KR101691264B1 - 저-손실 동조가능한 무선 주파수 필터 - Google Patents

저-손실 동조가능한 무선 주파수 필터 Download PDF

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Abstract

RF 필터는 입력 및 출력을 가지는 신호 전송 경로, 입력과 출력 사이에 신호 전송 경로를 따라 배치된 복수의 공진 엘리먼트들, 및 공진 엘리먼트들의 각자의 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로들을 가지는 저지 대역 및 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 서브-대역을 형성하기 위해 공진 엘리먼트들을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들을 포함한다. 비-공진 엘리먼트들은 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하여 서브-대역(들) 중 선택된 서브-대역 내에 통과 대역을 생성하기 위한 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 포함한다. RF 필터는 동작 온도를 수신하고, 수신된 동작 온도에 기초하여 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하여, 이에 의해 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜 선택된 서브-대역 내의 통과 대역을 이동시키도록 구성되는 전기적 제어기를 더 포함한다.

Description

저-손실 동조가능한 무선 주파수 필터{LOW-LOSS TUNABLE RADIO FREQUENCY FILTER}
관련 출원 데이터
본 출원은, 2007년 6월 27일에 출원된 미국 가특허 출원 일련 번호 제60/937,462호를 우선권으로 주장하고 2006년 11월 17일에 출원되었으며 현재 미국 특허 제7,719,382호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제11/561,333호의 부분연속출원(continuation-in-part)인, 2008년 6월 27일에 출원되었으며 현재 미국 특허 제7,639,101호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/163,814호의 연속출원인, 2009년 11월 17일에 출원되었으며 현재 미국 특허 번호 제7,863,999호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/620,455호의 연속출원인, 2010년 12월 2일에 출원되었으며 현재 미국 특허 번호 제8,063,714호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/959,237호의 연속출원인, 2011년 10월 26일에 출원된 미국 특허 출원 일련 번호 제13/282,289호의 부분연속출원이다.
발명의 분야
본 발명은 일반적으로는 마이크로파 회로들에 관한 것이며, 특히 마이크로파 대역-통과 필터들에 관한 것이다.
전기적 필터들은 전기 신호들의 프로세싱에서 오랫동안 사용되어 오고 있다. 특히, 이러한 전기적 필터들은 원하는 신호 주파수들을 통과시키는 한편 다른 원치 않는 전기적 신호 주파수들을 차단하거나 감쇠시킴으로써 입력 신호로부터 원하는 전기적 신호 주파수들을 선택하기 위해 사용된다. 필터들은 필터에 의해 선택적으로 통과된 주파수들의 타입을 나타내는, 저대역 통과 필터들, 고대역 통과 필터들, 대역 통과 필터들, 및 대역 차단 필터들을 포함하는 일부 일반적인 카테고리들로 분류될 수 있다. 또한, 필터들은, 필터가 이상적인 주파수 응답에 대해 제공하는 대역 형상 주파수 응답의 타입(주파수 차단 특성들)을 나타내는, 버터워스(Butterworth), 체비셰프(Chebyshev), 역 체비셰프, 및 타원형과 같은 타입에 의해 분류될 수 있다.
사용되는 필터의 타입은 종종 의도된 사용에 의존한다. 통신 응용예에서, 대역-통과 필터들은 하나 이상의 미리 정의된 대역들을 제외한 모든 대역들에서 RF 신호들을 필터링하거나 차단하도록 셀룰러 기지국들 및 다른 원격통신 장비에서 통상적으로 사용된다. 예를 들어, 이러한 필터들은 수신기 프론트-엔드에서 기지국 또는 원격통신 장비 내의 수신기의 컴포넌트들에 위해가 될 잡음 및 다른 원치 않는 신호들을 필터링하기 위해 통상적으로 사용된다. 수신기 안테나 입력에 샤프하게 정의된 대역 통과 필터(sharply defined band-pass filter)를 직접 배치하는 것은 종종 원하는 신호 주파수 근처의 주파수들에서의 강력한 간섭 신호들로부터 초래되는 다양한 악영향들을 제거할 것이다. 수신기 안테나 입력에서의 필터의 위치로 인해, 삽입 손실은 잡음 지수(noise figure)를 저하시키지 않도록 매우 낮아야 한다. 대부분의 필터 기술에서, 낮은 삽입 손실의 달성은 필터 가파름 또는 선택성(filter steepness or selectivity)에서의 대응하는 양보(compromise)를 요구한다.
상업적 원격통신 응용예들에서, 가장 작은 가능한 통과 대역을 협-대역 필터들을 사용하여 필터링하여 고정된 주파수 스펙트럼이 가장 큰 가능한 개수의 주파수 대역들로 분할될 수 있게 하여, 이에 의해 고정된 스펙트럼 내에 맞을 수 있는 사용자들의 실제 수를 증가시키는 것이 종종 바람직하다. 무선 통신에서의 급격한 증가로 인해, 이러한 필터링은 점점 더 적대적인(hostile) 주파수 스펙트럼에서 높은 정도의 선택성(작은 주파수 차이만큼 분리된 신호들을 구별하는 능력) 및 높은 정도의 민감도(약한 신호들을 수신하는 능력) 둘 모두를 제공해야 한다. 아날로그 셀룰러 통신을 위한 800-900 MHz 범위, 및 개인용 통신 서비스들(PCS)을 위한 1,800-2,200 MHz 범위의 주파수 범위들이 특히 가장 중요하다.
본 발명은 특히, 광범위한 마이크로파 및 RF 응용예들에서, 군용(예를 들어, RADAR), 통신, 및 전자 지능(ELINT) 모두에서, 그리고 셀룰러를 포함한 다양한 통신 응용예들과 같은 상업적 분야들에서, 높은 품질 인자 Q(즉, 에너지를 저장하고, 따라서 그것의 전력 소모 또는 손실과 반비례 관계에 있는 능력의 측정치), 낮은 삽입 손실, 동조가능한 필터에 대한 필요성에 관심을 둔다. 많은 응용예들에서, 수신기 필터는 원하는 주파수를 선택하거나 또는 간섭 신호 주파수를 가두도록 동조가능해야 한다. 따라서, 삽입 손실이 매우 낮은 경우, 수신기에서 수신기 안테나와 제1 비-선형 엘리먼트(통상적으로 저잡음 증폭기 또는 믹서) 사이의 선형, 동조가능한, 대역 통과 필터의 도입은 광범위한 RF 마이크로파 시스템에서 상당한 장점들을 제공한다.
예를 들어, 상업적 응용예들에서, PCS에 의해 사용되는 1,800-2,200 MHz 주파수 범위는 몇몇의 더 좁은 주파수 대역들(A-F 대역들)로 분할될 수 있고, 이들의 서브세트만이 임의의 주어진 영역에서 원격통신 운용자에 의해 사용될 수 있다. 따라서, 기지국들과 핸드-헬드 유닛들이 이들 주파수 대역들의 임의의 선택된 서브세트를 가지고 동작하도록 재구성될 수 있게 되는 것이 유리할 것이다. 또다른 예로서, RADAR 시스템들에서, "친밀한(friendly)" 근처 소스들로부터, 또는 전자교란기(jammer)들로부터의 높은 진폭의 간섭 신호들은 수신기들을 둔감하게 하거나 또는 높은-진폭의 클러터(clutter) 신호 레벨들을 가지고 상호변조시켜, 잘못된 타겟 표시들을 제공할 수 있다. 따라서, 고-밀도 신호 환경들에서, RADAR 경고 시스템들은 빈번하게 완전히 무용지물이 되며, 이 경우, 주파수 호핑(frequency hopping)이 유용할 것이다.
마이크로파 필터들은 일반적으로 2개의 회로 구축 블록들, 즉 하나의 주파수 f0에서 매우 효율적으로 에너지를 저장하는 복수의 공진기들; 및 공진기들 사이의 전자기 에너지를 커플링시켜 다수의 스테이지들 또는 극점들(multiple stages or poles)을 형성하는 커플링(coupling)들을 사용하여 구축된다. 예를 들어, 4-극점 필터(four-pole filter)는 4개의 공진기들을 포함할 수 있다. 주어진 커플링의 강도는 그것의 리액턴스(즉, 인덕턴스 및/또는 커패시턴스)에 의해 결정된다. 커플링들의 상대적 강도들은 필터 형상을 결정하고, 커플링들의 토폴로지는 필터가 대역 통과 기능을 수행하는지 또는 대역 저지 기능(band-stop function)을 수행하는지를 결정한다. 공진 주파수 f0는 각자의 공진기의 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 주로 결정된다. 통상적인 필터 설계에 대해서, 필터가 활성인 주파수는 필터를 구성하는 공진기들의 공진 주파수들에 의해 결정된다. 각각의 공진기는 필터의 응답이 위에서 논의된 이유로 샤프하고 매우 선택적일 수 있도록 매우 낮은 내부 저항을 가져야 한다. 낮은 저항에 대한 이러한 요건에 따라 주어진 기술에 대한 공진기들의 사이즈와 비용이 조절(drive)되는 경향이 있다.
통상적으로, 종래의 필터의 사이즈와 비용이 필터를 실현하기 위해 요구되는 공진기들의 수에 따라 선형적으로 증가할 것임에 따라, 고정된 주파수 필터들은 특정 형상을 달성하기 위해 요구되는 공진기들의 수를 최소화하도록 설계된다. 반도체 디바이스들에 대해 그러하듯, 포토리소그래픽적으로 정의된 필터 구조들(예를 들어, 고온 초전도체(HTS; high-temperature superconductor), 마이크로 전자-기계 시스템(MEMS; micro electro-mechanical systems ), 및 필름 벌크 음향 공진기(FBAR; film bulk acoustic resonator) 필터들에서의 구조들)은 이러한 종류의 사이즈 및 비용 스케일링에 대해 종래의 컴라인(combline) 또는 유전체 필터들보다 훨씬 덜 민감하다.
오늘날 동조가능한 필터들을 설계하기 위해 사용되는 방식들은 고정된 주파수 필터들에 대해 전술된 바와 동일한 방식을 따른다. 따라서, 방식들은 매우 효율적이고, 효과적이며 간단한 회로들을 초래하는데, 즉, 이들은 주어진 필터 응답을 실현하기 위해 필요한 가장 간단한 회로를 초래한다. 종래 기술의 동조 기법들에서, 필터의 모든 공진 주파수들은 필터의 주파수를 동조시키도록 조정된다. 예를 들어, 디바이스의 동작 주파수 대역을 50 MHz씩 증가시키는 것이 요구되는 경우, 협대역 필터의 공진 주파수들 모두는 50 MHz씩 증가되어야 한다. 이러한 종래 기술의 기법이 일반적으로 주파수 대역의 조정에 있어서는 성공적이었지만, 공진기들 내에 저항을 불가피하게 도입하며, 이에 의해 필터의 삽입 손실을 불리하게 증가시킨다.
