JP2006238225A - アレイアンテナの制御方法、アンテナ制御装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 良好な指向性制御が可能なアレイアンテナの制御方法、アンテナ制御装置及び無線通信装置を提供する。
【解決手段】 活性素子ＲＥ、この活性素子ＲＥから空間的に分離した複数のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６、複数のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナと、活性素子ＲＥから受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置１と、規範信号と受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置３と、この目的関数生成装置３が出力する目的関数を用い、直接探索法によって反復的に、目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部４と、このアンテナ制御部４が出力する制御信号に駆動され、複数のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６にそれぞれ接続された可変リアクタンスに制御用電圧を出力する可変リアクタドライバ５とを備え、可変リアクタンスの値を制御する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、アレイアンテナに係り、特に高速データ通信において高い信号対干渉除去比（ＳＩＲ）が得られるアレイアンテナの制御方法、このアレイアンテナのアンテナ制御装置及びこのアレイアンテナを用いた無線通信装置に関する。

フェーズドアレイアンテナは電子的に指向性が制御できる複数のアンテナ（放射素子）からなる機能アンテナである。複数の放射素子・移相器と制御回路を必要とするためその利用は軍用レーダなどの特殊用途に限定されていた。ところが近年ではマイクロ波ハードウェアの低廉化により通信応用として衛星搭載中継器や公衆無線基地局にも採用されるようになってきた。無線による高速データ通信において、低電力で高い伝送品質を維持するには、希望波の利得を最大にし、あるいは希望波に対する干渉波の影響を最小にするようなアンテナ制御技術が有用である。指向性を電波環境に適応した最適化アルゴリズムによって自動制御される機能アンテナは「アダプティブアンテナ」と呼ばれる。具体的には、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする、アレイ応答によりマルチパス波を合成補償するなど、刻々変動する電波環境にアンテナが自律的に適応させるアンテナ制御技術である。即ち、アダプティブアンテナは、複数のアンテナで受信した信号を用い、空間フィルタによって信号対干渉除去比（ＳＩＲ）を最大化しようとするものである。

近年、簡単なハードウェア構成のアダプティブアンテナとして電子走査導波器（Electronically Steerable Parasitic Array Radiator（ＥＳＰＥＲ））アンテナが精力的に研究されはじめている。このエスパアンテナの適応ビーム形成法として，受信信号Ｓ_Rと規範信号Ｓ_Sの相関係数を最大化する可変リアクタ値を勾配法によって求める方法が提案されている（特許文献１参照。）。しかし，勾配法は局所解の探索手法であるため，必ずしもグローバルな最適解を探索するとは限らず、一般に、深いヌル点を形成するのが困難で、高い信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを期待するのも困難である。
特開２００３−２０９４２６号公報

本発明は、良好な指向性制御が短時間で可能で、且つ高い妨害波抑圧効果を奏するアレイアンテナ（アダプティブアンテナ）の制御方法、アンテナ制御装置及びこのアレイアンテナを用いた無線通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の態様は、無線信号を送受信するための活性素子と、この活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子と、この複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナの制御方法に関する。即ち、本発明の第１の態様に係るアレイアンテナの制御方法は、（イ）活性素子によって受信された受信信号に基づいて規範信号を生成するステップと、（ロ）受信信号と規範信号とから目的関数を生成するステップと、（ハ）直接探索法によって反復的に、目的関数が最適値になる条件を探索するステップと、（ニ）最適値を与える条件により、複数のパラサイト素子に接続された可変リアクタンスの値を制御するステップとを含み、アレイアンテナの指向性を制御することを要旨とする。
本発明の第２の態様は、電磁波を受信し、受信装置に電気信号としての受信信号を出力する活性素子、この活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子、この複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナの制御装置に関する。即ち、本発明の第２の態様に係るアンテナ制御装置は、（イ）受信装置が生成した規範信号と受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、（ロ）この目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、直接探索法によって反復的に、目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部と、（ハ）このアンテナ制御部出力する制御信号に駆動され、複数のパラサイト素子にそれぞれ接続された可変リアクタンスに制御用電圧を出力する可変リアクタドライバとを備え、可変リアクタンスの値を制御し、アレイアンテナの指向性を制御することを要旨とする。
本発明の第３の態様は、（イ）電磁波を受信し、電気信号に変換し、この電気信号を受信信号として出力する活性素子、この活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子、この複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナと、（ロ）活性素子から受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置と、（ハ）規範信号と受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、（ニ）この目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、直接探索法によって反復的に、目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部と、（ホ）このアンテナ制御部出力する制御信号に駆動され、複数のパラサイト素子にそれぞれ接続された可変リアクタンスに制御用電圧を出力する可変リアクタドライバとを備え、可変リアクタンスの値を制御し、アレイアンテナの指向性を制御する無線通信装置であることを要旨とする。

