JP5304890B2 - アンテナ整合回路、アンテナ装置及びアンテナ装置の設計方法 - Google Patents

Description

この発明は、例えば携帯電話端末に備えられるアンテナの整合回路、アンテナ装置、及びアンテナ装置の設計方法に関するものである。

携帯電話端末等の移動体無線端末用アンテナ装置の性能として「小型化・マルチバンド対応」及び「人体影響の低減」が要求されている。

「小型化・マルチバンド対応」は、”Reconfigurable”という単語でも表される。”Reconfigurable”とは、対象の周波数帯域にアンテナの共振周波数を合わせることであり、小型・マルチバンド対応を追及することである。周波数切替えスイッチやチューナブル回路などを備えることがこれに相当する。

一方、「人体影響の低減」は、”Adjustable”または”Adaptive”という単語でも表される。すなわち、”Adjustable”または”Adaptive”は、人体の手や躰の影響によってずれる、アンテナと給電回路とのマッチング（＝アンテナの入力インピーダンス）を補正し、人体の手や躰の影響を受けた環境下でより良いＶＳＷＲを希求することである。

この”Adjustable”または”Adaptive”により、単なるアンテナの反射損分（＝放射せず反射してしまう）を減らすのみでなく、後段素子の通過損を低減すること（ｉｎ／ｏｕｔ側とも通常５０Ω設計のため、５０Ωから著しく外れた負荷が接続されると通過損失が増加する。）である。また、負荷マップの観点からＡＭＰがよりパワーを出力するようにすることである。

複数の周波数帯をカバーすることを目的としたアンテナとして特許文献１が開示されている。ここで、図１を参照して特許文献１の多周波共振アンテナの構成について説明する。

図１において、多周波共振アンテナは、整合回路２，３と、インピーダンス調整回路４と、アンテナ素子５と、スイッチ６〜８とから構成されていて、無線回路１に接続される。

スイッチ６はその切替え動作によってアンテナ素子５と整合回路２との間を電気的に導通または非導通とされる。スイッチ７はその切替え動作によってアンテナ素子５を整合回路３またはインピーダンス調整回路４に電気的に接続される。スイッチ８はその切替え動作によって無線回路１を整合回路２または整合回路３に電気的に接続される。

したがって、アンテナ素子５に対して、無線回路１→スイッチ８→整合回路２→スイッチ６と接続されることによって第１の給電経路が構成され、無線回路１→スイッチ８→整合回路３→スイッチ７と接続されることによって第２の給電経路が構成される。

スイッチ６からみたアンテナ素子の電気長は周波数ｆａにおいてλ／４アンテナを構成し、スイッチ７からみたアンテナ素子の電気長は周波数ｆｂにおいてλ／４アンテナを構成している。

使用する周波数帯域に応じてアンテナ素子の素子長を変えるものとしては特許文献３が開示されている。

一方、人体の影響によってずれたマッチングを検知して、アンテナ素子（放射電極）の直下に設けた可変整合回路にフィードバック制御することによって、よりよいマッチング状態を希求するものとして特許文献２が開示されている。特許文献２では可変整合回路中の可変容量を制御している。また、可変整合回路の代わりに複数の整合回路を設けたものが特許文献４に開示されている。

特開２００７−２３５６３５号公報 特開昭６１−１３５２３５号公報 特開２００８−１１３２３３号公報 特開２００４−３０４５２１号公報

ところが、特許文献１に開示されているアンテナは、各々の周波数帯域に最適な整合回路の状態が違うため、各々の整合回路を経路切替えによって構成するものである。この特許文献１には、Reconfigurableの観点があるのみでAdjustable観点はない。また、整合回路はブロック図のみであり、具体的な回路構成（アーキテクチャ）が開示されていない。例えば２共振化するなどの広帯域化の観点が無い。更に、経路・回路が２つ存在するので省スペース化できない。すなわち小型化の観点も無い。

特許文献２に開示されているアンテナは、複数の周波数帯域に適応させる観点が無い。すなわちAdjustableのみであり、Reconfigurableの観点が無い。また、特許文献２に示されているAdjustable機能のための回路は主にπ型・T型をベースとした可変/非可変素子の組合せであるので、必要なディスクリート素子の数が多い。

このように従来技術ではReconfigurableとAdjustableとは回路的に別ものと捉えられていて、これらの機能を統合した回路構成は無い。これらの機能を共有・兼用する回路アーキテクチャの難易度が高いためと考えられる。

Adjustable機能のための回路構成も、通過損失やコスト観点からできるだけシンプルなものとしたい。本願のようにスミスチャート上での動きを精査すればReconfigurableとAdjustableを兼用しながらもディスクリート素子数をもっと削減、簡易にできる。

