KR102626450B1 - 공진기 제어 장치 및 방법 - Google Patents
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Abstract
입력, 출력, 그리고 폐루프 신호 응답을 갖는 신호 루프에 연결된 공진기를 제어하거나 변조하는 방법 및 장치가 개시된다. 신호 루프는 1차 주파수 응답을 갖는 1차 공진기를 갖는다. 조정 주파수 및 2차 Q팩터를 갖는 적어도 하나의 조정 공진기가 있다. 가변 스케일링 블록은 이득 팩터를 적용한다. 제어기는 조정 스케일링 블록 및 적어도 하나의 조정 공진기에 연결된다. 제어기는 조정 스케일링 블록의 이득 팩터 및 적어도 하나의 조정 공진기의 조정 주파수를 제어함으로써 원하는 폐루프 주파수 응답을 향하여 폐루프 주파수 응답을 조정하는 명령을 갖는다.
Description
본 발명은 1차 공진기와 2차 가변 공진기에 있어 공진 구조의 커플링에 관한 것으로서, 구체적으로 1차 공진기의 폐루프 특성이 1차 공진기도 포함하는 신호 루프의 소자들을 조정함으로써 수정된다.
공진 구조는 많은 전자 회로의 공통 요소입니다. 이러한 공진 구조는 고정된 성능 특성을 가질 수 있거나, 공진 구조또는 공진 구조에 대한 물리적 변화에 적용된 제어 신호에 기초하여 조절가능할 수 있다. 공진기는 무선 주파수(RF) 필터의 한 예인 모든 통신 회로에 배포됩니다
100 개 이상의 순서로 중간 내지 높은 Qs를 가진 RF 필터는 통신 회로에서도 발견될 수 있다. MEM과 같은 기계 공진기 필터도 현대 기술 회로에서 한 자리를 차지하고 있습니다.
공진기로서의 안테나: 일부 공진기 어플리케이션은 안테나 회로가 안테나를 특정 주파수 대역으로 조정하고 임피던스 매칭을 제공하도록 설계되어 일반적으로 50Ω의 공통 기준 임피던스로 안테나 내에서 발견됩니다. 특히 RF 애플리케이션에서 전기적으로 작은 안테나(ESA)의 경우 안테나 임피던스 매칭은 일반적으로 고정 안테나 임피던스를 제공하는 일괄 임피던스 매칭 구성 요소를 사용하여 수행되었습니다. 이러한 ESA 안테나는 일반적으로, 그러나 독점적으로, 반파장 다이폴 또는 특정 응용 주파수 또는 주파수 범위에 대해 설계되어야 하는 분기 파 모노폴 안테나입니다.
톱/BAW 공진기: 다른 고성능 공진기 응용 프로그램은 표면 음향파(SAW) 필터 및 관련 벌크 음향파(BAW) 필터 의 도메인에 있습니다. SAW 및 BAW RF 필터는 약 6GHz 캐리어 주파수 미만의 통신 애플리케이션을 위한 매우 좁은 대역폭(높은 Q) 필터링을 제공합니다. 이러한 SAW/BAW 장치는 배포된 기술로 인해 열 변화와 노화 로 인해 필터링 효과를 크게 저하시킬 수 있습니다. 제조 공정에서 다양한 기술 오버레이를 사용하여 단가를 높여 이러한 열 효과를 완화하거나 제거합니다.
본 발명에 의하면, 1차 공진기의 주파수 응답을 변경할 수 있는 다양한 회로 디자인이 제공된다. 일례로, 고성능의 동조 능동 RF 필터에 연결되고, 외부 공진기와 커플링되어 공진기 소자로 사용되는 필터는 외부 공진기를 조정하고 성능을 향상시킬 수 있다. 예를 들어, a) 전기적으로 소형인 RF 안테나 및 b) SAW/BAW RF 필터에 커플링된 고성능의 동조 RF 능동 필터로 시스템 레벨을 향상시킬 수 있다. 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 전기기계적 공진기, 압전기적 공진기, 광학적 공진기 등 다양한 유형의 공진기일 수 있다.
발명의 명칭이 “Variable Filter”인 PCT 출원 제WO 2017/089803호 (Nielsen et al., 이후 “Nielsen”이라 함)에는 여기에서 제공되는 적절한 조정 공진기의 예들을 포함하여 전체가 개시되어 있다.
본 발명의 특정 측면에 의하면, 제어 또는 조정되는 공진기는 외부 (즉, 오프칩) 공진기일 수 있으며, 조정 공진기에 대비하여 높은 Q의 공진기인 것이 바람직하다. 그러나, 반드시 이에 한정될 필요는 없다. 제어되는 공진기는 온칩 및/또는 Q가 보다 낮을 수 있다 (즉, 조정 공진기의 Q에 가까움). 공진기는 안테나로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 높은 Q와 낮은 Q는 일반적 용어로서, 그 의미는 사용되는 문맥에 따라 달라질 수 있으며, 동업계의 당업자가 이해하는 방식으로 해석되어야 할 것이다. 몇 가지 사례에서, 1차 공진기의 Q는 조정 공진기에 비해 높은 것으로 간주될 수 있으며, 여기에서 높은 Q의 공진기의 팩터는 조정 공진기보다 10 이상 큰 팩터, 또는 심지어 100 이상 큰 팩터일 수 있다.
본 발명의 특정 측면에 의하면, 하나의 신호 루프에서, 하나의 공진기는 일반적으로 외부에 존재하지만 배타적이지 않으면서 고 Q 고정 실행 공진기이고, 다른 공진기는 저 Q 가변 공진기인, 두 개의 개별 공진기를 능동적으로 커플링하는 장치와 방법이 제공된다. 커플링의 목적은 낮은 Q 가변 공진기를 제어함으로써 결합된 외부 공진기의 s-평면의 극점을 제어하고 그럼으로써 그 실행 메트릭스를 제어하는 것이다. 상세한 예시로 우선 외부 공진기가 안테나인 경우와, BAW/SAW RF 필터인 경우의 두 가지가 제시된다. 칩에 대한 개념을 포함하여 이에 대한 논점과 해결안에 대하여 상세히 살펴본다.
본 발명의 특정 측면에 있어서, "온칩" 및 "오프칩"의 개념이 사용 및 논의될 수 있다. 이 용어들은 벌크 컴포넌트로부터 상대적으로 작은 크기로 줄어든 집적 회로를 의미하는 것으로 일반적으로 사용되며 본 명세서에서도 이러한 의미로 사용된다. "작은"이라는 용어는 사용되는 문맥에 따른 상대적인 용어로서, 큰 변수 집합으로부터 도출되는 물리적인 크기의 의미로 사용될 수 있다. 또한, 일반적으로 기판 기술에 의해 칩 구현에 대한 선택이 결정된다. 이는 일정 레벨에서 상호 연결될 필요가 있는 다중 칩을 만들 수 있는 복합 기술을 구현할 수 있도록 바뀔 수 있다. 따라서 본 명세서에서는 다른 기판 위에서 회로의 하나 이상의 구성이 있는 회로의 일부분이 한 형태의 기판 위에서 구현되는 케이스를 살펴볼 것이다. 이들 다른 구성들은 구성의 대부분을 유지하는 칩에 대한 "오프칩"이다. 수천의 범위에 있어서 SAW 및/또는 BAW 등 매우 높은 Q의 오프칩 공진기가 통신 회로의 주파수 동조 소자로 사용될 수 있다. 예를 들어, 이러한 높은 Q의 공진기의 SAW/BAW 필터는 일반적으로 고정된 주파수와 대역폭을 가지지만, 제조 공정에서의 실행 변동 및 운용 온도와 관련한 실행 변동에 의해 좌우된다.
본 발명의 일측면에 의하면, 입력, 출력 및 폐루프 주파수 응답을 갖는 신호 루프를 포함하는 공진 회로가 제공된다. 상기 신호 루프는 1차 주파수 응답과 1차 Q-팩터를 갖는 1차 공진기, 가변 주파수 및 2차 Q-팩터를 갖는 최소 1개의 가변 공진기, 그리고 이득 팩터를 적용하는 하나의 가변 스케일링 블록을 포함하며, 이때 1차 Q-팩터는 약 10 이상의 팩터만큼 2차 Q-팩터보다 크다. 제어기는 적어도 하나의 가변 공진기 및 가변 스케일링 블록에 연결되며, 제어기는 적어도 하나의 가변 공진기의 가변 주파수와 가변 스케일링 블록의 이득 팩터를 제어함으로써 원하는 폐루프 주파수 응답에 대한 폐루프 주파수 응답을 조정하는 명령을 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 공진 회로는 하나 이상의 독립적인 또는 결합된 다음 구성들을 포함할 수 있다. 즉, 1차 Q-팩터는 2차 Q-팩터보다 약 100 이상의 팩터만큼 클 수 있다. 또한, 1차 공진기의 1차 주파수 응답은 미리 설정된 원하는 주파수 응답의 오차 계수 내에 있을 수 있고 제어기는 미리 설정된 1차 공진기의 오차 팩터 내에서 폐루프 주파수 응답을 제어한다. 또한, 1차 공진기는 고정 공진기이거나 주파수에 동조할 수 있는 공진기일 수 있다. 또한, 1차 공진기는 안테나이고 그 안테나는 신호 루프의 입력을 포함할 수 있다. 또한, 신호 루프는 제어기가 이상기를 제어하기 위하여 연결되었을 때, 가변 지연 팩터를 적용하는 이상기를 더 포함할 수 있다. 또한, 공진 회로는 직렬 또는 병렬로 연결된 복수의 가변 공진기를 더 포함할 수 있다. 또한, 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기, 또는 물질 특성에 기반한 공진기일 수 있다. 또한, 공진 회로는 신호 루프 내에서 직렬 또는 병렬로 연결된 복수의 1차 공진기를 더 포함할 수 있다. 또한, 신호 루프는 1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트와 적어도 하나의 가변 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트를 포함할 수 있으며, 이때 제1 컴포넌트는 제1 소재로 제작되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제작되며, 나아가 제1 컴포넌트와 제2 컴포넌트는 별개의 분리된 컴포넌트로서 제작될 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법이 제공되는데, 공진 회로는 입력, 출력, 1차 주파수 응답을 갖는 1차 공진기, 가변 주파수를 갖는 적어도 하나의 가변 공진기, 그리고 이득 계수를 갖는 가변 스케일링 블록을 포함하는 신호 루프를 포함한다. 상기 방법은 적어도 하나의 가변 공진기의 주파수와 원하는 폐루프 주파수 응답에 대한 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 조정하는 가변 스케일링 블록의 이득 계수를 제어하는 단계를 포함하며, 이때 1차 공진기의 Q-팩터는 적어도 하나의 가변 공진기의 Q-팩터보다 약 10 이상의 팩터만큼 크다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 상기 방법은 하나 이상의 독립적인 또는 결합된 다음 특징들을 포함할 수 있다. 즉, 1차 공진기의 Q-팩터는 적어도 하나의 가변 공진기의 2차 Q-팩터보다 약 100 이상의 팩터만큼 클 수 있다. 또한, 상기 방법은 1차 공진기의 1차 주파수 응답을 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 1차 공진기는 안테나일 수 있고, 상기 안테나는 신호 루프의 입력을 포함할 수 있다. 또한, 신호 루프는 이상기를 더 포함할 수 있고, 이때 폐루프 주파수 응답에 대한 조정이 이상기의 위상을 조정하는 것을 포함할 수 있다. 또한, 복수의 가변 공진기는 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 또한, 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기, 또는 물질 특성에 기반한 공진기일 수 있다. 또한, 복수의 1차 공진기는 신호 루프 내에서 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 또한, 신호 루프는 1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트와 적어도 하나의 가변 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트를 포함할 수 있고, 이때 제1 컴포넌트는 제1 소재로 제작되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제작되며, 나아가 제1 컴포넌트와 제2 컴포넌트는 별개의 분리된 컴포넌트로 제작될 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 입력, 출력 및 폐루프 주파수 응답을 갖는 신호 루프를 포함하는 공진 회로가 제공된다. 상기 신호 루프는 1차 주파수 응답을 갖는 1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트와 가변 주파수를 갖는 적어도 하나의 가변 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트를 포함한다. 가변 스케일링 블록은 이득 계수를 적용한다. 제1 컴포넌트는 제1 소재로 제작되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제작된다. 제어기는 적어도 하나의 가변 공진기 및 가변 스케일링 블록에 연결되며, 제어기는 적어도 하나의 가변 공진기의 가변 주파수와 가변 스케일링 블록의 이득 계수를 제어함으로써 원하는 폐루프 주파수 응답에 대한 폐루프 주파수 응답을 조정하는 명령을 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 공진 회로는 하나 이상의 독립 또는 결합된 다음 특징들을 포함할 수 있다. 즉, 1차 컴포넌트와 2차 컴포넌트는 별개의 분리된 컴포넌트로서 제작될 수 있다. 또한, 1차 공진기는 적어도 하나의 가변 공진기의 Q-팩터보다 약 10 이상 또는 약 100 이상의 팩터만큼 큰 1차 Q-팩터를 가질 수 있다. 또한, 1차 공진기의 1차 주파수 응답은 미리 설정된 원하는 주파수 응답의 오차 팩터 내에 있을 수 있고, 제어기는 미리 설정된 1차 공진기의 오차 팩터 내에서 폐루프 주파수 응답을 제어한다. 또한, 1차 공진기는 고정 공진기이거나 동조 공진기일 수 있다. 또한, 1차 공진기는 신호 루프의 입력을 포함할 수 있는 안테나일 수 있다. 또한, 신호 루프는 가변 지연 팩터를 적용하는 이상기를 더 포함할 수 있고, 제어기는 이상기를 제어하기 위하여 연결될 수 있다. 또한, 공진 회로는 직렬 또는 병렬로 연결된 복수의 가변 공진기를 포함할 수 있다. 또한, 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기, 또는 물질 특성에 기반한 공진기일 수 있다. 또한, 공진 회로는 신호 루프 내에서 직렬 또는 병렬로 연결된 복수의 1차 공진기를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 조정하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 입력, 출력, 1차 주파수 응답을 갖는 1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트, 가변 주파수를 갖는 적어도 하나의 가변 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트 및 이득 팩터를 적용하는 가변 스케일링 블록을 갖는 신호 루프를 포함하는 공진 회로를 제공하는 단계(이때 제1 컴포넌트는 제1 소재로 제작되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제작됨), 그리고 적어도 하나의 가변 공진기의 주파수 및 원하는 폐쇄 회로 주파수 응답이 되도록 공진 회로의 폐루프 주파수를 조정하기 위하여 가변 스케일링 블록의 이득 팩터를 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 상기 방법은 하나 이상의 독립적인 또는 결합된 다음 특징들을 포함할 수 있다. 즉, 1차 공진기는 적어도 하나의 가변 공진기의 Q-팩터에 비해 약 10 이상 또는 약 100 이상의 팩터만큼 큰 1차 Q-팩터를 가질 수 있다. 또한, 상기 방법은 1차 공진기의 공진 가동 주파수를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 1차 공진기는 신호 루프의 입력을 포함하는 안테나일 수 있다. 또한, 이상기가 존재할 수 있으며, 이 경우 폐루프 주파수 응답의 조정이 이상기의 위상 조정을 더 포함한다. 또한, 복수의 가변 공진기가 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 또한, 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기 또는 물질 특성에 기반한 공진기일 수 있다. 또한, 복수의 1차 공진기는 신호 루프 내에서 병렬 또는 직렬로 연결될 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 안테나 블록, 신호 루프, 그리고 제어기 블록을 포함하는 통신 회로가 제공된다. 상기 안테나 블록은 원하는 전자기적 신호를 수신한다. 상기 신호 루프는 입력 포트, 출력 포트 및 입력 포트와 출력 포트 사이의 신호 조절 블록을 포함하고, 안테나 블록은 신호 루프의 입력 포트와 양방향 통신이 가능하며, 신호 조절 블록은 원하는 신호에 위상 변이와 이득 팩터를 적용한다. 상기 제어기 블록은 안테나 블록으로부터 원하는 신호의 신호 품질 팩터를 향상시키기 위하여 신호 조절 블록의 위상 변이와 이득 팩터를 조정하도록 설정된다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 공진 회로는 하나 이상의 독립적인 또는 결합된 다음 특징들을 포함할 수 있다. 즉, 신호 조절 블록은 하나 이상의 가변 주파수 공진기와 이득 팩터를 적용하는 하나의 이득 블록을 포함할 수 있다. 또한, 제어기 블록은 하나 이상의 가변 주파수 공진기를 조정함으로써 위상 변이를 조정할 수 있다. 또한, 제어기 블록은 안테나 블록의 안테나의 임피던스를 매치시키기 위하여 신호 조절 블록을 제어할 수 있다. 또한, 신호 품질 팩터는 출력 포트로 전송되는 가변 안테나 전력의 척도와 바람직한 신호의 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio) 중 적어도 하나를 포함할 수 있고, 제어기는 신호 대 잡음비를 개선하거나 원하는 신호의 대역폭을 수정하기 위하여 이득 계수를 조정할 수 있다. 또한, 통신 회로는 신호 조절 블록으로부터 원하는 신호를 수신하여 처리하는 수신기 블록을 더 포함할 수 있고, 원하는 신호는 반송파에 맞추어 변조될 수 있고, 수신기 블록은 변조기를 포함할 수 있다. 또한, 양방향 커플링 소자는 안테나 블록과 신호 조절 블록에 연결될 수 있다. 또한, 신호 조절 블록은 안테나 블록의 안테나로부터 수신기 블록으로의 가용 에너지 전달을 향상시키기 위하여 신호 회로의 임피던스를 조정할 수 있다. 또한, 신호 루프는 신호 루프로부터 안테나 블록으로 안테나 블록에 의해 전송되는 리턴 패스에 맞추어 데이터 스트림을 인코딩하는 인코더를 포함할 수 있다. 또한, 리턴 패스에 맞추어 인코딩되는 데이터 스트림은 센서로부터 공급된다. 또한, 신호 조절 블록은 음의 임피던스 소자와 이상기 소자를 포함할 수 있다. 또한, 신호 조절 블록은 위상 변이를 적용하는 이상기 및 이득 계수를 적용하는 이득 블록을 포함할 수 있다. 또한, 제어기는 양의 값과 음의 값 사이의 이득 팩터를 변경함으로써 신호 품질 팩터를 향상시키도록 설정될 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 안테나로 수신되는 전자기 신호를 인코딩하고 반사하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 안테나가 수신하는 전자기적 신호를 신호 루프로 커플링하는 단계, 신호 루프에서 위상 변이와 이득 팩터를 수신된 전자기적 신호에 적용하는 단계, 신호 루프에서 인코더를 사용하고 수신된 전자기적 신호에 맞추어 데이터 스트림을 인코딩하는 단계, 안테나를 이용하여 전송하기 위해 인코딩된 전자기적 신호를 신호 루프로부터 안테나로 커플링하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 의하면, 상기 방법은 하나 이상의 독립적인 또는 결합된 다음 특징들을 포함할 수 있다. 즉, 위상 변이의 조정은 하나 이상의 가변 주파수 공진기에 대한 조정을 포함할 수 있고, 안테나는 양방향 결합에 의해 신호 루프와 통신할 수 있으며, 안테나는 신호 루프와 연결될 수 있다.
본 발명의 일측면에 의하면, 신호 조절 블록을 포함하는 신호 루프, 상기 신호 조절 블록이 위상 변이와 이득 팩터를 상기 신호 루프에서 원하는 신호에 적용함에 있어 전자기적 신호를 수신하고 그 전자기적 신호를 상기 신호 루프로 전송하도록 연결되는 안테나, 그리고 상기 신호 루프에서 전자기적 신호에 맞추어 데이터 스트림을 인코딩하는 인코더를 포함하는 통신 회로가 제공된다. 상기 안테나는 안테나가 인코딩된 전자기적 신호를 전송할 수 있도록 상기 신호 루프에 연결된다. 상기 안테나 블록은 신호 루프의 입력 포트와 양방향 통신이 가능하거나, 또는 신호 조절 블록과 직렬로 연결될 수 있다. 데이터 스트림은 센서에 의해 제공될 수 있다.
상기 특징 및 다른 특징들은 첨부되는 도면을 참조하는 다음 설명들에 의해 보다 명확해질 것이며, 도면은 예시를 보여주기 위한 것으로서 본 발명은 도면에 의해 결코 제한되지 않는다.
도 1은 신호 루프 내에 가변 공진기와 가변 스케일링 블록이 있는 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 2는 가변 필터의 대역 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 3은 S-평면 극점이 있는 기본 공진기의 시각적 정의이다
도 4는 1차 가변 필터 ATL-1의 블록 다이어그램이다.
도 5는 도 4의 1차 가변 필터의 근궤적이다.
도 6은 도 4의 1차 가변 필터의 보데 선도이다.
도 7은 FET 가변 저항기와 병렬로 연결된 공진 블록에 기반한 Q-손상의 블록 다이어그램이다.
도 8은 2차 가변 필터 ATL-2의 블록 다이어그램이다.
도 9는 도 8의 2차 가변 필터의 근궤적이다.
도 10은 3차 가변 필터 ATL3의 블록 다이어그램이다.
도 11은 도 10의 3차 가변 필터의 보데 선도이다.
도 12와 도 13은 Q에 대한 미분값이 있는 도 10의 3차 가변 필터의 근궤적이다.
도 14는 1차 가변 필터의 사례에 대한 단순화된 블록 다이어그램이다.
도 15는 Q-향상이 있는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 근궤적이다.
도 16은 Q-손상이 있는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 근궤적이다.
도 17은 Q-향상과 Q-손상을 비교하는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 통과 대역의 선도이다
도 18은 도 14의 적응 필터의 통과 대역 상의 공진 주파수를 변화시킴에 따른 효과를 보여주는 선도이다.
도 19는 직렬로 연결된 세 개의 1차 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 20은 추가적인 피드백 경로와 직렬로 연결된 세 개의 1차 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 21은 필터 극점이 변화하는 추가적인 피드백 경로의 효과를 나타내는 개념적 그래프이다.
도 22는 세 개의 캐스케이드된 1차 가변 필터의 근궤적이다.
도 23은 G의 미분값에 대한 도 19에서 나타난 적응 필터의 주파수 응답이다.
도 24는 중립적 2단 피드백이 있는 도 20에서 나타난 적응 필터의 주파수 응답이다.
도 25는 도 20에서 도시된 적응 필터의 음의 2단 피드백(왼쪽) 및 양의 2단 피드백(오른쪽)에 대한 근궤적이다.
도 26은 양의 2단 피드백, 중립 2단 피드백, 음의 2단 피드백이 있는 도 20에 도시된 적응 필터의 주파수 응답에 대한 선도이다.
도 27은 스태거된 공진 주파수가 있는 도 20에서 도시된 적응 필터의 보데 선도이다.
도 28은 스태거된 공진 주파수가 있는 도 20에서 도시된 적응 필터에 대한 근궤적이다.
도 29는 동조 이후의 ATL1 예시에 대한 주파수 응답이다.
도 30는 동조 이후의 ATL3 예시에 대한 주파수 응답이다.
도 31은 ATL3 예시에 대한 근궤적 다이어그램이다.
도 32는 ATL1 코어 모듈 교정과 안정화에 대한 블록 다이어그램이다.
도 33은 폐루프 교정 동안 높은 레벨과 낮은 레벨 사이에서 Q 제어가 변화하는 것을 보여주는 그래프 집합이다.
도 34는 잠재적인 위상 제어 애플리케이션에 대한 특정 사례의 ATL3 회로를 도시한다.
도 35는 고전 수동 3차 버터워스 필터의 주파수 응답과 위상 응답이다.
도 36은 중심 주파수 인근의 고전 버터워스의 세부사항을 보여주는 그래프로서, 왼쪽은 주파수 응답이고 오른쪽은 위상이다.
도 37은 3개의 극점 쌍과 3개의 영점을 나타내는 3차 고전 버터워스 필터에 대한 극점 영점 지도이다.
도 38은 ATL3 (ATL3 T-2)의 토폴로지 2이다.
도 39는 위상 변이 제어 전압의 두 값 p1, p2의 개념적 ATL1 통과 대역에 대한 수용 가능한 이상기 함수이다.
도 40은 두 가지로 구현된 ATL1의 이상적 모델이다.
도 41은 역 주파수 응답의 페이저를 보여주는 전형적 나이퀴스트 안정성 선도이다.
도 42는 위상이 변이된 폐루프 전송 함수에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 43은 ATL1 이상기로 사용되는 가능한 능동 전역 통과 회로에 대한 다이어그램이다.
도 44는 이상기를 대신하는 전역 통과 필터의 극점 영점 선도이다(ωp = 1, Dp = 0.2).
도 45는 전역 통과 필터에 대한 표준 주파수 응답이다.
도 46은 극성을 선택할 수 있는 출력을 가진 가변 이득을 제공하기 위한 개념도이다.
도 47은 위상을 선택할 수 있는 이득 블록과 전역 통과 이상기를 이용하는 ATL1에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 48은 이득 극성 스위칭을 이용하여 위상을 변이시킬 수 있도록 설정되는 ATL3에 대한 블록 다이어그램이다.
도 49는 3중 공진기로 재설정되는 이상기에 대한 ATL3의 블록 다이어그램이다.
도 50은 이득 극성 스위칭을 이용한 1.5 라디안의 기생 지연에 대한 ATL3 보상 후의 나이퀴스트 선도이다.
도 51은 도 56에 도시된 나이퀴스트 케이스에 대한 추정 근궤적 선도이다.
도 52는 주파수 응답 대역폭 상에서 이득 극성 스위칭의 효과를 보여주는 선도이다.
도 53은 외부 EM 방사 소스가 있는 쌍극자 안테나의 커플링을 도시하는 다이어그램이다.
도 54는 쌍극자 와이어 안테나의 입력 임피던스(좌측) 및 컨덕턴스(우측)를 나타내는 그래프이다.
도 55는 명목상으로 0.1 파장의 차원이 있는 전기적으로 소형인 쌍극자 와이어 안테나의 입력 임피던스를 나타내는 그래프이다.
도 56은 20%의 상대 대역폭을 대략 10에서 20 초과하는 안테나 Q를 갖는 전기적으로 소형인 쌍극자 와이어 안테나의 입력 입피던스를 나타내는 그래프이다.
도 57은 루프 안테나 임피던스 매칭에 대한 직렬과 분로 커패시턴스 스미스 차트를 나타내는 그래프이다.
도 58은 공진 유전체 안테나 구조의 다이어그램이다.
도 59는 ATLF를 개념상으로 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 60은 선행 기술의 복합 고차 대역 통과 필테나 매칭 회로 실행을 나타내는 그래프이다.
도 61은 재설정 가능한 필테나의 선행 기술 사례를 나타내는 그래프이다.
도 62는 안테나 시스템에 연결된 ATLF 공진기를 표현하는 블록 다이어그램이다.
도 63은 주어진 값에서의 ATL1 공진기의 특성 선도를 나타내는 그래프들이다.
도 64는 방향 커플러와 출력 스플리터가 있는 ATL1을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 65는 소형 방사 저항이 있는 안테나의 극점-영점 다이어그램이다.
도 66은 완전히 매치된 안테나에 대한 극점-영점 다이어그램이다.
도 67은 네트워크 매칭 기능이 없는 트랜시버의 블록 다이어그램들이다.
도 68은 역방향 커플러, 이득 스테이지, 이상기, 그리고 공진기가 있는 피드백 루프를 보여주는 블록 다이어그램이다.
도 69는 ATLF의 폐루프 극점 및 영점을 나타내는 선도들이다.
도 70은 조정 불량 이상기에 의해 도출되는 일그러진 근궤적을 나타내는 선도들이다.
도 71은 위상 보상이 적용된 후의 근궤적 선도이다.
도 72는 조정 불량 이상기의 경우에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 73은 지연이 없는 경우, 한정된 범위에서 지연이 일어나는 경우, 지연이 무한인 경우의 ATL1 루프의 나이퀴스트 선도이다.
도 74는 안테나 시험 설정을 나타내는 다이어그램이다.
도 75는 커플링된 시험 안테나의 등가 회로와 테브난 등가 회로를 나타내는 다이어그램이다.
도 76는 커플링된 시험 안테나의 근사 회로를 나타내는 다이어그램이다.
도 77은 안테나를 L-매칭 회로가 있는 수신기 로드에 매칭시키는 임피던스를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 78은 복합 안테나 오차 면의 선도이다.
도 79는 반사 계수에 기초한 ATLF 임피던스 매칭을 표현하는 블록 다이어그램이다.
도 80은 서큘레이터, 스케일링 블록 및 이상기로 구성된 ATLF 카테고리 1의 실행을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 81은 RF 전압 소스에 부착된 유도 리액턴스가 있는 안테나를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 82는 커패시터에 의해 인덕턴스가 취소되는 것을 도시한 다이어그램이다.
도 83은 서큘레이터의 포트 1 내의 임피던스의 실수부를 나타내는 선도들이다. 왼쪽은 Re(Zr)의 등고선 그림이며 오른쪽은 1 부근의 Re(Zr)에 대한 구체적인 등고선 라인이다.
도 84는 등가 안테나 임피던스의 세 값에 대한 안테나로부터 수신기로의 파워 커플링 인자를 나타내는 선도들이다.
도 85는 Z = R에 대한 안테나로부터의 전류를 나타내는 선도이다.
도 86은 안테나의 인덕터로부터 야기되는 등가 반사를 도시하는 블록 다이어그램이다.
도 87은 전력파 신호가 G와 함께 서서히 증가하는 것을 나타내는 수신기 ‘노드’의 선도이다.
도 88은 ATLF 안정성 영역에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 89는 노이즈(SNR) 최적화에 대한 객체 신호의 블록 다이어그램이다.
도 90은 안테나 임피던스 매칭과 시스템 인터페이스를 위한 ATLF를 이용한 무선 데이터 수신기의 고차 블록 다이어그램이다.
도 91은 등화기가 필터 정형 일그러짐을 감소시키는 것을 개념적으로 도시하는 선도들이다.
도 92는 나이퀴스트 곡선 양측의 점들이 하나의 조처럼 동일하게 움직이는 것을 나타내는 선도이다.
도 93은 임피던스 Rr을 가진 수신기와 연결된 방사 저항이 있는 이상 안테나의 다이어그램이다.
도 94는 안테나와 부의 저항으로 이루어지는 ATLF를 나타내는 다이어그램이다.
도 95는 역이득 스테이지가 있는 루프 안테나를 나타내는 다이어그램이다.
도 96은 0.75<w<1.25 범위의 주파수에 대하여 안테나 반사 계수를 나타내는 선도이다.
도 97은 이상 ATLF의 근궤적을 나타내는 그래프들이다.
도 98은 Cv = 1에서의 정규화된 버랙터 다이오드 커패시턴스의 다양한 값에 대한 ATLF의 전송 함수의 크기를 나타내는 그래프들이다.
도 99는 직렬 대신 병렬 버랙터 커패시터가 있는 루프 안테나의 다이어그램(상단)과 0.75<w<1.25 범위의 주파수에 대한 안테나의 편향 계수의 선도이다.
도 100은 짧은 쌍극자 안테나의 버랙터 기반 동조의 다이어그램이다.
도 101은 짧은 쌍극자 안테나의 반사 계수의 선도이다.
도 102는 동조 범위를 제공하기 위하여 쌍극자 안테나와 버랙터 다이오드의 인덕터 동조가 있는 회로를 구현한 블록 다이어그램이다.
도 103은 방향성 커플러, 이득 스테이지, 이상기, 그리고 안테나 반사가 있는 피드백 루프의 블록 다이어그램이다.
도 104의 좌측 및 중앙은 안테나 반사와 위상 변이의 극점과 근을 나타내는 선도들이고, 우측은 전체 근궤적 선도이다.
도 105는 실수축의 불안정 폐루프 극점이 획득할 수 있는 Q 향상을 제한하는 것을 나타내는 선도이다 (0<G<1에서 생성되는 선도).
도 106은 루프에 안정성을 추가하기 위한 진상 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 107은 지배 극점의 안정적 향상을 나타내는 근궤적 선도이다.
도 108의 좌측 및 중앙은 안테나 반사와 ATL1 공진기의 극점과 근을 나타내는 선도들이고, 우측은 전체 근궤적 선도들이다.
도 109는 지연을 갖는 ATL 필테나, 위상 보상기로 작동하는 공진기 및 상기의 안테나 반사에 대한 근궤적 선도이다.
도 110은 ATL1 (상단) 및 ATL3 (하단)에 기반하여 ATLXR 필테나 카테고리 2를 구현한 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 111은 ATL2를 이용한 ATLF의 근궤적을 나타내는 선도이다.
도 112는 고정 주파수 부 저항으로서의 ATLF 등가 회로에 대한 근궤적과 나이퀴스트 선도를 나타내는 다이어그램과 선도들이다.
도 113은 ATLF 카테고리 2 및 3의 구현을 나타내는 블록 다이어그램들로서, 상단은 방향성 커플러, 이상기, 그리고 스케일링 블록으로 구성된 ATLF 카테고리 2의 구현을, 하단은 포트 2와 3에 결합된 버랙터 다이오드 및 방향성 하이브리드 커플러로 구현된 양방향 이상기로 구성된 ATLF 카테고리 3을 구현한 것을 나타낸다.
도 114는 스플리터와 방향성 커플러로 ATL1을 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 115는 양방향 이상기의 대안의 다이어그램들이다.
도 116은 부 저항 회로로서의 등가 ATLF (상단) 및 이의 테브난 등가 회로 (하단)의 다이어그램이다.
도 117은 Z 평면의 ATLF 작동 (상단) 임피던스 페이저 다이어그램 (하단) ATLF 전류의 공진을 나타내는 선도들이다.
도 118은 ATLF의 노턴 및 테브난 등가 회로를 나타내는 다이어그램들이다.
도 119는 부 저항 포트의 등가 임피던스를 나타내는 다이어그램이다.
도 120은 ATL 필테나 회로를 구현하는 다양한 방법을 나타내는 다이어그램들이다.
도 121은 3 적층 ATL1과 결합된 ATLF의 폐루프 나이퀴스트 선도이다.
도 122는 전송 지연이 있는 도 121의 회로에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 123은 공진기를 ωr = 1.037로 동조시킴으로써 도 122의 나이퀴스트 궤적을 수정한 것이다.
도 124는 공진기를 ωr = 0.919로 동조시킴으로써 도 122의 나이퀴스트 궤적을 수정한 것이다.
도 125는 3 라디안의 전송 지연이 있는 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 126은 이조된 공진기가 있는 ATLF의 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 127은 두 개의 가능한 공진 주파수가 있는 초기 나이퀴스트 선도이다.
도 128은 무엇이 잘못될 수 있는지를 도시하는 안정 영역과 불안정 영역 선도이다.
도 129는 내부 지향 나이퀴스트 루프가 가능하지만 ATLF를 불안정하게 할 수 없는 것을 나타내는 선도이다.
도 130은 안테나 임피던스의 변화로 인해 나이퀴스트 궤적이 변하는 교정된 ATLF에 대한 나이퀴스트 선도의 부분을 나타내는 선도이다.
도 131은 도 130에 대한 안테나 임피던스의 변화로부터 기인하는 ATLF의 통과 대역 특성의 변화를 묘사하는 선도이다.
도 132은 ATLF가 불안정할 때의 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 133은 낮은 전력 진동 및 주파수 감지 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 134는 ATLF 기반 트랜시버의 블록 다이어그램이다.
도 135는 데이터 패킷 수신 에포크에 참조되는 능동 ATLF 교정을 위한 타임 시퀀스를 나타내는 다이어그램이다.
도 136은 순수 지연이 있는 안테나의 공진 모델에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 137은 결합된 안테나와 ATL3 공진기의 나이퀴스트 선도이다.
도 138은 안테나에 영향을 미치는 산란 소스를 묘사하는 다이어그램이다.
도 139는 다양한 환경에서의 안테나의 잠재적 나이퀴스트 선도를 나타내는 선도들이다.
도 140은 간섭이 있는 상세 나이퀴스트 선도이다.
도 141은 나이퀴스트 루프를 상하로 움직여 통과 대역 주파수의 도약을 일으키는 이상기 제어의 효과를 나타내는 선도이다.
도 142는 산란기가 있는 그라운드 평면 위로 움직이는 단일 안테나 반사 계수의 뒤엉킨 나이퀴스트 루프를 나타내는 선도이다.
도 143은 도 142의 1/G 작동점에 대응하는 주파수 응답을 나타내는 선도이다.
도 144는 안테나 공진기 루프에 포함하는 ATL3를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 145는 필드 오브젝트 부근으로 산란될 때 ATL3 Q-향상 가능한 주파수 응답을 나타내는 선도이다.
도 146은 최소 네 개의 컴포넌트로 구성되는 전체 무선 센서 트랜시버 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 147은 RF 필터로서의 ATL1a가 있는 수신기 모드 1을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 148은 ATL1a과 ATL1b가 적층된 모드 2를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 149는 스위치인 감쇠기가 있는 모드 2를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 150은 모드 1과 접속되어 전송, 작동하는 모드 3을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 151은 교정에 대한 모드 4를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 152은 교정에 대한 모드 5를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 153은 ATLa 및 ATLb가 전방 경로에 공진기가 있고 피드백 경로에 스케일링 블록과 이상기가 있는 ATL1과 동일한 블록 다이어그램이다.
도 154는 이상기를 대신하는 전역 통과 필터의 극점 영점 선도이다.
도 155는 전역 통과 필터에 대한 주파수 독립을 나타내는 선도이다.
도 156은 개루프 Q = 10에 대한 공진기의 주파수 선도이다 (ωr = 1, Dr = 0.05).
도 157은 도 156 공진기의 극점 영점 선도이다.
도 158은 도 156 공진기의 영도 근궤적 선도이다.
도 159는 50도의 부정합이 일어난 후의 이상기에 대한 위상 선도이다.
도 160은 도 159 부정합 위상에 대한 ATL1의 영도 근궤적 선도이다.
도 161은 도 159의 이상기 부정합 함수으로서의 진동 조건에 이르기 위해 필요한 루프 이득 선도이다.
도 162는 ATLa의 통과 대역 교정을 위한 설정의 블록 다이어그램이다.
도 163은 트랜스미터 없는 전 2중 통신을 제공하기 위한 ATLF 설정의 블록 다이어그램이다.
도 164는 복수의 판독기 (R) 및 복수의 센서 (S)의 네트워크를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 165는 RF 레인 마커 (RFLM)에 접근하는 AV를 나타내는 다이어그램이다.
도 166은 고유 아이디를 가진 각 RFLM을 묘사하는 복수 레인 로드웨이를 나타내는 다이어그램이다.
도 167는 간단한 포락선 분석 처리 블록 다이어그램이다.
도 168은 단순화된 시뮬레이션에 대한 2D 로드웨이 표면을 나타내는 다이어그램이다.
도 169는 RFLM 의 위치 (원으로 표시) 및 차량 AVPI (굵은 선으로 표시) 선도이다.
도 170은 패싱 AVPI로부터의 신호에 기인하는 RFLM에서의 신호 선도이다.
도 171은 도 170의 겹쳐진 RFLM의 포락선 처리 및 동기 복조를 나타내는 선도이다.
도 172는 AVPI가 레인의 중간에 있을 때 포락선을 나타내는 선도이다.
도 173은 로드를 따라 단일 AV의 우측 및 좌측에 위치하는 두 (2) 개의 AVPI에 대응하는 두 개의 병렬 궤적을 나타내는 선도이다.
도 174는 도 173의 AVPI로부터의 2위치 질문 응답 신호 포락선을 나타내는 선도이다.
도 175는 열 2의 RFLM으로부터 대략 동일한 거리의 AVPI가 있는 두 개의 AV가 나란히 있는 것을 나타내는 다이어그램이다.
도 176은 전체 차량 네비게이션 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 177은 가능한 러기다이즈드 RFLM을 구현하는 블록 다이어그램이다.
도 178은 열차 센서 네트워크 애플리케이션을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 179은 기본적인 ATLXR 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 180은 기본적인 ATLXR 개루프 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 181은 도 180의 ATLXR의 개루프 극점 영점 선도이다.
도 182는 루프 지연의 파데 등가 다항식 표현을 나타내는 선도이다.
도 183은 F의 높은 Q 극점의 폐루프 궤적을 나타내는 선도이다.
도 184는 일반적인 단일 극점 1차 공진기 F 및 2차 동조가능 R들을 갖는 ATLXR을 나타내는 선도이다.
도 185는 1차 공진기 F의 전형적인 Q 향상을 나타내는 선도이다.
도 186은 1차 공진기 F의 전형적인 Q가 향상된 1차 공진기 F 극점의 주파수 변이를 나타내는 선도이다.
도 187은 기생 지연으로 야기되는 90도 위상 변이의 경우에 대한 근궤적을 나타내는 선도이다.
도 188는 ATLXR에 대한 선호되는 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 189는 느리고 거친 주파수 제어 및 폐루프 극점의 빠른 제어가 {f,p,g} 제어를 통한 ATLXR 피드백 루프에 의해 제공될 때 ATLXR을 구현하는 것을 보여주는 블록 다이어그램이다.
도 190은 다중 극점 대역 통과 필터가 되는 다중 ATLXR 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 191은 단일 포트 공진기가 있는 다중 공진기 BAW 칩으로 실질적으로 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 192는 스위치 매트릭스 및 선택가능한 ATLXR 회로의 블록을 가진 일반적인 ATLXR 칩을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 193은 PCB 내에서 연결을 통하여 만들어지는 적당히 높은 Q의 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 194는 회로판에 인쇄되는 ATLXR Q 향상 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 195는 칩 안테나로 공간을 아끼기 위해 회로판의 레이어에 인쇄되는 ATLXR Q 향상 스트립 라인 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 196은 SAW 공진기 장치를 도시한 것이다.
도 197은 BAW 공진기 장치를 도시한 것이다.
도 198은 f1, f2, f3의 별개의 주파수에서 공진하는 세 개의 병렬 공진기가 있는 외부 BAW를 도시한 것으로, 각 공진은 100차에서 Q와 결합된다.
도 199는 낮은 Q를 갖는 세 개의 가변 2차 ATL 공진기로 피드백 경로에 커플링되는 높은 Q의 1차 공진기 셋으로 ATLXR을 구현하는 블록 다이어그램이다.
도 200은 R의 커플링된 공진 ATL 주파수가 변화함에 따른 도 199의 ATLXR 피드백 사례의 근궤적 선도들이다.
도 201은 일반적인 공진기로 간주될 수 있는 커플링된 라인 대역 통과 필터 (회로판)의 다이어그램이다.
도 202는 주 ATLXR 공진기로서 3차 버터워스 필터의 필터 응답 선도이다.
도 203은 중심 극점의 Q 향상을 나타내는 커플링된 외부 버터워스 필터의 근궤적 선도이다.
도 204는 ATLXR에 대한 1차 공진기로 사용될 수 있는 도파관 필터의 다이어그램이다.
도 205는 일방향 ATLXR 카테고리 1 커플링을 가능하게 하는 능동 증폭기를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 206은 서큘레이터로 ATLXR 카테고리 2의 양방향 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 207은 카테고리 2 ATLXR 구현의 신호 플로 교환을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 208은 카테고리 3 ATLXR 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 209는 ATLXR 카테고리 4 설정을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 210은 직렬의 높은 Q 1차 공진기로 ATLXR을 설정한 블록 다이어그램이다.
도 211은 그라운드 평면에서 전류 플로로 뒤엉키는 전류 플로와 그 결과로 발생되는 필드를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 212는 ATL3에 기반한 ATL 필테나의 근궤적을 나타내는 그래프이다.
도 213은 버랙터가 최적으로 세팅되었을 때 ATL 필테나/ATL3의 근궤적을 나타내는 그래프이다.
도 1은 신호 루프 내에 가변 공진기와 가변 스케일링 블록이 있는 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 2는 가변 필터의 대역 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 3은 S-평면 극점이 있는 기본 공진기의 시각적 정의이다
도 4는 1차 가변 필터 ATL-1의 블록 다이어그램이다.
도 5는 도 4의 1차 가변 필터의 근궤적이다.
도 6은 도 4의 1차 가변 필터의 보데 선도이다.
도 7은 FET 가변 저항기와 병렬로 연결된 공진 블록에 기반한 Q-손상의 블록 다이어그램이다.
도 8은 2차 가변 필터 ATL-2의 블록 다이어그램이다.
도 9는 도 8의 2차 가변 필터의 근궤적이다.
도 10은 3차 가변 필터 ATL3의 블록 다이어그램이다.
도 11은 도 10의 3차 가변 필터의 보데 선도이다.
도 12와 도 13은 Q에 대한 미분값이 있는 도 10의 3차 가변 필터의 근궤적이다.
도 14는 1차 가변 필터의 사례에 대한 단순화된 블록 다이어그램이다.
도 15는 Q-향상이 있는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 근궤적이다.
도 16은 Q-손상이 있는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 근궤적이다.
도 17은 Q-향상과 Q-손상을 비교하는 도 14에서 묘사된 적응 필터의 통과 대역의 선도이다
도 18은 도 14의 적응 필터의 통과 대역 상의 공진 주파수를 변화시킴에 따른 효과를 보여주는 선도이다.
도 19는 직렬로 연결된 세 개의 1차 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 20은 추가적인 피드백 경로와 직렬로 연결된 세 개의 1차 가변 필터의 블록 다이어그램이다.
도 21은 필터 극점이 변화하는 추가적인 피드백 경로의 효과를 나타내는 개념적 그래프이다.
도 22는 세 개의 캐스케이드된 1차 가변 필터의 근궤적이다.
도 23은 G의 미분값에 대한 도 19에서 나타난 적응 필터의 주파수 응답이다.
도 24는 중립적 2단 피드백이 있는 도 20에서 나타난 적응 필터의 주파수 응답이다.
도 25는 도 20에서 도시된 적응 필터의 음의 2단 피드백(왼쪽) 및 양의 2단 피드백(오른쪽)에 대한 근궤적이다.
도 26은 양의 2단 피드백, 중립 2단 피드백, 음의 2단 피드백이 있는 도 20에 도시된 적응 필터의 주파수 응답에 대한 선도이다.
도 27은 스태거된 공진 주파수가 있는 도 20에서 도시된 적응 필터의 보데 선도이다.
도 28은 스태거된 공진 주파수가 있는 도 20에서 도시된 적응 필터에 대한 근궤적이다.
도 29는 동조 이후의 ATL1 예시에 대한 주파수 응답이다.
도 30는 동조 이후의 ATL3 예시에 대한 주파수 응답이다.
도 31은 ATL3 예시에 대한 근궤적 다이어그램이다.
도 32는 ATL1 코어 모듈 교정과 안정화에 대한 블록 다이어그램이다.
도 33은 폐루프 교정 동안 높은 레벨과 낮은 레벨 사이에서 Q 제어가 변화하는 것을 보여주는 그래프 집합이다.
도 34는 잠재적인 위상 제어 애플리케이션에 대한 특정 사례의 ATL3 회로를 도시한다.
도 35는 고전 수동 3차 버터워스 필터의 주파수 응답과 위상 응답이다.
도 36은 중심 주파수 인근의 고전 버터워스의 세부사항을 보여주는 그래프로서, 왼쪽은 주파수 응답이고 오른쪽은 위상이다.
도 37은 3개의 극점 쌍과 3개의 영점을 나타내는 3차 고전 버터워스 필터에 대한 극점 영점 지도이다.
도 38은 ATL3 (ATL3 T-2)의 토폴로지 2이다.
도 39는 위상 변이 제어 전압의 두 값 p1, p2의 개념적 ATL1 통과 대역에 대한 수용 가능한 이상기 함수이다.
도 40은 두 가지로 구현된 ATL1의 이상적 모델이다.
도 41은 역 주파수 응답의 페이저를 보여주는 전형적 나이퀴스트 안정성 선도이다.
도 42는 위상이 변이된 폐루프 전송 함수에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 43은 ATL1 이상기로 사용되는 가능한 능동 전역 통과 회로에 대한 다이어그램이다.
도 44는 이상기를 대신하는 전역 통과 필터의 극점 영점 선도이다(ωp = 1, Dp = 0.2).
도 45는 전역 통과 필터에 대한 표준 주파수 응답이다.
도 46은 극성을 선택할 수 있는 출력을 가진 가변 이득을 제공하기 위한 개념도이다.
도 47은 위상을 선택할 수 있는 이득 블록과 전역 통과 이상기를 이용하는 ATL1에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 48은 이득 극성 스위칭을 이용하여 위상을 변이시킬 수 있도록 설정되는 ATL3에 대한 블록 다이어그램이다.
도 49는 3중 공진기로 재설정되는 이상기에 대한 ATL3의 블록 다이어그램이다.
도 50은 이득 극성 스위칭을 이용한 1.5 라디안의 기생 지연에 대한 ATL3 보상 후의 나이퀴스트 선도이다.
도 51은 도 56에 도시된 나이퀴스트 케이스에 대한 추정 근궤적 선도이다.
도 52는 주파수 응답 대역폭 상에서 이득 극성 스위칭의 효과를 보여주는 선도이다.
도 53은 외부 EM 방사 소스가 있는 쌍극자 안테나의 커플링을 도시하는 다이어그램이다.
도 54는 쌍극자 와이어 안테나의 입력 임피던스(좌측) 및 컨덕턴스(우측)를 나타내는 그래프이다.
도 55는 명목상으로 0.1 파장의 차원이 있는 전기적으로 소형인 쌍극자 와이어 안테나의 입력 임피던스를 나타내는 그래프이다.
도 56은 20%의 상대 대역폭을 대략 10에서 20 초과하는 안테나 Q를 갖는 전기적으로 소형인 쌍극자 와이어 안테나의 입력 입피던스를 나타내는 그래프이다.
도 57은 루프 안테나 임피던스 매칭에 대한 직렬과 분로 커패시턴스 스미스 차트를 나타내는 그래프이다.
도 58은 공진 유전체 안테나 구조의 다이어그램이다.
도 59는 ATLF를 개념상으로 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 60은 선행 기술의 복합 고차 대역 통과 필테나 매칭 회로 실행을 나타내는 그래프이다.
도 61은 재설정 가능한 필테나의 선행 기술 사례를 나타내는 그래프이다.
도 62는 안테나 시스템에 연결된 ATLF 공진기를 표현하는 블록 다이어그램이다.
도 63은 주어진 값에서의 ATL1 공진기의 특성 선도를 나타내는 그래프들이다.
도 64는 방향 커플러와 출력 스플리터가 있는 ATL1을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 65는 소형 방사 저항이 있는 안테나의 극점-영점 다이어그램이다.
도 66은 완전히 매치된 안테나에 대한 극점-영점 다이어그램이다.
도 67은 네트워크 매칭 기능이 없는 트랜시버의 블록 다이어그램들이다.
도 68은 역방향 커플러, 이득 스테이지, 이상기, 그리고 공진기가 있는 피드백 루프를 보여주는 블록 다이어그램이다.
도 69는 ATLF의 폐루프 극점 및 영점을 나타내는 선도들이다.
도 70은 조정 불량 이상기에 의해 도출되는 일그러진 근궤적을 나타내는 선도들이다.
도 71은 위상 보상이 적용된 후의 근궤적 선도이다.
도 72는 조정 불량 이상기의 경우에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 73은 지연이 없는 경우, 한정된 범위에서 지연이 일어나는 경우, 지연이 무한인 경우의 ATL1 루프의 나이퀴스트 선도이다.
도 74는 안테나 시험 설정을 나타내는 다이어그램이다.
도 75는 커플링된 시험 안테나의 등가 회로와 테브난 등가 회로를 나타내는 다이어그램이다.
도 76는 커플링된 시험 안테나의 근사 회로를 나타내는 다이어그램이다.
도 77은 안테나를 L-매칭 회로가 있는 수신기 로드에 매칭시키는 임피던스를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 78은 복합 안테나 오차 면의 선도이다.
도 79는 반사 계수에 기초한 ATLF 임피던스 매칭을 표현하는 블록 다이어그램이다.
도 80은 서큘레이터, 스케일링 블록 및 이상기로 구성된 ATLF 카테고리 1의 실행을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 81은 RF 전압 소스에 부착된 유도 리액턴스가 있는 안테나를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 82는 커패시터에 의해 인덕턴스가 취소되는 것을 도시한 다이어그램이다.
도 83은 서큘레이터의 포트 1 내의 임피던스의 실수부를 나타내는 선도들이다. 왼쪽은 Re(Zr)의 등고선 그림이며 오른쪽은 1 부근의 Re(Zr)에 대한 구체적인 등고선 라인이다.
도 84는 등가 안테나 임피던스의 세 값에 대한 안테나로부터 수신기로의 파워 커플링 인자를 나타내는 선도들이다.
도 85는 Z = R에 대한 안테나로부터의 전류를 나타내는 선도이다.
도 86은 안테나의 인덕터로부터 야기되는 등가 반사를 도시하는 블록 다이어그램이다.
도 87은 전력파 신호가 G와 함께 서서히 증가하는 것을 나타내는 수신기 ‘노드’의 선도이다.
도 88은 ATLF 안정성 영역에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 89는 노이즈(SNR) 최적화에 대한 객체 신호의 블록 다이어그램이다.
도 90은 안테나 임피던스 매칭과 시스템 인터페이스를 위한 ATLF를 이용한 무선 데이터 수신기의 고차 블록 다이어그램이다.
도 91은 등화기가 필터 정형 일그러짐을 감소시키는 것을 개념적으로 도시하는 선도들이다.
도 92는 나이퀴스트 곡선 양측의 점들이 하나의 조처럼 동일하게 움직이는 것을 나타내는 선도이다.
도 93은 임피던스 Rr을 가진 수신기와 연결된 방사 저항이 있는 이상 안테나의 다이어그램이다.
도 94는 안테나와 부의 저항으로 이루어지는 ATLF를 나타내는 다이어그램이다.
도 95는 역이득 스테이지가 있는 루프 안테나를 나타내는 다이어그램이다.
도 96은 0.75<w<1.25 범위의 주파수에 대하여 안테나 반사 계수를 나타내는 선도이다.
도 97은 이상 ATLF의 근궤적을 나타내는 그래프들이다.
도 98은 Cv = 1에서의 정규화된 버랙터 다이오드 커패시턴스의 다양한 값에 대한 ATLF의 전송 함수의 크기를 나타내는 그래프들이다.
도 99는 직렬 대신 병렬 버랙터 커패시터가 있는 루프 안테나의 다이어그램(상단)과 0.75<w<1.25 범위의 주파수에 대한 안테나의 편향 계수의 선도이다.
도 100은 짧은 쌍극자 안테나의 버랙터 기반 동조의 다이어그램이다.
도 101은 짧은 쌍극자 안테나의 반사 계수의 선도이다.
도 102는 동조 범위를 제공하기 위하여 쌍극자 안테나와 버랙터 다이오드의 인덕터 동조가 있는 회로를 구현한 블록 다이어그램이다.
도 103은 방향성 커플러, 이득 스테이지, 이상기, 그리고 안테나 반사가 있는 피드백 루프의 블록 다이어그램이다.
도 104의 좌측 및 중앙은 안테나 반사와 위상 변이의 극점과 근을 나타내는 선도들이고, 우측은 전체 근궤적 선도이다.
도 105는 실수축의 불안정 폐루프 극점이 획득할 수 있는 Q 향상을 제한하는 것을 나타내는 선도이다 (0<G<1에서 생성되는 선도).
도 106은 루프에 안정성을 추가하기 위한 진상 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 107은 지배 극점의 안정적 향상을 나타내는 근궤적 선도이다.
도 108의 좌측 및 중앙은 안테나 반사와 ATL1 공진기의 극점과 근을 나타내는 선도들이고, 우측은 전체 근궤적 선도들이다.
도 109는 지연을 갖는 ATL 필테나, 위상 보상기로 작동하는 공진기 및 상기의 안테나 반사에 대한 근궤적 선도이다.
도 110은 ATL1 (상단) 및 ATL3 (하단)에 기반하여 ATLXR 필테나 카테고리 2를 구현한 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 111은 ATL2를 이용한 ATLF의 근궤적을 나타내는 선도이다.
도 112는 고정 주파수 부 저항으로서의 ATLF 등가 회로에 대한 근궤적과 나이퀴스트 선도를 나타내는 다이어그램과 선도들이다.
도 113은 ATLF 카테고리 2 및 3의 구현을 나타내는 블록 다이어그램들로서, 상단은 방향성 커플러, 이상기, 그리고 스케일링 블록으로 구성된 ATLF 카테고리 2의 구현을, 하단은 포트 2와 3에 결합된 버랙터 다이오드 및 방향성 하이브리드 커플러로 구현된 양방향 이상기로 구성된 ATLF 카테고리 3을 구현한 것을 나타낸다.
도 114는 스플리터와 방향성 커플러로 ATL1을 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 115는 양방향 이상기의 대안의 다이어그램들이다.
도 116은 부 저항 회로로서의 등가 ATLF (상단) 및 이의 테브난 등가 회로 (하단)의 다이어그램이다.
도 117은 Z 평면의 ATLF 작동 (상단) 임피던스 페이저 다이어그램 (하단) ATLF 전류의 공진을 나타내는 선도들이다.
도 118은 ATLF의 노턴 및 테브난 등가 회로를 나타내는 다이어그램들이다.
도 119는 부 저항 포트의 등가 임피던스를 나타내는 다이어그램이다.
도 120은 ATL 필테나 회로를 구현하는 다양한 방법을 나타내는 다이어그램들이다.
도 121은 3 적층 ATL1과 결합된 ATLF의 폐루프 나이퀴스트 선도이다.
도 122는 전송 지연이 있는 도 121의 회로에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 123은 공진기를 ωr = 1.037로 동조시킴으로써 도 122의 나이퀴스트 궤적을 수정한 것이다.
도 124는 공진기를 ωr = 0.919로 동조시킴으로써 도 122의 나이퀴스트 궤적을 수정한 것이다.
도 125는 3 라디안의 전송 지연이 있는 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 126은 이조된 공진기가 있는 ATLF의 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 127은 두 개의 가능한 공진 주파수가 있는 초기 나이퀴스트 선도이다.
도 128은 무엇이 잘못될 수 있는지를 도시하는 안정 영역과 불안정 영역 선도이다.
도 129는 내부 지향 나이퀴스트 루프가 가능하지만 ATLF를 불안정하게 할 수 없는 것을 나타내는 선도이다.
도 130은 안테나 임피던스의 변화로 인해 나이퀴스트 궤적이 변하는 교정된 ATLF에 대한 나이퀴스트 선도의 부분을 나타내는 선도이다.
도 131은 도 130에 대한 안테나 임피던스의 변화로부터 기인하는 ATLF의 통과 대역 특성의 변화를 묘사하는 선도이다.
도 132은 ATLF가 불안정할 때의 나이퀴스트 궤적 선도이다.
도 133은 낮은 전력 진동 및 주파수 감지 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 134는 ATLF 기반 트랜시버의 블록 다이어그램이다.
도 135는 데이터 패킷 수신 에포크에 참조되는 능동 ATLF 교정을 위한 타임 시퀀스를 나타내는 다이어그램이다.
도 136은 순수 지연이 있는 안테나의 공진 모델에 대한 나이퀴스트 선도이다.
도 137은 결합된 안테나와 ATL3 공진기의 나이퀴스트 선도이다.
도 138은 안테나에 영향을 미치는 산란 소스를 묘사하는 다이어그램이다.
도 139는 다양한 환경에서의 안테나의 잠재적 나이퀴스트 선도를 나타내는 선도들이다.
도 140은 간섭이 있는 상세 나이퀴스트 선도이다.
도 141은 나이퀴스트 루프를 상하로 움직여 통과 대역 주파수의 도약을 일으키는 이상기 제어의 효과를 나타내는 선도이다.
도 142는 산란기가 있는 그라운드 평면 위로 움직이는 단일 안테나 반사 계수의 뒤엉킨 나이퀴스트 루프를 나타내는 선도이다.
도 143은 도 142의 1/G 작동점에 대응하는 주파수 응답을 나타내는 선도이다.
도 144는 안테나 공진기 루프에 포함하는 ATL3를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 145는 필드 오브젝트 부근으로 산란될 때 ATL3 Q-향상 가능한 주파수 응답을 나타내는 선도이다.
도 146은 최소 네 개의 컴포넌트로 구성되는 전체 무선 센서 트랜시버 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 147은 RF 필터로서의 ATL1a가 있는 수신기 모드 1을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 148은 ATL1a과 ATL1b가 적층된 모드 2를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 149는 스위치인 감쇠기가 있는 모드 2를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 150은 모드 1과 접속되어 전송, 작동하는 모드 3을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 151은 교정에 대한 모드 4를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 152은 교정에 대한 모드 5를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 153은 ATLa 및 ATLb가 전방 경로에 공진기가 있고 피드백 경로에 스케일링 블록과 이상기가 있는 ATL1과 동일한 블록 다이어그램이다.
