DE102014119624B4 - Abstimmbarer Hochfrequenzfilter mit niedriger Dämpfung - Google Patents

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Abstract

Ein Hochfrequenz-(HF)-Filter (10) umfassend:einen Signalübertragungsweg (12), der einen Eingang (14) und einen Ausgang (16) hat;eine Mehrzahl von resonanten Elementen (18), die entlang des Signalübertragungswegs (12) zwischen dem Eingang (14) und dem Ausgang (16) vorgesehen sind;eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen (22), die die resonanten Elemente (18) zusammenkoppeln, um ein Stoppband (32) zu bilden, das eine Mehrzahl von Übertragungsnullstellen (30) hat, die entsprechenden Frequenzen der resonanten Elemente (18) entsprechen, und zumindest ein Unterband (36) zwischen den Übertragungsnullstellen (30), wobei die nicht resonanten Elemente (22) zumindest ein variables nicht resonantes Element umfassen, um selektiv zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) innerhalb des Stoppbandes (32) einzuführen, um ein Durchgangsband (38) in einem ausgewählten der Unterbänder (36) zu erzeugen; undeinen elektrischen Controller (124), der dazu konfiguriert ist, eine Betriebstemperatur zu empfangen und das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) auf der Grundlage der empfangenen Betriebstemperatur dynamisch anzupassen, um Veränderungen der Betriebstemperatur zu kompensieren, wobei dadurch die zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) entlang des Stoppbandes (32) bewegt wird, um das Durchgangsband (38) selektiv innerhalb des ausgewählten Unterbandes (36) zu bewegen.

Description

  • Feld der Erfindung
  • Die vorliegenden Erfindungen beziehen sich allgemein auf Mikrowellenschaltkreise und insbesondere auf Mikrowellenbandpassfilter.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Elektrische Filter werden schon lange bei der Verarbeitung von elektrischen Signalen benutzt. Insbesondere werden solche elektrischen Filter benutzt, um gewünschte elektrische Signalfrequenzen aus einem Eingangssignal auszuwählen, indem gewünschte Signalfrequenzen durchgelassen werden, während andere unerwünschte elektrische Signalfrequenzen abgeblockt oder gedämpft werden. Filter können in einige allgemeine Kategorien klassifiziert werden, die Tiefpassfilter, Hochpassfilter, Bandpassfilter und Bandstoppfilter umfassen, die indikativ sind für die Art von Frequenzen, die von dem Filter selektiv durchgelassen werden. Filter können weiter durch den Typ klassifiziert werden wie Butterworth, Tschebyscheff, Inverser Tschebyscheff und Elliptisch, die indikativ sind für die Art von Bandformfrequenzantwort (Frequenzabschneidecharakteristik), die der Filter relativ zu der idealen Frequenzantwort bereitstellt.
  • Die Art des verwendeten Filters hängt oft von der beabsichtigten Verwendung ab. Bei Kommunikationsanwendungen werden üblicherweise Bandpassfilter in Mobilfunkbasisstationen und anderem Telekommunikationsgerät verwendet, um HF-Signale in allen außer einem oder mehreren vordefinierten Bändern auszufiltern oder abzublocken. Beispielsweise werden solche Filter typischerweise in einem Empfänger-Frontend verwendet, um Rauschen und andere unerwünschte Signale auszufiltern, die Komponenten des Empfängers in der Basisstation oder dem Telekommunikationsgerät schädigen würden. Das Platzieren eines scharf definierten Bandpassfilters direkt am Empfängerantenneneingang wird oft verschiedene nachteilige Effekte eliminieren, die von starken interferierenden Signalen bei Frequenzen nahe der gewünschten Signalfrequenz herrühren. Wegen des Ortes des Filters am Empfängerantenneneingang muss die Einfügedämpfung sehr niedrig sein, um die Rauschzahl nicht herabzusetzen. Bei den meisten Filtertechnologien erfordert das Erreichen einer niedrigen Einfügedämpfung einen entsprechenden Kompromiss bei der Filtersteilheit oder -selektivität.
  • Bei kommerziellen Telekommunikationsanwendungen ist es oft wünschenswert, unter Verwendung von Filtern mit engem Band das kleinstmögliche Durchgangsband auszufiltern, um es so zu ermöglichen, ein festes Frequenzspektrum in die größtmögliche Zahl von Frequenzbändern aufzuteilen, so dass dadurch die tatsächliche Zahl der Nutzer, die in das festgelegte Spektrum eingepasst werden können, vergrößert wird. Mit dem dramatischen Anstieg der drahtlosen Kommunikation sollte ein solches Filtern einen hohen Grad an sowohl Selektivität (die Fähigkeit, zwischen Signalen zu unterscheiden, die durch kleine Frequenzunterschiede getrennt sind) wie auch Sensitivität (die Fähigkeit, schwache Signale zu empfangen) in einem zunehmend feindlichen Frequenzspektrum bereitstellen. Von ganz besonderer Bedeutung sind die Frequenzbereiche von 800-900 MHz für analoge Mobilfunkkommunikation und von 1800-2200 MHz für persönliche Kommunikationsdienste (PCS).
  • Von besonderem Interesse für die vorliegende Erfindung ist das Bedürfnis nach einem abstimmbaren Filter mit hohem Gütefaktor Q (d. h. dem Maß der Fähigkeit, Energie zu speichern, und daher umgekehrt verknüpft mit seiner Verlustleistung oder Lossiness) und niedriger Einfügedämpfung in einem weiten Bereich von Mikrowellen- und HF-Anwendungen sowohl bei militärischer Kommunikation (z. B. Radar) und elektronischem Nachrichtendienst (ELINT) wie auch in den kommerziellen Bereichen wie bei verschiedenen Kommunikationsanwendungen einschließlich Mobilfunk. In vielen Anwendungen muss ein Empfängerfilter abstimmbar sein, um entweder eine gewünschte Frequenz auszuwählen oder eine interferierende Signalfrequenz abzufangen. Daher bietet die Einführung eines linearen abstimmbaren Bandpassfilters zwischen der Empfängerantenne und dem ersten nicht linearen Element (typischerweise ein Verstärker oder Mischer mit niedrigem Rauschen) in dem Empfänger substantielle Vorteile in einem weiten Bereich von HF-Mikrowellensystemen, vorausgesetzt, dass die Einfügedämpfung sehr niedrig ist.
  • Beispielsweise kann bei kommerziellen Anwendungen der 1800-2000 MHz Frequenzbereich, der für PCS verwendet wird, in mehrere engere Frequenzbänder (A-F Bänder) unterteilt werden, von denen nur eine Untermenge von einem Telekommunikationsbetreiber in irgendeinem gegebenen Gebiet verwendet werden kann. Daher wäre es nützlich für Basisstationen und Handgeräte, wenn sie in der Lage wären, so umkonfiguriert zu werden, dass sie mit irgendeiner ausgewählten Untermenge dieser Frequenzbänder arbeiten können. Als anderes Beispiel können bei Radarsystemen interferierende Signale mit hoher Amplitude entweder von „freundlichen“ nahe gelegenen Quellen oder von Störsendern Empfänger unempfindlich machen oder mit Stördatensignallevels mit hoher Amplitude intermodulieren, um falsche Zielindikationen zu liefern. Daher werden Radarwarnsysteme in Umgebungen mit hoher Signaldichte häufig völlig unbrauchbar, so dass in diesem Fall ein Frequenzspringen („frequency hopping“) nützlich wäre.
  • Mikrowellenfilter werden allgemein unter Verwendung von zwei Schaltungsbausteinen gebaut: einer Mehrzahl von Resonatoren, die Energie bei einer Frequenz, f0, sehr effizient speichern, und Kopplungen, welche die elektromagnetische Energie zwischen den Resonatoren koppeln, um mehrere Stufen oder Pole zu bilden. Beispielsweise kann ein Vierpolfilter vier Resonatoren einschließen. Die Stärke einer gegebenen Kopplung ist durch ihre Reaktanz (d. h. Induktivität und/oder Kapazität) bestimmt. Die relativen Stärken der Kopplungen bestimmen die Filterform, und die Topologie der Kopplungen bestimmt, ob der Filter eine Bandpass- oder eine Bandstoppfunktion leistet. Die Resonanzfrequenz f0 ist im Wesentlichen durch die Induktivität und Kapazität des jeweiligen Resonators bestimmt. Für konventionelle Filterdesigns ist die Frequenz, bei der der Filter aktiv ist, durch die Resonanzfrequenzen der Resonatoren bestimmt, die den Filter bilden. Jeder Resonator muss einen sehr niedrigen inneren Widerstand haben, um es aus den oben diskutierten Gründen zu möglichen, dass die Antwort des Filters scharf und hochselektiv ist. Diese Forderung nach niedrigem Widerstand pflegt die Größe und die Kosten der Resonatoren für eine gegebene Technologie zu treiben.
  • Filter mit fester Frequenz werden typischerweise gestaltet, um die Anzahl der erforderlichen Resonatoren zu minimieren, die erforderlich sind, um eine gewisse Form zu erreichen, da die Größe und die Kosten eines konventionellen Filters linear mit der Anzahl der Resonatoren wachsen, die erforderlich sind, ihn zu realisieren. Wie dies auch bei Halbleitergeräten der Fall ist, sind fotolithografisch definierte Filterstrukturen (wie solche in Hochtemperatursupraleitern (HTS), mikroelektromechanischen Systemen (MEMS) und Schicht-Bulk-Akustik-Resonator-(FBAR)-Filtern) viel weniger empfindlich für diese Art von Größen und Kostenskalierung als konventionelle Combline- oder dielektrische Filter.
  • Die heute verwendeten Herangehensweisen um abstimmbare Filter zu gestalten, folgen der gleichen Herangehensweise, wie sie oben für Filter mit fester Frequenz beschrieben worden ist. Sie führen daher zu sehr effizienten, effektiven und einfachen Schaltkreisen, d. h. sie führen zu dem einfachsten Schaltkreis, der erforderlich ist, eine gegebene Filterantwort zu realisieren. Bei Abstimmtechniken aus dem Stand der Technik werden alle Resonanzfrequenzen des Filters angepasst, um die Frequenz des Filters abzustimmen. Wenn es beispielsweise gewünscht ist, das Arbeitsfrequenzband der Vorrichtung um 50 MHz zu erhöhen, müssen alle Resonanzfrequenzen der engen Bandfilter um 50 MHz erhöht werden. Während diese bekannte Technik im Allgemeinen erfolgreich gewesen ist, um das Frequenzband anzupassen, bringt sie unvermeidlich einen Widerstand in die Resonatoren ein, so dass dadurch in nachteiliger Weise die Einfügedämpfung des Filters vergrößert wird.
  • Obwohl HTS-Filter abgestimmt werden können, ohne einen signifikanten Widerstand in die Resonatoren einzubringen, indem mechanisch eine HTS-Platte über jeden Resonator in dem Filter bewegt wird, um seine Resonanzfrequenz zu verändern, ist eine solche Technik inhärent langsam (in der Größenordnung von Sekunden) und erfordert relativ große dreidimensionale Abstimmstrukturen. Die Einfügedämpfung kann in sogenannten umgeschalteten („switched“) Filterdesigns reduziert sein; diese Designs führen jedoch immer noch eine substanzielle Menge an Dämpfung zwischen den Umschaltzeiten ein und erfordern zusätzliche Resonatoren. Die Einfügedämpfung eines Filtersystems kann beispielsweise reduziert werden, indem zwei Filter und ein Paar Einzelpolumschalter („single-pole double-throw“) (SP2T) bereitgestellt werden, um zwischen den Filtern auszuwählen, so dass dadurch erfolgreich die Anforderung an den Abstimmbereich reduziert, aber gleichzeitig auch die Anzahl der Resonatoren um einen Faktor zwei erhöht und eine von dem Schalter ausgehende Dämpfung eingeführt wird. Die Dämpfung des Filtersystems kann weiter durch Einführung von weiteren Schaltern und Filtern reduziert werden, aber jeder zusätzliche Filter wird die gleiche Anzahl an Resonatoren wie der ursprüngliche Filter erfordern und wird mehr Dämpfung von den erforderlichen Schaltern einführen.
  • Es verbleibt daher ein Bedürfnis, einen Bandpassfilter bereitzustellen, der schnell mit einer verringerten Einfügedämpfung abgestimmt werden kann.
  • EP 2 168 202 B1 beschreibt einen einstellbaren Funkfrequenzfilter mit geringem Verlust, in dem mindestens ein variables Nicht-Resonanzelement vorgesehen ist, welches dazu dient, einen Durchlassbereich in einem Teilband zu erzeugen.
  • DE 11 2005 002 968 T5 beschreibt ein Verfahren zur Abstimmung von Filtern, welches es erlaubt, einen Filter mittels eines externen Computers einmalig z. B. auf eine Vorrichtungsbetriebstemperatur einzustellen.