本発明によれば、深いヌル点を有した良好な指向性制御が短時間で可能で、且つ高い妨害波抑圧効果を奏するアレイアンテナの制御方法、アンテナ制御装置及びアレイアンテナを用いた無線通信装置を提供できる。

次に、図面を参照して、本発明の第１の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、以下に示す第１の実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、放射素子、回路素子や回路ブロックの構成や配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

（第１の実施の形態）
図１及び図２に示すように、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナは、活性素子ＲＥと、活性素子ＲＥから空間的に分離して配置された６本の無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６とを備える７素子アレイアンテナ（アダプティブアンテナ）である。

ここで、「活性素子」とは、例えば、無線通信装置のＲＦフロントエンド部に空中から受信した受信信号を出力し、ＲＦフロントエンド部から入力した送信信号を空中に放射させる励振素子（給電素子）の意味である。「パラサイト素子」とは、受信信号や送信信号に直接寄与しない非励振素子の意味である。即ち、第１の実施形態に係るアレイアンテナ（アダプティブアンテナ）は可逆回路であるので、受信用にも送信用にも用いることができるが、信号の送受信は活性素子ＲＥからのみ行われ、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６からの信号取り出しは行われない。各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、全体の指向性パターンを制御し、適応ビームを形成するために設けられている。「適応ビームを形成」とは、主ビームを所望波到来方向へ向ける、ヌル点を干渉波到来方向へ向ける、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にするような指向性制御を言う。

パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の配列の中心に設けられた活性素子ＲＥは、図１（ａ）に示すように、互いに所定の間隔を置き且つ互いに１直線上に設けられた１対の放射素子により、ダイポール素子を構成している。このダイポール素子は、平衡型伝送ケーブル等の高周波伝送路を介して無線機に接続される。

図１（ｂ）に示すように、無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、活性素子ＲＥを中心とする例えば半径ｄ＝λ／４の円形形状の位置に互いに同一の６０度の間隔で配置されている。一般にアレイアンテナの放射指向性は素子の指向性（エレメントファクタ）と無指向性素子を同形状に配列して得られる指向性（アレイファクタ）の積で表される。アレイファクタはステアリングベクトル（各素子の配列位置から［θ，φ］方向の遠方点への放射伝達関数を要素とするベクトル）とウェイトベクトル（各素子が指向性合成に寄与する配分率を表すベクトル）の内積で与えられる。

図１では、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６本が等間隔円形に配列されているが、より一般的にＫ本のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥＫが、等間隔円形に配列されているとすれば、図１（ｂ）における中央の活性素子ＲＥの給電点を位相中心とする球座標系では、ステアリングベクトルは仰角θと方位角φの関数として、
ａ（θ，φ）＝[１,ｅ^jψ1,ｅ^jψ2,...,ｅ^jψK]^T ・・・・・（１）
ψ_k ＝（２πｄ／λ₀）cosθcos（φ−２（(k-1)／Ｋ）π）・・・・・（２）
となる。ここでλ₀は自由空間波長、ｄは図１（ｂ）に示す素子配列半径である。ウェイトベクトルは通常のアレイアンテナでは給電系（ビーム形成回路網：ＢＦＮ）で与えるが、エスパアンテナでは給電が１系統でありＢＦＮが存在し得ない。それに代わりＫ個の可変リアクタンスのリアクタンス値
ｘ＝[ｘ₁,ｘ₂,...,ｘ_K]^T ・・・・・（３）
の関数としてウェイトベクトルが与えられる。

