃至図８に示すように
それぞれ、励振素子Ａ０の給電部にもインピーダンス整
合回路３０−１乃至３０−３の可変リアクタンス素子３
１，３２を接続する構成を提案する。インピーダンス整
合のとれている帯域を拡大できるので、「広帯域型」と
呼ぶことができる。これに対して、図５のように励振素
子Ａ０に可変リアクタンス素子３１，３２を接続しない
構造を従来例と呼ぶ。

【００３３】１番目の非励振素子Ａ１の可変リアクタン
ス素子１２−１の電気容量が０．７ｐＦでその他の非励
振素子Ａ２−Ａ５の可変リアクタンス素子１２−２乃至
１２−６のリアクタンス値を９３ｐＦとすると、リアク
タンス値の小さい１番目の非励振素子Ａ１方向にビーム
が形成される。このビーム形成状態の入力インピーダン
スの周波数特性をモーメント法で計算した結果を図９に
示す。設計周波数２．５ＧＨｚにおいて、給電線路の特
性インピーダンス５０Ωからずれており、インピーダン
スの不整合が生じることが分かる。入力インピーダンス
の虚部が０となるための、励振素子Ａ０に接続される可
変リアクタンス素子３１の電気容量を計算すると０．７
３２ｐＦとなる。励振素子Ａ０に電気容量０．７３２ｐ
Ｆの固定のリアクタンス素子を直列接続した場合の入力
インピーダンスの周波数特性を図１０に示す。周波数
２．５ＧＨｚで入力インピーダンスの絶対値｜Ｚｉｎ｜
が小さくなっており、その虚部が設計通り小さくなって
いることが分かる。ただし、実部も小さくなっている。
固定のリアクタンス素子では、１つの周波数（２．５Ｇ
Ｈｚ）のみのインピーダンス整合の調整がされるが、可
変リアクタンス素子３１を用いてそのリアクタンス値を
制御することにより入力インピーダンスが広帯域に調整
可能であることが分かる。

【００３４】次いで、インピーダンス整合の調整のため
の等価ウェイトベクトル表現について以下に説明する。
エスパアンテナ装置１００の特性は次式のような「エス
パ行列」Ｅを用いて、等価ウェイトベクトルで表現され
る（従来技術文献３「大平孝，“エスパアンテナの等価
ウェイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化”，
電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡ
Ｔ２００１−３，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月」
など参照。）。

【数７】Ｅ＝（Ｚ＋Ｘｍ）^−１

【００３５】ここで、Ｚは素子間のインピーダンス行列
であり、Ｘｍは１番目乃至６番目の非励振素子Ａ１−Ａ
６に接続される可変リアクタンス素子１２−１乃至１２
−６のリアクタンス値ｘ_１−ｘ_６を用いて表されるイン
ピーダンスベクトルである。

【００３６】ここで、ｚ_ｓは給電線路の特性インピーダ
ンスを表す。指向性Ｄは次式で表される。

【数８】Ｄ＝ｖ_ｓａ^ＴＥｕ_０

【００３７】ここで、ａはステアリングベクトル、ｕ_０
は第１の要素だけが１で他は０の７列の列ベクトルであ
る。上添え字のＴは転置行列を表す。

【００３８】本発明者らが試作したエスパアンテナ装置
１００の指向性を表現できるアドミタンス行列（インピ
ーダンス行列の逆行列）の行列要素を従来技術文献４
「飯草恭一ほか，“エスパアンテナの実測値に基づくパ
ラメータフィッティング”，電子情報通信学会技術報
告，ＡＰ２００１−１０４，ｐｐ．９３−１００，２０
０１年１０月」で求めた。この試作アンテナを基にビー
ム形成状態で整合をとるように、励振素子Ａ０に調整を
加えたアンテナを試作した。その試作アンテナの指向性
パターンの実測値を図１１に示す。なお、図１１乃至図
１３に示す各放射パターンにおける各可変リアクタンス
素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ１−ｘ６
を以下の表に示す。

