CN103546112A - 低损耗可调射频滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种低损耗可调射频滤波器，包括：信号传输路径，具有输入端和输出端；多个谐振元件，沿着输入端和输出端之间的信号传输路径设置；以及一组非谐振元件，用于将谐振元件连接在一起以形成阻带，阻带具有与谐振元件的各个频率相应的多个传输零点以及在所述传输零点之间的至少一个子带，其中，所述一组非谐振元件包括：多个第一非谐振元件和多个第二非谐振元件，多个所述第一非谐振元件分别与所述谐振元件并联连接，多个所述第二非谐振元件分别与所述谐振元件串联连接；其中，多个所述第一非谐振元件包括至少一个可变非谐振元件，用于在所述阻带内选择性地引进至少一个反射零点，其中所述至少一个可变非谐振元件包括至少一个开关电容器。

Description

低损耗可调射频滤波器
本申请是申请日为2008年6月27日、申请号为200880022189.7、发明名称为“低损耗可调射频滤波器”的专利申请的分案申请，其全部内容结合于此作为参考。
技术领域
本发明大体上涉及微波电路，特别是微波带通滤波器。
背景技术
电力滤波器一直用于电信号的处理。尤其是，这种电力滤波器用于通过使需要的信号频率通过并阻止或衰减其他不需要的电信号频率来从输入信号中选择需要的电信号频率。滤波器可以划分为若干通常的种类，包括低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器，其表示由滤波器选择性通过的频率的类型。进一步，滤波器可以按照类型分类，例如巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、逆切比雪夫滤波器以及椭圆（Elliptic）滤波器，其表示滤波器提供的相对于理想频率响应的谱带形频率响应（频率截止特性）的类型。
所使用的滤波器的类型常常取决于预期的用途。在通信应用中，带通滤波器通常在蜂窝式基站和其他电信设备中使用，以滤除或者阻止近似的一个或多个预定义的频带的RF信号。例如，这种滤波器典型地在接收器前端使用，以滤除噪音和损害基站或电信设备内的接收器的元件的其他不需要的信号。直接在接收器天线输入端放置边界清楚的（sharply defined）带通滤波器通常会消除由在靠近需要的信号频率的频率处的强干扰信号导致的各种不良影响。由于滤波器在接收器天线输入端的位置，插入损耗（insertion loss）必须很低以便不降级噪声系数。在大多数滤波器技术中，实现低插入损耗需要在滤波器陡度或选择性上进行相应的折中。
在商业电信应用中，常常需要使用窄带滤波器过滤出尽可能最小的通带，以使固定频谱能够被分成尽可能最大数量的频带，从而增加能够适合该固定频谱的用户的实际数量。伴随着无线通信的显著上升，这种过滤应该在日益不适宜的频谱中提供高度的选择性（在按照小频率差分开的信号之间区分的能力）和灵敏度（接收弱的信号的能力）。最重要的是用于模拟蜂窝通信的800至900MHz范围的频率范围和用于个人通信服务（PCS）的1,800至2,200MHz范围的频率范围。
对本发明的特殊兴趣是在微波和RF应用的大范围内，在军事（例如雷达）、通信、电子情报（ELINT）和商业领域，例如包括蜂窝电话的各种通信应用中对高品质因数Q（也就是说，测量存储能量的能力，因而与其功率耗散和损耗反相关）、低插入损耗、可调的滤波器的需要。在很多应用中，接收器滤波器必须是可调的，从而或者选择期望的频率，或者捕获干扰信号频率。因此，假如插入损耗非常低，则在接收器的接收器天线和第一非线性元件（典型地，低噪声放大器或者混合器）之间引进线性、可调的带通滤波器提供了在RF微波系统的大范围内的很多优点。
例如，在商业应用中，可将PCS使用的1,800至2,200MHz频率范围分成几个较窄的频带（A-F带），只有其中一个子集可在任何给定的地区被电信运营商使用。因此，这有益于基站和手持单元能够被重构，从而以这些频带中任何选定的子集操作。又例如，在雷达系统中，来自“友好”附近源或者干扰发射台的高振幅干扰信号可以使接收器降低灵敏度或者与高振幅杂乱信号电平互调（intermodulate），从而给出错误的目标指示。因此，在高密度信号环境中，雷达报警系统频繁地变得完全不可用，在这种情况下，跳频是有用的。
通常使用两种电路组建块建立微波滤波器：多个谐振器，用于在一个频率f0上非常有效地存储能量；以及耦合器，用于耦合谐振器之间的电磁能量，从而形成多个级或极。例如，四极滤波器可以包括四个谐振器。给定的耦合器的强度由它的电抗（即，感抗和/或容抗）决定。耦合器的相对强度决定了滤波器的形状，耦合器的拓扑结构决定了滤波器执行带通功能还是执行带阻功能。谐振频率f0主要取决于各个谐振器的感抗和容抗。对于传统的滤波器设计，滤波器起作用的频率是由组成滤波器的谐振器的谐振频率决定的。由于上述讨论的原因，每一个谐振器必须具有非常低的内部阻抗，从而使滤波器的响应变灵敏并具有高度选择性。这种对低阻抗的需求对于给定技术易于驱动谐振器的尺寸和成本。
典型地，由于传统滤波器的尺寸和成本将随着为了实现它而需要的谐振器的数量而线性地增加，所以固定频率滤波器设计成将为了实现一定形状所需的谐振器的数量减小到最小。与半导体装置的情况相同，光刻定义滤波器结构（photolithographically defined filterstructure）（例如在高温超导体（HTS）、微机电系统（MEMS）中的那些）和薄膜体声波谐振器（FBAR）滤波器远不如传统的梳状滤波器或介质滤波器对这种尺寸和成本调整敏感。
目前用于设计可调滤波器的方法遵循与在上述的关于固定频率滤波器相同的方法。因此，它们实现了非常有效率的、有效的和简单的电路，即，它们实现了对实现给定的滤波器响应所需的最简单的电路。在现有技术的调谐技术中，调节滤波器的所有的谐振频率，从而调谐滤波器的频率。例如，如果期望装置的操作频带增加50MHz，则必须将窄带滤波器的所有的谐振频率增加50MHz。尽管该现有技术在调节频带上总体是成功的，但是它不可避免地向谐振器中引进阻抗，因此不利地增加了滤波器的插入损耗。
