DE202011105662U1

DE202011105662U1 - Rekonfigurierbares Bandpassfilter auf Basis planarer Kammfilter mit Varaktordioden

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Publication number: DE202011105662U1
Application number: DE202011105662U
Authority: DE
Original assignee: IAD GmbH; IAD Gesellschaft fuer Informatik Automatisierung und Datenverarbeitung mbH
Current assignee: IAD GmbH; IAD Gesellschaft fuer Informatik Automatisierung und Datenverarbeitung mbH
Priority date: 2011-09-14
Filing date: 2011-09-14
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2021-09-15
Also published as: US20130063228A1; US9160045B2

Abstract

Rekonfigurierbares Bandpassfilter, (FI) bestehend aus mindestens einem durchstimmbaren planaren Kammfilter (KF) mit auf einer Trägerplatine (T) angeordneten Varaktordioden (V1, V2), dadurch gekennzeichnet, dass zur automatischen Kalibrierung der Sperrspannungseinstellungen während des Betriebs, das rekonfigurierbare Bandpassfilter (FI) eine Filter-Steuereinheit (FS) aufweist, welche nach außen eine abstrahierte Schnittstelle zur Verfügung stellt, dass mit der Filter-Steuereinheit (FS) ein Speicher (SP) verbunden ist, in welchem die Kalibrierdaten abgespeichert sind und dass die Filter-Steuereinheit (FS) auf Basis der gespeicherten Daten (Lookup Table) selbst die bestmögliche Konfiguration von Abstimmspannungen ermittelt, um die gewünschte Filtercharakteristik zu approximieren.

Description

Stand der Technik
Die Neuerung betrifft ein rekonfgurierbares Bandpassfilter auf Basis durchstimmbarer planarer Kammfilter mit Varaktordioden, gemäß dem Schutzanspruch 1.
Die zunehmende Verbreitung von immer stärker integrierten Schaltkreisen in der Kommunikationstechnik führt zu einer Massierung von Anwendungen in ausbreitungstechnisch attraktiven Spektralbereichen. In der Folge sinkt der Abstand zwischen den genutzten Kanälen und Interferenzerscheinungen werden in vielen Szenarien zu einem ernsten Problem. Besonders hochempfindliche Empfänger sind deshalb auf Filter zur Vorselektion angewiesen, die üblicherweise in Form von schaltbaren Filterbänken ausgeführt werden. Diese Technik liefert zwar sehr gute Ergebnisse, ist jedoch auch platz- und kostenintensiv und lässt sich darüber hinaus spektral nicht kontinuierlich durchstimmen. Im Bereich hochwertiger Messgeräte wie Spektrum- und Netzwerkanalysatoren werden deshalb Filter auf Basis von YIG-Materialien eingesetzt. Diese benötigen jedoch ein starkes Magnetfeld und weisen einen nicht unerheblichen Energieverbrauch auf Für mobile, billige sowie energiesparende Produkte sind diese Ansätze damit ungeeignet.
Eine gute Alternative bietet die Verwendung von planaren Schaltungen. Dabei werden resonante Strukturen mit variablen Kapazitäten beladen. Die Resonanzfrequenz der Strukturen muss dabei hauptsächlich durch ihre elektrische Länge bestimmt sein. Dieser Umstand führt jedoch dazu, dass die Güte Q der Leitungsresonatoren stark eingeschränkt ist, wie dies in A. Gopinath, "Maximum Q-Factor of Microstrip Resonators," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 29, pp. 128–131, 1981 erläutert ist. Weitere Einschränkungen in der Güte sind durch die verwendeten Varaktorelemente gegeben. Mögliche Kandidaten sind die klassischen Varaktordioden, aber auch die weniger bekannten BST-Elemente. Beide weisen generell verhältnismäßig geringe Güten auf, wobei neuere Varaktordioden auf GaAs-Basis auch Güten im vierstelligen Bereich erreichen. Varaktordioden haben jedoch den Nachteil, dass sie aufgrund des geringen Stroms in Sperrichtung einen Rauschbeitrag leisten. Ob dieser allerdings wesentlich ins Gewicht fällt muss im Einzelfall entschieden werden.
Durch die Beschränkung der Güte können reguläre Bandpassfilter mit dieser Technik lediglich relative Bandbreiten von 10–15% erreichen. Eine weitere Bandbreitenreduktion erfordert modifizierte Strukturen und den Einsatz von fortgeschrittenen Durchstimmmethoden.
Die Zielsetzung einen breiten Durchstimmbereich zu erreichen limitiert die Auswahl an geeigneten Filterstrukturen, bei welchen die Resonanzfrequenz überwiegend unabhängig von den geometrischen Abmessungen ist. Die Ursache für diese Einschränkung liegt in der Tatsache begründet, dass geometrische Abmessungen nur schwer abstimmbar gestaltet werden können. Gleichwohl gibt es Ansätze, die dafür auf den Einsatz piezoelektrischer Aktoren setzen wie dies von H. Joshi, H. H. Sigmarsson, S. Moon, D. Peroulis, and W. J. Chappell, "High Q Narrow-Band Tunable Filters with Controllable Bandwidth," in IEEE International Microwave Conference, 2009 beschrieben ist. Ein solches Vorgehen steigert die Komplexität der Baugruppe jedoch enorm.