図１（ａ）に示した例では、無給電のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれを構成するダイポール素子は、互いに所定の間隔を置き且つ互いに１直線上に設けられた１対の非励振素子からそれぞれ構成されている。１対の非励振素子の互いに対向する各一端は可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆に、それぞれ接続される。可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆は、例えば、第１抵抗、第２抵抗、高周波バイパス用キャパシタ及び可変容量ダイオードからなるはしご型回路でバラクタ回路を構成すれば良い。即ち、１対の非励振素子の間に接続された可変容量ダイオードと、ダイポールを構成する一方の非励振素子の端子と可変容量ダイオードの一方の端子に一端を接続された第１抵抗と、ダイポールを構成する他方の非励振素子の端子と可変容量ダイオードの他方の端子に一端を接続された第２抵抗と、第１抵抗の他端と第２抵抗の他端の間に接続された高周波バイパス用キャパシタとで構成できる。そして、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆のリアクタンス値を変化させるための可変リアクタドライバ５（図２参照。）が、各可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆にそれぞれ接続される。可変リアクタドライバ５は、可変容量ダイオードに対して逆バイアス電圧を印加し、容量を変化させる可変電圧直流電源である。可変リアクタドライバ５により、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆に印加する電圧をそれぞれ変化し、それぞれのバラクタ回路の可変容量ダイオードの容量値を独立に変化させ、リアクタンス値を、それぞれ所望の値になるように独立に制御する。これにより、１対の非励振素子を備えた各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６上の励振電流振幅・位相を変化させ、アレイアンテナの平面指向性特性を変化させることができる。

但し、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆は、上述した第１抵抗、第２抵抗、高周波バイパス用キャパシタ及び可変容量ダイオードからなるはしご型回路に限定されず、リアクタンス値を制御可能な素子であれば良い。可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆を、容量性の回路素子とすれば、リアクタンス値は常に負の値となるが、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆のリアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとるように構成しても良い。リアクタンス値を、正から負の値までの範囲の値をとるようにするためには、例えば可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆に直列に固定のインダクタを挿入するか、もしくは、非励振素子の長さをより長くすることにより、正から負の値までにわたってリアクタンス値を変化させることができる。
本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置は、図２に示すように、活性素子ＲＥと、この活性素子ＲＥに接続されたアンテナスイッチ（サーキュレータ）４７と、アンテナスイッチ（サーキュレータ）４７を介して接続される送信装置２と受信装置１を備える。更に、受信装置１には、目的関数生成装置３が接続され、目的関数生成装置３の出力は、アンテナ制御部４に接続されている。アンテナ制御部４の出力は、可変リアクタドライバ５に接続され、可変リアクタドライバ５の出力は、それぞれのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆に接続されている。

受信装置１では、活性素子ＲＥからの受信信号Ｓ_Rを復調すると共に、所望信号の既知の符号系列を規範信号Ｓ_Sとして発生する。例えば、所望波の変調方式が位相シフトキーイング（ＰＳＫ）である場合について述べる。受信モードにおけるエスパアンテナの出力信号を受信装置１で、時系列的に標本化観測し、これを確率統計変数と見立てた高次モーメントに基づく目的汎関数を定義しこれを最適値（最大又は最小）化することを規範とする。ここで着目するＰＳＫ変調信号に特有の性質とは、「ｍ相ＰＳＫ信号は変調データにかかわらずｍ乗すると一定の複素数値となる」ことである。これはＩ／Ｑ平面上のＰＳＫ変調の信号点配置から明白である。通信路で雑音あるいは干渉を被るとこの一定の複素数値からの揺らぎが受信側で観測される。この揺らぎが小さいほど所望信号が高い純度で抽出できていると考えられる。そこで、所定の期間における、受信信号ｙ（ｔ_s）の第ｍ次モーメントの絶対値の時間平均値Ｅ｜ｙ（ｔ_s）^m｜の二乗値を、受信信号ｙ（ｔ_s）の第ｍ次モーメントの絶対値の二乗値の時間平均値Ｅ［｜ｙ（ｔ_s）^m｜²］ で除算した関数：
Ｑ（ｔ_s）＝Ｅ｜ｙ（ｔ_s）^m｜／Ｅ［｜ｙ（ｔ_s）^m｜²］・・・・・（４）
が規範となるように、規範信号Ｓ_Sを生成すれば良い。式（４）の分母のＥ［｜ｙ（ｔ_s）^m｜²］ は、ｍ乗信号の平均電力での規格化を意味する。

一方、所望波がアナログＦＭのように包絡線が一定である変調方式の場合には定振幅性に着目した規範信号Ｓ_Sを生成することにより、又１６ＱＡＭのような直交ディジタル変調の場合には信号点配置の離散性に着目した規範信号Ｓ_Sを生成することによりブラインドビーム形成が可能である。