필터 내의 각각의 공진기 위에 HTS 플레이트를 기계적으로 이동시킴으로써 HTS 필터들이 공진기들 내에 상당한 저항을 도입하지 않고 자신의 공진 주파수를 변경하도록 동조될 수 있지만, 이러한 기법은 본질적으로 느리며(수초 정도) 비교적 큰 3차원 동조 구조들을 요구한다. 삽입 손실이 소위 스위칭된 필터 설계들에서 감소될 수 있지만, 이들 설계들은 여전히 스위칭 시간들 사이에 상당량의 손실을 도입하며, 추가적인 공진기들을 요구한다. 예를 들어, 필터 시스템의 삽입-손실은, 2개의 필터들 및 필터들 사이에서 선택할 한 쌍의 단일-극점 더블-스로우(SP2T; single-pole double-throw) 스위치들을 제공하고, 따라서 동조 범위 요건을 효과적으로 감소시킴으로써 감소될 수 있지만, 2배 만큼 공진기들의 수를 증가시키고, 스위치로부터의 손실을 도입한다. 필터 시스템의 손실은 더 많은 스위치들과 필터들을 도입함으로써 추가로 감소될 수 있지만, 각각의 추가적인 필터는 원래 필터와 동일한 개수의 공진기들을 요구할 것이며, 요구된 스위치들로부터 더 많은 손실을 도입할 것이다.
따라서, 감소한 삽입 손실을 가지고 신속하게 동조될 수 있는 대역 통과 필터를 제공할 필요성이 남아 있다.
본 발명의 제1 양상에 따르면, 무선 주파수(RF) 필터가 제공된다. RF 필터는 입력 및 출력을 가지는 신호 전송 경로, 입력과 출력 사이에 신호 전송 경로를 따라 배치된 복수의 공진 엘리먼트들, 및 공진 엘리먼트들을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들을 포함한다. 공진 엘리먼트들은 공진 엘리먼트들의 각자의 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로들(transmission zeroes)을 가지는 저지 대역(stop band), 및 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 서브-대역을 형성하기 위해 함께 커플링된다. 비-공진 엘리먼트들은 적어도 하나의 서브-대역들 중 하나 내에 통과 대역을 생성하기 위해 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 위치시키는 서셉턴스 값들(susceptance values)을 가진다.
비-공진 엘리먼트들은 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하여 서브-대역(들) 중 하나 내에 통과 대역을 생성하기 위한 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 포함한다. 일 실시예에서, 복수의 서브-대역들이 제공되며, 이 경우, 가변 비-공진 엘리먼트(들)는 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 변위(displace)시켜 서브-대역들 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역을 생성할 수 있다. 통과 대역은 선택된 서브-대역들 내에서 실질적으로 상이한 대역폭들을 가질 수 있다. 또다른 실시예에서, 가변 비-공진 엘리먼트(들)는 저지 대역 내에 적어도 또다른 반사 제로를 변위시켜 서브-대역들 중 또다른 서브-대역 내에 또다른 통과 대역을 생성한다.
가변 비-공진 엘리먼트는, 예를 들어, 조정가능한 서셉턴스를 가질 수 있고, 가변 커패시터, 손실-손실 스위치, 버랙터 및 스위칭된 커패시터 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 공진 엘리먼트들 각각이 박막 집중 엘리먼트 구조(thin-film lumped element structure)(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 등)를 포함하지만, 공진 엘리먼트는 원하는 주파수에서 공진하는 임의의 구조의 형태를 취할 수 있다.
RF 필터는 동작 온도를 수신하고, 수신된 동작 온도에 기초하여 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하여 이에 의해 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜 선택된 서브-대역 내의 통과 대역을 이동시키도록 구성된 전기적 제어기를 더 포함한다. 일 실시예에서, 전기적 제어기는 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하여, 저지 대역 내에 반사 제로(들)를 선택적으로 도입해서 하나의 서브-대역 내에 통과 대역을 생성하도록 구성된다. 예를 들어, 비-공진 엘리먼트(들) 각각은 서로 병렬로 커플링되어 용량성 회로를 형성하는 복수의 커패시터들 및 커패시터들 중 적어도 하나에 커플링된 적어도 하나의 스위치를 가질 수 있다. 전기적 제어기는 이후 용량성 회로로부터 적어도 하나의 커패시터를 선택적으로 포함시키거나 배제시켜서 용량성 회로의 커패시턴스를 변경시키고, 이에 의해 저지 대역 내의 반사 제로를 선택적으로 이동시켜 선택된 서브-대역 내의 통과 대역을 이동시키도록 스위치(들)를 동작시킴으로써 각자의 비-공진 엘리먼트의 리액턴스를 변경하도록 구성될 수 있다.
전기적 제어기는 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하고, 이에 의해 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜서 통과 대역을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치(nominal as-designed location)로 다시 되돌리도록 구성될 수 있다. 이 경우, 전기적 제어기는 수신된 동작 온도에 기초하여 공진 엘리먼트들 중 적어도 하나를 조정하고, 이에 의해 공진 엘리먼트(들)의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜 통과 대역을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치로 다시 되돌리도록 구성될 수 있다.
일 실시예에서, RF 필터는 동작 온도를 측정하도록 구성되는 온도 센서를 더 포함하고, 이 경우, 전기적 제어기는 온도 센서로부터 측정된 동작 온도를 수신하도록 구성된다. RF 필터는 복수의 기준 동작 온도들 및 각자 상이한 동작 온도들에 대응하는 조정 설정들의 복수의 세트를 포함하는 룩업 테이블을 저장하는 메모리를 더 포함할 수 있다. 이 경우, 전기적 제어기는 측정된 동작 온도를 룩업 테이블 내의 복수의 기준 동작 온도들과 비교하고, 측정된 동작 온도에 가장 가까운 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 조정 설정들의 세트에 따라 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하도록 구성된다.
발명의 다른 그리고 추가적인 양상들과 특징들은, 발명을 제한하는 것이 아니라 예시하도록 의도된 바람직한 실시예의 후속하는 상세한 기재를 읽음으로써 명백할 것이다.
도면들은 본 발명의 바람직한 실시예들의 설계 및 유용성을 예시하며, 여기서 유사한 엘리먼트들은 공통 참조 번호들로 지칭된다. 본 발명의 위에서 인용된 그리고 다른 장점들 및 목적들이 획득되는 방식을 더 양호하게 이해하기 위해, 위에서 간략하게 기술된 본 발명의 더욱 구체적인 설명이 본 발명의 특정 실시예들을 참조하여 이루어질 것이며, 특정 실시예들은 첨부 도면들에 예시되어 있다. 이들 도면들이 발명의 전형적인 실시예들만을 도시하며 따라서 발명의 범위의 제한으로서 고려되지 않음을 이해한다면, 발명은 첨부 도면들의 사용을 통해 추가로 특정하고 상세하게 기술되고 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 동조가능한 무선 주파수(RF) 필터의 블록도이다.
도 2는 8개의 공진 엘리먼트들을 사용하는 예시적인 넓은 저지 대역의 모델링된 주파수 응답의 플롯이다.
도 3은 저지 대역의 서브-대역 내에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯이다.
도 4a-4g는 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 5a-5d는 저지 대역이 주파수에 있어서 시프트되었고, 시프트된 저지 대역의 서브-대역의 여러 위치들에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 6은 도 4a-4g의 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 도입된 통과 대역의 범위를 확장시키기 위해 도 2의 주파수 응답의 전송 제로들의 동시적 시프트를 예시하는 플롯이다.
도 7a-7f는 개인용 통신 서비스(PCS) 주파수 범위를 커버하기 위해 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역이 도입된, 9개의 공진 엘리먼트들을 사용하는 예시적인 넓은 저지 대역의 모델링된 주파수 응답의 플롯들이다.
도 8은 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내의 통과 대역의 도입을 수용하기 위해 도 7a-7f의 주파수 응답의 전송 제로들의 독립적 시프트를 예시하는 플롯들이다.
도 9a-9f는 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 다수의 통과 대역들이 도입된, 도 2의 모델링된 주파수 응답의 플롯들이다.
도 10은 본 발명의 또다른 실시예에 따라 구성된 동조가능한 RF 필터의 블록도이다.
도 11은 시프트된 저지 대역의 서브-대역의 다양한 위치들에서 통과 대역이 도입된, 도 10의 필터의 모델링된 주파수 응답의 플롯이다.
도 12는 도 10의 동조가능한 RF 필터에서 사용된 비-공진 엘리먼트들의 커플링 값들의 변경 대 도 11의 통과-대역에서의 주파수 시프트를 예시하는 플롯이다.
도 13a-13d는 도 1의 동조가능한 RF 필터의 회로 표현들을 예시한다.
도 14는 3개의 필터 상태들에 대한 도 14의 RF 필터의 모델링에서 사용되는 컴포넌트 값들을 예시하는 표이다.
도 15a-15c는 특히 다양한 필터 상태들 및 대응하는 주파수 응답들을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 회로 구현예이다.
도 16a-16c는 3개 상태들에서의 도 14의 RF 필터의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 17은 도 14의 RF 필터의 동조 대 필터의 삽입 손실을 예시하는 플롯이다.
도 18은 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조될 때 도 14의 RF 필터의 삽입 손실 대 통상적인 필터의 삽입 손실을 비교하는 플롯이다.
도 19는 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조될 때 도 1의 필터의 삽입 손실 대 스위칭된 필터의 삽입 손실을 비교하는 플롯이다.
도 20은 본 발명에 따라 구성된 2-공진기, 4-공진기 및 6-공진기 동조가능한 필터들 사이의 주파수 응답들과 표준 대역-통과 필터의 주파수 응답을 비교하는 플롯이다.
도 21은 도 1의 동조가능한 RF 필터의 또다른 회로 표현을 예시한다.
도 22는 도 21의 회로 표현의 커플링 매트릭스(coupling matrix)를 예시한다.
도 23a-23c는 도 21의 RF 필터의 주파수 응답들 및 대응하는 커플링 매트릭스들의 플롯들이다.
도 24는 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용되는 도 23a-23c의 커플링 매트릭스들에서의 커플링 값들을 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 25는 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용될 수 있는 커플링 값들의 또다른 세트를 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 26은 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용될 수 있는 커플링 값들의 또다른 세트를 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 27은 특히 공진기를 동조시키기 위한 동조 포크들(tuning forks)을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 하나의 공진기의 평면 뷰 레이아웃이다.