Damit empfiehlt sich für das gegebene Anwendungsumfeld besonders der Einsatz von Kammfiltern (Combline-Filter), wie diese beispielsweise von I. Hunter and J. D. Rhodes, "Electronically Tunabale Microwave Bandpass Filters," in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 9, pp. 1354–1360, 1982 beschrieben sind. Ein solches in 2 dargestelltes Filter besteht aus induktiv gekoppelten parallel angeordneten Leitungsresonatoren, die an ihren Enden mit Varaktoren beladen werden können. Die Ankopplung erfolgt dabei am besten über sogenannte Taps, die eine Art Anzapfung darstellen, um einen definierteren Ankopplungspunkt zu erhalten, wie diese beispielsweise von S. Caspi and J. Adelman, "Design of Combline and Interdigital Filters with Tapped-Line Input," in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 36, pp. 759–763, 1988 beschrieben ist. Aus Gründen der vielfältigen Verkopplungen zwischen allen Leitungsresonatoren sind Kammfilter nur schwer analytisch zu berechnen. Deshalb wurden bereits vor 20 Jahren von C. Denig in "Using Microwave CAD Programs to Analyze Microstrip Interdigital Filters," Microwave Journal, pp. 147–152, 1989 numerische Methoden zur Berechnung vorgeschlagen. Trotzdem sind in der Literatur entsprechende Designansätze bekannt, beispielsweise von G. Torregrosa-Penalva, G. Lopez-Risueno, and J. I. Alonso, "A Simple Method to Design Wide-Band Electronically Tunable Combline Filters," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, pp. 172–177, 2002, wobei die damit ermittelte Geometrie lediglich als grober Startwert für weitere numerische Optimierungen mittels Feldsimulationen gesehen werden kann. Oft werden dabei vereinfachte Ersatzschaltbilder für den Entwurf verwendet. Die Funktionsweise eines Kammfilters kann beispielsweise aus dem Ersatzschaltbild in 3 erschlossen werden. Die Leitungsresonatoren sind dabei als Parallelschwingkreise modelliert, deren Verkopplung über eine Induktivität erfolgt. Natürlich stellt das Modell eine starke Vereinfachung der Realität dar. Für eine genauere Modellierung müssten zusätzliche Verkopplungen zwischen allen vorhandenen Schwingkreisen betrachtet werden.
In drahtlosen Kommunikationssystemen, wie etwa mobile Kommunikationssysteme, Satellitenkommunikationssysteme oder Navigations- und Radartechnik werden verschiedene Arten von elektrischen Filtern eingesetzt, um erwünschte Signale von unerwünschten zu trennen. Filter für höhere Frequenzen werden aus verteilten Filterelementen zusammengesetzt. Diese Filterelemente sind beispielsweise kurzgeschlossene Leitungen oder verkoppelte Resonatoren. Alle diese Varianten haben gemeinsam, dass die verwendeten Bauteile mit Toleranzen behaftet sind, so dass sich die daraus ergebende Filterkennlinie von der idealen, d. h. berechneten Filterkennlinie unterscheidet. Solche Filter müssen in aller Regel abgeglichen werden, um den gewünschten Dämpfungsverlauf zu erhalten. Beim Abstimmen solcher Filter zeigt sich jedoch, dass zwischen den einzelnen verwendeten Elementen und der Filterkennlinie kein direkter Zusammenhang besteht. Das Abstimmen solcher Filter erfolgt manuell durch Spezialisten oder durch automatisches Abstimmen. Ein Verfahren zur Einstellung eines Filters, insbesondere eines hochfrequenten elektrischen Bandpassfilters, das aus einer vorbestimmbaren Anzahl verteilter Filterelemente, wie kurzgeschlossene Leitungen oder verkoppelte Resonatoren, besteht, ist aus der DE 103 44 167 B3 bekannt. Um ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung zur Einstellung eines elektrischen Filters anzugeben, das automatisch abläuft, d. h. ohne menschliches Zutun, und das Filter abstimmt, so dass die ideale Filterkennlinie erreicht wird, wird das Filter mit einem Impuls einer vorbestimmbaren Mittenfrequenz beaufschlagt, und anhand der Impulsantwort des Filters werden die einzelnen Filterelemente abgestimmt. Dabei wird von der Erkenntnis Gebrauch gemacht, dass ein direkter Zusammenhang zwischen der Mittenfrequenz des Impulses und der Mittenfrequenz des Filters existiert. Insbesondere werden die Filterelemente sukzessive, vom Eingangstor des Filters beginnend abgestimmt, wobei ein Schaltungssimulator zur Festlegung der Filterdämpfung zur Feinoptimierung dient. Anhand der Eigenschaften des Filters im Frequenzbereich kann die Impulsantwort im Zeitbereich mittels eines Transformators ermittelt werden, der eine inverse Fouriertransformation durchführt. Die Resonanzfrequenz des Combline-Resonators kann durch Schrauben oberhalb des leerlaufenden Innenleiters verstimmt werden. Die Kopplung kann durch die Abstimmschrauben in der Blendenöffnung eingestellt werden. Beispielsweise weist der Combline-Bandpass vier gekoppelte Resonatoren auf, die jeweils über Abstimmelemente verfügen. Mittels eines Datenbusses kann über einen Roboter die Abstimmung an den Abstimmungselementen automatisch erfolgen. Die Signale, d. h. die Regelanweisungen für die Ansteuerung des Roboters, werden mittels eines Steuerrechners errechnet, der einen vektoriellen Netzwerkanalysator ausliest.
In Weiterbildung hierzu ist aus der DE 60 2005 001 762 T2 ein Mikrowellen-Bandpassfilter mit einer Mehrzahl von gekoppelten Resonatoren einschließlich wenigstens eines Koaxialresonators bekannt. Um einen Mikrowellenfilter mit einer Mehrzahl von Resonatoren einschließlich wenigstens eines Koaxialresonators bereitzustellen, der eine ausreichende Unterdrückung von störenden Durchlassbändern oder Durchlassbändern höherer Ordnung bereitstellt, ohne Raum für zusätzliche Komponenten zu benötigen, hat das Mikrowellenfilter eine Mehrzahl von gekoppelten Resonatoren einschließlich wenigstens eines Koaxialresonators in Form eines Combline-Resonators. Der Innenleiter des Combline-Resonators ist mit einem zentralen Loch versehen, das von dem oberen Ende des Innenleiters über wenigstens einen Teil seiner Höhe verläuft. Dieses zentrale Loch bildet einen Wellenleiterabschnitt, der eine Abschneidefrequenz oberhalb des Durchlassbandes des Filters hat. Der untere Bereich des zentralen Lochs enthält ein verlustbehaftetes Material, das ein verlustbehaftetes dielektrisches Material sein kann, zum Beispiel Siliziumkarbid-Keramiken, oder ein verlustbehaftetes magnetisches Material, zum Beispiel ein Kunstharzmatrixmaterial, das mit magnetischem Material gefüllt ist.