도 154는 이상기를 대신하는 전역 통과 필터의 극점 영점 선도이다.
도 155는 전역 통과 필터에 대한 주파수 독립을 나타내는 선도이다.
도 156은 개루프 Q = 10에 대한 공진기의 주파수 선도이다 (ωr = 1, Dr = 0.05).
도 157은 도 156 공진기의 극점 영점 선도이다.
도 158은 도 156 공진기의 영도 근궤적 선도이다.
도 159는 50도의 부정합이 일어난 후의 이상기에 대한 위상 선도이다.
도 160은 도 159 부정합 위상에 대한 ATL1의 영도 근궤적 선도이다.
도 161은 도 159의 이상기 부정합 함수으로서의 진동 조건에 이르기 위해 필요한 루프 이득 선도이다.
도 162는 ATLa의 통과 대역 교정을 위한 설정의 블록 다이어그램이다.
도 163은 트랜스미터 없는 전 2중 통신을 제공하기 위한 ATLF 설정의 블록 다이어그램이다.
도 164는 복수의 판독기 (R) 및 복수의 센서 (S)의 네트워크를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 165는 RF 레인 마커 (RFLM)에 접근하는 AV를 나타내는 다이어그램이다.
도 166은 고유 아이디를 가진 각 RFLM을 묘사하는 복수 레인 로드웨이를 나타내는 다이어그램이다.
도 167는 간단한 포락선 분석 처리 블록 다이어그램이다.
도 168은 단순화된 시뮬레이션에 대한 2D 로드웨이 표면을 나타내는 다이어그램이다.
도 169는 RFLM 의 위치 (원으로 표시) 및 차량 AVPI (굵은 선으로 표시) 선도이다.
도 170은 패싱 AVPI로부터의 신호에 기인하는 RFLM에서의 신호 선도이다.
도 171은 도 170의 겹쳐진 RFLM의 포락선 처리 및 동기 복조를 나타내는 선도이다.
도 172는 AVPI가 레인의 중간에 있을 때 포락선을 나타내는 선도이다.
도 173은 로드를 따라 단일 AV의 우측 및 좌측에 위치하는 두 (2) 개의 AVPI에 대응하는 두 개의 병렬 궤적을 나타내는 선도이다.
도 174는 도 173의 AVPI로부터의 2위치 질문 응답 신호 포락선을 나타내는 선도이다.
도 175는 열 2의 RFLM으로부터 대략 동일한 거리의 AVPI가 있는 두 개의 AV가 나란히 있는 것을 나타내는 다이어그램이다.
도 176은 전체 차량 네비게이션 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 177은 가능한 러기다이즈드 RFLM을 구현하는 블록 다이어그램이다.
도 178은 열차 센서 네트워크 애플리케이션을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 179은 기본적인 ATLXR 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 180은 기본적인 ATLXR 개루프 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 181은 도 180의 ATLXR의 개루프 극점 영점 선도이다.
도 182는 루프 지연의 파데 등가 다항식 표현을 나타내는 선도이다.
도 183은 F의 높은 Q 극점의 폐루프 궤적을 나타내는 선도이다.
도 184는 일반적인 단일 극점 1차 공진기 F 및 2차 동조가능 R들을 갖는 ATLXR을 나타내는 선도이다.
도 185는 1차 공진기 F의 전형적인 Q 향상을 나타내는 선도이다.
도 186은 1차 공진기 F의 전형적인 Q가 향상된 1차 공진기 F 극점의 주파수 변이를 나타내는 선도이다.
도 187은 기생 지연으로 야기되는 90도 위상 변이의 경우에 대한 근궤적을 나타내는 선도이다.
도 188는 ATLXR에 대한 선호되는 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 189는 느리고 거친 주파수 제어 및 폐루프 극점의 빠른 제어가 {f,p,g} 제어를 통한 ATLXR 피드백 루프에 의해 제공될 때 ATLXR을 구현하는 것을 보여주는 블록 다이어그램이다.
도 190은 다중 극점 대역 통과 필터가 되는 다중 ATLXR 회로를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 191은 단일 포트 공진기가 있는 다중 공진기 BAW 칩으로 실질적으로 구현하는 것을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 192는 스위치 매트릭스 및 선택가능한 ATLXR 회로의 블록을 가진 일반적인 ATLXR 칩을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 193은 PCB 내에서 연결을 통하여 만들어지는 적당히 높은 Q의 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 194는 회로판에 인쇄되는 ATLXR Q 향상 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 195는 칩 안테나로 공간을 아끼기 위해 회로판의 레이어에 인쇄되는 ATLXR Q 향상 스트립 라인 공진기를 나타내는 다이어그램이다.
도 196은 SAW 공진기 장치를 도시한 것이다.
도 197은 BAW 공진기 장치를 도시한 것이다.
도 198은 f1, f2, f3의 별개의 주파수에서 공진하는 세 개의 병렬 공진기가 있는 외부 BAW를 도시한 것으로, 각 공진은 100차에서 Q와 결합된다.
도 199는 낮은 Q를 갖는 세 개의 가변 2차 ATL 공진기로 피드백 경로에 커플링되는 높은 Q의 1차 공진기 셋으로 ATLXR을 구현하는 블록 다이어그램이다.
도 200은 R의 커플링된 공진 ATL 주파수가 변화함에 따른 도 199의 ATLXR 피드백 사례의 근궤적 선도들이다.
도 201은 일반적인 공진기로 간주될 수 있는 커플링된 라인 대역 통과 필터 (회로판)의 다이어그램이다.
도 202는 주 ATLXR 공진기로서 3차 버터워스 필터의 필터 응답 선도이다.
도 203은 중심 극점의 Q 향상을 나타내는 커플링된 외부 버터워스 필터의 근궤적 선도이다.
도 204는 ATLXR에 대한 1차 공진기로 사용될 수 있는 도파관 필터의 다이어그램이다.
도 205는 일방향 ATLXR 카테고리 1 커플링을 가능하게 하는 능동 증폭기를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 206은 서큘레이터로 ATLXR 카테고리 2의 양방향 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 207은 카테고리 2 ATLXR 구현의 신호 플로 교환을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 208은 카테고리 3 ATLXR 구현을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 209는 ATLXR 카테고리 4 설정을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 210은 직렬의 높은 Q 1차 공진기로 ATLXR을 설정한 블록 다이어그램이다.
도 211은 그라운드 평면에서 전류 플로로 뒤엉키는 전류 플로와 그 결과로 발생되는 필드를 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 212는 ATL3에 기반한 ATL 필테나의 근궤적을 나타내는 그래프이다.
도 213은 버랙터가 최적으로 세팅되었을 때 ATL 필테나/ATL3의 근궤적을 나타내는 그래프이다.
먼저 1차 공진기를 제어하는데 사용될 수 있는 가변 공진기의 예가 설명될 것이다. 그런 다음 이러한 가변 공진기가 사용되는 예(예: SAW/BAW 필터와 같은 안테나 및 필터)가 설명됩니다.
조정 가능한 공진기 및 스케일링 블록 외에도, 1차 공진기의 변형은 또한 조정 가능한 위상 시프터를 사용하여 달성될 수 있으며, 그 예는 또한 아래에 설명될 것이다.
개요 ATL 액티브 아날로그 가변 밴드패스 필터
본 논의에서, 가변 공진기는 바람직하게는 조절될 수 있는 가변 주파수의 공진기 요소이다. 튜닝 가능한 공진기 필터의 대역폭은 공진기 요소 전반에 걸친 피드백으로 제어될 수 있다. 공진기 대역폭은 스퓨리어스 통과대역 응답을 피할 수 있을 만큼 충분히 좁지만 여전히 광범위한 주파수범위에서 튜닝할 수 있는 것이 바람직합니다. 또한, 이득 요소, 이는 또한 스케일링 블록으로서 본원에서 지칭될 수 있고, 양수 이득, 음의 이득, 또는 제로 게인을 제공하기 위해 조절가능할 수 있다. 아래에 더 자세히 설명되는 바와 같이, 이것은 스케일링 블록이 상황에 의해 요구되는 경우 Q-인핸서 및 Q-스포일러로서 선택적으로 작용할 수 있게 한다.
이하, "공진기"라는 용어는 LC 탱크 회로 등의 간단한 공진 소자를 의미하는 것으로 사용될 수 있다. 또한 상기 용어는 스케일링 블록과 결합된 공진기를 의미하는 것으로 사용될 수 있다. 이하, 신호 루프와 연결된 스케일링 블록과 결합된 공진기는 ATL1이라 하며, 아래에서 보다 상세히 기술될 것이다. 그 밖에, 다중 공진 소자, 다중 스케일링 블록, 다중 루프 등의 보다 복잡한 공진 회로가 아래에서 기술될 것이다. 여기에서 적합한 가변 공진기의 사례로 ATL1을 들 수 있으며, 보다 자세한 것은 Nielsen에 기재되어 있다. 다른 가변 공진기도 사용될 수 있지만, 이러한 회로가 작동 회로로 제공될 수 있다는 사실이 알려져 있으며, 따라서 아래에서 ATL에 대하여 자세하게 기술한다.
특히, ATL은 신호 입력과 신호 출력 사이에 연결된 신호 경로 및 피드백 경로를 포함하는 신호 루프를 포함하는 가변 아날로그 필터로서 고려될 수 있다. 조정 가능한 스케일링 게인 블록과 같은 다중 공진기 및 기타 루프 제어 요소는 신호 루프에 결합될 수 있습니다.
컨트롤러는 주파수 튜닝 가능한 공진기를 조정하고 각 조정 가능한 스케일링 블록의 게인 계수를 원하는 주파수 응답으로 조정하기 위해 연결됩니다.
ATL은 1차, 2차 및 3차 필터와 같이 서로 다른 순서일 수 있습니다. ATL의 순서는 공진기의 필터 순서에 따라 달라집니다. ATL은 더 높은 차수 회로를 제어하는 복잡성이 증가하지만 세 번째 순서를 초과하는 높은 주문으로 설계될 수 있습니다. 필터 순서에 대한 몇 가지 일반적인 의견은 다음과 같습니다:
1차 ATL (ATL1)은 단일 주 공진극쌍을 갖는 하나의 공진기를 포함한다.
2차 ATL (ATL2)은 두 개의 주 극쌍을 가진 이러한 공진기를 두 개 포함하는데, 그 예로 커플링된 2개의 LC 탱크 공진기가 적층된 것이 있다.
3차 ATL (ATL3)은 세 개의 주 극쌍을 가진 이러한 공진기를 세 개 포함한다.
4차 이상의 ATL도 가능하지만, 스케일링 블록의 피드백이 적용되면 스퓨리어스 공진 밴드가 될 수 있고, 일반적으로는 동조가 보다 어려워지는 특성을 가진 대역 필터 (BPF)가 된다.
도 29는 튜닝 후 의 예 ATL1의 주파수 응답을 나타내고, 도 30은 튜닝 후 의 예 ATL3의 주파수 응답을 나타낸다. 도 31은 도 30에 나타낸 ATL3 예의 근궤적 도면이다.
가장 간단한 형태의 ATL1의 블록 다이어그램은 도 1에 도시되어, 단일 가변 공진기(502)와 가변 스케일링 블록(504)을 신호 루프에 있다. 도 1은 또한 메인 경로(508)에 입력 및 출력 버퍼(102) 및 공진기 커플링(104)을 도시하고, 스케일링 블록(504)은 피드백 경로(510)에 배치된다. ATL은 다양한 목적으로 통신 신호의 송수신, 수신 및/또는 처리에 사용됩니다. 일반적으로 통신 신호는 정보 또는 데이터를 전송하는 데 사용되는 변조 신호입니다. 전형적으로, 이것은 정보 신호로 인코딩된 아날로그 반송파 주파수를 포함하며, 주파수 변조, 진폭 변조 또는 위상 변조와 같은 알려진 방법을 사용한다.
대역통과 특성의 제어를 제공하는 ATL의 기본 작동 원리는 도 2에 나타내며, 여기서 와이드 파선 트레이스(602)는 초기 설정에서 공진기 주파수 응답이다. 좁은 파선 트레이스(604)는 초기 주파수 설정에서 더 좁은 대역폭(더 높은 Q)을 위해 설정된 폐쇄 루프 필터의 선명한 주파수 응답이다. 공진기는 이제 검은 색 화살표(610)에 의해 지시된 바와 같이 넓은 고체 트레이스(606)에 주파수에서 위쪽으로 조정된다고 가정한다. 좁은 솔리드 트레이스(608)는 새로운 공진기 응답 주파수에서 발생하는 폐쇄 루프 응답이다.
본 명세서에서 논의된 예는 주로 제1(ATL1), 제2(ATL2) 및 제3차(ATL3) ATL과 관련이 있을 것이지만, 본 원할 경우 본원에서의 가르침은 또한 더 높은 차수 필터에도 적용될 수 있음을 이해될 것이다.
본 명세서에 제시된 다양한 예에서, 회로는 편의를 위해, 전형적으로 도 1의 스타일로 도시되며, 이는 주 경로(508) 및 피드백 경로(510)를 갖는 배열을 도시하고, 게인 블록(504)을 스케일링 블록으로 지칭할 수도 있다. 피드백 경로(510)에 양수 또는 음수 값을 모두 가질 수 있습니다. 이것은 일관성을 위해 수행되며 회로를 쉽게 비교할 수 있습니다. 그러나, 회로는 더 적절하게 적절한 입력 및 출력 커플링이 있는 루프로 간주되며, 여기서 루프는 메인 경로(508)와 피드백 경로(510)로부터 형성되고, 엘리먼트는 루프 내에서 직렬로 연결된다. 루프로서, 루프내의 성분들의 순서는 여전히 원하는 공진 특성을 제공할 수 있는 동시에 변경될 수 있다.
ATL의 요소
ATL의 구조로 전환하기 전에 다음과 같은 ATL 요소에 대해 설명합니다.
· 조정 가능한 공진기
· 대역폭 또는 Q 제어 크기 조정 블록
· 위상 변속기
조정 가능한 ATL 공진기 (R)
도 3을 참조하면, s-평면 극을 갖는 원소 공진기의 시각적 정의가 도시된다. 공진기 블록(1301)은 도 3에 도시되어 있다. 공진기(1301)는 도 3의 오른쪽에 있는 도면에 도시된 바와 같이 S-평면에서 두 극으로 나타낸다. 두 극은 'x'로 표시됩니다. 공진기(1301)는 도 4에 도시된 바와 같이 공진기 요소(1401)에 걸쳐 피드백 루프를 통합하여 Q 제어를 가능하게 한다. 도 4는 제1차 변수 필터 ATL-1을 도시하는 블록 도면이고, 입력(410) 및 출력(412) 및 공진기 엘리먼트(1301)는 결합기(1404) 및 공진기(1401) 및 이득 또는 스케일링 블록(802)을 구비한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 공진기 블록(1401)은, 도 4에 도시된 바와 같이 게인 또는 스케일링 블록(802)을 가진 신호 루프로 연결되는 것은 2개의 제어 입력(1302)과 1304를 가지는 기본 ATL 공진기 요소(1301)이다: 주파수(1302)를 변경하기 위한 것이고, 다른 하나는 주파수를 변경하기 위한 것이다. Q (1304).
구현되는 회로에 따라 공진기는 LC 탱크 회로와 같은 공진기 요소 또는 2차 섹션(SOS) 필터 엘리먼트로서 구현될 수 있다. SOS 구현은 아래에서 자세히 설명합니다. 도 8을 참조하면, 제2 차 변수 필터 ATL-2의 블록 도면은 입력(810, 결합기 1404, 공진기 1301, 게인 버퍼 102, 게인 블록 812, 및 출력 814)을 갖는 것으로 나타났다. 도 9는 도 8의 제2차 가변 필터의 근궤를 나타내고, 이러한 이중 SOS 공진기 구성을 위해 1902에 위치한 'x'와 2개의 극에 위치한 개방 루프 뿌리와 2개의 컨쥬게이트 극(1904)을 나타낸다. 지배적인 루트 궤적 1906b와 1908b는 축으로 닫힘 루프 게인 G가 증가되고 다른 궤적 세트는 1906a 및 1908a에서 멀리 이동합니다. 축.
본 원에서 논의로부터 이해될 바와 같이, 공진기 및 스케일링 블록, 및 ATL 설계에 사용될 수 있는 신호 경로의 가능한 조합이 다수 있다. 특정 설계는 다른 곳에서 설명한 대로 원하는 회로 성능에 따라 달라집니다. 일반적으로 말하자면, ATL은 원하는 수의 공진기 및 스케일링 블록을 포함하는 피드백 루프를 포함할 것이다. 각 ATL은 다른 ATL 엘리먼트 또는 다른 회로 엘리먼트와 병렬 또는 직렬로 연결될 수 있으며, 다중 ATL을 포함하는 추가의 레벨 2 피드백 루프를 가질 수 있다. 또한, 각 공진기, 또는 공진기의 서브세트에 대한 루프를 포함하는 ATL 엘리먼트 내에 중첩된 루프가 있을 수 있다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 용어 "레벨 2 피드백"은 일련의 여러 ATLn 엘리먼트주위에 피드백 경로를 제공하는 피드백 또는 회로 루프를 지칭하기 위한 것이다. 여기에는 수준 3 또는 레벨 4 피드백으로 지칭될 수 있는 내용도 포함될 수 있습니다.
R 1401의 공진 주파수는 공진기 회로에 포함된 일부 성분과 함께 변할 수 있다. 전형적으로, 이는 varactor 다이오드, 또는 가변 유전체 커패시터를 사용하여 수행될 수 있으며, 이 경우 도 3에서 'f 제어'는 아날로그 바이어스 전압일 것이다. 공진 주파수가 다양하게 될 수 있도록 하는 다른 변이체는 회로에서 또는 밖으로 전환되는 이산 정전 용량과 같은 공지되어 있으며, 따라서 'f 제어'는 디지털 신호일 수 있다. 또 다른 변종은 MEMS 가변 커패시터 또는 MEMS 가변 인덕터를 사용할 수 있으며, 여기서 'f 제어'가 MEMS 장치에 적용되는 바이어스 제어 전압 또는 전류 신호이다. 가변 정전 용량 또는 인덕턴스는 또한 구성 요소의 기계적 튜닝에 의해 실현될 수 있습니다. 예를 들어, R 1401은 'f 제어'를 공급하는 일부 메커니즘에 의해 캐비티의 하나 이상의 치수가 기계적으로 조절가능한 마이크로파 공진 캐비티일 수 있습니다.
R 1401의 두 극은 컨쥬게이트 쌍이며 개별적으로 제어할 수 없습니다. 따라서 설명을 단순화하기 위해 우리는 단지 양수 주파수 극을 고려한다. 따라서 우리는 원소 공진기를 s의 도메인에 단일 극을 갖는 것으로 간주합니다 (즉, 양성 허수 구성 요소가있는 s의 영역). 도 4의 요소(1301)는 라플라스 도메인에 주어진 전달 기능을 가진 2개의 포트 디바이스이며, 상기와 같이 표준 2차 대역전달 기능으로 표기된다.
Q 제어 스케일링 블록
위 도 3의 ‘Q 제어’(1304)는 커패시턴스, 인덕턴스 또는 공진 공동의 성분 Q를 제어하는 공진기와 결합된 제어 장치를 포함할 수 있다. Q 제어에 의해 성분 Q가 증가하면 이를 Q-향상이라 한다. Q 제어에 의해 성분 공진 공동의 Q가 감소하면 이를 Q-손상이라 한다. Q-향상은 D 감소와 동등하므로, S-평면의 jω 축에 가까워지도록 R의 공진 극을 이동시킨다. Q-손상은 D 증가와 동등하므로, jω 축으로부터 멀어지도록 R의 공진 극을 이동시켜 D를 증가시킨다. 임의 다중 극점 필터 함수를 도출하기 위하여 jω 축에 대한 거리를 조절하도록 Q-향상 및 Q-손상을 선택적으로 사용할 수 있다는 사실이 발견되었다(R의 복수성).
도 4를 참조하면, 피드백 응답에 대한 제어를 보다 향상시킬 수 있는 스케일링 블록(802)이 제공된다. 각 스케일링 블록(802)에 대한 이득 계수는 가변적이고, 음의 이득값과 양의 이득값을 모두 포함하는 이득을 포함한다. 예를 들어, 스케일링 블록(802)의 이득이 0보다 크면 Q-향상이 일어난다. 스케일링 블록(802)의 이득이 0보다 작으면 Q-손상이 일어난다.
Q-버릇은 공진기 의 손실을 증가시키는 공진기 요소에 FET 회로를 삽입함으로써 공진기 소자 자체 내에서 교대로 구현될 수 있다. 이러한 방식으로, 스케일링 블록(802)은 단지 양성 이득이 필요하다.
일반적으로 아래에 설명된 대로 ATLn 요소의 각 루프 또는 보조 루프에 대한 추가 크기 조정 블록이 있습니다. 예를 들어, ATL3 회로 소자(참조용 도 20 참조)의 경우, 3개의 ATL1 코어 모듈 시리즈가 루프 내에 연결되고 별도로 제어될 수 있으며, 루프 110의 각 공진기 요소(1401)를 둘러싼 4개의 스케일링 블록이 있을 수 있습니다. 루프 110a에서 1단계 피드백 스케일링 블록, 아래에서 설명할 것이다.
일반적으로 각 스케일링 블록은 Q-향상 공진기와 Q-버릇 없는 공진기. 대안적으로, 공진기는 Q-향상만을 허용하는 증폭기만을 사용하는 Q-강화 공진기일 수 있다. 위에서 언급한 바와 같이, Q-강화 공진기는 여전히 Q-향상을 재정의하고 필요에 따라 원하는 Q-버릇있는 성능을 제공하는 스케일링 블록을 포함하는 ATLn 엘리먼트의 피드백 루프 내에 중첩될 것이다. 이는 물론, 공진기는 바랙터 다이오드, 전환된 이산 커패시터, 가변 유전체 커패시터, MEMS와 같은 가변 커패시터를 포함하는 임의의 유형의 주파수 튜닝 공진기일 수 있다는 사실로부터 명백할 것이다. 가변 커패시터, 고정 인덕터, MEMS 변수 인덕터 와 같은 가변 인덕터 또는 기계적으로 조정 가능한 공진기.
ATL 위상 시프터
ATL1 코어 모듈의 폐쇄 루프 통과대역은 중심 주파수의 개방 루프 위상 이동이 360도의 배수인 주파수 범위로 구성되어 있는 것으로 나타났습니다. 따라서 직렬로 연결된 ATL1 코어 모듈의 숫자 n에는 직렬 연결 전반에 걸쳐 위상 제어가 있어야 합니다. 예를 들어, n=3이고 위에서 언급한 ATL3을 만드는 직렬로 연결된 3개의 ATL1 코어 모듈이 있는 경우, 종단 간 위상 시프트가 360도의 배수되도록 위상 제어를 제공해야 합니다.
우리는 나중에이 단계 제어를 수행 하는 다양 한 방법이 있다는 것을 보여 줄 것 이다.
ATL1 코어 모듈의 토폴로지
이제 도 4에 도시된 바와 같이 피드백 루프를 폐쇄하기 위한 단일 공진기 성분(1401, 단일 게인 또는 스케일링 블록(802) 및 결합기(1404)를 포함하는 ATL 회로의 제1 차라고 설명될 것이다. ATL1은 ATL 가변 필터의 모든 변형이 이 ATL1 코어 모듈의 다양한 조합을 사용한다는 점에서 ATL 가변 필터의 핵심 모듈입니다.
ATL1 코어 모듈의 중심 주파수 제어가 생략된 경우 ATL1 코어 모듈은 단순화된 방식으로 설명될 수 있다. 이는 이 ATL1 코어 모듈을 기반으로 하는 직관적인 ATLn 변형을 이해하는 방법을 제공합니다. 일 예에서, 공진기(1301)는 다음의 전달 기능을 가진 제2 차 대역통과 필터일 수 있다:
D와 Ω O . 게인 G 802는 가변적이며 닫힌 루프 Q를 제어합니다. 공진기(1401)를 통과하는 위상 이동은 이상적으로 0도입니다. 물리적 구현에서 위상 시프트는 기생 및 전송 효과로 인해 일반적으로 0이 되지 않지만, 구현 회로는 G 802와 관련된 위상 이동 요소를 필요로 할 수 있습니다. 모든 기생 및 전송 단계 효과, 나중에 설명 된 대로. 주파수를 변경하려면 Ω O ATL1의 공진기의 공진기는 이 섹션에서 무시됩니다.
본 명세서에서 사용되는 표기명에 따라, 제1차 ATL1 코어 모듈은 1차 공진기를 가지고 있음을 주목해야 한다. "순서"로 지칭되는 것은 전체 공진기를 구성하는 사용되는 SOS(2차 섹션)의 수입니다. SOS 전송 함수는 분모의 두 번째 순서인 주파수 변수의 Laplace 함수를 나타냅니다. 현재 맥락에서 SOS는 위에서 볼 수 있듯이 항상
어디 Ω O 는 초당 라디안의 공진 주파수이며, D 감쇠 계수이며, 는 실제 상수입니다. 도 3에서 f로 의 매핑은
F N = Ω N /2π
Q에 대한 매핑은
이 토론에서{F N ,Q} 다음 과 함께 상호 교환적으로 사용할 수 있습니다. .
근궤적법을 사용하여 ATL1의 작동에 대한 통찰력 있는 분석이 가능하다. 근궤적은 가변 루프 이득이 주어졌을 때 폐루프 시스템의 극을 결정하는 표준적인 방법이다. 여기에서 근궤적을 계산한 결과는 폐루프 극들이 루프 이득 G에서의 변동에 따라 변화할 때의 폐루프 극의 궤적으로서, 도 5에서는 이러한 예들이 나타나 있다. 도 5는 도 4의 1차 변수 필터의 근궤적이다. 라인 1504 및 1508에서 극점의 근궤적들이 나타나는 반면, 1502 및 1504에서는 극점들이 나타난다. 이를 통해 스퓨리어스 통과대역과 ATL1의 동조 한계를 알 수 있다. 초기 예시로 가정하자 Ω O = 1 및 D = 0.5, ATL1 SOS 공진기는 이 예제에서 매우 낮은 Q를 가있습니다. 공진기의 전달 함수의 보데 플롯은 도 4에 도시된 제1차 변수 필터의 보데 플롯인 도 6에 도시되어 있다. 도 6은 주파수에 따라 진도 612 및 위상 614 변화의 플롯을 나타낸다. 이 예에서 가정된 높은 감쇠 계수(낮은 Q)로 인해 주파수에 따른 위상 변화는 공진 주위에서 다소 점진적입니다.
이제 우리는 폐쇄 루프 극에 피드백 이득 G의 효과를 고려한다. 이는 0도 근궤적 계산에 의해 계산되며 도 5에 도시되어 있다. 여기서 ATL1 코어 모듈 SOS 공진기의 극은 x(1502 또는 1504)로 표현된다. 라인(1506)은 폐쇄 루프 게인 G가 0에서 1.2로 증가함에 따라 폐쇄 루프 루트 궤적입니다. 숫자 1502로 표시된 극의 궤적입니다. 컨쥬게이트 폐쇄 루프 루트 궤적(1504)의 근궤하는 라인(1508)이다. 이러한 이동은 jωS 평면의 축(복잡한 주파수 변수의 도메인에 있는 루트 궤적)
s = σ + jΩ)는 폐쇄 루프 게인 G가 증가함에 따라 점진적으로 더 높은 Q를 나타낸다. 닫힌 루프 이득이 Q 버릇과 같이 감소된 경우, 극 1506 및 1508의 루트 궤적이 jω 축(도 5에 도시되지 않음). 도 5에서, 근궤위궤가 우측 평면으로 교차할 때, 폐쇄루프 뿌리는 불안정하다.
이 불안정한 작업 영역에서 ATL1은 사용할 수 없으며 루트 궤적의 의미가 없습니다. 따라서 우리는 폐쇄 루프 극이 왼쪽 평면 (LHP)에 남아있는 G의 범위에 플롯해야합니다. 덧붙여, 닫힌 루프 극이 일치하는 G의 값에 대해 jω ATL1은 공진 주파수에서 진동합니다. 을 통해 이 예제에서 정규화됩니다. . 루트 그래프의 방사형 점선은 D의 감쇠 값을 나타냅니다. Q는 D의 관계에 따라 관련될 수 있습니다. , 위에 표시된 대로. 또한 이 예제에서는 루트 궤적에서 교차하는 게인 G 값은 jω 축과 ATL1이 불안정해지면 G = 1입니다.
개방 루프 SOS ATL1 공진기의 Q가 감소함에 따라 초기 정방향 경로의 필터링은 주파수의 10년 당 20dB 변화에 의해 제한됩니다. 이에 대한 문제점은 대역 외 신호와 광대역 노이즈가 신호의 첫 번째 전진 패스에 의해 크게 감쇠되지 않는다는 것입니다. ATL1 Q가 증가함에 따라, 이들 대역 외 신호는 도 4의 ATL1 회로에서 합산 블록(1404)에서 감산되는 경우에만 출력에서 제거된다. 이는 게인 블록(802)을 통해 흐르는 신호가 커야 한다는 것을 의미한다. 이를 줄이기 위해, 하나는 1) SOS 피드백 공진기의 Q를 제기하거나, 2) 추가 SOS 피드백 공진기를 추가하는 옵션이 있다.
SOS 피드백 공진기를 추가하면 ATL2가 생성됩니다. 세 번째 SOS 피드백 공진기를 추가하면 ATL3이 생성됩니다.
SOS 공진기에 대한 가변 Q를 구현하는 또 다른 방법은 'Q-스포일러'로, SOS의 손실을 증가시킬 수 있는 가변 FET 회로 또는 PIN 다이오드와 같은 SOS의 가변 저항 요소를 통해 구현되어 Q를 감소시킨다. 이는 일반적으로 원하는 것보다 더 높은 Q를 갖도록 설계되었을 수 있는 SOS의 감쇠 계수에 영향을 줍니다. 가변 저항기는 SOS의 극이 더 멀리 떨어지므로 Q를 감소 (전리품) JΩ 위에서 언급 한 대로 LHP에 축. 이는 고정된 낮은 Q를 가진 SOS가 구현된 경우보다 이상값의 더 높은 감쇠를 허용하는 자유도(DOF)입니다. Q-스포일러 회로의 일 실시예는 도 7에 도시된 병렬 공진 SOS(1701)에 기초한다. 이 때 Q-스포일러는 공진기(1701)와 병행하여 삼각영역에서 작동하는 FET(1702)와 함께 구현되고 Q-스포일러 제어 전압(1704)에 의해 제어되어 동등한 가변 저항 기능을 제공한다. 또 다른 구현에서 FET 1702는 PIN 다이오드로 구현될 수 있다. 이러한 설계 옵션은 본원에 기재된 임의의 적응형 필터 회로에 통합될 수 있음을 이해한다.
ATL1 상세 한 예
도 14를 참조하면, 단일 공진기(2702)는 피드백 이득(2704)을 가진 고정 공진기 회로이다. 단순화를 위해, 이 회로의 Q를 수정하고 게인 블록(2704)의 양극 게인 요소 G를 사용하는 대체 방법은 G가 Q-spoiling에 대해 음수이거나 Q-향상에 대해 양수일 수 있는 경우 무시됩니다. 게인 블록(2704)은 2포트 게인 블록으로서 음성 또는 양성 저항을 가진 하나의 포트 게인 블록으로서 배치될 수 있는 것으로 이해된다. 음저항은 G가 0보다 크고 Q-향상을 제공합니다. 반면에 포지티브 저항은 Q-버릇을 제공하는 음의 G와 동일하다.
양성 G 1510에 대한 양성 주파수 폐쇄 루프 극의 근궤하는 도 15에 도시되어 있다. 이는 클로즈 루프 폴이 jω 축. 마찬가지로, 음수 G 1610에 대한 근궤는 도 16에 도시되어 있다. 이는 닫기 루프 폴이 jω 축.
도 17은 중성 Q(G=0)(1710) Q-향상을 가진 통과대역 응답의 예를 나타남을 나타낸다.
(G = 0.15) 1712 및 Q-버릇 (G = - 0.5) 1714. 피드백 게인 G의 작은 변화로 대역폭을 쉽게 조절하는 방법을 참고하십시오.
공진기 R이 ATL1의 공진 주파수를 변화시키는 수단을 포함하는 경우를 고려한다. 주파수 응답 예는 도 18에서 R의 공진이 0.9(라인 1810), 1(라인 1812) 및 G=0.15에 대한 1.1(라인 1814)의 주파수 값 ω을 정규화하는 데 있다. 한 주파수에서 다음 주파수로 조정하는 데 필요한 시간은 ATL1 대역폭의 왕복과 거의 같습니다.
ATL3의 토폴로지
도 10에 도시된 3차 가변 필터 ATL3은 3개의 캐스케이드ATL1 SOS 공진기를 포함하고 있으며, 각각피드백 루프(1010)를 포함하는 각각의 공진기의 중심 주파수를 변화시키는 방법, 및 Q의 Q를 변경하는 방법을 포함하고 있다. 공 진 기. ATL2와 마찬가지로, 유닛 게인 버퍼(102)는 모든 공진기(1301)와 컴바인자(1404) 사이에 배치되어 피드백 루프를 닫는다. 도 10은 또한 입력(1012, 출력 1014, 및 게인 블록) 및 이득 블록(1016)을 나타낸다. 이 및 기타 ATLn 구성에서 개별 공진기의 중심 주파수와 게인을 개별적으로 제어하는 기본 능력에 유의하는 것이 중요합니다. 처음에 각 공진기의 중심 주파수를 동일하게 설정하고 나중에 다른 중심 주파수로 ATL3에 대해 논의합니다.
삼중 공진기의 보데 플롯은 각각 동일한 중심 주파수를 가지며, 11에 나타내며, 여기서 삼중 공진기의 대역 개방 루프 감쇠는 낮은 Q 공진기를 기반으로 하는 주파수에서 10년당 60dB로 볼 수 있다. 도 11은 크기 1110 및 위상 1112의 플롯을 나타낸다. 0도 근궤은 D=0.5 또는 Q=1에 대해 도 12에 도시되어 있다. 루트 궤적 3 개의 루트 궤적 2306a/b/c 및 2308a/b/c 오픈 루프 극의 각 삼중에서 방출 되는 2308a/b/c 'x'에 의해 다시 표시, 이미지 스케일링 하면 세 개의 개별 루트를 구별 하는 데 불가능 하 게. 루트 궤적 2306a/2308a 중 하나는 이전과 정확히 같은 윤곽을 따르고 다른 루트 2306b/2308b는 왼쪽 평면(LHP)으로 더 나아가 회로에 영향을 미치지 않습니다. 그러나, 제 3 극 궤적 2306c/2308c는 JΩ 축. 이것은 잠재적으로 의도 된 통과 대역보다 훨씬 낮은 주파수에 스퓨리어스 모드를 발생시다. 그러나, 지배적 인 극이 j에 충분히 가깝게 얻는 게인 G에서Ω 원하는 높은 Q 폐쇄 루프 극을 실현하기 위해 축,이 잠재적으로 번거로운 극은 여전히 j에서 멀리Ω 실용적인 구현에서 무시할 수 있는 스퓨리어스 응답을 일으킵니다. Serendipoitously, ATL3 SOS 공진기의 Q가 증가함에 따라 D가 감소되도록, 이러한 잠재적으로 번거로운 뿌리는 도 13의 영도 근궤적 예에 도시된 바와 같이 LHP내로 더 나아가다. 13이는 2404에서 2406c의 궤적 과 함께 D=0.1, 또는 공진기 Q=5에 대해 계산된다. 모든 ATLn 구현과 마찬가지로, 루트 궤적이 LHP에 머무를 때 안정성이 달성되며, 이는 각 개별 공진기에 대해 폐쇄 루프 게인 G < 1에 대해 발생합니다. 이것은 아래에서 더 자세히 설명될 것입니다.
ATL3의 토폴로지는 세 가지가 가능하다.
도 19를 참조하면, ATL3 토폴로지 1 (ATL3 T-1)은 세 개의 개별 ATL1 모듈로 구성되며, 각 모듈은 개별적인 조정 중심 주파수 및 Q를 가지며, 각각 가변 이득을 가진 피드백 루프와 결합되어 있다. 이러한 설정은 3차 필터 특유의 분해에 필요한 6도의 조정도(degrees of adjustment)를 제공한다. 도 19에는 공진기(1301), 피드백 루프(110), 버퍼(102)가 도시된다. 도 21의 좌측은 S-평면상의 ATL3 T-1의 극의 이동을 나타낸다.
도 38에 도시된 바와 같이, ATL3 토폴로지 2 (ATL3 T-2)는 최종 ATL1의 출력을 제1 ATL1의 입력에 연결하여, 직렬로 연결된 세 개의 ATL1 코어 모듈의 주변에 단일 피드백 루프(3810)를 추가하는 것을 고려한다. 도 38에는 입력(3812), 컴바이너(3814), 공진기(3816), 출력(3818), 그리고 이득 블록(3820)이 도시되어 있다. 그러나, ATL3 T-2은 개별 ATL1 코어 모듈 내에 피드백 루프가 없다. 이후 설명하겠지만, 이러한 토폴로지에 의해 사양이 부족하도록 설계되고, 이는 이들 토폴로지의 실행이 엄격한 설계 실행 기준을 충족하지 못한다는 것을 의미한다. 그러나 설계에는 항상 트레이드오프가 있으므로 이점도 있을 수 있다.
도 20에는 세 개의 ATL1 코어 모듈을 둘러싸고 2중 피드백 경로가 형성되어 있는 ATL3 Topology 3 (ATL3 T-3)이 도시되어 있는데, 개별 ATL1 코어 모듈은 독립된 Q 및 중심 주파수 제어를 포함한다. 도 20에는 공진기(1301), 버퍼(102), 피드백 루프(110), 그리고 2중 피드백 경로(110a)가 도시되어 있다. 도 21의 우측도는 추가적인 ATL3 2중 피드백 루프(110a)와 관련된 S-평면 상의 극의 이동을 도시한다. 도 21의 화살표 3602는 음의 피드백(Q-손상)을, 그리고 화살표 3604는 양의 피드백(Q-향상)을 나타낸다. 도 21의 우측도는 S-평면 상의 ATL3 T-3의 극의 이동을 나타낸다. 지배 극점만이 jω 축에 대한 거리가 변한다는 것에 유념하자.
이러한 극점 제어로 인해, ATL3 T-3을 구현하는 것이 선호되며, 이후 ATL3에 대해 이 토폴로지를 적용할 것이다.
튜닝 가능한 아날로그 ATL3의 극 제어를 통해 가변 대역폭 필터에 대한 통과대역을 제어하여 다양한 복잡한 필터 응답을 구현할 수 있습니다. 이 ATL3 토폴로지에서 발생하는 지배적인 극의 특성은 이 ATL3 토폴로지를 단일 극 필터 구현으로 간주하도록 이끈다.
또한 ATL3을 구성하는 ATL1 코어 모듈의 약간의 디튜닝을 통해 ATL 가변 필터에 필요한 위상 제어가 구현될 수 있음을 나중에 보여 드리겠습니다. 이러한 방식으로 별도의 위상 제어 요소가 필요하지 않아 설계 및 제작을 단순화할 수 있습니다.
버터워스 밴드패스 필터 응답 복제 예
먼저, 예를 들어, 정규화된 주파수를 중심으로 하는 밴드패스 필터로 클래식 한 3차 패시브 버터워스 필터를 고려할 것입니다. Ω = 1. 버터워스 필터는 선형 통과대역 위상이 요구될 때 특히 사용되며, 따라서 일정한 그룹 지연에 가깝습니다:
이 고전적인 패시브 버터 워스 필터의 총 전달 기능은 다음과 같이 작성됩니다:
이 필터는 DC(0,0)에서 6개의 극과 3개의 영점의 6차 필터입니다. 주파수(3510) 및 상(3512) 응답은 도 35에 제시된다.
이러한 버터워스 중심 주파수 주위의 주파수(3610) 및 위상(3612) 응답의 세부사항은 도 36에 도시되어 있으며, 여기서 위상 시프트가 상당히 선형적이지만 정확히 그렇게 되지는 않는다는 것을 확인할 수 있다:
이 버터워스 극영지 맵은 도 37에 도시되어 있다. 하나는이 고전적인 수동 버터 워스 필터에 대한 통지합니다;
위상 이동은 중심 주파수에서 0도입니다.
우리는 6 극과 3 제로를 참조하십시오. 우리는 단지 양극 주파수에 대한 극을 고려하고 따라서 각 극이 컨쥬게이트 극을 가지고 있음을 이해하는 3 차 필터에 대해 이야기합니다.
두 측면 극은 j에 대한 거리의 약 절반입니다.Ω 축을 중심 극으로 사용합니다. 이것은 이 패시브 버터워스 극이 중앙 극의 Q를 두 번 가지고 있음을 의미합니다.
버터워스 및 체비셰프 필터 성능 복제를 위한 ATL3 선호 토폴로지 결과
선호하는 ATL3 토폴로지의 경우, 3개의 ATL1 코어 모듈의 배열은 논의된 바와 같이 3개의 공진 극을 실현할 수 있습니다. 위에서 설명한 고전적인 패시브 버터워스 필터와 마찬가지로, 이것은 또한 고전적인 패시브 3차 Chebyshev 형 대역 통과 필터와 유사한 결과를 제공하는 데 사용될 수 있다.
도 19를 참조하면, 동등한 Chebyshev 방식은 3개의 ATL1 코어 모듈을 사용하여 도시되며, 여기서 공진기(1401)는 각각 스케일링 블록(도시되지 않음)을 가진 피드백 경로(110)를 가지며 버퍼(102)에 의해 분리된다. 이 예에서, 3개의 ATL1 코어 모듈의 극은 전술한 바와 같이 생성되고 임의로 jω 축.
특정 필터 반응을 실현하기 위해 극을 임의로 배치하는 경우, 도 19의 각 개별 ATL1 코어 모듈에 대한 Q-증강/전리품을 제공할 수 있다. 그러나 6개의 컨트롤이 필요하므로 컨트롤이 더 복잡해집니다. 또한 공진기의 순서는 일반적으로 무관하므로 컨트롤에 중복성이 있습니다. 이것은 나중에 논의 될 극 배치 안정성 추적 알고리즘에 혼란을 추가합니다.
간소화된 대역폭 제어를 위한 2단계 피드백
도 20은 2중 피드백 루프가 도입된 간단한 대역폭 제어를 도시한다. 이 경우, 각 ATL1 코어 모듈 주변의 피드백은 공통의 제어 소스(미도시)로부터 도출되며, 각 ATL1 코어 모듈 피드백 루프는, 위에서 설명한 바와 같이, 이득 블록(미도시)을 갖는다. 따라서 도 21의 좌측도에 도시된 바와 같이, ATL1 코어 모듈의 1차 레벨 제어에 의해 세 개의 극점은 jω 축에 가까워지거나 멀어지는 방향으로 함께 움직인다.
세 개의 개별 ATL1 코어 모듈을 둘러싸고 형성되는 외측의 2차 레벨 제어 루프(110a) 역시 이득 블록을 갖는다(미도시). 도 21에서 도식적으로 표현된 바와 같이, 선호하는 ATL3의 2차 제어를 추가적으로 실행함으로써 외측 극점을 분산시키고 중심의 지배극점을 jw 축 방향으로 또는 반대방향으로 이동시킬 수 있다. 세 개의 극점이 반대 방향으로 움직일 수 있다는 것이 중요하다. 이러한 중요한 결과로 인해, 주파수 응답을 같은 수준으로 유지하면서도, 필터의 대역폭을 보다 쉽게 제어할 수 있다.
이 ATL3 구현 평가에서는 다음과 같은 특성을 가진 세 개의 ATL1 코어 모듈 공진기로 간주됩니다:
이렇게 하면 극이 다음에서 찾습니다.
:
이제 이 세 개의 ATL1 코어 모듈 공진기각각은 3개의 캐스케이드개별 ATL1 코어 모듈이 되도록 피드백 루프를 가지고 있다는 것을 고려하십시오. 근궤하는 도 22에 도시되어 있다.
도 22를 참조하면, 'x' 3702a/b/c는 0의 피드백 이득으로 극의 위치를 지정한다. 이득은 오른쪽 여행에 대한 긍정적 이다 3704a / b / c를 향해 jω 축(Q-enhancement) 및 왼쪽(Q-spoiling)에 대한 3706a/b/c의 축입니다. 음의 저항 증폭 (Q-향상)의 관점에서, 그것은 저항이 루트 궤적의 왼쪽 소동및 오른쪽 여행에 대한 부정적인 저항에 대한 긍정적 인 저항 (Q-spoiling)와 함께, 'x'의 위치에 0임을 의미할 것이다. 컨트롤이 일정한 자연 공진 주파수의 윤곽을 따라 이동하는 방법을 참고하십시오. 각 루트 궤적에 대한 피드백 이득의 범위는 -1 < 0.9입니다.
도 23은 피드백 이득이 0(라인 2310), -1.0(라인 2312) 및 0.9(라인 2314)일 때 3개의 ATL1 코어 모듈의 정규화된 주파수 응답을 나타내며, 중성 게인(G=0)에 비해 Q-enhancement(양성 G) 및 Q-spoiling(음의 G)의 효과를 나타낸다. 이 플롯의 경우 플롯을 더 명확하게 하기 위해 피크 진폭이 1로 정규화되었습니다.
다음으로 공진기가 G = - 0.9의 이득으로 Q 버릇된 ATL1 코어 모듈인 세 개의 공진기가 있는 수정된 선호하는 ATL3 토폴로지를 고려하십시오. 도 24는 레벨 2 피드백 이득이 G=0일 때 이러한 바람직한 ATL3 토폴로지때 주파수 응답(2410)을 나타낸다.
다음으로 선호하는 ATL3 토폴로지 레벨 2 피드백을 변경하여 3차 수동 Chebyshev 대역 통과 필터 응답처럼 보이게 하는 방법을 살펴보겠습니다.
도 25를 참조하면, 좌측 플롯은 음의 바람직한 ATL3 토폴로지 레벨 2 피드백과 오른쪽 플롯은 양성 바람직한 ATL3 토폴로지 레벨 2 피드백에 대한 것이다. 위에서 설명한 대로 중앙 극을 기준으로 측면 극의 위치를 조정하는 데 이 방법을 사용하는 방법에 유의하십시오.
도 26은 바람직한 ATL3 토폴로지 레벨 2 피드백이 필터의 대역폭을 제어하는 데 사용될 수 있는 방법을 나타낸다. 양수 수준 2 피드백은 필터 대역폭을 좁히고 음수 수준 2 피드백은 이를 확장합니다. 이 컨트롤에는 매우 적은 양의 기본 ATL3 토폴로지 수준 2 피드백만 필요합니다. 도 26에서, 레벨 2 피드백은 지시된 바와 같이 0(라인 2610), -0.002(라인 2612) 및 +0.002(라인 2614)이었다
보시다시피, 바람직한 ATL3 토폴로지 레벨 2 피드백 제어도 도 20. 실질적으로 구현될 수 있는 효과적인 대역폭 제어 수단을 허용한다.
선호하는 ATL3 토폴로지의 비틀거리는 중심 주파수
이제 도 20에 나타난 바람직한 ATL3 토폴로지에 대한 수정을 고려하십시오.
S-평면, 이전 으로 간주 되었다. 이는 바람직한 ATL3 토폴로지 폐쇄 루프 주파수 응답의 제어에 더 많은 유연성을 제공할 수 있다. 이러한 향상된 유연성의 장점은 다양한 주파수 응답을 얻을 수 있다는 것입니다. 이러한 추가적인 유연성은 본 공개의 범위를 벗어난 일부 응용 프로그램에서 중요합니다. 엇갈래진 주파수 공진기의 예로, 정규화된 SOS 공진기 의 경우 ω = 0.9 rad/sec, 1.0 rads/sec 및 1.1 rads/sec의 경우, D는 세 개의 공진기에 대해 0.15(Q = 3.33)로 고정되어 있습니다. 이 3개의 SOS 공진기의 보데 플롯은 도 27에 주어지며, 크기는 2710에 도시된 위상과 함께 더 평평한 패스 밴드의 잠재력을 나타내고 2712에 도시된 위상이다.
도 28은 본 구성의 0도 근궤를 나타내며, 이는 3개의 SOS 공진기가 각각 동일한 중심 주파수를 가지는 도 12에 도시된 것과 매우 유사하다.
ATL 토폴로지 요약
요약하자면, ATL1 코어 모듈은 많은 애플리케이션에 대해 양호한 대역 패스 필터링 성능을 제공할 수 있다. ATL1 코어 모듈은 ATL 개념의 기본 주파수 튜닝 및 Q 조정을 제공합니다.
그러나 ATL2 및 ATL3 필터는 응용 분야에 맞게 조정할 수 있는 유연성을 제공할 수 있습니다. ATL3은 일반적으로 발생하는 폐쇄 루프 Q 값에 대해 대역 외 신호의 최상의 거부를 제공합니다.
극 루트 궤적의 분리에 의해 레벨 2 피드백의 구현은 n ≥ 2에 대한 폐쇄 루프 ATLn 극의 루트 궤적을 구성하는 비교할 수 없는 기능을 제공합니다. 도 28에 도시된 바와 예시된 바와 같은 극 분리는 도 21에 도시된 바와 같이, ATL3의 핵심 속성이다.
ATLn을 위한 위상 시프트 제어
일반 위상 이동 제어 고려 사항
위에서 언급했듯이, 조정 가능한 위상 시프터는 일부 회로 제어를 제공하기 위해 사용될 수도 있습니다. ATL 기반 회로의 맥락에서 사용될 수 있는 조정 가능한 위상 시프터의 몇 가지 예는 아래에 설명될 것이다. 적절한 수준의 성능을 제공하는 다른 유형의 위상 이동 요소도 사용할 수 있습니다.
ATL3는 3개의 ATL1 코어 모듈로 구성되어 있으므로 이 ATL1 코어 모듈의 위상 제어를 검토하는 것이 중요합니다. ATL1 코어 모듈의 폐쇄 루프 통과대역은 개방 루프 위상 시프트가 360도의 배수인 주파수 범위를 중심으로 형성되는 것으로 나타났습니다. 단일 패스밴드만을 가지는 것이 바람직한 바와 같이, 공진기의 통과대역은 360도 위상 시프트의 배수의 주파수와 일치하도록 배치될 수 있다. 공진기 피크 주파수가 잘못 정렬된 경우, 통과대역이 왜곡될 수 있지만 닫힌 루프 응답 피크는 여전히 360도의 배수가 달성되는 주파수와 일치합니다.
위상 제어는 원칙적으로 공진 주파수에서 신호 위상 시프트를 변경할 수 있는 임의의 회로일 수 있다. 주파수 대역에 걸쳐 일정한 위상 시프트를 제공할 필요가 없으며 주파수 대역에서 일정한 지연을 제공할 필요가 없습니다. 위상 시프트 함수의 필수 특성은 다음과 같습니다:
제공된 위상 시프트는 ATL1의 폐쇄 루프 Q 종속 대역폭 전반에 걸쳐 비교적 원활해야 합니다;
대역 전반에 걸친 위상 이동은 제어 전압(p)을 따릅니다. 이는 도 39에 도시된 바와 같이, 여기서 p1(라인 3910) 및 p2(라인 3912)는 제어 전압 p의 두 가지 뚜렷한 값을 나타내고 곡선은 주파수를 가진 전형적인 위상 응답을 보여준다. 도 39는 또한 ATL1 밴드 3914를 나타낸다.
위상 시프터를 통한 전달 함수의 크기는 ATL1의 Q 종속 대역폭에 비해 크게 달라서는 안 됩니다.
가변 위상 시프트는 전송 라인을 따라 균일한 바랙터 다이오드 서열로 구성된 가변 지연 라인으로 시작하여 도입될 수 있다. varactor 전압을 변화시킴으로써, 그룹 지연은 변화될 수 있고, 그룹 지연을 변경함으로써, 위상이 이동될 수 있다.
varactors의 배열은 길이와 간격이 유한하기 때문에 주파수 측면에서 비균일 진폭 응답을 갖습니다. 이러한 맥락에서, 단일 바랙터는 가변 정전용량을 가진 낮은 Q 공진기와 유사하게 작용하며, 3개의 바랙터는 ATL3에서와 같이 3개의 결합된 공진기와 유사하게 작동한다. 따라서, 소수의 바랙터 다이오드는 원하는 주파수 범위에 걸쳐 합리적으로 균일한 크기 응답을 가진 가변 그룹 지연을 가지는 구조를 생성함으로써 가변 지연 선을 근사화하는데 사용될 수 있다. 마찬가지로, 사분면 변조기 칩에 사용되는 90도 하이브리드 커플러는 본질적으로 적당한 주파수 범위에서 작동하는 힐베르트 변압기입니다. 즉, 가변 위상 시프터, 공진기, 지연 라인 및 사분면 변조기는 주파수 범위에 걸쳐 가변 지연을 제공하기 위해 배열되고 최적화된 회로로 간주될 수 있습니다.
가변 공진기 및 가변 위상 시프터를 일반화하고 ATLn에 적용한 맥락에서 기능적으로 유사하다는 것을 인식함으로써, 각 서브 회로가 제어될 수 있는 루프에서 복수의 서브 회로를 사용할 수 있다. 복수의 제어 전압에 의해 제어될 수 있는 원하는 지연 및 진폭 응답을 부여한다.
ATL1을 위한 위상 시프트 제어
ATL1 코어 모듈은 단일 가변 공진기 서브 회로입니다. 잠재적으로 신중한 설계를 통해 위상 시프트는 공진기의 통과대역 내에서 원하는 주파수에서 360도의 배수일 수 있습니다. 공진 주파수를 이동하여 위상을 동등하게 이동합니다. ATL1 응답 피크는 루프 위상 시프트가 360도의 배수인 곳에서 발생합니다. 가변 공진기만을 가진 ATL1의 한계는 공진기의 위상 시프트 조정이 제한된다는 것입니다. 따라서 루프에 큰 위상 오차가 있는 경우 단일 공진기의 범위가 충분하지 않으므로 변수 및 고정 위상 시프터가 추가되어야 합니다. 그러나, 일반적인 위상 시프트 제어 고려 사항에 대한 위의 논의에 기초하여, 이것은 일련의 지연 제어 가능한 서브 회로의 수를 스트링하는 것과 같다.
이제 가변 위상 시프터에 다른 공진기를 대체하는 것이 좋습니다. 위상 시프터는 크기 면에서 평평한 주파수 응답을 가지므로 더 큰 주파수 범위에서 사용할 수 있지만, 이는 칩에 통합하기 어려운 구성 요소를 추가하는 데 드는 비용이 듭니다. 세 개의 공진기가 추가되면 이는 ATL3의 특수 대/소문자 아키텍처와 동일합니다. 이는 도 34에 도시된 바와 같이, 입력(3410) 및 출력(3412) 및 3개의 가변 공진기(502)는 ATL1 엘리먼트, 피드백 경로(110, 커플러 104, 및 게인 요소)일 수 있고, 이는 제어될 수 있다.
또한 3개 이상의 공진기 섹션이 있을 수 있음을 인식할 것이다. 더 많은 제어 가능한 공진기가 존재하면 더 많은 지연 조정이 가능하고 고정 또는 가변 위상 이동 요소를 추가하지 않고도 더 넓은 주파수 범위의 튜닝을 의미합니다.
또한, 위에서 언급한 바와 같이, 디튠된 공진기는 제어 가능한 위상 시프트를 추가하는 것으로 밝혀졌다. 이 중요한 사실은 별도의 위상 이동 제어 요소에 의존하지 않고 제어 가능한 겸손한 위상 시프트를 추가하는 데 사용할 수 있습니다.
명시된 바와 같이, 위상 시프터는 ATL1 폐쇄 루프 설계에서 필연적으로 축적될 초과 단계를 보상하기 위해 필요합니다. 개체는 의도된 공진 주파수에서 위상을 360도의 배수로 가져오는 것입니다. 따라서 위상 시프터 제어는 도 40에 도시된 이상화된 모델보다 ATL1의 성능을 더 향상시키지 않지만 실질적인 구현에 필요한 파라미터이다. 도 40은 공진기(4010)와 스케일링 블록(4012)을 상이한 위치에서 갖는 두 가지 구현을 갖는 ATL1의 이상화된 모델을 나타낸다.
구현에 관계없이 위상 시프트 함수에는
여기서 XR은 개방 루프 전송 함수이고 G는 루프 게인입니다. 전형적인 나이퀴스트 안정성 플롯은 실제 축의 양극 부분을 교차하는 궤적의 점이 360도의 배수인 개방 루프 상과 일치하는 도 41에 도시되어 있다.
주파수 응답은 1/G의 실제 축 점과 개방 루프 전달 기능 사이에 표시된 패서의 역으로(닫힌 루프 분모에 비해) 결정될 수 있습니다. F (jw). 이와 같이, 우리는 일반적으로 도 41에 도시된 바와 같이 공진 및 항공명 점의 세트를 가지고 있다. G가 증가함에 따라 1/G는 결국 진동이 발생하는 가장 바깥쪽 공진 점을 가로채는 왼쪽으로 이동합니다. 이것은 극이 Jw 축.
순수한 위상 변속기는
나이퀴스트 플롯을 시계 방향으로 회전하는 각도 Ａ 라디안. 그러나 회로가 무한히 복잡해짐에 따라 순수 위상 시프트는 구현할 수 없습니다. 좁은 주파수 범위에서만 이를 구현할 수 있습니다. 도 42를 고려하여 곡선 4210과 같이 작은 주파수 범위에 걸쳐 공진기의 나이퀴스트 플롯을 보여 준다. 다음으로 단계 적 이동을 가정합니다. Ａ 적용됩니다. 이제 공진 지점이 1/G에서 공진 점까지 증가함에 따라 공진 응답이 감소합니다. G가 증가함에 따라 ATL1은 공진 점 대신 A 지점에서 정점을 기록합니다. 또한 G가 증가함에 따라 ATL1의 피크 폐쇄 루프 응답이 주파수에서 이동하므로 바람직하지 않습니다. 따라서, 우리는 의 위상 변화를 추가 할 -Ａ 즉, 나이퀴스트 곡선(4212)을 다시 곡선(4210)으로 보상합니다.
유한 한 Q에 대한 피크 응답이 반드시 360도의 배수인 개방 루프 위상 시프트와 일치하는 주파수가 아님을 알 수 있습니다. 그러나 Q가 큰 값으로 증가함에 따라 루프 위상은 360도의 배수에 근접합니다. 피크가 실제 축을 따라 되도록 개방 루프 전달 함수를 회전하면 위상 시프트가 올바르게 설정될 수 있습니다. 이 경우 Q가 향상되거나 버릇이 있을 때 주파수가 이동하지 않습니다. 따라서 위상을 올바르게 설정하려면 피크 통과대역 주파수가 G의 증가에 따라 어떻게 변하는지 살펴볼 수 있으므로 원하는 Q에서 G의 가장 작은 값을 얻을 수 있습니다.
또한 이 논의에서 분명하게 볼 수 있는 것은 필요한 위상 시프터 함수가 상수가 아니라 ATL1의 닫힌 루프 협대역 응답 범위에 대한 부드러운 함수라는 것입니다. 가장 간단한 위상 변속기 회로를 위상 시프트가 있는 RC 회로로 고려하십시오.
이 위상 시프터의 문제점은 varactor 정전 용량 C가 증가함에 따라 회로의 손실도 증가한다는 것입니다. 또한 위상 이동 범위는 충분하지 않습니다. 이러한 문제를 해결하기 위해 여러 RC 세그먼트가 사용될 수 있다. 이렇게 하면 두 가지 문제가 모두 해결되지만 더 높은 복잡성이 필요합니다.
원하는 칩 구현 가능한 위상 시프터는 비교적 작은 대역폭에서 원활하게 변화하는 지연을 제공하는 공진 지연 회로의 유형입니다. 이러한 위상 시프터는 도 43에 도시된 올 패스 회로로서, 저항기(4310, 커패시터 4312, 인덕터 4314, 및 차분 증폭기 4316)를 갖는다.
이 올 패스 회로의 전달 기능은
의 형태로 넣을 수 있습니다.
