WO2019026488A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2019026488A1
WO2019026488A1 PCT/JP2018/024606 JP2018024606W WO2019026488A1 WO 2019026488 A1 WO2019026488 A1 WO 2019026488A1 JP 2018024606 W JP2018024606 W JP 2018024606W WO 2019026488 A1 WO2019026488 A1 WO 2019026488A1
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feed
antenna device
parasitic
feed element
parasitic element
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PCT/JP2018/024606
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Inventor
水野　浩年
Original Assignee
株式会社ヨコオ
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    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q19/22—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of a single substantially straight conductive element
    • H01Q19/26—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of a single substantially straight conductive element the primary active element being end-fed and elongated
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    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
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    • H01Q9/14—Length of element or elements adjustable
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    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device capable of achieving both directivity control and miniaturization.
  • an antenna device disclosed in Patent Document 1 As a vehicle-mounted antenna device having directivity, an antenna device disclosed in Patent Document 1 is known.
  • the antenna device disclosed in Patent Document 1 includes two types of mobile phone antennas used in a mobile phone system and an inter-vehicle communication antenna used in an inter-vehicle communication system when the on-vehicle antenna device is mounted on a vehicle.
  • the mobile phone antenna and the other mobile phone antenna are disposed on the front side of the vehicle as viewed from the communication antenna.
  • two types of mobile phone antennas operate as a waveguide, and the directivity of the inter-vehicle communication antenna to the front side of the vehicle is enhanced.
  • a directional antenna When constructing a directional antenna, generally, three elements of a waveguide, a radiator and a reflector are required. Also in the antenna device disclosed in Patent Document 1, three elements operating as a waveguide, a radiator, and a reflector are provided at predetermined intervals.
  • three elements operating as a waveguide, a radiator, and a reflector are provided at predetermined intervals.
  • an on-vehicle antenna device there is a limit to the space in which each element is disposed.
  • the size of the element is several mm, and the design becomes more difficult as the number of elements increases.
  • the antenna device of the present invention changes the electrical length of the non-feed element while maintaining the position and physical length of the feed element, the non-feed element facing the feed element at predetermined intervals, and the non-feed element.
  • a characteristic control unit configured to control the directivity of the feed element.
  • FIG. 6 is a directional characteristic diagram of a horizontal surface of a feed element, showing an example in the case where a capacitor is connected to a parasitic element.
  • FIG. 1 is a view schematically showing the configuration of the antenna device 1 according to the present embodiment.
  • the antenna device 1 is a vehicle-mounted antenna device that resonates in a 5.9 GHz band, and includes a feed element 10, a non-feed element 20, and a control circuit 30.
  • the feed element 10 operates as a grounded antenna (radiator).
  • the parasitic elements 20 operate as reflectors or waveguides in one.
  • the feed element 10 and the non-feed element 20 are substantially parallel, and are disposed about 1/8 of the wavelength ( ⁇ ) of the resonance frequency.
  • the physical length of the feed element 10 is 1 ⁇ 4 of the wavelength ( ⁇ ) of the resonant frequency, and the physical length of the parasitic element 20 is shorter than 1 ⁇ 4 of the wavelength ( ⁇ ) of the resonant frequency.
  • the base end of the feed element 10 is a feed point P, and is electrically connected to the communication device 40.
  • a switching circuit 21 for switching the reactance to be loaded to the parasitic element 20 is provided at the base end of the parasitic element 20.
  • the switching circuit 21 operates as switching means for switching the reactance element connected to the parasitic element 20. That is, the switching circuit 21 selectively connects the capacitive reactance and inductive reactance whose one end is to the ground potential, and the other end of the capacitive reactance or the other end of the inductive reactance to the parasitic element 20. Further, the switching circuit 21 and the control circuit 30 constitute a characteristic control means. By means of this characteristic control means, it is possible to change the type (eg, capacitive reactance or inductive reactance) or magnitude of the reactance.
  • a capacitor 22 as an example of a capacitive reactance element, a coil 23 as an example of an inductive reactance element, and a portion conducting to the parasitic element 20 are constituted by SPDT (Single pole, dual throw) switches.
  • SPDT Single pole, dual throw
  • the switch is not necessarily limited to the SPDT switch.
  • the operation of the switching circuit 21 follows the control signal generated by the control circuit 30 based on the operation of the communication device 40.
  • FIG. 2 is a front view of the antenna substrate B. As shown in FIG.
  • the feed element 10 and the non-feed element 20 are formed, for example, by depositing or etching a conductive film on the antenna substrate B.
  • the switching circuit 21, the capacitor 22 and the coil 23 are mounted on the proximal end portion of the parasitic element 20.
  • the feed point P and the surface of the ground potential are electrically connected at the lower end side of the antenna substrate B.
  • the antenna substrate B has a rectangular shape with a length h1 and a width w1 of 12 mm as shown in FIG.
  • the feed element 10 has a length h2 from the lower end of the antenna substrate B of 10 mm and a width w2 of 1.5 mm.
  • the distance w3 between the feed element 10 and the parasitic element 20 is 5.25 mm.
  • the parasitic element 20 has a length h3 of 9 mm including the switching circuit 21, the capacitor 22 and the coil 23 provided at the base end. Further, the width w4 at the tip end is 1 mm, and the width w5 at the base end is 2 mm.
  • the antenna unit of this embodiment is extremely fine.
  • the control circuit 30 controls the switching direction of the switching circuit 21 based on an instruction of the communication device 40. For example, it is assumed that the parasitic element 20 and the coil 23 are connected by the switching circuit 21. In this case, the sum of the electrical lengths of the parasitic element 20 and the coil 23 is longer than 1 ⁇ 4 wavelength ( ⁇ / 4). That is, from the viewpoint of the feeding element 10, a conductor having a longer electrical length than itself is present at a location 1/8 wavelength ( ⁇ / 8) apart. Therefore, the passive element 20 operates as a reflector with respect to the feed element 10.
  • the parasitic element 20 and the capacitor 22 are connected by the switching circuit 21.
  • the electrical length of the parasitic element 20 is shorter than 1 ⁇ 4 wavelength.
  • a conductor shorter than itself is present at a location separated by 1 ⁇ 8 wavelength ( ⁇ / 8). For this reason, the parasitic element 20 operates as a waveguide with respect to the feed element 10.
  • FIG. 3A is a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10 when the parasitic element 20 and the coil 23 are connected.
  • FIG. 3B is a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10 when the parasitic element 20 and the capacitor 22 are connected.
  • an angle of 0 degrees is a direction from the feed element 10 to the passive element 20
  • an angle of -180 degrees is a direction from the passive element 20 to the feed element 10. That is, the passive element 20 exists in the direction of the angle of 0 degrees, and the feed element 10 exists in the direction of the angle of -180 degrees.