Problem
Der Neuerung liegt gegenüber den bekannten Bandpassfiltern die Aufgabe zugrunde, ein rekonfigurierbares Filter anzugeben, bei dem die Abstimmung in einem breiten Durchstimmbereich der Mittenfrequenz des Filters bei gleichzeitig geringer relativer Bandbreite möglich ist und auch automatisch ablaufen kann, bis eine optimierte Filterkennlinie erreicht wird.
Erfindung
Dieses Problem wird, gemäß Schutzanspruch 1, gelöst durch ein rekonfigurierbares Bandpassfilter, bestehend aus mindestens einem durchstimmbaren planaren Kammfilter mit auf einer Trägerplatine angeordneten Varaktordioden, wobei zur automatischen Kalibrierung der Sperrspannungseinstellungen während des Betriebs, das rekonfigurierbare Bandpassfilter eine Filter-Steuereinheit aufweist, welche nach außen eine abstrahierte Schnittstelle zur Verfügung stellt, wobei mit der Filter-Steuereinheit ein Speicher verbunden ist, in welchem die Kalibrierdaten abgespeichert sind und wobei die Filter-Steuereinheit auf Basis der gespeicherten Daten (Lookup Table) selbst die bestmögliche Konfiguration von Abstimmspannungen ermittelt, um die gewünschte Filtercharakteristik zu approximieren.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Die Neuerung weist den Vorteil auf, dass infolge der Integration von Logik in die Filterschaltung ein intelligentes (Smart) Filter bereitgestellt wird, mit dem eine einfache Anpassung an den jeweiligen Einsatzfall unter Berücksichtigung von Randbedingungen wie Alterung und Temperatur während des Betriebs realisierbar ist, so dass ein aktives Reagieren auf ein verändertes Szenario sowie ein besserer Ausgleich von Produktionsstreuungen bzw. Bauteilgenauigkeiten möglich ist.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung
In Weiterbildung der Neuerung beinhaltet, gemäß Schutzanspruch 2, das Kammfilter auf der Trägerplatine angeordnete gegeneinander verschobene, beladene Leitungsresonatoren und die Varaktordioden sind in antiserieller Schaltung angeordnet, wobei deren Abstimmung durch Zuführung der notwendigen Sperrspannung komplett elektronisch erfolgt.
Diese Weiterbildung der Neuerung weist den Vorteil auf, dass die neuerungsgemäße Combline Struktur einen breiten Durchstimmbereich der Mittenfrequenz von 800 MHz bis 1300 MHz bei gleichzeitig geringer relativer Bandbreite von etwa 5% aufweist, wobei eine geringe Einfügedämpfung zwischen 4 und 5 dB realisiert wird.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Neuerung ist, gemäß Schutzanspruch 6, an die Filter-Steuereinheit ein Temperatursensor angeschlossen.
Diese Ausgestaltung der Neuerung weist den Vorteil auf, dass die Kalibrierung nicht nur bzgl. des Ausgangs erfolgen kann, sondern auch bzgl. Digital-Analog-Umsetzer, da die ausgegebene Spannung ebenfalls temperaturabhängig ist.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Neuerung wird, gemäß Schutzanspruch 9, zur Verbesserung der Filtercharakteristik mindestens ein durchstimmbarer planarer Saugkreis verwendet, welcher an die Übertragungsleitung angekoppelt ist.
Diese Ausgestaltung der Neuerung weist den Vorteil auf, dass durch gezielte Bedämpfung der an das Übertragungsband des Filters grenzenden Frequenzbereiche mittels der planaren Saugkreise die Filterflanken verbessert werden können.
Darstellung der Erfindung
Weitere Vorteile und Einzelheiten lassen sich der nachfolgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen der Neuerung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmen. In der Zeichnung zeigt:
1 das Schaltbild eines Kammfilters 5. Ordnung gemäß der Neuerung,
2 das Schaltbild eines Kammfilter 5. Ordnung gemäß dem Stand der Technik,
3 das Ersatzschaltbild eines Kammfilters beliebiger Ordnung,
4 die Kapazität einer Varaktordiode über Frequenz und Sperrspannung,
5 die Güte einer Varaktordiode über Frequenz und Sperrspannung,
6 die gemessene Transmission des Durchstimmbereichs des Kammfilters nach 1,
7 die gemessene S-Parameter des Kammfilters mit verstimmten Varaktordioden nach 1,
8 eine Ausführungsform mit zwei an eine Leitung gekoppelten durchstimmbaren Saugkreisen gemäß der Neuerung,
9a, b einen Vergleich der Feldlinienbilder: Schnitt in der Höhe des Koppelspalts, 9a: mit Massemetallisierung, 9b: Massemetallisierung teilweise entfernt,
10 die Übertragungseigenschaften der in 8 gezeigten Schaltung mit verbesserter Ankopplung durch Weglassen von Massefläche unter den Koppelschlitzen,
11 eine Schaltung aus Kammfilter 5. Ordnung und vier Saugkreisen gemäß der Neuerung,
12 die gemessene Transmission des Durchstimmbereichs des Kammfilters mit Saugkreisen nach 11,
13 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des verstellbaren Filter gemäß der Neuerung und
14 das Blockschaltbild für eine Applikation mit verstellbarem Filter gemäß der Neuerung.
Im Folgenden werden anhand der 1 bis 14 verschiedene Ausgestaltungen von neuerungsgemäßen rekonfigurierbaren Bandpassfiltern FI auf Basis von planaren Kammfiltern KF (insbesondere die neuerungsgemäße Kombination von abgewandelter Combline Struktur mit Varaktordioden V und durchstimmbaren Saugkreisen SK) beschrieben, welche beispielsweise auf dem technischen Gebiet Sekundärradarsysteme (UAT, bei 900 MHz; 1030 MHz für Abfragen/Übertragungsprotokoll, 1090 MHz Antworten/Identifizierungscodes) eingesetzt werden.