있는 Ω P 및 D P 추출할 수 있습니다. 도 43의 회로에서, R은 극및 영점의 위치를 제어할 수 있도록 하는 바행위자 다이오드로 구현된 FET 및 커패시터의 조합으로 구현될 수 있다. R이 증가하면 극이 JΩ 주파수 함수로서 위상 시프트가 가파르게 됩니다. 마찬가지로, 우리는 varactor 정전 용량을 변경하여 수직으로 극을 이동할 수 있습니다. 정규화된 주파수를 가진 이 모든 통과 네트워크에 대한 극 영점 도면은 도 44에 도시되어 있다.
이러한 올패스 회로의 정규화된 주파수 응답은 도 45에 도시되어 있다. 신호 크기 응답은 다음과 같은 것입니다.
원하는 대로 플랫, 주파수 및 varactor 제어 전압 g에 대한 제어로부터 분리된 위상의 직교 제어를 허용하는 단계; 및
위상은 ATL1의 통과대역을 통해 원활하게 변화하여 주파수가 감소하는 경사를 나타낸다.
올 패스 주파수를 변경하여 Ω P 위상 곡선은 왼쪽 또는 오른쪽으로 이동하여 지정된 패밴드에 대한 위상 제어를 제공할 수 있습니다. 도 45의 상수 진폭 응답은 루프 게인을 변경하지 않고 위상을 변경할 수 있다는 장점이 있다. 또한 이 위상 변속기의 범위는 360도에 육박합니다.
ATLn 위상 시프트 제어 고려 사항.
위에서 기술되는 바와 같이, 세 가지의 가능한 토폴로지 중 하나에 있어서, ATLn은 각 ATL1 코어 모듈의 직렬 연결을 포함한다. 각 ATL1 모듈은 독립적으로 실행되며 공진기의 Q값 및 중심 주파수 모두를 조정할 수 있으며 공진기 주변의 증폭기를 포함할 수 있다. 각 ATL1은 다른 ATL1 모듈과 분리되어 회로를 이용하여 버프를 커플링하며, 이론적으로 영의 위상 변이를 일으킨다.
이론적으로 공진기의 개루프 위상 변이는 통과대역의 중심 주파수에서 영도이어야 하며, 통과대역 전체에 걸쳐 매우 선형적이어야 한다. 이는 기생 없는 이상 공진기로 달성된다. 당업계에서 알려져 있는 바와 같이, 신호의 위상은 회로를 통과할 때 여러 요소에 의해 영향을 받을 수 있는데, 그 중 몇몇은 표유 컴포넌트 커패시턴스 및 인덕턴스를 포함하며 이는 "기생"이라 할 수 있다. ATL1 공진기(또는 ATLn에 있는 공진기)와 결합된 기생이 있고, 버퍼 증폭기와 결합된 위상 변이가 있다. ATLn에서, n ≥ 2일 경우, 과도 이상 변이는 360도를 초과할 수 있다. 분명히 과도 위상을 고려할 필요가 있다.
일반적으로, 기생이 대체로 최소이고, 잘 설계되고 해석되어, ATLn 회로를 적절한 주파수 동조 범위에 걸쳐 사용할 수 있다면, 칩 상의 ATLn에 대하여 고정 이상기가 적당할 수 있다. ATLn이 이산 컴포넌트로 실행되거나 표면 실장 아키텍처와 함께 실행되는 등의 다른 환경에서는, 회로를 통과하는 신호의 위상을 수정하는 가변 이상기를 포함하는 것이 필수적일 수 있다.
사용되는 위상 시프터는 회로의 실제 구현에 따라 달라집니다. 다양한 유형의 위상 시프터는 당업계에 공지되어 있으며, 일반 기술의 사람은 필요에 따라 적절한 위상 시프터를 ATLn에 통합할 수 있습니다. 위의 ATLn 토폴로지 논의 내에서, 우리는 ATLn을 포함하는 ATL1 코어 모듈에 대한 사소한 주파수 조정에 의해 순 루프 위상 오차를 용이하게 제어할 수 있기 때문에 별도의 위상 시프터 요소를 구현할 필요가 없다는 것을 보여주었다. 이 중요한 결과는 n > 1에 대한 ATL 가변 필터의 모든 ATLn 변형에 적용됩니다.
편광 스위칭 및 ATL1 위상 전환 제어
완전한 360도 기생 위상 시프트 제어를 달성하기 위해, 대안은 올 패스 위상 시프터와 함께 작동하는 가변 게인 블록의 출력에 편광 선택을 추가하는 것입니다. 게인 블록은 소스 전류를 제어하고 따라서 차동 증폭기의 게인을 제어하는 차동 증폭기 및 FET로 실현 될 수있다. 차동 증폭기의 두 출력 중 하나를 스위치로 선택할 수 있습니다. 편광 선택 가능한 출력(4610)을 갖는 가변 이득의 단순화된 개략성은 도 46에 도시되어, 게인 제어(4614)에 대한 입력(4612) 및 전류 조정을 갖는 것으로 나타났다.
이러한 게인 편광 스위칭 회로는 하단 FET를 통해 차동 FET 쌍을 통해 전류를 조정하는 것에 기초하여 게인에 대한 제어를 가진 차동 증폭기의 간단한 통합이다. 두 개의 차동 출력에서 출력을 선택하면 극성 선택이 제공됩니다. 대안은 전체 길버트 셀 통합을 사용하는 것입니다. 길버트 셀은 ATL3 구현에 필요한 것보다 더 정교합니다. 그러나 길버트 셀을 더 나은 선택으로 간주할 수 있는 다른 고려 사항이 고려 되지 않을 수 있습니다.
이 회로는 ATL1의 원하는 주파수로 설정되며, 이 경우 Ω = 1 및 분극 제어를 가진 모든 상 시프터는 기생 위상 변화를 보상합니다. 해당 주파수에서 위상 이동이 360도의 배수일 때 닫힌 루프 중심 주파수가 올바른 주파수에 있을 것입니다.
이러한 ATL1 위상 이동 제어 구현에 기초한 전형적인 나이퀴스트 플롯은 도 47에 도시되어 있다. 이 경우 기생 지연으로 인해 0.6 라디안의 위상 이동이 발생했습니다. 올패스 회로는 1.02의 공진으로 이를 보정하여 Ω = 0점은 실제 축의 절편점과 일치합니다.
이 기술의 사용은 ATLn 구현으로 확장될 수 있습니다.
편광 스위칭 플러스 ATLn 기반 위상 시프트 제어.
올 패스 네트워크는 공진기를 기반으로 하므로, ATL1 위상에 선호되는 위상 제어를 위한 올 패스 네트워크 회로의 대안으로 위에서 설명한 게인 스위칭을 포함하여 위상 이동을 위한 ATLn 회로의 구현을 조사합니다. 컨트롤. 활성 올패스 네트워크의 추가 부품을 제거하는 것이 합리적인 목표입니다. 또한 모든 패스 위상 시프터는 위상 변속에 필요하지 않은 일정한 크기를 제공합니다.
ATL3에서와 같이 3개의 공진기를 추가하여 튜닝성을 약간 향상시킬 수 있습니다. 동기부여는 임의의 기생 위상 변화를 수용하기 위해 공진기의 디튜닝을 줄이는 것입니다. 이로 인해 실제 축의 나이퀴스트 궤적은 실제 축에 더 수직으로 이동하여 대역 통과 가역 이음새가 줄어들고 닫힌 루프 통과대역 중심 주파수 및 대역폭을 보다 독립적으로 제어할 수 있습니다. 도 48은 3개의 캐스케이드 공진기(4810)와 함께 ATL3의 블록 다이어그램을 나타내고, 가변 게인 블록(4812)은, 이득 극성 선택 버퍼(4814, 합계 4816, 및 출력 4818)를 나타낸다.
ATL2와 마찬가지로, 절연 공진기(4910)는 필요하지 않으며, 도 49에 나타낸 바와 같이 3개의 필요한 공진기를 3개의 극과 함께 복합 밴드패스 필터로 그룹화할 수 있다. 또한 도 49에 도시된 이득 블록(4912, 합계 4914, 절연 버퍼 4916, 입력 4918) 및 출력 4920이다. 우리는이 ATL3에 1.5 라디안의 기생 위상 오류를 공급합니다. 공진기는 이 최악의 경우 기생 위상 변화를 수용하기 위해 각각 약 5%씩 디튠되어야 합니다. 또한, 앞서 설명한 바와 같이, 기생상 시프트가 1.5 라디안 이상으로 증가하면 가변 이득 블록의 다른 편광 출력이 사용된다. 도 50은 1.5 radian 기생위상 오차에 대한 보정을 가진 이득 스위칭을 가진 디튠된 ATL3 공진기의 나이퀴스트 플롯을 나타낸다. 위상 오차가 ±에러 에러가 주위에 있을 때 Π/2, 나이퀴스트 플롯은 가상 축에 대해 대략 대칭입니다. 이는 G의 편광이 Q 향상에 대해 동일한 성능을 제공한다는 것을 의미합니다.
이 경우 ATL3의 근 궤적 플롯을 고려하는 것이 흥미 롭습니다. 불행히도 기생 지연은 근궤적 플롯에서 직접 나타낼 수 없습니다. 그러나 우리는이 인스턴스에 대한 기생 지연을 무시하여 행동에 대한 합리적인 아이디어를 얻을 수 있습니다. 근궤하는 도 51에서 3개의 공진기 극의 경우에 플롯된다. Ω = D = 0.1의 감쇠 계수를 가진 1, 5의 Q에 해당합니다.
도 51 도 51 플롯에서 흥미로운 것은 루프 게인 G의 두 편광에 대해 폐쇄 루프 극이 분할되는 방법입니다.
왼쪽의 180도 루트 궤적 플롯에는 두 개의 지배적인 극이 JΩ 축. 따라서 이 두 극의 Q 향상이 있습니다.
오른쪽에 있는 0도 근궤단 플롯에서는 극에서만 Q가 향상됩니다.
이는 도 52의 주파수 플롯에 도시된 바와 같이 간단한 대역폭 제어이며, G=0을 나타내는 줄(5210) 및 G<0을 나타내는 줄 5212, G>0을 나타내는 라인 5214를 갖는 것이다. 편광 스위치를 통해 G 컨트롤을 변경하여 제어 가능한 두 대역폭 사이를 전환할 수 있습니다.
ATLn의 자체 교정
이제 ATLn을 지정된 응용 프로그램에서 하위 시스템으로 사용할 수 있는 방법에 대해 설명합니다. 이 예제에서는 다음 원칙에 따라 대상 응용 프로그램에 대한 ATLn의 성능을 조정하는 제어 전압을 설정할 수 있습니다.
공진기 블록은 중심 주파수 선택을 위한 바행위자 다이오드의 제어 전압에 기초할 수 있다;
상기 게인 블록은 ATLn의 신호 또는 피드백 게인 및 전체 대역폭(Q)의 스케일링을 제어하기 위한 제어 전압을 요구할 수 있고;
바액터 다이오드로 구현된 신호 위상 시프터는 추가 제어 전압이 필요할 수 있습니다.
신호 위상 이동은 a) 벌크 컴포넌트 레벨에서 구현을 위한 부품 및 상호 연결의 지연 및 위상 이동에서 발생합니다. b) 구성 요소 표면 마운트 레벨; 또는 c) 통합 칩 레벨. 피드백 루프의 이러한 위상 변경 사항을 루프의 전체 위상 이동을 적절하게 복원할 수 있는 위상 시프터로 보정해야 합니다.
요약하면 세 가지 제어 전압을 설정합니다.
F: 중심 주파수 제어 전압
G: 루프 게인 및 대역폭 제어 전압
P: 위상 조정 제어 전압
결정된 바와 같이 이러한 제어 전압은 대역폭(B로 표시) 및 중심 주파수(F로 표시)와 출력 {f,g,p}에 대한 응용 프로그램 또는 사용자 매개 변수 간의 매핑을 제공하는 조회 테이블(LUT)에 배치됩니다. LUT는 실제로 {B,F}를 포함한 입력 변수가 있는 3개의 개별 및 독립 테이블과 f, g 및 p에 대한 개별 설정으로 구성됩니다.
LUT 매니폴드 함수 집합이 {B,F} 공간의 작은 교정 지점에서 다소 부드럽고 정확한 보간이 면충분합니다.
이 예제에서는 기본 ATL1 교정 데이터가 LUT에 상주합니다. ATLn의 경우 3n 교정 LUT가 있으며 각 LUT에는
ㆍ단계에 대한 항목
ㆍ루프 게인 및 대역폭 제어를 위한 항목, 및
ㆍn 공진기 각각에 대한 주파수를 설정하기 위한 항목입니다.
따라서, ATL1의 경우, 3개의 그러한 LUT가 있을 수 있고, ATL3의 경우, 9개의 LUT가 있을 수 있다.
다음은 특정 구현과 관련이 있거나 관련이 없을 수 있는 다양한 고려 사항에 대한 설명입니다.
ATL1 교정 및 안정성 제어
먼저 단일 ATL1 코어 모듈의 교정 및 안정화 의 예를 다룹니다. 도 32는 ATL1 블록(7502)의 반응을 보정하고 안정화하기 위한 목적으로 내장된 처리를 갖는다. 도 32는 ATL-1 7502, 전력 검출기 7512, ADC 7514, 주파수 다운 컨버터 7510, 주파수 카운터 7509, 온도 센서 7508, μP 7504, LUT 7516, 제어 PWM(f, Q) 7506, 주파수 신디사이저 7507, 및 결정 레퍼런스 7505를 나타낸다.
도 32를 참조하면, 마이크로프로세서(7504)는, 일반적으로 시스템 자산으로서, 펄스 폭 변조(PWM) 회로(7506)로 구현된 디지털 아날로그 컨버터(DAC)를 통해 ATL1(7502)의 주파수 및 Q에 대한 제어를 조정하고, 판독값에 기초하여 온도 센서 7508. 마이크로프로세서는 ATL1 7502를 자체 진동을 시작합니다. 이러한 자가 진동의 주파수는 결정 기준(7505)에 의해 생성된 주파수 신디사이저 신호에 의해 블록(7510)에서 다운 변환되고, 마이크로프로세서(7504)에 의해서도 설정되는 주파수 신디사이저(7507)에 의해 설정된다. 주파수 카운터 7509 또는 다른 측정 수단은 하향 변환된 신호의 주파수를 결정한다. 이와 같은 방식으로 ATL1 코어 모듈의 공진 주파수가 결정될 수 있다. 또한, ATL1 7502의 출력에서 자가 진동 신호의 증가 속도를 추정할 수 있는 전력 검출기(7512)와 아날로그 디지털 컨버터(ADC) 블록(7514)이 있다. 마이크로프로세서 7504는 이러한 기하급수적인 전력 상승을 추정하며, 이로 인해 ATL1 7502의 폐쇄 루프 폴이 어디에 있는지 결정합니다. 현재는 Jw 축. Q-향상이 약간 감소하면 자체 진동이 동일한 주파수에서 높은 정확도로 계속되지만 기하급수적으로 감소하기 시작합니다. 이제 기둥이 왼쪽에 있습니다. Jw 축. 다시, 전력 검출기(7512)에 기초하여, 이러한 지수 붕괴가 측정될 수 있고, 작동 포인트가 측정될 수 있다. 반복적으로 ATL1 7502를 자가 진동으로 가져온 다음 제어된 양에 의해 Q-향상을 감소시킴으로써, F 및 Q 제어 신호에 대한 ATL1 7502의 매핑이 완료될 수 있다. 이 교정은 결정 기준 소스를 제외한 추가 오프 칩 구성 요소가 필요하지 않은 칩온 칩의 회로를 기반으로 수행될 수 있습니다. 작동 중에 LUT 7516이 지속적으로 업데이트되도록 교정 중단이 이루어질 수 있습니다. 무선 센서의 경우, 송신기와 수신기 기능은 교정 처리가 수행될 수 있는 비활성 의 시대에 의해 분리됩니다.
ATL1 Q 컨트롤
도 33은 ATL1의 폐쇄루프 폴을 오른손과 왼손 평면에 교대로 배치하는 상하 레벨 사이에서 교대로 ATL1의 Q 대조군을 나타낸다. 마이크로프로세서에서 수치 분석을 통해 전력 검출기로 인해 지수 상승 및 감쇠를 쉽게 측정할 수 있습니다. 따라서 적용된 Q 제어 전압은 특정 극 위치에 매핑될 수 있습니다. 이는 ATL1의 필터링 작업에 극 위치가 요구될 때 LUT가 보간될 수 있고 {f,Q}제어 전압이 설정되도록 LUT에 저장된다.
닫힌 극 값의 실제 부분은 쉽게 측정할 수 있습니다. 기둥이 오른쪽 평면에 x = 형식이 있다고 가정합니다. . EXP (Bt) 여기서 a와 b는 알 수 없는 상수입니다. 그런 다음 봉투 전압이 두 번 의 서로 다른 시간에서 측정되는 경우 T 1 및 T 2 그 결과 X 1 및 X 2 원하는 파라미터 b를 각각 추정할 수 있습니다.
어느 시대든 T 1 및 T 2 설정 될 수 있습니다 및 전압 x1 및 x2 측정되거나 다른 고정 임계값은 x로 설정될 수 있습니다.1 및 x2및 의 시간 차이 T 2 - T 1 측정할 수 있습니다. 어느 쪽이든 접근 방식은 간단합니다.
ATLn 구현과 관련된 어플리케이션의 경우 ATLn 내의 각 ATL1 코어 모듈에 대해 위의 교정 절차가 반복됩니다.
ATLn이 상대적으로 대역폭을 비교적 쉽게 넓히도록 설계될 수 있다는 것을 상기로부터 이해될 것이다. 위에서 살펴본 바와 같이, ATL3의 3Rs 주위에 소량의 레벨 2 피드백 이득 G는 제 3 차 Chebyshev 필터와 유사한 광범위한 응답으로 단일 극 통과 대역 응답을 나타내는 무언가에서 통과 대역을 변경하는 간단하고 강력한 방법입니다.
ATL3 제어 예제
이러한 제어 개념의 적용은 무선 센서에 있을 수 있으며, 다음과 같은 양상을 제공할 수 있습니다.
먼저, ATL3은 코그너티브 라디오를 위한 전력 스펙트럼 밀도를 위한 센서가 될 수 있도록 즉석에서 구성될 수 있다;
그런 다음 ATL3은 송신기 필터와 송신기 필터와 송신기(T/R) 스위치를 사용하여 이 통과대역의 수신기 필터로서 모두 기능하여 송수신 기능을 위한 필터의 방향을 조정합니다.
수신 모드에서는 ATL3을 디지털 샘플링 출력의 SNR을 사용하여 필터 파라미터를 최적화하는 적응 형 루프에 묶을 수 있습니다. {f,Q} 컨트롤이 직교형이기 때문에 이 SNR 최적화는 간단한 디더링 알고리즘을 통해 강력하게 달성됩니다.
마지막으로 ATL3을 설정할 때 극이 컨트롤의 함수로 위치하는 위치를 알아야 합니다. 이는 교정을 위해 보조 ATL1 온 칩을 사용하여 달성될 수 있습니다. 좌우 평면의 극 위치를 번갈아(각각 불안정하고 안정됨) ATL1의 자가 진동의 봉투는 극 위치의 실제 부분을 추정하기 위한 프로브 신호로서 사용될 수 있다. 허수 성분은 자가 진동의 빈도에 의해 결정됩니다. 자가 진동은 결정 잠긴 신디사이저 주파수와의 비교에 기초하여 측정될 수 있다. ATL1 대신에 ATL3의 3개의 공진기(R)도 직접 사용될 수 있다. 그러나 ATL1을 구현하면 교정이 연속적이고 실제 신호 처리를 위해 전용인 ATL3의 작동과 병행할 수 있습니다. 제어 전압및 아마도 칩 온도의 함수로서 ATL1 극 위치의 측정은 LUT에 저장됩니다. LUT값은 ATL3을 구성할 때 보간됩니다.
이 절차의 기하급수적 붕괴 시간은 고속 DAC가 필요한 매우 빠를 수 있다는 점을 지적해야 합니다. 또한, 불안정한 RHP로부터 안정적인 LHP로 교차할 때, 극 주파수가 변하지 않는다는 가정이 있는데, 이는 합리적인 가정이다. 따라서 단일 ATL1 코어 모듈을 교정하고 안정화하기 위한 이 접근 방식은 일반적인 용도로 적합합니다. 그러나 최고의 교정 정밀도를 위해 교정 및 안정화에 대한 두 번째 접근 방식이 제시되었습니다.
고정밀 ATL1 교정 및 안정성 처리 목표
ATL1 교정은 시간이 지남에 따라 안정적이지만 주로 주변 온도에 따라 다르지만 극이 극에 매우 가까운 높은 Q 좁은 대역폭 작동을 필요로 하는 응용 프로그램의 정밀 필터링 작업에는 충분하지 않을 수 있습니다. JΩ 축. 구성 요소의 정상적인 노화 효과 외에도 여러 MHz의 순서에 대역 통과 이동을 초래할 수 있는 구성 요소의 온도 드리프트로 인해 ATL에 약간의 감도가 있습니다. 또한 ATL 통과대역은 입력 및 출력 단말의 부하 일치에 의해 영향을 받습니다.
가장 높은 정밀도를 위해 원하는 것은 다음과 같은 것입니다.
ATL1 코어 모듈에 대해 1MHz 대역폭을 설정하는 기능,
약 100 kHz의 ATL1 코어 모듈 중심 주파수의 분해능은 100 ppm의 상대 주파수 정확도를 요구합니다.
이러한 상대 주파수 정확도는 일반적으로 모든 통신 장치에서 사용할 수 있는 결정 참조에 의해 제공됩니다. 최고 정밀도가 필요하지 않거나 외부 크리스탈 레퍼런스를 사용할 수 없는 응용 분야에서는 여전히 고성능이 가능합니다.
초기화 교정 및 런타임 교정이 필요할 수 있는 이 최고 정밀도수준에는 공장 교정이 충분하지 않을 수 있습니다. 또한 좁은 대역폭 작업에서 Q 향상 계수가 클 수 있으므로 루프 게인을 매우 정확하게 설정해야 합니다. 좁은 대역폭 선형 필터링 모드가 필요한 고정밀 애플리케이션에서 루프 게인이 100 ppm만큼 적게 변경되면 ATLn은 폐쇄 루프 폴을 Jw 오른쪽 평면에 축 (RHP) 중 하나에 발생 자체 진동; 또는 b) 사출 잠금으로 전환. 따라서 루프 게인의 정밀한 교정도 필요합니다. 이러한 교정 문제를 해결하기 위해 아래에서 자세히 설명하는 두 가지 교정 모드가 구상됩니다.
ATL1 초기화 자체 보정 모드
모든 시스템 구현에서 ATL1 자체 교정(이산 부품 레벨, 표면 실장 레벨 또는 통합 칩)은 {f, g, p} 제어 전압의 함수로서 ATL1 패스밴드의 측정을 기반으로 합니다. ATL1은 a) LUT를 다시 채우거나 b) 이전 및 현재 측정값의 가중치를 수행할 수 있는 상위 애플리케이션 계층에 의해 요청될 때마다 이 자체 보정 모드로 전환될 수 있습니다. 이러한 ATL1 측정은 포트 임피던스 불일치로 인한 편차가 고려되도록 회로의 입력 및 출력 부하로 수행됩니다. 시스템 수준에서 사용할 수 없는 경우 온도 센서가 ATL1 회로와 함께 제공되어 온도 변화로 인한 감도가 계산될 수 있습니다. 이 작업은 여러 보정 실행과 런타임 동안드리프트 분석을 통해 수행됩니다. 또한 이 내부 보정은 {f, g,p} 컨트롤에 대한 DAC 전압의 전압 조절 오류 및 모든 오프셋을 차지합니다.
초기화는 작동 주파수 및 대역폭(Q)에 대한 초기 파라미터가 설정된 경우에만 필요합니다. 주파수 호핑 어플리케이션과 같이 여러 작동 주파수가 필요한 경우 각 작동 주파수에서 초기화가 필요합니다. ATL1의 작동, 그리고 확장에 의해 ATLn은 시간이 지남에 따라 안정되어 입증되어 초기화가 일상적으로 수행되지 않습니다. 작동 교정에 영향을 주는 유일한 매개 변수는 런타임 교정의 대상이 되는 작동 의 주변 온도입니다.
ATLn을 구현하기 위해 각 ATL1 코어 모듈은 별도로 초기화되고 각 LUT가 설정됩니다.
ATL1 실행 시간 교정 모드
런타임 교정은 응용 분야에 따라 다릅니다. ATL1의 무선 애플리케이션에서는 ATL1 필터링의 품질을 나타내는 메트릭으로 신호를 추출할 수 있는 일부 고유의 기저대역 데이터 복조 처리가 있을 것입니다. {f,g,p} 제어 파라미터는 ATL1 필터링의 품질을 최대화하기 위해 디더링 또는 기타 최적화 전략에 의해 설정될 수 있다. LUT에 대한 수정은 이 최적화 프로세스의 편차로 기록될 수 있습니다. 따라서 LUT는 지속적으로 최적화됩니다. LUT의 장기 어닐링을 위한 알고리즘은 특정 애플리케이션에 맞게 사용자 정의될 수 있다.
주파수 통과대역 응답은 결정 기반 기준 발진기 또는 기타 주파수 기준 소스를 기준으로 측정됩니다.
ATL1 고정밀 교정 처리 개요
이 섹션에서는 ATL1 초기화 자체 교정 및 ATL1 런타임 교정의 두 가지 교정 모드를 용이하게 하는 고정밀 교정 구조가 제안되었습니다. 이 구조는 개별 구성 요소 레벨, 표면 실장 레벨 또는 통합 칩 구현등 ATL1 코어 모듈의 물리적 구현에 따라 달라집니다. 모든 어플리케이션(예를 들어 ATL3 또는 ATLF)을 고려할 수 있지만, 처음에는 자체 교정 및 안정성 제어 개념에만 초점을 맞추기 위해 ATL1 코어 모듈은 최소한의 4개의 구성 요소로 구성된 전체 무선 센서 트랜시버 시스템 내에서 구현됩니다. 도 146에 도시된 블록 다이어그램은 안테나 14610, 스위치 어레이 14612, ATLa 14614, ATLb 14616, 다운/업 변환 및 ADC/DAC 샘플링 14618, ATL 제어 14620, 기저대역 처리 14622, LO/ADC 클럭을 보여줍니다. 신디사이저 14624, 전원 컨디셔닝 14626, 트랜시버 칩 14628, 클럭 크리스탈 14630 및 전원 14632. 이 예제에서는 ATL1a 및 ATL1b로 표시된 표준 ATL1 코어 모듈 쌍을 보여 주습니다. ATL1의 칩 구현이며 동일하고 보정되지 않은 것으로 간주됩니다. 그러나 다음의 캘리브레이션 공정은 도 146의 불연속 성분 레벨 및 표면 실장 구현에서 동일할 것이다. 그러나 칩 수준 구현은 최고 수준의 정밀도를 제공합니다.
도 146에 나타낸 이 예의 전체 무선 센서 트랜시버 시스템을 참조하면, 안테나는 보정 모드, 송신 모드 및 ATL1b의 다양한 구성을 가능하게 하는 작동 모드 스위치 매트릭스에 연결되고, 수신 모드. 분명히 스위치는 약간의 삽입 손실을 가지며 수신기 노이즈 수치 (NF)에 기여할 것입니다. 이 문제는 나중에 고려할 것입니다. 기저대역 처리는 ATL1a 및 ATL1b가 제어될 수 있는 관찰 가능한 장치를 생성하는 데 사용됩니다. 컨트롤은 스위치 배열에도 영향을 주는 빨간색 선으로 표시됩니다.
전반적인 목표는 도 146에 설명된 트랜시버 모듈 내에서 수행되는 ATL1a 및 ATL1b의 실질적인 자기 교정 수단을 개발하는 것이다. 즉, 도 146에 도시된 바와 같이 트랜시버 모듈은 처음에는 보정되지 않은 트랜시버 시스템에 제작 및 삽입될 것이다. 전원을 적용하면 트랜시버 모듈은 지정된 중심 주파수 및 Q를 지원하는 데 필요한 ATL1a 및 ATL1b의 제어 전압에 대한 조회 테이블(LUT)을 생성하는 자가 보정 모드로 들어갑니다. 교정은 다양한 모드에서 작동 중에 진행됩니다. 이런 식으로 트랜시버 칩은 작동되는 동안 스스로 학습합니다.
이 교정을 활성화하기 위해 클럭 크리스탈은 사용할 기준 주파수를 설정합니다. 그러나, 저렴한 클럭 결정은 약 100 ppm 이내로만 정확하기 때문에, 전술한 바와 같이 클럭 결정의 주파수 오프셋을 결정하기 위해 들어오는 기준 신호를 사용하는 다양한 시나리오에서, 그리고 이를 LUT에도 저장할 수 있다.
ATL1은 조정 가능한 주파수를 가진 안정적인 발진기로 작동될 수 있으며, 이 출력은 주파수 특성을 결정하기 위해 다른 ATL1에 공급될 수 있음을 인식하는 것이 중요합니다. 이 방법에 따라 ATL1a는 ATL1b에 공급되는 전압 제어 발진기(VCO)가 되어 ATL1b의 대역 특성을 결정한 다음 ATL1b를 VCO로 사용하여 ATL1b에 공급하여 ATL1b의 대역 전달 특성을 결정합니다. ATL1a와 ATL1b는 동일한 칩 다이에 내장되어 동일한 온도에서 작동하며 동일한 전압을 적용하고 동일한 방식으로 나이를 적용하므로 작동 특성 측면에서 매우 밀접하게 일치합니다. 이것은 나중에 자세히 설명 될 것 같은 교정에 도움이됩니다. 핵심 혁신은 칩이 트랜시버이므로 주파수 보정 클럭에 따라 클럭되는 기저대역 처리가 있다는 것입니다. 따라서 클럭 크리스탈의 안정성은 ATL1a 및 ATL1b에 효과적으로 매핑됩니다. 즉, ATL1a는 제어 설정에 따라 특정 주파수에서 작동하도록 설정된 VCO로 사용됩니다. 이어서 다운 변환(클럭 크리스탈로부터 유래된 LO 신디사이저에 기초) 및 ADC 샘플링(클럭 크리스탈에 기초한 클럭도 기준)에 기초하여 보정된 클럭 결정 주파수를 기준으로 ATL1a의 주파수를 결정할 수 있다. ATL1a의 닫힌 루프 공진 극이 jw 축에서 멀리 후퇴하여 진동을 중단하면 높은 Q 필터로 작동합니다. ATL1a가 필터 모드로 진동 모드에서 나오는 것과 마찬가지로 진동 주파수는 정확하게 ATL1a 높은 Q 필터의 중심 주파수입니다.
비칩 구현의 경우 시스템 수준에서동일한 고려 사항이 적용됩니다. 그러나 교정 정확도는 구현 품질에 의해 영향을 받을 수 있습니다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 높고 낮은 Q에 대한 언급은 이들이 사용되는 문맥에 기초하여 이해될 것이며, 당업자들에 의해 이해될 것이다. 일부 경우에, 1차 공진기의 Q는 조정 가능한 공진기에 비해 높은 것으로 간주될 수 있으며, 여기서 높은 Q 공진기는 조정 가능한 공진기보다 10의 더 큰 계수, 또는 심지어 100의 계수로 간주될 수 있다.
작동 모드
스위치 배열이 구현할 수 있는 모드는 다양합니다.
ATL1a가 있는 기본 수신 모드(도 147에 나타낸 모드 1)는 RF 필터를 형성한다. 도 147은 안테나 14710, ATLa 14712 및 다운 변환 ADC 샘플링 14714를 나타낸다. 이 모드에서 ATL1a는 상대적으로 높은 Q를 가지며 또한 높은 이득을 가질 것입니다.
ATL1a 및 ATL1b는 캐스케이드(도 148에 나타낸 모드 2)로, ATL1a는 더 낮은 Q, 더 넓은 대역폭 및 ATL1b는 더 좁은 대역폭과 더 높은 Q를 갖습니다. 도 148은 안테나 14810, ATLa 14812, ATLb 14814 및 다운 변환 ADC 샘플링 14816을 나타낸다. 아이디어는 ATL1a밴드 톤의 일부를 억제하고 낮은 Q로 더 나은 상호 변조 성능을 가지고 있다는 것입니다. ATL1b는 더 높은 Q와 좁은 대역폭이 될 것입니다.
ATL1a와 ATL1b 사이에 임시 전환 감쇠기가 삽입됩니다.
도 149는, 나중에 논의된 바와 같이 안정성에 대한 합리적인 상한 내에서 이득을 유지하기 위해 필요할 수 있다. 도 149는 안테나 14910, ATLa 14912, 감쇠기 14914, ATLb 14916 및 다운 변환 ADC 샘플링을 나타낸다. 게인이 너무 높으면 트랜시버 칩이 안정적으로 유지되도록 하기가 어렵습니다. 이 감쇠기는 ATL1a의 출력에 추가될 수 있는 비교적 사소한 회로입니다.
현재 트랜시버가 한 시간 간격으로 전송한 다음 다른 시간 간격 동안 수신하는 시간 분할 이중화(TDD) 프로토콜을 제한하고 있지만 다른 프로토콜도 사용될 수 있습니다. 적절한 프로토콜의 선택은 모드가 이를 처리할 수 있는 한 현재 논의를 넘어섭습니다. 도 150에 도시된 바와 같이 모드 3은 수신 모드에 대해 모드 1과 함께 작동하는 기본 송신 모드이다. 도 150은 안테나(15010), ATLb 1501 및 상향 변환 DAC 샘플링(15014)을 나타낸다. 스위치 어레이는 TDD 함수의 모드 1과 모드 3 간의 전환을 용이하게 합니다.
고정밀 교정 모드
다음으로, 우리는 교정을위한 전환 모드의 집합을 고려합니다. 도 151에 나타낸 바와 같이 모드 4에서는 ATL1b를 폐쇄 루프 공진 극이 본질적으로 VCO로 작동하여 Jw 축. 도 151은 ALTb 15110, 감쇠기 15112, ALTa 15114 및 다운 변환 ADC 샘플링 15116을 나타낸다. 우리는 전환 될 수있는 ATL1b 출력과 관련된 간단한 감쇠에 의해 낮은 수준으로이 ATL1b VCO 신호를 감쇠. 감쇠 된 정현파 신호는 ATL1a로 들어가고 아래로 변환되고 샘플링됩니다. 후속 처리는 ATL1a의 신호 출력의 레벨과 주파수를 측정합니다. 이러한 방식으로 ATL1a 대역폭 및 중심 주파수를 조정할 수 있습니다.
도 152에 도시된 모드 5는, ATL1a가 VCO로 사용되고 필터로서 작동하는 ATL1b로 공급된다는 점에서 모드 4의 반대이다. 도 152는 ATLa 15210, 감쇠기 15212, ATLb 15214 및 다운 변환 ADC 샘플링 15216을 나타낸다.
고정밀 ATLn 자체 교정
이제 모든 ATLn 회로에 단일 ATL1 코어 모듈을 추가하면 정밀 교정이 이루어질 수 있다고 가르칩니다. 도 146의 회로가 작동중이지만 교정 데이터는 전혀 제공되지 않습니다. 도 146의 회로가 처음 구동되면 LUT의 함량이 지워지고 빈 LUT로 시작하는 기본 교정 모드로 전환됩니다.
그런 다음 시스템이 도 152의 모드 5에서 시작된다고 가정합니다. 도 153에 나타낸 바와 같이, ATL1a 및 ATL1b가 피드백 경로에서 스케일링 블록 및 위상 시프터를 통해 그들의 통과 경로에 공진기를 가지고 있다고 간단하게 가정한다. 도 153은 커플러 15310, 공진기 15312, 스케일링 블록 15314 및 위상 시프터(15316)를 나타낸다. 평소와 같이 우리는 세 가지 제어 전압 {f, g, p}를 가정합니다: 공진기 주파수에 대한 하나, 스케일링 블록 설정에 대한 하나, 위상 시프터 제어를위한 세 번째.
ATL1b는 설명을 위해 약 10의 개방 루프 Q가 있는 공진기로 설정할 수 있다고 가정합니다. 크기 조정 블록이 G = 0으로 설정된 경우 피드백이 없으며 열린 루프 Q만 있습니다. 따라서 ATL1b를 통과하는 ATL1a의 출력은 클럭 크리스탈을 참조하여 주파수가 정확하게 결정될 수 있는 범위까지 기저대역 처리에서 관찰할 수 있어야 합니다.
우리는 또한 ATL1b 제조가 충분히 제어되어 ATL1b의 공진기가 조정 가능한 대역의 중간에 약되도록 설정될 수 있다고 가정합니다. 이는 공진기에 사용되는 varactor 다이오드의 합리적인 제작 제어를 가정하고 있음을 의미합니다. 또한 ATL1a의 공진기는 처음에는 튜닝 가능한 대역의 중간에 설정됩니다.
이제 게인이 증가합니다. ATL1a 주위의 루프 위상이 360도의 배수이고 루프 게인이 통일보다 약간 적을 때 ATL1a 공진기 진동 조건이 충족됩니다. 다음으로 ATL1a 위상 전압 제어를 조정하여 이 공진 상태를 달성합니다. 그런 다음 ATL1a 위상을 조정하여 배율 조정 블록이 진동을 유지하기 위해 최소 피드백 이득으로 설정되도록 합니다. 기저대역 처리가 제한된 대역폭을 가지고 있기 때문에 진동을 관찰하기가 어렵습니다. 따라서 ATL1a에 공진기 전압과 위상을 둘러싼 초기 검색이 필요합니다.
위와 같이 위상 변속기는 폼의 모든 패스 필터로 모델링됩니다.
여기서 극 제로 플롯은 도 154에서 주어진다.
주파수 응답은 도 155에 도시되어 있다. 이상적인 위상 시프터에 따라 크기 응답이 평평하며, 위상은 대략20%의 대략적인 주파수 범위에서 거의 일정한 지연을 나타내는 주파수가 감소하는 경사입니다. 올 패스 중심 주파수를 변경하여 Ω P 위상 곡선은 위상 제어를 제공하는 왼쪽 또는 오른쪽으로 이동할 수 있습니다.
다음으로, ATL1 코어 모듈 내에서 열린 루프 공진기의 주파수 플롯을 살펴봅니다.
ωr = 1 및 Dr = 0.05에 대한 응답은 10의 개방 루프 Q에 해당하며,
도 156. 공진기의 극 영점 플롯은 도 157에 주어진다.
오픈 루프 전송 함수는
여기서 G는 배율 조정 블록의 이득이고 하위 스크립트 "ap"는 모든 패스를 나타냅니다. 공진기의 영도 근궤하는 도 158에 도시되어, 여기서 우리는 또한 위상 시프터의 극및 영점 모두를 보여준다.
이 극 동작은 공진기의 개방 루프 폴 위치에서 시작하여(G = 0의 경우) 닫힌 루프 폴이 이전과 거의 동일합니다. Jw G가 증가함에 따라 축. 궤적이 Jw 축 때 G = 1.
이제 위상 변속기를 불일치시켜 ω을 선택하여 구현되는 루프에서 50°의 초과를 제공합니다.Ap = 0.9. 위상 시프터의 새로운 위상 플롯은 이제 도 159에서 볼 수 있듯이 50°의 지연을 나타낸다.
변경된 근궤은 이전과 동일한 G 범위에 대해 도 160에서 주어진다(0 <G <1). G = 1에 대해 진동 조건에 도달하지 않았습니다. 따라서 불안정한 상태에 도달하기 위해 위상 불일치의 경우 루프 게인을 늘려야 합니다. 또한 G가 G = 1 을 초과하여 증가하면 진동 주파수가 감소합니다. 이는 공진기가 더 낮은 주파수에 있어야 모든 패스 위상 시프터 회로의 음의 시프트를 상쇄하기 위해 양수 위상 시프트가 있어야 하기 때문에 의미가 있습니다.
ω의 경우Ap = 0.9, 우리는 진동 조건에 도달하기 위해 G = 1.26 또는 26 % 더 높은 G가 필요합니다. 위상 시프터가 다른 방식으로 불일치하면, 양수 위상 시프트를 제공하므로 진동 주파수가 증가하여 공진기의 음의 위상 시프트가 증가하여 모든 패스 네트워크의 양수 위상 시프트를 상쇄합니다. 도 161은 위상 시프터 불일치의 함수로서 진동 조건에 도달하는 데 필요한 루프 이득의 플롯을 나타낸다. 우리는 도 156에 도시된 동등한 위상 시프트로 이것을 매핑한다.
우리는 ATL1 코어 모듈 공진 주파수와 위상 시프터 값이 G를 증가시키고 ATL1 코어 모듈이 진동하기 시작하는 지점을 지적함으로써 설정할 수 있음을 알 수 있습니다. 다음 절차는 하나의 가능한 시퀀스입니다.
도 151에 나타낸 모드 4를 제공하도록 스위치 어레이를 설정합니다.
ATL1a를 피드백 이득이 0으로 설정하여 광대역 응답을 제공합니다.
공진기 주파수 제어 전압을 조정하여 ATL1b 공진 주파수의 원하는 상부 범위를 설정합니다.
도 146의 로컬 발진기(LO)가 4단계에서 발생하는 거의 동일한 주파수로 설정되어 있음을 확인합니다.
ATL1b가 진동 임계값에 도달할 때까지 ATL1b의 피드백 이득을 높입니다.
우리가 진동 임계 값 최소 이득 값을 찾기 위해 피드백 게인을 철회 할 수 있도록 위상 시프터를 디더.
이 점을 찾아, 진동의 주파수를 넣어, 피드백 게인 제어 전압, 및 위상 시프터 제어 전압LUT에. 이는 ATL1b의 보정 지점을 나타내며, ATL1b 폴 위치를 Jw 위상 시프터가 올바르게 설정된 지정된 진동 주파수에 대한 축입니다.
공진기 제어의 상부 범위가 이 증분 방식으로 완료되면 하반부를 진행합니다. ATL1b 공진기의 시작 전압으로 돌아가서 전체 공진기 범위가 보정되고 LUT가 완료될 때까지 위의 단계에 따라 공진기 전압을 점진적으로 낮춥습니다. 이 첫 번째 지점을 발견하면 절차의 나머지 부분은 비교적 빠르고 효율적입니다.
ATL1b에 대한 진동 조건이 완료되면, 도 152에 도시된 모드 5가 전환되어 ATL1a 및 ATL1b의 기능을 반전시게 된다. 즉, ATL1b는 이제 피드백없이 따라서 넓은 대역폭을 위해 설정됩니다. ATL1a와 ATL1b는 본질적으로 동일하며 제작으로 인한 공차에서만 다르므로 ATL1b의 LUT 항목은 ATL1a 교정의 초기 점으로 사용될 수 있습니다. ATL1a와 ATL1b가 동일한 칩 다이에 위치하고 동일한 조건(온도, 공급 전압 등)에서 작동하는 경우 ATL1a용 LUT 항목은 매우 가깝습니다.
그런 다음 ATL1a는 ATL1a에 대해 위와 같은 절차 단계에 따라 발진기 및 교정 테이블이 채워짐으로 설정됩니다.
LUT는 이제 폐쇄 루프 공진 극에 대한 조건으로 채워집니다. Jw ATL1a 및 ATL1b 모두축입니다. 마지막 단계는 이러한 값을 균일한 주파수 샘플링으로 보간하는 것으로, 초기 단계에서 수집된 데이터가 충분히 조밀하기 때문에 쉽게 수행됩니다.
이제 우리는 모드 4 (그림 151)를 다시 사용할 수 있지만, 이제 ATL1b를 상당히 정확하게 조정할 수있는 VCO로 사용할 수 있습니다. ATL1b의 정확한 주파수는 궁극적으로 LO 다운 변환 및 디지털 신호 처리(DSP) 기저대역 처리에 의해 결정됩니다. 이 결정된 주파수는 클럭 크리스탈의 맥락에서 '정확'합니다.
이제 적용된 루프 게인의 함수로서 ATL1a의 닫힌 루프 Q의 특성을 결정합니다. ATL1a가 주파수 ω의 중심에 통과대역을 배치하도록 한다고 가정합니다.a.. 이전 보정에서, 우리는 단지 진동에 도달하기 위해 피드백 이득 및 위상 시프터 설정을 알고있다. 이제 우리는 우리에게 원하는 대역폭 Q를 줄 것이다이 진동 조건에서이 피드백 게인 설정을 줄이기 위해 얼마나 많은 알고있다. 이는 도 162에 도시된 바와 같이, ATL1b 16210, ATL1a 16212 및 진폭 16214에 대한 다운 변환 ADC 프로세싱을 나타낸다.
ATL1b는 ω에서 VCO로 진동합니다.a. ATL1a로 전달된 신호와 함께 ATL1a의 위상 변속기 제어 및 개방 루프 공진기 제어 전압은 LUT 항목을 기반으로 동기식으로 디더됩니다. 이로 인해 ATL1a의 통과대역이 중심 주파수 측면에서 디더딜수 있습니다. 다운 컨버전, ADC 및 후속 처리는 ω에서 주파수 성분의 진폭 변동을 결정합니다.a.. 변형은 특정 피드백 이득을 사용하여 ATL1a의 대역폭을 결정하는 데 사용됩니다. 이 관찰은 이제 ATL1a에 대한 LUT에 진입합니다. 그런 다음 ATL1a의 피드백 이득이 증가되고 프로세스가 반복됩니다.
이러한 대역폭 관측의 숫자가 ATL1a에 대한 피드백 제어 전압의 함수로 만들어지면 a) 이러한 값을 조각형 곡선 맞춤으로 보간하거나 b) 데이터에 이차 또는 입방 다항식을 피팅할 수 있습니다. 후자는 LUT 데이터에 이차 또는 입방 다항식을 피팅하는 것이 보다 정확한 접근 방식이라고 생각됩니다.
ATL1a가 이러한 방식으로 보정되면 모드 5(그림 152)로 돌아가 ATL1a를 VCO로 사용하고 ATL1b의 대역폭을 측정하여 다양한 피드백 게인 설정을 할 수 있습니다.
교정 목적으로만 단일 ATL1 코어 모듈을 추가하면 모든 ATLn 구현의 고정밀 교정이 가능한다는 점을 지적해야 합니다. 상기 초기화 절차는 ATLn을 포함하는 각 ATL1 코어 모듈에 대해 반복된다.
공진 회로 제어
위에서 언급한 바와 같이, 이러한 미리 결정된 1차 공진 구조를 이차 가변 공진 구조에 결합하여 현재 미리 결정된 1차 공진 구조의 특성을 조절할 수 있는 것이 바람직하며, 그렇게 함으로써 미리 결정된 1차 공진 구조의 특성은 이차 가변 공진 구조를 제어하는 방법에 의해. 이는 순 회로가 미리 결정된 1차 공진 구조의 주변 온도 변화, 성분 노화 및 드리프트를 자동으로 완화하도록 허용할 수 있다. 따라서 전체 시스템 성능이 향상됩니다.
이렇게 설명된 공진 구조의 이러한 결합은 1차 공진기와 가변 공진기의 추가를 수반한다. 일 예에서, 가변 공진기는 외부 공진기(XR)를 제어하는 ATL 기반 회로인 경우, 이 회로 설계는 ATLXR이라고 할 수 있다. 아래 논의는 외부 공진기와 함께 사용되는 ATL 기반 회로의 관점에서, 용어 ATLXR은 조정 공진기에 의해 수정되는 기본 공진기의 약어로 사용됩니다. 그러나, 논의된 원리는 외부로 간주되지 않을 수 있는 ATL 기반 회로를 사용하여 다른 유형의 공진기가 제어되는 다른 회로 설계로 확장될 수 있으며, 이는 외부로 간주되지 않을 수 있으며, 다른 적합한 조정 가능한 공진기 의 종류.
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이 접근 방식은 높은 Q 및 보통 Q 필터의 생산 수율을 증가시킬 수 있는 포스트 프로덕션을 약간 조정하는 데 사용할 수 있습니다. 수율 개선은 고정 공진 구조의 Q 및/또는 중심 주파수를 조정하는 데 에 달할 수 있다. 예를 들어, 1차 공진기의 주파수 응답은 제조 사양에 의해 지정될 수 있는 것과 같은 소정의 오차 계수 내에서 작동하도록 설계될 수 있다. 조정 가능한 공진기는 1차 공진기의 이상적인 주파수 응답에 접근하기 위해 폐쇄 루프 주파수 응답을 야기하는 이 소정의 오차 계수 내에서 1차 공진기를 제어하는데 사용될 수 있다.
한 예에서, XR로 표시된 외부 공진기, 보통에서 높은 Q, 미리 정해진 주파수 응답 특성을 갖는다고 생각해 보십시오. XR 공진기는 도 179에 도시된 바와 같이 활성 신호 증폭 이득 블록 g 및 R로 표시된 추가의 제2 가변 공진기와 신호 루프로 연결된다. 상기 가변 R 공진기(17910)는 대조군 f(17916)에 의한 공진 주파수의 관점에서 제어가능하고, 외부 공진기 F(17912)에 비해 낮은 Q를 가질 수 있다. 게인 블록 G 17914는 g 17918로 제어할 수 있습니다.
ATLXR은 1차 공진기가 포함된 신호 루프에서 튜닝 가능한 보조 저Q 회로를 사용하여 1차 공진기의 미세 조정을 제공합니다. 1차 공진기의 미리 결정된 공진 특성은 다음의 작용에 의해 효과적으로 수정될 수 있다:
f의 제어에 의한 낮은 Q 공진기 R의 공진 주파수의 변화;
및/또는 제어 g를 통해 게인 블록 G에 의한 공진기 R의 폐쇄 루프 Q의 변화.
ATLXR 작동의 기본 원리: 1차 공진기의 극제어
전술한 바와 같이, ATLXR이라는 용어가 본원에서 사용되는 동안, 제어되는 1차 공진기는 "eXternal 공진기"가 아닌 공진기일 수 있고, 조정 가능한 공진기는 ATL 기반 회로 이외의 공진기일 수 있다. 그러나 본 예제의 컨텍스트는 이러한 예제의 관점에서 제공 될 때 다음 ATLXR 약어 테이블을 참조하기 위해 제공됩니다.
작동 원리를 설명하기 위해, ATLXR 및 그 동작의 실시예는 ATLXR의 개방 루프 응답의 극 제로 다이어그램을 사용하여 설명될 수 있다. 2포트 공진기인 1차 공진기에 기초하여 동작을 설명한다. 그러나, 하나의 포트 공진기의 작동 원리는 본질적으로 동일하다.
도 180에 나타낸 개방 루프 회로를 고려한다. 이 예제에서는 F 18010, R 18012 및 P 18014의 구성요소가 선형 및 시간 고정체라고 가정합니다. R은 f 18016에 의해 제어되고, P는 p 18018에 의해 제어된다. 그러나 설명은 위에서 언급한 비선형 및 시간 변화 구성요소에 대한 경미한 편차로확장됩니다. 바람직한 실시양태에서, 공진기는 일반적으로 높은 Q 공진 극으로서 모델링될 수 있으며, R은 이러한 고려 사항에 기초하여 약 Q=10~ 20에서 낮은 Q 극으로 나타낼 수 있다
Q가 약 10~20보다 높은 기본 공진기 R을 요구하면 칩 통합이 더 어려워질 수 있습니다.
반대로 Q가 너무 낮은 기본 공진기 R을 요구하면 회로 선형 성 문제에 기여할 수 있는 과도한 Q 향상이 발생할 수 있습니다
또한 다음과 같은 모듈 지연을 포함하는 루프 지연을 표시해야 합니다.
위상 시프터 P의 지연.
F를 오/대하는 연결 라인의 지연; 및
튜닝 가능한 보조 공진기 R에 사용되는 버퍼의 추가 지연.
앞에서 설명한 바와 같이 회로의 위상 변화를 보정하기 위해 조정이 가능한 다양한 튜닝 가능한 ATLn 공진기 구성이 사용되어 별도의 위상 시프터 구성요소가 필요하지 않습니다.
도 181에는 개루프 ATLXR 응답의 극점과 영점이 표현되어 있다. s 평면의 세로 축은 jw 축이고, 가로 축은 실수 축이다. 그리고 파데 지연 모델의 극점들(18110)이 나타나 있다
도 181의 '개방 루프 지연의 파데 모델' 극점(18110)과 영점(18112)들의 집합은 위상 지수항 exp(-sTD)이고, 이때 TD는 1차 공진기 또는 조정 공진기의 지연을 포함하지 않는 신호 루프의 총 누적 지연이다. 따라서 파데 극점과 영점은 대응되며 비물리적이다. 이들은 위상에만 영향을 미치고 진폭에는 영향이 없는 모든 패스 필터 구조를 형성한다.
도 181의 파데 극점과 영점에 관하여, 이들과 동등한 극점이 a) R의 동조가능 극점 및 b) 1차 공진기의 보다 높은 Q 극점에 비하여 좌측 평면으로 매우 멀리 위치한다는 중요한 연구가 있다. 또한, 폐루프에 대하여 파데 극점의 루프 이득이 증가한다는 것은 무시할 수 있다.
도 182는 대역 중심 주파수의 2 주기의 정규화된 루프 지연에 대한 파데 표현의 극점과 영점들을 나타낸다. 루프 지연이 보다 증가하면 극점이 jw 축 쪽으로 이동하고 이에 따라 위상의 기울기에 보다 영향을 미친다. 그러나, 고차 파데 모델이 필요할 것이다. 그 대신, 파데 극점과 영점은 대역 통과 반응으로 보다 잘 표현될 수 있다. 그러나, 지연이 작으므로 이는 실질적으로 필요하지는 않다.
그러나, 파데 지연 모델은 신호 루프 내에서 발생하는 임의 지연의 효과를 정확히 나타낸다. 위에서 지적한 바와 같이, ATLXR 가변 공진기 R의 극점은 같은 위치에 나타나지만 상호간에 약간 상쇄될 수 있다. 이들 가변 공진기의 R 극점에 대한 자세한 사항은 부차적인 반면, 주된 특성은 이들이 f로 제어 가능하여 주파수를 업다운 시킬 수 있다는 것이다. 이는 R의 각 가변 공진기의 버랙터 다이오드 제어(f 제어)에 의해 가능하다. 또한 이 공진기들은 s = 0에서 영점을 갖는다.
다음으로 도 183을 참조하여 ATLXR의 작동에 대하여 설명한다. 화살표로 표시한 바와 같이, 폐루프에서, ATLXR 루프 이득 g가 증가함에 따라, jω 축에 가장 가까운 1차 공진기의 높은 Q의 지배 극점은 궤적 중 하나를 따른다. 궤적은 R의 극점 위치(f로 제어)와 P의 위상 설정에 좌우된다.
이 같은 방법으로, 가변 2차 공진기 R은 1차 공진기 또는 외부 공진기 XR의 s-평면 작동 포인트를 조정한다.
명확하게는, 위에서 설명한 바와 같이 작은 폐루프 이득만을 필요로 하므로, 높은 Q의 극점이 짧은 거리를 이동하여 이들의 관련성이 그다지 높지 않아 지연과 R의 다른 극점의 궤적이 나타나지 않는다. 따라서, 2차 가변 공진기 R과 지연 모델의 극점은 변화가 작다. 이러한 방법으로, 지배적인 1차 공진기 또는 외부 공진기 XR 극점을 가변 공진기 R과 위상 제어 P의 세팅을 조정함으로써 원하는 위치에 놓을 수 있다.
ATLXR 개요.
여기에서 전개하는 아이디어는 1차 공진기 또는 외부 공진기 XR을 포함하는 ATLXR의 폐루프 주파수 응답이 완만하게 "조작될" 수 있도록 가변 이득 블록을 가진 제어 가변 공진기(R)를 외부의 일반적으로 높은 Q를 갖는 공진기(XR)를 포함하는 신호 루프 내로 위치시키는 것에 적용 가능하다. 1차 외부 공진기의 이러한 조작은 실질적으로 동조 공진기와 1차 공진기를 포함하는 폐루프 ATLXR 회로의 조작이다. 폐루프 ATLXR의 동적 수정에 의해 원하는 통과대역 응답 및 보통의 기온 변화에 대한 보상, 초기 제조 공차, 그리고 1차 공진기 또는 외부 공진기 XR의 장치 에이징 효과를 충분히 얻을 수 있다. 입력 포트로부터 출력 포트로의 신호 경로 전송 함수에 영향을 미치는 폐루프 공진은 독립형 1차 공진기의 지배 공진 극점에 대한 수정 모델이다.
ATLXR의 입력 포트로부터 출력 포트로의 전송 함수로부터 2차 가변 공진기 R에 작용하는 {f,g,p} 의 제어로 조작할 수 있는 단일의 지배적인 높은 Q의 극점과 근사적으로 동등한 좁은 통과대역 주파수 응답이 발생한다.
명시적으로 제어할 수 없는 1차 공진기의 극은 암시적 결합된 신호 루프의 작동에 의해 s-평면에서 원하는 위치를 극으로 이동하도록 제어되는 경우, 이에 제한되지 않는 항목에 대해:
1차 공진기의 Q를 향상시키고;
1차 공진기의 초기 제조 변동을 보상;
온도 의 변화로 인해 기본 공진기의 주파수 이동을 보상;
성분 노화로 인한 1차 공진기의 주파수 이동을 보상하는 것;
ATLXR이 다른 ATLXR과 계단식으로 배열될 수 있도록 s 평면에서 1차 공진기의 극을 특정 배치하여 외부 공진기 XR을 통합한 Chebyshev 또는 버터워스 밴드패스 필터와 같은 특정 다중 극 필터를 실현합니다.
ATLXR이 적응형 필터의 일부가 될 수 있는 대역 통과 이퀄라이제이션 기능 용이
전체 SAW가 20MHz 대역통과를 제공할 수 있는 블루투스와 같은 주파수 호핑 서브 밴드를 따르고, ATLXR은 1MHz 대역폭의 특정 서브 밴드를 강조하고, 주파수 호핑 방식을 따른다.
상기 제시된 상세한 분석은 1차 공진기를 제어하는 데 사용되는 회로의 특정 실시예와 관련이 있으며, 옹호되는 접근법과 관련된 원리에 대한 심층적인 이해를 돕기 위해 제공된다. 그러나, 디자인 원칙이 이해되면, 다른 응용 프로그램 및 디자인의 다른 예는 분석에서 출발 하는 데 사용할 수 있습니다 모든 상황에서 위의 토론 전체적용 되지 않을 수 있습니다 이해 될 것 이다 위에 제시된 것입니다. 따라서 위의 논의는 유익한 것으로 간주되어야하지만 모든 유형의 회로에 대한 요구 사항은 아닙니다.
ATLXR 공진기의 특성
기본 외부 공진기 XR: XR은 ATLXR 칩 의 외부로 간주될 수 있는 외부 공진기의 전달 기능을 나타내는 데 사용됩니다. XR 공진기는 다음과 같은 모든 전기, 전자기 또는 전자 기계적 공진기일 수 있습니다.
전기 공진기는 인덕터 또는 커패시터로 구성된 회로일 수 있습니다.
전자기 공진기는 마이크로스트립 또는 스트립라인 또는 도파관 공진기를 분배할 수 있다:
기계적 공진기는 MEMS 공진기뿐만 아니라 SAW 또는 BAW 장치일 수 있다;
느린 자기장 기반 주파수 제어를 가진 페릿지 재료 YIG (이트륨 철 가넷) 기반 공진기와 같은 재료 특성에 기초한 공진기
보조 가변 공진기 R: 위에서 설명한 바와 같이, ATLXR 가변 공진기 R은 일반적으로 낮은 Q 공진기이고, 칩 상에 인질될 수 있고, 공진 주파수 및 대역폭 모두에 대한 주파수 응답의 관점에서 제어될 수 있다. 상기에 도시된 ATLXR에서 적합한 공진기 R의 예는 광범위하게 상술한 것이다.
R(들)은 ATL 신호 루프의 이차 공진기의 전달 함수이며 f의 제어를 가한다. 대조군 f는 일반적으로 Varactor 다이오드 또는 MEMS 장치의 형태로 작동하여 R의 정전 용량을 변화시다. P는 이산 전환 단계입니다. 수 p의 제어에 의해 선택할 수 있는 여러 위상 상태가 있습니다. 게인 블록 G에는 g에 의해 제어 가능한 가변 게인이 있습니다. 마지막으로, ATLXR 회로의 입력 및 출력에 커플러가 있습니다.
