KR100861865B1 - 무선 단말기 - Google Patents

Abstract

안테나 급전선 및 접지 도전체(502)에 연결된 무선 단말기 트랜시버가 제공된다. 안테나 급전선은 접지 도전체(502)에 직접 연결된다. 한 실시예에서, 접지 도전체는 도전성 케이스(902)이다. 각각의 판(506)과 케이스(502)의 표면 일부에 의해 형성된 평행판 커패시터를 통해 연결이 이루어진다. 케이스(502)는 효율적인 광대역 복사체로서 작용하며, 별도의 안테나를 요구하지 않는다. 슬롯들(912, 1214)은 정합 기능을 수행하며, 트랜시버와 안테나 급전선간의 정합의 필요성을 없앤다.

무선단말기, 안테나, 슬롯, 급전선, 임피던스

Description

무선 단말기{Wireless terminal}

본 발명은, 예를 들어 이동 전화 핸드셋(mobile phone handset)과 같은 무선 단말기에 관한 것이다.

이동 전화 핸드셋과 같은 무선 단말기는, 전형적으로 노멀 모드 헬릭스(normal mode helix) 또는 미앤더 라인 안테나(meander line antenna)와 같은 외부 안테나, 또는 평면형 반전-F 안테나(PIFA)등과 같은 내부 안테나를 포함한다.

이와 같은 안테나들은 (파장에 비해) 작기 때문에, 작은 안테나의 근본적 한계로 인해 협대역이다. 그러나, 셀룰러 무선 통신 시스템들은 전형적으로 10% 이상의 비대역폭(fractional bandwidth)을 가진다. 예를 들어 PIFA로부터 이와 같은 대역폭을 달성하기 위해서는 상당한 체적이 요구된다. 패치 안테나의 대역폭과 그 체적간에는 직접적인 관계가 있기 때문에, 이와 같은 체적은 소형 핸드셋을 지향하는 현재의 추세에 따르면 쉽게 가능하지는 않다. 따라서, 상술한 한계점 때문에, 오늘날의 무선 단말기에서 작은 안테나로부터 효율적인 광대역 복사를 달성하기는 쉽지 않다.

무선 단말기용의 공지된 안테나 구조와 관련된 또 다른 문제점은 이들은 대개 평형이 맞지 않아서 단말기 케이스에 강하게 연결된다는 것이다. 그 결과, 상당한 양의 복사가 안테나가 아니라 단말기 그 자체로부터 나온다. 안테나 급전선(antenna feed)이 단말기 케이스에 직접 연결되는 상황을 이용하는 무선 단말기는, 현재 계류중이며 공개되지 않은 국제특허출원 PCT/EPO1/08550호(출원인 참조번호 PHGB010056)에 설명되어 있다. 적절한 정합망(matching network)을 통해 급전될 때 그 단말기 케이스는 효율적인 광대역 복사체(radiator)의 역할을 한다.

본 발명의 목적은 정합망을 요구하지 않고 효율적인 복사 특성을 갖는 소형 무선 단말기를 제공하는 것이다.

본 발명에 따르면, 접지 도전체 및 안테나 급전선에 연결된 트랜시버를 포함하는 무선 단말기가 제공된다. 여기서, 안테나 급전선은 도전판 및 접지 도전체의 일부에 의해 형성된 커패시터를 통해 접지 도전체에 직접 연결되며, 도전판 하부에 부분적으로 위치한 슬롯이 접지 도전체에 제공된다.

도전판 하부의 슬롯의 위치는 종래의 정합망의 많은 기능을 수행하므로 무선 단말기의 구현을 용이하게 한다. 하나 이상의 슬롯이 제공될 수도 있으며, 슬롯은 공간등의 요건에 따라 접힐수도 있다.