Das in 1 dargestellte neuerungsgemäße Combline Filter KF ist eine Weiterentwicklung des klassischen Kammfilters, im vorliegenden Fall Kammfilter 5. Ordnung, bei dem beladene Leitungsresonatoren LR gegeneinander verschoben sind. Die Darstellung zeigt eine vorzugsweise Ausgestaltung, bei der diese Verschiebung in Form eines Dreiecks erfolgt. Mit dieser Methode kann ein geringer Austausch von Bandbreite gegen Durchstimmbereich erfolgen. Zusätzlich vereinfacht sich damit die Platzierung der Kapazitäten, welche hier in Form eines Fächers angebracht werden. Dieses Vorgehen verringert die Streukapazitäten zwischen den SMD-Gehäusen, welche einen erheblichen Einfluss auf die Bandbreite und Flankensteilheit der Filter KF besitzen.
Um die relative Bandbreite kontrollieren zu können, wird hier eine Methode weiterentwickelt, die von M. Sanchez-Renedo, R. Gomez-Garcia, J. Alonso, C. Briso-Rodriguez in "Tunable Combline Filter with Continuous Control of Center Frequency and Bandwidth," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol. 53, pp. 191–199, 2005 für das UHF-Band veröffentlicht wurde. Die dort publizierte Idee, die Bandbreite durch Einsatz von verstimmten Resonatoren zur Verminderung der Kopplung zu reduzieren wird hier aufgegriffen und erweitert. Während dort mechanisch abstimmbare Kapazitäten zum Einsatz kommen, erfolgt neuerungsgemäß die Abstimmung komplett elektronisch, wodurch gewünschte Freiheitsgrade bei der Abstimmung besser und einfacher realisiert werden können. Dadurch kann die Bandbreite um 50% reduziert und diese zudem variabel gestaltet werden. Dabei werden die Varaktordioden V1, V2 in antiserieller Schaltung eingesetzt und die üblicherweise verwendete Festkapazität kann entfallen.
Desweiteren wird in einer vorzugsweisen Ausbildung der Erfindung die zur Durchstimmung der Varaktordioden V notwendige Sperrspannung nicht über eine Spule, sondern über einen hochohmigen Widerstand R zugeführt. Dies ist wegen des sehr geringen Sperrstroms durch die Varaktordiode, insbesondere V1 oder V2, möglich und erlaubt im Vergleich zum Stand der Technik eine günstigere Realisierung und einfachere Handhabung/Bauteileigenschaften. Bei der in 1 dargestellten Ausführungsform wurde zur Erfüllung der Anforderungen ein Filter 5. Ordnung gewählt. Bei der Optimierung der Schaltung stehen als Parameter folglich die individuelle Länge der Leitungsresonatoren LR (l₁ bis l₅), ihre Abstände S1 bis S4 und die Verschiebung relativ zueinander zur Verfügung. Weiterhin kann der Ort der Ankopplung mittels der Taps variiert werden.
Die Länge der Leitungsresonatoren LR wird etwa auf eine elektrische Länge von λ/8 bezogen auf die geometrische Mitte des Durchstimmbereichs
dimensioniert. Die Dimensionierung der Leitungsbreite kann beispielsweise wie in R. Trommer, "Entwicklung eines elektronisch durchstimmbaren Bandpassfilters von 900 bis 1300 MHz," Master's thesis, LHFT, Friedrich-Alexander Universität Erlangen-Nürnberg, 2009. beschrieben erfolgen. Die Abstände und Verschiebungen haben Auswirkungen auf Einfügedämpfung, Durchstimmspektrum, sowie die relative Bandbreite des Filters KF.
Um eine möglichst geringe Bandbreite zu erreichen sind Varaktordioden V mit möglichst hoher Güte notwendig. Die einstellbare Kapazität C sollte innerhalb der mit
errechneten Grenzen liegen. Dabei stellt Z die Leitungsimpedanz des Resonators, f₀ die entsprechende Resonanzfrequenz und θ₀ die zugehörige elektrische Länge dar.
Bei einem Ausführungsbeispiel wurde als Varaktordiode, insbesondere V1 oder V2, die Diode BBY53 von Infineon eingesetzt, die mit 1.7 pF bis 8 pF bei 1.1 GHz einen ausreichenden Stellbereich der Kapazität bietet. Neben der verhältnismäßig hohen Güte zwischen 40 und 70 (Güte des Leitungsresonators max. 200), hat diese Diode den Vorteil, ihren Kapazitätsbereich in einem geringen Sperrspannungsbereich von 0 bis 6 V voll durchstimmen zu können. Dieser Umstand erleichtert die Ansteuerung der Schaltung mittels eines mehrkanaligen D/A-Wandlers. Als Substratmaterial wurde Arlon 1000 gewählt, welches durch seine hohe relative Dielektrizitätskonstante von ε_r = 10 und einem geringen Verlustwinkel von tanδ = 0.003 ein sehr geeignetes Material für die vorliegende Anwendung darstellt.
Die Kapazität einer Varaktordiode ist eine Funktion, welche über der Frequenz bis zur Resonanz zunimmt. Die dabei erreichte Güte ist dabei zu geringem Maß von der Sperrspannung und zum Großteil von der Einsatzfrequenz abhängig. Für das Beispiel Diode BBY53 sind die Ergebnisse der Kapazitätsmessung über der Sperrspannung und Einsatzfrequenz in 4 dargestellt. Bei geringer Sperrspannung kommt die Resonanzfrequenz in die Nähe von 2 GHz. Dies ist nahe an der oberen Grenze der Einsatzfrequenz des Filters und kann wegen der dann erhöhten Sperrdämpfung als positiv für die Filtereigenschaften gewertet werden.
