JP2003209425A - アレーアンテナの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 送信された無線信号がデジタル振幅変調を含
む変調方法で変調されていても参照信号を必要とせず
に、アレーアンテナの指向性を適応制御する。 【解決手段】 適応制御型コントローラ２０は、受信さ
れた受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、１フレーム期間にお
いて受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号
点の電力値についてそれぞれ電力比Ｒを計算し、計算さ
れた各電力比Ｒから離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ
_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の
時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として
計算し、最急勾配法を用いて目的関数値が実質的に最小
となるように、エスパアンテナ装置１００の主ビームを
所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるため
の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリア
クタンス値を計算して設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のアンテナ素
子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させる
ことができるアレーアンテナの制御方法に関し、特に、
電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically S
teerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna；
以下、エスパアンテナという。）の指向特性を適応的に
変化させることができるアレーアンテナの制御方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術のエスパアンテナは、例えば、
従来技術文献１「T. Ohira et al., "Electronically s
teerable passive array radiator antennas for low-c
ost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE Intern
ational Conference on PhasedArray System & Technol
ogy pp. 101-104, Dana point, California, May 21-2
5, 2000」や特開２００１−２４４３１号公報において
提案されている。このエスパアンテナは、無線信号が給
電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ
離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１
個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リ
アクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記
可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させるこ
とにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させる
ことができる。

【０００３】このエスパアンテナを受信側で適応制御す
る方法として、一般的に、以下の方法が用いられてい
る。すなわち、送信側で各無線パケットデータの先頭部
分に学習シーケンス信号を予め含ませておき、当該学習
シーケンス信号と同一の信号を受信側でも発生させ、受
信側において、受信された学習シーケンス信号と、上記
発生された学習シーケンス信号との相互相関が最大とな
ることを規範（評価基準）として、上記可変リアクタン
ス素子のリアクタンス値を変化させてその指向特性を変
化させる。これにより、エスパアンテナの指向性を最適
パターンとし、すなわち所望波の方向に主ビームを向け
かつ干渉波の方向にヌルを形成するパターンとなる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来例では、学習シーケンス信号などの参照信号が必要で
あること、また、この参照信号を予め送信側及び受信側
の両方で一致させておく必要があり、これにより、適応
制御のための回路が複雑になるという問題点があった。

【０００５】このエスパアンテナを受信側で適応制御す
る方法として、送信された無線信号が周波数変調など振
幅が一定である変調方法のときは、受信された無線信号
の振幅を一定となるように適応制御する、例えば、コン
スタント・モジュラス・アルゴリズムなどの方法を用い
てアレーアンテナを適応制御することが広く行われてい
るが、送信された無線信号が振幅変調を含む変調方法で
変調されているときは使用することができないという問
題点があった。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、送
信された無線信号がデジタル振幅変調を含む変調方法で
変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーア
ンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方
向にヌルを向けるように適応制御することができるアレ
ーアンテナの制御方法を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係るアレー
アンテナの制御方法は、送信された無線信号を受信信号
として受信するための励振素子と、上記励振素子から所
定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上
記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リ
アクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子
のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の
可変リアクタンス素子をそれぞれ導波器又は反射器とし
て動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるア
レーアンテナの制御方法において、上記送信された無線
信号はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上
記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち
大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比
Ｒとしたとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の
複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ_１，
Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘを有し、上記励振素子によって受信
された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受
信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電
力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算
された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，
Ｒ_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値
を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に
最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビ
ームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向
けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を
計算して設定するステップを含むことを特徴とする。

【０００８】また、第２の発明に係るアレーアンテナの
制御方法は、所定の間隔で並置してなる複数Ｐ個のアン
テナ素子を備え、送信された無線信号を受信するための
アレーアンテナによって受信された複数Ｐ個の受信信号
をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移相
させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレー
アンテナの制御方法において、上記送信された無線信号
はデジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無
線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大き
い電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒと
したとき、上記無線信号は上記デジタル振幅変調の複数
の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ_１，
Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘを有し、上記合成後の受信信号に基
づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異な
る組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞ
れ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒか
ら上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘをそれぞれ
減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として
計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となる
ように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向
に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各移相手
段の移相量を計算して設定するステップを含むことを特
徴とする。

