JP3839001B2 - 携帯無線機 - Google Patents

Description

本発明は、携帯無線機に関し、特に、使用周波数帯域内の全ての周波数成分についてアンテナ及び簡単な構成の整合回路でインピーダンスを整合できる携帯無線機に関する。

日本における標準方式であるＰＤＣ（Personal Digital Cellular ）方式や欧州における標準方式であるＧＳＭ（Global System for Mobile communications ）方式では、周波数利用効率の改善のために、各局が割り当てられた特定のタイムスロットのみに信号を送信又は受信するＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ）方式が用いられている。

ＰＤＣ方式の場合、上り通信と下り通信とに別々の周波数帯域を割り当てることで通信の多重化がなされており、下り通信には８１０〜８８５ＭＨｚの周波数帯域が、上り通信には８８５〜９６０ＭＨｚの周波数帯域が割り当てられている。また、ＧＳＭ方式の場合は、下り通信には９３５〜９６０ＭＨｚの周波数帯域が、上り通信には８９０〜９１５ＭＨｚの周波数帯域が割り当てられている。

また、今後無線通信によって送受信されるコンテンツの容量が増大するのに伴って、伝送速度を高速化することが要求されるため、データ通信時には全ての受信スロットを使用して伝送速度の高速化を図るＤｕｐｌｅｘ機能を搭載する必要もあると考えられている。

Ｄｕｐｌｅｘ通信の場合には、送信と受信とを同時に行う必要があるため、この機能を備える携帯無線機は、上り通信の周波数帯域及び下り通信の周波数帯域の両方をアンテナ帯域に含まなければならない。

ところで、現状の携帯無線機（携帯電話機、通信機能を備えた無線機、通信機能を備えたＰＤＡ（Personal Digital Assistant）などの装置）のアンテナ特性は、筐体長の影響を大きく受けることが知られている。

図１６に、携帯無線機の筐体長とアンテナ特性との関係を示す。ここでのアンテナ特性は、最適な整合回路を付加した時のリターンロスが−１０ｄＢ以下となる帯域幅を筐体長を変化させて示すものである。なお、縦軸は、アンテナの比帯域幅（％）、横軸は、筐体長Ｌと波長λとの比（Ｌ／λ）を示している。また、ここでは筐体幅が約０．１４λ、アンテナの高さが約０．０４５λのヘリカルアンテナを例に計算している。

現在市場で多く普及している折り畳み型携帯電話機（ヒンジ部を介して折り畳むことができる端末）や二つの筐体を回転させたり引き延ばしたりすることにより筐体長を長くする携帯電話機の場合、端末を伸ばした状態での筐体長は０．２ｍ程度が一般的であり、８００ＭＨｚ帯においてはこの筐体長は０．５４〜０．６λに相当する。図１６からも明らかなように、この時のアンテナの帯域幅は５．６％程度となる。

一方、８００ＭＨｚ帯域の通信方式のうち、ＰＤＣ方式の使用帯域は約１１％であり、ＧＳＭの使用帯域は約８〜９％である。このため、アンテナの帯域幅が６％弱しかない現在の携帯電話機は、ＰＤＣ及びＧＳＭのいずれの通信方式に適用するにしても十分な帯域を確保できない。換言すると、ＰＤＣやＧＳＭの各方式で使用される周波数帯域のうち一部の周波数成分に対してしかアンテナ素子がアンテナとして機能しない。

このように、従来の携帯無線機においては、Ｄｕｐｌｅｘ機能を付加するにあたって、アンテナの帯域幅が狭いことがネックとなっていた。

従来の携帯無線機においてアンテナの帯域幅を広くできない原因は、適用されている整合回路が狭い周波数帯域でしかアンテナと整合しないことである。すなわち、送信用の整合回路は上り通信用の周波数帯域のみでしかアンテナと整合せず、受信用の整合回路は下り通信用の周波数帯域のみでしかアンテナと整合しない。

このため、従来の携帯無線機では、複数の周波数帯域のそれぞれに最適な整合回路を備え、使用する周波数帯域に応じてこれらの整合回路を切り替えることによってＤｕｐｌｅｘ機能を実現している。図１７に、このような携帯無線機の構成を示す。この携帯無線機は、Ｄｕｐｌｅｘ用並列共振回路５、ＴＤＭＡ送信時用回路１９及びＴＤＭＡ受信時用回路２０を有し、それぞれはスイッチ３、１６又は１７を介して整合回路２と無線部切替スイッチ７との間に接続されている。

Ｄｕｐｌｅｘ用並列共振回路５は、パケット通信時に使用される回路であるため、人体頭側で使用されることは少ない。このため、Ｄｕｐｌｅｘ用並列共振回路５の定数は、自由空間において送受信帯域が同時にカバーできるように調整されている。

また、上記携帯無線機がＴＤＭＡ方式で通信を行う場合は、音声通話時であるため、この際に携帯無線機は人体頭側で使用されることとなる。このため、ＴＤＭＡ方式での通信時にＤｕｐｌｅｘ送信用回路５を用いると、人体頭側においては整合状態が劣化し、アンテナ特性も劣化してしまう。そこで、ＴＤＭＡ送信用回路１９は、送信帯域のみは、自由空間及び人体頭側のどちらで使用しても最適な整合状態となるように調整されている。

