JPWO2004040693A1 - 制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のインピーダンスを高速に制御し得る制御装置および制御方法を提供することを目的とする。本発明によれば、出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第１，第２素子のインピーダンスの各々を、所定の範囲内で変化させる第１，第２変更手段と、出力信号に基づいて、複数の第１および第２素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、第２素子のインピーダンス変化の前後における評価関数値の差分に基づいて、勾配ベクトルを算出する勾配算出手段を有する制御装置が提供される。勾配ベクトルに基づいて、複数の第１素子のインピーダンスの各々を変化させることによって、評価関数値が所望の値をとるように制御が行われる。

Description

本発明は、一般に可変インピーダンス素子を適応制御することによって非線形システムの出力信号を適切に維持する制御装置および制御方法に関し、特に複数のアンテナ素子を有する適応アンテナ・システムにおける受信信号を適切に維持する制御装置および制御方法に関する。

この種の技術分野では、複数の素子のインピーダンスに依存して出力信号が変化する非線形システムに対して、摂動（ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）法を利用した最適化手法により各インピーダンスを最適化し、出力信号を適切に維持することがしばしば行われている。
図１は、従来の制御システム例を示す概念図を示す。この制御システム１００は、無線周波数（ＲＦ）処理型の適応アンテナ・システムであり、複数の高周波素子（Ｌ，Ｃ）のインピーダンスを未知変数とし、複数の受信信号を合成して出力信号を形成する非線形システムである。制御システム１００は、Ｍ＋１個の複数のアンテナ素子１０２と、これらアンテナ素子１０２からの信号を合成する合成器１０４を有する。合成器１０４の出力は、アナログ・ディジタル変換器１０６に入力される。アナログ・ディジタル変換器１０６の出力は、制御装置１０８に入力される。
Ｍ＋１個のアンテナ素子の内、Ｍ個のアンテナ素子の各々には、アンテナ素子１０２に直列に結合されたインダクタＬ_ｉと、並列に結合されたキャパシタＣ_ｉ（ｉ＝１，．．．，Ｍ）より成る移相回路１１０が設けられている。インダクタＬ_ｉのインダクタンスおよびキャパシタＣ_ｉのキャパシタンスは、制御装置１０８からの制御信号により調整される。制御信号の内容ｘ_ｉ（ｉ＝１，．．．，２Ｍ）は、インダクタＬ_ｉおよびキャパシタＣ_ｉのインピーダンスを設定するための信号を表す。
図２は、このような制御システム１００に関して、主に制御装置１０８により行われる摂動法を利用した制御フロー２００を示す。制御フロー２００は、ステップ２０２より始まる。ステップ２０４では、複数の素子（インダクタＬ_ｉおよびキャパシタＣ_ｉ）のインピーダンスｘ_ｉが適切な初期値に設定される。ステップ２０６では、反復回数に関連するパラメータｍの値を初期値０に設定する。
ステップ２０８では、アナログ・ディジタル変換器１０６（図１）からの出力信号ｙ（ｘ）（ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_２Ｍ））に依存して変化する評価関数値ｆ（ｘ）を求める。この評価関数値は、基準値ｆ_０（ｘ）として格納される。
ステップ２１０では、パラメータｍの値を１つインクリメントする。
ステップ２１２では、ｍ番目の素子のインピーダンスｘ_ｍの値を、ｘ_ｍ＋Δｘ_ｍに変化させる。例えば、ｍの値が１であれば、インダクタＬ_１の値に微小変化が加えられる。このインピーダンスの微小変化Δｘ_ｍに起因して、出力信号ｙ（ｘ）が変化する。
ステップ２１４では、この出力信号ｙ（ｘ）に基づいて評価関数値ｆ（ｘ）が算出される。
ステップ２１６では、インピーダンスｘ_ｍに関する変化の前後における評価関数値ｆ（ｘ）の差分を算出することによって、勾配（ｇｒａｄｉｅｎｔ）ベクトル▽ｆを算出する。▽ｆは、２Ｍ個の成分を有するベクトル量であり、各成分は次式により計算される。
（▽ｆ）_ｘｍ＝ｆ（ｘ_１，．．．，ｘ_ｍ＋Δｘ_ｍ，．．，ｘ_２Ｍ）−ｆ_０（ｘ_１，．．．，ｘ_ｍ，．．，ｘ_２Ｍ）
ステップ２１８では、微小変化させたｘ_ｍの値を微小変化させる前の値に戻す。