尽管通过机械地移动滤波器中每个谐振器上的HTS（高温超导）板以改变其谐振频率就可以调谐HTS滤波器而不会向谐振器中引入显著的阻抗，但是该技术固有地慢（在秒的量级上）并且需要相对大的三维调谐结构。在所谓的开关滤波器设计中可降低插入损耗；然而，这些设计还在切换次数之间引进了大量的损耗并且需要额外的谐振器。例如，可以通过提供两个滤波器和一对用于在滤波器之间选择的单刀双掷开关（SP2T）来降低滤波器系统的插入损耗，因此，有效地降低了调谐范围需求，但是通过两个因素中的一个增加谐振器的数量并且从开关引进损耗。可以通过引进更多的开关和滤波器进一步降低滤波器系统的损耗，但是每个额外的滤波器将需要与原滤波器相同数量的滤波器，并且将从所需要的开关引进更多的损耗。
因此，需要提供一种可以快速调谐并且具有减小的插入损耗的带通滤波器。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种射频（RF）滤波器。该RF滤波器包括：具有输入端和输出端的信号传输路径；沿着信号传输路径设置在输入端和输出端之间的多个谐振元件；以及将谐振元件连接在一起的多个非谐振元件。谐振元件连接在一起以形成阻带，阻带具有与谐振元件的各个频率相应的多个传输零点以及在传输零点之间的至少一个子带。非谐振元件具有将至少一个反射零点定位在阻带内的电纳值，以在至少一个子带中的一个内产生通带。
尽管在一个实施例中，非谐振元件可以固定，但是在具体的优选实施例中，非谐振元件包括至少一个可变非谐振元件，用于在阻带内选择性地引进至少一个反射零点，以在子带中的一个内产生通带。可变非谐振元件可以具有例如可调电纳，并可以包括一个或多个可变电容器、低损耗（loss-loss）开关、可变电抗器和开关电容器。在一个实施例中，尽管谐振元件可以采取在期望的频率处谐振的任何结构的形式，但是在一个实施例中，谐振元件的每一个包括薄膜集总元件结构（例如高温超导体（HTS））。
在一个实施例中，可变非谐振元件用于沿着阻带转移反射零点，以在一个子带内选择性地移动通带。如果在传输零点之间有多个子带，则可变非谐振元件可用于沿着阻带转移反射零点，以在子带中的所选的一些中产生通带。可选地或者额外地，可变非谐振元件可用于在阻带内转移至少另一个反射零点，以在子带中的另一个内产生另一个通带。在一个实施例中，通带在所选子带内具有基本不同的带宽。虽然本发明在其最广义上不应该如此有限，但是通过调节可变非谐振元件而向子带中的选定的一个内引进通带的能力可以消除或者至少最小化对调节谐振元件的频率的需要，从而减小了由滤波器导致的插入损耗。
在另一个实施例中，RF滤波器还包括至少一个调谐元件，用于改变谐振元件中的至少一个的频率。例如，调谐元件可以用于改变谐振元件的频率，以沿着阻带相对于反射零点转移谐振元件的每一个传输零点。又例如，RF滤波器包括多个调谐元件，用于改变谐振元件的频率，以沿着频率范围同步地转移阻带与通带。在一个可选实施例中，RF滤波器包括控制器，用于产生电信号，以调节可变非谐振元件。
根据本发明的另一方面，提供了另一种RF滤波器。该RF滤波器包括具有输入端和输出端的信号传输路径；沿着信号传输路径设置的多个结点；分别从结点延伸的多个谐振分支；以及分别从结点延伸的多个非谐振分支。该RF滤波器还包括分别与谐振分支连接的多个谐振元件；多个非谐振元件，其中的一些分别与非谐振分支连接；与谐振元件的谐振频率相应的多个传输零点；以及在传输零点之间形成以产生通带的至少一个反射零点。
在一个实施例中，非谐振元件包括用于选择性地转移与传输零点相关的反射零点的至少一个可变非谐振元件。在另一个实施例中，多个传输零点包括多于两个传输零点。尽管谐振元件可以采取在期望的频率处谐振的任何结构的形式，但是在其他实施例中，谐振元件的每一个均包括薄膜集总元件结构（例如高温超导体（HTS））。
根据本发明的又一方面，提供了一种用于调谐具有界定调谐范围的阻带的RF滤波器的方法。该方法包括将RF滤波器从第一频率配置改变至第二频率配置。当处于第一频率配置时，RF滤波器在调谐范围内具有第一组通带特性，当处于第二频率配置时，RF滤波器在阻带的调谐范围内具有第二组不同的通带特性。以非限制性示例的方式，第一通带特性和第二通带特性具有不同的中部频率、不同的带宽和/或不同数量的非连续通带。在一个方法中，通过在阻带内转移至少一个反射零点将RF滤波器从第一频率配置改变至第二频率配置。在这种情况下，阻带具有多个传输零点，不仅仅是传输零点在频率上转移，而是至少一个反射零点也在频率上转移。在这种情况下，当将RF滤波器从第一频率配置改变至第二频率配置的时候，RF滤波器的插入损耗被最小化。
根据本发明的又一方面，提供了另一种RF滤波器。该RF滤波器包括：具有输入端和输出端的信号传输路径；沿着信号传输路径在输入端和输出端之间设置的多个谐振元件；以及将谐振元件连接在一起的一组非谐振元件。谐振元件连接在一起以形成阻带，该阻带具有与谐振元件的各个频率对应的多个传输零点以及在传输零点之间的至少一个子带。非谐振元件具有将至少一个反射零点定位在阻带内的电纳值，以在至少一个子带中的一个内产生通带。
这组非谐振元件包括分别与谐振元件并联的多个第一非谐振元件以及分别与谐振元件串联的多个第二非谐振元件。多个第一非谐振元件包括至少一个可变非谐振元件，用于在阻带内选择性地引进至少一个反射零点，以在一个子带中的一个内产生通带而不改变多个第二非谐振元件中的任何一个。RF滤波器的细节可以与上面讨论的关于本发明的一个方面的RF滤波器的细节相同。
附图说明
附图示出了本发明的实施例的设计和应用，其中，用共同的参考标号指代相似的元件，并且其中：
图1是根据本发明的一个实施例而构建的可调射频（RF）滤波器的框图；
图2是使用八个谐振元件的示例性宽阻带的模拟（modeled）频率响应的曲线图；
图3是图2的频率响应的曲线图，其中，通带被引进到阻带的子带中；