【０００９】さらに、上記アレーアンテナの制御方法に
おいて、上記目的関数値は、上記期間において上記受信
信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力
値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算さ
れた各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ
_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の
時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴と
する。

【００１０】またさらに、上記アレーアンテナの制御方
法において、上記デジタル振幅変調は、多値ＱＡＭ又は
ＡＳＫであることを特徴とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１２】＜第１の実施形態＞図１は本発明に係る第
１の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を
示すブロック図である。この実施形態のアレーアンテナ
の制御装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０
と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるエス
パアンテナ装置１００と、適応制御型コントローラ２０
とを備えて構成される。

【００１３】ここで、受信側での適応制御に用いる、送
信側から送信される無線信号としては、詳細後述するよ
うに、例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ
などの多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitu
de Modulation）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）
などのデジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無
線信号を用いる。従って、上記無線信号はデジタル振幅
変調されているので、各標本化された信号点においてそ
の振幅は離散的に変化する。本実施形態では、受信信号
の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬
時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目
的関数を定義しこれを最小化することを規範としてい
る。ここで、具体的には、上記無線信号の互いに異なる
２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力
値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信
号は上記デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれ
ぞれ所定の離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘを有す
ることを利用している。

【００１４】本実施形態において、適応制御型コントロ
ーラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算
機で構成され、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ
０によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例
えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上
記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点
の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記
計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，
…，Ｒ_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最
小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値
として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法
である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ
（ｔ）のみから計算可能な上記目的関数値が実質的に最
小となるように、上記エスパアンテナ装置１００の主ビ
ームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向け
るための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６
のリアクタンス値を計算して設定することを特徴として
いる。

【００１５】図１において、エスパアンテナ装置１００
は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励
振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半
径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ
６によって囲まれるように配置されている。好ましく
は、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に
互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び
非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但
し、λは所望波の波長）になるように構成され、また、
上記半径ｒもλ／４になるように構成される。励振素子
Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ
６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−
６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃
至１２−６のリアクタンス値は適応制御型コントローラ
２０からのリアクタンス値信号によって設定される。

【００１６】図２は、エスパアンテナ装置１００の縦断
面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶
縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタン
ス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に
対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１
２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素
子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実
質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子
１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、
可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非
励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較し
て長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リ
アクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を
有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コ
ンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ
０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の
可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続され
た非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。

【００１７】従って、図１のエスパアンテナ装置１００
において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変
リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス
値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００
の平面指向性特性を変化させることができる。

【００１８】図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、エスパアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信
号を受信し、上記受信された信号は同軸ケーブル５を介
して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、
次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信
号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換す
る。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ
信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル
信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力
する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、エスパ
アンテナ装置１００の励振素子Ａ０によって受信された
受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間
期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異
なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれ
ぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒ
から上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘをそれぞ
れ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又は
アンサンブル平均値を目的関数値として計算し、最急勾
配法を用いて上記目的関数値が実質的に最小となるよう
に、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方
向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リ
アクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値
ｘ_ｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリ
アクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃
至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値
ｘ_ｋを設定する。一方、復調器４は、入力される受信信
号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である
復調信号を出力する。

【００１９】次いで、エスパアンテナ装置１００につい
て定式化を行う。この定式化モデルにおいては、励振素
子Ａ０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振
素子Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダ
イポールアンテナを用いる。素子間隔は全てλ／４であ
り、各ダイポールは半径λ／１００の導体円柱とする。
素子の長さ方向の波長短縮率は０．９２６とする。各非
励振素子Ａ１乃至Ａ６の中央部に可変リアクタンス素子
１２−１乃至１２−６であるバラクタダイオードが直列
に装荷されており、それらのリアクタンス値の組合せで
その指向性が決定される。

【００２０】上記アンテナの構造パラメータからモーメ
ント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求
め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のように
なる（例えば、従来技術文献２「大平孝，“エスパアン
テナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタン
スを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電
子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐ
ｐ．１−６，２００１年７月」参照。）。

【００２１】

【数１】

【００２２】エスパアンテナ装置１００の構造は巡回的
な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素
のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物
理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パ
ラメータである。