受信装置１から出力した受信信号Ｓ_Rと規範信号Ｓ_Sは、目的関数生成装置３へ入力される。目的関数生成装置３は、例えば、受信信号Ｓ_Rと規範信号Ｓ_Sの相関をとり、規範信号Ｓ_Sと受信信号Ｓ_Rの相関係数を目的関数（評価関数）Ｑとして出力する相関器が採用可能である。相関器以外に、目的関数生成装置３は、規範信号Ｓ_Sと受信信号Ｓ_Rの差電力を目的関数（評価関数）Ｑとして出力するようにしてもよい。目的関数（評価関数）Ｑとしては、その他信号対干渉雑音比ＳＩＮＲが採用かのうであるが、以後の説明は、目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号Ｓ_Sと受信信号Ｓ_Rの相関係数であるとして記載する。目的関数生成装置３の出力した目的関数（評価関数）Ｑは、アンテナ制御部４へ入力される。

アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最適値（最大又は最小）になるように、直接探索法によって探索する。「直接探索法」は、最適化問題を解く方法であり，勾配法のように、目的関数の勾配を必要としない。

直接探索法は、現在点の周りの一組の点（「メッシュ」という）を探索し目的関数が現在点より低い値を探す。低い点があれば、現在点を低い点に移し、メッシュを拡大して探索を続け、低い値がなければメッシュを縮小し再探索する手順を繰り返し、目的関数（評価関数）Ｑを最小にする。目的関数（評価関数）Ｑの逆数あるいはＱの負値を用いれば最大値を探索することができる．
このため、アンテナ制御部４は、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の初期値及び初期設定での目的関数値Ｏ₀を計算する初期設定手段１１，各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６に対応したメッシュを作成するメッシュ作成手段１２，各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ₁−Ｏ₁₂を計算し評価する（ポーリングする）ポーリング手段１３，現在の最適値とポーリングの結果を比較する最適値/ポーリング結果比較手段１４，現在の最適値とポーリングの結果を比較し、低い点（又は高い点）があれば、現在最適値を低い点（又は高い点）に更新し、メッシュサイズを拡大し、低い値（又は高い値）がなければメッシュサイズを縮小するメッシュサイズ変更手段１５，収束判定をする収束判定手段１６を備える。これらの初期設定手段１１，メッシュ作成手段１２，ポーリング手段１３，最適値/ポーリング結果比較手段１４，メッシュサイズ変更手段１５，収束判定手段１６は、専用のハードウェア（論理回路）で構成しても良く、汎用のプロセッサを用い、それを制御するソフトウェアにより等価な機能を実現するように、構成しても良い。

アンテナ制御部４は、直接探索法によって探索した結果を、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆の値を最適化するための制御信号Ｓc₁，Ｓc₂，Ｓc₃，・・・・・，Ｓc₆として生成する。アンテナ制御部４が、生成した個々の制御信号Ｓc₁，Ｓc₂，Ｓc₃，・・・・・，Ｓc₆は、可変リアクタドライバ５へ出力される。可変リアクタドライバ５は、各可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆のリアクタンスを最適化するために、それぞれの可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆にリアクタンス制御用電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃，・・・・・，Ｖ₆を出力する。

図３に示すフローチャートを用いて、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナ（アダプティブアンテナ）の制御方法、即ち、アンテナ制御部４による可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆の値を最適化し、これにより主ビームを所望波到来方向へ向け、ヌル点を干渉波到来方向へ向け、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲを最大にする指向性制御（最適値が最大値の場合）について、説明する。目的関数を相関値とする場合，相関値の逆数を目的関数とし最小化する。目的関数（評価関数）Ｑが、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの場合は、アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最大になるように、直接探索法によって探索する。目的関数（評価関数）Ｑは、規範信号Ｓ_Sと受信信号Ｓ_Rの差電力をである場合は、アンテナ制御部４は、入力された目的関数（評価関数）Ｑが、最小になるように、直接探索法によって探索する。

（イ）先ず、ステップＳ１０１において、アンテナ制御部４の初期設定手段１１は、ｊ＝１，Ｋ_j＝１，Ｚ_j＝［Ｚ₁，Ｚ₂，Ｚ₃，・・・・・，Ｚ₆］＝０として、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の初期値を設定する。更に、この初期設定での目的関数値Ｏ₀を計算する，
（ロ）次に、ステップＳ１０２において、アンテナ制御部４のメッシュ作成手段１２は、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６に対応したメッシュポイントを作成する。各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、ダイポール素子であり、互いに１直線上に設けられた１対の非励振素子からなるので、１２個のメッシュポイントが作成される。