【００３９】

【表１】 ――――――――――――――――――――――――――――――――――― パターン名称 [x1,x2,x3,x4,x5,x6] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― ビームパターン：[-90.8,-91.5,-6.9,-8.8,-6.9,-91.5] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― ヌルパターン：[-30.1,-60.9,-42.1,-43.6,-7.0,-6.9] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― 第１のオムニパターン：[-6.9,-6.9,-6.9,-6.9,6.9,-6.9] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― 第２のオムニパターン：[-28.6,-28.6,-28.6,-28.6,-28.6,-28.6] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― 第３のオムニパターン：[-54.8,-54.8,-54.8,-54.8,-54.8,-54.8] ―――――――――――――――――――――――――――――――――――

【００４０】すなわち、図１１乃至図１３は、０゜度方
向にピークを持つビームパターンと、−４５°から−９
０°付近にヌルを形成したヌルパターンと、３種類の第
１乃至第３のオムニパターンを形成した結果であり、利
得の最大レベル値で規格化して相対利得を表している。
放射パターンの形状は元の試作アンテナとほぼ同じであ
るが、インピーダンス整合の調整により４つのパターン
のレベル関係が変化している。

【００４１】次いで、従来技術文献５「飯草恭一ほか，
“７素子モノポール形エスパアンテナの試作結果”，電
子情報通信学会ソサエティ大会講演論文集，Ｂ−１−６
４，２００１年９月」で求めたアドミタンス行列Ｙで計
算した指向性を図１２に示す。図１２から明らかなよう
に、ヌルパターンと第２のオムニパターンのレベルが図
１１の実際の放射パターンに比べて小さく、レベルの相
対的関係が異なっていることが分かる。

【００４２】さらに、図１４に示すように、インピーダ
ンス整合に対応したインピーダンスの変化を表す、例え
ば可変リアクタンス素子にてなるインピーダンス整合回
路３０を励振素子Ａ０と給電用同軸ケーブル５などの給
電線路との間に装荷する。これは、上記数７のエスパ行
列Ｅの１行１列目にインピーダンス整合のためのインピ
ーダンスｚ_ｘを加えることで表される。ｚ_ｘはエスパア
ンテナ装置１００のアンテナのインピーダンスの変化に
よるものとして、上記数７のアンテナ側の入力インピー
ダンス行列Ｚの１行１列成分ｚ_００の変化と考えられる
が、上記数７より給電部の特性リアクタンス行列Ｘｍに
含めて考えることもできる。そこで、整合インピーダン
スｚ_ｘを次式のように給電線路の特性インピーダンスｚ
_ｓと合わせてｚ_ｓ’とし、フィッティングパラメータＡ
とＢを用いて次式のように表す。

【００４３】

【数９】 ｚ_ｓ’＝ｚ_ｓ＋ｚ_ｘ＝Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πＢ／３６０）

【００４４】ここで、Ａ＝１４５、Ｂ＝２７５°とした
ときの放射パターンを図１３に示す。図１３から明らか
なように、実験結果とほぼ同じレベル関係が表現できて
いる。これにより、整合インピーダンスｚ_ｘにより実際
のアンテナの整合調整が表現できることが分かる。同様
に、可変リアクタンス素子を接続した場合は固定のイン
ピーダンスｚ_ｓの代わりに、可変リアクタンス値ｊｘ_０
を用いｘ_０を変数として扱えばよいことが分かる。

【００４５】次いで、図６に示すような直列接続型イン
ピーダンス整合回路３０−１を用いる場合について以下
に説明する。図６において、インピーダンス整合回路３
０−１の可変リアクタンス素子３１（リアクタンス値ｊ
ｘ_０）が励振素子Ａ０の給電点側一端と、無線送信機７
との間に挿入して装荷される。エスパアンテナ装置１０
０のリアクタンス値と指向性は非線形の関係にあるた
め、制御処理は公知の最急勾配法などの方法を用いる。
送受信高周波電力Ｐの勾配の解析的表現は次式で表され
る（例えば、従来技術文献３参照。）。