ステップ２２０では、パラメータｍの値が２Ｍ以下であるか否かが判定され、２Ｍ以下であればステップ２０８に戻り、勾配ベクトル▽ｆの他の成分を計算する。一方、パラメータｍの値が２Ｍ以下でなければ、すなわち２Ｍより大きいならば、勾配ベクトル▽ｆの総ての成分が算出されたことを意味する。
ステップ２２２では、この勾配ベクトル▽ｆを利用して、インピーダンスの値ｘ_ｉを更新する。勾配ベクトル▽ｆは、ｆにより表現される曲面上の座標（ｘ_１，ｘ_２，．．．，ｘ_２Ｍ）において、勾配（傾斜）が最も急激に変化する方向を示す。この座標で示される場所から、▽ｆの示す方向に沿って進めば、評価関数値ｆの最大値又は最小値（所望の最適値）に接近することが可能になる。パラメータαは、インピーダンスの値を更新する際に、▽ｆに沿って進むステップ幅を示す。このようにしてインピーダンスｘ_ｉの値が更新される。
ステップ２２４では、前回のインピーダンスと今回の値を比較して、充分に収束しているか否かを判定し、収束していなければ更に更新を行うためにステップ２０６に戻り、収束していればステップ２２６に進んで制御フロー２００は終了する。
摂動法を利用してインピーダンスを微小変化させることにより、勾配ベクトル▽ｆを計算し、インピーダンスを更新して最適化を図る手法については、例えば、特開２００２−１１８４１４号公報、Ｒｏｂｅｒｔ Ｊ Ｄｉｎｇｅｒ，“Ａ Ｐｌａｎａｒ Ｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ ａ ４．０ＧＨｚ Ｒｅａｃｔｉｖｅｌｙ Ｓｔｅｅｒｅｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ”，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＮＴＥＮＮＡＳ ＡＮＤ ＰＲＯＰＡＧＡＴＩＯＮ，ｖｏｌ．ＡＰ−３４，Ｎｏ．３，Ｍａｒｃｈ １９８６．、およびＲｏｂｅｒｔ Ｊ Ｄｉｎｇｅｒ，“Ｒｅａｃｔｉｖｅｌｙ Ｓｔｅｅｒｅｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ｕｓｉｎｇ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｐａｔｃｈ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ ａｔ ４．０ＧＨｚ ”，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＮＴＥＮＮＡＳ ＡＮＤ ＰＲＯＰＡＧＡＴＩＯＮ，ｖｏｌ．ＡＰ−３２，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９８４．等に記載されている。
上記のような制御手法では、半導体集積回路を利用して可変インピーダンス素子を形成し、可変インダクタや可変キャパシタを構成するのが一般的である。しかしながら、半導体集積回路を利用すると、インピーダンスを変化させる際の応答速度は高速であるが、非常に多くの電力を消費することになる。これは例えばバッテリを利用するような小型の装置にとって不利である。
一方、半導体集積回路の代わりに、マイクロ・エレクトロ・メカニカル・システム（ＭＥＭＳ：Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）を利用して、素子のインピーダンスを機械的に変化させることの可能な可変インピーダンス素子を形成することも考えられる。インピーダンスを変化させる形態としては様々なものがあり得るが、例えば、キャパシタの極板間隔を変更したり、インダクタの磁芯の挿入量を変更することによって、素子のインピーダンスを変更することが可能になる。このような素子を利用すれば、半導体集積回路に比べて消費電力は非常に少ないので、電力に関する問題点を克服することは可能である。しかしながら、ＭＥＭＳを利用して可変インピーダンス素子を形成すると、同程度のインピーダンスの素子を半導体集積回路で構築した場合に比べて応答速度が遅く、速やかにインピーダンスの最適化を図ることができなくなることが懸念される。特に、勾配ベクトル▽ｆを計算するには、微小変化を加えるステップ２１２により系を変化させ、その後に、加えた微小変化を除去するステップ２１８により系を元に戻し、これを素子数の数（ｍ＝１，．．．，２Ｍ）だけ繰り返すことを要するので、勾配ベクトル▽ｆを速やかに算出することが困難になる。このため、ＭＥＭＳを利用すると、非線形システムの環境変化に速やかに追従することが困難になってしまう。