次に、動作について説明する。Ｄｕｐｌｅｘ機能を用いて通信する際には、スイッチ３を閉じ、それ以外のスイッチを開くことにより、並列共振回路５のみを動作させることができ、送信帯域及び受信帯域を同時にカバーすることができるようになる。
一方、ＴＤＭＡ方式での通信時には、送信タイミング及び受信タイミングに同期した制御信号に応じて、それぞれのタイミングでＴＤＭＡ送信用回路１９及びＴＤＭＡ受信用回路２０を動作させる。この時、Ｄｕｐｌｅｘ用並列共振回路５及び１．５ＧＨｚ帯用回路２１は、スイッチ３及び１８によってアンテナ１とは分離されている。このため、音声通話状態では、送信帯域及び受信帯域のいずれにおいても良好な特性が得られる。

上記構成の携帯無線機によれば、８００ＭＨｚ帯域におけるＤｕｐｌｅｘ機能を実現できる。しかしながら、通信方式に応じて整合回路を切り替えなければならないため、回路構成が複雑になって部品点数が増加してしまうという問題があった。さらに、回路規模が大きく複雑になることに伴って整合回路損失が増加し、放射効率劣化の原因となっていた。

また、それぞれの通信方式ごとに切り替えのためのスイッチが必要となるため、消費電力が増大してしまう。さらに、スイッチを制御するための論理回路自体の規模も大きくなってしまうため、整合回路の実装面積がますます大きくなってしまうという問題があった。

特許文献１に開示される「整合回路及びそれを用いたアンテナ装置」には、整合回路を切り替えることなく広範囲の周波数を送受信する無線機器用のアンテナ装置が開示されている。
特開平９−３０７３３１号公報

しかし、特許文献１に記載の発明は、可変コンデンサを用いて整合回路の共振周波数を調整しているため、可変コンデンサの容量を変化させるための制御回路が別途必要となる。よって、整合回路の回路規模を縮小することはできないため、整合回路を切り替える上記従来技術の構成と同様に整合回路損失が増加して放射効率が劣化してしまう。

本発明は係る問題に鑑みてなされたものであり、使用周波数帯域内の全ての周波数成分についてアンテナ及び簡単な構成の整合回路でインピーダンスを整合できる携帯無線機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、無線信号を送受信するためのアンテナと、該アンテナを介して受信した無線信号を復号化すると共に、該アンテナを介して無線信号として発信する信号を符号化する無線回路と、アンテナと無線回路との間のインピーダンス整合をとるための整合回路とを有する携帯無線機であって、アンテナは容量性に調整されており、整合回路は、アンテナとは並列に接続される誘導性素子を少なくとも一つ備え、該誘導性素子の少なくともいずれかは、抵抗成分をＲ、インダクタンス成分をＬ、無線信号の角周波数をωとした時に下記式（１）で表されるＱ（Q Factor）が所定値よりも大きく、アンテナ及び誘導性素子は、アンテナ単体よりも低い周波数で共振することを特徴とする携帯無線機を提供するものである。
Ｑ＝ωＬ／Ｒ・・・（１）
この構成においては、所定の周波数帯域の無線信号を送受信するためのアンテナが該所定の周波数帯域の上限近傍に直列共振周波数を有することが好ましい。また、整合回路は、アンテナと並列に接続されたいずれかの誘導性素子によって所定の周波数帯域の下限近傍で並列共振を起こすことが好ましい。また、整合回路を介してアンテナに入力される無線信号の反射損が所定値（例えば−５ｄＢ、より好ましくは−１０ｄＢ）以下であることが好ましい。また、いずれかの誘導性素子のＱが無線信号を送信する際のアンテナの放射効率を所定値以上とする値であることが好ましい。

以上の構成においては、整合回路は、アンテナ側に第１の誘導性素子、無線回路側に第２の誘導性素子がアンテナと並列にそれぞれ接続されたπ型であり、第１の誘導性素子のＱが第２の誘導性素子のＱよりも大きいことが好ましい。
これに加え、第１の誘導性素子のＱが無線信号を送信する際のアンテナの放射効率を所定値以上とする値であること、又は第１及び第２の誘導性素子のＱが、いずれも無線信号を送信する際のアンテナの放射効率を所定値以上とする値であることが好ましい。

上記本発明の第１の態様のいずれの構成においても、誘導性素子のＱが４０よりも大きいことが好ましい。

また、上記本発明のいずれの構成においても、無線回路は、複数の周波数帯域において無線信号を符号化及び復号化する回路であり、アンテナは、複数の周波数帯域のうちいずれかの周波数帯域において異なる二つの共振周波数を有することが好ましく、これに加え、アンテナは、ストレート部とヘリカル部とからなり、ヘリカル部が二共振特性を有することがより好ましい。更に加えて、アンテナは伸縮可能な構造であり、該アンテナが伸張状態にあるか否かを検出する手段と、整合回路に接続された場合に、特定の周波数帯域においては伸張状態にあるアンテナとインピーダンスが整合する伸張時用整合回路とを有し、伸張時用整合回路は、アンテナが伸張状態であり、かつ複数の周波数帯域のうち特定の周波数帯域が選択された場合に整合回路に接続されることがより好ましい。また更に加えて、伸張時用整合回路と整合回路とが接続されない周波数帯域においては、伸張状態のアンテナは整合回路とインピーダンスが整合することがより好ましい。