（ハ）そして、ステップＳ１０３において、アンテナ制御部４のポーリング手段１３は、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ₁−Ｏ₁₂を計算し評価する（ポーリングする）。

（ニ）ステップＳ１０４において、ｊ＝ｊ＋１とインクリメントした後、ステップＳ１０５において、アンテナ制御部４の最適値/ポーリング結果比較手段１４は、現在の最適値とポーリングの結果を比較する。即ち、各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ₁−Ｏ₁₂の内、初期設定での目的関数値Ｏ₀より小さな値があるか否か判断する。

（ホ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ₁−Ｏ₁₂の内、初期設定での目的関数値Ｏ₀より小さな値があればステップＳ１０６に進む。ステップＳ１０６において、アンテナ制御部４のメッシュサイズ変更手段１５は、現在最適値Ｏ_jを低い点Ｚ_jに更新し、Ｋ_jを２Ｋ_j-1としてメッシュサイズを、２の倍数で拡大する。

（ヘ）各メッシュポイントでの目的関数値Ｏ₁−Ｏ₁₂の内、初期設定での目的関数値Ｏ₀より小さな値がなければ、ステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７において、アンテナ制御部４のメッシュサイズ変更手段１５は、Ｋ_jをＫ_j-1／２として、メッシュサイズを２の倍数で縮小する。

（ト）そして、ステップＳ１０８において、アンテナ制御部４の収束判定手段１６は、収束判定をし、終了条件を１つでも満たせば終了とする。通常、メッシュサイズが許容誤差範囲に入ったときを終了条件すれば良い。終了条件を満たさなければ、ステップＳ１０２に戻り、メッシュポイントを作成する。
図１及び図２に示した半径λ／４の７素子エスパアンテナ（アレイアンテナ）を用いてシミュレーションを行った結果として、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナの放射電力パターンの指向特性図の一例を図４（ａ）に示す。シミュレーションにおいて、入射信号は等振幅のＢＰＳＫ信号で，ダイポールのボアサイト方向から入射すると仮定している。目的関数（評価関数）Ｑは規範信号Ｓ_Sと受信信号Ｓ_Rの相関係数とし，相関係数計算に用いたシンボル数は１０である。直接探索法の繰り返し数は６００である。

図４（ｂ）には、比較のため勾配法による放射電力パターンの指向特性図も示した。図４（ａ）及び（ｂ）において、所望波と妨害波の到来方向φは、それぞれ０°，１８０°である。図４（ａ）に示す直接探索法の方が、図４（ｂ）に示す勾配法よりも、深いヌル点を形成していることが分かる。なお、勾配法における摂動サイズは２Ω，フィードバック利得は１５０，繰り返し数は８００である。

図５は信号対雑音比ＳＮＲ＝３０ｄＢとしたときの、期待できる信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの確率の累積分布関数（ＣＤＦ）を、本発明の直接探索法と従来技術の勾配法とで比較する図である。第１波を所望波とし、図１（ｂ）に示した水平面の到来方向φを０°に固定している。第２波と第３波の到来方向φは水平面３６０°の１０°ステップすべての組合せとしている。図５から直接探索法（本発明）を用いた方が勾配法（従来技術）より高い信号対干渉雑音比ＳＩＮＲが期待できることが分かる。

従来、直接探索法は勾配法に比較すれば、漸近的な収束が遅いとされていたが、本発明者の知見によれば、適応ビーム形成においては、勾配法の1/4から1/6の計算時間で、勾配法よりも深いヌル点を形成できることが分かり、より現実的な手法である。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナは、非常に簡単な構造を有し、直流電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃，・・・・・，Ｖ₆で指向特性を電子的に制御可能である。アレイアンテナは、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような携帯型情報端末へ装着が容易であり、又、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべてのパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６が有効に機能し、指向特性の制御もきわめて容易である。 この様な携帯型情報端末の一例として、図６は、図２に示した無線通信装置の受信装置１を、図７は、図２に示した無線通信装置の送信装置２を、具体的に概略説明するブロック図である。

