WO2017006867A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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frequency
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壮央 竹内
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/0004—Impedance-matching networks

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency module for processing a high frequency signal.
  • Recent cellular phones are required to support a plurality of frequencies and radio systems in one terminal (multiband and multimode).
  • Front-end modules that support multi-band and multi-mode are required to process a plurality of transmission / reception signals at high speed without degrading quality.
  • Patent Document 1 discloses a high-frequency module including two sets of a transmission / reception circuit having a switch IC, a matching circuit, a filter, and a duplexer connected to an antenna.
  • Patent Document 2 describes a high-frequency circuit including a switch, a matching circuit, a filter, and a duplexer connected to an antenna.
  • the high frequency module described in Patent Document 1 discloses a configuration in which signals of a plurality of different frequency bands can be transmitted and received simultaneously by using two antennas.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides a small high-frequency module that can ensure good transmission performance of a high-frequency signal even if the combination of frequency bands in which carrier aggregation operation is performed changes.
  • the purpose is to do.
  • a high-frequency module uses a high-frequency module to which a carrier aggregation method is used in which communication is performed simultaneously using at least two frequency bands selected from a plurality of frequency bands having different frequencies.
  • a switch circuit having one input terminal and three or more output terminals, and simultaneously connecting each of the two or more output terminals selected from the three or more output terminals and the input terminal;
  • a plurality of signal paths that are used for propagation of signals in a corresponding frequency band among the plurality of frequency bands, and are connected to the three or more output terminals in a one-to-one correspondence, and each of the plurality of signal paths.
  • a variable matching circuit is the circuit condition changes in accordance with the combination of the road.
  • the switch circuit can simultaneously connect two or more signal paths with one input terminal, a small high-frequency module can be provided.
  • the switch circuit outputs a control signal indicating a connection relationship between the input terminal and the three or more output terminals, and the variable matching circuit changes the circuit state based on the control signal. Also good.
  • variable matching circuit provided in the signal path acquires the control signal for changing the circuit state from the switch circuit connected to the signal path. Therefore, since the transmission path of the control signal can be shortened, the high frequency module can be reduced in size.
  • the amplifier circuit further includes an amplifier circuit that is connected to the filter element and amplifies the signal in the corresponding frequency band, and the amplifier circuit selects the plurality of signal paths used for simultaneous communication.
  • a control signal indicating information may be output, and the variable matching circuit may change the circuit state based on the control signal.
  • variable matching circuit provided in the signal path acquires the control signal for changing the circuit state from the amplifier circuit connected to the signal path. Therefore, since the transmission path of the control signal can be shortened, the high frequency module can be reduced in size.
  • One of the plurality of signal paths branches to a reception signal path that propagates a signal received via the switch circuit and a transmission signal path that propagates a signal to be transmitted to the switch circuit
  • the filter element disposed at the branch point between the reception signal path and the transmission signal path may be a duplexer.
  • the signal path that propagates both the transmission and reception signals simultaneously has a wider frequency bandwidth, so the impedance matching of the duplexer placed in the transmission and reception signal path The difficulty of taking is high. For this reason, the shift of the impedance matching of the duplexer when the frequency band of the combination that performs the CA operation changes increases.
  • variable matching circuit of this aspect impedance matching between duplexers on the signal path in which the CA operates can be effectively achieved.
  • the variable matching circuit may include a variable phase circuit that changes a phase of a signal propagating through the two or more signal paths in accordance with a combination of the two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal. .
  • the variable matching circuit may include a variable LC resonance circuit in which an LC resonance frequency changes according to a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal.
  • the LC resonance frequency of the LC resonance circuit can be changed according to the change of the combination.
  • variable matching circuit may include a variable elastic wave resonance circuit in which an antiresonance frequency changes according to a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal.
  • the high-frequency module may have the first variable matching circuit and the second variable matching circuit connected in series to one signal path of the plurality of signal paths.
  • variable matching circuit As a result, the number of stages of the variable matching circuit is increased, and moreover, for example, a plurality of different variable matching circuits such as a series connection of a variable phase circuit and an LC resonance circuit can be provided. Can be improved.
  • the high-frequency module may include the first variable matching circuit and the second variable matching circuit connected in parallel to each other in one of the plurality of signal paths.
  • variable matching circuit This makes it possible to suppress signal transmission loss in the variable matching circuit, for example, when matching between signal paths including a signal path for which low loss of signal passing characteristics is important.
  • the plurality of frequency bands include Band 1 having a transmission band of 1920 MHz-1980 MHz in the LTE (Long Term Evolution) standard and a reception band of 2110 MHz-2170 MHz, and a transmission band of 1710 MHz-1785 MHz in the LTE standard. And Band 3 having a reception band of 1805 MHz to 1880 MHz and Band 7 having a transmission band of 2500 MHz to 2570 MHz and having a reception band of 2620 MHz to 2690 MHz in the LTE standard. A combination, a combination of Band3 and Band7, and a combination of Band7 and Band1 are selected and simultaneously communicated. It may be.
  • an antenna element connected to the input terminal may be further provided.
  • the high-frequency module including the antenna element can be reduced in size.
  • the high-frequency module according to the present invention can provide a small-sized high-frequency module that can ensure good transmission performance of a high-frequency signal even if the combination of frequency bands in which carrier aggregation operation is performed changes.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram illustrating one CA operation of the high-frequency module according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram illustrating another CA operation of the high-frequency module according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 3A is a specific circuit diagram of the variable matching circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3B is a specific circuit diagram of the variable matching circuit according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the embodiment.
  • FIG. 5A is a graph comparing the pass characteristics during simultaneous operation of Band3-Band7 according to the example and the comparative example.
  • FIG. 5B is a graph comparing pass characteristics during simultaneous operation of Band 1 and Band 3 according to the example and the comparative example.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a specific circuit diagram of the variable phase circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a specific circuit diagram of the variable acoustic wave resonance circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram in which a variable matching circuit and a variable elastic wave resonance circuit are connected in series.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram illustrating one CA operation of the high-frequency module 1 according to Embodiment 1
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram illustrating another CA operation of the high-frequency module according to Embodiment 1.
