JPWO2014192754A1 - チューナブルフィルタ - Google Patents

Abstract

低損失と帯域外減衰量を確保しつつ、可変帯域幅を拡げることが可能であるチューナブルフィルタを提供する。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と並列腕共振子Ｐ１とを有するラダー型回路構成のチューナブルフィルタであって、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１が弾性波共振子からなり、可変コンデンサＣｓｓ１，Ｃｓｓ２が直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２に直列に接続されており、可変コンデンサＣｐｐ１が並列腕共振子Ｐ１に並列に接続されており、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２に直列に第１のインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂが接続されており、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の共振周波数におけるインピーダンスＺｒｓ、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数におけるインピーダンスＺｒｐとしたとき、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１以下である、チューナブルフィルタ１。

Description

本発明は、複数の弾性波共振子を有するチューナブルフィルタに関し、より詳細には、ラダー型回路構成を有するチューナブルフィルタに関する。

従来、通過帯域を変化させ得るチューナブルフィルタが種々提案されている。例えば下記の特許文献１に記載のチューナブルフィルタでは、入力端と出力端とを結ぶ直列腕に直列腕共振子が配置されている。この直列腕共振子に帯域幅拡大用インダクタンスが直列に接続されている。

また、特許文献１には、他の構成として、複数の直列腕共振子と並列腕共振子とを有するラダー型回路構成のチューナブルフィルタも開示されている。このラダー型回路構成のチューナブルフィルタでは、直列腕共振子に直列及び並列に可変コンデンサが接続されている。

下記の特許文献２にも、ラダー型回路構成のチューナブルフィルタが開示されている。特許文献２では、直列腕共振子に直列及び並列にそれぞれ可変コンデンサが接続されている。同様に、並列腕共振子にも直列及び並列にそれぞれ可変コンデンサが接続されている。

ＷＯ２０１１／０９３４４９ Ａ１号公報 特開２００９−１３０８３１号公報

特許文献１に記載のラダー型回路構成を有するチューナブルフィルタや特許文献２に記載のラダー型回路構成を有するチューナブルフィルタでは、上記可変コンデンサを接続することにより通過帯域を変化させることができるだけでなく、周波数可変帯域幅を調整することができるとされている。しかしながら、可変コンデンサを接続するのみでは、共振子の帯域を十分な大きさとすることができなかった。

ところで、ラダー型フィルタでは、直列腕共振子のインピーダンスと並列腕共振子のインピーダンスの比を大きくとると、帯域外減衰量の拡大が図れる。しかしながら、直列腕共振子のインピーダンスを高くしすぎると、フィルタの挿入損失が大きくなる。したがって、通常、直列腕共振子のインピーダンスと並列腕共振子のインピーダンスの比は３倍〜６倍とされている。

一方、特許文献１に記載のチューナブルフィルタでは、直列腕共振子に直列にインダクタンスを接続することにより帯域幅の拡大が図られている。しかしながら、特許文献１のように、直列腕や並列腕の共振子にインダクタンスを接続して共振子の帯域を広帯域化しようとした場合、直列腕共振子と並列腕共振子のインピーダンスの比が３倍〜６倍とされている共振子において、該インピーダンスの比がさらに大きくなり、その結果、直列共振子の共振抵抗が大きくなって挿入損失が劣化してしまい、十分な特性が得られない、という問題がある。

本発明の目的は、可変帯域幅を拡げ得るだけでなく、帯域外減衰量を確保して、低損失のチューナブルフィルタを提供することにある。

本発明は、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、前記直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕とを有するラダー型回路構成のチューナブルフィルタである。本発明に係るチューナブルフィルタは、複数の直列腕共振子と、並列腕共振子と、第１の可変コンデンサと、第２の可変コンデンサと、第１のインダクタンスとを備える。上記複数の直列腕共振子は、直列腕において、互いに直列に接続されてなる。上記並列腕共振子は、並列腕に設けられてなる。

