JP2015073310A - 低損失同調型無線周波数フィルタ - Google Patents

低損失同調型無線周波数フィルタ Download PDF

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Abstract

【課題】少ない挿入損失で迅速に同調することができる帯域通過フィルタを提供する。【解決手段】同調型ＲＦフィルタ１０は、入力部１４および出力部１６を有する信号伝送路１２と、入力部１４と出力部１８との間に信号伝送路１２に沿って配置された複数の共振器素子１８と、共振器素子１８を互いに接続して、共振器素子１８のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点を有する阻止帯域と、伝送零点間に少なくとも１のサブバンドとを形成する一組の非共振器素子２２とを備える。一組の非共振器素子２２は、共振器素子１８と並列にそれぞれ接続された複数の第１非共振器素子２２と、共振器素子１８と直列にそれぞれ接続された複数の第２非共振器素子２２とを含む。複数の第１非共振器素子２２は、少なくとも１のサブバンドの１つに通過帯域を形成するために、阻止帯域内に少なくとも１の反射零点を選択的に導入する少なくとも１の可変非共振器素子１８を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、概してマイクロ波回路に関し、特に、マイクロ波帯域通過フィルタに関するものである。
電気的フィルタは、電気信号の処理に長く用いられている。特に、かかる電気的フィルタは、所望の信号周波数を通して、その他の望ましくない電気信号周波数を阻止または減衰することにより、入力信号から所望の電気信号周波数を選択するために使用されている。フィルタは幾つかの一般的なカテゴリに分類することができ、それには、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタおよび帯域除去フィルタが含まれ、それぞれが、そのフィルタによって選択的に通される周波数のタイプを示している。さらに、フィルタは、バターワース、チェビシェフ、逆チェビシェフおよびエリプティク（楕円）のような種類によって分類することもでき、それぞれが、理想的な周波数応答に対してフィルタが与えるバンド形状周波数応答（遮断周波数特性）の種類を示している。
使用されるフィルタの種類は、多くの場合、使用目的に依存する。通信利用において、帯域通過フィルタは、１またはそれ以上の予め設定した帯域以外のＲＦ信号を除去または遮断するために、セルラ基地局およびその他の電気通信機器においてこれまで使用されている。例えば、そのようなフィルタは基地局または電気通信機器の受信器の部品に悪影響を与えるであろうノイズおよび望ましくない信号を除去するために、典型的には受信器のフロントエンドで用いられる。境界が明確な帯域通過フィルタを受信アンテナ入力部に直接配置することにより、多くの場合、所望の信号周波数の近傍の周波数における強い干渉信号によりもたらされる様々な悪影響を取り除くことができるであろう。受信アンテナ入力部にフィルタを配置するため雑音指数を低下させないように、挿入損失は非常に低くしなければならない。多くのフィルタ技術において、低挿入損失を実現するには、フィルタの急峻性（steepness）または選択感度において、それに対応する妥協が必要となる。
商用通信利用において、狭帯域フィルタの使用により最小限の通過帯域を除去して、固定周波数スペクトルをできるだけ多くの周波数帯域に分割可能とし、それにより、固定スペクトルに適応することができる実際のユーザ数を増加させることは、多くの場合望ましいといえる。無線通信の激増により、そのようなフィルタリングは、ますます不利な周波数スペクトラムにおいて、高度の選択性（周波数の僅かな違いによって分けられる信号どうしを区別する能力）と高度の感度（弱い信号を受信する能力）とを提供するはずである。とりわけ注目すべきは、アナログセルラ通信用の８００−９００ＭＨｚの周波数範囲と、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）用の１，８００−２，２００ＭＨｚの周波数範囲である。
本発明にとって特に関心があるのは、高Ｑ値（すなわち、エネルギを蓄積する能力の尺度であり、よってその電力散逸または損失とは反比例するものである）および低挿入損失なフィルタであって、軍事的な（例えば、ＲＡＤＡＲ）通信および電子諜報（ＥＬＩＮＴ）、およびセルラ方式を含む様々な通信利用などの商業分野の両方において、マイクロ波およびＲＦ利用の広範囲で同調可能なフィルタの必要性である。多くの応用において、受信器フィルタは、所望周波数を選択するために、あるいは干渉信号周波数を捕捉するために、同調可能でなければならない。このため、受信器のアンテナと第１非線形素子（典型的には、低雑音増幅器またはミキサ）との間に線形で同調可能な帯域通過フィルタを導入することにより、ＲＦマイクロ波システムの広範囲において大きな利点が与えられ、それにより非常に低い挿入損失が提供される。
例えば、商業利用においては、ＰＣＳで使用される１，８００−２，２００ＭＨｚの周波数範囲を、いくつものより狭い周波数帯（Ａ−Ｆバンド）に分割することができ、その一部のみを、任意の所定エリア内で通信事業会社が使用することができる。このため、それら周波数帯域の選択された任意のサブセットで操作するために、基地局および携帯ユニットを再構成できるようにするのは有益であると考えられる。別の例として、ＲＡＤＡＲシステムにおいては、高振幅干渉信号は、“友好的な”近傍の発信源からでも、または妨害器からでも、受信器の感度を鈍らせ、あるいは高振幅クラッタ信号レベルで相互変調させて、誤ったターゲット指示を与える可能性がある。このため、高密度信号環境において、ＲＡＤＡＲ警報システムはしばしば、完全に使用不可能な状態となるが、そのような場合には、周波数ホッピングが有効と考えられる。
マイクロ波フィルタは、一般に、２つの回路構成素子、すなわち、一周波数ｆ０にて非常に効率的にエネルギを蓄積する複数の共振器と、それら共振器間の電磁エネルギを結合して複数のステージまたはポールを形成するカップリングとを使用して構築される。例えば、４段フィルタは４つの共振器を含む。所与のカップリングの強さは、そのリアクタンス（すなわち、インダクタンスおよび／またはキャパシタンス）によって決定される。カップリングの相対的な強さは、フィルタ形状を決定し、カップリングのトポロジーは、フィルタが帯域通過または帯域除去のどちらの機能を実行するのかを決定する。共振器周波数ｆ０は、それぞれの共振器のインダクタンスおよびキャパシタンスにより主として決定される。従来のフィルタ設計において、フィルタがアクティブとなる周波数は、フィルタを構成する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、フィルタの応答を、上述した理由により、高選択的でシャープなものとするために、内部抵抗を非常に低くする必要がある。この低い抵抗に対する要件は、所与の技術において、共振器の寸法およびコストを増大させる傾向がある。
一般に、固定周波数フィルタは、特定の形状を達成するのに必要な共振器の数を最小化するように設計されている。それは、従来のフィルタのサイズおよびコストが、それを実現するのに必要な共振器の数量とともに直線的に増加するためである。半導体デバイスの場合のように、フォトリソグラフィ的に規定されたフィルタ構造（高温超伝導体（ＨＴＳ）、微少電気機械素子（ＭＥＭＳ）および圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）のフィルタ構造など）は、サイズおよびコスト尺度などに対して、従来のコムライン（combline）または誘電フィルタよりも遙かに影響が少ない。
同調フィルタの設計に今日使用されるアプローチは、固定周波数フィルタに関して上述したものと同じアプローチを辿っている。このため、それらは、非常に効率的で有効で簡素な回路、すなわち、所与のフィルタ応答を実現するのに必要な最も簡素な回路をもたらすものである。従来の同調技術においては、フィルタのすべての共振周波数がフィルタの周波数に同調するように調整される。例えば、５０ＭＨｚずつデバイスの動作周波数帯域を増加させることが望ましい場合、狭帯域フィルタのすべての共振周波数を５０ＭＨｚずつ増加させる必要がある。この従来技術は、周波数帯域の調整に総じて成功しているが、それは、必然的に共振器に抵抗をもたらし、それにより、フィルタの挿入損失が不都合なことに増加する。