  • . 1A and 1B show the high-frequency module 1 according to the first embodiment and the antenna element 7.
  • the high-frequency module 1 and the antenna element 7 are arranged, for example, at the front end of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the high frequency module 1 includes a switch circuit 10 and signal paths 11, 12 used for propagation of signals in the first, second, third,..., And nth (n is a natural number of 3 or more) frequency bands. , And 1n, variable matching circuits 101, 102, 103,..., And 10n, and band-pass filters 111, 112, 113,.
  • the high-frequency module 1 is a multicarrier transmission / reception apparatus provided with a plurality of signal paths for transmitting and receiving radio signals in a plurality of frequency bands in order to support multimode / multiband.
  • the high-frequency module 1 is a carrier aggregation method (CA) that performs communication using at least two frequency bands simultaneously selected from a plurality of frequency bands having different frequencies for the purpose of improving communication quality.
  • CA carrier aggregation method
  • FIG. 1A shows an example in which the first frequency band and the third frequency band are selected and used simultaneously from the first to nth frequency bands.
  • FIG. 1B shows an example in which the first frequency band and the nth frequency band are selected and used simultaneously from the first to nth frequency bands.
  • the switch circuit 10 has one input terminal 121 and n output terminals 131, 132, 133,..., And 13n, and each of two or more output terminals selected from the output terminals 131 to 13n. And the input terminal 121 are simultaneously connected.
  • the input terminal 121 is connected to the antenna element 7, and the output terminals 131 to 13n are connected to the signal paths 11 to 1n in a one-to-one correspondence.
  • FIG. 1A the input terminal 121 and the output terminal 131 are connected, and the input terminal 121 and the output terminal 133 are connected.
  • FIG. 1B the input terminal 121 and the output terminal 131 are connected, and the input terminal 121 and the output terminal 13n are connected. That is, the switch circuit 10 switches the connection between the antenna element 7 and the plurality of signal paths 11 to 1n by connecting the antenna element 7 and at least two signal paths among the plurality of signal paths 11 to 1n.
  • the switch circuit 10 outputs a control signal (control voltage) indicating a connection relationship between the input terminal 121 and the output terminals 131 to 13n to the variable matching circuits 101 to 10n.
  • Signal paths 11 to 1n are signal transmission paths used for propagation of signals in a corresponding frequency band among a plurality of frequency bands. Each of the signal paths 11 to 1n is connected to the bandpass filters 111 to 11n in a one-to-one correspondence.
  • the band pass filters 111 to 11n are filter elements that selectively pass signals in the corresponding frequency band. Although not shown, the band pass filters 111 to 11n are connected to a reception amplification circuit that amplifies a reception signal received by the antenna element 7 or a transmission amplification circuit that amplifies a transmission signal transmitted from the antenna element 7 in advance. Has been.
  • the band pass filters 111 to 11n pass signal components in the corresponding frequency band with low loss, and highly attenuate signal components outside the corresponding frequency band.
  • Each of the variable matching circuits 101 to 10n is a main component of the high-frequency module 1 according to the present embodiment, and is arranged in a one-to-one correspondence with each of the signal paths 11 to 1n.
  • Each of the variable matching circuits 101 to 10n changes its circuit state in accordance with a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal 121. As a result, even if the combination of frequency bands for CA operation changes, it is possible to ensure good transmission performance of transmission / reception signals propagating through the simultaneously connected signal paths.
  • each of the variable matching circuits 101 to 10n receives a control signal indicating selection information of two or more signal paths used for simultaneous communication from the switch circuit 10, and the circuit state changes based on the control signal. To do. Since the variable matching circuits 101 to 10n acquire the control signal from the switch circuit 10 connected to the signal path, the transmission path of the control signal can be shortened and the high-frequency module can be downsized.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module 2 according to the first modification of the first embodiment.
  • the high-frequency module 2 shown in the figure is different from the high-frequency module 1 in that it includes a reception amplifier circuit 8 and a control signal transmission path.
  • the description of the high-frequency module 2 according to the present modification will be made with the same points as the high-frequency module 1 according to the embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • the high-frequency module 2 includes a switch circuit 10 and signal paths 11, 12 used for propagation of signals in the first, second, third,..., And n-th (n is a natural number of 3 or more) frequency bands. , And 1n, variable matching circuits 101, 102, 103,..., And 10n, band-pass filters 111, 112, 113,. Have.
  • the reception amplification circuit 8 is an amplification circuit that is connected to the band-pass filters 111 to 11n disposed in the signal paths 11 to 1n and amplifies a signal in a corresponding frequency band.
  • the reception amplifier circuit 8 is, for example, a low noise amplifier that amplifies the reception signal propagated from the switch circuit 10 with low noise. Further, the reception amplifier circuit 8 outputs a control signal indicating selection information of two or more signal paths used for simultaneous communication to the variable matching circuits 101 to 10n.
  • Each of the variable matching circuits 101 to 10n changes its circuit state based on the control signal output from the reception amplifier circuit 8. As a result, even if the combination of frequency bands for CA operation changes, it is possible to ensure good transmission performance of transmission / reception signals propagating through the simultaneously connected signal paths.
  • each of the variable matching circuits 101 to 10n receives a control signal indicating selection information of two or more signal paths used for simultaneous communication from the reception amplifier circuit 8, and the circuit state is determined based on the control signal. Change. Since the variable matching circuits 101 to 10n obtain the control signal from the reception amplifier circuit 8 connected to the signal path, the transmission path of the control signal can be shortened, and the high-frequency module can be downsized.
  • variable matching circuit is provided in each of the signal paths 11 to 1n.
  • variable matching circuit includes a plurality of signal paths for CA operation. It suffices if it is provided in at least one signal path.