상기 가변 R 공진기는 바람직한 실시예에서 칩 상에 이상적으로 통합될 것이다. R은 전형적으로 f에 의해 제어 가능한 가변 값의 varactor 다이오드 외에 고정값의 통합 커패시터 및 나선형 인덕터로 구성됩니다. R 수 또한 칩 다이에 통합 된 분산 전송 라인 구성 요소를 기반으로 구현될 수 있습니다. R의 공진기의 또 다른 대안은 가변 인덕터 또는 가변 커패시터를 초래하는 통합 MEMS 장치를 기반으로 구현된다는 것입니다. 적합한 공진기 R의 예는 Nielsen에서 상세하게 기재된 것을 포함할 수 있다.
변형 및 옵션
이해될 바와 같이, ATLXR 회로에 대한 다른 대안 및 변형이 존재한다. 다음은 몇 가지 가능한 변형입니다.
1차 공진기는 두 포트 디바이스 대신 단일 포트일 수 있다. 이와 같이 우리는 도 191에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 다중 극 BAW 칩 디바이스의 적용을 구상할 수 있다. 여기서 공진기는 접지 및 ATLXR 칩에 대한 각 공진기의 하나의 포트 연결이 있는 공통 BAW 칩에 있습니다. 본 실시예에서 제안된 것은 다중극 필터를 구성하는 매칭 ATLXR 칩에 하나의 포트 연결을 가진 복수의 BAW 공진기로 구성된 외장 공진기 칩이다. 내부 조정 가능한 공진기 블록 R은 필요에 따라 신호 루프를 닫습니다.
ATLXR 신호 루프의 다른 구현에는 음의 저항 증폭기가 포함될 수 있습니다.
1차 공진기는 안테나 또는 방사 시스템의 일부일 수 있다. 여기에는 칩 안테나 또는 인쇄 회로 안테나와 같은 일부 공진 특성이 있는 안테나가 포함될 수 있습니다.
ATLXR은 도 192에 도시된 바와 같이 다양한 안테나 및 다양한 공진기를 연결하는 다수의 일반 ATLXR 블록 및 스위치 매트릭스를 갖는다. BAW 공진기, 인쇄 공진기, 칩 안테나, 공진기 등에 부착 할 수있는 일반 포트가 있습니다. 다른 쪽에 스위치 매트릭스는 ATLXR 회로에 부착됩니다. 또는 개선이 필요하지 않은 경우 ATLXR이 연결되지 않습니다. 도 192는 BAW / SAW 공진기 19210, PCB 인쇄 공진기 19212, 칩 안테나 19214, 스위치 매트릭스 19216, ATLXR 회로 블록 19218 및 일반 ATLXR 칩 19220을 보여줍니다.
스위치 및 복수의 ATLXR 회로는 일반 트랜시버 칩에 통합될 수 있고 일반적인 외부 공진기는 안테나, 인쇄 회로 기판 공진기, SAW/BAW 공진기 등이 될 수 있는 ATLXR의 일반 핀에 부착될 수 있다;
바람직한 실시예
도 188은 ATL 기반 회로의 컨텍스트에 있어서 선호되는 구현을 나타낸다. 도 188에는 컴포넌트 F(18810), f(18814)에 의해 제어되는 R(18812), p(18818)에 의해 제어되는 P(18816), 커플러(18820), 신호 출력(18822), g(18826)에 의해 제어되는 이득 블록 G(18824), 신호 입력(18828), 그리고 칩 집적 회로(18830)가 도시되어 있다. 신호 루프는 단일 가변 공진기 또는 복수의 가변 공진기를 가질 수 있다. 나아가, 직렬 또는 병렬로 연결된 하나 이상의 1차 공진기가 있을 수 있는데, 루프 내에서 하나 이상의 가변 공진기와 연결된다.
위에서 기술한 바와 같이, XR(s)가 1차 공진기의 전송 함수를 한정하기 위해 사용된다. 필요한 것은 아니지만, 1차 공진기는 일반적으로 칩 외부의 외부 공진기가 될 것이다. R(s)은 ATL 신호 루프의 조정 공진기 또는 내부 공진기의 전송 함수이며 제어 f를 갖는다. 제어 f는, R의 커패시턴스를 변화시키기 위해, 버랙터 다이오드 형태에 또는 어쩌면 MEMS 장치에 작용할 수 있다. P는 p를 제어함으로써 선택할 수 있는 몇 가지 위상 상태를 가질 수 있는 이산 전환형 위상이다. G는 이득 블록 g에 의해 제어가능한 가변 이득을 갖는다. 마지막으로, ATLXR 회로의 입력과 출력에 커플러가 있다.
일 예에서, 조정 가능한 공진기는 칩에 통합될 수 있다. 일부 예에서, 조정 가능한 공진기는 f에 의해 제어 가능한 바와 같이 가변 값의 바행위자 다이오드 이외에 고정값의 통합 커패시터 및 나선형 인덕터로 구성될 수 있다. R은 또한 칩 다이에 통합된 분산 전송 라인 구성 요소에 기초하여 구현될 수 있다. R의 공진기의 또 다른 대안은 가변 인덕터 또는 가변 커패시터를 초래하는 통합 MEMS 장치를 기반으로 구현된다는 것입니다. 다른 적합한 공진기는 또한 당업자에 의해 인식될 것이다.
요약하면, ATLXR 신호 루프는 1차 공진기 또는 외부 공진기와 커플링된 가변 조정 공진기 R을 가지며, 여러 형태가 가능하다. 이에 의하여 2차 동조 공진기 내에서 {f,g,p} 제어로 조작가능한 단일 지배 극점을 갖는 결합 폐루프 공진기 응답이 허용된다. .
한 예에서, 하나는 적당히 다음을 사용하여 바람직한 s-plane 위치로 외부 공진기의 극을 이동할 수 있습니다.
ㆍ낮은 Q 공진기 의 집합 :
ㆍ주파수로 제어 할 수 있습니다.
ㆍ바람직하게는 선택 가능한 위상 시프트를 활용하고,
ㆍ가변 이득;
낮은 Q 공진기와 가변 게인이 신호 루프에 배치되어 외부 공진기의 극을 바람직한 위치로 이동시다.
도 209의 근본적인 ATLXR는 도 188에서 1차 공진기가 제어할 수 없다고 가정하지만, 1차 공진기 F는 도 189의 예에서와 같이 상이한 작동 주파수 사이에서 제어 가능하거나 튜닝할 수 있으며, 성분 F 18810, R 18812를 구비한다. f 18814, P 18816에 의해 제어 p 18818, 커플러 18820, 신호 아웃 18822, 게인 블록 G 18824 g 18826에 의해 제어, 18828 신호, 칩 집적 회로 18830, 그리고 또한 F18910의 거친 주파수 제어를 갖는. 예를 들어, 1차 공진기는 느린 제어를 위해 적용된 자기장을 가진 페릿계 공진기일 수 있다. 또는 상대적으로 느린 일부 거친 주파수 제어를 가지는 MEMS 형 공진기일 수 있다. 이들은 폐쇄 루프 극의 빠른 전자 제어를 제공하는 도시바와 같이 ATLXR 신호 루프에 통합될 수 있다.
ATLXR은 다중 극 필터 구현으로 직접 확장할 수 있습니다. 예는 2극 ATLXR 필터의 도 190에 도시되어 있다. 도 190은 f 18814, P 18814에 의해 제어되는 R 18812, P 18816에 의해 제어되는 P 18816, 커플러 18820, 신호 아웃 18822, 게인 블록 G 18824g에 의해 제어되는 이득 블록 G 18824, 18828, 및 칩 집적 회로 18888, 및 칩 집적 회로 18830을 추가로 갖는 것을 나타낸다. 19010 v 19012에 의해 제어. 변수 감쇠기 V에 대한 v의 추가 제어는 다중 ATLXR 회로의 전체 처리량 이득이 제어할 수 없는 자가 진동을 초래하지 않도록 제공된다. 도 190의 캐스케이드 구성은 각 ATLXR 회로가 대역 필터의 전체 전달 함수의 하나의 SOS(2차 섹션 또는 바이 쿼드)를 구현하는 것을 여기서 임의의 차수 대역 통과 필터로 확장할 수 있다.
가능합니다. 위의 논의와 마찬가지로, 이러한 variatinos는 설명 및 용어로 묘사, 그러나 이러한 변화는 공진기의 다른 유형을 기반으로 하는 다른 회로 설계에도 적용 할 수있다이것은 포함 할 수있다 다중극 필터를 구성하는 매칭 ATLXR 칩에 하나의 포트 연결을 가진 복수의 BAW 공진기로 구성된 외장 공진기 칩. 내부 공진기 블록 R은 필요한 추가 피드백 포트를 형성합니다.
ATLXR 구현
통합 칩 복잡성은 일반적으로 작은 신호 트랜지스터가 무시할 만한 비용으로 통합될 수 있기 때문에 이차적인 것으로 간주됩니다. 인덕터와 커패시터는 더 큰 다이 영역을 차지하기 때문에 비용이 많이 들 수 있습니다. 따라서 가변 R 공진기의 비용 효율적인 통합은 일반적으로 약 10의 낮은 Q 값을 달성한다. 고도로 선택적인 대역통과 필터 응답을 얻으려면 필터 극이 10보다 훨씬 높은 Q 값을 가지므로 상당한 Q 향상이 필요할 수 있습니다. ATLn에서는 임의의 높은 Q 향상이 가능하지만 선형성이 저하되는 비용이 발생합니다. 오프 칩 외부 공진기의 장점은 상당히 높은 초기 Q를 가질 수 있으므로 Q에서 적당한 추가 향상이 필요하다는 것입니다.
일부 예에서, 1차 공진기는 조정 가능한 공진기의 Q보다 약 10배 더 큰 Q를 가지며, 조정 가능한 공진기의 Q보다 100배 이상 클 수 있다. 본 토론의 맥락에서, 10 또는 100의 값을 언급하는 것은 명확한 한계가 아니며, 본질적으로 가깝지만 약간 바깥에 있을 수 있는 요인을 포함하는 일반적인 범위로 간주되어야 한다.
몇 가지 사례에서, 1차 공진기는 외부 공진기일 수 있다. 교육 시에 사용될 수 있는 가장 그럴 듯한 시나리오로 예상되므로, 여기에서 "외부"라는 용어는 통상적으로 1차 공진기를 가리키는 것으로 사용된다. 그러나, 교육은 또한 비외부 공진기에도 적용될 수 있는 것으로 이해될 것이다. 조정 공진기 회로에 비해 다른 소재나 다른 기술로 제조된다면 공진기가 외부인 것으로 간주될 수 있다. 조정 공진기 회로의 기판과 분리되고 구별되는 기판 위에 있다면 또한 외부인 것으로 간주될 수 있고, 이때 기판은 동업계에 알려진 여러 방법으로 결합되거나 부착되어 있을 수 있고, 이는 결국 1차 공진기와 조정 공진기의 최종적인 형태에 의해 좌우된다. 예를 들어, 1차 공진기는 제1 성분일 수 있고, 제1 물질을 형성하고, 조정 가능한 공진기는 제1 물질과 상이한 제2 물질로부터 제조된 제2 성분일 수 있다. 예를 들어, 도 188에서, 공진기는 조정 가능한 공진기를 기준으로 "오프 칩"이고, 도 191에서는 별도의 기판 상에 BAW 필터를 도시한다. 다른 디자인은 당업자에게 명백할 것이고 더 이상 논의되지 않을 것이다.
인쇄 공진기의 변형은 일반적으로 SAW 또는 BAW의 높은 Q를 달성하지 않지만 칩 공진기 구현보다 훨씬 높은 Q를 가지고 있습니다. 유용한 인쇄 공진기는 필드를 포함하는 다수의 비아 연결을 가진 PC 기판에 구축된 도파관과 같은 캐비티를 포함할 수 있다. 이는 도 193에 도시된 것으로, 이는 도파관 캐비티의 외주를 스티치하는 이송 구조 및 비아 홀 연결을 나타내는 공진기의 하향식 도면이다. PCB의 연결을 통해 19310에 표시되며, 피드는 19312에 표시됩니다. 인쇄 회로 기판의 상부 및 하부 평면의 절제는 명확성을 위해 표시되지 않습니다. 단일 포트 공진기는 표시되지만 다른 피드 프로브를 추가하여 두 포트가 될 수 있습니다.
이러한 유형의 공진기는 손실이 본질적으로 유전체이고 전도성이 아니기 때문에 더 높은 Q를 제공한다는 장점이 있습니다. 다중 공진기(19412)는 도 194에 도시된 바와 같이 구현될 수 있고, 각각은 ATLXR 칩 19410에 연결된다.
다단계 보드는 다이어그램에 설명된 대로 인쇄된 공진기를 스태킹할 수 있습니다.
도 195ATXR 칩(19510) 및 칩 안테나 19512를 갖는다. 일반적으로, 스마트 폰에서 적어도 10 층이 사용되므로 스트립 라인 공진기 195145may 적은 공간을 차지하기 위해 도시 된 바와 같이 적층 얻을 수 있습니다. ATLXR 칩이 볼 그리드 커넥터를 사용하는 경우 공진기를 칩 아래에 적층하여 컴팩트해질 수 있습니다. 따라서 마이크로파 주파수 애플리케이션의 경우 초기 Q를 100개 순서로 정하는 외부 공진기 XR을 매우 비용 효율적인 구현할 수 있습니다. 더 높은 주파수에서 인쇄된 공진기는 작아지므로 더 매력적이지만 외부 공진기 XR의 Q를 약 100 정도유지하려면 저손실 유전체 기판이 필요할 수 있습니다.
ATLXR 커플링 구성
ATLXR의 두 가지 특성은 아래에서 설명합니다.
첫 번째 특성은 다음을 포함하여 결합될 공진기 세트입니다.
ㆍ외장 공진기 XR과 같은 1차 공진기, 및 보통 더 높은 Q; 및
ㆍ조정 가능한 공진기(일반적으로 낮은 Q)는 공진 주파수 및 대역폭 측면에서 튜닝할 수 있습니다.
두 번째 특성은 공진기 집합을 통합하는 활성 신호 루프입니다. 이는 일반적으로 원하는 효과를 달성하기 위해 공진기안팎의 신호를 결합하는 커플링 아키텍처를 포함한다. 커플링 메커니즘 수 순환기, 지향성 커플러, 멀티 포트 장치 등으로 구성됩니다. 루프에 하나의 공진기 또는 다중 공진기가 있을 수 있습니다. 또한, '공진기'는 단일 공진기를 언급하는 것에 대해 구체적으로 언급하지 않는 한 공진기 시스템을 의미합니다.
관심은 위에서 논의된 ATL 적응형 필터 공진 구조와 조합하여 1차 공진 구조를 고려하는 것입니다. 사용할 수 있는 다양한 아키텍처가 있으며, 그 중 4개는 아래에 표시되며 일반적으로 커플링 구성으로 구분됩니다. 다른 구현은 또한 당업자에 의해 인식될 것이다.
ATLXR 구현 범주 1: 단방향 신호 흐름
범주 1은 첫 번째 ATLXR 구현 범주이며 두 가지 주요 특성을 가지고 있습니다. 첫 번째는 모든 신호가 단방향이라는 것입니다. 두 번째는 입력 신호가 방향 합계 블록을 통해 피드백 신호로부터 분리된다는 것입니다. 그러나 이것은 합계 블록이 비상호적이라고 가정합니다.
이러한 합계 블록을 구현하는 방법에는 두 가지가 있습니다. 첫 번째 방법은 도 그림과 같이 순환기를 사용하는 것입니다. 80. 순환기는 부피가 크고 비싸므로 칩에 통합할 수 없는 비상호 장치입니다. 단방향 흐름을 생성하고 출력 수 을 탭하면 피드백 처리에서 버퍼 출력에서 탭해제됩니다. 도 80은 소스(8020) 및 입력 8010, 순환기(8012, 게인 스케일링 블록 8014, 위상 시프터 8016, 루프 8022, 및 출력 8018)를 나타낸다.
ATLXR 카테고리 1을 구현하는 더 좋은 방법은 도 205의 상단에 표시된 것처럼 루프에서 단방향 신호 흐름을 강제하는 비 상호 합계 블록으로 활성 차동 증폭기 20502를 사용하는 것입니다. , 위상 시프터 20506 및 게인 블록 20508, 하단의 회로는 ATL 회로 (1301)와 외부 공진기 20510을 가지고있다. 출력 수 루프의 구성 요소 순서는 임의입니다. 공진기는 ATL 회로를 묘사하는 다양한 도면에서 1301로 표기되지만, 이들은 더 높거나 낮은 차수의 ATL 회로일 수도 있고, 또는 이전에 논의된 공진기(1401)와 같은 기본 공진기일 수 있음을 이해될 것이다.
이 액티브 피드백 여름은 차동 증폭기 회로가 칩에 구현하는 것이 간단하고 칩 수준에서 구현하기 어려운 인덕터 또는 기타 구성 요소가 필요하지 않다는 점에서 아마도 이상적입니다.
도 205의 하단에 도시된 ATL3 구현을 이용한 ATLXR 카테고리 1의 구현. 위에서 설명한 바와 같이, ATL3 구현은 낮은 Q 보조 공진기 및 위상 시프터 내에서 루프 위상 시프트 제어를 가능하게 합니다. 수 두 단계 편광 사이를 전환하는 것만큼 간단합니다.
ATLXR 구현 범주 2: 외부 공진기와의 양방향 신호 교환
ATLXR의 카테고리 2 구현은 도 110 및 도 206에 각각 도시된 바와 같이, 1차 공진기(XR)와 조정 가능한 공진기 회로사이의 결합 요소로서 방향성 커플러 또는 순환기를 사용한다. ATL1 또는 ATL3을 사용하는 것은 조정 가능한 공진기 회로로. 기타 ATL 구현 는 또한 가능.
이 카테고리에서, 피드백 신호가 외부 공진기로부터 의도적으로 분리되어 루프의 일부가 되는 입력 컴포넌트가 되도록, 서큘레이터 또는 방향 커플러를 반대로 돌린다. 서큘레이터나 방향 커플러의 역할은 외부 공진기 내의 양방향 플로를 루프 내의 분리된 플로로 분리하는 것이다. 아래에서 설명하는 바와 같이, ATLF의 경우에, 이를테면 10dB의 역방향성 커플러(20704)를 사용한다면, 안테나(20702)의 바운스 오프에 신호를 제공하거나(도 207 상단 참조), 또는 BAW나 인쇄 회로 안테나 등의 외부 공진기의 입력에 신호를 제공하며(도 207 하단 참조), 이때 회로는 공진기(20706) 및 이득/위상 블록(20708)도 포함한다.
외부 공진기는 아래 에서 ATLF로 설명되는 안테나인 조건에 대해, 우리는 안테나가 제대로 일치하지 않을 것이라는 점을 인식합니다. 따라서 피드백 루프에 안테나를 의도적으로 포함하므로 활성 임피던스 매칭을 위해 안테나의 반사를 기반으로 합니다.
ATLXR 구현 카테고리 3: 음의 저항 증폭기로서의 ATL
ATLXR의 카테고리 3 구현은 하이브리드 커플러를 사용합니다.
도 113여기서 ATL은 음의 저항 증폭기로서 구현된다. 이 구현 범주에서는 방향 성 커플러에 대한 요구 사항이 없습니다.
하이브리드 커플러는 인라인 양방향 위상 시프터의 일부입니다. 위상 시프터 구현의 예이며 ATLF 피드백 루프와는 아무 런이 없습니다. 즉, 위상 시프터 수 하이브리드 커플러없이 다른 방법으로 개발 될 수있다.
도시된 바와 같이, ATLXR 카테고리 3은, 전체 회로가 외부 공진기와 2차 공진 루프 사이의 경로 대신 양방향 신호 플로로 구성된다는 점을 제외하면, 카테고리 2와 유사하다. 이는, 통상적으로 사용되는 양 포트 이득 블록과는 달리, 음의 저항 이득 블록으로 귀결된다. 도 208에는 카테고리 3 ATLXR을 구현한 것이 도시되어 있다.
ATLXR 구현 범주 4: 외부 2포트 공진기 사용
ATLXR 카테고리 4는 두 포트 공진기로서 외부 공진기로 구성됩니다. 이 두 포트 공진기는 인쇄 안테나, 인쇄 된 공진기 또는 두 개의 포트 BAW / SAW 일 수 있습니다. 카테고리 4는 도 209, 안테나 20902, 공진기 20904 및 이득/위상 블록 20906을 나타내고 있다. 이와 같이 우리는 도 191에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 다중 극 BAW 칩 디바이스의 적용을 구상할 수 있다. 도 191은 F 18810, R 18812에 의해 제어되는 성분 F 18814를 나타낸다. P 18818, 커플러 18820, 신호 아웃 18822, 게인 블록 G 18824 g 18826, 신호 18828, ATLXR 칩 19110, BAW 칩 19112, 감쇠기 19114에 의해 제어. 여기서 공진기는 접지 및 ATLXR 칩에 대한 각 공진기의 하나의 포트 연결이 있는 공통 BAW 칩에 있습니다. 본 실시예에서 제안된 것은 다중극 필터를 구성하는 매칭 ATLXR 칩에 하나의 포트 연결을 가진 복수의 BAW 공진기로 구성된 외장 공진기 칩이다. 내부 공진기 블록 R은 필요한 추가 피드백 포트를 형성합니다.
스위치 매트릭스를 사용한 ATLXR 구현
An ATLXR 수 도 192에 도시된 바와 같이 다양한 안테나 및 다양한 공진기를 연결하는 다수의 일반 ATLXR 블록 및 스위치 매트릭스를 갖는다. 이렇게 하면 일반 포트가 수 BAW 공진기, 인쇄 공진기, 칩 안테나, 공진기 없음 등에 부착할 수 있습니다. 다른 쪽에 스위치 매트릭스는 ATLXR 회로에 부착됩니다. 또는 개선이 필요하지 않은 경우 ATLXR이 연결되지 않습니다.
스위치와 복수의 ATLXR 회로는 일반 트랜시버 칩에 통합된 다음 일반 외부 공진기일 수 있습니다. 수 ATLXR의 일반 핀에 부착해야 합니다. 수 안테나, 인쇄 회로 기판 공진기, SAW / BAW 공진기 등이 될 수 있습니다.
1차 공진기의 성능을 향상시키기 위한 ATLXR의 개념을 검토한 후 다음과 같은 두 가지 특정 통신 시스템 사례를 살펴보겠습니다.
1차 공진기는 임의의 전기적으로 작은 안테나(ESA) 서브시스템; 및
1차 공진기는 외부 BAW 또는 SAW RF 공진기 필터이다.
결합 된 공진기를 사용하여 임의의 전기 소형 안테나의 시스템 성능 최적화
무선 트랜시버는 지난 수십 년 동안 고도로 통합되고 최적화되어 있으며, 2.45GHz 또는 5GHz에서 작동하는 정교한 WiFi 트랜시버는 중앙의 높은 수준의 통합으로 활성화되는 소수의 구성 요소로 구성되어 있습니다. 트랜시버 칩, 그리고 몇 평방 센티미터의 회로 기판에 맞는. 이로 인해 IoT와 무선 스마트 붕대 센서와 같은 응용 분야에 연료가 공급되었습니다. 그러나 저렴한 무선 트랜시버의 가용성은 이제 추가 비용 절감, 성능 향상 및 안테나 크기 감소를 위한 추진을 만들고 있습니다.
전기적으로 작은 안테나에 대한 임피던스 매칭 고려 사항
전기적으로 작은 안테나(ESA)는 작동 파장보다 훨씬 작은 치수를 가진 구조물이므로 일반적으로 기존 방법을 사용하여 주파수 대역에 대해 임피던스 일치가 어렵습니다. 안테나와 수신기 간의 적절한 임피던스 매칭이 효율적인 에너지 전송에 매우 중요하다고 말하는 것으로 충분합니다. 진행하려면 안테나에 대한 간략한 배경 자료를 고려하여 안테나에 대한 통찰력을 제공해야 합니다. 및 b) ATLn 공진기는 위에서 설명한 ATLXR의 맥락에서 그와 결합할 수 있는 방법.
안테나의 본질은 우리가 전송 모드에서 시작하면 이해하기 쉽습니다. 단순히 방사전자(EM) 필드가 먼 필드에 있는 이 방사 장치로부터 반비례하는 진폭을 갖도록 교대로 가속 및 감속되는 전하의 전류 흐름을 배치하는 장치입니다. 는 일반적으로 방사 원에서 10 파장입니다.
안테나가 수신 모드에서 사용될 때, 로렌츠 반응 적분에 의해 수신 안테나의 성능이 전송 모드 안테나와 가역적임이 예측된다. 안테나와 안테나 임피던스 내에서 전류를 분배하는 것은 전송 및 수신 함수 양자에 있어서 동일하다. 따라서 전송 모드의 안테나를 분석할 수 있고 수신 모드의 안테나 작용을 결정하기 위해 임피던스 특성을 계산하여 이용할 수 있다.
로렌츠 반응 적분은 안테나 상호 작용의 중심적 특성의 핵심이다. 도 53을 참조하여, 와이어 쌍극자 인근에서 전기장과 자기장을 발생시키는 안테나로부터 떨어진 위치의 다른 EM 발생기를 살펴본다. 전류로 J를, 이에 상응하는 자류로 M을 사용하며, 이는 가상이지만 안테나를 분석하는 데 유용하다. 도 53에는 원격 소스(5310), 방사파(5312), 와이어 쌍극자(5314)가 도시되어 있다.
로렌츠 반응 적분
안테나 구조가 들어오는 외부 필드에 결합하는 방법의 척도인 Lorentz 반응 일체는
전기적으로 작은 와이어 안테나 내의 전류 분포는 다음과 같은 전류 분포를 결정함으로써 동일한 Lorentz 반응 적분으로부터 결정될 수 있다.
ㆍ특정 조리개 전압; 및
ㆍ와이어 구조에 제로 접선 전기장.
그런 다음 안테나 전류 분포가 알려지면 입력 임피던스가 쉽게 추출됩니다.
Lorentz 반응 적분은 두 안테나 구조 사이의 일반적인 커플링을 계산하는 방법을 제공합니다. Lorentz 반응 일체형은 커플링이 상호적임을 보여줍니다: 커플링은 어느 안테나가 방사되고 어떤 안테나가 수신되는것과 독립적입니다. 이로부터 중요한 결과는 안테나 임피던스가 송신 및 수신 모두에 대해 동일하다는 것입니다. 이 상호주의 원리는 안테나를 일반적으로 더 간단한 전송 구조로 분석한 다음 이 결과를 직접 사용하여 안테나가 신호를 수신하는 방법을 상호 적으로 알려줍니다. 전송 모드에서 와이어 컨덕터를 따라 이동하는 가속 전자는 관측점에서 안테나 중심으로의 거리인 1/r 구성 요소가 있는 EM 필드를 생성합니다.
다이폴 및 루프 안테나 특성
다이폴 안테나: 특히 자기장 커플링이 없는 와이어 다이폴 안테나의 경우, Lorentz 반응 일체형이 됩니다.
가변 전기길이의 쌍극자 안테나의 입력 임피던스 및 전도도는 도 54에 제시되며, 여기서 전기 길이는 파장의 관점에서 총 물리적 쌍극자 안테나 길이이다. 실제 구성 요소는 5410으로 표시되고 가상 구성 요소는 5412로 표시됩니다. 공진보다 짧은 길이의 경우 안테나는 커패시터로 작동하며 공진이 인덕터로 작동보다 더 오래 작동합니다. 공진시 LRC 쌍극자 임피던스 모델 시리즈는 실제 구성요소의 기울기가 지나치게 가파르지 않기 때문에 적절한 근사치입니다,
쌍극자 안테나 임피던스는
이 모델은 더 큰 주파수 범위에 걸쳐 적당한 적합하지만 공진시 방사선 저항 R은 Ω. 다른 가능성은 병렬 GLC의 입학 모델입니다.
공진 주위의 좁은 주파수 범위에 걸쳐 정확합니다. 즉, 도 54의 우측 플롯을 살펴보면, 전도도는 공진에서 고정된 지점을 통과하고 1차 순서로 가는 것은 상수로 간주될 수 있다. 수량과 마찬가지로 감수성도 거의 선형으로 다릅니다.ΩC - 1/ΩL). 공진에서 벗어나, 입학과 감수성 모두 주파수에 따라 단조롭게 증가하여 계열 모델이나 병렬 모델이 정확하지 않음을 보여줍니다.
관심의 경우, 직렬 또는 병렬 LRC 모델은 방사 저항이 전기 길이의 함수이기 때문에 실제 부품이 상수이며, 따라서 주파수가 된다는 것입니다. 따라서, 다이폴 안테나의 LRC 모델은 더 높은 Q 다이폴 안테나에 대해 상대적으로 좁은 대역폭에 걸쳐서만 정확할 수 있다.
이 모든 것은 쌍극자 안테나에 대한 임피던스 매칭 모델링에 어려움을 초래합니다.
문제를 복잡하게 하기 위해 2.4GHz 및 5GHz 작동 대역에서 는 반파장 다이폴 또는 분기 파장 모노폴이 물리적으로 너무 커서 소형 무선 센서 애플리케이션에 적합하며 보다 컴팩트한 안테나가 필요합니다. 도 55에서, 우리는 명목상 0.1 파장의 차원을 가진 작은 안테나의 입력 임피던스를 고려한다. 이러한 짧은 다이폴의 시리즈 LRC 모델은 방사 저항이 2옴인 반면 시리즈 정전용량 반응은 2000옴임을 보여준다. 따라서 이 큰 정전 용량 반응을 효율적으로 보상하려면 매우 큰 Q 및 부품 정밀도의 공진 회로가 필요합니다. 2옴을 50옴으로 변환하는 비사소한 임피던스 매칭 회로입니다.
이 다이폴 안테나 자체의 Q는 1000 이상이며, 이는 안테나 Q를 줄이는 것이 더 넓은 대역폭을 달성하는 데 유용할 수 있음을 의미합니다. 그러나 이것은 수신기의 노이즈 수치 (NF)에 직접 추가 손실을 부과하는 비용으로 제공됩니다. 공진 주파수 길이보다 쌍극자 안테나를 조금 더 길게 만들면 합리적인 안테나 Q를 얻을 수 있으며 이를 ATL1에 보다 쉽게 결합할 수 있습니다. 도 56은 20% 상대 대역폭을 통해 안테나 Q를 10 대 20의 순서로 전기적으로 작은 쌍극자 와이어 안테나의 임피던스를 나타낸다.
루프 안테나: 이 안테나 구조는 주로 루프 평면에 수직으로 자기장을 생성하며, 이는 루프 평면에 수직인 (가상의) 자기 전류 쌍극에 해당합니다. 이 안테나의 동등한 표현은 자기 전류입니다. M 루프의 평면에 수직으로 흐르고 있습니다. 참고로, M 가상의 J 진짜입니다. 루프 안테나의 로렌츠 커플링 일체형이
루프 안테나가 이제 전기 부품 대신 원거리 외부 소스의 자기 구성 요소에 민감하다는 것을 보여 줌
전기적으로 작은 전류 루프 안테나에는 시리즈 저항기 인덕터 모델로 표시되는 입력 임피던스가 있습니다.
임피던스 매칭은 원칙적으로 - jX (Ω) 안테나 인덕턴스와 공명하여 R (Ω) 이는 일반적으로 여러 옴의 순서에 : 낮은 전력 통합 전자 장치와의 호환성을 위해 너무 작은 저항.
따라서 우리는 시리즈 또는 션트 커패시터와 일치합니다. 도 57에 도시된 스미스 차트 곡선(50옴으로 정규화)의 세그먼트(5710)는 계열 커패시터및 5712는 션트 커패시턴스이다. 이는 하나의 주파수에 대해서만 안테나와 일치합니다. 더 넓은 주파수 범위에 잘 매칭되기를 원한다면 더 복잡한 임피던스 매칭 회로가 필요합니다.
지면 평면 효과: 다이폴 및 루프 안테나는 단말과 관련하여 대칭적인 방식으로 균형을 이룹니다. 그러나, 소형 무선 회로의 구성에서 접지 평면은 회로 전체에 분포되는 잠재적인 기준점을 형성하기 때문에 편리합니다. 불행히도, 주파수가 증가함에 따라 접지 평면:
ㆍ더 이상 원하는 동일한 전위 표면이 아닙니다.
ㆍ모델링하기가 다소 어렵다
ㆍ많은 EMI (전자기 간섭) 문제의 근원입니다.
안테나와 관련하여, 우리는 안테나의 일부로 지상 비행기를 고려해야합니다. 이렇게 하면 안테나 임피던스 일치에 대한 분석 및 모델링이 상당히 복잡해지습니다.
루프 또는 다이폴 안테나를 만들고 여전히 방사하는 방법에 대한 물리적 한계는 이론적으로 제로 크기이지만 치수가 줄어들수록 방사 저항이 빠르게 0으로 떨어지기 때문에 실질적으로 제한됩니다. 임피던스 매칭을 사용하면 방사 저항을 통해 큰 전류를 넣을 수 있으며, 상호주의 원칙에 따라 수신 모드에서도 작동합니다. 도 58에 도시된 바와 같이 작은 루프 안테나(5810)를 나타낼 수 있는 2+ j200의 시리즈 모델을 고려한다. 하나는 여전히 그것을 일치 시킬 수 있습니다 50 옴, 하지만 구성 요소는 하나의 임피던스의 시리즈 정전 용량을 필요로 하는 점에서 더 어려워지고 있다 - j1의 션트 정전 용량 - j7 옴. - j1의 시리즈 정전 용량은 비실용적이며 생략되어 약간의 임피던스 불일치 손실이 발생합니다.
인쇄된 안테나: 많은 무선 응용 분야에서 반전된 F 안테나(PIFA)와 같은 인쇄 안테나는 저렴하고 효율적입니다. PIFA 안테나는 접지 평면이 있는 불균형 안테나의 예입니다. 이것은 일반적으로 작은 무선 트랜시버에 대한 인쇄 안테나로 사용된다. 도 211은 화살(21102)으로 대표되는 전류 흐름 및 결과필드 생성을 나타내며, 지반평면내의 전류 흐름에 의해 복잡해진다. 그러나, 많은 응용 프로그램에 대 한, 약 분기 파장의 크기는 여전히 금지 증명할 수 있습니다.
조리개 안테나: 와이어 다이폴과 와이어 루프는 방사 구조의 두 가지 기본 유형입니다 : 모든 와이어 안테나는이 두 안테나 유형의 조합입니다. 도파관 구조에 결합된 조리개 안테나는 다르지만, 필드 모드에서 전도 모드로 커플링하기 위해서는 일종의 와이어 안테나가 여전히 필요하다는 점을 제외하고는 이 토론에서 중요한 것은 아닙니다.
위의 모든 전기소형 안테나는 공진 구조라는 점에 유의해야 합니다. 이것은 칩 안테나에 우리를 제공합니다.
...
. 밀리미터 크기의 이 칩 안테나는 자유 공간 파장이 10cm 범위에 있는 2.45GHz 안테나로 의도된 일반적인 파장보다 훨씬 작습니다. 접힌 선 및 코일 구조의 다양한 가능성은 도체 주위에 재배 된 세라믹으로 구성 될 수있다. 유전체 공진기 안테나의 이러한 작은 버전은 칩 안테나라고도합니다.
칩 안테나는 일반적으로 지상 평면이 중요한 회로 요소, 기본적으로 안테나의 나머지 절반을 형성하는 접지 요소되도록 설치된다.
도 59의 상단에 도시된 바와 같이 종래의 매칭 성분을 가진 칩 안테나의 전형적인 구현은 복잡할 뿐만 아니라, 일반적으로 안테나가 전형적으로 트랜시버와 정확하게 일치하지 않도록 근사치일 뿐이다. 도 59는 안테나(5910), 필터 네트워크(5912), 및 트랜시버(5914)를 나타낸다. 회로 접지 평면은 기본적으로 안테나의 나머지 절반을 형성하여 더 많은 임피던스 매칭 복잡성을 추가합니다. 또한 트랜시버는 일반적으로 50옴에 대한 매칭을 제공해야 하며, 이는 전체 효율성에 영향을 미치는 내부 버퍼링을 의미합니다. 또한, 일치하는 구성 요소는 비용을 추가 할뿐만 아니라 보드 공간이 필요합니다. 추가 제작 단계; 손실입니다. 도 59의 하단을 참조하면, ATLn(5916)을 가진 트랜시버 칩, 칩 안테나(5918) 및 접지플레이트(5920)가 도시된다.
칩 안테나(5918)의 Q가 너무 높으면 광범위한 튜닝 범위를 달성하지 못합니다. 이를 지원하기 위해 바행위자 다이오드는 칩 안테나 단자로부터 접지까지 션트 성분으로서 배치될 수 있다. ATL1의 공진기와 유사하게 넓은 주파수 범위에서 부드러운 튜닝이 가능합니다.
또한 칩 안테나를 통합할 때 입력 임피던스는 레이아웃에 따라 크게 변경되며 모델은 네트워크 분석기(NWA) 측정에 적합해야 합니다. 다시 말하지만 임피던스 일치 모델링은 간단하지 않습니다.
한 예로, ATLn을 전기적으로 작은 안테나와 통합할 때, ATLn 지향성 커플러는 나선형 변압기와 인덕터를 사용하여 실현됩니다. 10% 이상의 원하는 튜닝 대역폭의 경우 커플링 비율이 |c | < 0.1. 따라서, 우리는 일반적으로 (것)에 따라S 11 (±jΩ 0 )(것)에 따라 >> 1. 따라서 ATL1은 입력 포트에서 임피던스 불일치에 민감해집니다. 이는 VSWR이 일반적으로 너무 커서 전체 시스템이 제어되지 않는 주파수에서 스스로 진동하기 때문에 ATL1에 직접 안테나를 부착하는 것을 금지하는 것처럼 보입니다. 용액은 안테나와 ATL1 사이에 저잡음 증폭기(LNA)를 포함하는 것일 수 있다. 그러나, 이는 안테나와 LNA를 일치시키기 위해 추가적인 구성요소가 필요하며, 그렇지 않으면 사용 가능한 전력의 상당 부분이 안테나에 다시 반사되어 다시 방사될 것이다.
대조적으로, 아래에 설명된 ATLF(ATL 기반 필테나 회로)로 지칭되는 회로의 조정은, 다른 곳에서 논의된 바와 같이 안테나와 수신기 사이의 자동 컨쥬게이트 임피던스 일치를 허용함으로써 달성될 수 있다. 이러한 방식으로, ATLF는 안테나와 송신기/수신기 사이의 높은 수준의 에너지 전달을 달성하기 위해 사용될 수 있으며, 변조된 신호 반송파의 더 큰 주파수 엔피파그 내에서 관심 있는 특정 대역에서 그렇게 한다.
공명 모델링 및 임피던스 보정을 이해하려면 ESA 안테나를 자세히 살펴봐야 합니다. 도 54는 가변 전기길이의 쌍극자 안테나의 입력 임피던스 및 전도도의 플롯을 나타내며, 여기서 전기 길이는 파장의 관점에서 물리적 길이이다. 공진보다 짧은 길이의 경우 안테나는 커패시터로 작동하며 공진이 인덕터로 작동보다 더 오래 작동합니다. 관심의 것은 안테나 방사 저항이 전기 길이의 함수이기 때문에 시리즈 LRC 안테나 모델이나 병렬 LRC 안테나 모델은 실제 부품이 일정하지 않습니다.
공진 다이폴을 실용화하는 것은 병렬 LRC 모델에서 전도도가 동시에 0으로 가는 동일한 전기 길이로 피크한다는 것입니다. 이러한 안테나는, 따라서, 임피던스는 약 72옴의 고정값에 매칭된다.
예를 들어, 일반적인 2.4GHz 및 5GHz 형 주파수 대역에서는 반파장 다이폴 또는 분기 파장 모노폴이 물리적으로 너무 커서 많은 응용 분야에 더 컴팩트한 안테나가 필요합니다.
이러한 소형 ESA는 높은 반응성 성분과 낮은 방사 저항성을 갖는다. 도 55에서 우리는 명목상 0.1 파장의 훨씬 짧은 안테나의 입력 임피던스를 고려한다. 이러한 짧은 다이폴의 시리즈 RC 모델은 방사 저항이 거의 2 옴, 시리즈 정전 용량 반응은 2,000 옴임을 보여줍니다. 이 대형 정전 용량 반응을 효율적으로 보상하려면 엄청난 Q 및 부품 정밀도의 공진 회로가 필요합니다. 2옴을 50옴으로 변환하는 매칭 회로는 사소한 것이 아니며 실제 덩어리 매칭 구성요소를 사용하는 것은 상당한 손실을 나타낸다.
우리는 다이폴 안테나를 조금 더 만들면 우리는 합리적인 안테나 Q를 달성 할 수 있습니다.
도 56은 명목상 0.35파장 길이인 쌍극자의 임피던스를 나타낸다. 방사선 저항이 30옴으로 증가했으며, 시리즈 정전 용량 반응은 보다 관리가 용이합니다.
375 옴.
ESA를 큰 불일치 손실 없이 넓은 주파수 튜닝 범위에 걸쳐 일치하려면 일반적으로 고품질 구성 요소와 복잡한 매칭 회로가 필요합니다. 따라서 ESA 안테나 설계에 대한 요구 사항은 무선 센서 및 휴대 전화와 같은 응용 프로그램에 대한 요구 사항으로, 물리적 크기 측면에서 컴팩트한 설계를 달성하는 동시에 입력 포트 임피던스를 달성하는 데 너무 어렵지 않습니다. 합리적인 구성 요소입니다.
이 고정 임피던스 안테나는 이후에 일치하는 고정 임피던스 트랜시버 서브시스템에 부착된다. 이 접근 방식은 무선 설계를 단순화하면서 다음과 같은 두 가지 주요 결점을 초래합니다.
결합 된 안테나 / 트랜시버 시스템의 신호 손실 : 트랜시버의 작동 범위에 걸쳐 안테나임피던스 매칭은 트랜시버의 작동 대역에 걸쳐 고정되고 상대적으로 일정한 평균 임피던스입니다. 그 결과 전송 및 수신기 모두에 대한 신호 강도가 2 ~ 3dB 손실됩니다. 신호 강도의 이러한 손실은 트랜시버의 범위를 감소시킨다.
신호 손실 외에도 안테나와 트랜시버의 일괄 임피던스 매칭 요소 내에서 배터리 전원이 손실됩니다.
Nielsen에 개시된 바와 같이, 컨쥬게이트 매칭 안테나 회로는 전송의 전체 대역폭을 통해 ESA 안테나 들 사이의 에너지 전송의 최대 또는 적어도 증가된 양을 허용하는 데 사용될 수 있다. 이 회로는 Anlotek ATL 필테나 또는 단순히 ATLF라고합니다. ATLF는 송수신 함수 모두에 적용할 수 있습니다.
. 이러한 동적 환경에서 통신 시스템 및 기타 응용 분야에 대한 안테나 최적화 기술 수 피사체 안테나의 실제 반사 계수를 추적하여 안테나를 최적화하지 못하거나 안테나가 트랜시버 시스템에서 효과적으로 분리되는 원인이 됩니다.
전기적으로 작은 안테나가 아닌 안테나에 대한 임피던스 매칭 방법 고려
고출력 전송 안테나에 대한 임피던스 매칭은 VSWR(전압 스탠딩 웨이브 비)이라는 메트릭을 기반으로 널리 배포되었습니다. 이러한 안테나는 전기적으로 작지 않지만 완전성을 위해이 방법을 검토합니다.
이러한 방법은 송신기와 안테나 사이의 임피던스를 자동으로 일치시키는 데 사용되지만, 일반적으로 송신기와 송신기 사이의 송신기 에서 전압 스탠딩 웨이브 비(VSWR)를 최소화하는 데 기반을 두고 있습니다. 안테나와 수신기 사이의 전송 라인에서도 동일한 작업을 수행할 수 있습니다.
이 방법은 송신기와 안테나 간의 임피던스 불일치를 측정하기 위해 안테나로의 신호 전송 라인에 존재하는 VSWR을 살펴보고 VSWR을 최소화하기 위해 가변 인덕터 및 커패시터 회로 요소를 조정합니다. 가변 선 길이 요소는 VSWR을 최소화하는 또 다른 방법입니다. VSWR을 측정하려면 안테나 타워에 특수 장비가 필요합니다.
이 방법은 전송의 중심 주파수를 살펴보면, VSWR은 전송의 전체 대역폭에 걸쳐 안테나에서 임피던스 불일치를 최소화하기 위해 조정된다. 이는 안테나와 수신기/송신기 간의 일치를 최적화하는 접근법과 현저한 대조를 이룬다.
공진 구조 커플링을 사용한 안테나 임피던스 매칭.
안테나 내의 임피던스 매칭 회로를 개선하기 위해 노력하는 대신, 칩, 쌍극자 또는 루프 안테나와 같은 타의 추종을 불허하는 임피던스 안테나 공진기를 적절한 특성을 갖는 외부 공진 구조와 결합하여, 위에서 설명한 ATL과 같이 안테나 자체의 성능을 최적화할 수 있습니다. 이를 공진기 연결 안테나 서브시스템ATL 필테나(ATLF)라고 부릅니다. 그러나, ATL과 유사한 특정 특성을 가함으로써 특정 한 일을 할 수 있는 다른 공진 구조는 또한 원하는 결과를 향해 안테나의 성능을 수정하는데 사용될 수 있다.
용어 "filtenna"는 때때로 안테나, 전형적으로 하나의 포트 안테나 엘리먼트 및 2개의 포트 필터 네트워크를 갖는 회로를 지칭하는데 사용된다. 실시예는 도 59의 상단에 도시되어 있다. 전형적으로, 필테나의 필터는 본질적으로 일치하는 회로인 대역패스 구조이다. 상기 필테나는 단순히 안테나의 그룹화와 전형적으로 대역패스 특성을 가지는 매칭 네트워크로서 간주될 수 있다. 필테나 밴드패스 매칭 회로는 도 60의 선행 예에서와 같이 고차 및 복합일 수 있으며, 이는 그렇지 않으면 협대역 안테나로부터 더 높은 차수의 Chebyshev-like 밴드 패스 응답을 생성한다.
용어 "재설정 안테나"는 주파수 응답이나 방사 패턴을 변화시키는 안테나에 적용할 수 있는 일종의 제어를 의미하는 것으로 사용될 수 있다. 이는 안테나의 상이한 부분에서 결합되는 varactor 다이오드 제어 또는 PIN 스위치에 의해 달성될 수 있다. varactor 기반 튜닝 가능한 안테나에 관한 한 가지 선행 기술의 예는, 이로 인해 재구성 가능한 필테나의 정의에 속하며, 도 61에 도시된 바와 같이 반응을 갖는다. 재구성 가능한 필테나의 많은 다른 예는 문헌에 존재하며, 재구성 가능한 필테나 특성을 달성하기 위한 활성 보조 라디에이터를 사용하는 하나의 카테고리이다.
여기에서는 안테나 임피던스 매칭 회로를 사용하지 않고 동적 안테나 매칭을 위한 방법과 회로 토폴로지를 제시한다. 본 원에서 논의는 ATL 기반 회로의 관점에서 주어지며, 따라서 용어 ATLF를 사용하여 지칭된다. 그러나, 유사한 전략 및 설계 원리가 이해될 바와 같이 다른 회로 요소들과 함께 사용될 수 있음을 이해될 것이다.
ATLF 결합 된 공진 구조 안테나 서브 시스템은 안테나 피드로 회로에 연결 될 때 임피던스 매칭의 필요성을 줄이거나 제거합니다. ATLF에 의해 일치하는 안테나 임피던스의 이 형태는 송신 및 수신 모드 모두에 유효합니다. 또한 ATLF 공진기 연결 안테나 서브시스템은 수신된 안테나 에너지를 연결된 트랜시버로 보다 쉽게 전송할 수 있습니다.
대체로, ATLF는 안테나의 미지의 반사 계수를 합성함으로써 임피던스를 매칭시키는데, 안테나에 의해 ATLF는 대응되는 공역 임피던스를 수신기와 매치시키며, 이는 안테나로부터 수신기로 에너지 전송을 최대화하기 위한 조건이다. 안테나의 실제 반사 계수는 정확한 동작 주파수에서 안테나 구조에 대하여 고유하며 동적이지만 ATLF에 의해 선험적으로 알려져 있지 않다.
이러한 안테나의 미지의 반사 계수를 합성하는 것은 수신기 복조로부터의 SNR 피드백을 분석함으로써 이루어지고, 수신기 시스템으로부터 가능하며, 공역 임피던스 매칭을 추구하기 위해 ATLF 내에서 크기와 위상을 디더링한다. 일단 달성되면, ATLF는 유효 반사 계수의 크기를 더 증가시킬 수 있고 그럼으로써 효과적으로 신호 대역폭을 좁히고 수신 신호의 Q를 증가시킨다. 대역폭 축소는 ATLF의 안정성 제어 및 자가 교정에 의해 제한되며, 아래에서 논의하듯이, 이는 jω 축을 교차하고 RHP로 교차함으로써 ATLF를 불안정하게 하는 피드백 루프를 억제함으로써 안정성을 확보한다.
전송 모드에서, 조회 테이블 파라미터는 수신기로부터의 강등된 SNR 피드백보다는 최적화를 위해 사용될 수 있다. 간접적으로는 SNR 추정이 상호주의 원칙에 따라 전송 모드에 사용될 수 있는 LUT에 저장된 적절한 값을 설정하기 때문에 송신기 매칭은 수신기의 피드백을 기반으로 합니다.
도 62에서 두 개의 결합된 공진기로 표시된 ATLF 공진기 연결 안테나 서브시스템은 수신 모드에서, 따라서 일반적인 안테나 매칭 구성 요소를 분배하고 ATLF 공진기 연결 안테나에 직접 트랜시버 장치를 연결할 수 있습니다. 하위. 도 62는 임피던스 비할데없는 안테나(6210), 안테나 및 ATL 포트(6212)에서의 재순환 루프, ATL 공진기(6214), ATL 게인 블록(6216) 및 수신신호 출력(6218)을 나타낸다. 이는 모든 전기적으로 작은 저손실 안테나가 공진기 서브 회로로서 ATLn에 흡수되어 함께 공진할 수 있는 공진기 회로 소자이기 때문에 가능합니다.
ATLF 용례:
필터링되는 안테나 및 트랜시버에 매치되는 임피던스를 포함하는 필테나, 및/또는
전형적으로 버랙터 다이오드 형태를 취하며, 안테나에 주파수 제어를 선택적으로 적용하는 재설정 가능 안테나.
그러나, 고전 안테나 임피던스 매칭은 안테나가 내장 공진기로서 ATLn에 직접적으로 커플링됨에 따라 ATLF에서 제거된다. 이는 아래에 설명된 ATLn의 자체 보정을 통해 연결된 안테나에 관계없이 작동을 최적화합니다. 이는 일치하는 구성 요소가 필요하지 않기 때문에 부품 수를 줄일 뿐만 아니라 일괄 요소 임피던스 일치와 관련된 손실을 크게 제거하여 안테나 서브시스템 성능을 향상시입니다.
ATLF를 수용하기 위한 칩 다이 크기의 증분은 미미한 비용 드라이버입니다. 인덕터는 크기 문제이며 Q가 15 이상인 경우 비용 효율적이지 않을 수 있습니다. 따라서 약 10의 ATLn 공진기 Q는 합리적인 출발점입니다. 성공적인 ATLn 향상 계수(닫힌 루프 Q에서 열림 루프 Q의 비율)는 동일한 필터링 성능을 위한 표면 음향파(SAW) 필터의 순서와 동일한 100입니다.
공진기로서의 전기소형 안테나
작업하기 위한 예로, 10의 순서로 Q가 있는 단축된 다이폴을 가정합니다. 이 안테나는 여전히 실용적인 센서 구현에 너무 오래 걸리지만 유사한 임피던스와 함께 더 컴팩트한 안테나를 실현하는 방법이 있습니다. 이는 나중에 고려될 것입니다. 이러한 장치의 임피던스는 도 56에 주어진다.
상대적으로 좁은 대역폭에서 정확한 대상 안테나의 시리즈 LRC 모델을 고려하십시오. 표기의 단순성을 위해, 우리는 안테나 포트 임피던스가 표시되도록 1 옴에 정규화를 가정합니다. 을 수행하면 됩니다.
반사 계수(안테나 포트를 들여다보는)는 다음과 같이 제공됩니다.
다음과 같이 표현할 수 있습니다.
정규화된 방사 저항이 R=0으로 무시될 수 있을 정도로 작은 경우를 살펴보자. 도 65는 이 경우의 극점-영점 선도를 나타낸다.
다음으로 안테나의 공진 주파수가 R=1로 완전히 매칭된 안테나를 살펴보자. 도 66은 이 경우의 극점-영점 선도를 나타낸다. 부정합된 공진 안테나의 다른 가능성 역시 고려될 수 있으나, R = 0부터 R = 1까지의 범위만이 문제된다.
반대로, 도 67 하단의 ATLF 블록 다이어그램은 매칭 컴포넌트가 없고 트랜시버 장치를 칩 안테나에 직접 연결시킨다. 칩 안테나가 ATLn에서 유효하게 공진기의 일부가 되므로 ATLF는 회로에 임피던스 매칭이 필요 없이도 작동될 수 있다는 것을 보일 것이다. 아래에서 논의하는 바와 같이, ATLn은 결합된 안테나에 관계없이 이러한 안테나 하부 시스템을 자가 교정하고 최적화시킨다. 도 67은 네트워크 함수가 일치하지 않는 트랜시버의 두 블록 다이어그램을 나타낸다. 상단 다이어그램은 안테나 6710, L,C 일치 6712, 트랜시버 칩 6714, SAW RF 필터 6716, 배터리 6718 및 클럭 크리스탈 6720을 보여줍니다. 하단 도면은 금속 전극 6722, 트랜시버 칩 6714, ATLn 6724, 배터리 6718 및 클럭 크리스탈 6720을 보여줍니다.
ATLF 어플리케이션의 컨텍스트에서 ATL1 공진 변수 아날로그 필터
위에서 언급한 바와 같이, ATLF는 ATL 기반 회로의 관점에서 아래에 설명되어 있다. 그러나 ATL 기반 회로에서 수행하는 것과 유사한 기능을 수행하는 다른 구성 요소를 사용하여 유사한 이점을 제공하는 회로가 제공될 수 있음은 분명합니다. 기본 형태로, 안테나에 연결된 회로에는 조정 가능한 위상 시프티프 엘리먼트와 안테나가 있는 신호 루프에 연결된 조정 가능한 스케일링 블록을 포함하는 신호 컨디셔닝 블록이 포함되어 있으며, 여기서 조정 가능한 위상 시프소트와 조정 가능한 스케일링 블록은 안테나에 의해 수신된 신호를 원하는 신호로 수정하기 위해 신호를 컨디셔닝하도록 제어됩니다. 바람직하게는, 신호 컨디셔닝 블록은 또한 조절 가능한 공진기를 포함한다. 또한 신호 컨디셔닝 블록은 원하는 신호 컨디셔닝을 제공하기 위해 신호 루프 전체에 걸쳐 별도의 구성 요소로 분할되고 분산될 수 있음을 이해합니다.
아래 분석은 ATL 기반 회로의 특정 예의 맥락에서 제공되며 관련된 원리에 대한 이해를 향상시키기 위한 목적으로 포함됩니다. 그러나 분석이 모든 구현에 적용되지 않을 수 있으며, 여전히 유익한 결과를 달성하면서 설계의 변형이 제공될 수 있음을 이해합니다.
위에서 일정 세부사항에 대해서 설명하였지만, ATL 기반 회로의 컨텍스트에서, ATL1의 간단한 리뷰는 두 개의 ATLF의 공진 구조 연결을 이해하기 위한 것으로, 비매칭 타깃 안테나와 가변 아날로그 ATLn 필터이다. 도 40에 도시된 바와 같이 ATL1의 가장 단순한 이상화 모델로 시작하여, 위에서 상세히 설명한 바와 같이 피드백 구성에서 공진기 및 스케일링 블록으로 구성된다. 두 가지 구현이 가능하며, 각각 장점과 단점이 모두 있습니다: 토폴로지 선택은 변수 ATLn 필터의 칩 구현에 따라 달라집니다. 처음에는 ATL 적응 필터의 입력 및 출력 포트의 실제 물리적 위치가 보조인 루프입니다.
ATL1 공진기 전달 기능은 표준 2차 모델에 의해
정규화된 주파수에서 공진기의 특성 플롯은 도 63에 도시되어 있다. 및 ' 개방 루프 Q(10) 또는 상대 대역폭이
10 %.
이 2차 모델에서는 공진기의 관통 이득이 s = jΩ R 은 H R (jΩ R ) = 1. 다른 곳에서 논의 된 바와 같이 :
ATL1 공진 주파수 Ω R varactor 다이오드 제어 전압으로 조정할 수 있습니다. 및
ATL1 스케일링 블록은 제어 전압 g에 의해 제어되는 G의 게인을 제공합니다.
공진의 폐쇄 루프 ATL1 전달 기능은
공진에서 게인을 통한 닫힌 루프는
초당 라디안의 대역폭은
Q는
마지막으로, 어느 공진기의 Q 향상 팩터, 개루프 공진기로부터 폐루프로의 Q의 변화 는 다음과 같이 주어진다.
이는 Q 향상이 단순히 개루프 공진기로부터 폐루프 공진기로의 변화이고 공진기의 초기 특성에 의해 좌우되지 않는다는 점을 강조한다.
위 식으로부터 알 수 있는 폐루프 Q에 대한 개루프의 두 비율은 다음과 같다.
ㆍQ 향상에 해당하는 0 < G < 1의 값에 대한 RQ > 1
ㆍQ 손상에 해당하는 G < 0의 값에 대한 RQ < 1
참고로 RQ G = 1의 값에 대해 확정되지 않습니다. 이는 불안정한 상태인 S 평면의 RHP로 교차하는 극에 해당합니다.
칩 구현의 경우, D R 칩에 쉽게 통합할 수 있는 것에 따라 고정됩니다. D R = 0.05는 통합 LC 칩 공진기에 적합하여 공진기 Q가 10으로 쉽게 설계됩니다. 여기서 중요한 점은 이러한 낮은 Q는 공진기 구성 요소가 통합될 때 물리적으로 작을 수 있다는 것을 의미한다는 것입니다.
구성 요소 크기 문제로 확장하면 공진 주파수가
여기서 L과 C는 공진기의 통합 인덕터 및 커패시터 구성 요소입니다. 칩 공간을 최소화하려면 각 구성 요소의 물리적 영역이 구성 요소 값에 대략 비례하므로 L과 C는 작은 값을 가져야 합니다. 의 주어진 공진 주파수에 대해 ΩR , L을 작게 만드는 것은 C가 더 커야하고 그 반대의 경우도 마찬가지여야 한다는 것을 의미합니다. L의 에너지 저장은 0.5입니다. 리튬 2 C의 에너지 저장은 0.5입니다. 이력서 2 어디 I 및 V 공진기 신호의 전류 및 전압입니다. 칩에서 두 가지를 모두 유지하는 것이 좋습니다. I 및 V 작은. 에너지가 동일하기 때문에 . 따라서 L이 감소하면 전류가 증가합니다. C는 바행위자 다이오드로 구현되어 신호 전압을 작게 유지해야 하므로 varactor 편향을 방해하지 않고 상호 변조 왜곡을 일으키지 않습니다. C를 늘리면 동일한 에너지 저장에 필요한 전압이 낮아지며 전류가 증가합니다. 칩 통합 절충이지만 ATLF의 전체 ATL1 공진기 설계는 Q에 대해 적당한 값만 요구함으로써 단순화됩니다.
이제 도 64에 도시된 바와 같이 ATL1에서 방향성 커플러(6410)와 출력 스플리터(6412)를 포함한다. 여기서 우리는 피드백 루프(6416)에서 공진기(6414)를 가지며, 스케일링 블록(6418)이 출력 스플리터(6412) 전에 버퍼가 되도록 한다. 지향성 커플러 6410은 공진기 출력을 루프에 다시 추가하고 입력 포트(6420)에 대한 연결을 최소화합니다. 방향성 커플러(6410)는 재순환 신호가 1/(1 - G)의 비율로 들어오는 신호보다 훨씬 더 큰 진폭이기 때문에 이러한 맥락에서 가치의 값이며, 여기서 G는 제어 전압 g에 의해 제어되는 바와 같이 공진에서 전체 개방 루프 게인을 나타낸다. 이 신호 비는 ATL의 입력 포트(6420)에서 큰 리턴 게인을 초래한다. ATL1의 경우 적당한 양의 반품 이득이 필요하지만 너무 크면 대상 안테나 공진을 압도할 수 있으며 보정하기 어려울 수 있습니다. 따라서 지향성 커플러의 적당한 양의 지향성이 바람직하다. 도 64에서 스플리터는 단순한 손실 저항 회로로 간단하게 구현될 수 있다.