ＨＴＳフィルタは、フィルタ内の各共振器上でＨＴＳプレートを機械的に移動させて、その共振周波数を変化させることにより、共振器に顕著な抵抗をもたらすことなく、同調できるものであるが、かかる技術は本質的に遅く（秒のオーダであり）、相対的に大きな三次元同調構造を必要とする。挿入損失は、所謂スイッチドフィルタ（switched filter）設計において低減することができるが、それら設計は、依然、切替時間のあいだにかなりの損失を招くとともに、追加的な共振器を必要とする。例えば、フィルタシステムの挿入損失は、２つのフィルタと単極双投（ＳＰ２Ｔ）式スイッチのペアを与えて、フィルタ間の選択を行うことにより低減することができ、その結果、同調範囲要件を効率的に減少させることができるが、共振器の数が２倍に増加して、スイッチからの損失を招くこととなる。フィルタシステムの損失は、より多くのスイッチとフィルタを導入することにより、さらに減少させることができるが、追加するフィルタの各々は、元のフィルタと同じ数の共振器が必要であり、必要とされるスイッチからより多くの損失を招くこととなる。
よって、少ない挿入損失で迅速に同調することができる帯域通過フィルタを提供する必要性が残る。
本発明の一態様によれば、無線周波数（ＲＦ）フィルタが提供される。このＲＦフィルタは、入力部および出力部を有する信号伝送路と、前記入力部と前記出力部との間に前記信号伝送路に沿って配置された複数の共振器素子と、それら共振器素子を互いに接続する複数の非共振器素子（non-resonant elements）とを備える。前記共振器素子は、互いに接続されて、前記共振器素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点（または透過零点：transmission zeroes）を有する阻止帯域（ストップバンド）と、前記伝送零点間に、少なくとも１のサブバンドとを形成する。前記非共振器素子は、前記阻止帯域内に少なくとも１の反射零点（reflection zero）を配置して前記少なくとも１のサブバンドの１つに通過帯域を形成するサセプタンス値を有する。
一実施形態においては、前記非共振器素子を固定するようにしてもよいが、特定の有利な実施形態においては、前記非共振器素子が、前記阻止帯域内に少なくとも１の反射零点を選択的にもたらして、１または複数の前記サブバンドの１つに通過帯域を形成するための少なくとも１の可変非共振器素子を備える。この可変非共振器素子は、例えば調節可能なサセプタンスを有するものであってもよく、また、可変コンデンサ、ロス−ロススイッチ（loss-loss switch）、バラクタおよびスイッチドキャパシタの中の１またはそれ以上を含むものであってもよい。一実施形態において、共振器素子は所望周波数で共振する任意の構造形式を取ることができるが、前記共振器素子の各々は、（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）薄膜集中素子構造（thin-film lumped element structure）を備える。
一実施形態において、１または複数の前記可変非共振器素子は、前記１のサブバンド内で前記通過帯域を選択的に移動させるために前記阻止帯域に沿って１または複数の前記反射零点の位置を変化させるように構成されている。前記伝送零点間に複数のサブバンドが存在する場合、１または複数の前記可変非共振器素子は、選択されたサブバンド内で前記通過帯域を形成するために前記阻止帯域に沿って１または複数の前記反射零点の位置を変化させるためのものとなり得る。代替的には、またはそれに加えて、１または複数の前記可変非共振器素子は、前記サブバンドの別の１つの範囲内で別の通過帯域を形成するために前記阻止帯域内で少なくとも別の反射零点の位置を変化させるためのものとなり得る。一実施形態において、前記通過帯域は、前記選択されたサブバンド内で実質的に異なる帯域幅を有する。本発明は、その広範な側面においてそれ程限定すべきではないが、１または複数の前記可変非共振器素子を調整することにより前記サブバンドの選択された１つの範囲内に通過帯域を導入する能力は、前記共振器素子の周波数を調節する必要性を、除去または少なくとも最小化し、その結果として、前記フィルタによりもたらされる挿入損失を低減する。
別の実施形態において、前記ＲＦフィルタは、前記共振器素子の少なくとも１の周波数を変更するように構成された少なくとも１の同調素子をさらに備える。例えば、１または複数の上記同調素子は、１または複数の前記共振器素子の周波数を変更して、１または複数の前記反射零点に対して前記阻止帯域に沿って１または複数の前記共振器素子の各伝送零点の位置を変化させるように構成することができる。別の実施例として、前記ＲＦフィルタは、前記共振器素子の周波数を変更して、周波数範囲に沿って前記阻止帯域の位置を前記通過帯域と同時に変化させるように構成された複数の同調素子を含む。任意の実施形態において、前記ＲＦフィルタは、電気信号を生成して１または複数の前記可変非共振器素子を調節するように構成されたコントローラを備える。
本発明の別の態様によれば、別のＲＦフィルタが提供される。このＲＦフィルタは、入力部および出力部を有する信号伝送路と、この信号伝送路に沿って配置された複数のノードと、それらノードからそれぞれ延びる複数の共振器ブランチ（resonant branches）と、前記ノードからそれぞれ延びる複数の非共振器ブランチ（non-resonant branches）とを備える。このＲＦフィルタは、さらに、前記共振器ブランチにそれぞれ接続された複数の共振器素子と、複数の非共振器素子とを備え、それら非共振器素子の幾つかが前記非共振器ブランチにそれぞれ接続されるとともに、当該ＲＦフィルタは、前記共振器素子の共振周波数に対応する複数の伝送零点と、通過帯域を形成するために、前記伝送零点間に形成される少なくとも１の反射零点とを備える。
一実施形態において、前記非共振器素子は、前記伝送零点に対して１または複数の前記反射零点の位置を選択的に変化させるための少なくとも１の可変非共振器素子を備える。別の実施形態においては、前記複数の伝送零点が２以上の伝送零点を含む。その他の実施形態において、共振器素子は所望周波数で共振する任意の構造形式を取ることができるが、前記共振器素子の各々は、（例えば、高温超伝導体（ＨＴＳ）のような）薄膜集中素子構造を備える。
本発明のさらに別の態様によれば、同調範囲を規定する阻止帯域を有するＲＦフィルタの同調方法が提供される。この方法は、前記ＲＦフィルタを第１周波数構成から第２周波数構成に変更するステップを備える。前記第１周波数構成にあるときに、前記ＲＦフィルタは、前記同調範囲内に通過帯域特性の第１セットを有し、前記第２周波数構成にあるときに、前記ＲＦフィルタは、前記阻止帯域の前記同調範囲内に通過帯域特性の異なる第２セットを有する。非限定の例として、前記第１および第２の通過帯域特性は、異なる中心周波数、異なる帯域幅および／または異なる数の非隣接通過帯域を有する。一方法において、前記ＲＦフィルタは、前記阻止帯域内で少なくとも１の反射零点の位置を変化させることによって、第１周波数構成から第２周波数構成に変更される。この場合、前記阻止帯域が、複数の伝送零点を有し、前記伝送零点の周波数が変位する以上に、前記少なくとも１の参照零点の周波数が変位する。この場合、前記ＲＦフィルタの前記挿入損失は、前記ＲＦフィルタを前記第１周波数構成から前記第２周波数構成に変更するときに最小化される。
本発明のさらに別の態様によれば、別のＲＦフィルタが提供される。このＲＦフィルタは、入力部および出力部を有する信号伝送路と、前記入力部と前記出力部との間に前記信号伝送路に沿って配置された複数の共振器素子と、それら共振器素子を互いに接続する一組の非共振器素子とを備える。前記共振器素子は、互いに接続されて、前記共振器素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点を有する阻止帯域と、前記伝送零点間に、少なくとも１のサブバンドとを形成する。前記非共振器素子は、前記阻止帯域内に少なくとも１の反射零点を配置して少なくとも１の前記サブバンドの１つに通過帯域を形成するサセプタンス値を有する。