図６に示す携帯型情報端末の受信装置１は、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナから受信信号を入力するＲＦフロントエンド部として、ＲＦフィルタ４１、ＲＦフィルタ４１に接続されたミキサ４８、ミキサ４８に接続された局部発振器４９を備える。ミキサ４８は、ＲＦフィルタ４１の出力するＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号とを混合し、例えば２００ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ）の信号を生成する。ＲＦフィルタ４１にはアンテナスイッチ４７を介して、第１の実施形態に係るアレイアンテナの活性素子ＲＥが接続されている。

ミキサ４８で混合された活性素子ＲＥが受信したＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号とは、ＩＦフィルタ４２に伝達される。ＩＦフィルタ４２には、増幅器５０が接続され、増幅器５０には、Ｉ／Ｑ復調回路を備えるレシーバＬＳＩチップ９３が接続されている。レシーバＬＳＩチップ９３には、共振器５８を備えたＩＱ発信器５７が接続されている。ＩＦフィルタ４２により、活性素子ＲＥが受信したＲＦ信号と局部発振器４９の出力するＲＦ信号との差の周波数が抽出され、増幅器５０により、差の周波数であるＩＦ信号が増幅され、安定化される。このＩＦ信号は、レシーバＬＳＩチップ９３により直交位相復調され、互いに９０°位相がずれたＩ信号及びＱ信号が生成される。レシーバＬＳＩチップ９３が備えるミキサ５１及びミキサ５２において、更に低周波、例えば１０ＭＨｚ以下のベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号がそれぞれ生成される。ベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、それぞれ、増幅器５３，５４で増幅された後、ベースバンドフィルタ４３，４４に入力される。ベースバンドフィルタ４３，４４を介したベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、更に、Ａ−Ｄ変換器５５，５６でディジタル信号に変換され、図示を省略したディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）に入力される。即ち、ベースバンドフィルタ４３及びベースバンドフィルタ４４を介してそれぞれ抽出されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ａ−Ｄ変換器５５及びＡ−Ｄ変換器５６により、ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）により信号処理され、図２に示した受信信号Ｓ_Rと規範信号Ｓ_Sが生成される。そして、この受信信号Ｓ_Rと規範信号Ｓ_Sを用いて、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆のそれぞれのリアクタンス値が制御され、適応ビームが形成される。

図７は、第１の実施形態に係るアレイアンテナを用いた携帯型情報端末の送信装置２を示す。送信装置２のベースバンド処理部にはディジタルベースバンドプロセッサ（ＤＢＢＰ）からのディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換器６５，６６がそれぞれ備えられている。ディジタルのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、Ｄ−Ａ変換器６５及びＤ−Ａ変換器６６により、アナログのベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号となり、ベースバンドフィルタ６１及びベースバンドフィルタ６２を介して、変調器ＬＳＩチップ９５の増幅器８８，８９に入力される。

変調器ＬＳＩチップ９５は、増幅器８８，８９と、増幅器８８，８９に接続されたミキサ８５，８６を備える。変調器ＬＳＩチップ９５は、更に、発振器６０及び移相器８７を備える。ミキサ８５及びミキサ８６には、発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数が、移相器８７により互いに９０°位相がずらされて供給される。増幅器８８，８９の出力は、ミキサ８５，８６において発振器６０からの搬送波のＲＦ周波数と混合され、変調される。変調器ＬＳＩチップ９５は、更に、加算器８４及び加算器８４の出力に接続された増幅器８３を備える。ミキサ８５及びミキサ８６の出力は、加算器８４に入力され、加算器８４の出力は増幅器８３に入力される。増幅器８３の出力は、送信装置２のＲＦフロントエンド部を構成するＭＭＩＣ９４に供給される。ＭＭＩＣ９４には多段接続されたマイクロ波用パワートランジスタ８１，８２を備え、ＲＦ増幅後、アンテナスイッチ４７を介して、第１の実施形態に係るアレイアンテナの活性素子ＲＥに供給される。送信モードにおけるパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６のそれぞれの可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆のリアクタンス値と主ビーム方向の関係は、例えば、規範として既知方向への電力指向性の最大化：
Ｐ（θ，φ）＝（1/2）｜Ｄ_a（θ，φ）｜² → max ・・・・・（５）
を用いて、直接探索法で制御すれば良い。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