ATLF에 위상 시프터 추가
ATL1에 대한 위상 변속기의 구현은 위에서 설명합니다. 이제 도 68에 도시된 ATLF의 피드백 루프로 위상 시프터의 결합을 고려하였고, 공진기(6810), 이득 요소 6812, 위상 시프터 6814, 지향성 커플러 6816, 입력 6818, 및 출력 6820으로 구성된다. 본 명세서에 명시된 바와 같이, 지향성 커플러 기능을 제공하기 위해 이용 가능한 회로의 다양한 구현이 있다.
전체 전달 함수는
이 전달 함수의 분자는 출력 및 입력이 제공되는 위치에 따라 달라질 수 있습니다. 현재로서는 입력이 안테나에 전류가 감동하고 출력이 게인 블록의 출력에서 가져온다고 가정합니다. 이제 우리는 결합된 극과 영점을 고려하고 도 69에 도시된 바와 같이 G의 함수로서 폐쇄루프 극을 플롯할 수 있다.
공진기 극이 Jw G가 증가함에 따라 축이 증가하여, 결국 위상 시프터 올 패스 네트워크의 개방 루프 제로인 오른손 평면에 최대 유입이 있는 선을 넘습니다. 올 패스 필터의 개방 루프 폴은 왼쪽 평면깊숙이 들어가 보조 폐쇄 루프 폴이 됩니다.
도 69에서, 우리는 정렬된 위상 시프터 및 공진기에 대한 사례를 보여준다. 위상 시프터가 잘못 정렬되면, 도 70에 나타난 바와 같이 왜곡된 루트 궤적결과가 생성된다. 공진기는 ΩR 동일한 ATL1 중심 주파수를 얻으려면 위상 시프터의 위상 오차를 보정하기 위해 조정해야 합니다.
도 72에 나타낸 이 잘못 정렬된 위상 시프터 케이스에 대한 나이퀴스트 플롯을 보는 것이 유용하다.
G가 증가함에 따라 왼쪽에서 -1/G가 들어오는 경우, G가 커지고 -1/G 점이 외부 윤곽선에 매우 가깝게 이동함에 따라 단일 피크로 병합되는 주파수 응답에 두 개의 부드러운 공진 피크가 있음을 알 수 있습니다. F(jΩ) 나이퀴스트 플롯에서 볼 수 있습니다….
완전성을 위해 루프 주변의 전파 지연으로 인한 일부 위상 오류를 나타내기 위해 다른 모든 패스 네트워크가 추가되고 위상 시프터 모든 패스 네트워크가 추가되어 보정하는 경우를 표시합니다. 원치 않는 과잉 지연의 기생 극 및 영점뿌리 궤적에 약간의 합병증을 일으키지만 위상 보상이 작동한다는 것을 보여줍니다. 예시 뿌리 궤적도 도 71에 주어진다.
셀프 캘리브레이션 섹션에서 설명한 바와 같이, 세 가지 제어 전압 {f,p,g}를 최적화하기 위한 규칙은 여전히 보유하며 다음과 같이 일반화될 수 있다.
주어진 출력 {신호 레벨, Q 향상, 대역폭}의 제약 조건을 감안할 때 {f, p, g} g가 최소화되도록 설정되어 있습니다.
f = 중심 주파수 제어 전압
g = ATL1 루프 게인 전압 제어
p = ATL1 위상 조절 전압 제어
이 최적화는 {f,p,g}의 최적 값의 적당한 동네에서 볼록한 것 같습니다. 공진기 개방 루프 폴이 올 패스 위상 변속 네트워크에 사용되는 공진기의 Q보다 더 높은 Q를 가지도록 제공한다. 이러한 최적화를 좌절시키고 로컬 최적화 최소를 만들 수 있는 내부 루프 반사로 인해 발생하는 추가 복잡성입니.
왕복 지연과 결합되는 복수의 360도 증분이 있으므로, 루프에 추가적인 지연을 더하기 위하여 나이퀴스트 선도를 이용할 수 있다. ATL1 루프 내에서 초과 지연이 증가하면, 지연의 위상 변이로 인해 오프 공진 포인트가 상당히 이동하므로 통과 대역이 좁아진다. 이는 도 73의 XR(s)은 지연이 없는 상태에서(7310) 지연이 유한인 상태(7312)를 거쳐 지연이 무한인 상태(7314)로 지연이 증가함에 따른 나이퀴스트 선도를 나타낸다.
ATLF의 안테나 커플링 및 임피던스
다음으로, 안테나 커플링 및 임피던스의 문제점을 고려하여 공진 커플링을 ATLF로 계산할 수 있다. 도 74를 생각해, Z에서 종단되는 수신 안테나(7412)의 먼 필드에 시험 송신 안테나(7410)가 있는 곳을 생각해 본다.로드 7414.
로렌츠 반응 적분에 기초하여, 테스트 안테나(Z11)의 자가임피던스를 결정할 수 있다; 및 수신 안테나(Z22)의 상호 커플링 임피던스(Z12) 및 자체 임피던스. 이러한 임피던스를 사용하면, 도 75의 맨 아래에 도시된 바와 같이, 도 75의 상부에 도시된 바와 같이 동등한 커플링 회로를 도출할 수 있으며, 도 75의 하단에 도시된 바와 같이 테비난 등가 회로를 도출할 수 있다. 여기 VG Z의 소스 임피던스와 테스트 안테나의 발전기 전압입니다G. 도 75는 저항기(7510) 및 소스 7512를 나타내고 Z에서 종료한다.로드 7514.
안테나가 멀리 떨어져 있기 때문에 수신 안테나의 전류 흐름이 송신 안테나에 영향을 미치지 않으므로
(것)에 따라 Z 12 (것)에 따라 << (것)에 따라 Z 11 (것)에 따라
(것)에 따라 Z 12 (것)에 따라 << (것)에 따라 Z 22 (것)에 따라
이에 기초하여, 도 75의 회로는 도 76에 도시된 회로로서 근사화될 수 있고, 소스(7610) 구, 저항기(7612) 및 Z에서의 종간을 갖는 것일 수 있다.로드 7614. 이 회로의 중요성은 발전기의 동등한 소스 임피던스가 이제 Z라는 것입니다.22 Z의 컨쥬게이트 부하 임피던스 매칭을 통해 최고의 전력 전달이 이루어질 수 있도록로드 = Z22 *.
ATLF 분석을 위해 안테나의 임피던스와 반사 계수 모두에서 작업할 것입니다. 반사 계수의 이점은 이를 전송 함수와 직접 연관시킨 다음 ATL1 전달 함수에 결합할 수 있다는 것입니다. 안테나를 공진기로 ATL1에 공진기로 통합하면 임피던스를 처리하는 것이 더 직접적입니다.
ATLF에서 안테나 인덕턴스 매칭
임피던스 매칭에 대한 논의에 몇 가지 물질을 넣려면 먼저 ATLF와 일반적인 좁은 밴드 일치의 예를 고려하십시오. ATLF가 작동하는 튜닝 밴드는 광범위할 수 있지만 순간 대역은 L-match가 충분할 정도로 작다고 간주됩니다. 초기 예로서 R = 20 옴의 방사 저항을 수신기에 매칭하는 것을 고려한다.
R R = 50 옴. 이것은 1 GHz의 공진 주파수에서 수행됩니다. L-매치는
도 77은, 소스 7710, 인덕터 7712, 저항기 7714, 수신기 7716, 커패시터 7718, SNR 측정 7720 및 SNR 최적화기 7722를 갖는 인덕터 7712 및 커패시터 7718을 갖는다.
물리적 L 및 C에 대한 적절한 값을 사용하면 안테나에서 일치하는 네트워크와 수신기를 조사하는 임피던스는 정확히 20옴입니다. 또한 무손실 인덕터와 커패시터만 이 경기에 사용되기 때문에 안테나의 사용 가능한 전체 전력이 수신기 저항에서 소멸됩니다. R R .
다음으로 R의 안테나 저항에 비해 반사 계수를 고려하여
우리는 밖으로 플롯 L과 C의 함수로서 도 78의 등고선 플롯을 얻을 수 있습니다. 이것은 L과 C가 간단한 그라데이션 검색 최적화 를 사용하는 것과 관련하여 쉽게 최적화 될 수있는 유리한 볼록 오류 표면입니다. 즉, 노이즈 피규어(NF)의 단조함수인 SNR을 측정할 수 있다면 NF는 차례로 SNR 최대화는 최소화 . 이 예제에서는 는 일치하는 매개 변수의 간단한 대략 볼록 함수입니다. 이 모든 것을 종합하면 SNR의 간단한 그라데이션 검색은 . 유일한 주의 사항은 ISI 및 협대역 간섭 스펙트럼 피크가 여기에 고려되지 않는다는 것입니다.
L 일치는 간단하고 좁은 대역폭에 적합합니다. 최종 대역폭은 R 에서 입니다. R R . 경우 R = R R 그런 다음 L = C = 0이고 대역폭은 무한합니다. 그러나 R = R R , 그런 다음 일치의 대역폭이 매우 작습니다. 결과 대역폭이 너무 작아 원하는 안테나 신호를 수용할 수 없는 경우 물리적 L과 C의 물리적 인 일치 네트워크가 더 복잡해집니다.
L-match의 칩 통합에 대한 문제점은 안테나의 범위를 수용하는 데 필요한 L 및 C의 범위가 중요할 수 있다는 것이다. 조정 가능한 인덕터는 MEMS 장치로 구현할 수 있습니다. 그러나 MEMS는 필요한 기계적 구조와 높은 제어 전압으로 인해 표준 RFICs 또는 MIC와 잘 통합되지 않으므로 회로 비용이 문제가 될 때 MEMS 솔루션은 일반적으로 실행 가능하지 않습니다. 물론, C에 대한 varactor를 통합할 수 있지만, 가변 물리적 L은 추가 된 노이즈와 마이크로 파 소 주파수에서 어려운 일부 활성 GIC 유형 회로를 필요로한다. MEMS 또는 GIC 회로는 어렵고 비용이 많이 들며 구성 요소 값 범위가 제한적입니다.
대부분의 경우에 있어서, ATLF 안테나 매칭 포인트는 두 파라미터만 변하는 것이다. 그러나, 어려운 매칭 문제에 있어서(예를 들어 큰 안테나 리액턴스 또는 R = R r ), 대역폭이 매칭이 완료되기 전에는 너무 좁다는 것을 알 수 있다. 이러한 경우에, 허용가능한 ISI 노이즈의 소프트 제약조건을 유효하게 부과함으로써 SNR 최적화는 매칭을 제한한다.
적응형 음성 저항 ATL 구현을 사용하여 ATLF의 반응성 안테나 구성 요소 일치
도 94의 상단에 도시된 바와 같이 블록 다이어그램과 함께 예시된 음의 저항 장치의 ATLF 구현은 안테나 자체의 공진 주파수에서만 작동한다. 이 공진 주파수는 안테나의 반응이 0일 때 발생합니다. 실용적인 구현에서, 음의 저항 장치는 공명을 밀어 그와 관련된 몇 가지 반응을 해야합니다. 먼저 고정 주파수 음의 저항 장치가 있는 ATLF 회로를 고려한 다음 해당 처리를 가변 음의 저항 구현으로 확장하여 튜닝성을 제공합니다.
안테나에 음의 저항 장치를 부착하는 것은 도 112의 상단에 도시된 회로에 의해 근사화될 수 있다. 도 112의 회로는 저항기(11212), 커패시터(11214) 및 인덕터(11216)와 함께 안테나 모델(11210)을, 커플링 캡(11218)과 함께, 저항기(11220) 및 인덕터(11222)에서 제공되는 음의 저항을 나타낸다. 이 회로의 근 궤적 및 나이퀴스트 플롯은 도 112의 하단에 도시되어 있다. 음수 저항의 더 큰 크기를 적용하면 ATLF 반사 계수의 크기가 하나 이상 밀려 Q 향상됩니다. 극이 주위를 빙글 빙글 돌고 교차하는 방법에 유의하십시오. Jw 안테나의 공명과는 훨씬 다른 주파수에서 축. 또한, 두 번째 훨씬 낮은 주파수에서 발생 하는 두 개의 공진이 있다. 이것은 나이퀴스트 플롯에서도 분명하게 드러납니다.
안테나가 부드러운 공진을 가질 수 있음은 분명하지만, 이득이 증가함에 따라 Q 향상은 밴드 중심을 완전히 예측할 수 없을 만큼 변화시킬 수 있다. ATLF가 Q 강화 패스밴드를 훨씬 더 예측 가능한 제어할 수 있는 곳입니다.
다음으로 방향 성 커플러와 바랙터 다이오드로 구성된 위상 시프터를 고려합니다. 4포트 커플러의 S 매개변수는
어디 . 도 113의 구성에 이 4개의 포트 지향성 커플러를 투입하면 포트 2 및 3의 반사의 위상 이동과 동등한 위상 시프트가 발생하며, 이는 varactor 다이오드 전압의 변화에 의해 촉진된다. 도 113의 상부는 안테나(11310), 지향성 커플러(11312), 게인 블록(11314), 출력 11316, 위상 시프터 11318 및 종단(11320)을 나타낸다. 중간부는 안테나(11322), 양방향 하이브리드 커플러 및 위상 시프터(11324) 및 음압(11326)을 나타낸다. 하단부는 저항기 11330, 커패시터 11332 및 인덕터 11334에 연결된 안테나 11328을, 하이브리드 커플러 11336 및 음극 임피던스 증폭기 11338과 함께 커패시터 11340, 인덕터 11342, 저항기 11344를 나타낸다. 하이브리드 커플러(11336)는 또한 2개의 바액터 다이오드(11338)에 연결된다.
작동적으로 신호 루프는 다음과 같습니다.
안테나의 신호가 포트 1로 진입하고 포트 2 및 포트 3을 종료합니다.
포트 3에서 나오는 신호는 일치하는 게인 블록에서 손실됩니다.
포트 2의 신호는 위상 시프터와 게인 블록을 통과합니다.
신호는 부품이 출력으로 지시되고 저울이 포트 3로 라우팅되어 안테나 포트로 다시 결합되는 게인 블록 후에 분할됩니다.
안테나는 이를 반사하고 신호는 다시 포트 1로 루프되어 공진 루프 구조를 형성합니다.
상기 지향성 커플러는 3dB 또는 더 높은 커플링 비를 제공할 수 있다. 또한, 90도 또는 180도 커플러로서 구현될 수 있다.
한 가지 가능한 구현은 도 114에 도시된 바와 같이 0도 출력 포트 2를 가진 3dB 하이브리드 90도 커플러를 이득 블록으로 포함하고 ATL1 출력 커플러로서 3dB 스플리터가 뒤따른다. 출력 커플러의 복귀 신호는 위상 시프터와 공진기를 통과하는 피드백 신호이며, 이는 90도 하이브리드 커플러 포트 4로 다시 결합됩니다. 도 114는 입력 11410, 90° 하이브리드 커플러 11412, 게인 블록 11414, 3db 스플리터 11416, 위상 시프터 11418 및 공진기 11420, Z를 나타낸다.용어 11422.
이러한 구현에 있어서 위상이 정확히 설정되면, 종단 저항기에서 소실이 없도록 포트 3으로 전달되는 신호가 없이도 90도 커플러는 손실이 없다. 따라서 저항에서 전체 신호가 포트 4를 통해 피드백 루프로 전달된다. 나아가, 이상기가 정확히 설정된 공진에서의 이상 컴포넌트로 회로에서 손실이 없고 생성되는 모든 전력은 3 dB 출력 전력 스플리터의 입력 포트에 이용될 수 있다. 그 결과 이상적으로 루프에서 손실이 없도록 정상이 정확히 이루어지면, ATL1의 노이즈 지수 (NF)가 최소화된다. 따라서 이러한 배치로 최선의 NF를 얻을 수 있고 최고의 주파수를 선택할 수 있다.
음의 저항 증폭기의 예는 터널 다이오드, 건 다이오드, 또는 임포트 다이오드를 포함하되 이에 제한되지 는 않는다. 하나는 물론 음의 저항을 제공하기 위해 임의의 유형의 적절하게 편향된 FET를 사용할 수도 있다. 이러한 구현은 당업자에게 공지된 것으로 여겨진다. 위상 변속기는 양방향으로 트래버스됩니다.
위상 시프터가 약간의 손실을 부과한다는 것을 인식해야합니다. 또한, 커플러는 칩 수준에서 통합할 수 없습니다. varactor 제어 양방향 위상 시프터를 구현하는 방법에는 여러 가지가 있습니다. 이들 중 2개는 도 115에 도시되어 있다. 도 115의 상단에 있는 계획(11510)은 가변 RC 시간 상수를 사용한다. 하단 방식(11512)은 여러 단계의 인덕터 및 커패시터를 사용합니다. 두 방식 모두 저항기 11514, 인덕터 11516 및 커패시터 11518을 표시합니다.
ATLF를 설계할 때 통합을 통해 필요한 위상 지연 보정을 최소화할 수 있습니다. 또한, 구성요소를 통한 위상 이동은 합리적으로 정확하게 공지될 수 있다. 따라서 고정 위상 보상이 포함될 수 있으며, 위상 시프터는 광범위한 주파수 범위에 걸쳐 지연의 가변 위상 시프트와 같은 고정 된 네트워크에 의해 수정할 수없는 위상 오차 또는 위상 시프트에 대해서만 조정해야합니다. 이제 필요한 위상 조정이 작으면 ATL 음성 저항 구현과 위에서 설명한 위상 시프터를 결합한 간단한 가변 위상 시프터를 사용할 수 있습니다.
ATLF의 능동 안테나 반사 계수 합성.
ATLF의 목적은 인덕턴스 매칭 사례의 물리적 커패시터를 합성하는 것이다. 이는 반사 계수를 매칭시킴으로써 얻을 수 있다. 즉, ATLF의 반사 계수가 커패시터의 반사 계수로 보이면, 회로는 물리적 커패시터가 실제로 반사 계수를 창출하는 것처럼 행동한다. 이 경우, 안테나 동적 인덕턴스는 취소된다.
다음과 같이 반사 계수를 기반으로 일치하는 이 기본 개념을 고려하십시오.
도 79. 여기에 우리는 임의의 안테나 임피던스
일부 임의 특성 임피던스에 대한 반사 계수는 Γ a. 안테나와 Γ R 수신기에 대한. 우리는 의 조건이있는 경우 Γ R = Γ a. * 그런 다음 안테나가 수신기와 일치하고 안테나 신호의 사용 가능한 전력이 완전히 활용됩니다. 이 조건은 또한 Snr 밖으로 위에서 언급 한 바와 같이 주의 사항. 에도 불구하고, 최대화 Snr 밖으로 우리가 안테나 신호를 복구하기 위해 할 수있는 가장 중요한 일이다.
이제 우리는 블랙 박스 수신기 회로 (7910 및 소스 7912를 갖는, 도 79에 도시 된 블랙 박스 수신기를 실현할 수있는 방법을 고려) 가능한 실현은 순환기를 사용하는 범주 1 ATLF 구현입니다. 여기서 신호는 게인 스테이지와 위상 시프터로 결합한 다음 다시 순환기로 돌아와 안테나로 다시 나가는 순환기에 입력됩니다. 불행히도, 순환기는 필요한 페릿지 및 자기장 소스로 인해 인틸화할 수 없지만 비칩 구성에서 구현할 수 있습니다. 이 활성 계획에 따라, 우리는 확실히 어떤 반사 계수를 생성 할 수 있습니다, 심지어 |ΓR | > 원하는 경우 1. 따라서, 우리는 컨쥬게이트 매칭 조건을 만족시킬 수 있습니다. ΓR = Γa. * 이는 안테나에서 사용 가능한 신호 전력을 최대한 활용했음을 의미합니다.
NF의 관점에서, 게인 스테이지와 관련된 노이즈가 순환기의 입력에서 계열로 추가될 수 있는 것처럼 보이며, 그 다음 발전기를 가정합니다. Γa. 그렇지 않으면 소음이 없어야 합니다. 즉, 컨쥬게이트 매칭이 이루어질 수 있지만, 페널티는 순환기의 게인 블록 및 삽입 손실로 인한 추가 소음 용어일 수 있다.
반사 계수에 기초한 이 매칭 이론은 사실상 사용 가능한 전력을 수신기로 전달하는 데 도움이 되는 안테나쪽으로 신호를 주입할 수 있음을 나타냅니다. 이러한 명백한 이상성은 제어된 RF 전압 소스에 연결된 인덕턴스 L의 반응성을 가진 안테나를 고려하여 설명됩니다. V R (t) 도 81에 나타낸 바와 같이. 도 81은 소스(8110), 저항기(8112, 인덕터 8114, 및 RF 전압 소스 8116)를 나타낸다. 안테나에서 흘러나오는 전류는 i(t) 유도성 임피던스로 인해 감소됩니다. 인덕턴스가 존재하지 않는 경우,
인덕터 커플링의 경우와 일치하는 저항기 하중에 해당합니다. R 흐름을 방해할 수 있는 인덕터가 없습니다. 인덕터를 가로지르는 전압이 안테나에 흐르는 경우 이 전류가 안테나에서 흐르게 됩니다.
따라서 안테나 포트(인덕터 단부)에 인가되는 합성 RF 전압은
이제 합성된 RF 전압이 저항이 있는 계열의 커패시터에서 나온다는 것을 고려하십시오. R 도 82에 나타낸 바와 같이. 도 82는 소스(8210), 저항기(8212, 인덕터 8214, 및 커패시터 8416)를 나타낸다. 그런 다음 커패시터의 전압이
따라서 우리는
이는 L 시리즈와 C가 주파수에서 공명하기 때문에 예상대로 해당 주파수에서 안테나 유도 반응을 정확하게 취소합니다.
다음으로 도 80의 활성 반사 계수 발생기를 고려하고 반사 계수에 의해 생성된 등가 임피던스를 결정한다. 이득 G와 위상을 제어합니다 Φ. 안테나에서 순환 포트 1로 들어가는 전압 신호는 V 에서 . 안테나로의 복귀 신호는 V F 로 제공됩니다.
및 순환기의 포트 3을 입력합니다. 이로 인해
여기서 는 순환 포트의 입력 임피던스와 후속 게인 블록의 임피던스임피던스(impedance)가 R. 나중에 에 작은 구성 요소를 추가하여 이 일반 구성 요소를 만들 것입니다.Γ. 안테나의 임피던스에 기반 R 우리는 다시 참조 동등한 임피던스의 관점에서이 반사 계수를 작성할 수 있습니다 R Z로 표시R 및 주어진
이제 Z의 실제 부분을 플롯 할 수 있습니다.R도 83에 도시된 바와 같이. G의 이득에 대 한 하나 보다 큰 참고 , 음의 저항을 의미, 반사 이득이 있음을 암시.
다음으로, 안테나 소스의 전력 손실 계수를 플롯하는 것으로 드러난다. 이렇게 하려면 안테나 임피던스의 유도 구성 요소를 Z R 그런 다음 호출할 반사 계수를 다시 계산합니다. . 그런 다음 의 계수를 계산합니다. 순환 포트 1로 만드는 안테나 사용 가능한 전력의 일부를 나타냅니다. 의 플롯 P F 세 값에 대한 도 84에서 주어진다. Z R = 1; Z R = 1 + J1; 및 Z R = 1 + J3.
안테나 리액턴스가 증가함에 따라, 안테나 커플링의 합리적인 영역이 줄어들고 보다 높은 이득이 필요하다. 이것은 능동 피드백이 안테나의 보다 큰 반사 계수를 매칭시켜야 하기 때문이다. 반사 계수가 커지면, 공진이 보다 강해지고 영역이 축소된다.
또한, G는 최적 지점에 대 한 P F 약 G = 1: G가 더 증가하면 P F 감소하기 시작합니다. 이는 수신기 피드백의 동등한 저항이 R 그리고 G가 1 을 넘어 증가함에 따라 결국 부정적인되고있다.
다음으로 안테나에서 흐르는 전류를 플롯하는 것이 흥미 롭습니다. 이를 계산하려면 먼저 a. 수신기(순환기)로 전력파를 공급하고 B 순환기의 반사로. 반사 계수는
다음으로 순환기의 포트 1의 전압이
안테나에서 순환 포트로 유입되는 전류는
우리는 또한
이렇게 하면 순환기 포트 전압에 대해 알려진 값으로
또는
일단 우리가 우리는 결정할 수 있습니다
또는 더 간단합니다.
우리의 첫 번째 예는 Z = R 도 85에 나타낸 바와 같이 최적 용액이 G=0에 대한 것이다. 현재는 R = 1 및 V = 1이i = V/2R = 0.5이기 때문에 0.5입니다. 하지만 유의 하십시오. Φ = Π, G를 증가시킵니다. 또한 G = 1및 Φ = Π 수신기의 등가 임피던스가 0이 되면 전류가 1로 증가합니다: 우리는 안테나에서 더 많은 전류를 그리지만 전력 커플링 계수는 0이므로 수신기에서 사용 가능한 전력을 사용하지 않습니다.
그러나, 여기서 흥미로운 사실은 하나의 안테나로부터 발산되는 전방향 전력파가 이를 서큘레이터의 능동 로드로 만들고, b를 합성함으로써 안테나로 반향된다는 것이다. 따라서 의 정보는 수신기에 이용된다. 결과적으로, 서큘레이터의 포트 1에서의 전압 대신 를 보게 된다.
그러나 수신기로부터 생성되는 반사 계수에 = 0.5 독립적. 따라서 전체 능동 피드백 설계가 잘 이루어지지 않을 것 같으나, 이는 안테나가 처음에 매칭되기 때문이다. 인덕터가 안테나에 추가되면, 안테나 신호는 부분적으로 인덕터의 입력으로 반향되고 이는 안테나로 들어가는 ‘a’가 되는 인덕터로부터의 ‘b’ 신호이다. 이는 인덕터 2 포트 s-파라미터(8610) 및 리커버(8612)를 포함하는 도 86에 도시되어 있다.
모든 수신기 G 및 Φ 컨디션에 대하여 도 87에 나타내는 수신기 노드의 선도를 살펴보자. G가 증가함에 따라 입력 전력파의 크기가 계속하여 증가한다. 이는 수신기의 이득 블록으로의 입력인 신호이다. ‘슈퍼 안테나’를 만든 것 같지만 유감스럽게도 그러한 경우는 아니다. 쟁점은 신호가 경로를 통해 기여를 하고, 따라서 보이는 것이 안테나로부터의 전력파와 수신기로부터 인덕터 포트 (안테나 포트)로 그리고 이면이 전력파와 동기적인 재순환하는 신호의 조합이지만 수신기 노이즈는 첨가되지 않는다는 것이다. 이 때문에 분석하기 어렵다.
피드백으로 안테나로부터의 피상 전력파가 성장할 수 있도록 이득을 얻지만, 수신기를 통해 통과하므로 노이즈가 증가하여 전체 NF가 악화된다. NF를 1보다 낮출 수 없으므로 도 87의 피상 신호 향상은 일어나지 않는다.
요약하자면, 수신기로부터의 신호 출력을 샘플링하는 것은 공진을 통하므로 최적의 작용 포인트의 명확한 지표가 아니라는 점이 분명하다. 올바른 기준은 또 한번 SNR이다.
도 87의 신호 그래프는 무슨 일이 일어나고 있는지 해석하는 또 다른 방법을 제공한다. 안테나에서 방출되는 전력파가 인덕터 2포트에 부딪히고 반사되고 부분적으로 전송됩니다. 적극적인 피드백과 종료가 없는 경우 R 인덕터의 출력에서, 전력파는 감소될 것이다. | S 21 | 인덕터의 1 보다 더 적은. 그러나 인덕터는 노이즈를 추가하지 않으므로 이 감소가 반드시 SNR을 저하시키지는 않습니다. 이제 우리는 의 피드백 신호를 가지고 액티브 리시버 반사 계수가 R과 공진 커패시터를 일렬로 에뮬레이트하는 경우 그 진폭을 복원하는 안테나 전력 파에 추가됩니다. 그러나 이 작업을 수행하는 프로세스는 수신기의 활성 게인 블록에서 노이즈를 추가합니다. 인덕턴스가 높을수록 수신기에서 생성해야 하는 반사 계수의 크기가 커서 손실을 보상합니다. | S 21 | (인덕턴스와 함께 증가하는 | S 21 | = R/(| R + jwL |). 수신기의 기여도가 클수록 더 많은 수신기 노이즈가 믹스에 추가됩니다. 또한, 도 87에서 명백한 G는 보상에 필요한 수준을 넘어 증가 될 수있다 | S 21 |안테나 파워 웨이브에 추가 이득을 제공합니다. 그러나 SNR은 더 이상 개선되지 않으며 실제로 SNR이 내려가기 시작합니다.
ATLF 안테나 임피던스 매칭 품질의 척도인 SNR
수신 모드에서 의 매칭 조건의 간접 측정은 SNR이 최대화되도록 매칭 구성요소를 조정하는 간단한 목적으로 복조출력의 SNR을 측정함으로써 촉진될 수 있다. 이 와 관련하여 해야 할 몇 가지 사항이 있습니다.
유일한 소음원이 수신기 RF 증폭기의 유효 온도와 수신기 RF 증폭기의 본질적인 소음에 기초한 안테나의 열 잡음이 라면, 복강수신된 신호 출력의 SNR을 최대화하는 것은 동일합니다. 앞서 설명한 대로 NF 또는 FOM을 최소화할 수 있습니다. NF는 이로 인해 최소화되며, 이는 최소화되어 최적의 안테나 임피던스 일치를 의미합니다.
안테나가 원하는 신호에 인접한 채널에서 픽업하는 비열 간섭과 같은 다른 소음 원이 있습니다. 안테나 일치는 대역폭이 원하는 신호의 주파수 채널 주위로 좁혀지되도록 이루어질 것이다. 이는 SNR 측정이 열 잡음과 간섭 노이즈를 구분할 수 없기 때문에 발생합니다.
수신기 잡음이 안테나의 열 및 간섭 잡음과 비교하여 무시할 수 있는 경우 대역 내 잡음과 신호가 유사하게 처리되기 때문에 일치가 무관하게 됩니다. 따라서 수신기에 도달하는 안테나 전력을 최대화하는 이점은 없습니다.
또한 신호 필터링이 신호 변조와 일치하는 올바른 모양이 없는 경우 수신기에서 ISI 노이즈(다른 곳에서 논의된 심볼 간섭)가 생성됩니다. 일반적으로 안테나 일치의 대역폭이 너무 좁아짐에 따라 ISI 잡음이 증가합니다. 이는 아래 설명과 같이 ATLF 수신 신호의 대역폭이 너무 좁아서 시작하기에 너무 좁을 때 고려해야 할 요소입니다.
SNR 최대화를 기반으로 한 일치를 통해 두 가지 프로세스가 진행됩니다. 첫 번째는 안테나가 매칭되어 최대 신호 전력을 수신기로 전송한다는 것입니다. 두 번째는 아래에 설명된 바와 같이 매칭 네트워크의 공진으로 인해 매칭 프로세스에 의해 대역폭이 제한된다는 것입니다. 따라서 공진 피크 외부로부터의 잡음 및 간섭은 원하는 안테나 신호에 비해 억제되고 있다.
도 89는 신호를 선택하여 수신기에 매치되는 안테나(8910)를 나타내는 처리에 대한 블록 다이어그램으로서, 신호는 SNR 및 ISI 매트릭스에 포함되는 정보 내용을 최적화하기 위해 사용하는 데이터 기호 값을 추출하면 복조화된다. 도 89는 안테나(8910), 임피던스 매치(8912), 수신기 RF/IF(8914), 그리고 SNR 최적화 알고리즘(8920)을 나타낸다. 이 프로세스의 결과 복조화된 데이터 기호 샘플의 SNR이 추정된다. 이는 안테나 매칭에 대한 파라미터 설정을 위한 최적화 알고리즘을 포함하는 SNR 최적화에 사용된다.
ATLF SNR의 측정
전술한 바와 같이, ATLF는 LUT에 저장된 값과 함께 공장 측정 및 캘리브레이션으로 미리 보정될 수 있다. 그러나 ATLF의 진정한 이점은 안테나 특성의 변화에 적응하는 것입니다. 또한 ATL 내에서 Q 향상을 위해서는 피드백을 정확하게 결정하고 구현해야 합니다. 궁극적으로, 문제가 되는 것은 복조화된 신호에서의 노이즈이고, 직접적으로 복조화된 신호의 대역폭이나 진폭이 아니다. ATLF는 이퀄라이저로부터 ISI 및 대역 내 간섭을 최소화하기 위해 사용되는 것과 같은 복조화 프로세스에서 이루어지는 필터링의 특성에 대하여 응답하여야 한다. ATLF를 이들 다른 시스템과 협력하여 동적으로 조정하고 그들의 함수를 포함시키지 않는 것이 필수적이다. 따라서 전체적인 프로세싱 피드백 루프를 살펴보는 것이 중요하다.
위에서 설명한 대로 LUT 값을 초기 설정으로 사용합니다. 또한 ATLF의 빠른 적응에 필요한 주파수 호핑 프로토콜과 같은 인스턴스에 대해 LUT를 동적으로 업데이트합니다. 그런 다음 ATLF의 추가 튜닝을 위한 지침으로 현재 SNR 측정에 의존합니다.
도 90은 안테나 매칭 및 인터페이스를 위해 ATLF를 사용할 수 있는 무선 데이터 수신기의 상급 블록 도면을 나타낸다. 도 90은 안테나 9010, ALTF 9012, 수신기 RF/IF/BB 9014, 기저대역 이퀄라이저 9016, 데이터 복조 처리 9018, 내부 더 빠른 루프 9020, 외부 느린 루프(9022) 및 SNR 최적화 알고리즘 9024를 나타낸다. 타이밍 문제가 아키텍처를 어떻게 이끄는지 강조하기 위해 그림 90을 안내하는 것이 좋습니다.
안테나 출력은 ATLF에 커플링되는데, ATLF는 안테나를 RF, IF 및 다운컨버젼 및 추가 필터링하는 베이스밴드(BB)의 어떤 결합을 갖는 수신기에 매칭시킨다.
BB 출력 (IF 부근에 위치할 수 있음)은 디지털화되어 베이스밴드 이퀄라이저로 들어가 인밴드 노이즈 및 ISI(inter-symbol interference) 노이즈를 최소화하기 위한 베이스밴드 필터를 형성한다. 이퀄라이저는 다중 경로 효과에 기인한 채널 변동 속도를 따라가야 하므로 상대적으로 빠른 피드백 루프로 작동한다. 이퀄라이즈의 변형은 대역확산 수신기에서 사용되는 OFDM 수신기 및 레이크 수신기로서, 채널 상태가 지속적으로 추적되고 추정된다. 세부사항은 관계없이, 목적은 다중 경로를 변화시켜 채널 주파수 선택의 효과를 완화하는 것이다.
데이터는 복조화된 베이스밴드 신호로부터 추출된다. 또한, ATLF 최적화를 도출하는 복조 프로세스로부터 SNR의 기준을 얻을 수 있다.
ATLF는 다중 경로에 의해 영향을 받지 않고 변화를 무선 채널에 맞출 필요가 없다. 그러나, 전자기 산란 또는 흡수 객체가 임피던스에 영향을 주는 안테나의 필드 근처에 있을 때 일어나는 안테나 임피던스에 변화를 맞추어야 한다. 필드 근처의 안테나에 대한 변화는 다중 경로 통신 채널에 대한 변화보다 느리고 빈번할 것으로 예측된다. 결론적으로, 외부의 느린 루프로서의 ATLF가 있는 것이 바람직하다.
안테나 임피던스 변경이 중요한 경우의 예는 환자가 필드 근처 안테나에 영향을 미치는 위치를 변경할 수 있습니다 스마트 붕대이며, 따라서 ATLF가 수용해야 하는 임피던스입니다. 그러나 이러한 변화는 룸 다중 경로 채널의 변경에 비해 느리고 상대적으로 드물게 발생합니다.
이퀄라이저는 ATLF에 의해 부과된 필터 형성 왜곡의 일부를 취소할 수 있습니다. 따라서 ATLF는 일치에 초점을 맞추고 일부 소프트 숄더 필터 응답을 생성합니다. 이는 도 91에 도시된 바와 같이 어느 정도 이퀄라이저에 의해 복원될 수 있다. 따라서 여러 극복잡한 ATLF를 가질 필요가 없습니다. 그러나 RF 신호 대역의 외부 주파수 성분이 잘 일치하지 않기 때문에 NF가 겸손하게 향상될 것입니다.
ATL 필테나 (ATLF)의 구현
이 논의의 복잡성은 위와 같이 상대적으로 좁은 대역폭을 통해 안테나의 임피던스 거동을 근사화하는 다양한 안테나 회로 모델이 있다는 것입니다. 따라서 통일된 접근법을 시도하는 대신, 우리는 보다 실용적인 실시예에 대한 단순한 이상화 회로의 범위를 포괄하는 일련의 예를 밟을 것이다. 다른 예도 가능할 수 있습니다.
안테나 임피던스의 방사 저항 성분
방사능 저항으로 구성된 가상의 안테나로 시작합시다. 실제 안테나에는 항상 곧 추가 할 반응성 구성 요소가 있습니다. 도 93은 저항의 수신기에 연결된 이러한 이상화 안테나의 동등한 회로를 나타낸다. R R , AC 전압 소스 9310 및 저항기 9312. 일부 원거리 방사소스의 감동 전압 소스가 RMS(근평균 제곱) 진폭이 있는 정현파라고 가정합니다. V. 따라서 이 안테나에서 사용할 수 있는 전력은
수신기는 안테나가 저항 수신기에 연결되어 있습니다. R R . 안테나에서 수신기로 전송되는 전력은
안테나의 반사 계수를
우리가 임의로 취한 곳 R 특징적인 안테나 임피던스로. 다음
따라서
임피던스 불일치로 인한 전력 손실을 나타내는 원하는 형태입니다.
다음을 가정합니다. R R 하중은 수신기 임피던스를 나타내며 수신기에 NF의 노이즈 그림(NF)이 있음R. 그런 다음 안테나와 수신기의 전체 소음 수치를
안테나의 동등한 소음 온도가 293이라는 가정을 기반으로 합니다. 0K. 이것은 안테나와 수신기 사이의 불일치로 인해 안테나 수신기 NF의 인플레이션을 명확하게 보여줍니다. 안테나-수신기의 장점(FOM)의 도면은 이 NF로 정의될 수 있다. 이는 안테나 수신기의 이득이 임의적이며 FOM은 안테나에서 사용할 수 있는 전원을 활용하는 수신기의 능력에만 집중해야 하기 때문에 의미가 있습니다. 수신기의 NF가 NF인 경우R = 1은 본질적인 노이즈를 생성하지 않으며 불일치의 결과가 없습니다. 즉, 불일치는 수신기의 전체 신호 게인을 감소시키지만 NF에 기여하지는 않습니다. 또한 안테나 소스의 대역 내 잡음과 신호가 정확히 동일하게 처리되므로 불일치가 모두 동일하게 영향을 미친다는 점에서 도합됩니다. 안테나 매칭은 수신기가 추가 소음을 발생시킬 때만 필요합니다. 이와 동등하게 우리는 안테나 입력의 간섭 잡음이 수신기의 본질적인 잡음보다 훨씬 큰 경우 안테나를 일치하지 않는 거의 결과가 없다고 명시 할 수 있습니다.
일부 관찰은 이 시점에서 적절합니다.
안테나가 현재 고려되는 간단한 저항 모델과 같은 방사 저항에 비해 상당한 반응성 성분을 갖지 않는 경우, NF의 불일치 및 인플레이션으로 인한 손실은 일반적으로 미미합니다. R = 20 및 R의 예를 고려하십시오.R = 50. 다음
안테나 불일치로 인한 손실은 안테나의 반응을 고려할 때 더욱 중요해집니다. 이러한 상황을 위해, 우리는 일치하는 회로의 튜닝 매개 변수를 조정해야하거나 그렇지 않으면 NF 인플레이션이 매우 높아질 것입니다. 파장에 비해 치수가 작은 안테나는 일반적으로 반응성이 높은 구성 요소를 가합니다.
안테나의 출력에서 수신된 신호의 SNR이 매우 높다면 안테나 부정합에 대해서는 관심을 덜 가져도 된다. 그러나, 캐리어 주파수가 비슷하다는 가정 하에, 전송 및 수신 채널에 대한 부정합이 동일하여 같은 안테나가 전송을 위해 사용된다면 부정합은 상호적이다. 전송 모드에서 부정합 손실은 트랜스미터 작동이 효과적이지 않다는 것을 암시하고, 배터리 사용 및/또는 범위에 중요한 영향이 있을 수 있다.
수신기 모드에서, 안테나의 원하는 신호 출력은 일반적으로 열적 환경 노이즈 및 간섭에 묻혀 있다. 또한, 다중 경로로 인해 정확한 수신 신호 강도는 매우 가변적이다. 따라서, RF 신호를 관찰하여 안테나 매칭 조건을 추정하는 것은 현실적이지 않다. 원하는 신호는 신호의 구조적 특징이 그로부터 안테나 매칭의 상태를 평가할 수 있도록 확실하게 측정될 수 있기 전에 다운 컨버전, 필터링, 프로세싱되어야 한다.
전송 모드에서, 안테나의 반사 계수는 전형적으로 구현하기 가 간단VSWR(전압 스탠딩 파비) 측정에 기초하여 직접 측정될 수 있다. 거의 동일한 반송파 주파수에서 송신 및 수신에 사용되는 안테나가 있다고 가정합니다. 그런 다음 원칙적으로 VSWR 또는 전송 모드에서 다른 측정값을 기반으로 안테나를 일치시킬 수 있으며, 상호에 의해 수신 모드에 동일한 일치가 적용된다고 가정합니다. 안테나가 충분히 광대역이고 송수신 채널 간의 주파수 분리가 안테나 대역폭에 비해 작으면 이 방법이 적절하다. 이것은, 그러나, 우리가 여기에서 만들고 있다는 가정이 아닙니다, 우리의 목표는 수신기에 안테나에서 최적 에너지 전송을 전송하기 위하여 일반적으로 약한 수신된 신호에 근거를 둔 안테나의 일치를 조정하는 것입니다.
반응형 안테나 임피던스 컴포넌트를 역방향 커플러를 사용하여 공진 ATL에 결합.
개괄하자면, 도 94의 상단에 나타난 바와 같이, ATLF는 부 저항으로 자가 설정되는 공진 ATL에 커플링되는 안테나 공진기로 구성된다. 안테나 공진기는 LRC 모델의 직렬 연결로 표현되며, 여기서 R은 방사 저항을 나타낸다. 부 저항 ATL은 제어 g에 의해 설정됨에 따라 G에의 직접 의존성을 의미하는 ΓG = G(g) 조건에서의 반사 계수로 표현된다. RLC 직렬 연결은 안테나, 그리고 커패시턴스 CV가 있는 버랙터 다이오드를 나타낸다. 이는 ΓG 로 표현되는 등가 반사 계수를 갖는다. 도 94는 안테나(LRC 직렬 연결, 9410), 부 저항(9412), 저항기(9414), 인덕터(9416), 그리고 커패시터(9418)를 나타낸다.
방향성 커플러를 포함하는 ATLn의 다른 구현과 달리, ATLF의 핵심은 도 95의 소형 루프 안테나의 사례에서 나타나듯이 방향성 커플러가 반전된다는 것이다. 도 95는 소형 루프 안테나(9510), 커패시터(9512), 방향성 커플러(9514), 그리고 이득 블록(9516)을 나타낸다. 이는 안테나 공진기를 적정 성능의 ATLF의 중심에 있는 ATLn 공진기에 커플링시킬 수 있게 한다. 커플러가 반전되지 않으며, ATL로부터의 부 저항 반사가 안테나를 향해서가 아니라 ATL 자체 내로 피드백될 것이다
도 95에 나타낸 바와 같이 작은 루프 안테나를 초기 구성으로 시작한다. 여기서 우리는 루프 안테나의 유도 반응을 취소하는 정전 용량을 설정하는 시리즈 varactor 다이오드가 있습니다. 게인은 배율 조정 블록과 역방향 커플러로 정렬됩니다. 동작은 신호가 루프 안테나의 전압 소스로 들어간다는 것입니다. 이것은 일치하지 않는 안테나에 의해 다시 반사되는 하나의 포트 반사로 작동 이득 섹션에 의해 증폭된다. 역방향 커플러는 g에 의해 제어되는 게인 스테이지로부터 임의의 반사를 차단하는 역할을 한다.
이것을 이상화 된 루프에 결합하면 전체 전송 함수가 제공됩니다.
안테나 포트 임피던스가 z로 표시된 안테나의 시리즈 LRC 모델을 고려하십시오.A. 및 주어진
반사 계수(안테나 포트를 들여다보는)는
여기서는 임피던스 정규화를 사용하여 특성 임피던스가 1이 되도록 합니다. 이 반사 계수 ΓA. 로 표현할 수 있습니다.
이러한 반사 계수는 정규화된 주파수 범위 0.75<w<1.25에 대해 9610 선으로 도 96에 플롯된다. 예상대로, CV 정전 용량은 안테나 반응을 취소하고 공진에서 반사 계수는 음의 실제 값입니다.
방사능 저항 이나 도체 손실이 주파수의 함수가 아닌 것을 고려하는 것이 흥미 롭다, ΓA. 는 모든 패스 필터와 유사한 극 영점 패턴을 가진 상수 진폭 함수입니다. 도 97에 도시된 바와 같이 이 경우의 근궤하는.
근 궤적R = 0.1에 대한 일반적인 Q 향상을 보여줍니다. R>1의 경우 음수 G를 사용해야 합니다. 다음 을 유의하십시오.
네거티브 G 및 | G | > 1 은 -1 의 범위에서 음의 저항에 대해 발생 < RG < 0
포지티브 G 및 | G | > 1은 -∞ < R 범위의 음의 저항에 대해 발생합니다.G < -1
모든 임피던스는 특성 임피던스로 정규화됩니다.
여기서는 출력이 크기 조정 블록 출력에서 가져온다고 가정합니다. 또한, 안테나와의 입력 상호작용은 계열 전압 소스로 표현될 수 있다. C = 1, L = 1 및 R = 0.1의 일부 정규화 된 값을 연결하면 G < 0에 대한 도 97의 왼쪽에 표시된 근 궤적을 얻을 수 있습니다. G는 음수해야한다는 것은 공명 상태에서.
이 루트 궤적극은 극 운동의 전형적인 ATLn 거동이 존재하고 교차하는 폐쇄 루프 극으로 제어 될 수 있음을 보여줍니다 Jw 축은 R<1. 즉, 방사선 임피던스가 특성 임피던스보다 작다는 것을 제공하였다. R > 1일 때 열린 루프 극은 실제로 음수 실제 축에 있고 공진이 없습니다. 그러나 피드백을 제공하면 0에서 R에 의해 제한되는 일부 유한 값으로 Q 향상이 생성됩니다.
다음으로 G값에 대한 전달 함수를 고려하십시오.
Ga = 1/min(실제(T)) + .01
이는 약 100의 폐쇄 루프 Q를 제공합니다. 주파수 응답은 9810 호에서 도 98의 상단에 플롯된다.
바랙티내트 정전 용량을 변경하여 C V 우리는 ATL1과 마찬가지로 넓은 주파수 범위를 통해 조정할 수 있습니다. 정규화된 곡선은 도 98의 하단에 표시되며, 여기서 선 9812는 C를 보여줍니다.V = 0.8, 줄 9814는 C를 보여줍니다V = 1.0, 줄 9816은 C를 보여줍니다V = 1.2, 선 9818은 C를 보여줍니다.V = 1.4.
우리는 작은 루프 안테나 (9910), 커패시터 9912, 지향성 커플러 9914, 및 이득 블록 9916이 도 99의 상단에있는 회로에서와 같이 대신 루프 안테나와 병렬로 varactor 다이오드를 배치 가정합니다. 유일한 변화는 지금 9918 호가 있는 99도 하단의 스미스 차트 플롯을 초래하는 이전 사례의 음수입니다.
대역 전달 응답 및 Q 향상에 대한 모든 고려 사항은 이전과 동일하게 유지됩니다. 유일한 변화는 G가 음수가 아닌 양수라는 것입니다. 우리는 또한 도 100에서와 같이 조정짧은 다이폴 안테나를 고려할 수 있습니다. 여기서 다이폴은 전도성 손실뿐만 아니라 방사선 저항을 고려하여 계열 커패시터 및 션트 전도도로 가장 잘 모델링됩니다. 우리는 인덕터에 대한 몇 가지 튜닝 범위를 제공하기 위해이병렬로 varactor 10020을 배치합니다. 도 100은 커패시터(10010), 안테나(10012), 인덕터(10014), 지향성 커플러(10016) 및 이득 블록(10018)을 나타낸다.
이 구성에서 역방향 커플러에서 볼 수 있듯이 안테나에 입력 임피던스는
도 98의 하단은 정규화된 바행위자 다이오드 커패시턴스의 다양한 값에 대한 ATLF의 전달 함수를 나타낸다. 이는 먼저 안테나의 반사 계수를 일치하는 L 및 Cv와 결정하여 계산됩니다. 그런 다음 이상적인 ATL1은 관심 주파수 범위에 걸쳐 안테나 반사의 가장 작은 실제 부분의 반사 계수를 할당하고 0.01을 추가합니다. 이것은 약 100의 범위에서 Q를 제공합니다.
도 1010에서 와 같이 반사 계수는 이전과 유사한 동작을 나타내지만 그 크기는 ΓA. 약간 크고 실제 축에 대한 대칭이 아닙니다.
관심사는 도 102에 도시된 회로이며, 여기서 varactor 다이오드(10210)는 인덕터(10212) 이후에 더 논리적으로 배치되고, 불행히도 단지 매우 작은 튜닝 범위를 가지고 있다. varactor가 인덕터와 계열되어 있으면 튜닝 범위가 복원됩니다. 도 102는 안테나(10214), 커패시터(10216), 지향성 커플러(10216) 및 이득 블록(10218)을 나타낸다.
이제 도 103에 도시된 바와 같이 피드백 루프에서 위상 시프터의 조합을 고려한다. 도 103은 안테나 반사를 보여줍니다. 10310, 지향성 커플러 10312, 위상 시프터 10314, 이득 스테이지 10316. 전체 전달 함수는
이 전달 함수의 분자는 출력 및 입력이 배치되는 위치에 따라 달라질 수 있습니다. 지금은 입력이 안테나에 전류가 감동하고 출력이 게인 블록의 출력에서 가져온다고 가정합니다. 이제 우리는 결합 된 극과 영점을 고려하고 도 104에 도시 된 바와 같이 G의 함수로 폐쇄 루프 극을 플롯 할 수 있습니다.
이는 이상기 및 안테나 반사의 커플링된 공진의 관점에서의 복잡성을 드러낸다. 지배 폐루프 극점이 안테나 반사가 아니라 이상기에 의해서 결정된다는 핵심적 결과가 중요하다. 유감스럽게도 의 극점들은 실수축으로 가고, 극점 중 하나가 결과적으로 프로세스를 불안정하게 하는 실수축을 따라 우측 평면으로 이동한다. 이 사례에서, 도 105에서 나타나듯이 불안정한 실수축 극점은 Q 향상이 끝나기 전에 출현한다.
다행히, 도 106에서 나타나듯이 이 회로는 극점의 움직임을 느리게 하는 간단한 진상 회로로 안정될 수 있다. 도 106에 나타나듯이 RC 진상 회로를 추가하기만 하면 된다. 도 106은 커패시터(10610) 및 저항기(10612)를 나타낸다. 이 재생회로는 도 103의 루프의 어느 곳에든 위치시킬 수 있고 안전성을 향상시킬 수 있다. 이 회로가 추가되면, 근궤적은 도 107의 근궤적으로 바뀌어 지배 극점의 안정성을 향상시킨다.
이제 위상 시프터를 공진기로 교체하고 도 108 및 도 109에 도시된 근궤적 플롯을 얻습니다. 공진기와 함께, 우리는 지배적 인 극만 이제까지 교차한다는 점에서 간단한 응답을 가지고 Jw 축. 보조 안테나 극은 루트 궤적을 좌측으로 향합니다. 이 교체의 주요 장점은 추가 보상없이 루프가 안정적이라는 것입니다.
우리는 이제 위에서 언급 한 바와 같이 공진기를 디튜닝하여 보상 할 수있는 몇 가지 원치 않는 루프 지연과 본질적으로 ATL1 것을 가지고 있습니다. 이 회로는
도 110. ATL1의 유일한 편차는 ATL1 루프로 돌아가는 대신 안테나에서 반사되는 피드백 신호를 보내기 위해 방향 커플러가 다르게 구성되고 역전된다는 것입니다. 도 110은 안테나 회수(11010), 역방향 커플러(11012), 이득 스테이지(11014) 및 공진기(11016)를 나타낸다.
도 110의 하단에 도시된 바와 같이 이를 ATL2 회로까지 확장할 수 있다. ATL2에 기초한 ATLF에 대한 근궤하는 도 111에 도시되어 있다. 두 개의 공진기 극은 잘 동작지배적인 극으로 이어져 Jw 축뿐만 아니라 더 높은 주파수에서 스퓨리어스 극. 그러나, 높은 Q 향상에 대 한이 작은 결과. 공진기의 왼쪽 극은 안테나 극이고 마지막으로 맨 왼쪽에는 루프 지연을 시뮬레이션하는 모든 패스 회로의 극이 있습니다.
마지막으로, 완전성을 위해 ATL3에 기초한 ATLF의 근궤는 도 212에 주어진다. 다시 말하지만, 지배적 인 극이 잘 행동 한 방식으로 움직이면서 문제가 없습니다. Jw 축. 그러나, 더 높은 주파수에서 다시 성가신 가짜 통과 대역 모드에 대한 가능성이있다. 다시 말하지만, Q 향상이 높으면 문제가 발생해서는 안됩니다.
교정을 위해 원하는 주파수를 감안할 때 안테나의 바랙터와 ATL3의 개별 공진기의 정전 용량을 변경할 수 있습니다. 적절하게 동조되면 근궤적은 도 213과 같이 된다. 모든 것이 바로 설정되면 스퓨리어스 통과 대역 없이 ATL3 필테나의 지배 극점이 jw 축을 향하여 움직인다는 놀랍고 비자명한 결과에 주목할 필요가 있다. 이는 위에 표시된 대로 교정에 사용할 수 있는 최소 G 솔루션입니다. 따라서 이전 보정 규칙은 네 개의 varactors {f1, f2, f3, f를 설정하도록 그대로 유지됩니다.개미} 제한된 Q 향상 또는 대역폭에 대해 G가 최소화되도록 합니다.
음의 저항 요소로 ATLn
위에서 지적한 바와 같이, ALTF의 핵심 구성은 안테나가 제어 대역폭이 있는 ATLn의 공진 구조로 커플링 될 수 있도록 방향 커플러가 표준 ATLn 설정으로부터 반전된 것이라는 점이다. 표준 방향 커플러가 반전되면, ATLn은 부 저항으로 만들어 입력 전력에서 반환 이득을 제공한다. ATLF가 이런 식으로 구현되면, 방향 커플러의 요건이 사라진다. 이는 매우 바람직할 수 있는데, 물리적으로 소형인 L 및 C가 있는 칩 상에 적절한 방향 커플러를 구현하는 것이 어렵기 때문이다. 따라서 여기에서 ATLF에 대한 다른 접근을 살펴볼 것인데, 방향 커플러를 없애고 제한된 대역폭에서 이득을 갖는 반사 이상기를 구현하는 것이다. 이는 공진기, 안테나 및 이상기의 커플링으로 구성될 수 있다. 여기에서의 목적은 세부적인 설계가 아니라 ATL1이 있는 ATLF가 연결될 수 있도록 하는 회로 토폴로지에 대해 논의하는 것이다.
도 95에서 ATLF 회로의 오른쪽에 있는 피드백 게인 회로를 고려한다. 방향 커플러를 들여다보는 반사 계수는 G입니다. 따라서 동등한 임피던스는
어디 Z 0 는 참조 또는 특성 임피던스이며 Z G 는 동등한 입력 임피던스입니다. 이것은
이 이상화 된 예에서 G는 실제와 긍정적이다. 따라서 G > 1 때 우리는 그것을 볼 수 있습니다 Z G < 0, 이는 음의 저항이다. 이제 에 표시된 동등한 안테나 회로를 고려하십시오. 도 116과 AC 전압 소스(11610, 저항기 11612, 및 인덕터 11614) VARACTOR, 인덕터 및 음의 저항과 도 116에서 증강되는 Z G . 도 116의 하단에 있는 다이어그램은 상단 다이어그램의 테베닌 등가 회로입니다. V a. 는 반응 일체에 따라 입력 EM 신호에서 파생되는 전압 소스입니다. ATLF의 대역 전달 응답을 생성하는 측면에서 중요한 것은 단지 Z 에서 와 함께 Z G 주파수의 함수로. 전류의 제약 조건 I 로 제공됩니다.
이제 의 상서 다이어그램을 고려하십시오. 도 117에 나타난 바와 같이 Z 평면에 그려진다. 목표는 ATLF 응답을 Ω. Nwo V a. 안테나의 동등한 전압은 주파수의 함수로 일정한 것으로 간주됩니다. 복용 V a. = Const도 117의 페서 도표로부터 다음과 같이 Ω 공진 점을 통해 변경, 해당 최소를 거쳐야 하며, 따라서 현재 I 최대 크기를 거쳐야 합니다. 우리는 또한 의 단계를 볼 수 있습니다 I 주파수가 공진 지점을 통과할 때 큰 변화를 거쳐야 합니다. 의 거리가 작을수록 , 공진이 선명하고 더 큰 주어진 V a. . ATLF의 출력은 , 도 117의 하단에 도시된 바와 같이 ATLF 반응이 급격히 향상된 공명을 가질 것이라는 점을 따른다.
ATLF의 런타임 튜닝
ATLn과 마찬가지로{원하는 Q, 원하는 중심 통과 대역 주파수}의 지정된 입력에 대한 조회 테이블(LUT) 항목을 기반으로 ATLF에 대한 {g, p,f} 컨트롤을 설정할 수 있습니다. 무향실에서 표준화된 기준에 근거하여 LUT가 도입될 수 있다. 그러나, 이러한 초기 공장 교정은 안테나가 상수인 경우에만 유용하다. 안테나가 다른 것으로 변경되거나 필드 부근의 상호작용에 기인하여 아테나의 임피던스가 변화되면 LUT를 도입하는 것은 잘못이다. ATLF에는 런타임 교정 방법이 있어야 한다.
수신기에서 복동화된 신호의 SNR을 최대화하는 것은 한 가지 방법입니다: {g, p, f}는 처리된 출력의 SNR이 최대화되도록 디더러리됩니다. ATLF 안테나에 결합된 일정한 전력의 데이터 변조 신호를 고려하십시오. ATLF 안테나가 위치와 방향으로 고정되어 있다고 가정합니다. ATLF의 출력이 복조되고 데이터 샘플의 SNR이 시간에 따라 지속적으로 계산됩니다. 우리는 처리 수신기 demodulator가 데이터 복조의 내부 프로세스로 수행되는 자체 클럭 및 캐리어 동기화 체계를 가지고 있다고 가정합니다. 공칭 SNR의 경우 캐리어 및 클럭 최적화기능이 있는 이 복조 함수는 ATLF 최적화와 상대적으로 독립적입니다. 이제 {g,p,f}를 수신기의 시계 및 캐리어 추적 루프보다 느린 시간 상수로 디더합니다. 따라서 최적의 지점을 찾을 수 있으며 LUT가 업데이트될 수 있습니다. 당업자는 사용할 적절한 수치 최적화 알고리즘을 선택할 것이다. 이러한 방식으로 데이터 신호(반송파 주파수 및 대역폭)의 동작 지점에 대한 LUT를 최적화할 수 있으며, 이는 SNR을 최적화할 수 있다. LUT에 대한 입력은 데이터 신호의 파라미터이며, ATLn의 자체 보정을 위해 본원에서 사용하는 원하는 중심 주파수 및 대역폭이 아닙니다.
대역폭이 너무 넓으면 수신기에 들어가기에 너무 많은 인접한 채널 노이즈가 발생한다는 점을 고려하면 대역폭이 적절하게 설정됩니다. 대역폭이 너무 좁아ISI(심볼 간 간섭)가 발생합니다.