【００４６】

【数１０】

【００４７】ここで、Ｉｍ（・）は引数の虚数部を表
し、行列Ｕ_ｉは次式で与えられる。

【００４８】

【数１１】Ｕ_ｉ＝ｄｉａｇ［０，δ_ｉ−１，…，δ
_ｉ−６］，（ｉ＝１，２，…，６）

【００４９】さらに、励振素子Ａ０にもリアクタンス値
ｘ_０の可変リアクタンス素子３１を接続した効果を、上
記数７の回路側の特性に追加して考える。図６のような
直列接続型インピーダンス整合回路３０−１の場合、上
記数７よりエスパ行列Ｅの１行１列目に変数ｊｘ_０を追
加するだけでよい。故に、送受信高周波電力Ｐの勾配に
関して、従来技術文献３と同様の定式化が可能であり、
上記数７、数１０はそのまま成り立つ。ただし、リアク
タンス行列Ｘｍと行列Ｕ_ｉは制御パラメータｘ _０が増え
ることに対応して、次式のように更新される。

【００５０】

【数１２】Ｘｍ＝ｄｉａｇ［ｚ_ｓ＋ｊｘ_０，ｊｘ_１，ｊ
ｘ_２，…，ｊｘ_６］

【数１３】Ｕ_ｉ＝ｄｉａｇ［δ_ｉ，δ_ｉ−１，…，δ
_ｉ−６］，（ｉ＝０，１，２，…，６）

【００５１】上記数１０の最急勾配表現を用いて０°方
向の利得が高くなるように制御した場合の収束結果のパ
ターンを図１５に示す。従来例に係るエスパアンテナ装
置の最急勾配法による収束結果を同じ図１５に細い破線
で示す。リアクタンス値ｘ_０の可変範囲を従来技術文献
５の試作アンテナに用いているバラクタダイオードの特
性に合わせて、−６．８ｊ（９．３ｐＦ）から−９１．
５ｊ（０．７ｐＦ）とした。励振素子Ａ０に可変リアク
タンス素子３１を直列に接続することにより、利得が約
２．５ｄＢ改善している。リアクタンスの収束値を図１
６に示す。励振素子Ａ０に、インピーダンス整合回路３
０−１である可変リアクタンス素子３１を接続した第１
の実施形態に係る広帯域型のエスパアンテナ装置１００
では、０番目の励振素子Ａ０に対するリアクタンス値が
表れるが、それ以外の素子のリアクタンス値は従来例の
エスパアンテナ装置にほぼ一致している。図１５の利得
パターンの形状が大きく変わっていないことからも、利
得の向上は励振素子接続のリアクタの値ｘ_０が最適化さ
れることによって給電整合が改善したためであることが
分かる。このことは、インピーダンス整合に関する状態
をモニタしなくても、受信信号の電力Ｐをモニタするこ
とにより、整合改善が達成できることを意味している。
従って、給電部に接続された可変リアクタンス素子３１
だけのための制御装置やアルゴリズムが不要であること
が分かる。なお、図１５の縦軸のレベルは、ｚ_ｓ＝５０
Ω、ｖ_ｓ＝１００Ｖ（電源電圧）として上記数８により
算出される値（相対利得）であり、絶対利得や指向性利
得ではない。

【００５２】また、インピーダンスは複素数で実部と虚
部の２つの自由度がある。一方、可変リアクタンス素子
３１のリアクタンス値ｊｘ_０の自由度は１である。故
に、完全なインピーダンス整合の調整を行うには、例え
ば図８に図示した直並列型インピーダンス整合回路か３
０−３のように２つ以上の可変リアクタンス素子３１，
３２を用いる必要がある。ただし、非励振素子Ａ１−Ａ
６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２
−６の数Ｍを増やすと、リアクタンス可変範囲のＭ乗的
に制御空間が広がり、制御用の信号を受信できるポート
が１つであるエスパアンテナ装置１００では制御負荷が
急速に増加する。故に、図６や図７のように１つの可変
リアクタンス素子３１で制御できることが好ましい。そ
こで、入力インピーダンスの実数部である抵抗Ｒｓに対
しては、指向性が変化しても効率よくインピーダンス整
合をとれる抵抗値を与えるのが有効と考えられる。抵抗
値をパラメータとして、横軸に最急勾配法で利得を最大
にしようとする方位角φを、縦軸に利得の収束値を図１
７に示す。７素子エスパアンテナの対称性より、方位角
φに関して３０度毎の対称性を有するので、３０度の範
囲のみを示す。抵抗Ｒｓ＝１０Ωとした場合、可変リア
クタンス素子３１のリアクタンス値ｊｘ_０の調整で達成
できる利得が高くなることが分かる。この結果から、１
つの可変リアクタンス素子３１で十分な整合改善が行う
ためには、リアクタンスの可変範囲に応じて適切な固定
のＲｓを設定することが重要であることが分かる。