본 발명은 큰 안테나의 사용이 적절하지 않은 임의의 무선 통신 시스템에 적용가능하다. 커플링 커패시터는 작기 때문에, RF IC나 모듈에 이상적으로 적합화되어, 커플링 커패시터는 모듈의 일부를 이룰 것이다. 이것은 다중대역 또는 광대역 동작을 특징으로 하는 무선 시스템에서 특히 유용하다.

본 발명은 종래 기술에서는 없었던 인식, 즉, 안테나 및 무선 핸드셋의 임피던스는 분리가능한 비대칭 다이폴의 임피던스와 유사하다는 인식, 및 안테나 임피던스는 비-복사 연결 요소(non-radiating coupling element)로 대체할 수 있다는 인식에 기초하고 있다.

본 발명의 실시예들이 첨부된 도면을 참조하여 기술될 것이다.
도면에서 동일 참조 번호들은 대응하는 특징들을 지시한다.

도 1은 안테나 및 무선 단말기의 조합을 나타내는 비대칭 다이폴 안테나의 한 모델을 도시함.

도 2는 비대칭 다이폴의 임피던스 성분들의 분리가능성을 예시하는 그래프.

도 3은 핸드셋 및 안테나 조합의 등가 회로.

도 4는 용량적으로 백-커플링된(capacitively back-coupled) 핸드셋의 등가 회로.

도 5는 기본적인 용량적으로 백-커플링된 핸드셋의 조망도.

도 6은 도 5의 핸드셋에 대해 MHz 단위의 주파수 f에 대한 dB 단위의 시뮬레이팅된 복귀 손실 S₁₁의 그래프.

도 7은 1000 MHz 내지 2800 MHz의 주파수 범위에 대해 도 5의 핸드셋의 시뮬레이팅된 임피던스를 도시하는 스미스 차트(Smith chart).

도 8은 도 5의 핸드셋의 시뮬레이팅된 저항을 도시하는 그래프.

도 9는 단일-슬롯형, 자기-공진형의 용량적으로 백-커플링된 핸드셋의 설계도.

도 10은 도 9의 핸드셋에 대해 MHz 단위의 주파수 f에 대한 dB 단위의 시뮬레이팅된 복귀 손실 S₁₁의 그래프.

도 11은 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수 범위에 대해 도 9의 핸드셋의 시뮬레이팅된 임피던스를 도시하는 스미스 차트.

도 12는 더블 슬롯형, 자기-공진형의 용량적으로 백-커플링된 핸드셋의 설계도.

도 13은 도 12의 핸드셋에 대해 MHz 단위의 주파수 f에 대한 dB 단위의 시뮬레이팅된 복귀 손실 S₁₁의 그래프.

도 14는 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수 범위에 대해 도 12의 핸드셋의 시뮬레이팅된 임피던스를 도시하는 스미스 차트.

도 15는 정합망을 통해 급전된 도 12의 핸드셋에 대해 MHz 단위의 주파수 f에 대한 dB 단위의 시뮬레이팅된 복귀 손실 S₁₁의 그래프.

도 16은 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수 범위에 대해, 정합망을 통해 급전된 도 12의 핸드셋의 시뮬레이팅된 임피던스를 도시하는 스미스 차트.

본 발명을 실시하기 위한 모드들

도 1은 무선 핸드셋에서 전송 모드에 있는 트랜시버측에서 보았을 때의 안테나 급전 위치에서의 임피던스 모델을 도시한다. 임퍼던스는 비대칭 다이폴로서 모델링되어 있으며, 제1 아암(102)은 안테나의 임피던스를 나타내고, 제2 아암(104)은 핸드셋의 임피던스를 나타낸다. 양쪽 아암 모두 다 소스(106)에 의해 구동된다. 도면에 도시된 바와 같이, 이와 같은 구조의 임피던스는 실질적으로 가상 접지(108)에 대해 독립적으로 구동되는 각각의 아암(102, 104)의 임피던스의 합과 같다. 이 모델은, 비록 시뮬레이션하기에는 다소 복잡하긴 하지만, 소스(106)를 트랜시버의 소스를 나타내는 임피던스로 대체하여 수신의 경우에도 잘 이용될 수 있다.