  • FIG. 3A is a specific circuit diagram of variable matching circuits 101 to 10n according to the first embodiment. The figure shows the circuit configuration of the variable matching circuits 101 to 10n included in the high-frequency modules 1 and 2. Each of the variable matching circuits 101 to 10n includes a variable capacitance element 151 and inductance elements 152 and 153.
  • the variable capacitance element 151 is a circuit element whose capacitance changes when a control voltage is applied, and is inserted in series in each of the signal paths 11 to 1n. Examples of the variable capacitance element 151 include a variable capacitance diode.
  • the inductance elements 152 and 153 are disposed between the signal path and the reference terminal with the variable capacitance element 151 interposed therebetween.
  • the capacitance of the variable capacitance element 151 and the inductance values of the inductance elements 152 and 153 may be different for each signal path.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 151 changes corresponding to the control voltage supplied from the switch circuit 10 or the reception amplification circuit 8.
  • FIG. 3B is a specific circuit diagram of the variable matching circuits 101 to 10n according to the first modification of the first embodiment.
  • the figure shows a modification of the circuit configuration of the variable matching circuits 101 to 10n included in the high-frequency modules 1 and 2.
  • Each of the variable matching circuits 101 to 10n includes an inductance element 161 and variable capacitance elements 162 and 163.
  • the inductance element 161 is inserted in series in each of the signal paths 11 to 1n.
  • variable capacitance elements 162 and 163 are circuit elements whose capacitance changes when a control voltage is applied, and are arranged between the signal path and the reference terminal with the inductance element 161 interposed therebetween. Examples of the variable capacitance elements 162 and 163 include variable capacitance diodes.
  • inductance value of the inductance element 161 and the capacitances of the variable capacitance elements 162 and 163 may be different for each signal path.
  • the capacitance values of the variable capacitance elements 162 and 163 change in accordance with the control voltage supplied from the switch circuit 10 or the reception amplification circuit 8.
  • the combination of two or more signal paths for CA operation changes in a state where two or more filter elements arranged in two or more signal paths for CA operation are connected via the switch circuit 10, for example, It is always possible to match the impedance of the pass band to the characteristic impedance.
  • the switch circuit 10 or the reception amplifier circuit 8 that outputs the control voltage is applied to the combination information of two or more signal paths that perform CA operation and the variable capacitance element of the variable matching circuit.
  • a correspondence table showing the relationship with the control voltage is provided in advance.
  • the high-frequency modules 1 and 2 may have the correspondence table, and the switch circuit 10 or the reception amplifier circuit 8 may output the control voltage to the variable matching circuit with reference to the correspondence table.
  • the switch circuit needs to be configured in a one-input multiple-output type (SPnT type) so as to correspond to one antenna element.
  • SPnT type one-input multiple-output type
  • the filter element arranged in one signal path is not connected to the other signal path.
  • the pass characteristic is deteriorated. In order to eliminate this deterioration, it is necessary to adjust the phase and impedance so that one filter element is not affected by the other filter element.
  • the circuit state of the variable matching circuit changes according to the combination of two or more signal paths that are simultaneously connected in the CA mode.
  • the switch circuit can simultaneously connect two or more signal paths with one input terminal, a small high-frequency module can be provided.
  • the high frequency modules 1 and 2 which concern on Embodiment 1 carry out CA operation
  • the high frequency modules 1 and 2 which concern on this Embodiment may include the mode which does not carry out CA operation
  • the switch circuit 10 connects one output terminal selected from the output terminals 131 to 13n to the input terminal 121.
  • the switch circuit 10 having a function of simultaneously connecting each of at least two output terminals and the input terminal may have a function of switching between the CA mode and the non-CA mode.
  • bandpass filters 111 to 11n may be low-pass filters or high-pass filters depending on the frequency configuration and required specifications of each frequency band.
  • At least one signal path is a reception signal path for propagating a signal received via the switch circuit 10 to a subsequent reception amplification circuit, and a signal to be transmitted to the switch circuit 10.
  • You may branch to the transmission signal path
  • FDD frequency division duplex
  • a duplexer may be arranged at the branch point.
  • the FDD signal path that propagates both transmission and reception signals simultaneously has a wider frequency bandwidth, so the impedance matching of the duplexer than the filter alone It is more difficult to take For this reason, the shift of the impedance matching of the duplexer when the frequency band of the combination that performs the CA operation changes increases. From this point of view, it is significant to effectively perform impedance matching between duplexers on the signal path for CA operation using the variable matching circuits 101 to 10n of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module according to the embodiment.
  • the figure shows a circuit diagram of an example of the high-frequency module 1 according to the first embodiment.
  • the high-frequency module includes a switch circuit 10A and a reception signal path 21 used for propagation of a reception signal of Band 1 (transmission band: 1920-1980 MHz, reception band: 2110-2170 MHz) of LTE (Long Term Evolution) standard.
  • LTE standard Band 3 transmission band: 1710-1785 MHz, reception band: 1805 to 1880 MHz
  • received signal path 23 used for propagation of the LTE signal Band 7 (transmission band: 2500-2570 MHz, reception band: 2620) -2690 MHz) received signal path 27, variable capacitance elements 231, 233 and 237, inductance elements 241, 243 and 247, bandpass filters 201, 203 and 207, And a case for the inductance element 240.
  • the high frequency module according to the present embodiment employs a carrier aggregation method in which communication is performed using two frequency bands arbitrarily selected from three frequency bands.
  • the switch circuit 10A is a switch having one input terminal and three output terminals, and simultaneously connecting each of two output terminals selected from the three output terminals and the input terminal.
  • the input terminal is connected to the antenna element, and each of the three output terminals is connected to correspond to each of the reception signal paths 21, 23 and 27. That is, the CA operation includes a combination of Band1 and Band3, a combination of Band3 and Band7, and a combination of Band7 and Band1.
  • control signal control voltage
  • indicating the connection relationship between the input terminal and the three output terminals is applied to the variable capacitance elements 231, 233 and 237.