  • Aus EP 0 649 580 B1 ist eine digitale Frequenzumsetz- und Abstimmungsanordnung für Mikrowellenradioempfänger und -sender bekannt
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • In Übereinstimmung mit einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Hochfrequenz-(HF)-Filter bereitgestellt. Der HF-Filter umfasst einen Signalübertragungsweg, der einen Eingang und einen Ausgang hat, eine Mehrzahl von resonanten Elementen, die entlang des Signalübertragungswegs zwischen dem Eingang und dem Ausgang vorgesehen sind, und eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen, die die resonanten Elemente zusammenkoppeln. Die resonanten Elemente sind zusammengekoppelt, um ein Stoppband zu bilden, das eine Mehrzahl von Übertragungsnullstellen hat, die entsprechenden Frequenzen der resonanten Elemente entsprechen, und zumindest ein Unterband zwischen den Übertragungsnullstellen. Die nicht resonanten Elementen habe Suszeptanzwerte, die zumindest eine Reflexionsnullstelle innerhalb des Stoppbandes verorten, um ein Durchgangsband in einem der zumindest einen Unterbänder zu erzeugen.
  • Die nicht resonanten Elemente umfassen zumindest ein variables nicht resonantes Element zum selektiven Einführen zumindest einer Reflexionsnullstelle innerhalb des Stoppbandes, um ein Durchgangsband in dem oder einem der Unterbänder zu erzeugen. In einer Ausführungsform wird eine Mehrzahl von Unterbändern bereitgestellt, wobei in diesem Fall das oder die variablen nicht resonanten Elemente zum Verrücken der Reflexionsnullstelle(n) entlang des Stoppbandes sind, um das Durchgangsband innerhalb von ausgewählten der Unterbänder zu erzeugen. Das Durchgangsband kann erheblich verschiedene Bandbreiten innerhalb der ausgewählten Unterbänder haben. In einer Ausführungsform ist das oder die variablen nicht resonanten Elemente zum Verrücken zumindest einer anderen Reflexionsnullstelle innerhalb des Stoppbandes, um ein anderes Durchgangsband innerhalb eines anderen der Unterbänder zu erzeugen.
  • Das variable nicht resonante Element kann beispielsweise eine anpassbare Suszeptanz haben und kann eines oder mehrere von einem variablen Kondensator, einem Dämpfungs-Dämpfungs-Schalter („loss-loss-switch“), einem Varaktor und einem Schaltkondensator (,switched capacitor") einschließen. In einer Ausführungsform umfasst jedes der resonanten Elemente eine Dünnfilmstruktur mit konzentrierten Elementen (wie beispielsweise einen Hochtemperatursupraleiter (HTS)), obwohl ein Resonanzelement die Form jeder Struktur haben kann, die bei der gewünschten Frequenz resoniert.
  • Der HF-Filter umfasst weiter einen elektrischen Controller, der dazu konfiguriert ist, eine Betriebstemperatur zu empfangen und das oder die variablen nicht resonanten Element(e) auf der Grundlage der empfangenen Betriebstemperatur anzupassen, wobei dadurch die Reflexionsnullstelle(n) entlang des Stoppbandes bewegt werden, um das Durchgangsband selektiv innerhalb des ausgewählten Unterbandes zu bewegen. In einer Ausführungsform ist der elektrische Controller dazu konfiguriert, das oder die variablen nicht resonanten Element(e) anzupassen, um selektiv die Reflexionsnullstelle(n) innerhalb des Stoppbandes einzuführen um das Durchgangsband in dem einen Unterband zu erzeugen. Beispielsweise kann das oder jedes der nicht resonanten Element(e) eine Mehrzahl von Kondensatoren haben, die parallel zueinander gekoppelt sind, um einen kapazitiven Schaltkreis auszubilden, und zumindest einen Schalter, der mit zumindest einem der Kondensatoren gekoppelt ist. Der elektrische Controller kann dann dazu konfiguriert sein, die Reaktanz des jeweiligen nicht resonanten Elementes durch Betätigen des oder der Schalter zu verändern, um selektiv zumindest einen Kondensator in den kapazitiven Schaltkreis einzuschließen oder davon auszuschließen, um so die Kapazität des kapazitiven Schaltkreises zu verändern, so dass dadurch die Reflexionsnullstelle selektiv innerhalb des Stoppbandes bewegt wird, um das Durchgangsband in das ausgewählte Unterband zu bewegen.
  • Der elektrische Controller kann dazu konfiguriert sein, das oder die variablen nicht resonanten Element(e) anzupassen und dadurch selektiv die Reflexionsnullstelle(n) entlang des Stoppbandes zu bewegen, um das Durchgangsband zu einer nominellen wie-ausgelegt-Position innerhalb eines Frequenzbereiches zurückzubringen. In diesem Fall kann der elektrische Controller dazu konfiguriert sein, zumindest eines der variablen nicht resonanten Elemente auf der Grundlage der empfangenen Betriebstemperatur anzupassen und dadurch selektiv die Übertragungsnullstelle, die jeder Frequenz des oder der Resonanzelemente entspricht, entlang des Stoppbandes zu bewegen, um das Durchgangsband zu der nominellen wie-ausgelegt-Position innerhalb des Frequenzbereiches zurückzubringen.
  • In einer Ausführungsform umfasst der HF-Filter weiter einen Temperatursensor, der dazu konfiguriert ist, die Betriebstemperatur zu messen, wobei in diesem Fall der elektrische Controller dazu konfiguriert ist, die gemessene Betriebstemperatur von dem Temperatursensor zu empfangen. Der HF-Filter kann weiter einen Speicher umfassen, der eine Nachschlagtabelle speichert, die eine Mehrzahl von Referenzbetriebstemperaturen und eine Mehrzahl von Sätzen von Anpassungseinstellungen enthält, die jeweils den verschiedenen Betriebstemperaturen entsprechen. In diesem Fall ist der elektrische Controller dazu konfiguriert, die gemessene Betriebstemperatur mit der Mehrzahl von Referenzbetriebstemperaturen in der Nachschlagtabelle zu vergleichen, den Satz der Anpassungseinstellungen auszuwählen, die der Referenzbetriebstemperatur entspricht, die der gemessenen Betriebstemperatur am Nächsten ist, und das oder die variablen nicht resonanten Element(e) in Übereinstimmung mit dem Satz Anpassungseinstellungen anzupassen.
  • Andere und weitere Aspekte und Merkmale der Erfindung werden durch das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen offensichtlich sein, die dazu vorgesehen sind, die Erfindung zu erläutern aber nicht zu beschränken.
  • Figurenliste
  • Die Zeichnungen erläutern das Design und die Brauchbarkeit der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wobei in diesen auf gleichartige Element durch gemeinsame Bezugszeichen Bezug genommen wird. Um besser zu verstehen, wie die vorgenannten und andere Vorteile und Ziele der vorliegenden Erfindung erreicht werden, wird eine weiter ins Einzelne gehende Beschreibung der vorliegenden Erfindungen, die kurz oben beschrieben wurden, durch Bezug auf spezielle Ausführungsformen davon wiedergegeben werden, die in den begleitenden Zeichnungen erläutert sind. In dem Verständnis, dass diese Zeichnungen nur typische Ausführungsformen der Erfindung darstellen und daher nicht als ihren Umfang beschränkend angesehen werden dürfen, wird die Erfindung nun mit zusätzlicher Genauigkeit und im Detail durch die Verwendung der begleitenden Zeichnungen beschrieben und erklärt werden, in denen:
    • 1 ein Blockdiagramm eines abstimmbaren Hochfrequenz-(HF)-Filters ist, der in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindungen konstruiert wurde;
    • 2 ein Schaubild einer modellierten Frequenzantwort eines beispielhaften breiten Stoppbandes unter Verwendung von acht resonanten Elementen ist;
    • 3 ein Schaubild der Frequenzantwort von 2 ist, wobei ein Durchgangsband innerhalb eines Unterbandes des Stoppbandes eingeführt worden ist;
    • 4(a)-4(g) Schaubilder der Frequenzantwort von 2 sind, wobei ein Durchgangsband innerhalb von ausgewählten Unterbändern des Stoppbandes eingeführt worden ist;
    • 5(a)-5(d) Schaubilder der Frequenzantwort von 2 sind, wobei das Stoppband in der Frequenz verschoben worden ist und ein Durchgangsband an verschiedenen Stellen eines Unterbandes des verschobenen Stoppbandes eingeführt worden ist;
    • 6 ein Schaubild ist, das die simultane Verschiebung von Durchgangsnullstellen der Frequenzantwort von 2 erläutert, um so den Bereich des Durchgangsbandes auszudehnen, das innerhalb der ausgewählten Unterbänder des Stoppbandes von 4(a)-4(g) eingeführt worden ist;
    • 7(a)-7(f) Schaubilder einer modellierten Frequenzantwort eines beispielhaften breiten Stoppbandes unter Verwendung von neun resonanten Elementen sind, wobei ein Durchgangsband innerhalb von ausgewählten Unterbändern des Stoppbandes eingeführt worden ist, um den Frequenzbereich von persönlichen Kommunikationsdiensten (PCS) abzudecken;
    • 8 Schaubilder sind, die die unabhängige Verschiebung von Durchgangsnullstellen der Frequenzantwort von 7(a)-7(f) erläutern, um der Einführung des Durchgangsbandes innerhalb der ausgewählten Unterbänder des Stoppbandes Platz zu bieten;
    • 9(a)-9(f) Schaubilder einer modellierten Frequenzantwort von 2 sind, wobei mehrere Durchgangsbänder innerhalb von ausgewählten Unterbändern des Stoppbandes eingeführt worden sind;
    • 10 ein Blockdiagramm eines abstimmbaren HF-Filters ist, der in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindungen konstruiert wurde;
    • 11 ein Schaubild einer modellierten Frequenzantwort des Filters von 10 ist, wobei ein Durchgangsband an verschiedenen Stellen des Unterbandes des verschobenen Stoppbandes eingeführt worden ist;
    • 12 ein Schaubild ist, das die Variation der Kopplungswerte von nicht resonanten Elementen erläutert, die in dem abstimmbaren HF-Filter von 10 verwendet wurden, gegenüber einer Frequenzverschiebung in dem Durchgangsband von 11;
    • 13(a)-13(d) Schaltkreisdarstellungen des abstimmbaren HF-Filters von 1 illustrieren;
    • 14 eine Tabelle ist, die Komponentenwerte erläutert, die bei dem Modellieren des HF-Filters von 14 für drei Filterzustände verwendet worden sind;
    • 15(a)-15(c) eine Schaltkreisimplementierung des abstimmbaren HF-Filters von 1 ist, die insbesondere verschiedene Filterzustände und entsprechende Frequenzantworten illustriert;
    • 16(a)-16(c) Schaubilder der Frequenzantwort des HF-Filters von 14 in den drei Zuständen sind;
    • 17 ein Schaubild ist, das das Abstimmen des HF-Filters von 14 gegenüber der Einfügedämpfung des Filters illustriert;
    • 18 ein Schaubild ist, das das Abstimmen des HF-Filters von 14 gegenüber der Einfügedämpfung eines herkömmlichen Filters vergleicht, wenn er über den gleichen Frequenzbereich abgestimmt wird;
    • 19 ein Schaubild ist, das die Einfügedämpfung des Filters von 1 mit der Einfügedämpfung eines umgeschalteten Filters vergleicht, wenn er über den gleichen Frequenzbereich abgestimmt wird;
    • 20 ein Schaubild ist, das die Frequenzantworten zwischen Zwei-Resonator-, Vier-Resonator- und Sechs-Resonator- abstimmbaren Filtern, die in Übereinstimmung mit den vorliegenden Erfindungen konstruiert worden sind, mit einer Frequenzantwort eines Standardbandpassfilters vergleicht;
    • 21 eine andere Schaltkreisdarstellung des abstimmbaren HF-Filters von 1 illustriert;
    • 22 eine Kopplungsmatrix der Schaltkreisdarstellung von 21 illustriert;
    • 23(a)-23(c) Schaubilder der Frequenzantworten des HF-Filters von 21 und von entsprechenden Kopplungsmatrices sind;
    • 24 ein Schaubild ist, das graphisch die Kopplungswerte in den Kopplungsmatrices der 23(a)-23(c) zeigt, die verwendet wurden, um den HF-Filter von 21 abzustimmen;
    • 25 ein Schaubild ist, das graphisch einen anderen Satz Kopplungswerte zeigt, die verwendet werden können, um den HF-Filter von 21 abzustimmen;
    • 26 ein Schaubild ist, das graphisch noch einen anderen Satz Kopplungswerte zeigt, die verwendet werden können, um den HF-Filter von 21 abzustimmen;
    • 27 eine Draufsicht auf ein Layout eines Resonators des abstimmbaren HF-Filters von 1 ist, das insbesondere Abstimmgabeln zum Abstimmen des Resonators illustriert;
    • 28 eine Draufsicht auf ein Layout eines Resonators des abstimmbaren HF-Filters von 1 ist, das insbesondere Abstimmreiter zum Abstimmen des Resonators illustriert; und
    • 29 ein Blockdiagramm eines anderen abstimmbaren HF-Filters ist, der in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindungen konstruiert wurde.
  • Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
  • Bezugnehmend auf 1 wird nun ein abstimmbarer Hochfrequenz-(HF)-Filter 10 beschrieben werden, der in Übereinstimmung mit den vorliegenden Erfindungen konstruiert worden ist. In der erläuterten Ausführungsform ist der HF-Filter 10 ein Bandpassfilter, der ein Durchgangsband hat, das innerhalb eines gewünschten Frequenzbereiches, z. B. 800-900 MHz oder 1800-2220 MHz, abstimmbar ist. In einem typischen Szenario wird der HF-Filter 10 innerhalb des Frontend eines Empfängers (nicht gezeigt) hinter einem breiten Durchgangsbandfilter platziert, der die Energie außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches abweist. Der HF-Filter 10 umfasst allgemein einen Signalübertragungsweg, der einen Eingang 14 (Input) und einen Ausgang 16 (Output) hat, eine Mehrzahl von Knotenpunkten 17, die entlang des Signalübertragungsweges 12 angeordnet sind, eine Mehrzahl von Resonanzzweigen 19, die sich jeweils von den Knotenpunkten 17 aus erstrecken, und eine Mehrzahl von nicht resonanten Zweigen 21, die sich jeweils von den Knotenpunkten 12 aus erstrecken. Der HF-Filter 10 umfasst weiter eine Mehrzahl von resonanten Elementen 18 (in diesem Fall vier) zwischen dem Eingang/Input 14 und dem Ausgang/Output 16 und insbesondere verbunden zwischen den resonanten Zweigen 21 und der Erde, eine Mehrzahl von Abstimmelementen 20 zum Abstimmen der Frequenzen der resonanten Elemente 18 und eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen 22, die die resonanten Elemente 18 zusammenverbinden, von denen vier zwischen den nicht resonanten Zweigen 21 und der Erde verbunden sind. Der HF-Filter umfasst weiter einen elektrischen Controller 24, der dazu konfiguriert ist, den HF-Filter 10 auf ein ausgewähltes enges Band innerhalb des Frequenzbereiches abzustimmen.
  • Der Signalübertragungsweg 12 kann eine körperliche Übertragungsleitung umfassen, mit der die nicht resonanten Elemente 22 direkt oder indirekt verbunden sind, obwohl in alternativen Ausführungsformen eine solche körperliche Übertragungsleitung nicht verwendet wird. In der erläuterten Ausführungsform schließen die resonanten Elemente 18 elektrische Komponenten in Form von konzentrierten („lumped“) Elementen wie Spulen und Kondensatoren ein und insbesondere konzentrierte Elemente in Dünnfilmstruktur wie planare Spiralstrukturen, Zickzackkurvenstrukturen, Einzelspulenstrukturen und Doppelspulenstrukturen. Solche Strukturen können Dünnfilmepitaxiehochtemperatursupraleiter (HTS) einschließen, die auf einem Substrat mit niedriger Dämpfung strukturiert worden sind, um Kondensatoren und Spulen auszubilden. Weitere Einzelheiten, die konzentrierte Hochtemperatursupraleiterfilterelemente diskutieren, sind in US 5 616 539 A dargelegt, welche ausdrücklich hierin durch Bezug aufgenommen wird.
  • In der erläuterten Ausführungsform sind die resonanten Elemente 18 durch eine Suszeptanz BR repräsentiert, und die nicht resonanten Elemente 22 sind durch eine Suszeptanz BN repräsentiert, welche in Parallelschaltung mit den resonanten Elementen 18 gekoppelt sind, und Admittanzumrichter J, die zwischen den resonanten Elementen 18 gekoppelt sind. Ausgewählte von den nicht resonanten Elementen 22 können verändert werden, während alle verbleibenden der nicht resonanten Elemente 22 fest bleiben.
  • Wie in weiteren Einzelheiten unten beschrieben werden wird, können die nicht resonanten Element 22 variiert werden, um das Durchgangsband im Wesentlichen über den gesamten Frequenzbereich abzustimmen, wobei die Frequenzen der resonanten Elemente 18, falls erforderlich, nur geringfügig angepasst werden, um das Durchgangsband innerhalb eines relativ kleinen Teils des Frequenzbereiches unterzubringen und/oder zu bewegen. Auf diese Weise wird die Einfügedämpfung des Filters 10 erheblich reduziert, da es die nicht resonanten Elemente 22 statt der resonanten Element 18 sind, die als die hauptsächlichen Mittel zum Abstimmen des Filters 10 verwendet werden. Das heißt, da die Anpassung der nicht resonanten Elemente 22 weniger zu der Dämpfung des Filters 10 beträgt, als es die Anpassung der erheblich dämpfungssensitiven resonanten Elemente 18 tut, dass der Filter 10 weniger Dämpfung haben wird als aus dem Stand der Technik bekannte Filter, die resonante Elemente als die Hauptmittel zum Abstimmen des Filters 10 verwenden. Zusätzlich wird, da die Frequenzen der resonanten Elemente 18 nur sehr wenig - falls überhaupt - angepasst werden, die Abstimmgeschwindigkeit des Filters 10 erhöht.
  • Der HF-Filter 10 erreicht das Vorstehende durch Einführen eines engen Durchgangsbandes mit ausgewählten Bereichen eines breiten Stoppbandes. Das heißt, obwohl der HF-Filter 10 letztlich als ein Durchgangsbandfilter benutzt wird, dass die resonanten Elemente 18 tatsächlich durch die nicht resonanten Elemente 22 zusammengekoppelt sind - nicht um ein Durchgangsband zu erzeugen, sondern eher um eine breite Stoppbandantwort zu erzeugen, die Durchgangsnullstellen hat (in diesem Fall vier an der Zahl), die den jeweiligen Frequenzen der resonanten Elemente 18 entsprechen. Der elektrische Controller 24 passt dann die nicht resonanten Elemente 22 an, um Reflexionsnullstellen entlang des Stoppbandes einzuführen und zu verrücken, um ein enges Durchgangsband innerhalb des gewünschten Frequenzbereiches zu bewegen. Der elektrische Controller kann auch die Frequenzen der resonierenden Elemente 18 über die Abstimmelemente 20 anpassen, um die Durchgangsnullstellen entlang des Frequenzbereiches zu bewegen, um die Filterantwort zu optimieren. In der illustrierten Ausführungsform schließt der elektrische Controller 24 einen Speicher zum Speichern der Werte der nicht resonanten Elemente 22 ein (nicht gezeigt), die erforderlich sind, um die gewünschte Position des Durchgangsbandes innerhalb des Frequenzbereiches zu bewirken.
  • Diese Technik wird nun mit Bezug zu den verschiedenen beispielhaften modellierten Filterantworten in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen beschrieben werden: S 11 ( s ) = F ( s ) E ( s ) ,   S 21 ( s ) = P ( s ) ε E ( s ) ,   | E | 2 = | F | 2 + | P | 2 ε 2
    Figure DE102014119624B4_0001
    wobei S11 der Eingabereflexionskoeffizient des Filters ist, S21 der Vorwärtstransmissionskoeffizioent ist, s die normalisierte Frequenz ist, F und P Polynome der Ordnung N der verallgemeinerten komplexen Frequenz s sind (wobei N die Anzahl der resonanten Elemente ist) und ε eine Konstante ist, die eine gleichförmige Welligkeit der Rückflussdämpfung definiert. Jeder der Koeffizienten S11 und S21 ist in der Lage, bis zu einer Zahl N von Nullpunkten zu haben, da der Zähler eine Ordnung N hat. Wenn beide der Koeffizienten S11, S21 alle N Nullpunkte haben, dann wird die Filterantwort als vollständig elliptisch angesehen. Weitere Einzelheiten, die das Modellieren von Filtern diskutieren, sind in „Microstrip Filters for RF/Microwave Application,“ Jia-Shen G. Hong und M.J. Lancaster, Wiley-Interscience 2001, dargelegt. Die normalisierte Frequenz s=iw kann in eine reelle Frequenz abgebildet werden in Übereinstimmung mit der Gleichung: w = ƒ c B W ( ƒ ƒ c − ƒ c ƒ )
    Figure DE102014119624B4_0002
    wobei f die relle Frequenz ist, fc die Mittenfrequenz ist und BW die Bandbreite des Filters ist. Weitere Einzelheiten, die die Transformation einer normalisierten Frequenz in eine relle Frequenz diskutieren, sind in „Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures,“ G. Matthaei, L. Young und E.M.T. Jones, McGraw-Hill (1964), dargelegt.
  • 2 illustriert eine beispielhafte breite Bandstoppfilterantwort, die unter Verwendung von acht resonanten Elementen modelliert worden ist, so dass dadurch acht entsprechende Durchgangsnullstellen 30 (nur sechs gezeigt) bei den entsprechenden Resonanzelementfrequenzen erzeugt werden (am Besten in der rechtseitigen Ansicht von 2 gezeigt), um ein Stoppband 32 und acht Reflexionsnullstellen 34 (nur sechs gezeigt) auszubilden, die außerhalb dieses Stoppbandes 32 fallen (am Besten in der linksseitigen Ansicht von 2 gezeigt). Bei diesem speziellen Beispiel sind die Durchgangsnullstellen bei -1,05, -0,75, -0,45, -0,15, 0,15, 0,45, 0,75 und 1,05 in dem normalisierten Frequenzbereich positioniert, sodass sie ein Stoppband erzeugen, das einen normalisierten Frequenzbereich zwischen -1,05 und 1,05 hat. Wie in der rechtseitigen Ansicht von 2 gezeigt, schließt die Filterantwort sieben Rückpralle („bounce-backs“) in Bereichen 36 zwischen den Durchgangsnullen 30 ein, die sich jeweils bei -0,90, -0,60, -0,30, 0,0, 0,30, 0,60 und 0,90 befinden. Daher schließt ein Stoppbandfilter im Allgemeinen ein Anzahl N an Durchgangsnullstellen (entsprechend der Zahl N der resonanten Elemente), bis zu einer Anzahl N an Reflexionsnullstellen und eine Anzahl N-1 Rückprallbereiche 36 ein.
  • Bedeutsamerweise kann ein Durchgangsband von jedem der Rückpralle in den in 2 illustrierten Bereichen (hierin nachfolgend as „Unterbänder“ bezeichnet) gebildet werden, indem zumindest eine der Reflexionsnullstellen 34 in das Stoppband 32 verlagert wird (d. h. durch Anpassen der Werte der nicht resonanten Elemente). 3 illustriert eine beispielhafte Filterantwort, wo vier der Reflexionsnullstellen 34 in das Stoppband von 2 eingeführt worden sind, um ein Durchgangsband 38 innerhalb des zentralen Unterbandes 36(4) (d. h. bei 0) zu erzeugen. Die Reflexionsnullstellen 34 können entlang des Stoppbandes 32 verrückt werden (d. h. durch Anpassen der Werte der nicht resonanten Elemente), wodurch das Durchgangsband 38 innerhalb ausgewählter der Unterbänder 36 erzeugt wird. Das heißt, die Reflexionsnullstellen 34 können entlang des Stoppbandes 32 verrückt werden, um das Durchgangsband 38 zwischen Unterbändern 36 hüpfen zu lassen („hop“).
  • Die 4(a)-4(g) illustrieren beispielsweise exemplarische Filterantworten, wobei die vier Reflexionsnullstellen 34 innerhalb des Stoppbandes 32 verrückt worden sind, um das Durchgangsband selektiv in den Mitten von allen sieben der Unterbänder 36 zu erzeugen. Das heißt, wenn man nacheinander durch 4(a) bis 4(g) geht, dass das Durchgangsband 38 von dem ersten Unterband 36(1) (4(a)) zu dem zweiten Unterband 36(2) (4(b)), zu dem dritten Unterband 36(3) (4(c)), zu dem vierten Unterband 36(4) (4(d)), zu dem fünften Unterband 36(5) (4(e)), zu dem sechsten Unterband 36(6) (4(f)) und schließlich zu dem siebten Unterband 36(7) (4(g)) hüpft. Somit kann die Mitte des Durchgangsbandes 38 in der erläuterten Ausführungsform zwischen -0,90, -0,60, -0,30, 0,0, 0,30, 0,60 und 0.90 hüpfen. Es sollte angemerkt werden, dass während die Abfolge der 4(a)-4(g) impliziert, dass das Durchgangsband 38 zwischen den benachbarten Unterbändern 36 hüpfen gelassen, das Durchgangsband 38 auch zwischen nicht benachbarten Unterbändern 36 gehüpft werden kann, beispielsweise von dem zweiten Unterband 36(2) zu dem fünften Unterband 36(5).