前記一組の非共振器素子は、前記共振器素子とそれぞれ並列に接続された複数の第１非共振器素子と、前記共振器素子とそれぞれ直列に接続された複数の第２非共振器素子とを備える。前記複数の第１非共振器素子は、前記複数の第２非共振器素子の何れも変化させることなく、１または複数の前記サブバンドの１つに通過帯域を形成するために前記阻止帯域内に少なくとも１の反射零点を選択的にもたらすための少なくとも１の可変共振器素子を含む。前記ＲＦフィルタの詳細は、本発明の一態様のＲＦフィルタに関して上述した詳細と同じであってもよい。
図面は、本発明の実施形態の設計および有用性を示しており、それら図面において、類似の構成要素は、共通の符号で引用されている。
図１は、本発明の一実施形態に従い構成された同調型無線周波数（ＲＦ）フィルタのブロック図である。 図２は、８の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットである。 図３は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域のサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ａ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｂ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｃ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｄ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｅ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｆ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図４（ｇ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図５（ａ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の周波数がシフトされて、このシフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された状態を示している。 図５（ｂ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の周波数がシフトされて、このシフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された状態を示している。 図５（ｃ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の周波数がシフトされて、このシフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された状態を示している。 図５（ｄ）は、図２の周波数応答のプロットであって、阻止帯域の周波数がシフトされて、このシフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された状態を示している。 図６は、図４（ａ）−図４（ｇ）の阻止帯域の選択されたサブバンド内に導入された通過帯域の範囲を拡張するための、図２の周波数応答の伝送零点の同時シフトを示すプロットである。 図７（ａ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図７（ｂ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図７（ｃ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図７（ｄ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図７（ｅ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図７（ｆ）は、９の共振器素子を使用した典型的な広阻止帯域の、モデル化された周波数応答のプロットであって、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）の周波数範囲を対象とするために、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域が導入された状態を示している。 図８は、阻止帯域の選択されたサブバンド内に通過帯域の導入を受け入れるための、図７（ａ）−図７（ｆ）の周波数応答の伝送零点の独立したシフトを示すプロットである。 図９（ａ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図９（ｂ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図９（ｃ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図９（ｄ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図９（ｅ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図９（ｆ）は、図２のモデル化された周波数応答のプロットであって、阻止帯域の選択されたサブバンド内に複数の通過帯域が導入された状態を示している。 図１０は、本発明の別の実施形態に従い構成された同調型ＲＦフィルタのブロック図である。 図１１は、図１０のフィルタのモデル化された周波数応答のプロットであって、シフトされた阻止帯域のサブバンドの様々な位置に通過帯域が導入された状態を示している。 図１２は、図１１の通過帯域における周波数シフトと比べた、図１０の同調型ＲＦフィルタに使用される非共振器素子のカップリング値の変化を示すプロットである。 図１３（ａ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現を示している。 図１３（ｂ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現を示している。 図１３（ｃ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現を示している。 図１３（ｄ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現を示している。 図１４は、フィルタの３状態について、図１４のＲＦフィルタをモデル化するのに使用された成分値を示す表である。 図１５（ａ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現であって、特に、様々なフィルタの状態および対応する周波数応答を示している。 図１５（ｂ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現であって、特に、様々なフィルタの状態および対応する周波数応答を示している。 図１５（ｃ）は、図１の同調型ＲＦフィルタの回路表現であって、特に、様々なフィルタの状態および対応する周波数応答を示している。 図１６（ａ）は、３状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロットである。 図１６（ｂ）は、３状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロットである。 図１６（ｃ）は、３状態における図１４のＲＦフィルタの周波数応答のプロットである。 図１７は、フィルタの挿入損失と比べた、図１４のＲＦフィルタの同調を示すプロットである。 図１８は、同じ周波数範囲に同調されたときの従来のフィルタの挿入損失に対して、図１４のＲＦフィルタの挿入損失を比較するプロットである。 図１９は、同じ周波数範囲に同調されたときのスイッチドフィルタの挿入損失に対して、図１のフィルタの挿入損失を比較するプロットである。 図２０は、本発明に従い構成された２共振器、４共振器および６共振器同調型フィルタ間の周波数応答を、一般的な帯域通過フィルタの周波数応答と比べたプロットである。 図２１は、図１の同調型ＲＦフィルタの別の回路表現を示している。 図２２は、図２１の回路表現の結合マトリクスを示している。 図２３（ａ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答のプロットおよび対応する結合マトリクスである。 図２３（ｂ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答のプロットおよび対応する結合マトリクスである。 図２３（ｃ）は、図２１のＲＦフィルタの周波数応答のプロットおよび対応する結合マトリクスである。 図２４は、図２１のＲＦフィルタの同調に使用される、図２３（ａ）−図２３（ｃ）の結合マトリクスにおけるカップリング値をグラフ表示するプロットである。 図２５は、図２１のＲＦフィルタの同調に使用できる別のカップリング値のセットをグラフ表示するプロットである。 図２６は、図２１のＲＦフィルタの同調に使用できるさらに別のカップリング値のセットをグラフ表示するプロットである。