图4a～图4g是图2的频率响应的曲线图，其中，通带被引进到阻带的选择的子带中；
图5a～图5d是图2的频率响应的曲线图，其中，阻带在频率上移位，通带在移位的阻带的子带的多个位置处被引进；
图6是示出了图2的频率响应的传输零点的、用于延伸引进到图4a～图4g的阻带的所选子带中的通带的范围的同步移位的曲线图；
图7a～图7f是使用九个谐振元件的示例性宽阻带的模拟频率响应的曲线图，其中，通带被引进到阻带的所选子带中，以覆盖个人通信服务（PCS）频率范围；
图8是示出了图7a～图7f的频率响应的传输零点的独立位移的曲线图，以在阻带的所选子带中容纳通带的引进；
图9a～图9f是图2的模拟频率响应的曲线图，其中，多个通带被引进到阻带的所选子带中；
图10是根据本发明的另一实施例构建的可调RF滤波器的框图；
图11是图10的滤波器的模拟频率响应的曲线图，其中，在移位的阻带的子带的各个位置引进了通带；
图12是示出了在图10的可调RF滤波器中使用的非谐振元件的耦合值相对于图11中的通带的频率移位的变化的曲线图；
图13a～图13d示出了图1的可调RF滤波器的电路表示；
图14是示出了在图14的模拟RF滤波器中使用的、用于三种滤波器状态的元件值的表格；
图15a～图15c是图1的可调RF滤波器的电路实现，具体示出了各种滤波器状态和相应的频率响应；
图16a～图16c是在三种状态下的图14的RF滤波器的频率响应的曲线图；
图17是示出了图14的RF滤波器的调谐相对于滤波器的插入损耗的曲线图；
图18是当在相同的频率范围内调谐的时候，比较图14的RF滤波器的插入损耗相对于传统滤波器的插入损耗的曲线图；
图19是当在相同的频率范围内调谐的时候，比较图1的滤波器的插入损耗相对于开关滤波器的插入损耗的曲线图；
图20是比较根据本发明构建的两个谐振器、四个谐振器和六个谐振器可调滤波器之间的频率响应和标准带通滤波器的频率响应的曲线图；
图21示出了图1的可调RF滤波器的另一电路表示；
图22示出了图21的电路表示的耦合矩阵；
图23（a）～图23（c）是图21的RF滤波器的频率响应和相应的耦合矩阵的曲线图；
图24是图解地示出了图23（a）～图23（c）中的用于调谐图21的RF滤波器的耦合矩阵中的耦合值的曲线图；
图25是图解地示出了可用于调谐图21的RF滤波器的另一组耦合值的曲线图；以及
图26是图解地示出了可用于调谐图21的RF滤波器的再一组耦合值的曲线图。
具体实施方式
将参照图1描述根据本发明构建的可调射频（RF）滤波器10。在图示的实施例中，RF滤波器10是具有在诸如800～900MHz或者1,800～2,200MHz的期望的频率范围内的可调通带的带通滤波器。在典型的情形中，RF滤波器10放置在接收器（未示出）的前端内，并且放置在用于反射（reject）期望的频率范围之外的能量的宽通带滤波器的后面。RF滤波器10通常包括具有输入端14和输出端16的信号传输路径12、沿着信号传输路径12设置的多个结点17、分别从结点17延伸的多个谐振分支19、以及分别从结点17延伸的多个非谐振分支21。RF滤波器10进一步包括在输入端14和输出端16之间的多个谐振元件18（在这种情况下为四个），特别是连接在谐振分支21和地之间、用于调节谐振元件18的频率的多个调谐元件20、与谐振元件18连接在一起的多个非谐振元件22，其中的四个连接在非谐振分支21和地之间。RF滤波器10进一步包括电子控制器24，用于将RF滤波器10调谐至频率范围内的所选的窄带。
尽管在可选实施例中，不使用物理传输线，但是信号传输路径12可以包括直接或间接地连接有非谐振元件22的物理传输线。在图示的实施例中，谐振元件18包括诸如电感器和电容器的集总（lumped）元件电子部件，特别是薄膜集总结构，例如平面螺旋结构、之字形蜿蜒结构、单线圈结构、以及双线圈结构。这些结构可以包括被图案化以在低损耗基板上形成电容器和电感器的薄膜取向附生（epitaxial）高温超导体（HTS）。在美国专利第5,616,539号中阐述了高温超导体集总元件滤波器的进一步详细讨论。
在图示的实施例中，谐振元件18用电纳BR表示，非谐振元件22用电纳BN和导纳反转器J表示，电纳BN与谐振元件18并联，导纳反转器J连接在谐振元件18之间。非谐振元件22中所选的那些可以变化，非谐振元件22中的剩余的那些可以保持固定。
如将在下面更加详细地描述的那样，非谐振元件22可以变化，在基本上覆盖整个频率范围上调谐通带，如果必要，仅细微调整谐振元件18的频率，以在频率范围的相对部分内容纳和/或移动通带。由于作为用于调谐滤波器10的初级手段，使用的是非谐振元件22而不是谐振元件18，所以以这种方式可以显著地减小滤波器10的插入损耗。也就是说，由于与对损耗非常敏感的谐振元件18的调节相比，非谐振元件22的调节更少地增加滤波器10的损耗，所以与使用谐振元件作为用于调谐滤波器10的主要手段的现有技术的滤波器相比，本滤波器10将具有更少的损耗。
RF滤波器10通过在宽阻带的选定区域内引进一个窄通带而实现前述功能。也就是说，尽管RF滤波器10最终用作通带滤波器，但是谐振元件18实际上通过非谐振元件22而连接在一起——不产生通带，而是相应于谐振元件18的各个频率产生具有传输零点（在这种情况下，编号4（numbering four））的宽阻带。然后，电子控制器24调整非谐振元件22，以沿阻带引进和转移反射零点，从而在期望的频率范围内移动窄通带。电子控制器24还可以通过调谐元件20调节谐振元件18的频率，以沿频率范围移动传输零点，从而优化滤波器响应。在图示的实施例中，电子控制器24包括用于存储非谐振元件22的值的存储器（未示出），该值对于实现通带在频率范围内的期望位置来说是必要的。