다음으로 ATLF가 여전히 정적 안테나로 고정되어 있고 근거리 에서 변화가 없지만 데이터 신호가 주파수 호핑이라고 가정합니다. 그러나 호핑 시퀀스를 알고 있으므로 다가오는 데이터 버스트에 대한 LUT 항목으로 ATLF를 설정합니다. 그러나 {f,g,p}는 새 값으로 약간 디더되며 버스트가 강등된 후 생성된 SNR이 증가하거나 감소했는지 를 알 수 있습니다. 그런 다음 그라데이션 알고리즘을 사용하여 데이터 버스트와 관련된 특정 매개 변수에 대해 최적화할 수 있습니다. 즉, 현재 디더드 {f,g,p}를 기준으로 측정된 SNR이 이전보다 더 나은 경우 LUT 항목을 현재 ATLF 매개 변수 집합쪽으로 약간 이동합니다. 이러한 방식으로 현재 데이터 변조에 대한 LUT 항목을 천천히 최적화할 수 있습니다. ATLF 칩은 특정 무선 애플리케이션에서 사용되며 여러 변조 유형을 다루지 않을 것으로 예상되기 때문에 일반적으로 지정된 데이터 변조에 최적화하는 것으로 충분합니다. 그러나 의도된 용도가 다중 변조 유형에 대한 경우, LUT가 생성되어 각 신호 유형에 사용될 수 있다. SNR 측정이 임의이기 때문에 디더링을 기반으로 하는 {f,g,p} 최적화는 본질적으로 검색 알고리즘입니다.
그런 다음 안테나가 이동하여 다중 경로 환경이 변경된다는 것을 암시합니다. 그러나 이것이 안테나 임피던스가 변경된다는 것을 의미하지는 않습니다. 안테나가 변경되는 경우에만 SNR이 최대로 유지되기 때문에 ATLF LUT 매개 변수를 변경해야 합니다. 다중 경로가 역학을 페이드 하게 되면 SNR은 변조된 데이터 신호의 동일한 호핑 주파수에서 한 버스트에서 다음 버스트로 변경됩니다. 따라서 SNR의 변화는 {f, g,p}의 변경과 는 반대로 다중 경로의 변화로 인해 더 많아질 것입니다. 다행히도, 우리는 여전히 최적의 {f, g, p}를 찾기 위해 검색 검색을 사용할 수 있습니다. 불안정을 피하기 위해 ATLF 매개 변수를 매우 작은 증분으로 조정해야 합니다.
또 다른 합병증은 안테나의 근거리 환경의 변화입니다. 예를 들어 환자가 위치를 변경하거나 안테나의 근거리 필드에 영향을 미치는 주기적으로 롤오버할 수 있는 스마트 붕대입니다. 이러한 경우 안테나의 임피던스가 변경되고 LUT에 대한 수정된 항목이 필요합니다. 따라서 적절한 응답 시간으로 변경 내용을 추적하고 최적의 {f, g, p}를 결정하는 것 사이의 타협이 됩니다. 이러한 유형의 문제에는 해결책이 있으며 공개 도메인의 광범위한 게시로 다룹니다. 고전적인 응용 프로그램은 케이블 모뎀 이퀄라이저입니다.
디더링 알고리즘은 가장 간단한 런타임 교정이며 일반적으로 견고합니다. 그러나 디더링 알고리즘이 실패하는 병리학적 경우가 있습니다. 새롭게 떠오르는 기계 학습 알고리즘이 적용될 수 있습니다. 알고리즘은 특정 응용 프로그램에 따라 크게 다릅니다.
ATLF의 대역폭
ATLF의 신호 대역폭은 안테나 내의 반사 계수를 보고 가시화될 수 있다. 우리는 안테나가 이전과 같이 시리즈 LRC 모델과 공진하다고 간주합니다. 안테나를 들여다보는 반사 계수, 을 통해
R인 특성 임피던스에 따라. 따라서 극영점 패턴은 LHP의 jw 축과 극에 두 개의 영점입니다. 비율이 작을수록 극이 jw 축에 가까울수록 이제 ATLF 전달 함수는
이는 많은 세부 사항을 무시하지만 G의 증가는 상응하는 위상 값에 대한 대역폭을 좁히는 jw 축쪽으로 극을 이동한다는 것을 보여줍니다.
근궤적의 자세한 사항에 관계없이, R/L이 감소함에 따라, 궤적의 출발 포인트가 jw 축에 가까워지고 대역폭은 줄어든다. 보다 넓은 대역폭이 필요할 수 있으므로 이는 유효한 Q 손상에 대한 경우이다. ATLF 능동 피드백 이득으로 극점을 jw 축으로부터 멀리 좌반면으로 이동시킬 수 있고 대역폭을 줄일 수 있다.
도 88은 나이퀴스트 선도 및 등고선(8810) 및 G=2의 원(8812)이 나타나는 안정 영역 및 대역폭을 결정하는 가능성을 나타낸다. 3 dB의 대역폭 또한 나이퀴스트의 일부로 고려되지 않는 전송 함수의 분자에 의존한다. G가 증가함에 따라, 의 원이 점점 작아지고, 이는 불안정 영역이 커지고 대역폭이 줄어드는 것을 나타낸다. 따라서 0 < G <1 범위에 대해서 원의 반지름이 1보다 크고 그에 따라 불안정성이 없어진다.
ATLF 공로의 그림
ATLF의 신호 품질 계수는 장점(FOM)의 수치라고도 할 수 있으며, 전체 안테나가 수신 모드에서 들어오는 전자기(EM) 신호에 얼마나 잘 반응하는지를 다룹니다. 이러한 FOM은 다양한 안테나가 ATLF에 의해 수용될 수 있다는 점에서 유연할 수 있으며, 따라서 허용 가능하거나 바람직한 것으로 간주되는 것은 특정 설계 시나리오에 따라 변경될 수 있다. 따라서 FOM은 안테나 소자 자체의 성능과 ATLF의 성능 또는 즉, 특정 안테나를 수용할 수 있는 ATLF의 능력을 분리해야 한다.
안테나는 들어오는 EM 필드에 포함된 신호를 가로채 전도 전력으로 변환합니다. 이 작업을 수행하는 안테나의 효능은 R로 본원에 표기되는 방사선 저항에 의해 정량화된다.A.. 물론 안테나에서 사용 가능한 전력은 전압 또는 전류로 신호 진폭에 따라 달라집니다. 이 FOM 계산에서는 ATLF가 아닌 안테나의 특성이기 때문에 신호 진폭을 결정하는 복잡성은 무시될 수 있습니다. 따라서 우리는 안테나 단자 출력에서 사용 가능한 전력이 있다고 가정 할 수 있습니다. P Av 을 통해
어디 I A. 는 안테나 단자 에서 전도 전류의 RMS 수준입니다. 그렇지 않으면 우리는 고려할 수 있습니다 V A. 안테나 단자의 RMS 전압으로 사용 가능한 전력이
수신기에 전달되는 실제 전력은 ATLF의 입력 임피던스와 ATLF와 관련된 신호 이득에 따라 달라집니다. 그러나, 이 ATLF 이득은 FOM의 일부가 되어서는 안됩니다. 대신 중요한 것은 ATLF의 사용 가능한 전력 활용과 ATLF에 의해 얼마나 많은 소음이 기여하는지입니다. 하자 R F ATLF의 입력 공진 임피던스를 나타냅니다. 그런 다음 도 118에 도시된 바와 같이 ATLF에 대한 노턴 및 테베닌 등가 회로를 생성할 수 있으며, 이는 저항기 11810 및 소스 11812를 보여준다.
ATLF의 목표는 사용 가능한 전력을 최대한 활용하는 것입니다. R F = R A. . 이 조건이 충족되지 않으면 주어진 반사 계수에 따라 ATLF에서 일부 전원이 반영됩니다.
에 대 한 안테나 전원의 일부가 안테나에 다시 반사되어 다시 방사되므로 손실됩니다. ATLF에 의해 흡수되는 신호 전력은
임피던스 불일치로 인한 전력 손실을 나타내는 원하는 형태입니다.
다음으로 수신기 부하 저항을 가정합니다. R R 수신기 임피던스와 수신기에 NF의 노이즈 피규어(NF)가 있음을 나타냅니다.R. 그런 다음 안테나와 수신기의 전체 소음 수치를
안테나의 동등한 소음 온도가 293이라는 가정을 기반으로 합니다. 0K. 이러한 관계는 안테나와 수신기 간의 불일치로 인해 NF의 인플레이션을 보여줍니다. 안테나 수신기의 장점(FOM)의 도면은 이 NF로 정의될 수 있다. 이는 안테나 수신기의 이득이 임의적이며 FOM은 안테나에서 사용할 수 있는 전원을 활용하는 수신기의 능력에만 집중해야 하기 때문에 의미가 있습니다. NF가R 수신기의 본질적인 소음을 생성하지 않는 등 안테나 불일치의 결과가 없습니다. 즉, 불일치는 수신기의 전체 신호 게인을 감소시키지만 NF에 기여하지는 않습니다. 또한 안테나 소스의 대역 내 잡음과 신호가 정확히 동일하게 처리되므로 불일치가 둘 다 똑같이 영향을 미친다는 점에서도 의미가 있습니다. 안테나 매칭은 수신기가 추가 소음을 발생시킬 때만 필요합니다. 이와 동등하게, 우리는 안테나 입력의 간섭 잡음이 수신기의 본질적인 잡음보다 훨씬 큰 경우, 안테나를 일치하지 않는 작은 결과가 있음을 명시 할 수 있습니다.
상기 ATLF는 위에서 설명한 바와 같이 음의 저항으로서, ATLF의 노이즈 수치(NF)를 특징으로 하는 ATLF 음의 저항 블록에 대한 입력에서 동등한 노이즈 소스로 표현될 수 있는 추가적인 독립적인 열 노이즈를 생성한다. 로 표시 Nf AtlF . 전체 ATLF의 NF는
어디 Snr 에서 는 안테나의 사용 가능한 전력 출력과 연관된 SNR이며, Snr 밖으로 는 공진 주파수에서 이를 평가하고 있다고 가정하는 ATLF출력의 SNR입니다.
안테나가 실온에서 흑체 열 복사를 받고 안테나 단자에서 전도된 잡음 스펙트럼 밀도가 표현된다고 가정합니다. H A. . 마찬가지로 ATLF 음의 저항은 H F . 그럼 우리는
우리는 ATLF 네거티브 저항의 NF를 작성한 경우
요약하자면, ATLF의 전체 NF는 F, ATLF에 사용되는 음의 저항의 NF의 제품입니다 (F F )과 페널티 기간 ATLF가 사용 가능한 안테나 출력 신호 전력을 얼마나 잘 흡수하는지 캡처합니다.
의 사용 Nf FOM은 ATLF가 안테나 신호를 얼마나 잘 흡수하고 게인 스테이지로 전달하는지를 포착하기 때문에 합리적입니다. 이는 매칭 회로가 원하는 주파수 범위에 대한 성분 손실 및 불일치를 나타내는 기존의 배열과 비교될 수 있다. Nf 또한 ATLF의 불일치로 인한 동등한 소음 인플레이션, 특히 안테나 방사 저항과 음의 저항으로 사용되는 능동 전자 장치 사이의 동등한 소음 인플레이션을 나타낸다. 이 임피던스를 결정하는 것은 미묘한 점입니다. 어시다이F(것)에 따라 > 1 음의 저항으로 인해.
도 119에 도시된 바와 같이 음의 저항 디바이스의 등가 회로를 고려하여 안테나로부터의 입력 신호가 4 포트 방향 커플러에 결합된다. 도 119는 4포트 지향성 커플러(11910, 이득 11912, 저항기 11914, 접지 1196, 및 위상 시프터 11918)를 나타낸다. 이 커플러의 출력이 증폭되고 위상이 이동되어 커플러로 다시 전송됩니다. 포트 {1,2}와 쌍 {3,4}가 강하게 결합되도록 비율이 높은 커플러를 가정합니다. 게인 G가 포트 1에서 게인 G로 의 경로가 충분히 높고 포트 3에서 포트 1로 의 경로가 이득이 있다고 가정합니다. 그런 다음 포트 1에서 우리는 위상 시프터가 하이브리드 커플러의 90도 이동을 상쇄하기 위해 올바르게 설정되어 가정 음의 저항의 동등한이있다. 주파수 의존성에도 불구하고, 공진 주파수에서 R의 불일치로 인해 포트 1에서 신호가 반사되는 것이 분명합니다.A. 도 119에서 회로의 특성 임피던스와 함께, 의 요인과 관련된 신호 손실을 초래할 것이다.
음의 저항 트랜지스터 장치에서 우리는 좁은 대역을 통해 작동하는 유사한 동등한 회로를 고려할 수 있습니다. 따라서 그렇지 않으면 트랜지스터 내부의 신호 흐름에 영향을 줄 수 있는 신호의 비례 손실을 나타냅니다.
의 초과 손실 계수 중요하지만 다른 손실 메커니즘 및 소음 원에 비해 적당한 손실을 나타냅니다. 예를 들어, 제대로 일치하지 않는 안테나를 고려하십시오. R A. = 10 옴과 R F = 50 옴 NF의 관점에서 약 1 dB의 겸손한 증분을 나타냅니다. 반응성 성분으로 인한 불일치로 인한 NF는 훨씬 더 클 수 있습니다.
ATLF 구성
따라서 ATLF의 주요 구현 문제는 즉, 공진기 커플링. 이를 위해 개발 될 수있는 다양한 회로 구성이있을 수 있습니다, 그 중 일부는 범주로 정렬 된, 도 120의 블록 다이어그램에 도시된:
A는 안테나(12010)에서 ATLn 12012로 의 직접 연결을 나타내며, ATLn은 안테나(12010)에 커플링을 제공하지 않고 주파수 튜닝성 및 Q 조정을 제공한다.
B는 안테나 서브 회로를 ATLn 필터로부터 분리하는 활성 변이기 역할을 하는 LNA 12014를 나타낸다. 안테나(12010)가 관심 대역에 대한 특성 임피던스와 일치하지 않으면 ATL1 12012에 효과적으로 결합되지 않을 것이다. 따라서 B는 일치하는 네트워크(12016) 및 LNA 12014를 포함한다.
C는 LRC 회로로 모델링될 수 있는 소형 안테나(12010)를 나타내며, 여기서 varactor(12018)는 유효 안테나 정전 용량을 수정한다. 이는 안테나 공진을 변경하여 작동 대역 에 안테나를 ATL1 공진기(12020)에 부분적으로 일치시게 한다.
D는 C와 동일하지만 ATL1 12020과 ATLn 12012의 계단식으로 배열됩니다. 첫 번째 ATL1은 안테나(12010)와 상호 작용하며 varactor 12018이 있는 더 낮은 Q 회로입니다. 이 회로의 이유는 두 번째 ATLn에 의해 더욱 강화되는 지배적 인 극 쌍을 만드는 Q의 부분 향상을 하기 위한 것입니다. 이 방법을 사용하면 더 다양한 안테나를 더 쉽게 수용할 수 있습니다.
E는 나중에 논의된 구성된 ATLn에서 제공하는 제어 가능한 음의 저항 솔루션을 ATLF 구현에 나타낸다. E는 안테나(12010), 공진기(12022), 위상 시프터(12024) 및 음의 임피던스(12026)를 나타낸다.
F는 오프 칩 지향성 커플러에 기초한 ATLF 구현을 나타낸다. F는 안테나(12010), 커플러(12028) 및 스케일링, 공진기 및 위상 블록(12030)을 나타낸다.
G는 F와 유사하지만 상 시프터가 3개의 공진기(12022)에 의해 제거및 대체될 수 있음을 나타내며, 약간 디튠되면 위에서 언급한 바와 같이 위상 보정의 적절한 범위를 제공할 것이다. G는 안테나(12010), 커플러(12028) 및 스케일링 블록(12032)을 나타낸다.
H는 방사 소자(12034)와 통합 지향성 커플러(12036)로 구성된 특수 안테나(12010)로 구성된 ATLF를 나타내며, F 및 G의 버전에 연결할 수 있는 2개의 포트 안테나를 제공한다. 따라서, 하나의 블록(12030)에 도시된 바와 같이 스케일링, 위상 및 공진기.
다른 구현도 가능 할 수 있습니다., 선택의 구현 시스템 수준 매개 변수 및 성능 목표에 의해 구동 될 수 있습니다.
ATLF 교정
대상 어플리케이션에 대한 ATLn의 성능을 조정하는 제어 전압이 다음 원칙에 따라 설정될 수 있는 방법을 설명하는 바와 같이: 따라서, ATL1의 경우, ATL3에 대해 3개의 그러한 LUT가 있을 수 있다. 9개의 LuT가 있을 수 있습니다.
다음은 특정 구현과 관련이 있거나 관련이 없을 수 있는 다양한 고려 사항에 대한 설명입니다.
이제 단일 ATL1 코어 모듈의 교정 및 안정화 사례를 다룹니다. 도 32는 ATL1 블록(7502)의 반응을 보정하고 안정화하기 위한 목적으로 내장된 처리를 갖는다.
마이크로프로세서(7504)는 일반적으로 시스템 자산으로서, 펄스 폭 변조(PWM) 회로(7506)로 구현된 DAC를 통해 ATL1 7502의 주파수 및 Q에 대한 제어를 조정하고, 온도 센서(7508)로부터의 판독값에 기초한다. 마이크로프로세서는 ATL1 7502를 자체 진동을 시작합니다. 이러한 자가 진동의 주파수는 결정 기준(7505)에 의해 생성된 주파수 신디사이저 신호에 의해 블록(7510)에서 다운 변환되고, 마이크로프로세서(7504)에 의해서도 설정되는 주파수 신디사이저(7507)에 의해 설정된다. 주파수 카운터 7509 또는 다른 측정 수단은 하향 변환된 신호의 주파수를 결정한다. 이와 같은 방식으로 ATL1 코어 모듈의 공진 주파수가 결정될 수 있다. 또한, ATL1 7502의 출력에서 자가 진동 신호의 증가 속도를 추정할 수 있는 전력 검출기(7512) 및 ADC 블록(7514)이 있다. 마이크로프로세서 7504는 이러한 기하급수적인 전력 상승을 추정하며, 이로 인해 ATL1 7502의 폐쇄 루프 폴이 어디에 있는지 결정합니다. 현재는 Jw 축. Q-향상이 약간 감소하면 자체 진동이 동일한 주파수에서 높은 정확도로 계속되지만 기하급수적으로 감소하기 시작합니다. 이제 기둥은 ATL1 교정이 시간이 지남에 따라 안정되어 있지만, 주로 주변 온도에 따라 달라지지만, 우리가 볼 수있는 ATLF의 교정은 의도적 인 전환에 의존할 것입니다. ATLF. 우리는 나이퀴스트 궤적의 바깥 쪽 을 가로지르는 것이 불안정을 초래한다는 사실에 의존해 했습니다. 복잡한 변수 이론은 현재 컨텍스트에서 관련된 안정성에 대한 두 가지 관점을 제공합니다.
복잡한 가변 이론에서 열린 루프 전달 함수의 안정성
복합 가변 이론의 첫번째 결과는 개루프 전송 함수가 자체로 안정적이고 우반면 내에 극점이 없다는 것이다. 이는 컴포넌트가 조건 없이 안정적인 한 유효하다. 아키텍처에서, 능동 이득이 없는 수동 하부 회로이므로, 공진기 및 이득 블록이 안정적이라 가정되고 이는 공진기에 대해 확실히 유효하다. 이득 블록은 조건 없는 안정으로 가정되고 따라서 적합하다. 이득 블록이 조건 없는 안정이 아닌 트랜지스터 설정에 기반하면 다른 루프 컴포넌트의 임퍼던스가 약간 변화함에 따라 나이퀴스트 안정성 기준을 변화시키는 우반면의 극점이 서서히 올라가는 것을 볼 수 있다. 이는 회피하거나 최소화할 수 있는 설계 문제이다. 그러나, 이득 블록이 확실히 조건 없는 안정이 아니라는 점에서 ATLF의 부 저항 임피던스는 다소 논쟁거리이다. 공진기나 이상기의 리플렉션 오프 및 부 저항이 극점을 정상 작동 대역을 벗어나는 우반면으로 이동시키는 상황이 쉽게 발생할 수 있다. 이는 반사 계수가 일치되도록 접근하는 지점에서의 공진기 대역폭보다 매우 낮거나 높은 주파수에서 일어날 수 있다. 이는 1) 우반면에 개루프 극점이 없고, 2) 잠재적인 극점이 없도록 신중하게 설계함으로써 회피할 필요가 있다.
복잡한 변수 이론의 분석 연속성
의존하는 복잡한 변수 이론의 또 다른 결과는 분석 연속성입니다. 이것은 외부 둘러싸기 의 내부의 모든 점이 불안정하다는 것을 명시합니다. 이것이 한계 안정성(경계 점 안정성)을 초래하는 (f,g)의 점을 결정하는 것이 나이퀴스트 궤적의 일부를 제공하는 이유입니다. 따라서, 우리는 g 제어의 관점에서 임의의 양으로 경계를 오버슈트 할 수 있으며 여전히 불안정의 영역에있을 수 있습니다. 플립 측은 이 경계 밖에서 우리는 엄격하게 안정적인 동작을 가지고 있다는 것입니다.
나이퀴스트 궤적에서 가까운 거리에 있는 작동 지점에는 안정된 지역에서 기하급수적으로 부패하고 불안정한 지역에서 기하급수적으로 성장하는 예측 가능한 자연 모드가 있다는 것입니다. 유용한 부분은 이 증가 또는 감쇠계수가 나이퀴스트 윤곽선에 대한 스큐 거리에 비례한다는 것입니다. 마치 우리가 비행기를 타고 뒤틀린 것처럼 Jw 축은 나이퀴스트 외부 윤곽선에 따라 포름입니다. 이를 통해 g 및 f의 변화가 Q에 미치는 영향을 정확하게 예측할 수 있습니다. 이는 도 92에 예시된 것이다. 이 연속성 속성은 캘리브레이션 및 추적을 원활하고 가능하게 만듭니다. 도 92는 안정한 영역(9210) 및 불안정한 영역(9212) 및 동일한 지수 붕괴(9214)를 가진 점의 궤적, 동일한 지수 성장9216, 및 외부 나이퀴스트 윤곽선(9218)을 나타낸다.
흥미로운 속성은 나이퀴스트 궤적이 필드 근처 안테나 반사로 인해 나타나는 작은 루프를 가질 수 있다는 것입니다. 이들 루프는 도 128에 도시된 바와 같이 항상 불안정한 영역의 내부로 들어간다. 그 이유는 나이퀴스트 궤적의 스페이서(현실적으로 안정된 개방 루프 응답의 경우)가 주파수가 증가함에 따라 항상 시계 방향으로 유지하기 때문입니다. 또한 산란점의 반사는 시계 방향으로 회전하는 훨씬 더 빠른 회전 스페이서입니다. 이를 스케치하면 내부 방향 루프만 가능합니다. 이는 근거리 필드 산란이 조정 가능한 주파수의 간격을 초래한다는 것을 의미합니다. 그러나 루프가 외부에서 성장할 수 없으므로 루프가 갑자기 ATLF를 불안정하게 만들지 않기 때문에 안정성이 향상됩니다. 이는 도 129에 예시된 것이다.
ATLF 의 교정
단일 주파수 ATLF 교정 절차
단일 주파수 작동하에서 ATLF 교정 절차의 예는 사전 교정이 수행되지 않았다고 가정할 때 다음과 같습니다. 다른 절차도 가능할 수 있습니다.
f = 1을 설정하면 공진기가 튜닝 밴드의 중간에 대략 배치됩니다.
RF 검출기가 진동 모드를 나타내고 이 지점을 약간 넘어갈 때까지 g를 늘립니다.
기저대역 검출기도 점등될 때까지 f를 바릅니다. 이제 우리는 올바른 주파수에 있습니다.
기저대역 검출기가 소화될 때까지 g를 줄입니다. RF 검출기가 동일한 지점에서 소화되면 ATLF가 주파수에 맞게 올바르게 조정됩니다. RF 검출기가 여전히 진동 모드를 표시하는 경우 채도에서 나오는 게인 블록으로 인해 주파수가 이동했습니다. 이 문제를 해결하려면 기저대역 감지기가 다시 켜지도록 f를 이동합니다. 올바른 튜닝은 RF 및 기저대역 검출기가 동시에 점등되고 소화되는 경우입니다.
모양 G(g)는 정확하게 알려져 있지만 G(g)는 절대적 으로 알려진. 그러나 G(g) = 1은 RF 및 기저대역 검출기가 활성 상태에서 소멸 상태로 동시에 이동하는 지점에서 결정됩니다. G(g)의 모양으로부터 우리는 알고 있다 그리고 우리는 기본적으로 필요한 Q에 따라 g를 설정할 수 있습니다. 나이퀴스트 궤적이 실제 축에 대략 수직인 경우 Q는 대략
g의 변화와 아는 것의 관점에서 Q를 표현 우리는 얻을
g의 필요한 변화에 대해 해결할 수 있도록
설정이 이루어지고 수신기가 제대로 작동하면 LUT는 지정된 원하는 주파수뿐만 아니라 원하는 Q를 제공하는 g에 대한 나이퀴스트 궤적의 경계 값으로 채워질 수 있습니다.
작업 중에 SNR을 사용하여 g 및 f 값의 변경 내용을 추적할 수 있습니다. 정적 안테나와 고정 다중 경로 케이스 모두 g 및 f 가변 방향을 따라 그라데이션만 필요하기 때문에 간단합니다. g와 f를 소량디더링하여 그라데이션을 수치적으로 결정합니다.
가변 멀티패스 및/또는 가변 안테나 임피던스의 경우 SNR이 임의로 변동하기 때문에 더 어렵습니다. 다중 경로 및 안테나 임피던스가 서서히 변경되는 경우 준정적이라고 가정할 수 있으며, 이 경우 특성이 변경되기 전에 SNR 가파른 상승 루틴의 반복을 완료할 수 있습니다. 이러한 방식으로 우리는 항상 최적의 점에 필요한 g(t) 및 f(t)의 값을 추적합니다. SNR을 측정하는 데 필요한 시간에 비해 변동이 느리면 가장 가파른 하강의 여러 반복이 가능하고 수렴하거나 단단히 추적할 수 있습니다.
다중 주파수 ATLF 교정 절차
주파수 호핑 방식이 통신 채널에 의해 사용되는 경우, 각 주파수 세트는 ATLF에 의해 캘리브레이션되는 것이 바람직하다. 이렇게 하면 호핑 주파수의 함수로 f및 g에 대한 설정 벡터가 제공될 수 있습니다. 하나의 교정 절차는 각 호핑 주파수에 대해 단일 주파수인 것처럼 교정할 수 있습니다. 그러나, 또 다른, 더 효율적인 절차도 사용될 수있다.
명백한 개선은 순서대로 주파수를 보정하고 다음 높은 호핑 주파수에 낮은 호핑 주파수를 말하는 f와 g의 변화가 매우 작다는 것을 깨닫는 것입니다. 따라서 이전 주파수 교정의 결과는 다음 더 높은 주파수에 대한 초기 추측입니다.
그런 다음 g(주파수) 및 f(주파수)의 파라메트릭 곡선이 상당히 매끄러워야 합니다. 스프라인 보간은 캘리브레이션 데이터를 결합하는데 사용될 수 있다. 추적에 더 많이 사용될 수 있습니다. SNR을 추적할 때 다시 사용됩니다. 문제는 ATLF 트랜시버에 사용할 수 있는 SNR이 다중 경로의 영역에서 고주파의존적일 수 있다는 것이다. 따라서 디더링은 특정 주파수를 비교할 때만 의미가 있습니다. 즉, 숫자 그라데이션의 디더링 계산은 특정 주파수가 표시될 때까지 기다려야 합니다. 다중 경로가 SNR 최적화의 수렴 시간보다 더 빠르게 시간에 변화하는 경우 더 많은 SNR 데이터가 있도록 ATLF의 대역폭을 열어야 합니다. ATLF는 개별 주파수 대신 튜닝 범위의 세그먼트에 대해 최상의 일치만 제공하기 때문에 이는 절충안입니다. 여기에 따라야 할 혁신은 어떤 크기 의 주파수 세그먼트와 적극적으로 추적할 세그먼트 수에 대한 이 매칭을 선택하는 것입니다.
다중 경로가 빈도에서 빠르게 변경되면 이 그룹화는 잘 작동하지 않습니다. 결론문으로서, 다중 경로 채널의 일관성 대역폭을 통해 호핑 주파수를 그룹화하는 것은 바람직하게는 SNR 데이터 샘플과 가장 가파른 하강 알고리즘을 공유하는 측면에서 채널의 일관성 시간 내에 수렴하는 측면에서 수행된다. 이것은 다소 제한적으로 보일 수 있지만, 최적화 알고리즘은 안테나 임피던스의 변화와 온도, 공급 전압 및 노화에 따라 ATLF의 일부 느린 변화를 따라가야합니다. 따라서 최종 LUT에 대한 변경은 매우 느리게 이루어질 수 있습니다. 즉, 센서 안테나가 지속적으로 빠르게 변화하고 필드 근처 산란이 중요한 경우와 같이 ATLF가 제대로 보정하고 조정할 수 없는 경우가 있을 것입니다.
초기 ATLF 교정, 수집 및 추적 단계
ATLF의 일 실시예에서, 다음과 같이 세 가지 상태를 고려하는 것이 편리할 수 있다:
초기 교정 단계: ATLF는 안테나가 부착된 상태로 설치되고 모든 안테나 커버가 있는 하우징에 설치한 후 먼저 전원이 켜지며, 이에 따라 전원이 공급됩니다. LUT는 같은 구성 데이터로만 채워집니다.
단일 주파수 또는 주파수 호핑 어플리케이션인가요?
언제 깨어날 때
교정을 시작하는 시기
취득 시기 등등.
단일 주파수 어플리케이션인 경우 해당 단일 주파수에 대해서만 교정이 개발됩니다. 자체 진동 모드를 사용하여 나이퀴스트 경계점을 결정합니다. 온도 관련 파라미터의 추정을 시작하기 위해 동시에 온도를 여러 번 기록할 수 있다. 그런 다음 절전 모드로 이동하여 획득 단계를 시작할 때 깨어나갑니다.
다중 주파수 센서의 경우 앞에서 설명한 대로 각 호핑 주파수에 대해 동일한 방식으로 교정이 수행됩니다. 시운전이 각 주파수를 독립적으로 수행하는 것과 는 달리 스프라인 피팅을 사용하는 것과 같은 효율적인 방식으로 교정을 처리하는 절차를 제공한다고 가정합니다.
획득 단계: 센서가 절전 모드를 해제하고 시작됩니다. 패킷이 LUT에 따라 특정 주파수에 도달할 때까지 기다릴 수 있도록 시간 정보가 정확하지 않을 수 있습니다. 선택적으로 안테나 중심 주파수 및 대역폭의 위치를 미세 조정하는 자가 보정 단계를 수행할 수 있다. ATLF에는 정확한 시간 정보가 없을 수 있으므로 수신기를 열고 특정 주파수에서 데이터 패킷을 기다립니다. 패킷이 도착하면 다음 패킷과 호핑 시퀀스의 다음 반송파 주파수에 대해 클럭을 정확하게 설정하는 정보가 예상된다. 첫 번째 패킷이 종료되고 다음 패킷이 시작되는 시점 사이에는 선택적으로 패킷이 시작될 수 있습니다.
필요한 경우 자체 보정을 수행해야 합니다. 선택적으로 LUT가 정확할 때까지 여러 번 자체 보정할 수 있습니다. 수집 단계는 최적으로 구성되지 않은 경우 불균형한 양의 에너지를 소비할 수 있다. 그럼에도 불구하고 LUT 항목이 정확하고 수신 성능이 최적이면 수집 모드로 완료됩니다.
추적 단계: 획득이 완료되면 자체 진동에 기반한 자체 보정이 더 이상 필요하지 않으며 트랙 모드를 입력할 수 있습니다. 이는 수신 중에 SNR만 ATLF를 미세 조정하는 데 사용된다는 것을 의미합니다. SNR 튜닝은 매우 낮은 전력이지만 연속 그라데이션 메서드가 사용됨에 따라 데이터 패킷 시퀀스가 필요합니다. 이러한 연속 그라데이션 결정은 ATLF 튜닝에서 약간의 저하를 초래하는 디더링이 필요합니다. 논의된 바와 같이, 일관성 대역폭 또는 일관성 시간이 너무 짧으면 SNR 그라데이션 추정이 너무 불안정해지고 시들고 트랙 모드가 더 이상 작동하지 않습니다. 이 경우 수집 모드로 되돌리고 자체 진동에 의존하여 ATLF를 제어하고 다음 패킷에 대비해야 합니다. 페널티는 획득이 트랙 모드보다 더 많은 전력을 소비한다는 것입니다.
최적이 아닌 트랙 모드
일관성 대역폭 또는 일관성 시간이 너무 짧고 수집이 너무 많은 에너지를 소요하여 트랙 모드가 실패하는 경우, 옵션은 호핑 주파수 대역의 세그먼트에 대해 허용 가능한 평균 결과를 제공하도록 대역폭을 제어하는 것입니다. 즉, 각 특정 주파수 호핑 패킷에 대해 ATLF를 재조정하는 대신, 주파수 호핑 밴드를 2개 또는 3개의 세그먼트로 그룹화할 수 있습니다. ATLF는 더 넓은 대역폭을 사용합니다. 이제 호핑 주파수 그룹의 패킷이 개별 주파수보다 더 자주 발생하기 때문에 훨씬 더 많은 데이터를 사용할 수 있습니다. 따라서 트랙 모드의 손상된 버전이 다시 작동합니다.
센서의 전반적인 시운전의 일환으로 이러한 네 가지 모드 간의 전환을 위한 규칙과 임계값은 LUT 구성에 투입됩니다.
전술한 단계 및 모드는 예로서 주어지며, 본명세서에서 논의된 설계 원리가 적절히 이해되면 당업자에 의해 다른 단계 및 모드로 수정, 대체 또는 조합될 수 있다.
ATLn 및 ATLF의 런타임 교정
다음으로 런타임 교정을 고려합니다. 이를 달성하는 다양한 방법이 있을 수 있습니다. 상기 예의 무선 센서 애플리케이션에서 원격 분석 링크는 간헐적으로 사용되므로 ATLn 및 ATLF가 자체 보정될 수 있는 상당한 시간이 있습니다. 이러한 자체 보정은 어플리케이션의 특성에 맞게 조정될 수 있다.
예를 들어 트랜시버 칩이 매 초마다 깨어나특정 주파수로 데이터 패킷을 전송하고 다시 절전 모드로 돌아가는 스마트 붕대 응용 프로그램을 고려하십시오. ATL1b가 전송을 위한 모드 3(도 150)에서 사용되는 경우, 모드 4(도 151)는 전송 하기 전에 몇 밀리초 를 실행할 수 있으며, ATL1b에 대한 제어 전압을 정확하게 설정하여 ATL1a를 전송 주파수로 설정한다. 그런 다음 전송이 이루어지기 직전에 ATLF는 모드 3(도 150)에 대해 ATL1b가 주파수로 정밀하게 조정되어 재구성됩니다. 일반적으로 수신 모드는 또한 붕대 센서가 a) 전송할 것, 및 b) 전송 시기, 및 c) 어느 주파수 채널에 대해 제어될 수 있도록 요구될 것이다. 일반적으로 전력을 절약하기 위해 수신기는 사용되는 무선 원격 분석 프로토콜에 따라 미리 정해진 시간에 절전 모드로 해제됩니다. 수신 모드 에프록 모드 4(도 151)에 앞서 ATL1b는 예상 수신 주파수에서 VCO가 설정된다. ATL1a의 제어는 통과대역이 올바르게 중앙에 있고 올바른 주파수를 갖도록 디더링됩니다. ATL1b의 주파수 오류는 동시에 수정될 수 있습니다.
이 간헐적인 런타임 교정은 지속적으로 수행할 필요가 없으며 주기적으로만 수행되어야 합니다. 문제는 캘리브레이션에 추가 배터리 에너지가 소요되며, 이는 최소화되어야 한다는 것입니다. 모든 교정 측정에 대해 LUT는 새 정보로 어닐링될 수 있습니다. 따라서 ATLn 및 ATLF는 자체 보정및 최신 상태로 유지됩니다.
또 다른 교정 모드는 ATL1a 및/또는 ATL1b가 수신기 모드에서만 수행되는 최적화된 수신기 성능을 위해 지속적으로 조정된다는 것입니다. 기저대역 처리에 따라 일반적으로 신호 품질 측정에 대한 몇 가지 유틸리티가 있습니다. 이것은 아마도 통신 신호의 최적 복화를위한 일부 클럭 킹 위상 추적 루프의 결과 일 수 있습니다. 제어 전압은 이 복조 공정을 최적화하기 위해 디더될 수 있습니다.
ATLF의 자체 교정 요약
설명된 바와 같이, ATLF의 자체 교정은 회로 시공 후 처음 전원이 공급될 때 발생할 수 있다. 이는 공장 교정의 일부일 수도 있으며 최종 사용자는 초기화 절차로 이 작업을 수행할 수 있습니다. 런타임 동안 ATLn의 교정은 필요에 따라 계속될 수 있습니다.
조회 테이블(LUT)에서 교정 계수를 교체하거나
안테나 환경이 변경, 회로 온도 변화 또는 노화와 같은 기타 효과에 따라 계수를 동적으로 수정합니다.
따라서 ATLF는 임베디드 환경에 적응합니다. 이는 환자가 움직일 때 무선 센서 붕대, 안테나의 근거리 필드 변경, 또는 환자의 피부 임피던스와 같은 경우에 중요합니다.
ATLF 자체 교정 프로세스의 출력인 이 공명 일치는 동시에 몇 가지 목표를 달성합니다.
ㆍ위에서 설명한 대로 일치하는 구성 요소를 제거합니다. 이는 일치하는 구성 요소가 필요하지 않기 때문에 부품 수를 줄일 뿐만 아니라 보다 일반적인 임피던스 일치와 관련된 손실을 제거합니다. 간단히 말해서, 안테나 구조의 공진은 자체 보정 과정을 거치는 ATLn에 흡수되어 안테나 서브시스템 성능을 최적화합니다.
ㆍ다음 간의 손실을 최소화합니다.
ｏ 안테나의 방사 전력과 안테나에 공급되는 송신 전력, 또는
ｏ 들어오는 전자기(EM) 신호및 전도된 수신 신호의 사용 가능한 전력은 수신기 프로세싱으로 수신된다.
ㆍ동적으로 변경될 수 있는 지정된 대역폭 및 중심 주파수에 대한 최적화를 달성합니다. 즉, ATLn과 ATLF의 공진 매칭은 ATLn의 전체 튜닝 대역폭에 최적화되어 있습니다.
이 ATLF 최적화는 소수의 개별 일치 구성 요소로 달성될 수 있는 최상의 일치를 손상시키지 않습니다. 이는 튜닝 대역폭이 증가하고 순간 채널 대역폭이 감소함에 따라 중요합니다. 예를 들어 튜닝이 10% 대역폭을 초과하지만 무선 통신 채널이 0.1% 대역폭을 초과한 경우 10% 대역폭을 통해 손상된 튜닝 대신 ATLF가 자동으로 최적화되어 각 0.1% 대역폭에 가장 잘 일치합니다. 전체 10% 튜닝 범위에 걸쳐 증분됩니다.
ATLF 제어
ATLF의 제어에 대한 설명은 ATL 기반 회로의 컨텍스트에서 아래에 설명되어 있다. 이러한 논의는 최종 구성에 따라 다른 실시예로 번역될 수 있다.
ATLF 제어의 측면을 이해하기 위해 ATLF 의 기술에 대한 개요가 순서대로 되어 있습니다. 이 개요에는 다음이 포함됩니다.
주파수에서 동시에 독립적으로 튜닝할 수 있고 대역폭(ATL)에서 조정할 수 있는 가변 아날로그 대역 패스 필터;
ATL의 수직 적합에 기초한 컨쥬게이트 안테나 임피던스 매칭을 위한 회로(ATLF);
ATLF 회로의 제어 및 최적화를 통해 최대 사용 가능한 안테나 에너지를 트랜시버로 전송할 수 있으며, 안테나 임피던스가 몇 분 동안 합리적으로 정적이며 초기 임피던스 값에서 천천히 변화하는 애플리케이션을 위해 새로운 임피던스 값입니다.
이러한 이해를 통해 안테나 임피던스가 빠르게 변화하는 응용 분야에 대한 ATLF 회로의 제어 회로 및 방법을 설명합니다.
ATLn의 제어는 위에서 논의되었습니다. 제어 측면에서 ATLF와 ATLn의 주요 차이점은 ATLn의 입력 포트 임피던스가 제어가 알 수 없는 시간 변화 임피던스와 경쟁할 필요가 없는 설계된 실제 값으로 가정한다는 것입니다. 반면 ATLF는 안테나 측면에서 알 수 없는 포트 임피던스입니다. 또한 안테나 임피던스는 근거리 필드 변경시 산란 물체가 있기 때문에 시간이 지남에 따라 크게 변동될 수 있습니다.
ATLn의 경우, 전술한 바와 같이 거친 제어를 위한 캘리브레이션 룩업 테이블(LUT)을 고려하고 SNR 측정을 사용하여 미세 제어를 할 수 있다. LUT는 온도 변화, 공급 전압 측정, 부품 노화 등에 대한 보상 가능성이 있는 제어 전압 측면에서 근본적으로 치수화됩니다.
시간이 지남에 따라 느린 구성 요소 드리프트허용과 같은 모델링되지 않은 매개 변수는 SNR 최적화에 의해 처리될 수 있습니다. 기본적으로 LUT에 저장할 수 있는 정보가 많을수록 런타임 컨트롤이 해야 하는 미세 조정이 줄어듭니다. LUT는 초기 교정 절차로 구축되거나 런타임 동안 선험적 으로 개발될 수 있습니다. 절차에 관계없이 교정이 성숙함에 따라 LUT가 더 정확해짐에 따라 런타임 제어에 대한 강조가 덜 중요해집니다. 교정은 교육에 사용되는 레이블이 지정된 데이터가 통신 처리의 출력인 감독 학습의 한 형태로 생각할 수 있습니다. 런타임 동안 LUT에 의해 거친 설정 이후에 SNR을 최대화하는 목적이 컨트롤을 구동합니다. LUT 컨트롤에 대한 미세 조정에 대한 이 프로세스의 피드백은 시간이 지남에 따라 LUT를 어닐링조정하는 데 사용됩니다.
ATLF는 LUT가 거친 튜닝에 사용되고 SNR 최적화가 런타임 미세 조정에 사용되는 유사한 ATLn 전략을 따릅니다. 차이점은, 그러나, ATLF는 알 수없는 시간 변동 안테나 포트 임피던스와 싸워야한다는 것입니다. 근거리 산란 물체는 안테나 임피던스에 영향을 주어 ATLF 제어를 위한 세 가지 매우 다른 경우를 발생시게 합니다. 이러한 정적, 준 정적 및 동적 안테나 임피던스 케이스에 대해 설명합니다.
정적 안테나 임피던스: 안테나의 근거리 필드로 들어가는 물체가 흩어질 가능성이 없는 기후 제어 환경에서 일부 장비에 장착된 센서를 고려하십시오. 이 경우 안테나 환경은 정적이고 안테나 임피던스는 정적입니다. 그런 다음 정적 입력 및 출력 포트 임피던스가 있는 ATLn 컨트롤의 제어 관점에서 동일한 시나리오입니다. 이 경우 ATLF LUT는 시간이 지남에 따라 미리 보정되거나 구축될 수 있습니다. 궁극적으로 LUT의 모델링되지 않은 구성 요소만 SNR 최적화 절차에 따라 추적해야 합니다. 예를 들어, LUT에 온도 변동에 대한 프로비저닝이 없는 경우 ATLF 제어는 느린 변동을 추적합니다. 정적 센서와 판독기 사이에서 발생할 수 있는 다중 경로의 주파수 선택성은 움직이는 산란 물체의 측면에서 움직이는 리더의 영향이 미미하기 때문에 안테나 임피던스에 영향을 미치지 않습니다.
준 정적 안테나 임피던스: 안테나의 임피던스에 영향을 미치는 더 큰 온도 및 습도 변화에 따라 실외의 일부 장비에 장착된 센서를 고려하십시오. 제어의 한 가지 방법은 이러한 환경 적 영향을 고려하는 더 높은 차원의 LUT를 구축하는 것입니다. 충분히 정교한 LUT를 가정하면 정적 케이스와 비교할 때 차이가 없습니다. 그러나 더 높은 차원 의 LUT를 보정하는 것이 비실용적이라면 일부 런타임 제어 추적이 필요합니다. 그럼에도 불구하고 LUT는 시간이 지남에 따라 구축되고 개선되어야 합니다.
동적 안테나 임피던스: 이 시나리오에서 안테나 임피던스는 제어 시스템이 해당 속도를 유지해야 한다는 것을 의미하는 짧은 시간 간격(1초의 분수)에 걸쳐 크게(10% 이상) 변경될 수 있습니다. LUT는 일부 초기 거친 설정에 사용될 수 있지만 안테나 임피던스를 추적하는 것은 상당한 Q 향상(대역폭 축소)을 달성하는 데 핵심적인 핵심입니다. 예를 들어 환자가 이동하는 스마트 붕대는 안테나 임피던스에 잠재적으로 중요한 변화를 가져올 수 있습니다. 복소화될 신호에 대해 알려진 것이 거의 없는 경우 최적화에는 SNR만 사용할 수 있습니다. 신호 구조가 알려진 경우 최적화를 더 빠르고 강력하게 수행하도록 보다 강력한 최적화 처리가 구현될 수 있습니다. 그러나, 이 보다 정교한 처리에는 에너지가 필요합니다. 따라서 ATLF의 보다 최적의 튜닝에 의해 절약된 에너지가 처리에 필요한 추가 에너지 증분에 의해 상쇄되는 지점이 있습니다.
ATLF가 이러한 경우 모두 성공하려면 다음 메커니즘을 사용할 필요가 있습니다.
ㆍATLF가 작동할 수 있도록 처음에 LUT를 구축;
ㆍ시간에 따라 LUT에 런타임 조정을 수행합니다.
ㆍATLF의 빠른 런타임 튜닝.
정적 안테나 임피던스 케이스에서 ATLF의 주요 특징은 안테나 및 센서와 함께 설치되면 완전히 자체 보정될 수 있다는 것입니다. 예를 들어, 파이프라인 센서 설치는 패키지 에서 센서가 파이프에 배치되고 전원이 공급되는 것처럼 간단하게 이루어질 수 있으며, 이에 따라 LUT를 구축하기 위한 자체 보정 알고리즘이 시작됩니다. LUT가 만족되면 서비스를 사용할 수 있습니다. 재교정의 필요성을 감지하는 메커니즘(런타임 SNR 최적화가 추적에 충분하지 않거나 최적화가 트랙을 잃어버린 경우) 제어 알고리즘의 일부가 센서가 항상 초기 자체 보정 모드로 돌아갈 수 있도록 하는 경우 필요한.
생각할 수 있는 모든 센서 설치, 시운전 및 사용에 필요한 알고리즘을 설명하는 것은 불가능합니다. 대신 내장해야 하는 교정 도구에 중점을 둡니다. 이것은 휴대 전화 트랜시버 칩과 유사합니다. 주로 연결된 소프트웨어 드라이버와 서로 다른 기능을 수행하는 하드웨어 처리 블록으로 구성됩니다. 그런 다음 스마트 폰 디자이너는 최종 응용 프로그램 대상을 대상으로 하드웨어 처리 블록을 호출하는 모든 서브 루틴을 호출하는 '기본 프로그램'을 생성해야합니다. 이 통합은 사소한 작업이 아니며 전력 소비 최소화가 발생하는 곳입니다. 시스템 디자이너가 해결해야 하는 응용 프로그램별 질문이 있으며, 그 중 일부는 다음과 같습니다.
ㆍ초기 ATLF 교정이 지속되는 기간에 대한 매개 변수 설정
ㆍ런타임에 릴리스하기 전에 LUT에 필요한 정확도 지정
ㆍ런타임 교정 피드백 데이터가 LUT 값에 미치는 영향은 얼마입니까?
ㆍ시간이 지남에 따라 변경해야 합니다.
ㆍATLF가 주기적으로 재교정에 투입되어 보다 견고해져야 합니다.
따라서 기본 구성 요소를 개발하고 설명하는 것이 목표입니다.
가변 안테나 임피던스 효과
나이퀴스트 궤적은 ATLF의 메커니즘을 시각화하는 데 중요하다. 위에서 논의한 바와 같이, 복합 주파수가 s = jω 일 때, 공진기의 개루프 응답으로 H OL (s), 안테나 반사 계수 Γa, 그리고 전송 지연과 이득 블록의 위상 변이와 같은 루프 기생을 갖는다. 비선형이지만 g로 나타내는 이득 제어 파라미터와 p로 나타내는 양극성 제어의 단조 함수인 순수 실수값 이득 G는 개루프로부터 도출된다. 또한, G는 주파수 독립이다. 따라서, H OL (s) 를 다음과 같이 분해할 수 있다.
또한, 루프에서 공진기의 버랙터 다이오드에 영향을 미치는 주파수 제어 f가 있다. 일반적으로, 공진 주파수는 f의 비선형 단조 증가 함수이다. H(s) 가 파라미터 g, p, f의 함수일 때, G(g,p) 의 순수 실수값 이득이 분해되면 H(s|g,p,f) 는 개루프 응답에서 남는 부분이다. G(g,p) 표기는 명시적으로 이러한 실수 이득이 주파수 s의 함수도 아니고 주파수 제어 f의 함수도 아닌 것을 나타낸다. 나아가, 다음과 같이 불리언 값 0 및 1 중 하나를 취하기 위해 극성 제어를 가정할 수 있다.
물론 이러한 분해는 불완전하지만, H(s|g,p,f) 가 g 및 p 에 대한 종속성을 포함할 때 주파수 독립 실수 이득으로서 G(g,p) 를 추출할 수 있음에 주목하자. 더 진행하기 위해서는, 다음과 같은 근사화가 필요하다.
이러한 근사적 분해에 있어서 이득 블록의 주파수 가변성을 도입할 수 있지만, p 또는 g로 주파수 변화가 어떻게 일어나는지는 관련이 없다. 1차 근사화는 합리적이지만, 그 함의를 이해해야 한다.
분해의 동기는 이것이 기본적인 움직임을 추출할 수 있는 명확한 나이퀴스트 선도를 도출한다는 것이다. 시스템이 보정될 때 왼쪽 윤곽이 나이퀴스트 궤적을 나타내는 초기 도입도 130, ATLF 통과대역의 원하는 중심 주파수의 나이퀴스트 좌측에 주파수 점을 나타내는 검은 점이 고려된다. 도 130은 교정13010, 작동점 13012, 원하는 중심 주파수(13014), 안테나 임피던스 변화 후 작동 중심 주파수(13016), 실제 동작시 나이퀴스트 궤적(13018)을 나타낸다. 녹색 점은 기본적으로 1/G인 동작점을 나타내며 g및 p 설정을 기반으로 합니다. 전술한 바와 같이, 동작 점은 기준에 기초한다. 안정성을 위해 나이퀴스트 궤적의 바깥쪽 에 둘러싸여 있는 외부에 거주해야 합니다. 나이퀴스트 플롯에 가까울수록 Q 향상이 높아진다. 음수 실제 축 세그먼트에서 g가 증가함에 따라 동작점이 원점에 더 가깝게 오른쪽으로 이동합니다. 마찬가지로 양수 실제 축 세그먼트의 작동점에 대해 g가 증가함에 따라 작동점이 왼쪽으로 이동하여 원점에 더 가까워진다. 결국 g는 무한 한 Q 향상의 포인트이며 또한 불안정의 지점인 나이퀴스트 궤적을 교차 할 정도로 큰 것입니다.
이제 도 130의 오른쪽 윤곽에 나이퀴스트 궤적의 겸손한 변화를 초래하는 안테나 임피던스 (또는 다른 효과)의 작은 변화를 고려하십시오. 또한 원하는 작동 주파수의 변화가 있습니다. 나이퀴스트 궤적의 이러한 변화는 도 131에 도시된 바와 같이 스케치할 수 있는 통과대역 특성의 변화를 초래하며, 여기서 Q 향상이 현저하게 감소하고, 패스밴드가 잘못 정렬된다. 도 131은 원하는 중심 주파수(13110) 및 원하는 주파수(13112)를 중심으로 한 주파수 응답, 및 불일치 주파수 응답(13114)을 나타낸다.
더 나쁜 시나리오는 도 132에 나타난 바와 같이 안테나 임피던스의 변화에 따라 ATLF가 불안정해진다는 것이다. 도 132는 실제 동작 13210에서 나이퀴스트 궤적, 초기 교정 13212, 초기 작동 지점 13214, 초기 작동 지점 13214 및 동작중인 새로운 작동 지점 13216을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 도 132의 왼쪽 윤곽은 나이퀴스트 윤곽선이 작동 점을 둘러싸도록 왼쪽으로 이동한다. 이제 ATLF가 불안정해지고 따라서 일반적으로 원하는 신호와 독립적으로 주파수에서 진동하기 시작합니다. 충분한 Q 향상을 통해 작동 지점은 나이퀴스트 궤적에 상대적으로 가깝기 때문에 안테나 임피던스의 약간의 교란으로 항상 진동할 가능성이 있습니다. 이 나이퀴스트 플롯 시각화에서 ATLF 제어 알고리즘의 목표를 명확하게 명시할 수 있습니다.
ATLF 제어 알고리즘의 목적: 실수축의 절편과 일치되도록 나이퀴스트 궤적의 원하는 주파수 포인트를 유지시키고 작동 포인트를 나이퀴스트 등고선으로부터 고정된 거리에 유지시킨다.
제어 가능한 지연이 있는 비반응성 안테나 및 루프로 구성된 이상적인 ATLF
우리는 먼저 안테나가 반응없이 실재한다고 가정합니다: ATLF는 적절한 위상 시프트를 제공하기 위해 제어가능한 순수한 지연입니다. 그럼 우리는
여기서 지연 T는 f가 증가함에 따라 모노톤으로 감소합니다. 나이퀴스트 궤적은 원입니다. G(g)r 는 반지름입니다. 따라서 우리는 반경에 관해서 중복 사양이 있습니다. 우리는 진동이 때 발생할 것을 알고 G(g)r ≥ 1 일부 주파수에서. 현실에서, G(g)r 진동 진폭이 증가하고 게인 블록이 포화되기 시작했기 때문에 통일성을 초과할 수 없습니다. 제어를 위해, 우리는 우리가 원인 g의 수준을 정확히 알고 있다고 가정합니다 G(g)r = 1. 우리는 또한 기능의 모양을 알고 G(g) 충분히 정확하지만 배율 간격띄우기는 아닙니다. 모양은 칩 설계에서 몇 퍼센트 이내로 충분히 정확하다고 알려져 있습니다. 그러나, 우리는 매우 정확하게 스케일링을 알고 있다 하지만 높은 Q 향상 된 안정 상태와 불안정 한 진동 사이 작은 차이. 따라서 이 스케일링은 교정을 통해서만 알 수 있습니다. 제어를 단순화하기 위해 우리는 임의로 r이 정확히 통일하고 차이가 G에 흡수된다고 가정합니다. 이제 교정을 통해 G를 의미 있게 확장할 수 있습니다. G(g) = 진동 조건을 시작하는 g 값에 대해 정확히 1입니다. 그런 다음 의 모양으로 G(g) 알려진, 우리는 루프 게인의 충분한 특성을 가지고있다.
다음으로 우리는 특성화할 필요가 있습니다. T(f). G(g)와 마찬가지로 T(f) 몇 퍼센트 이내로 알려져 있지만 배율이 충분히 정확하지 는 않습니다. 그러나, 진동이 발생하면 주파수가 원칙적으로 클럭 결정 시간을 기준으로 정확하게 측정될 수 있다는 것을 알고 있다. 따라서 진동의 주파수는 의 모호한 가능성에 의해 주어질 것이다
순수한 지연으로만 구성된 이 이상적 ATLF에서는 무한한 주파수 세트가 모두 가능합니다. 그러나 실용적인 ATLF는 원하는 튜닝 범위에 걸쳐 충분한 개방 루프 응답만 이룬다. 따라서 하나의 주파수 구성 요소만 활성화되어 있다고 가정합니다. ATLF 다음의 기저대역 처리가 충분하다면, 다운 변환 후 진동 주파수를 직접 관찰할 수 있는 광범위한 대역폭 유형 푸리에 기반 분석을 구상할 수 있습니다. 그러나 이는 ATLF 기반 네트워크 센서 애플리케이션에 내재된 것으로 간주되는 매우 낮은 전력 처리와 일치하지 않습니다. 적합한 회로는 도 133에 도시된 바와 같이 다이오드 전력 검출 회로일 수 있다.
여기서 우리는 ATLF의 튜닝 범위 내에서 진동을 감지하기에 충분한 광대역인 ATLF 바로 다음에 RF 다이오드 전력 검출기가 있습니다. ADC는 간단한 1비트 임계값 비교기일 수 있습니다. 이 검출기는 광대역이지만 신속하게 반응할 필요가 없으므로 ADC가 있는 검출기 회로는 전력을 거의 소모하지 않습니다. ATLF 출력은 일반적으로 신호를 강등하고 디코딩하기 위해 기저대역 신호를 추가로 처리하기 위해 다운 변환됩니다. 이 IF는 IF 근처, 또는 기저대역으로 변환하기 전에 전체 IF 단계로 완료될 수 있습니다. 기저대역 신호 전력 검출기 앞에 로우 패스 필터(LPF)가 있다는 것만 중요합니다. 다시, 도 133의 이 검출기는 ADC 샘플링을 가진 간단한 다이오드 검출기로서 단일 비트 비교기만큼 비교적 느리고 간단할 수 있는 출력을 샘플링한다. 이 것 역시 매우 낮은 전력과 낮은 복잡성 검출기입니다. 도 133은 ATLF 13310, 다운 변환 13312, LPF 13314, 기저대역 신호 전력 검출기 13316, ADC 13318, RF 전력 검출기 13320, ADC 13322, 기준 결정 13324 및 LO 신디사이저 13326을 나타낸다.
RF 검출기를 통해 진동의 발병을 확인할 수 있으며, 정확한 g 평가를 제공합니다. G(g) = 1. 제어 f는 기저대역 검출기가 점등될 때까지 다양할 수 있다. 그 시점에서 우리는 기저대역의 거의 제로 주파수에서 진동 주파수의 조건을 포화 f가 있다. f는 매우 정확할 필요는 없습니다. ATLF 대역패스가 중앙에 있는 경우 기저대역 대역폭의 20%를 말하면 충분하다. 따라서 기저대역 검출기 앞에 있는 로우 패스 필터는 전체 기대대대대 대역폭에 비해 20% 대역폭이 될 수 있습니다.
하나의 주파수만 사용되는 무선 센서 네트워크에서는 신디사이저가 고정되어 있고 ATLF의 한 주파수만 정확하게 보정해야 합니다. 센서는 다음 패킷이 액세스 노드(AN) 또는 전송할 시간 슬롯에서 언제 들어오는지 알 수 있습니다. 그것은 시계 결정 시간에서 이것을 추정 할 수있다. 절차는 활성 트랜시버 시간 슬롯(TTS) 직전에 빠른 튜닝 버스트를 수행하도록 설정하는 것입니다. TTS는 ATLF 작업의 컨텍스트에서 AN과 센서 간에 통신이 설정된 시간 슬롯으로 정의됩니다. 일반적으로 이것은 양방향 통신을 수반하며, ATLF는 다가오는 패킷의 예상 반송파 주파수로 조정하고 이를 위해 적절한 대역폭을 선택합니다. 그런 다음 ATLF가 재전송 된 신호에 코딩 된 위상 변조를 적용하는이 패킷의 재전송 부분이 있습니다. 이 것의 변형은 센서가 특정 패킷에 대해서만 수신 모드에 있고 재전송 부분에서 차단될 수 있습니다. 또 다른 옵션은 ATLF가 올바른 주파수에서 진동 모드로 구동되고 AN에서 패킷을 수신하지 않고 자율적으로 전송한다는 것입니다. 이 모드는 자율 모드가 가능하지만 먼저 전송 반송파 주파수를 올바르게 설정하려면 신중한 교정이 필요합니다. 자세한 내용은 프로토콜 문서에 TTS 모드에 포함됩니다.
어쨌든, ATLF가 AN으로부터 데이터 패킷을 수신하는 경우, 올바른 튜닝의 확인은 디지털 복조의 보조 출력인 SNR 메트릭의 일종에 의해 확립될 수 있으며, 따라서 추가적인 ATLF 부과 복잡성 요구 사항은 아니다.