  • Während das Durchgangsband 38 zwischen den Unterbändern 36 hüpfen gelassen werden kann, um den gewünschten Frequenzbereich getrennt abzudecken, können die Durchgangsnullstellen 30 gleichzeitig gemeinsam von ihren nominalen Positionen bewegt werden (d. h. durch Anpassen der Frequenzen der resonierenden Elemente), um das gesamte Stoppband 32 und damit das Durchgangsband 38 innerhalb des normalisierten Frequenzbereiches zu verlagern. Dadurch kann das Durchgangsband 38 von den Mitten der Unterbänder 36 (d. h. -0,90, -0,60, -0,30, 0,0, 0,30, 0,60 und 0.90) bewegt werden, um das Kontinuum des gewünschten Frequenzbereiches abzudecken. Somit würde, falls alle Durchgangsnullstellen 30 von ihren nominalen Positionen um +/- 0,15 verrückt werden können (d. h. die resonanten Elemente in einem Frequenzbereich von +/- 0,15 zusammen abgestimmt werden können), dass jedes der in den 4(a)-4(g) illustrierten Durchgangsbänder 38 15% des normalisierten Frequenzbereichs von -1,05 bis 1,05 abdecken würde.
  • Beispielsweise kann, falls es gewünscht ist, das Durchgangsband 38 bei -0,20 zu zentrieren, das Durchgangsband 38 in dem dritten Unterband 36(3) angeordnet werden (zentriert bei -0,30 in 4(c)), und die Durchgangsnullstellen 30 können um 0,10 von ihren nominalen Positionen verrückt werden, um das Durchgangsband 38 von -0,30 zu -0,20 zu bewegen. Falls es gewünscht ist, das Durchgangsband 38 bei 0,85 zu zentrieren, kann das Durchgangsband 38 in dem siebten Unterband 36(7) angeordnet werden (zentriert bei 0,90 in 4(g)), und die Durchgangsnullstellen 30 können um -0,05 von ihren nominalen Positionen verrückt werden, um das Durchgangsband 38 von 0,90 zu 0,85 zu bewegen.
  • Während das Durchgangsband 38 in 4(a)-4(g) als innerhalb der Unterbänder 36 zentriert illustriert ist, können die Reflexionsnullstellen 34 innerhalb des Stoppbandes 32 verlagert werden (d. h. durch Anpassen der Werte der nicht resonanten Elemente), um das Durchgangsband 38 selektiv innerhalb eines ausgewählten Unterbandes 36 zu bewegen. In diesem Fall kann das Durchgangsband 38 zwischen Unterbändern 36 hüpfen gelassen werden, als auch innerhalb jedes Unterbandes 36 bewegt werden, so dass dadurch die Anzahl der Durchgangsnullstellen 30 reduziert wird, die angepasst werden müssen, damit das Durchgangsband 38 das Kontinuum des gewünschten Frequenzbereiches abdeckt. Die 5(a)-5(d) illustrieren beispielsweise beispielhafte Filterantworten im Bezug auf die Mitte des Unterbandes 36(4), wo alle Durchgangsnullstellen 30 um 0,05 von ihren nominalen Positionen (d. h. durch Vergrößern der Frequenzen der resonanten Elemente 18 um 0,05) und wo die Reflexionsnullstellen 34 stufenweise verrückt sind um 0,05 von ihren nominalen Positionen (d. h. durch Anpassen der nicht resonanten Elemente 22) verrückt sind.
  • Insbesondere sind, wenn man nacheinander durch die 5(a)-5(d) geht, die Durchgangsnullstellen 30 um 0,05 von ihren nominalen Positionen verrückt, wodurch das Durchgangsband von 0 (5(a)) zu 0,05 (5(b)) bewegt wird. Danach werden, nachdem die Durchgangsnullstellen 30 an ihrer Stelle fixiert wurden, die Reflexionsnullstellen stufenweise um 0,05 von ihren nominalen Positionen verrückt, um das Durchgangsband 38 von der Mitte des Unterbandes 36(4) (0,05 in 5(b)) zu einer Position 0,05 rechts von der Mitte des Unterbandes 36(4) (0,10 in 5(c)) zu bewegen, und dann zu einer Position 0,10 rechts von der Mitte des Unterbands 36(4) (0,15 in 5(d)).
  • Während diese Ausführungsart die Symmetrie der Abweisungssteigung („rejection slope“) des Bandpassfilters unterbrechen kann, reduziert sie die erforderliche Verlagerung der Durchgangsnullstellen 30 und damit des Abstimmbereiches der resonanten Elemente von 15% auf 5%, um den gleichen Abstimmbereich zu erhalten wie in dem Fall, wo die Reflexionsnullstellen 34 nicht innerhalb eines Unterbandes 36 verlagert werden. Im Ergebnis wird die Dämpfung des Filters weiter reduziert.
  • Bemerkenswerterweise wächst die Filterdämpfung in der Realität signifikant, wenn sich eine Reflexionsnullstelle 34 nahe an eine Durchgangsnullstelle 30 annähert, wohingegen die Durchgangsnullstellen 30 theoretisch innerhalb der Gesamtheit eines Unterbandes 36 verlagert werden können, wobei in diesem Fall jedes Durchgangsband 38 ungefähr 15% des gesamten Stoppbandes 32 abdecken kann, ohne dass man die resonanten Elemente abstimmen muss. Von daher ist es bevorzugt, dass die Durchgangsnullstellen 30 zusammen mit den Reflexionsnullstellen 34 verlagert werden, um es dem Durchgangsband 38 zu erlauben, sich innerhalb des gesamten Frequenzbereiches ohne signifikante Dämpfung zu bewegen.
  • Beispielsweise und Bezug nehmend auf 6 werden die Durchgangsnullstellen 30 in einem Bereich von +/- 0,05 relativ zu ihren nominalen Positionen verlagert (gezeigt durch horizontale gestrichelte Linien), um es dem Durchgangsband 38 zu erlauben, irgendwo innerhalb des nominalen Frequenzbereiches von -1,05 bis 1,05 (wie durch die diagonalen gestrichelten Linien repräsentiert) positioniert zu sein. Während die Frequenz des Durchgangsbandes 38 sich von -1,05 zu 1,05 bewegt, hüpfen die Reflexionsnullstellen 34 von einem Unterband 36 zu dem nächsten, wobei die Reflexionsnullstellen entlang eines Unterbandes 36 innerhalb eines Bereiches von +/- 0,10 verlagert werden und die Durchgangsnullstellen 30 innerhalb eines Bereiches von +/- 0,05 verlagert werden, was einen Gesamtbereich von 0,30 zwischen Hüpfern ergibt.
  • Insbesondere werden die Durchgangsnullstellen30 zu Beginn des Abstimmbereiches anfänglich -0,05 relativ zu ihren nominalen Positionen positioniert (d. h. -1,05, -0,75, -0,45, -0,15, 0,15, 0,45, 0,75, 1,05), was die Mitte des ersten Unterbandes 36(1) bei -0,95 platziert, wobei in diesem Fall die Reflexionsnullstellen 34 anfänglich -0,10 relativ zu ihren nominalen Positionen in dem ersten Unterband 36(1) positioniert sein werden, um das Durchgangsband 38 bei -1,05 zu platzieren. Während die Durchgangsnullstellen 30 fest sind, können die Reflexionsnullstellen 34 von ihren nominalen Positionen in dem ersten Unterband 36(1) verlagert werden, um das Durchgangsband 38 von -1,05 zu -0,95 zu bewegen. Während die Reflexionsnullstellen 34 fest sind, können die Durchgangsnullstellen 30 dann um 0,05 relativ zu ihren nominalen Positionen verlagert werden, was die Mitte des ersten Unterbandes 36(1) zu -0,85 bewegt, wodurch das Durchgangsband 38 von -0,95 zu -0,85 zu bewegt wird. Während die Durchgangsnullstellen 30 wieder fest sind, können die Reflexionsnullstellen um 0,10 relativ zu ihren nominalen Positionen verlagert werden, um das Durchgangsband 38 von -0,85 zu -0,75 zu bewegen.
  • Sobald das Durchgangsband 38 -0,75 erreicht, werden die Reflexionsnullstellen 34 dann von dem ersten Unterband 36(1) zu dem zweiten Unterband 36(2) hüpfen gelassen und die Durchgangsnullstellen 30 werden dann wieder um -0,05 relativ zu ihren nominalen Positionen verlagert, was die Mitte des zweiten Unterbandes 36(2) nach -0,65 bewegt, wobei in diesem Fall die Reflexionsnullstellen 34 anfänglich um - 0,10 relativ zu ihren nominalen Positionen positioniert sein werden, um das Durchgangsband 38 bei -0,75 zu halten. Die Durchgangsnullstellen 30 und die Reflexionsnullstellen 34 werden dann in Koordination miteinander in der gleichen Weise bewegt, wie sie oben bezüglich des ersten Unterbandes 36(1) beschrieben worden ist, um das Durchgangsband 38 von -0,75 nach -0,45 zu bewegen. Sobald das Durchgangsband 38 -0,45 erreicht, werden die Reflexionsnullstellen dann von dem zweiten Unterband 36(2) in das dritte Unterband 36(3) hüpfen gelassen usw. bis das Durchgangsband 38 1,05 erreicht.
  • Während der HF-Filter oben beschrieben worden ist als fähig, ein enges Durchgangsband innerhalb eines Kontinuums des gewünschten Frequenzbereichs abzustimmen (d. h. der HF-Filter 10 kann in einer kontinuierlichen Weise umkonfiguriert werden), kann der HF-Filter 10 auch in einer diskreten Weise derart umkonfigurierbar sein, dass das Durchgangsband 38 diskret in ausgewählten Bereichen des Frequenzbandes zentriert werden kann. Beispielsweise kann der HF-Filter 10 bei PCS-Anwendungen umkonfiguriert werden, um in irgendeinem der sechs A-F Frequenzbänder zu arbeiten, indem das enge Durchgangsband bei einem ausgewählten dieser Frequenzbänder verortet wird.
  • Die 7(a)-7(f) illustrieren beispielhafte Filterantworten, die sechs verschiedenen umkonfigurierten Zuständen eines HF-Filters entsprechen. In diesem Fall hat der modellierte Filter neun Durchgangsnullstellen 30 (nur sieben gezeigt), um ein Stoppband 32 mit acht Unterbändern 36 zu erzeugen, die zwischen den entsprechenden Durchgangsnullstellen 30 verortet sind, und sieben Reflexionsnullstellen 34, die in das Stoppband 32 verrückt werden können, um ein Durchgangsband 38 innerhalb von ausgewählten der sechs mittleren Unterbänder 36 zu erzeugen. Somit kann der HF-Filter umkonfiguriert werden, um in dem A-Band (7(a)), D-Band (7(b)), B-Band (7(c)), E-Band (7(d)), F-Band ( 7(e)), oder C-Band (7(f)) des PCS- Kommunikationsprotokolls zu arbeiten. Die Breite des Durchgangsbandes 38 unterscheidet sich wie gezeigt zwischen den Unterbändern 36, wie dies durch den Abstand von benachbarten Durchgangsnullstellen 30 vorgegeben ist. Insbesondere sind die Breiten der A-, B- und C-Bänder ungefähr zweieinhalbmal größer als die Breiten der D-, E- und F-Bänder.
  • Bemerkenswerterweise sind die Durchgangsnullstellen 30 nicht verlagert, um den Bereich des Durchgangsbandes 38 auszudehnen, da in dieser umkonfigurierbaren Implementierung das Durchgangsband 38 nicht innerhalb eines Kontinuums des gewünschten Frequenzbereichs bewegt werden muss, sondern eher dazu gestaltet ist, breit genug zu sein, um den gewünschten Frequenzbereich abzudecken. Vielmehr sind, wie in 8 illustriert, die Durchgangsnullstellen 30 unabhängig voneinander von ihren nominalen Positionen verrückt, um für das Durchgangsband 38 oder eine sonstwie verbesserte Abweisungsleistung Platz zu schaffen. Beispielsweise sind die erste und die dritte Durchgangsnullstelle 30(2), 30(3) voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen 34 bei dem A-Band, die vierte und fünfte Durchgangsnullstelle 30(4), 30(5) sind voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen bei dem B-Band, die siebte und achte Durchgangsnullstelle 30(7), 30(8) sind voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen 34 bei dem C-Band, die dritte und vierte Durchgangsnullstelle 30(3), 30(4) sind voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen 34 bei dem D-Band, die fünfte und sechste Durchgangsnullstelle 30(5), 30(6) sind voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen 34 bei dem E-Band, und die sechste und siebte Durchgangsnullstelle 30(6), 30(7) sind voneinander wegbewegt, um Platz zu schaffen für die Reflexionsnullstellen 34 bei dem F-Band.