第１の可変コンデンサは直列腕共振子に直列に接続されている。第２の可変コンデンサは並列腕共振子に並列に接続されている。第１のインダクタンスは、各直列腕共振子に接続されている。本発明では、直列腕共振子の共振周波数における共振インピーダンスをＺｒｓ、並列腕共振子の共振周波数における共振インピーダンスをＺｒｐとしたとき、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１以下である。好ましくは、Ｚｒｓ＜Ｚｒｐである。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の局面では、前記第１のインダクタンスが前記各直列腕共振子に直列に接続されている。

本発明に係るチューナブルフィルタのある特定の局面では、前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている前記第１のインダクタンスとを含む直列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｓ_０としたときに、Ｚｒｓ_０がＺｒｐの２倍〜６倍の範囲にある。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記並列腕共振子に並列に第２のインダクタンスが接続されている。

本発明に係るチューナブルフィルタのさらに他の特定の局面では、前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている第１のインダクタンスからなる直列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｓ_０とし、前記並列腕共振子と該並列腕共振子に並列に接続されている第２のインダクタンスとからなる並列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｐ_０としたとき、Ｚｒｓ_０がＺｒｐ_０の２倍〜６倍の範囲にある。

本発明に係るチューナブルフィルタの別の特定の局面では、前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている第１のインダクタンスからなる直列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｓ_０とし、前記並列腕共振子と該並列腕共振子に並列に接続されている第２のインダクタンスとからなる並列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｐ_０としたとき、Ｚａｓ_０がＺａｐ_０より大きい。

本発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記直列腕共振子の反共振インピーダンスと共振インピーダンスのインピーダンス比が６５ｄＢ以上である。

本発明に係るチューナブルフィルタのさらに別の特定の局面では、前記並列腕共振子の反共振インピーダンスと共振インピーダンスのインピーダンス比が６５ｄＢ以上である。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記第１のインダクタンスのＱが４０以上である。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記第１のインダクタンスが各直列腕共振子に並列に接続されている。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記並列腕共振子に並列に接続された第２のインダクタンスをさらに備える。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記並列腕共振子と前記第２のインダクタンスとを有する並列回路部分のインピーダンスをＺｒｐ_０、前記直列腕共振子と前記第１のインダクタンスとを有する直列回路部分のインピーダンスをＺｒｓ_０としたとき、Ｚｒｐ_０がＺｒｓ_０よりも小さい。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記並列腕共振子に直列に接続された第２のインダクタンスとをさらに備える。

本発明に係るチューナブルフィルタの他の特定の局面では、前記並列腕共振子と前記第２のインダクタンスとを有する並列回路部分のインピーダンスをＺｒｐ_０、前記直列腕共振子と前記第１のインダクタンスとを含む直列回路部分のインピーダンスをＺｒｓ_０としたときに、Ｚｒｐ_０がＺｒｓ_０よりも小さい。