【００２３】

【表１】 ――――――――――――――――――――――――――――――――――― ｚ_００：励振素子の自己入力インピーダンス ｚ_０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス ｚ_１１：非励振素子の自己入力インピーダンス ｚ_１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス ｚ_１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）２つの非励振素子間の結合イ ンピーダンス ｚ_１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス ―――――――――――――――――――――――――――――――――――

【００２４】なお、後述する実施例で用いた各インピー
ダンス値は以下の通りである。 （ａ）ｚ_００＝＋５２．０−５．７ｊ （ｂ）ｚ_０１＝＋２３．９−２９．２ｊ （ｃ）ｚ_１１＝＋６４．０−３．４ｊ （ｄ）ｚ_２１＝＋２９．７−２９．８ｊ （ｅ）ｚ_３１＝−１３．９−２７．６ｊ （ｆ）ｚ_４１＝−２６．０−１６．７ｊ ここで、インピーダンス値の単位は全てΩである。バラ
クタダイオードであるリアクタンス素子１２−１乃至１
２−６のリアクタンス値をｘ_１，ｘ_２，…，ｘ _６とする
と、エスパアンテナ装置１００の指向性（アレーファク
タ）Ｄ_ａ（θ，φ）は次式で表される（例えば、従来技
術文献２参照）。

【００２５】

【数２】Ｄ_ａ（θ，φ）＝ａ（θ，φ）^Ｔｉ（ｘ_１，ｘ
_２，…，ｘ_６）

【００２６】ここで、上付きのＴは転置を表し、ａ
（θ，φ）は、エスパアンテナ装置１００の位相中心を
中央の非励振素子Ａ０にとった場合のステアリングベク
トルであり、仰角θと方位角φの関数として次式で表さ
れる。

【００２７】

【数３】

【００２８】ここで、ｄは半径ｒに等しい素子間隔であ
り、βは自由空間中の伝播定数である。また、ｉ
（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）はエスパアンテナの等価ウエ
イトベクトルであり、次式で表される。

【数４】ｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）＝Ｚ^−１（ｖ_ｓｕ
_０−Ｘｉ）＝ｖ_Ｓ（Ｚ＋Ｘ）^−１ｕ_０ ここで、ｕ_０は次式で表される単位ベクトルである。

【数５】ｕ_０＝［１，０，…，０］^Ｔ また、Ｘは、ＲＦ受信機の入力インピーダンスｚ_ｓと可
変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタン
ス値を成分とする次式の対角行列であるリアクタンス行
列である。

【数６】 Ｘ＝ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_６］

【００２９】複数の信号波が到来する場合にはそれらの
信号波形を成分とするベクトル

【数７】ｓ（ｔ）＝［ｓ_１（ｔ），ｓ_２（ｔ），…，ｓ
_ｍ（ｔ）］ を定義する。ここで、ｍは信号の数である。これらを同
時に受信した場合のエスパアンテナ装置１００の出力信
号は次式で表される。

【数８】ｙ（ｔ）＝ｉ（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_６）^ＴＡ
（θ，Φ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ） ここで、Ａ（θ，Φ）はアレーマニホールドであり、次
式で表される。

【数９】Ａ（Θ，Φ）＝［ａ（θ_１，φ_１），ａ
（θ_２，φ_２），…，ａ（θ_ｍ，φ_ｍ）］ ここで、

【数１０】Θ＝｛θ_１，θ_２，…，θ_ｍ｝

【数１１】Φ＝｛φ_１，φ_２，…，φ_ｍ｝ であり、ｎ（ｔ）は加算的雑音である。

【００３０】次いで、本実施形態で用いる「ブラインド
適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の
目的は上記数８で導出したアンテナ受信出力信号ｙ
（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ
／（Ｎ＋Ｉ）を最大化することである。ブラインド制御
とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなく
アンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクト
ル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２
−６のリアクタンス値）を更新することである。