  • Reception signal paths 21, 23, and 27 are reception signal transmission paths used for propagation of reception signals of Band1, Band3, and Band7, respectively.
  • Received signal paths 21, 23 and 27 are connected to bandpass filters 201, 203 and 207, respectively.
  • Band pass filters 201, 203 and 207 are filter elements that selectively pass signals in the corresponding frequency band.
  • the band pass filter 207 is connected to the Band 7 output terminal by the reception signal path 21.
  • the bandpass filters 201 and 203 are connected to the Band1 / Band3 output terminal through a common path where the reception signal paths 21 and 23 merge.
  • variable capacitance element 237 and the inductance element 247 constitute a variable matching circuit provided in the reception signal path 27 of Band7.
  • the variable capacitance element 231 and the inductance element 241 constitute a variable matching circuit provided in the reception signal path 21 of Band1.
  • the variable capacitance element 233 and the inductance element 243 constitute a variable matching circuit provided in the reception signal path 23 of Band3.
  • Each of the variable capacitance elements 231, 233 and 237 receives a control signal indicating selection information of two signal paths used for simultaneous communication from the switch circuit 10A, and the capacitance value changes based on the control signal.
  • variable capacitance elements 231, 231 The capacitance values of the variable capacitance element 233 and the variable capacitance element 237 change. More specifically, in the switch circuit 10A, the impedance of the pass band becomes a characteristic impedance (banded) for the band pass filter provided in one signal path according to the combination of two reception signal paths that are connected simultaneously. The control voltage applied to the variable capacitance element is output so that the impedance outside the pass band (pass band of the band pass filter provided in another signal path) is in an open state.
  • FIG. 5A is a graph comparing pass characteristics during simultaneous operation of Band 3 and Band 7 according to the example and the comparative example. More specifically, FIG. 5A shows the pass characteristics of the Band3 bandpass filter 203 according to the present embodiment (variable matching) and the Band3 bandpass filter according to the comparative example (fixed matching). .
  • FIG. 5B is a graph comparing pass characteristics during simultaneous operation of Band 1 and Band 3 according to the example and the comparative example. More specifically, FIG. 5B shows the pass characteristics of the Band1 bandpass filter 201 according to the present embodiment (variable matching) and the Band1 bandpass filter according to the comparative example (fixed matching). .
  • the pass characteristics of the embodiments shown in FIGS. 5A and 5B change in the capacitance value of the variable capacitance element according to the combination of frequency bands received simultaneously in the circuit configuration shown in FIG. This is the pass characteristic of the band pass filters 203 and 201 of Band 3 and Band 1 in the case of (variable matching).
  • the pass characteristics of the comparative example shown in FIGS. 5A and 5B are respectively fixed to the capacitance value of the variable capacitance element regardless of the combination of frequency bands received simultaneously in the circuit configuration shown in FIG. This is the pass characteristic of the band-pass filters of Band 3 and Band 1 in the case of being made (fixed matching).
  • Table 1 shows the optimum values of the variable capacitance element and the inductance element set in the examples and comparative examples.
  • the capacitance values of the variable capacitance elements 237, 231 and 233 are fixed to 50 pF, 5.0 pF and 2.3 pF regardless of the combination of frequency bands for CA operation. Yes.
  • the capacitance values of the variable capacitance elements 237, 231 and 233 are optimized according to the combination of frequency bands for CA operation.
  • the maximum value of the insertion loss in the Band3 reception band for the Band3 bandpass filter 203 is 2.472 dB (1.880 GHz) in the comparative example, whereas in the example, It is improved to 2.379 dB (1.880 GHz).
  • the maximum insertion loss in the Band1 reception band for the Band1 bandpass filter 201 is 2.509 dB (2.110 GHz) in the comparative example, whereas it is 2 in the embodiment. It is improved to 475 dB (2.110 GHz).
  • the capacitance value of the variable capacitance element is changed according to the combination of two signal paths that are simultaneously connected in the CA mode.
  • the circuit state of the variable matching circuit provided in each signal path changes according to the combination of the two signal paths that are connected simultaneously, so that the filter element disposed in one of the two signal paths passes through. It can suppress that a characteristic deteriorates with the filter element arrange
  • the switch circuit 10A can simultaneously connect two or more reception signal paths with one input terminal, it is possible to provide a small high-frequency module.
  • the high frequency module 3 according to the present embodiment is different from the high frequency module 1 according to the first embodiment in that a variable phase circuit is arranged as one aspect of the variable matching circuit.
  • the high frequency module 3 according to the present embodiment will not be described for the same points as the high frequency module 1 according to the first embodiment, and will be described mainly with respect to different points.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module 3 according to the second embodiment.
  • FIG. 6 shows the high-frequency module 3 and the antenna element 7 according to the second embodiment.
  • the high-frequency module 3 and the antenna element 7 are disposed, for example, at the front end of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the high-frequency module 3 includes a switch circuit 10 and signal paths 11, 12 used for propagation of signals in the first, second, third,..., And nth (n is a natural number of 3 or more) frequency bands. , And 1n, variable phase circuits 301, 302, 303,..., And 30n, and band-pass filters 111, 112, 113,.
  • the high-frequency module 3 employs a carrier aggregation method in which communication is performed simultaneously using at least two frequency bands selected from a plurality of frequency bands having different frequencies from each other for the purpose of improving communication quality.
  • the switch circuit 10 outputs a control signal (control voltage) indicating a connection relation between the input terminal and the output terminal to the variable phase circuits 301 to 30n.
  • Each of the variable phase circuits 301 to 30n is a main component of the high-frequency module 3 according to the present embodiment, and is arranged corresponding to each of the signal paths 11 to 1n.
  • Each of the variable phase circuits 301 to 30n is an embodiment of a variable matching circuit whose circuit state changes according to a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal of the switch circuit 10.
  • variable phase circuits 301 to 30n obtain the control signal from the switch circuit 10 connected to the signal path, the transmission path of the control signal can be shortened, and the high-frequency module can be downsized.