现在将参照根据下面等式模拟的各种示例性滤波器响应来描述本技术方案： S 11 ( s ) = F ( s ) E ( s ) , S 21 ( s ) = P ( s ) ϵE ( s ) , | E | 2 = | F | 2 + | P | 2 ϵ 2 , 其中，S11是滤波器的输入反射系数，S21是前向传输系数（forward transmissioncoefficient），s是标准化频率，F和P是广义复频s的N次多项式（其中，N是谐振元件的数目），ε是定义等波纹回波损耗的常数。由于分子具有N阶，所以系数S11和S21的每一个均可以具有总计N个零点。当系数S11、S21的两者都具有所有N个零点的时候，认为滤波器响应是完全椭圆的。在“Microstrip Filters for RF/microwaveApplication（用于RF/微波应用的微带滤波器）”（Jia-Shen G.and M.J.Lancaster,Wiley-interscience2001）中阐述了滤波器的模拟的进一步详细讨论。可根据等式
Figure BDA0000392594840000122
将标准化频率s=iw映射成实频率，其中，f是实频率，fc是中部频率，BW是滤波器的带宽。在“Microwave Filters,Impedance-Matching Networks,and CouplingStructures（微波滤波器、阻抗匹配网络和耦合结构）”（G.Matthaei,L.Young and E.M.T.Jones,McGraw-Hill(1964)）中阐述了标准化频率向实频率的变换的进一步的详细讨论。
图2图示了使用八个谐振元件模拟的示例性宽带阻滤波器响应，因此，在各个谐振元件频率（如在图2的右侧示图中最佳示出的那样）处产生八个相应的传输零点30（只示出了六个）以形成阻带32，并产生落入阻带32之外的八个反射零点34（只示出了六个）（如在图2的左侧示图中最佳示出的那样）。在这个具体实施例中，传输零点30位于标准化频率范围内的-1.05、-0.75、-0.45、-0.15、0.15、0.45、0.75和1.05处，因此，产生了标准化频率范围在-1.05和1.05之间的阻带。如图2的右侧示图中所示的那样，滤波器响应包括在传输零点30之间的七个区36中的“反冲部（bounce-backs）”，分别位于-0.90、-0.60、-0.30、0.0、0.30、0.60和0.90处。因此，总之，阻带滤波器通常包括N个传输零点（对应于N个谐振元件）、总计N个反射零点以及N-1个反冲区36。
显著地，通过将至少一个反射零点34转移到阻带32（也就是通过调节非谐振元件的值）内，就可以由图2所示的区36中的任何一个反冲部（此后称作“子带”）形成通带。例如，图3示出了将反射零点34中的四个引进到图2的阻带中，以在中部子带36（4）内（也就是在0处）产生通带38的示例性滤波器响应。可以沿着阻带32转移反射零点34（也就是说通过调节非谐振元件的值），从而在子带36的所选的一些中产生通带38。也就是说，可以沿着阻带32转移反射零点34，以使通带38在子带36之间“跳变”。
例如，图4a至4g示出了将四个反射零点34转移到阻带32中，以在所有的七个子带36的中部处选择地产生通带38的示例性滤波器响应。也就是说，连续地从图4a看到图4g，则通带38从第一子带36（1）（图4a）跳变到第二子带36（2）（图4b），到第三子带36（3）（图4c），到第四子带36（4）（图4d），到第五子带36（5）（图4e），到第六子带36（6）（图4f），最后到第七子带36（7）（图4g）。因此，在图示的实施例中，通带38的中部可以在-0.90、-0.60、-0.30、0.0、0.30、0.60和0.90之间跳变。应该注意，尽管图4a至图4g的序列说明通带38在相邻子带36之间跳变，但是通带38可以在非相邻子带36之间跳变，例如，从第二子带36（2）到第五子带36（5）。
通带38不仅可以在子带36之间跳变以离散地覆盖期望的频率范围，传输零点30还可以从它们的标称上的位置同步一致地移动（也就是，通过调节谐振元件的频率），从而转移整个阻带32，从而在标准化频率范围内转移通带38。因此，通带38可以从子带36的中部（也就是说-0.90、-0.60、-0.30、0.0、0.30、0.60和0.90）转移，以覆盖期望的频率范围的连续体。因此，如果所有的传输零点30从它们的标称上的位置转移+/-0.15（也就是说，将谐振元件一起调谐+/-0.15的频率范围），则图4a至4（g）中示出的每一个通带38将覆盖标准化频率范围-1.05至1.05的15%。
通过实例的方式，如果期望使通带38的中部位于-0.20处，则可将通带38定位在第三子带36（3）（中部位于图4c的-0.30处）内，可以将传输零点30从它们的标称位置转移0.10，从而将通带38从-0.30转移到-0.20。如果期望使通带38的中部位于0.85处，则可将通带38定位在第七子带36（7）（中部位于图4g的0.90处）内，可以将传输零点30从它们的标称位置转移-0.05，从而将通带38从0.90转移到0.85。
尽管在图4a至4（g）中示出了通带38在子带36内位于中部，但是可以在阻带32内转移反射零点34（也就是说，通过调节非谐振元件的值），从而在所选子带36内选择性地移动通带38。在这种情况下，通带38可以在子带36之间跳变，也可以在每个子带36内移动，因此，降低了对于通带38来说需要调节的传输零点30的量，以覆盖期望的频率范围的连续部分。例如，图5a至5d相对于中部子带36（4）示出了示例性滤波器响应，其中，所有的传输零点30从它们的标称位置转移0.05（也就是说，通过将谐振元件18的频率增加0.05），反射零点34从它们的标称位置渐进转移0.05（也就是说，通过调节非谐振元件22）。
具体地，连续地从图5a看到图5d，传输零点30从它们的标称位置转移0.05，因此，将通带38从0（图5a）转移到0.05（图5b）。然后，在将传输零点30固定在适当位置之后，反射零点34从它们的标称位置渐进地转移0.05，从而使通带38从子带36（4）的中部（图5b中的0.05）移动到子带36（4）的中部的右侧的0.05的位置（图5c中的0.10），然后移动到子带36（4）的中部的右侧的0.10的位置（图5d中的0.15）。