이 모델의 유효성은, 길이 40mm, 직경 1mm의 제1 아암(102)과 길이 80mm, 직경 1mm인 제2 아암(104)을 갖는 공지된 NEC(Numerical Electromagnetics Code)를 이용한 시뮬레이션을 통해 검증되었다. 도 2는 임피던스를 독립적으로 시뮬레이팅하여 그 결과를 합산하여 얻어진 결과와 함께, 조합된 구조의 임피던스(R + jX)의 실수부 및 허수부(Ref R 및 Ref X)의 결과를 도시한다. 시뮬레이션의 결과는 상당히 근접한 것을 알 수 있다. 유일한 편차는, 임피던스를 정확하게 시뮬레이팅하기 어려운 때에 해당하는 반파장 공진(half-wave resonance) 영역에서 나타난다.

안테나 급전 위치에서 본, 안테나 및 핸드셋의 조합에 대한 등가 회로가 도 3에 도시되어 있다. R₁ 및 jX₁은 안테나의 임피던스를 나타내는 반면, R₂ 및 jX₂는 핸드셋의 임피던스를 나타낸다. 이 등가 회로로부터, 안테나에 의해 복사되는 전력 P₁과 핸드셋에 의해 방출되는 전력 P₂의 비율은 다음과 같이 추론될 수 있다.

안테나의 크기가 감소한다면, 그 복사 저항 R₁도 역시 감소할 것이다. 안테나가 무한히 작아진다면, 그 복사 저항 R₁은 0으로 될 것이고 모든 복사는 핸드셋으로부터 나올 것이다. 이러한 상황은, 핸드셋 임피던스가 이를 구동하는 소스(106)에 적합하고 핸드셋으로의 용량성 백-커플링을 증가시킴으로써 무한히 작은 안테나의 용량성 리액턴스가 최소화될 수 있다면, 이롭게 만들어질 수 있다.

이러한 수정으로, 등가 회로는 도 4에 도시된 회로로 수정된다. 따라서 안테나는 물리적으로 매우 작은 백-커플링 커패시터로 대체되어 최대 커플링과 최소 리액턴스에 대해 큰 커패시턴스를 가지도록 설계되었다. 백-커플링 커패시터의 잔여 리액턴스(residual reactance)는 간단한 정합 회로로 튜닝될 수 있다. 핸드셋의 올바른 설계에 의해, 결과적 대역폭은 종래의 안테나보다 훨씬 더 클 수 있는데, 이는 핸드셋이 낮은 Q를 갖는 복사 요소의 역할을 하는 반면(시뮬레이션은 전형적인 Q가 약 1임을 보여주고 있다), 종래의 안테나는 전형적으로 약 50의 Q를 가지기 때문이다.

용량적으로 백-커플링된 핸드셋의 기본적인 실시예가 도 5에 도시되어 있다. 핸드셋(502)은 전형적인 현대의 셀룰러 핸드셋과 같이 10×40×100mm의 크기를 가진다. 2×10×10mm의 크기를 갖는 평행판 커패시터(504)는 핸드셋(502)의 상부 가장자리(508)의 2mm 위에, 일반적으로는 훨씬 더 큰 안테나가 점유하는 위치에서 10×10mm 판(506)을 장착함으로써 형성된다. 결과적인 커패시턴스는 약 0.5 pF으로, (핸드셋(502)과 판(506)의 거리를 감소시킴으로써 증가될 수 있는) 용량과 (핸드셋(502)와 판(506)의 거리에 의존하는) 용량간의 타협점을 나타낸다. 커패시터는 핸드셋 케이스(502)로부터 절연된 지지대(510)를 통해 급전된다.