  • Obwohl die vorausgehenden Techniken beschrieben worden sind als ein einziges Durchgangsband 38 einführend (d. h. ein Durchgangsband zu einer gegebenen Zeit), können auch mehrere Durchgangsbänder innerhalb des Stoppbandes 32 eingeführt werden. Die 9(a)-9(f) illustrieren beispielsweise beispielhafte Filterantworten, wo zwei Gruppen von vier Reflexionsnullstellen 34 innerhalb des Stoppbandes 32 verrückt worden sind, um selektiv zwei Durchgangsbänder 38(1), 38(2) in den Zentren der ausgewählten Paare des Unterbandes 36 zu erzeugen. Das heißt, wenn man nacheinander durch die 9(a)-9(f) geht, dass die Durchgangbänder 38(1), 38(2) in das zweite und dritte Unterband 36(2), 36(3) ( 9(a)), in das dritte und fünfte Unterband 36(3), 36(5) (9(b)), in das dritte und vierte Unterband 36(3), 36(4) (9(c)), in das zweite und vierte Unterband 36(2), 36(4) (9(d)), in das zweite und sechste Unterband 36(2), 36(6) (9(e)) und in das zweite und fünfte Unterband 36(2), 36(5) (9(f)) eingeführt sind.
  • Nun Bezug nehmend auf 10 und 11 wird ein grundlegender abstimmbarer Filter 50 für die Zwecke des Erklärens der Korrelation zwischen den Werten der variablen nicht resonaten Elemente (hinsichtlich der Kopplungswerte) und der Bewegung eines resultierenden engen Durchgangsbandes innerhalb eines breiten Stoppbandes beschrieben werden. Wie in 10 gezeigt, umfasst der HF-Filter 50 allgemein einen Signalübertragungsweg 52, der einen Eingang/Input 54 und einen Ausgang/Output 56, eine Mehrzahl von resonanten Elementen 58 (in diesem Fall zwei) zwischen dem Eingang 54 und dem Ausgang 56 und eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen 62 hat, die die resonanten Elemente 58 zusammenkoppeln. Abstimmelemente (nicht gezeigt) können verwendet werden, um die Frequenzen der resonanten Element 58 abzustimmen, und ein elektrischer Controller (nicht gezeigt) kann verwendet werden, um den HF-Filter auf ein ausgewähltes enges Band innerhalb des Frequenzbereichs abzustimmen. Wie bei dem in 1 illustrierten Filter 10 werden die resonanten Elemente 58 des Filters durch eine Suszeptanz BR repräsentiert, und die nicht resonanten Elemente 62 werden durch eine Suszeptanz BN repräsentiert, die parallel mit den resonanten Elementen 58 zusammengekoppelt sind, und Admittanzinverter J, die zwischen den Resonanzelementen 58 gekoppelt sind. Ausgewählte der nicht resonanten Elemente 22 können verändert werden (in diesem Fall die Suszeptanzen BN), während jedwede verbleibenden der nicht resonanten Elemente 22 fest bleiben (in diesem Fall die Admittanzinverter J).
  • Der Filter 50 wurde modelliert, um die beispielhafte Filterantwort zu erzeugen, die in 11 illustriert ist. Die Frequenzen der beiden resonanten Elemente 58 und damit zwei Durchgangsnullstellen 70 wurden bei 0,95 GHz und 1,05 GHz festgelegt, so dass dadurch ein Stoppband erzeugt wird (nicht gezeigt), das einen normalisierten Frequenzbereich zwischen 0,95 GHz und 1,05 GHz hat. In diesem Fall wird, da es nur zwei resonate Elemente 58 gibt, ein einziges Unterband 76 zwischen den Durchgangsnullstellen 70 bei 1,00 GHz zentriert. Somit werden Reflexionsnullstellen (nicht gezeigt) eingeführt und nur entlang des Stoppbandes verrückt, um ein Durchgangsband 78 innerhalb des einzigen Unterbandes 76 zu bewegen (fünf Positionen des Durchgangsbandes 78 sind gezeigt).
  • Wie weiter in den 11 und 12 erläutert, können die variablen nicht resonanten Elemente 66 (in 12 als BN(L) und BN(S) bezeichnet) angepasst werden, um das Durchgangsband 78 um die nominale Frequenz von 1,00 GHZ herum durch Verändern ihrer Kopplungswerte zu bewegen. Insbesondere wird das Durchgangsband 78 in seiner Frequenz absinken (sich nach links bewegen), wenn der Prozentsatz des Kopplungswerts des lastseitigen nicht resonanten Elementes BN(L) anwächst und der Prozentsatz des Kopplungswertes des quellenseitigen nicht resonanten Elementes BN(S) absinkt, und wird in seiner Frequenz anwachsen (sich nach rechts bewegen) wenn der Prozentsatz des Kopplungswerts des lastseitigen nicht resonanten Elementes BN(L) absinkt und der Prozentsatz des Kopplungswertes des quellenseitigen nicht resonanten Elementes BN(S) anwächst.
  • Auf die 13(a)-13(c) Bezug nehmend können die nicht resonanten Elemente 22 des Filters 10 von 1 mit wirklichen Komponenten ersetzt werden, so dass der Filter 10 modelliert und implementiert werden kann. Wie in 13(a) gezeigt, wurde der Schaltkreis zunächst auf die Schaltelementkomponenten reduziert, die erforderlich sind, um den Filter 10 umzukonfigurieren, wobei nur die resonanten Elemente 22 verwendet wurden. In diesem Fall waren die Abstimmelemente 20 nicht erforderlich, um die Umkonfigurierung zu simulieren (modellieren) und wurden daher aus der Schaltkreisdarstellung in 13(a) entfernt. Wie in 13(b) gezeigt, wurden die Blockkomponenten der Schaltkreisdarstellung von 13(a) durch wirkliche Schaltkreiskomponenten ersetzt. Die durch BN repräsentierten nicht resonanten Elemente 22 wurden durch Kondensatoren ersetzt, die durch J repräsentierten nicht resonanten Elemente 22 wurde durch kapazitative pi-Netzwerke ersetzt und die durch BR repräsentierten resonanten Elemente 20 wurden durch parallele Kondensator-Spule-Kombinationen ersetzt. Die Schaltkreisdarstellung von 13(b) wurde weiter zu der Schaltkreisdarstellung von 13(c) reduziert, dessen nicht resonante Elemente 22 verändert werden können, um eine Umkonfigurierung des Filters 10 zu bewirken.
  • Der Filter 10 von 13(c) wurde unter Verwendung von wirklichen Schaltkreiskomponentenwerten emuliert. Der Schaltkreis von 13(c) wurde in Übereinstimmung mit den oben diskutierten Polynomgleichungen modelliert mit der Ausnahme, dass Komponentenwerte mit den Koeffizienten der Polynome in Beziehung stehen. Wie oben diskutiert, hat der Filter 10 vier resonante Elemente 18 und hat daher vier Durchgangsnullstellen mit drei dazwischen geformten Unterbändern in seiner Frequenzantwort. Somit können die Werte der kapazitativen nicht resonanten Elemente 22 in der Schaltkreisdarstellung von 13(c) in Übereinstimmung mit einer der drei Gruppen von Werten, die in 14 illustriert sind, angepasst werden, um ein Durchgangband zwischen den drei Unterbändern hüpfen zu lassen, um den Filter 10 in einem ausgewählten der drei Zustände zu platzieren. Jeder der Kondensatoren in der Schaltkreisdarstellung von 13(c) wurde in Übereinstimmung mit der Schaltkreisdarstellung von 13(d) modelliert. Insbesondere wurde jeder Kondensator C als ein Schaltkreis repräsentiert, der eine feste Kapazität C0 parallel mit einem variablen Kondensator Cd hat, und einen Widerstand R (der einen Schalter darstellt) in Reihe mit dem variablen Kondensator Cd.
  • Bezug nehmend nun auf die 15(a)-15(c) kann der Filter 10 unter Verwendung der grundlegenden Architektur, die in 13(c) illustriert ist, zwischen einem der drei Zustände durch Anpassen von ausgewählten der nicht resonanten Elemente 22 umkonfiguriert werden. Wie gezeigt haben alle der Frequenzantworten des Filters 10 vier Durchgangsnullstellen 30, die den Frequenzen der vier resonanten Elemente 18 entsprechen, und drei Unterbänder 36, die zwischen den Durchgangsnullstellen 30 gebildet sind. Somit kann ein Durchgangsband 38 in jedem der drei Unterbänder 36 erzeugt werden, um insgesamt drei verschiedene Zustände zu ermöglichen: einen linken Zustand, wo das Durchgangsband 38 in dem ersten Unterband 36(1) erzeugt ist, einem mittleren Zustand, wo das Durchgangsband 38 in dem zweiten Unterband 36(2) erzeugt ist, und einem rechten Zustand, wo das Durchgangsband 38 in dem dritten Unterband 36(3) erzeugt ist.
  • Wie gezeigt hat jedes nicht resonante Element 22 drei parallel geschaltete Kondensatoren C1-C3, wobei die beiden äußeren Kondensatoren C1 und C2 jeweils umgeschaltete Kapazitäten (oder Schaltkapazitäten) in Reihe mit Widerständen R1 und R2 haben, die die resistive Dämpfung der Schalter S1 und S2 simulieren. Somit können die Kondensatoren C1 und C2 in den Schaltkreis durch Schließen der Schalter S2 und S3 eingeschlossen und von dem Schaltkreis durch unabhängiges Öffnen der Schalter S1 und S2 ausgeschlossen werden. Daher kann unter der Annahme, dass die Kondensatoren C1-C3 gleiche Werte haben, jedes nicht resonante Element einen ausgewählten dieser drei Werte haben: C1 (keiner der Schalter S1, S2 geschlossen), C2+C3 (einer der Schalter S1, S2 geschlossen) oder C1+C2+C3 (beide Schalter S1, S2 geschlossen). Die Schalter S1 und S2 können irgendein geeigneter Dämpfungsschalter sein wie beispielsweise ein GaAs-Schalter mit niedriger Dämpfung. Alternativ können andere variable Elemente verwendet werden, die fähig sind, einen Kapazitätswert anzupassen wie ein variabler Kondensator, ein GaAs-Varaktor oder ein Schaltkondensator.
  • Es ist bestimmt worden, dass das Durchgangsband 38 in dem ersten Unterband 36(1) (linker Zustand) platziert werden kann, wenn die nicht resonanten Elemente 22 die Werte haben, die von den Schaltzuständen vorgegeben werden, die in 15(a) illustriert sind; in dem zweiten Unterband 36(2) (mittlerer Zustand), wenn die nicht resonanten Elemente 22 die Werte haben, die von den Schaltzuständen vorgegeben werden, die in 15(b) illustriert sind; und in dem dritten Unterband 36(3) (rechter Zustand), wenn die nicht resonanten Elemente 22 die Werte haben, die von den Schaltzuständen vorgegeben werden, die in 15(c) illustriert sind. Der Filter 10 kann abgestimmt werden unter Verwendung der Parameterextraktions- und - analysetechniken, die in der US-Patentanmeldung Seriennummer 11/289,463 , bezeichnet „Systems and Methods for Tuning Filters“ offenbart sind, welche hierin ausdrücklich durch Bezug aufgenommen wird. Für die Zwecke der Illustration sind Glühlampen neben Schaltern in geschlossenen Zuständen erleuchtet gezeigt (farbig ausgefüllt) und Glühlampen neben Schaltern in offenen Zuständen nicht erleuchtet gezeigt (nicht farbig ausgefüllt). Während der Filter 10 mit Bezug zu den 15(4)-15(1) beschrieben worden ist als nur die Fähigkeit zum Hüpfen des Durchgangsbandes 38 zwischen Unterbändern habend, kann die Auflösung des Schaltkreises erhöht werden, indem weitere Schaltkondensatoren hinzugefügt werden, um eine Bewegung des Durchgangsbandes innerhalb eines ausgewählten Unterbandes 36 zu ermöglichen. Es sind auch keine mit den resonanten Elementen 18 gekoppelte Abstimmelemente gezeigt, da das Durchgangsband 38 in den Zentren der Unterbänder 36 positioniert ist.