尽管这种形式可能会扰乱带通滤波器的衰减斜率（rejectionslope）的对称性，但是在这种情况下，它减小了传输零点30的所需转移，并且因此将谐振元件的调谐范围从15%减小到5%，以获得与反射零点34不在子带36内转移的情况下相同的调谐范围。因此，进一步降低了滤波器的损耗。
明显地，尽管理论上传输零点30可以在整个子带36内转移，在这种情况下，每个通带38可以覆盖整个阻带32的近15%而不必调谐谐振元件，但是实际上，当反射零点34紧密靠近传输零点30的时候，滤波器损耗显著增加。同样地，优选地，传输零点30与反射零点34一起转移，以使通带38在整个频率范围内移动而没有显著损耗。
例如，参照图6，传输零点30相对于它们的标称位置在+/-0.5范围内转移（通过水平短划线示出），以使通带38位于标称频率范围-1.05至1.05内的任何位置（如通过斜短划线示出的）。当通带38的频率从-1.05移动到1.05的时候，反射零点34从一个子带36跳变到下一个，对于跳变之间的总范围为0.30，反射零点34在+/-0.10的范围内沿子带36转移，传输零点30在+/-0.05的范围内转移。
具体地，在调谐范围的起点，将传输零点30最初定位在相对于它们的标称位置的-0.05处（也就是说-1.05、-0.75、-0.45、-0.15、0.15、0.45、0.75和1.05），这使得第一子带36（1）的中部处于-0.95处，在这种情况下，反射零点34将被最初定位在第一子带36（1）中相对于它们的标称位置的-0.10处，从而使通带38处于-1.05处。当传输零点30固定的时候，反射零点34可以转移到第一子带36（1）中它们的标称位置处，从而将通带38从-1.05移动到-0.95。当反射零点34固定的时候，传输零点30可以接着相对于它们的标称位置转移0.05，这使得第一子带36（1）的中部移动到-0.85，因此将通带从-0.95移动到-0.85。当传输零点30再次固定的时候，反射零点34可以相对于它们的标称位置转移0.10，从而将通带38从-0.85移动到-0.75。
一旦通带38到达-0.75，反射零点34将接着从第一子带36（1）跳变到第二子带36（2），传输零点30将接着再次相对于它们的标称位置转移-0.05，这使得第二子带36（2）的中部移动到-0.65处，在这种情况下，反射零点34将最初定位于相对于它们的标称位置的-0.10处，从而将通带38维持在-0.75处。然后传输零点30和反射零点34以与上述相同的方式相对于第一子带36（1）互相协调地移动，从而将通带38从-0.75移动到-0.45。一旦通带38到达-0.45，反射零点34将从第二子带36（2）跳变到第三子带36（3），等等，直到通带38到达1.05。
尽管上面描述了RF滤波器10能够在期望的频率范围的连续部分内调谐窄通带（也就是说，RF滤波器10可以以连续方式重新构建），但是RF滤波器10可以以离散方式重新构建，这样通带38可以离散地位于频带的所选区域的中部。例如，在PCS应用中，通过将窄通带定位在这些频带中的所选的一个上，可以将RF滤波器10重新构建在六个A-F频带的任何一个中操作。
图7a至7f示出了与RF滤波器的六个不同的重新构建的状态相对应的示例性滤波器响应。在这种情况下，模拟的滤波器包括九个传输零点30（只示出了七个）和七个反射零点34，该九个传输零点用于产生阻带32，其中八个子带36位于各个传输零点30之间，而该反射零点可以转移到阻带32中，以在六个中间子带36中的所选的一些内产生通带38。因此，可以将RF滤波器重新构建成在PCS通信协议的A带（图7a）、D带（图7b）、B带（图7c）、E带（图7d）、F带（图7e）或C带（图7f）中操作。如图所示，通带38的宽度在子带36内不同，正如相邻的传输零点30的间隔所指示的。具体地，A带、B带和C带的宽度比D带、E带和F带的宽度大了约两倍半。
明显地，因为在重建实施（reconfigurable implementation）中，通带38不需要在期望频率范围的连续部分内移动，而是设计得足够宽，从而覆盖期望频率范围，所以传输零点30不为了扩展通带38的范围而转移。相反，如图8所图示，传输零点30独立地从它们的标称位置转移，从而为通带38腾出空间或者改善衰减性能（rejection performance）。例如，第二和第三传输零点30（2）、30（3）彼此相离，从而为A带处的反射零点34腾出空间；第四和第五传输零点30（4）、30（5）彼此相离，从而为B带处的反射零点腾出空间，第七和第八传输零点30（7）、30（8）彼此相离，从而为C带处的反射零点34腾出空间；第三和第四传输零点30（3）、30（4）彼此相离，从而为D带处的反射零点34腾出空间；第五和第六传输零点30（5）、30（6）彼此相离，从而为E带处的反射零点34腾出空间；第六和第七传输零点30（6）、30（7）彼此相离，从而为F带处的反射零点34腾出空间。
尽管在前述技术中描述了在阻带32内引进单通带38（也就是说，一次一个通带），但是可以在阻带32内引进多个通带。例如，图9a至9f示出了将两组的四反射零点34转移到阻带32内以在所选的这对子带36的中部中产生两个通带38（1）、通带38（2）的示例性滤波器响应。也就是说，连续地从图9a看到9f，通带38（1）、38（2）引进到第二子带36（2）和第三子带36（3）（图9a）、到第三子带36（3）和第五子带36（5）（图9b）、到第三子带36（3）和第四子带36（4）（图9c）、到第二子带36（2）和第四子带36（4）（图9d）、到第二子带36（2）和第六子带36（6）（图9e）、以及到第二子带36（2）和第五子带36（5）（图9f）内。