図１を参照して、本発明に従い構成された同調型無線周波数（ＲＦ）フィルタ１０について説明する。図示される実施形態において、ＲＦフィルタ１０は、所望周波数範囲内、例えば８００−９００ＭＨｚまたは１，８００−２，２２０ＭＨｚの範囲内で同調可能な通過帯域を有する帯域通過フィルタである。典型的な状況において、ＲＦフィルタ１０は、所望周波数範囲外のエネルギを阻止する広帯域通過フィルタの背後の受信器（図示省略）のフロントエンド内に配置されている。このＲＦフィルタ１０は、概して、入力部１４および出力部１６を有する信号伝送路１２と、この信号伝送路１２に沿って配置された複数のノード１７と、それらノード１７からそれぞれ延びる複数の共振器ブランチ１９と、ノード１７からそれぞれ延びる複数の非共振器ブランチ２１とを備える。さらに、ＲＦフィルタ１０は、入力部１４と出力部１６との間に配置されて、特に、共振器ブランチ２１とグランドとの間に接続された複数（この場合には、４）の共振器素子１８と、共振器素子１８の周波数を調節するための複数の同調素子２０と、共振器素子１８を互いに接続する複数の非共振器素子２２とを備え、４の非共振器素子２２が非共振器ブランチ２１とグランドとの間に接続されている。さらに、ＲＦフィルタ１０は、周波数範囲内の選択された狭帯域にＲＦフィルタ１０を同調させるように構成された電気コントローラ２４を備える。
代替的な実施形態においては、物理的な伝送ラインは使用されないが、信号伝送路１２は、非共振器素子２２が直接的または間接的に接続される物理的な伝送ラインを含むものであってもよい。図示される実施形態において、共振器素子１８は、インダクタおよびコンデンサのような集中素子電気部品、具体的には、平面スパイラル構造、ジグザグ蛇行構造、シングルコイル構造および二重コイル構造のような薄膜集中構造を含む。かかる構造は、低損失基板上にコンデンサおよびインダクタを形成するためにパターン化された薄膜エピタキシャル高温超伝導体（ＨＴＳ）を含むものであってもよい。高温超伝導体集中素子フィルタについての検討の更なる詳細は、米国特許第５，６１６，５３９号に記述されている。
図示された実施形態において、共振器素子１８は、サセプタンスＢＲにより表される一方、非共振器素子２２は、サセプタンスＢＮにより表され、非共振器素子２２が共振器素子１８と並列に接続されている。また、アドミタンス・インバータはＪにより表され、共振器素子１８間に接続されている。選択されたある非共振器素子２２は、変化させることができるが、残りのそれ以外の非共振器素子２２は、固定された状態で保持される。
以下に詳細に述べるように、非共振器素子２２は、ほぼ周波数範囲全体に亘って通過帯域を同調するために変化させるようにしてもよく、必要な場合には、周波数の相対的一部内に通過帯域を受け入れるため、かつ／または移動させるために、共振器素子１８の周波数をほんの僅かに調節するようにしてもよい。この方法において、フィルタ１０を同調させる主たる手段として使用されるのが、共振器素子１８よりもむしろ非共振器素子２２であるため、フィルタ１０の挿入損失は著しく低減される。すなわち、非共振器素子２２の調節は、非常に敏感に損失に反応する共振器素子１８の調整よりも、フィルタ１０の損失に対する寄与が小さいため、フィルタ１０は、フィルタ１０同調の主たる手段として共振器素子を利用する従来のフィルタよりも小さい損失を有することとなる。また、共振器素子１８の周波数の調節は非常に僅かであるため、仮にそうするとしても、フィルタ１０の同調速度が増加する。
ＲＦフィルタ１０は、広い阻止帯域の選択された領域に狭い通過帯域を導入することにより、上述したことを成し遂げる。すなわち、ＲＦフィルタ１０は通過帯域フィルタとして最終的に使用されるものであるが、共振器素子１８は、実際には非共振器素子２２により互いに接続されて、通過帯域を形成するのではなくむしろ、共振器素子１８のそれぞれの周波数に対応する伝送零点（この場合は、４に達する）を有する広域阻止帯域応答を生成する。その際に、電気コントローラ２４は、非共振器素子２２を調節して、反射零点を導入および阻止帯域に沿って移動させることにより、所望周波数範囲内で狭通過帯域を移動させる。また、電気コントローラ２４は、同調素子２０を介して共振器素子１８の周波数を調節して、周波数範囲に沿って伝送零点を移動させることにより、フィルタ応答を最適化することができる。図示された実施形態において、電気コントローラ２４は、周波数範囲内に所望位置の通過帯域をもたらすのに必要な非共振器素子２２の値を格納するメモリ（図示せず）を含む。
この技術は、下記の方程式に従いモデル化された様々な典型的なフィルタ応答に関して以下に述べることとする。
Figure 2015073310
ここで、Ｓ１１はフィルタの入力反射係数、Ｓ２１はフィルタの順透過係数（forward transmission coefficient ）、ｓは正規化周波数、ＦおよびＰは一般化複素周波数（generalized complex frequency）ｓのＮ次多項式（Ｎは共振器素子の数量）、εは等リプル反射減衰量を規定する定数である。係数Ｓ１１およびＳ２１の各々は、分子がＮ次を有するため、最大Ｎ数の零点を有することができる。両係数Ｓ１１，Ｓ２１がすべてＮの零点を有するときは、フィルタ応答は完全に楕円と考えられる。フィルタのモデル化についての検討の更なる詳細は、文献（「Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ＲＦ／Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ」，Ｊｉａ−Ｓｈｅｎ Ｇ．ＨｏｎｇおよびＭ．Ｊ．Ｌａｎｃａｓｔｅｒ，Ｗｉｌｅｙ，ｌｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ，２００１年）内に記述されている。正規化周波数、ｓ＝ｉｗは、次の方程式に従い実周波数内にマップすることができる。
Figure 2015073310
ここで、ｆは実周波数、ｆＣは中心周波数、ＢＷはフィルタの帯域幅である。正規化周波数を実周波数に変換することについての検討の更なる詳細は、文献（「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ，Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，ａｎｄ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ」，Ｇ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，Ｌ．ＹｏｕｎｇおよびＥ．Ｍ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６４年）内に記述されている。
図２は、８の共振器素子を使用してモデル化された典型的な広帯域阻止フィルタ応答を示しており、それによれば、それぞれの共振器素子周波数にて８個の対応する伝送零点３０（６個のみ示されている）を生成して（図２の右側の図面に最も良く示されている）阻止帯域３２を形成するとともに、この阻止帯域３２外に入る８個の反射零点３４（６個のみ示されている）を生成している（図２の左側の図面に最も良く示されている）。この具体的な例において、伝送零点３０は、正規化周波数範囲における、−１．０５，−０．７５，−０．４５，−０．１５，０．１５，０．４５，０．７５および１．０５に位置し、その結果、−１．０５と１．０５の間の正規化周波数範囲を有する阻止帯域を生成している。図２の右側の図面に示すように、フィルタ応答は、−０．９０，−０．６０，−０．３０，０．０，０．３０，０．６０および０．９０にそれぞれ位置する、伝送零点３０間の領域３６に７つの“跳ね返り（bounce-backs）”を含んでいる。このため、一般に、阻止帯域フィルタは、（Ｎ数の共振器素子に対応する）Ｎ数の伝送零点、最大Ｎ数の反射零点およびＮ−１数の跳ね返り領域３６を含む。