【００３１】本実施形態に係るブラインド制御では、送
信信号の振幅が標本化点においてその自乗（瞬時電力
値）が簡単な整数比をもつ値となることを利用する。現
在多くの無線システムで用いられているデジタル変調方
式のうち、特にＰＳＫではこの比の値が全て１となる。
これが１６ＱＡＭの場合には、図３に示すＩ／Ｑ平面上
の信号点配置から明らかなように、ここで第１象限のみ
を考慮すれば、各標本化された信号点において、Ｉチャ
ンネルの振幅値ｍ＝１，３と、Ｑチャンネルの振幅値ｎ
＝１，３とに基づく瞬時電力値Ｐは次式で表される。

【００３２】

【数１２】Ｐ＝（２ｍ−１）^２＋（２ｎ−１）^２

【００３３】従って、１６ＱＡＭのときに取りうる瞬時
電力値Ｐは次の表２に示すようになる。

【００３４】

【表２】

【００３５】この表２から互いに異なる各２つの信号点
の瞬時電力比は１：５：９となる。ある標本化信号点に
おける瞬時電力値Ｐ_１と次の標本化信号点での瞬時電力
値Ｐ _２との比は、１：１、１：５、１：９、５：１、
５：５、５：９、９：１、９：５、９：９のいずかをと
る。これらの２値Ｐ_１，Ｐ_２を比較し大きい方を小さい
方で除算した商の値をＲとして次式のように計算する
と、次の表３に示すようになる。

【００３６】

【数１３】 Ｒ＝ｍａｘ（Ｐ_１，Ｐ_２）／ｍｉｎ（Ｐ_１，Ｐ_２）

【００３７】ここで、関数ｍａｘ（・）は、引数に含ま
れる複数の値のうち最大値を示す関数であり、関数ｍａ
ｘ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最大値を示
す関数である。

【００３８】

【表３】

【００３９】この表３から明らかなように、１６ＱＡＭ
のときの電力比Ｒは次式で表された離散値の４通りのみ
とりうる。

【数１４】Ｒ＝１．０，１．８，５．０，９．０

【００４０】受信側では送信信号に干渉信号と雑音が重
畳されるためこの商の値が上記離散値からゆらぐ。この
ゆらぎの程度を表す評価関数Ｑを次式のように定義す
る。

【００４１】

【数１５】Ｑ＝ｍｉｎ{｜Ｒ−１．０｜,｜Ｒ−１．８
｜,｜Ｒ−５．０｜,｜Ｒ−９．０｜}

【００４２】この評価関数は図４に示すように、１≦ｒ
＜∞を定義域とする折れ線グラフとなる。送信信号に同
期していない干渉信号と雑音はランダムなので、評価関
数値Ｑも時間的に変動する。そこで、本実施形態では、
例えば１フレームなどの所定の期間中において多数の標
本化信号点における評価関数値Ｑの時間平均値又はアン
サンブル平均値（期待値）Ｅ（Ｑ）をとり、これを最小
化すること、すなわち次式の目的関数Ｊを規範とする。

【００４３】

【数１６】Ｊ＝Ｅ（Ｑ）→ｍｉｎ→０

【００４４】すなわち、数１６で表された目的関数を実
質的に最小値となるように適応制御する。この規範は受
信信号の振幅の相対値だけで決定されるので受信レベル
変動や受信機利得変動の影響を受けないというメリット
もある。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば
最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解
法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信
号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、
すなわち、エスパアンテナ装置１００の主ビームを所望
波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように
最適ビームが形成される。

【００４５】また、同様に、６４ＱＡＭのときの瞬時電
力値Ｐは次の表４のようになり、標本化された信号点で
の電力比Ｒは次の表５のようになり、１６ＱＡＭのとき
と同様に当該エスパアンテナ装置１００を適応制御可能
である。なお、表５において、電力比Ｒの計算値は便宜
上、小数点第５位を四捨五入して小数点第４位まで示し
ている。

【００４６】

【表４】

【００４７】

【表５】

【００４８】なお、以上の実施形態においては、数１６
で表された目的関数を用いているが、本発明はこれに限
らず、数１５で表された評価関数を目的関数として用い
てもよい。

【００４９】次いで、最急勾配法を用いたアンテナビー
ムの適応制御について説明する。最急勾配法を用いると
きの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリア
クタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対す
る漸化式は次式で表される。