现在将参考图10和11描述基础可调滤波器50，以说明非谐振元件的变量值（术语为耦合值）和作为结果的窄通带在宽阻带内的移动之间的相关性。如图10所示，RF滤波器50通常包括具有输入端54和输出端56的信号传输路径52、在输入端54和输出端56之间的多个谐振元件58（在这种情况下为两个）以及将谐振元件58连接在一起的多个非谐振元件62。调谐元件（未示出）用于调节谐振元件58的频率，电子控制器（未示出）可以用于将RF滤波器50调谐至频率范围内的所选窄带。如在图1中图示的滤波器10，滤波器50的谐振元件58用电纳BR表示，非谐振元件62用电纳BN和导纳反转器J表示，电纳BN与谐振元件58并联，导纳反转器J连接在谐振元件58之间。非谐振元件22中所选择的那些可以变化（在这种情况下是电纳BN），而非谐振元件22中的剩余的那些可以保持固定（在这种情况下是导纳反转器J）。
将滤波器50模拟以产生图11所示的示例性滤波器响应。因而两个谐振元件58的频率、以及两个传输零点70设置在0.95GHz和1.05GHz处，于是产生了标准化频率范围在0.95GHz和1.05GHz之间的阻带（未示出）。在这种情况下，因为只有两个谐振元件58，所以单个的子带76位于传输零点70之间的中部1.00GHz处。因此，反射零点（未示出）被引进并仅沿着阻带转移，使得通带78在单个子带76内移动（示出了通带78的五个位置）。
如在图11和12中进一步图示的那样，可以调整可变非谐振元件66（在图12中作为BN（L）和BN（S）表示的），从而通过改变它们的耦合值使通带78在标称频率1.00GHz附近移动。具体地，随着负载侧非谐振元件BN（L）的百分耦合值增加以及源侧非谐振元件BN（S）的百分耦合值减小，通带78将在频率上降低（左移），并且随着负载侧非谐振元件BN（L）的百分耦合值减小以及源侧非谐振元件BN（S）的百分耦合值增加，通带78将在频率上增加（右移）。
参照图13a至13c，可用实际的元件代替图1的滤波器10的非谐振元件22，这样可以模拟（model）并且实现滤波器10。如图13a所示，首先将电路减小到仅使用非谐振元件22来重建滤波器10所必需的要素元件。在这种情况下，协调元件20模拟（simulate）（模拟（model））滤波器10的重构是非必要的，所以从图13a的电路表示中移除。如图13b所示，用实际的电路元件取代了图13a的电路表示的块元件。用电容器取代通过BN表示的非谐振元件22，用电容性pi网络取代通过J表示的非谐振元件22，以及用并联电容器-电感器结合体取代通过BR表示的谐振元件20。图13b的电路表示进一步减小到图13c的电路表示，该电路表示中的非谐振元件22可以变化以实现滤波器10的重建。
使用实际电路元件值仿真图13c的滤波器10。除了与多项式的系数相关的元件值之外，根据上面讨论的多项式等式模拟了图13c的电路。如上面讨论的那样，滤波器10具有四个谐振元件18，因此，在它的频率响应中具有四个传输零点，其间形成有三个子带。因此，可以根据图14中示出的值中的三组中的一组来调整图13c的电路表示中的电容器非谐振元件22的值，以使通带在三个子带之间跳变，从而将滤波器10放置在三个状态中的选定的一个上。根据图13d的电路表示模拟了图13c的电路表示中的每一个电容器。具体地，用具有与可变电容器Cd并联的固定电容器C0和与可变电容器Cd串联的电阻器R（表示为开关）的电路表示每一个电容器C。
参照图15a至15c，通过调节非谐振元件22中的选定的那些，可以在三种状态中的一种之间重建使用了图13c中所示的基本结构的滤波器10。如图所示，滤波器10的所有的频率响应均具有与四个谐振元件18的频率对应的四个传输零点30、以及形成在传输零点30之间的三个子带36。因此，通带38可在三个子带36的每一个中产生，从而激活总共三种不同状态：在第一子带36（1）中产生通带38的左侧状态；在第二子带36（2）中产生通带38的中间状态；以及在第三子带36（3）中产生通带38的右侧状态。
如图所示，每一个非谐振元件22具有并联的三个电容器C1至C3，其中，外侧的两个电容器C1和C2具有各自的与电阻器R1和R2串联的开关电容，电阻器R1和R2促进开关S1和S2的电阻损耗。因此，可以通过闭合开关S2和S3将电容器C1和C2包括在电路中，并且通过独立地打开开关S1和S2将电容器C1和C2排除在电路之外。因此，假设电容器C1至C3具有相等的值，则每一非谐振元件22可以具有三个值中的选定的一个：C1（开关S1、S2都未闭合）、C2+C3（开关S1、S2中的一个闭合）、或者C1+C2+C3（开关S1、S2两者都闭合）。开关S1和S2可以是任何适当的损耗开关（loss-switch），例如低损耗GaAs开关。可选地，可以使用其它的能够调整电容值的可变元件，例如可变电容器、GaAs可变电抗器或者开关电容器。
已经确定了当非谐振元件22具有由图图15a示出的开关状态指示的值的时候，可以将通带38放置在第一子带36（1）（左侧状态）中；当非谐振元件22具有由图15b示出的开关状态指示的值的时候，可以将通带38放置在第二子带36（2）（中间状态）中；当非谐振元件22具有由图15c示出的开关状态指示的值的时候，可以将通带38放置在第三子带36（3）（右侧状态）中。可以使用在第2006-0202775号的美国专利申请公开中披露的参数提取和分析技术来调谐滤波器10。为了说明的目的，处于闭合状态的邻近开关的电灯泡示为点亮（填色），而处于打开状态的邻近开关的电灯泡示为未点亮（未填色）。虽然关于图15a至15c描述了滤波器10仅具有使通带38在子带36之间跳变的能力，但是为了使通带38能够在选定的子带36内移动，通过增加更多的开关电容器，可以增加电路的技术方案。另外，因为通带38位于子带36的中部，所以没有调谐元件示出为与谐振元件18连接。