Neben der Kapazität hängt auch die Güte der BBY53 Diode von Sperrspannung und Frequenz ab. Die zugehörigen Messergebnisse in 5 zeigen, dass die Diode für den Einsatz im Frequenzbereich von 800 MHz bis 1300 MHz eine Güte von 40 bis 70 aufweist. Für Frequenzen oberhalb des Durchlassbereichs kann bei geringer Sperrspannung eine deutlich verminderte Güte unterhalb von 20 festgestellt werden. Für den Durchlassbereich ist dies irrelevant, die verminderte Güte kommt nur im Sperrbereich zum Tragen.
Mit den gemessenen Diodeneigenschaften kann nun eine numerische Optimierung der Kammfilterstruktur mittels elektromagnetischer Feldsimulation erfolgen. Die Optimierung kann beispielsweise mittels genetischer Algorithmen durchgeführt werden. Ein schwerwiegendes Problem der Feldsimulationen ist jedoch, dass die Effekte der Diodengehäuse nicht mit berücksichtigt werden können. Die neuerungsgemäße Anordnung der Dioden V in Form eines Fächers kann den Effekt zwar vermindern, jedoch zeigt sich im Vergleich von Simulation und Messung in 6 dennoch ein starker Einfluss von Streukapazitäten. Es lässt sich eine stärkere Abweichung von Simulation und Messung bei einem Durchlassbereich am oberen Ende des Einsatzfrequenzbereichs erkennen. Dabei verbreitert sich der Durchlassbereich und die linke Filterflanke erscheint weniger steil, was als Indiz für parasitäre Koppelkapazitäten gewertet werden kann.
Gemäß der Neuerung werden zur Reduzierung der Effekte parasitärer Koppelkapazitäten ungehäuste Dioden, insbesondere V1 oder V2, eingesetzt, wobei die in einem Ausführungsbeispiel erreichten Werte einer 3 dB Bandbreite des Durchlassbereichs von 115 MHz bis 185 MHz einer relativen Bandbreite von 14% entsprechen. Bei der vorliegenden Messung wurden alle Varaktordioden, insbesondere V1 oder V2, auf die gleiche Sperrspannung von Ux = 1 V für den Fall des unteren Durchlassbereichs (Mittenfrequenz 800 MHz) und Ux = 5 V für den oberen Durchlassbereich (Mittenfrequenz 1380 MHz) eingestellt. Die erreichte Einfügedämpfung liegt dabei zwischen 2.8 dB und 4 dB.
Um die Bandbreite weiter zu verringern, wird gemäß der Neuerung für jedes Diodenpaar V1, V2 (= Verstimmung einzelner Leitungsresonatoren) eine separate Sperrspannung gewählt. Im Experiment zeigte sich, dass symmetrische Spannungskonfigurationen die besten Ergebnisse lieferten. In 7 sind die Messergebnisse der Konfiguration für eine Mittenfrequenz von 1090 MHz und U1 = 3.0 V, U2 = 4.0 V, U3 = 2.8 V, U4 = 4.0 V, US = 3.0 V zu sehen. Dadurch werden die von U2 und U4 gesteuerten Resonatoren LR zu einer höheren Frequenz hin verstimmt. Dieses Vorgehen führt zu einer deutlichen Bedämpfung der oberen Hälfte des bisherigen Durchlassbereichs, was eine deutlich verminderte Bandbreite zur Folge hat. So kann die relative Bandbreite von 14% auf 7% (entspricht 76 MHz) halbiert werden, wobei sich gleichzeitig die Einfügedämpfung nur geringfügig um 0,3 dB auf 3,3 dB erhöht. Allerdings fällt auf, dass bei 1400 MHz ein weiterer Durchlassbereich entstanden ist, der aber bereits mit 23 dB bedämpft ist. Zusätzlich kann beobachtet werden, dass die rechte Filterflanke nun eine ähnlich schwache Steilheit aufweist wie die linke Flanke. Die neuerungsgemäße Maßnahme der Verwendung symmetrischer Spannungskonfigurationen für separate Sperrspannungen für jedes Diodenpaar V1, V2 weist den Vorteil eines einfacheren Abstimmalgorithmus infolge weniger Abstimmspannungen auf.
Um die Filterflanken weiter zu verbessern, werden gemäß der Neuerung durchstimmbare planare Saugkreise SK eingesetzt. Saug- oder Sperrkreise SK haben die Eigenschaft, Leistung in einer scharf begrenzten Bandbreite zu absorbieren wie dies von H. Ishida and K. Araki in "Coupled-Line Sharp Notch Filter with Significant Improvement of Attenuation," in Asia-Pcific Microwave Conference, 2006 beschrieben ist. Aufgrund der Definition der Resonanzfrequenz eines gesplitteten Ringresonators über ihre elektrische Länge sind diese Strukturen ebenfalls gut zur kapazitiven Belastung mit Varaktoren geeignet, wodurch sich deren Resonanzfrequenz elektronisch einstellen lässt. Ein solcher Ringresonator kann im Ersatzschaltbild als einfacher Parallelschwingkreis betrachtet werden. Die Ankopplung an die Übertragungsleitung erfolgt dann in der Regel kapazitiv.
Die Verwendung von belasteten, gesplitteten Ringresonatoren ist z. B. aus A. Genc und R. Baktur, "A tunable bandpass filter based on varactor loaded splitring resonators," Microwave and Optical Technology Letters, vol. 51, pp. 2394–2396, 2009 bekannt. Der Einsatz einer solchen Struktur im Frequenzbereich von 800 MHz bis 1300 MHz ist jedoch aufgrund der relativ großen Abmessungen problematisch, da der Umfang der Struktur eine ganze Wellenlänge betragen sollte. Eine deutliche Platzersparnis ergibt sich aus der Verwendung einer gefalteten Struktur, siehe 8, die bei gleichem Umfang eine deutlich geringere Fläche einnimmt. Erneut werden die Dioden V1, V2 paarweise und in antiserieller Schaltung eingesetzt, die Zuführung der Sperrspannung erfolgt wieder über einen entsprechend dimensionierten hochohmigen Widerstand R.