本発明に係るチューナブルフィルタによれば、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１以下であり、直列腕共振子にインダクタンスが接続されているため、フィルタ帯域を広くすることができるとともに、低損失を維持しつつ、帯域外減衰量を確保することができる。しかも、直列腕共振子及び並列腕共振子に上記第１の可変コンデンサ及び第２の可変コンデンサがそれぞれ接続されているため、可変帯域幅を拡げることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。 図２は、直列腕共振子に直列に種々のインダクタンス値の第１のインダクタンスを接続した場合の直列回路部分のインピーダンス特性を示す図である。 図３は、並列腕共振子に並列に種々のインダクタンス値の第２のインダクタンスを接続した場合の並列回路部分のインピーダンス特性を示す図である。 図４は、本発明の一実施形態のチューナブルフィルタで用いられる直列腕共振子及び並列腕共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図５は、図４に特性を示した直列腕共振子に直列に第１のインダクタンスを接続した直列回路部分、並びに図４に特性を示した並列腕共振子に並列に第２のインダクタンスを接続してなる並列回路部分のインピーダンス特性を示す図である。 図６は、本発明の一実施形態に係るチューナブルフィルタのフィルタ特性を示す図である。 図７は、本発明の一実施形態のチューナブルフィルタで用いられる弾性波共振子を示す平面図である。 図８は、比較例のラダー型回路構成のチューナブルフィルタで用いられる、直列腕共振子及び並列腕共振子のインピーダンス特性を示す図である。 図９は、比較例のチューナブルフィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１０は、インダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２のＱが５０の場合のチューナブルフィルタの挿入損失−周波数特性を示す図である。 図１１は、本発明のチューナブルフィルタの変形例を説明するための回路図である。 図１２は、本発明のチューナブルフィルタの他の変形例の回路図である。 図１３は、図１１に示したチューナブルフィルタにおけるインダクターにおける伸張作用を説明するためのインピーダンス周波数特性を示す図である。 図１４は、図１２に示したチューナブルフィルタにおけるインダクターにおける伸張作用を説明するためのインピーダンス周波数特性を示す図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。

図１は、本発明の一実施形態に係るチューナブルフィルタの回路図である。

チューナブルフィルタ１は、入力端子２と出力端子３とを有する。入力端子２と出力端子３とを結ぶ直列腕には、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２が互いに接続されている。直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点４とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に並列腕共振子Ｐ１が設けられている。すなわち、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１を有するＴ型のラダー型回路が構成されている。

本実施形態では、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１は弾性表面波共振子からなる。もっとも、弾性境界波共振子などの他の弾性波共振子を用いてもよい。さらには、弾性波共振子だけでなく、その他の共振子であってもよい。

直列腕共振子Ｓ１に直列に可変コンデンサＣｓｓ１が接続されている。また、直列腕共振子Ｓ１に、可変コンデンサＣｓｐ１が並列に接続されている。直列腕共振子Ｓ２に直列に可変コンデンサＣｓｓ２が接続されており、並列に可変コンデンサＣｓｐ２が接続されている。

他方、並列腕共振子Ｐ１に並列に可変コンデンサＣｐｐ１が接続されている。並列腕共振子Ｐ１に直列に可変コンデンサＣｐｓ１が接続されている。

上記可変コンデンサＣｓｓ１，Ｃｓｐ１，Ｃｓｐ２，Ｃｓｓ２，Ｃｐｐ１，Ｃｐｓ１の静電容量を変化させることにより、通過帯域幅を調整することができる。このようなチューナブルフィルタの基本的構成は、前述した特許文献１にも記載されている。

チューナブルフィルタ１の特徴は、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の共振インピーダンスをＺｒｓとし、並列腕共振子Ｐ１の共振インピーダンスをＺｒｐとしたとき、すなわち、可変コンデンサやインダクタンスを接続する前の直列腕共振子および並列腕共振子において、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１以下とされており、より好ましくは１よりも小さくされていることにある。ここで、共振インピーダンスとは、共振子の共振周波数におけるインピーダンスを指し、該共振周波数とは、共振子のインピーダンスが最小となる周波数を指す。また、反共振インピーダンスとは、共振子の反共振周波数におけるインピーダンスを指し、該反共振周波数とは、共振子のインピーダンスが最大となる周波数を指す。

上記のように、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐを１以下としたとしても、第１のインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂが直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ直列に接続されていることにより、十分な帯域幅の拡大を得ることができる。さらに、インダクタンスが接続された後の直列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｓ_０とすると、Ｚｒｓ_０とＺｒｐの比が２倍〜６倍になるため、帯域外減衰量の拡大を図ることができる。また、第２のインダクタンスＬ２が並列腕共振子Ｐ１に並列に接続されているため、帯域幅がより一層拡げられる。これを、以下においてより具体的に説明する。