  • 3A and 3B are examples of directivity when the capacitance of the capacitor 22 is 1 pF, the inductance of the coil 23 is 1 nH, and the resonance frequency of the feed element 10 is 5.9 GHz.
  • the directivity of the feed element 10 increases in the direction of the angle of -180 degrees. That is, it is supported that the parasitic element 20 operates as a reflector.
  • the directivity of the feed element 10 increases in the direction of the angle of 0 degrees. That is, it is supported that the parasitic element 20 operates as a waveguide.
  • the directivity of the feed element 10 can be controlled by changing the switching direction of the switching circuit 21.
  • the directional antenna is configured by only two elements of the feed element 10 and the parasitic element 20, a general directivity composed of three elements (a radiator, a reflector, and a waveguide) It is simpler and smaller than the antenna, and compatible with directivity control. As described above, this effect is great because the antenna device used in the 5.9 GHz band is fine in size.
  • another capacitor for example, 1000 pF
  • the same effect as in the case of using the coil 23 can be obtained.
  • FIG. 4 is a view schematically showing the configuration of the antenna device 2 according to the second embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.
  • the antenna device 2 of the second embodiment differs from the antenna device 1 of the first embodiment in the configuration of the antenna unit. That is, as the switching means, a variable capacitance element 24, for example, a commercially available variable capacitance diode is used.
  • the antenna portion is formed on the insulating antenna substrate B in the same manner as the first embodiment.
  • the variable capacitance element 24 is an element whose capacitance value changes by supplying the voltage output from the control circuit 32 to one end and the other end.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 24 is large, a conductor whose electric length is longer than that of the feed element 10 exists. Therefore, the passive element 20 operates as a reflector for the feed element 10.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 24 is small, a conductor whose electric length is shorter than that of the feed element 10 exists. Therefore, the parasitic element 20 operates as a waveguide for the feed element 10.
  • FIG. 3A A characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10 when the capacitance value of the variable capacitance element 24 is large is the same as FIG. 3A.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 24 is 10 pF
  • the capacitance value of the variable capacitance element 24 is 1 pF
  • the resonance frequency of the feeding element 10 is 5.9 GHz. .
  • the antenna device of the first embodiment can be miniaturized while controlling the directivity of the feed element 10. It can be realized more easily than the device.
  • FIG. 5 is the figure which showed typically the structure of the antenna apparatus 3 which concerns on 3rd Embodiment. About the same component as what was shown in 1st Embodiment, the same code
  • the electrical length of the feed element 10B is 1/2 of the wavelength ( ⁇ ) of the resonance frequency
  • the matching circuit 11 is provided at the base end thereof.
  • Matching circuit 11 includes capacitor CO provided between the base end of feed element 10B and the surface of ground potential, and coil LO provided between the base end of feed element 10B and feed point P. Ru.
  • the matching circuit 11 is a circuit that matches the characteristic impedance of the feed element 10B viewed from the feed point P with the characteristic impedance of the line connected to the feed point P. Further, the matching circuit 11 is provided to suppress reflection of signal components between the feeding point P and the feeding element 10B.
  • the upper auxiliary element 201 and the lower auxiliary element 202 are provided at both ends of the parasitic element 20B. Furthermore, in the antenna device 3, the first switching circuit 211 is provided between the upper auxiliary element 201 and the parasitic element 20B, and the second switching circuit 212 is provided between the parasitic element 20B and the lower auxiliary element 202. It is done. The switching operation of the first switching circuit 211 and the second switching circuit 212 is controlled by the control circuit 33.
  • the upper auxiliary element 201 and the lower auxiliary element 202 are conductive members of the same material and the same width as the parasitic element 20B.
  • the sum of the physical lengths of the upper auxiliary element 201, the parasitic element 20B, and the lower auxiliary element 202 is longer than a half wavelength of the wavelength ( ⁇ ) of the resonance frequency. However, looking only at the parasitic element 20B, that is, the physical length of the parasitic element 20B is shorter than a half wavelength of the wavelength ( ⁇ ) of the resonance frequency.
  • the first switching circuit 211 and the second switching circuit 212 are circuits having the same configuration. Therefore, the configuration and operation of the first switching circuit 211 will be representatively described with reference to FIG.
  • the first switching circuit 211 is a circuit in which a coil L11 and a capacitor C11 are connected in parallel between the upper side auxiliary element 201 and the parasitic element 20B.
  • a diode D11 is interposed between the connection point of the upper auxiliary element 201 and one end of the coil L11.
  • the anode of the diode D11 is connected to one end of the coil L11, and the cathode is connected to one end of the capacitor C11.
  • a DC voltage V11 is supplied to the cathode side of the diode D11 via a resistor R111.
  • the anode side of the diode D11 is kept at the ground potential via the resistor R112.
  • the inductance of the coil L11 is 0.5 nH
  • the capacitance of the capacitor C11 is 1 pF
  • the resonance frequency of the feed element 10B is 5.9 GHz.
  • the diode D11 is turned on (conductive) or off (nonconductive) by the supply of the DC voltage V11 or not according to the control signal from the control circuit 33. That is, the diode D11 operates as a switching element.
  • the second switching circuit 212 is also turned on or off in synchronization with the first switching circuit 211.
  • the upper auxiliary element 201-parasitic element 20B-lower auxiliary element 202 is connected only by the capacitor C11, and there is a conductor with a longer electrical length than that of the feed element 10B. It will be done. Therefore, the passive element 20B operates as a reflector with respect to the feed element 10B.
  • the coil L11 and the capacitor C11 operate as a trap (parallel resonant circuit). That is, the impedances between the upper auxiliary element 201 and the parasitic element 20B and between the parasitic element 20B and the lower auxiliary element 202 become infinite (cut off) except during non-resonance, and the impedance to the feeding element 10B There will be conductors with shorter electrical length than themselves. Therefore, the parasitic element 20B operates as a waveguide with respect to the feed element 10B.
  • FIG. 7A is a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10B when the diode D11 is off.
  • FIG. 7B is a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10B when the diode D11 is on.
  • an angle of 0 degrees is a direction from the feed element 10B to the passive element 20B
  • an angle of -180 degrees is a direction from the passive element 20B to the feed element 10B. That is, the passive element 20 exists in the direction of the angle of 0 degrees, and the feed element 10 exists in the direction of the angle of -180 degrees.