そこで、この発明の目的は、小型・マルチバンド対応のための切替え機能（Reconfigurable機能）と人体の影響によるマッチングのずれに対応する機能（Adjustable機能）を１つの整合回路でできるだけ簡易に構成したアンテナ整合回路、それを備えたアンテナ装置及びアンテナ装置の設計方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置の設計方法であって、
前記アンテナ整合回路を、前記アンテナ素子の根元部に接続されるリアクタンス可変部と、前記給電部と前記リアクタンス可変部との間に接続されるマッチング部とで構成し、
前記マッチング部を、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成し、
前記リアクタンス可変部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数の微調整も行い、
前記並列インダクタによって、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見て、使用周波数帯で周波数をスイープしたときのインピーダンスの軌跡が、スミスチャート上の反射係数の実数部が負で且つ虚数部が正の領域に少なくとも入る小円軌跡を描くようにし、
前記並列キャパシタで、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させるようにすることを特徴とする。
これにより、Reconfigurable且つAdjustableなアンテナ装置が得られる。

（２） アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路であって、
前記アンテナ整合回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続されるリアクタンス可変部と、前記給電部と前記リアクタンス可変部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
前記リアクタンス可変部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見て、使用周波数帯で周波数をスイープしたときのインピーダンスの軌跡が、スミスチャート上の、反射係数の実数部が負で且つ虚数部が正の領域に少なくとも入る小円軌跡を描く値に定められ、
前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に可変設定されることを特徴とする。
これにより、Reconfigurable且つAdjustableなアンテナ装置が得られる。

（３）前記リアクタンス可変部は、例えば固定インダクタと可変キャパシタのＬＣ共振回路である。
これにより、要求されるアンテナ特性に応じて、回路要素の選定により前記アンテナ整合回路の特性変更が容易となる。

（４）前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部は、例えば積層基板にパッケージ化されている。
これにより、実装先の回路基板上に実装可能な部品として扱うことができ、回路基板上の占有面積が削減できる。

（５）この発明のアンテナ装置は、前記いずれかの構成のアンテナ整合回路と前記アンテナ素子とで構成される。
これにより、Reconfigurable且つAdjustableなアンテナ装置が得られる。

（６）前記アンテナ素子は、例えば誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成される。
この構成により、素子の小型化もさることながら実装先の回路基板上へのアンテナ整合回路用部品の実装が不要または少なくなり、その分全体の小型化が図れる。

（７）前記アンテナ整合回路は、例えば前記基体に内包されている。
この構成により、実装先の回路基板上へのアンテナ整合回路用部品の実装が不要または少なくなり、その分全体の小型化が図れる。

（８）前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子単体での放射Ｑの良好なアンテナ素子である。
この構成により、放射Ｑの良好なアンテナを前記アンテナ整合回路に接続することによって、効率の高いアンテナ装置が構成できる。

（９）前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、アンテナ素子に対する給電点の位置、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである。
これにより、放射Ｑの良好なアンテナ素子を容易且つ確実に選定でき、高効率なアンテナ装置が構成できる。

この発明によれば、小型・マルチバンド対応のための切替え機能（Reconfigurable機能）と人体の影響によるマッチングのずれに対応する機能（Adjustable機能）を１つの整合回路でしかも簡易に構成できる。

特許文献１の多周波共振アンテナの構成を示す図である。 図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路及びアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のアンテナ整合回路３０部分を回路図で表した図である。図２（Ｃ）はアンテナ装置１０１の回路図である。 ローバンド側に切り替えたアンテナ整合回路の特性について示す図であり、図３（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図３（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。 ハイバンド側に切り替えたアンテナ整合回路の特性について示す図であり、図４（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見た入力インピーダンスをスミスチャート上に表した図、図４（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。 マッチング部ＭでのインダクタＬ２及びキャパシタＣ２による軌跡をスミスチャート上の所定の象限から中心方向へ移動させる方法を示す図である。 ローバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示す図であり、図６（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図６（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。 ハイバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示す図であり、図７（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図７（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。 マッチング部ＭのインダクタＬ２の作用について示す図である。図８（Ａ）はアンテナ素子２０の共振周波数をハイバンドに設定し、アンテナ整合回路にマッチング部のインダクタＬ２のみを設けた状態の斜視図、図８（Ｂ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図８（Ｃ）はリターンロスの周波数特性図である。 図９（Ａ）は、アンテナ装置１０１に擬似ファントムＰＢ，ＰＦ，ＰＨを近接させた状態を示す斜視図、図９（Ｂ）はその正面図である。 マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列Ｌ）で単共振マッチングをとることによってスミスチャートの第１象限に小円軌跡を形成することが、人体近接によってどのように振舞うかについて示す図であり、図１０（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図１０（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。 前記人体の影響による現象を等価回路で説明するための図である。 図１２（Ａ）は、図１１に示した等価回路での、スミスチャート上のインピーダンス軌跡、図１２（Ｂ）はそのリターンロスを示す図である。 図１３（Ａ）は第２の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図、図１３（Ｂ）は第２の実施形態に係る別のアンテナ装置の分解斜視図である。 図１３に示したアンテナに対して第１の実施形態で示したアンテナ整合回路３０を適用した例である。 そのアンテナ整合回路３０を適用した後のそれぞれのアンテナについてリターンロスと効率について示す図である。 前記２種類のアンテナについて筐体に流れる表面電流の強度分布をシミュレーションした結果を示す図である。 第３の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。 図１８（Ａ）は第４の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図、図１８（Ｂ）は第４の実施形態に係る別のアンテナ装置の分解斜視図である。 第４の実施形態の他の３つのアンテナ装置の分解斜視図である。 第５の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図である。

《第１の実施形態》
図２（Ａ）は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路及びアンテナ装置の構成を示す斜視図である。回路基板（以下、単に「基板」という。）３１にはグランド領域ＧＡ及び非グランド領域ＮＧＡが設けられていて、この基板３１上にアンテナ整合回路３０が構成されている。そして、アンテナ素子電極２１が形成されたアンテナ素子２０が基板３１の非グランド領域ＮＧＡに実装されることによってアンテナ装置１０１が構成される。

図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のアンテナ整合回路３０部分を回路図で表したものである。また、図２（Ｃ）はアンテナ装置１０１の回路図である。

図２において基板３１の非グランド領域ＮＧＡの図中の符号Ｗで示す寸法は４０ｍｍ、符号Ｌで示す寸法は４ｍｍ、符号Ｄで示す寸法は８０ｍｍである。また、アンテナ素子２０の符号Ｔで示す寸法は３ｍｍであり、その長さはＷに等しい。

アンテナ整合回路３０は、アンテナ素子２０が接続されるアンテナ接続部３２と給電部３９との間に構成されている。このアンテナ整合回路３０は、リアクタンス可変部ＲＣ及びマッチング部Ｍで構成されている。リアクタンス可変部ＲＣはインダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路がアンテナ素子２０の根元部に直列に接続されている。マッチング部ＭはインダクタＬ２（本発明の並列インダクタ）とキャパシタＣ２（本発明の並列キャパシタ）の並列回路で構成されていて、そのＬＣ並列回路が給電回路４０とリアクタンス可変部ＲＣとの間にシャントに接続されている。

図３は、リアクタンス可変部ＲＣ及びマッチング部Ｍをローバンド用に切り替えた（対応させた）アンテナ整合回路の特性について示す図であり、図３（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見た入力インピーダンスをスミスチャート上に表した図、図３（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。

この時の周波数７００ＭＨｚ〜２７００ＭＨｚでのスミスチャート上のインピーダンス軌跡は軌跡ＳＣＴｆで表されるものとなる。また、この時のリターンロスは図３（Ｂ）において曲線ＲＬｆで表す特性となる。このように９００ＭＨｚを中心周波数とするローバンドの周波数帯でリターンロスが確保される。

図２に示したアンテナ装置１０１が例えば携帯電話端末に組み込まれて、そのアンテナ装置の近傍に、人体頭部が近接する、また、さらに、携帯電話端末を持つ手が被る状態（以下、「人体近接状態」という。）で最適な整合状態となるためには、リアクタンス可変部ＲＣのキャパシタＣ１、マッチング部ＭのキャパシタＣ２を可変とする。このことにより、図３（Ａ）において軌跡ＳＣＴｈで示すように、インピーダンス軌跡は小円（小ループ）が小さくなるとともにスミスチャートの中央部に移動する。その結果、図３（Ｂ）においてリターンロスＲＬｈで示すように９００ＭＨｚ帯で充分なリターンロス特性が得られる。

図４は、リアクタンス可変部ＲＣ及びマッチング部Ｍをハイバンド側に切り替えた（対応させた）アンテナ整合回路の特性について示す図であり、図４（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見た入力インピーダンスをスミスチャート上に表した図、図４（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。

この時の周波数７００ＭＨｚ〜２７００ＭＨｚでのスミスチャート上のインピーダンス軌跡は軌跡ＳＣＴｆで表されるものとなる。また、この時のリターンロスは図４（Ｂ）において曲線ＲＬｆで表す特性となる。このように１９００ＭＨｚを中心とするハイバンドの周波数帯域でリターンロスが確保される。

前記アンテナ装置１０１の人体近接状態で最適な整合状態となるためには、マッチング部ＭのキャパシタＣ２を可変とする。このことにより、図４（Ａ）において軌跡ＳＣＴｈで示すように、インピーダンス軌跡はループ（小円）が小さくなるとともにスミスチャートの中央部に移動する。その結果、図４（Ｂ）においてリターンロスＲＬｈで示すように１９００ＭＨｚを中心とするハイバンドの帯域で充分なリターンロス特性が得られる。

前記リアクタンス可変部ＲＣは、後に詳述するように、アンテナ素子２０が有する初期リアクタンス値にリアクタンスをプラスすることによりアンテナの共振周波数を所定値に定める。このリアクタンス可変部ＲＣのキャパシタＣ１の値の調整によって、人体の影響により変化する共振周波数の微調整も行う。

図５はマッチング部ＭでのインダクタＬ２及びキャパシタＣ２により軌跡をスミスチャート上の所定の象限から中心方向へ移動させる様子を示す説明図である。
図６は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２の作用について示す図である。図６（Ａ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図６（Ｂ）はリターンロスの周波数特性図である。

本発明のアンテナ整合回路は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２で小円軌跡をスミスチャートの第１象限から中央（５０Ω）付近に移動させることを基本とし、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで賄うことが大きな特徴である。何故（１）（２）のいずれにおいても共通のアーキテクチャ（＝回路構成）で賄えるのか、以後で説明する。

図６（Ａ）はローバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図６（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。