【００５０】

【数１７】ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊｎ

【数１８】

【００５１】ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータ
μは試行錯誤的に定められるステップサイズである。こ
こで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であ
るが、本実施形態では、目的関数の値を最大するように
最適解を求める方法を用いる。

【００５２】さらに、最急勾配法による具体的な、最適
解を求める手順について説明する。上記数１７の漸化式
を用いた最急勾配法によって目的関数Ｊｎを可能な限り
大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見
するためには、以下の手順を用いる。 （ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目
の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベ
クトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ
装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアク
タンスベクトル）によって処理を開始する。 （ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在
の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメー
タｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における目的関数Ｊｎ
の勾配ベクトル∇Ｊｎを計算する。 （ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊｎの方向と同一の方向に初
期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンス
ベクトルｘにおける次の推定値を計算する。 （ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメント
し、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰
り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束
する反復数まで実行される。

【００５３】図５は、図１の適応制御型コントローラ２
０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な
適応制御処理を示すフローチャートである。

【００５４】図５のステップＳ１において、まず、反復
数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクト
ルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ２に
おいて素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、
ステップＳ３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステ
ップＳ４において数１５及び数１６を用いて目的関数Ｊ
の値を計算し、Ｊ^（０）に設定挿入する。さらに、ステ
ップＳ５においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定の摂動値Δ
ｘ_ｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘ _ｋとして
設定した後、ステップＳ６において受信信号ｙ（ｔ）を
測定し、ステップＳ７において数１５及び数１６を用い
て目的関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ８に
おいてＪ−Ｊ^（０）の値を計算して∂Ｊｎ／∂ｘ_ｋに代
入し、ステップＳ９においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定
の摂動値Δｘ_ｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘ
_ｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ス
テップＳ１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以
上であるか否かが判断される。ステップＳ１０でＮＯで
あれば、ステップＳ１１で素子パラメータｋを１だけイ
ンクリメントしてステップＳ５に戻り、上述の処理を繰
り返す。一方、ステップＳ１０でＹＥＳであるときは、
ステップＳ１２において、上記数１７の漸化式を用い
て、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）
を計算した後、ステップＳ１３において反復数パラメー
タｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、
ＮＯであれば、ステップＳ１４において反復数パラメー
タｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ２から
の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１３でＹＥＳであ
るときは、十分に収束しているものと判断し、計算され
たリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値
信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出
力して設定する。

【００５５】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、適応制御型コントローラ２０は、エスパアンテナ装
置１００の励振素子Ａ０によって受信された受信信号ｙ
（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの
所定の期間において受信信号の互いに異なる組み合わせ
の各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比
Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電
力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ _ｍａｘをそれぞれ減算した値の
絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平
均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における
反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用い
て、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な目的関数値
（数１６）が実質的に最小となるように、上記エスパア
ンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ
干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素
子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設
定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変
調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要
とせずに、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主
ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適
応制御することができる。ここで、参照信号を必要とし
ないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的
関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、
適応制御コントローラ２０の計算処理をきわめて簡単に
実行できる。

【００５６】以上の実施形態においては、６本の非励振
素子Ａ１乃至Ａ６を用いているが、その本数は少なくと
も複数本あれば、当該アレーアンテナ装置の指向特性を
電子的に制御することができる。それに代わって、６個
よりも多くの非励振素子を備えてもよい。また、非励振
素子Ａ１乃至Ａ６の配置形状も上記の実施形態に限定さ
れず、励振素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよ
い。すなわち、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に対する間隔
は一定でなくてもよい。

【００５７】以上の実施形態においては、最急勾配法を
用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を
計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順
次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形
計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。

【００５８】なお、順次ランダム法においては、以下の
手順を用いる。 （ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目
の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の
初期値ｘ（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１０
０をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベ
クトル）によって処理を開始する。 （ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在
の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメー
タｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加
算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。 （ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算するこ
とにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を
計算する。 （ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメント
し、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰
り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例え
ば０．９）以上になるまで実行される。

【００５９】また、ランダム法においては、以下の手順
を用いる。 （ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ
（１）（例えば、当該エスパアンテナ装置１００をオム
ニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）
によって処理を開始する。 （ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値へ
の加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算す
る。 （ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算するこ
とにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算
する。 （ｉｖ）計算された推定値における目的関数Ｊの値が所
定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定
値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯで
あれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。