  • the parasitic element 20B when the diode D11 is off, the parasitic element 20B operates as a reflector with respect to the feeding element 10B, so the directivity of the feeding element 10B is in the direction of an angle of -180 degrees. growing. Further, as shown in FIG. 7B, when the diode D11 is on, the parasitic element 20B operates as a waveguide, and the directivity of the feed element 10B increases in the direction of the angle of 0 degrees.
  • the directivity of the feed element 10B can be controlled, and coexistence with the miniaturization of the antenna device becomes possible.
  • the electrical connection between the upper auxiliary element 201 and the lower auxiliary element 202, the upper auxiliary element 201 and the lower auxiliary element 202, and the parasitic element 20B is turned on or off. Since the first switching circuit 211 and the second switching circuit 212 are provided, adjustment of the electrical length of the parasitic element 20B is easier than that of the antenna device 1 or the antenna device 2.
  • the first switching circuit 211 may be provided only at one end of the both ends of the parasitic element 20B.
  • the sum of the physical lengths of the upper auxiliary element 201 and the parasitic element 20B is the wavelength of the resonant frequency Although it is longer than a half wavelength of ⁇ ), if only the parasitic element 20B is seen, that is, the physical length of the parasitic element 20B is shorter than a half wavelength of the wavelength ( ⁇ ) of the resonance frequency.
  • the fourth embodiment shows another example of the first switching circuit which is the switching means.
  • the components of the antenna device are the same as in the third embodiment. Therefore, the same components as those shown in the third embodiment are denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.
  • FIG. 8 is a block diagram of the first switching circuit 221 in the fourth embodiment. In contrast to the third embodiment, this corresponds to the first switching circuit 211.
  • the switching circuit corresponding to the second switching circuit 212 in the third embodiment also has the same configuration as the first switching circuit 221 shown in FIG.
  • the first switching circuit 221 is a circuit in which the coil L21 and the capacitor C21 are connected in parallel between the upper auxiliary element 201 and the parasitic element 20B.
  • the inductance of the coil L21 is 0.5 nH
  • the capacitance of the capacitor C21 is 1 pF
  • the resonant frequency of the feed element 10B is 5.9 GHz.
  • Upper auxiliary element 201 is connected between one end of coil L21 and one end of capacitor C21.
  • a diode D21 is interposed between the connection point of the upper auxiliary element 201 and one end of the capacitor C21.
  • the diode D21 has an anode connected to one end of the capacitor C21 and a cathode connected to one end of the coil L21.
  • the DC voltage V21 is supplied to the cathode side of the diode D21 via the resistor R211, and the anode side is maintained at the ground potential via the resistor R212.
  • a cut capacitor C22 for cutting a direct current or a low frequency signal component is connected between the other end of the coil L21 and the other end of the capacitor C21.
  • the diode D ⁇ b> 21 is turned on (conductive) or off (non-conductive) by being supplied with a DC voltage V ⁇ b> 21 or not according to a control signal from the control circuit 33. That is, the diode D21 operates as a switching element.
  • the second switching circuit (not shown) is normally turned on or off in synchronization with the first switching circuit 221.
  • the coil L21 and the cut capacitor C22 are connected to the upper auxiliary element 201-the parasitic element 20B-the lower auxiliary element 202. Therefore, a conductor having a longer electrical length than that of the feed element 10B is present, and the parasitic element 20B operates as a reflector with respect to the feed element 10B.
  • the coil L21 and the capacitor C21 operate as a trap (parallel resonant circuit). That is, the impedances between the upper auxiliary element 201 and the parasitic element 20B and between the parasitic element 20B and the lower auxiliary element 202 become infinite (cut off) except during non-resonance, and the impedance to the feeding element 10B There will be conductors with shorter electrical length than themselves. Therefore, the parasitic element 20B operates as a waveguide with respect to the feed element 10B.
  • a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10B when the diode D21 is off is the same as FIG. 7A.
  • a characteristic diagram showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10B when the diode D21 is on is the same as FIG. 7B.
  • the directivity of the feed element 10B can be controlled by switching the diode D21 on and off.
  • the cut capacitor C22 is provided in the fourth embodiment, switching between the waveguide and the reflector can be performed more accurately.
  • the fifth embodiment shows another example of the first switching circuit which is the switching means.
  • the components of the antenna device are the same as in the third embodiment. Therefore, the same components as those shown in the third embodiment are denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.
  • FIG. 9 is a block diagram of the first switching circuit 231 in the fifth embodiment. In contrast to the third embodiment, this corresponds to the first switching circuit 211.
  • the switching circuit corresponding to the second switching circuit 212 in the third embodiment is also the same as the first switching circuit 231 shown in FIG.
  • the first switching circuit 231 shown in FIG. 9 is a circuit in which a coil L31 and a variable capacitance diode VC31 are connected in parallel between the upper side auxiliary element 201 and the parasitic element 20B.
  • the variable capacitance diode VC31 is a diode capable of changing the capacitance value, and operates as a trap (parallel resonant circuit) at the resonant frequency together with the coil L31.
  • a cut capacitor C31 is interposed between the upper auxiliary element 201 and one end of the coil L31. Further, cut capacitors C32 and C33 are interposed between the other end of the coil L31 and the parasitic element 20B.
  • the cut capacitors C31, C32, and C33 are capacitors for cutting direct current.
  • the inductance of the coil L31 is 0.5 nH, and in the variable capacitance diode V31, the capacitance is 1 pF when the capacitance value is small, and 1.5 pF when the capacitance value is large.
  • the resonant frequency of the feed element 10B is 5.9 GHz.
  • the DC voltage V31 is supplied to one end of the variable capacitance diode VC31 (the end to which the cut capacitor C31 is connected) via the resistor R311, and the anode side is maintained at the ground potential via the resistor R312.
  • the capacitance value of the variable capacitance diode VC31 is a capacitance value (1 pF) which does not work as a trap with the inductor of the coil L31, a conductor having a longer electrical length than that of the feed element 10B exists. Therefore, the parasitic element 20B operates as a reflector.
  • the capacitance value of the variable capacitance diode VC31 is (1.5 pF) of the capacitance value operating as a trap
  • the connection with 202 is cut off, and a conductor having a shorter electrical length than itself is present for feed element 10B. Therefore, the parasitic element 20B operates as a waveguide.
  • the characteristic diagram by simulation showing the directivity of the horizontal surface of the feed element 10B at the time of the electrostatic capacitance value at which the electrostatic capacitance value of the variable capacitance diode VC31 does not work as a trap is the same as that of FIG. Further, the characteristic diagram by simulation showing the directivity of the horizontal surface of the power feeding element 10B when the capacitance value of the variable capacitance diode VC31 is a capacitance value operating as a trap is the same as FIG. 7B.
  • the directivity of the feed element 10B can be controlled by changing the capacitance value of the variable capacitance diode VC31.