後述するように、人体の影響は、スミスチャートの第１象限にある小円軌跡の大きさがその位置で小さくなるように作用する。

図６（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。

図７（Ａ）はハイバンドについて小円軌跡をスミスチャート上の第１象限から中央へ移動させる様子を示している。図７（Ａ）において、小円軌跡ＳＣＴｆ０はフリー状態でのインピーダンス軌跡、小円軌跡ＳＣＴｈ０は人体近接状態でのインピーダンス軌跡である。また、小円軌跡ＳＣＴｆは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｆ０の移動後の小円軌跡である。小円軌跡ＳＣＴｈは、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によって、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０の移動後の小円軌跡である。

図７（Ｂ）において、曲線ＲＬｆ０は前記小円軌跡ＳＣＴｆ０に対応するリターンロス、曲線ＲＬｈ０は前記小円軌跡ＳＣＴｈ０に対応するリターンロスである。また、曲線ＲＬｆは前記小円軌跡ＳＣＴｆに対応するリターンロス、曲線ＲＬｈは前記小円軌跡ＳＣＴｈに対応するリターンロスである。

なお、前記小円軌跡ＳＣＴｈ０は第１象限だけでなく第２象限にもかかっているが、マッチング部ＭのキャパシタＣ２（並列Ｃ）の作用によって、スミスチャートの中心部へ近づくことになる。前記マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）は、給電部からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスの軌跡がスミスチャートのほぼ第１象限で小円軌跡を描くが、小円軌跡が前記並列Ｃでスミスチャートの中心部へ近づく位置であればよい。すなわち、前記「ほぼ第１象限」の「ほぼ」の意味は、この意味である。

このように、マッチング部ＭのインダクタＬ２によってインピーダンス軌跡の小円（後にスミスチャート上の中央付近で回転する小円）を描かせ、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限から前記小円を含む軌跡の回転をスミスチャート上の中央（５０Ω）付近に移動させる。すなわち、周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡がスミスチャートの中央で小円を描く。このことは、マッチング部Ｍが、給電部からアンテナ接続部の方向に見たリターンロス特性が所定の周波数帯域で複共振するインピーダンス回路を構成することを意味する。

なお、マッチング部ＭのインダクタＬ２は、後述するように、インピーダンス軌跡を小円化するとともにスミスチャートの第１象限に位置させる作用がある。このインダクタＬ２は、ローバンドの共振系とハイバンドの共振系とで最適値が異なるが、ローバンド／ハイバンドの切替をできる限り行わなくて済むように、両者間の中間的（妥協的）な値に固定している。

図８は、マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列インダクタ）の作用について示す図である。図８（Ａ）はアンテナ素子２０の共振周波数をハイバンドに設定し、アンテナ整合回路にマッチング部のインダクタＬ２のみを設けた状態の斜視図、図８（Ｂ）は給電部３９からアンテナ整合回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図、図８（Ｃ）はリターンロスの周波数特性図である。

本発明の回路アーキテクチャのもう一つは、スミスチャート上のインピーダンス軌跡を小円にするとともにスミスチャート上の第１象限に位置させることである。このことは後に詳述するように、ローバンド・ハイバンドともに、人体の影響を受けた際に第１象限（初期位置）において小円がより小さくなる方向に作用するので、マッチング部ＭのキャパシタＣ２でスミスチャート上の中央を狙う場合有利に働く。

アンテナ素子２０のアンテナ素子電極２１はλ／４（の整数倍）長であるが、（影像としてまたはダイポールの片割れとして）筐体電流による輻射も利用している。いわばアンテナと筐体からなる擬似ダイポールとみなせる。λ／２ダイポールの入力インピーダンスは７３．１＋ｊ４２．６であるから、アンテナ素子長がその半分であるλ／４長のアンテナ素子の入力インピーダンスは、回路設計（＝給電点）の基準である５０Ωよりもともと小さい。しかも、例えばアンテナ素子の電極を筐体側に折りかえして張り出す構造や、アンテナ素子−筐体間に誘電体を装荷する構造では、アンテナ素子の入力インピーダンスは更に下がることになる。

このように、もともと入力インピーダンスが低いアンテナ素子を対象として整合させることから、必然的に（５０Ω給電点に対し）並列Ｌでマッチングさせることになり、スミスチャート上の初期位置は第１象限に存在することとなる。こうして自由空間での２共振マッチングは、できるだけ簡易な構成を志向した結果、マッチング部ＭのキャパシタＣ２でスミスチャートの第１象限から中央を狙うこととなる。

図８（Ｂ）において、マッチング部のインダクタＬ２を備えない場合は、軌跡ＳＣＴ０のうち周波数１７１０〜２１７０ＭＨｚの範囲はスミスチャート上の第１象限及び第３象限に存在し、元々５０Ωより低い領域にある。マッチング部インダクタＬ２を設けることにより、軌跡ＳＣＴ０は軌跡ＳＣＴ１のように小円状態になるとともにスミスチャート上の第１象限方向へ移動する。

リターンロスで表せば、図８（Ｃ）のようにマッチング部インダクタＬ２がない場合のリターンロスＲＬ０からマッチング部インダクタＬ２が存在する場合のリターンロスＲＬ１に変化する。