도 28은 특히 공진기를 동조시키기 위한 트리밍 탭들(trimming tabs)을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 하나의 공진기의 평면 뷰 레이아웃이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 또다른 동조가능한 RF 필터의 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따라 구성된 동조가능한 무선 주파수(RF) 필터(10)가 이제 기술될 것이다. 예시된 실시예에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위, 예를 들어, 800-900 MHz 또는 1,800-2,220 MHz 내에서 동조가능한 통과 대역을 가지는 대역 통과 필터이다. 통상적인 시나리오에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위 밖의 에너지를 소거(reject)하는 넓은 통과 대역 필터 뒤의 수신기의 프론트-엔드(미도시) 내에 배치된다. RF 필터(10)는 일반적으로 입력(14) 및 출력(16)을 가지는 신호 전송 경로(12), 신호 전송 경로(12)를 따라 배치된 복수의 노드들(17), 각자가 노드들(17)로부터 연장하는 복수의 공진 브랜치들(19), 및 각자가 노드들(17)로부터 연장하는 복수의 비-공진 브랜치들(21)을 포함한다. RF 필터(10)는 입력(14)과 출력(16) 사이의, 그리고 특히 공진 브랜치들(21)과 접지 사이에 커플링된 복수의 공진 엘리먼트들(18)(이 경우, 4개), 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 조정하기 위한 복수의 동조 엘리먼트들(20), 그 중 4개가 비-공진 브랜치들(21)과 접지 사이에 커플링된, 공진 엘리먼트들(18)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들(22)을 더 포함한다. RF 필터(10)는 주파수 범위 내의 선택된 협대역으로 RF 필터(10)를 동조시키도록 구성된 전기적 제어기(24)를 더 포함한다.
신호 전송 경로(12)는 비-공진 엘리먼트들(22)이 직접적으로 또는 간접적으로 커플링된 물리적 전송 라인을 포함할 수 있지만, 대안적인 실시예들에서, 물리적 전송 라인은 사용되지 않는다. 예시된 실시예에서, 공진 엘리먼트들(18)은 인덕터들 및 커패시터들과 같은 집중 엘리먼트 전기 컴포넌트들(lumped element electrical components), 및 특히, 평면 나선형 구조들, 지그-재그 사문 구조(zig-zag serpentine structures), 단일 코일 구조, 및 이중 코일 구조들과 같은 박막 집중 구조들을 포함한다. 이러한 구조들은 낮은 손실 기판 상에 커패시터들과 인덕터들을 형성하도록 패터닝된 박막 에피택셜 고온 초전도체(HTS)들을 포함할 수 있다. 고온 초전도체 집중 엘리먼트 필터들을 논의하는 추가적인 상세항목들은, 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함되는 미국 특허 번호 제5,616,539호에 설명되어 있다.
예시된 실시예에서, 공진 엘리먼트들(18)은 서셉턴스 BR로 표현되고, 비-공진 엘리먼트들(22)은, 공진 엘리먼트들(18)과 병렬로 커플링된 서셉턴스 BN 및 공진 엘리먼트들(18) 사이에 커플링된 어드미턴스 인버터들(J)로 표현된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들은 고정된 채 남아 있다.
하기에 더 상세하게 기술될 바와 같이, 비-공진 엘리먼트들(22)은, 실질적으로 전체 주파수 범위에 걸쳐 통과 대역을 동조시키도록 변경될 수 있고, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들은 필요한 경우, 주파수 범위의 상대적인 부분(relatively portion) 내의 통과 대역을 수용하고 그리고/또는 이동시키도록 단지 약간 조정된다. 이러한 방식으로, 필터(10)의 삽입 손실이 상당히 감소하는데, 왜냐하면, 공진 엘리먼트들(18)보다는 비-공진 엘리먼트들(22)이 필터(10)를 동조시키기 위한 1차 수단으로서 사용되기 때문이다. 즉, 비-공진 엘리먼트들(22)의 조정이 상당히 손실 민감성인 공진 엘리먼트들(18)의 조정이 기여하는 것보다는 필터(10)의 손실에 덜 기여하기 때문에, 필터(10)는 필터(10)를 동조시키기 위한 주요 수단으로서 공진 엘리먼트들을 이용하는 종래 기술의 필터들보다는 더 적은 손실을 가질 것이다. 추가로, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수가, 만약 한다면, 매우 적게 조정되기 때문에, 필터(10)의 동조 속도가 증가한다.
RF 필터(10)는 넓은 저지 대역의 선택된 영역들을 가지는 좁은 통과 대역을 도입함으로써 전술한 내용을 달성한다. 즉, RF 필터(10)가 궁극적으로는 통과 대역 필터로서 사용되지만, 공진 엘리먼트들(18)은, 통과 대역을 생성하기 위해서가 아니라, 오히려 공진 엘리먼트들(18)의 각자의 주파수들에 대응하는 전송 제로들(이 경우, 4개 넘버링됨)을 가지는 넓은 저지 대역 응답을 생성하기 위해 비-공진 엘리먼트들(22)에 의해 실제로 함께 커플링된다. 전기적 제어기(24)는 이후 반사 제로들을 저지 대역을 따라 도입하고 변위시켜 원하는 주파수 범위 내의 좁은 통과 대역을 이동시키도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정한다. 전기적 제어기(24)는 또한 전송 제로들을 주파수 범위를 따라 이동시켜 필터 응답을 최적화하도록 동조 엘리먼트들(20)을 통해 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 조정할 수 있다. 예시된 실시예에서, 전기적 제어기(24)는 주파수 범위 내의 통과 대역의 원하는 위치지정(location)을 실현하기 위해 필요한 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들을 저장하기 위한 메모리(미도시)를 포함한다.
이 기법은 이제 후속하는 수학식들에 따라 모델링된 다양한 예시적인 필터 응답을 참조하여 기술될 것인데, 즉,
Figure 112014128291451-pat00001
이며, 여기서, S11는 필터의 입력 반사 계수이고, S21는 순방향 전송 계수이고, s는 정규화된 주파수이고, F 및 P는 일반화된 복소 주파수 s의 N차 다항식이고(여기서, N은 공진 엘리먼트들의 수임), ε는 동일한 리플 반사 손실을 정의하는 상수이다. 계수들 S11 및 S21 각각은, 분자가 N차를 가지기 때문에, 최대 N개의 제로-포인트들을 가질 수 있다. 계수들 S11, S21 둘 모두가 N개의 제로-포인트들을 가질 때, 필터 응답은 완전히 타원형으로 간주된다. 필터들의 모델링을 논의하는 추가적인 상세 항목들은 2001년 Wiley-Interscience, Jia-Shen G.Hong 및 M.J. Lancaster의 "Microstrip Filters for RF/Microwave Application"에 설명되어 있다. 정규화된 주파수인 s=iw는 수학식
Figure 112014128291451-pat00002
에 따라 실수 주파수(real frequency)로 매핑될 수 있으며, 여기서 f는 실수 주파수이고, fc는 중심 주파수이고, BW는 필터의 대역폭이다. 정규화된 주파수의 실수 주파수로의 변환을 논의하는 추가적인 상세항목은 McGraw-Hill(1964), G.Matthaei, L.Young 및 E.M.T.Jones의 "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures"에 설명되어 있다.
도 2는 8개의 공진 엘리먼트들을 사용하고, 이에 의해 저지 대역(32)을 형성하기 위해 각자의 공진 엘리먼트 주파수들에서(도 2의 우측 뷰에 가장 잘 도시되어 있는 바와 같음) 8개의 대응하는 전송 제로들(30)(6개만 도시됨), 및 이 저지 대역(32) 밖에 있는(도 2의 좌측 뷰에 가장 잘 도시되어 있는 바와 같음) 8개의 반사 제로들(34)(6개만 도시됨)을 생성하도록 모델링된, 예시적인 넓은 대역 소거 필터 응답을 예시한다. 이러한 특정 예에서, 전송 제로들(30)은 정규화된 주파수 범위 내의 -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 및 1.05에 위치되고, 이에 의해 -1.05와 1.05 사이의 정규화된 주파수 범위를 가지는 저지 대역을 생성한다. 도 2의 우측 뷰에 도시되어 있는 바와 같이, 필터 응답은 각자 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90에 위치되는 전송 제로들(30) 사이의 영역들(36)에 7개의 "바운스-백(bounce-back)"을 포함한다. 따라서, 일반적으로, 저지 대역 필터는 N개의 전송 제로들(N개의 공진 엘리먼트들에 대응함), N개까지의 반사 제로들, 및 N-1개의 바운스-백 영역들(36)을 포함한다.
중요하게는, 통과 대역은 반사 제로들(34) 중 적어도 하나를 저지 대역(32) 내에서 변위시킴으로써(즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 도 2에 예시된 영역들(36) 내의 바운스-백들(이하, "서브-대역들"로서 지칭됨) 중 임의의 하나로부터 형성될 수 있다. 예를 들어, 도 3은 반사 제로들(34) 중 4개가 도 2의 저지 대역 내로 도입되어 중심 서브-대역(36(4)) 내에(즉, 0에서) 통과 대역(38)을 생성하는 예시적인 필터 응답을 예시한다. 반사 제로들(34)은 저지 대역(32)을 따라 (즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 변위되고, 이에 의해 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역(38)을 생성할 수 있다. 즉, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32)을 따라 변위되어 서브-대역들(36) 사이의 통과 대역(38)을 "호핑(hop)"할 수 있다.
예를 들어, 도 4a-4g는 4개의 반사 제로들(34)이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 모든 7개의 서브-대역들(36)의 중심들에서 통과 대역(38)을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 즉, 도 4a-4g를 차례로 살펴보면, 통과 대역(38)은 제1 서브-대역(36(1))(도 4a)으로부터, 제2 서브-대역(36(2))(도 4b)으로, 제3 서브-대역(36(3))(도 4c)으로, 제4 서브-대역(36(4))(도 4d)으로, 제5 서브-대역(36(5))(도 4e)으로, 제6 서브-대역(36(6))(도 4f)으로, 그리고 마지막으로 제7 서브-대역(36(7))(도 4g)으로 호핑한다. 따라서, 예시된 실시예에서, 통과 대역(38)의 중심은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90 사이에서 호핑할 수 있다. 도 4a-4g의 순서가 통과 대역(38)이 인접한 서브-대역들(36) 사이에서 호핑함을 내포하지만, 통과 대역(38)이 비-인접 서브-대역들(36) 사이에서, 예를 들어, 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제5 서브-대역(36(5))으로 호핑될 수 있다는 점에 유의해야 한다.