  • directivity control of the feed element 10B becomes possible by control of only the variable capacitance diode VC31, so that the device configuration of the antenna device can be simplified.
  • the antenna device according to the sixth embodiment differs from the antenna device 3 of the third embodiment in the configuration of the switching means.
  • the components other than the switching means are the same as in the third embodiment. Therefore, the same components as those shown in the third embodiment are denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.
  • FIG. 10 is a view schematically showing the configuration of the antenna device 6 according to the sixth embodiment.
  • This antenna device 6 is a partial modification of the configuration on the parasitic element side of the antenna device 3 of the third embodiment shown in FIG. That is, the upper auxiliary element 201 and the first switching circuit 211 in the third embodiment are eliminated, and the switching circuit 241 serving as an example of the switching means is positioned near the surface of the ground potential.
  • the antenna device of the third embodiment not only the effect of the antenna device of the third embodiment but also the effect of enhancing the antenna efficiency can be obtained. That is, for the feed element 10B, a conductor having a shorter electrical length than itself exists, and when the parasitic element 20B operates as a waveguide, the antinode of the current flowing through the parasitic element 20B compared to the antenna device 3 The position is higher than the surface of the ground potential. Therefore, the current distribution becomes relatively high with respect to the surface of the ground potential, and the distance from the surface of the ground potential to the parasitic element 20B appears to be long, so that the antenna efficiency of the feed element 10B is improved.
  • the feed elements 10 and 10B and the parasitic elements 20 and 20B are disposed to face each other at a predetermined interval, and the position and physical length of the parasitic elements 20 and 20B are determined.
  • Characteristic control means control circuits 30, 32, 33, 34 for operating the parasitic elements 20, 20B as a waveguide or a reflector by changing the electrical length of the parasitic elements 20, 20B while maintaining It is provided. Thereby, directivity control and miniaturization of the antenna device can be compatible.
  • the electric length of the feed elements 10 and 10B may be changed by providing the switching means with the feed elements 10 and 10B while keeping the physical lengths of the parasitic elements 20 and 20B constant.
  • the electrical length of the feed elements 10 and 10B is made longer.
  • the parasitic elements 20 and 20B operate as waveguides.
  • the electrical length of the feed elements 10 and 10B is shortened. In this case, the parasitic elements 20 and 20B operate as reflectors.
  • the present invention is applicable not only to a vehicle-mounted antenna device but also to a stationary or portable antenna device. It is applicable.
  • the resonance frequency of the feed elements 10 and 10B is 5.9 GHz has been described.
  • the resonance frequency may be other than the above.

Landscapes

  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

指向性の制御と小型化とを両立させることができるアンテナ装置を提供する。　給電素子１０と無給電素子２０とを所定間隔で対向させる。制御回路３０は、無給電素子２０の位置及び物理長を維持しつつ当該無給電素子２０の電気長を変化させる。例えば、無給電素子２０とコンデンサ２２とを接続することにより、無給電素子２０を給電素子１０の導波器として動作させる。また、無給電素子２０とコイル２３とを接続することにより、無給電素子２０を給電素子１０の反射器として動作させる。

Description

アンテナ装置
　本発明は、指向性の制御と小型化の両立が可能なアンテナ装置に関する。
　指向性を有する車載用のアンテナ装置として、特許文献１に開示されているアンテナ装置が知られている。特許文献１に開示されたアンテナ装置は、携帯電話システムで使用する２種類の携帯電話用アンテナと車々間通信システムで使用する車々間通信用アンテナとを、車載アンテナ装置が車両に搭載されたときに車々間通信用アンテナから見て携帯電話用アンテナ及びもう一つの携帯電話用アンテナが車両前方側となるように配置したものである。車々間通信用アンテナの給電状態では、２種類の携帯電話用アンテナが導波器として動作し、車々間通信用アンテナの車両前方側への指向性が高まるとされる。
特開２０１３－５１４９２号公報
　指向性アンテナを構成する場合、一般的には、導波器、放射器、反射器の３つのエレメントが必要となる。特許文献１に開示されたアンテナ装置においても、導波器、放射器、反射器として動作する３つのエレメントを各々所定間隔で設けている。
　しかし、車載用のアンテナ装置の場合、各エレメントを配置する空間には限界がある。また、ＧＨｚ帯の高周波を受信するアンテナ装置の場合、エレメントが数ｍｍの大きさであり、エレメント数が多いほど設計が困難になる。
　本発明のアンテナ装置は、給電素子と、前記給電素子と所定間隔で対向する無給電素子と、前記無給電素子の位置及び物理長を維持しつつ当該無給電素子の電気長を変化させることにより前記給電素子の指向性を制御する特性制御手段と、を有することを特徴とする。
第１実施形態に係るアンテナ装置の構成を模式的に示した図。 第１実施形態によるアンテナ基板の正面図。 給電素子の水平面の指向特性図であり、無給電素子にコイルが接続された場合の例を示す。 、給電素子の水平面の指向特性図であり、無給電素子にコンデンサが接続された場合の例を示す。 第２実施形態に係るアンテナ装置の構成を模式的に示した図。 第３実施形態に係るアンテナ装置の構成を模式的に示した図。 第３実施形態で用いる第１切替回路の構成図。 給電素子の水平面の指向特性図であり、ダイオードがオフとなっている場合の例を示す。 給電素子の水平面の指向特性図であり、ダイオードがオンとなっている場合の例を示す。 第４実施形態で用いる第１切替回路の構成図。 第５実施形態で用いる第１切替回路の構成図。 第６実施形態に係るアンテナ装置の構成を模式的に示した図。
＜第１実施形態＞
　図１は、本実施形態に係るアンテナ装置１の構成を模式的に示した図である。このアンテナ装置１は、５．９ＧＨｚ帯で共振する車載用のアンテナ装置であって、給電素子１０、無給電素子２０、及び、制御回路３０を有している。給電素子１０は接地型アンテナ（放射器）として動作する。無給電素子２０は１つで反射器又は導波器として動作する。
　給電素子１０と無給電素子２０とは略平行であり、共振周波数の波長（λ）の約１／８離れて配置されている。給電素子１０の物理長は共振周波数の波長（λ）の１／４であり、無給電素子２０の物理長は共振周波数の波長（λ）の１／４よりも短い。給電素子１０の基端は給電点Ｐであり、通信機４０と電気的に接続される。一方、無給電素子２０の基端には、無給電素子２０に装荷するリアクタンスを切り替えるための切替回路２１が設けられている。
　切替回路２１は、無給電素子２０へ接続するリアクタンス素子を切り替えるための切替手段として動作する。すなわち、切替回路２１は、それぞれ一方端が接地電位となる容量性リアクタンス及び誘導性リアクタンスと、容量性リアクタンスの他方端又は誘導性リアクタンスの他方端を選択的に無給電素子２０へ接続する。また、切替回路２１と制御回路３０とで特性制御手段を構成する。この特性制御手段により、リアクタンスの種類（例えば容量性リアクタンスあるいは誘導性リアクタンス）又は大きさを変えることが可能である。
　本実施形態では、容量性リアクタンス素子の一例となるコンデンサ２２、誘導性リアクタンス素子の一例としてコイル２３を用い、無給電素子２０と導通する部分をＳＰＤＴ（Single pole, dual throw) スイッチで構成した。ただし、スイッチは必ずしもＳＰＤＴスイッチに限らない。切替回路２１の動作は、通信機４０の操作に基づいて制御回路３０が生成した制御信号に従うものとなる。
　本明細書では、便宜上、給電素子１０，無給電素子２０，切替回路２１，コンデンサ２２，コイル２３を総称して「アンテナ部」と称する。アンテナ部は、接地電位の面（接地板）に対して垂直方向に立設される絶縁部材から成るアンテナ基板の同一面上に形成される。図２はこのアンテナ基板Ｂの正面図である。
　アンテナ部のうち、給電素子１０及び無給電素子２０は、例えば導電膜をアンテナ基板Ｂに蒸着かエッチングすることにより形成される。切替回路２１，コンデンサ２２及びコイル２３は、無給電素子２０の基端部分に実装される。給電点Ｐや接地電位の面は、アンテナ基板Ｂの下端側で電気的に接続される。
　アンテナ基板Ｂは、図２に示される通り、長さｈ１と幅ｗ１が１２ｍｍの矩形状のものである。給電素子１０は、アンテナ基板Ｂの下端からの長さｈ２が１０ｍｍで幅ｗ２が１．５ｍｍである。給電素子１０と無給電素子２０との距離ｗ３は５．２５ｍｍである。無給電素子２０は、基端部に設けられた切替回路２１，コンデンサ２２及びコイル２３を含めた長さｈ３が９ｍｍである。また、先端部での幅ｗ４が１ｍｍ、基端部の幅ｗ５が２ｍｍである。このように、本実施形態のアンテナ部は、きわめて微細なものである。
　制御回路３０は、通信機４０の指示に基づいて切替回路２１の切り替え方向を制御する。例えば、切替回路２１により無給電素子２０とコイル２３とが接続されたとする。この場合、無給電素子２０とコイル２３との電気長の合計は１／４波長（λ／４）よりも長くなる。つまり、給電素子１０からみれば、自らよりも電気長の長い導体が１／８波長（λ／８）離れた部位に存在することになる。このため、無給電素子２０は、給電素子１０に対して反射器として動作する。
　一方、切替回路２１により無給電素子２０とコンデンサ２２とが接続されたとする。この場合、無給電素子２０の電気長は１／４波長よりも短くなる。給電素子１０からみれば、自らよりも長さが短い導体が１／８波長（λ／８）離れた部位に存在することになる。このため、無給電素子２０は、給電素子１０に対して導波器として動作する。
　図３Ａは、無給電素子２０とコイル２３とが接続された場合の給電素子１０の水平面の指向性を示す特性図である。図３Ｂは、無給電素子２０とコンデンサ２２とが接続された場合の給電素子１０の水平面の指向性を示す特性図である。図３Ａ，図３Ｂにおいて、角度０度は給電素子１０から無給電素子２０へ向かう方向であり、角度－１８０度が無給電素子２０から給電素子１０へ向かう方向である。つまり、無給電素子２０が角度０度の方向に存在し、給電素子１０が角度－１８０度の方向に存在している。
　なお、図３Ａ，図３Ｂは、コンデンサ２２の静電容量を１ｐＦ、コイル２３のインダクタンスを１ｎＨとし、給電素子１０の共振周波数を５．９ＧＨｚの周波数としたときの指向性の例である。
　図３Ａに示されるように、切替回路２１により無給電素子２０とコイル２３とが接続されると、給電素子１０の指向性は角度－１８０度の方向に大きくなる。つまり、無給電素子２０が反射器として動作していることが裏付けられる。また、図３Ｂに示されるように、切替回路２１により無給電素子２０とコンデンサ２２とが接続されると、給電素子１０の指向性は角度０度の方向に大きくなる。つまり、無給電素子２０が導波器として動作していることが裏付けられる。
　このように、切替回路２１の切替方向を変えることにより、給電素子１０の指向性を制御することができる。また、給電素子１０と無給電素子２０との２つの素子だけで指向性アンテナを構成しているため、３つのエレメント（放射器、反射器、導波器）で構成される一般的な指向性アンテナよりも簡素かつ小型となり、指向性制御との両立が可能となる。上述した通り、５．９ＧＨｚ帯で使用されるアンテナ装置はそのサイズが微細であるため、この効果は絶大である。
　なお、コイル２３の代わりに、コンデンサ２２に比べて静電容量値が大きい他のコンデンサ（例えば１０００ｐＦ）を用いてもよい。この場合でもコイル２３を用いた場合と同様の効果が得られる。
＜第２実施形態＞
　図４は、第２実施形態に係るアンテナ装置２の構成を模式的に示した図である。第１実施形態と同じ部品については同じ符号を付して重複説明を省略する。
　第２実施形態のアンテナ装置２は、アンテナ部の構成が第１実施形態のアンテナ装置１と異なる。すなわち、切替手段として、可変容量素子２４、例えば市販されている可変容量ダイオードを用いている。アンテナ部が絶縁性のアンテナ基板Ｂに形成されることは第１実施形態と同じである。
　可変容量素子２４は、一方端と他方端に制御回路３２から出力される電圧を供給することで、静電容量値が変化する素子である。可変容量素子２４の静電容量値が大きいときには、給電素子１０にとって自らよりも電気長が長い導体が存在することになる。そのため、無給電素子２０は給電素子１０に対する反射器として動作する。他方、可変容量素子２４の静電容量値が小さいときには、給電素子１０にとって自らよりも電気長が短い導体が存在することになる。そのため、無給電素子２０は給電素子１０に対する導波器として動作する。
　可変容量素子２４の静電容量値が大きいときの給電素子１０の水平面の指向性を示す特性図は、図３Ａと同様である。また、可変容量素子２４の静電容量値が小さいときの給電素子１０の水平面の指向性を示す特性図は、図３Ｂと同様である。
　なお、図３Ａでは可変容量素子２４の静電容量値を１０ｐＦ、図３Ｂでは可変容量素子２４の静電容量値を１ｐＦとし、給電素子１０の共振周波数を５．９ＧＨｚとした場合の例である。
　このように、可変容量素子２４の静電容量値を制御回路３２から供給する電圧により変化させることにより、給電素子１０の指向性を制御しつつ、アンテナ装置の小型化を第１実施形態のアンテナ装置よりも簡易に実現することができる。
＜第３実施形態＞
　図５は、第３実施形態に係るアンテナ装置３の構成を模式的に示した図である。第１実施形態で示したものと同じ構成部品については、同じ符号を付して重複説明を省略する。
　第３実施形態に係るアンテナ装置３のアンテナ部は、給電素子１０Ｂの電気長が共振周波数の波長（λ）の１／２であり、その基端部にマッチング回路１１が設けられている。マッチング回路１１は、給電素子１０Ｂの基端と接地電位の面との間に設けられたコンデンサＣＯと、給電素子１０Ｂの基端と給電点Ｐとの間に設けられたコイルＬＯとで構成される。マッチング回路１１は、給電点Ｐから見た給電素子１０Ｂ側の特性インピーダンスを、給電点Ｐに接続される線路の特性インピーダンスと一致させる回路である。また、マッチング回路１１は、給電点Ｐと給電素子１０Ｂとの間での信号成分の反射を抑制するために設けられている。
　第３実施形態のアンテナ装置３では、無給電素子２０Ｂの両端側に、上側補助素子２０１と下側補助素子２０２とが設けられている。さらに、アンテナ装置３では、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間に第１切替回路２１１が設けられ、無給電素子２０Ｂと下側補助素子２０２との間に第２切替回路２１２が設けられている。第１切替回路２１１及び第２切替回路２１２は、制御回路３３により切替動作が制御される。
　上側補助素子２０１及び下側補助素子２０２は、それぞれ無給電素子２０Ｂと同じ材質で同じ幅の導電性部材である。上側補助素子２０１、無給電素子２０Ｂ及び下側補助素子２０２の物理長の合計値は、共振周波数の波長（λ）の１／２波長よりも長い。しかし、無給電素子２０Ｂだけを見れば、すなわち、無給電素子２０Ｂの物理長は共振周波数の波長（λ）の１／２波長よりも短くなっている。
　第１切替回路２１１及び第２切替回路２１２は、同じ構成の回路である。そのため、代表して第１切替回路２１１の構成及び動作を図６を参照して説明する。
　図６に示される通り、第１切替回路２１１は、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間にコイルＬ１１とコンデンサＣ１１とが並列に接続された回路である。上側補助素子２０１の接続点とコイルＬ１１の一方端との間にはダイオードＤ１１が介挿されている。ダイオードＤ１１のアノードはコイルＬ１１の一方端に接続され、カソードはコンデンサＣ１１の一方端に接続されている。ダイオードＤ１１のカソード側には、抵抗Ｒ１１１を介して直流電圧Ｖ１１が供給される。ダイオードＤ１１のアノード側は抵抗Ｒ１１２を介して接地電位に保たれている。
　なお、コイルＬ１１のインダクタンスは０．５ｎＨ、コンデンサＣ１１の静電容量は１ｐＦであり、給電素子１０Ｂの共振周波数は５．９ＧＨｚである。
　ダイオードＤ１１は、制御回路３３からの制御信号により直流電圧Ｖ１１が供給されたり、されなかったりすることにより、オン（導通）又はオフ（非導通）となる。つまり、ダイオードＤ１１はスイッチング素子として動作する。第２切替回路２１２も、第１切替回路２１１と同期してオン又はオフとなる。
　ダイオードＤ１１がオフのとき、上側補助素子２０１－無給電素子２０Ｂ－下側補助素子２０２は、コンデンサＣ１１のみで接続されていることになり、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の長い導体が存在することになる。このため、無給電素子２０Ｂは、給電素子１０Ｂに対して反射器として動作する。
　ダイオードＤ１１がオンのときには、コイルＬ１１とコンデンサＣ１１とがトラップ（並列共振回路）として動作する。つまり、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間、及び、無給電素子２０Ｂと下側補助素子２０２との間のインピーダンスが非共振時以外は無限大となり（遮断され）、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の短い導体が存在することになる。このため、無給電素子２０Ｂは、給電素子１０Ｂに対して導波器として動作する。
　図７Ａは、ダイオードＤ１１がオフとなっている場合の給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示す特性図である。図７Ｂは、ダイオードＤ１１がオンとなっている場合の給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示す特性図である。図７Ａ，図７Ｂでは、角度０度が給電素子１０Ｂから無給電素子２０Ｂに向かう方向であり、角度－１８０度が無給電素子２０Ｂから給電素子１０Ｂに向かう方向である。つまり、無給電素子２０が角度０度の方向に存在し、給電素子１０が角度－１８０度の方向に存在している。
　図７Ａに示すように、ダイオードＤ１１がオフとなっている場合は、無給電素子２０Ｂは給電素子１０Ｂに対して反射器として動作するので、給電素子１０Ｂの指向性は角度－１８０度の方向に大きくなる。また、図７Ｂに示すように、ダイオードＤ１１がオンとなっている場合は、無給電素子２０Ｂは導波器として動作するので、給電素子１０Ｂの指向性は角度０度の方向に大きくなる。
　このように、ダイオードＤ１１のオンとオフとを切り替えることで給電素子１０Ｂの指向性を制御することができ、アンテナ装置の小型化との両立が可能となる。