本願の一般的課題は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のインピーダンスを高速に制御することを可能にする制御装置および制御方法を提供することである。
本願の具体的課題は、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のインピーダンスを高速かつ低消費電力で制御することを可能にする制御装置および制御方法を提供することである。
これらの課題は、以下に説明する手段により解決される。
本発明による解決手段によれば、
出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第１素子のインピーダンスの各々を、所定の第１範囲内で変化させる第１変更手段と、
出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第２素子のインピーダンスの各々を、前記第１範囲より狭い所定の第２範囲内で変化させる第２変更手段と、
出力信号に基づいて、前記複数の第１および第２素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、
前記第２素子のインピーダンス変化の前後における評価関数値の差分に基づいて、勾配ベクトルを算出する勾配算出手段
を有し、前記勾配ベクトルに基づいて、前記複数の第１素子のインピーダンスの各々を変化させることによって、前記評価関数値が所望の値をとるように制御を行うことを特徴とする制御装置
が、提供される。

図１は、従来の制御システムの概念図を示す。
図２は、従来の制御システムで行われる制御のフローチャートを示す。
図３は、本願第１実施例による制御システム例の概念図を示す。
図４は、本願実施例による制御装置を利用して行われるフローチャートを示す。
図５は、本願第２実施例による制御システム例の概念図を示す。
図６は、本願第３実施例による制御システム例の概念図を示す。

図３は、本願第１実施例による制御システムの一例を示す概念図を示す。この制御システム３００は、無線周波数（ＲＦ）処理型の適応アンテナ・システムであり、複数の高周波素子のインピーダンスを未知変数とし、複数の受信信号を合成して出力信号を形成する非線形システムである。制御システム３００は、Ｍ＋１個の複数のアンテナ素子３０２と、これらアンテナ素子３０２からの信号を合成する合成器３０４を有する。合成器３０４の出力は、アナログ・ディジタル変換器３０６に入力される。アナログ・ディジタル変換器３０６の出力は、制御装置３０８に入力される。
Ｍ＋１個のアンテナ素子の内、Ｍ個のアンテナ素子の各々には、アンテナ素子３０２に直列に結合された第１インダクタＬ_ｉ ^１および第２インダクタＬ_ｉ ^２と、並列に結合された第１キャパシタＣ_ｉ ^１および第２キャパシタＣ_ｉ ^２（ｉ＝１，．．．，Ｍ）より成る移相回路３１０が結合されている。第１，第２インダクタＬ_ｉ ^１，Ｌ_ｉ ^２および第１，第２キャパシタＣ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２は、マイクロ・エレクトロ・メカニカル・システム（ＭＥＭＳ）を利用して、機械的にインピーダンスを変化させることが可能な素子として形成される。これらの素子を半導体素子を利用して形成することも可能であるが、消費電力を削減する観点からはＭＥＭＳを利用することが好ましい。第１，第２インダクタＬ_ｉ ^１，Ｌ_ｉ ^２のインダクタンスおよび第１，第２キャパシタＣ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２のキャパシタンスは、制御装置３０８からの制御信号により調整される。制御信号の内容ｘ_ｉ ^１，ｘ_ｉ ^２（ｉ＝１，．．．，２Ｍ）は、インダクタＬ_ｉ ^１，Ｌ_ｉ ^２およびキャパシタＣ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２のインピーダンスを設定するための信号を表す。図中、第１インダクタＬ_ｉ ^１および第１キャパシタＣ_ｉ ^１を表す第１素子はｘ_ｉ ^１により示され、第２インダクタＬ_ｉ ^２および第２キャパシタＣ_ｉ ^２を表す第２素子はｘ_ｉ ^２により示される。
第１インダクタＬ_ｉ ^１および第１キャパシタＣ_ｉ ^１のインピーダンスは、非線形システムの出力信号（ディジタル・アナログ変換器３０６からの出力信号）の特性に影響を及ぼしてインピーダンスの最適化を行うことが可能な程度に大きく変化し得る。このため、ある程度大きなサイズを有し、それ故に応答速度も比較的遅い。これに対して、第２インダクタＬ_ｉ ^２および第２キャパシタＣ_ｉ ^２は、第１のものよりもサイズが非常に小さく、インピーダンスの可変幅も狭く、それ故に第１インダクタＬ_ｉ ^１および第１キャパシタＣ_ｉ ^１よりも高速に応答することが可能であるように選択される。
適応アンテナ・システム３００の制御装置３０８は、アナログ・ディジタル変換器３０６からの出力信号であるアンテナ素子からの受信信号ｙ（ｘ）に基づいて、評価関数値ｆ（ｘ）を算出する評価関数値算出手段３１１を有する。ここで、ｘは、総てのインピーダンスに関するベクトル量であり、ｘ＝（ｘ_１ ^１，ｘ_１ ^２，ｘ_２ ^１，ｘ_２ ^２，．．．，ｘ_２Ｍ ^１，ｘ_２Ｍ ^２）と表現することが可能である。評価関数値ｆ（ｘ）としては、様々な量を採用することが可能であり、例えば、パイロット信号やトレーニング信号のような既知の信号パターンｄと、受信信号ｙ（ｘ）との相関値｜ｙ（ｘ）ｄ｜とすることが可能である。また、信号雑音比、信号雑音干渉比のような量を採用することも可能である。更に、後述するような各アンテナ素子からの受信電力の総和とすることも可能である。要するに、評価関数値ｆ（ｘ）は、インピーダンスｘの変化に依存して変化し得る量であって、非線形システムの出力信号（受信信号ｙ（ｘ））の最適化を行うために使用可能な量であればよい。
制御装置３０８には、評価関数値算出手段３１１の出力を入力とする勾配ベクトル算出手段３１２が設けられる。勾配ベクトル算出手段３１２は、インピーダンス・ベクトルｘの変化の前後における評価関数値ｆ（ｘ）の差分を算出することによって、インピーダンス・ベクトルｘにおける評価関数値ｆの勾配▽ｆを算出する。勾配ベクトル算出手段３１２の出力は、インピーダンスの値を変更させる変更手段３１４に入力される。変更手段３１４は、第１インダクタＬ_ｉ ^１のインダクタンスおよび第１キャパシタＣ_ｉ ^１のキャパシタンスを変更させる第１変更手段３１６を有する。また、変更手段３１４は、第２インダクタＬ_ｉ ^２のインダクタンスおよび第２キャパシタＣ_ｉ ^２のキャパシタンスを変更させる第２変更手段３１８を有する。第２変更手段３１８は、第２インダクタ又は第２キャパシタのインピーダンスを変化させ、上述したように、変化させるインピーダンスの量は非常に小さい点に留意を要する。
更に、変更手段３１４は、第１および第２変更手段からのディジタル信号をアナログ信号に変換して、第１および第２インダクタおよびキャパシタＬ_ｉ ^１，Ｌ_ｉ ^２，Ｃ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２に制御信号ｘ_ｉ ^１，ｘ_ｉ ^２を与えるディジタル・アナログ変換器３２０を有する。このディジタル・アナログ変換器３２０は、第１素子および第２素子に関して、別々に設けることも共用させることも可能である。共用させる場合には、勾配ベクトルを計算する場合と、第１素子を更新する場合とでディジタル・アナログ変換器３２０の出力を切り替えるスイッチを設ける。このようにすると、ディジタル・アナログ変換器の数が１つで済むので、回路面積を少なくする観点から有利である。
図４は、本願実施例による制御装置３０８を利用して行われる摂動法による制御フロー４００を示す。制御フロー４００は、ステップ４０２より始まる。ステップ４０４では、複数の第１および第２素子（インダクタおよびキャパシタＬ_ｉ ^１，Ｌ_ｉ ^２，Ｃ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２）のインピーダンスｘ_ｉが適切な初期値に設定される。ステップ４０６では、反復回数に関連するパラメータｍの値を初期値０に設定する。
ステップ４０８では、アナログ・ディジタル変換器３０６（図３）からの出力信号ｙ（ｘ）（ｘ＝（ｘ_１ ^１，ｘ_１ ^２，ｘ_２ ^１，ｘ_２ ^２，．．．，ｘ_２Ｍ ^１，ｘ_２Ｍ ^２））に依存して変化する評価関数値ｆ（ｘ）を求める。この評価関数値ｆ（ｘ）は、評価関数値算出手段３１１にて算出され、基準値ｆ_０（ｘ）として格納される。
ステップ４１０では、パラメータｍの値を１つインクリメントする。
ステップ４１２では、第２変更手段３１８を利用して、ｍ番目の第２素子のインピーダンスｘ_ｍ ^２の値を、ｘ_ｍ ^２＋Δｘ_ｍ ^２に変化させる。例えば、ｍの値が１であれば、第２素子のインダクタＬ_１ ^２の値に微小変化Δｘ_１ ^２が加えられる。インピーダンスの微小変化Δｘ_ｍ ^２に起因して、出力信号ｙ（ｘ）が変化する。ステップ４１４では、この出力信号ｙ（ｘ）に基づいて評価関数値ｆ（ｘ）が算出される。
ステップ４１６では、第２素子のインピーダンスｘ_ｍ ^２の変化の前後における評価関数値ｆ（ｘ）の差分を算出することによって、勾配ベクトル▽ｆを算出する。勾配ベクトル▽ｆは、勾配ベクトル算出手段３１２によって算出される。▽ｆは、２Ｍ個の成分を有するベクトル量であるので、各成文は次式により計算される。
（▽ｆ）_ｘｍ＝ｆ（ｘ_１ ^１，ｘ_１ ^２，．．．，ｘ_ｍ ^１，ｘ_ｍ ^２＋Δｘ_ｍ ^２，．．．，ｘ_２Ｍ ^１，ｘ_２Ｍ ^２）−ｆ_０（ｘ_１ ^１，ｘ_１ ^２，．．．，ｘ_ｍ ^１，ｘ_ｍ ^２，．．，ｘ_２Ｍ ^１，ｘ_２Ｍ ^２）
なお、従来とは異なり、本実施例における可変インピーダンス素子の総数は、２Ｍ個の第１素子と２Ｍ個の第２素子とで４Ｍ個であり、評価関数値ｆ（ｘ）も、これら４Ｍ個のインピーダンスに依存することとなる（ｆ＝ｆ（ｘ_１ ^１，ｘ_１ ^２，ｘ_２ ^１，ｘ_２ ^２，．．．，ｘ_２Ｍ ^１，ｘ_２Ｍ ^２））。しかしながら、第２素子（ｘ_ｉ ^２）は、ｆ曲面上の座標（ｘ_１ ^１，Ｘ_２ ^１，．．．，ｘ_２Ｍ ^１）における摂動計算のために別途設けられた補助的なインピーダンス素子であるので、勾配ベクトル▽ｆの成分数は、第１素子の数（２Ｍ個）により定められる。
ステップ４１８では、微小変化させたｘ_ｍ ^２の値を微小変化させる前の値に戻す。
ステップ４２０では、パラメータｍの値が２Ｍ以下であるか否かが判定され、２Ｍ以下であればステップ４０８に戻り、勾配ベクトルの他の成分を計算する。一方、パラメータｍの値が２Ｍ以下でなければ、すなわち２Ｍより大きいならば、勾配ベクトル▽ｆの総ての成分が算出されたことを意味する。
従来とは異なり、第１素子Ｌ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^１とは別個に設けられた第２素子Ｌ_ｉ ^２，Ｃ_ｉ ^２のインピーダンスを変化させることによって、勾配ベクトル▽ｆが計算される。第２素子は、第１素子に比べて非常にサイズが小さく、インピーダンスの可変幅は小さいが応答速度は極めて高速である。このため、ステップ４１０およびステップ４１８における微小変化Δｘ_ｍ ^２の加算および減算に対して系が非常に高速に応答し、勾配ベクトル▽ｆを迅速に求めることが可能になる。すなわち、インピーダンスの微小変化に対する評価関数の影響が分かれば勾配ベクトルを見出すことが可能であり、その勾配ベクトルを見出すためにインピーダンスを大きく変化させる必要はない（微小変化させればよい）。このような観点から、本願実施例では、微小変化を与えるための素子（サイズの小さな応答速度の速い第２素子Ｌ_ｉ ^２，Ｃ_ｉ ^２）を第１素子とは別に用意して、勾配ベクトル▽ｆを算出している。
例を持って示せば、移相回路３１０における合成インダクタンスＬ_ｉ ^０は、第１および第２インダクタが直列に結合されているので、Ｌ_ｉ ^０＝Ｌ_ｉ ^１＋Ｌ_ｉ ^２となる。ステップ４１２における微小変化により、この合成インダクタンスＬ_ｉ ^０は、Ｌ_ｉ ^１＋Ｌ_ｉ ^２＋ΔＬ_ｉ ^２＝Ｌ_ｉ ^０＋ΔＬ_ｉ ^２に変化する。同様に、移相回路３１０における合成キャパシタンスＣ_ｉ ^０は、第１および第２キャパシタンスが並列に結合されているので、Ｃ_ｉ ^０＝Ｃ_ｉ ^１＋Ｃ_ｉ ^２となる。ステップ４１２における微小変化により、この合成キャパシタンスＣ_ｉ ^０は、Ｃ_ｉ ^１＋Ｃ_ｉ ^２＋ΔＣ_ｉ ^２＝Ｃ_ｉ ^０＋ΔＣ_ｉ ^２に変化する。これにより、移相回路３１０におけるインダクタ５ンスまたはキャパシタンスを微小変化させたときの影響を調べることが可能になる、すなわち勾配ベクトルを算出することが可能になる。
ステップ４２２では、第２素子の変化に基づいて算出された勾配ベクトル▽ｆを利用して、第１素子のインピーダンスの値ｘ_ｉ ^１を更新する。上述したように、勾配ベクトル▽ｆは、ｆにより表現される曲面上の地点（ｘ_１ ^１，ｘ_２ ^１，．．，ｘ_２Ｍ ^１）において傾斜が最も急激に変化する方向を示す。この地点から、▽ｆの示す方向に沿って進めば、評価関数値ｆの最大値又は最小値（所望の最適値）に接近することが可能になる。パラメータαは、インピーダンスの値を更新する際に、▽ｆに沿って進むステップ幅を示す。このようにして第１素子のインピーダンスｘ_ｉ ^１の値が更新される。