例えば、図１及び図２においては、６本のパラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６を用いた７素子エスパアンテナ（アレイアンテナ）を例示しているが、パラサイト素子の本数は少なくとも１本あれば、アレイアンテナ（アダプティブアンテナ）の指向特性を電子的に制御することができる。又、７本以上の多数の素子を用いた構造でも構わない。又、本数だけでなく、パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６の配置形状も図１に示したトポロジーに限定されず、活性素子ＲＥから所定の距離だけ離れていれば良い。即ち、各パラサイト素子ＰＥ１〜ＰＥ６間の間隔や、ＰＥ１〜ＰＥ６と活性素子ＲＥとの間隔ｄは一定でなくても良い。更に、半径λ／４と半径λ／２の同心円上に２重に配置したトポロジー等でも構わない。

又、図１においてダイポール素子で７素子エスパアンテナ（アレイアンテナ）を構成する場合を例示したが、図８に示すように、モノポール素子でエスパアンテナを構成しても良い。図８では、活性素子ＲＥは接地導体６と電気的に絶縁されて同軸ケーブル７を介して給電される。各非励振素子ＰＥ１〜ＰＥ６は、可変リアクタンスＺｎ₁，Ｚｎ₂，Ｚｎ₃，・・・・・，Ｚｎ₆を介して、接地導体６に対して高周波的に接地される。

更に、図９に示すように、パッチ状の平面アンテナ素子の形状を方形として、全体の配置をマトリクス状配列にした９素子エスパアンテナに適用しても良い。図９ (ａ）は、３×３の配列の例であり、例えば中心素子ＲＥを活性素子とし、残りの周辺素子ＰＥ１〜ＰＥ８をパラサイト素子としている。図９(ｂ）は、図９ (ａ）の平面アンテナ素子配列の基材に柔軟な合成樹脂フイルム３１を用いて任意の曲面形状に構成可能とし、コンフォーマルアンテナを実現したものである。パッチ状の平面アンテナ素子の形状は、図９に示すような矩形以外の多角形や円形、楕円形、矩形と円形の組合せ形状等でも構わない。

この様に、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

図１（ａ）は、本発明の第１の実施の形態に係るアレイアンテナ（アダプティブアンテナ）の概略構成を説明するための模式的鳥瞰図で、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示したアレイアンテナにおける方位角（水平面到来方向）φを説明するグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の全体構成を示す概略的なブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナの制御方法を説明するためのフローチャートである。 図４（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナの制御方法によって得られる放射電力パターンの指向特性図で、図４（ｂ）は、比較のため従来技術（勾配法）による放射電力パターンの指向特性図である。 本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナの制御方法において、妨害２波が入力する場合の、信号対干渉雑音比ＳＩＮＲの確率の累積分布関数（ＣＤＦ）を、従来技術の勾配法による制御方法と比較して示すグラフである。 図２に示した無線通信装置の受信装置を具体的に概略説明するブロック図である。 図２に示した無線通信装置の送信装置を具体的に概略説明するブロック図である。 本発明の他の実施の形態に係るアレイアンテナの概略を説明するための模式的な縦断面図である。 本発明の更に他の実施の形態に係るアレイアンテナの概略を説明するための模式図である。

符号の説明

１…受信装置
２…送信装置
３…目的関数生成装置
４…アンテナ制御部
５…可変リアクタドライバ
６…接地導体
７…同軸ケーブル
１１…初期設定手段
１２…メッシュ作成手段
１３…ポーリング手段
１４…最適値/ポーリング結果比較手段
１５…メッシュサイズ変更手段
１６…収束判定手段
３１…合成樹脂フイルム
４１…ＲＦフィルタ
４２…ＩＦフィルタ
４３，４４…ベースバンドフィルタ
４７…アンテナスイッチ
４８…ミキサ
４９…局部発振器
５０…増幅器
５１，５２…ミキサ
５３，５４…増幅器
５５，５６…Ａ／Ｄ変換器
５７…ＩＱ発信器
５８…共振器
６０…発振器
６１，６２…ベースバンドフィルタ
６５，６６…Ｄ／Ａ変換器
８１，８２…マイクロ波用パワートランジスタ
８３…増幅器
８４…加算器
８５，８６…ミキサ
８７…移相器
８８，８９…増幅器
９３…レシーバＬＳＩチップ
９４…ＭＭＩＣ
９５…変調器ＬＳＩチップ
ＲＥ…活性素子（中心素子）
ＰＥ１〜ＰＥＫ…パラサイト素子

Claims (9)