　また、第３実施形態のアンテナ装置３では、上側補助素子２０１及び下側補助素子２０２と、上側補助素子２０１及び下側補助素子２０２と無給電素子２０Ｂとの電気的な接続をオン又はオフにする第１切替回路２１１及び第２切替回路２１２と、を設けたので、無給電素子２０Ｂの電気長の調整がアンテナ装置１やアンテナ装置２に比べてより容易になる。
　なお、第３実施形態では、上側補助素子２０１及び第１切替回路２１１と、下側補助素子２０２及び第２切替回路２１２の双方の組を設けた場合の例を示している。しかし、アンテナ装置２の構成をより簡略化する観点からは、無給電素子２０Ｂの両端部のうち一方端にのみ第１切替回路２１１を設ける構成であっても良い。例えば、無給電素子２０Ｂの一方端にだけ上側補助素子２０１と第１切替回路２１１を設ける構成であるときには、上側補助素子２０１及び無給電素子２０Ｂの物理長の合計値は、共振周波数の波長（λ）の１／２波長よりも長いが、無給電素子２０Ｂだけを見れば、すなわち、無給電素子２０Ｂの物理長は共振周波数の波長（λ）の１／２波長よりも短くなっている。
＜第４実施形態＞
　第４実施形態では、切替手段である第１切替回路の別例を示す。アンテナ装置の構成部品は第３実施形態と同じである。そのため、第３実施形態で示したものと同じ構成部品については同じ符号を付して重複説明を省略する。
　図８は、第４実施形態における第１切替回路２２１の構成図である。第３実施形態との対比では、第１切替回路２１１に対応する。第３実施形態における第２切替回路２１２に対応する切替回路も図８に示す第１切替回路２２１と同じ構成となる。
　第１切替回路２２１は、コイルＬ２１とコンデンサＣ２１とが、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間に並列に接続された回路である。コイルＬ２１のインダクタンスは０．５ｎＨ、コンデンサＣ２１の静電容量は１ｐＦであり、給電素子１０Ｂの共振周波数は５．９ＧＨｚである。
　上側補助素子２０１は、コイルＬ２１の一方端とコンデンサＣ２１の一方端との間に接続される。上側補助素子２０１の接続点とコンデンサＣ２１の一方端との間にはダイオードＤ２１が介挿される。ダイオードＤ２１は、アノードがコンデンサＣ２１の一方端に接続され、カソードがコイルＬ２１の一方端に接続される。ダイオードＤ２１のカソード側には、抵抗Ｒ２１１を介して直流電圧Ｖ２１が供給され、アノード側は、抵抗Ｒ２１２を介して接地電位に維持されている。コイルＬ２１の他方端とコンデンサＣ２１の他方端との間には、直流電流や低周波信号成分をカットするためのカットコンデンサＣ２２が接続されている。
　ダイオードＤ２１は、制御回路３３からの制御信号により直流電圧Ｖ２１が供給されたり、されなかったりすることにより、オン（導通）又はオフ（非導通）となる。つまり、ダイオードＤ２１はスイッチング素子として動作する。図示しない第２切替回路も、通常は、第１切替回路２２１と同期してオン又はオフとなる。
　ダイオードＤ２１がオフとなっている場合は、上側補助素子２０１－無給電素子２０Ｂ－下側補助素子２０２とはコイルＬ２１とカットコンデンサＣ２２で接続されている。そのため、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の長い導体が存在することになり、無給電素子２０Ｂは、給電素子１０Ｂに対して反射器として動作する。
　ダイオードＤ２１がオンとなっている場合は、コイルＬ２１とコンデンサＣ２１とがトラップ（並列共振回路）として動作する。つまり、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間、及び、無給電素子２０Ｂと下側補助素子２０２との間のインピーダンスが非共振時以外は無限大となり（遮断され）、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の短い導体が存在することになる。このため、無給電素子２０Ｂは、給電素子１０Ｂに対して導波器として動作する。
　ダイオードＤ２１がオフとなっている場合の給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示す特性図は図７Ａと同様である。また、ダイオードＤ２１がオンとなっている場合の給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示す特性図は図７Ｂと同様である。
　このように第４実施形態のアンテナ装置においても、ダイオードＤ２１のオンオフを切り替えることで、給電素子１０Ｂの指向性を制御することができる。特に、第４実施形態ではカットコンデンサＣ２２を設けたので、導波器と反射器の切替をより正確に行うことができる。
＜第５実施形態＞
　第５実施形態では、切替手段である第１切替回路の別例を示す。アンテナ装置の構成部品は第３実施形態と同じである。そのため、第３実施形態で示したものと同じ構成部品については同じ符号を付して重複説明を省略する。
　図９は、第５実施形態における第１切替回路２３１の構成図である。第３実施形態との対比では、第１切替回路２１１に対応する。第３実施形態における第２切替回路２１２に対応する切替回路も図９に示す第１切替回路２３１と同じになる。
　図９に示される第１切替回路２３１は、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂとの間にコイルＬ３１と可変容量ダイオードＶＣ３１とが並列に接続された回路である。可変容量ダイオードＶＣ３１は、静電容量値を変化させることができるダイオードであり、コイルＬ３１と共に共振周波数ではトラップ（並列共振回路）として動作する。上側補助素子２０１とコイルＬ３１の一方端との間にはカットコンデンサＣ３１が介挿されている。また、コイルＬ３１の他方端と無給電素子２０Ｂとの間には、カットコンデンサＣ３２，Ｃ３３が介挿されている。カットコンデンサＣ３１，Ｃ３２，Ｃ３３は、直流電流をカットするコンデンサである。コイルＬ３１のインダクタンスは０．５ｎＨであり、可変容量ダイオードＶ３１のうち静電容量値が小さい場合は１ｐＦ、大きい場合は１．５ｐＦとする。また、給電素子１０Ｂの共振周波数は５．９ＧＨｚである。
　可変容量ダイオードＶＣ３１の一方端（カットコンデンサＣ３１が接続される端部）には抵抗Ｒ３１１を介して直流電圧Ｖ３１が供給され、アノード側は抵抗Ｒ３１２を介して接地電位に維持されている。
　可変容量ダイオードＶＣ３１の静電容量値が、コイルＬ３１のインダクタとでトラップとして働かない静電容量値（１ｐＦ）のときには、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の長い導体が存在することになる。そのため、無給電素子２０Ｂは反射器として動作する。
　他方、可変容量ダイオードＶＣ３１の静電容量値がトラップとして動作する静電容量値の（１．５ｐＦ）のときには、上側補助素子２０１と無給電素子２０Ｂ、及び、無給電素子２０Ｂと下側補助素子２０２との接続とが遮断され、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長の短い導体が存在することになる。そのため、無給電素子２０Ｂは導波器として動作する。
　可変容量ダイオードＶＣ３１の静電容量値がトラップとして働かない静電容量値のときの給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示すシミュレーションによる特性図は図７Ａと同様である。また、可変容量ダイオードＶＣ３１の静電容量値がトラップとして動作する静電容量値のときの給電素子１０Ｂの水平面の指向性を示すシミュレーションによる特性図は図７Ｂと同様である。
　このように、第５実施形態のアンテナ装置によっても、可変容量ダイオードＶＣ３１の静電容量値を変化させることで、給電素子１０Ｂの指向性を制御することができる。特に、第５実施形態のアンテナ装置では、可変容量ダイオードＶＣ３１だけの制御によって給電素子１０Ｂの指向性制御が可能になるので、アンテナ装置の装置構成を簡略にすることができる。