【００５３】次いで、図７に図示した並列接続型インピ
ーダンス整合回路３０−２について以下に説明する。制
御負荷低減のため、励振素子Ａ０に１つの可変リアクタ
ンス素子を接続する方法には図６の直列接続型インピー
ダンス整合回路３０−１の他に、図７のような並列接続
型インピーダンス整合回路３０−２がある。図７におい
て、並列接続型インピーダンス整合回路３０−２の可変
リアクタンス素子３２（リアクタンス値ｊｘ_０）が、励
振素子Ａ０の給電点側一端と、接地との間に並列に挿入
して装荷される。

【００５４】以下では、並列接続型インピーダンス整合
回路３０−２について検討を行う。実装状態の制御は可
変リアクタンス素子３２の接続法や数によらず、最急勾
配法の変数として扱うことにより処理が行える。しかし
ながら、等価ウェイトベクトルにより上記数９のように
勾配の解析的表現が得られるので、並列接続型インピー
ダンス整合回路３０−２に対する表現を求める。上記数
９のような解析的表現が得られる理由は、励振素子Ａ０
への可変リアクタンス素子３１の接続が他の非励振素子
Ａ１−Ａ６と同様に和の形式で表現でき、上記数７のよ
うな線形性により上記数１３のような単純な行列が表れ
るためである。並列接続型インピーダンス整合回路３０
−２において、線形表現を得るためには、インピーダン
スＸｍでなくアドミタンスＹで表現するのが有効であ
る。従来技術文献３と同様の導出により、次式のように
新たなエスパ行列Ｅ’，Ｅ”を定義することにより、電
力Ｐの勾配が解析的に表される。

【００５５】

【数１４】

【数１５】Ｅ’＝（Ｚ^−１＋Ｙ）^−１

【数１６】Ｅ”＝Ｚ^−１（Ｚ^−１＋Ｙ）^−１

【００５６】ここで、ｉは電源電流である。すなわち、
電力Ｐの勾配は、定電流源に対応した表現となる。ま
た、アドミタンス行列Ｙは次式のように、励振素子Ａ０
及び非励振素子Ａ１−Ａ６に負荷する可変リアクタンス
素子３２，１２−１乃至１２−６のアドミタンス値ｙ_ｉ
からなる行列である。

【００５７】

【数１７】 Ｙ＝ｄｉａｇ［ｙ_ｓ＋ｊｙ_０，ｊｙ_１，…，ｊｙ_Ｍ］

【００５８】また、指向性Ｄはステアリングベクトルａ
を用いて次式で表される。

【００５９】

【数１８】Ｄ＝ｉ_ｓａ^ＴＥ”ｕ_０

【００６０】上記直列型インピーダンス整合回路３０−
１と同じ条件で、この関係式を用いて最急勾配法を適用
した収束パターンを図１８に示す。この計算結果から並
列接続型インピーダンス整合回路３０−２に対しても最
急勾配法により０度方向の利得の最大化ができることが
確認できる。収束アドミタンス値をリアクタンス値に変
換した結果を図１９に示す。直列型の図１６の結果と比
較すると、リアクタンスの収束値はほぼ等しいことが分
かる。図１８の指向性パターンも図１５の指向性とほぼ
等しいが、レベルが約１５ｄＢ高くなっている。これ
は、図７の並列接続型インピーダンス整合回路３０−２
では定電流源として計算され、一方、図７では定電圧源
として計算されるためである。ここで、抵抗Ｒｓ＝５０
Ωとし、上記数８ではｖ_ｓ＝１００Ｖとしているので、
入力インピーダンスが５０Ωにインピーダンス整合がと
れているとき、給電線路から１Ａの電流が流れる。一
方、上記数１７ではｉ_ｓ＝１Ａとして、電源電流ｉ_ｓが
与えられる。上記数８、数１８のように、指向性は電流
から計算されるので、上記数１７により指向性利得に近
い値が算出できる。