정합후 이 실시예의 복귀 손실(return loss) S₁₁이 앤소프트사(Ansoft Corporation)로부터 입수가능한 고주파 구조 시뮬레이터(HFSS)를 이용해 시뮬레이팅되었다. 그 결과는 1000 MHz 및 2800 MHz 사이의 주파수 f에 대해 도6에 도시되었다. 1900 MHz에서의 정합을 위해 종래의 2개의 인덕터 "L"망이 사용되었다. (복사된 입력 전력의 약 90% 대응하는) 7dB 복귀 손실에서의 결과적인 대역폭은 대략 600 MHz, 또는 3%로서, 유용하기는 하지만 원하는만큼 크진 않다. 동일한 주파수 범위에 대해 이 실시예의 시뮬레이팅된 임피던스를 예시하는 스미스 차트가 도 7에 도시되어 있다.

낮은 대역폭은 핸드셋(502)과 커패시터(504)의 조합이 1900 MHz에서 약 3-j90 Ω의 임피던스를 보이기 때문이다. 도 8은 HFSS를 이용하여 시뮬레이팅하기 이전에 동일한 범위의 주파수에 대한 저항 편차를 도시하고 있다. 이것은 예를 들어, 계류중이며 미공개인 국제특허출원 PCT/EPO1/08550호에서 논의되는 바와 같이 슬롯이나 더 좁은 핸드셋을 이용하여 저항을 증가시키도록 케이스를 재설계함으로써 개선될 수 있다.

도 5의 핸드셋은 적당한 성능을 얻기 위해 정합을 요구한다. 정합의 필요성을 없앨 수 있는 중요한 이점들이 있다. 어떠한 정합도 필요없는 수정된 단일 대역 구성의 평면도가 도 9에 도시되어 있다. 이 실시예는, 10mm의 사각판(506)이 핸드셋(502)의 뒷면으로부터 2㎜ 위에 배치되고, 길이 30mm 및 폭 1mm의 슬롯(912)이 핸드셋 케이스의 길이방향의 측면의 가장자리로부터 2mm 떨어진 위치에서 도전성 물질에 형성된다는 점에서 도 5의 실시예와는 차이점이 있다. 슬롯(912)은 (도 9에서 점선으로 도시된 바와 같이) 도전판(506) 아래에서 길이방향 대칭 축에 평행하게 연장된다. 슬롯(912)은 1/4 파장의 홀수배, 즉, λ/4, 3λ/4등에서 공진한다.

슬롯은 커플링 커패시터에 대해 높은 임피던스를 보이므로 50Ω에 대한 양호한 정합을 가능하게 한다. 커패시터는, 응답을 정합시키는 역할을 하며 안테나 급전선에서의 션트 인덕턴스(shunt inductance)의 역할을 하는 슬롯(912)에서 전송 라인 모드를 여기(excite)시킨다.

도시된 예에서는 슬롯(912)은 이용 공간을 최소화하도록 핸드셋 케이스(502)의 가장자리에 근접하여 위치하지만 커플링 커패시터(504)의 다른 면에도 역시 잘 장착될 수 있다. 마찬가지로, 커플링 커패시터는 핸드셋(502)의 다른 위치에도 구현될 수 있고 슬롯(912)은 예를 들어, 수직, 수평 또는 미앤더링(meandering)과 같은 다양한 구성을 가질 수도 있다.

정합없는 이 실시예의 복귀 손실 S₁₁이 HFSS를 이용하여 시뮬레이팅되었다. 그 결과가 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수에 대해 도 10에 도시되어 있다. 7dB의 복귀 손실에서의 결과적 대역폭은 약 90 MHz, 또는 4.3%이다. 비록 이 대역폭이 정합을 통해 증가될 수 있지만, 정합할 필요성을 없앨 수 있는 것이 유용하며 이 대역폭은 예를 들어 Bluetooth에 대해 이미 충분하다.

동일한 주파수 범위에 대해 이 실시예의 시뮬레이팅된 임피던스를 예시하는 스미스 차트가 도 11에 도시되어 있다. 이것은 도 9의 구성도, 더 높은 주파수의 공진은 더 높은 저항을 가진채 공진(리액턴스 0)이 두번 달성될 수 있는 유용한 특성을 역시 가지고 있음을 보여주고 있다. 대개 수신 대역폭은 주파수 듀플렉스 시스템에서 더 높은 주파수에 있기 때문에 이러한 특성은 특히 편리하다.

양호한 트랜시버 아키텍쳐는 (대개 임피던스가 낮은) 전송기와 안테나 사이에는 낮은 임피던스 경로를 유지하고, 안테나와 (대개 임피던스가 높은) 수신기 사이에는 높은 임피던스를 유지하는 것이다. 그러나, 설계를 단순화하기 위해, 대개 50Ω시스템 임피던스를 이용하며 필요하다면 전송기와 수신기 사이에 추가 정합을 가진다. 이러한 정합은 손실을 발생시키며, 전송기 및 수신기 양쪽 모두에서 보았을 때의 대역폭을 감소시킬 것이다. 따라서, 정합의 필요성을 제거하는 것이 본 발명의 중요한 잇점이다.

본 발명의 이중대역 실시예가 도 12에 평면도로 도시되어 있다. 이 실시예에서, 판(506) 및 슬롯(912)은 핸드셋(502)의 뒷면의 상부 중앙부로 핸드셋의 길이방향 대칭 축에 대해 대칭으로 배치되도록 이동되었으며, 추가 슬롯(1214)이 추가되었다. 추가 슬롯(1214)은 제1 슬롯(912)보다 길며, 전체 길이는 약 73mm이고 폭은 약 1mm이며, 점유 면적을 줄이도록 접혀 있다. 슬롯(912, 1214)은 핸드셋의 길이방향 대칭 축에 대해 평행하게 연장되거나 또는 그러하도록 연장된 부분을 갖는다.

정합없는 이 실시예의 복귀손실 S₁₁이 HFSS를 이용하여 시뮬레이팅되었다. 그 결과가 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수 f에 대해 도 13에 도시되어 있다. 이 설계는 이중, 3중, 또는 다중 대역 동작을 허용한다는 것을 명확히 알 수 있다. 슬롯(912, 1214)는 λ/4의 홀수배에서 공진하며, 따라서, 개개의 공진 또는 연결된 공진을 주도록 배치될 수 있다. 제1 공진(약 1GHz에서)은 보다 긴 슬롯(1214)의 λ/4 공진이다. 제2 공진(약 1.8 GHz에서)은 보다 짧은 슬롯(912)의 3λ/4 공진이다. 제3 공진(약 2.8GHz에서)은 보다 긴 슬롯(1214)의 3λ/4 공진이다. 이 구성이 약간을 수정을 통해 예를 들어, GSM, DSC1800 및 Bluetooth에 이용될 수 있다는 것은 명백하다.

3개의 공진에 대한 7dB 복귀 손실에서의 결과적인 대역폭은 약 15MHz(1.5%), 110MHz(5.9%), 및 110MHz(3.9%)이다. 1GHz 공진의 대역폭은 작지만, 다른 대역폭은 양호하다. 동일한 주파수 범위에 대해 이 실시예의 시뮬레이팅된 임피던스를 예시하는 스미스 차트가 도 13에 도시되어 있다. 스미스 차트에서의 급격한 변화는 제1 공진의 협대역 특성을 반영한다.

각각의 슬롯(912, 1214)의 자기-공진은 각각의 슬롯이 급전 커패시터(504) 아래에 위치하므로 독립적으로 변동가능하다. 즉, 슬롯(912, 1214)이 판(506)의 아래쪽으로 점진적으로 이동해감에 따라 공칭 션트 인덕턴스(shunt inductance)의 영향이 증가한다. 또한, 각각의 슬롯(912, 1214)은 개방단에서 고 임피던스이며 단락단에서 저 임피던스이다. 따라서, 슬롯 상의 다양한 지점에서 탭 오프(tapping off)함으로써 저항이 변동될 수 있다. 커패시터는 이와 같은 탭이 수행되도록 허용하기 위해 어느 정도까지는 비대칭으로 만들어질 수 있다.

본 발명의 실시예들은 안테나 급전선과 트랜시버 사이에 제공되는 정합과 연계하여 이용될 수도 있다. 예로서, 도 5의기본 실시예에 사용된 것과 유사한 간단한 "L" 정합 회로와 연계하여 도 12에 도시된 듀얼 슬롯 구성의 시뮬레이션이 수행되었다. 복귀 손실 S₁₁에 대한 결과가 800 MHz 내지 3000 MHz의 주파수 f에 대해 도 15에 도시되어 있다. 대단히 넓은 대역폭(약 1.4 GHz의 3dB 대역폭)이 달성된다. 이것은 보다 정교한 정합 회로를 통해 더욱 향상될 수 있다. 동일한 주파수 대역에 대해 이 실시예의 시뮬레이팅된 임피던스를 예시하는 스미스 차트가 도 16에 도시되어 있다.

상기 실시예들에서, 도전성 핸드셋 케이스는 복사 요소(radiating element)였다. 그러나, 무선 단말기 내의 다른 접지 도전체들도 비슷한 기능을 수행할 수 있다. 예들은 EMC 차폐용에 이용되는 도전체들 및 예를 들어 접지면과 같은 PCB 금속 배선의 영역을 포함한다.

본 명세서를 통해, 당업자에게는 다른 수정들이 가능하다는 것은 명백할 것이다. 이와 같은 수정은, 무선 단말기의 설계, 제조 및 이용상에 이미 공지된 다른 특성들 및 그 구성 요소를 포함할 수도 있으며, 이러한 특성 및 구성 요소들이 본 명세서에서 기술된 특성들을 대체하거나 이에 추가하여 이용될 수도 있다.

Claims (9)

1. RF 신호 급전선(RF signal feed) 및 신호 전달 수단을 구비한 트랜시버를 포함하는 무선 단말기로서,

   상기 신호 전달 수단은 접지 도전체와, 상기 RF 신호 급전선을 상기 접지 도전체에 연결하는 커패시터와, 상기 접지 도전체 내에 제공되는 긴 정합 슬롯을 포함하되,

   상기 커패시터는 상기 접지 도전체 위에 놓이되 상기 접지 도전체와는 전기적으로 절연되는 도전판 및 상기 접지 도전체의 일부로 구성되고,

   상기 정합 슬롯은 일부분이 상기 도전판 아래에서 연장되는

   무선 단말기.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 정합 슬롯은 상기 단말기의 길이방향 대칭 축(longitudinal axis of symmetry)에 평행한

   무선 단말기.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 정합 슬롯은 서로 평행하게 연장된 부분들을 갖도록 접혀 있는 형상을 가지는

   무선 단말기.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   일부분이 상기 도전판의 하부에 부분적으로 위치하는 추가 정합 슬롯이 상기 접지 도전체에 제공되는

   무선 단말기.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 도전판은 상기 접지 도전체의 길이방향 대칭 축에 대해 비대칭으로 위치하는

   무선 단말기.
6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 접지 도전체는 핸드셋 케이스인

   무선 단말기.
7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 접지 도전체는 인쇄 회로 기판 접지면인

   무선 단말기.
8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 트랜시버와 상기 RF 신호 급전선 사이에 정합망(matching network)이 제공되는

   무선 단말기.
9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 정합 슬롯은 상기 정합 슬롯이 1/4 파장의 홀수 배에서 공진하게 되는 길이를 갖는

   무선 단말기.

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