보다 일반적인 주파수 호핑 방식에서, 교정은 소정의 주파수 세트에 걸쳐 수행된다. 우리는 교정을 위해 다른 계획을 선택할 수 있습니다. 만족하는 데 필요한 g
G(g) = 진동에 대한 1은 근사치이며, 일반적으로 f에 대한 의존도가 있을 것입니다. 여기서의 초기 예에서와 같이 순수 지연을 기반으로 하는 ATLF의 경우 주파수 종속성은 없습니다. 그러나 보다 실용적인 구현에서는 설명할 수 있듯이, G(g,f) = 호핑 시퀀스의 각 주파수에서 만족해야 함.
호핑 대역폭이 상대적으로 작은 경우 밴드의 두 극지 가장자리만 보정한 다음 선형 보간이 충분히 정확하다고 가정하기에 충분합니다. 이것이 충분하지 않은 경우, 세 개의 교정 주파수로 f와 g에 이차 포물선 곡선이 맞습니다. 많은 옵션이 가능합니다. 우리는 N > 3 교정 주파수 세트를 가질 수 있으며 포물선 다항계수에 가장 작은 제곱이 맞을 수 있습니다. 우리는 등등 과정 최소 사각형 맞춤에 따라 스프 라인 곡선 맞춤을 할 수 있습니다. 목표는 주기적으로 특정 주파수에서 교정을 수행하는 추적 체계를 가지는 것입니다. 그런 다음 이 업데이트는 곡선 피팅의 전체 최소 제곱 솔루션에 추가됩니다. 이러한 계수는 곧 출시될 각 트랜시버 슬롯에 대해 g및 f의 보간에 사용되는 LUT에 저장됩니다.
전체 ATLF 기반 트랜시버는 도 134에 도시된 바와 같이 구현될 수 있다. 도 134는 안테나(13410)를 나타낸다. LO 신디사이저 13412, 레퍼런스 크리스탈 13414, LPF 13416, ADC 13418, 마이크로 컨트롤러 13420, LUT 13422, 기저대역 신호 전력 검출기 13424, LPF 13426, 다운 변환 13428, 제어(DAC) 13430, RF 전력 검출기 13430, RF 전력 검출기 13416, ADC 13418, 마이크로 컨트롤러 13420, 13434. 안테나는 ATLF의 일부로, 처음에는 기저대역에서 이후에 변환되고 처리되는 신호를 필터링합니다. ADC는 신호와 두 개의 검출기 출력 및 컨트롤러에 전달된 디지털화된 정보를 샘플링합니다. 컨트롤러는 일반적으로 고도로 전문화된 ASIC이며 표시된 범용 컨트롤러가 아닙니다. 그러나 여기에 초점이 ATLF 제어에 있지 않고 신호 복조 및 디코딩의 구현에 있지 않기 때문에 우리는 단지 일반 컨트롤러 처리 블록으로 둡니다. ATLF에 대한 피드백은 그림과 같이 {g, f, p}의 세 가지 컨트롤입니다. 전력 소비의 관점에서, ATLF를 사용하여 용이하게 전체 회로의 낮은 전력 소비에 대한 드라이브를 훼손 조정 ATLF를 유지하기 위해 처리 측면에서 상당한 오버 헤드가 있음을 나타낼 수 있습니다. 그러나 ATLF 제어는 간헐적입니다. 처음에는 에너지를 소비하는 LUT의 보정 및 채우기가 있습니다. 그러나 이 것을 유지 관리하는 것은 시나리오에 따라 다릅니다. 활성 동적 시나리오에서만 ATLF를 지속적으로 추적하고 LUT를 업데이트해야 합니다. 더 많은 정적 케이스에서는 교정 업데이트 사이에 긴 간격이 있을 수 있습니다. 도 135는 데이터 패킷 수신 에보에 참조되는 활성 ATLF 캘리브레이션에 대한 시간 서열을 나타낸다.
반응형 임피던스 안테나 통합
현재의 경우, g가 실제 축을 따라 움직임을 제어하고 나이퀴스트 원 궤적의 회전을 f로 단순화했습니다. 현실에서 상황은 더 복잡할 것입니다. 예를 들어:
루프 게인은 순수한 제어 가능한 지연 및 순수 저항 안테나가 보다 구현 가능한 공진기 및 보다 현실적인 안테나 모델로 교환됨에 따라 f의 함수일 수 있다.
또한, 게인 블록은 이득에 약하게 의존하는 일부 이득 크기 주파수 의존성과 위상 이동을 가질 수 있다.
의 요인 꽤 깨끗하지 않습니다.
안테나가 정규화 시 공명이 있는 시리즈 LRC 모델로 표시될 수 있다고 가정합니다. Ω = 1. ATLF 루프는 이제 안테나의 반사 계수와 주파수에 의존하는 피드백 루프의 순수 가변 지연으로 구성됩니다.
위와 같이 안테나 모델의 한 가지 선택은
R, L 및 C가 특성 임피던스로 정규화된다고 가정하는 반사 계수는
확장되는
첫 번째 통지는 무손실 안테나 어디 R = 0, 다음 통일 크기 이득과 공명에 빠르게 변경 위상완전히 무손실 모든 패스 회로를 형성한다. RL과 C가 있는 안테나를 지정해 . 참고로,
하자 이는 본질적으로 임피던스 정규화와 같은
반사 계수 분모 감쇠가 된다
및 분자 감쇠가 된다
따라서 우리는 R에 의해 안테나를 지정할 수 있습니다 및 Ωa.. 안테나 모델의 이 선택과 T(f) = Π 도 136에 나타난 바와 같이 나이퀴스트 플롯을 얻습니다. 원하는 주파수로 조정하는 것은 불가능합니다. Ω = 이 점은 나이퀴스트 플롯의 외부 둘러싸기 내부에 있기 때문에 = 1입니다. 플롯이 안테나가 Ω = 1, 그리고 이것은 또한 우리가 최소를 얻을 점이다 . 양쪽에 Ω = 1, 안테나의 반응도 가 증가함에 따라 증가합니다. 따라서 ATLF는 순수한 전송 지연 또는 해당 문제에 대한 모든 패스 필터로 실현되지 않을 수 있습니다. 우리는 외부 둘러싸기에 있도록 나이퀴스트 궤적에 원하는 작동 점을 가지고 피드백 루프의 안테나 공진기를 필요로한다.
따라서 실제 반응성 안테나를 완화하려면 ATL3 버전의 ATL3 버전을 통합하는 ATLXR 구현으로 이동해야 합니다. 이를 통해 우리는 도 137에 나타난 바와 같이 원하는 나이퀴스트 궤적(실제 축에 동그라미)이 외부 둘러싸기 상에 있는 원하는 나이퀴스트 궤적을 갖는다.
근거리 스캐터의 존재에 안테나 임피던스
현재까지 방사 저항과 리액턴스로 구성된 특정 집중 컴포넌트 등가 모델이 있는 안테나에 대해 고려해 보았다. 분리된 상태의 전기적으로 소형인 안테나에 대하여 이는 10 퍼센트 이하의 상대적으로 작은 대역폭에 걸쳐 충분한 모델인 집중 직렬 인덕터 또는 커패시터일 수 있다. 보다 큰 동조 대역 폭에 대하여 직렬 커패시터를 또한 모델에 추가하는 것이 필요할 수 있다. 이로써, 위에서 설명한 바와 같이 두 개의 극점과 두 개의 영점으로 구성되는 안테나 반사 계수를 얻는다. 이 모델에 포함되지 않는 것은 안테나가 가까운 주변 환경과 어떻게 상호작용하는가이다. 안테나로부터 몇 개 파장의 2차 산란 소스에 의해 발생되는 상대적으로 긴 지연과 함께 일어나는 반사가 있다고 가정해 보자. 따라서 6 cm 파장의 5 GHz에서 이는 안테나로부터의 약 20 cm의 금속 반사체일 수 있다. 이는 도 138에 도시되어 있는데, 객체(13810), 안테나(13812), 안테나 그라운드 판(13814), 그리고 안테나 포트(13816)를 나타낸다.
순수 배율 조정과 지연을 더한 전달 함수를 할당하고 이를 주 안테나 반사 계수에 추가하여 근거리 오브젝트에서 분산되는 두 번째 경로의 효과를 시뮬레이션할 수 있습니다. 도 139는 이것의 복잡한 나이퀴스트 플롯을 나타낸다. 왼쪽 플롯은 안테나 반사가 단순히 안테나의 분리 임피던스에 의해 결정되도록 가까운 필드 스캐터없이, 무반향 챔버에서 측정 될 것이다. 중심 플롯은 진폭 배율 조정 지연으로 모델링된 산란기를 추가합니다. 오른쪽 플롯은 실제 축이 교차되는 중심 플롯 점 주위의 상세를 보여 주며, 여기서 1/G 점이 있다고 가정합니다.
지금까지 우리는 G의 단계가 0 또는 180도되도록 실제 가치 이익을 고려했습니다. 그러나 1/G를 일반적이고 복잡한 것으로 간주할 수 있으므로 나이퀴스트 플롯의 어느 곳에나 배치할 수 있습니다. 주파수 응답을 결정할 때 1/G가 양수 주파수에서 작동하고 1/G*의 컨쥬게이트가 음수 주파수에서 작동한다고 가정합니다. 그러나 자극과 출력이 모두 실제이고 안테나가 1/G의 주파수 응답과 나이퀴스트 플롯의 양수 주파수 궤적을 결정한 다음 마지막으로 출력의 실제 부분을 차지하는 실제 구성 요소이기 때문에.
이제 우리는 1/G가 실제 축을 따라 이동하고 양성 주파수 나이퀴스트 궤적도 140에 나와 있는 루프가 있을 때 어떤 일이 일어나는지 볼 수 있습니다. 위치 A에서 주파수 응답은 도시된 스큐 라인의 주파수에 대응하는 비교적 낮은 Q 피크일 것이다. G가 증가함에 따라 동작 점이 왼쪽으로 이동하고 B 지점에서 우리는 갑자기 통과 대역 주파수 피크의 변화를 볼 수 있습니다. 루프의 먼 쪽에 있는 주파수로 튜닝하는 것은 불가능합니다. 따라서 스캐터의 존재에 높은 Q 주파수 튜닝은 작동하지 않습니다하지만 점프 나타납니다.
문제를 더욱 복잡하게 하기 위해, 위상 시프터 제어의 효과는 도 141에 예시된다. 위상 시프트 제어는 전체 패턴을 대략 상하로 이동합니다. 1/G 작동 점이 그림과 같습니다. 그런 다음 위상 시프터가 패턴을 아래로 이동하고 처음에는 패스 밴드의 주파수가 원하는대로 원활하게 조정되도록 합니다. 그런 다음 나이퀴스트 루프가 발생하여 낮은 주파수에서 피크가 나타나고 지배적이됩니다. 튜닝은 매끄럽지 않지만 점프합니다. 주파수 점프는 ATLF의 대역폭이 신호 추적이 손실되는 것처럼 보일 수 있습니다.
조정된 위상 및 게인 조작이 있더라도 그림과 같이 나이퀴스트 루프를 통해 부드러운 추적을 구현할 수 있는 방법은 없습니다. 다음으로 이것이 ATLF의 튜닝성에 미치는 영향을 결정해 보겠습니다.
타의 추종을 불허하는 모노폴 안테나를 사용하여 근거리 산란에 대한 안테나에 미치는 영향을 측정하기 위한 일련의 실험이 수행되었습니다. 이 테스트 안테나는 보정된 네트워크 분석기에 연결되었고 5~6GHz 사이를 휩쓸었습니다. 테스트 안테나는 이 지역에 적층 된 상단과 중요한 금속 구성 요소가있는 작업대 위에 개최되었습니다. 약 45cm 의 높이에서 책상 표면 위의 대략 수평 방향으로 유지되었고 테이블 표면 에서 20cm 높이로 천천히 아래로 이동했습니다.
그림 142에서는 대표 데이터 세트의 나이퀴스트 궤적을 보여주고 1/G에 대한 복잡한 값 집합을 표시합니다. 우리는 게인이 실제 축에서 1/G에 영향을 미치고 위상이 궤적 루프를 위아래로 이동하는 제어의 게인과 위상을 조정할 수 있습니다. 양자택일로, 우리는 궤적을 그대로 두고 우리가 단지 양수 주파수에서 작동하고 위상 시프터 컨트롤이 루프의 모양을 조금 변경한다는 것을 이해와 복잡한 1/G를 가정 할 수 있지만 여기에 고려 편차에 대한 이것은 좋은 근사치입니다.
안테나, 위상 시프터 및 감쇠기로 구성된 신호 루프를 고려하십시오. 목표는 적당한 상대 범위에서 주파수를 원활하게 조정하려는 것이지만 1/G 점만 둘러싸기 바깥쪽에 배치할 수 있다는 것입니다. 따라서 도 142에 표시된 대로 1/G 포인트 세트로 얻을 수 있는 튜닝 범위를 살펴보겠습니다. 주파수 응답은
각각의 1/G 동작 점에 대응하는 주파수 응답은 도 143에 도시되어 있다. 우선, 이러한 응답은 수신기에 들어갈 스퓨리어스 노이즈 주파수 대역이있을 것입니다 있도록 멀티 모달입니다. 이러한 스퓨리어스 응답은 ATLF에서 다운스트림에 적용된 대역 통과 필터링을 통해 잠재적으로 지워질 수 있지만 더 큰 문제는 적절한 대역폭을 원활하게 조정하기가 어렵다는 것입니다. 또한 이러한 튜닝성 대역폭은 전적으로 안테나의 반응에 달려 있습니다. 따라서 이와 같은 루프를 보면 튜닝을 하기가 어려우며 컨트롤이 좌절될 수 있습니다.
보다 더 나은 해결책은, 도 144에 도시된 회로를 이용하여 안테나와 함께 루프에서 대역통과 필터링을 구현하는 것이다. 도 144는 안테나(14410), 4포트 커플러(14412), 공진기 블록(14414) 및 가변 게인 블록(14416)을 나타낸다. 이러한 구현을 통해, 근거리 필드 객체의 산란을 위한 본 실험의 주파수 응답은 폐쇄루프 통과대역이 원하는 주파수에서 Q 강화되는 생성될 수 있음을 보여주는 도 145에 도시되어 있다. 이것은 5-6 GHz의 범위에 걸쳐 모든 주파수에 대해 수행 될 수있다. 따라서 공진기와 같은 ATL3을 추가하는 복잡성으로 인해 근거리 산란기의 존재로 인한 튜닝성 문제를 해결했습니다.
ATLF 주파수 튜닝
위의 ATLF 제어 섹션에 설명된 대로 다음과 같은 경우 튜닝성에 문제가 있습니다.
안테나가 현저하게 일치하지 않습니다. 및
안테나가 안테나에 근접한 산란 성분과 상호작용하기 때문에 반사 계수의 지연된 성분을 갖는다.
표준 ATLF 루프를 사용하면 튜닝해야 하는 밴드 전체에서 충분한 Q 향상을 달성할 수 있는 것은 아닙니다. 따라서 튜닝은 고르지 않게 나타나며 경우에 따라 Q 향상이 다시 중단되는 불의의 결과를 초래할 수 있습니다. 이 문제의 영향을 줄이는 옵션은 루프 내에서 원하는 주파수로 튜닝 공진기를 넣어 하는 것입니다.
튜닝과 관련된 잠재적인 불안정성과 문제를 시각화하는 방법은 개방 루프 응답의 나이퀴스트 궤적을 고려하는 것입니다. 원하는 주파수에서 열린 루프 전달 함수 값은 나이퀴스트 궤적의 루프 외부에 나타나야 합니다. 즉, 원하는 튜닝 범위에 대응하는 개방 루프 전달 함수의 세그먼트의 둘러싸기는 없을 수 있다. 나이퀴스트 루프 내에서 둘러싸인 이 세그먼트의 모든 지점은 적절하게 Q-향상되지 않을 수 있습니다.
따라서 부드러운 튜닝을 얻으려면 튜닝 범위에 해당하는 나이퀴스트 궤적 부분을 강조해야 합니다. 공진기가 ATLF 작동의 현재 원하는 주파수를 향상시키기 위해 조정 될 수있는 경우, 나이퀴스트 궤적의 해당 영역은 상대적으로 다른 축소하면서 나이퀴스트 궤적의 특정 영역을 더 밖으로 밀어 강조 할 수있다 컴플렉스 평면의 원심을 향하여 구성요소를 이동합니다.
우리는 적당한 Q의 단일 공진기로 이것을 달성할 수 있을지모르지만, 구현하기 쉬운 더 나은 해결책은 3차 대역 통과 필터 또는 튜닝가능한 3개의 더 낮은 Q 공진기의 순서로 서열이다. 또한 공진기를 약간 디튠하면 루프에 별도의 위상 시프터가 필요하지 않습니다. 그런 다음 위상 시프터 없이 ATL3과 ATLF3라고 하는 ATLF의 조합처럼 보입니다.
도 144는 3개의 캐스케이드 공진기 블록 및 가변 게인 블록을 사용하여 ATLF3의 블록 다이어그램을 나타낸다. 상기와 같이 3개의 공진기 블록을 디튜닝하는 동안 위상 시프터가 포함되지 않습니다. 그러나, 위에서 언급한 바와 같이, 가변 G의 일부로서 이득 극성 제어를 포함하는 것이 편리하다. 이렇게 하면 공진기에 필요한 디튜닝 의 양이 줄어들어 더 나은 모양의 패밴드가 생성됩니다. 3개의 공진기를 갖는 것은 a) 2개의 공진기가 불충분하여 만족스러운 주파수 튜닝 제어를 위해 일부 안테나 임피던스에 요구되고, b) 4개의 공진기가 과도한 합병증이기 때문에 양호한 수로 보인다.
ATLF의 튜닝을 주파수로 개발하려면 처음에는 비반응성 안테나의 단순화된 경우와 ATLF 루프의 기생 지연이 없는 것을 고려하십시오. 도 121에 나타낸 바와 같이, 121에 도시된 바와 같이 계단식 3개의 공진기의 개방 루프 반응으로 시작하여 공진 주파수가 정규화됨을 나타내는 원으로 시작한다. Ω = 1 래드 / 초 포인트. 여기서 감쇠는 0.1이며, 이는 5의 Q를 가진 다소 낮은 Q 공진기이다.
이 예에서 안테나가 실재(비반응성)이므로 안테나 반사 계수가 실수입니다. 실제 안테나 임피던스가 특성 임피던스의 경우 반사 계수가 음수이고 음수 G는 위에서 설명한 편광 스위칭에 의해 선택되어 오른쪽에서 나이퀴스트 궤적에 접근합니다. 주파수에 종속된 유일한 요소는 임의의 주파수로 튜닝될 수 있는 공진기 자체뿐입니다. 따라서 나이퀴스트 궤적의 원하는 주파수는 실제 축 절편점과 일치하도록 설정될 수 있으며 부드러운 튜닝성이 보장됩니다.
다음으로 우리는 우리가 주파수로 증가 기생 위상 변화가 같은 전송 지연을 추가하는 것을 고려하십시오. T = 1의 전송 지연과Ω = 도 122의 나이퀴스트 궤적 1개. 전송 지연으로 인해 ATLF의 통과 대역이 Ω = 이동되는 1입니다.
우리는 우리가 두 가지 옵션이있는 세 공진기를 분리하여 ATLF3을 다시 조정할 수 있습니다.
첫 번째 옵션은 공진기의 공진 주파수를 약 4% 증가시켜
ΩR = 1.037은 도 123의 개방 루프 응답의 결과. 공진은 실제 축에 있으며 | G | 임의적인 Q 향상을 제공합니다. 궤적과 실제 축은 AM/PM(진폭 변조 및 펄스 변조) 소음이 문제가 되지 않도록 서로 합리적으로 수직입니다. G의 극성은 안테나의 저항에 따라 달라집니다. 따라서 안테나 임피던스의 실제 부분이 상호 연결 전송 라인의 특성 저항보다 크면 반사 계수는 G > 0과 같은 실제및 양성계수입니다.
다른 선택은 안테나 저항 임피던스가 특성 임피던스보다 큰 경우 G <0을 사용해야 하는 도 122에서 음의 실제 축의 절편을 사용하는 것입니다. 이제 공진기를 줄입니다. ΩR 약 8%까지 ΩR = 0.919. 결과는 도 124에 도시되어 있다. 이 두 솔루션의 차이는 궤적이 실제 축으로 만드는 각도에 있습니다: 경사가 실제 축에 수직일수록 패스밴드가 원하는 주파수 주위에 더 대칭이 됩니다. 궤적과 실제 축 사이의 각도가 작으면(궤적과 실제 축이 직선이 되도록) AM에서 PM 노이즈가 과도해집니다.
도 125는 3 라디안의 큰 기생 지연에 대한 나이퀴스트 궤적을 나타낸다. 우리가 가지고있는 것처럼 Ω = 현재 의 예에서 1은 도 125에서 볼 수 있듯이 거의 180도인 3 라디안의 기생상 시프트를 가지고 있다. 원하는 주파수 점이 이미 음수 실제 축 절편점에 매우 가깝기 때문에 양수 실제 축 차단 점을 사용하는 것은 의미가 없습니다. 음수 실제 축에 정렬된 작동 점을 얻으려면 1% 미만의 약간의 디튜닝만 필요합니다.
위의 예에서 우리는 안테나를 가지고 공진기는 모두 정규화에 조정 Ω =1 원하는 작동 주파수로, 이는 우리가 실제 구현에서 경험하게 될 것이 아닙니다. 안테나의 공진 주파수를 변경하면 세 개의 공진기를 디튠하고 그에 따라 극성 스위치를 선택해야 합니다. 다음 예제에서 안테나 공진은 Ωa. = 전기적으로 작은 안테나에 대한 현실적인 2. 공진기는 Ω R = 1.042 및 p는 1로 설정됩니다.
도 126은 ATLF3의 나이퀴스트 궤적과 함께 디튠된 공진기를 부여한다. 디튜닝의 결과는 나이퀴스트 궤적이 더 이상 실제 축에 대해 수직이 되지 않는다는 것입니다. 이것은 g와 f 컨트롤을 결합합니다. 대조적으로, 도 121의 나이퀴스트 윤곽은 잘 수직이다.
나이퀴스트 플롯을 그리는 것은 간단하지만, 문제는 자동 튜닝이 어떻게 이루어지는가하는 것입니다. 위에서 설명한 것처럼 실제 축의 두 나이퀴스트 점에 해당하는 두 가지 조정 옵션이 있습니다. f의 변화는 안테나가 f의 영향을 받지 않지만 주파수에 따라 달라지기 때문에 나이퀴스트 윤곽의 모양을 변경합니다.
이 사례에 대한 조정 절차를 살펴보겠습니다. 시작 Ωa. = 2 및 Ω R = 1 의 목표가 패스밴드중심이 되는 경우 Ω = 1. Ω R 이 예제에서 = 1은 f 컨트롤의 명목 시작점일 뿐입니다. f = 0을 말하면 공진기가 튜닝 밴드의 중간에 대략적일 수 있도록 설정합니다. 초기 나이퀴스트 플롯은 도 127에 2개의 가능한 공진 주파수와 같이 도시되어 있다. Ω 1 = p = 0(음수 실제 축)에 대해 1.07 및 Ω 2 = 0.096 (양수 실제 축). 이들은 0의 p를 설정하고 진동이 결정될 때까지 g를 증가시키고 신디사이저를 순서대로 이 두 주파수에 반응하도록 설정하여 결정될 수 있다. 이 경우 Ω 1 . 그런 다음 p를 1로 설정하고 반복하여 찾습니다. Ω 2 .
물론, 신디사이저는 주파수 스윕을 찾는 데 필요한 만큼 일반적이지 않을 수 있습니다. Ω 1 및 Ω 2 . 신디사이저가 채널 주파수로 설정된 경우를 가정합니다. Ω = 1. 이 경우 f의 제어는 한 방향으로 먼저 변화한 다음 p = 0 및 p = 1에 대해 다른 방향으로 변화합니다. 그런 다음 f에서 최소 상대 변경으로 작동 주파수를 선택합니다. 요점은 p의 선택에 기초하여 공진기의 디튜닝을 최소화하는 것입니다. 안테나가 근거리 산란 효과의 영향을 받는 경우 나이퀴스트 궤적에는 작동 지점에 가깝게 발생할 경우 문제가 발생할 수 있도록 기생 루프가 있는 경우가 있습니다. 이러한 경우 큰 디튜닝을 선택하는 것이 실제로 더 나은 선택이 될 수 있습니다. 그러나 나이퀴스트 궤적에 대한 가시성이 더 이상 없다면 이 결정은 맹목적으로만 이루어질 수 있습니다.
잠재적인 문제의 그림은 도 128에 도시되어 있다. 작업 지점 12810 및 루프 12812. 여기서 우리는 나이퀴스트 궤적의 루프에 가까운 운영 지점을 가지고있다. f가 약간 변경됨에 따라 루프가 변경되므로 중심 주파수가 연속상으로 점프가 나타납니다. 이렇게하면 적절한 방법으로 수행하면이 경우 두 개의 패스 밴드로 타협 을 줄 수있는 추적에 문제가 발생합니다. ATLF3의 세 공진기는 이러한 루프가 작동 지점 근처에서 발생할 가능성을 크게 줄입니다. 그러나 이러한 유형의 상황의 가능성은 제거하기 어렵고 따라서 추적 알고리즘은 트랙을 잃는 것과 는 반대로 적어도 타협 솔루션을 제공하는 경우에 충분히 견고합니다.
위에 제공된 분석은 개선된 필테나의 작동에 관여하는 원리 및 이론을 더 잘 이해하기 위한 것이라는 점을 이해하게 될 것이다. 실제 회로 요소 사용, 사용 의도, 사용자의 선호도, 제조 단계 등과 같은 다양한 고려 사항에 따라 실제 구현은 이러한 고려 사항 중 일부만 사용할 수 있지만 여전히 떨어지고 있을 수 있습니다. 본 원에 설명된 회로 설계 내에서.
ATLF 의 교정
단일 주파수 ATLF 교정 절차
단일 주파수 작동하에서 ATLF 교정 절차의 예는 사전 교정이 수행되지 않았다고 가정할 때 다음과 같습니다. 다른 절차는 또한 possible.is 바람직하게는 ATLF에 의해 보정될 수 있다. 이렇게 하면 호핑 주파수의 함수로 f및 g에 대한 설정 벡터가 생성됩니다. 하나의 교정 절차는 각 호핑 주파수에 대해 단일 주파수인 것처럼 교정할 수 있습니다. 그러나, 또 다른 더 효율적인 절차를 사용할 수 있습니다.
명백한 개선은 순서대로 주파수를 보정하고 f와 g의 변화가, 말하자면, 다음 높은 호핑 주파수에 낮은 호핑 주파수가 매우 작다는 것을 깨닫는 것입니다. ATLF의 일 일반적인 실시예에서, 다음과 같이 세 가지 상태를 고려하는 것이 편리할 수 있다:
결합된 안테나에서 다시 방사될 수신 신호의 ATLF 변조에 의한 정보 전송
ATLF 안테나와 ATLn 공진기가 동일한 루프에 있기 때문에 ATLF는 결합 된 공진기를 포함하는 신호 루프에 데이터 인코딩 변조를 주입 할 수있는 독특한 기능을 가지고 있습니다. 이는 도 163에서 고수준에서 도시된 바와 같이 안테나 반사 신호상에 정보를 오버레이하는 결과를 초래한다. 도 163은 ATLF 16314를 가진 송신기 신호(16312)를 통한 통신에서 소스 송신기/액세스 노드 16310을 나타낸다. 소스 송신기/액세스 노드 16310에는 데이터 출력 16316, 수신기(에코 데모) 16318, 송신기 16320, 안테나 16322 및 원형 커플러 16324가 있습니다. ATLF 16314에는 안테나 16326, ATLn 16328, 변조 용 데이터 입력 16330 및 수신기 16332출력이 있습니다.
ATLF의 상당히 독특한 특성에 기반하여 - 안테나로부터 강한 재방사가 있음 - 근본적으로 안테나 재방사 인핸서인 것을 실행할 수 있다. 강한 재방사는 보통 이점이 있다고 여겨지지 않는다. 그러나, 낮은 비용, 낮은 전력의 투웨이 센서 네트워크에 대하여 어떠한 환경에서는 ATLF로 중요한 시스템 향상이 가능할 수 있다.
이 모드에서 작동할 때, 일반적 ATLF 기능성이 다음과 같이 증대된다.
커플링된 안테나를 통하여, 다음 두 조건 하에서, ATLF는 연속적으로 투 웨이 전 양방 모드에 있다.
송신자로부터 센서 호출 요청을 수신, 그리고
동시에 센서 데이터를 송신자에게 회송.
ATLF는 안테나와 트랜시버 사이의 전송 장치로서 작동하는 것이 아니라, 인터로게이터 신호가 감지되고 인터로게이터에 응답하여 특정 센서 정보열이 안테나 반사 위에 변조되는 모드에서 작동하여, 트랜스미터 없이 인터로게이터로 정보를 전송한다.
재방사선을 향상시키는 ATLF는 ATLF {g,f,p} 제어의 다소 임의적인 조합이 들어오는 메시지 신호의 재복사를 조절하기 위해 제 시간에 디더될 수 있으며, ATLF의 응답이 될 수 있는 무선 RFID의 일종으로 작동합니다. VSWR의 감지 가능하지만 작은 비트로 요청자에게 반환되는 일련의 비트를 나타내는 디지털 통신 기호로 구성됩니다.
센서 네트워크 및 ATLF의 배경 및 개요
센서 네트워크 배포는 일반적으로 모든 네트워크 요소를 상호 연결을 위해 구성해야 하므로 지루하고 비용이 많이 듭니다. 최근 의 중요한 발전은 독자 (R) 및 센서 요소 (S)가 연결을 자체 발견하는 임시 네트워크의 것입니다. 이러한 방식으로 인터넷의 라우터 및 터미널과 같은 모든 네트워크 노드는 기본적으로 자체 구성됩니다.
이 출원에서, 우리는 특히 R 요소가 복잡할 수 있고 전력 소비가 문제가 되지 않을 수 있는 경우, 도 164에 나타낸 바와 같이 다중 R's 16410 및 다중 S의 16412의 네트워크를 고려한다. 반면, S 소자는 태양광 발전및 에너지 청소로 작동할 수 있도록 매우 낮은 전력이어야 합니다. S 요소는 또한 매우 저렴해야 소모적 일 수 있습니다. 이상적으로는 배치된 네트워크의 컨텍스트 내에서 자체 구성하고 자체 보정해야 합니다.
무선 RFID는 트랜스폰더에 전력을 공급하기 위해 R 방출의 에너지 수확을 용이하게 하기 위해 R과 S 사이의 물리적 거리가 작아야 하기 때문에 일반적인 배포는 한 번에 하나의 R과 1 S를 가질 수 있다는 점을 제외하고는 이러한 애플리케이션을 위해 개발되었다. S의 회로. 기존 RFID 기술의 작은 범위는이 출원이 극복 할 수있는 중요한 제한사항입니다.
저전력, 저비용 센서 네트워크 모듈의 응용 분야는 광범위하며, 다음과 같은 몇 가지 예가 있습니다.
ㆍ주행 차선의 절대 위치를 기준으로 움직이는 차량의 정확한 절대 위치를 가능하게 하는 차선 마커(LM) 어플리케이션. 차량 위치 기록이 차량 내에 저장되어 있는 경우, 이 기록은 유료 도로 판독기와 같이 오버헤드 트랜스폰더에 의해 판독될 수 있으며, 특정 차량 위치 기록은 원하는 대로 전송될 수 있습니다(예: 교통 엔지니어 및 치안 기관 모두).
ㆍ센서가 트랙을 따라 배치되거나 기차 자체 또는 트랙 사이드 인프라에 의해 판독되는 열차 사이에 분산되는 열차 응용 프로그램;
ㆍ창고 운영에 필요한 로봇 차량의 정확한 상대적 위치 지정을 인프라 웨이포인트에 적용해야 하는 로봇 차량 응용 프로그램;
ㆍ다수의 판독기(간호사 스테이션, 개별 iPad 리더 등) 및 스마트 붕대를 포함한 다수의 환자 건강 모니터가 병원 또는 가정 환경에 대해 구현될 수 있는 건강 관리 설정 응용 프로그램;
ㆍ인프라 센서는 교량에 배포되어 기계적 응력 및 진동을 보고할 수 있을 뿐만 아니라 이러한 정보를 읽을 수 있는 차량의 높이 클리어런스 정보에 대한 정보를 제공할 수 있습니다.
ㆍ농업 독립 형 센서는 오버 헤드 드론에 의해 읽기, 넓은 영역에 토양 pH 및 수분 함량을 제공 할 수 있습니다;
ㆍ눈사태와 산사태가 위협적인 지역에서는 센서가 위협적인 경사면에 분산될 수 있습니다.
ㆍ적당한 태양 전지에 의해 구동되는 분산 파이프라인 센서는 RF 송신기를 사용하지 않고 파이프라인 상태 정보를 지나가는 드론이나 차량으로 쉽게 전송할 수 있습니다.
본 개시내용에서는, 자율주행차(AV) 솔루션의 요소로서 피사체 RF 네트워크 모듈의 특정 차선 마커 적용에 초점을 맞출 것이다. 제시된 방법론은 이 기술의 모든 응용 분야에 적용됩니다.
자율주행차(AV) 개요
차량 대 차량(V2V) 및 차량 대 인프라(V2I)는 빠르게 부상하는 정보 분야입니다. 이는 무인 차량이 명백한 이점인 지능형 운송 시스템(ITS) 시대를 안내하는 데 중요한 요소가 될 것입니다. 자율 주행 차량의 개념은 1960년대로 거슬러 올라가며, 특수 테스트 트랙에는 무선 비콘이 줄지어 있었고, 자율 주행 차량(AV)에 내장된 전자 장치는 이러한 비콘을 추적했습니다.
현재의 기술로 무장한 AV는 도로 기반 시설이 없어도 실현 가능한 것으로 입증되었습니다. 컴퓨터 비전 센서와 높은 디테일의 광범위한 거리지도와 결합된 처리는 제한된 범위까지 충분히 입증되었습니다. 이러한 이니셔티브는 AV 시대의 시작을 안내했다. 그러나 현재의 자동차 기반 AV 시스템은 확장이 가능하지 않습니다. 예를 들어, 고밀도 고속도로 교통의 모든 AV가 옥상 LIDAR를 스포츠하는 경우 시스템이 고장날 정도로 많은 간섭이 있을 것입니다. 또한 안개, 눈보라 또는 폭우와 같이 가시성이 저하되는 일반적이고 중요한 상황에서는 카메라 및 LIDAR 기반 시스템이 쓸모없게 됩니다. 따라서 RF 신호가 가시성 저하로 크게 영향을 받지 않기 때문에 무선 RF 신호는 사실상 필수적입니다.
무선 신호의 관점에서, GPS는 명백한 선택이다. 이는 운전자가 목적지에 도착하는 데 도움이 될 수 있지만, 고속도로의 주행 차선 내에서 차량의 위치를 유지하기에 충분한 정밀도가 아닙니다 - 10cm 이내의 위치 지정 요구 사항. GPS 위성 소스는 비용 관점에서 완전히 비실용적 인 처리 및 협동 신호적용의 영웅적인 금액없이 이러한 정확성을 제공하기위해 너무 멀리, 움직이는 자동차에 비효율적 GPS 기반 시스템을 렌더링 할 GPS 대기 시간 문제의 아무 말도. 다시 말하지만, 명백한 해결책은 스마트 RF 포지셔닝 마커 및 표지판과 같은 무선 도로/도로 인프라를 갖습니다.
이제 지능형 운송 시스템(ITS) 개발이 시작되었으므로 AV를 용이하게 하기 위한 용서할 수 없는 드라이브가 생겼습니다. 즉, 고속도로는 무선 인프라와 함께 제공되어 AV가 차선 내에 정확하게 배치될 수 있습니다. 이 인프라 개발은 비용이 많이 들고 완전히 구현하는 데 수년이 필요합니다.
본 개시내용의 기술에 의해 활성화된 저렴하지만 정밀한 차량 포지셔닝 시스템 증강은 이 차량 정보 공간에 독립형으로 주입될 수 있으며, 이러한 미래를 안내하는 데에만 사용될 수 있으며, 하지만 차량 운영 및 안전에 대한 즉각적인 가치를 제공하기 위한 것입니다.
요청된 경우에만 시스템이 전송하는 통신 프로토콜을 고려합니다. 액세스 노드(AN)는 ATLF가 조정되는 조정된 주파수로 요청 신호를 보낼 수 있습니다. ATLF는 안테나와 ATLn 간의 높은 결합으로 인해 이 신호를 자연스럽게 다시 방사합니다. 이러한 커플링은 ATL1의 바랙터 다이오드를 데이터와 함께 변조된 안테나 반사에 효과적으로 인코딩할 수 있다. 일부 유형의 커플러가 내장된 AN은 ATLF의 신호를 감지하고 데이터를 쉽게 강등합니다. 이러한 방식으로 우리는 실제로 송신기를 사용하지 않고 붕대에 있는 무선 센서에 대한 전체 이중 데이터 통신을 통해 일반적으로 송신기에서 요구되는 전력을 절약합니다. 시스템 수준에서 이를 통해 상당한 비용 절감, 크기 감소 및 성능 향상이 가능합니다. 이러한 아키텍처는 도 163에 도시되어 있다.
ATLF와 스마트 하이웨이
변조 된 안테나 반사 증강에 대한 두 번째 응용 프로그램은 도로 차선 및 / 또는 도로 가장자리 마커로 사용할 수 있습니다. 여기서 차량은 차선 마커에 앉아 있는 ATLF가 변조 안테나 반사를 선택하고 변조된 안테나 반사의 정보 내용을 디코딩할 때 이득으로 차량으로 다시 전송된다는 신호를 보냅니다. ATLF는 매우 낮은 전력으로 이 모드에서 작동하며 ATLF 게인에 의해 구동되는 향상된 범위로 데이터 전송을 보조하는 안전 보조 를 제공합니다.
자율 주행 차량 신호 및 정보 전송에 필요한 도로 표지판의 경우 ATLF 변조 안테나 반사 데이터 콘텐츠가 도로 차선 마커 애플리케이션보다 훨씬 높으며 안테나 반사에 대한 데이터 변조가 용이합니다. 수용 할 수 있습니다.
RF 차선 마커 시스템 개요
이제 차선 마커 시스템으로 구현된 예가 설명됩니다. 변형 및 기타 구현은 당업자에게 명백할 것이다.
도 165를 참조하면, 이는 AV 16510, RF 위치 심문기(16512) 및 RF 위치 지정 레인 마커(16514)를 나타낸다. AV는 RFLM 모듈로 구현된 도로의 차선아래로 이동하고 있습니다. AV RF 포지셔닝 인터로게이터(AVPI)는 차량의 전방으로 전파되는 좁은 대역폭 코드 변조 신호를 방출합니다. 이는 RFLM의 ATLF/안테나 루프에 의해 포착된 다음 RF 레인 마커의 ID를 포함하는 추가 코드로 수신된 신호를 변조합니다. 이 변조 된 신호는 루프 구조의 일부로 안테나에 다시 공급되며, 이에 따라 안테나는 기본 안테나 반사의 일부로 인코딩 된 신호를 재방출합니다. 정보 변조 신호는 AVPI로 돌아가 일관되게 복조되어 1) 차선 마커 ID를 모두 디코딩합니다. 및 2) AV가 RFLM에 접근할 때 진화하는 반송파 신호의 진폭 및 도플러 시프트. 이 시간 서명은 RF 레인 마커가 움직이는 AV를 상대하는 위치를 추정하는 데 사용될 수 있다. AVPI 응답을 여러 RF 레인 마커로부터 동시에 처리함으로써 AV는 차선 내의 정확한 위치를 결정할 수 있습니다.
다음은 도 166에 나타낸 바와 같이 멀티레인 도로를 고려한다. 도 166은 다중 RF 포지셔닝 레인 마커(16610, AV 16612, 고유 ID 16614, 및 도로 차선 16616)를 나타낸다. 각 RFlM은 고유한 코드로 식별됩니다. RFLM ID 코드는 RFLM 시스템이 배포될 때 생성된 외부 디지털 맵에 포함된 도로를 따라 특정 위치와 직접 상관관계가 있습니다. ID 체계가 AV GPS 위치와 관련된 계수로 도로를 반복할 수 있기 때문에 RFLM 코드가 너무 길지 않아도 됩니다. 그럴듯한 구현에서 RFLM ID는 수백 미터마다 반복될 수 있습니다. 명시된 바와 같이 GPS(또는 기타 위치 감지 방식)는 RFLM ID 모호성을 쉽게 해결할 수 있습니다. 또는 AVPI 처리는 이러한 주기적 모호성을 해결하기 위해 사이클 수를 추적할 수 있습니다.
AV가 차선 아래로 이동함에 따라 동시에 여러 RFLM에서 신호를 픽업합니다. 각 추적된 RFLM은 AV의 정확한 위치가 견고하게 결정될 수 있도록 시간에 따라 진폭 및 도플러 프로파일을 제공합니다. 성능 면에서 충분할 가능성이 있는 간단한 처리 방식은 단순히 일관되게 복조된 신호의 봉투에서 작동합니다. 이 체계에서 AVPI가 리소스제한되지는 않지만 AVPI에 필요한 처리는 무시할 수 있습니다.
즉각적인 문제는 많은 AV가 동시에 움직일 것이라는 것입니다. 각 AVPI에는 직교로 선택된 신호 변조의 일부로 차량의 VIN 번호를 포함할 수 있는 고유한 차량 코드가 있습니다. RFLM ATLF는 선형 방식으로 작동하며 RFLM ID를 통해 여러 AVPI 신호의 전체 중첩을 조절할 뿐입니다. 이러한 방식으로 AVPI는 다른 차량의 간섭을 최소화하면서 여러 RFLM의 진폭과 도플러 서명을 추적합니다.
이 시스템의 핵심은 포지셔닝 시그널링의 중복성입니다. AV가 차선 아래로 원활하게 이동하고 여러 RFLM에서 진폭-도플러 응답 프로파일을 동시에 관찰하는 고속도로 응용 프로그램을 고려하십시오. AV 궤적을 나타내는 데 필요한 자유도(DOF)의 수는 관찰될 수 있는 RFLM 시그니처의 수에 비해 작습니다. 따라서 AV 위치 추정을 손상시키지 않으면서 누락 된 RFLM의 큰 비율이있을 수 있습니다. 또한 일부 RFLM 서명도 차량 추적에 대한 정보를 제공할 수 있습니다.
또한, 각 AV는 자율 모드에 있든 없든 정확한 차량 위치 정보를 결정할 것입니다. 이 위치 정보는 차량 간 차량(V2V)을 통해 주변 차량에 전달될 수 있으므로 모든 AV가 주변의 다른 AV 차량의 위치를 알 수 있습니다. 이 정보는 충돌 방지를 위해 배포된 자동 범퍼 레이더를 보강하고 백업할 수 있습니다.
물론 충돌 가능성을 최소화하고 교통 역학을 완화하며 위험한 도로 위험을 피하기 위해 수행될 수 있는 에이전트 프로그래밍에는 끝이 없습니다. V2V 및 V2I(차량 대 인프라) 통신을 통해 AV는 이러한 도로 위험에 대해 적절하게 경고할 수 있습니다. 이러한 중요한 기능을 갖춘 지능형 고속도로는 각 차량에 대한 메커니즘이 있는 경우에만 구현될 수 있습니다 1) 절대 도로 참조 좌표 내에서 정확하게 자신을 찾을 수 있습니다. 및 2) 이 정보를 공유하는 V2V 및 V2I 시스템이 있습니다.
완전 AV 트래픽으로의 전환이 이루어지면 향후 10년 동안 많은 비AV 차량이 있을 것입니다. 그러나 이러한 비AV 차량에는 RFlM을 추적하고 V2V 및 V2I 채널을 통해 비 AVPI 추정 위치를 통신하는 소형 독립형 시스템이 장착될 수 있습니다. 따라서 주변 AV는 사람이 운전하는 차량이 어디에 있는지 정확하게 알 수 있으며 그에 따라 작동할 수 있습니다. 현재의 범위를 벗어난이 주제에 따라 등장 할 끝없는 혁신이 있습니다. 그러나, 강조해야 할 점은 차량 위치에 대한 정확한 지식이 필수적이라는 것입니다.
개 RFLM의 핵심 특성은 이것이 자율적이며 운영을 위해서 하이웨이 인프라스트럭처 시스템이 있는 복잡한 네트워킹이 필요하지 않다는 것이다. RFLM은 물론 다른 하이웨이 인프라스트럭처와 무선으로 연결되도록 선택적으로 확대될 수 있다. 그러나, 주 목적은 주로 레인 내 및 로드웨이 내의 위치를 정확히 결정함에 있어 RFLM으로 AV를 지원하는 것이다.
두 번째 우선사항은 인텔리전트 하이웨이 ITS 네트워크의 나머지와 보다 복잡하게 연결하는 것이다. 그러나, RFLM의 포워드 업으로 보이는 버전이 ITS 네트워크와 연결성을 위해 쉽게 이용될 수 있다는 점은 선뜻 이해될 수 있다.
AV 정밀 레인 포지션 애플리케이션에 이상적으로 적합한 강건하고 매우 낮은 전력의 ATLF 기반 RF 레인 마커(RFLM) 트랜스폰더의 구현 방법에 대한 혁신이 본 명세서의 범위이다.
RFLM 신호 변조 처리
AV의 위치를 계산하려면 RFLM의 신호를 고유하게 식별할 수 있어야 도로 폭을 따라 위치에 등록할 수 있습니다. 또한, 도로 차선의 길이를 따라 AV를 정확하게 배치하는 것이 바람직하다. 또한 지정된 도로 구간에 여러 대의 AV가 있습니다. 변조를 통해 달성 될 수있는 AV 및 RFLM 조합의 고유 식별 방법은 여러 가지가 있습니다. 본 개시 내용 내에서 우리는 직교 코딩을 선호하는 방법으로 가정합니다. 그러나 다른 방법이 있습니다.
직교 코딩 방법에서, 우리는 반송파 신호를 생성하는 AV 포지셔닝 인터로게이터(AVPI)로 시작합니다.
AC가 반송파 주파수의 복잡한 진폭인 경우 F C . AVPI는 m의 복잡한 가치 일정한 크기 변조와 이 신호를 변조1(t) 전송된 AVPI 신호가 C 1 (t) 은
실제 신호가 실제 신호의 실제 부분임을 이해합니다. C 1 (t)를 참조하십시오. 의 변조 M 1 (t) 는 각 AV에 대한 고유한 코딩입니다. 각 AVPI는 다른 AVPI에서 사용하는 변조 파형에 약 직교인 독특한 변조 파형을 가지고 있음을 이해합니다. 따라서 단일 AV에 복수의 AVPI가 장착된 경우 각 AVPI에는 고유한 변조가 있습니다.
이 신호는 입력 신호가 있는 RFLM에 전파됩니다.
여기서 G라 는 AVPI에서 RFLM 안테나 출력으로의 채널 이득이며 D 라 (t) 는 AV와 RFLM 사이의 시선 속도의 함수로서 시간에 따라 변경되는 RFLM 내의 자동차 AVPI와 ATLF 위치 사이의 물리적 거리입니다. 참고로, D 라 /c 는 AVPI에서 RFLM 내의 ATLF 위치로의 지연입니다.
다음으로 신호는 ATLF 피드백 루프에서 위상 시프터 요소의 약간의 디더링에 의해 달성되는 ATLF에 의해 위상 변조됩니다. 이 변조는 M 2 (t)를 참조하십시오. AtLF 출력에 게인이 적용되어 RFLM 변조 안테나 반사 신호가
마지막으로, AVPI에서 수신된 변조 안테나 반사 신호는
다시 작성됩니다.
용어는 도플러 주파수 시프트가 포함되어 있습니다. F D 있는
어디 V Rad 는 자동차 AVPI와 RFLM 사이의 방사형 속도입니다. 우리는 일반적인 이득으로 도플러 용어의 무관한 오프셋 단계를 흡수하고 식으로 표현을 쓸 수 있습니다
AVPI의 궁극적인 목적은 c 4 (t) 에 대하여 변조 안테나 반사를 관찰하여 d LA (t)를 추정하는 것이다. 이는 가능한 RFLM 함수와 d LA (t)에 대한 가능성을 조사함으로써 실행될 수 있다. 도 166에서는 16가지 다른 RFLM 객체들을 볼 수 있다. 이는 로드웨이 사양에 기반한 임시적 설정일 수 있다. m 2 (t)에 대한 변조 함수들이 로드웨이 길이를 따라 주기적으로 반복된다고 하더라도 각 RFLM 이 고유의 위치를 가질 수 있도록 가능한 맵이 있다고 추정한다.
문제는 RFLM 이 정확한 시간을 가짐으로써 m 2 (t - t LM )로 기재할 수 있도록 하는 임의적 오프셋이 필요한 상황을 원하지 않는다는 것이다. 따라서 AVPI 프로세싱에는 복조 프로세스의 일부로서 오프셋 및 RFLM 형 지수에 대한 조사가 필수적이다. 카디널리티가 그다지 높지 않고 차량 AVPI가 어떤 RFLM 형일지 예상할 수 있는 맵을 이용할 수 있으므로 RFLM 형에 대한 조사는 복잡하지 않다. 따라서 RFLM 추적이 수립되면, 출현되는 신규의 각 RFLM에 대한 프로세싱은 간단하고 효율적이다.
RFLM이 자동차 AVPI의 궤적에서 오프셋되기 때문에 도플러는 실제로 시간에 따라 달라집니다. 또한 AV는 속도에 대한 정확한 지식을 가지고 있다고 가정합니다. 이로부터 도플러 의 기능 F D (t) 자동차 AVPI를 기준으로 RFLM 의 위치를 정확하게 추정할 수 있습니다.
G 0 (d 라 (t)) 또한 D 라 (t) 사용할 수 있습니다. 그러나 RFLM이 ATLF의 전력 소비를 최소화하기 위해 포화될 수 있기 때문에 완전히 선형으로 작동한다고 가정해서는 안 되며, 강한 인터로게이터 신호가 있을 때 높은 선형성을 유지하므로 더 높은 전력 이득 블록이 필요합니다. ATLF. 이것은 분명히 전력 소비를 증가시키고 필요하지 않습니다.
요점은 ATLF가 매우 간단하다는 것입니다, 위상 변조로 구성의 기능을 감동 M 2 (t) 입력 신호에 관계없이 ATLF 안테나에서 안테나 재복사 신호에. 따라서 여러 자동차 AVPI 신호는 단지 중첩 및 동일한 변조로 처리됩니다. 또한 ATLF는 선형 요구 사항이 적도록 포화 될 수 있습니다. 이는 신호 레벨이 넓은 범위에서 다양하고 ATLF 기반 RFLM의 전력 소비를 최소화해야 하기 때문에 중요합니다. 다시 말하지만, ATLF 기반 RFLM에는 정교한 디지털 프로세싱이 필요하지 않으며 매우 낮은 전력의 아날로그 프로세싱으로 충분합니다.
AVPI의 복잡한 처리는 최대 우도 최적화로 매우 정밀한 추정을 가능하게 합니다. D 라 (t) 표시된 대로 표시됩니다. 이것은 확실히 현재의 처리 기술로 가능하고 표준 GPS 수신기 ASIC 내부에서 발견 된 처리보다 더 복잡하지 않습니다. 그러나 AVPI의 일관된 복화 출력의 봉투 신호를 추적하여 대체적이고 간단한 처리 형태가 제공됩니다.
RF 레인 마커(RFLM) 내에서 ATLF 조정
이 섹션의 간략한 요약으로 ATLF 조정과 관련된 단계는 다음과 같습니다.
ㆍ반송파 신호 센터 주파수로 튜닝;
ㆍATLF-안테나 공진기의 위상 을 조정하는 단계;
ㆍATLF 루프 게인 조정
RFLM 중심 주파수 튜닝
RFLM 애플리케이션에서 ATLF 안테나의 AVPI 신호는 열 잡음보다 훨씬 큽습니다. 따라서 여러 AVPI 신호가 ATLF에 진입하기 때문에 간섭 제한 문제입니다. ATLF가 작은 신호 선형 영역에서 작동하는 경우 다중 입력 신호의 수퍼 위치는 문제가 되지 않습니다. 그러나 AV가 RFLM 옆에 있을 때와 같이 신호가 커지면 ATLF가 부드러운 채도가 됩니다. 이렇게 하면 대역 내 상호 변조가 너무 큰 경우 문제가 될 수 있는 신호의 일부 교차 결합이 발생합니다. 따라서 ATLF 루프 게인을 줄여 ATLF에서 불리한 비선형 효과를 방지해야 합니다.
ATLF의 신호 출력을 최대화하는 것이 어려울 수 있으므로, 필요한 것은 ATLF가 1) 과도한 포화 및 자기 진동을 한 극단으로 하지 않고 들어오는 AVPI 신호에 대한 감도를 최대화하는 것입니다. 및 2) 다른 극단적 인 일반적인 배경 잡음에 대한 취약점. 간단한 저전력 및 저복잡성 솔루션은 RFLM 내의 ATLF 출력에 간단한 엔벨로프 검출기를 배치하고 신호 봉투를 분석하는 것입니다. 이는 안테나 16710, 위상 시프터 16712, 음임피던스 이득 16714, 봉투 검출기 16716, 봉투 분석 도 167에 도시된 바와 같이 수동 다이오드 검출기 및 간단한 봉투 분석 처리로 이루어질 수 있다. 필터 16718, 제어 피드백 16720 및 합계 16722입니다. ATLF 커널 자체의 왼쪽 상단에 있는 세 개의 블록은 음의 임피던스 증폭기, 안테나 및 위상 시프터를 기반으로 합니다. 엔벨로프 검출기 및 분석 필터는 게인 블록과 위상 시프터에 대한 피드백과 함께, 위상 변조에 의해 제어되는 위상 시프터의 더 높은 속도 변조가 표시됩니다. M 2 (t).
봉투 해석은 봉투 레벨이 더 낮은 임계값을 초과할 수 있도록 게인을 상향 조정합니다. 그런 다음 느린 변형을 찾고 RFLM을 통과하는 자동차 트래픽을 나타내는 기능을 찾을 수 있습니다. 이러한 특징에는 오디오 또는 자기장 변이의 검출이 포함될 수 있지만 이에 국한되지 는 않습니다. 차량 AVPIs는 차량이 지나갈 때 특정 봉투 프로파일 모양을 정차합니다. 그런 다음 위상이 최대 변형에 맞게 조정됩니다. RFLM 주변의 단기 고정 트래픽 분포에 대한 몇 가지 가정이 가정됩니다. 위상이 최적화되면(지정된 게인 레벨에 대한 봉투 신호의 최대 원하는 변동) 게인은 증분 및 반복공정에 의해 증가됩니다. 이 보정 프로세스는 간헐적이고 RFLM의 정상적인 기능과 독립적일 수 있습니다: 본질적으로 백그라운드 작업입니다.
ATLF의 튜닝은 지속적으로 수행될 필요는 없지만 몇 분마다 한 번씩 만일의 조정을 수행할 수 있습니다. 따라서 튜닝 캘리브레이션 프로세싱은 ATLF의 평균 전력 소비량의 작은 부분만 소비되도록 최적화될 수 있다.
이러한 제어 방식이 어떻게 구현될 수 있는지를 입증하기 위해, 도 168에 나타낸 바와 같이, 단순화된 시뮬레이션은 2D 도로 표면으로 간주된다. 도 168은 다중 RF 포지셔닝 레인 마커(16810, 도로 차선 16812, 및 AV 16814)를 나타낸다. 속도 벡터가 일정하게 되는 것으로 시작
도로의 횡방향에 속도가 없다. RFLM 위치는 다음과 같이 제공됩니다.
상태 변수 벡터가 상당히 정확하다고 가정하므로 이로부터 가설을 생성할 수 있습니다. 따라서 RFLM에서 예상되는 신호를 합성한 다음 다른 RFLM 안테나 재방사 신호의 잡음과 간섭을 확인할 수 있는 추적 문제가 더 많이 있습니다.
도 169는 RFLM(16910)의 위치 및 자동차 AVPI(16912)의 궤적의 플롯을 나타낸다. 궤적은 t = 0에서 왼쪽에서 시작하여 t = 3초에서 오른쪽으로 끝납니다. 가정된 자동차 속도는 초당 10m입니다.
도 170은 지나가는 AVPI로부터의 신호에 의한 RFLM에서의 신호의 플롯이다. 각 RFLM의 신호 봉투의 변동은 D 라 (t). 임의 트래픽을 가정하면 ATLF에서 봉투의 변동은 임의의 프로세스가 됩니다. 트래픽이 합리적으로 고정된 임의 프로세스인 경우 최대 봉투 변동을 관찰하기 위해 ATLF를 조정할 수 있습니다. RFLM 에 가까운 이동 하는 AVPI에 대 한 상대 변동 35 dB 이상 일 수 있습니다. 따라서 ATLF를 조정하는 것이 간단해야합니다.
ATLF의 위상 및 게인 조정
전원이 켜지고 조정을 시작하는 ATLF의 한 가지 예를 생각해 보십시오. 이 예에서, ATLF의 주파수 대역폭(Q)은 가장 낮은 수준으로 설정될 수 있으며, 이는 상당한 양의 광대역 노이즈를 초래하는 광대역 응답이다. 이것은 차례로 고주파 봉투 변동을 초래할 것이다. 이러한 급격한 변동은 본질적으로 로우 패스 필터로 필터링됩니다. ATLF의 중심은 외부 장치에 참조되지 않으며 몇 퍼센트 떨어져 있을 수 있습니다. 그러나 초기 Q가 낮으면 대역폭이 이 중심 주파수 오류보다 훨씬 큽니까? 이제 트래픽이 시작되고 변동이 시작됩니다. 도 170과 같은 프로파일을 생성하기 위해 지나가는 AVR의 봉투를 기대하는 것과 같은 기준에 추가할 수 있습니다. 이 특정 기능은 ATLF 봉투 프로세서가 쉽게 검색 할 수있는 것입니다. 도 170에서 이 신호 봉투가 느리고 거의 결정적인 형상을 가지고 있음을 지적한다. 그런 다음 ATLF 처리는 도 167에서 볼 수 있는 바와 같이 ATLF의 위상 시프터를 조정합니다. 일정한 제어 설정에 대한 ATLF 필터 특성의 드리프트는 분 또는 시간의 순서로 매우 느립니다. 따라서 단계의 튜닝이 빠를 필요는 없습니다. 위상 설정이 최대 저주파 봉투 변동을 달성하여 완료되면, 도 170의 안테나 재방사 프로파일에 상응하며, 이제 도 167에 나타낸 ATLF 음성 피드백의 이득을 증가시킬 수 있다. 다시 말하지만, 게인이 설정된 후 위상에 대해 약간의 조정이 필요합니다. 우리는 점차적으로 낮은 주파수 봉투 변동의 편차가 이득의 추가 증가와 함께 감소하기 시작할 때까지 게인을 증가시킨다. 이는 ATLF가 불안정한 모드로 전환되기 때문일 수 있습니다. 신호 대역폭은 매우 큰 Q 향상에 해당하므로 큰 이득에 해당하는 몇 MHz가 될 것이기 때문에 조정이 단계에서, 우리는 ATLF의 대역폭을 너무 좁게하는 문제가되지 않습니다. 따라서 봉투가 포화되고 변동의 편차가 감소합니다. 따라서 Q를 제한합니다.
RFLM이 견고하려면 AVPI의 즉각적인 대역폭에서 AV에 의해 생성된 무선 방출을 최소화해야 합니다. 이는 ATLF가 잘못된 통과대역으로 수렴하여 AVR 신호에 응답하지 않을 수 있으므로 제한됩니다. 예를 들어 AV에 AVPI 반송파 주파수에 가까운 반송파 주파수에 무선 타이어 압력 센서가 있는 경우 ATLF가 타이어 센서 무선 채널로 대신 수렴할 가능성이 있습니다. 대부분의 자동차 네트워킹은 2.4GHz에서 Bluetooth 주파수를 사용하여 수행되지만 일부 무선 주파수 계획이 필요할 수 있습니다.