なお、図８ではハイバンドモノポールのアンテナを例示したが、ローバンドモノポールのアンテナでも同傾向にあることを確認している。また、非グランド領域に搭載するNon-GNDタイプのアンテナに限らず、グランド領域に搭載するOn-GNDタイプのアンテナにでも同傾向にあることを確認している。

図９（Ａ）は、アンテナ装置１０１に擬似ファントムＰＢ，ＰＦ，ＰＨを近接させた状態を示す斜視図、図９（Ｂ）はその正面図である。ここで、擬似ファントムＰＢは人体の頭部または躰、擬似ファントムＰＨは手の平、擬似ファントムＰＦは指にそれぞれ対応するファントムである。この例では、アンテナ装置１０１の基板３１と擬似ファントムＰＨ，ＰＢとの間隔をそれぞれ５ｍｍ、アンテナ素子２０と擬似ファントムＰＨとの間隔を２ｍｍとしている。

図１０は、マッチング部ＭのインダクタＬ２（並列Ｌ）で単共振マッチングをとることによってスミスチャートの第１象限に小円軌跡を形成することが、人体近接（頭部または躰の近接と手被りの２つを想定）によってどのように振舞うかについて示す図である。

図１０（Ａ）において、軌跡ＳＣＴ０はフリー状態での小円軌跡、軌跡ＳＣＴ１は擬似ファントムＰＢのみが存在する状態での小円軌跡、軌跡ＳＣＴ２は擬似ファントムＰＨ、ＰＦ（手のみ）が存在する状態での小円軌跡である。

図１０（Ｂ）において、曲線ＲＬ０はフリー状態でのリターンロス、曲線ＲＬ１は擬似ファントムＰＢのみが存在する状態でのリターンロス、曲線ＲＬ２は擬似ファントムＰＨ、ＰＦが存在する状態でのリターンロスである。

このように、人体の影響が強くなるほど、スミスチャート上で初期位置である第１象限において小円軌跡の円が小さくなる傾向がある。また、円が小さくなる程度はほぼアンテナ装置と影響物との距離［形状差よりも］の程度に影響される。換言すると、人体影響の程度によって小円軌跡の大きさが変化するだけである。

図１１は、前記人体の影響による現象を等価回路で説明するための図である。図１１（Ａ）はアンテナ装置１０１と擬似ファントムＰＢとの間に生じる電気力線ＥＦ、各容量Ｃ，Ｃ′、媒質（擬似ファントムＰＢ）中を流れる誘導電流ＩＬについて示している。

図１１（Ｂ）及び図１１（Ｃ）は、図１１（Ａ）に示した状態でのアンテナ装置１０１の等価回路図である。ここで、インダクタＬｍは整合インダクタンス（マッチング部ＭのＬ２に相当）、インダクタＬはアンテナ放射素子のもつインダクタンス成分、キャパシタＣはフリンジング［浮遊］容量、抵抗Ｒは放射抵抗、キャパシタＣ′はアンテナ装置１０１と媒体（擬似ファントムＰＢ）間の結合容量、抵抗Ｒ′は媒体（擬似ファントムＰＢ）によるロス、にそれぞれ相当する。

このように、アンテナはＬＣ共振子、及びロスと放射抵抗を含む抵抗による等価回路で表される。アンテナ装置と筐体はダイポール系であるので直列共振回路で表される。人体（手や躰を含む）は、低導電率の誘電体であり、人体の近接時に人体に電界が捉えられることにともなって人体内でエネルギー消費される（人体に電界が入射するが人体はロス媒質のため、電界エネルギーは熱として霧散する。）。

図１２（Ａ）は、図１１に示した等価回路での、スミスチャート上のインピーダンス軌跡、図１２（Ｂ）はそのリターンロスを示す図である。
図１２（Ａ）において、軌跡ＳＣＴ０はフリー状態での小円軌跡、軌跡ＳＣＴ１は擬似ファントムＰＢのみが存在する状態での小円軌跡、軌跡ＳＣＴ２は擬似ファントムＰＨ、ＰＦ（手のみ）が存在する状態での小円軌跡である。

図１２（Ｂ）において、曲線ＲＬ０は手被りが無い状態でのリターンロス、曲線ＲＬ１は擬似ファントムＰＢのみが存在する状態でのリターンロス、曲線ＲＬ２は擬似ファントムＰＨとＰＦが存在する状態でのリターンロスである。

図１２と図１０とを比較すれば明らかなように、スミスチャート上のインピーダンス軌跡及びリターンロスの特性がよく近似している。このことから、上述の想定したプロセスが実際の現象を表せていると考えられる。すなわち人体近接によって円が小さくなるのは、結合電界を介して人体ロスが付加されたことに起因する現象であると推定できる。

したがって、本発明のアンテナ整合回路は、マッチング部ＭのキャパシタＣ２によってスミスチャートの第１象限に形成された小円軌跡を中央（５０Ω）付近に移動させる際に、（１）人体影響の「無」から「有」の状態遷移と、（２）周波数帯域の切替え時の広帯域化とを、共通（兼用）のアーキテクチャで対応することができる。

