JP5093348B2 - マルチバンドアンテナ及びその実装構造 - Google Patents

Description

この発明は、携帯電話端末等の無線通信装置に用いられるマルチバンドアンテナ及びその実装構造に関するものである。

１つのアンテナで複数の周波数帯に対応したアンテナとして特許文献１が開示されている。
ここで特許文献１に示されているアンテナの構成を、図１を基に説明する。図１の例では、アンテナ装置１００は、誘電体基板１０１、給電点１０２、モノポールアンテナ１０３、並列回路１０４、アンテナ素子１０５、無給電素子１０６を備えている。

図１において、誘電体基板１０１の網掛け部分は、アンテナ装置１００のグランドであり、この網掛け部分には無線通信の信号処理等を行う回路が実装される。モノポールアンテナ１０３は、給電点１０２に接続される。並列回路１０４は、モノポールアンテナ１０３に接続される。アンテナ素子１０５は、並列回路１０４に接続される。無給電素子１０６は、給電点１０２の近傍のグランドに片側接続される。

モノポールアンテナ１０３は、周波数ｆ１における波長の約１／４長の長さを有する。並列回路１０４は、周波数ｆ１の電流を遮断するインダクタ及びコンデンサから構成される並列共振回路からなる。アンテナ素子１０５は、周波数ｆ１よりも相対的に低い周波数ｆ２における波長において、モノポールアンテナ１０３と並列回路１０４とともに、約１／４長の長さを有する。無給電素子１０６は、周波数ｆ１における波長の約１／４の長さを有する。

モノポールアンテナ１０３は、並列回路１０４と接続されており、並列回路１０４は、周波数ｆ１の電流を遮断するインダクタ及びコンデンサから構成されている。

このアンテナ装置１００では、モノポールアンテナ１０３が周波数ｆ１において単独で動作する。

このように、このアンテナ装置１００は、周波数ｆ１において、モノポールアンテナ１０３と無給電素子１０６とがアンテナ装置として作用し、周波数ｆ２において、アンテナ素子１０５は、モノポールアンテナ１０３と並列回路１０４とともに約１／４長のアンテナとして作用する。
特開２００６−０６７２３４号公報

ところが、特許文献１に示されているアンテナ装置では、並列共振回路を特定の周波数ｆ１の電流を遮断するために用いていて、この並列共振回路を放射電極の途中に挿入している。そのため、次のような問題がある。

（１）周波数ｆ１において、並列共振回路以降のアンテナ放射電極は等価的に見えない。すなわちアンテナ体積としては小さく見える。その結果、高い動作周波数において、アンテナの体積は等価的に小さくなるため、アンテナの性能的には不利である。

（２）並列共振回路のもっともＱの低い（損失の大きい）共振周波数でアンテナを動作させるため、並列共振回路の損失による影響を直接受ける。

（３）並列共振回路だけでは、高い動作周波数全域において電流が遮断しきれず、そのために発生した高調波と干渉し、性能が劣化する。

（４）基板上の電極パターンによって構成するのではなく、立体的な放射電極を構成する場合、放射電極の途中に並列共振回路を挿入しなければならないため、放射電極を途中で分断しなければならず、また、放射電極上に直接素子を実装しなければならないため、製造上多くの困難が伴う。

そこでこの発明の目的は、上述した問題を解消して、動作周波数において低損失・高利得なマルチバンドアンテナ及びその実装構造を提供することにある。

前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）誘電体基体に給電放射電極及び無給電放射電極が形成され、低域側と高域側の少なくとも二つの動作周波数帯でそれぞれ共振するマルチバンドアンテナにおいて、
前記給電放射電極と給電回路との間に第１のＬＣ並列回路を備え、前記無給電放射電極とグランドとの間に第２のＬＣ並列回路を備え、
前記給電放射電極を含む給電素子及び前記無給電放射電極を含む無給電素子は、前記第１・第２のＬＣ並列回路が無い場合の前記給電放射電極及び前記無給電放射電極による複共振周波数が前記二つの動作周波数帯の間の周波数となるものとし、且つ前記第１・第２のＬＣ並列回路のインダクタは、前記複共振周波数を前記低域側の動作周波数帯へシフトさせ、前記第１・第２のＬＣ並列回路のキャパシタは、前記複共振周波数を前記高域側の動作周波数帯へシフトさせる。