【００６１】以上説明したように、従来例のエスパアン
テナ装置の励振素子Ａ０にも可変リアクタンス素子３
１，３２を接続することによるインピーダンス整合法を
提案した。インピーダンス整合状態をモニタする必要が
無く、また、非励振素子Ａ１−Ａ６に接続された可変リ
アクタンス素子１２−１乃至１２−６と一緒に適応制御
できるので、装置やアルゴリズムの追加が不要であり、
回路構成を簡単に構成できる。

【００６２】また、可変リアクタンス素子３１，３２の
直列装荷による、すなわち直列接続型インピーダンス整
合回路３０−１によるインピーダンス整合の調整は、エ
スパ行列Ｅの１行１列にリアクタンス値パラメータを加
えることにより表現できる。受信ＲＦ電力を最急勾配法
による最適化した結果、給電整合の改善により利得が向
上することを計算により示した。

【００６３】さらに、可変リアクタンス素子３２を並列
接続してなる、並列接続型インピーダンス整合回路３０
−２では、これに対応するエスパ行列Ｅ’，Ｅ”と、指
向性や電力勾配の等価ウェイトベクトル表現を求めた。
並列接続の表現式では電源電流を与えることができると
いう特長がある。

【００６４】以上の実施形態においては、図６の直列型
インピーダンス整合回路３０−１及び図７の並列型イン
ピーダンス整合回路３０−２について説明しているが、
本発明はこれに限らず、図８の直並列型インピーダンス
整合回路３０−３のように構成してもよい。図８におい
て、可変リアクタンス素子３１がが、励振素子Ａ０の給
電点側一端と、無線送信機７との間に挿入して装荷され
るとともに、可変リアクタンス素子３２が、励振素子Ａ
０の給電点側一端と、接地との間に並列に挿入して装荷
される。各可変リアクタンス素子３１，３２の２つのリ
アクタンス値を適応制御処理により計算する必要がある
が、インピーダンス整合処理をより精密に実行すること
ができる。

【００６５】＜変形例＞以上の実施形態においては、６
本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数
は少なくとも複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の
指向特性を電子的に制御することができる。それに代わ
って、６個よりも多くの非励振素子を備えてもよい。ま
た、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形
態に限定されず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れ
ていればよい。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に
対する間隔は一定でなくてもよい。また、素子長も均一
でなくてもよい。

【００６６】以上の実施形態においては、学習シーケン
ス信号ｒ（ｔ）を用いた適応制御処理は実際の通信の開
始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の
最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。

【００６７】以上の実施形態においては、例えば、評価
関数値を最大となるように改善させるべく適応制御して
いるが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小
となるように改善させるべく適応制御してもよい。

【００６８】以上の実施形態においては、最急勾配法を
用いて適応制御処理を行っているが、本発明はこれに限
らず、適応制御方法として、純粋ランダム探索法、最急
勾配法、高次元二分法、順次ランダム法、回帰ステップ
法、ハミルトン力学による方法などの非線形計画法にお
ける反復的な数値解法を用いてもよい。