次に、リアクタンス可変部ＲＣによるアンテナの共振周波数の切替について説明する。
ローバンド／ハイバンドの切替など共振周波数の切替えのためには、アンテナ素子そのものとアンテナ素子の根元に接続されているリアクタンス可変部ＲＣのリアクタンス成分を含めたアンテナの共振長（＝電気長）を変える必要がある。リアクタンス可変部ＲＣはインダクタ（ｊωＬ）とキャパシタ（１／ｊωＣ）の組合わせから成り、その総体としてのｊＸ（リアクタンス）がリアクタンス量を決める。最も一般的な構成はＬＣ共振回路である。

一般に、可変インダクタは実現が難しいが、可変キャパシタは実現性が高いので、リアクタンス可変部ＲＣを可変キャパシタと固定インダクタのＬＣ共振回路で構成することにより、実現容易なアーキテクチャとなる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、放射Ｑの良いアンテナの選択について示す。
結論としては、この発明のアンテナ整合回路を適用した場合の効率は、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる装荷リアクタンス以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とを含んだ［擬似ダイポールとしての］アンテナ）そのものの持つ放射Ｑに依存する。このアンテナにはできる限り放射Ｑの良いもの（値の小さなもの）を選択すべきである。

第２の実施形態では、この効果を実験的に検証するものである。
まず、放射Ｑの異なる２種類のアンテナを準備し、各々にアンテナ整合回路を適用し，その特性を測定した。

図１３はその２種類のアンテナの斜視図である。図１３（Ａ），図１３（Ｂ）の何れの例でも、共振周波数を所望の値に持ってくるようアンテナ接続部３２と給電回路４０との間に装荷リアクタンスＬ１ａを挿入し、アンテナ素子２０に対して給電位置を変えるように構成している。

図１３の（Ａ）の例では、アンテナ接続部３２を基板３１の中央部に配置するとともに、中央給電のアンテナ素子２０を接続するように構成している。また図１３の（Ｂ）の例では、アンテナ接続部３２を基板３１Ｂの端部に配置するとともに、端部給電のアンテナ素子２０Ｂを接続するように構成している。

上記２種類のアンテナの放射Ｑの値は次のとおりである。
〈中央給電アンテナ〉
ローバンド ８．４
ハイバンド ２５．４
〈端部給電アンテナ〉
ローバンド ９．８
ハイバンド ３５．８
このように中央給電にすることによって良好な（値の小さな）アンテナの放射Ｑが得られる。

図１４は図１３に示したアンテナに対して第１の実施形態で示したアンテナ整合回路３０を適用した例である。

また、図１５はそのアンテナ整合回路３０を適用した後のそれぞれのアンテナについてリターンロスと効率について示している。ここでローバンドはＧＳＭ８５０／９００、ハイバンドはＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳの周波数帯であり、それぞれの帯域内で平均効率は次のとおりである。

ＲＬLC−ローバンド側中央給電アンテナのリターンロス
ＲＬLE−ローバンド側端部給電アンテナのリターンロス
ηLC−ローバンド側中央給電アンテナの効率
ηLE−ローバンド側端部給電アンテナの効率
ＲＬHC−ハイバンド側中央給電アンテナのリターンロス
ＲＬHE−ハイバンド側端部給電アンテナのリターンロス
ηHC−ハイバンド側中央給電アンテナの効率
ηHE−ハイバンド側端部給電アンテナの効率
〈中央給電アンテナ〉
ローバンド −２．６（ｄＢ）
ハイバンド −２．３（ｄＢ）
〈端部給電アンテナ〉
ローバンド −２．４（ｄＢ）
ハイバンド −３．９（ｄＢ）
但し、図１５に示した例は、図２（Ａ）における基板長Ｄを１００ｍｍとした場合の例である。また、キャパシタは可変容量ではなく、実験のためディスクリート素子で代用している。さらに、この特性比較は自由空間での比較である。

このようにアンテナ整合回路を装荷した場合、アンテナの放射Ｑの実力が反映され、放射Ｑが良好な（値が小さな）アンテナである程、高効率特性が得られる。

なお、この例では、ローバンドの周波数帯では筐体に流れる電流の割合が大きい（依存度が高い）ため、筐体を含めたアンテナの放射Ｑに差がなく、この検証には適さない。

図１６は前記２種類のアンテナについて筐体に流れる表面電流の強度分布をシミュレーションした結果を示すものである。図１６（Ａ）、図１６（Ｃ）は中央給電アンテナの例、図１６（Ｂ）、図１６（Ｄ）は端部（図における左端）給電アンテナについて、それぞれ異なった周波数帯での電流分布である。図１６（Ａ）は中央給電アンテナのハイバンド、図１６（Ｂ）は端部給電アンテナのハイバンド、図１６（Ｃ）は中央給電アンテナのローバンド、図１６（Ｄ）は端部給電アンテナのローバンドについてそれぞれ示している。

この図１６から明らかなように、図１６（Ａ）に示す中央給電アンテナ・ハイバンドでは左右の全体に亘って電流の強度分布に偏りなく良く流れるのに対し、図１６（Ｂ）に示す端部給電アンテナ・ハイバンドでは電流の強度分布に左右の偏りがあって、特に左側では電流強度が低く、アンテナ（共振周波数を所望の周波数帯にもってくる装荷リアクタンス以外の整合回路を含まないアンテナ素子と輻射に寄与する筐体部分とから成るアンテナ）の放射Ｑが悪いことが分かる。

この第２の実施形態では中央給電アンテナと端部給電アンテナとを比較して放射Ｑの良好なアンテナを選択すべきであることを示したが、単に給電形式以外に、アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、アンテナ素子のサイズによっても放射Ｑは異なるので、これらのいずれか又はこれらの複数の組み合わせを選定条件として、放射Ｑの良好な（値の小さな）アンテナ素子を選定すればよい。

《第３の実施形態》
図１７は第３の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す分解斜視図である。
図１７は、ちょうど第１の実施形態で図２（Ａ）に示したアンテナ整合回路３０を、パッケージ化したアンテナ整合回路モジュール３０Ａとして構成し、それを基板３１に実装した例である。

このアンテナ整合回路モジュール３０Ａは、例えばＬＴＣＣの多層基板を用いて、図２に示したアンテナ整合回路３０を構成したものである。これにより部品点数が削減できるとともに基板３１のスペースを効率よく利用できる。

《第４の実施形態》
第４の実施形態ではアンテナ素子及びアンテナ素子電極の幾つかの異なった例を示す。
図１８（Ａ）は第４の実施形態に係るアンテナ装置の分解斜視図である。直方体（角柱）形状の誘電体基体の表面に、図に示すような漏斗状に広がったアンテナ素子電極２１Ａを形成したアンテナ素子２０Ａを用いている。このようにアンテナ素子２０Ａの給電部からアンテナ素子電極２１Ａが徐々に広がったパターンのアンテナ素子電極２１Ａを形成することによって、広い周波数帯域に亘って１／４波長で共振することになり、広帯域化が促進される。

また図１８（Ａ）に示した例では、アンテナ素子２０Ａの底面に、アンテナ接続部に対する電極のみを形成しているので、またアンテナ素子２０Ａにある程度の体積を備えているので、基板３１Ａのグランド領域に直接実装可能である。

図１８（Ｂ）は第４の実施形態に係る別のアンテナ装置の分解斜視図である。ほぼ直方体形状の誘電体基体の表面に、図に示すように中央がスリットで分岐されたアンテナ素子電極２１Ｂを備えるアンテナ素子２０Ｂを用いている。このようにアンテナ素子電極２１Ｂがスリットで分岐されていることによって、アンテナ素子電極の基本波でローバンド用のアンテナ素子として作用し、アンテナ素子電極の二次高調波でハイバンド用のアンテナ素子として作用する。あるいは、分岐素子の一方がローバンド用の、もう一方がハイバンド用のアンテナ素子として作用する。

図１９はその他の３つのアンテナ装置の分解斜視図である。図１９（Ａ）の例では、金属板を折り曲げ加工したアンテナ素子２０Ｄを用い、これを、基板３１Ｄに形成したアンテナ接続部３２に半田付けし、あるいはバネ性接触させ、その上部を筐体５０で覆うようにしている。アンテナ素子２０Ｄ及び基板３１Ｄの端部は、筐体５０の形状に合わせて無駄な空間が生じないような形状にしている。

図１９（Ｂ）の例では、基板３１Ｄに対して（バネ）ピン状のアンテナ接続部３２Ｂを取り付け、筐体５０の内面にアンテナ素子電極２１Ｅを設け、基板３１Ｄに対して筐体５０を被せた状態でアンテナ接続部３２Ｂがアンテナ素子電極２１Ｅに接続されるようにしている。このようにしてアンテナ素子を筐体の一部に設けたものにも適用できる。

図１９（Ｃ）の例では、基板３１Ｅの非グランド領域にアンテナ素子電極２１Ｆを直接形成している。このように基板パターンでアンテナ素子を兼用するようにしてもよい。

《第５の実施形態》
図２０は第５の実施形態に係る２つのアンテナ装置の分解斜視図である。
図２０の例ではアンテナ素子２０Ｃにアンテナ素子電極２１Ｃを形成するとともに、誘電体基体内部にアンテナ整合回路３０Ｃを構成している。したがって、このアンテナ素子２０Ｃを実装する基板３１Ｃには単に給電回路を設ければよい。

なお、以上に示した各実施形態ではローバンドとハイバンドの２つの周波数帯についてアンテナ整合回路を設けたが、３つ以上の周波数帯に適合させる場合には、それぞれの周波数帯に応じてリアクタンス可変部及びマッチング部の回路定数を設定すればよい。

また、アンテナ素子は誘電体の基体に電極パターンを形成したものに限らず、磁性体基体に電極パターンを形成して構成してもよい。

また、アンテナ素子電極の構成、アンテナ素子電極と基板上の導体パターンとのインターフェースは、以上に示した各実施形態に限られるものでなく、その他の公知の構成を採用してもよい。

また、Reconfigureの対象はローバンド［ＧＳＭ８００／９００］ ／ ハイバンド［ＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳ］の切替に限らない。もっと別のシステムを追加した(WLAN/Bluetooth/Wimaxなど)であってもよいし、もっとPentabandを細かい周波数帯域分割でカバーする場合もあり得る。その際、準備する容量値は細かく設定されることとなる。

また、アンテナ素子は、基本波・高調波が割当てられたものや、素子中にリアクタンス素子を挿入して複数のバンドに共振点を有するものであってもよい。
また、以上に示した例では、リアクタンス可変部を並列のＬＣ共振回路で構成したが、これに限らない。総体としてリアクタンス可変ができればよく、ＬＣ直列共振回路や、特許文献３（特開２００８−１１３２３３号公報）のようなＬＣ共振子に＋αのディスクリート素子を付加したものであってもよい。

また、リアクタンス可変部のＬＣ共振子のインダクタ及びマッチング部のインダクタはディスクリート素子に限らず、例えばラインパターンなどに置換してもよい。

また、マッチング部のインダクタは、できる限り切替え動作を行わなくて済むように共通値（ローバンド／ハイバンド間の中間的［妥協的］な値）に固定する旨の説明を行ったが、これを各バンドに最適なインダクタンス値を実現するために、可変インダクタとしてもよい。そのためにＬＣ共振回路を構成してもよい。

また、可変キャパシタはＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチで構成してもよい。

ＥＦ…電気力線
ＧＡ…グランド領域
ＩＬ…誘導電流
Ｍ…マッチング部
ＮＧＡ…非グランド領域
ＰＢ，ＰＦ，ＰＨ…擬似ファントム
ＲＣ…リアクタンス可変部
ＳＣＴｆ，ＳＣＴｈ…小円軌跡
ＳＣＴｆ０，ＳＣＴｈ０…小円軌跡
２０…アンテナ素子
２０Ａ〜２０Ｄ…アンテナ素子
２１Ａ〜２１Ｃ…アンテナ素子電極
２１Ｅ，２１Ｆ…アンテナ素子電極
３０…アンテナ整合回路
３０Ａ…アンテナ整合回路モジュール
３０Ｃ…アンテナ整合回路
３１…基板
３１Ａ〜３１Ｅ…基板
３２…アンテナ接続部
３２Ｂ…アンテナ接続部
３９…給電部
４０…給電回路
５０…筐体
１０１…アンテナ装置

Claims (9)

1. アンテナ素子と、前記アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路と、を備えたアンテナ装置の設計方法であって、
   前記アンテナ整合回路を、前記アンテナ素子の根元部に接続されるリアクタンス可変部と、前記給電部と前記リアクタンス可変部との間に接続されるマッチング部とで構成し、
   前記マッチング部を、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成し、
   前記リアクタンス可変部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数の微調整も行い、
   前記並列インダクタによって、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見て、使用周波数帯で周波数をスイープしたときのインピーダンスの軌跡が、スミスチャート上の反射係数の実数部が負で且つ虚数部が正の領域に少なくとも入る小円軌跡を描くようにし、
   前記並列キャパシタで、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させるように可変設定することを特徴とするアンテナ装置の設計方法。
2. アンテナ素子と給電部との間に接続されるアンテナ整合回路であって、
   前記アンテナ整合回路は、前記アンテナ素子の根元部に接続されるリアクタンス可変部と、前記給電部と前記リアクタンス可変部との間に接続されるマッチング部と、を備え、
   前記マッチング部は、前記給電部とグランドとの間にそれぞれシャントに接続される並列インダクタ及び並列キャパシタで構成され、
   前記リアクタンス可変部は、複数の周波数帯に対応するために共振周波数を切替えると共に、人体の影響により変化する共振周波数を微調整するリアクタンス値に定められ、
   前記並列インダクタは、前記給電部から前記アンテナ整合回路側を見て、使用周波数帯で周波数をスイープしたときのインピーダンスの軌跡が、スミスチャート上の、反射係数の実数部が負で且つ虚数部が正の領域に少なくとも入る小円軌跡を描く値に定められ、
   前記並列キャパシタは、前記小円軌跡が前記スミスチャート上の中央へ移動させる値に設定されたことを特徴とするアンテナ整合回路。
3. 前記リアクタンス可変部は、固定インダクタと可変キャパシタのＬＣ共振回路である、請求項２に記載のアンテナ整合回路。
4. 前記アンテナ整合回路を構成する回路要素の一部または全部を積層基板にパッケージ化した、請求項２または３に記載のアンテナ整合回路。
5. 請求項２〜４のいずれかに記載のアンテナ整合回路と前記アンテナ素子とで構成されるアンテナ装置。
6. 前記アンテナ素子は誘電体または磁性体の基体と、前記基体の表面または前記基体の内部に配置されたアンテナ素子電極とから構成された、請求項５に記載のアンテナ装置。
7. 前記基体に前記アンテナ整合回路を内包させた、請求項６に記載のアンテナ装置。
8. 前記アンテナ素子は、前記アンテナ整合回路のアンテナ接続部に接続可能な複数種のアンテナ素子のうち、前記アンテナ素子の単体で放射Ｑの良好なアンテナ素子である、請求項５〜７のいずれかに記載のアンテナ装置。
9. 前記複数種のアンテナ素子の選択条件は、前記アンテナ素子に対する給電点の位置、前記アンテナ素子と対向するグランドとの間隔、前記アンテナ素子のサイズのいずれか又はこれらの複数の組み合わせである、請求項８に記載のアンテナ装置。

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