＜第６実施形態＞
　第６実施形態に係るアンテナ装置は、第３実施形態のアンテナ装置３と切替手段の構成が異なるものとなっている。切替手段以外の構成部品は第３実施形態と同じである。そのため、第３実施形態で示したものと同じ構成部品については同じ符号を付して重複説明を省略する。
　図１０は、第６実施形態に係るアンテナ装置６の構成を模式的に示した図である。このアンテナ装置６は、図５に示した第３実施形態のアンテナ装置３のうち、無給電素子側の構成を一部変形したものである。すなわち、第３実施形態における上側補助素子２０１及び第１切替回路２１１を無くし、かつ、切替手段の一例となる切替回路２４１を接地電位の面の近傍に位置するようにしたものである。
　これにより、第３実施形態のアンテナ装置による効果のみならず、アンテナ効率を高める効果を奏することができる。すなわち、給電素子１０Ｂにとって自らよりも電気長が短い導体が存在することになり、無給電素子２０Ｂが導波器として動作するときには、アンテナ装置３に比べて無給電素子２０Ｂに流れる電流の腹の位置が接地電位の面に対して高くなる。そのため、電流分布が接地電位の面に対して相対的に高くなり、接地電位の面から無給電素子２０Ｂまでの距離が長く見えて、給電素子１０Ｂのアンテナ効率が良くなるという効果が得られる。
　以上説明したように、第１ないし第６実施形態では、給電素子１０，１０Ｂと無給電素子２０，２０Ｂとを所定間隔で対向して配置し、無給電素子２０，２０Ｂの位置及び物理長を維持しつつ当該無給電素子２０，２０Ｂの電気長を変化させることにより、無給電素子２０，２０Ｂを導波器又は反射器として動作させる特性制御手段（制御回路３０，３２，３３，３４）を設けている。それにより、指向性制御とアンテナ装置の小型化を両立させることができる。
　また、第１ないし第６実施形態においては、無給電素子２０，２０Ｂの電気長を変化させた例を説明したが、アンテナ装置の小型化と指向性制御を両立させる観点からは、電気長を変化させる素子を逆にすることもできる。すなわち、無給電素子２０，２０Ｂの物理長を一定として、給電素子１０，１０Ｂに上述した切替手段を設ける構成とすることにより、給電素子１０，１０Ｂの電気長を変化させるようにしても良い。例えば、切替手段によって共振周波数が低くなる帯域では給電素子１０，１０Ｂの電気長が長くなるようにする。この場合、無給電素子２０，２０Ｂは、導波器として動作する。他方、切替手段によって共振周波数が高くなる帯域では給電素子１０，１０Ｂの電気長が短くなるようにする。この場合、無給電素子２０，２０Ｂが反射器として動作する。
　なお、各実施形態では、本発明を車載用のアンテナ装置に適用した場合の例を説明したが、本発明は、車載用のアンテナ装置のみならず、据え置き型、あるいは携帯型のアンテナ装置にも適用が可能である。また、薄型であるという特徴を活かして、パーソナルコンピュータなどに着脱自在に装着できる装着型アンテナ装置としての実施も可能である。
　各実施形態では、また、給電素子１０，１０Ｂの共振周波数が５．９ＧＨｚである場合の例を説明したが、共振周波数は、上記以外であっても良い。
　以上のように、本実施形態によれば、指向性の制御と小型化とを両立させることができるアンテナ装置を提供することができる。

Claims (14)

  1. 　給電素子と、
    　前記給電素子と所定間隔で対向する無給電素子と、
    　前記無給電素子の位置及び物理長を維持しつつ当該無給電素子の電気長を変化させることにより、前記給電素子の指向性を制御する特性制御手段と、
    　を備える、アンテナ装置。
  2. 　前記特性制御手段は、前記無給電素子の電気長に応じて、前記無給電素子を前記給電素子に対する導波器又は反射器として動作させる、
    　請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記特性制御手段は、前記無給電素子に装荷するリアクタンスの種類又は大きさを変えることにより、前記無給電素子の電気長を変化させる、
    　請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記特性制御手段は、それぞれ一方端が接地電位となる誘導性リアクタンス素子及び容量性リアクタンス素子と、
    　前記誘導性リアクタンス素子の他方端及び前記容量性リアクタンス素子の他方端を選択的に前記無給電素子へ接続する切替手段と、を有する、
    　請求項３に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記特性制御手段は、それぞれ一方端が接地電位となる第１容量性リアクタンス素子及び前記第１容量性リアクタンス素子と異なるリアクタンスを持つ第２容量性リアクタンス素子と、
    　前記第１容量性リアクタンス素子の他方端及び前記第２容量性リアクタンスの他方端を選択的に前記無給電素子へ接続する切替手段と、を有する、
    　請求項３に記載のアンテナ装置。
  6. 　前記特性制御手段は、
    　可変容量素子を有し、前記可変容量素子は、一方端が接地電位となり、他方端が前記無給電素子に接続され、かつ、
    　前記可変容量素子から出力される容量性リアクタンスの大きさを変化させる制御回路を有する、
    　請求項３に記載のアンテナ装置。
  7. 　前記特性制御手段は、前記無給電素子の両端部のうち少なくとも一方端に、導電性の補助素子と、前記補助素子と前記無給電素子とを電気的に接続する切替回路と、を備えて構成される、
    　請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
  8. 　前記切替回路は、前記給電素子の共振周波数で共振する並列共振回路を含み、
    　前記並列共振回路は、非共振時に前記補助素子と前記無給電素子とを電気的に接続する、
    　請求項７に記載のアンテナ装置。
  9. 　前記並列共振回路又は前記切替回路と前記無給電素子との間に、カットコンデンサが介挿されている、
    　請求項７又は８に記載のアンテナ装置。
  10. 　前記給電素子は接地型アンテナとして動作する素子であり、
    　前記給電素子の基端と給電点との間には誘導性リアクタンス素子が接続され、
    　前記基端と接地電位の面との間には容量性リアクタンス素子とが接続され、
    　前記誘導性リアクタンス素子と前記容量性リアクタンス素子とで前記給電素子のマッチング回路が構成されている、
    　請求項１ないし９のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  11. 　前記給電素子及び前記無給電素子が、接地電位の面に対して垂直方向に設けられる絶縁性のアンテナ基板に形成されている、
    　請求項１ないし１０のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  12. 　前記給電素子が５．９ＧＨｚ帯で共振する、
    　請求項１ないし１１のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  13. 　給電素子と、
    　前記給電素子と所定間隔で対向する無給電素子と、
    　前記無給電素子の位置及び物理長を維持しつつ前記給電素子の電気長を変化させることにより、前記給電素子の指向性を制御する特性制御手段と、
    　を備えるアンテナ装置。
  14. 　前記特性制御手段は、前記給電素子の電気長に応じて、前記無給電素子を前記給電素子に対する導波器又は反射器として動作させる、
    　請求項１３に記載のアンテナ装置。
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