Wichtig für die Funktion als Saugkreis SK ist neben der erreichten Güte die kapazitive Ankopplung an die Übertragungsleitung. Hier sind insbesondere die Breite der verwendeten Schlitze zwischen der Übertragungsleitung und den Saugkreisen SK von Bedeutung. Je schmaler die Schlitze gefertigt werden können, desto besser gestaltet sich die Ankopplung an die Übertragungsleitung und damit auch die Leistungsentnahme bei der Resonanzfrequenz des Saugkreises. Durch den Fertigungsprozess sind hier jedoch Schranken gesetzt. Selbst bei Verwendung von Dünnfilmtechnik sind Schlitzbreiten von unter 25 μm problematisch. Um aufwendige Fertigungstechniken zu vermeiden, kann die Ankopplung durch Aussparungen in der Rückseitenmetallisierung verbessert werden, wie dies von R. Rehner, D. Schneiderbanger, M. Sterns, S. Martius, and L.-P. Schmidt, "Novel Coupled Microstrip Wideband Filters with Spurious Response Suppression," in EuMW, 2007 beschrieben ist. Entfernt man die Massefläche unter den Koppelschlitzen, so wird das Feld stärker in den Koppelschlitz gedrängt, wodurch schärfer ausgeprägte Einkerbungen im Frequenzbereich (Notches) entstehen. Durch Einsatz von elektromagnetischen Feldsimulationen kann diese Feldkonzentration anschaulich gezeigt werden, siehe 9. Im Vergleich zum Feldbild der Schaltung mit Massefläche ist das Feld deutlich stärker in den Koppelschlitzen konzentriert. Durch Einsatz dieser Technik konnte die Ankopplung des vorliegenden Filters um etwa 2–3 dB verbessert werden.
Ein Vergleich der numerischen Ergebnisse mit den Messwerten ist für einen Saugkreis, d. h. SK1, SK2... in 10 gezeigt. Die Simulation weist eine etwas bessere Sperrdämpfung auf und die Resonanzen liegen nicht exakt übereinander. Die Bandbreite der Resonanzen stimmt jedoch relativ gut überein. Wie erwartet, ergeben sich auch bei ganzzahligen Vielfachen der eingestellten Wellenlänge entsprechende Resonanzen, welche sogar deutlich stärker ausfallen, als die Resonanz bei der Fundamentalfrequenz. Da die dritte Resonanz stärker als die zweite Resonanz ausgeprägt ist, könnte – für die Anwendung als Saugkreis – auch der Saugkreis d. h. SK1, SK2... verlängert und die dritte Resonanz genutzt werden. Allerdings müsste dann die Struktur vergrößert werden, so dass im vorgesehenen Anwendungsfall die doppelte der Grundresonanz gewählt wurde.
Um minimale Bandbreite mit erhöhter Flankensteilheit zu kombinieren, wird das neuerungsgemäße rekonfigurierbare Bandpassfilter FI auf Basis eines Kammfilter (im Beispiel 5. Ordnung) um Saugkreise (im Beispiel um insgesamt vier) SK1, SK2, ... erweitert. Die gefertigte Gesamtschaltung ist in 11 dargestellt. Die Strukturen sind entsprechend platzsparend angeordnet. Die Zuführung der Sperrspannungen Ux für die Varaktordioden V erfolgt über eine aufgesteckte Hilfsplatine. Der Anschluss der Signale an das Filter erfolgt mittels Koaxialbuchsen (SB1, SB2). Sämtliche Leitungen sind zum Schutz vor Oxidbildung galvanisch vergoldet.
Für die Messung des Transmissionsverhaltens des rekonfigurierbaren Bandpassfilters FI sind die Sperrspannungen für das Kammfilter bereits zur Reduktion der Bandbreite verstimmt. Die Resonanzfrequenzen der Saugkreise (SK1, SK2, ...) sind im dargestellten Beispiel so gewählt, dass zwei Resonanzen knapp vor und hinter dem Durchlassbereich zum Liegen kommen. 12 zeigt die Messergebnisse dieser Konfiguration für drei Frequenzen aus dem Verstimmbereich (800 MHz, 1090 MHz und 1300 MHz). Bei den Messwerten für eine Mittenfrequenz von 800 MHz und 1090 MHz ist eine deutliche Verbesserung der Flankensteilheit zu erkennen. Rechnerisch bleibt die 3 dB Bandbreite des Filters zwar gleich, die Sperrdämpfung für mögliche Störer kann jedoch je nach Szenario erheblich erhöht werden. Für den Durchlassbereich bei 1300 MHz reicht der Abstimmbereich der Saugkreise nicht mehr aus, um die rechte Flanke zu bedämpfen. Zudem nimmt auch die Möglichkeit der Verstimmung des Kammfilters KF ab, da sämtliche Varaktordioden V1, V2 bereits an ihr oberes Sperrspannungslimit gelangen. Als Nachteil der zusätzlichen Saugkreise, d. h. SK1, SK2... ist die etwas erhöhte Dämpfung im Durchlassbereich zu nennen. Je nach Abstimmung ist hier mit einer zusätzlichen Dämpfung von 1 bis 2 dB zu rechnen.
Bei dem neuerungsgemäßen rekonfigurierbaren Bandpassfilter FI wird durch geeignete Zusatzmaßnahmen und Modifikationen die relative Bandbreite eines Kammfilters erheblich verringert. Dabei muss nicht auf einen breiten spektralen Durchstimmbereich verzichtet werden. Das Konzept der Verstimmung einzelner Leitungsresonatoren LR konnte erfolgreich zur Reduktion der Bandbreite genutzt werden. Der Einsatz von zusätzlichen Saugkreisen SK erlaubt eine sehr flexible Bedämpfung von Störern.