  • Nun Bezug nehmend auf 17 ist der in 13(c) illustrierte emulierte Filter 10 gezeigt, der entlang des Frequenzbereiches von 770 MHz bis 890 MHz abgestimmt ist, um die Einfügedämpfung zu minimieren. In diesem Szenario wurde der Filter 10 durch Anpassen der nicht resonanten Elemente 22 abgestimmt, um das Durchgangsband 38 zwischen den Zentren der Unterbänder 36 hüpfen zu lassen (wie in den 16(a)-16(c) illustriert), und durch Verändern der Frequenzen der resonanten Element 18, um das Durchgangsband 38 innerhalb der Unterbänder 36 zu bewegen (d. h. um den Frequenzbereich zwischen den Zentren der Unterbänder 36 abzudecken). Wie gezeigt, wird das Durchgangsband 38 von dem Zentrum des dritten Unterbandes 36(3) (gezeigt in 15(c)) bei 890 MHz zu der linken Seite des dritten Unterbandes 36(3) bei 850 MHz bewegt, was die Einfügedämpfung des Filters 10 von ungefähr -0,2 dB auf ungefähr -1,5 dB erhöht. Sobald es 850 MHz erreicht, hüpft das Durchgangsband 38 von dem dritten Unterband 36(3) zu dem Zentrum des zweiten Unterbandes 36(2) (gezeigt in 15(b)), wodurch es die Einfügedämpfung von ungefähr -1,5 dB auf ungefähr -0,25 dB senkt. Das Durchgangsband 38 wird dann von dem Zentrum des zweiten Unterbandes 36(2) bei 850 MHz zu der linken Seite des zweiten Unterbandes 36(2) bei 810 MHz bewegt, was die Einfügedämpfung des Filters 10 von ungefähr -0,25 auf ungefähr -1,5 dB erhöht. Sobald es 810 MHz erreicht, hüpft das Durchgangsband 38 von dem zweiten Unterband 36(2) zu dem Zentrum des ersten Unterbandes 36(1) (gezeigt in 15(a)), wodurch es die Einfügedämpfung von ungefähr -1,5 dB auf ungefähr -0,7 dB senkt. Das Durchgangsband 38 wird dann von dem Zentrum des ersten Unterbandes 36(1) bei 810 MHz zu der linken Seite des ersten Unterbandes 36(1) bei 770 MHz bewegt, was die Einfügedämpfung des Filters 10 von ungefähr -0,7 dB auf ungefähr -1,9 dB erhöht. Somit kann anerkannt werden, dass der volle Bereich des Frequenzbereiches 770 MHz bis 890 MHz durch den Filter 10 abgedeckt werden kann, indem das Durchgangsband 38 entlang des Frequenzbereichs bewegt wird während es zwischen Unterbändern 36 hüpft, um die Einfügedämpfung zu minimieren.
  • Unter Verwendung der in 15 illustrierten modellierten Parameter ist gezeigt worden, dass die Einfügedämpfung über einen Frequenzbereich erheblich abgesenkt wird, wenn im Gegensatz zu nur resonanten Elementen 18 nicht resonante Elemente 22 verwendet werden, um einen Filter abzustimmen. Beispielsweise und wie in 18 gezeigt, ist die Einfügedämpfung des Filters 10, wenn die nicht resonanten Elemente 22 zusammen mit den Frequenzen der resonanten Elemente 18 angepasst werden, um den Filter 10 über den Frequenzbereich 770 MHz bis 890 MHz abzustimmen, selbst im schlimmsten Fall ungefähr 8 dB geringer als die Eingefügedämpfung des Filters 10, wenn nur die Frequenzen der resonanten Elemente angepasst werden, um den Filter 10 über den gleichen Frequenzbereich anzupassen.
  • Es ist auch gezeigt worden, dass der Filter 10 wie mit den in 15 illustrierten Parametern modelliert eine Einfügedämpfung hat, die erheblich niedriger ist als bei aus dem Stand der bekannten geschalteten gefilterten Abstimmungstechniken. Beispielsweise und wie in 19 gezeigt, ist die Einfügedämpfung des Filters 10, wenn die variablen nicht resonanten Elemente zusammen mit den Frequenzen der resonanten Elemente angepasst werden, um den Filter 10 über den Frequenzbereich 770 MHz bis 890 MHz abzustimmen, selbst im schlimmsten Fall erheblich geringer als die Eingefügedämpfung eines umgeschalteten Filter, der über den gleichen Frequenzbereich abgestimmt wurde (unter der Annahme einer kleinen Einfügedämpfung von dem Zusatz eines Schalters und eines Anpassens der Frequenzen der resonanten Elemente, um die Hälfte des gesamten Abstimmbereiches zwischen dem Schalten).
  • Während es das konventionelle Denken war, das die Einfügedämpfung eines Durchgangsbandfilters mit einem Anwachsen der Anzahl der resonanten Elemente wächst, konnte bemerkenswerterweise gezeigt werden, dass die Einfügedämpfung unter Verwendung der hierin beschriebenen Designtechniken nicht mit der Anzahl der in einem Filter verwendeten resonanten Elemente anwächst. Beispielsweise und wie in 20 illustriert, sind die Frequenzantworten von 2-Resonator-, 4-Resonator- und 6-Resonator-Filterdesigns, die die hierin beschriebenen Techniken verwenden, und auch ein Standardfilterdesign entlang des Frequenzbereiches von 750 GHz bis 950 GHz aufgetragen. Wie dort gezeigt, dominiert das Q der nächsten resonaten Elemente die Einfügedämpfung und nicht die Anzahl der resonanten Elemente.
  • Es sollte angemerkt werden, das das Variieren der Werte der nicht resonanten Elemente 22, die mit den resonanten Elementen in Reihe verbunden sind, die Durchgangsnullstellen leicht verändern kann. Es ist bevorzugt, dass sich diese Durchgangsnullstellen nicht ungewollt bewegen, um den Filter mit einer optimalen Leistungsfähigkeit bereitzustellen.
  • Insbesondere und wie in 21 gezeigt, wurde der Schaltkreis erneut auf die konstituierenden Komponenten reduziert, die notwendig sind, um den Filter nur unter Verwendung der nicht resonanten Elemente 22 umzukonfigurieren. In diesem Fall waren die Abstimmelemente 20 nicht nötig, um die Umkonfigurierung des Filters 10 zu simulieren (modellieren) und wurden daher aus der Schaltkreisdarstellung in 21 entfernt.
  • In der illustrierten Ausführungsform gibt es vier resonate Elemente 18, die durch eine Suszeptanz BR (insbesondere B1 R, B2 R, B3 R und B4 R) repräsentiert sind, und fünfzehn nicht resonante Elemente 22, die in sechs nicht resonanten Elementen 22(1) (auch bezeichnet als NRN-Erde (Nebenschluss-nicht-resonierendes-Element)) angeordnet sind und die durch eine Suszeptanz BN (insbesondere BS N, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N und BL N) repräsentiert sind, fünf nicht resonante Elemente 22(2) (auch bezeichnet als NRN-NRN (Reihen-nicht-resonierendes-Element), repräsentiert durch Admittanzinverter J (insbesondere J01, J12, J23, J34 und J45), und vier nicht resonante Elemente 22(3) (auch bezeichnet als NRN-Resonator (Resonatorkopplung)), repräsentiert durch Admittanzinverter J (insbesondere J1, J2, J3 und J4). Die nicht resonanten Elemente 22(1), 22(2) sind parallel zu den jeweiligen resonanten Elementen 18 geschaltet, während die nicht resonanten Elemente 22(3) in Reihe mit den jeweiligen resonanten Elementen 18 geschaltet sind. Ausgewählte der nicht resonanten Elemente 22 können verändert werden, während jedwede verbleibenden der nicht resonanten Elemente 22 fest bleiben. In der illustrierten Ausführungsform bleiben die nicht resonanten Elemente 22, die in Reihe mit den resonanten Elementen 18 geschaltet sind (d. h. den nicht resonanten Elementen 22(3)), welche dazu neigen die Resonanfrequenzen zu „ziehen“, wenn sie in einer praktischen Lösung implementiert sind, fest.
  • Es sollte angemerkt werden, dass bei Designs, bei denen die resonanten Elemente 18 unter Verwendung von Akustikresonatoren wie Oberflächenakustikwellen-(SAW)-, Schichtbulkakustikresonator (FBAR), mikroelektromechanischen System-(MEMS)-Resonatoren realisiert werden, die nicht resonanten Elemente 22 entweder als elektrische oder als mechanische Kopplungselemente realisiert werden können. In diesem Fall kann es vorteilhaft sein, die nicht resonanten Elemente 22(3) als elektromechanische Wandler zu realisieren, um es den nicht resonanten Elementen 22(3) und den akustischen resonanten Elementen 18 des Schaltkreises zu erlauben, fest zu bleiben, während eine elektronische Abstimmung unter Verwendung nur der nicht resonanten Elemente 22(1), 22(2) noch zugelassen ist.
  • 22 illustriert die Kopplungsmatrixdarstellung des Filters 10. Wie dort gezeigt, sind die Knoten S, 1-4, L und 5-8 (gezeigt in 20) auf der linken Seite der Matrixdarstellung, und die Knoten S, NRN1-NRN4 (nicht resonante Knoten), L und die resonanten Knoten R1-R4 sind oben in der Matrixdarstellung. Wie ebenfalls in 22 gezeigt, sind die Kopplungswerte zwischen den Knoten die Suszeptanzwerte und die Admittanzinverterwerte der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22
  • Die in 21 illustrierte Filterdarstellung wurde unter Verwendung von verschiedenen Gruppen von Kopplungskoeffizienten emuliert, um das Durchgangsband 38 zwischen den Zentren der Unterbänder 36 hüpfen zu lassen. Insbesondere illustrieren die 23(a)-23(c) beispielhafte Filterantworten (und ihre entsprechende Kopplungsmatrixdarstellung), wobei vier Reflexionsnullstellen 34 innerhalb des Stoppbandes 32 verrückt worden sind, um das Durchgangsband 38 selektiv in dem Zentren von allen dreien der Unterbänder 36 zu erzeugen. Das heißt, wenn man nacheinander durch die 23(a)-23(c) geht, dass das Durchgangsband 38 von dem ersten Unterband 36(1) (23(a)) zu dem zweiten Unterband 36(2) ( 23(b)) und dann zu dem dritten Unterband 36(3) (23(c)) hüpft. Somit hüpft das Zentrum des Durchgangsbandes zwischen den nominalen Frequenzen -0,80, 0,0, und 0,80. Wie aus den entsprechenden, in 23(a)-23(c) gezeigten Matrixdarstellungen ersichtlich, sind die Suszeptanzwerte für die in Reihe geschalteten nicht resonanten Elemente 22(3) (d. h. J1-J4) bei -1 fest, während die Suszeptanzwerte und Admittanzinverterwerte für die parallel geschalteten nicht resonanten Elemente 22(1), 22(2) variiert werden, um das Durchgangsband 38 zwischen den Unterbändern hüpfen zu lassen. Die Veränderungen (und Nichtveränderungen) dieser Werte, wenn das Durchgangsband zwischen den drei nominalen Frequenzen hüpft, sind graphisch in 24 illustriert. Wie dort gezeigt, werden die Werte für die parallel geschalteten nicht resonanten Elemente 22(1), (2) (d. h. J01, J12, J23, J34, J45, B1 N, B2 N, B3 N, und B4 N) variiert, während die Werte für die in Reihe geschalteten nicht resonanten Elemente 23(3) (d. h. J1, J2, J3 und J4) konstant bleiben.
  • Wie zuvor mit Bezug zu den 4(a)-4(g) diskutiert, können die Durchgangsnullstellen 30 gleichzeitig zusammen von ihren nominalen Positionen bewegt werden (d. h. durch Anpassen der Frequenzen der resonierenden Elemente), um das gesamte Stoppband 32 und damit das Durchgangsband 38 innerhalb des normalisierten Frequenzbereichs zu verrücken, während das Durchgangsband 38 zwischen Unterbändern hüpfen gelassen werden kann, um den gewünschten Frequenzbereich einzeln abzudecken. Somit kann, mit Bezug zu den 23(a)-23(c), das Durchgangsband 38 von den Zentren der Unterbänder 36 (d. h. -0,80, 0,0 und 0,80) bewegt werden, um das Kontinuum des gewünschten Frequenzbereichs abzudecken. Somit würde, falls alle Durchgangsnullstellen 30 um +/- 0,40 von ihrer nominalen Position verrückt werden können (d. h. die resonanten Elemente zusammen abgestimmt in einem Frequenzbereich von +/- 0,40), jedes in 23(a)-23(c) illustrierte Durchgangsband 33% des normalisierten Frequenzbereichs von - 1,20 bis 1,20 abdecken.
  • Während das Durchgangsband 38 in 23(a)-23(c) als innerhalb der Unterbänder zentriert illustriert ist, können die Reflexionsnullstellen 34 innerhalb des Stoppbandes 32 verrückt werden (d. h. durch Anpassen der Werte der nicht resonanten Elemente), um das Durchgangsband 38 selektiv innerhalb eines ausgewählten Unterbandes 36 zu bewegen. In diesem Fall kann das Durchgangsband 38 zwischen den Unterbändern hüpfen gelassen werden sowie auch innerhalb jedes Unterbandes 36 bewegt werden, so dass dadurch die Anzahl der Durchgangsnullstellen reduziert wird, die angepasst werden müssen, damit das Durchgangsband 38 das Kontinuum des gewünschten Frequenzbereichs abdecken kann. 25 zeigt beispielsweise graphisch die Veränderungen (und Nichtveränderungen) der Werte der nicht resonanten Elemente 22, wenn das Durchgangsband 38 innerhalb des Kontinuums des nominalen Frequenzbereichs von -1,0 bis 1,0 bewegt wird.