通過帯域は、少なくとも１の反射零点３４の位置を阻止帯域３２内に変化させること（すなわち、非共振器素子の値を調整すること）によって、図２に示す領域３６内の跳ね返りの何れか１つ（以下、“サブバンド”と称する）から形成することができる。例えば、図３は、４つの反射零点３４が図２の阻止帯域内に導入されて、中心サブバンド３６（４）内に（すなわち、０に）通過帯域３８を形成している、典型的なフィルタ応答を示している。反射零点３４は、（非共振器素子の値を調整することにより）阻止帯域３２に沿って位置を変化させることができ、それにより、サブバンド３６の選択された１つ内に通過帯域３８を生成することができる。すなわち、反射零点３４は、阻止帯域３２に沿って位置を変化させて、サブバンド３６間で通過帯域３８を“ホップ”させることができる。
例えば、図４（ａ）−図４（ｇ）は、阻止帯域３２内で４の反射零点３４が動かされて、７のサブバンド３６の何れかの中心に通過帯域３８が選択的に生成された、典型的なフィルタ応答を示している。すなわち、図４（ａ）−図４（ｇ）を介して順番に進むと、通過帯域３８が、第１サブバンド３６（１）（図４（ａ））から、第２サブバンド３６（２）（図４（ｂ））に、第３サブバンド３６（３）（図４（ｃ））に、第４サブバンド３６（４）（図４（ｄ））に、第５サブバンド３６（５）（図４（ｅ））に、第６サブバンド３６（６）（図４（ｆ））に、そして最終的に第７サブバンド３６（７）（図４（ｇ））に、ホップしている。このため、図示された実施形態において、通過帯域３８の中心は、−０．９０，−０．６０，−０．３０，０．０，０．３０，０．６０および０．９０の間でホップすることができる。一連の図４（ａ）−図４（ｇ）は、隣接するサブバンド３６間で通過帯域３８がホップすることを示唆しているが、通過帯域３８は、非隣接サブバンド３６間で、例えば、第２サブバンド３６（２）から第５サブバンド３６（５）に、ホップできることに留意されたい。
通過帯域３８は、サブバンド３６間でホップして所望周波数範囲を離散的に対象とすることができるが、伝送零点３０は、（共振器素子の周波数を調節することにより）それらの公称位置（nominal positions）から一斉に移動させて、正規化周波数範囲における、全体の阻止帯域３２の位置と、よって通過帯域３８の位置とを変化させることができる。このため、通過帯域３８は、サブバンド３６の中心（すなわち、−０．９０，−０．６０，−０．３０，０．０，０．３０，０．６０および０．９０）から移動させて、連続する所望周波数範囲を対象とすることができる。このため、すべての伝送零点３０の位置をそれらの公称位置から±０．１５ずつ変化させることができる（すなわち、±０．１５の周波数範囲において共振器素子を一緒に同調させることができる）が、図４（ａ）−図４（ｇ）に示される各通過帯域３８は、−１．０５から１．０５の正規化周波数範囲の１５％を対象とすると考えられる。
例として、通過帯域３８の中心を−０．２０に置くことが望ましい場合、通過帯域３８を、第３サブバンド３６（３）内に位置させることができ（図４（ｃ）では−０．３０に中心が置かれる）、伝送零点３０の位置をその公称位置から０．１０変化させて、通過帯域３８を−０．３０から−０．２０に移動させることができる。通過帯域３８の中心を０．８５に置くことが望ましい場合、通過帯域３８を、第７サブバンド３６（７）内に位置させることができ（図４（ｇ）では０．９０に中心が置かれる）、伝送零点３０の位置をその公称位置から−０．０５変化させて、通過帯域３８を０．９０から０．８５に移動させることができる。
通過帯域３８がサブバンド３６内に中心が置かれるものとして図４（ａ）−図４（ｇ）に示されているが、反射零点３４は、（非共振器素子の値を調節して）阻止帯域３２内で位置を変化させることにより、選択されたサブバンド３６内に通過帯域３８を選択的に移動させることができる。この場合、通過帯域３８は、サブバンド３６間でホップさせることができるとともに、各サブバンド３６内で移動させることができ、それにより、連続する所望周波数範囲を対象とするために、伝送零点３０が通過帯域３８に対して調整される量を減少させることができる。例えば、図５（ａ）−図５（ｄ）は、中心サブバンド３６（４）に関する典型的なフィルタ応答を示しており、この場合、（共振器素子１８の周波数を０．０５ずつ増加させることにより）すべての伝送零点３０の位置がその公称位置から０．０５移動されるとともに、（非共振器素子２２を調節することにより）反射零点３４の位置がその公称位置から０．０５ずつ増加するように移動される。
具体的に、図５（ａ）−図５（ｄ）を介して順番に進むと、伝送零点３０がその公称位置から０．０５ずつ移動されて、０（図５（ａ））から０．０５（図５（ｂ））に通過帯域３８が移動されることとなる。そして、伝送零点３０を定位置に固定した後、反射零点３４がその公称位置から０．０５ずつ増加するように移動されて、通過帯域３８を、サブバンド３６（４）の中心（図５（ｂ）における０．０５）から、サブバンド３６（４）の中心の０．０５右の位置（図５（ｃ）における０．１０）に、そして、サブバンド３６（４）の中心の０．１０右の位置（図５（ｄ）における０．１５）に、移動させる。
このモダリティは帯域通過フィルタの阻止スロープ（rejection slope）の対称性を崩壊させる可能性があるが、この場合、伝送零点３０の必要とされる位置の変化と、よって共振器素子の同調範囲とを１５％から５％に減少させて、サブバンド３６内で反射零点３４の位置が変化しない場合と同じ同調範囲を得ることができる。その結果、フィルタの損失がさらに低減されることとなる。
特に、あるサブバンド３６のエンティティの範囲内で伝送零点３０を理論的に配置することができ、その場合、共振器素子の同調を必要とすることなく、各通過帯域３８が全阻止帯域３２の約１５％を対象とすることができるが、実際には、フィルタ損失は反射零点３４が伝送零点３０に接近するに連れて著しく増加する。よって、反射零点３４とともに伝送零点３０の位置を変化させて、大きな損失無しに全体の周波数範囲内で通過帯域３８を移動させることを可能にすることが望ましい。
例えば、図６を参照すると、伝送零点３０がその公称位置（水平な点線で示される）に対して±０．０５の範囲で移動されて、通過帯域３８が、（斜めの点線によって示されるように）−１．０５から１．０５の公称周波数範囲内のどこにでも配置可能となっている。通過帯域３８の周波数が−１．０５から１．０５に移動するため、反射零点３４が±０．１０の範囲内でサブバンド３６に沿って移動するとともに、伝送零点３０がホップ間の０．３０の総範囲について、±０．０５の範囲内で移動しながら、反射零点３４があるサブバンド３６から隣にホップする。
具体的には、同調範囲の初めに、伝送零点３０は、その公称位置（すなわち、−１．０５，−０．７５，−０．４５，−０．１５，０．１５，０．４５，０．７５，１．０５）に対して−０．０５の位置に最初に配置されて、それにより第１サブバンド３６（１）の中心が−０．９５に置かれることとなるが、この場合、反射零点３４は、第１サブバンド３６（１）内で、その公称位置に対して−０．１０の位置に最初に配置されて、通過帯域３８が−１．０５に置かれることとなる。伝送零点３０は固定されているが、反射零点３４は第１サブバンド３６（１）内で、その公称位置に配置することができ、それにより通過帯域３８を−１．０５から−０．９５に移動させることができる。反射零点３４は固定されているが、伝送零点３０はその後、その公称位置に対して０．０５の位置に配置することができ、それにより第１サブバンド３６（１）の中心が−０．８５に移動されて、通過帯域が−０．９５から−０．８５に移動される。伝送零点３０は再び固定されるが、反射零点３４は、その公称位置に対して０．１０の位置に配置することができ、それにより通過帯域３８を−０．８５から−０．７５に移動させることができる。
通過帯域３８が−０．７５に達すると、反射零点３４が第１サブバンド３６（１）から第２サブバンド３６（２）にホップし、伝送零点３０がその公称位置に対して−０．０５移動されることとなり、それにより、第２サブバンド３６（２）の中心が−０．６５に移動され、その場合、反射零点３４がその公称位置から−０．１０の位置に最初に配置されて、通過帯域３８が−０．７５で維持される。その後、伝送零点３０および反射零点３４は、互いに協調して上述した方法と同じ様に第１サブバンド３６（１）に関して移動され、それにより通過帯域３８が−０．７５から−０．４５に移動される。通過帯域３８が−０．４５に達すると、反射零点３４が第２サブバンド３６（２）から第３サブバンド３６（３）にホップし、通過帯域３８が１．０５に達するまで、その他種々を行うこととなる。
