CN100456560C - 无线终端 - Google Patents

Abstract

一种无线终端，包括耦合到一个接地导体(502)和天线馈线的一个收发器，所述天线馈线直接耦合到接地导体(502)。在一种实施例中，所述接地导体是导体外壳(902)。所述耦合是通过由一个相应的极板(506)和外壳(502)的表面的一部分形成的平行板电容器完成的。所述外壳(502)作为有效的、宽带发射器，消除了对独立天线的需求。槽(912、1214)执行匹配功能，消除了对收发器与天线时间的匹配的需求。

Description

无线终端

技术领域

本发明涉及无线终端，例如移动电话手机。

背景技术

无线终端，例如移动电话手机，通常要么包括一个外部天线，如标准形式的螺旋天线或折叠天线，要么包括一个内置天线，如平面倒F天线(PIFA)或类似天线。

这样的天线较小(相对于波长)，因此，受小天线的基本局限性，频带较窄。但是，蜂窝式无线通讯系统通常具有10％或更多的分数带宽。举例来说，要从PIFA获得这样的带宽要求相当大的体积，而这样大的体积随着目前手机小型化的趋势并不是总能实现。因此，由于上述限制，从目前的无线终端中的小天线获得有效的宽带辐射是不可行的。

关于无线终端中已知的天线装置的另一个问题是它们基本上是不均衡的，因此，与终端外壳的耦合很强。结果，会有很大一部分辐射从终端本身发出，而不是从天线发出。在我们的共同未决的未出版的国际专利申请PCT/EPO1/08550(申请人的参考号为PHGB010056)中披露了一种无线终端，其中天线馈线直接与终端外壳耦合，从而利用这一条件。当通过合适的匹配网络馈送时，终端外壳能起到一个有效的宽带发射器的作用。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种紧凑的无线终端，该终端具有有效的辐射特性，但不需要匹配网络。

根据本发明，提供了一种无线终端，包括耦合到天线馈线的一个接地导体和一个收发器，其中，天线馈线通过由一个导体极板和接地导体的一部分形成的电容直接耦合到接地导体，且其中在接地导体中提供一个部分位于导体极板下面的槽。

槽在导体极板下面的位置执行常规匹配电路的许多功能，从而简化了无线终端的实现。可以提供一个以上的槽，根据空间或其它方面的要求，槽可以是曲折的。

本发明可以用于不适合采用大天线的任何无线通讯系统中。由于耦合电容很小，所以它特别适合RF IC或模块，其中耦合电容应该是模块的一部分。在无线系统中特别有用的是多频带或宽带工作的特征。

本发明是基于下列现有技术中没有的认识：即天线和无线手机的阻抗与非对称偶极子的阻抗相似，可以分离，还基于这样的认识：即天线的阻抗可以用非辐射的耦合元件代替。

本发明提供一种无线终端，包括：由接地导体构成的辐射元件、耦合到天线馈线的收发器、由导电极板和所述接地导体的邻近部分形成的平行板电容器，所述平行板电容器将所述天线馈线耦合到所述接地导体，以及从所述接地导体的边缘延伸的槽，所述槽的至少一部分位于所述接地导体的下面。

附图简述

下面通过举例，参考附图，对本发明的实施例进行描述，其中：

图1示出一个非对称偶极子天线的模型，表示天线与无线终端的组合；

图2是表示非对称偶极子的阻抗的分量的可分离性的曲线；

图3是手机和天线的组合的等效电路；

图4是容性反馈耦合手机的等效电路；

图5是基本的容性反馈耦合手机的透视图；

图6是图5所示手机回波损耗S11的仿真曲线，其中S11的单位是dB，频率f的单位是MHz；

图7是表示图5所示手机的仿真阻抗在1000-2800MHz的频率范围内的史密斯曲线；

图8是表示图5所示手机的仿真电阻的曲线；

图9是只开一个槽的自谐振容性反馈耦合手机的平面图；

图10是图9所示手机回波损耗S11的仿真曲线，其中S11的单位是dB，频率f的单位是MHz；

图11是表示图9所示手机的仿真阻抗在800-3000MHz的频率范围内的史密斯曲线；

图12是开两个槽的自谐振容性反馈耦合手机的平面图；

图13是图12所示手机回波损耗S11的仿真曲线，其中S11的单位是dB，频率f的单位是MHz；

图14是表示图12所示手机的仿真阻抗在800-3000MHz的频率范围内的史密斯曲线；

图15是图12所示手机通过匹配网络馈送时的回波损耗S11的仿真曲线，其中S11的单位是dB，频率f的单位是MHz；以及

图16是表示图12所示手机通过匹配网络馈送时的仿真阻抗在800-3000MHz的频率范围内的史密斯曲线；

在附图中，用相同的标号表示对应的部件。

发明详述

图1示出无线手机中，在发射模式下，在天线馈电点从收发器一侧看得到的阻抗的模型。该阻抗用一个非对称偶极子模拟，其中第一个臂102表示天线的阻抗，第二个臂104表示手机的阻抗，两个臂都由源106驱动。如图所示，这样的装置的阻抗基本上等于每个臂102和104分别相对于虚拟地108被驱动时得到的阻抗的总和。只要用表示收发器阻抗的阻抗代替源106，该模型同样可以用于接收模式，但是对此仿真较困难。

该模型的有效性通过利用著名的NEC(数字电磁编码)仿真进行了检验，其中臂102的长度为40mm，直径1mm，臂104长80mm，长1mm。图2示出组合装置的阻抗(R+jX)的实部和虚部的仿真结果(Ref R和Ref X)，同时示出分别仿真所述阻抗并把结果相加得到的结果。可以看出，仿真结果非常接近。仅有的明显的偏差出现在半波谐振的区域，此时，阻抗很难精确仿真。

图3示出从天线馈电点看得到的天线和手机组合的等效电路。R1和jX1表示天线的阻抗，而R2和jX2表示手机的阻抗。从该等效电路中可以推出，由天线发射的功率P1和由手机发射的功率P2之比由下式给出：

$\frac{P1}{P2}=\frac{R1}{R2}$

如果减小天线尺寸，其辐射电阻R1也将减小。如果天线变为无穷小，则其辐射电阻R1将减小为零，所有的辐射都将来自手机。如果手机阻抗适合用源106来驱动，且如果无穷小的天线的容性电抗可以通过增加与手机的容性反馈耦合来最小化，该情况可以成为有益的。

经过这样的修改，等效电路变为图4所示的形式。天线被物理上很小的反馈耦合电容代替，该电容设计为具有大电容值，以获得最大的耦合和最小的容抗。该反馈耦合电容的残余容抗可以用一个简单的匹配电路关掉。通过对手机的正确设计，所得到的带宽可以比用常规的天线与手机的组合得到的带宽大的多，因为手机的作用相当于低Q值的辐射元件(仿真显示典型的Q大约为1)，而常规的天线的Q值典型地是大约50。

图5示出容性反馈耦合手机的一种基本实施例。手机502的尺寸为10×40×100mm，是现代蜂窝手机的典型尺寸。尺寸为2×10×10mm的平行板电容器504是通过在手机502的顶部边缘508的上面2mm的地方固定一个10×10mm的极板506形成的，该位置通常由大的多的天线占据。所得电容大约为0.5pF，表示电容(通过减小手机502与极板506之间的间隙可以增加该电容)与耦合效果(该耦合效果取决于手机502与极板506之间的间隙)之间的一种折中。电容通过支持件510馈电，该支持件510与手机外壳502绝缘。

利用可以从Ansoft公司买到的高频结构仿真器(HFSS)对匹配之后该实施例的回波损耗S11进行了仿真，结果示于图6，其中，频率f的范围是1000-2800MHz。在1900MHz时用常规的两电感“L”网络匹配。结果在7dB回波损耗时(对应于大约90％的输入功率被发射)带宽大约为60MHz，或者3％，该带宽可以使用，但是没有要求的那么大。图7示出表示在同样的频率范围内该实施例的仿真阻抗的史密斯曲线。

带宽窄的原因是手机502与电容504的组合在1900MHz呈现大约3-j90Ω的阻抗。图8示出在与前面相同的频率范围内采用HFSS仿真的电阻变化。通过重新设计手机外壳，例如采用开槽或更窄的手机，可以改善该电阻变化，这在我们的共同未决的未出版的国际专利申请PCT/EPO1/08550中讨论过。

图5所示的手机需要经过匹配才能获得合理的性能。如果能够消除对匹配的需求，会有明显的好处。图9示出经过修改的不需要匹配的单频带结构。该实施例与图5所示实施例不同之处在于在手机502上面2mm处设置一个10mm²的极板506，并且在距离手机外壳边缘2mm处的导体材料中开一个30mm长1mm宽的槽912。槽912在导电极板506下面延伸(如图9中的虚线所示)。槽912在四分之一波长的奇数倍，即λ/4、3λ/4等处发生谐振。

该槽使耦合电容呈现出高阻抗，从而使得能够很好地匹配到50Ω，人们相信在槽912中电容激发一种传输线模式，与响应匹配。其中槽912在天线馈线处充当旁路电感。

在所阐述的实施例中，槽912位于靠近手机外壳502的边缘处，从而使得所占据的空间最小，当然，槽位于耦合电容504的另一边效果也一样。同样，耦合电容可以在乎机502上的其它位置实现，且槽912也可以有不同的构造，如垂直、水平或曲折。

在没有匹配的情况下，用HFSS对该实施例的回波损耗S11进行了仿真，结果示于图10，其中频率f的范围为800-3000MHz。在7dB回波损耗时所得到的带宽大约为90MItz，或4.3％。尽管采用匹配可以进一步改善带宽，但是能够避免必须包括匹配是很有用的，而且对于比如Bluetooth实施例来说，该带宽已经足够了。

图11示出表示该实施例在同样的频率范围内的仿真阻抗的史密斯曲线。该曲线示出图9所示结构还具有这样的有益特性，即两次获得谐振(零电抗)，且较高频率的谐振具有较高的电阻。这一点特别有用，因为在频率双工系统中，接收频带通常在较高频率处。

优选的收发器结构是保持(通常为低阻抗的)发送器与天线之间的低阻抗路径以及天线与(通常为高阻抗的)接收器之间的高阻抗路径，也就是说，在收发器与天线之间提供一个匹配网络。但是，为了使设计简单，通常采用50Ω的系统阻抗，并且需要时在发送器和接收器处加上匹配。该匹配有损耗，并且会减小从发送器和接收器看得到的带宽。因此，消除对匹配的需求是本发明一个明显的优点。

图12示出本发明的一种双频带实施例。在该实施例中，极板506和槽被移到手机502背面的上部中间，并且又加了一个槽1214。该新加的槽1214比第一个槽912长，其总长度约73mm，宽1mm，且曲折以减小所占面积。

在没有匹配的情况下，用HFSS对该实施例的回波损耗S11进行了仿真，结果示于图13，其中频率f的范围为800-3000MHz。可以清楚地看出，该种设计允许双频带、三频带或多频带运行。槽912、1214在λ/4的奇数倍处发生谐振，因此可以被设计为给出单独的或组合的谐振。第一次谐振(在大约1GHz处)是较长的槽1214的λ/4谐振。第二次谐振(在大约1.8GHz处)是较短的槽912的λ/4谐振。第三次谐振(在大约2.8GHz处)是较长的槽1214的3λ/4谐振。显然，举例来说，经过一些改动，该种结构可以用于GSM、DCS1800和Bluetooth。

在7dB回波损耗时所得到的三个谐振的带宽大约为15MHz(1.5％)、110MHz(5.9％)和110MHz(3.9)。1GHz谐振的带宽小，但是其它带宽很好。图13示出表示在同样的频率范围内该实施例的仿真阻抗的史密斯曲线。该史密斯曲线中快速变化的阻抗反映第一个谐振的窄带特性。

通过改变其在馈电电容504下面的位置，每个槽912和1214的自谐振可以独立改变：当槽912、1214在极板506下面逐渐移动时，其额定旁路电感增加。而且，每个槽912、1214在其开路端具有高阻抗，而在其短路端具有低阻抗。因此，通过在沿着槽的不同点处的分支可以改变电阻值。在某种程度上，电容也可以做成非对称的，以便执行这样的分支。

本发明的不同实施例还可以与匹配一起使用。例如，对图12所示双槽结构与类似于图5所示的基本实施例中所用的简单“L”匹配电路一起进行了仿真。回波损耗S11的仿真结果示于图15，频率f的范围是800-300MHz。可以看出，获得非常宽的带宽(大约1.4GHz的3dB带宽)。用更复杂的匹配电路还可以进一步增强该带宽。图16示出表示在同样的频率范围内对该实施例的仿真阻抗的史密斯曲线。

在上述实施例中，导体手机外壳作为发射元件。但是，无线终端中的其它接地导体也可以执行同样的功能。这样的实例包括用于EMC屏蔽的导体和印刷电路板(PCB)金属层上的一个区域，如接地平面。

通过阅读该说明书，对本领域的普通技术人员来说，其它的改动也将是显然的。这样的改动可能涉及在对无线终端及其组成部件的设计、制造和应用中已经知道的其它特征，以及可以用来代替此处描述的特征或附加在其上使用的特征。

Claims (13)

1.一种无线终端，包括：由接地导体构成的辐射元件、耦合到天线馈线的收发器、由导电极板和所述接地导体的一部分形成的电容器，所述天线馈线耦合到所述导电极板，所述电容器将所述天线馈线耦合到所述接地导体，以及在所述接地导体中提供一个部分位于所述导电极板下面的槽。

2.如权利要求1所述的终端，其特征在于所述槽平行于所述终端的长轴。

3.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于所述槽是曲折的。

4.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于在所述接地导体上提供另一个也是部分位于所述导电极板下面的槽。

5.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于所述导电极板相对于接地导体的长轴是非对称的。

6.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于所述接地导体是手机外壳。

7.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于所述接地导体是印刷电路板接地平面。

8.如权利要求1或2所述的终端，其特征在于在收发器与天线馈线之间提供一个匹配网络。

9.如权利要求3所述的终端，其特征在于在所述接地导体上提供另一个也是部分位于所述导电极板下面的槽。

10.如权利要求3所述的终端，其特征在于所述导电极板相对于接地导体的长轴是非对称的。

11.如权利要求3所述的终端，其特征在于所述接地导体是手机外壳。

12.如权利要求3所述的终端，其特征在于所述接地导体是印刷电路板接地平面。

13.如权利要求3所述的终端，其特征在于在收发器与天线馈线之间提供一个匹配网络。

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