통과 대역(38)이 서브-대역들(36) 사이에서 호핑되어 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버할 수 있지만, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 일제히 동시에 이동되어(즉, 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정함으로써) 정규화된 주파수 범위 내에서 전체 저지 대역(32) 및 따라서 통과 대역(38)을 변위시킬 수 있다. 따라서, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36)의 중심들로부터 이동되어(즉, -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90) 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버할 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30) 모두가 이들의 공칭 위치들로부터 +/-0.15만큼 변위될 수 있는 경우(즉, 공진 엘리먼트들이 +/-0.15의 주파수 범위 내에서 함께 동조됨), 도 4a-4g에 예시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.05 내지 1.05의 정규화된 주파수 범위의 15%를 커버할 것이다.
예시에 의해, -0.20에서 통과 대역(38)에 중심을 두도록 요구되는 경우, 통과 대역(38)은 (도 4c에서 -0.30에 중심을 둔) 제3 서브-대역(36(3))에 위치될 수 있고, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.10만큼 변위되어 통과 대역(38)을 -0.30에서 -0.20으로 이동시킬 수 있다. 통과 대역(38)을 0.85에 중심을 두게 하는 것이 요구되는 경우, 통과 대역(38)은 (도 4(g)에서 0.90에 중심을 둔) 제7 서브-대역(36(7))에 위치될 수 있고, 전송 제로들(30)은 공칭 위치들로부터 -0.05만큼 변위되어 통과 대역(38)을 0.90에서 0.85로 이동시킬 수 있다.
통과 대역(38)이 도 4a-4g에서 서브-대역들(36) 내에 중심을 두는 것으로서 예시되어 있지만, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32) 내에서 (즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 변위되어 선택된 서브-대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시킬 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 수 있을 뿐만 아니라, 각각의 서브-대역(36) 내에서 이동되고, 이에 의해 통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 조정되도록 요구되는 전송 제로들(30)의 양을 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 도 5a-5d는 중심 서브-대역(36(4))에 대한 예시적인 필터 응답들을 예시하고 있으며, 여기서, 모든 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 변위되고 (즉, 0.05만큼 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 증가시킴으로써), 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 증분적으로 변위된다(즉, 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정함으로써).
특히, 도 5a-5d를 차례로 살펴보면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 변위되고, 이에 의해 통과 대역(38)을 0(도 5a)으로부터 0.05(도 5b)로 이동시킨다. 이후, 전송 제로들(30)을 그 자리에 고정시킨 이후, 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 증분적으로 변위되어 통과 대역(38)을 서브-대역(36(4))의 중심(도 5b에서의 0.05)으로부터 서브-대역(36(4))의 중심의 우측에 대한 위치 0.05로(도 5c에서는 0.10), 그리고 이후 서브-대역(36(4))의 중심의 우측에 대한 위치 0.10으로(도 5d에서는 0.15)로 이동시킨다.
이러한 양상이 대역 통과 필터의 소거 기울기의 대칭성을 방해할 수 있지만, 이 경우, 그것은 전송 제로들(30)의 요구되는 변위, 및 따라서, 공진 엘리먼트들의 동조 범위를 15%에서 5%로 감소시켜서, 반사 제로들(34)이 서브-대역(36) 내에서 변위되지 않는 경우와 동일한 동조 범위를 획득한다. 그 결과, 필터의 손실이 추가로 감소된다.
특히, 전송 제로들(30)이 서브-대역(36)의 전체 내에서 이론적으로 변위될 수 있지만, 이 경우, 각각의 통과 대역(38)은 공진 엘리먼트들을 동조시킬 필요 없이 전체 저지 대역(32)의 대략 15%를 커버할 수 있으며, 실제로, 반사 제로(34)가 전송 제로(30)에 가깝게 접근함에 따라 필터 손실이 크게 증가한다. 따라서, 전송 제로들(30)이 반사 제로들(34)과 함께 변위되어, 통과 대역(38)이 큰 손실 없이 전체 주파수 범위 내에서 이동하게 하는 것이 바람직하다.
예를 들어, 도 6을 참조하면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들(수평 점선들로 도시됨)에 대해 +/- 0.05의 범위 내에서 변위되어 통과 대역(38)이 -1.05 내지 1.05의 공칭 주파수 범위(대각 점선으로 표현됨) 내의 어느 곳에나 위치되도록 한다. 통과 대역(38)의 주파수가 -1.05에서 1.05로 이동함에 따라, 반사 제로들(34)은 하나의 서브-대역(36)으로부터 다음 서브대역으로 호핑하며, 홉들 사이의 0.30의 전체 범위에 대해, 반사 제로들(34)은 +/- 0.10의 범위 내에서 서브-대역(36)을 따라 변위되며, 전송 제로들(30)은 +/- 0.05의 범위 내에서 변위된다.
특히, 동조 범위의 시작에서, 전송 제로들(30)은 초기에는 -0.95에서 제1 서브-대역(36(1))에 중심을 두는 공칭 위치들(즉, -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 1.05)에 대해 -0.05만큼 위치될 것이며, 이 경우, 반사 제로들(34)은 초기에는 제1 서브-대역(36(1)) 내의 자신의 공칭 위치들에 대해 -0.10만큼 위치되어 -1.05에 통과 대역(38)을 배치할 것이다. 전송 제로들(30)이 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 제1 서브-대역(36(1)) 내에서 자신의 공칭 위치들로 변위되어 통과 대역(38)을 -1.05에서 -0.95로 이동시킬 수 있다. 반사 제로들(34)이 고정되는 동안, 전송 제로들(30)은 이후 자신의 공칭 위치들에 대해 0.05만큼 변위될 수 있는데, 이는 제1 서브-대역(36(1))의 중심을 -0.85로 이동시키고, 이에 의해 통과 대역을 -0.95에서 -0.85로 이동시킨다. 전송 제로들(30)이 다시 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들에 대해 0.10만큼 변위되어 통과 대역(38)을 -0.85에서 -0.75로 이동시킬 수 있다.
통과 대역(38)이 -0.75에 도달하면, 반사 제로들(34)은 이후 제1 서브-대역(36(1))으로부터 제2 서브-대역(36(2))으로 호핑할 것이며, 전송 제로들(30)은 이후 자신의 공칭 위치들에 대해 다시 -0.05만큼 변위될 것이며, 이는 제2 서브-대역(36(2))의 중심을 -0.65로 이동시키는데, 이 경우, 반사 제로들(34)은 초기에는 자신의 공칭 위치들에 대해 -0.10으로 위치되어 통과 대역(38)을 -0.75에서 유지할 것이다. 전송 제로들(30) 및 반사 제로들(34)은 이후 제1 서브-대역(36(1))에 대해 전술된 것과 동일한 방식으로 서로 조정하여 이동되어 통과 대역(38)을 -0.75에서 -0.45로 이동시킨다. 통과 대역(38)이 -0.45에 도달하면, 반사 제로들(34)은 이후, 통과 대역(38)이 1.05에 도달할 때까지, 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제3 서브-대역(36(3))으로 등의 식으로, 호핑할 것이다.
RF 필터(10)가 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 좁은 통과 대역을 동조시킬 수 있는 것으로서 전술되었지만(즉, RF 필터(10)는 연속적인 방식으로 재구성될 수 있음), RF 필터(10)는 이산 방식으로 재구성가능할 수 있고, 따라서, 통과 대역(38)은 주파수 대역의 선택된 영역들에 이산적으로 중심을 둘 수 있다. 예를 들어, PCS 응용예들에서, RF 필터(10)는 6개의 A-F 주파수 대역들 중 선택된 하나에 좁은 통과 대역을 위치시킴으로써 이들 주파수 대역들 중 어느 것에서라도 동작하도록 재구성될 수 있다.
도 7a-7f는 RF 필터의 6개의 상이한 재구성된 상태들에 대응하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 이 경우, 모델링된 필터는 각자의 전송 제로들(30) 사이에 위치된 8개의 서브-대역들(36)을 가지는 저지 대역(32)을 생성하기 위한 9개의 전송 제로들(30)(7개만 도시됨), 및 6개의 중간 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역(38)을 생성하기 위해 저지 대역(32) 내로 변위될 수 있는 7개의 반사 제로들(34)을 가진다. 따라서, RF 필터는 PCS 통신 프로토콜의 A-대역(도 7a), D-대역(도 7b), B-대역(도 7c), E-대역(도 7d), F-대역(도 7e), 또는 C-대역(도 7f)에서 동작하도록 재구성될 수 있다. 도시되어 있는 바와 같이, 통과 대역(38)의 폭은 인접한 전송 제로들(30)의 분리에 의해 지시되는 바와 같이, 서브-대역들(36) 내에서 상이하다. 특히, A-, B-, 및 C-대역들의 폭들은 D-, E-, 및 F-대역들의 폭들보다 대략 2.5 더 크다.
특히, 이러한 재구성가능한 구현예에서, 통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 이동될 필요는 없지만, 오히려 원하는 주파수 범위를 커버하기에 충분히 넓도록 설계되기 때문에, 전송 제로들(30)은 통과 대역(38)의 범위를 확장하기 위해 변위되지 않는다. 오히려, 도 8에 예시되어 있는 바와 같이, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들과는 무관하게 변위되어 통과 대역(38)에 대한 공간을 만들거나, 또는 소거 성능을 다른 방식으로 개선한다. 예를 들어, 제2 및 제3 전송 제로들(30(2), 30(3))은 A-대역에서 반사 제로들(34)을 위한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며; 제4 및 제5 전송 제로들(30(4), 30(5))은 B-대역에서 반사 제로들에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며, 제7 및 제8 전송 제로들(30(7), 30(8))은 C-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며; 제3 및 제4 전송 제로들(30(3), 30(4))은 D-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되고, 제5 및 제6 전송 제로들(30(5), 30(6))은 E-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되고; 제6 및 제7 전송 제로들(30(6), 30(7))은 F-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동된다.
전술한 기법들이 저지 대역(32) 내에 단일 통과 대역(38)(즉, 한번에 하나의 통과 대역)을 도입하는 것으로서 기술되어 있지만, 다수의 통과 대역들이 저지 대역(32) 내에 도입될 수 있다. 예를 들어, 도 9a-9f는 4개의 반사 제로들(34)의 2개의 세트들이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 서브-대역들(36)의 선택된 쌍들의 중심들에서 2개의 통과 대역들(38(1), 38(2))을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 즉, 도 9a-9f를 차례로 살펴보면, 통과 대역들(38(1), 38(2))은 제2 및 제3 서브-대역들(36(2), 36(3))(도 9a) 내로, 제3 및 제5 서브-대역들(36(3), 36(5))(도 9b) 내로, 제3 및 제4 서브-대역들(36(3), 36(4))(도 9c) 내로, 제2 및 제4 서브-대역들(36(2), 36(4))(도 9d) 내로, 제2 및 제6 서브-대역들(36(2), 36(6))(도 9e) 내로, 그리고 제2 및 제5 서브-대역들(36(2), 36(5))(도 9f) 내로 도입된다.