  • variable phase circuit is provided in each of the signal paths 11 to 1n.
  • variable phase circuit includes at least one of a plurality of signal paths that perform CA operation. It may be provided in one signal path.
  • FIG. 7 is a specific circuit diagram of 301 to 30n of the variable phase circuit according to the second embodiment.
  • the circuit configuration of 301 to 30n of the variable phase circuit provided in the high frequency module 3 is shown.
  • Each of 301 to 30n includes inductance elements 351, 352, and 353 and variable capacitance elements 354, 355, 356, and 357.
  • the inductance elements 351 to 353 are connected in series with each other, and the inductance elements 351 to 353 connected in series are inserted in series in the signal paths 11 to 1n, respectively.
  • variable capacitance elements 354 to 357 are circuit elements whose electrostatic capacitance changes when a control voltage is applied, and are arranged between the inductance elements 351 to 353 and the connection node of the signal path and the reference terminal, respectively. Examples of the variable capacitance elements 354 to 357 are variable capacitance diodes.
  • inductance values of the inductance elements 351 to 353 and the capacitances of the variable capacitance elements 354 to 357 may be different for each signal path.
  • the capacitance values of the variable capacitance elements 354 to 357 change in accordance with the control voltage supplied from the switch circuit 10.
  • the signal paths connected simultaneously according to the change of the combination are changed. It becomes possible to change the phase of the transmitted / received signal to propagate.
  • the combination changes for example, it is possible to always set the impedance of the filter element of the combination partner to an open state. Therefore, even if the combination of frequency bands for CA operation changes, it is possible to ensure good transmission performance of transmission / reception signals.
  • the high-frequency module 4 according to the present embodiment is different from the high-frequency module 1 according to the first embodiment in that a variable LC resonance circuit is arranged as one aspect of the variable matching circuit.
  • the high frequency module 4 according to the present embodiment will not be described with respect to the same points as the high frequency module 1 according to the first embodiment, and will be described mainly with respect to different points.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module 4 according to the third embodiment.
  • the figure shows the high-frequency module 4 and the antenna element 7 according to the third embodiment.
  • the high-frequency module 4 and the antenna element 7 are disposed, for example, at the front end of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the high-frequency module 4 includes a switch circuit 10 and signal paths 11, 12 used for propagation of signals in the first, second, third,..., And nth (n is a natural number of 3 or more) frequency bands. , And 1n, variable LC resonance circuits 401, 402, 403,..., And 40n, and band-pass filters 111, 112, 113,.
  • the high-frequency module 4 employs a carrier aggregation method in which communication is performed using at least two frequency bands selected from a plurality of frequency bands having different frequencies at the same time for the purpose of improving communication quality.
  • the switch circuit 10 outputs a control signal (control voltage) indicating a connection relation between the input terminal and the output terminal to the variable LC resonance circuits 401 to 40n.
  • Each of the variable LC resonance circuits 401 to 40n is a main component of the high-frequency module 4 according to the present embodiment, and is arranged corresponding to each of the signal paths 11 to 1n.
  • Each of the variable LC resonant circuits 401 to 40n is an aspect of a variable matching circuit whose circuit state changes according to a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal of the switch circuit 10.
  • variable LC resonance circuits 401 to 40n acquire the control signal from the switch circuit 10 connected to the signal path, the transmission path of the control signal can be shortened, and the high-frequency module can be downsized. .
  • variable LC resonance circuit is provided in each of the signal paths 11 to 1n.
  • the variable LC resonance circuit includes a plurality of signal paths that perform CA operation. It suffices if it is provided in at least one signal path.
  • each of the variable LC resonance circuits 401 to 40n included in the high-frequency module 4 includes an inductance element and a variable capacitance element connected in parallel to each other.
  • the variable LC resonance circuit 401 includes an inductance element 411 and a variable capacitance element 412
  • the variable LC resonance circuit 402 includes an inductance element 421 and a variable capacitance element 422
  • the variable LC resonance circuit 403 is variable with the inductance element 431.
  • the variable LC resonance circuit 40n includes an inductance element 4n1 and a variable capacitance element 4n2.
  • variable capacitance elements 412, 422, 432,..., And 4n2 are circuit elements whose capacitance changes when a control voltage is applied, and examples thereof include variable capacitance diodes.
  • the capacitance values of the variable capacitance elements 412 to 4n2 change in accordance with the control voltage supplied from the switch circuit 10.
  • the switch circuit 10 even if the combination of two or more signal paths for CA operation changes, the signal paths connected simultaneously according to the change of the combination are changed. It is possible to change the LC resonance frequency of the variable LC resonance circuit that propagates. At this time, for example, it becomes possible to make the impedance of the filter element of the combination partner open. Therefore, even if the combination of frequency bands for CA operation changes, it is possible to ensure good transmission performance of transmission / reception signals.
  • the high-frequency module 5 according to the present embodiment is different from the high-frequency module 1 according to the first embodiment in that a variable elastic wave resonance circuit is arranged as one aspect of the variable matching circuit.
  • the high frequency module 5 according to the present embodiment will not be described for the same points as the high frequency module 1 according to the first embodiment, and will be described focusing on the different points.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the high-frequency module 5 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 shows the high-frequency module 5 and the antenna element 7 according to the fourth embodiment.
  • the high-frequency module 5 and the antenna element 7 are arranged, for example, at the front end of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the high-frequency module 5 includes a switch circuit 10 and signal paths 11, 12 used for propagation of signals in the first, second, third,..., And nth (n is a natural number of 3 or more) frequency bands. , And 1n, variable elastic wave resonance circuits 501, 502, 503,..., And 50n, and band-pass filters 111, 112, 113,. .
  • the high-frequency module 5 employs a carrier aggregation method in which communication is performed simultaneously using at least two frequency bands selected from a plurality of frequency bands having different frequencies for the purpose of improving communication quality.