連続する所望周波数範囲内で狭通過帯域を同調することができる（すなわち、ＲＦフィルタ１０が連続的に再構成できる）ものとしてＲＦフィルタ１０について述べてきたが、周波数帯域の選択された領域に通過帯域３８の中心を離散的に置くことができるように、ＲＦフィルタ１０は離散的に再構成できるものであってもよい。例えば、ＰＣＳ応用においては、ＲＦフィルタ１０が、周波数帯域の選択された一つに狭通過帯域を配置することにより、６つのＡ−Ｆの周波数帯域の何れかで動作するように再構成されるようにしてもよい。
図７（ａ）−図７（ｆ）は、ＲＦフィルタの再構成された６の異なる状態に対応する典型的なフィルタ応答を示している。この場合、モデル化されたフィルタは、９の伝送零点３０（７のみ示している）を備えて、各伝送零点３０間に配置された８のサブバンド３６により阻止帯域３２を生成するとともに、この阻止帯域３２内に移動させることができる７の反射零点３４を備えて、６の中央のサブバンド３６の選択された何れかの範囲内に通過帯域３８を生成するようになっている。このため、ＲＦフィルタは、ＰＣＳの通信プロトコルのＡ−バンド（図７（ａ））、Ｄ−バンド（図７（ｂ））、Ｂ−バンド（図７（ｃ））、Ｅ−バンド（図７（ｄ））、Ｆ−バンド（図７（ｅ））またはＣ−バンド（図７（ｆ））において動作するように再構成することができる。図示のように、隣接する伝送零点３０の分離により示されるように、サブバンド３６の範囲内で通過帯域３８の幅が異なる。具体的には、Ａ−バンド、Ｂ−バンドおよびＣ−バンドの幅は、Ｄ−バンド、Ｅ−バンドおよびＦ−バンドの幅よりも約２．５倍大きい。
特に、再構成可能な実施において、通過帯域３８は、所望周波数範囲の連続する範囲内で移動させる必要はなく、むしろ所望周波数範囲を対象とするのに十分に広くなるように設計されているため、伝送零点３０は、通過帯域３８の範囲を拡張するために移動されることはない。むしろ図８に示すように、伝送零点３０は、その公称位置から独立に移動されて、通過帯域３８のための空間を形成し、さもなければ阻止性能を改善する。例えば、第２および第３伝送零点３０（２），３０（３）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ａ−バンドに反射零点３４のための空間を形成し、第４および第５伝送零点３０（４），３０（５）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ｂ−バンドに反射零点３４のための空間を形成し、第７および第８伝送零点３０（７），３０（８）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ｃ−バンドに反射零点３４のための空間を形成し、第３および第４伝送零点３０（３），３０（４）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ｄ−バンドに反射零点３４のための空間を形成し、第５および第６伝送零点３０（５），３０（６）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ｅ−バンドに反射零点３４のための空間を形成し、第６および第７伝送零点３０（６），３０（７）は、互いに遠ざかるように移動されて、Ｆ−バンドに反射零点３４のための空間を形成する。
上記技術は、阻止帯域３２内に単一の通過帯域３８（同時に一通過帯域）を導入するものとして述べてきたが、阻止帯域３２内に複数の通過帯域を導入することも可能である。例えば、図９（ａ）−図９（ｆ）は、典型的なフィルタ応答であって、４つの反射零点３４の２セットが阻止帯域３２内で移動されて、サブバンド３６の選択されたペアの中心に２つの通過帯域３８（１），３８（２）を選択的に生成するようなフィルタ応答を示している。すなわち、図９（ａ）−図９（ｆ）を介して順番に進むと、通過帯域３８（１），３８（２）が、第２および第３サブバンド３６（２），３６（３）内に（図９（ａ））、第３および第５サブバンド３６（３），３６（５）内に（図９（ｂ））、第３および第４サブバンド３６（３），３６（４）内に（図９（ｃ））、第２および第４サブバンド３６（２），３６（４）内に（図９（ｄ））、第２および第６サブバンド３６（２），３６（６）内に（図９（ｅ））、第２および第５サブバンド３６（２），３６（５）内に（図９（ｆ））にそれぞれ導入される。
ここで図１０および図１１を参照して、可変非共振器素子の値（カップリング値に関する）と、結果として得られる広阻止帯域内における狭通過帯域の動きとの間の相関を説明するために、基本同調型フィルタ５０について述べることとする。図１０に示すように、ＲＦフィルタ５０は、概して、入力部５４および出力部５６を有する信号伝送路５２と、入力部５４と出力部５６との間に配置された複数（この場合は、２）の共振器素子５８と、それら共振器素子５８を互いに接続する複数の非共振器素子６２とを備える。共振器素子５８の周波数を調節するために、同調素子（図示省略）を使用することができるとともに、周波数範囲内の選択された狭帯域にＲＦフィルタ５０を同調するために、電気コントローラ（図示省略）を使用することができる。図１に示すフィルタ１０と同様に、フィルタ５０の共振器素子５８は、サセプタンスＢＲにより表される一方、非共振器素子６２は、サセプタンスＢＮにより表され、非共振器素子６２が共振器素子５８と並列に接続されている。また、アドミタンス・インバータはＪにより表され、共振器素子５８間に接続されている。選択されたある非共振器素子２２は、変化させることができるが（この場合、サセプタンスＢＮ）、残りのそれ以外の非共振器素子２２は、固定された状態で保持される（この場合、アドミタンス・インバータＪ）。
フィルタ５０をモデル化して、図１１に示す典型的なフィルタ応答を生成した。２つの共振器素子５８の周波数と、よって２つの伝送零点７０は、０．９５ＧＨｚおよび１．０５ＧＨｚにセットされ、それにより、０．９５ＧＨｚと１．０５ＧＨｚの間の正規化周波数範囲を有する阻止帯域（図示省略）が生成された。この場合、２つの共振器素子５８しか存在しないため、単一サブバンド７６は、１．００ＧＨｚにて、伝送零点７０の間に中心が置かれる。このため、反射零点（図示省略）が導入および阻止帯域のみに沿って移動されて、単一のサブバンド７６内で通過帯域７８が移動される（５位置の通過帯域７８が示される）。
図１１および図１２にさらに示すように、可変非共振器素子６６（ＢＮ（Ｌ）およびＢＮ（Ｓ）として図１２に示される）を調節して、そのカップリング値を変えることにより、通過帯域７８を１．００ＧＨｚの公称周波数の周囲に移動させることができる。具体的には、負荷側の非共振器素子ＢＮ（Ｌ）の比率カップリング値が増加してソース側の非共振器素子ＢＮ（Ｓ）の比率カップリング値が減少するに連れて、通過帯域７８の周波数が減少することとなり（左に動き）、負荷側の非共振器素子ＢＮ（Ｌ）の比率カップリング値が減少してソース側の非共振器素子ＢＮ（Ｓ）の比率カップリング値が増加するに連れて、通過帯域７８の周波数が増加することとなる（右に動く）。
図１３（ａ）−図１３（ｃ）を参照すると、図１のフィルタ１０の非共振器素子２２を実成分で置き換えることができ、その結果、フィルタ１０をモデル化および実施することができる。図１３（ａ）に示すように、回路は、最初に、非共振器素子２２のみを使用してフィルタ１０を再構成するのに必要な構成部品（constituent components）に減らされた。この場合、同調素子２０は、フィルタ１０の再構成のシミュレーション（モデル化）に必要なかったため、図１３（ａ）の回路表現から取り除かれた。図１３（ｂ）に示すように、図１３（ａ）の回路表現のブロック要素は、実際の回路部品で置き換えられた。ＢＮで表される非共振器素子２２はコンデンサに置き換えられ、Ｊで表される非共振器素子２２は容量性のｐｉネットワークに置き換えられ、ＢＲにより表される共振器素子２０は、並列なコンデンサ−インダクタの組合せに置き換えられた。図１３（ｂ）の回路表現は、図１３（ｃ）の回路表現に減らされた。その非共振器素子２２は、フィルタ１０の再構成に影響を与えるために変化させることができる。