이제 도 10 및 11을 참조하면, 기본 동조가능 필터(50)가 가변 비-공진 엘리먼트들의 값들(커플링 값들의 견지에서)과 넓은 저지 대역 내의 결과적인 좁은 통과 대역의 이동 간의 상관을 설명할 목적으로 기술될 것이다. 도 10에 도시되어 있는 바와 같이, RF 필터(50)는 일반적으로 입력(54) 및 출력(56)을 가지는 신호 전송 경로(52), 입력(54)과 출력(56) 사이의 복수의 공진 엘리먼트들(58)(이 경우, 2개), 및 공진 엘리먼트들(58)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들(62)을 포함한다. 동조 엘리먼트들(미도시)은 공진 엘리먼트들(58)의 주파수들을 조정하기 위해 사용될 수 있고, 전기적 제어기(미도시)는 주파수 범위 내의 선택된 협대역으로 RF 필터(50)를 동조시키기 위해 사용될 수 있다. 도 1에 예시된 필터(10)와 마찬가지로, 필터(50)의 공진 엘리먼트들(58)은 서셉턴스 BR로 표현될 수 있고, 비-공진 엘리먼트들(62)은 공진 엘리먼트들(58)과 병렬로 커플링된 서셉턴스 BN, 및 공진 엘리먼트들(58) 사이에 커플링된 어드미턴스 인버터들(J)로 표현된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들(이 경우, 서셉턴스 BN)은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들(이 경우, 어드미턴스 인버터들(J))은 고정된 채 남아 있다.
필터(50)는 도 11에 예시된 예시적인 필터 응답을 생성하도록 모델링되었다. 2개의 공진 엘리먼트들(58)의 주파수들, 및 따라서 2개의 전송 제로들(70)은 0.95 GHz 및 1.05 GHz에서 설정되었고, 이에 의해, 0.95 GHz와 1.05 GHz 사이의 정규화된 주파수 범위를 가지는 저지 대역(미도시)을 생성하였다. 이 경우, 2개의 공진 엘리먼트들(58)만이 존재하기 때문에, 단일 서브-대역(76)은 1.00GHz에서 전송 제로들(70) 사이에 중심을 둔다. 따라서, 반사 제로들(미도시)은 단일 서브-대역(76) 내에서 오직 통과 대역(78)을 이동시키기 위해 저지 대역을 따라 도입되고 변위된다(통과 대역(78)의 5개의 위치가 도시됨).
도 11 및 12에 추가로 예시되어 있는 바와 같이, 가변 비-공진 엘리먼트들(66)(도 12에서 BN(L) 및 BN(S)로서 지정됨)은 이들의 커플링 값들을 변경시킴으로써 1.00 GHz의 공칭 주파수 주위로 통과 대역(78)을 이동시키도록 조정될 수 있다. 특히, 통과 대역(78)은, 부하-측 비-공진 엘리먼트 BN(L)의 백분율 커플링 값이 증가하고 소스-측 비-공진 엘리먼트 BN(S)의 백분율 커플링 값이 감소함에 따라 주파수에 있어서 감소(좌측으로 이동)할 것이며, 부하-측 비-공진 엘리먼트 BN(L)의 백분율 커플링 값이 감소하고 소스-측 비-공진 엘리먼트 BN(S)의 백분율 커플링 값이 증가함에 따라 주파수에 있어서 증가(우측으로 이동)할 것이다.
도 13a-13c를 참조하면, 도 1의 필터(10)의 비-공진 엘리먼트들(22)은 실제 컴포넌트들로 대체될 수 있고, 따라서, 필터(10)가 모델링되고 구현될 수 있다. 도 13a에 도시되어 있는 바와 같이, 회로는 먼저 비-공진 엘리먼트들(22)만을 사용하여 필터(10)를 재구성하기 위해 필요한 구성 컴포넌트들로 축소되었다. 이 경우, 동조 엘리먼트들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이트(모델링)하기에 필요하지 않으며, 따라서, 도 13a의 회로 표현에서 삭제되었다. 도 13b에 도시되어 있는 바와 같이, 도 13a의 회로 표현의 블록 컴포넌트들은 실제 회로 컴포넌트들로 대체되었다. BN으로 표현된 비-공진 엘리먼트들(22)은 커패시터들로 대체되었고, J로 표현된 비-공진 엘리먼트들(22)은 용량성 파이 네트워크들(capacitive pi networks)로 대체되었고, BR로 표현된 공진 엘리먼트들(18)은 병렬 커패시터-인덕터 결합들로 대체되었다. 도 13b의 회로 표현은 도 13c의 회로 표현으로 추가로 축소되었으며, 도 13c의 비-공진 엘리먼트들(22)은 필터(10)의 재구성을 실행하도록 변경될 수 있다.
도 13c의 필터(10)는 실제 회로 컴포넌트 값들을 사용하여 에뮬레이트(emulate)되었다. 도 13c의 회로는, 컴포넌트 값들이 다항식들의 계수와 관련되는 점을 제외하고, 위에서 논의된 다항식들에 따라 모델링되었다. 위에서 논의된 바와 같이, 필터(10)는 그 주파수 응답에 있어서, 4개의 공진 엘리먼트들(18) 및 따라서, 그 사이에 3개의 서브-대역들이 형성된 4개의 전송 제로들을 갖는다. 따라서, 도 13c의 회로 표현에서의 커패시터 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들은, 3개의 서브-대역들 사이에서 통과 대역을 호핑시켜 필터(10)를 3개의 상태들 중 선택된 하나에 두도록, 도 14에 예시된 값들의 3개의 세트들 중 하나에 따라 조정될 수 있다. 도 13c의 회로 표현에서의 커패시터들 각각은 도 13d의 회로 표현에 따라 모델링되었다. 특히, 각각의 커패시터 C는 가변 커패시터 Cd와 병렬인 고정 커패시터 C0, 및 가변 커패시터 Cd와 직렬인 저항기 R(스위치를 나타냄)를 가지는 회로로서 표현되었다.
이제 도 15a-15c를 참조하면, 필터(10)는 도 13c에 예시된 기본 아키텍쳐를 사용하여, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들을 조정함으로써 3개 상태들 중 하나 사이에서 재구성될 수 있다. 도시되어 있는 바와 같이, 필터(10)의 모든 주파수 응답들은 4개의 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들에 대응하는 4개의 전송 제로들(30), 및 전송 제로들(30) 사이에 형성된 3개의 서브-대역들(36)을 가진다. 따라서, 통과 대역(38)은 3개의 서브-대역들(36)의 각각에서 생성되어 전체 3개의 상이한 상태들, 즉, 통과 대역(38)이 제1 서브-대역(36(1))에서 생성된 좌측 상태; 통과 대역(38)이 제2 서브-대역(36(2))에서 생성된 중간 상태; 및 통과 대역(38)이 제3 서브-대역(36(3))에서 생성된 우측 상태를 인에이블 시킬 수 있다.
도시되어 있는 바와 같이, 각각의 비-공진 엘리먼트(22)는 병렬인 3개의 커패시터들 C1-C3을 가지며, 외부의 2개의 커패시터들 C1 및 C2은 각자 스위치들 S1 및 S2의 저항성 손실을 자극하는 저항기들 R1 및 R2과 직렬인 스위칭된 커패시턴스들을 가진다. 따라서, 커패시터들 C1 및 C2은 스위치들 S2 및 S3을 닫음으로써 회로 내에 포함될 수 있고, 스위치들 S1 및 S2을 독립적으로 개방함으로써 회로로부터 배제될 수 있다. 따라서, 커패시터들 C1-C3이 동일한 값들을 가진다고 가정하면, 각각의 비-공진 엘리먼트(22)는 3개의 값들, 즉, C1(스위치 S1, S2 모두 닫히지 않음), C2+C3(스위치들 S1, S2 중 하나가 닫힘), 또는 C1+C2+C3( 스위치들 S1, S2 모두 닫힘) 중 선택된 하나를 가질 수 있다. 스위치들 S1 및 S2는 예를 들어, 저-손실 GaAs 스위치와 같은 임의의 적절한 손실-스위치일 수 있다. 대안적으로, 가변 커패시터, GaAs 버랙터, 또는 스위치 커패시터와 같은 커패시턴스 값을 조정할 수 있는 다른 가변 엘리먼트들이 사용될 수 있다.
통과 대역(38)은 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15a에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제1 서브-대역(36(1)(좌측 상태))에; 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15b에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제2 서브-대역(36(2)(중간 상태))에; 그리고 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15c에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제3 서브-대역(36(3)(중간 상태))에 있을 수 있다고 결정된다. 필터(10)는 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함되는 "Systems and Methods for Tuning Filters"라는 명칭의 미국 특허 출원 일련 번호 제11/289,463호에 개시된 파라미터 추출 및 분석 기법들을 사용하여 동조될 수 있다. 예시의 목적으로, 닫힌 상태인 스위치들에 인접한 전구들은 켜진 것으로(유색처리됨) 도시되어 있고, 개방 상태인 스위치들에 인접한 전구들은 켜지지 않은 것으로(유색처리되지 않음) 도시되어 있다. 필터(10)가 서브-대역들(36) 사이에 통과 대역(38)을 호핑하는 능력을 가지는 것으로서만 도 15a-15c에 대해 기술되었지만, 회로의 분해능(resolution)은 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)의 이동을 인에이블시키기 위해 더 많은 스위칭된 커패시터들을 추가함으로써 증가할 수 있다. 또한, 통과 대역(38)이 서브-대역들(36)의 중심들에 위치되기 때문에, 어떠한 동조 엘리먼트들도 공진 엘리먼트들(18)에 커플링된 것으로 도시되어 있지 않다.