现在参照图17，示出了沿着频率范围770MHz至890MHz调谐图13c中所示的仿真滤波器10，以使插入损耗最小化。在这种情形中，通过调节非谐振元件22来调谐滤波器10，从而使通带38在子带36的中部之间跳变（如图16a至16c所示）；并且改变谐振元件18的频率，从而在子带36内移动通带38（即，覆盖子带30的中部之间的频率范围）。如图所示，通带38从第三子带36（3）的中部（在图15c中所示）890MHz处向第三子带36（3）的左侧的850MHz处移动，将滤波器10的插入损耗从约-0.2dB增加到约-1.5dB。一旦到达850MHz，通带38从第三子带36（3）跳变到第二子带36（2）的中部（在图15b所示），因此，将插入损耗从约-1.5dB降低到约-0.25dB。通带38接着从第二子带36（2）的中部850MHz处向第二子带36（2）的左侧的810MHz处移动，将滤波器10的插入损耗从约-0.25dB增加到约-1.5dB。一旦到达810MHz，通带38从第二子带36（2）跳变到第一子带36（1）的中部（在图图15a中示出），因此，将插入损耗从约-1.5dB降低到约-0.7dB。通带38接着从第一子带36（1）的中部810MHz处向第一子带36（1）的左侧的770MHz处移动，将滤波器10的插入损耗从约-0.7dB增加到-1.9dB。因此，应理解，在子带36之间的跳变使插入损耗最小化的同时，通过沿着频率范围移动通带38，可以使滤波器10覆盖频率范围770MHz至890MHz的整个范围。
使用图15a至图15c中图示的模拟参数，证明了当使用非谐振元件22、而不仅仅是使用谐振元件18调谐滤波器的时候，插入损耗在整个频率范围内显著降低。例如，如图18中所示，当与谐振元件18的频率一起调节非谐振元件22从而在770MHz至890MHZ的频率范围上调谐滤波器10的时候的滤波器10的插入损耗的最差的情况要比当仅仅调节谐振元件的频率以在相同的频率范围上调谐滤波器10的时候的滤波器10的插入损耗小约8dB。
还证明了根据图15a至图15c所示的参数而模拟的滤波器10具有显著低于现有技术开关滤波调谐技术的插入损耗。例如，如图19所示，当与谐振元件的频率一起调节可变非谐振元件从而在770MHz至890MHZ的频率范围上调谐滤波器10的时候的滤波器10的插入损耗的最差的情况要显著小于在相同的频率范围上调谐的开关滤波器的插入损耗（假设小的插入损耗源自于开关的增加并且调节谐振元件的频率以覆盖位于切换之间的总调谐范围的一半）。
明显地，尽管传统的想法是通带滤波器的插入损耗随着谐振元件的数量而增加，但是已经证明了插入损耗不随着在滤波器（利用本文中描述的设计技术）中使用的谐振元件的数量而增加。例如，如图20所示，沿着频率范围750GHz至950GHz绘制了使用本文所述的技术的两个谐振器、四个谐振器和六个谐振器滤波器的设计，以及标准滤波器设计的频率响应的曲线图。如图所示，支配插入损耗的是最靠近的谐振元件Q、而不是谐振元件的数量。
应该注意，与谐振元件18串联的非谐振元件22的值的变化可以轻微地改变传输零点。为了给滤波器提供最佳的性能，优选地，这些传输零点不随意移动。
具体地，如图21所示，再次将电路减小到仅使用非谐振元件22来重建滤波器10所必需的要素元件。在这种情况下，调谐元件20对模拟（simulate）（模拟（model））滤波器10的重建是非必需的，因此，将其从图21中的电路表示中移除。
在图示的实施例中，具有通过电纳BR（具体地，B1 R、B2 R、B3 R和B4 R）表示的四个谐振元件18和十五个非谐振元件22，非谐振元件可以被分配成由电纳BN（具体地，BS N、B1 N、B2 N、B3 N、B4 N和BL N）表示的六个非谐振元件22（1）（还被称作NRN-接地，NRN-ground（分流非谐振元件））、通过导纳反转器J（具体地，J01、J12、J23、J34和J45）表示的五个非谐振元件22（2）（还被称作NRN-NRN（串联非谐振元件））、以及通过导纳反转器J（具体地，J1、J2、J3和J4）表示的四个非谐振元件22（3）（还被称作NRN-谐振器（谐振器耦合（resonator coupling））。非谐振元件22（1）、22（2）与各个谐振元件18并联连接，而非谐振元件22（3）与各个谐振元件18串联连接。非谐振元件22中的所选的一些可以变化，而非谐振元件22中的任何剩余的那些保持固定。在图示的实施例中，与谐振元件18串联连接的非谐振元件22（即，非谐振元件22（3））保持固定，谐振元件在应用于实际的方案中的时候将“拉动”谐振频率。
应该注意，在使用诸如表面声波（SAW）、薄膜体声波谐振器（film bulk acoustic resonator（FBAR））和微机电系统（MEMS）谐振器的声谐振器实现的谐振器18的设计中，非谐振元件22可以作为电耦合元件实现，或者可以作为机械耦合元件实现。在这种情况下，优选地，将非谐振元件22（3）作为机电换能器（transducer）实现，从而使电路的非谐振元件22（3）和声学谐振元件18保持固定，同时还允许仅仅使用非谐振元件22（1）、22（2）的电子调谐。
图22示出了滤波器10的耦合矩阵表示。如图所示，结点S、1～4、L和5～8（如图20所示）在矩阵表示的左侧上，结点S、NRN1～NRN4(非谐振结点)、L和谐振结点R1～R4在矩阵表示的顶侧上。又如图22所示，结点间的耦合值是谐振元件18和非谐振元件22的电纳值和导纳反转器值。
使用用于使通带38在子带36的中部之间跳变的耦合系数的不同的组仿真了图21中的滤波器表示。具体地，图23（a）至23（c）示出了示例性滤波器响应（及其它们的相应的耦合矩阵表示），其中，将四个反射零点34转移到阻带32内从而在所有的三个子带36的中部选择性地产生通带38。也就是说，连续地从图23（a）看到23（c），通带38从第一子带36（1）（图23（a））跳变到第二子带36（2）（图23（b）），接着到第三子带36（3）（图23（c））。因此，通带38的中部在标称频率-0.80、0.0和0.80之间跳变。从图23（a）至图23（c）中示出的相应的矩阵表示中可以看出，串联的非谐振元件22（3）（即，J1至J4）的电纳值固定在-1，而并联的非谐振元件22（1）、22（2）的电纳值和导纳反转器值变化，从而使通带38在子带36之间跳变。在图24中图示了当通带38在三个标称频率之间跳变的时候、在这些值中的变化（和非变化）。如图所示，用于并联的非谐振元件22（1）、（2）（即，J01、J12、J23、J34、J45、B1 N、B2 N、B3 N和B4 N）的值变化，但是用于串联的非谐振元件23（3）（即，J1、J2、J3和J4）的值保持恒定。
如在先关于图4a至4g的讨论，尽管通带38可以在子带36之间跳变以离散地覆盖期望的频率范围，但是传输零点30可以从它们的标称位置同步一致地移动（即，通过调节谐振元件的频率），从而转移整个阻带32，因而在标准化频率范围内转移通带38。因此，相对于图23（a）至23（c），通带38可以从子带36的中部（即-0.80、0.0和0.80）移动，从而覆盖期望的频率范围的连续部分。因此，如果所有的传输零点30可以从它们的标称位置转移+/-0.40（即，谐振元件在频率范围+/-0.40内一起调谐），则在图23（a）至23（c）中示出的每一个通带38将覆盖从-1.20到1.20的标准化频率范围的33%。
尽管在图23（a）至23（c）中示出了通带38处于子带36的中部，但是可以在阻带32内转移反射零点34（即，通过调节非谐振元件的值），从而在所选子带36内选择性地移动通带38。在这种情况下，通带38可以在子带36之间跳变，也可以在每个子带36内移动，从而减小了调节传输零点30所需的量，以使通带38覆盖期望的频率范围的连续部分。例如，图25示出了当通带38在-1.0至1.0的标称频率范围的连续部分内移动的时候用于非谐振元件22的值的变化（和非变化）。
明显地，在图25中阐述的耦合值与在图24中阐述的耦合值完全不同，因而可以看出，每一个滤波器存在多于一个耦合矩阵（即，耦合矩阵不具有惟一的方案）。例如，图26示出了当通带38在-1.0至1.0的标称频率范围的连续部分内移动的时候用于非谐振元件22的值的另一组变化（和非变化）。
通过对诸如功率管理（power handling）、互调或者插入损耗这样的滤波器性能的进一步分析，可以从驱动实现相同的滤波功能的耦合矩阵族中选择理想的耦合矩阵。如在第12/163,837的共同审理的专利申请中的演示，滤波器的内部结构的小的变化可以产生滤波器的终端性能特性的强化，而不会改变滤波器功能，这可从测定的在输入/输出端的S参数中看出。在第12/163,837号的美国专利申请中公开的技术中，包括传输零点的次序的改变，可以应用到在本申请中公开的滤波器电路中。

Claims (16)

1.一种射频（RF）滤波器，包括：
信号传输路径，具有输入端和输出端；
多个谐振元件，沿着所述输入端和所述输出端之间的所述信号传输路径设置；以及
一组非谐振元件，用于将所述谐振元件连接在一起以形成阻带，所述阻带具有与所述谐振元件的各个频率相应的多个传输零点以及在所述传输零点之间的至少一个子带，其中，所述一组非谐振元件包括：多个第一非谐振元件和多个第二非谐振元件，多个所述第一非谐振元件分别与所述谐振元件并联连接，多个所述第二非谐振元件分别与所述谐振元件串联连接；其中，多个所述第一非谐振元件包括至少一个可变非谐振元件，用于在所述阻带内选择性地引进至少一个反射零点，其中所述至少一个可变非谐振元件包括至少一个开关电容器。
2.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件的每一个包括彼此并联连接以形成电容性电路的三个电容器，所述电容性电路具有连接至第一开关的第一电容器以及连接至第二开关的第二电容器。
3.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个子带包括多个子带。
4.根据权利要求3所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件用于沿着所述阻带转移所述至少一个反射零点，以在所述子带中的选定的一些内产生所述通带。
5.根据权利要求4所述的射频滤波器，其中，所述通带在所选的子带内具有基本不同的带宽。
6.根据权利要求3所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件用于在所述阻带内转移至少另外一个反射零点，以在所述子带中的另一个内产生另一个通带。
7.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件用于沿着所述阻带转移所述至少一个反射零点，以在所述一个子带内选择性地移动所述通带。
8.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个反射零点包括多个反射零点。
9.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件包括多个可变非谐振元件。
10.根据权利要求1所述的射频滤波器，还包括至少一个调谐元件，用于改变所述谐振元件中的至少一个的频率。
11.根据权利要求10所述的射频滤波器，其中，所述至少一个调谐元件用于改变所述至少一个谐振元件的频率，以沿着与所述至少一个反射零点相关的阻带转移对应于所述至少一个谐振元件的每个频率的传输零点。
12.根据权利要求10所述的射频滤波器，其中，所述至少一个调谐元件包括多个调谐元件，用于改变所述谐振元件的频率，以沿着频率范围同时地转移所述阻带与所述通带。
13.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述至少一个可变非谐振元件具有可调电纳。
14.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述谐振元件的每一个均包括薄膜集总元件结构。
15.根据权利要求14所述的射频滤波器，其中，所述薄膜集总元件结构包括高温超导体（HTS）。
16.根据权利要求1所述的射频滤波器，其中，所述谐振元件中的每一个包括声学谐振器。
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