  • the switch circuit 10 outputs a control signal (control voltage) indicating the connection relationship between the input terminal and the output terminal to the variable acoustic wave resonance circuits 501 to 50n.
  • Each of the variable elastic wave resonance circuits 501 to 50n is a main component of the high-frequency module 5 according to the present embodiment, and is arranged corresponding to each of the signal paths 11 to 1n.
  • Each of the variable acoustic wave resonance circuits 501 to 50n is an aspect of a variable matching circuit whose circuit state changes in accordance with a combination of two or more signal paths that are simultaneously connected to the input terminal of the switch circuit 10.
  • variable elastic wave resonance circuits 501 to 50n acquire the control signal from the switch circuit 10 connected to the signal path, the transmission path of the control signal can be shortened, and the high-frequency module can be downsized. Become.
  • variable elastic wave resonance circuit is provided in each of the signal paths 11 to 1n.
  • the variable elastic wave resonance circuit includes a plurality of signals that perform CA operation. It suffices to be provided in at least one signal path among the paths.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of variable acoustic wave resonance circuits 501 to 50n according to the fourth embodiment.
  • the figure shows a circuit configuration of variable acoustic wave resonance circuits 501 to 50n included in the high-frequency module 5.
  • Each of the variable elastic wave resonance circuits 501 to 50n includes an elastic wave resonator 551 and a variable capacitance element 552.
  • the acoustic wave resonator 551 and the variable capacitance element 552 are connected in parallel and are inserted in the signal paths 11 to 1n, respectively.
  • Examples of the acoustic wave resonator 551 include a surface acoustic wave resonator using a surface wave, a BAW (Bulk Acoustic Wave) resonator using a bulk wave, and a boundary acoustic wave resonator using a boundary acoustic wave. .
  • the variable capacitance element 552 is a circuit element whose capacitance changes when a control voltage is applied.
  • a variable capacitance diode is exemplified.
  • the design parameter that determines the capacitance value of the acoustic wave resonator 551 and the capacitance of the variable capacitance element 552 may be different for each signal path.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 552 changes in accordance with the control voltage supplied from the switch circuit 10.
  • the antiresonance of the acoustic wave resonator is changed according to the change of the combination. It becomes possible to change the frequency.
  • the high-frequency module according to the present embodiment has a configuration in which a plurality of variable matching circuits mentioned in the first to fourth embodiments are combined.
  • the high frequency module according to the present embodiment will not be described for the same points as the high frequency module according to the first to fourth embodiments, and will be described with a focus on the different points.
  • the high-frequency module according to the present embodiment includes, for example, the variable matching circuit (first variable matching circuit) shown in any of Embodiments 1 to 4 and the signal paths of Embodiments 1 to 4 in each signal path.
  • the variable matching circuit (second variable matching circuit) shown in any of the above has a configuration connected in series.
  • the high frequency module according to the present embodiment has a configuration in which the variable matching circuit according to the first embodiment and the variable acoustic wave resonance circuit according to the fourth embodiment are connected in series.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram in which a variable matching circuit 651 and a variable elastic wave resonance circuit 652 are connected in series. Note that the circuit configuration shown in FIG. 11 does not have to be provided in all signal paths, and may be provided in at least one signal path. The combination of circuits connected in series may be different for each signal path.
  • variable matching circuit As a result, the number of stages of the variable matching circuit is increased, and a plurality of different variable matching circuits can be provided in series, so that the degree of matching between simultaneously connected signal paths can be improved. For example, it is suitable for matching when the frequency bands to be simultaneously connected are separated (for example, CA between Band 5 and Band 7).
  • the high-frequency module according to the present embodiment is not limited to a configuration in which two variable matching circuits are connected in series.
  • the high-frequency module according to the present embodiment includes, for example, the variable matching circuit (first variable matching circuit) shown in any of the first to fourth embodiments and the first to fourth embodiments in each signal path.
  • the variable matching circuit (second variable matching circuit) shown in any one of 4 may be connected in parallel. Note that the circuit configurations connected in parallel do not need to be provided in all signal paths, but may be provided in at least one signal path. The combination of circuits connected in parallel may be different for each signal path.
  • variable matching circuit This makes it possible to suppress signal transmission loss in the variable matching circuit, for example, when matching between signal paths including a signal path for which low loss of signal passing characteristics is important.
  • a high frequency module includes a configuration provided with the variable matching circuit according to any one of the first to fourth embodiments, a configuration in which a plurality of variable matching circuits are connected in series, and a plurality of variable matching circuits. May be connected in parallel depending on the signal path.
  • the high-frequency module according to the embodiment of the present invention has been described with reference to the first to fifth embodiments and the modified examples.
  • the high-frequency module of the present invention is not limited to the above-described embodiments and modified examples. Absent.
  • the band pass filter included in the high frequency modules according to Embodiments 2 to 5 may be a duplexer.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as a multi-band / multi-mode compatible front-end module employing a carrier aggregation method.