이제 도 17을 참조하면, 도 13c에 예시된 에뮬레이트된 필터(10)는 삽입 손실을 최소화하기 위해 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위를 따라 동조되는 것으로 도시되어 있다. 이 시나리오에서, 필터(10)는 (도 16a-16c에 예시된 바와 같이) 서브-대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정하고, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 변경하여 서브-대역들(36) 내의 통과 대역(38)을 이동(즉, 서브-대역들(36)의 중심들 사이의 주파수 범위를 커버)함으로써 동조되었다. 도시되어 있는 바와 같이, 통과 대역(38)은 890MHz에서의 제3 서브-대역(36(3))(도 15c에 도시됨)의 중심으로부터 850 MHz에서의 제3 서브-대역(36(3))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.2 dB에서 -1.5 dB로 증가시킨다. 그것이 850 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제3 서브-대역(36(3))으로부터 제2 서브-대역(36(2))(도 15b에 도시됨)의 중심으로 호핑하고, 이에 의해, 삽입 손실을 대략 -1.5 dB에서 대략 -0.25 dB로 감소한다. 통과 대역(38)은 이후 850 MHz에서의 제2 서브-대역(36(2))의 중심으로부터, 810 MHz에서의 제2 서브-대역(36(2))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.25에서 대략 -1.5 dB로 증가시킨다. 그것이 810 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제1 서브-대역(36(1))(도 15a에 도시됨)의 중심으로 호핑하여, 삽입 손실을 대략 -1.5 dB에서 -0.7 dB로 감소시킨다. 통과 대역(38)은 이후 810 MHz에서의 제1 서브-대역(36(1))의 중심으로부터 770MHz에서의 제1 서브-대역(36(1))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.7 dB에서 -1.9 dB로 증가시킨다. 따라서, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz의 전체 범위가 주파수 범위를 따라 통과 대역(38)을 이동시키는 한편, 삽입 손실을 최소화하기 위해 서브-대역들(36) 사이에서 호핑함으로써 필터(10)에 의해 커버될 수 있다는 점이 이해될 수 있다.
도 15에 예시된 모델링된 파라미터들을 사용하면, 필터를 동조시키기 위해, 공진 엘리먼트들(18)만에 비해, 비-공진 엘리먼트들(22)을 사용할 때 주파수 범위에 걸쳐 삽입 손실이 크게 감소한다는 것이 보여진다. 예를 들어, 도 18에 도시되어 있는 바와 같이, 비-공진 엘리먼트들(22)이 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐 필터(10)를 동조시키도록, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들과 함께 조정될 때 필터(10)의 최악의 경우의 삽입 손실은 공진 엘리먼트들의 주파수들만이 동일한 주파수 범위에 걸쳐 필터(10)를 동조하도록 조정될 때 필터(10)의 삽입 손실보다 대략 8dB 더 작다.
또한, 도 15에 예시된 파라미터들에 따라 모델링된 바와 같은 필터(10)가, 종래 기술의 스위칭된 필터링된 동조 기법들보다 훨씬 더 작은 삽입 손실을 가진다는 점이 보여진다. 예를 들어, 도 19에 도시되어 있는 바와 같이, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐 필터(10)를 동조시키도록 공진 엘리먼트들의 주파수들과 함께, 가변 비-공진 엘리먼트들이 조정될 때 필터(10)의 최악의 경우의 삽입 손실은 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조된 스위칭된 필터의 삽입 손실보다 훨씬 더 작다(스위치의 추가로부터 작은 삽입 손실을 가정하고, 스위칭 사이의 전체 동조 범위의 절반을 커버하도록 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정한다).
특히, 종래의 개념은 통과-대역 필터의 삽입 손실이 공진 엘리먼트들의 수에서의 증가와 함께 증가한다는 것이지만, 삽입 손실이 본원에 기술된 설계 기법들을 이용하는 필터에서 사용되는 공진 엘리먼트들의 수에 따라 증가하지 않는다는 점이 보여진다. 예를 들어, 도 20에 예시된 바와 같이, 본원에 기술된 기법들을 사용하는 2-공진기, 4-공진기 및 6-공진기 필터 설계들, 및 표준 필터 설계의 주파수 응답은 주파수 범위 750 GHz 내지 950 GHz를 따라 도식화된다. 도시되어 있는 바와 같이, 가장 가까운 공진 엘리먼트들의 Q ― 공진 엘리먼트들의 수가 아님 ― 가 삽입 손실을 좌우한다.
직렬로 공진 엘리먼트들(18)에 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들을 변경시키는 것이 전송 제로들을 약간 변경시킬 수 있다는 점에 유의해야 한다. 필터에 최적의 성능을 제공하기 위해 이들 전송 제로들이 우연히 움직이지 않는 것이 바람직하다.
특히, 도 21에 도시된 바와 같이, 회로는 비-공진 엘리먼트들(22)만을 사용하여 필터(10)를 재구성하기 위해 필요한 구성 컴포넌트들로 다시 축소되었다. 이 경우, 동조 엘리먼트들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이트(모델링)하기 위해 필요하지 않으며, 따라서, 도 21의 회로 표현으로부터 삭제되었다.
예시된 실시예에서, 서셉턴스 BR (특히, B1 R, B2 R, B3 R, 및 B4 R)로 표현된 4개의 공진 엘리먼트들(18) 및 15개의 비-공진 엘리먼트들(22)이 존재하고, 이 15개의 비-공진 엘리먼트들(22)은 서셉턴스 BN (특히, BS N, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N 및 BL N)로 표현된 6개의 비-공진 엘리먼트들(22(1))(또한 NRN-접지(션트 비-공진 엘리먼트)로서 지칭됨), 어드미턴스 인버터들 J(특히, J01, J12, J23, J34, 및 J45)로 표현되는 5개의 비-공진 엘리먼트들(22(2))(NRN-NRN(직렬 비-공진 엘리먼트)로서도 지칭됨), 및 어드미턴스 인버터들 J(특히, J1, J2, J3, 및 J4)로 표현된 4개의 비-공진 엘리먼트들(22(3))(또한, NRN-공진기(공진기 커플링)로서 지칭됨)로 배열될 수 있다. 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))은 각자의 공진 엘리먼트들(18)에 병렬로 커플링되는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22(3))은 각자의 공진 엘리먼트들(18)에 직렬로 커플링된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들은 고정된 채 유지된다. 예시된 실시예에서, 실제 솔루션에서 구현될 때 공진 주파수들을 "풀링(pull)"하려는 경향이 있는 공진 엘리먼트들(18)에 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22)(즉, 비-공진 엘리먼트들(22(3)))은 고정된 채 유지된다.
공진 엘리먼트들(18)이 표면 탄성파(SAW), 필름 벌크 음향 공진기(FBAR), 마이크로 전자기계 시스템(MEMS) 공진기들과 같은 음향 공진기들을 사용하여 달성되는 설계들에서, 비-공진 엘리먼트들(22)이 전기적 또는 기계적 커플링 엘리먼트들로서 달성될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이 경우, 비-공진 엘리먼트들(22(3))을 전자기계적 트랜스듀서들로서 달성하여 회로의 비-공진 엘리먼트들(22(3)) 및 음향 공진 엘리먼트들(18))이 고정된 채 남아 있게 하는 한편, 여전히 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))만을 사용하는 전자적 동조를 허용하는 것이 유리할 수 있다.
도 22는 필터(10)의 커플링 매트릭스 표현을 예시한다. 도시되어 있는 바와 같이, 노드들(S, 1-4, L, 및 5-8)(도 20에 도시됨)은 매트릭스 표현의 좌측에 있고, 노드들(S, NRN1-NRN4(비-공진 노드들), L) 및 공진 노드들(R1-R4)은 매트릭스 표현의 최상부측에 있다. 또한 도 22에 도시되어 있는 바와 같이, 노드들 사이의 커플링 값들은 공진 엘리먼트들(18)과 비-공진 엘리먼트들(22)의 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 인버터 값들이다.
도 21에 예시된 필터 표현은 서브-대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 커플링 계수들의 상이한 세트들을 사용하여 에뮬레이트된다. 특히, 도 23a-23c는, 4개의 반사 제로들(34)이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 서브-대역(36) 3개 모두의 중심들에서 통과 대역(38)을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들(및 이들의 대응하는 커플링 매트릭스 표현)을 예시한다. 즉, 도 23a-23c을 차례로 살펴보면, 통과 대역(38)은 제1 서브-대역(36(1))(도 23a)으로부터 제2 서브-대역(36(2))(도 23b)으로, 이후 제3 서브-대역(36(3))(도 23c)으로 호핑한다. 따라서, 통과 대역(38)의 중심은 공칭 주파수들 -0.80, 0.0, 및 0.80 사이에서 호핑한다. 도 23a-23c에 도시된 대응하는 매트릭스 표현들로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(3))(즉, J1-J4)은 -1에서 고정되는 반면, 병렬 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))에 대한 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 값들은 서브-대역들(36) 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 변경된다. 통과 대역(38)이 3개의 공칭 주파수들 사이에서 호핑함에 따른 이들 값에서의 변경들(및 비-변경들)이 도 24에 그래프로 예시되어 있다. 도시된 바와 같이, 병렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(1),(2))(즉, J01, J12, J23, J34, J45, B1 N, B2 N, B3 N, 및 B4 N)이 변경되는 반면, 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(23(3))(즉, J1, J2, J3, 및 J4)에 대한 값들은 일정하게 남아 있다.
도 4a-4g에 대해 이전에 논의된 바와 같이, 통과 대역(38)은 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버하도록 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 수 있는 반면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들에서 일제히 동시에 이동되어(즉, 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정함으로써) 전체 저지 대역(32), 및 따라서 통과 대역(38)을 정규화된 주파수 범위 내에서 변위시킬 수 있다. 따라서, 도 23a-23c에 대해, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36)의 중심들(즉, -0.80, 0.0, 및 0.80)로부터 이동되어 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버할 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30) 모두가 자신의 공칭 위치들로부터 +/-0.40만큼 변위될 수 있는 경우(즉, +/-0.40의 주파수 범위 내에서 함께 동조된 공진 엘리먼트들), 도 23a-23c에 예시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.20 내지 1.20의 정규화된 주파수 범위의 33%를 커버할 것이다.
통과 대역(38)이 서브-대역들(36) 내에 중심을 두는 것으로서 도 23a-23c에 예시되어 있지만, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32) 내에서 변위되어(즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시킬 수 있다. 이러한 경우, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 뿐만 아니라 각각의 서브-대역(36) 내에서 이동될 수 있고, 이에 의해 전송 제로들(30)이 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)에 대해 조정될 필요가 있는 양을 감소시킨다. 예를 들어, 도 25는, 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 공칭 주파수 범위의 연속체 내에서 이동됨에 따라 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 값들에서의 변경들(및 비-변경들)을 그래프로 도시하고 있다.
특히, 도 25에 설명된 커플링 값들은 도 24에 설명된 커플링 값들과 완전히 상이하며, 따라서, 하나 초과의 커플링 매트릭스가 각각의 필터에 대해 존재한다는(즉, 커플링 매트릭스가 고유해를 가지지 않는다는) 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 도 26은, 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 공칭 주파수 범위의 연속체 내에서 이동함에 따라 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 값들에서의 변경들(및 비-변경들)의 또다른 세트를 그래프로 도시하고 있다.
동일한 필터 기능을 달성하는 커플링 매트릭스들의 계열로부터 이상적인 커플링 매트릭스를 선택하는 것은 전력 핸들링, 상호변조 또는 삽입 손실과 같은 필터 성능 특성들의 추가적인 분석에 의해 이루어질 수 있다. 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된 "Electrical Filters with Improved Intermodulation Distortion"라는 명칭의 공동-계류중인 특허 출원 일련 번호 제12/163,837호(출원인 관리번호 제STI-008호)에서 보여지는 바와 같이, 필터의 내부 구조에 대한 작은 변경들은, 입력/출력 단자들에서 측정된 S-파라미터들에서 알 수 있는 바와 같이, 필터 기능을 변경하지 않고 필터의 단자 성능 특성들의 향상을 산출할 수 있다. 전송 제로들의 순서의 변경을 포함한 미국 특허 출원 일련 번호 제12/163,837호에 개시되어 있는 기법들은 이 출원에 개시된 필터 회로들에 적용될 수 있다.
간략하게 전술된 바와 같이, 필터(10)는 파라미터 추출 및 분석 기법을 사용하고, 이후 비-공진 엘리먼트들(22) 중 하나를 변경시켜 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)을 선택적으로 변위시키도록 동조될 수 있다. 특히, 필터(10)는 다양한 초기 또는 동조 전 성능 특성들을 결정하기 위해 예상되는 동작 온도에서 동작될 수 있다. 예를 들어, HTS 필터는 77도 K 및 취해진 측정들에서 동작될 수 있다. 그 다음에, 파라미터 추출은 예를 들어, 네트워크 분석기에 의해 수행될 수 있다. 예를 들어, 측정된 S-파라미터 응답(예를 들어, 반사 손실)은 필터와 연관된 다양한 파라미터들(예를 들어, 공진기 주파수들 및/또는 공진기-대-공진기 커플링 값들)을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 다음으로, 필터 응답은, 예를 들어, 컴퓨터에 의해 최적화될 수 있다. 이후, 추출된 필터 특성들과 최적화된 필터 특성들 사이의 차이가 결정되어 동조 레시피(tuning recipe)를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 필터는 이후 동조 레시피에 따라 동조될 수 있다. 다양한 실시예들에서, 이러한 동조는, 예를 들어, 전기적 제어기(24)를 사용하여 선택된 서브-대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 조정하도록 스위치 온 또는 스위치 오프되는 커패시터를 선택함으로써 이루어질 수 있다. 필터가 동조되면, 필터가 체크될 수 있다. 예를 들어, 필터는 다시 자신의 동작 온도에서 동작되고, 필터의 새로운 성능 특성들을 결정하도록 측정될 수 있다. 주파수 응답 및/또는 S-파라미터 응답과 같은 새로운 동조된 성능 특성들이 수용가능한 경우, 필터는 동작을 위해 패키지화될 수 있다.
고-성능 평면 필터들에 대한 또다른 동조 기법은 필터 동조를 인에이블시키는 하나 이상의 동조 엘리먼트들의 사용을 수반한다. 예를 들어, 그리고 도 27을 참조하여, 동조 포크들(40, 42)의 형태인 동조 엘리먼트들은 예시된 경우에서, 나선-입력-나선-출력(SISO; spiral-in-spiral-out) 형상의 반-파장 구조의 형태를 취하는 공진 엘리먼트(18)와 동일한 기판(44) 상에 배치될 수 있다. 예시의 목적으로, 단 하나의 공진 엘리먼트(18)가 도 27에 예시되어 있지만, 도 1에 예시된 바와 같이, 완전한 필터는 다수의 공진 엘리먼트들(18)을 포함할 수 있다. 다중-공진기 평면 필터에서, 각각의 공진 엘리먼트(18)는 동조 포크들(40, 42)을 가질 수 있다. 동조 포크들(40, 42)의 일부분들은, 그것이 커플링된 공진 엘리먼트(18)의 주파수를 수정하기 위해, 예를 들어, 스크라이빙(scribing)에 의해 기판(44)으로부터 삭제되어, 반사 제로(들)(34)에 대해 저지 대역(32)을 따라 공진 엘리먼트(18)의 주파수에 대응하는 전송 제로를 디스플레이할 수 있다. 다수의 공진 엘리먼트들(18)을 터닝(turning)하는 경우, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들은 주파수 범위를 따라 통과 대역(38)과 저지 대역(32)을 동시에 변위시키도록 수정될 수 있다. 동조 포크들(40, 42)은 직렬로 맞물린 커패시터(series inter-digitated capacitor)(46)를 통해 공진 엘리먼트(18)의 한 종단에 용량적으로 커플링된다.
대안적으로, 동조 포크들(40, 42)은 공진 엘리먼트(18)에 직접 커플링될 수 있다. 그러나, 직렬 커패시터는, 동조 포크가 공진기에 직접 접속된 경우 알게될 것의 대략 10%로 동조 감도를 감소시키도록 설계될 수 있다. 이러한 감소된 감도는, 예를 들어, 다이아몬드 스크라이빙 펜과 같은 기계적 디바이스를 가지고, 수동으로 동조를 가능하게 한다. 핸드 스크라이빙은 현미경 아래의 다이아몬드 스크라이빙 펜을 이용하여 수행될 수 있다. 레이저 스크라이빙 툴, 포커싱된 이온 빔들, 또는 포토리소그래피와 같은 동조 포크들(40, 42)을 스크라이빙하는 대안적인 수단이 또한 사용될 수 있다. 어느 경우든, 공진기(18)는 필터 회로의 커패시턴스를 변경시키기 위해 동조 포크들(40, 42)의 일부분을 물리적으로 절단(예를 들어, 스크라이빙)함으로써 동조될 수 있다.
동조의 정확성과 용이함을 위해, 동조 포크들(40, 42)은 거친 동조 및 세밀한 동조에 대한 스크라이빙의 용이함을 제공하기 위해 각각 거친 스케일(coarse scale)(48)과 세밀한 스케일(fine scale)(50)을 포함할 수 있다. 스케일들(48, 50)은 동조 레시피와 관련될 수 있다. 2개의 동조 포크들(40, 42)이 예시되어 있지만, 임의의 개수의 동조 포크들이 원하는 동조 범위 및 동조 분해능에 따라 사용될 수 있다.
파라미터 추출 기반 기법은 필터 커플링들 및 공진 주파수들을 진단하고, 동조 포크들을 스크라이빙하기 위한 레시피를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 임의의 고가의 툴들을 요구하지 않고 매우 정확한 동조를 달성하는 필터 설계가 제공된다.
또다른 예로서, 트리밍 탭들(52)의 형태인 동조 엘리먼트들이 도 28에 예시된 바와 같이, 공진 엘리먼트(18)와 동일한 기판(44) 상에 배치될 수 있다. 공진기 에지에 위치하는 트리밍 탭들(52)은 예를 들어, 공진 엘리먼트(18)의 션트 커패시턴스를 감소시키기 위해 트리밍(즉, 회로로부터 절단)될 수 있다. 트리밍 탭들(52)은 상이한 공지된 양들만큼 필터의 공진 주파수를 시프트시키는 이산 값들을 가질 수 있고, 그 양들은 이진 수열(binary progression)로 구성될 수 있다.
예를 들어, 필터는 1500 KHz, 800 KHz, 400 KHz, 200 kHz, 및 100 KHz와 같은, 공진 주파수를 이진 수열에서 시프트시킬 수 있는 각각의 공진 엘리먼트(18) 상에서 4개의 트리밍 탭들(52)을 가질 수 있다. 예시된 실시예에서, 가변 사이즈들의 7개의 트리밍 탭들(52)이 제공된다. 특히, 트리밍 탭(52(1))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대한 1500 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(2))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 800 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(3))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 400 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(4))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 200 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭들(52(5)-56(7)) 각각은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 100 KHz 주파수 시프트를 초래한다. 따라서, 예로서, 공진 엘리먼트(18)가 동조 레시피에 따라 670 KHz 주파수 시프트를 필요로 하는 경우, 트리밍 탭(52(2)(400 KHz)), 트리밍 탭(52(3)(200 KHz)), 및 트리밍 탭들(52(5)-56(7)) 중 하나는 기판(44)으로부터 제거될 수 있다.
공진기들을 동조하기 위한 동조 포크들과 트리밍 탭들의 사용을 논의하는 추가적인 상세항목들은, 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된 "Systems and Methods for Tuning Filters"라는 명칭의 미국 특허 출원 일련 번호 제12/330,510호에 기술되어 있다.
파라미터 추출 기반 기법은 필터 커플링들 및 공진 주파수들을 진단하고, 적절하게 동조된 필터를 생성하기 위해 트리밍 탭들(52) 중 어느 것이 공진기 에지들로부터 절단되거나 트리밍되어야 하는지를 나타내는 레시피를 제공하기 위해 사용될 수 있다.
이제 도 29를 참조하면, 본 발명에 따라 구성된 또다른 동조가능한 RF 필터(100)가 기술될 것이다. RF 필터(100)는, 그렇지 않은 경우, 도 11에 도시된 통과 대역(78)의 시프트와 유사한 방식으로 통과 대역(38)이 자신의 공칭 설계 위치로부터 떨어져 주파수 범위 내에서 우연히 이동하게 할 수 있는, 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 동적으로 동조될 수 있다. 즉, 동작 온도의 변경들은 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 커플링 값이 자신의 공칭 값들(즉, RF 필터(100)가 초기에 동조되는 동작 온도에서의 엘리먼트들의 리액턴스들)로부터 변경하게 한다. 예를 들어, 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들은 동작 온도의 각각의 10°변경에 대해 ±1%만큼 변경할 수 있다. 따라서, RF 필터(100)는 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 그것의 공칭 위치로 되돌리도록 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들을 동적으로 조정할 수 있다.
RF 필터(100)는, RF 필터(100)가 추가로 전기적 제어기(124), 온도 센서(126), 및 메모리(128)를 포함하는 것을 제외하고, 도 13a에 예시되어 있는 RF 필터(10)와 유사하다. 도 1에 예시된 전기 제어기(24)와 마찬가지로, 전기적 제어기(124)는 저지 대역(32)을 따라 반사 제로들을 도입하고 변위시켜서 원하는 주파수 범위 내에서 좁은 통과 대역(38)을 이동시키도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정하도록 구성되며, 또한, 동조 엘리먼트들(미도시)을 통해 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 추가로 조정하여, 주파수 범위를 따라 전송 제로들을 이동시켜서 필터 응답을 최적화할 수 있다. 전기적 제어기(24)와는 달리, 전기적 제어기(124)는 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 동적으로 조정하도록 구성된다.