図２の実線Ａは、第１のインダクタンスＬ１ａが接続されていない直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を示す。破線Ｂ、実線Ｃ及び破線Ｄは、それぞれ、上記直列腕共振子Ｓ１に、直列にＱ＝４０の１ｎＨ、１．５ｎＨ及び２ｎＨのインダクタンス値の第１のインダクタンスを接続してなる直列回路部分のインピーダンス特性をそれぞれ示す。インダクタンスを接続することにより、共振子のインピーダンスが１０〜１５ｄＢ劣化しているが、共振子における元々の反共振周波数と共振周波数のインピーダンス比が６０ｄＢ以上ある場合はそれほど問題とならない。本共振子は６５ｄＢのインピーダンス比を有している。

図２から明らかなように、直列腕共振子Ｓ１に直列に第１のインダクタンスＬ１ａを接続してなる直列回路部分では、元の直列腕共振子Ｓ１の共振特性に比べ、共振抵抗が大きくなることがわかる。すなわち、接続される第１のインダクタンスＬ１ａのインダクタンス値が大きくなるにつれ、共振周波数におけるインピーダンスが高くなり、かつ共振周波数が低くなることがわかる。

他方、図３の実線Ｅは上記並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を示す。図３の実線Ｆ、破線Ｇ及び一点鎖線Ｈは、それぞれ、並列腕共振子Ｐ１に並列にＱ＝４０で１．５ｎＨ、１．８５ｎＨ及び２ｎＨのインダクタンス値の第２のインダクタンスＬ２を接続してなる並列回路部分のインピーダンス特性を示す。ここでもインピーダンス比の劣化が見られるが、共振子における元々の反共振周波数と共振周波数のインピーダンス比が６０ｄＢ以上あれば問題とはならない。

図３から明らかなように、並列腕共振子Ｐ２に並列に第２のインダクタンスＬ２を接続した場合、共振周波数におけるインピーダンス値は変化せず、反共振周波数が高くなることがわかる。また、反共振周波数におけるインピーダンス値は低くなる。

もっとも、上記第２のインダクタンスＬ２のインダクタンス値が小さい方が反共振周波数がより高くなっていくことがわかる。

図４は、上記実施形態で用いられている直列腕共振子Ｓ１及び並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を示す図である。図４の破線Ｓ１が直列腕共振子Ｓ１のインピーダンス特性を示し、実線Ｐ１が並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を示す。ここでＺｒｐ＝０．４７Ω、Ｚｒｓ＝０．４０Ωである。

図４から明らかなように、直列腕共振子Ｓ１の共振周波数における共振インピーダンスＺｒｓは、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数における共振インピーダンスＺｒｐよりも小さくなっている。従って、低損失を維持しつつ、帯域外減衰量を確保できる。

他方、図５は、上記直列腕共振子Ｓ１にインダクタンス値１．５ｎＨの第１のインダクタンスＬ１ａを接続してなる直列回路部分Ｓ０及び上記並列腕共振子Ｐ１に並列にインダクタンス値１．８５ｎＨの第２のインダクタンスＬ２を接続した並列回路部分Ｐ０のインピーダンス特性を示す。図５の矢印Ｕで示すように直列回路部分では、共振周波数付近におけるインピーダンスが高められている。一方、反共振インピーダンスも直列回路部分のほうが大きくなっており、直列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｓ_０、並列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｐ_０としたとき、Ｚａｓ_０＞Ｚａｐ_０である。

従って、直列回路部分の共振周波数におけるインピーダンスは、並列回路部分の共振周波数におけるインピーダンスよりも高められている。すなわち、Ｚｒｓ_０＞Ｚｒｐ_０である。よって、本実施形態では、可変コンデンサやインダクタンスを接続する前の比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１よりも小さい直列腕共振子Ｓ１及び並列腕共振子Ｐ１を用いているが、可変コンデンサやインダクタンスを接続した後の共振インピーダンスの関係はＺｒｓ_０＞Ｚｒｐ_０であるため、帯域外減衰量を十分に大きくすることができる。また、Ｚａｓ_０＞Ｚａｐ_０、では、帯域外減衰量をより大きくすることができる。そして、上記回路構成に従って可変コンデンサの容量を調整することにより通過帯域の位置および帯域幅を変化させることができる。

なお、本実施形態では、第２のインダクタンスＬ２が用いられているが、第２のインダクタンスＬ２は省略されてもよい。もっとも、好ましくは、第２のインダクタンスＬ２を備え、さらに、Ｚａｓ_０＞Ｚａｐ_０であることが望ましい。それによって、より一層帯域幅を拡げることができる。

図６は、上記実施形態のチューナブルフィルタ１において、可変コンデンサＣｓｓ１，Ｃｓｐ１，Ｃｓｐ２，Ｃｓｓ２，Ｃｐｐ１，Ｃｐｓ１を下記の表１のＸ，ＹまたはＺの組み合わせとした場合のフィルタ特性を示す図である。

なお、Ｌ１ａ＝Ｌ１ｂ＝１．５ｎＨ、Ｌ２＝１．８５ｎＨとした。

図６から明らかなように、可変コンデンサの静電容量を調整することにより、３４％の大きな周波数可変幅が得られることがわかる。

比較のために、図９に比較例のチューナブルフィルタのフィルタ特性を示す。この比較例のチューナブルフィルタでは、直列腕共振子Ｓ１及び並列腕共振子Ｐ１のインピーダンス特性を図８に示すとおりとした。ここでは、直列腕共振子Ｓ１の共振周波数における共振インピーダンスＺｒｓを、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数における共振インピーダンスＺｒｐの４倍とした。また、直列腕共振子Ｓ１及び並列腕共振子Ｐ１の共振周波数−反共振周波数差である帯域幅は約１７％である。

このような直列腕共振子Ｓ１及び並列腕共振子Ｐ１を用い、第１及び第２のインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２を接続しなかったことを除いては上記実施形態と同様のチューナブルフィルタを構成した。そして、表２に示したように可変コンデンサＣｓｓ１，Ｃｓｐ１，Ｃｓｐ２，Ｃｓｓ２，Ｃｐｐ１，Ｃｐｓ１の静電容量を設定した。

図９から明らかなように、この比較例のチューナブルフィルタでは、周波数可変範囲は約９％と狭いことがわかる。

また、図６と図９とを対比すれば明らかなように、比較例のチューナブルフィルタの帯域外減衰量に比べ、図６に示した実施形態のチューナブルフィルタにおける帯域外減衰量はほぼ同等であることがわかる。従って、Ｚｒｓ＞Ｚｒｐではなく、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１より小さい上記実施形態の場合においても、低損失を維持しつつ、十分な帯域外減衰量を得ることができることがわかる。

よって、上記実施形態のチューナブルフィルタによれば、低損失を維持しつつ、帯域外減衰量の確保及び周波数可変幅の拡大を図ることが可能となる。

なお、前述した直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１を構成する弾性波共振子は特に限定されず、例えば図７に示す弾性表面波共振子を用いて構成することができる。この弾性表面波共振子では、圧電基板１１上に、ＩＤＴ電極１２が形成されている。ＩＤＴ電極１２の弾性表面波伝播方向両側に反射器１３，１４が形成されている。そして、ＩＤＴ電極１２及び反射器１３，１４を覆うようにＳｉＯ_２などからなる誘電体層１５が形成されている。なお、誘電体層１５は形成されておらずともよい。

このような一般的な１ポート型弾性表面波共振子を用いて、直列腕共振子Ｓ１や並列腕共振子Ｐ１を構成することができる。もっとも、弾性境界波共振子などの他の弾性波共振子を用いてもよい。

また、上記実施形態では、図１に示すように、２個の直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と１個の並列腕共振子Ｐ１が用いられていたが、ラダー型回路構成における直列腕共振子及び並列腕共振子の数は上記実施形態の構成に限定されるものではない。ここでは、Ｔ型のラダー型フィルタの回路構成を示したが、π型のラダー型フィルタでも同様の条件で本件の効果を得ることができる。これらのラダー型フィルタの構成を有する限り、上記実施形態を適宜変形することができる。

また、上記チューナブルフィルタを構成するに際し、可変コンデンサＣｓｐ１，Ｃｓｐ２や可変コンデンサＣｐｓ１などは省略されてもよい。

なお、インダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ及びＬ２のインダクタンスのＱ値をある程度の値とすることにより挿入損失をより一層改善することができる。本願発明者の実験によれば、上記インダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２のインダクタンスのＱの値を４０以上とすれば、挿入損失をより効果的に改善し得ることがわかっている。図１０は、このインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２のＱが５０の場合であって、直列腕共振子を３つ、並列腕共振子を２つ、計共振子が５個接続されているラダー型チューナブルフィルタの周波数特性を示す。図１０から明らかなように、挿入損失が効果的に改善されている。なお、挿入損失を改善するためには、Ｑの上限は、大きい方が望ましい。もっとも、実際に存在するインダクタンスのＱ値は、高くとも１５０である。

なお、図１０に示した周波数特性が、下記の表３に示す仕様で各回路要素の値を設定した場合の特性である。

上記のように、図１に示した回路構成が望ましく、それによって帯域減衰量を確保することができる。もっとも、挿入損失を重視する場合には、図１１に示す変形例のチューナブルラダー型フィルタや図１２に示す他の変形例のチューナブルラダー型フィルタが望ましい。

図１１に示すチューナブルフィルタ３１では、インダクタンスＬ１ａが、直列腕共振子Ｓ１に並列に接続されており、インダクタンスＬ１ｂも直列腕共振子Ｓ２に並列に接続されている。その他の構成は図１に示したチューナブルフィルタ１と同様である。

また、図１２に示すチューナブルフィルタ４１では、インダクタンスＬ１ａが、直列腕共振子Ｓ１に並列に接続されており、インダクタンスＬ１ｂも直列腕共振子Ｓ２に並列に接続されている。そして、インダクタンスＬ２は、接続点４と、可変容量Ｃｐｓ１との間に接続されている。その他の構成は、チューナブルフィルタ４１はチューナブルフィルタ１と同様である。

図１３は、図１１に示したチューナブルフィルタ３１の周波数特性を説明するための図である。図１３の破線Ｌで示す共振特性がインダクタンスＬ２の伸張作用により、実線で示す特性に変化し、一点鎖線Ｍで示す共振特性がインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂによる伸張作用により破線Ｎで示す特性に変化され、それによって図１３に実線で示す周波数特性が得られている。

図１４は、図１２に示したチューナブルフィルタにおけるインダクタンスの伸張作用を説明するための周波数特性を示す図である。図１４に示すように、チューナブルフィルタ４１では、一点鎖線Ｗで示す共振特性が矢印で示すように、インダクタンスＬ２による伸張作用により実線で示す共振点付近の特性にシフトされている。また一点鎖線Ｘで示す特性が矢印で示すようにインダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂによる伸張作用により、破線Ｙで示す特性にシフトされている。チューナブルフィルタ３１，４１では、挿入損失は、インダクタンスＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２のＱの値にチューナブルフィルタ１に比べて影響され難い。この場合においても、直列腕と並列腕とのインピーダンス関係については、Ｚｒｐ_０がＺｒｓ_０よりも小さいことが望ましい。

１…チューナブルフィルタ
２…入力端子
３…出力端子
４…接続点
１１…圧電基板
１２…ＩＤＴ電極
１３，１４…反射器
１５…誘電体層
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２…インダクタンス
Ｓ１，Ｓ２…直列腕共振子
Ｐ１…並列腕共振子
Ｃｓｓ１，Ｃｓｐ１，Ｃｓｐ２，Ｃｓｓ２，Ｃｐｐ１，Ｃｐｓ１…可変コンデンサ

Claims (15)

1. 入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、前記直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕とを有するラダー型回路構成のチューナブルフィルタであって、
   前記直列腕において互いに直列に接続されてなる複数の直列腕共振子と、
   前記並列腕に設けられてなる並列腕共振子と、
   前記直列腕共振子に直列に接続されている第１の可変コンデンサと、
   前記並列腕共振子に並列に接続されている第２の可変コンデンサと、
   前記各直列腕共振子に接続されている第１のインダクタンスとを備え、
   前記直列腕共振子の共振インピーダンスをＺｒｓ、並列腕共振子の共振インピーダンスをＺｒｐとしたとき、比Ｚｒｓ／Ｚｒｐが１以下である、チューナブルフィルタ。
2. 前記第１のインダクタンスが前記各直列腕共振子に直列に接続されている、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
3. Ｚｒｓ＜Ｚｒｐである、請求項１または２に記載のチューナブルフィルタ。
4. 前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている前記第１のインダクタンスとを含む直列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｓ_０としたときに、Ｚｒｓ_０がＺｒｐの２倍〜６倍の範囲にある、請求項１〜３のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
5. 前記並列腕共振子に並列に第２のインダクタンスが接続されている、請求項２に記載のチューナブルフィルタ。
6. 前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている第１のインダクタンスからなる直列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｓ_０とし、前記並列腕共振子と該並列腕共振子に並列に接続されている第２のインダクタンスとからなる並列回路部分の共振インピーダンスをＺｒｐ_０としたとき、Ｚｒｓ_０がＺｒｐ_０の２倍〜６倍の範囲にある、請求項５に記載のチューナブルフィルタ。
7. 前記直列腕共振子と該直列腕共振子に直列に接続されている第１のインダクタンスからなる直列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｓ_０とし、前記並列腕共振子と該並列腕共振子に並列に接続されている第２のインダクタンスとからなる並列回路部分の反共振インピーダンスをＺａｐ_０としたとき、Ｚａｓ_０がＺａｐ_０より大きい、請求項５に記載のチューナブルフィルタ。
8. 前記直列腕共振子の反共振インピーダンスと共振インピーダンスのインピーダンス比が６５ｄＢ以上である、請求項１〜７のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
9. 前記並列腕共振子の反共振インピーダンスと共振インピーダンスのインピーダンス比が６５ｄＢ以上である、請求項１〜７のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
10. 前記第１のインダクタンスのＱが４０以上である、請求項１〜３のいずれか１項に記載のチューナブルフィルタ。
11. 前記第１のインダクタンスが各直列腕共振子に並列に接続されている、請求項１に記載のチューナブルフィルタ。
12. 前記並列腕共振子に並列に接続された第２のインダクタンスをさらに備える、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
13. 前記並列腕共振子と前記第２のインダクタンスとを有する並列回路部分のインピーダンスをＺｒｐ_０、前記直列腕共振子と前記第１のインダクタンスとを有する直列回路部分のインピーダンスをＺｒｓ_０としたとき、Ｚｒｐ_０がＺｒｓ_０よりも小さい、請求項１２に記載のチューナブルフィルタ。
14. 前記並列腕共振子に直列に接続された第２のインダクタンスとをさらに備える、請求項１１に記載のチューナブルフィルタ。
15. 前記並列腕共振子と前記第２のインダクタンスとを有する並列回路部分のインピーダンスをＺｒｐ_０、前記直列腕共振子と前記第１のインダクタンスとを含む直列回路部分のインピーダンスをＺｒｓ_０としたときに、Ｚｒｐ_０がＺｒｓ_０よりも小さい、請求項１４に記載のチューナブルフィルタ。

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