【００６９】以上の実施形態においては、評価関数とし
て高周波出力電力Ｐを用いているが、出力ＳＩＮＲ又は
その度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。
また、以上の実施形態においては、学習シーケンス信号
ｒ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明は
これに限らず、学習シーケンス信号ｒ（ｔ）を用いない
種々の評価関数を用いてもよい。例えば、従来技術文献
６「大平孝，“モーメント規範に基づくエスパアンテナ
の定振幅ブラインド適応ビーム形成”，電子情報通信学
会技術報告，ＥＤ２００１−１５５，ＭＷ２００１−１
１５，ｐｐ．２３−２８，２００１年１１月」において
開示されているように、励振素子によって受信された受
信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画
法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号の
みで表された目的関数の値が最大又は最小となるよう
に、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向
けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアク
タンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステッ
プを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記
受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信
号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数である
ように構成してもよい。

【００７０】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係るアレー
アンテナの制御方法又は制御装置によれば、エスパアン
テナ装置において、上記アレーアンテナと無線送受信機
との間に、整合用可変リアクタンス素子を含むインピー
ダンス整合回路を挿入し、上記励振素子によって受信さ
れた受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的
な数値解法を用いて、上記受信信号の電力を表す目的関
数が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナの
主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌル
を向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス
値、及び上記整合用可変リアクタンス素子のリアクタン
ス値を計算して設定する。従って、アレーアンテナの適
応制御処理と同時に、アンテナ装置と無線送受信機との
間で常にインピーダンス整合をとることができる。すな
わち、インピーダンス整合回路のための制御処理を必要
としないので、きわめて簡単な構成で、適応制御処理
と、インピーダンス整合処理を同時に実行できる。これ
により、給電点におけるインピーダンス整合の調整によ
り送受信時における利得を大幅に向上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る実施形態であるアレーアンテナ
の制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構
成を示す断面図である。

【図３】 図１の無線送信機７を接続したときのエスパ
アンテナ装置１００の構成を示す斜視図及びブロック図
である。

【図４】 従来例のエスパアンテナ装置におけるリアク
タンス値の変化に伴う入力インピーダンスの変化を示す
グラフである。

【図５】 従来例に係るエスパアンテナ装置における励
振素子Ａ０と非励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）に
接続された回路を示す回路図である。

【図６】 第１の実施形態に係るエスパアンテナ装置１
００において直列接続型インピーダンス整合回路３０−
１を励振素子Ａ０に接続したときの、励振素子Ａ０と非
励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）に接続された回路
を示す回路図である。

【図７】 第２の実施形態に係るエスパアンテナ装置１
００において並列接続型インピーダンス整合回路３０−
２を励振素子Ａ０に接続したときの、励振素子Ａ０と非
励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）に接続された回路
を示す回路図である。

【図８】 第３の実施形態に係るエスパアンテナ装置１
００において直並列接続型インピーダンス整合回路３０
−３を励振素子Ａ０に接続したときの、励振素子Ａ０と
非励振素子Ａｎ（ｎ＝１，２，…，６）に接続された回
路を示す回路図である。

【図９】 従来例に係るエスパアンテナ装置における入
力インピーダンスの周波数特性を示すグラフである。

【図１０】 第１の実施形態に係る直列接続型インピー
ダンス整合回路３０−１を備えたエスパアンテナ装置１
００における入力インピーダンスの周波数特性を示すグ
ラフである。

【図１１】 実施形態に係る試作エスパアンテナ装置１
００の実験結果であって、インピーダンス整合パラメー
タによる水平面内指向性パターンレベルの変化を示すグ
ラフである。

【図１２】 実施形態に係る試作エスパアンテナ装置１
００の実験結果であって、インピーダンス整合を考慮し
ていないエスパ行列Ｅで計算した結果であり、インピー
ダンス整合パラメータによる水平面内指向性パターンレ
ベルの変化を示すグラフである。

【図１３】 実施形態に係る試作エスパアンテナ装置１
００の実験結果であって、インピーダンス整合を表すパ
ラメータｚ_ｘを考慮して計算した結果であり、インピー
ダンス整合パラメータによる水平面内指向性パターンレ
ベルの変化を示すグラフである。