  • Bemerkenswerterweise sind die in 25 dargelegten Kopplungswerte völlig verschieden von den in 24 dargelegten Kopplungswerten, und es sollte daher verstanden werden, dass für jeden Filter mehr als eine Kopplungsmatrix existiert (d. h. die Kopplungsmatrix hat nicht nur eine einzige Lösung). 26 zeigt beispielsweise eine andere Gruppe von Veränderungen (und Nichtveränderungen) bei den Werten der nicht resonanten Elemente 22, wenn das Durchgangsband 38 innerhalb des Kontinuums des nominalen Frequenzbereichs von -1,0 bis 1,0 bewegt wird.
  • Die Auswahl der idealen Kopplungsmatrix aus der Familie der Kopplungsmatrices, die die gleiche Filterfunktion realisieren, kann durch eine weitere Analyse der Filterleistungscharakteristiken wie Leistungsregelung, Intermodulation oder Einfügedämpfung vorangetrieben werden. Wie in US 2009 / 0 002 102 A1 gezeigt, bezeichnet „Electrical Filters with Improved Intermodulation Distortion,“ welche ausdrücklich hierin durch Bezug aufgenommen wird, können kleine Veränderungen der inneren Struktur des Filters eine Verbesserung der schließlichen Leistungscharakteristiken des Filters erzeugen, ohne die Funktion des Filters zu verändern, wie sie in gemessenen S-Parametern an dem Eingangs-/Ausgangsanschluss gesehen wird. Die in US 2009 / 0 002 102 A1 offenbarte Technik einschließlich des Veränderns der Ordnung von Durchgangsnullstellen kann auf die in dieser Anmeldung offenbarten Filterschaltkreise angewendet werden.
  • Wie kurz oben beschrieben, kann der Filter 10 unter Verwendung einer Parameterextraktions- und -analysetechnik und dann durch Verändern von einem der nicht resonanten Elemente 22 abgestimmt werden, um so selektiv das Durchgangsband 38 innerhalb des ausgewählten Unterbandes 36 zu verrücken.
  • Insbesondere kann der Filter 10 bei einer erwarteten Betriebstemperatur betrieben werden, um verschiedene anfängliche oder Vorabstimmungsleistungscharakteristiken zu bestimmen. Beispielsweise kann ein HTS-Filter bei 77 Grad Kelvin betrieben und Messungen gemacht werden. Die Parameterextraktion kann dann beispielsweise durch einen Netzwerkanalysator durchgeführt werden. Beispielsweise kann die gemessenen S-Parameterantwort (d. h. die Rückflussdämpfung) verwendet werden, um verschiedene mit dem Filter assoziierte Parameter zu bestimmen (z. B. die Resonatorfrequenzen und die Resonator-zu-Resonator-Kopplungswerte). Als nächstes kann die Filterantwort beispielsweise durch einen Computer optimiert werden. Danach kann ein Unterschied zwischen den extrahierten Filtercharakteristiken und den optimierten Filtercharakteristiken bestimmt und verwendet werden, um ein Abstimmrezept bereitzustellen. Der Filter kann dann entsprechend dem Abstimmrezept abgestimmt werden. In verschiedenen Ausführungsformen kann dieses Abstimmen beispielsweise durch Auswählen der Kondensatoren gemacht werden, die ein- oder ausgeschaltet werden, um das Durchgangsband 38 innerhalb eines ausgewählten Unterbandes 36 unter Verwendung des elektrischen Controllers 24 anzupassen. Sobald der Filter abgestimmt ist, kann er geprüft werden. Beispielsweise kann der Filter wieder bei seiner Arbeitstemperatur betrieben und gemessen werden, um die neuen Leistungscharakteristiken des Filters festzustellen. Wenn die neuen abgestimmten Leistungscharakteristiken wie die Frequenzantwort und/oder die S-Parameterantwort akzeptabel sind, kann der Filter für den Betrieb verpackt werden.
  • Eine andere Abstimmtechnik für Hochleistungsplanarfilter umfasst die Verwendung von einem oder mehreren Abstimmelementen, die ein Abstimmen des Filters ermöglichen. Beispielsweise und mit Bezug auf 27 können Abstimmelemente in der Form von Abstimmgabeln 40, 42 auf dem gleichen Substrat 44 wie das resonante Element 18 angeordnet sein, welches in dem illustrierten Fall die Form einer halbe-Wellenlänge-Struktur einer Spirale-nach-innen-Spirale-nach-außen-(SISO)-Gestalt annimmt. Für die Zwecke der Illustration ist nur ein resonantes Element 18 in 27 illustriert, obwohl ein kompletter Filter, wie in 1 illustriert, mehrere resonante Elemente 18 einschließen kann. In einem planaren Filter mit mehreren Resonatoren kann jedes resonante Element 18 Abstimmgabeln 40, 42 haben. Teile der Abstimmgabeln 40, 42 können von dem Substrat entfernt werden, z. B. durch Ritzen, um die Frequenz des resonanten Elemente zu modifizieren, an das es gekoppelt ist, so dass es entlang des Stoppbandes 32 relativ zu der oder den Reflexionsnullen 34 die Durchgangsnullstelle aufweist, die der Frequenz des resonanten Elementes 18 entspricht. Im Fall der Abstimmung mehrerer resonanter Elemente 18 können die Frequenzen der resonanten Elemente 18 modifiziert werden, um das Stoppband gleichzeitig mit dem Durchgangsband entlang eines Frequenzbereichs zu verrücken. Die Abstimmgabeln 40, 42 sind kapazitiv mit einem Ende des resonanten Elements 18 durch einen Reiheninterdigitalkondensator 46 gekoppelt.
  • Alternativ können die Abstimmgabeln 40, 42 direkt mit dem resonanten Element 18 verbunden sein. Der Reihenkondensator kann jedoch gestaltet sein, um die Abstimmempfindlichkeit auf ungefähr 10% von dem zu reduzieren, was gesehen würde, wenn die Abstimmgabel direkt mit dem Resonator verbunden wäre. Diese reduzierte Empfindlichkeit erlaubt eine Abstimmung von Hand, z. B. mit einer mechanischen Vorrichtung wie einem Diamantritzstift. Das Ritzen von Hand kann mit einem Diamantritzstift unter einem Mikroskop durchgeführt werden. Alternative Mittel des Ritzens der Abstimmgabeln 40, 42 wie ein Laserritzwerkzeug, fokussierte lonenstrahlen oder Photolithographie können ebenfalls verwendet werden. In jedem Fall kann der Resonator 18 durch körperliches Abtrennen (z. B. Ritzen) eines Teils der Abstimmgabeln 40, 42 abgestimmt werden, um die Kapazität des Filterschaltkreises zu verändern.
  • Für eine höhere Genauigkeit und ein erleichteres Abstimmen können die Abstimmgabeln jeweils eine Grobskala 48 und eine Feinskala 50 einschließen, um eine Ritzerleichterung für das Grob- und Feintuning bereitzustellen. Die Skalen 48, 50 können mit einem Abstimmrezept in Beziehung stehen. Obwohl zwei Abstimmgabeln 40, 42 illustriert sind, kann abhängig von dem gewünschten Abstimmbereich und der gewünschten Abstimmauflösung jedwede Zahl von Abstimmgabeln verwendet werden.
  • Eine parameterextraktionsbasierte Technik kann verwendet werden, um die Filterkopplungen und die resonanten Frequenzen zu diagnostizieren und ein Rezept zum Ritzen der Abstimmgabeln bereitzustellen. Somit wird ein Filterdesign bereitgestellt, das eine sehr genaue Abstimmung verwirklicht, ohne irgendwelche teuren Werkzeuge zu erfordern.
  • Als ein anderes Beispiel können Abstimmelement in Form von Abstimmreitern 52 auf dem gleichen Substrat 44 wie die resonanten Elemente 18 angeordnet werden, wie das in 28 illustriert ist. Die Abstimmreiter 52 sind auf einem Resonatorrand angeordnet, der bespielsweise abgestimmt (d. h. von dem Schaltkreis getrennt) werden kann, um die Nebenschluss-Kapazität (oder Shunt-Kapazität) des resonanten Elementes 18 zu verringern. Die Abstimmreiter 52 können diskrete Werte haben, die eine Resonanzfrequenz des Filters um verschiedene bekannte Werte verschieben, und die Werte können in einer binären Reihe konfiguriert sein.
  • Beispielsweise kann der Filter vier Abstimmreiter 52 auf jedem resonanten Element 18 haben, die die Resonanzfrequenz in einer binären Reihe verschieben können wie z. B. 1500 kHz, 800 kHz, 400 kHz, 200 kHz und 100 kHz. In der illustrierten Ausführungsform sind sieben Abstimmreiter 52 verschiedener Größe bereitgestellt. Insbesondere resultiert der Abstimmreiter 52(1) in einer 1500 kHz-Frequenzverschiebung des resonanten Elementes 18, wenn es abgestimmt wird; der Abstimmreiter 52(2) resultiert in einer 800 kHz-Frequenzverschiebung des resonanten Elementes 18, wenn es abgestimmt wird; der Abstimmreiter 52(3) resultiert in einer 400 kHz-Frequenzverschiebung des resonanten Elementes 18, wenn es abgestimmt wird; der Abstimmreiter 52(4) resultiert in einer 200 kHz-Frequenzverschiebung des resonanten Elementes 18, wenn es abgestimmt wird; und jeder der Abstimmreiter 52(5)-56(7) resultiert in einer 100 kHz-Frequenzverschiebung des resonanten Elementes 18, wenn es abgestimmt wird. Somit können, wenn als ein Beispiel das resonante Element 18 eine 670 kHz-Frequenzverschiebung entsprechend einem Abstimmrezept braucht, dann der Abstimmreiter 52(2) (400 kHz), der Abstimmreiter 52(3) (200 kHz) und einer der Abstimmreiter 52(5)-56(7) von dem Substrat 44 entfernt werden.
  • Weitere Einzelheiten, die die Verwendung von Abstimmgabeln und Abstimmreitern zum Abstimmen von Resonatoren diskutieren, sind in US 2009 / 0 121 802 A1 beschrieben, bezeichnet „Systems and Methods for Tuning Filters,“ welche hierin ausdrücklich durch Bezug aufgenommen wird.
  • Eine parameterextraktionsbasierte Technik kann verwendet werden, um die Filterkopplungen und die resonanten Frequenzen zu diagnostizieren und ein Rezept bereitzustellen, das angibt, welche der Abstimmreiter 52 von den Resonatorrändern abgetrennt oder abgestimmt werden sollten, um einen sauber abgestimmten Filter zu erzeugen
  • Nun auf 29 Bezug nehmend, wird nun ein anderer abstimmbarer HF-Filter 100 beschrieben, der in Übereinstimmung mit den vorliegenden Erfindungen konstruiert worden ist. Der HF-Filter 100 ist in der Lage, dynamisch abgestimmt zu werden, um Veränderungen der Betriebstemperatur zu kompensieren, welche andernfalls verursachen können, dass sich das Durchgangsband 38 ungewollt innerhalb des Frequenzbereiches von seiner nominalen wie-ausgelegt-Position in einer Weise wegbewegt ähnlich zu dem in 11 gezeigten Verschieben des Durchgangsbandes 78. Das heißt, dass Veränderungen der Betriebstemperatur es hervorrufen, dass sich die Kopplungswerte der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22 von ihren nominalen Werten aus (d. h. den Reaktanzen der Elemente bei der Betriebstemperatur, bei der der HF-Filter anfänglich abgestimmt wird) verändern. Die Reaktanzen der nicht resonanten Elemente können sich beispielsweise um ±1 % für jede 10°--Veränderung der Betriebstemperatur verändern. Entsprechend kann der HF-Filter 100 dynamisch die Reaktanzen der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22 anpassen, um das Durchgangsband zu seiner nominalen Position innerhalb des Frequenzbereiches zurückzubringen.
  • Der HF-Filter 100 ist ähnlich zu dem in 13(a) illustrierten HF-Filter 10 mit der Ausnahme, dass der HF-Filter 100 zusätzlich einen elektrischen Controller 124, einen Temperatursensor 126 und einen Speicher 128 einschließt. Wie der in 1 illustrierte elektrische Controller 24 ist der elektrische Controller 124 zum Anpassen der nicht resonanten Elemente 22 konfiguriert, um die Reflexionsnullstellen entlang des Stoppbandes 32 einzuführen und zu verrücken, um so ein enges Durchgangsband 38 innerhalb des gewünschten Frequenzbereichs zu bewegen, und er kann auch weiter die Frequenzen der resonanten Elemente 18 über Abstimmelemente (nicht gezeigt) anpassen, um die Durchgangsnullstellen entlang des Frequenzbereiches zu bewegen um die Filterantwort zu optimieren. Anders als der elektrische Controller 24 ist der elektrische Controller zum dynamischen Anpassen der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22 konfiguriert, um Veränderungen der Betriebstemperatur zu kompensieren.