【００６０】さらに、高次元二分法においては、以下の
手順を用いる。 （ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目
の反復）を１に設定して処理を開始する。 （ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタン
ス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択
された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された
各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１
乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。 （ｉｉｉ）この２つの平均値に対する目的関数Ｊの値を
計算し、目的関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベ
クトルにおける次の推定値とする。 （ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメント
し、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰
り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例え
ば０．９）以上になるまで実行される。

【００６１】以上の実施形態においては、目的関数Ｊを
適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関
数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトル
の最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目
的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求
めるための目的関数とし、それを最大となるようにリア
クタンスベクトルの最適解を計算してもよい。

【００６２】＜第２の実施形態＞図６は、本発明に係る
第２の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成
を示すブロック図である。

【００６３】この実施形態では、アレーアンテナ５０の
各アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐで受信した信号
を、可変移相器５３−１乃至５３−Ｐと加算器である合
成器５４によって構成されたＲＦ帯のＢＦＮ(Beam Form
ing Network)回路で合成する構成を採用し、このアレー
アンテナの制御装置は、複数Ｐ個のアンテナ素子１−１
乃至１−Ｐが互いに所定の間隔で配置されてなるアレー
アンテナ５０（例えば、リニアアレーであり、２次元形
状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制
御するための適応制御型制御装置であり、適応制御型コ
ントローラ６０を備えたことを特徴としている。ここ
で、適応制御型コントローラ６０は、合成後の受信信号
に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法で
ある、例えば、最急勾配法を用いて、上記目的関数（数
１６）の値が最小となるように、当該アレーアンテナ５
０の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌ
ルを向けるための可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移
相量に対応する各移相制御電圧ｖ_ｐ（ｐ＝１，２，…，
Ｐ）を計算して設定することを特徴としている。

【００６４】以下、図６に示すアレーアンテナの制御装
置の構成について説明する。図６において、複数Ｐ個の
アンテナ素子５１−１乃至５１−Ｐが互いに所定の間隔
で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ５０によっ
て無線信号が受信され、各アンテナ素子５１−１乃至５
１−Ｐで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器
（ＬＮＡ）５２−１乃至５２−Ｐを介して可変移相器５
３−１乃至５３−Ｐに入力される。各可変移相器５３−
１乃至５３−Ｐはそれぞれ、入力される無線信号を、適
応制御型コントローラ６０から出力される各移相制御電
圧ｖ_ｐ（ｐ＝１，２，…，Ｐ）に対応した各移相量だけ
移相した後、合成器５４に出力する。合成器５４は入力
されるＰ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信
号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換す
るダウンコンバータ５５及び中間周波信号の帯域成分の
みを帯域ろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５６を介
して復調器５７に出力する。復調器５７は、入力される
無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＡＭ、Ａ
ＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信
号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５８を介してＡ／Ｄ変換器
９に出力する。Ａ／Ｄ変換器５９は、入力されるアナロ
グのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号
にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号を外
部装置に出力する。一方、ダウンコンバータ５５から出
力される中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器６１を介して
受信信号ｙ（ｔ）として適応制御型コントローラ６０に
入力される。ここで、この受信信号ｙ（ｔ）は、合成器
５４において合成された無線信号の電力レベルに比例す
るレベルを有する。

【００６５】適応制御型コントローラ６０は、上記受信
信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的
な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、図５
の適応制御処理と同様の処理を実行することにより、上
記目的関数（数１６）の値が最小となるように、当該ア
レーアンテナ５０の主ビームを所望波の方向に向けかつ
干渉の方向にヌルを向けるための可変移相器５３−１乃
至５３−Ｐの移相量に対応する各移相制御電圧ｖ_ｐ（ｐ
＝１，２，…，Ｐ）を計算し、それを可変移相器５３−
１乃至５３−Ｐに印加することにより対応する各移相量
を設定する。

【００６６】なお、この実施形態においても、第１の実
施形態と同様に、適応制御に用いる無線信号としては、
デジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号
を用いる。

【００６７】この実施形態に係る適応制御型コントロー
ラ６０においても、第１の実施形態に係る適応制御型コ
ントローラ２０と同様に、送信された無線信号がデジタ
ル振幅変調されていても、参照信号を必要とせずに、ア
レーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビームを向け
かつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御するこ
とができる。ここで、参照信号を必要としないので、当
該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信
信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コン
トローラ６０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。

【００６８】以上の実施形態においては、最急勾配法を
用いて各可変移相器５３−１乃至５３−Ｐの移相量に対
応する移相制御電圧ｖ_ｐを計算しているが、本発明はこ
れに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次
元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法
を用いてもよい。また、目的関数Ｊはその逆数を用いて
もよい。

【００６９】

【実施例】図７は、図１のエスパアンテナ装置１００を
用いて実行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュ
レーションのフローを示す図である。このシミュレーシ
ョンでは、上述の定式化モデルと同様に、非励振素子Ａ
０として半波長ダイポールアンテナを用い、非励振素子
Ａ１乃至Ａ６として円形アレー配列された６本のダイポ
ールアンテナを用いる。また、エスパアンテナ装置１０
０に到来する所望波と干渉波の到来方向は未知（適応制
御）とし、トレーニング信号も用いないこと（ブライン
ド処理）とする。本実施例においては、所望波に加えて
干渉波も同時に到来する環境でシミュレーションする。
所望波は１６ＱＡＭランダム変調信号、干渉波は定振幅
ランダム位相信号、雑音は加算的ガウス雑音とする。こ
れら所望波、干渉波、雑音は相互に無相関とする。簡単
のため伝送路における帯域制限フィルタ、遅延広がり、
角度広がり、フェージング、ドップラ効果、同期誤差を
全て無視する。この条件下で、数１６で表された規範に
基づいて６個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２
−６の各リアクタンス値を適応制御する。

【００７０】ここで、エスパアンテナ装置１００に接続
されるＲＦ受信機の入力インピーダンスはｚ_ｓ＝５０Ω
とする。

【００７１】図７のシミュレーションフローにおいて
は、干渉波ステアリングベクトル、所望波ステアリング
ベクトル、アンテナ構造のパラメータ、到来波信号、お
よび雑音に基づいて、ステップＳＳ１乃至ＳＳ５の処理
を行うことにより当該アンテナビームの適応制御を行
い、最後に、指向性アレーファクタおよび出力ＳＩＮＲ
を計算して出力する（ステップＳＳ６，ＳＳ７）。この
ステップＳＳ１乃至ＳＳ７の処理では、受信信号ｙ
（ｔ）に基づいて目的関数Ｊ（数１６）を計算し、リア
クタンス行列の更新を行ってリアクタンス行列を計算し
た後、等価ウエイトベクトルを計算する。そして、等価
ウエイトベクトルから指向性アレーファクタを計算する
一方、受信信号ｙ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）とから出力ＳＩ
ＮＲを計算している。

【００７２】このシミュレーションにおいては、所望波
に加えて干渉波も同時に到来する環境でシミュレーショ
ンを行う。所望波の到来方向を０度に固定し、干渉波の
到来方向が４５度、９０度、１３５度、１８０度とした
場合のリアクタンス制御結果と指向性パターン（電力パ
ターン）をそれぞれ図８乃至図１１に示す。これらの図
面において、ポーラチャートの外周上の記号ＤおよびＩ
はそれぞれ所望波と干渉波の到来方位を示す。図８乃至
図１１の４パターンとも、ほぼ所望波の到来方向へ主ビ
ームが形成されると同時に干渉波の方向に深いヌル点が
形成されていることがわかる。

【００７３】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係るアレー
アンテナの制御方法によれば、従来技術のエスパアンテ
ナやリニアアレーアンテナなどのアレーアンテナの制御
方法において、当該アレーアンテナによって受信された
受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの
自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着
目した目的関数を定義しこれを最小化又は最大化するこ
とを規範として、上記アレーアンテナの主ビームを所望
波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための
各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設
定する。従って、送信された無線信号がデジタル振幅変
調された無線信号であっても、参照信号を必要とせず
に、アレーアンテナの指向性を所望波の方向に主ビーム
を向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御
することができる。ここで、参照信号を必要としないの
で、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数は
受信信号のみで記述されているので、適応制御処理の計
算処理をきわめて簡単に実行できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のエスパアンテナ装置１００の詳細な構
成を示す断面図である。

【図３】 図１のエスパアンテナ装置１００によって受
信される１６ＱＡＭ信号の信号点配置を示す図である。

【図４】 図１の適応制御型コントローラ２０によって
実行される適応制御処理において用いるＭＡＲＤ法につ
いての、電力比Ｒに対する評価値Ｑを示すグラフであ
る。

【図５】 図１の適応制御型コントローラ２０によって
実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフロ
ーチャートである。

【図６】 本発明に係る第２の実施形態であるアレーア
ンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【図７】 図１のエスパアンテナ装置１００を用いて実
行された、ブラインド適応ビーム形成のシミュレーショ
ンのフローを示す図である。

【図８】 図７のシミュレーション結果であって、干渉
波方向が４５度のときの放射電力パターンを示す指向特
性図である。

【図９】 図７のシミュレーション結果であって、干渉
波方向が９０度のときの放射電力パターンを示す指向特
性図である。

【図１０】 図７のシミュレーション結果であって、干
渉波方向が１３５度のときの放射電力パターンを示す指
向特性図である。

【図１１】 図７のシミュレーション結果であって、干
渉波方向が１８０度のときの放射電力パターンを示す指
向特性図である。

【符号の説明】

Ａ０…励振素子、 Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、 １…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、 ２…ダウンコンバータ、 ３…Ａ／Ｄ変換器、 ４…復調器、 ５…給電用同軸ケーブル、 １１…接地導体、 １２−１乃至１２−４…可変リアクタンス素子、 ２０…適応制御型コントローラ、 ５０…アレーアンテナ、 ５１−１乃至５１−Ｎ…アンテナ素子、 ５２−１乃至５２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ）， ５３−１乃至５３−Ｎ…可変移相器、 ５４…合成器、 ５５…ダウンコンバータ、 ５６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、 ５７…復調器、 ５８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ５９…Ａ／Ｄ変換器、 ６０…適応制御型コントローラ、 ６１…Ａ／Ｄ変換器、 １００…エスパアンテナ装置。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J020 AA03 BA02 BA06 BC08 DA03 DA04 5J021 AA05 AA10 AB02 BA01 CA06 DB03 EA05 FA07 FA13 FA26 FA29 GA02 GA06 GA08 HA06 5K059 CC03 CC04 DD37

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信された無線信号を受信信号として受
   信するための励振素子と、 上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数
   の非励振素子と、 上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変
   リアクタンス素子とを備え、 上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化さ
   せることにより、上記複数の可変リアクタンス素子をそ
   れぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテ
   ナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法に
   おいて、 上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調
   方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信
   号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算
   した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記
   デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定
   の離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘを有し、 上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、
   所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合
   わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電
   力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離
   散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘをそれぞれ減算した
   値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、
   上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、
   上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けか
   つ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタン
   ス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを
   含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 【請求項２】 所定の間隔で並置してなる複数Ｐ個のア
   ンテナ素子を備え、送信された無線信号を受信するため
   のアレーアンテナによって受信された複数Ｐ個の受信信
   号をそれぞれＰ個の移相手段により所定の移相量だけ移
   相させた後合成して、合成後の受信信号を出力するアレ
   ーアンテナの制御方法において、 上記送信された無線信号はデジタル振幅変調を含む変調
   方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信
   号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算
   した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記
   デジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定
   の離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘを有し、 上記合成後の受信信号に基づいて、所定の期間において
   上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号
   点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上
   記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ_１，
   Ｒ_２，…，Ｒ_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のう
   ちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値
   が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアン
   テナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向
   にヌルを向けるための各移相手段の移相量を計算して設
   定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナ
   の制御方法。
3. 【請求項３】 上記目的関数値は、上記期間において上
   記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点
   の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記
   計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ_１，Ｒ_２，
   …，Ｒ_ｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最
   小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを
   特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御
   方法。
4. 【請求項４】 上記デジタル振幅変調は、多値ＱＡＭ又
   はＡＳＫであることを特徴とする請求項１乃至３のうち
   のいずれか１つに記載のアレーアンテナの制御方法。