ATLF가 AVR에 조정되면 이를 유지 관리해야 합니다. 교통체없이 밤에 조용히 가는 도로의 문제가있다. 따라서 ATLF는 봉투 변동의 시간 평균 편차에 비례하는 일부 품질 메트릭을 처리에 빌드합니다. 예를 들어, 바쁜 도로가 야간 내내 점차 조용해진다고 가정해 봅시다. 그런 다음 처음에는 큰 품질 메트릭이 시간이 지남에 따라 감소하기 시작합니다. 품질 메트릭의 감소는 ATLF 피드백의 게인을 감소시키기 시작하여 ATLF 대역폭을 증가시킵니다. 한밤중에 단일 차량이 통과하는 경우 ATLF 기반 RFLM은 여전히 활성화되어 차량 AVPI에 응답하지만 AVPI에 대한 반응은 약해집니다. AVPI는 명목 10mW 대신 최대 100mW의 전송 전력을 증가시켜 이 약한 신호에 대응할 수 있습니다. 또한 트래픽이 매우 적은 기간에는 간섭 수준이 낮아지므로 RFLM 시스템 응답이 여전히 충분해야 합니다. 트래픽이 다시 한 번 구축되는 아침에 ATLF는 가장 넓은 대역폭에서 시작하여 천천히 좁은 대역폭으로 수렴됩니다.
AVPI에서 RFLM 신호 응답의 봉투 처리
도로 아래로 여행하는 단일 AV에 대한 도 168 및 도 169의 시뮬레이션을 다시 고려하십시오. 이제 AVPI가 가능한 각 RFLM에 대한 반환 신호를 일관되게 강등한다는 점을 고려하십시오. 이는
어디 M 1 (t) 는 AVPI에 의해 적용된 데이터 변조 신호 및 익스펙(-j2ΠF C T) RFLM 내에서 ATLF에 의해 생성된 반송파 신호의 컨쥬게이트일 뿐이며, s 는 개별 및 중첩 된 RFLM 및 각각의 도플러 주파수 구성 요소의 변조를 포함하는 일관되게 복조 된 신호입니다. 변조가 있는 특정 RFLM의 개별 봉투 M 2 (t) 로 추출할 수 있습니다.
더 분석할 수 있습니다. 도 171은 도 170의 중첩된 RFLMsA3, B3 및 C3의 일관된 복조 및 봉투 처리.
도 171의 봉투는 도 169에 도시된 바와 같이 차선의 측면에 있는 AVPI에 해당한다. AVPI가 차선의 중간에 있는 경우, 봉투는 도 172에 나타난 바와 같이 진폭에서 크게 변화한다.
AVPI의 구현은 전면에 AV의 양쪽에 두 개의 단위로 구성 될 수있다 :
AVPI-A 및 AVPI-B. 도 173은 도로를 따라 단일 AV의 우측 및 좌측 AVPIs에 대응하는 RFLMs(17310)와 2개의 평행 궤적(17312)의 위치를 나타낸다. AV가 차선 중앙에 제대로 중심이 있는 경우 RFLM이 제대로 배치되고 보정되었다고 가정할 때 가장 가까운 RFlM에 대한 두 AFL의 응답은 정확히 동일합니다. AV가 한쪽으로 10cm 이동되는 경우 봉투 서명의 변경을 고려하십시오. RFLM에 대한 AVPI 응답은 범위의 네 번째 전력으로 변화하므로 신호 차이가 중요합니다. 도 174는 진폭이 현저히 상이한 AVPI로부터의 2위치 심문 응답 신호 봉투를 나타낸다. 즉, 두 개의 AVPIs가 정확하게 보정되지 않더라도 차선 내의 AV의 정확한 위치 지정이 가능합니다. 또한 AVPI 처리는 복잡한 신호의 보다 정교한 최대 가능성 처리를 구현하지 않고도 매우 간단하고 효율적일 수 있습니다.
RFLM 판별 필터링
모든 RFLM이 다른 변조를 가져서 AV 동작에 의해 발생되는 변조보다 매우 빠르므로, 개별 RFLM로부터의 RFLM 안테나 재방사가 다른 RFLM의 안테나 재방사와 직교한다는 것을 아는 것이 중요하다. 따라서 반송파 위상에 있어서의 차이에 기인한 느린 비트 효과는 문제가 되지 않을 것이다.
또한 RFLM에서 ATLF는, 연산이 선형적일 때, 모든 RFLM에 대하여 동일한 안테나 재방사 이득을 가질 수 있다. RFLM 중 하나가 차량 AVPI에 가깝다면, RFLM은 물론 단순히 근접에 의해 보다 강한 안테나 재방사를 발생시킬 것이다. 근처의 ATLF가 수신하는 AVPI 신호가 충분히 강해서 ATLF가 위에서 기술한 바와 같이 그 후 이득이 감소되는 소프트 세츄레이션 되기 시작하는 경우를 가정해 보자. 이 경우, 특정 RFLM의 이득 감소로 자연적으로 그 특정 RFLM으로부터의 다른 AVPI 신호를 억제한다. 나아가 이는 RFLM 안테나 재방사 신호의 필터링을 지원한다.
다른 유용하면서도 구별되는 특징은 m 2 (t)의 RFLM 변조 신호가 말하자면 초당 107 칩의 적당히 높은 칩 속도를 가질 수 있다는 것이다. 이 경우, 15 미터보다 더 먼 RFLM 응답은 상관성을 완전히 벗어나 걸러질 것이다. 따라서, ATLF 칩 속도의 변화는 RFLM 네트워크의 응답 범위를 제어하기 위해 사용될 수 있다.
나아가, 5.8 GHz 에서 AV 속도 30 m/sec (약 110km/hr)에 의한 RFLM 도플러 변이는 약 500 Hz 이다. 이는 방사 속도가 0을 향해 가다가 음수가 될 때 포락선 응답이 AV의 측면에 가까운 RFLM 신호의 유일한 최대치인 것을 가능하게 하는 다른 필터이다. 따라서 원할 경우 RFLM 의 AV 전후의 응답은 걸러질 수 있다.
RFLM 상호 변조 완화
위에서 언급한 바와 같이 AVPI 신호가 RFLM에서 커지면 AV가 RFLM 옆에 있을 때와 같이 ATLF가 소프트 포화로 전환됩니다. 이렇게 하면 대역 내 상호 변조가 너무 큰 경우 문제가 될 수 있는 신호의 일부 교차 결합이 발생합니다. 따라서 ATLF 루프 게인은 ATLF의 자체 진동을 피하기 위해 감소된다.
도 175와 같이 두 개의 AV가 나란히 있고 AVPI가 2열의 RFlM과 거의 동일한 경우를 고려하십시오. 도 175는 AV 17510, 다중 RF 위치 지정 차선 마커(1752) 및 도로 차선(17514)을 나타낸다.
지연 및 게인 계수요소를 무시하고 결합된 변조는
어디 M A. (t) 및 M B (t) 는 각각 자동차 A와 자동차 B의 AVPI의 변조 신호입니다. 다시 말하지만, 우리는 ATLF가 위에서 설명한 바와 같이 상당히 선형적으로 작동되도록 몇 가지 소프트 게인 제어를 제공 할 수 있습니다. 이러한 게인 제어가 제공된다면 두 안테나 재방사 신호의 상호 변조를 초래할 왜곡을 방지합니다. 이러한 상호 변조 용어는 ROM에 비해 AV를 배치하는 것이 부정확할 수 있습니다.
포지셔닝 모듈 처리 및 차량 위치 결정
우리는 AV의 차선 중심을 유지하기위한 시스템과 방법을 제시했다. 실제 차량 위치를 추정하기 위한 목적으로, 차량의 위치 결정 모듈은 LM 어레이를 심문함에 따라, 다양한 신호 처리 수단을 사용하여 특정 시간에 LM까지의 방사형 거리의 추정치를 결정할 수 있다. 이 범위 추정은 주행 차량 또는 AV 여부에 관계없이 차량의 절대 위치를 추정하는 데 사용되는 여러 입력 중 하나이지만 차량 내비게이션 시스템에서 사용됩니다.
LM이 그 위치를 포함하고 차량 심문 시스템으로 동일하게 전송하는 경우, GPS로부터 사용할 수 있는 정확한 시간은 응답 RFlM까지의 거리를 생성하는데 사용될 수 있다. 3개 이상의 RFLM이 차량 위치 조정기에 반응하는 경우, 결과 거리는 GPS 좌표에서 차량의 위치를 삼각측량하는 데 사용될 수 있다.
합리적인 평지 주행 환경의 경우, 지형의 평탄도는 삼각측량에 의해 결정된 차량 위치의 정확도를 높이기 위해 사용될 수 있다. 산악 지형과 구불구불한 도로에서삼각측량은 더 제한됩니다. 이러한 주행 환경에서 RFLM 범위 계산은 내비게이션 시스템이 장착된 차량의 위치 지정 계산을 보강할 수 있습니다.
전체 차량 내비게이션 시스템의 블록 도면은 도 176에 도시되어 있다. 도 176은 GPS 17610, 클럭 주파수 17612, 차량 위치 모듈 17614, LM 17616, IMU 17618, 무선 도로 인프라 17620, 셀룰러 신호 17622, 카메라, LIDAR 센서 17624, 차량 위치 17626, 차량 방향 17626, 차량 방향 17628, 차량 위치 17628을 보여줍니다. 내비게이션 프로세서 17630, 전자지도 17632. GPS (또는 GNSS) 신호 소스로 시작, AV는 사용 가능한 GPS 신호를 추적하고이 에서 결정하는 GPS 수신기가 1) 주파수 참조; 및 b) 정확한 시간 신호. 주파수 레퍼런스는 복수의 LM이 반응하는 심문 신호를 생성하는 차량 포지셔닝 모듈로 전달된다. 상술한 최대 우도 방법 및 RFLM 봉투 처리를 포함하되 이에 국한되지 않는 다양한 처리 수단에 기초하여, 차량은 시간의 함수로서 LM에 대한 방사형 거리를 결정한다. 복수의 범위 측정은 다양한 LM에 대한 왕복 신호 시간에 기초하여 거리를 결정하기 위해 클럭 주파수를 이용한 복수의 샘플 타임 인스턴스에서 복수의 LS로 촬영된다. 이러한 범위 측정은 LM의 고유 ID와 관련이 있습니다. 범위 측정은 차량 내비게이션 프로세서로 전달됩니다. 내비게이션 프로세서에서 관성 측정 장치 (IMU)에서 차량의 절대 위치 (전자지도의 좌표에 참조) 및 차량의 방향 (요, 피치 및 롤 각도)의 추정이 온다. 이 계산을 수행하려면 탐색 프로세서(NP)는 사용 가능한 모든 정보를 사용합니다.
ㆍGPS 정보;
ㆍ사용 가능한 셀룰러 신호;
ㆍ사용 가능한 무선 길가 인프라의 정보; 및
ㆍ차량 IMU의 관성 정보.
또한, NP는 가능성이 카메라와 아마도 LIDAR 시스템은 네비게이션 시스템에 대한 센서 입력을 제공하기 위해 : 전자지도와 카메라와 LIDAR에서 추출 된 기능을 비교 상관 처리 알고리즘의 많은 형태가있다 . 요점은 NP로 들어갈 수 있는 입력이 여러 개 있으며, 그 중 RFLM 측정에서 차량 위치 정보가 한 가지 유형이라는 것입니다.
IMU에는 3축 가속도계와 3축 속도 자이로가 포함되어 있습니다. IMU는 LM 응답과 함께 컴퓨터 비전 알고리즘이 카메라와 LIDAR 신호 모두에서 작동하기에 충분한 가시성이 없을 때 정확하게 탐색할 수 있는 충분한 정보를 제공하여 유용한 기능을 추출합니다.
일반적으로 NP 알고리즘은 베이지안 필터의 일부 형태를 기반으로 합니다.
다변변수 랜덤 프로세스인 상태 벡터로서 차량 모션(x, y, z, roll, 피치, 요)의 6자유도(DOF). 이 베이지안 프로세서는 정상적인 교통 상황에서 기계적으로 작동할 때 차량의 동적 모델을 포함합니다. 즉, 고속도로 속도의 차량은 상당한 전방 추진력과 제한된 민첩성을 가지며, 서로 다른 시간 인스턴스에서 샘플링된 여러 개의 서로 다른 입력 센서 측정을 결합하기 위한 부드러움 메커니즘을 제공합니다.
그 결과, RFlM과 차량 위치 모듈의 조합은 차량의 움직임과 위치를 지속적으로 추정하는 복잡한 내비게이션 시스템의 일부로 작동합니다. 따라서 LM과 차량 간의 범위 추정 오차를 설명할 수 있지만 내비게이션 프로세서 출력의 전체 정확도를 설명하기어려울 수 있습니다.
그러나, RFLM 시스템은 차량에 정확한 차선 위치 정보를 제공할 수 있다. 이 차량이 AV인 경우 자동 차선 위치 제어 결과가 나오게 됩니다.
RFLM 전력 고려 사항
이제 RFLM의 에너지 요구 사항을 고려합니다. AVPI가 10mW ~ 100mW의 캐리어 전력에서 저전력을 생성한다고 가정합니다. 차량의 전방 방향 AVPI는 일반적으로 마이크로파 주파수에서 소형 컨포머 패키지에서 쉽게 얻을 수있는 약 10 dBi의 안테나 이득이있을 수 있으며, 구체적으로 5.8 GHz입니다.
이제 차량 앞쪽에서 최대 50미터 높이의 RFLM과 차량 옆에 있는 지점까지 상호 작용하는 것이 좋습니다. ATLF는 ESA를 활용하여 약 1000만 개의
5 dBi. 이상적인 RFLM 안테나 재방사선 패턴은 도 165에 스케치되어 있다. 이러한 패턴은 RFLM 표면과 일치되는 작은 마이크로스트립 안테나 어레이에 의해 생성된 약 10dBi에 해당한다. 수직 편광은 구현하기가 더 쉬울 수 있지만 반드시 제약 조건은 아닙니다.
RFLM 안테나 반사 방사선은 한 방향으로만 작동해야 할 수 있습니다. AV 궤적 추정에는 전방 및 후방 을 모두 살펴보는 추적 이점이 있습니다. 이는 AV가 도로를 따라 매우 원활하게 움직일 수 있다는 유효한 가정 때문입니다. 따라서 뒤로 보이는 정보를 추가하면 도움이 될 수 있습니다. 각 모서리에 하나씩 4개의 AVPI가 있는 AV가 있을 수 있으며 RFLM은 전방 및 후진 AVPI를 모두 지원해야 합니다. 이는 구현자가 해결해야 할 전반적인 AV 시스템 배포 문제입니다.
이를 토대로 링크 예산을 간단히 정리할 수 있습니다. 10dBm에서 10dBm으로 방사되는 차량 AVPI를 10dBi 안테나로 시작하여 20dBm EIRP를 생성합니다. 이제 이 범위는 r = 50미터동안 전파되며 ATLF 안테나에 의해 부분적으로 가로챌 수 있습니다. ATLF 안테나에 약 5 dBi의 게인 G가 있다고 가정합니다. 따라서 RFLM 안테나의 유효 영역은
어디 Λ = 5.8GHz에서 0.052 미터. 그런 다음 AV에서 RFLM으로의 전파 손실이 50 미터에서
따라서 RFLM 내로 수신된 신호는 약 20 dBm - 75 dB = - 55 dBm이다.
RFLM 내 ATLF에서 30dB의 이득 G로 RFLM 안테나 재복사를 향상시켜 안테나 게인 5 dBi를 가질 수 있는 RFLM 안테나에서 RFLM 방사 안테나 재복사를 제공합니다. RFLM에서 최종 방사 안테나 재 방사 신호는 이제 약 - 20 dBm입니다.
AV에서 AVPI 안테나의 유효 영역은 10dBi 안테나 게인에 대해
RFLM에서 다시 전송된 신호 - 20dBm은 레인지 r에서 자동차 AVPI 안테나로 다시 전파됩니다.
50 미터의 손실
따라서 AVPI에 -91 dBm을 다시 가지고 있어 쉽게 감지할 수 있습니다. AVPI와 RFLM 사이의 범위가 100미터로 증가하면 AVPI 처리에 대한 수신 전력이 103dBm으로 감소하여 여전히 쉽게 감지할 수 있습니다.
AV에서 방사된 전력을 10dBm에서 100dBm으로 늘리면 RFLM의 AVPI 처리 장치인 -8dBm에서 100미터 의 RFLM 범위에서 RFLM으로부터 받은 전력을 갖게 됩니다. RFLM이 110dBm EIRP의 순 AVPI 전송 전력에서 에너지의 90%를 청소하는 경우 AVPI에서 RFLM까지 100미터 범위의 AVPI 처리 장치에서 -70.8 dBm의 RFLM 안테나 재방사 전력을 여전히 받았습니다. 도로 먼지와 슬러지 플러스 기상 조건으로 인해 RFLM에서 상당한 로컬 전송 손실에 대한이 링크 예산에 분명히 많은 마진이있다.
AV가 RFLM에 접근하면 신호가 빠르게 증가합니다.-4 여기서 R은 RFLM과 AV 사이의 범위입니다. 위에서 설명한 바와 같이, 우리는 ATLF 출력이 어떤 전력 수준에서 포화시키거나 Q를 감소시킴으로써 RFLM의 트랜스폰더 이득을 능동적으로 제어할 수 있다. 이는 ATLF 루프 내의 신호 진폭이 주어진 레벨을 넘어 증가하면 ATLF 피드백의 게인을 감소시키는 AGC(자동 게인 제어) 회로의 형태에 연결될 수 있습니다.
RFLM 전원 공급
RFLM은 지속적인 작동을 위해 일종의 충전식 배터리 및/또는 슈퍼 커패시터로 구성되어야 합니다. RFLM 옆으로 이동하는 자동차의 기계적 움직임과 같은 수확에 사용할 수 있는 여러 형태의 에너지가 있다는 점에 유의해야 합니다. 그러나 이 섹션에서는 RFLM 충전을 유지하기 위한 보다 일반적인 전원 공급원에 대해 설명합니다.
RFLM의 전원으로 태양 전지
태양 전지의 효율은 사용되는 기술에 따라 크게 다릅니다. 우리는 100 평방 cm 또는 .01 평방 미터를 가지고 있도록 합리적인 디자인은 5cm × 20cm의 셀 크기 일 수 있습니다. 적도의 태양 복사는 약 1600W / m입니다.2, 그래서 잠재적으로 우리는 사용할 수 16W있다. 그러나, 이것은 적도에서 멀리 위도감소, 또한 도로 기울기는 도로 세그먼트의 일부에 불리한 방향으로 될 것입니다. 태양전지의 전환 효율은 20%가 합리적이라고 가정할 정도로 개선되고 있습니다. 따라서 태양 효율 및 방향 불일치 (직교와의 편차)로 인한 추가 10 dB 손실이 1.6 W로 우리를 데려 오는 합리적인 것으로 보인다는 것을 고려하십시오. 그런 다음 견고한 셀 커버, 흙, 물 층 및 적당한 양의 눈과 구름 덮개의 투명성 손실을 차지하는 태양 전지 커버를 통한 침투 손실로 인해 또 다른 16 dB의 손실 예산이 있습니다. 셀 커버는 차량 및 제설기 트래픽을 견딜 수 있을 수 있도록 충분히 견고해야 합니다. 이제 우리는 40 mW까지 내려왔습니다. 그런 다음 24시간 주기동안 10mW의 평균 전력이 합리적이라는 것을 매일 태양 주기의 문제가 있습니다. 명시된 바와 같이, 태양전지의 에너지는 슈퍼 커패시터에 저장되거나 충전식 배터리를 보충하는 데 사용됩니다.
이를 통해 RFLM 전력 소비량은 약 10mW로 제한되어야 한다는 결론을 내릴 수 있습니다. 다행히도 위의 링크 예산 계산에 따라 RFLM에 대한 충분한 출력 전력이상입니다.
RFLM 배포 옵션
도 177은 견고한 RFLM의 가능한 구현을 나타낸다. 도 177은 RF 포지셔닝 레인 마커(17710, 태양전지 17712, 및 반사판 17714)를 나타낸다. 직사각형 17716은 RFLM 시스템을 폭 약 3-4인치, 세로 3또는 4피트 로 윤곽을 보여줍니다. 물론, 이것은 다음 의 지역 도로 표준에 따라 다를 수 있습니다. 상단 보기는 RFLM 17710에 전력을 공급하기에 충분한 에너지를 수집하는 작은 태양 전지 17712를 보여줍니다. 이 태양 광원은 견고하고 먼지, 자갈, 눈 층, 비와 일부 유출에서 물과 손상 될 수 있으므로 낮은 효율을 가지고 있음을 인식하고있습니다. 그러나 RFLM은 1mW 범위에서만 전력을 소비합니다. 따라서 큰 컬렉션 표면이 필요하지 않습니다. 태양 전지는 RFLM에 전력을 공급하는 슈퍼 커패시터 또는 기타 단기 배터리 장치를 충전합니다. 에너지 저장은 RFLM이 빛없이 24 시간 동안 작동 할 수있을 만큼 충분히 길어야합니다. 따라서 RFLM이 도로 정리를 보류중인 얕은 눈 층으로 덮일 수있는 시간뿐만 아니라 야간 기간을 덮는 데 사용할 수 있습니다. 도 177의 하부 이미지는 아스팔트 층 내로 약간 오목되는 RFLM의 단면을 나타낸다.
변조 안테나 반사를 사용한 센서 데이터 전송을 위한 제한된 응용 사례
철도
상기 열차 센서 네트워크 애플리케이션은 도 178에 도시되어 있는데, 이는 트랙(17810)을 따라 센서(17810)를 도시하고, 트랙(17812), 기차(17814), 리더(17816) 및 트랙으로부터의 고정 판독기(17818)를 도시한다. 이것은 특히 압연 스톡의 리더(R)에서 트랙사이드 센서(S)에 이르는 범위가 최대 100미터인 철도 문제를 해결합니다. 위의 링크 예산은 이것이 쉽게 가능한 아키텍처임을 보여줍니다. 센서 자체는 더 많은 전력 출력을 가져야하므로 더 많은 즉각적인 전력이 필요합니다. 그러나 열차는 일반적으로 드물다 (이전에 고려 된 도로 교통에 비해). 문제는 도 178에 도시되어 있는데, 여기서 열차 차량의 센서는 열차 엔진의 R 또는 트랙의 측면에 있는 고정된 R으로부터 판독될 수 있다. 또 다른 구현은 S 센서가 트랙을 따라 있고 엔진의 R 판독기가 이를 읽을 수 있는 위치일 수 있습니다. 세 번째 가능성은 열차 엔진의 판독기가 열차 또는 열차화물에 배치된 센서(TS)를 읽는다는 것입니다.
RFLM 어플리케이션과 마찬가지로 센서(S)의 ATLF는 예를 들어 열차 엔진에 장착된 판독기(R)로부터 수신된 신호 위에 있는 데이터를 변조합니다. 이를 열차 판독기(TR)로 나타냅니다. 신호 변조를 통해 스테핑 우리는 양식의 TR의 캐리어 신호로 시작
어디 A. C 는 캐리어의 복잡한 진폭이며 F C 는 반송파 주파수입니다. 레이더는 이 신호를 복잡한 값의 일정한 크기 변조로 변조합니다. M 1 (t) 전송된 신호가 C 1 (t) 은
실제 관찰 가능한 신호가 C 1 (t). 의 변조 M 1 (t) 는 각 TR에 대한 고유한 코딩입니다. 따라서 두 열차는 데이터 패킷 충돌 고장 의 문제없이 주어진 센서를 동시에 심문 할 수 있습니다.
이 변조 된 캐리어 신호는 TR에서 ATLF로 입력 신호가 있는 센서의 ATLF로 전파됩니다.
어디 G Ts 는 TR에서 TS 센서 안테나로의 채널 이득이며 D Ts 는 시선 속도의 함수로 시간에 따라 변경 되는 TR 및 TS 센서 사이의 물리적 거리입니다. 참고로, D Ts /c 는 TR에서 TS 센서로의 시간 지연입니다.
나머지 계산은 RFLM에 대해 위에 제시된 형식에 따릅니다.
스마트 붕대
스마트 붕대 (SB)가 널리 이용되고 있으나 대부분 부피가 크다. 부피가 큰 이유는 SB 모듈에 전력을 공급하는 배터리 때문이다. 이러한 모듈은 환자 정보를 독립적인 모니터링 스테이션으로 보내기 위해 전형적으로 블루투스 네트워크 컨셉을 사용한다.
병원에서는, 블루투스의 제한된 실내 범위로 인해, 적절한 수준의 환자 정보를 확보하기 위해 인프라스트럭처 네트워크로 모니터를 연결하거나 리피터가 필요하다. 환자 정보가 있는 ATLF가 SB 안테나 반사파를 변조한다면 이러한 정보 시스템 비용은 상당히 절약될 수 있다. 이렇게 함에 있어, 블루투스 작동에 사용되는 배터리 전력이 제거될 수 있는데, 이는 전력이 공급되는 모니터링 시스템 전송으로부터 작동을 위한 에너지 중 버려지는 에너지를 모을 수 있기 때문이다.
가정용 세팅으로, 병원에서와 동일한 SB가 사용될 수 있다. 가정에서 움직이는 환자는 가정 모니터링 스테이션에 연결될 수 있고, ATLF 변조 SB 안테나 반사파로부터의 안테나 재방사 신호의 힘에 의해 리피터 없이도 가정 전체를 자유롭게 움직일 수 있다.
언급한 환자 파일링에서 논의한 바와 같이, ATLF는 SB 안테나를 세팅에 관계없이 ATLF에 매칭시키도록 자동적으로 조정한다. 예를 들어 환자의 위치나 환자 피부의 변화 등으로 인하여, 안테나의 로컬 임피던스에 대한 환자에 있어서의 변화가 자동적으로 고려된다.
인프라 모니터링을 위한 분산 센서
센서가 대형 구조물(예: 건물 및 교량)에 분산되거나 장거리(파이프라인 등)에 걸쳐 넓게 분산되는 애플리케이션의 경우, ATLF 안테나 재방사선 강화 접근 방식을 사용하여 오버헤드의 문의에 응답할 수 있습니다. 드론 플라이 바이 또는 센서 노드를 통과하는 차량.
이러한 방식으로 유선 또는 태양전지 구동 원격 센서에서 에너지의 작은 부분은 안테나 반사에 변조되는 저전력 ATLF 안테나 재방사 강화 데이터 신호를 사용하여 최소화됩니다.
AV 위치 모듈 처리에 움직이는 센서 통합
고정 센서에 대해 위에서 설명한 방법과 유사하게 움직이는 센서를 통합할 수 있습니다. 이 경우 이동 센서에는 특정 센서 데이터뿐만 아니라 위치 관련 정보가 포함됩니다. 이 서류의 네트워크 모듈은 센서 위치 데이터 및 관련 센서 데이터와 함께 움직이는 센서로 특수 마커를 포함하는 고유 센서 식별자를 제공하는 AV 인터로게이터에 응답합니다.
보행자 또는 기타 이동 차량에 부착된 움직이는 센서의 특수한 경우 AV 처리는 이러한 이동 센서에 대한 별도의 데이터베이스를 유지합니다. 이동 센서 데이터의 업데이트에 의해 AV는 이동 센서에서 먼 거리에서 잠재적 충돌을 투사하고 작동하여 이러한 충돌을 완화하고 선택적으로 AV 탑승자에게 알릴 수 있습니다.
이 응용 프로그램은 로봇 차량이 충돌을 피하기 위해 프로그래밍된 창고 작업과 같은 로봇 차량에 특히 유용할 수 있습니다.
외부 공진기로서의 멀티 폴, 하이-Q 장치와 결합된 ATLXR
외부 BAW/SAW 공진기 예제
어쿠스틱 크리스탈상 표면파 여기를 기반으로 하는 숫자 간 SAW 장치의 예는 도 196에 도시되어 있다. 도 196은 금속라인 19610, 전기포트 19612, 인터디지털 트랜스듀서 19614, 표면 음향파 19616, 압전기 기판 19618을 나타낸다. 전기 포트를 통한 커플링은 주파수 응답에서 날카로운 높은 Q 공명을 가한다. 표시된 대로 음향파가 앞뒤로 통과하여 두 전극을 특정 주파수에서 효율적으로 결합합니다.
BAW 공진기의 예는 도 197에 도시되어 있다. 도 197은 전기 포트 19710, 금속 전극 19712, 및 석영 기판 19714를 나타낸다. BAW는 어쿠스틱 크리스탈 웨이퍼의 상부와 하부에 전극이 필요합니다. 도시된 것은 10 MHz 공진기의 두께가 170um인 웨이퍼이다. 주파수가 훨씬 높기 때문에 전자 레인지 BAW는 훨씬 얇습니다. 그 결과, 전자기적으로 결정을 통해 신호를 분유하는 큰 정전 용량이 있다. 따라서 BAW가 얼마나 높은 주파수를 작동시킬 수 있는지에 대한 제한이 있습니다. 전극이 더 분리 될 수 있도록 가능한 가장 높은 음향 속도와 재료를 사용하는 것이 필요하다.
SAW/BAW의 온도 변화 효과 완화
일반적으로 SAW와 BAW는 온도에 약간의 민감도를 가지며, 일반적으로 더 높은 온도에서 감소하는 경향이 있는 기판 재료의 강성으로 인해 음향 속도가 감소하는 것으로 이해됩니다. 이로 인해 온도가 변함에 따라 여러 MHz의 공진 극의 주파수 이동이 발생할 수 있습니다. ATLXR은 ATLXR 피드백에서 결합된 ATLn 공진기(R)의 공진 주파수의 보정 변화에 의해 이러한 변화를 보상할 수 있다.
제조 중 SAW/BAW 장치의 Q 감소
특히, SAW의 Q는 제조 중에 일부 음향 흡수 매체를 전극 위에 배치함으로써 쉽게 감소될 수 있다. 따라서 SW는 지정된 Q 값을 갖도록 설계될 수 있습니다.
마찬가지로 제조 시 전극에 외부 전기 저항을 추가하여 BAW의 Q를 감소시킬 수 있습니다. BAW의 Q를 줄이면 ATLXR로 주파수를 더 쉽게 조정할 수 있습니다. BAW는 일반적으로 단일 공진기 장치이지만 여러 장치가 동일한 음향 기판에 장착되고 더 높은 차수의 필터를 형성하도록 연결될 수 있습니다. BAW에서는 고차 필터를 위해 여러 극을 얻기 위해 전극을 설계하는 측면에서 SAW의 유연성이 불가능합니다.
Q에서 중간 정도의 1차 공진기Q 를 향상시킵니다.
ATLXR의 구현은 외부 공진기 XR과 같은 1차 공진기가 높은 Q인 상황에 국한되지 않습니다. 1차 공진기(18420)의 Q 향상의 예를 제공하기 위해, 도 184에 도시된 바와 같이 ATLXR의 카테고리 1 구현을 고려하여 3개의 가변 보조 공진기(18410)가 ATLXR 피드백 루프(18412)에서 사용된다. 3개의 R 변수 공진기 사이에는 R 공진기(18410)를 격리하는 데 사용되는 G 18414의 게인 블록이 있다. P는 위상 시프터(18416)와 DC는 피드백 신호를 제공하기 위해 커플링 비율 "c"의 지향성 커플러(18418)이다.
도 185는 1차 공진기의 초기 개루프 Q가 50이고 R의 Q가 5인 사례에 대한 1차 공진기 XR 극점의 Q 향상을 나타낸다. 1차 공진기 XR 의 지배 극점은, 50의 Q에 해당하는 극점 위치로부터 시작하여, 우반면에서 jω 축에 가장 가깝다. ATLXR 루프 이득 G가 증가할수록, 1차 공진기 XR의 지배 극점은 jω 축을 향해 이동하며, 외부 공진기 F의 Q에 대한 잠재적으로 상당한 증가를 제공한다.
가변 공진기 R의 주파수를 조금 이조시킴으로써, 도 186에서 나타난 바와 같이 근궤적을 jω 축 방향으로 움직이고, 1차 공진기 XR의 Q를 향상시킬 수 있다. 동시에, 근궤적은 또한 s 평면에서 높은 방향으로 움직이는데, 이는 회로의 공진 주파수가 조금 증가하는 것을 의미한다(본 사례에서는 0.5% 보다 작음). 뒤에서 살펴보겠지만, 주파수 변이는 s 평면에서 폐루프 공진 극점을 정확히 위치시키기 위해 제어될 수 있다.
ATLXR 가변 공진기 R을 동조시키는 것은 또한 ATLXR 신호 루프에 존재하는 임의 위상 변이의 보상을 가능하게 한다.
도 187은 기생 지연에 의해 유도된 90도 위상 시프트에 대한 반응을 나타낸다. 1차 공진기 F의 향상된 극의 주파수 변화를 주목하십시오. 이는 가변 공진기 R의 f를 제어함으로써 보상될 수 있다. 기본 공진기 XR이 s 평면에서 이동될수록 보조 R 극의 이동이 커집니다. 따라서 1차 공진기 XR 극의 이동 한계는 가변 공진기 R 극이 통과대역 응답을 방해하기 시작하여 스퓨리어스 밴드를 생성하는 지점입니다.
ATLXR 구현으로 인한 튜닝 가능한 SAW/BAW
ATLXR 로우 Q 공진기는 SAW 또는 BAW와 같은 높은 Q 특성 성분과 결합될 때 튜닝 범위와 Q 값 모두에 대한 변경을 용이하게 할 수 있습니다. 일례로, 도 198에 나타낸 삼중 하이Q 공진기를 고려한다. 3개의 공진기 각각은 f1, f2, f3이 100이상Q를 가지며, 공진기 들 간의 상호작용이 거의 없을 정도로 주파수에서 엇갈린다. 이 예제의 공진 주파수는 Ω1 = 0.99, Ω2 = 1 및 Ω3 = 1.01.
이러한 고정 주파수, 높은 Q 공진기는 다음과 같이 ATLXR 신호 루프와 결합됩니다.
도 199는, F1, F2 및 F3이 공진기인 데, R은 ATL 베이스 공진기와 같은 공진기 블록이고, G는 게인 블록이고, P는 위상 시프터이고, DC는 방향 커플러이다. 외부 공진기 XR이 있는 이 ATLXR 구현은 다음과 구성됩니다.
Q 100의 3개의 외부 고음공진기와
낮은 Q에서 5를 가진 3개의 가변 보조 공진기 R이 있는 신호 루프,
G, 위상 시프터 P 및 방향 커플러 DC의 버퍼 블록 게인
결합된 ATLXR 신호 루프의 가변 보조 ATL 공진기(R)는 정규화된 주파수 범위에 걸쳐 스윕되는 주파수입니다. Ω = 0.96 ~ 1.03. 근 궤적 플롯에서 관찰된 바와 같이
도 200은 이러한 튜닝 범위에서 다양한 샘플에 대해, 다음과 같은 특징이 관찰될 수 있다:
커플링된 공진기의 주파수 응답에 있어서의 동조가능 : 저 Q의 ATL 공진기를 이용하여 이러한 병렬의 고성능, 고-Q의 공진기를 ATLXR 설정에 포함시킴으로써 상대적으로 넓은 동조 범위에 걸쳐 동조가능한 높은 Q 필터가 도출될 수 있다. 도 200에서, 외부 고-Q 공진기 XR의 극점이 기호 ‘x’로, 영점이 기호 ‘o’로 표현된다. 영점은 BAW들의 병렬 공진기 연결 구조로 인해 생긴다. 커플링된 ATLXR 및 고-Q BAW 공진기의 작동 주파수에 있어서의 변화는 1차 근궤적의 기울기 변화로 나타나는데, 이는 주파수에 관하여 커플링된 ATLXR 공진기를 스윕함에 대응하여 s-평면에서 수평적으로 움직이기 때문이다. 따라서, 높은 Q의 지배 폐루프 극점은 필터에 상대적으로 넓은 주파수 범위에 걸쳐 동조가능한 매우 좁은 대역 응답을 제공하는데, 여기에서 넓다는 것은 ATLXR 대역 통과 응답의 좁은 대역폭에 대한 상대적인 것이다.
결합 된 공진기의 Q 증가 제공 : 도 200의 차트 서열의 또 다른 핵심 포인트는 주파수 튜닝에서 비교적 넓은 범위가 결합된 공진기의 Q에서 제어 가능한 변화를 수반한다는 것입니다. 결합된 ATLXR 및 하이-Q BAW 공진기의 Q의 변화는 ATLXR 공진기를 주파수를 스윕하는 데 대응하여 1차 근궤이 S평면에서 수평으로 이동함에 따라 볼 수 있다.
제조 후 커플링된 공진기의 Q 감소시키기 : 이 사례에서는 나타나지 않지만, 폐루프 ATLXR의 Q-손상은 ATLXR 이득 블록의 이득을 음의 값으로 만듦으로써 유사하게 얻어진다. 이는 지배 ATLXR 극점을 도 200의 차트에 있는 jω 축으로부터 멀리 이동시키는데, 이것은 Q 감소에 상당하는 것이다. ATLXR에 대하여, 이는 다소 낮은 Q를 가지게 되어 쉽게 동조할 수 있어 유리할 수 있다.
ATLXR에서 결합된 라인 밴드패스 필터 구현
도 201에 도시된 바와 같이 병렬의 보다 높은 Q 극점들의 등가물과 ATLXR 피드백 회로(20110)를 갖는 커플링된 라인 대역 통과 필터를 이용하여 다르게 구현할 수 있다. ATLXR 신호 루프 내에서 이를 결합하면, 이전의 사례에서 강조한 바와 같이 높은 Q-향상이라는 어려움 없이도 커플링된 라인 필터의 대역폭까지 운용할 수 있는 넓은 동조 범위를 얻을 수 있다. 차례로 적절한 Q 향상이 필요한 넓은 동조 범위를 야기하는, Q가 향상될 수 있는 다중 극점을 가진 커플링된 마이크로스트립 라인 필터의 예를 제시한다.
이러한 다중 외부 공진기 F를 가진 Q 향상의 일 예로서, 3차 버터워스 필터를 외부 공진기 예로, 도 202의 상단에 도시된 바와 같이 주파수 응답을 고려한다. 이 필터는 세 개의 계단식 SOS 섹션으로 분할될 수 있습니다. 따라서, 선행 예의 병렬 구조에서와 같이 극 사이의 영점없이 3개의 극을 일렬로 나타낸다. 이 필터 응답이 ATLXR 신호 루프에 배치되면, 도 203의 근 궤적 반응이 오른쪽에서 볼 수 있으며, 외부 공진기 XR의 중심 극이 Q 가 강화되고 두 개의 측면 극이 왼쪽 pl로 더 이동되었음을 나타냅니다. Ane. 도 210을 참조하면, 위상 시프터(21004) 및 게인 블록(21006)과 함께 직렬로 제공되는 높은 Q 외장 공진기(21002)를 가진 ATLXR 구성이 도시된다.
이전과 마찬가지로 R 공진기가 공진 주파수에서 더 높게 조정되면 외부 필터 공진기의 상부 극이 Q를 통해 JΩ 축. 마찬가지로, R 공진기가 공진 주파수에서 더 낮게 조정되는 경우, 외부 필터 공진기의 하부 극은 공진기에서 멀어질 때 Q 버릇이 됩니다. JΩ 축.
마지막으로, 도 201과 같이 평면 인쇄 회로 필터의 대안으로서, 도관 필터(20410)는 도 204에 나타낸 바와 같이 사용될 수 있다고 명시되어 있다.
청구되는 내용
Claims (64)
- 공진 회로에 있어서,
신호 루프 및 제어기를 포함하며,
상기 신호 루프는 입력, 출력, 그리고 폐루프 주파수 응답을 가지고,
1차 주파수 응답 및 1차 Q-팩터를 갖는 1차 공진기;
조정 주파수 및 1차 Q-팩터에 비해 10 이상의 팩터만큼 작은 2차 Q-팩터를 갖는 적어도 하나의 조정 공진기; 및
이득 계수를 적용하는 조정 스케일링 블록을 포함하며,
상기 제어기는 적어도 하나의 조정 공진기 및 조정 스케일링 블록에 연결되며, 적어도 하나의 조정 공진기의 조정 주파수 및 조정 스케일링 블록의 이득 계수를 제어함으로써 원하는 폐루프 주파수 응답을 향하여 폐루프 주파수 응답을 조정하는 명령을 포함하는 공진 회로. - 청구항 1에 있어서, 1차 Q-팩터가 2차 Q-팩터에 비해 100 이상의 팩터만큼 큰 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 1차 공진기의 1차 주파수 응답이 미리 결정된 원하는 주파수 응답의 오차 팩터 내에 있으며, 제어기가 폐루프 주파수 응답을 미리 결정된 1차 공진기의 오차 팩터 내에서 제어하는 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 1차 공진기가 고정 공진기이거나 주파수 동조가 가능한 공진기인 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 1차 공진기가 안테나이고, 상기 안테나는 신호 루프의 입력을 포함하는 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 신호 루프는 조정 지연 팩터를 적용하는 이상기(phase shifter)를 더 포함하며, 제어기는 상기 이상기를 제어하도록 연결되는 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 서로 직렬 또는 병렬로 연결되는 복수의 조정 공진기를 더 포함하는 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 상기 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기, 또는 물질 특성에 기반한 공진기인 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 신호 루프 내에서 서로 직렬 또는 병렬로 연결되는 복수의 1차 공진기를 더 포함하는 공진 회로.
- 청구항 1에 있어서, 상기 신호 루프는
1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트; 그리고
적어도 하나의 조정 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트를 포함하며,
제1 컴포넌트는 제1 소재로 제조되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제조되는 공진 회로. - 청구항 10에 있어서, 제1 컴포넌트 및 제2 컴포넌트는 별개의 분리된 컴포넌트로서 제조되는 공진 회로.
- 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법으로서, 상기 공진 회로는 입력, 출력, 1차 주파수 응답을 갖는 1차 공진기, 조정 주파수를 갖는 적어도 하나의 조정 공진기, 그리고 이득 계수를 갖는 조정 스케일링 블록을 갖는 신호 루프를 포함하는, 상기 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법에 있어서,
공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 원하는 폐루프 주파수 응답을 향하여 조정하도록 적어도 하나의 조정 공진기의 주파수 및 조정 스케일링 블록의 이득 팩터를 제어하는 단계를 포함하고, 1차 공진기의 Q-팩터가 적어도 하나의 조정 공진기의 Q-팩터보다 10 이상의 팩터만큼 큰 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법. - 청구항 12에 있어서, 1차 공진기의 Q팩터가 적어도 하나의 조정 공진기의 Q팩터보다 100이상 큰 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 1차 공진기의 1차 주파수 응답을 조정하는 단계를 더 포함하는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 1차 공진기가 안테나이고, 상기 안테나는 신호 루프의 입력을 포함하는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 신호 루프는 이상기를 더 포함하며, 폐루프 주파수 응답을 조정하는 것이 이상기의 위상을 조정하는 것을 더 포함하는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 서로 직렬 또는 병렬로 연결되는 복수의 조정 공진기를 더 포함하는공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 상기 1차 공진기는 전기적 공진기, 전자기적 공진기, 기계적 공진기, 또는 물질 특성에 기반한 공진기인 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 신호 루프 내에서 서로 직렬 또는 병렬로 연결되는 복수의 1차 공진기를 더 포함하는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
- 청구항 12에 있어서, 상기 신호 루프는
1차 공진기를 포함하는 제1 컴포넌트; 그리고
적어도 하나의 조정 공진기를 포함하는 제2 컴포넌트를 포함하며,
제1 컴포넌트는 제1 소재로 제조되고 제2 컴포넌트는 제1 소재와는 다른 제2 소재로 제조되는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법. - 청구항 20에 있어서, 제1 컴포넌트 및 제2 컴포넌트는 별개의 분리된 컴포넌트로서 제조되는 공진 회로의 폐루프 주파수 응답을 수정하는 방법.
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| TWI685208B (zh) * | 2018-12-07 | 2020-02-11 | 財團法人工業技術研究院 | 位置編碼裝置與方法 |
| US11601307B2 (en) * | 2018-12-17 | 2023-03-07 | U-Blox Ag | Estimating one or more characteristics of a communications channel |
| CN111716966B (zh) * | 2019-03-19 | 2023-03-10 | 武汉杰开科技有限公司 | 一种低频接收机以及胎压监测设备 |
| RU2714109C1 (ru) * | 2019-04-09 | 2020-02-11 | Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") | Активный электрический фильтр на две полосы пропускания |
| US11277110B2 (en) | 2019-09-03 | 2022-03-15 | Anlotek Limited | Fast frequency switching in a resonant high-Q analog filter |
| US11012033B1 (en) * | 2019-10-29 | 2021-05-18 | Keysight Technologies, Inc. | Oscillator with one-port resonator |
| RU2718210C1 (ru) * | 2019-11-21 | 2020-03-31 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Активный rc-фильтр нижних частот с одноэлементной перестройкой частоты полюса на дифференциальных и мультидифференциальном операционных усилителях |
| RU2718212C1 (ru) * | 2019-11-21 | 2020-03-31 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Универсальный программируемый arc-фильтр |
| US11277676B2 (en) * | 2019-11-22 | 2022-03-15 | Raytheon Technologies Corporation | Radio frequency system sensor interface |
| RU2718709C1 (ru) * | 2019-11-22 | 2020-04-14 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Полосовой фильтр с независимой подстройкой основных параметров |
| RU2718830C1 (ru) * | 2019-11-25 | 2020-04-14 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Полосовой фильтр второго порядка с независимой подстройкой основных параметров |
| EP4070171A1 (en) | 2019-12-05 | 2022-10-12 | Anlotek Limited | Use of stable tunable active feedback analog filters in frequency synthesis |
| RU2721404C1 (ru) * | 2019-12-12 | 2020-05-19 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Активный RC-фильтр с независимой подстройкой основных параметров |
| EP3890189A1 (en) * | 2020-03-30 | 2021-10-06 | Anlotek Limited | Active feedback analog filters with coupled resonators |
| CN115668813A (zh) * | 2020-04-03 | 2023-01-31 | 维尔塞特公司 | 时分双工(tdd)天线系统 |
| US11876499B2 (en) | 2020-06-15 | 2024-01-16 | Anlotek Limited | Tunable bandpass filter with high stability and orthogonal tuning |
| CN111835366B (zh) * | 2020-07-14 | 2024-02-02 | 上海交通大学 | 基于卷积循环自动编码器的并行信号处理装置和方法 |
| US11496969B2 (en) * | 2020-10-13 | 2022-11-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Systems, methods, and apparatus for combined power control of multiple transmit paths |
| CN112677752B (zh) * | 2021-01-12 | 2022-02-08 | 阜阳市安航电子科技有限公司 | 一种基于人工智能的新能源汽车动力系统 |
| EP4054076A1 (en) | 2021-02-27 | 2022-09-07 | Anlotek Limited | Active multi-pole filter |
| CN113328786B (zh) * | 2021-06-07 | 2022-06-10 | 东方红卫星移动通信有限公司 | 一种低轨星座系统下行pfd掩码获取方法及系统 |
| US20220399651A1 (en) * | 2021-06-15 | 2022-12-15 | The Johns Hopkins University | Multifunctional metasurface antenna |
| TWI771103B (zh) * | 2021-07-14 | 2022-07-11 | 立積電子股份有限公司 | 雷達裝置及其訊號接收方法 |
| TW202307717A (zh) * | 2021-08-04 | 2023-02-16 | 義守大學 | 配置三維堆疊晶片間的訊號墊片的方法和電子裝置 |
| CN113791541B (zh) * | 2021-09-17 | 2023-08-18 | 江西理工大学 | 一种理论预测耦合非全同振子系统中同步包络的参数的方法 |
| DE102021129836A1 (de) | 2021-11-16 | 2023-05-17 | Diehl Metering Systems Gmbh | Verfahren zur Antennenabstimmung |
| TWI781838B (zh) * | 2021-12-01 | 2022-10-21 | 嘉雨思科技股份有限公司 | 訊號回授增益電路 |
| US20230347949A1 (en) * | 2022-04-27 | 2023-11-02 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | System and Method for Controlling Movers in an Independent Cart System During Heavy Traffic |
| CN114925643B (zh) * | 2022-06-02 | 2023-09-15 | 贵州振华风光半导体股份有限公司 | 一种用于高频振荡电路算法模型的优化方法 |
| CN115318605B (zh) * | 2022-07-22 | 2023-09-08 | 东北大学 | 变频超声换能器自动匹配方法 |
Family Cites Families (83)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1990013175A1 (en) | 1989-04-21 | 1990-11-01 | N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken | Tunable resonance amplifier |
| US5311198A (en) | 1990-08-23 | 1994-05-10 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Active antenna |
| US5291159A (en) * | 1992-07-20 | 1994-03-01 | Westinghouse Electric Corp. | Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth |
| US5491604A (en) | 1992-12-11 | 1996-02-13 | The Regents Of The University Of California | Q-controlled microresonators and tunable electronic filters using such resonators |
| US5854593A (en) * | 1996-07-26 | 1998-12-29 | Prince Corporation | Fast scan trainable transmitter |
| US5917387A (en) | 1996-09-27 | 1999-06-29 | Lucent Technologies Inc. | Filter having tunable center frequency and/or tunable bandwidth |
| US5949290A (en) | 1997-01-14 | 1999-09-07 | Bertram; Earnest L. | Voltage controlled oscillator tuning apparatus and method |
| CA2224261A1 (en) | 1997-12-09 | 1999-06-09 | Philsar Electronics Inc. | Low phase noise, high q, high gain amplifier in an integrated circuit |
| US6347237B1 (en) | 1999-03-16 | 2002-02-12 | Superconductor Technologies, Inc. | High temperature superconductor tunable filter |
| KR20010093794A (ko) * | 1999-09-29 | 2001-10-29 | 추후기재 | 높은 선택도, 낮은 삽입 손실 및 확장된 주파수 범위에대해 개량된 대역외 저지를 갖는 협대역 통과 동조 공진기필터 토폴로지 |
| US6356143B2 (en) | 1999-11-01 | 2002-03-12 | Intreon Corporation | Method and apparatus for filtering radio frequency signals |
| US6920315B1 (en) | 2000-03-22 | 2005-07-19 | Ericsson Inc. | Multiple antenna impedance optimization |
| ATE313873T1 (de) | 2000-05-16 | 2006-01-15 | Stephen Anthony Gerar Chandler | Rückgekoppelte hochfrequenzverstärker |
| US6452465B1 (en) | 2000-06-27 | 2002-09-17 | M-Squared Filters, Llc | High quality-factor tunable resonator |
| US6496075B2 (en) | 2001-03-14 | 2002-12-17 | Ericsson Inc. | Automatic tuning of VCO |
| US7174147B2 (en) | 2001-04-11 | 2007-02-06 | Kyocera Wireless Corp. | Bandpass filter with tunable resonator |
| JP3880329B2 (ja) * | 2001-04-20 | 2007-02-14 | 株式会社日立国際電気 | ループゲイン制御方法及び電力増幅回路 |
| EP1251635A1 (en) | 2001-04-20 | 2002-10-23 | Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV | Tunable resonance amplifier |
| US6650195B1 (en) | 2001-07-30 | 2003-11-18 | Xilinx, Inc. | Oscillator with differential tunable tank circuit |
| US6587007B2 (en) | 2001-11-26 | 2003-07-01 | Micrel, Incorporated | Ring topology based voltage controlled oscillator |
| US6771147B2 (en) | 2001-12-17 | 2004-08-03 | Remec, Inc. | 1-100 GHz microstrip filter |
| US6954774B1 (en) | 2001-12-20 | 2005-10-11 | Rockwell Collins | Bandpass filter with ability to tune a pass frequency, passband gain and filter Q |
| US7302237B2 (en) | 2002-07-23 | 2007-11-27 | Mercury Computer Systems, Inc. | Wideband signal generators, measurement devices, methods of signal generation, and methods of signal analysis |
| DE10325396A1 (de) | 2003-05-28 | 2004-12-23 | Atmel Germany Gmbh | Schaltungsanordnung und Verfahren zur Phasenmodulation für rückstreubasierte Transponder |
| US6862441B2 (en) * | 2003-06-09 | 2005-03-01 | Nokia Corporation | Transmitter filter arrangement for multiband mobile phone |
| GB2403086B (en) | 2003-06-17 | 2005-07-20 | Motorola Inc | Cartesian loop transmitter and method of adjusting an output level of such transmitter |
| JP3931163B2 (ja) * | 2003-08-14 | 2007-06-13 | 松下電器産業株式会社 | アンテナ整合装置 |
| FR2864727B1 (fr) * | 2003-12-29 | 2007-05-11 | St Microelectronics Sa | Circuit electronique comportant un resonateur destine a etre integre dans un produit semi-conducteur |
| DE102004013952A1 (de) * | 2004-03-22 | 2005-10-20 | Infineon Technologies Ag | Schaltkreis-Anordnung und Signalverarbeitungs-Vorrichtung |
| DE102004028068A1 (de) | 2004-06-09 | 2005-12-29 | Epcos Ag | Oszillator |
| US7098751B1 (en) | 2004-08-27 | 2006-08-29 | National Semiconductor Corporation | Tunable capacitance circuit for voltage control oscillator |
| US7522016B2 (en) | 2004-09-15 | 2009-04-21 | Qualcomm, Incorporated | Tunable surface acoustic wave resonators |
| EP1807933B1 (en) * | 2004-10-29 | 2010-09-29 | Nortel Networks Limited | Band reject filters |
| CN1279653C (zh) * | 2004-11-04 | 2006-10-11 | 上海交通大学 | 频率可调高温超导微波谐振器 |
| US7433668B2 (en) | 2004-12-23 | 2008-10-07 | Lucent Technologies Inc. | Controlling Q-factor of filters |
| DE602004023529D1 (de) * | 2004-12-23 | 2009-11-19 | Lucent Technologies Inc | Regelung der Güte (Q) von Filtern |
| EP2838167A1 (en) | 2005-01-20 | 2015-02-18 | Massachusetts Institute of Technology | Mode locking methods and apparatus |
| JP4922677B2 (ja) * | 2005-07-01 | 2012-04-25 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置 |
| US7400203B2 (en) | 2006-08-03 | 2008-07-15 | Broadcom Corporation | Circuit with Q-enhancement cell having feedback loop |
| KR100921383B1 (ko) | 2006-09-08 | 2009-10-14 | 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 | 가변 공진기, 대역폭 가변 필터, 전기회로 장치 |
| US7639101B2 (en) | 2006-11-17 | 2009-12-29 | Superconductor Technologies, Inc. | Low-loss tunable radio frequency filter |
| JP4724135B2 (ja) | 2007-02-22 | 2011-07-13 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 可変共振器、可変フィルタ、電気回路装置 |
| CN101755396B (zh) | 2007-06-29 | 2014-02-19 | 汤姆森特许公司 | 用于传输射频信号的转发器 |
| FR2920927B1 (fr) | 2007-09-11 | 2011-05-06 | Commissariat Energie Atomique | Procede d'adaptation automatique d'impedance de circuit radiofrequence et chaine d'emission ou reception a adaptation automatique |
| US7917117B2 (en) * | 2008-01-28 | 2011-03-29 | University Of Washington | Auto-tuning amplifier |
| EP2760136B1 (en) | 2008-02-28 | 2018-05-09 | Peregrine Semiconductor Corporation | Method and apparatus for use in digitally tuning a capacitor in an integrated circuit device |
| US8120536B2 (en) | 2008-04-11 | 2012-02-21 | Powerwave Technologies Sweden Ab | Antenna isolation |
| US7884680B2 (en) | 2008-06-30 | 2011-02-08 | Infineon Technologies Ag | Dynamically adjustable Q-factors |
| WO2010040119A1 (en) * | 2008-10-03 | 2010-04-08 | Purdue Research Foundation | Tunable evanescent-mode cavity filter |
| US7994870B2 (en) | 2008-10-20 | 2011-08-09 | Qualcomm, Incorporated | Tunable filter with gain control circuit |
| FR2939581B1 (fr) | 2008-12-09 | 2010-11-26 | Commissariat Energie Atomique | Reseau de resonateurs couples, filtre passe-bande et oscillateur. |
| CN102439669B (zh) * | 2009-02-13 | 2015-11-25 | 韦特里西提公司 | 有损环境中的无线能量转移 |
| US8166084B2 (en) * | 2009-03-27 | 2012-04-24 | Intersil Americas Inc. | Calibration of adjustable filters |
| US8362853B2 (en) | 2009-06-19 | 2013-01-29 | Qualcomm Incorporated | Tunable MEMS resonators |
| WO2011093449A1 (ja) * | 2010-01-28 | 2011-08-04 | 株式会社村田製作所 | チューナブルフィルタ |
| US9166564B2 (en) | 2010-02-04 | 2015-10-20 | Hittite Microwave Corporation | Wideband analog bandpass filter |
| JP2013520135A (ja) * | 2010-02-16 | 2013-05-30 | スカイ ホールディングス カンパニー，エルエルシー | スペクトルフィルタリングシステム |
| US8724731B2 (en) | 2010-02-26 | 2014-05-13 | Intersil Americas Inc. | Methods and systems for noise and interference cancellation |
| GB2478585A (en) | 2010-03-11 | 2011-09-14 | Stephen Anthony Gerard Chandler | An RF amplifier linearised by RF feedback, and having a loop filter resonator of enhanced Q |
| CN102098018A (zh) | 2011-03-10 | 2011-06-15 | 江苏苏美达机电有限公司 | 一种可调带通滤波器系统 |
| JP2012239016A (ja) * | 2011-05-11 | 2012-12-06 | Lapis Semiconductor Co Ltd | 受信装置及び多重フィルタの制御方法 |
| US8767871B2 (en) | 2011-06-08 | 2014-07-01 | Broadcom Corporation | Antenna tuning using the ratio of complex forward and reflected signals |
| US9407239B2 (en) | 2011-07-06 | 2016-08-02 | Hrl Laboratories, Llc | Wide bandwidth automatic tuning circuit |
| GB2494652A (en) | 2011-09-14 | 2013-03-20 | Stephen Anthony Gerard Chandler | A transmitter amplifier with linearising RF feedback and automatic control of resonator Q, resonator frequency, loop phase, and loop gain |
| US9236846B2 (en) | 2011-12-06 | 2016-01-12 | Futurewei Technologies, Inc. | Tunable bandpass filter device and method |
| WO2013098998A1 (ja) * | 2011-12-28 | 2013-07-04 | 富士通株式会社 | 高周波フィルタ、通信モジュール及び通信装置 |
| US8941441B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-01-27 | Innophase Inc. | LNA with linearized gain over extended dynamic range |
| US8766712B2 (en) * | 2012-05-04 | 2014-07-01 | Analog Devices, Inc. | Quality factor tuning for LC circuits |
| JP5618027B2 (ja) * | 2012-09-28 | 2014-11-05 | 株式会社村田製作所 | インピーダンス変換回路およびアンテナ装置 |
| US9184498B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-11-10 | Gigoptix, Inc. | Extending beamforming capability of a coupled voltage controlled oscillator (VCO) array during local oscillator (LO) signal generation through fine control of a tunable frequency of a tank circuit of a VCO thereof |
| US9455680B2 (en) * | 2013-06-06 | 2016-09-27 | Qorvo Us, Inc. | Tunable RF filter structure formed by a matrix of weakly coupled resonators |
| WO2014181569A1 (ja) | 2013-05-10 | 2014-11-13 | 株式会社村田製作所 | アンテナ装置 |
| WO2015045793A1 (ja) * | 2013-09-26 | 2015-04-02 | 株式会社村田製作所 | 共振回路及び高周波フィルタ |
| WO2015176041A1 (en) * | 2014-05-15 | 2015-11-19 | The Regents Of The University Of California | Active resonator system with tunable quality factor, frequency, and impedance |
| US9852843B2 (en) * | 2014-07-14 | 2017-12-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for adjustable coupling for improved wireless high Q resonant power transfer |
| US9813033B2 (en) | 2014-09-05 | 2017-11-07 | Innophase Inc. | System and method for inductor isolation |
| US9735752B2 (en) | 2014-12-03 | 2017-08-15 | Tdk Corporation | Apparatus and methods for tunable filters |
| CN104538714B (zh) | 2014-12-25 | 2017-04-26 | 深圳顺络电子股份有限公司 | 一种中心频率可调的带通滤波器 |
| US9627882B2 (en) * | 2015-03-30 | 2017-04-18 | Infineon Technologies Ag | Serial capacitance tuner |
| MY192162A (en) * | 2015-11-23 | 2022-08-03 | Anlotek Ltd | Variable filter |
| US10396807B1 (en) | 2016-02-08 | 2019-08-27 | Auburn University | Multi-ring coupled ring oscillator with improved phase noise |
| CN111034041B (zh) | 2017-05-24 | 2023-10-31 | 安乐泰克有限公司 | 用于控制谐振器的装置和方法 |
| US10236899B1 (en) | 2018-02-22 | 2019-03-19 | Allegro Microsystems, Llc | Tunable fractional phase locked loop |
-
2018
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-
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| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant |