WO2011093449A1 - チューナブルフィルタ - Google Patents

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tunable filter
series arm
arm resonator
frs
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門田　道雄
英晃 小林
貴史 小上
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a tunable filter used as a band filter in a communication system, and more particularly to a tunable filter configured using an acoustic wave resonator.
  • band filters used in communication systems it may be required to be able to adjust the pass band.
  • Various band-pass filters that satisfy such requirements, that is, tunable filters have been proposed.
  • Patent Document 1 discloses a tunable filter using a plurality of surface acoustic wave resonators and a variable capacitor.
  • FIG. 46 is a circuit diagram of a tunable filter described in Patent Document 1.
  • a plurality of series arm resonators 1104 and 1105 are connected in series to a series arm connecting the input end 1102 and the output end 1103.
  • parallel arm resonators 1106 and 1107 are connected to a plurality of parallel arms between the series arm and the ground potential, respectively.
  • Series arm resonators 1104 and 1105 and parallel arm resonators 1106 and 1107 are formed of surface acoustic wave resonators.
  • a ladder type filter circuit having the series arm resonators 1104 and 1105 and the parallel arm resonators 1106 and 1107 is configured. Furthermore, variable capacitors 1108 to 1115 are connected to enable adjustment of the pass band. That is, a variable capacitor 1108 is connected in parallel to the series arm resonator 1104, and a variable capacitor 1110 is connected in series to the series arm resonator 1104 and the variable capacitor 1108. Similarly, a variable capacitor 1109 is connected to the series arm resonator 1105 in parallel, and a variable capacitor 1111 is connected in series.
  • variable capacitor 1112 is connected in parallel to the parallel arm resonator 1106, and a variable capacitor 1114 is connected in series to the parallel arm resonator 1106 and the variable capacitor 1112.
  • a variable capacitor 1113 is connected in parallel to the parallel arm resonator 1107, and a variable capacitor 1115 is connected in series.
  • the resonance frequency FrS in the circuit portion of the series arm can be increased as the capacitances of the variable capacitors 1110 and 1111, that is, the series capacitance decreases. Further, the antiresonance frequency FaS in the series arm can be lowered as the parallel capacitance, that is, the capacitance by the variable capacitors 1108 and 1109 increases.
  • the resonance frequency FrP and anti-resonance frequency FaP of the circuit portion of the parallel arm can be changed by changing the capacitances of the variable capacitors 1112 and 1113 connected in parallel and the variable capacitors 1114 and 1115 connected in series. Can be made. Therefore, the center frequency of the entire tunable filter 1101 can be changed by changing the capacitance of the variable capacitors 1108 to 1115.
  • the surface acoustic wave resonators used for the series arm resonators 1104 and 1105 and the parallel arm resonators 1106 and 1107 have a small electromechanical coupling coefficient and a frequency.
  • the absolute value of the temperature coefficient TCF was large.
  • a specific combination of frequency characteristics of the parallel arm resonator and the series arm resonator is not described.
  • the present invention is to improve a tunable filter having a circuit configuration in which an acoustic wave resonator and a variable capacitor are connected in view of the above-described state of the art.
  • An object of the present invention is to provide a tunable filter capable of expanding the pass bandwidth or changing the pass bandwidth.
  • a tunable filter includes a series circuit arm that connects an input terminal and an output terminal, and a resonator circuit unit provided on at least one of a parallel arm between the series arm and a ground potential; A first variable capacitor connected in series to the resonator circuit unit; and a second variable capacitor connected in parallel to the resonator circuit unit, wherein the resonator circuit unit includes LiNbO 3 or LiTaO 3.
  • An acoustic wave resonator having an electrode formed on the piezoelectric substrate, and a bandwidth expansion inductance connected to the acoustic wave resonator.
  • the resonator circuit unit is a plurality of series arm resonator circuit units provided in a series arm, and the plurality of series arm resonator circuit units And a matching element connected between the input terminal and the ground potential and between the output terminal and the ground potential.
  • a ladder filter is configured by the series arm resonator circuit unit and the parallel arm resonator circuit unit.
  • the resonator circuit unit includes a plurality of parallel resonators, and the inductance for bandwidth expansion is connected to the plurality of parallel resonators.
  • a concave portion is formed on the upper surface of the piezoelectric substrate, the electrode formed on the piezoelectric substrate is an IDT electrode, and the acoustic wave resonator Is a surface acoustic wave resonator, and the IDT electrode is made of a metal filled in the recess.
  • the electromechanical coupling coefficient of the surface acoustic wave resonator can be increased. Therefore, the bandwidth can be expanded and the variable frequency range of the tunable filter can be expanded.
  • the surface acoustic wave resonator further includes a SiO 2 film provided so as to cover an upper surface of the piezoelectric substrate.
  • the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF of the surface acoustic wave resonator can be reduced. Therefore, the temperature characteristics of the tunable filter can be improved.
  • the tunable filter further includes a capacitor connected between the input terminal and the output terminal.
  • the impedance of the matching element and the coupling element in the passband of the tunable filter is 20 to 105 ⁇ .
  • the matching impedance is 50 ⁇ or 75 ⁇ . It is desirable to make the impedance close to that in terms of insertion loss, and 20 to 105 ⁇ of ⁇ 30 ⁇ is preferable.
  • the bandwidth expansion inductance is any one of a spiral or meandering conductor pattern and a bonding wire.
  • the bandwidth expansion inductance is a spiral or meandering conductor pattern, further comprising a package, and the spiral or meandering conductor pattern. Is formed on the piezoelectric substrate or the package.
  • the inductance for increasing the bandwidth can be formed by the conductor pattern formed on the piezoelectric substrate or the package, so that the size of the tunable filter can be reduced.
  • the series arm resonator provided in the series arm, the parallel arm resonator provided in the parallel arm, and at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator are connected.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the series arm resonator are FrS and FaS
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the parallel arm resonator are FrP and FaP.
  • a value obtained by normalizing the frequency variable width of the tunable filter by (FaP + FrS) / 2 is t
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are
  • the ratio of the difference between the resonance frequency FrS of the series arm resonator and the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator to the ratio band of the series arm resonator Is the range shown in Table 1 below.
  • the ratio of the difference between the resonance frequency FrS of the series arm resonator and the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator to the ratio band of the series arm resonator Is the range shown in Table 2 below. When this range is satisfied, a tunable filter having a large variable width is formed.
  • the minimum 3 dB bandwidth is smaller of (FrS-FrP) ⁇ 0.9 or (FaS-FaP) ⁇ 0.9.
  • the maximum variable frequency range is 140 ⁇ (FaS ⁇ FaP) / (FaS + FaP) (%) to 180 ⁇ (FaS ⁇ FaP) / (FaS + FaP) (%).
  • the specific bandwidth of the series arm resonator and the specific bandwidth of the parallel arm resonator are both 13% or more and 60% or less. In this case, the frequency variable amount can be further increased. More preferably, the specific bandwidth of the series arm resonator and the parallel arm resonator is 15% or more. In that case, the frequency variable amount can be further increased.
  • the electrode normalized film thickness is in the range shown in Table 3 below.
  • LiNbO 3 is abbreviated as LN in some cases.
  • LiTaO 3 is abbreviated as LT.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are formed of a bulk wave resonator, and the bulk wave resonator is opened on an upper surface.
  • a second excitation electrode provided on the upper surface of the piezoelectric thin film and disposed so as to face the first excitation electrode with the piezoelectric thin film interposed therebetween.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator may be constituted by bulk wave resonators.
  • One of the first excitation electrode and the second excitation electrode may be divided into two, and the other may be a common excitation electrode facing the excitation electrode divided into two via a piezoelectric thin film.
  • a thickness shear vibration resonator or a thickness longitudinal vibration resonator may be used as the bulk wave resonator.
  • a resonator circuit unit provided in at least one of a series arm connecting the input terminal and the output terminal and a parallel arm between the series arm and the ground potential; A first variable capacitor connected in series to the resonator circuit unit; and a second variable capacitor connected in parallel to the resonator circuit unit, wherein the resonator circuit unit includes a bulk wave resonator and And an inductor for expanding the bandwidth connected to the bulk wave resonator, the bulk wave resonator provided on the substrate so as to cover the substrate having a cavity opened on an upper surface and the cavity of the substrate.
  • a thickness shear vibration resonator or a thickness longitudinal vibration resonator may be used as the bulk wave resonator.
  • the bulk wave resonator may be a thickness shear vibration resonator.
  • the thickness-shear vibration resonator is a piezoelectric thin film or a piezoelectric thin plate made of LiNbO 3 , and its Euler angle is in the range shown in Table 4 below.
  • the bulk wave resonator may be a thickness longitudinal vibration resonator.
  • a piezoelectric thin film or a piezoelectric thin plate whose thickness longitudinal vibration resonator is made of LiNbO 3 is used, and its Euler angles are (0 ⁇ 5 °, 107 ° to 137 °, ⁇ ), (10 ⁇ 5 °). , 112 ° to 133 °, ⁇ ), (50 ⁇ 5 °, 47 ° to 69 °, ⁇ ) or (60 ⁇ 5 °, 43 ° to 73 °, ⁇ ).
  • the resonator circuit unit includes an elastic wave resonator having a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 or LiTaO 3, and a bandwidth expansion inductance connected to the elastic wave resonator. Therefore, the pass bandwidth can be expanded.
  • FrS ⁇ (FrP + FaP) / 2 FrS and FaP ⁇ FaS are satisfied, so that a variable amount of the passband frequency, for example, the center frequency of the passband can be increased. . Therefore, it is possible to provide a tunable filter having a wide frequency variable range.
  • FIG. 1A is a diagram showing a circuit configuration of a tunable filter according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is a schematic plan view showing a surface acoustic wave resonator used in the embodiment.
  • C is a front sectional view of a portion taken along line II in (b).
  • D is a front sectional view of a structure having no SiO 2 film in (c).
  • FIG. 2 is a diagram showing the frequency characteristics of the surface acoustic wave resonator measured in the first experimental example, and the solid line shows the impedance characteristics and phase characteristics of the surface acoustic wave resonator in which the SiO 2 film is formed.
  • FIG. 3A is a front sectional view showing a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode is formed on an LN substrate and a SiO 2 film is further laminated.
  • (B) is a front sectional view of a structure having no SiO 2 film in (a).
  • FIG. 4 is a diagram showing changes in the reflection coefficient when the normalized film thickness H / ⁇ of the IDT electrode of the surface acoustic wave resonator in 36 ° YX-LiTaO 3 is changed in the second experimental example.
  • FIG. 3A is a front sectional view showing a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode is formed on an LN substrate and a SiO 2 film is further laminated.
  • (B) is a front sectional view of a structure having no SiO 2 film in (a).
  • FIG. 4 is a diagram showing changes in the reflection coefficient when the normalized film thickness H / ⁇ of the IDT electrode of the surface
  • FIG. 5 shows changes in the electromechanical coupling coefficient k 2 when the normalized film thickness H / ⁇ of the IDT electrode of the surface acoustic wave resonator in 36 ° YX-LiTaO 3 is changed in the second experimental example.
  • FIG. FIG. 6 is a circuit diagram of the tunable filter according to the first embodiment, in which the capacitances of the variable capacitor C2 and the variable capacitor C3 are made equal, the capacitances of the variable capacitor CP1 and the variable capacitor CP2 are made equal, It is a figure which shows the change of the filter characteristic of a tunable filter when a capacity
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the tunable filter used in FIG.
  • FIG. 8 shows impedance characteristics of a buried electrode type surface acoustic wave resonator in which a groove on a LiNbO 3 substrate is filled with metal and a surface acoustic wave resonator for comparison in which an electrode is formed on a LiNbO 3 substrate.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating frequency characteristics of a tunable filter of a comparative example in which embedded electrode type surface acoustic wave resonators are used as the series arm resonators S1 and S2.
  • FIG. 10 is a schematic plan sectional view for explaining the tunable filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing the frequency characteristics of the surface acoustic wave resonator measured in the first embodiment, and the solid line shows the impedance characteristics and phase characteristics of the surface acoustic wave resonator to which no bonding wire is connected,
  • the broken line is a diagram showing impedance characteristics and phase characteristics of a surface acoustic wave resonator to which bonding wires are connected.
  • FIG. 12A is a schematic plan view for explaining a bandwidth expansion inductance formed of a meander-like conductor pattern formed in a package in another modification of the first embodiment of the present invention.
  • (B) is a typical top view for demonstrating the bandwidth expansion inductance which consists of a spiral-shaped or meander-shaped conductor pattern formed on the piezoelectric substrate.
  • FIG. 13A is a diagram illustrating a circuit configuration of a tunable filter according to a modification of the first embodiment
  • FIG. 13B is a diagram illustrating frequency characteristics when the capacitance of the capacitor CF is changed.
  • FIG. 14 shows that the capacitor CF is not connected in the tunable filter shown in FIG.
  • FIG. 15A is a circuit diagram of a second tunable filter connected to a tunable filter according to a modification of the present invention
  • FIG. 15B is a diagram in which the capacitance of the variable capacitor in FIG. It is a figure which shows the change of the frequency characteristic in a case.
  • FIG. 16A is a circuit diagram showing a tunable filter of a modification in which the second tunable filter shown in FIG.
  • FIG. 15A is cascade-connected to the tunable filter shown in FIG. 14A.
  • (B) is a figure which shows the frequency characteristic of the tunable filter of this modification.
  • FIG. 17 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Al and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 18 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Mo and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 19 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Cu and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 19 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Cu and having a duty of 0.5 is formed on a 10 °
  • FIG. 20 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Ni and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 21 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Ag and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate, and the IDT electrode It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 22 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Au and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate.
  • FIG. 23 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of W and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate, and the IDT electrode It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 23 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of W and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate, and the IDT electrode It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 23 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of W and having a duty of
  • FIG. 24 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Ta and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 25 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Pt and having a duty of 0.5 is formed on a 10 ° Y-cut X-propagation LN substrate. It is a figure which shows the relationship with the normalized film thickness H / ⁇ .
  • FIG. 25 shows the acoustic velocity of a surface acoustic wave in a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Pt and having a duty of 0.5 is formed on a 10
  • FIG. 26 shows an Euler angle (0 °, 0 °, LN substrate) of a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode having a thickness of 0.05 ⁇ and a duty of 0.5 is formed on a LiNbO 3 substrate. It is a figure which shows the relationship between (theta) of 0, 0 degree), and a reflection coefficient.
  • FIG. 27 shows an Euler angle (0 °, 0 °, LN substrate) of a surface acoustic wave resonator in which an IDT electrode made of Cu, having a thickness of 0.05 ⁇ and a duty of 0.5 is formed on a LiNbO 3 substrate.
  • FIG. 28 is a circuit diagram of a tunable filter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 29 is a diagram showing a circuit configuration example of a ladder type filter, (a) is a circuit diagram of a ladder type filter in which a series arm resonator is arranged on the input terminal side, and (b) is an input terminal side. It is a circuit diagram which shows the ladder type filter by which the parallel arm resonator is arrange
  • FIG. 30 is a diagram showing the relationship between the resonance characteristics of the parallel arm resonator and the resonance characteristics of the series arm resonator in the conventional ladder type filter.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating the relationship between the resonance characteristics of the parallel arm resonator and the resonance characteristics of the series arm resonator in the tunable filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 is a diagram illustrating the filter characteristics of the ladder-type tunable filter according to the second embodiment of the present invention, and the frequency can be changed.
  • FIG. 33 is a diagram showing an electrode film thickness where fa coincides with the bulk shear wave velocity when duty changes in an electrode made of Al, Mo, Cu, Ni, Ag, Au, W, Ta, or Pt.
  • FIG. 34 shows the characteristics of the ladder-type tunable filter according to the second embodiment configured such that the difference between FrP and FaS is 45 MHz.
  • FIG. 35 is a front cross-sectional view for explaining a bulk wave resonator used in a ladder-type tunable filter in a modification of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 36 is a schematic plan view of a ladder type tunable filter according to a modification of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 is a circuit diagram of a ladder type tunable filter according to a modification of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 38 is a diagram illustrating impedance characteristics of a series arm resonator and a parallel arm resonator in a ladder type tunable filter according to a modified example of the second embodiment.
  • FIG. 39 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of the ladder-type tunable filter and the adjustable range in a modification of the second embodiment.
  • FIGS. 40A and 40B are front sectional views showing modifications of the bulk wave resonator used in the present invention.
  • FIG. 41 is a diagram illustrating impedance characteristics of a thickness-shear bulk wave resonator used in a ladder-type tunable filter according to another modification of the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 42 shows a band of a ladder-type tunable filter according to another modification of the second embodiment of the present invention when a coil is connected to a bulk wave resonator that is a thickness shear resonator made of LiNbO 3 .
  • FIG. 43 is a thickness shear vibration resonator using LiNbO 3 with Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) used in a ladder type tunable filter according to another modification of the second embodiment of the present invention. It is a figure which shows the relationship between (phi) and (theta) of Euler angles in a certain bulk wave resonator, and a bandwidth.
  • FIG. 44 shows a ladder-type tunable filter according to another modification of the second embodiment of the present invention, which is a thickness-shear vibration resonator made of LiNbO 3 having an Euler angle of (30 °, 90 °, ⁇ ).
  • FIG. 45 is a diagram showing the relationship between the Euler angles ⁇ and ⁇ and the bandwidth of a bulk wave resonator that is a thickness longitudinal resonator using a piezoelectric material made of LiNbO 3 .
  • FIG. 46 is a circuit diagram for explaining a conventional tunable filter.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a tunable filter according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is a schematic plan view of a surface acoustic wave resonator used in the tunable filter.
  • C is a front sectional view of a portion taken along line II in (b).
  • D is a front sectional view of a structure having no SiO 2 film in (c).
  • series arm resonator circuit portions S11 and S12 are connected in series with each other at the series arm connecting the input terminal 22 and the output terminal 23.
  • inductances Lx and Lx are connected in series to the series arm resonator S1 on both sides of the series arm resonator S1.
  • inductances Lx and Lx are connected in series to the series arm resonator S2 on both sides of the series arm resonator S2.
  • a variable capacitor C2 is connected in series to the series arm resonator circuit unit S11.
  • a capacitor C1 is provided on the first parallel arm connecting the series arm and the ground potential.
  • An inductance L1 is provided on the second parallel arm connecting the connection point between the series arm resonator circuit portions S11 and S12 and the ground potential.
  • a variable capacitor C3 is connected to the series arm resonator circuit unit S12.
  • a capacitor C4 is provided on the third parallel arm connecting the output terminal 23 and the ground potential.
  • Capacitors C1 and C4 are matching elements for impedance matching between the tunable filter and the front and rear circuits.
  • the inductance L1 is a coupling element for impedance matching between the series arm resonator circuit portions S11 and S12.
  • the matching element is a capacitor and the coupling element is an inductance, but the coupling element may be a capacitor.
  • variable capacitor CP1 is connected in parallel to the series arm resonator circuit unit S11.
  • variable capacitor CP2 is connected in parallel to the series arm resonator circuit unit S12.
  • variable capacitors C2 and C3 connected in series to the series arm resonator circuit portions S11 and S12 are the first variable capacitors in the present invention.
  • the variable capacitors CP1 and CP2 connected in parallel to the series arm resonator circuit portions S11 and S12 are the second variable capacitors in the present invention.
  • the first variable capacitors C2 and C3 and the second variable capacitors CP1 and CP2 are connected to all the series arm resonator circuit units S11 and S12, respectively.
  • the first variable capacitor and the second variable capacitor may be connected to at least one series arm resonator circuit unit.
  • the series arm resonator circuit units S11 and S12 are provided.
  • a similar resonator circuit unit may be provided in the parallel arm. That is, the parallel arm may be provided with a resonator circuit portion to which the bandwidth expansion inductance is connected in series with the parallel arm resonator.
  • the resonator circuit unit may be configured only in the parallel arm without being provided in the series arm.
  • a common bandwidth expansion inductance may be connected to a plurality of resonators provided in the parallel arm. By connecting in this way, the number of bandwidth expansion inductances can be reduced.
  • the parallel arm has a circuit portion for connecting the series arm and the ground potential.
  • the capacitor C1 and the capacitor C4 are provided on the parallel arm.
  • a parallel arm may be formed in the same manner as the provided structure, and the resonator circuit unit may be provided on the parallel arm.
  • the series arm resonators S1 and S2 are surface acoustic wave resonators.
  • the structure of the surface acoustic wave resonator will be described as a representative of the series arm resonator S1.
  • the surface acoustic wave resonator constituting the series arm resonator S ⁇ b> 1 has a piezoelectric substrate 11.
  • the piezoelectric substrate 11 is a LiNbO 3 substrate having Euler angles (0 °, 105 °, 0 °).
  • a plurality of grooves 11b are formed in the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11 as concave portions.
  • An IDT electrode 12 is formed by filling the groove 11b with an electrode material.
  • reflectors 13 and 14 are formed on both sides of the IDT electrode 12 in the surface acoustic wave propagation direction. Therefore, a 1-port surface acoustic wave resonator is formed.
  • the reflectors 13 and 14 are also formed by filling a recess provided on the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11, that is, a plurality of grooves, with an electrode material.
  • the upper surface of the IDT electrode 12, that is, the upper surface of the electrode finger portion, is flush with the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11.
  • the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11 is flat.
  • an SiO 2 film 15 is formed so as to cover the upper surface 11a of the piezoelectric substrate 11.
  • no SiO 2 film is formed.
  • the surface acoustic wave resonators shown in FIGS. 1C and 1D are assumed to be buried electrode type surface acoustic wave resonators.
  • the series arm resonators S1, S2 consists of the embedded electrode type surface acoustic wave resonator, it is possible to increase the electromechanical coupling coefficient k 2 of the surface acoustic wave resonator, Thereby, the specific bandwidth can be increased.
  • the SiO 2 film is formed, the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF can be reduced, and the change in characteristics due to the temperature change can be reduced. This will be described with reference to the following first experimental example and second experimental example.
  • the solid line in FIG. 2 shows a 15 ° Y-cut X-propagation LiNbO 3 substrate, that is, an Euler angle (0 °, 105 °, 0 °) LiNbO 3 substrate, Al as an electrode material, and a surface acoustic wave resonator.
  • 8 is a diagram showing impedance characteristics and phase characteristics of a surface acoustic wave resonator when the thickness of the IDT electrode 12 is 0.17 ⁇ and the thickness of the SiO 2 film is 0.22 ⁇ . is there.
  • the impedance-frequency characteristics and phase characteristics of the surface acoustic wave resonator formed in the same manner as shown in FIG. Show.
  • the ratio of the valley and valley which is the ratio of the impedance at the antiresonance point to the impedance at the resonance frequency, was 57.5 dB when the SiO 2 film was not formed, whereas it was SiO 2. In the structure in which the film is formed, it can be increased to 60.2 dB. Further, the frequency temperature coefficient TCF was ⁇ 120 ppm / ° C. when the SiO 2 film was not provided, but the absolute value thereof can be reduced to ⁇ 10 to ⁇ 30 ppm / ° C. by forming the SiO 2 film. It was possible.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 is slightly reduced by the formation of the SiO 2 film, but the ratio of peaks and valleys can be increased. In addition, it can be seen that the temperature characteristics can be improved.
  • First surface acoustic wave resonator A a structure in which an IDT electrode 12 is formed on the upper surface of a piezoelectric substrate 11 and an SiO 2 film 15 is further formed as shown in FIG. On the upper surface of the SiO 2 film, a convex portion having a height corresponding to the thickness of the underlying electrode is formed in a portion where the electrode is positioned below.
  • Second surface acoustic wave resonator B Same as the first surface acoustic wave resonator A except that there is no convex portion on the upper surface of the SiO 2 film. The upper surface of the SiO 2 film is flattened.
  • Third surface acoustic wave resonator C a structure in which an IDT electrode and a reflector are formed by filling a groove provided on an upper surface of a piezoelectric substrate with an electrode material. The upper surface of the electrode and the upper surface of the piezoelectric substrate are flush with each other. A structure in which a convex portion having a height substantially equal to the thickness of the electrode is formed on the upper surface of the SiO 2 film in a portion where the electrode exists below.
  • the fourth surface acoustic wave resonator D not projecting portion on the upper surface of the SiO 2 film is formed, except that a top surface of the SiO 2 film is flat, the third surface acoustic wave resonator Same structure as C.
  • Fifth surface acoustic wave resonator E a structure in which only an electrode is formed on a substrate and SiO 2 is not formed.
  • FIG. 4 in the first to fifth surface acoustic wave resonators A to E, when the normalized film thickness of the SiO 2 film is 0.3, the normalized film thickness H / ⁇ of the Au electrode is changed. Shows the change in reflection coefficient.
  • FIG. 5 in the first to fourth surface acoustic wave resonator, a diagram showing changes in electromechanical coefficient k 2 in the case of changing the standardized thickness H / lambda of the electrodes.
  • the frequency temperature coefficient TCF of the SiO 2 film has a positive value
  • the frequency temperature coefficient TCF of the LiTaO 3 substrate has a negative value. Therefore, in any case, the absolute value of the frequency temperature coefficient TCF can be reduced by forming the SiO 2 film, and the temperature characteristics can be improved.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 becomes small, it can be seen that the electromechanical coupling coefficient k 2 as the normalized thickness H / lambda of the IDT electrode increases decreases.
  • the electromechanical coupling coefficient k 2 is effective by setting the normalized film thickness of the IDT electrode to 0.01 to 0.09. It can be seen that it can be increased. It can be seen that a large electromechanical coupling coefficient k 2 obtained in normalized thickness 0.01-0.04 fifth type IDT electrode in the surface acoustic wave resonator E.
  • the reflection coefficient increases as the film thickness of the IDT electrode increases.
  • the fourth surface acoustic wave resonator D in the third surface acoustic wave resonator C provided with a convex portion on the upper surface. It can be seen that if the normalized film thickness of the IDT electrode is the same, the reflection coefficient can be increased. Therefore, it can be seen that it is desirable to form a protrusion on the upper surface of the SiO 2 film in order to increase the reflection coefficient.
  • the reflection coefficient only needs to be a certain amount (for example, 0.02) or more depending on the application. Therefore, in order to reduce the variation in the reflection coefficient due to the variation in the film thickness of the IDT electrode, or to form a wide-band resonator, the SiO 2 film It can be seen that a fourth type of surface acoustic wave resonator D or E having a flat upper surface is desirable.
  • the present experimental example Au is buried in the groove provided on the upper surface of the LiTaO 3 piezoelectric substrate with Euler angles (0 °, 126 °, 0 °) to form an IDT electrode, and SiO 2
  • the normalized film thickness of the IDT electrode is set to 0.01 to 0.09 to effectively increase the electromechanical coupling coefficient. I know you get. Therefore, it can be seen that the specific bandwidth can be widened. Therefore, it can be seen that the frequency characteristics of the tunable filter can be adjusted more effectively when used for a series arm resonator or a parallel arm resonator of the tunable filter. Similar results are obtained with electrodes other than Au.
  • FIG. 6 shows frequency characteristics of the tunable filter 1 using the surface acoustic wave resonator shown by the solid line in FIG.
  • the inductance value of the bandwidth expansion inductance Lx is 4.5 nH.
  • the configuration was the same as in the above embodiment. That is, the tunable filter 41 of the comparative example shown in FIG. 7 was produced. Even when the third capacitor Cf is not connected, the same result as when the third capacitor Cf is connected is obtained. Therefore, the tunable filter 41 of the comparative example has the third capacitor Cf, but can be used for comparison with the above embodiment.
  • the center frequency can be changed without changing the passband width and without deteriorating the attenuation on the higher frequency side than the passband.
  • the solid line in FIG. 8 shows the impedance-frequency characteristics of an example of a surface acoustic wave resonator in which a groove on the LiNbO 3 substrate is filled with metal, and the broken line is a comparison for forming an electrode on the LiNbO 3 substrate. The impedance characteristic of a surface acoustic wave resonator is shown.
  • FIG. 9 shows frequency characteristics when the buried electrode type surface acoustic wave resonator is used as the series arm resonators S1 and S2 in the tunable filter 41 of the comparative example. Again, the capacitances of the variable capacitor C2 and the variable capacitor C3 are made equal, and the capacitances of the variable capacitor CP1 and the variable capacitor CP2 are made equal.
  • the tunable filter 1 of the present embodiment includes the inductance Lx for expanding the bandwidth, and therefore can achieve a wider band than the tunable filter 41 of the comparative example. .
  • the impedance value when the capacitances of the capacitors C1 and C4 are 2.5 pF is 35 ⁇ at 1800 MHz, which is almost matched with the external impedance of 50 ⁇ , so that the insertion loss can be reduced.
  • the impedance of the inductance L1 (inductance value 4.5 nH) near 1800 MHz is 45 ⁇ .
  • FIG. 8 shows the impedance-frequency characteristics of a surface acoustic wave resonator having an electrode embedded in an LN substrate, and the impedance of a conventional surface acoustic wave resonator in which an electrode is formed on the LN substrate.
  • FIG. 6 is a diagram showing a comparison with frequency characteristics. Cu IDT electrodes and reflectors with a normalized film thickness H / ⁇ of 0.1 are formed in both buried electrode type surface acoustic wave resonators and non-buried electrode type surface acoustic wave resonators. .
  • the surface bandwidth of the surface acoustic wave resonator that is not a buried electrode type has a specific bandwidth of 13%. Therefore, it can be seen that the specific bandwidth of the surface acoustic wave resonator which is not of the buried electrode type is narrower than the specific bandwidth of 17% of the buried electrode type surface acoustic wave resonator. Even in the case of such a surface acoustic wave resonator that is not a buried electrode type with a small specific bandwidth, the specific bandwidth can be expanded by shifting the resonance point by the bandwidth expansion inductance. Accordingly, a large frequency variable amount can be obtained in the tunable filter.
  • the specific bandwidth is a value obtained by dividing the absolute value of the difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency by the resonance frequency.
  • the bandwidth expanding inductance Lx is configured by a bonding wire that electrically connects the surface acoustic wave resonator to the package.
  • an extra component for configuring the bandwidth expansion inductance Lx is not required, and therefore the size can be reduced.
  • An example of a specific structure in which the bandwidth expansion inductance Lx is configured by such a bonding wire will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 10 is a schematic plan sectional view for explaining the tunable filter according to the first embodiment.
  • an actual layout of the series arm resonators S1 and S2 on the piezoelectric substrate 200 and a state in which the piezoelectric substrate 200 is housed in a package are shown.
  • a piezoelectric substrate 200 made of a 15 ° Y-cut LiNbO 3 substrate is used.
  • series arm resonators S1 and S2 are configured.
  • the series arm resonator S 1 is a 1-port surface acoustic wave resonator having an IDT electrode 12.
  • the IDT electrode 12 has comb-tooth electrodes 12a and 12b.
  • Reflectors 13 and 14 are formed on both sides of the IDT electrode 12 in the surface acoustic wave propagation direction.
  • the IDT electrode 12 and the reflectors 13 and 14 are provided by embedding an electrode material in a groove formed on the upper surface of the piezoelectric substrate 200.
  • a Cu electrode is used as the electrode material.
  • the normalized film thickness of the electrode fingers of the IDT electrode 12 and the reflectors 13 and 14 is 0.07, and the duty is 0.6.
  • the series arm resonator S2 is configured in the same manner as the series arm resonator S1.
  • terminals 201, 202, and 203 made of electrode films are formed on the piezoelectric substrate 200.
  • the terminal 201 is connected to the comb electrode 12 b of the IDT electrode 12.
  • the terminals 202 and 203 are electrically connected to the comb electrode 12a.
  • one end of the IDT electrode is connected to the terminal 201A.
  • the other end of the IDT electrode is connected to the terminals 202A and 203A.
  • the terminals 201 to 203 and 201A to 203A are made of the same electrode material as that constituting the IDT electrode.
  • the piezoelectric substrate 200 is accommodated in the package 205. Electrodes 206 to 209 are formed on the package 205 side. A terminal 201 is connected to the electrode 206 by a bonding wire 211. Similarly, the terminal 202 is connected to the electrode 207 by a bonding wire 212. In addition, the terminal 201A is connected to the electrode 208 by a bonding wire 213, and the terminal 202A is connected to the electrode 209 by a bonding wire 214. Now, in order to explain the influence of the bonding wires 211 and 212, the series arm resonator S1 will be described as a representative.
  • the solid lines in FIG. 11 indicate the impedance characteristics and phase characteristics of the series arm resonator S1, that is, the surface acoustic wave resonator, before the bonding wires 211 and 212 are connected.
  • measurement is performed by bringing the probe on the signal potential side into contact with the terminal 201 and bringing the tip of the probe on the ground potential side into contact with the terminal 202. It was.
  • broken lines in FIG. 11 indicate impedance characteristics and phase characteristics between the electrodes 206 and 207 after the piezoelectric substrate 200 is mounted on the package 205 and the terminals 201 and 202 are connected to the electrodes 206 and 207 by the bonding wires 211 and 212. Indicates. In this case, after the mother wafer was divided and the piezoelectric substrate 200 was obtained, the measurement was performed after the bonding wires 211 and 212 were connected.
  • the resonance point is shifted to the low frequency side due to the inductance of the bonding wire, and accordingly, the band that is the difference between the anti-resonance frequency and the resonance frequency. It can be seen that the width has expanded. That is, the bonding wire functions as a bandwidth expansion inductance.
  • the bandwidth expansion inductance made of the bonding wire is used.
  • the bandwidth expansion inductance 221 made of the meandering conductor pattern formed in the package 205 is used. May be used.
  • a bandwidth expanding inductance 221A made of a spiral conductor pattern formed on the piezoelectric substrate 200 may be used.
  • the bandwidth expansion inductance may be a spiral or meandering conductor pattern.
  • FIGS. 12A and 12B show a so-called face-up type surface acoustic wave resonator element chip in which the electrode forming surface of the piezoelectric substrate faces upward.
  • a face-down type surface acoustic wave resonator element chip in which the IDT electrode formation surface of the surface acoustic wave resonator blocking chip faces the mounting electrode surface of the package may be used.
  • the third capacitor Cf used in the tunable filter 41 of the comparative example shown in FIG. 7 is not connected.
  • the pass bandwidth can be expanded and the frequency variable amount can be increased.
  • the steepness of the filter characteristics on the high passband side can be increased, but the steepness on the low band side is not so high.
  • the bandpass filter on the relatively high frequency side of the duplexer is required to have high steepness in the filter characteristics on the low frequency side. Therefore, a circuit of a tunable filter that can enhance the steepness of the filter characteristics on the low frequency side has been studied.
  • FIG. 13B shows the frequency characteristics when the capacitance of the third capacitor Cf is changed to 0 pF, 1 pF, 2 pF, 5 pF, or 10 pF in the tunable filter 51.
  • FIG. 13B it can be seen that the steepness of the filter characteristics on the low frequency side can be increased.
  • FIG. 13B shows frequency characteristics of the tunable filter 51 in this case. As can be seen from FIG. 14, even if the capacitance values of the capacitors C2, C3, CP1, and CP2 are changed, the attenuation in the vicinity of 2400 MHz does not change.
  • the frequency can be changed to 1800 MHz, 1700 MHz, and 1530 MHz by changing the capacitance of the variable capacitor as described above. Therefore, the center frequency of the second tunable filter 301 can be made substantially coincident with the center frequency of the tunable filter 51 by adjusting the capacitance of the variable capacitor 303.
  • a second tunable filter 301 configured so that the center frequency substantially matches the center frequency of the tunable filter 51 is cascade-connected to the tunable filter 51 as shown in FIG. 304 was produced.
  • the frequency characteristics of the tunable filter 304 are shown in FIG.
  • variable capacitor in which the variable capacitor is connected to the series arm resonator circuit unit in which the bandwidth expansion inductance is connected to the surface acoustic wave resonator has been described.
  • An appropriate variable capacitor that can change the capacitance mechanically or electrically can be used.
  • the embedded electrode type surface acoustic wave resonator is used.
  • FIGS. 17-25 show 10 ° Y-cut X propagation, ie, from the top of LiNbO 3 with Euler angles (0 °, 100 °, 0 °) from Al, Mo, Cu, Ni, Ag, Au, W, Ta or Pt. It is a figure which shows the characteristic of the surface acoustic wave resonator of the structure of FIG.
  • FIG. 3B shows a structure in which the SiO 2 film in FIG.
  • the standardized film thickness range of the Al electrode where both fr and fa become faster or slower than 4060 m / sec which is the sound velocity of the bulk shear wave which is slow is 0.001 to 0.00. 03 and 0.115 or more.
  • the normalized film thickness range of the electrode made of Mo may be 0.001 to 0.008 and 0.045 or more. Table 5 below summarizes the case of other electrode metals.
  • the film thickness of the IDT electrode may be set so as to be in the normalized film thickness range shown in the second column or the third column.
  • the normalized film thickness range in the second column of Table 5 may be set. Furthermore, in order to eliminate the influence of the leakage component, the normalized film thickness range in the third column of Table 5 may be used.
  • FIG. 33 shows the duty of an electrode made of Al, Mo, Cu, Ni, Ag, Au, W, Ta or Pt and the normalized film thickness (H / ⁇ ) when fa is equal to the bulk wave sound velocity of 4060 m / sec. Shows the relationship.
  • Table 6 shows the conditions that the normalized film thickness (H / ⁇ ) of each electrode should satisfy when the duty is X. That is, fa is 4060 m / sec or less when the line thickness is greater than the line in FIG. 33 or the electrode film thickness range shown in Table 6 below, and therefore is not affected by bulk waves.
  • FIGS. 17 to 25 show the results in the case of LiNbO 3 of 10 ° Y-cut X propagation, that is, Euler angles (0 °, 100 °, 0 °).
  • ⁇ 70. range reflection coefficient and the electromechanical coupling coefficient of ⁇ 115 ° k 2 does not change much. Therefore, the Euler angle of LiNbO 3 may be in the range of (0 °, 70 ° to 115 °, 0 °).
  • the duty is less than 0.5, more preferably in the range of 0.15 to 0.49.
  • the bandwidth can be expanded by the bandwidth expansion inductance.
  • FIG. 28 is a circuit diagram showing a tunable filter according to the second embodiment of the present invention.
  • the second embodiment is an embodiment of the second invention of the present application.
  • the series arm resonators S1 and S2 are connected in series with each other in the series arm connecting the input terminal 602 and the output terminal 603.
  • a variable capacitor Css is connected to the input side of the series arm resonator S1, and another variable capacitor Css is connected to the output side of the series arm resonator S2.
  • a variable capacitor Csp is connected in parallel to the series arm resonator S1, and a variable capacitor Csp is also connected in parallel to the series arm resonator S2.
  • the parallel arm resonator P1 is provided on the parallel arm connecting the connection point between the series arm resonator S1 and the series arm resonator S2 and the ground potential.
  • a capacitor Cps is connected in series to the parallel arm resonator P1 on the ground side of the parallel arm resonator P1.
  • a capacitor Cpp is connected in parallel to the parallel arm resonator P1.
  • the tunable filter 601 according to the second embodiment is a tunable filter having a ladder circuit configuration including a series arm having series arm resonators S1 and S2 and a parallel arm having a parallel arm resonator P1.
  • the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the series arm resonators S1 and S2 are FrS and FaS, respectively.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the parallel arm resonator P1 are FrP and FaP, respectively.
  • FrS, FaS, FrP, and FaP are FrS ⁇ ⁇ (n ⁇ 1) FrP + FaP ⁇ / n, and FaP ⁇ ⁇ (n ⁇ 1) FaS + FrS ⁇ / n, and n Is an integer of 2 or more and 30 or less.
  • a ladder-type tunable filter is configured by connecting to a variable capacitor connected to at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator. Therefore, the frequency variable amount of the tunable filter can be increased. This will be described in detail below.
  • a ladder type filter has a circuit configuration shown in FIG. 29 (a) or (b). That is, in the ladder type filter 701 shown in FIG. 29A, the series arm resonator S1 is connected to the input terminal 702. The parallel arm resonator P1 closest to the input terminal 702 is provided on the parallel arm that connects the connection point between the series arm resonator S1 and the next series arm resonator S2 and the ground potential.
  • the parallel arm resonator P1 is connected to the input terminal 705.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating impedance characteristics of the series arm resonator and the parallel arm resonator. As shown by the solid line in FIG. 30, the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator and the resonance frequency FrS of the series arm resonator indicated by the broken line are the same. In this way, the insertion loss in the passband is reduced.
  • a tunable filter cannot be configured even if the capacitance is connected in series or in parallel to the series arm resonator or the parallel arm resonator, respectively. This will be described below.
  • a pass band is formed around the frequency at which the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator and the resonance frequency FrS of the series arm resonator coincide with each other.
  • the attenuation poles on both sides of the pass band are generated at the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator and the anti-resonance frequency FaS of the series arm resonator.
  • the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator increases. Accordingly, the frequency of the attenuation pole on the low frequency side of the pass band is increased, but the pass band is not changed.
  • the anti-resonance frequency FaS of the series arm resonator is lowered. Therefore, the frequency of the attenuation pole on the high frequency side of the pass band is lowered, but the pass band is not changed.
  • the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator decreases.
  • a filter characteristic that reduces insertion loss at each of the antiresonance frequency FaP of the parallel arm resonator and the resonance frequency FrS of the series arm resonator that is, a so-called bimodal characteristic is obtained. Accordingly, the filter characteristics are deteriorated. If the resonance frequency FrS of the series arm resonator can be lowered, the deterioration of the filter characteristics can be corrected. However, it is impossible to correct the deterioration of the filter characteristics by means of connecting a capacitance.
  • the resonance frequency FrS of the series arm resonator increases.
  • the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator and the resonance frequency FrS of the series arm resonator each have a filter characteristic with a small insertion loss, that is, a bimodal characteristic. Accordingly, the filter characteristics are deteriorated. If the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator can be increased, the deterioration of the filter characteristics can be corrected. However, it is impossible to correct the deterioration of the filter characteristics by means of connecting a capacitance.
  • the anti-resonance frequency FaP of the parallel arm resonator is decreased, and the capacitance is connected in series to the series arm resonator.
  • the resonance frequency FrS of the series arm resonator is increased.
  • a filter having a center frequency in the frequency band between FrS and FaP before connecting the capacitance can be obtained. Therefore, the filter characteristic does not become a bimodal characteristic. Therefore, a tunable filter that can vary the center frequency of the filter between FrS and FaP can be obtained by adjusting the value of the connected capacitance.
  • n 3, and FrS ⁇ (2FrP + FaP) / 3, FaP> FrS, and FaP ⁇ FaS are set. Since surface acoustic wave resonators having substantially the same ⁇ f, which is the difference between the antiresonance frequency and the resonance frequency, can be used as the series arm and the parallel arm resonator, the design is easy.
  • N may be selected according to the specification of the tunable filter.
  • a broadband resonator is prepared and the frequency of the series arm resonator is provided. It is necessary to devise how to combine the characteristics and the frequency of the parallel arm resonator. Specific examples will be described below.
  • FIG. 31 is a diagram showing impedance characteristics of the parallel arm resonator and the series arm resonator configured using the surface acoustic wave resonator having the embedded electrode described above.
  • the wavelength and the crossing width determined by the pitch of the IDT electrodes were adjusted, and the impedance characteristics of the parallel arm resonator and the series arm resonator were adjusted.
  • the resonance frequency FrP is 1629 MHz and the anti-resonance frequency FaP is 1903 MHz.
  • the resonance frequency FrS of the series arm resonator was set to 1720 MHz, which is 91 MHz higher than 1629 MHz.
  • the specific bandwidth of the series arm resonator was designed to be 17%, similar to the specific bandwidth of the parallel arm resonator.
  • the specific bandwidth of the resonator is a value obtained by dividing the difference between the antiresonance frequency and the resonance frequency by the resonance frequency.
  • the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonator P1 in the tunable filter 601 shown in FIG. 28 are configured using the parallel arm resonator and the series arm resonator having impedance characteristics shown in FIG.
  • the antiresonance frequency FaP of the series arm resonators S1 and S2 is set to 2010 MHz as is apparent from FIG.
  • FIG. 32 shows the filter characteristics of the tunable filter 601 when the capacitances of the variable capacitors Css and Csp and the capacitors Cps and Cpp are the following first to third combinations.
  • the result of the first combination is indicated by a broken line
  • the result of the second combination is indicated by a solid line
  • the result of the third combination is indicated by a one-dot chain line.
  • the passband can be changed greatly by adjusting the sizes of Css, Csp, Cps and Cpp. That is, the center frequency could be changed very greatly to about 9%.
  • the 3 dB bandwidth is 92 MHz.
  • the 3 dB bandwidth is the width of the frequency band having an insertion loss that is 3 dB larger than the minimum insertion loss in the passband. If the frequency at one end of this frequency range is F1, and the frequency at the other end is F2, the 3 dB bandwidth is the absolute value of the difference between the frequency F1 and the frequency F2.
  • the center frequency of the tunable filter 601 is represented by (F1 + F2) / 2.
  • the frequency variable amount can be set to 9% as described above.
  • FIG. 34 shows the filter characteristics of the ladder type tunable filter in the same manner as the tunable filter 601 with the difference between FrP and FrS being 45 MHz.
  • the 3 dB bandwidth is 46 MHz.
  • the frequency variable width is also increased to 11.5%.
  • the 3 dB bandwidth and the frequency variable amount when the difference between the resonance frequency FrS of the series arm resonator and the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator is variously determined in the same manner.
  • the results are shown in Table 7 below.
  • Table 7 As apparent from Table 7, by changing the difference between the resonance frequency FrS of the series arm resonator and the resonance frequency FrP of the parallel arm resonator, the 3 dB bandwidth of the tunable filter 601 is changed and the frequency variable amount is changed. Can be changed.
  • the center frequency of the tunable filter at this time is about 1820 MHz.
  • the frequency variable amount is the midpoint between the center frequencies of the difference between the center frequency in the first combination with the lowest center frequency and the center frequency in the third combination with the highest center frequency. It shall be the ratio (%) to the frequency.
  • FrS-FrP The ratio of the resonator to the specific bandwidth may be set as shown in Table 8 below.
  • the specific bandwidth of the series arm resonator and the specific bandwidth of the parallel arm resonator are preferably 13% or more. Thereby, as described above, the frequency variable amount can be further increased. More preferably, the specific bandwidth of the series arm resonator and the parallel arm resonator is 15% or more, whereby the frequency variable amount can be further increased. Note that an acoustic wave resonator having a specific bandwidth exceeding 60% is not generally used in a band-pass filter. Therefore, the specific bandwidth is preferably 13% or more and 60% or less.
  • t is a value obtained by normalizing a frequency-variable width (FaP ⁇ FrS) by (FaP + FrS) / 2, and a specific bandwidth y of the series arm resonator and the parallel arm resonator is a specific bandwidth. Is a value normalized at each resonance frequency.
  • the frequency variable width t is experimentally the maximum, t ⁇ 2 ⁇ (FaP ⁇ FrS) / (FaP + FrS) ⁇ 0.9 ⁇ 100 (%) It is. Accordingly, a suitable variable width is between 0.7 ⁇ t and 0.9 ⁇ t in consideration of the obtained filter characteristics. Therefore, the minimum 3 dB bandwidth is (FrS ⁇ FrP) ⁇ 0.9 or (FaS ⁇ FaP) ⁇ 0.9, whichever is smaller, and the maximum frequency variable width is 140 ⁇ (FaP ⁇ FrS) / (FaP + FrS). ) (%) To 180 ⁇ (FaP ⁇ FrS) / (FaP + FrS) (%).
  • the frequency variable width can be increased by combining the frequency characteristics of the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonator P1.
  • the frequency variable width can be increased by combining the frequency characteristics of the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonator P1 as described above.
  • a ladder-type filter may be configured by providing a series arm resonator circuit unit and a parallel arm resonator circuit unit, and the series arm resonator circuit unit and the parallel arm resonator circuit unit.
  • the frequency position where the spurious due to the Rayleigh wave is between the resonance frequency and the antiresonance frequency or higher than the antiresonance frequency.
  • the spurious due to the Rayleigh wave appears at a frequency position lower than the resonance frequency. Therefore, it is desirable to use a non-embedded surface acoustic wave resonator as a series arm resonator and an embedded electrode type surface acoustic wave resonator as a parallel arm resonator. As a result, a tunable filter that is less prone to spurious within the passband can be obtained.
  • the frequency characteristics of the series arm resonator and the parallel arm resonance are expressed as shown in the above formula (1).
  • the frequency variable width can be increased by combining the frequency characteristics of the children and expanding the bandwidth.
  • the ladder type tunable filter 61 of this embodiment has an input terminal 62, an output terminal 63, and a ground terminal 64 connected to the ground potential.
  • First and second bulk wave resonators 65 and 66 are inserted in series with each other in a series arm connecting the input terminal 62 and the output terminal 63.
  • a first variable capacitor CSs1 is connected between the input terminal 62 and the first bulk wave resonator 65.
  • a variable capacitor CSp1 is connected in parallel to the first bulk wave resonator 65.
  • a variable capacitor CSp2 is connected in parallel to the second bulk wave resonator 66.
  • a variable capacitor CSs ⁇ b> 2 is connected between the bulk wave resonator 66 and the output terminal 63.
  • a third bulk wave resonator 67 as a parallel arm resonator is connected to a parallel arm connecting the connection point N between the first and second bulk wave resonators 65 and 66 and the ground terminal 64.
  • a variable capacitor CPs is connected between the third bulk wave resonator 67 and the connection point N between the first and second bulk wave resonators 65 and 66.
  • a variable capacitor CPp is connected in parallel to the third bulk wave resonator 67.
  • the frequency position of the pass band can be adjusted by adjusting the capacitances of the variable capacitors CSs1, CSs2, CSp1, CSp2, CPs, and CPp.
  • FIG. 35 is a front sectional view of the first bulk wave resonator 65.
  • the bulk wave resonator 65 has a substrate 68 made of an appropriate insulating material such as Si or a semiconductor material.
  • the substrate 68 has a cavity including a through hole 68a.
  • a piezoelectric thin film 69 is laminated on the substrate 68.
  • the piezoelectric thin film 69 is provided so as to cover the through hole 68a.
  • the piezoelectric thin film 69 is made of KNbO 3 in this embodiment.
  • the piezoelectric thin film 69 may be a piezoelectric thin plate or may be formed of another piezoelectric material.
  • the second excitation electrode 70 ⁇ / b> A is formed on the lower surface of the piezoelectric thin film 69 in the portion covering the through hole 68 a of the piezoelectric thin film 69.
  • a first excitation electrode 71A is provided so as to face the second excitation electrode 70A via the piezoelectric thin film 69.
  • the first and second excitation electrodes 71A and 70A are made of Al.
  • the excitation electrodes 70A and 71A can be formed of an appropriate metal such as Cu, Ag, Au, Pt, Mo, Ni or an alloy mainly composed of these.
  • the portions where the first and second excitation electrodes 71A and 70A face each other constitute an excitation unit.
  • a cavity including a through hole 68a is positioned below. Accordingly, the vibration of the piezoelectric thin film 69 is not easily disturbed in the excitation unit.
  • the vibration modes of the bulk wave resonator include thickness shear vibration and thickness longitudinal vibration. What is necessary is just to adjust the dimension of an excitation electrode suitably according to the vibration mode to utilize.
  • thickness shear vibration in FIG. 35, when a voltage is applied between the excitation electrodes 70A and 71A formed on the piezoelectric thin film 69, the propagation direction of the bulk wave, that is, the thickness direction of the piezoelectric thin film and the displacement direction of the bulk wave. Is a vibration mode that is substantially vertical.
  • the propagation direction of the bulk wave that is, the thickness direction of the piezoelectric thin film and the displacement direction of the bulk wave are substantially parallel. There is a vibration mode.
  • the second and third bulk wave resonators 66 and 67 have the same structure.
  • the bulk wave resonator 65 shown in FIG. 37 is connected to the input terminal 62 and the connection point described above, but the first excitation electrode 71A is connected to the input terminal 62 via CSs1 and the second excitation electrode. 70A is connected to the connection point N described above.
  • FIG. 36 is a schematic plan view of the tunable filter.
  • a first excitation electrode 71A is shown on the substrate 68 in a portion where the bulk wave resonator 65 is configured. Since the second excitation electrode 70A is located on the lower surface of the piezoelectric thin film, it is indicated by a broken line. Similarly, in the portion where the second and third bulk wave resonators 66 and 67 are configured, the first excitation electrode 71 ⁇ / b> A is provided on the upper surface of the substrate 68.
  • each variable capacitor can be configured in the same manner as the first and second embodiments described above, that is, a conventionally known variable capacitor.
  • bulk wave resonators may be used as the series arm resonator and the parallel arm resonator.
  • FIG. 38 shows the impedance characteristics of the series arm resonator and the parallel arm resonator in the tunable filter 61. That is, the first and second bulk wave resonators 65 and 66 have impedance characteristics of series arm resonators indicated by broken lines in FIG. On the other hand, the third bulk wave resonator 67 has the impedance characteristic of the parallel arm resonator shown by a solid line in FIG.
  • FIG. 39 shows the attenuation frequency characteristics of the tunable filter 61 using the first to third bulk wave resonators 65 to 67.
  • FIG. 39 shows frequency characteristics when the capacitance of the variable capacitor described above is variously changed.
  • the capacitances of the variable capacitors CSs1 and CSs2 are equal, and this capacitance is S-Cs.
  • the capacitances of the variable capacitor CSp1 and the variable capacitor CSP2 are also equal, and the capacitance of these variable capacitors is S-Cp.
  • FIG. 39 shows frequency characteristics when the capacitance of the variable capacitor is the following three combinations.
  • the passband center frequency is about 1.67 GHz
  • the passband center frequency is about 1.79 GHz.
  • the frequency adjustable range can be expanded according to the present invention. I understand.
  • 40 (a) and 40 (b) are front sectional views showing modifications of the bulk wave resonator.
  • the substrate 68 is provided with a cavity including a through hole 68a.
  • a cavity may be formed by providing a recess 68b which is not a through hole on the upper surface of the substrate 68.
  • the first excitation electrode 71A on the upper surface of the piezoelectric thin film 69 is composed of divided excitation electrodes 71 and 72 opposed to each other with a gap therebetween, and the second excitation electrode 70A is The divided excitation electrodes 71 and 72 may be opposed to each other through the piezoelectric thin film 69.
  • the bulk wave resonators 81 and 82 shown in FIGS. 40A and 40B may be used in place of the bulk wave resonator 65 shown in FIG.
  • FIG. 41 shows impedance characteristics of a bulk wave resonator 65 using thickness shear vibration using LiNbO 3 with Euler angles (0 °, 95 °, ⁇ ) and LiNbO 3 with Euler angles (30 °, 90 ° ⁇ ).
  • the thickness of LiNbO 3 was 1.45 ⁇ m.
  • First and second excitation electrodes 71A and 70A were formed of Al films. The thickness of the first and second excitation electrodes 71A and 70A was 0.1 ⁇ m, and the planar shape was a circle with a radius of 50 ⁇ m.
  • FIG. 42 shows a bulk wave resonator 65 using a piezoelectric thin film made of LiNbO 3 with Euler angles (30 °, 0 °, ⁇ ), and an inductance in series with the bulk wave resonator using the thickness shear vibration mode. It is a figure which shows the magnitude
  • the bandwidth can be expanded by connecting the inductance for bandwidth expansion of the inductance values of 5 nH, 10 nH and 20 nH, compared to the case where the inductance, that is, the bandwidth expansion inductance is not connected. .
  • FIG. 43 shows a bulk wave resonator 65 using a piezoelectric thin film made of LiNbO 3 having the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ), and the Euler angles and the bandwidth ⁇ f in the resonator using the thickness shear vibration mode. It is a figure which shows the relationship with / fr.
  • the bandwidth can be made very wide as 20% or more, 25% or more, or 30% or more by selecting the Euler angle within a specific range as follows. Recognize.
  • FIG. 44 shows attenuation frequency characteristics and frequency variable widths when the tunable filter shown in FIG. 37 is configured in the same manner as FIG. 37 using the bulk wave resonator 65 using the thickness shear vibration mode.
  • FIG. Here, in the tunable filter of FIG. 37, a piezoelectric thin film made of LiNbO 3 with Euler angles (30 °, 90 °, ⁇ ) is used as a resonator, and the thickness-shear vibration mode is used.
  • the tunable filter 61 is configured in the same manner as in FIG. FIG. 44 shows frequency characteristics when the capacitance of the variable capacitor is variously changed, as in FIG. FIG. 44 shows frequency characteristics when the capacitance of the variable capacitor is the following three combinations.
  • a thickness longitudinal resonator using a thickness longitudinal vibration mode may be used as the bulk wave resonator 65.
  • FIG. 45 shows a case where the bulk wave resonator 65 is configured using a piezoelectric thin film made of LiNbO 3 with Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ), and the bandwidth ⁇ f / fr and Euler angles are calculated when the thickness longitudinal vibration mode is used. It is a figure which shows the relationship.
  • the Euler angles of LiNbO 3 are (0 ⁇ 5 °, 107 ° to 137 °, ⁇ ), (10 ⁇ 5 °, 112 ° to 133 °, ⁇ ), (50 ⁇ 5 °, 47 ° to 69 °, ⁇ ) or (60 ⁇ 5 °, 43 ° to 73 °, ⁇ ) It can be seen that the bandwidth can be 10% or more.
  • tunable filter 11 piezoelectric substrate 11a ... upper surface 11b ... groove 12 ... IDT electrodes 12a, 12b ... comb electrodes 13 and 14 ... reflectors 15 ... SiO 2 film 22 ... input terminal 23 ... output terminal 41 ... tunable filter DESCRIPTION OF SYMBOLS 51 ... Tunable filter 61 ... Tunable filter 62 ... Input terminal 63 ... Output terminal 64 ... Ground terminal 65-67 ... 1st-3rd bulk wave resonator 68 ... Board
  • 2nd excitation electrode 71A ... 1st excitation electrode 71, 72 ... Divided excitation electrode 81, 82 ... Bulk wave resonator 200 ... Piezoelectric substrate 201-203 ... Terminal 201A ... Terminal 202A ... Terminal 205 ... Packages 206 to 209 ... Electrodes 211 to 214 ... Bonding wires 221 ... Bandwidth expansion Inductance 221A ... inductance for bandwidth expansion 301 ... second tunable filter 302 ... inductance 303 ... variable capacitor 304 ... tunable filter 601 ... tunable filter 602 ... input terminal 603 ... output terminal 701 ... ladder type filter 702 ... input Terminal 704 ... Ladder type filter 705 ...
  • Input terminal C1 to C4 ... Capacitor CP1, CP2 ... Capacitor L1 ... Inductance P1 ... Parallel arm resonator S1, S2 ... Series arm resonator S11, S12 ... Series arm resonator circuit section

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Abstract

　通過帯域幅を拡大したり、周波数可変量を大きくしたりすることができるチューナブルフィルタを提供する。　入力端子２２と出力端子２３とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位との間を結ぶ並列腕との少なくとも一方に共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２が設けられており、共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２に直列に第１の可変コンデンサＣ２，Ｃ３が接続されており、共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２に並列に第２の可変コンデンサＣＰ１，ＣＰ２が接続されており、共振子回路部が、ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなる圧電基板１１と、圧電基板１１上に形成された電極１２とを有する弾性波共振子と、該弾性波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスＬｘ，Ｌｘとを備える、チューナブルフィルタ１。

Description

チューナブルフィルタ
　本発明は、通信システムにおける帯域フィルタとして用いられるチューナブルフィルタに関し、より詳細には、弾性波共振子を用いて構成されているチューナブルフィルタに関する。
　通信システムに用いられる帯域フィルタにおいて、通過帯域を調整し得ることが求められることがある。このような要求を満たす帯域フィルタ、すなわちチューナブルフィルタが種々提案されている。
　例えば下記の特許文献１には、複数の弾性表面波共振子と可変コンデンサとを用いたチューナブルフィルタが開示されている。図４６は、特許文献１に記載のチューナブルフィルタの回路図である。
　チューナブルフィルタ１１０１では、入力端１１０２と出力端１１０３との間を結ぶ直列腕に、複数の直列腕共振子１１０４，１１０５が互いに直列に接続されている。また、直列腕とグラウンド電位との間の複数の並列腕において、それぞれ、並列腕共振子１１０６，１１０７が接続されている。直列腕共振子１１０４，１１０５及び並列腕共振子１１０６，１１０７は、弾性表面波共振子により形成されている。
　上記直列腕共振子１１０４，１１０５及び並列腕共振子１１０６，１１０７を有するラダー型フィルタ回路が構成されている。さらに、通過帯域を調整することを可能とするために、可変コンデンサ１１０８～１１１５が接続されている。すなわち、直列腕共振子１１０４に並列に、可変コンデンサ１１０８が接続されており、該直列腕共振子１１０４及び可変コンデンサ１１０８に直列に可変コンデンサ１１１０が接続されている。同様に、直列腕共振子１１０５にも、並列に可変コンデンサ１１０９が接続されており、直列に可変コンデンサ１１１１が接続されている。
　並列腕においても、並列腕共振子１１０６に並列に可変コンデンサ１１１２が接続されており、並列腕共振子１１０６及び可変コンデンサ１１１２に直列に可変コンデンサ１１１４が接続されている。同様に、並列腕共振子１１０７に並列に可変コンデンサ１１１３が接続されており、直列に可変コンデンサ１１１５が接続されている。
特開２００５－２１７８５２号公報
　チューナブルフィルタ１１０１においては、直列腕の回路部分における共振周波数ＦｒＳは、可変コンデンサ１１１０，１１１１の容量、すなわち直列容量が小さくなるほど高めることができる。また、並列容量、すなわち可変コンデンサ１１０８，１１０９による静電容量が大きくなるほど直列腕における反共振周波数ＦａＳを低めることができる。
　同様に、並列腕の回路部分の共振周波数ＦｒＰ及び反共振周波数ＦａＰについても、並列に接続される可変コンデンサ１１１２，１１１３及び直列に接続される可変コンデンサ１１１４，１１１５の容量を変化させることにより、変化させることができる。そのため、チューナブルフィルタ１１０１全体の中心周波数を、上記可変コンデンサ１１０８～１１１５の容量を変化させることにより変化させることができる。
　しかしながら、特許文献１に記載のチューナブルフィルタ１１０１では、直列腕共振子１１０４，１１０５や並列腕共振子１１０６，１１０７に用いられている弾性表面波共振子の電気機械結合係数が小さいこと、並びに周波数温度係数ＴＣＦの絶対値が大きいという問題があった。また、並列腕共振子及び直列腕共振子の周波数特性の具体的な組み合わせなどは記載されていない。
　本発明は、上述した従来技術の現状に鑑み、弾性波共振子と可変コンデンサとを接続した回路構成を備えるチューナブルフィルタを改良するものである。
　本発明の目的は、通過帯域幅を拡大したり、通過帯域幅を可変し得るチューナブルフィルタを提供することにある。
　本願の第１の発明に係るチューナブルフィルタは、入力端子と出力端子とを接続する直列腕及び該直列腕とグラウンド電位との間の並列腕の少なくとも一方に設けられた共振子回路部と、前記共振子回路部に直列に接続された第１の可変コンデンサと、前記共振子回路部に並列に接続された第２の可変コンデンサとを備え、前記共振子回路部が、ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなる圧電基板と、前記圧電基板上に形成された電極とを有する弾性波共振子と、前記弾性波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスとを備える。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのある特定の局面では、前記共振子回路部が、直列腕に設けられた複数の直列腕共振子回路部であり、複数の前記直列腕共振子回路部間の接続点とグラウンド電位との間に接続された結合素子と、入力端子とグラウンド電位間及び出力端子とグラウンド電位間に接続された整合素子とをさらに備える。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタの別の特定の局面では、前記共振子回路部として、直列腕と並列腕の両方にそれぞれ設けられた直列腕共振子回路部と並列腕共振子回路部とを有し、前記直列腕共振子回路部と前記並列腕共振子回路部とによりラダー型フィルタが構成されている。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、共振子回路部が、複数の並列共振子からなり、前記複数の並列共振子に前記帯域幅拡大用インダクタンスが接続されている。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記圧電基板の上面に凹部が形成されており、圧電基板上に形成された電極がＩＤＴ電極であり、前記弾性波共振子が弾性表面波共振子であって、前記ＩＤＴ電極が前記凹部に充填された金属からなる。この場合には、弾性表面波共振子の電気機械結合係数を高めることができる。従って、帯域幅を広げることができ、かつチューナブルフィルタの可変周波数範囲を広げることができる。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記弾性表面波共振子が、前記圧電基板の上面を覆うように設けられたＳｉＯ２膜をさらに備える。この場合には、弾性表面波共振子の周波数温度係数ＴＣＦの絶対値を小さくすることができる。従って、チューナブルフィルタの温度特性を改善することができる。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、入力端子と出力端子との間に接続されているコンデンサをさらに備えている。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記整合素子及び前記結合素子のチューナブルフィルタの通過帯域におけるインピーダンスが２０～１０５Ωである。一般に、マッチングインピーダンスは５０Ωまたは７５Ωが用いられる。挿入損失的にそれに近い値のインピーダンスにすることが望ましく、±３０Ωの２０～１０５Ωが好ましい。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記帯域幅拡大用インダクタンスがスパイラル状もしくはミアンダ状の導体パターン及びボンディングワイヤのうちのいずれか１つである。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記帯域幅拡大用インダクタンスがスパイラル状もしくはミアンダ状の導体パターンであり、パッケージをさらに備え、前記スパイラル状またはミアンダ状の導体パターンが前記圧電基板上または前記パッケージに形成されている。この場合には、帯域幅拡大用インダクタンスを圧電基板上またはパッケージに形成された導体パターンにより形成することができるので、チューナブルフィルタの小型化を図ることができる。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタでは、直列腕に設けられた直列腕共振子と、並列腕に設けられた並列腕共振子と、直列腕共振子及び並列腕共振子の少なくとも一方に接続された可変コンデンサとを備えるラダー型回路構成のチューナブルフィルタにおいて、前記直列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＳ、ＦａＳ、前記並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＰ、ＦａＰとしたときに、ＦｒＳ≦｛（ｎ－１）ＦｒＰ＋ＦａＰ｝／ｎかつＦａＰ≦｛（ｎ－１）ＦａＳ＋ＦｒＳ｝／ｎであり、ｎが２以上、３０以下の整数である。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのある特定の局面では、ＦｒＳ≦（ＦｒＰ＋ＦａＰ）／２、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳである。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、ＦｒＳ≦（２ＦｒＰ＋ＦａＰ）／３、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳである。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、チューナブルフィルタの周波数可変幅を（ＦａＰ＋ＦｒＳ）／２で規格化してなる値をｔ、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅をそれぞれの共振周波数で規格化した値をｙとしたときに、Δｆｒ＝ＦｒＳ－ＦｒＰのＦｒＰに対する比であるΔｆｒ／ＦｒＰを比帯域幅ｙで規格化した値が、以下の式（１）で示す値以下とされている。
　｛（２－ｔ／０．９）×（１＋ｙ）－（２＋ｔ／０．９）｝／｛（２＋ｔ／０．９）×ｙ｝×１００（％）　　　・・・（１）
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと、前記並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰの差の直列腕共振子の比帯域に対する割合の最大値が下記の表１に示す範囲とされている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと、前記並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰの差の直列腕共振子の比帯域に対する割合の最大値が下記の表２に示す範囲とされている。この範囲とされたとき可変幅の大きいチューナブルフィルタが構成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、最小の３ｄＢ帯域幅が、（ＦｒＳ－ＦｒＰ）×０．９あるいは（ＦａＳ－ＦａＰ）×０．９のいずれか小さいほうで、最大周波数可変幅が１４０×（ＦａＳ－ＦａＰ）／（ＦａＳ＋ＦａＰ）（％）から１８０×（ＦａＳ－ＦａＰ）／（ＦａＳ＋ＦａＰ）（％）の範囲とされている。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、直列腕共振子の比帯域幅及び並列腕共振子の比帯域幅がいずれも１３％以上、６０％以下である。この場合には、周波数可変量をより一層大きくすることができる。より好ましくは、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅は、いずれも１５％以上である。その場合には、周波数可変量をより一層大きくすることができる。
　第１，第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、ＬｉＮｂＯ３のオイラー角が（０°，７０°～１１５°，０°）であり、デューティ比をＸとしたときに、電極規格化膜厚が下記の表３に示す範囲である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　なお、本明細書及び添付の図面においては、ＬｉＮｂＯ３を、場合によってはＬＮと略すこととする。またＬｉＴａＯ３を場合によってはＬＴと略すこととする。
　また、第２の発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記直列腕共振子及び並列腕共振子が、バルク波共振子からなり、該バルク波共振子が、上面に開いたキャビティを有する基板と、前記基板のキャビティを覆うように基板上に設けられた圧電薄膜あるいは圧電薄板と、前記圧電薄膜の下面であって前記キャビティに臨む部分に設けられた第１の励振電極と、前記圧電薄膜の上面に設けられており、かつ前記第１の励振電極と圧電薄膜を介して対向するように配置されている第２の励振電極とを有する。このように、第２の発明においては、上記直列腕共振子及び並列腕共振子は、バルク波共振子により構成されてもよい。
　上記第１の励振電極及び第２の励振電極の一方は２分割されていてもよく、他方が２分割された励振電極と圧電薄膜を介して対向している共通励振電極であってもよい。
　また、上記バルク波共振子としては、厚みすべり振動共振子を用いてもよく、厚み縦振動共振子を用いてもよい。
　本願の第３の発明に係るチューナブルフィルタでは、入力端子と出力端子とを接続する直列腕および該直列腕とグラウンド電位との間の並列腕の少なくとも一方に設けられた共振子回路部と、前記共振子回路部に直列に接続された第１の可変コンデンサと、前記共振子回路部に並列に接続された第２の可変コンデンサとを備え、前記共振子回路部が、バルク波共振子と、該バルク波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスとを備え、前記バルク波共振子が、上面に開いたキャビティを有する基板と、前記基板のキャビティを覆うように基板上に設けられた圧電薄膜あるいは圧電薄板と、前記圧電薄膜の下面であって前記キャビティに臨む部分に設けられた第１の励振電極と、前記圧電薄膜の上面に設けられており、かつ前記第１の励振電極と圧電薄膜を介して対向するように配置されている第２の励振電極とを有する、チューナブルフィルタが提供される。ここでも、バルク波共振子としては、厚みすべり振動共振子を用いてもよく、厚み縦振動共振子を用いてもよい。
　第３の発明に係るチューナブルフィルタでは、上記バルク波共振子が厚みすべり振動共振子であってもよい。この場合、好ましくは、厚みすべり振動共振子がＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜あるいは圧電薄板を用いており、そのオイラー角が以下の表４の範囲である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　第３の発明に係るチューナブルフィルタでは、上記バルク波共振子が厚み縦振動共振子であってもよい。この場合、好ましくは、厚み縦振動共振子がＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜あるいは圧電薄板を用いており、そのオイラー角が（０±５°、１０７°～１３７°、ψ）、（１０±５°、１１２°～１３３°、ψ）、（５０±５°、４７°～６９°、ψ）または（６０±５°、４３°～７３°、ψ）の範囲内である。
　第１の発明に係るチューナブルフィルタでは、共振子回路部が、ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなる圧電基板を有する弾性波共振子と、弾性波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスとを備えるため、通過帯域幅を拡大することができる。
　第２の発明に係るチューナブルフィルタでは、ＦｒＳ≦（ＦｒＰ＋ＦａＰ）／２、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳを満たすので、通過帯域の周波数、例えば通過帯域の中心周波数の可変量を大きくすることができる。よって、周波数可変範囲の広いチューナブルフィルタを提供することが可能となる。
図１（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路構成を示す図であり、（ｂ）は、実施形態で用いられる弾性表面波共振子を示す模式的平面図であり、（ｃ）は、（ｂ）中のＩ－Ｉ線に沿う部分の正面断面図である。（ｄ）は、（ｃ）中のＳｉＯ２膜が存在しない構造の正面断面図である。 図２は、第１の実験例で測定された弾性表面波共振子の周波数特性を示す図であり、実線がＳｉＯ２膜が形成されている弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示し、破線がＳｉＯ２膜が形成されていない弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図３（ａ）は、ＬＮ基板上にＩＤＴ電極が形成されており、かつＳｉＯ２膜がさらに積層されている弾性表面波共振子を示す正面断面図である。（ｂ）は、（ａ）中のＳｉＯ２膜が存在しない構造の正面断面図である。 図４は、第２の実験例において、３６°ＹＸ－ＬｉＴａＯ３における弾性表面波共振子のＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λを変化させた場合の反射係数の変化を示す図である。 図５は、第２の実験例において、３６°ＹＸ－ＬｉＴａＯ３における弾性表面波共振子のＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λを変化させた場合の電気機械結合係数ｋ２の変化を示す図である。 図６は、第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路において、可変コンデンサＣ２と可変コンデンサＣ３との容量を等しくし、可変コンデンサＣＰ１と可変コンデンサＣＰ２との容量を等しくし、可変コンデンサＣ２の容量を０．７ｐＦ、１ｐＦまたは２ｐＦとした場合のチューナブルフィルタのフィルタ特性の変化を示す図である。 図７は、図６で用いたチューナブルフィルタの回路図である。 図８は、ＬｉＮｂＯ３基板上の溝に金属を充填してなる埋め込み電極型の弾性表面波共振子及びＬｉＮｂＯ３基板上に電極が形成されている比較のための弾性表面波共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図９は、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２として埋め込み電極型の弾性表面波共振子を用いた場合の比較例のチューナブルフィルタの周波数特性を示す図である。 図１０は、本発明の第１の実施形態に係るチューナブルフィルタを説明するための略図的平面断面図であり、ここでは、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の圧電基板上における実際のレイアウトと、圧電基板がパッケージに収納されている状態が示されている。 図１１は、第１の実施形態で測定された弾性表面波共振子の周波数特性を示す図であり、実線がボンディングワイヤが接続されていない弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示し、破線がボンディングワイヤが接続されている弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。 図１２（ａ）は、本発明の第１の実施形態の他の変形例において、パッケージに形成されたミアンダ状の導体パターンからなる帯域幅拡大用インダクタンスを説明するための模式的平面図であり、（ｂ）は、圧電基板上に形成されたスパイラル状またはミアンダ状の導体パターンからなる帯域幅拡大用インダクタンスを説明するための模式的平面図である。 図１３（ａ）は第１の実施形態の変形例に係るチューナブルフィルタの回路構成を示す図であり、（ｂ）はコンデンサＣＦの容量を変化させた場合の周波数特性を示す図である。 図１４は、図１３（ａ）に示したチューナブルフィルタにおいてコンデンサＣＦを接続せず、コンデンサＣ２，Ｃ３の容量を０．７ｐＦ、１ｐＦまたは２ｐＦとし、コンデンサＣＰ１，ＣＰ２の静電容量を０または２ｐＦとした場合の周波数特性を示す図である。 図１５（ａ）は本発明の変形例に係るチューナブルフィルタに接続される第２のチューナブルフィルタの回路図であり、（ｂ）は（ａ）の可変コンデンサの静電容量を変化させた場合の周波数特性の変化を示す図である。 図１６（ａ）は図１４（ａ）に示したチューナブルフィルタに図１５（ａ）に示した第２のチューナブルフィルタを縦続接続してなる変形例のチューナブルフィルタを示す回路図であり、（ｂ）は本変形例のチューナブルフィルタの周波数特性を示す図である。 図１７は、Ａｌからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図１８は、Ｍｏからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図１９は、Ｃｕからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２０は、Ｎｉからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２１は、Ａｇからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２２は、Ａｕからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２３は、Ｗからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２４は、Ｔａからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２５は、Ｐｔからなり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極が、１０°ＹカットＸ伝搬のＬＮ基板上に形成されている弾性表面波共振子における弾性表面波の音速と、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λとの関係を示す図である。 図２６は、Ｃｕからなり、厚みが０．０５λであり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極がＬｉＮｂＯ３基板上に形成されている弾性表面波共振子のＬＮ基板のオイラー角（０°，θ，０°）のθと、反射係数との関係を示す図である。 図２７は、Ｃｕからなり、厚みが０．０５λであり、デューティが０．５であるＩＤＴ電極がＬｉＮｂＯ３基板上に形成されている弾性表面波共振子のＬＮ基板のオイラー角（０°，θ，０°）のθと、電気機械結合係数ｋ２との関係を示す図である。 図２８は、本発明の第２の実施形態のチューナブルフィルタの回路図である。 図２９は、ラダー型フィルタの回路構成例を示す図であり、（ａ）は入力端子側に直列腕共振子が配置されているラダー型フィルタの回路図であり、（ｂ）は入力端子側に並列腕共振子が配置されているラダー型フィルタを示す回路図である。 図３０は、従来のラダー型フィルタにおける並列腕共振子の共振特性と、直列腕共振子の共振特性との関係を示す図である。 図３１は、本発明の一実施形態のチューナブルフィルタにおける並列腕共振子の共振特性と、直列腕共振子の共振特性との関係を示す図である。 図３２は、本発明の第２の実施形態のラダー型チューナブルフィルタのフィルタ特性を示し、周波数を変化させ得ることを示す図である。 図３３は、Ａｌ，Ｍｏ，Ｃｕ，Ｎｉ，Ａｇ，Ａｕ，Ｗ，ＴａまたはＰｔからなる電極においてデューティが変わったときのｆａがバルク横波音速に一致する電極膜厚を示す図である。 図３４は、ＦｒＰとＦａＳの差が４５ＭＨｚとして構成された第２の実施形態のラダー型チューナブルフィルタの特性である。 図３５は、本発明の第２の実施形態の変形例における、ラダー型チューナブルフィルタに用いられているバルク波共振子を説明するための正面断面図である。 図３６は、本発明の第２の実施形態の変形例におけるラダー型チューナブルフィルタの模式的平面図である。 図３７は、本発明の第２の実施形態の変形例におけるラダー型チューナブルフィルタの回路図である。 図３８は、第２の実施形態の変形例におけるラダー型チューナブルフィルタにおける直列腕共振子及び並列腕共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図３９は、第２の実施形態の変形例におけるラダー型チューナブルフィルタの減衰量周波数特性と、調整可能範囲を示す図である。 図４０（ａ）及び（ｂ）は、本発明で用いられるバルク波共振子の変形例を示す各正面断面図である。 図４１は、本発明の第２の実施形態の他の変形例に係るラダー型チューナブルフィルタに用いられている厚みすべりバルク波共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図４２は、本発明の第２の実施形態の他の変形例に係るラダー型チューナブルフィルタにおいて、ＬｉＮｂＯ３からなる厚みすべり振動共振子であるバルク波共振子にコイルを接続した場合の帯域の変化を示すインピーダンス－周波数特性図である。 図４３は、本発明の第２の実施形態の他の変形例に係るラダー型チューナブルフィルタに用いられているオイラー角（φ，θ，ψ）のＬｉＮｂＯ３を用いた厚みすべり振動共振子であるバルク波共振子におけるオイラー角のφおよびθと、帯域幅との関係を示す図である。 図４４は、本発明の第２の実施形態の他の変形例に係るラダー型チューナブルフィルタであって、（３０°，９０°，ψ）のオイラー角のＬｉＮｂＯ３からなる厚みすべり振動共振子であるバルク波共振子を用いた場合の減衰量周波数特性を示す図である。 図４５は、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電材料を用いた厚み縦共振子であるバルク波共振子のオイラー角のθ及びφと帯域幅との関係を示す図である。 図４６は、従来のチューナブルフィルタを説明するための回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　（第１の実施形態）
　図１（ａ）は、本発明の第１の実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図であり、（ｂ）は、該チューナブルフィルタに用いられる弾性表面波共振子の模式的平面図であり、（ｃ）は、（ｂ）中のＩ－Ｉ線に沿う部分の正面断面図である。（ｄ）は、（ｃ）中のＳｉＯ２膜が存在しない構造の正面断面図である。
　図１（ａ）のチューナブルフィルタ１では、入力端子２２と出力端子２３とを結ぶ直列腕において、直列腕共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２が互いに直列に接続されている。直列腕共振子回路部Ｓ１１では、直列腕共振子Ｓ１の両側に、直列腕共振子Ｓ１に直列にインダクタンスＬｘ，Ｌｘが接続されている。同様に、直列腕共振子回路部Ｓ１２では、直列腕共振子Ｓ２の両側に、直列腕共振子Ｓ２に直列にインダクタンスＬｘ，Ｌｘが接続されている。直列腕共振子回路部Ｓ１１の入力側において、直列腕共振子回路部Ｓ１１に直列に可変コンデンサＣ２が接続されている。また、直列腕共振子回路部Ｓ１１の入力側においては、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ第１の並列腕に、コンデンサＣ１が設けられている。
　直列腕共振子回路部Ｓ１１及びＳ１２間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第２の並列腕に、インダクタンスＬ１が設けられている。直列腕共振子回路部Ｓ１２の出力側においては、可変コンデンサＣ３が直列腕共振子回路部Ｓ１２に接続されている。出力端子２３とグラウンド電位との間を結ぶ第３の並列腕にコンデンサＣ４が設けられている。
　コンデンサＣ１及びＣ４は、チューナブルフィルタと前後の回路とのインピーダンスマッチングを図るための整合素子である。
　インダクタンスＬ１は直列腕共振子回路部Ｓ１１及びＳ１２間のインピーダンスマッチングを図るための結合素子である。
　本実施形態では整合素子がコンデンサ、結合素子がインダクタンスで構成されているが、結合素子はコンデンサで構成されていてもよい。
　さらに、直列腕共振子回路部Ｓ１１に並列に可変コンデンサＣＰ１が接続されている。直列腕共振子回路部Ｓ１２に並列に可変コンデンサＣＰ２が接続されている。
　すなわち、直列腕共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２に直列に接続されている可変コンデンサＣ２，Ｃ３が本発明における第１の可変コンデンサである。また、直列腕共振子回路部Ｓ１１及びＳ１２にそれぞれ並列に接続されている可変コンデンサＣＰ１，ＣＰ２が、本発明における第２の可変コンデンサである。本実施形態では、全ての直列腕共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２に、それぞれ、第１の可変コンデンサＣ２，Ｃ３及び第２の可変コンデンサＣＰ１，ＣＰ２がそれぞれ接続されている。
　本発明においては、少なくとも１つの直列腕共振子回路部に第１の可変コンデンサ及び第２の可変コンデンサが接続されておればよい。また、本実施形態では、上記直列腕共振子回路部Ｓ１１，Ｓ１２が設けられていたが、並列腕に同様の共振子回路部が設けられていてもよい。すなわち、並列腕共振子と直列に帯域幅拡大用インダクタンスが接続されている共振子回路部が並列腕に設けられていてもよい。また、直列腕に設けずに、並列腕にのみ上記共振子回路部を構成してもよい。また、並列腕に設けられた複数の共振子に共通に帯域幅拡大用インダクタンスが接続されていてもよい。このように接続することで、帯域幅拡大用インダクタンスの個数を減らすことができる。ここで、並列腕とは、上記直列腕とグラウンド電位とを接続する回路部を有し、図１では、並列腕に上記コンデンサＣ１やコンデンサＣ４が設けられていたが、このコンデンサＣ１やＣ４が設けられている構成と同様にして並列腕を構成し、該並列腕に上記共振子回路部を設ければよい。
　本実施形態では、上記直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２は、弾性表面波共振子からなる。この弾性表面波共振子の構造を、直列腕共振子Ｓ１を代表して説明する。図１（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すように、直列腕共振子Ｓ１を構成している弾性表面波共振子は、圧電基板１１を有する。圧電基板１１は、本実施形態では、オイラー角で（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板が圧電基板１１として用いられている。
　圧電基板１１の上面１１ａには、凹部として複数本の溝１１ｂが形成されている。この溝１１ｂ内に電極材料を充填することにより、ＩＤＴ電極１２が形成されている。図１（ｂ）に示すように、本実施形態では、ＩＤＴ電極１２の弾性表面波伝搬方向両側に、反射器１３，１４が形成されている。従って、１ポート型弾性表面波共振子が構成されている。
　反射器１３，１４もまた、圧電基板１１の上面１１ａ上に設けられた凹部、すなわち複数本の溝に電極材料を充填することにより形成されている。
　図１（ｃ）、（ｄ）に示すように、上記ＩＤＴ電極１２の上面すなわち電極指部分の上面は、圧電基板１１の上面１１ａと面一とされている。
　従って、上記ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４を形成した後に、圧電基板１１の上面１１ａは平坦とされている。図１（ｃ）の構造では、この圧電基板１１の上面１１ａを覆うようにＳｉＯ２膜１５が形成されている。図１（ｄ）の構造では、ＳｉＯ２膜を形成しない。
　以下、図１（ｃ）や（ｄ）に示す弾性表面波共振子を、埋め込み電極型の弾性表面波共振子とする。
　本実施形態のチューナブルフィルタ１では、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が上記埋め込み電極型の弾性表面波共振子からなるため、弾性表面波共振子の電気機械結合係数ｋ２を高めることができ、それによって、比帯域幅を広げることが可能となる。加えて、ＳｉＯ２膜が成膜されているため、周波数温度係数ＴＣＦの絶対値を小さくし、温度変化による特性の変化を小さくすることが可能となる。これを、以下の第１の実験例及び第２の実験例により説明する。
　（第１の実験例）
　図２の実線は、１５°ＹカットＸ伝搬のＬｉＮｂＯ３基板、すなわちオイラー角で（０°，１０５°，０°）のＬｉＮｂＯ３基板を用い、電極材料としてＡｌを用い、弾性表面波共振子の波長をλとしたときに、ＩＤＴ電極１２の膜厚を０．１７λとし、ＳｉＯ２膜の膜厚を０．２２λとしたときの弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す図である。比較のために、ＳｉＯ２膜が形成されていないことを除いては、同様に形成された図１（ｄ）に示す弾性表面波共振子のインピーダンス－周波数特性及び位相特性を図２に破線で示す。
　図２から明らかなように、反共振点におけるインピーダンスの共振周波数におけるインピーダンスに対する比である山谷比は、ＳｉＯ２膜を形成しなかった場合には、５７．５ｄＢであったのに対し、ＳｉＯ２膜を形成した構造では、６０．２ｄＢと大きくすることが可能であった。さらに、周波数温度係数ＴＣＦについては、ＳｉＯ２膜を有しない場合には－１２０ｐｐｍ／℃であったが、ＳｉＯ２膜の形成により、－１０～－３０ｐｐｍ／℃とその絶対値を小さくすることが可能であった。
　従って、ＳｉＯ２膜の形成により電気機械結合係数ｋ２は多少小さくなるが、山谷比を大きくすることができることがわかる。加えて、温度特性を改善することができることがわかる。
　（第２の実験例）
　オイラー角が（０°，１２６°，０°）のＬｉＴａＯ３基板を圧電基板として用い、電極材料としてＡｕを用い、圧電基板を覆うようにＳｉＯ２膜を成膜し、種々の構造の弾性表面波共振子を作製した。弾性表面波共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、ＳｉＯ２膜の厚みｈを波長λで規格化してなる規格化厚みｈ／λは０．３とした。用意した弾性表面波共振子としては、以下の第１～第５の弾性表面波共振子Ａ～Ｅを用意した。
　第１の弾性表面波共振子Ａ：図３（ａ）に示すように、圧電基板１１の上面にＩＤＴ電極１２を形成し、ＳｉＯ２膜１５をさらに形成した構造。ＳｉＯ２膜の上面には、電極が下方に位置している部分に下地の電極の厚みに相当する高さの凸部が形成されている。
　第２の弾性表面波共振子Ｂ：ＳｉＯ２膜の上面の凸部が存在しないことを除いては第１の弾性表面波共振子Ａと同様。ＳｉＯ２膜の上面は平坦化されている。
　第３の弾性表面波共振子Ｃ：圧電基板の上面に設けられた溝に電極材料を充填することによりＩＤＴ電極及び反射器が形成されている構造。電極の上面と圧電基板の上面が面一とされている。ＳｉＯ２膜の上面には、電極が下方に存在する部分において、電極の厚みとほぼ等しい高さの凸部が形成されている構造。
　第４の弾性表面波共振子Ｄ：ＳｉＯ２膜の上面に凸部が形成されておらず、ＳｉＯ２膜の上面が平坦とされていることを除いては、第３の弾性表面波共振子Ｃと同一の構造。
　第５の弾性表面波共振子Ｅ：基板上に電極のみが形成されＳｉＯ２が形成されていない構造。
　図４に、上記第１～第５の弾性表面波共振子Ａ～Ｅにおいて、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚が０．３のときの、Ａｕ電極の規格化膜厚Ｈ／λを変化させた場合の反射係数の変化を示す。また、図５は、上記第１～第４の弾性表面波共振子において、電極の規格化膜厚Ｈ／λを変化させた場合の電気機械結合係数ｋ２の変化を示す図である。周知のように、ＳｉＯ２膜の周波数温度係数ＴＣＦは正の値を有し、ＬｉＴａＯ３基板の周波数温度係数ＴＣＦは負の値を有する。従って、いずれの場合においても、ＳｉＯ２膜の成膜により、周波数温度係数ＴＣＦの絶対値を小さくすることができ、温度特性を改善することが可能である。
　もっとも、図４及び図５から明らかなように、ＳｉＯ２膜を形成した場合、第１の弾性表面波共振子Ａ、第２の弾性表面波共振子Ｂ及び第３の弾性表面波共振子Ｃでは、電気機械結合係数ｋ２が小さくなり、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λが増加するにつれて電気機械結合係数ｋ２が小さくなることがわかる。
　これに対して、第４及び第５のタイプの弾性表面波共振子Ｄ及びＥでは、ＩＤＴ電極の規格化膜厚を特定の範囲とすることにより、電気機械結合係数ｋ２を高め得ることがわかる。ＳｉＯ２膜の上面が平坦である第４のタイプの弾性表面波共振子Ｄでは、ＩＤＴ電極の規格化膜厚を０．０１～０．０９とすることにより電気機械結合係数ｋ２を効果的に高め得ることがわかる。第５のタイプの弾性表面波共振子ＥではＩＤＴ電極の規格化膜厚０．０１～０．０４で大きな電気機械結合係数ｋ２が得られることがわかる。
　また、図４から明らかなように、第１～第４のいずれのタイプの弾性表面波共振子Ａ～Ｅにおいても、ＩＤＴ電極の膜厚が厚くなるにつれて、反射係数が高くなることがわかる。
　第３～第４の弾性表面波共振子Ｃ～Ｄの結果を比較すれば、上面に凸部が設けられている第３の弾性表面波共振子Ｃにおいて、第４の弾性表面波共振子Ｄよりも、ＩＤＴ電極の規格化膜厚が同じであれば、反射係数を高め得ることがわかる。従って、反射係数を高めるには、ＳｉＯ２膜の上面に凸部を形成することが望ましいことがわかる。
　もっとも、反射係数は用途によりある程度（たとえば０．０２）以上あればよいのでＩＤＴ電極の膜厚のばらつきによる反射係数のばらつきを低めたり、広い帯域の共振子を構成する上では、ＳｉＯ２膜の上面が平坦化された第４のタイプの弾性表面波共振子ＤあるいはＥが望ましいことがわかる。
　上記のように、本実験例によれば、オイラー角（０°，１２６°，０°）のＬｉＴａＯ３の圧電基板の上面に設けられた溝にＡｕを埋め込み、ＩＤＴ電極を形成し、ＳｉＯ２膜を形成した構造においては、ＳｉＯ２膜の表面が平坦である場合には、ＩＤＴ電極の規格化膜厚を０．０１～０．０９とすることにより、電気機械結合係数を効果的に高め得ることがわかる。従って、比帯域幅を広げ得ることがわかる。よって、チューナブルフィルタの直列腕共振子や並列腕共振子に用いた場合、より一層効果的にチューナブルフィルタの周波数特性を調整し得ることがわかる。またＡｕ以外の電極でも同じような結果が得られている。
　（チューナブルフィルタ１の周波数特性）
　後述の図８の実線で示した弾性表面波共振子を用いた上記チューナブルフィルタ１の周波数特性を図６に示す。ここでは、可変コンデンサＣ２と可変コンデンサＣ３との容量を等しくし、可変コンデンサＣＰ１と可変コンデンサＣＰ２との容量を等しくした構造において、静電容量を図６に示すように変化させた場合の周波数特性を図６に示す。なお、帯域幅拡大用インダクタンスＬｘのインダクタンス値は４．５ｎＨとした。
　図６から明らかなように、可変コンデンサＣ２及びＣＰ１の容量の大きさを、Ｃ２＝０．７ｐＦ及びＣＰ１＝０（ＣＰ１を接続しない）、Ｃ２＝１ｐＦかつＣＰ１＝０並びに、Ｃ２＝２ｐＦかつＣＰ１＝４ｐＦと変化させた場合、中心周波数を１７９０ＭＨｚ、１６８０ＭＨｚ及び１４６０ＭＨｚと２０％変化させることができる。従って、周波数可変量を極めて大きくすることができる。
　次に、図１（ａ）における帯域幅拡大用インダクタンスＬｘを接続しなかったこと並びに以下に述べる第３のコンデンサＣｆを接続したことを除いては、上記実施形態と同様にして構成された、すなわち図７に示す比較例のチューナブルフィルタ４１を作製した。なお、第３のコンデンサＣｆを接続しない場合にも、第３のコンデンサＣｆを接続した場合と同様の結果が得られている。従って、比較例のチューナブルフィルタ４１は第３のコンデンサＣｆを有するが、上記実施形態との対比に用いることができるものである。
　この比較例のチューナブルフィルタ４１では、通過帯域幅を変化させずかつ通過帯域よりも高域側における減衰量を劣化させることなく、中心周波数を変化させることができる。図８及び図９を参照してこれを説明する。図８の実線は、ＬｉＮｂＯ３基板上の溝に金属を充填した弾性表面波共振子の一例のインピーダンス－周波数特性を示し、破線は、ＬｉＮｂＯ３基板上に電極が形成されている比較のための弾性表面波共振子のインピーダンス特性を示す。
　上記比較例のチューナブルフィルタ４１において、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２として上記埋め込み電極型の弾性表面波共振子を用いた場合の周波数特性を図９に示す。ここでも、可変コンデンサＣ２と可変コンデンサＣ３との容量を等しくし、可変コンデンサＣＰ１と可変コンデンサＣＰ２との容量を等しくした。
　図９から明らかなように、Ｃ２＝０．５ｐＦ及びＣＰ１＝０（ＣＰ１を接続しない）、Ｃ２＝０．７５ｐＦかつＣＰ１＝１ｐＦ並びに、Ｃ２＝１．０ｐＦかつＣＰ１＝３ｐＦと変化させた場合、中心周波数を１８５８ＭＨｚ、１７９８ＭＨｚ及び１７３３ＭＨｚと周波数を７％しか変化させることができない。
　また、図６と図９の比較から明らかなように、本実施形態のチューナブルフィルタ１は帯域幅拡大用インダクタンスＬｘを備えているので、比較例のチューナブルフィルタ４１よりも広帯域化を図り得る。
　なお、コンデンサＣ１、Ｃ４の静電容量が２．５ｐＦである場合のインピーダンス値は１８００ＭＨｚにおいて３５Ωとなり、外部からのインピーダンス５０Ωとほぼ整合するので、挿入損失を小さくすることができる。また、上記インダクタンスＬ１（インダクタンス値４．５ｎＨ）の１８００ＭＨｚ付近におけるインピーダンスは４５Ωである。
　なお、図７の回路から第３のコンデンサＣｆを省略しても、第３のコンデンサＣｆを有する場合と同様の結果が得られる。
　前述のように、図８は、ＬＮ基板に埋め込まれた電極を有する弾性表面波共振子のインピーダンス－周波数特性と、ＬＮ基板上に電極が形成されている従来型の弾性表面波共振子のインピーダンス－周波数特性との比較を示す図である。埋め込み電極型の弾性表面波共振子と、埋め込み電極型ではない弾性表面波共振子とのいずれにおいても規格化膜厚Ｈ／λが０．１のＣｕのＩＤＴ電極及び反射器が形成されている。
　図８から明らかなように、埋め込み電極型ではない弾性表面波共振子では比帯域幅１３％である。従って、埋め込み電極型の弾性表面波共振子の比帯域幅１７％に比べて埋め込み電極型ではない弾性表面波共振子では比帯域幅が狭くなっていることがわかる。このような比帯域幅の小さい埋め込み電極型ではない弾性表面波共振子であっても、帯域幅拡大用インダクタンスにより共振点をシフトすれば比帯域幅を拡大することができる。従って、チューナブルフィルタにおいて大きな周波数可変量を得ることができる。なお、ここで比帯域幅とは、共振周波数と反共振周波数の差の絶対値を共振周波数で除算して得られた値である。
　（帯域幅拡大用インダクタンスＬｘの構成例）
　本実施形態のチューナブルフィルタ１では、弾性表面波共振子をパッケージと電気的に接続するボンディングワイヤにより帯域幅拡大用インダクタンスＬｘが構成されている。この場合には、帯域幅拡大用インダクタンスＬｘを構成するための余分な部品を必要としないので、小型化を図ることができる。このようなボンディングワイヤにより帯域幅拡大用インダクタンスＬｘを構成した具体的な構造の例を、図１０及び図１１を参照して説明する。
　図１０は、第１の実施形態に係るチューナブルフィルタを説明するための略図的平面断面図である。ここでは、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の圧電基板２００上における実際のレイアウトと、該圧電基板２００がパッケージに収納されている状態とが示されている。
　より具体的には、１５°ＹカットＬｉＮｂＯ３基板からなる圧電基板２００が用いられている。圧電基板２００上において、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が構成されている。
　直列腕共振子Ｓ１は、ＩＤＴ電極１２を有する１ポート型弾性表面波共振子である。ＩＤＴ電極１２は、くし歯電極１２ａ，１２ｂを有する。ＩＤＴ電極１２の弾性表面波伝搬方向両側に反射器１３，１４が形成されている。ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４は、圧電基板２００の上面に形成された溝に電極材料を埋め込むことにより設けられている。電極材料としては、Ｃｕ電極が用いられている。ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４の電極指の規格化膜厚は０．０７、デューティは０．６とされている。
　直列腕共振子Ｓ２も直列腕共振子Ｓ１と同様に構成されている。
　また、圧電基板２００上には、電極膜からなる端子２０１，２０２，２０３が形成されている。端子２０１がＩＤＴ電極１２のくし歯電極１２ｂに接続されている。端子２０２，２０３は、くし歯電極１２ａに電気的に接続されている。
　直列腕共振子Ｓ２においても、ＩＤＴ電極の一端が端子２０１Ａに接続されている。ＩＤＴ電極の他端が端子２０２Ａ及び２０３Ａに接続されている。端子２０１～２０３及び２０１Ａ～２０３Ａは、ＩＤＴ電極を構成する材料と同じ電極材料で形成されている。
　上記圧電基板２００がパッケージ２０５内に収納されている。パッケージ２０５側には、電極２０６～２０９が形成されている。端子２０１がボンディングワイヤ２１１により電極２０６に接続されている。同様に、端子２０２がボンディングワイヤ２１２により電極２０７に接続されている。また、端子２０１Ａがボンディングワイヤ２１３により電極２０８に接続されており、端子２０２Ａがボンディングワイヤ２１４により電極２０９に接続されている。いま、ボンディングワイヤ２１１，２１２による影響を説明するために、直列腕共振子Ｓ１を代表して説明する。
　図１１の実線は、ボンディングワイヤ２１１，２１２が接続される前の直列腕共振子Ｓ１すなわち弾性表面波共振子のインピーダンス特性及び位相特性を示す。なお、実際には、個々の圧電基板２００に分割する前のマザーのウエハにおいて、端子２０１にシグナル電位側のプローブを接触させ、端子２０２にグラウンド電位側のプローブの先端を接触させて測定を行った。
　また、図１１の破線は、上記パッケージ２０５に圧電基板２００を搭載し、ボンディングワイヤ２１１，２１２により端子２０１，２０２を電極２０６，２０７に接続した後の電極２０６，２０７間のインピーダンス特性及び位相特性を示す。この場合には、マザーのウエハを分割し、圧電基板２００を得た後、ボンディングワイヤ２１１，２１２による接続を行った後に測定を行った。
　図１１の破線から明らかなように、電極２０６，２０７の間のインピーダンス特性ではボンディングワイヤのインダクタンスにより共振点が低周波数側へシフトされており、従って、反共振周波数と共振周波数の差である帯域幅が拡大していることがわかる。すなわち、ボンディングワイヤが帯域幅拡大用インダクタンスとして機能している。
　（帯域幅拡大用インダクタンスの変形例）
　上記第１の実施形態では、ボンディングワイヤからなる帯域幅拡大用インダクタンスを用いたが、図１２（ａ）に示すようにパッケージ２０５に形成されたミアンダ状の導体パターンからなる帯域幅拡大用インダクタンス２２１を用いてもよい。
　また、図１２（ｂ）に示すように、パッケージ２０５ではなく、圧電基板２００上に形成されたスパイラル状の導体パターンからなる帯域幅拡大用インダクタンス２２１Ａを用いてもよい。
　図１２（ａ），（ｂ）に示したように、帯域幅拡大用インダクタンスはスパイラル状またはミアンダ状の導体パターンであってもよい。
　図１２（ａ），（ｂ）では圧電基板の電極形成面が上方に向いた、いわゆるフェイスアップタイプの弾性表面波共振子素子チップが示されていた。本発明では、弾性表面波共振子阻止チップのＩＤＴ電極形成面がパッケージの実装電極面に対向されているフェイスダウンタイプの弾性表面波共振子素子チップを用いてもよい。
　フェイスダウンタイプの弾性表面波共振子の帯域幅拡大用インダクタンスＬｘとしては図１２（ａ），（ｂ）に示したようなスパイラル状またはミアンダ状の導体パターンが用いられる。
　（第１の実施形態の変形例）
　以下、図１３～１６を参照しつつ、第１の実施形態のチューナブルフィルタにおける変形例を説明する。
　上記のように、第１の実施形態では、図７に示した比較例のチューナブルフィルタ４１で用いられていた第３のコンデンサＣｆは接続されていない。この場合、第３のコンデンサＣｆを接続した場合と同様に、通過帯域幅を拡大することができ、かつ周波数可変量を大きくすることができる。しかしながら、図６に示した第１の実施形態の周波数特性では、通過帯域高域側におけるフィルタ特性の急峻性は高くすることはできるが、低域側における急峻性はあまり高くなっていない。
　一方、デュプレクサの相対的に高周波数側の帯域通過フィルタにおいては、低域側におけるフィルタ特性の急峻性の高いことが要求される。そこで、低域側におけるフィルタ特性の急峻性を高めることのできるチューナブルフィルタの回路を検討した。
　すなわち、図１の回路に第３のコンデンサＣｆを追加し、図１３（ａ）に示すチューナブルフィルタ５１を設計した。このチューナブルフィルタ５１において、第３のコンデンサＣｆの容量を、０ｐＦ、１ｐＦ、２ｐＦ、５ｐＦまたは１０ｐＦと変化させた場合の周波数特性を図１３（ｂ）に示す。図１３（ｂ）から明らかなように、低域側におけるフィルタ特性の急峻性を高くすることができることがわかる。
　また、チューナブルフィルタ５１では図１３（ｂ）に示したように、減衰極の高域側での跳ね返りが大きく、２４００ＭＨｚ近傍の減衰量が悪化する。コンデンサＣ２，Ｃ３の静電容量を等しくし、コンデンサＣ２の容量を０．７ｐＦ、１ｐＦまたは２ｐＦとし、かつ、コンデンサＣＰ１，ＣＰ２の静電容量を等しくし、コンデンサＣＰ１の容量を０または２ｐＦとした場合のチューナブルフィルタ５１の周波数特性を図１４に示す。図１４から明らかなように、コンデンサＣ２，Ｃ３、ＣＰ１及びＣＰ２の容量値を変化させたとしても、２４００ＭＨｚ近傍の減衰量が悪化することに変わりはないことがわかる。
　そこで、チューナブルフィルタ５１に、図１５（ａ）に示す回路の第２のチューナブルフィルタ３０１を縦続接続することにより、帯域外減衰量の改善を検討した。この第２のチューナブルフィルタ３０１では、インダクタンス３０２と、可変コンデンサ３０３とが直列に接続されている。
　第２のチューナブルフィルタ３０１において、インダクタンス３０２のインダクタンス値を６０ｎＨに固定し、可変コンデンサ３０３の静電容量を、０．１３ｐＦ、０．１５ｐＦ及び０．１９ｐＦと変化させた場合の周波数特性の変化を図１５（ｂ）に示す。図１５（ｂ）から明らかなように、可変コンデンサの静電容量を上記のように変化させることにより、中心周波数を１８００ＭＨｚ、１７００ＭＨｚ及び１５３０ＭＨｚと周波数を変化させ得ることがわかる。従って、可変コンデンサ３０３の静電容量を調整することにより第２のチューナブルフィルタ３０１の中心周波数をチューナブルフィルタ５１の中心周波数にほぼ一致させることができる。中心周波数がチューナブルフィルタ５１の中心周波数にほぼ一致されるように構成された第２のチューナブルフィルタ３０１を、図１６（ａ）に示すようにチューナブルフィルタ５１に縦続接続し、チューナブルフィルタ３０４を作製した。該チューナブルフィルタ３０４の周波数特性を図１６（ｂ）に示す。
　図１４と図１６（ｂ）との比較から明らかなように、第２のチューナブルフィルタ３０１をチューナブルフィルタ１に縦続接続した場合、通過帯域から高域側に離れた位置である２４００ＭＨｚ近傍の減衰量を大きくし得ることがわかる。
　上述した各実験例では、弾性表面波共振子に帯域幅拡大用インダクタンスが接続された直列腕共振子回路部に可変コンデンサが接続されているチューナブルフィルタにつき説明したが、可変コンデンサの構造については特に限定されない。機械的あるいは電気的に静電容量を変化させ得る適宜の可変コンデンサを用いることができる。
　また、第１の実施形態では、埋め込み電極型の弾性表面波共振子を用いたが、図３（ｂ）に示したように、圧電基板の上面にＩＤＴ電極が形成されている弾性表面波共振子を用いてもよい。図１７～２５は、１０°ＹカットＸ伝搬すなわちオイラー角で（０°，１００°，０°）のＬｉＮｂＯ３の上面にＡｌ，Ｍｏ，Ｃｕ，Ｎｉ，Ａｇ，Ａｕ，Ｗ，ＴａまたはＰｔからなり、デューティが０．５のＩＤＴ電極を形成した図１３の構造の弾性表面波共振子の特性を示す図である。図１７～図２５では、ＩＤＴ電極の規格化膜厚Ｈ／λと、電極開放時のストップバンドの上端及び下端、並びに電極短絡時のストップバンドの上端及び下端における各弾性表面波の音速との関係が示されている。図１７～図２５において、共振周波数に相当する音速をｆｒ、反共振周波数に相当する音速をｆａの記号を付して示す。
　図３（ｂ）は、（ａ）中のＳｉＯ２膜が存在しない構造である。
　図１７に示すように、電極がＡｌからなる場合、ｆｒ及びｆａの双方が遅いバルク横波の音速である４０６０ｍ／秒より速くあるいは遅くなるＡｌ電極の規格化膜厚範囲は０．００１～０．０３及び０．１１５以上である。また、図１８に示すように、Ｍｏからなる電極の場合には、Ｍｏからなる電極の規格化膜厚範囲は、０．００１～０．００８及び０．０４５以上であればよい。他の電極金属の場合も含めてまとめると下記の表５に示す通りとなる。
　すなわち、表５の第１欄に示されている金属からなる電極の場合、第２欄または第３欄に示す規格化膜厚範囲となるようにＩＤＴ電極の膜厚を設定すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000009
　共振周波数と反共振周波数とに相当する音速ｆｒとｆａとの間に、遅いバルク横波音速が位置しないようにするためには、表５の第２欄の規格化膜厚範囲とすればよい。さらに漏洩成分の影響をなくすためには表５の第３欄の規格化膜厚範囲を用いればよい。
　図３３にｆａがバルク波音速４０６０ｍ／秒に一致するときのＡｌ，Ｍｏ，Ｃｕ，Ｎｉ，Ａｇ，Ａｕ，Ｗ，ＴａまたはＰｔからなる電極のデューティと電極の規格化膜厚（Ｈ／λ）との関係を示す。またこのデューティをＸとしたときの各電極の規格化膜厚（Ｈ／λ）が満たすべき条件を表６に示す。すなわち図３３の線以上あるいは下記の表６に示す電極膜厚範囲のときｆａが４０６０ｍ／秒以下になり、従って、バルク波の影響を受けない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000010
　図２６及び図２７に、ＬＮ基板を用い、ＣｕからなるＩＤＴ電極の規格化膜厚が０．０５であり、デューティが０．５である場合の弾性表面波共振子のオイラー角（０°，θ，０°）のθと、反射係数及び電気機械結合係数ｋ２との関係を示す。図１７～２５では、１０°ＹカットＸ伝搬すなわちオイラー角で（０°，１００°，０°）のＬｉＮｂＯ３の場合の結果を示したが、図２６及び図２７からわかるようにθ＝７０～１１５°の範囲で反射係数や電気機械結合係数ｋ２はあまり変化しない。よって、ＬｉＮｂＯ３のオイラー角は（０°，７０°～１１５°，０°）の範囲であればよい。
　デューティ０．５を中心に示したが、高周波になると耐電力性に優れていることが求められる。従って、耐電力性を高めることができるので、デューティは０．５未満、より好ましくは、０．１５～０．４９の範囲とするのが有利である。
　この場合においても、帯域幅拡大用インダクタンスにより帯域幅を広げることができる。
　（第２の実施形態）
　図２８は、本発明の第２の実施形態のチューナブルフィルタを示す回路図である。第２の実施形態は、本願の第２の発明の実施形態である。第２の実施形態のチューナブルフィルタ６０１では、入力端子６０２と出力端子６０３とを結ぶ直列腕において、直列腕共振子Ｓ１及びＳ２が互いに直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１の入力側には、可変コンデンサＣｓｓが接続されており、直列腕共振子Ｓ２の出力側には、他の可変コンデンサＣｓｓが接続されている。また、直列腕共振子Ｓ１に並列に可変コンデンサＣｓｐが接続されており、直列腕共振子Ｓ２にも並列に可変コンデンサＣｓｐが接続されている。
　直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に並列腕共振子Ｐ１が設けられている。並列腕共振子Ｐ１のグラウンド側には、並列腕共振子Ｐ１に直列にコンデンサＣｐｓが接続されている。また、並列腕共振子Ｐ１に並列にコンデンサＣｐｐが接続されている。第２の実施形態のチューナブルフィルタ６０１では、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２を有する直列腕と、並列腕共振子Ｐ１を有する並列腕とを備えるラダー型回路構成のチューナブルフィルタである。
　ラダー型回路構成のチューナブルフィルタ６０１において、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の共振周波数及び反共振周波数をそれぞれＦｒＳ及びＦａＳとする。また、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数及び反共振周波数をそれぞれＦｒＰ及びＦａＰとする。この場合、第２の発明では、ＦｒＳ、ＦａＳ、ＦｒＰ及びＦａＰが、ＦｒＳ≦｛（ｎ－１）ＦｒＰ＋ＦａＰ｝／ｎであり、かつＦａＰ≦｛（ｎ－１）ＦａＳ＋ＦｒＳ｝／ｎであり、ｎが２以上、３０以下の整数であるように構成されている。直列腕共振子及び並列腕共振子の少なくとも一方に接続された可変コンデンサと接続してラダー型のチューナブルフィルタが構成されている。そのため、チューナブルフィルタの周波数可変量を大きくすることができる。これを以下において詳細に説明する。
　一般に、ラダー型フィルタは、図２９（ａ）または（ｂ）に示す回路構成を有する。すなわち、図２９（ａ）に示すラダー型フィルタ７０１では、入力端子７０２に直列腕共振子Ｓ１が接続されている。また、入力端子７０２に最も近い並列腕共振子Ｐ１は、直列腕共振子Ｓ１と、次の直列腕共振子Ｓ２との間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に設けられている。
　他方、図２９（ｂ）に示すラダー型フィルタ７０４では、入力端子７０５に、並列腕共振子Ｐ１が接続されている。
　上記ラダー型フィルタ７０１及び７０４のいずれにおいても、直列腕共振子の周波数特性及び並列腕共振子の周波数特性は以下のようにして設定されている。図３０は、直列腕共振子及び並列腕共振子のインピーダンス特性を示す図である。図３０の実線で示すように、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰと、破線で示す直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳとが一致されている。このようにして、通過帯域内の挿入損失の低減が図られている。
　しかしながら、このような構成では、直列腕共振子や並列腕共振子に、それぞれ静電容量を直列または並列に接続したとしても、チューナブルフィルタを構成することはできない。以下で説明する。
　上記のように、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰと、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳとが一致された周波数を中心にして通過帯域が形成される。通過帯域両側の減衰極は、並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰと、直列腕共振子の反共振周波数ＦａＳとに発生する。
　並列腕共振子に静電容量を直列に接続すると、並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰが上昇する。従って、通過帯域の低周波数側の減衰極の周波数は高くなるが、通過帯域は変化しない。
　また、直列腕共振子に静電容量を並列に接続すると、直列腕共振子の反共振周波数ＦａＳが低下する。従って、通過帯域の高周波数側の減衰極の周波数が低くなるが、通過帯域は変化しない。
　一方、並列腕共振子に静電容量を並列に接続すると、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰが低下する。その結果、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰと直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳそれぞれで挿入損失が小さくなるフィルタ特性、いわゆる双峰特性となる。従って、フィルタ特性が劣化する。直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳを低くすることができれば上記フィルタ特性の劣化を是正できるが、静電容量を接続する手段では上記フィルタ特性の劣化を是正することは不可能である。
　また、直列腕共振子に静電容量を直列に接続すると、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳが上昇する。そして、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰと直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳそれぞれで挿入損失が小さいフィルタ特性、すなわち双峰特性となる。従って、フィルタ特性が劣化する。並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰを高くすることができれば上記フィルタ特性の劣化を是正できるが、静電容量を接続する手段では上記フィルタ特性の劣化を是正することは不可能である。
　本実施形態でｎ＝２の場合には、ＦｒＳ≦（ＦｒＰ＋ＦａＰ）／２、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳを満たすように設定されることが好ましい。
　この場合、並列腕共振子に静電容量を並列に接続されているので、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰが低下し、直列腕共振子に静電容量が直列に接続されているので、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳが上昇されている。また、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰと直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳとを一致させることにより、静電容量を接続する前のＦｒＳとＦａＰとの間の周波数帯域に中心周波数を持つフィルタ特性を得ることができる。従って、フィルタ特性が双峰特性とはならない。よって、接続される静電容量の値を調整することにより、ＦｒＳとＦａＰの間でフィルタの中心周波数を可変できるチューナブルフィルタが得られる。
　この状態で並列腕共振子に静電容量を直列に接続すると、並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰが上昇する。よって、通過帯域の低周波数側の減衰極が通過帯域に近づき、従って、チューナブルフィルタの通過帯域低域側の急峻性を良くすることができる。直列腕共振子に静電容量を並列に接続すると、直列腕共振子の反共振周波数ＦａＳが低くなる。よって、通過帯域の高周波数側の減衰極が通過帯域に近づき、従って、チューナブルフィルタの通過帯域高域側の急峻性を良くすることができる。
　ｎ＝２の場合には、反共振周波数と共振周波数の差であるΔｆが略同じ弾性表面波共振子を直列腕及び並列腕共振子として用いることができるので、設計が容易である。
　より好ましくは、ｎ＝３であり、ＦｒＳ≦（２ＦｒＰ＋ＦａＰ）／３、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳを満たすように設定される。反共振周波数と共振周波数の差であるΔｆが略同じ弾性表面波共振子を直列腕及び並列腕共振子として用いることができるので、設計が容易である。
　一般的に示すと、前述のように、ＦｒＳ≦｛（ｎ－１）ＦｒＰ＋ＦａＰ｝／ｎであり、かつＦａＰ≦｛（ｎ－１）ＦａＳ＋ＦｒＳ｝／ｎであり、ｎが２以上、３０以下の整数である。
　上記の説明から明らかなように、並列腕共振子に静電容量を直列に接続しないで、かつ直列腕共振子に静電容量を並列に接続しない場合に、通過帯域両側の減衰極が最も通過帯域から遠ざかり、かつ最も広い３ｄＢ帯域幅が得られる。このときの３ｄＢ帯域幅は｜ＦｒＰ－ＦｒＳ｜である。従って、ｎが大きくなるほど実現できる３ｄＢ帯域幅が狭くなる。チューナブルフィルタの仕様によってｎを選択すればよい。
　以上のように、周波数可変範囲を大きくすることができ、かつ通過帯域の幅を広くすることができるチューナブルフィルタを実現するには、広帯域の共振子を用意し、かつ直列腕共振子の周波数特性と、並列腕共振子の周波数との組み合わせ方を工夫しなければならない。以下において具体例を説明する。
　図３１は、前述した埋め込み型電極を有する弾性表面波共振子を用いて構成された並列腕共振子及び直列腕共振子のインピーダンス特性を示す図である。ここでは、ＩＤＴ電極のピッチで定まる波長と交差幅とを調整し、並列腕共振子及び直列腕共振子のインピーダンス特性を調整した。
　図３１から明らかなように、実線で示す並列腕共振子のインピーダンス特性では、共振周波数ＦｒＰは１６２９ＭＨｚであり、反共振周波数ＦａＰは、１９０３ＭＨｚである。これに対して、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳを、１６２９ＭＨｚよりも９１ＭＨｚ高い１７２０ＭＨｚとした。そして、直列腕共振子の比帯域幅を並列腕共振子の比帯域幅と同様に１７％となるように設計した。なお、共振子の比帯域幅とは、反共振周波数と共振周波数との差を共振周波数で除算した値である。
　図３１に示すインピーダンス特性を有する並列腕共振子及び直列腕共振子を用いて、図２８に示したチューナブルフィルタ６０１における直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１を構成した。この場合、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の反共振周波数ＦａＰは、図３１から明らかなように、２０１０ＭＨｚとした。
　図３２は、可変コンデンサＣｓｓ，Ｃｓｐ、コンデンサＣｐｓ，Ｃｐｐの静電容量を以下の第１～第３の組み合わせとした場合のチューナブルフィルタ６０１のフィルタ特性を示す。
　第１の組み合わせ：Ｃｓｓ＝０ｐＦ、Ｃｓｐ＝２ｐＦ、Ｃｐｐ＝８ｐＦ、Ｃｐｓ＝１７ｐＦ
　第２の組み合わせ：Ｃｓｓ＝１．５ｐＦ、Ｃｓｐ＝０．５ｐＦ、Ｃｐｓ＝７ｐＦ、Ｃｐｐ＝２．３ｐＦ
　第３の組み合わせ：Ｃｓｓ＝０．５ｐＦ、Ｃｓｐ＝０ｐＦ、Ｃｐｓ＝２．３ｐＦ、Ｃｐｐ＝０ｐＦ
　図３２では、第１の組み合わせの結果を破線で、第２の組み合わせの結果を実線で、第３の組み合わせの結果を一点鎖線で示す。
　図３２から明らかなように、Ｃｓｓ、Ｃｓｐ、Ｃｐｓ及びＣｐｐの大きさを調節することにより、通過帯域を大きく変化させ得ることがわかる。すなわち、中心周波数を約９％と非常に大きく変化させることができた。また、第１～第３の組み合わせのいずれの場合においても、３ｄＢ帯域幅は９２ＭＨｚである。
　３ｄＢ帯域幅とは、通過帯域内における最小挿入損失より３ｄＢ大きい挿入損失を有する周波数域の幅である。この周波数域の一端の周波数をＦ１、他端の周波数をＦ２とすると、３ｄＢ帯域幅は、周波数Ｆ１と周波数Ｆ２との差の絶対値である。チューナブルフィルタ６０１の中心周波数とは、（Ｆ１＋Ｆ２）／２で表わされる。
　ここでは、３ｄＢ帯域幅が９２ＭＨｚの場合、上記のように、周波数可変量を９％とすることが可能であった。
　また図３４は、ＦｒＰとＦｒＳとの差を４５ＭＨｚにして上記チューナブルフィルタ６０１と同様にしてラダー型チューナブルフィルタのフィルタ特性を示す。ここでは３ｄＢ帯域幅が４６ＭＨｚとされている。また、周波数可変幅も１１．５％と大きくされている。
　そこで、本実施形態において、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰとの差を種々変化させた場合の、３ｄＢ帯域幅と周波数可変量とを同様にして求めた。結果を下記の表７に示す。表７から明らかなように、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰとの差を変化させることにより、チューナブルフィルタ６０１の３ｄＢ帯域幅を変化させるとともに、周波数可変量を変化させることができる。このときのチューナブルフィルタの中心周波数は約１８２０ＭＨｚである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000011
　なお、周波数可変量とは、最も中心周波数が低い第１の組み合わせの場合の中心周波数と、最も中心周波数が高い第３の組み合わせの場合の中心周波数との差の両中心周波数間の中点の周波数に対する割合（％）をいうものとする。
　表２から明らかなように、直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと、並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰとの差を変更することにより、３ｄＢ帯域幅及び周波数可変量を大きく変化させ得ることがわかる。なお、直列腕共振子の反共振周波数ＦａＳと、並列腕共振子の反共振周波数ＦａＰの差は、ＦｒＳとＦｒＰの差と略同等とした。
　上記のように、例えば直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅が１７％である場合、チューナブルフィルタの周波数可変範囲を６．２％以上とするには、ＦｒＳとＦｒＰの共振周波数差を１３７ＭＨｚ以下とすればよいことがわかる。すなわち、共振周波数差Δｆｒ＝ＦｒＳ－ＦｒＰを、並列腕共振子及び直列腕共振子の比帯域幅である１７％＝２７４ＭＨｚの１／２である１３７ＭＨｚ以下とすればよいことがわかる。また、このときのΔｆｒはチューナブルフィルタの３ｄＢ帯域幅にほぼ近い値となる。
　また、言い方を換えると、周波数可変幅６．８％以上を実現するには、弾性表面波共振子の比帯域幅が１３～２５％の場合、下記の表８に示すように、ＦｒＳ－ＦｒＰの共振子の比帯域幅に対する割合を下記の表８に示すように設定すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000012
　また、周波数可変幅を９％以上とした場合には、下記の表９に示すように、ＦｒＳ－ＦｒＰの共振子の比帯域幅に対する割合を表９に示す値以下とすればよいことがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000013
　従って、直列腕共振子の比帯域幅及び並列腕共振子の比帯域幅は、好ましくは、１３％以上である。それによって、上記のように、周波数可変量をより一層大きくすることができる。より好ましくは、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅は、１５％以上であり、それによって周波数可変量をより一層大きくすることができる。なお、比帯域幅６０％を超える弾性波共振子は帯域通過フィルタでは一般に用いられていない。よって、比帯域幅は、好ましくは、１３％以上、６０％以下である。
　上記表７～表９の値を式で表わすと、以下の通りとなる。すなわち、実現したいチューナブルフィルタの周波数可変幅をｔ、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅をｙとする。
　ｔは、周波数が変動可能な幅（ＦａＰ－ＦｒＳ）を（ＦａＰ＋ＦｒＳ）／２で規格化してなる値であり、また、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅ｙは、比帯域幅をそれぞれの共振周波数で規格化した値とする。このとき、Δｆｒ＝ＦｒＳ－ＦｒＰのＦｒＰに対する比であるΔｆｒ／ＦｒＰを比帯域幅ｙで規格化した値が、以下の式（１）で示す値以下とすればよいことがわかる。すなわち、
　｛（２－ｔ／０．９）×（１＋ｙ）－（２＋ｔ／０．９）｝／｛（２＋ｔ／０．９）×ｙ｝×１００（％）　　　・・・（１）
　なお、周波数可変幅ｔは、実験的に最大で、
　ｔ≒２×（ＦａＰ－ＦｒＳ）／（ＦａＰ＋ＦｒＳ）×０．９×１００（％）
である。従って、適した可変幅は、得られるフィルタ特性を考慮すると、０．７×ｔ～０．９×ｔの間である。よって、最小の３ｄＢ帯域幅は、（ＦｒＳ－ＦｒＰ）×０．９あるいは（ＦａＳ－ＦａＰ）×０．９のいずれか小さいほうで、最大周波数可変幅は１４０×（ＦａＰ－ＦｒＳ）／（ＦａＰ＋ＦｒＳ）（％）から１８０×（ＦａＰ－ＦｒＳ）／（ＦａＰ＋ＦｒＳ）（％）、が得られる。
　上記のように、チューナブルフィルタ６０１において、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１の周波数特性を組み合わせることにより、周波数可変幅を大きくし得ることがわかる。
　埋め込み型電極を有する弾性表面波共振子を用いて構成された直列腕及び並列腕の共振子を用いたラダー型のチューナブルフィルタについて説明したが、ＬＮ基板上にＩＤＴ電極が形成されている弾性表面波共振子を用いて構成された直列腕及び並列腕の共振子を用いてもよい。この場合も上記のように、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１の周波数特性を組み合わせることにより、周波数可変幅を大きくし得る。
　ラダー型のチューナブルフィルタでは、直列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＳ、ＦａＳ、並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＰ、ＦａＰとしたときに｜ＦｒＳ－ＦａＳ｜と｜ＦｒＰ－ＦａＰ｜とが大きいほど、チューナブルフィルタの通過帯域の可変量を大きくすることができるので好ましい。上記実施形態では、図３１に示すインピーダンス特性を有する並列腕共振子及び直列腕共振子を用いて説明したが、並列腕共振子及び直列腕共振子に代えて直列腕と並列腕の両方にそれぞれ直列腕共振子回路部と並列腕共振子回路部とを設けて、直列腕共振子回路部と並列腕共振子回路部とによりラダー型フィルタを構成してもよい。
　なお、図３に示したように圧電基板１１上にＩＤＴ電極１２が形成されている場合には、レイリー波によるスプリアスが共振周波数と反共振周波数との間、あるいは反共振周波数よりも高い周波数位置に現れる。これに対して、前述した埋め込み型電極を用いた構造では、レイリー波によるスプリアスは共振周波数よりも低い周波数位置に出現する。従って、埋め込み型ではない弾性表面波共振子を直列腕共振子とし、埋め込み電極型弾性表面波共振子を並列腕共振子として用いることが望ましい。それによって、通過帯域内にスプリアスが生じ難いチューナブルフィルタを得ることができる。
　また、第１の実施形態のように、ボンディングワイヤなどを用いて帯域幅拡大用インダクタンスが形成されている場合にも上記式（１）に示すように直列腕共振子の周波数特性及び並列腕共振子の周波数特性を組み合わせて帯域幅を拡大することにより、周波数可変幅を大きくすることができる。
　（第２の実施形態の変形例）
　図３５～図３９を参照して、第２の実施形態の変形例に係るラダー型チューナブルフィルタを説明する。図３７に回路図で示すように、本実施形態のラダー型チューナブルフィルタ６１は、入力端子６２と出力端子６３と、グラウンド電位に接続されるグラウンド端子６４とを有する。入力端子６２と出力端子６３とを結ぶ直列腕に、第１，第２のバルク波共振子６５，６６が互いに直列に挿入されている。また、入力端子６２と第１のバルク波共振子６５との間に、第１の可変コンデンサＣＳｓ１が接続されている。第１のバルク波共振子６５に並列に可変コンデンサＣＳｐ１が接続されている。
　第２のバルク波共振子６６に並列に可変コンデンサＣＳｐ２が接続されている。バルク波共振子６６と出力端子６３との間に可変コンデンサＣＳｓ２が接続されている。他方、第１，第２のバルク波共振子６５，６６間の接続点Ｎとグラウンド端子６４とを結ぶ並列腕に、並列腕共振子として第３のバルク波共振子６７が接続されている。
　第３のバルク波共振子６７と第１，第２のバルク波共振子６５，６６間の接続点Ｎとの間には、可変コンデンサＣＰｓが接続されている。また、第３のバルク波共振子６７に並列に、可変コンデンサＣＰｐが接続されている。本実施形態のチューナブルフィルタ６１では、上記可変コンデンサＣＳｓ１，ＣＳｓ２、ＣＳｐ１，ＣＳｐ２、ＣＰｓ及びＣＰｐの静電容量を調整することにより通過帯域の周波数位置を調整することができる。
　上記バルク波共振子６５～６７は、圧電薄膜あるいは圧電薄板を励振することにより発生したバルク波による共振を利用するものである。図３５は、第１のバルク波共振子６５の正面断面図である。バルク波共振子６５は、Ｓｉなどの適宜の絶縁材料または半導体材料からなる基板６８を有する。基板６８は、貫通孔６８ａからなるキャビティを有する。基板６８上に、圧電薄膜６９が積層されている。圧電薄膜６９は、貫通孔６８ａを覆うように設けられている。この圧電薄膜６９は、本実施形態では、ＫＮｂＯ３からなる。もっとも、圧電薄膜６９は圧電薄板でもよいし、他の圧電材料により形成されていてもよい。
　圧電薄膜６９の貫通孔６８ａを覆っている部分において、圧電薄膜６９の下面に第２の励振電極７０Ａが形成されている。また、第２の励振電極７０Ａと、圧電薄膜６９を介して対向するように、第１の励振電極７１Ａが設けられている。第１，第２の励振電極７１Ａ，７０Ａは、本実施形態では、Ａｌからなる。もっとも、励振電極７０Ａ，７１Ａは、Ｃｕ、Ａｇ、Ａｕ，Ｐｔ、Ｍｏ，Ｎｉまたはこれらを主体とする合金などの適宜の金属により形成することができる。
　第１，第２の励振電極７１Ａ，７０Ａが対向している部分が励振部を構成している。励振部では、下方に貫通孔６８ａからなるキャビティが位置している。従って、圧電薄膜６９は励振部においてその振動が妨げられ難い。
　バルク波共振子の振動モードとしては、厚みすべり振動と厚み縦振動がある。利用する振動モードに応じて、励振電極の寸法を適宜調整すればよい。厚みすべり振動は、図３５で言えば、圧電薄膜６９に形成された励振電極７０Ａと７１Ａ間に電圧を印加した際、バルク波の伝搬方向、すなわち圧電薄膜の厚み方向とバルク波の変位の方向が略垂直である、振動モードである。一方、厚み縦振動は、圧電薄膜６９に形成された励振電極７０Ａと７１Ａ間に電圧を印加した際、バルク波の伝搬方向、すなわち圧電薄膜の厚み方向とバルク波の変位の方向が略平行である、振動モードである。
　バルク波共振子６５につき説明したが、第２，第３のバルク波共振子６６，６７も同様の構造を有する。
　図３７に示すバルク波共振子６５は、入力端子６２と、前述した接続点とに接続されているが、上記第１の励振電極７１ＡがＣＳｓ１を介して入力端子６２に、第２の励振電極７０Ａが前述した接続点Ｎに接続されている。