（２）また、前記第１のＬＣ並列回路に対して直列に、及び前記第２のＬＣ並列回路に対して直列に、インダクタンス成分を有する（素子・電極）をそれぞれ設ける。

（３）前記基板は、グランド電極の形成されたグランド領域と、端部にグランド電極が形成されていない非グランド領域とを備え、
前記マルチバンドアンテナは、前記基板の前記非グランド領域に配設され、且つ前記給電放射電極及び無給電放射電極が前記基板のグランド領域から最も離れた主面に形成する。

（４）前記給電素子及び無給電素子は個別の誘電体基体に形成し、前記給電素子と無給電素子とを隣接配置する。

（５）前記インダクタンス成分を有する回路要素は、前記基板上に形成されたパターン電極で構成する。

この発明によれば、高い動作周波数でも基本波モードの共振を利用できるので、広帯域化・高効率化でき、金属や人体等の導体の近接に対しても影響を受けにくくなる。

また、低い周波数帯では、等価的に直列にインダクタＬが入ることになり、放射電極に必要なスリットが短くなり、電極パターンも単純となり、アンテナ上の電界が分散しやすくなるので、広帯域で高効率な状態を実現できる。

さらに、常にアンテナ全体積で放射できるので、アンテナ許容スペースを最大限に利用できる。

特許文献１に示されているアンテナの構成を示す図である。 携帯電話端末等の無線通信装置の筐体内に組み込まれるマルチバンドアンテナの構成を示す斜視図である。 第１の実施形態に係るアンテナの２つの等価回路図である。 図３に示したＬＣ並列回路１３，１４を設けることによる、さらにはインダクタＬ３，Ｌ４を設けることによる作用効果及びその設計方法について示す図である。 第１の実施形態に係るアンテナと従来技術によるアンテナのリターンロスの特性を示す図である。 従来のアンテナと第１の実施形態に係るアンテナの各周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４における電流分布をシミュレーションにより求めたものである。 二つのアンテナ素子を用いて複共振するように構成した第２の実施形態に係るアンテナの平面図である。 第３の実施形態に係るアンテナの平面図である。 第４の実施形態に係るアンテナの平面図である。

符号の説明

１…アンテナ素子
１Ｆ…給電側アンテナ素子
１Ｐ…無給電側アンテナ素子
２…基板
１０…誘電体基体
１１…給電素子
１１ｂ，１１ｃ…給電放射電極
１１ａ…給電放射電極用線路
１２…無給電素子
１２ｂ，１２ｃ…無給電放射電極
１２ａ…無給電放射電極用線路
１３…第１のＬＣ並列回路
１４…第２のＬＣ並列回路
２０…基材
２３…グランド電極
２４，２５…インダクタンス素子
２００〜２０５…アンテナ
ＧＡ…グランド領域
ＵＡ…非グランド領域
ＦＣ…給電回路
Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ
Ｌ１，Ｌ２…インダクタ
Ｌ３，Ｌ４…直列インダクタ

《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るマルチバンドアンテナ及びその実装構造について、図２〜図６を参照して説明する。
図２は携帯電話端末等の無線通信装置の筐体内に組み込まれるマルチバンドアンテナ（以下、単に「アンテナ」という。）の二つの構成例を示す斜視図である。アンテナ２００，２０１は、角柱状又は無線通信装置の筐体の形状に沿った形状の誘電体基体１０に対して所定の電極を形成してなるアンテナ素子１と、基材２０に対して所定の電極を形成してなる基板２とで構成している。

基板２は、基材２０に対してグランド電極２３を形成したグランド領域ＧＡと、基板２の一辺付近に広がる、グランド電極２３を形成していない非グランド領域ＵＡとを備えている。アンテナ素子１は、非グランド領域ＵＡ内でグランド領域ＧＡから極力離れた位置に配置している。
誘電体基体１０には各種電極パターンを形成している。給電側には、給電放射電極１１ｂ，１１ｃ及びそれに対する線路１１ａを形成している。この誘電体基体１０と給電放射電極１１ｂ，１１ｃ及びその線路１１ａとによって給電素子１１を構成している。無給電側には、無給電放射電極１２ｂ，１２ｃ及びそれに対する線路１２ａを形成している。この誘電体基体１０と無給電放射電極１２ｂ，１２ｃ及びその線路１２ａとによって無給電素子１２を構成している。このように、給電素子１１と無給電素子１２とを隣接配置している。

図２（Ｂ）と図２（Ａ）とは、給電放射電極１１ｂ，１１ｃ及び無給電放射電極１２ｂ，１２ｃに形成したスリットＳＬの長さが異なる。図２（Ｂ）の例では、給電放射電極１１ｂ，１１ｃに形成するスリットＳＬを図２（Ａ）の例より長くし、無給電放射電極１２ｂ，１２ｃに形成するスリットＳＬを図２（Ａ）の例より短くしている。このスリットＳＬの長さによって給電放射電極１１ｂ，１１ｃ及び無給電放射電極のインダクタンス成分を定めることができる。

このアンテナ素子１を基板２の非グランド領域ＵＡに搭載することによって、上記給電放射電極用線路１１ａを介して給電放射電極１１ｂに対して給電され、無給電放射電極用線路１２ａの端部がグランド電極に接地される。

図３は第１の実施形態に係るアンテナの２つの等価回路図である。図３（Ａ）の例では、給電回路ＦＣと給電素子１１との間に第１のＬＣ並列回路１３が接続され、無給電放射電極１２とグランドとの間に第２のＬＣ並列回路１４が接続された構成となっている。
図３（Ｂ）の例では、給電回路ＦＣと給電素子１１との間に第１のＬＣ並列回路１３とインダクタＬ３との直列回路が接続され、無給電放射電極１２とグランドとの間に第２のＬＣ並列回路１４とインダクタＬ４との直列回路が接続された構成となっている。
前記第１のＬＣ並列回路１３、第２のＬＣ並列回路１４、インダクタＬ３，Ｌ４は、図２に示した基板２に実装される送受信回路の給電部に設けられる。

図２に示した例では、給電放射電極用線路１１ａ及び無給電放射電極用線路１２ａがインピーダンス素子として作用するが、図３（Ｂ）は線路１１ａ，１２ａとは別に更にインダクタンス素子を直列に設けた場合の等価回路図である。

なお、ＬＣ並列回路１３，１４とインダクタＬ３，Ｌ４との接続順は図３（Ｂ）の例に限らず、インダクタＬ３を、ＬＣ並列回路１３と給電回路ＦＣとの間に設けてもよい。また、インダクタＬ４を、ＬＣ並列回路１４とグランドとの間に設けてもよい。要するにＬＣ並列回路１３，１４とインダクタＬ３，Ｌ４とが直列接続の関係にあればよい。

図２（Ａ）（Ｂ）に示したように、給電放射電極１１ｂ，１１ｃ及び無給電放射電極１２ｂ，１２ｃがそれぞれ渦巻状のパターンとなるようにスリットＳＬを形成すれば、図３（Ｂ）に示したインダクタＬ３，Ｌ４は不要となる場合がある。しかし、給電放射電極１１ｂ及び無給電放射電極１２ｂをいわゆるベタ電極に近くすれば、上記渦巻状のスリット部分に生じる容量に電界が立って電界が全体的にこもることもなく電界が分散して外に飛びやすくなって広帯域特性が得られる、という効果を奏する。

図４は、図３に示したＬＣ並列回路１３，１４を設けることによる、さらにはインダクタＬ３，Ｌ４を設けることによる作用効果及びその設計方法について示す図である。

［１］まず、図２に示したアンテナ素子１は、低域側の動作周波数帯（以下、単に低い動作周波数という。）及び高域側の動作周波数帯（以下、単に高い動作周波数という。）のいずれにおいても基本波モードの共振を利用する。そして、第１・第２のＬＣ並列回路１３，１４が無い状態で、給電素子１１及び無給電素子１２は、いずれも低い動作周波数と高い動作周波数の間の周波数で複共振の状態を作り出す。

図４（Ａ）は、図３に示した給電回路ＦＣから見た反射損失（Ｓ１１特性）を示すものである。ここで特性曲線ＲＬ４は、ＬＣ並列回路１３，１４が無い場合（インダクタＬ１，Ｌ２及びキャパシタＣ１，Ｃ２が０Ωである場合）の特性である。このように低い動作周波数と高い動作周波数の間の周波数（約１５００ＭＨｚ及び１７００ＭＨｚ）で複共振状態を作る。

ＬＣ並列回路１３，１４が無い状態で、上記特性曲線ＲＬ４のリターンロスが所定量以上となる周波数帯域の幅は、給電素子１１の放射電極１１ｂと、無給電素子１２の放射電極１２ｂとの結合の強さによって定める。

また、複共振の共振周波数は、給電放射電極１１ｂ及び無給電放射電極１２ｂの長さ等によって定める。また、図３（Ｂ）に示したように直列インダクタＬ３，Ｌ４を設ける場合には、それらのインダクタンス値を定めることによって行う。直列インダクタＬ３，Ｌ４を設けない場合には、給電放射電極１１ｂ及び無給電放射電極１２ｂにスリットを形成し、そのスリット長・スリット間隔により定めてもよい。

［２］第１のＬＣ並列回路１３及び第２のＬＣ並列回路１４は、低い動作周波数（例えばＧＳＭ等の８５０〜９００ＭＨｚ）で誘導性、高い動作周波数（例えばＤＣＳ／ＰＣＳ／ＵＭＴＳ等の１７１０〜２１７０ＭＨｚ）では容量性として動作するように、それぞれのＬＣ並列共振周波数を定める。

図４（Ｂ）は、第１のＬＣ並列回路１３及び第２のＬＣ並列回路１４の周波数に対するリアクタンスの周波数特性を示している。このようにＬＣ並列回路はＬＣ並列共振回路を構成するので、その共振周波数（この例では、Ｌ＝８ｎＨ、Ｃ＝２．６ｐＦで、共振周波数は約１１００ＭＨｚ）より低い周波数でＬＣ並列回路１３，１４はインダクタＬ１，Ｌ２のインピーダンス成分が支配的となり、高い動作周波数ではＣ１，Ｃ２のキャパシタンス成分が支配的となる。

具体的には、
［2-1］先ず給電素子１１と給電回路ＦＣとの間にキャパシタＣ１を挿入し、無給電素子１２とグランドとの間にキャパシタＣ２を挿入した状態で、高い動作周波数に対して周波数調整を行う。図４（Ａ）において特性曲線ＲＬ２は、Ｃ１＝１ｐＦ、Ｃ２＝１．５ＰＦとした場合の特性である。このように周波数約１５００ＭＨｚ及び１７００ＭＨｚで複共振していた状態から、キャパシタＣ１，Ｃ２を挿入することによって、複共振周波数を高い動作周波数側（約１７５０ＭＨｚ及び２１００ＭＨｚ）へシフトさせる。

［2-2］次に、給電素子１１と給電回路ＦＣとの間にインダクタＬ１を挿入し、無給電素子１２とグランドとの間にインダクタＬ２を挿入し、低い動作周波数に対して周波数調整を行う。図４（Ａ）において特性曲線ＲＬ３は、Ｌ１＝１８ｎＨ、Ｌ２＝２２ｎＨとした場合の特性である。このように周波数約１５００ＭＨｚ及び１７００ＭＨｚで複共振していた状態から、インダクタＬ１，Ｌ２を挿入することによって、複共振周波数を低い動作周波数側（約７５０ＭＨｚ及び９４０ＭＨｚ）へシフトさせる。

このようにしてＬＣ並列回路１３，１４のＣ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２の概略値を定め、その後、低い動作周波数における複共振の周波数と高い動作周波数における複共振の周波数がそれぞれ所定の周波数となるように、ＬＣ並列回路１３，１４のＣ１，Ｃ２，Ｌ１，Ｌ２の値を微調整する。

図４（Ａ）において特性曲線ＲＬ１は、Ｃ１＝２ｐＦ、Ｌ１＝８．２ｎＨ、Ｃ２＝２．２５ｐＦ、Ｌ２＝８．２ｎＨとした場合の特性である。
このようにして、低い動作周波数及び高い動作周波数のいずれでも基本波モードの複共振状態を作り出すことができる。

図５は、第１の実施形態に係るアンテナと従来技術によるアンテナのリターンロスの特性を示す図である。ここで特性曲線ＲＬｉは第１の実施形態に係るアンテナのリターンロス特性、ＲＬｐは従来のアンテナのリターンロス特性である。図中の“ｆ１”，“ｆ２”は低い動作周波数での複共振の周波数を表している。また、“ｆ３”，“ｆ４”は高い動作周波数での複共振の周波数を表している。

上記従来のアンテナは、高い動作周波数で３／４波長の高調波モード共振し、低い動作周波数で１／４波長の基本波モードで共振する。このように３／４波長の高調波モードを利用すると高い動作周波数でのリターンロスが十分に低くならない。これに対し、第１の実施形態に係るアンテナでは低い動作周波数及び高い動作周波数のいずれにおいても十分なリターンロス特性が得られて、広帯域に亘って高効率なアンテナ特性が得られる。

高い動作周波数を３／４波長の高調波モードで共振させる従来のアンテナは、図２（Ａ）（Ｂ）に示した給電素子１１及び無給電素子１２の放射電極１１ｂ、１２ｂをそれぞれ長い渦巻状のパターンとなるように長いスリットを形成したものである。このような従来のアンテナにおいては、渦巻状のスリット部分に容量が生じ、そこに電界が立つので、電界が全体的にこもりやすくなる。これに対し第１の実施形態に係るアンテナ２００，２０１では、放射電極１１ｂ，１２ｂをいわゆるベタ電極に近づけることにより、電界が分散して外に飛びやすくなって広帯域特性が得られる。

なお、仮に無給電素子１２を無くして単共振にすると、給電素子１１側のスペースだけで共振周波数が所望の周波数より下がってしまい、無給電素子１２のスペースが無駄になる。従って、図２に示したように給電素子１１と無給電素子１２とを配置することによって、アンテナ素子１の設置許容スペースを最大限に利用して、常にアンテナの全体積で放射できることになる。

図６は前記従来のアンテナと第１の実施形態に係るアンテナの各周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４における電流分布をシミュレーションにより求めたものである。

図６において（Ａ１）〜（Ａ４）は第１の実施形態に係るアンテナ（図２（Ｂ）に示したアンテナ）の場合、（Ｂ１）〜（Ｂ４）は従来のアンテナの場合について示していて、（Ａ１）（Ｂ１）は上記周波数ｆ１（図５参照）での電流分布、（Ａ２）（Ｂ２）は上記周波数ｆ２での電流分布、（Ａ３）（Ｂ３）は上記周波数ｆ３での電流分布、（Ａ４）（Ｂ４）は上記周波数ｆ４での電流分布をそれぞれ表している。

このように周波数ｆ１，ｆ２（低い動作周波数）では従来のアンテナ及び第１の実施形態に係るアンテナのいずれでも電流の節は生じないが、高い動作周波数（ｆ３，ｆ４）においては、３／４波長の高調波動作する従来のアンテナにおいては、（Ｂ３）（Ｂ４）で示すように、電流の節が見られる。

高調波は電界の集中点が２箇所存在するため、共振のＱ値も高く、基本波に対してグランド電位や金属の近接に対して影響を受けやすい。これに対して第１の実施形態に係るアンテナでは、高い動作周波数（ｆ３，ｆ４）においても基本波モードで共振するので、その問題が生じない。

以上に述べたように、この発明によれば、高い動作周波数でも基本波モードの共振を利用できるので、広帯域化・高効率化でき、金属や人体等の導体の近接に対しても影響を受けにくくなる。また、低い周波数帯では、等価的に直列にインダクタＬが入ることになり、放射電極に必要なスリットが短くなり、電極パターンも単純となり、アンテナ上の電界が分散しやすくなるので、広帯域で高効率な状態を実現できる。さらに、常にアンテナ全体積で放射できるので、アンテナ許容スペースを最大限に利用できる。

《第２の実施形態》
図７は二つのアンテナ素子を用いて複共振するように構成した第２の実施形態に係るアンテナの平面図である。
図７（Ａ）に示すアンテナ２０２では、同一品種のアンテナ素子を二つ用い、一方を給電側アンテナ素子１Ｆ、他方を無給電側アンテナ素子１Ｐとして基板の非グランド領域ＵＡに搭載している。給電回路ＦＣと給電側アンテナ素子１Ｆの給電端との間には第１のＬＣ並列回路１３を設けている。また無給電側アンテナ素子１Ｐの接地端とグランド電極２３との間に第２のＬＣ並列回路１４を設けている。

図７（Ｂ）に示すアンテナ２０３では、互いに左右対称である二つの品種のアンテナ素子を用い、その一方を給電側アンテナ素子１Ｆ、他方を無給電側アンテナ素子１Ｐとして用いている。図７（Ａ）の場合と同様に、この２つのアンテナ素子１Ｆ，１Ｐを基板の非グランド領域ＵＡに搭載すると共に第１のＬＣ並列回路１３及び第２のＬＣ並列回路１４を設けている。

このように給電側と無給電側にそれぞれ独立したアンテナ素子を用いることによって、基板に対する実装面の平面度を高めることができ、表面実装が容易になると共にその信頼性が向上する。また、条件に応じて最適な給電端及び接地端の位置を選択できるので、より広帯域化、高効率化できる。さらに、部品の品種が減るので、その分低コスト化が図れる。

《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係るアンテナの平面図である。
このアンテナ２０４は、給電側アンテナ素子１Ｆ及び無給電側アンテナ素子１Ｐを基板の非グランド領域ＵＡに搭載しているが、図７の例とは異なり、２つのアンテナ素子１Ｆ，１Ｐを基板２の端部の形状に合わせて、それぞれ傾斜させて配置している。２つのアンテナ素子１Ｆ，１Ｐは図７（Ａ）または図７（Ｂ）で示したアンテナ素子１Ｆ，１Ｐと同様である。なお、図８では第１・第２のＬＣ並列回路及び給電回路については図示を省略しているが、第２の実施形態の例と同様の方法で形成すればよい。ＬＣ並列回路はインダクタとキャパシタの組み合わせからなり、そのインダクタも電極パターンによる迂回路で構成してもよい。

このように給電側アンテナ素子１Ｆと無給電側アンテナ素子１Ｐの間隔や角度を適宜選ぶことによって、筐体内の限られたスペースに組み込むことができ、且つアンテナ特性を適宜定めることができる。

《第４の実施形態》
図９は第４の実施形態に係るアンテナの平面図である。
アンテナ２０５では、給電側アンテナ素子１Ｆの給電点と第１のＬＣ並列回路１３との間に接続されるインダクタンス素子（インダクタンス成分を有する回路要素）２４、及び無給電側アンテナ素子１Ｐの接地端と第２のＬＣ並列回路１４との間に接続されるインダクタンス素子（インダクタンス成分を有する回路要素）２５をそれぞれ基板２の非グランド領域ＵＡにパターン電極で形成している。このインダクタンス素子２４，２５は図３（Ｂ）に示した直列接続のインダクタＬ３，Ｌ４に相当する。その他の構成は図７（Ａ）の場合と同様である。

このようにして基板２の非グランド領域ＵＡを有効に利用することができ、搭載すべき部品点数が削減できる。

Claims (5)

1. 誘電体基体に給電放射電極及び無給電放射電極が形成され、低域側と高域側の少なくとも二つの動作周波数帯でそれぞれ共振するマルチバンドアンテナにおいて、
   前記給電放射電極と給電回路との間に第１のＬＣ並列回路を備え、前記無給電放射電極とグランドとの間に第２のＬＣ並列回路を備え、
   前記給電放射電極を含む給電素子及び前記無給電放射電極を含む無給電素子は、前記第１・第２のＬＣ並列回路が無い場合の前記給電放射電極及び前記無給電放射電極による複共振周波数が前記二つの動作周波数帯の間の周波数となるものとし、且つ前記第１・第２のＬＣ並列回路のインダクタは、前記複共振周波数を前記低域側の動作周波数帯へシフトさせ、前記第１・第２のＬＣ並列回路のキャパシタは、前記複共振周波数を前記高域側の動作周波数帯へシフトさせる、マルチバンドアンテナ。
2. 前記第１のＬＣ並列回路に対して直列に、及び前記第２のＬＣ並列回路に対して直列に、インダクタンス成分を有する回路要素がそれぞれ設けられた、請求項１に記載のマルチバンドアンテナ。
3. 請求項１または２に記載のマルチバンドアンテナの基板への実装構造であって、
   前記基板は、グランド電極の形成されたグランド領域と、端部にグランド電極が形成されていない非グランド領域とを備え、
   前記マルチバンドアンテナは、前記基板の前記非グランド領域に配設され、且つ前記給電放射電極及び無給電放射電極が前記基板のグランド領域から最も離れた主面に形成されてなるマルチバンドアンテナの実装構造。
4. 前記給電素子及び無給電素子は個別の誘電体基体に形成され、前記給電素子と無給電素子とが隣接配置された請求項３に記載のマルチバンドアンテナの実装構造。
5. 前記インダクタンス成分を有する回路要素は、前記基板上に形成されたパターン電極である請求項３または４に記載のマルチバンドアンテナの実装構造。

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