本発明によれば、使用周波数帯域内の全ての周波数成分についてアンテナ及び簡単な構成の整合回路でインピーダンスを整合できる携帯無線機を提供できる。

〔発明の原理〕
本発明の原理について説明する。なお、ここでは本発明の原理を説明するためにＺ₀ ＝５０Ωのスミスチャートを用いるが、これはあくまでも一例であり、本発明はＺ₀ の値に関わらず適用可能である。
アンテナと整合回路とのインピーダンスの整合がとれた状態とは、整合回路を介してアンテナに入力する信号のパワーＰ₁ とアンテナによって反射される信号のパワーＰ₂ との比であるリターンロス（Ｐ₂ ／Ｐ₁ ）が所定のレベルよりも小さい状態である。
また、アンテナの入力インピーダンス（整合回路を介してアンテナを見た場合のインピーダンス）をスミスチャート上に表すと、入力インピーダンスの値がＲ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０に近いほど、アンテナと整合回路とは整合していることとなり、リターンロスが同一の値をとるインピーダンスは、Ｒ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０を中心とする円弧として表される。

よって、アンテナの帯域幅を広げることは、アンテナの入力インピーダンスをスミスチャート上で示した際に、Ｒ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０を中心とする所定半径の円内に入る周波数成分を増やすことと同義であるといえる。ここで、Ｚ₀ はアンテナの特性インピーダンスを示す。そして、使用周波数帯域の全て周波数成分について、アンテナの入力インピーダンスがＲ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０中心としリターンロスが上限値となる円内に位置していれば、そのアンテナ及び整合回路で使用周波数帯域の全ての周波数成分をカバーできることとなる。

本発明においては、使用周波数帯域の上限付近に共振周波数ｆ₁ を持つアンテナに対してインダクタＬ₁ を並列に配置する。ここで配置するインダクタＬ₁ のインダクタンスはアンテナとインダクタＬ₁ との並列回路が使用周波数帯域内の下限付近のｆ₂ で共振を起こす値とする。

図１に、アンテナ及び並列インダクタンスＬ₁ の部分の等価回路を示す。（ａ）は、アンテナの共振周波数における等価回路、（ｂ）はこれよりも低い周波数帯域における等価回路である。アンテナは、共振周波数ｆ₁ が、使用帯域の上限付近の周波数に調整されているため、この等価回路は、ｆ₁ よりも高い周波数帯域においては誘導性、低い周波数帯域においては容量性となる直列共振回路である。
一方、アンテナに対して並列に挿入された並列インダクタＬ₁ は、使用帯域のうち下限に近い周波数で共振を起こすように調整されている。この共振周波数をｆ₂ とすると、ホイップアンテナ１は、使用帯域内にｆ₁ 及びｆ₂ の二つの共振点を持つため、２共振特性が現れて広帯域となる。

アンテナに対してインダクタＬ₁ を並列に配置したことにより、図２に示すようにアンテナに対する入力インピーダンスは、スミスチャート上において（ａ）から（ｂ）のように変化する。すなわち、アンテナ単体の共振周波数ｆ₁ とアンテナ及びインダクタＬ₁ の共振周波数ｆ₂ とを有するために、使用帯域付近の周波数成分について言えば入力インピーダンスはスミスチャート上で閉ループを描くようになる。

所望の周波数帯域において、インダクタンスＬ₁ を配置した時の入力インピーダンスが、リターンロスが上限値となる円内にない場合は、アンテナ及びインダクタＬ₁ に対して、キャパシタＣを直列にインダクタＬ₂ を並列にそれぞれ接続し、これらの値を調整することにより、アンテナの入力インピーダンスをＲ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０に近づけ、図３に示すように所望の周波数成分における入力インピーダンスをＲ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０を中心とし、リターンロスが上限値となる円内に入れる。

よって、図４に示すように、キャパシタＣの容量及びインダクタＬ₂ のインダクタンスの組合せを変えることで、Ｒ＝Ｚ₀ 、Ｘ＝０を中心とする所定半径の円内にアンテナの入力インピーダンスが収まるように調整できる。

上記の手法によって使用周波数帯域の全ての周波数成分についてリターンロスを所定値以下とすることで、インダクタＬ₁ 、Ｌ₂ 及びキャパシタＣからなる整合回路によって使用帯域内の全ての周波数成分に対して整合をとることができる。すなわち、単一の整合回路で使用帯域の全ての周波数成分についてアンテナとの整合を取り、アンテナの帯域幅を広げることができる。

以下、上記の原理に基づく本発明の実施形態について説明する。

本発明を好適に実施した第１の実施例について説明する。図５に本実施例に係る携帯無線機の構成を示す。この携帯無線機は、ホイップアンテナ１、整合回路２、制御回路６、無線部切替スイッチ７、送受共用器８、第１の周波数帯域送受切替スイッチ１０、第１の周波数帯域受信回路１２及び第１の周波数帯域送信回路１３を有する。

ホイップアンテナ１は、伸縮可能なアンテナであり、先端部にヘリカルアンテナを備えている。ホイップアンテナ１の伸縮用エレメントの長さはλ／４程度に調整されており、ヘリカルアンテナもλ／４に調整されているため、伸張時及び収納時のいずれにおいてもインピーダンスがほぼ同じである。よって、ここでは、ホイップアンテナ１の伸縮については考慮しない。

整合回路２は、ホイップアンテナ１とは並列に接続された並列インダクタＬ₁ 及びＬ₂ と、ホイップアンテナ１と直列に接続されたキャパシタＣとを有する。整合回路２は、ホイップアンテナ１のアンテナ特性を２共振としており、整合回路の切り替えを行うことなく、ＴＤＭＡ方式での通信時及びＤｕｐｌｅｘ機能を用いての通信時の両方に対応させている。

制御回路６は、基地局から送信されてくる送信／受信の指定の信号、及び通信方式に関する信号を第１の周波数帯域受信回路１２を介して入手し、これらの信号に従って無線部切替スイッチ７や送受信切替スイッチ１０を切り替える制御を行う。
無線部切替スイッチ７は、ホイップアンテナ１と接続される無線回路を切り替えるためのスイッチであり、第１の周波数帯域送受信同時選択スイッチ７ａと第１の周波数帯域送受切替選択スイッチ７ｂとを有している。無線部切替スイッチ７は、制御回路６からの制御信号に応じて、使用帯域において送信と受信とを同時に行うか別タイミングで行うかによって切り替わる。
送受共用器８は、使用帯域において送信と受信とを同時に行う場合に用いる無線回路である。
第１の周波数帯域送受切替スイッチ１０は、使用帯域において送信と受信とを別タイミングで行う場合に、制御回路６からの制御信号に応じて、受信タイミングにおいては第１の周波数帯域受信回路１２を、送信タイミングにおいては第１の周波数帯域送信回路１３を整合回路２と接続するスイッチである。
第１の周波数帯域受信回路１２は、第１の周波数帯域の無線信号としてホイップアンテナ１で受信した情報を復号化する回路である。第１の周波数帯域送信回路１３は、第１の周波数帯域で無線信号として送出する情報を符号化する回路である。

使用帯域において送信と受信とを同時に行う場合、基地局から送信されてくる通信方式指定に関する信号が第１の周波数帯域受信回路１２で復号化され、制御信号２４ａが制御回路６に出力される。制御回路６は、この信号に応じて無線部切替スイッチ７に制御信号２２ａを出力する。制御回路６からの制御信号２２ａに応じて無線部切替スイッチ７が第１の周波数帯域送受信同時選択スイッチ７ａを閉じ、第１の周波数帯域送受切替選択スイッチ７ｂを開くことにより、第１の周波数帯域送受同時選択スイッチ７ａを介して整合回路２と送受共用器８とが接続される。

使用帯域において送信と受信とを別タイミングで行う場合、基地局から送信されてくる通信方式指定に関する信号が第１の周波数帯域受信回路１２で復号化され、受信信号が制御回路６に出力される。制御回路６は、この信号に応じて無線部切替スイッチ７に制御信号２２ａを出力する。制御回路６からの制御信号２２ａに応じて無線部切替スイッチ７が第１の周波数帯域送受信同時選択スイッチ７ａを開き、第１の周波数帯域送受切替選択スイッチ７ｂを閉じることにより、第１の周波数帯域送受同時選択スイッチ７ｂを介して整合回路２と第１の周波数帯域送受切替スイッチ１０とが接続される。

さらに、基地局から送信されてくる送信／受信に関する信号が、第１の周波数帯域受信回路１２で復号化され、受信信号が制御回路６に出力される。制御回路６は、この受信信号に基づいて、受信タイミングにおいては第１の周波数帯域送受切替スイッチ１０へ制御信号２２ｃを出力し、第１の周波数帯域受信回路１２に側に切り替える。一方、送信タイミングにおいては第１の周波数帯域送受切替スイッチ１０へ制御信号２２ｃを出力し、第１の周波数帯域送信回路１３側に切り替える。

ここで、整合回路２の調整方法について説明する。
図６に、８００ＭＨｚ帯におけるヘリカルアンテナ単体のインピーダンスを示す。まず、ヘリカルアンテナの共振周波数を、使用周波数帯域（ここでは８００ＭＨｚ帯域）のうち高い方の周波数付近（すなわち上限付近）となるように調整する。次に、並列インダクタＬ₁ をアンテナと並列に挿入するが、この時、並列インダクタＬ₁ は、使用周波数帯域内の低い周波数（Ａ点）で共振を起こすような定数を選択する必要があり、ここでは５ｎＨ程度の定数を用いている。図７に、並列インダクタＬ₁ を挿入した際の入力インピーダンスを示す。

さらに、ホイップアンテナ１と無線部切替スイッチ７との間に直列に配置する直列キャパシタＣと並列に配置するインダクタンスＬ₂ とを調整し、使用周波数帯域の全ての周波数成分について、観測点９からホイップアンテナ１側を観測した際のインピーダンス（Ｚ₁ ）をリターンロスが所定値以下（−５ｄＢ以下、より好ましくは−１０ｄＢ以下）となる領域内に収める。このようにして整合を取ったアンテナ１に対する入力インピーダンスを図８に示す。
上記のようにして整合回路２を調整することにより、整合回路２のみで８００ＭＨｚ帯域を全てカバーできることとなり、整合回路を切り替える必要が無くなる。

また、放射効率に関して説明する。図９に、並列インダクタンスＬ₁ のＱと放射効率と関係を示す。縦軸は放射効率（ｄＢ）、横軸は並列インダクタンスＬ₁ のＱである。また、（ａ）は、自由空間の場合であり、（ｂ）は、通話ポジション（人体頭側）の場合である。ここでは、通話方式に応じて整合回路を切り替える回路構成での放射効率を基準として、本実施例におけるホイップアンテナ１の放射効率との差分をグラフ化している。

（ａ）に示されるように、自由空間においては、並列インダクタンスＬ₁ のＱを変化させても放射効率に変化は現れない。一方、（ｂ）に示されるように、通話ポジションにおいては、並列インダクタンスＬ₁ のＱを大きくするにつれてアンテナの放射効率が向上する。

自由空間と通話ポジションとで放射効率に差が生じるのは、アンテナと並列インダクタンスＬ₁ とを図１のように等価回路として示した場合に、自由空間においては、並列インダクタンスの抵抗成分Ｒに対してアンテナの放射抵抗Ｒａが十分に大きいために並列インダクタンスＬ₁ の抵抗成分Ｒによる損失を無視できるのに対し、通話ポジションにおいては、アンテナの放射抵抗が小さくなって並列インダクタンスＬ₁ の抵抗Ｒによる損失が無視できなくなるためである。

より詳細にいえば、アンテナ１の放射効率ηは、次の式（２）によって示される。
η＝（Ｐrad ／Ｐin）
＝（Ｐin−Ｐantloss −Ｐmloss −Ｐref ）／Ｐin・・・（２）
ただし、Ｐinは整合回路を介してアンテナに入力されるエネルギー、Ｐrad はアンテナから放射されるエネルギー、Ｐantloss はアンテナにおける損失、Ｐmloss は整合回路における損失、Ｐref は反射損（リターンロス）を表す。

式（２）からも明らかなように、並列インダクタンスＬ₁ のＱを大きくすることにより、整合回路における損失Ｐmloss が小さくなって放射効率ηが高くなる。

このように、並列インダクタンスＬ₁ のＱを大きくしＲを小さくすれば、通話ポジションにおいても放射特性の劣化を最小限に止められる。そして、図９（ｂ）に示すように、並列インダクタンスＬ₁ のＱを４０以上とすることにより、整合回路を切り替える回路構成を上回る放射効率が得られる。

なお、ここで定義しているインダクタンスのＱとは、抵抗成分をＲ、角周波数をω、インダクタンス成分をＬとした時に、Ｑ＝ωＬ／Ｒとして示される値である。Ｑは、ネットワークアナライザを用いて測定したＬ₁ のインダクタンスを基に上記の式を用いて算出する。
ここで、Ｌ₁ のインダクタンスを測定する際には、専用の治具を用いても良いが、ＳＭＡコネクタの端面を校正面として測定することも可能である。この場合には、図１０に示すように、ＳＭＡコネクタの端面上にインダクタＬ₁ を配置する。この際、一方の端子はＳＭＡコネクタ周縁のＧＮＤと接続し、他端はＳＭＡコネクタの端面の中央部で露出している同軸ケーブルの中心導体に接続する。このようにして並列インダクタＬ₁ のインダクタンスを測定すれば、治具の形状による測定誤差が生じることがないため、インダクタのＱを精度良く測定することが可能となる。

以上の説明は、８００ＭＨｚ帯域においてヘリカルアンテナのインピーダンスが容量性を示す場合を例に行ったが、ヘリカルアンテナのインピーダンスが誘導性の場合には、アンテナと並列にコンデンサを挿入すれば上記同様にアンテナ及び整合回路に二共振特性を持たせることができる。また、整合回路２における損失は、並列インダクタンスＬ₁ のＱの影響の方が支配的であるため、Ｌ₁ のＱをＬ₂ のＱよりも大きくした方が整合回路２における損失を低減できる。また、Ｌ₁ のＱの値だけでなく、並列インダクタンスＬ₂ のＱの値も大きくすれば、整合回路２における損失をさらに低減できる。

以上の説明によって明らかなように、本発明によれば、挟帯域のアンテナを備えていても、整合回路を切り替えることなく広帯域化を図ることができ、アンテナ側に装荷するインダクタンスのＱを４０以上に設定することにより、広帯域かつ良好な特性を得ることができる。このため、整合回路の規模やスイッチ制御のための論理回路の規模を小さくするとともに、消費電力の削減が可能となる。

近年、携帯無線機の一つである携帯電話機においては、加入者数の増加に伴い、従来から用いられている８００ＭＨｚ帯のみでは通話チャネルが不足してきているため、１．５ＧＨｚ帯や１．９ＧＨｚ帯又はそれ以上の周波数帯域の電磁波を用いて提供される通信サービスへの加入も推奨されている。

このため、一台の携帯電話機で二つの周波数帯域を使用できるようにすることを目的とした「デュアルバンド機」と呼ばれる機種が開発されている。デュアルバンド機は、例えば、８００ＭＨｚ帯とその２倍程度の１．５ＧＨｚ帯とで、又は８００ＭＨｚ帯と１．９ＧＨｚ帯とで使用できるように構成されている。

このようなデュアルバンド機では、無線信号を電気信号に変換する無線回路部が二つの周波数帯域において動作可能であるだけでなく、無線信号を受信するためのアンテナ及び整合回路が両方の周波数帯域において機能するように構成する必要がある。

しかし、上記のように、従来の携帯無線機は８００ＭＨｚ帯の全ての周波数成分を一つの整合回路だけでカバーできない。８００ＭＨｚと１．５ＧＨｚとのデュアルバンド化を図るためには、図１８に示すように、８００ＭＨｚ帯域のみを使用周波数とする従来の携帯無線機（図１７に示した構成）に対し、１．５ＧＨｚ帯を使用して情報を送受信するための整合回路（１．５ＧＨｚ帯用整合回路２１）、１．５ＧＨｚ帯の無線信号を受信するための回路（第２の周波数帯域受信回路１４）及び１．５ＧＨｚ帯で無線信号を送信するための回路（第２の周波数帯域送信回路１５）並びにこれらを切り換えるためのスイッチ（スイッチ７ｃ、１１、１８）をさらに追加し、通信方式に応じて制御回路６が適宜切換なければならない。
この場合には、８００ＭＨｚ帯のみを使用周波数帯とする携帯無線機よりもさらに回路規模が大きくるため、整合回路損失や放射特性の劣化がさらに顕著に現れることとなる。

本発明は、このような問題のあるデュアルバンドの携帯無線機に適用することも可能であるため、以下に複数の使用周波数帯域を有するデュアルバンド機に本発明を適用した場合の実施例について説明する。

本発明を好適に実施した第２の実施例について説明する。
図１１に、本実施例に係る無線通信機の構成を示す。本実施例にかかる無線通信機は、第１の実施例における無線通信機の構成に加え、伸張検出スイッチ２５、整合回路切替スイッチ１８及び伸張時用整合回路２１、第２の周波数帯域受信回路１４、第２の周波数帯域送信回路１５及び第２の周波数帯送受切替スイッチ１１を更に有する。

伸張検出スイッチ２５は、ホイップアンテナ１が伸張状態にあることを検出するためのスイッチであり、ホイップアンテナ１が伸張状態にある場合には伸張検出信号２６を制御回路６へ出力する。
整合回路切替スイッチ１８は、制御回路６からの制御信号２３ｂに応じて、伸張時用整合回路２１を整合回路２へ接続するか否かを切り替える。
伸張時用整合回路２１は、ホイップアンテナ１が伸張状態でかつ１．５ＧＨｚ帯の時のみ整合回路切替スイッチ１８を介して整合回路２に接続される。
第２の周波数帯域受信回路１４は、第２の周波数帯域の無線信号としてホイップアンテナ１で受信した情報を、復号化する回路である。第２の周波数帯域送信回路１５は、第２の周波数帯域で無線信号として送出する情報を符号化する回路である。
第２の周波数帯域送受切替スイッチ１１は、第２の周波数帯域において送信と受信とを別タイミングで行う場合に、制御回路６からの制御信号２２ｃに応じて、受信タイミングにおいては第２の周波数帯域受信回路１４を送信タイミングにおいては第２の周波数帯域送信回路１５を整合回路２と接続するスイッチである。

制御回路６は、基地局から送信されてくる周波数帯域指定の信号、送信／受信の指定の信号、及び通信方式に関する信号を第１の周波数帯域受信回路１２又は第２の周波数帯域受信回路１４を介して制御信号２４ａ、２４ｂとして入手し、これらの信号に従って無線部切替スイッチ７や送受信切替スイッチ１０、第２の周波数帯送受切替スイッチ１１を切り替える制御を行うために、制御信号２２ａ、２２ｃ及び２２ｄを出力する。

無線部切替スイッチ７は、ホイップアンテナ１と接続される無線回路を切り替えるためのスイッチであり、第１の実施例における構成に加えて、第２の周波数帯域選択スイッチ７ｃをさらに有する。無線部切替スイッチ７は、制御回路６からの制御信号２２ａに応じて、第１の周波数帯域及び第２の周波数帯域のどちらを使用して通信するのか、また第１の周波数帯域を用いて通信するのであれば送信と受信とを同時に行うか別タイミングで行うかによって切り替わる。

この他の構成については、第１の実施例にかかる無線通信機と同様であるため、同じ符号を用いて表し説明は省略する。ただし、第１の実施例において単に「使用帯域」として示したものは、本実施例においては「第１の周波数帯域」と読み替えるものとする。

ホイップアンテナ１は、第１及び第２の周波数帯域のうち低い方の周波数帯域内のｆ_l においてλ／４となるように伸縮エレメントの長さが調整されている。その結果、ホイップアンテナ１の伸縮エレメントは、高い方の周波数帯域ｆ_h においては、λ／２又はそれ以上の電気長となる。
一方、ヘリカルアンテナは、低い周波数帯域ｆ_l と高い周波数帯域ｆ_h とのそれぞれにおいて共振周波数を持ち、λ／４アンテナとして動作する２周波化エレメントである。

このため、低い方の周波数帯域ｆ_l においては、伸張時及び収納時のいずれにおいてもアンテナの電気長が同じであり、インピーダンスも同じとなる。よって、低い周波数帯域ｆ_l においては、ホイップアンテナ１を伸張しているか収納しているかに関わらず、同じ整合回路によって整合を取ることができる。
しかし、高い方の周波数帯域ｆ_h においては、伸張されている状態のホイップアンテナ１の電気長はλ／２、収納されている状態のホイップアンテナ１の電気長は、λ／４であるため、同じ整合回路で整合をとることはできない。

よって、本実施例においては、伸張検出スイッチ２５を備え、ホイップアンテナ１の伸張収納の状態を検出して、伸張状態でかつ１．５ＧＨｚ帯域の時のみ伸張時用整合回路２１を整合回路２へ接続する構成となっている。
なお、伸張時用整合回路２１は、整合回路２と組み合わせた時に、ホイップアンテナ１が伸張された状態のアンテナ回路と整合がとれるように調整されている。

本実施例に係る携帯無線機の動作について説明する。
まず低い方の周波数帯域ｆ_l が選択されている場合について考える。ホイップアンテナ１が伸張されていれば、伸張検出スイッチ２５によってホイップアンテナ１が伸張状態にあることが検出される。しかし、スイッチ１８は、伸張及び収納のいずれの状態にあってもＯＦＦされている（開いている）ため、ホイップアンテナ１が伸張状態に有るか収納状態に有るかにかかわらず、並列インダクタンスＬ₁ 、直列キャパシタＣ、並列インダクタンスＬ₂ が整合回路として動作する。

次に、高い方の周波数帯域ｆ₂ が選択されている場合について考える。ホイップアンテナ１が収納されていれば、伸張検出スイッチ２５は制御回路６に検出信号を出力しないため、スイッチ１８がＯＦＦとなる。よって、低い方の周波数帯域ｆ₁ が選択されている場合と同様に並列インダクタンスＬ₁ 、直列キャパシタＣ及び並列インダクタンスＬ₂ のみが整合回路として動作する。
一方、ホイップアンテナ１が伸張されている場合には、伸張検出スイッチ２５は、制御回路６に検出信号を出力する。そして、制御回路６は、この検出信号に応じてスイッチ１８をＯＮとする（閉じる）。これにより、整合切替回路２１は整合回路２と組み合わされ、伸張されたホイップアンテナ１と整合が取られる。

図１２（ａ）にホイップアンテナ１が備えるヘリカルアンテナエレメントのインピーダンスを示す。また、このヘリカルアンテナエレメントのリターンロスを図１２（ｂ）及び（ｃ）に示す。なお、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示しており、（ｂ）は、低い方の周波数帯域、（ｃ）は高い方の周波数帯域である。
（ａ）に示すように、ヘリカルアンテナエレメント単体では、低い周波数帯域及び高い周波数帯域の両方に共振周波数を有している。

また、図１３（ａ）に、スイッチ７ｂがＯＦＦである状態で観測点９からホイップアンテナ１側を観測した場合の入力インピーダンス（Ｚ₁ ）を示す。また、この状態のリターンロスを図１３（ｂ）及び（ｃ）に示す。なお、縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示しており、（ｂ）は、低い方の周波数帯域、（ｃ）は高い方の周波数帯域である。
（ｂ）に示すように、低い方の周波数帯域においては、使用帯域全体に亘ってリターンロスの変化が少なくなっており、高い方の周波数帯域においても、良好な整合がとれている。

さらに、図１４（ａ）に、低い周波数帯域における伸張状態のホイップアンテナ１のインピーダンスを示す。また、この周波数帯域における伸張状態のホイップアンテナ１のリターンロスを図１４（ｂ）に示す。縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）である。なお、低い周波数帯域であるため、ここで示すデータは伸張時用整合回路２１が接続されていない構成でのものである。
また、図１５（ａ）に、高い周波数帯域における伸張状態のホイップアンテナ１のインピーダンスを示す。また、この周波数帯域における伸張状態のホイップアンテナ１のリターンロスを図１５（ｂ）に示す。縦軸はリターンロス（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）である。なお、ここで示すデータは伸張時用整合回路２１が接続されている構成でのものである。
これらの図から明らかなように、ホイップアンテナ１が伸張状態にある場合は、低い周波数帯域及び高い周波数帯域のいずれにおいても良好な整合がとれている。

以上のように、本実施例に係る携帯無線機によれば、低い周波数帯域については簡単な構成の整合回路で広帯域化を図ることができ、高い周波数についてはアンテナをしているか否かに関わらず同一の整合回路を利用して整合を図ることができる。よって、簡単な構成の整合回路を用いてマルチバンド携帯無線機を実現することが可能となる。

また、本実施例に係る携帯無線機は、全ての条件下で共用される整合回路を備えており、ある周波数帯域でアンテナを伸張した場合にのみこれと別の回路とを組み合わせるため、複数の周波数帯域を使用してのデュアルバンド化やＤｕｐｌｅｘ機能付加に対応した整合回路を簡単な構成で実現できる。

なお、上記各実施例は本発明の好適な実施の一例であり、本発明はこれに限定されることはない。
例えば、上記実施例においては、携帯無線機の例として携帯電話機をあげて説明を行ったが、本発明はこれに限定されることはなく、トランシーバやＰＨＳ端末などに適用することも可能である。
また、本発明は、８００ＭＨｚ帯域と１．５ＧＨｚ帯域とでマルチバンド化する場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されることはなく、携帯電話機とＰＨＳ（Personal Handyphone System）電話機とを兼ねる携帯無線機や、ＰＤＣ端末とＷ−ｂａｎｄ電話機とを兼ねる携帯無線機であっても本発明は適用可能である。
このように、本発明は様々な変形が可能である。

（ａ）は、ホイップアンテナの共振周波数における等価回路、（ｂ）は、ホイップアンテナの共振周波数よりも低い周波数帯域における等価回路の構成を示す図である。 アンテナに対して並列にインダクタを配置した場合のインピーダンスを示す図である。 整合回路とアンテナとのインピーダンス整合がとれた状態を示す図である。 アンテナに接続する素子のインダクタ成分及びキャパシタ成分の組合せによって整合をとる場合の具体例を示す図である。 本発明を好適に実施した第１の実施例に係る携帯電話機の構成を示す図である。 （ａ）は、ホイップアンテナ単体での入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、この状態でのアンテナのリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、ホイップアンテナに対して並列にインダクタンスＬ₁ を挿入した時のアンテナの入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、この状態のアンテナのリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、整合したアンテナの入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、この状態でのアンテナのリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、自由空間におけるインダクタンスのＱと放射効率との関係を示す図、（ｂ）は、通話ポジションにおけるインダクタンスのＱと放射効率との関係を示す図である。 インダクタンスのＱを測定する方法を説明するための図である。 本発明を好適に実施した第２の実施例に係る携帯電話機の構成を示す図である。 （ａ）は、収納状態での２共振アンテナ単体での入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、収納状態の２共振アンテナ単体での低い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図、（ｃ）は、収納状態の２共振アンテナ単体での高い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、収納状態で整合した２共振アンテナの入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、収納状態で整合した２共振アンテナの低い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図、（ｃ）は、収納状態で整合した２共振アンテナの高い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、伸張状態で整合した２共振アンテナの低い方の使用帯域における入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、伸張状態で整合した２共振アンテナの低い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図である。 （ａ）は、伸張状態で整合した２共振アンテナの高い方の使用帯域における入力インピーダンスを示すスミスチャート、（ｂ）は、伸張状態で整合した２共振アンテナの高い方の使用帯域におけるリターンロスと周波数との関係を示す図である。 筐体長と帯域幅との関係を示す図である。 従来の携帯無線機の構成を示す図である。 従来のデュアルバンドの携帯無線機の構成を示す図である。

符号の説明

１ ホイップアンテナ
２ 整合回路
６ 制御回路
７ 無線部切替スイッチ
７ａ 第１の周波数帯域受信同時選択スイッチ
７ｂ 第１の周波数帯域送受切替スイッチ
７ｃ 第２の周波数帯域選択スイッチ
８ 送受共用器
９ 観測点
１０ 第１の周波数帯域送受切替スイッチ
１１ 第２の周波数帯域送受切替スイッチ
１２ 第１の周波数帯域受信回路
１３ 第１の周波数帯域送信回路
１４ 第２の周波数帯域受信回路
１５ 第２の周波数帯域送信回路
１８ スイッチ
２１ 伸張時用整合回路
２２ａ、２２ｃ、２２ｄ、２３ｂ、２４ａ、２４ｂ 制御信号
２５ 伸張検出スイッチ
２６ 伸張検出信号
Ｌ１、Ｌ２ 並列インダクタンス
Ｃ キャパシタ

Claims (9)

1. 無線信号を送受信するためのアンテナと、該アンテナを介して受信した無線信号を復号化すると共に、該アンテナを介して無線信号として発信する信号を符号化する無線回路と、前記アンテナと前記無線回路との間のインピーダンス整合をとるための整合回路とを有する携帯無線機であって、
   前記アンテナは容量性に調整されており、
   前記整合回路は、前記アンテナとは並列に接続される誘導性素子を少なくとも一つ備え、
   該誘導性素子の少なくともいずれかは、抵抗成分をＲ、インダクタンス成分をＬ、前記無線信号の角周波数をωとした時に下記式（１）で表されるＱ（Q Factor）が所定値よりも大きく、
   前記アンテナ及び前記誘導性素子は、前記アンテナ単体よりも低い周波数で共振することを特徴とする携帯無線機。
   Ｑ＝ωＬ／Ｒ・・・（１）
2. 前記整合回路は、前記アンテナ側に第１の誘導性素子、前記無線回路側に第２の誘導性素子が前記アンテナと並列にそれぞれ接続されたπ型であり、前記第１の誘導性素子のＱが前記第２の誘導性素子のＱよりも大きいことを特徴とする請求項１記載の携帯無線機。
3. 前記第１の誘導性素子のＱが前記無線信号を送信する際の前記アンテナの放射効率を所定値以上とする値であることを特徴とする請求項２記載の携帯無線機。
4. 前記第１及び第２の誘導性素子のＱが、いずれも前記無線信号を送信する際の前記アンテナの放射効率を所定値以上とする値であることを特徴とする請求項２記載の携帯無線機。
5. 前記誘導性素子のＱが４０よりも大きいことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項記載の携帯無線機。
6. 前記無線回路は、複数の周波数帯域において前記無線信号を符号化及び復号化する回路であり、前記アンテナは、前記複数の周波数帯域のうちいずれかの周波数帯域において異なる二つの共振周波数を有することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項記載の携帯無線機。
7. 前記アンテナは、ストレート部とヘリカル部とからなり、
   前記ヘリカル部が二共振特性を有することを特徴とする請求項６記載の携帯無線機。
8. 前記アンテナは伸縮可能な構造であり、
   該アンテナが伸張状態にあるか否かを検出する手段と、前記整合回路に接続された場合に、特定の周波数帯域においては伸張状態にある前記アンテナとインピーダンスが整合する伸張時用整合回路とを有し、
   前記伸張時用整合回路は、前記アンテナが伸張状態であり、かつ前記複数の周波数帯域のうち特定の周波数帯域が選択された場合に前記整合回路に接続されることを特徴とする請求項７記載の携帯無線機。
9. 前記伸張時用整合回路と前記整合回路とが接続されない周波数帯域においては、前記伸張状態のアンテナは前記整合回路とインピーダンスが整合することを特徴とする請求項８記載の携帯無線機。

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