　図３６は、上記チューナブルフィルタの模式的平面図である。図３６では、基板６８上に、上記バルク波共振子６５が構成されている部分において、第１の励振電極７１Ａが図示されている。第２の励振電極７０Ａは圧電薄膜の下面に位置しているので、破線で示す。第２，第３のバルク波共振子６６，６７が構成されている部分においても、同様に第１の励振電極７１Ａが基板６８の上面に設けられている。
　なお、図３６においては、可変コンデンサＣＳｓ１，ＣＳｐ１、ＣＳｐ２，ＣＳｓ２、ＣＰｓ及びＣＰｐが設けられている部分を矩形のブロックで略図的に示すこととする。このような各可変コンデンサの構造は、前述した第１，第２の実施形態と同様にして、すなわち、従来より公知の可変コンデンサにより構成することができる。
　本実施形態のように、本発明のチューナブルフィルタでは、直列腕共振子及び並列腕共振子として、バルク波共振子を用いてもよい。
　図３８は、上記チューナブルフィルタ６１における直列腕共振子及び並列腕共振子の各インピーダンス特性を示す。すなわち、第１，第２のバルク波共振子６５，６６は、図３８に破線で示す直列腕共振子のインピーダンス特性を有する。他方、第３のバルク波共振子６７は、図３８に実線で示す並列腕共振子のインピーダンス特性を有する。
　このような第１～第３のバルク波共振子６５～６７を用いたチューナブルフィルタ６１の減衰量周波数特性を図３９に示す。
　なお、図３９においては、上述した可変コンデンサの静電容量を種々変更した場合の周波数特性を示す。本実施形態では、可変コンデンサＣＳｓ１及びＣＳｓ２の静電容量は等しくしており、このような静電容量を、Ｓ－Ｃｓとする。また、可変コンデンサＣＳｐ１及び可変コンデンサＣＳＰ２の静電容量も等しくされており、これらの可変コンデンサの静電容量を、Ｓ－Ｃｐとする。
　また、並列腕に接続されている可変コンデンサＣＰｓの静電容量をＰ－Ｃｓとし、可変コンデンサＣＰｐの静電容量をＰ－Ｃｐとする。図３９では、可変コンデンサの静電容量を以下の３通りの組み合わせとした場合の周波数特性を示す。
　第１の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝５ｐＦ、Ｐ－Ｃｓ＝０ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝２２ｐＦ。
　第２の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０．６ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝０．６ｐＦ、Ｐ－Ｃｓ＝４．０ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝３．０ｐＦ。
　第３の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０．２ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝０ｐＦ，Ｐ－Ｃｓ＝０．８ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝０ｐＦ。
　図３９から明らかなように、第１の組み合わせの場合、通過帯域の中心周波数は、約１．６７ＧＨｚにあり、第２の組み合わせの場合通過帯域中心周波数は約１．７９ＧＨｚにあり、第３の組み合わせの場合、通過帯域中心周波数は約１．９１ＧＨｚにあることがわかる。すなわち、可変コンデンサの静電容量を調整することにより、通過帯域の中心周波数を、１．９１－１．６７＝０．２４ＧＨｚ＝２４０ＭＨｚに変化させ得ることがわかる。従って、設計中心周波数１．８ＧＨｚに対し、周波数調整可能範囲は１４％と非常に大きいことがわかる。
　すなわち、本発明においては、弾性表面波共振子に限らず、上記のようなバルク波共振子６５～６７を用いてもよく、その場合においても、本発明に従って、周波数調整可能範囲を広げ得ることがわかる。
　図４０（ａ）及び（ｂ）は、バルク波共振子の変形例を示す各正面断面図である。図３５に示したバルク波共振子６５では、基板６８に貫通孔６８ａからなるキャビティが設けられていた。これに対して、図４０（ａ）に示すように、基板６８の上面に貫通孔ではない凹部６８ｂを設けることによりキャビティを形成してもよい。
　また、図４０（ｂ）に示すように、圧電薄膜６９の上面の第１の励振電極７１Ａが、ギャップを隔てて対向された分割励振電極７１，７２からなり、第２の励振電極７０Ａが、上記分割励振電極７１，７２と圧電薄膜６９を介して対向されていてもよい。
　すなわち、図３５に示したバルク波共振子６５に代えて、図４０（ａ）及び（ｂ）に示したバルク波共振子８１，８２をそれぞれ用いてもよい。
　次に、図３５に示したバルク波共振子６５の他の変形例として、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜６９を用い、さらにバルク波として厚みすべり振動を用いた共振子につき説明する。
　図４１は、オイラー角（０°，９５°，ψ）のＬｉＮｂＯ３及びオイラー角（３０°，９０°ψ）のＬｉＮｂＯ３をそれぞれ用い、厚みすべり振動を利用したバルク波共振子６５のインピーダンス特性を示す図である。ここでは、ＬｉＮｂＯ３の厚みをそれぞれ１．４５μｍとした。第１，第２の励振電極７１Ａ，７０ＡをＡｌ膜により形成した。第１，第２の励振電極７１Ａ，７０Ａの厚みは０．１μｍとし、平面形状は半径５０μｍの円形とした。
　図４１から明らかなように、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜のオイラー角が（３０°，９０°，ψ）では、３０％の帯域幅の得られることがわかる。他方、オイラー角（０°，９５°，ψ）のＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜を用いた場合、厚みすべり振動子では、２１％の帯域の得られることがわかる。このように、バルク波共振子６５において厚みすべり振動モードを利用した場合に、圧電薄膜としてＬｉＮｂＯ３を用いかつそのオイラー角を変更することにより帯域幅を制御し得ることがわかる。
　図４２は、オイラー角（３０°，０°，ψ）のＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜を用いたバルク波共振子６５であって、厚みすべり振動モードを利用したバルク波共振子に直列にインダクタンスを接続した場合のインダクタンスの大きさと、インピーダンス特性の変化とを示す図である。
　図４２から明らかなように、インダクタンスすなわち帯域幅拡大用インダクタンスを接続しない場合に比べ、５ｎＨ、１０ｎＨ及び２０ｎＨのインダクタンス値の帯域幅拡大用インダクタンスを接続することにより、帯域幅を広げ得ることがわかる。
　図４３は、上記オイラー角（φ，θ，ψ）のＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜を用いたバルク波共振子６５であって、厚みすべり振動モードを利用した共振子におけるオイラー角と、帯域幅Δｆ／ｆｒとの関係を示す図である。
　図４３より、厚みすべりモードを利用した場合、オイラー角を以下のように特定の範囲に選択することにより、帯域幅を２０％以上、２５％以上または３０％以上と非常に広くし得ることがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000014
　図４４は、上記厚みすべり振動モードを利用したバルク波共振子６５を用いて、図３７に示したチューナブルフィルタを図３７と同様にして構成した場合の減衰量周波数特性及び周波数可変幅を示す図である。ここでは、図３７のチューナブルフィルタにおいて、共振子として、オイラー角（３０°，９０°，ψ）のＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜を用い、厚みすべり振動モードを利用したことを除いては、図３７と同様にしてチューナブルフィルタ６１を構成する。なお、図４４では、図３９の場合と同様に、可変コンデンサの静電容量を種々変更した場合の周波数特性を示す。図４４では、可変コンデンサの静電容量を下記の３通りの組み合わせとした場合の周波数特性を示す。
　第１の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝２ｐＦ、Ｐ－Ｃｓ＝０ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝８ｐＦ。
　第２の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０．２ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝０．２６ｐＦ、Ｐ－Ｃｓ＝０．８ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝１．０ｐＦ。
　第３の組み合わせ：Ｓ－Ｃｓ＝０．０８ｐＦ、Ｓ－Ｃｐ＝０．２ｐＦ、Ｐ－Ｃｓ＝０．３ｐＦ、Ｐ－Ｃｐ＝０ｐＦ。
　図４４から明らかなように、第１の組み合わせの場合、通過帯域の中心周波数は約１．２５ＧＨｚに位置しており、第２の組み合わせの場合、中心周波数は約１．３８ＧＨｚ付近にあり、第３の組み合わせの場合、中心周波数は約１．５４ＧＨｚ付近に位置していることがわかる。従って、１．５４～１．２５＝０．２９ＧＨｚの範囲で中心周波数を変化させ得ることがわかる。よって、設計中心周波数１．３９５ＧＨｚに対し、周波数調整可能範囲は２１％と非常に大きいことがわかる。
　なお、本発明では、バルク波共振子６５として厚み縦振動モードを利用した厚み縦共振子を用いてもよい。図４５は、オイラー角（φ，θ，ψ）のＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜を用いてバルク波共振子６５を構成し、厚み縦振動モードを利用した場合、帯域幅Δｆ／ｆｒとオイラー角との関係を示す図である。
　図４５から明らかなように、厚み縦振動モードを利用したバルク波共振子を用いた場合においても、ＬｉＮｂＯ３のオイラー角を、（０±５°、１０７°～１３７°、ψ）、（１０±５°、１１２°～１３３°、ψ）、（５０±５°、４７°～６９°、ψ）または（６０±５°、４３°～７３°、ψ）のいずれかの範囲とすれば帯域幅を１０％以上とし得ることがわかる。
　１…チューナブルフィルタ
　１１…圧電基板
　１１ａ…上面
　１１ｂ…溝
　１２…ＩＤＴ電極
　１２ａ，１２ｂ…くし歯電極
　１３，１４…反射器
　１５…ＳｉＯ２膜
　２２…入力端子
　２３…出力端子
　４１…チューナブルフィルタ
　５１…チューナブルフィルタ
　６１…チューナブルフィルタ
　６２…入力端子
　６３…出力端子
　６４…グラウンド端子
　６５～６７…第１～第３のバルク波共振子
　６８…基板
　６８ａ…貫通孔
　６８ｂ…凹部
　６９…圧電薄膜
　７０…共通励振電極
　７０Ａ…第２の励振電極
　７１Ａ…第１の励振電極
　７１，７２…分割励振電極
　８１，８２…バルク波共振子
　２００…圧電基板
　２０１～２０３…端子
　２０１Ａ…端子
　２０２Ａ…端子
　２０５…パッケージ
　２０６～２０９…電極
　２１１～２１４…ボンディングワイヤ
　２２１…帯域幅拡大用インダクタンス
　２２１Ａ…帯域幅拡大用インダクタンス
　３０１…第２のチューナブルフィルタ
　３０２…インダクタンス
　３０３…可変コンデンサ
　３０４…チューナブルフィルタ
　６０１…チューナブルフィルタ
　６０２…入力端子
　６０３…出力端子
　７０１…ラダー型フィルタ
　７０２…入力端子
　７０４…ラダー型フィルタ
　７０５…入力端子
　Ｃ１～Ｃ４…コンデンサ
　ＣＰ１，ＣＰ２…コンデンサ
　Ｌ１…インダクタンス
　Ｐ１…並列腕共振子
　Ｓ１，Ｓ２…直列腕共振子
　Ｓ１１，Ｓ１２…直列腕共振子回路部

Claims (25)

  1. 　入力端子と出力端子とを接続する直列腕および該直列腕とグラウンド電位との間の並列腕の少なくとも一方に設けられた共振子回路部と、
    　前記共振子回路部に直列に接続された第１の可変コンデンサと、
    　前記共振子回路部に並列に接続された第２の可変コンデンサとを備え、
    　前記共振子回路部が、ＬｉＮｂＯ３またはＬｉＴａＯ３からなる圧電基板と、前記圧電基板上に形成された電極とを有する弾性波共振子と、前記弾性波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスとを備える、チューナブルフィルタ。
  2. 　前記共振子回路部が、直列腕に設けられた複数の直列腕共振子回路部であり、
    　複数の前記直列腕共振子回路部間の接続点とグラウンド電位との間に接続された結合素子と、
    　入力端子とグラウンド電位間及び出力端子とグラウンド電位間に接続された整合素子とをさらに備える、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
  3. 　前記共振子回路部として、直列腕と並列腕の両方にそれぞれ設けられた直列腕共振子回路部と並列腕共振子回路部とを有し、
    　前記直列腕共振子回路部と前記並列腕共振子回路部とによりラダー型フィルタが構成されている、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
  4. 　前記共振子回路部が、複数の並列共振子からなり、前記複数の並列共振子に前記帯域幅拡大用インダクタンスが接続されている、請求項３に記載のチューナブルフィルタ。
  5. 　前記圧電基板の上面に凹部が形成されており、前記圧電基板上に形成された電極がＩＤＴ電極であり、前記弾性波共振子が弾性表面波共振子であって、さらに前記ＩＤＴ電極が前記凹部に充填された金属からなる、請求項１～４のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  6. 　前記弾性表面波共振子が、前記圧電基板の上面を覆うように設けられたＳｉＯ２膜をさらに備える、請求項１～５のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  7. 　入力端子と出力端子との間に接続されているコンデンサをさらに備えている、請求項２～６のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  8. 　前記整合素子及び前記結合素子のチューナブルフィルタの通過帯域におけるインピーダンスが２０～１０５Ωである、請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
  9. 　前記帯域幅拡大用インダクタンスがスパイラル状もしくはミアンダ状の導体パターン及びボンディングワイヤのうちのいずれか１つである、請求項１～８のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  10. 　前記帯域幅拡大用インダクタンスがスパイラル状もしくはミアンダ状の導体パターンであり、パッケージをさらに備え、前記スパイラル状またはミアンダ状の導体パターンが前記圧電基板上または前記パッケージに形成されている、請求項９に記載のチューナブルフィルタ。
  11. 　直列腕に設けられた直列腕共振子と、並列腕に設けられた並列腕共振子と、直列腕共振子及び並列腕共振子の少なくとも一方に接続された可変コンデンサとを備えるラダー型回路構成のチューナブルフィルタにおいて、前記直列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＳ、ＦａＳ、前記並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数をＦｒＰ、ＦａＰとしたときに、ＦｒＳ≦｛（ｎ－１）ＦｒＰ＋ＦａＰ｝／ｎかつＦａＰ≦｛（ｎ－１）ＦａＳ＋ＦｒＳ｝／ｎであり、ｎが２以上、３０以下の整数である、チューナブルフィルタ。
  12. 　ＦｒＳ≦（ＦｒＰ＋ＦａＰ）／２、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳを満たす、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
  13. 　ＦｒＳ≦（２ＦｒＰ＋ＦａＰ）／３、ＦａＰ＞ＦｒＳ及びＦａＰ＜ＦａＳである、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
  14. 　チューナブルフィルタの周波数可変幅を（ＦａＰ＋ＦｒＳ）／２で規格化してなる値をｔ、直列腕共振子及び並列腕共振子の比帯域幅をそれぞれの共振周波数で規格化した値をｙとしたときに、Δｆｒ＝ＦｒＳ－ＦｒＰのＦｒＰに対する比であるΔｆｒ／ＦｒＰを比帯域幅ｙで規格化した値が、以下の式（１）で示す値以下とされている、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
    　｛（２－ｔ／０．９）×（１＋ｙ）－（２＋ｔ／０．９）｝／｛（２＋ｔ／０．９）×ｙ｝×１００（％）　　　・・・（１）
  15. 　前記直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと、前記並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰの差の直列腕共振子の比帯域に対する割合の最大値が下記の表１に示す範囲とされている、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
  16. 　前記直列腕共振子の共振周波数ＦｒＳと、前記並列腕共振子の共振周波数ＦｒＰの差の直列腕共振子の比帯域に対する割合の最大値が下記の表２に示す範囲とされている、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
  17. 　最小の３ｄＢ帯域幅が、（ＦｒＳ－ＦｒＰ）×０．９あるいは（ＦａＳ－ＦａＰ）×０．９のいずれか小さいほうで、最大周波数可変幅が１４０×（ＦａＰ－ＦｒＳ）／（ＦａＰ＋ＦｒＳ）（％）から１８０×（ＦａＰ－ＦｒＳ）／（ＦａＰ＋ＦｒＳ）（％）の範囲とされている、請求項１５または１６に記載のチューナブルフィルタ。
  18. 　直列腕共振子の比帯域幅及び並列腕共振子の比帯域幅がいずれも１３％以上、６０％以下である、請求項１１～１６のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  19. 　ＬｉＮｂＯ３のオイラー角が（０°，７０°～１１５°，０°）であり、デューティ比をＸとしたときに、電極規格化膜厚が下記の表３に示す範囲である、弾性表面波共振子を用いた、請求項１１～１８のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
  20. 　前記直列腕共振子及び並列腕共振子が、バルク波共振子からなり、該バルク波共振子が、上面に開いたキャビティを有する基板と、前記基板のキャビティを覆うように基板上に設けられた圧電薄膜あるいは圧電薄板と、前記圧電薄膜の下面であって前記キャビティに臨む部分に設けられた第１の励振電極と、
    　前記圧電薄膜の上面に設けられており、かつ前記第１の励振電極と圧電薄膜を介して対向するように配置されている第２の励振電極とを有する、請求項１１～１８のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
  21. 　前記バルク波共振子が厚みすべり振動共振子である、請求項２０に記載のチューナブルフィルタ。
  22. 　前記バルク波共振子が厚み縦振動共振子である、請求項２０に記載のチューナブルフィルタ。
  23. 　入力端子と出力端子とを接続する直列腕および該直列腕とグラウンド電位との間の並列腕の少なくとも一方に設けられた共振子回路部と、
    　前記共振子回路部に直列に接続された第１の可変コンデンサと、
    　前記共振子回路部に並列に接続された第２の可変コンデンサとを備え、
    　前記共振子回路部が、バルク波共振子と、該バルク波共振子に接続された帯域幅拡大用インダクタンスとを備え、前記バルク波共振子が、上面に開いたキャビティを有する基板と、前記基板のキャビティを覆うように基板上に設けられた圧電薄膜あるいは圧電薄板と、前記圧電薄膜の下面であって前記キャビティに臨む部分に設けられた第１の励振電極と、
    　前記圧電薄膜の上面に設けられており、かつ前記第１の励振電極と圧電薄膜を介して対向するように配置されている第２の励振電極とを有する、チューナブルフィルタ。
  24. 　前記バルク波共振子が、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜あるいは圧電薄板を用いた厚みすべり振動共振子であって、そのオイラー角が以下の表４に示すいずれかの範囲内にある、請求項２１または請求項２３に記載のチューナブルフィルタ。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
  25. 　前記バルク波共振子が、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電薄膜あるいは圧電薄板を用いた厚み縦振動共振子であって、そのオイラー角が（０±５°、１０７°～１３７°、ψ）、（１０±５°、１１２°～１３３°、ψ）、（５０±５°、４７°～６９°、ψ）または（６０±５°、４３°～７３°、ψ）の範囲内である、請求項２２または請求項２３に記載のチューナブルフィルタ。
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