Die Möglichkeit, durch die getrennt steuerbaren Sperrspannungen und neuerungsgemäße Integration eines Mikroprozessors/Mikrocomputers Filter-Steuereinheit FS (siehe 13) in das Filter auf ein verändertes Szenario aktiv zu reagieren, lassen das neuerungsgemäße Filterkonzept besonders vorteilhaft erscheinen. Der Mikroprozessor/Mikrocomputer/Filter-Steuereinheit FS stellt nach außen eine abstrahierte Schnittstelle zur Verfügung. Als geeigneter Algorithmus zur automatischen Kalibrierung der notwendigen Sperrspannungseinstellungen könnten Optimierungsverfahren wie die Gradientenmethode, genetische Algorithmen oder Verfahren auf Basis von neuronalen Netzen zum Einsatz kommen. Es müssen somit nicht die einzelnen Abstimmspannungen übertragen werden, sondern lediglich die gewünschten Filterparameter wie Mittenfrequenz des Durchlassbereichs, 3 dB Bandbreite, Dämpfung bei einer bestimmten Störfrequenz. Das Filter FI ermittelt dann auf Basis der gespeicherten Daten (Lookup Table) selbst die bestmögliche Konfiguration von Abstimmspannungen um die gewünschte Filtercharakteristik zu approximieren. Die Einstellung kann initial, insbesondere Kalibrierung im Werk und Ablage der Werte in einem Speicher SP, beispielsweise EPROM, erfolgen und dann während des Betriebs auf den Temperaturbereich und Alterung angepasst werden. Zur Temperaturbeherrschung können Referenzkurven verwendet werden, die aus Versuchen im Klimaschrank ermittelt werden. Die Kalibrierung kann nicht nur bzgl. des Ausgangs erfolgen, sondern auch bzgl. Digital-Analog-Umsetzer DAC, da die ausgegebene Spannung ebenfalls temperaturabhängig ist.
13 zeigt das Blockschaltbild eines rekonfigurierbaren Filters FI gemäß der Neuerung. Das Filter FI ist in diesem Ausführungsbeispiel durch einen Bandpass und zwei Bandsperren (Saugkreise, d. h. SK1, SK2) realisiert, die von einer Filter-Steuereinheit FS gemäß den jeweiligen Anforderungen eingestellt werden. Diese Einstellung erfolgt mittels Digital-Analog-Umsetzer DAC und, falls nötig, zusätzliche Verstärker zur Verstärkung der DAC-Signale. Die Saugkreise SK ermöglichen eine genaue Abstimmung, da sie ein spektral scharfes Minimum der Durchlasskennlinie erzeugen, welche durch fein aufgelöste Sperrspannungen sehr genau positioniert werden können (durch die Erzeugung über DAC, z. B. mit 10 bit Auflösung 1024 Stufen), Die Filter-Steuereinheit FS besitzt hierzu Schnittstellen zur Übergabe von Sollparametern (3), zur Ausgabe von Statusinformationen (4) sowie zu Steuerung und Informationsaustausch für einen Fertigungsabgleich (5). Außerdem sind an die Filter-Steuereinheit FS ein Temperatursensor TS sowie ein Speicher SP für Kalibrierdaten angeschlossen.
Die Steuereinheit FS kann somit anhand der aktuellen Temperaturdaten und mittels der Kalibrierdaten aus den Sollparametern die notwendigen Einstellungen der DA-Umsetzer DAC bestimmen. Mittels Status-Ausgang kann bspw. die Gültigkeit der Parameter und der Abschluss eines Einstellvorgangs angezeigt werden. Während der Fertigung des rekonfigurierbaren Filters FI werden mit Hilfe externer Messgeräte die Kalibrierdaten bestimmt und mittels Schnittstelle für den Fertigungsabgleich im Filter abgespeichert.
14 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels zum Einsatz des Filters FI in einem übergeordneten System, das neben dem eigentlichen Betrieb auch die Verifikation und Nachkalibrierung des rekonfigurierbaren Filters FI erlaubt. Die verbesserte Analysemöglichkeit des Bandes und adaptive Störerunterdrückung, insbesondere Spektralanalyse des Bandes und adaptive Konfiguration des Filters FI (Kammfilter KF und Saugkreise SK1, SK2, ...) kann zur Unterdrückung von Störern und zur Steigerung der Empfindlichkeit des Empfangssystems genutzt werden. Der Eingang des Filters FI lässt sich per Schalter S1 entweder mit einem Antennensignal ANT oder mit einem Testgenerator TG verbinden, der Ausgang über einen weiteren Schalter S2 entweder mit dem eigentlichen Empfänger RX oder einem Detektor DT zur Vermessung der Filtercharakteristik. Die Steuerung der Verifikation und Nachkalibrierung erfolgt durch eine zentrale Systemsteuereinheit SSt, die hierzu die vorhandenen Schnittstellen (3, 4 und 5; vergleiche 13) des Filters nutzt und über die Schalter S1 und S2 die Beschaltung des Filters vornimmt. Die Schalterstellungen werden dabei abhängig vom gewünschten Modus gewählt, wobei Betrieb (S1/S2 = A/C), Test und Kalibrierung (B/D) oder Spektralanalyse (A/D) möglich sind. Die letzte Schalterstellung (A/D) nutzt das rekonfigurierbare Filter FI zur Frequenzselektion und erlaubt zusammen mit dem Detektor DT eine Spektralanalyse des Antennensignals ANT, wodurch, wie bereits beschrieben, vorteilhafterweise eine Analyse (Sweep) des kompletten interessierenden Frequenzbandes möglich ist.
Weitere Verbesserungen sind durch den Einsatz von Materialien mit höherer Dielektrizitätszahl erreichbar. Damit können sowohl die Güten der Resonatoren LR erhöht werden, als auch die Abmessungen der Strukturen weiter schrumpfen. Zusätzlich können ungehäuste Varaktordioden V mit höherer Güte eingesetzt werden, um die parasitären Koppelkapazitäten zwischen den Gehäusen zu eliminieren.