図１３（ｃ）のフィルタ１０は、実際の回路の成分値を使用してエミュレートされた。図１３（ｃ）の回路は、成分値が多項式の係数に関連しているという点を除いて、上述した多項式に従いモデル化された。上述したように、フィルタ１０は４の共振器素子１８と、よって４の伝送零点とを有し、その周波数応答において、それら伝送零点の間に３のサブバンドが形成されている。このため、図１３（ｃ）の回路表現におけるコンデンサ非共振器素子２２の値は、図１４に示す３セットの値の１つに従い調整することができ、それにより３のサブバンドの間で通過帯域をホップさせて、３状態の選択された１つにフィルタ１０を置くことができる。図１３（ｃ）の回路表現におけるコンデンサの各々は、図１３（ｄ）の回路表現に従いモデル化された。具体的には、各コンデンサＣは、可変コンデンサＣｄと並列な固定コンデンサＣ０と、可変コンデンサＣｄと直列な抵抗Ｒ（スイッチを表している）とを有する回路として表された。
ここで図１５（ａ）−図１５（ｃ）を参照すると、図１３（ｃ）に示される基本アーキテクチャを使用するフィルタ１０は、選択された非共振器素子２２を調節することにより３状態の１つの間で再構成することができる。図示のように、フィルタ１０のすべての周波数応答は、４の共振器素子１８の周波数に対応する４の伝送零点３０と、それら伝送零点３０の間に形成された３のサブバンド３６を備える。このため、通過帯域３８は、３つのサブバンド３６の各々に生成することができ、それにより、合計で３つの異なる状態、すなわち、通過帯域３８が第１サブバンド３６（１）内に生成される左の状態、通過帯域３８が第２サブバンド３６（２）内に生成される中央の状態、通過帯域３８が第３サブバンド３６（３）内に生成される右の状態を可能にする。
図示のように、各非共振器素子２２は、並列に接続された３のコンデンサＣ１−Ｃ３を有し、外側の２のコンデンサＣ１およびＣ２はそれぞれ、スイッチＳ１およびＳ２の抵抗損失を励起する抵抗Ｒ１およびＲ２と直列に接続されたスイッチドキャパシタンスを有する。このため、コンデンサＣ１およびＣ２は、スイッチＳ２およびＳ３を閉じることにより回路内に包含することができるとともに、スイッチＳ１およびＳ２を独立に開くことにより回路から除くことができる。このため、コンデンサＣ１−Ｃ３が同じ値を有すると仮定すると、各非共振器素子２２は、３の値、すなわち、Ｃ１（どちらのスイッチＳ１，Ｓ２も閉じていない）、Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１，Ｓ２の一方が閉じている）またはＣ１＋Ｃ２＋Ｃ３（スイッチＳ１，Ｓ２の両方が閉じている）の中から選択された１の値を有することができる。スイッチＳ１およびＳ２は、例えば低損失ＧａＡｓスイッチのような任意の適当な損失スイッチとすることができる。代替的には、キャパシタンス値を調節することができるその他の可変素子、例えば、可変コンデンサ、ＧａＡｓバラクタまたはスイッチキャパシタを使用することができる。
通過帯域３８は、非共振器素子２２が図１５（ａ）に示すスイッチ状態により決定付けられる値を有するときに、第１サブバンド３６（１）（左の状態）に置くことができ、非共振器素子２２が図１５（ｂ）に示すスイッチ状態により決定付けられる値を有するときに、第２サブバンド３６（２）（中央の状態）に置くことができ、非共振器素子２２が図１５（ｃ）に示すスイッチ状態により決定付けられる値を有するときに、第３サブバンド３６（３）（右の状態）に置くことができる。フィルタ１０は、米国特許出願公開公報第２００６−０２０２７７５号に開示されるパラメータ抽出および分析技術を使用して同調させることができる。説明のために、閉じた状態の電球隣接スイッチが点灯して示される（着色される）とともに、開いた状態の電球隣接スイッチが消灯して示されている（着色されていない）。サブバンド３６間で通過帯域３８をホップさせる能力を単に有するものとしてフィルタ１０を図１５（ａ）−図１５（ｃ）に関して述べてきたが、回路の分解能は、選択されたサブバンド３６内で通過帯域３８の移動を可能にするためにより多くのスイッチドキャパシタを加えることで、増大させることができる。また、通過帯域３８はサブバンド３６の中心に配置されるため、共振器素子１８に接続される同調素子は全く示されていない。
ここで図１７を参照すると、図１３（ｃ）に示すエミュレートされたフィルタ１０が、７７０ＭＨｚ乃至８９０ＭＨｚの周波数範囲に沿って同調されて挿入損失が最小化された状態で示されている。この状況において、フィルタ１０は、非共振器素子２２を調節して（図１６（ａ）−図１６（ｃ）に示すように）サブバンド３６の中心間で通過帯域３８をホップさせるとともに、（サブバンド３６の中心間の周波数範囲を対象とするために）共振器素子１８の周波数を変化させてサブバンド３６内で通過帯域３８を移動させることにより、同調された。図示のように、通過帯域３８は、（図１５（ｃ）に示される）８９０ＭＨｚの第３サブバンド３６（３）の中心から、８５０ＭＨｚの第３サブバンド３６（３）の左側へと移動され、これによりフィルタ１０の挿入損失が約−０．２ｄＢから約−１．５ｄＢへと増加される。８５０ＭＨｚに到達すると、通過帯域３８は、第３サブバンド３６（３）から（図１５（ｂ）に示される）第２サブバンド３６（２）の中心にホップし、その結果、挿入損失が約−１．５ｄＢから約−０．２５ｄＢに減少する。その後、通過帯域３８は、８５０ＭＨｚの第２サブバンド３６（２）の中心から、８１０ＭＨｚの第２サブバンド３６（２）の左側へと移動され、これによりフィルタ１０の挿入損失が約−０．２５ｄＢから約−１．５ｄＢへと増加される。８１０ＭＨｚに到達すると、通過帯域３８は、第２サブバンド３６（２）から（図１５（ａ）に示される）第１サブバンド３６（１）の中心にホップし、その結果、挿入損失が約−１．５ｄＢから約−０．７ｄＢに減少する。その後、通過帯域３８は、８１０ＭＨｚの第１サブバンド３６（１）の中心から、７７０ＭＨｚの第１サブバンド３６（１）の左側へと移動され、これによりフィルタ１０の挿入損失が約−０．７ｄＢから約−１．９ｄＢへと増加される。このため、当然のことながら、挿入損失を最小化するためにサブバンド３６間でホッピングさせながら周波数範囲に沿って通過帯域３８を移動させることにより、周波数範囲７７０ＭＨｚから８９０ＭＨｚの全範囲をフィルタ１０の対象とすることができる。
フィルタを同調させるために、共振器素子１８のみを使用するのとは対照的に、非共振器素子２２を使用する場合に、周波数範囲全域に亘って挿入損失が大幅に減少することが、図１５に示すモデル化パラメータの使用により証明されている。例えば、図１８に示すように、周波数範囲７７０ＭＨｚから８９０ＭＨｚに亘ってフィルタ１０を同調させるために共振器素子１８の周波数とともに非共振器素子２２を調節するときの、フィルタ１０の最悪の場合の挿入損失は、同じ周波数範囲に亘ってフィルタ１０を同調させるために共振器素子の周波数のみを調節するときのフィルタ１０の挿入損失よりも、約８ｄＢ小さくなる。
また、フィルタ１０は、図１５に示すパラメータに従いモデル化されたときに、従来のスイッチドフィルタによる同調技術よりも大幅に小さい挿入損失を有することも証明されている。例えば、図１９に示すように、周波数範囲７７０ＭＨｚから８９０ＭＨｚに亘ってフィルタ１０を同調させるために共振器素子の周波数とともに可変非共振器素子を調節するときの、フィルタ１０の最悪の場合の挿入損失は、同じ周波数範囲に亘って同調されたスイッチドフィルタ（スイッチの追加による挿入損失は非常に小さく、スイッチング間の合計同調範囲の半分を対象とするために共振器素子の周波数を調節すると仮定する）の挿入損失よりも、非常に小さくなる。
特に、通過帯域フィルタの挿入損失が共振器素子の数量の増加とともに増加するというのが、従来の考え方であるが、挿入損失が、本明細書に記載の設計技術を利用するフィルタにおいて使用される共振器素子の数とともには増加しないことが証明されている。例えば、図２０に示すように、本明細書に記載の技術を使用するフィルタ設計、並びに、一般的なフィルタ設計の２−共振器、４−共振器および６−共振器の周波数応答は、７５０ＭＨｚから９５０ＭＨｚの周波数範囲に沿ってプロットされている。図示のように、共振器素子の数量ではなく、最も近い共振器素子のＱ値が、挿入損失を決定づける。
共振器素子１８に直列に接続された非共振器素子２２の値を変化させることにより、伝送零点を僅かに変化させることができることに留意されたい。しかしながら、フィルタに最適性能を与えるためにそれら伝送零点を不注意に移動させないことが望ましい。
具体的には、図２１に示すように、回路は、非共振器素子２２のみを使用してフィルタ１０を再構成するのに必要な構成部品に再び減らされた。この場合、同調素子２０は、フィルタ１０の再構成のシミュレーション（モデル化）に必要なかったため、図２１の回路表現から取り除かれた。
図示された実施形態において、サセプタンスＢＲ（具体的に、Ｂ１ Ｒ，Ｂ２ Ｒ，Ｂ３ ＲおよびＢ４ Ｒ）で表される４の共振器素子１８が存在するとともに、１５の非共振器素子２２が存在し、これら１５の非共振器素子２２は、サセプタンスＢＮ（具体的に、ＢＳ Ｎ，Ｂ１ Ｎ，Ｂ２ Ｎ，Ｂ３ Ｎ，Ｂ４ ＮおよびＢＬ Ｎ）で表される６の非共振器素子２２（１）（ＮＲＮ−グランド（非共振器素子を短絡する）とも呼ばれる）と、アドミタンスインバータＪ（具体的に、Ｊ０１，Ｊ１２，Ｊ２３，Ｊ３４およびＪ４５）で表される５の非共振器素子２２（２）（ＮＲＮ−ＮＲＮ（直列非共振器素子）とも呼ばれる）と、アドミタンスインバータＪ（具体的に、Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３およびＪ４）で表される４の非共振器素子２２（３）（ＮＲＮ−共振器（共振器カップリング）とも呼ばれる）とに配置することができる。非共振器素子２２（１），２２（２）は、それぞれの共振器素子１８に並列に接続される一方、非共振器素子２２（３）は、それぞれの共振器素子１８に直列に接続される。選択された非共振器素子２２を変化させることができるが、残りのその他の非共振器素子２２は固定された状態に保たれる。図示された実施形態においては、現実的な解決法で実施されるときに共振周波数を“プル（pull）”する傾向がある、共振器素子１８に直列に接続される非共振器素子２２（非共振器素子２２（３））が、固定された状態に保たれる。
表面弾性波（ＳＡＷ）、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）、微少電気機械素子（ＭＥＭＳ）共振器のような音響共振器を使用して共振器素子１８を実現する設計においては、非共振器素子２２が電気的または機械的なカップリング素子として実現できることに留意されたい。この場合、非共振器素子２２（１），２２（２）のみを使用して電子同調させることを可能にしながらも、非共振器素子２２（３）を電気機械トランスデューサとして実現して、回路の音響共振器素子および非共振器素子２２（３）を固定状態で保持することを可能にするのに有利である。
図２２は、フィルタ１０の結合マトリクス表現を示している。図示のように、ノードＳ，１−４，Ｌおよび５−８は（図２０に示すように）、マトリクス表現の左側にあり、ノードＳ，ＮＲＮ１−ＮＲＮ４（非共振器ノード），Ｌおよび共振器ノードＲ１−Ｒ４は、マトリクス表現の上側にある。また、図２２に示すように、ノード間のカップリング値は、共振器素子１８および非共振器素子２２のサセプタンス値およびアドミタンスインバータ値である。
図２１に示すフィルタ表現は、サブバンド３６の中心間で通過帯域３８をホップするために、カップリング係数の異なるセットを使用してエミュレートされた。具体的に、図２３（ａ）−図２３（ｃ）は、阻止帯域３２内で４の反射零点３４の位置が変化されて、３のサブバンド３６すべての中心に通過帯域３８が選択的に生成された、典型的なフィルタ応答（およびそれに対応する結合マトリクス表現）を示している。すなわち、図２３（ａ）−図２３（ｃ）を介して順番に進むと、通過帯域３８は、第１サブバンド３６（１）（図２３（ａ））から、第２サブバンド３６（２）（図２３（ｂ））に、その後、第３サブバンド３６（３）（図２３（ｃ））にホップする。このため、通過帯域３８の中心は、公称周波数−０．８０，０．０および０．８０の間でホップする。図２３（ａ）−図２３（ｃ）に示す対応マトリクス表現から分かるように、直列に接続された非共振器素子２２（３）（すなわち、Ｊ1−Ｊ4）のサセプタンス値は−１で固定される一方、並列に接続された非共振器素子２２（１），２２（２）のサセプタンス値およびアドミタンスインバータ値は変化されて、サブバンド３６間で通過帯域３８がホップされる。３の公称周波数間で通過帯域３８がホップするときのそれら値の変化（および非変化）は、図２４にグラフを使用して示されている。図示のように、並列に接続された非共振器素子２２（１），２２（２）（すなわち、Ｊ０１，Ｊ１２，Ｊ２３，Ｊ３４，Ｊ４５，Ｂ１ Ｎ，Ｂ２ Ｎ，Ｂ３ ＮおよびＢ４ Ｎ）の値は変化するが、直列に接続された非共振器素子２３（３）（すなわち、Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３およびＪ４）の値は一定に保たれる。
図４（ａ）−図４（ｇ）に関して既述したように、通過帯域３８は、サブバンド３６間でホップして所望周波数範囲を離散的に対象とすることができるが、伝送零点３０は、（共振器素子の周波数を調節することにより）それらの公称位置から一斉に移動させて、正規化周波数範囲内で、全体の阻止帯域３２の位置と、よって通過帯域３８の位置とを変化させることができる。このため、図２３（ａ）−図２３（ｃ）に関して、通過帯域３８は、サブバンド３６の中心（すなわち、−０．８０，０．０および０．８０）から移動させて、連続する所望周波数範囲を対象とすることができる。よって、すべての伝送零点３０の位置をそれらの公称位置から±０．４０ずつ変化させることができる（すなわち、±０．４０の周波数範囲において共振器素子を一緒に同調させることができる）場合、図２３（ａ）−図２３（ｃ）に示す各通過帯域３８は、−１．２０から１．２０の正規化周波数範囲の３３％を対象とすると考えられる。
通過帯域３８がサブバンド３６内に中心が置かれるものとして図２３（ａ）−図２３（ｃ）に示されているが、反射零点３４は、（非共振器素子の値を調節して）阻止帯域３２内で位置を変化させることにより、選択されたサブバンド３６内に通過帯域３８を選択的に移動させることができる。この場合、通過帯域３８は、サブバンド３６間でホップさせることができるとともに、各サブバンド３６内で移動させることができ、それにより、連続する所望周波数範囲を対象とするために、伝送零点３０が通過帯域３８に対して調整される量を減少させることができる。例えば、図２５は、通過帯域３８が−１．０から１．０の連続する正規化周波数範囲内で移動するときの非共振器素子２２の値の変化（および非変化）をグラフで示している。
具体的には、図２５に記載のカップリング値は、図２４に記載のカップリング値と完全に異なっており、このため、当然のことながら、各フィルタについて、１以上の結合マトリクスが存在する（すなわち、結合マトリクスは、一意解を有していない）。例えば、図２６は、通過帯域３８が−１．０から１．０の連続する正規化周波数範囲内で移動するときの非共振器素子２２の値の変化（および非変化）の別のセットをグラフで示している。
同じフィルタ機能を実現する結合マトリクスのファミリーから理想的な結合マトリクスを選択することは、パワー処理、相互変調または挿入損失のようなフィルタ性能特性の更なる分析によって推進される。同時係属中の特許出願第１２／１６３，８３７号に示されているように、フィルタの内部構造に対する小さな変更は、入力／出力端子の測定Ｓパラメータに見られるように、フィルタ機能を変えることなく、フィルタの最終性能特性の強化をもたらすことができる。米国特許出願第１２／１６３，８３７号に開示の技術は、伝送零点の順序を変えることも含め、本出願に開示されるフィルタ回路に適用することができる。

Claims (1)

  1. 無線周波数（ＲＦ）フィルタであって、
    入力部および出力部を有する信号伝送路と、
    前記入力部と前記出力部との間に前記信号伝送路に沿って配置された複数の共振器素子と、
    前記共振器素子のそれぞれの周波数に対応する複数の伝送零点を有する阻止帯域と、前記伝送零点間に少なくとも１のサブバンドとを形成するために、前記共振器素子を互いに接続する一組の非共振器素子とを備え、
    前記一組の非共振器素子が、前記共振器素子と並列にそれぞれ接続された複数の第１非共振器素子と、前記共振器素子と直列にそれぞれ接続された複数の第２非共振器素子とを含み、
    前記複数の第１非共振器素子が、前記複数の第２非共振器素子を何れも変化させることなく、前記少なくとも１のサブバンドの１つに通過帯域を形成するために、前記阻止帯域内に少なくとも１の反射零点を選択的に導入する少なくとも１の可変非共振器素子を備えることを特徴とするＲＦフィルタ。

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