ステップ４２４では、前回のインピーダンスと今回の値を比較して、充分に収束しているか否かを判定し、収束していなければ更に更新を行うためにステップ４０６に戻り、収束していればステップ４２６に進んで制御フロー４００は終了する。
本願実施例によれば、従来長時間を要していたステップ２０８ないし２２０のループが、第２素子Ｌ_ｉ ^２，Ｃ_ｉ ^２を利用して行われるステップ４０８および４２０により速やかに計算されるので、極めて高速のインピーダンス制御を行うことが可能になる。例えば、アンテナ素子が１１個（Ｍ＝１０）存在し、第１素子であるインダクタおよびキャパシタがそれぞれ１０個ずつ（計２０個）存在し、これらの動作速度が１００ｋＨｚである（インピーダンスを変化させるのに１０μｓを要する）とする。そして、１００ステップ更新する（ステップ２２２又は４２２を１００回行う）ことによって、最適なインピーダンスに辿り着くとする。この場合に、従来の手法（図２）では、ステップ２１２およびステップ２１８を含むループを全２０素子について反復して勾配ベクトルを算出するために、（１０μｓ＋１０μｓ）×２０の時間を要し、ステップ２２２におけるｘの更新で１０μｓの時間を要し、これらを１００回繰り返すことになる。従って、最適化には、
（（１０μｓ＋１０μｓ）×２０回＋１０μｓ）×１００回＝４１ｍｓ
もの時間を要する。なお、説明を簡単にするため、制御フロー２００におけるステップ２１２，２１８，２２２以外のステップで費やされる時間を省略している。
これに対して、本願実施例によれば、非常にサイズの小さな第２素子を選択することが可能であり、例えば、インピーダンスの可変幅が第１素子の１／５１２に過ぎないが、応答速度が５１．２ＭＨｚ（１０μｓ×１／５１２）のようなものを使用することが可能である（簡単のため、応答速度と可変幅が反比例の関係にあるとしている。）。この場合には、ステップ４１２およびステップ４１８を含むループを２０回繰り返して勾配ベクトルを算出するために、（１０μｓ×１／５１２＋１０μｓ×１／５１２）×２０の時間を要し、ステップ２２２におけるｘの更新で１０μｓの時間を要し、これらを１００回繰り返すことになる。従って、
（（１０μｓ×１／５１２＋１０μｓ×１／５１２）×２０＋１０μｓ）×１００回＝１．１ｍｓ
程度の時間で最適化を行うことが可能になる。このように、本願実施例によれば、極めて高速な制御を行うことが可能になる。上記と同様に、説明を簡単にするため、制御フロー４００におけるステップ４１２，４１８，４２２以外のステップで費やされる時間を省略している。
図５は、本願第２実施例による制御システム５００の概念図を示す。本実施例における制御システム５００は、空間処理型のアレイ・アンテナ・システムであり、複数のアンテナ素子に付随する高周波素子（Ｃ）のインピーダンスを未知変数とし、これらのインピーダンスに依存して、アンテナ素子５０４により受信される信号が変化するところの非線形システムである。制御システム５００は、Ｍ本のアンテナ素子５０２とアナログ・ディジタル変換器５０６に結合されるアンテナ素子５０４とを有する。アナログ・ディジタル変換器５０６の出力は、図３で説明したのと同様な制御装置５０８に入力される。Ｍ本のアンテナ素子５０２の各々には、アレイ・アンテナの指向性に影響を及ぼす第１素子として機能する第１キャパシタＣ_ｉ ^１と、第２素子として機能する第２キャパシタＣ_ｉ ^２とが設けられている。これら第１，第２キャパシタＣ_ｉ ^１，Ｃ_ｉ ^２のキャパシタンスは、制御装置５０８により制御される。
信号を受信した後に位相を調整して合成していた第１実施例とは異なり、本実施例によれば、Ｍ＋１個のアンテナ素子が空間的に結合して所定の指向特性を実現することで、受信する時点で信号を良好に維持しようとする。例えば、複数のアンテナ素子により形成される指向特性を調整して、メインローブを希望波に、ヌル点を干渉波に合わせることにより、希望波を良好に受信する。第１素子のインピーダンスの最適化は、上述した図２に示す制御フローと同様な制御フローを実行することによって行われる。本実施例では、制御対象が、Ｍ個のアンテナに付随するＭ個の第１キャパシタＣ_ｉ ^１と、アンテナ素子に微小インピーダンス変化を与えるためのＭ個の第２キャパシタＣ_ｉ ^２に過ぎないので、本実施例は、素子数（制御対象数）が少なくて済む点で、小型の装置に有利である。
図６は、本願第３実施例による制御システム６００の概念図を示す。本実施例は、ディジタル処理型のアレイ・アンテナ・システムを形成し、各アンテナ素子６０２に、インピーダンスのマッチングをとるための整合回路６１０とアナログ・ディジタル変換器６０６が設けられている。整合回路は、アンテナ素子に並列に結合される第１素子として機能する第１キャパシタＣ_ｉ ^１と、第２素子として機能する第２キャパシタＣ_ｉ ^２と、アンテナ素子に直列に結合されるコイルＬ_ｉを有する（ｉ＝１，．．．，Ｍ）。第１および第２素子のインピーダンスは、制御装置６０８からの制御信号ｘ_ｉ ^１，ｘ_ｉ ^２に基づいて調整される。
本実施例における評価関数値ｆ（ｘ）は、アンテナ素子の各経路から得られる受信信号の総和に基づいて算出される。より具体的には、各経路からの受信信号ｙ_ｉ（ｘ）を二乗して電力を計算し、これらの総和を計算することによって評価関数値が算出される。本実施例では、各アンテナ素子からの信号に関するインピーダンスのマッチングを調整することによって、信号を適切に受信するようにしている。なお、本実施例における整合回路を、第１実施例や第２実施例の制御システムに利用することも有利である。
以上本願実施例によれば、非線形システムの出力信号に影響を及す複数の第１素子ｘ_ｉ ^１とは別に、出力信号に影響を及す複数の第２素子ｘ_ｉ ^２を設け、これら第２素子を利用して勾配ベクトル▽ｆを求め、勾配ベクトルに基づいて第１素子ｘ_ｉ ^１のインピーダンスを変化させている。勾配ベクトルは、出力信号に影響を及ぼすインピーダンスを微小変化させることにより算出できるので、第２素子のサイズを非常に小さく設定することが可能である。これは、応答速度が非常に高速なサイズの小さな素子を、第２素子として使用することが可能なことを意味する。このため、高速に微小に変化する第２素子を利用して、迅速に勾配ベクトルを求めることが可能になる。第１素子は、第２素子より広範にインピーダンスを変化させる必要があるので、第２素子よりサイズが大きく、応答速度は第２素子より遅い。速やかに算出される勾配ベクトルを利用して、第１素子のインピーダンスを次々と更新することによって、出力信号が最大または最小になるように制御することが可能になる。
本願実施例によれば、出力信号がアンテナ素子により受信された高周波数信号に基づいて形成され、第１および第２素子が、キャパシタ又はインダクタより成る。従来は、キャパシタやインダクタを、半導体素子としてではなく機械的な素子（ＭＥＭＳ）で形成すると、消費電力を小さく抑制することが可能な反面、応答速度が遅くなることに起因して、そのような機械的な素子を採用することが困難であった。しかしながら、本願実施例によれば、第２素子としてサイズの小さなものを選択することが可能であり、機械的な素子であっても、勾配ベクトルを算出するために充分に高速に動作することが可能である。このため、キャパシタやインダクタを、半導体素子としてではなく機械的な素子として形成することが可能になり、第１素子の高速制御を可能にするだけでなく、消費電力を低く抑制することも可能になる。
本願実施例によれば、微小変化させる量Δｘ_ｍ ^２をアンテナ素子毎に設定可能にしている（すなわち、互いに異なるｍ，ｎに対して、Δｘ_ｍ ^２は、Δｘ_ｎ ^２と異なるようにすることが可能である。）。このことは、様々な制御システムに対する汎用性を高くする点で有利である。しかしながら、総てのΔｘ_ｍ ^２を所定の固定値にすると、高速処理および演算負担の軽減を図ることが可能になる点で有利である。
本発明による制御システムは、移動端末、無線基地局その他の複数のアンテナ素子を利用する任意のシステムに適用することが可能である。ただし、本発明は、消費電力に配慮しなければならない小型の移動端末に特に有利である。また、上記実施例では、制御対象とする可変インピーダンス素子が、移相回路、リアクタンス回路または整合回路を形成していたが、本発明はそのような形態に限定されず、可変インピーダンス素子は、出力信号に影響を及ぼす様々な回路を形成し得る。更に、本発明をアンテナ・システムに関連付けて説明してきたが、本発明はそのような形態に限定されない。本発明は、複数の素子のインピーダンスに依存して出力信号が変化する非線形システムにおいて、摂動法により各インピーダンスを最適化する制御システムに広く応用することが可能である。
このように本発明による制御装置および制御方法によれば、非線形システムの出力信号を良好に維持するために、出力信号に影響を及す複数の素子のインピーダンスを高速に制御することが可能になる。
以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれに限定されるわけではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。

Claims (16)

1. 出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第１素子のインピーダンスの各々を、所定の第１範囲内で変化させる第１変更手段と、
   出力信号の特性に影響を及ぼす複数の第２素子のインピーダンスの各々を、前記第１範囲より狭い所定の第２範囲内で変化させる第２変更手段と、
   出力信号に基づいて、前記複数の第１および第２素子のインピーダンスに依存する評価関数値を算出する算出手段と、
   前記第２素子のインピーダンス変化の前後における評価関数値の差分に基づいて、勾配ベクトルを算出する勾配算出手段
   を有し、前記勾配ベクトルに基づいて、前記複数の第１素子のインピーダンスの各々を変化させることによって、前記評価関数値が所望の値をとるように制御を行うことを特徴とする制御装置。
2. 前記第２素子のインピーダンスが、マイクロ・エレクトロ・メカニカル・システムにより機械的に変更可能であるよう形成されることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
3. インダクタより成る前記複数の第１素子の各々に、インダクタより成る第２素子がそれぞれ直列に接続されることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
4. キャパシタより成る前記複数の第１素子の各々に、キャパシタより成る第２素子がそれぞれ並列に接続されることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
5. 前記複数の第１および第２素子が、複数のアンテナ素子にそれぞれ結合されることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
6. 前記複数のアンテナ素子の各々に関する第１および第２素子が、移相回路を形成するよう結合されることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
7. 前記複数のアンテナ素子の各々に関する第１および第２素子が、整合回路を形成するよう結合されることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
8. 前記複数の第１および第２素子が、前記複数のアンテナ素子毎に設けられたリアクタンス回路を形成することを特徴とする請求項１記載の制御装置。
9. 前記算出手段が、前記出力信号と所定の基準信号との相関を計算することによって前記評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
10. 前記算出手段が、複数のアンテナ素子から得られる受信信号の電力の総和に基づいて前記評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
11. 前記算出手段が、少なくとも、出力信号中の信号強度および雑音強度に基づいて、前記評価関数値を求めるよう形成されることを特徴とする請求項５記載の制御装置。
12. 前記複数の第２素子のインピーダンスの変化量が、一定であることを特徴とする請求項１記載の制御装置。
13. 更に、前記第１および第２変更手段からのディジタル出力をアナログ値に変換するディジタル・アナログ変換器を有することを特徴とする請求項１記載の制御装置。
14. 複数のアンテナ素子と、請求項１記載の制御装置とを有することを特徴とする移動端末。
15. 複数のアンテナ素子と、請求項１記載の制御装置を有することを特徴とする無線基地局。
16. 複数の第１素子のインピーダンスを所定の範囲内で変化させることによって、出力信号に基づいて算出される評価関数値を所望の値に制御する制御方法であって、
    前記評価関数値の勾配ベクトルを算出するステップと、
    前記勾配ベクトルに基づいて、複数の第１素子のインピーダンスを変化させるステップ
    より成り、前記勾配ベクトルを算出するステップが、
    複数の第２素子の内の１つのインピーダンスを、前記所定の範囲より狭い範囲内で変化させるステップと、
    前記インピーダンスの変化の前後における評価関数値の差分を求めるステップと、
    前記インピーダンスを変化前の値に戻すステップ
    を所定の回数だけ反復することによって行われることを特徴とする制御方法。

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