Im Rahmen der Neuerung kann auch eine Selbstkalibrierung des Filters FI, insbesondere zur Berücksichtigung der Alterung, ermöglicht werden. Hierzu könnte die Betriebszeit bspw. mitgezählt werden (ohne Lagerung) oder das Fertigungsdatum könnte außerdem im Speicher SP (beispielsweise EPROM) festgehalten werden. Weiterhin besteht die Möglichkeit der Nutzung eines auf dem System vorhandenen Testgenerators TG, welcher aus Platzgründen meistens nicht in das Filter selbst integriert wird. Mittels einer spektral durchstimmbaren Referenzquelle kann ein Selbsttest des Filters im System erfolgen, wobei der notwendige Detektor DT häufig ebenfalls nicht im Filter selbst enthalten sein wird, sondern im System vorhanden ist, in welchem das Filter eingesetzt wird. Der Testgenerator kann dabei zur Verifikation bzw. für einen einfachen Abgleich (z. B. Vermessung in 3 Punkten) genutzt werden, was im Vergleich zur Neukalibrierung im Betrieb einfacher ist.
Im Rahmen der Neuerung können mehrere derartige Filter KF und SK für ein Gesamtfilter FI (siehe 13: Beispiel mit 3 Filter) eingesetzt werden. Mit zwei Kammfiltern KF geringerer Ordnung (z. B. 3) kann durch Hintereinanderschalten eine geringere Bandbreite erzielt werden, als mit einem einzelnen Kammfilter KF höherer Ordnung (bei gleicher Einfügedämpfung). Eine mögliche Erklärung ist die parasitäre Verkopplung sämtlicher im Filter KF vorhandenen Resonatoren LR. Bei zwei hintereinandergeschalteten Kammfiltern KF kann die Entkopplung erhöht werden, was die Gesamtgüte steigert. Dabei können beide Kammfilter KF über eine gemeinsame Mikroprozessor/Mikrocomputer/Filter-Steuereinheit FS parametriert werden (Parameter (z. B.): Zielfrequenz, zu unterdrückende Frequenz (Sperrfrequenz), Bandbreite, Einfügedämpfung), wodurch sich als Vorteil neue Möglichkeiten zur Anpassung auf die aktuelle Situation (z. B. Mobilfunkmast in der Nähe) ergeben. Vorzugsweise er folgt die Optimierung mittels Gradientenverfahren. Zur Anpassung auf die am Standort vorliegende Empfangssituation bezüglich Störquellen kann mittels Spektralanalyse eine Wunschfilterkurve erstellt werden. Daraus können dann die zu wählende Mittenfrequenz von Bandpass und Saugkreisen d. h. SK1, SK2... ermittelt und eingestellt werden. Weiterhin ist eine Analyse (Sweep) über das komplette Frequenzband (Durchstimmbereich) möglich, um Störer zu finden. Während bei nur einem Kammfilter KF, dieses ggf. gesättigt wird und daher der Störer nicht mehr erkennbar ist, ist bei zwei Filtern KF, die gegeneinander verschoben sind, der Störer wieder erkennbar.
Die Neuerung ist nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern umfasst auch alle im Sinne der Neuerung gleichwirkenden Ausführungen. Ferner ist die Erfindung bislang auch noch nicht auf die im Schutzanspruch 1 definierte Merkmalskombination beschränkt, sondern kann auch durch jede beliebige andere Kombination von bestimmten Merkmalen aller insgesamt offenbarten Einzelmerkmale definiert sein. Dies bedeutet, dass jedes Einzelmerkmal des Schutzanspruchs 1 weggelassen bzw. durch mindestens ein an anderer Stelle der Anmeldung offenbartes Einzelmerkmal ersetzt werden kann.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

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Zitierte Nicht-Patentliteratur

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Claims

Rekonfigurierbares Bandpassfilter, (FI) bestehend aus mindestens einem durchstimmbaren planaren Kammfilter (KF) mit auf einer Trägerplatine (T) angeordneten Varaktordioden (V1, V2), dadurch gekennzeichnet, dass zur automatischen Kalibrierung der Sperrspannungseinstellungen während des Betriebs, das rekonfigurierbare Bandpassfilter (FI) eine Filter-Steuereinheit (FS) aufweist, welche nach außen eine abstrahierte Schnittstelle zur Verfügung stellt, dass mit der Filter-Steuereinheit (FS) ein Speicher (SP) verbunden ist, in welchem die Kalibrierdaten abgespeichert sind und dass die Filter-Steuereinheit (FS) auf Basis der gespeicherten Daten (Lookup Table) selbst die bestmögliche Konfiguration von Abstimmspannungen ermittelt, um die gewünschte Filtercharakteristik zu approximieren.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Kammfilter (KF) auf der Trägerplatine (T) angeordnete gegeneinander verschobene, beladene Leitungsresonatoren (LR) beinhaltet und dass die Varaktordioden (V1, V2) in antiserieller Schaltung angeordnet sind und deren Abstimmung durch Zuführung der notwendigen Sperrspannung komplett elektronisch erfolgt.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Durchstimmung der Varaktordioden (V1, V2) notwendige Sperrspannung über einen hochohmigen Widerstand (R) zugeführt wird.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungsresonatoren (LR) auf der Trägerplatine (T) in Form eines Dreiecks gegeneinander verschoben sind.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Varaktordiodenpaare (V1, V2) auf der Trägerplatine (T) in Form eines Fächers angebracht sind.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass an die Filter-Steuereinheit (FS) ein Temperatursensor (TS) angeschlossen ist.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ungehäuste Varaktordioden (V) eingesetzt werden.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass für jedes Diodenpaar (V1, V2) eine separate Sperrspannung gewählt wird.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verbesserung der Filtercharakteristik mindestens ein durchstimmbarer planarer Saugkreis (SK1, SK2, ...) verwendet wird, welcher an die Übertragungsleitung angekoppelt ist.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass schmale Schlitze zwischen der Übertragungsleitung und den Saugkreisen (SK1, SK2, ...) zur Ankopplung an die Übertragungsleitung vorgesehen sind.
Rekonfigurierbares Bandpassfilter (FI) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verbesserung der Ankopplung Aussparungen in der Rückseitenmetallisierung der Trägerplatine (T) vorgesehen sind.