이러한 목적을 위해, 전기적 제어기(124)는 온도 센서(126)로부터 현재 동작 온도 측정을 획득하고, 메모리(128)로부터 룩업 테이블에 액세스하고, 룩업 테이블에 기초하여 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정한다. 특히, 룩업 테이블은, 예를 들어, 10°씩 증분하는 -20°K 내지 100°K 를 범위로 할 수 있는 복수의 기준 동작 온도들, 및 각각의 기준 동작 온도에 대한, 조정 설정들의 대응하는 세트를 포함한다. 각각의 조정 설정은 공진 엘리먼트들(18) 중 하나 또는 비-공진 엘리먼트들(22) 중 하나의 리액턴스를 제어한다. 조정 설정들의 통상적인 세트는 다수의 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 제어하는 조정 설정들을 포함할 것이다.
전기적 제어기(124)는 전기적 신호들을 통해 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)에 대해 조정 설정들을 적용하여 주파수 범위 내의 그것의 공칭 위치로 통과 대역(38)을 되돌리는 방식으로 자신의 각자의 리액턴스들을 조정한다. 특히, 전기적 제어기(124)는 측정된 동작 온도를 룩업 테이블 내의 기준 동작 온도들과 비교하고, 측정된 동작 온도에 가장 잘 매치하는 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 선택된 조정 설정들의 세트에 따라 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들을 조정한다.
바람직한 실시예에서, 도 5a-5d에 예시된 동조 기법과 유사하게, 공진 엘리먼트들(18)은 선택된 서브-대역(36)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리는 방식으로 조정되고, 비-공진 엘리먼트들(22)은 통과 대역(38)을 선택된 서브-대역(36) 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리는 방식으로 조정된다. 대안적으로, 공진 엘리먼트들(18)은 서브-대역(36)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리지 않는 방식으로 조정될 수 있거나, 또는 전혀 조정되지 않을 수 있는데, 이 경우, 비-공진 엘리먼트들(22)은 통과 대역(38)을 선택된 서브-대역(36) 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리지 않는 방식으로 조정될 수 있다. 어느 경우든, 통과 대역(38)은 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌려질 것이다.
조정 설정들의 속성은 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스를 조정하기 위해 사용되는 메커니즘에 따를 것이다. 예를 들어, 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22) 각각이 가변 용량성 회로를 형성하기 위한 스위치들과 병렬인 커패시터들을 포함하는 경우, 각각의 조정 설정은 커패시터들 중 어느 것이 커패시터 회로 내에 각자의 커패시터를 포함하도록 스위치온 되거나 회로의 각자의 커패시터를 배제시키도록 스위치 오프되는지를 나타내는 데이터를 포함할 수 있고, 이는 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치에, 또는 적어도 룩업 테이블의 분해능이 주어지는 경우, 가능한 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치에 가깝게 위치시키는 방식으로, 각자의 공진 엘리먼트(18) 또는 비-공진 엘리먼트(22)의 리액턴스를 변경시키는 목적을 가진다. 따라서, 이 경우, 각각의 측정된 동작 온도에 대해, 룩업 테이블은 각각의 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트(22)에 대한 스위칭된 커패시터들의 온-오프 상태들의 세트를 가질 것이다. 룩업 테이블에서의 조정 설정들은 기준 동작 온도들 각각에서 필터(100)를 노출시키고, 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 조정 설정들을 결정하기 위해 전술된 파라미터 추출 및 분석 기법을 사용함으로써 결정될 수 있다.
특히, 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 턴온 및 턴오프되는 병렬 커패시터들은 도 15a-15c에 예시된 바와 같이, 상이한 서브-대역들(36) 사이에서 통과 대역(38)을 이동시키기 위해 사용되는 병렬 커패시터들 중 적어도 일부를 포함할 수 있다. 또한, 룩업 테이블이 서브-대역들(36) 중 단 하나에 대한 조정 설정들을 포함하는 것으로서 기술되어 있지만, 룩업 테이블은 서브-대역들(36) 중 하나 초과에 대한 조정 설정들을 포함할 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)이 현재 위치되는 특정 서브-대역(36)에 대한 조정 설정들은 동작 온도에서의 변경에 응답하여 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 이동시키기 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 특정 실시예들이 도시되고 기술되었지만, 위의 논의가 본 발명을 이들 실시예들로 제한하도록 의도되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 다양한 변경들 및 수정들이 본 발명의 사상 및 범위로부터의 이탈 없이 이루어질 수 있다는 점이 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 본 발명은 단일 입력 및 출력을 가지는 필터들을 적절히 넘어서는 응용예들을 가지며, 본 발명의 특정 실시예들은 듀플렉서들, 멀티플렉서들, 채널화기들(channelizers), 리액티브 스위치들 등을 형성하기 위해 사용될 수 있고, 여기서, 저-손실의 선택성 회로들이 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위 내에 들 수 있는 대안들, 수정들 및 등가물들을 커버하도록 의도된다.

Claims (18)

  1. 무선 주파수(RF; radio frequency) 필터(10)로서,
    입력(14) 및 출력(16)을 가지는 신호 전송 경로(12);
    상기 입력(14)과 상기 출력(16) 사이에 상기 신호 전송 경로(12)를 따라 배치된 복수의 공진 엘리먼트(resonant element)(18);
    상기 공진 엘리먼트들(18)의 각자의 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로들(transmission zeroes)(30)을 가지는 저지 대역(stop band)(32), 및 상기 전송 제로들(30) 사이의 적어도 하나의 서브-대역(sub-band)(36)을 형성하기 위해 상기 공진 엘리먼트들(18)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트(non-resonant element)(22) ― 상기 비-공진 엘리먼트들(22)은 상기 적어도 하나의 서브-대역들(36) 중 선택된 하나의 서브-대역 내에 통과 대역(pass band)(38)을 생성하기 위해 상기 저지 대역(32) 내에 적어도 하나의 반사 제로(reflection zero)(34)를 선택적으로 도입(introducing)하기 위한 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 포함함 ― ; 및
    동작 온도를 수신하고, 상기 수신된 동작 온도에 기초하여 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하고, 이에 의해 상기 선택된 서브-대역(36) 내에서 상기 통과 대역(38)을 이동시키기 위해 상기 저지 대역(32)을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 선택적으로 이동시키도록 구성된 전기적 제어기(124)
    를 포함하는 무선 주파수 필터(10).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 동작 온도를 측정하도록 구성된 온도 센서(126)를 더 포함하고, 상기 전기적 제어기(124)는 상기 온도 센서(126)로부터 상기 측정된 동작 온도를 수신하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  3. 제1항에 있어서,
    복수의 기준 동작 온도들 및 각자 상이한 동작 온도들에 대응하는 조정 설정들의 복수의 세트들을 포함하는 룩업 테이블을 저장하는 메모리(128)를 더 포함하고, 상기 전기적 제어기(124)는 측정된 동작 온도를 상기 룩업 테이블 내의 상기 복수의 기준 동작 온도들과 비교하고, 상기 측정된 동작 온도에 가장 가까운 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 상기 조정 설정들의 세트에 따라 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 조정하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  4. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트는 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트 각각의 리액턴스를 조정함으로써 조정되는, 무선 주파수 필터(10).
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전기적 제어기(124)는 상기 하나의 서브-대역(36) 내에 상기 통과 대역(38)을 생성하기 위해 상기 저지 대역(32) 내에 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 선택적으로 도입하도록 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  6. 제5항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 비-공진 엘리먼트(22) 각각은 서로 병렬로 커플링되어 용량성 회로를 형성하는 복수의 커패시터들(C1-C3) 및 상기 커패시터들(C1-C3) 중 적어도 하나의 커패시터에 커플링된 적어도 하나의 스위치(S1, S2)를 가지고, 상기 전기적 제어기(124)는 상기 적어도 하나의 스위치(S1, S2)를 동작시켜 상기 용량성 회로로부터 적어도 하나의 커패시터(C1-C3)를 선택적으로 포함시키거나 배제시켜서 상기 용량성 회로의 커패시턴스를 변경시킴으로써 상기 각각의 비-공진 엘리먼트(22)의 리액턴스를 변경시키고, 이에 의해 상기 저지 대역(32) 내의 상기 반사 제로(34)를 선택적으로 이동시켜서 상기 선택된 서브-대역(36) 내의 상기 통과 대역(38)을 이동시키도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  7. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 서브-대역(36)은 복수의 서브-대역들을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
  8. 제7항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 상기 저지 대역(32)을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 변위(displacing)시켜서 상기 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 상기 통과 대역들(38)을 생성하는, 무선 주파수 필터(10).
  9. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 상기 저지 대역(32) 내에 적어도 또다른 반사 제로(34)를 변위시켜서 상기 서브-대역들(36) 중 또다른 서브-대역 내에 또다른 통과 대역(38)을 생성하는, 무선 주파수 필터(10).
  10. 제7항에 있어서,
    상기 통과 대역(38)은 선택된 서브-대역들(36) 내에서 상이한 대역폭들을 가지는, 무선 주파수 필터(10).
  11. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 반사 제로(34)는 복수의 반사 제로들(34)을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
  12. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 복수의 가변 비-공진 엘리먼트들을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
  13. 제1항에 있어서,
    상기 전기적 제어기(124)는 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하고, 이에 의해 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 상기 저지 대역(32)을 따라 선택적으로 이동시켜서 상기 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치(nominal as-designed location)로 다시 되돌리도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전기적 제어기(124)는 상기 수신된 동작 온도에 기초하여 상기 공진 엘리먼트들(18) 중 적어도 하나의 공진 엘리먼트를 조정하여, 이에 의해 상기 적어도 하나의 공진 엘리먼트(18)의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로(30)를 상기 저지 대역(32)을 따라 선택적으로 이동시켜서 상기 통과 대역(38)을 상기 주파수 범위 내의 상기 공칭 설계 위치로 다시 되돌리도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).
  15. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 조정가능한 리액턴스를 가지는, 무선 주파수 필터(10).
  16. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 가변 커패시터, 손실-손실 스위치(loss-loss switch), 버랙터(varactor), 및 스위칭된 커패시터(switched capacitor) 중 적어도 하나를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
  17. 제1항에 있어서,
    상기 공진 엘리먼트들(18) 각각은 박막 집중 엘리먼트 구조(thin-film lumped element structure)를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
  18. 제17항에 있어서,
    상기 박막 집중 엘리먼트 구조는 고온 초전도체(HTS; high temperature superconductor)를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).
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