  • Zu diesem Zweck erhält der elektrische Controller 124 eine aktuelle Betriebstemperaturmessung von dem Temperatursensor 126, greift auf eine Nachschlagtabelle aus dem Speicher 128 zu und passt die resonanten Elemente 18 und die nicht resonanten Elemente 22 auf der Grundlage der Nachschlagtabelle an. Insbesondere enthält die Nachschlagtabelle eine Mehrzahl von Referenzbetriebstemperaturen, die beispielsweise von -20°-K bis 100ºK in Schritten von 10º reichen können, sowie für jede Referenzbetriebstemperatur einen entsprechenden Satz Anpassungseinstellungen. Jede Anpassungseinstellung steuert die Reaktanz von einem der resonanten Elemente 18 oder von einem der nicht resonanten Elemente 22. Ein typischer Satz Anpassungseinstellungen wird Anpassungseinstellungen einschließen, die eine Vielzahl von resonanten Elementen 18 und nicht resonanten Elementen 22 steuern.
  • Der elektrische Controller 124 wendet über elektrische Signale die Anpassungseinstellungen auf die resonanten Elemente 18 und die nicht resonanten Elemente 22 an, um ihre jeweiligen Reaktanzen in einer Weise zu verändern, die das Durchgangsband 38 zu seiner nominalen Position innerhalb des Frequenzbereichs zurückbringt. Insbesondere vergleicht der elektrische Controller 124 die gemessenen Betriebstemperaturen mit der Referenzbetriebstemperatur in der Nachschlagtabelle, wählt den Satz Anpassungseinstellungen aus, die der Referenzbetriebstemperatur entsprechen, die am Besten zu der gemessenen Betriebstemperatur passt, und passt die Reaktanzen der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22 in Übereinstimmung mit dem ausgewählten Satz Anpassungseinstellungen an.
  • In der bevorzugten Ausführungsform werden, ähnlich zu der in den 5(a)-5(d) illustrierten Abstimmtechnik, die resonanten Elemente 18 in einer Weise angepasst, die das ausgewählte Unterband 36 in seine nominale Position innerhalb des Frequenzbereiches zurückbringt, und die nicht resonanten Elemente 22 werden in einer Weise angepasst, die das Durchgangsband 38 in seine nominale Position innerhalb des ausgewählten Unterbandes 36 zurückbringt. Alternativ können die resonanten Elemente 18 in einer Weise angepasst werden, die das ausgewählte Unterband 36 nicht in seine nominale Position innerhalb des Frequenzbereiches 36 zurückbringt, oder sie können überhaupt nicht angepasst werden, wobei in diesem Fall die nicht resonanten Elemente 22 in einer Weise angepasst werden können, die das Durchgangsband 38 nicht in seine nominale Position innerhalb des ausgewählten Unterbandes 36 zurückbringt. In jedem Fall wird das Durchgangsband 38 in seine nominale Position innerhalb des Frequenzbereichs zurückgebracht.
  • Die Art der Anpassungseinstellungen wird von dem Mechanismus abhängen, der benutzt wird, um die Reaktanzen der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente anzupassen. Wenn beispielsweise jedes der resonanten Elemente 18 und der nicht resonanten Elemente 22 parallele Kondensatoren mit Schaltern aufweist, um einen variablen kapazitativen Schaltkreis auszubilden, kann jede Anpassungseinstellung Daten einschließen, die anzeigen, welcher der Kondensatoren eingeschaltet wird, um den entsprechenden Kondensator in den kapazitativen Schaltkreis einzuschließen, oder welcher ausgeschaltet wird, um den entsprechenden Kondensator aus dem Schaltkreis auszuschließen, mit dem Ziel, die Reaktanz des jeweiligen resonanten Elementes 18 oder nicht resonanten Elementes 22 in einer Weise zu variieren, die das Durchgangsband 38 an seiner nominalen Position innerhalb des Frequenzbereiches verortet oder zumindest in Anbetracht der Auflösung der Nachschlagtabelle so nahe wie möglich an seiner nominalen Position innerhalb des Frequenzbereiches. Daher wird in diesem Fall die Nachschlagtabelle für jede gemessene Betriebstemperatur einen Satz von Ein-Aus-Zuständen der geschalteten Kondensatoren für jedes resonante Element 18 und jedes nicht resonante Element 22 haben. Die Anpassungseinstellungen in der Nachschlagtabelle können bestimmt werden, indem der Filter 100 jeder der Referenzbetriebstemperaturen ausgesetzt wird und unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Parameterextraktions- und -analysetechnik, um die Anpassungseinstellungen für die resonanten Elemente 18 und die nicht resonanten Elemente 22 zu bestimmen.
  • Es ist zu bemerken, dass die parallelen Kondensatoren, die ein- und ausgeschaltet werden, um Veränderungen der Betriebstemperatur auszugleichen, für die nicht resonanten Elemente 18 zumindest einige der parallelen Kondensatoren einschließen können, die verwendet werden, um das Durchgangsband 38, wie in 15(a)-15(c) illustriert, zwischen verschiedenen Unterbändern 36 zu bewegen. Weiterhin kann, obwohl die Nachschlagtabelle beschrieben worden ist als Anpassungseinstellungen nur für eines der Unterbänder 36 enthaltend, die Nachschlagtabelle Anpassungseinstellungen für mehr als eines der Unterbänder 36 enthalten. In diesem Fall können die Anpassungseinstellungen für das spezielle Unterband 36, in dem das Durchgangsband 38 sich gerade befindet, verwendet werden, um als Antwort auf eine Veränderung der Betriebstemperatur das Durchgangsband 38 zu seiner nominalen Position innerhalb des Frequenzbereichs zu bewegen.
  • Obwohl verschiedene spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, sollte verstanden sein, dass die obige Diskussion nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf diese Ausführungsformen zu beschränken. Es wird für die Fachleute offensichtlich sein, dass verschiedene Veränderungen und Modifikationen gemacht werden können, ohne von dem Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung abzurücken. Beispielsweise hat die vorliegende Erfindung sehr wohl Anwendungen jenseits von Filtern mit einem einzigen Eingang und Ausgang, und spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verwendet werden, um Duplexer, Multiplexer, Channelizer, reagierende Schalter usw. auszubilden, wo dämpfungsarme selektive Schaltkreise verwendet werden können. Die vorliegende Erfindung zielt daher darauf ab, Alternativen, Modifikationen und Äquivalente abzudecken, die in den Geist und den Bereich der vorliegenden Erfindung fallen, wie sie in den Ansprüchen definiert ist.

Claims (18)

  1. Ein Hochfrequenz-(HF)-Filter (10) umfassend: einen Signalübertragungsweg (12), der einen Eingang (14) und einen Ausgang (16) hat; eine Mehrzahl von resonanten Elementen (18), die entlang des Signalübertragungswegs (12) zwischen dem Eingang (14) und dem Ausgang (16) vorgesehen sind; eine Mehrzahl von nicht resonanten Elementen (22), die die resonanten Elemente (18) zusammenkoppeln, um ein Stoppband (32) zu bilden, das eine Mehrzahl von Übertragungsnullstellen (30) hat, die entsprechenden Frequenzen der resonanten Elemente (18) entsprechen, und zumindest ein Unterband (36) zwischen den Übertragungsnullstellen (30), wobei die nicht resonanten Elemente (22) zumindest ein variables nicht resonantes Element umfassen, um selektiv zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) innerhalb des Stoppbandes (32) einzuführen, um ein Durchgangsband (38) in einem ausgewählten der Unterbänder (36) zu erzeugen; und einen elektrischen Controller (124), der dazu konfiguriert ist, eine Betriebstemperatur zu empfangen und das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) auf der Grundlage der empfangenen Betriebstemperatur dynamisch anzupassen, um Veränderungen der Betriebstemperatur zu kompensieren, wobei dadurch die zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) entlang des Stoppbandes (32) bewegt wird, um das Durchgangsband (38) selektiv innerhalb des ausgewählten Unterbandes (36) zu bewegen.
  2. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, weiter umfassend einen Temperatursensor (126), der dazu konfiguriert ist, die Betriebstemperatur zu messen, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, die gemessene Betriebstemperatur von dem Temperatursensor (126) zu empfangen.
  3. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, weiter umfassend einen Speicher (128), der eine Nachschlagtabelle speichert, die eine Mehrzahl von Referenzbetriebstemperaturen und eine Mehrzahl von Sätzen von Anpassungseinstellungen enthält, die jeweils den verschiedenen Betriebstemperaturen entsprechen, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, die gemessene Betriebstemperatur mit der Mehrzahl von Referenzbetriebstemperaturen in der Nachschlagtabelle zu vergleichen, der Satz der Anpassungseinstellungen auszuwählen, der der Referenzbetriebstemperatur entspricht, die der gemessenen Betriebstemperatur am Nächsten ist, und das zumindest eine variable nicht resonante Element in Übereinstimmung mit dem Satz Anpassungseinstellungen anzupassen.
  4. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element angepasst wird durch Anpassen einer Reaktanz von jedem von dem zumindest einen variablen nicht resonanten Element.
  5. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) anzupassen, um selektiv zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) innerhalb des Stoppbandes (32) einzuführen um das Durchgangsband (38) in dem einen Unterband (36) zu erzeugen.
  6. Der HF-Filter (10) von Anspruch 5, wobei jedes von dem zumindest einen nicht resonanten Element (22) eine Mehrzahl von Kondensatoren (C1-C3) hat, die parallel zueinander gekoppelt sind, um einen kapazitiven Schaltkreis auszubilden, und zumindest einen Schalter (S1, S2), der mit zumindest einem der Kondensatoren (C1-C3) gekoppelt ist, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, die Reaktanz des jeweiligen nicht resonanten Elementes (22) durch Betätigen des zumindest einen Schalters (S1, S2) zu verändern, um selektiv zumindest einen Kondensator (C1-C3) in den kapazitiven Schaltkreis einzuschließen oder davon auszuschließen, um die Kapazität des kapazitiven Schaltkreises zu verändern, so dass dadurch die Reflexionsnullstelle (34) selektiv innerhalb des Stoppbandes (32) bewegt wird, um das Durchgangsband (38) in das ausgewählte Unterband (36) zu bewegen.
  7. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei das zumindest eine Unterband (36) eine Mehrzahl von Unterbändern umfasst.
  8. Der HF-Filter (10) von Anspruch 7, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) zum Verrücken der zumindest einen Reflexionsnullstelle (34) entlang des Stoppbandes (32) ist, um das Durchgangsband (38) innerhalb ausgewählter der Unterbänder (36) zu erzeugen.
  9. Der HF-Filter (10) von Anspruch 8, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) zum Verrücken zumindest einer anderen Reflexionsnullstelle (34) innerhalb des Stoppbandes (32) ist, um ein anderes Durchgangsband (38) innerhalb eines anderen der Unterbänder (36) zu erzeugen.
  10. Der HF-Filter (10) von Anspruch 7, wobei das Durchgangsband (38) erheblich verschiedene Bandbreiten innerhalb der ausgewählten Unterbänder (36) hat.
  11. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei die zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) eine Mehrzahl von Reflexionsnullstellen (34) umfasst.
  12. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) eine Mehrzahl von variablen nicht resonanten Elementen (22) umfasst.
  13. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) anzupassen und dadurch selektiv die zumindest eine Reflexionsnullstelle (34) entlang des Stoppbandes (32) zu bewegen, um das Durchgangsband (38) zu einer nominellen wie-ausgelegt-Position innerhalb eines Frequenzbereiches zurückzubringen.
  14. Der HF-Filter (10) von Anspruch 13, wobei der elektrische Controller (124) dazu konfiguriert ist, das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) auf der Grundlage der empfangenen Betriebstemperatur anzupassen und dadurch selektiv die Übertragungsnullstelle (30), die jeder Frequenz des zumindest einen Resonanzelementes (18) entspricht, entlang des Stoppbandes (32) zu bewegen, um das Durchgangsband (38) zu der nominellen wie-ausgelegt-Position innerhalb des Frequenzbereiches zurückzubringen.
  15. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) eine anpassbare Reaktanz hat.
  16. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei das zumindest eine variable nicht resonante Element (22) zumindest eines umfasst von einem variablen Kondensator, einem Dämpfungs-Dämpfungs-Schalter, einem Varaktor und einem Schaltkondensator.
  17. Der HF-Filter (10) von Anspruch 1, wobei jedes der resonanten Elemente (18) eine Dünnfilmstruktur mit konzentrierten Elementen umfasst.
  18. Der HF-Filter (10) von Anspruch 17, wobei die Dünnfilmstruktur mit konzentrierten Elementen einen Hochtemperatursupraleiter (HTS) umfasst.
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