【図１４】 本実施形態においてインピーダンス整合調
整を表すパラメータｚ_ｘを示すための励振素子Ａ０付近
の回路図である。

【図１５】 従来例及び第１の実施形態に係るエスパア
ンテナ装置１００における可変リアクタ直接接続による
収束利得の放射パターンの改善を示すグラフである。

【図１６】 従来例及び第１の実施形態に係るエスパア
ンテナ装置１００におけるリアクタ追加による収束リア
クタンス値への影響を示すグラフである。

【図１７】 第１の実施形態に係るエスパアンテナ装置
１００において利得収束値の方位角依存性の固定抵抗Ｒ
ｓによる変化を示すグラフである。

【図１８】 第２の実施形態に係るエスパアンテナ装置
１００における０度方向利得最適化を示す収束利得パタ
ーンを示すグラフである。

【図１９】 第２の実施形態に係るエスパアンテナ装置
１００における０度方向利得最適化を示すリアクタンス
の収束値を示すグラフである。

【符号の説明】

Ａ０…励振素子、 Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、 １…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、 ２…ダウンコンバータ、 ３…Ａ／Ｄ変換器、 ４…復調器、 ５…給電用同軸ケーブル、 ６…サーキュレータ、 ７…無線送信機、 １１…接地導体、 １２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、 ２０…適応制御型コントローラ、 ２１…学習シーケンス信号発生器、 ３０，３０−１，３０−２，３０−３…インピーダンス
整合回路、 ３１，３２…可変リアクタンス素子、 １００…エスパアンテナ装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J020 AA03 BA02 BC02 BC08 DA01 DA03 5J021 AA05 AA09 AB02 CA06 DB02 DB03 EA04 FA04 FA24 FA32 GA02 HA05

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線信号を送受信するための励振素子
   と、 上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
   の非励振素子と、 上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変
   リアクタンス素子とを備え、 上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化さ
   せることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波
   器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特
   性を変化させるアレーアンテナの制御方法であって、 上記アレーアンテナと無線送受信機との間に、整合用可
   変リアクタンス素子を含むインピーダンス整合回路を挿
   入し、 上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、
   非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記
   受信信号の電力を表す目的関数が実質的に最大となるよ
   うに、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に
   向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リア
   クタンス素子のリアクタンス値、及び上記整合用可変リ
   アクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するス
   テップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方
   法。
2. 【請求項２】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間に、直列に挿入され
   た可変リアクタンス素子を備えたことを特徴とする請求
   項１記載のアレーアンテナの制御方法。
3. 【請求項３】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間の接続点と接地との
   間に、並列に挿入された可変リアクタンス素子を備えた
   ことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナの制御
   方法。
4. 【請求項４】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間に直列に挿入された
   可変リアクタンス素子と、上記アレーアンテナと無線送
   受信機との間の接続点と接地との間に並列に挿入された
   可変リアクタンス素子とを備えたことを特徴とする請求
   項１記載のアレーアンテナの制御方法。
5. 【請求項５】 無線信号を送受信するための励振素子
   と、 上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
   の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続
   された複数の可変リアクタンス素子とを備え、 上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化さ
   せることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波
   器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特
   性を変化させるアレーアンテナの制御装置であって、 上記アレーアンテナと無線送受信機との間に挿入され、
   整合用可変リアクタンス素子を含むインピーダンス整合
   回路と、 上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、
   非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記
   受信信号の電力を表す目的関数が実質的に最大となるよ
   うに、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に
   向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リア
   クタンス素子のリアクタンス値、及び上記整合用可変リ
   アクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制
   御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制
   御装置。
6. 【請求項６】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間に、直列に挿入され
   た可変リアクタンス素子を備えたことを特徴とする請求
   項５記載のアレーアンテナの制御装置。
7. 【請求項７】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間の接続点と接地との
   間に、並列に挿入された可変リアクタンス素子を備えた
   ことを特徴とする請求項５記載のアレーアンテナの制御
   装置。
8. 【請求項８】 上記インピーダンス整合回路は、上記ア
   レーアンテナと無線送受信機との間に直列に挿入された
   可変リアクタンス素子と、上記アレーアンテナと無線送
   受信機との間の接続点と接地との間に並列に挿入された
   可変リアクタンス素子とを備えたことを特徴とする請求
   項５記載のアレーアンテナの制御装置。