1. 無線信号を送受信するための活性素子と、該活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子と、該複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナの制御方法において、
   前記活性素子によって受信された受信信号に基づいて規範信号を生成するステップと、
   前記受信信号と前記規範信号から目的関数を生成するステップと、
   直接探索法によって反復的に、前記目的関数が最適値になる条件を探索するステップと、
   前記最適値を与える条件により、前記複数のパラサイト素子に接続された可変リアクタンスの値を制御するステップ
   とを含み、前記アレイアンテナの指向性を制御することを特徴とするアレイアンテナの制御方法。
2. 前記直接探索法は、
   前記複数のパラサイト素子に対応したメッシュポイントを作成する手順と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値を計算し評価する手順と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値が現在最適値より小さいか否か判断する手順と、
   前記目的関数値が前記現在最適値より小さければ、前記現在最適値を小さな値に更新し、前記メッシュポイントが構成するメッシュサイズを拡大する手順と、
   前記目的関数値が前記現在最適値より小さくなければ、メッシュサイズを縮小する手順
   とを、終了条件が満たされるまで繰り返し、前記目的関数を最大値とする条件を探索することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナの制御方法。
3. 前記目的関数は、前記受信信号と前記規範信号との相関係数であることを特徴とする請求項１又は２に記載のアレイアンテナの制御方法。
4. 電磁波を受信し、受信装置に電気信号としての受信信号を出力する活性素子、該活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子、該複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナの制御装置であって、
   前記受信装置が生成した規範信号と前記受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、
   該目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、直接探索法によって反復的に、前記目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部と、
   該アンテナ制御部出力する制御信号に駆動され、前記複数のパラサイト素子にそれぞれ接続された可変リアクタンスに制御用電圧を出力する可変リアクタドライバ
   とを備え、前記可変リアクタンスの値を制御し、前記アレイアンテナの指向性を制御することを特徴とするアンテナ制御装置。
5. 前記アンテナ制御部は、
   前記複数のパラサイト素子に対応したメッシュポイントを作成するメッシュ作成手段と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値を計算し評価するポーリング手段と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値が現在最適値より小さいか否か判断する最適値/ポーリング結果比較手段と、
   前記目的関数値が前記現在最適値より小さければ、前記現在最適値を小さな値に更新し、前記メッシュポイントが構成するメッシュサイズを拡大し、前記目的関数値が前記現在最適値より小さくなければ、メッシュサイズを縮小するメッシュサイズ変更手段
   とを備えることを特徴とする請求項４に記載のアンテナ制御装置。
6. 前記目的関数は、前記受信信号と前記規範信号との相関係数であることを特徴とする請求項４又は５に記載のアンテナ制御装置。
7. 電磁波を受信し、電気信号に変換し、該電気信号を受信信号として出力する活性素子、該活性素子から空間的に分離した複数のパラサイト素子、該複数のパラサイト素子にそれぞれ独立して接続された可変リアクタンスとを備えるアレイアンテナと、
   前記活性素子から前記受信信号を入力し、規範信号を生成する受信装置と、
   前記規範信号と前記受信信号から目的関数を生成する目的関数生成装置と、
   該目的関数生成装置が出力する目的関数を用いて、直接探索法によって反復的に、前記目的関数が最適値になる条件を探索するアンテナ制御部と、
   該アンテナ制御部出力する制御信号に駆動され、前記複数のパラサイト素子にそれぞれ接続された可変リアクタンスに制御用電圧を出力する可変リアクタドライバ
   とを備え、前記可変リアクタンスの値を制御し、前記アレイアンテナの指向性を制御することを特徴とする無線通信装置。
8. 前記アンテナ制御部は、
   前記複数のパラサイト素子に対応したメッシュポイントを作成するメッシュ作成手段と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値を計算し評価するポーリング手段と、
   前記各メッシュポイントでの目的関数値が現在最適値より小さいか否か判断する最適値/ポーリング結果比較手段と、
   前記目的関数値が前記現在最適値より小さければ、前記現在最適値を小さな値に更新し、前記メッシュポイントが構成するメッシュサイズを拡大し、前記目的関数値が前記現在最適値より小さくなければ、メッシュサイズを縮小するメッシュサイズ変更手段
   とを備えることを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 前記目的関数は、前記受信信号と前記規範信号との相関係数であることを特徴とする請求項７又は８に記載の無線通信装置。
   
   
   

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