  • Antenna element 8 Reception amplifier circuit 10, 10A Switch circuit 11, 12, 13, 1n Signal path 21, 23, 27 Reception signal path 101, 102, 103, 10n, 651 Variable Matching circuit 111, 112, 113, 11n, 201, 203, 207 Band pass filter 121 Input terminal 131, 132, 133, 13n Output terminal 151, 162, 163, 231, 233, 237, 354, 355, 356, 357, 412, 422, 432, 4n2, 552 Variable capacitance elements 152, 153, 161, 241, 243, 247, 351, 352, 353, 411, 421, 431, 4n1 Inductance element 240 Inductance element for matching 301, 302, 303, 30n variable phase circuit 01,402,403,40n variable LC resonant circuit 501,502,503,50n, 652 variable acoustic wave resonator circuit 551 acoustic wave resonator

Landscapes

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Abstract

キャリアアグリゲーション方式が適用される高周波モジュール（１）であって、１つの入力端子（１２１）と３以上の出力端子（１３１～１３ｎ）とを有し出力端子（１３１～１３ｎ）のうち選択された２以上の出力端子のそれぞれと入力端子（１２１）とを同時接続させるスイッチ回路（１０）と、複数の周波数帯域のうち対応する周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路（１１～１ｎ）と、複数の信号経路（１１～１ｎ）のそれぞれに設けられた帯域通過フィルタ（１１１～１１ｎ）と、複数の信号経路（１１～１ｎ）に設けられ入力端子（１２１）と同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路（１０１～１０ｎ）とを備える。

Description

高周波モジュール
　本発明は、高周波信号を処理する高周波モジュールに関する。
　近年の携帯電話には、１つの端末で複数の周波数および無線方式に対応することが要求されている（マルチバンド化およびマルチモード化）。マルチバンド化およびマルチモード化に対応するフロントエンドモジュールには、複数の送受信信号を品質劣化させずに高速処理することが求められている。
　特許文献１には、アンテナが接続されたスイッチＩＣ、整合回路、フィルタおよび分波器を有する送受信回路を２組備えた高周波モジュールが開示されている。
　また、特許文献２には、アンテナに接続されたスイッチ、整合回路、フィルタおよびデュプレクサを備えた高周波回路が記載されている。
特開２０１５－２３９５号公報 特開２０１４－３６４０９号公報
　通信規格ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）－Ａｄｖａｎｃｅｄにおいては、複数の周波数帯域を同時に使用して通信するキャリアアグリゲーション（ＣＡ）が適用される。これに対して、特許文献１に記載された高周波モジュールでは、２つのアンテナを用いることで、複数の異なる周波数帯域の信号を同時に送受信することが可能となる構成が開示されている。
　しかしながら、携帯電話の小型化の要求に伴い、ＣＡ通信においても１つのアンテナを用いて通信を行うことが求められている。
　また、特許文献２に記載された高周波回路では、複数の周波数帯域の組み合わせを特定してＣＡ動作をさせることは可能である。しかしながら、複数の周波数帯域の組み合わせを任意に選択してＣＡ動作をさせる場合、特定の周波数帯域の組み合わせに特化した整合回路を用いると、別の組み合わせにおいて、例えば、インピーダンス不整合などに起因して各フィルタの通過特性の劣化が著しくなる。これにより、ＣＡ動作させる周波数帯域の組み合わせが切り替わるたびに、各フィルタの通過特性が変動し通信品質が維持できないという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、キャリアアグリゲーション動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、高周波信号の良好な伝送性能を確保できる小型の高周波モジュールを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波モジュールは、互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が適用される高周波モジュールであって、１つの入力端子と３以上の出力端子とを有し、前記３以上の出力端子のうち選択された２以上の出力端子のそれぞれと前記入力端子とを同時接続させるスイッチ回路と、前記複数の周波数帯域のうち対応する周波数帯域の信号の伝搬に用いられ、前記３以上の出力端子と一対一対応で接続された複数の信号経路と、前記複数の信号経路のそれぞれに設けられたフィルタ素子と、前記複数の信号経路のうち、少なくとも一つに設けられ、前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路とを備える。
　これによれば、キャリアアグリゲーション動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。また、スイッチ回路は、１つの入力端子で２つ以上の信号経路を同時接続できるので、小型の高周波モジュールを提供することが可能となる。
　また、前記スイッチ回路は、前記入力端子と前記３以上の出力端子との接続関係を示す制御信号を出力し、前記可変整合回路は、前記制御信号に基づいて前記回路状態が変化するようにしてもよい。
　これにより、信号経路に設けられた可変整合回路は、回路状態を変化させる制御信号を、当該信号経路に接続されたスイッチ回路から取得する。よって、制御信号の伝送経路を短くできるので、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　また、前記複数の信号経路内において、前記フィルタ素子に接続され、前記対応する周波数帯域の信号を増幅する増幅回路をさらに備え、前記増幅回路は、同時通信に用いられる前記複数の信号経路の選択情報を示す制御信号を出力し、前記可変整合回路は、前記制御信号に基づいて前記回路状態が変化するようにしてもよい。
　これにより、信号経路に設けられた可変整合回路は、回路状態を変化させる制御信号を、当該信号経路に接続された増幅回路から取得する。よって、制御信号の伝送経路を短くできるので、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　また、前記複数の信号経路のうちの一の信号経路は、前記スイッチ回路を経由して受信した信号を伝搬する受信信号経路、および、前記スイッチ回路へ送信する信号を伝搬する送信信号経路に分岐しており、前記受信信号経路と前記送信信号経路との分岐点に配置された前記フィルタ素子は、デュプレクサであってもよい。
　送信信号のみ、または受信信号のみを伝搬する信号経路に比べて、送受信双方の信号を同時に伝搬する信号経路の方が周波数帯域幅が広いため、送受信用の信号経路に配置されるデュプレクサのインピーダンス整合をとることの難易度は高い。このため、ＣＡ動作する組み合わせの周波数帯域が変化した場合のデュプレクサのインピーダンス整合のずれは大きくなる。
　本態様の可変整合回路によれば、ＣＡ動作する信号経路上のデュプレクサ同士のインピーダンス整合を効果的にとることができる。
　また、前記可変整合回路は、前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、前記２以上の信号経路を伝搬する信号の位相を変化させる可変位相回路を含んでもよい。
　これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、当該組み合わせの変化に応じて同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の位相を変化させることが可能である。このとき、例えば、組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスを、常にオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、前記可変整合回路は、前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、ＬＣ共振周波数が変化する可変ＬＣ共振回路を含んでもよい。
　これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、当該組み合わせの変化に応じてＬＣ共振回路のＬＣ共振周波数を変化させることが可能である。このとき、例えば、組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスを、常にオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、前記可変整合回路は、前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、反共振周波数が変化する可変弾性波共振回路を含んでもよい。
　これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、当該組み合わせの変化に応じて弾性波共振子の反共振周波数を変化させることが可能である。このとき、例えば、組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスを、常にオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、前記高周波モジュールは、前記複数の信号経路のうちの一の信号経路に、互いに直列接続された第１の前記可変整合回路および第２の前記可変整合回路を有してもよい。
　これにより、可変整合回路の段数が増え、さらに、例えば可変位相回路とＬＣ共振回路との直列接続など、異なる複数の可変整合回路を設けることができるので、同時接続される信号経路間の整合度を向上させることが可能となる。
　また、前記高周波モジュールは、前記複数の信号経路のうちの一の信号経路に、互いに並列接続された第１の前記可変整合回路および第２の前記可変整合回路を有してもよい。
　これにより、例えば、信号通過特性の低損失性を重視したい信号経路を含む信号経路間の整合をとる場合に、可変整合回路での信号伝送損失を抑制することが可能となる。
　また、前記複数の周波数帯域は、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格において、１９２０ＭＨｚ－１９８０ＭＨｚの送信帯域を有し、２１１０ＭＨｚ－２１７０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ１と、前記ＬＴＥ規格において、１７１０ＭＨｚ－１７８５ＭＨｚの送信帯域を有し、１８０５ＭＨｚ－１８８０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ３と、前記ＬＴＥ規格において、２５００ＭＨｚ－２５７０ＭＨｚの送信帯域を有し、２６２０ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ７とを含み、前記Ｂａｎｄ１と前記Ｂａｎｄ３との組み合わせ、前記Ｂａｎｄ３と前記Ｂａｎｄ７との組み合わせ、および、前記Ｂａｎｄ７と前記Ｂａｎｄ１との組み合わせのいずれかの組み合わせを選択して同時通信させてもよい。
　これにより、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ１、３および７を使用してＣＡ動作させるシステムにおいて、Ｂａｎｄ１とＢａｎｄ３との組み合わせ、Ｂａｎｄ３とＢａｎｄ７との組み合わせ、および、Ｂａｎｄ７とＢａｎｄ１との組み合わせのいずれかの組み合わせを選択しても、常に送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、さらに、前記入力端子に接続されたアンテナ素子を備えてもよい。
　これにより、スイッチ回路の入力端子に接続されるアンテナ素子は１つでよいので、アンテナ素子を含む高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　本発明に係る高周波モジュールによれば、キャリアアグリゲーション動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、高周波信号の良好な伝送性能を確保できる小型の高周波モジュールを提供することが可能となる。
図１Ａは、実施の形態１に係る高周波モジュールの一のＣＡ動作を表す回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係る高周波モジュールの他のＣＡ動作を表す回路構成図である。 図２は、実施の形態１の変形例１に係る高周波モジュールの回路構成図である。 図３Ａは、実施の形態１に係る可変整合回路の具体的回路図である。 図３Ｂは、実施の形態１の変形例２に係る可変整合回路の具体的回路図である。 図４は、実施例に係る高周波モジュールの回路構成図である。 図５Ａは、実施例および比較例に係るＢａｎｄ３－Ｂａｎｄ７同時動作時の通過特性を比較したグラフである。 図５Ｂは、実施例および比較例に係るＢａｎｄ１－Ｂａｎｄ３同時動作時の通過特性を比較したグラフである。 図６は、実施の形態２に係る高周波モジュールの回路構成図である。 図７は、実施の形態２に係る可変位相回路の具体的回路図である。 図８は、実施の形態３に係る高周波モジュールの回路構成図である。 図９は、実施の形態４に係る高周波モジュールの回路構成図である。 図１０は、実施の形態４に係る可変弾性波共振回路の具体的回路図である。 図１１は、可変整合回路と可変弾性波共振回路とが直列接続された回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　高周波モジュール１の構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係る高周波モジュール１の一のＣＡ動作を表す回路構成図であり、図１Ｂは、実施の形態１に係る高周波モジュールの他のＣＡ動作を表す回路構成図である。図１Ａおよび図１Ｂには、実施の形態１に係る高周波モジュール１と、アンテナ素子７とが示されている。高周波モジュール１およびアンテナ素子７は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンドに配置される。
　高周波モジュール１は、スイッチ回路１０と、第１、第２、第３、・・・、および第ｎ（ｎは３以上の自然数）の周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路１１、１２、１３、・・・、および１ｎと、可変整合回路１０１、１０２、１０３、・・・、および１０ｎと、帯域通過フィルタ１１１、１１２、１１３、・・・、および１１ｎとを有している。高周波モジュール１は、マルチモード／マルチバンドに対応すべく、複数の周波数帯域により無線信号を送受信するための信号経路が複数設けられた、マルチキャリア用送受信装置である。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール１は、通信品質の向上を目的として、互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式（ＣＡ）が採用される。図１Ａは、第１～第ｎの周波数帯域のうち、第１の周波数帯域および第３の周波数帯域を選択して同時使用している例を示している。一方、図１Ｂは、第１～第ｎの周波数帯域のうち、第１の周波数帯域および第ｎの周波数帯域を選択して同時使用している例を示している。
　スイッチ回路１０は、１つの入力端子１２１とｎ個の出力端子１３１、１３２、１３３、・・・、および１３ｎとを有し、出力端子１３１～１３ｎのうち選択された２以上の出力端子のそれぞれと入力端子１２１とを同時接続させる。入力端子１２１は、アンテナ素子７に接続され、出力端子１３１～１３ｎは、信号経路１１～１ｎに、一対一対応で接続されている。本実施の形態では、図１Ａにおいて、入力端子１２１と出力端子１３１とが接続され、かつ、入力端子１２１と出力端子１３３とが接続されている。一方、図１Ｂにおいて、入力端子１２１と出力端子１３１とが接続され、かつ、入力端子１２１と出力端子１３ｎとが接続されている。つまり、スイッチ回路１０は、アンテナ素子７と複数の信号経路１１～１ｎのうちの少なくとも２つの信号経路とを接続させることにより、アンテナ素子７と複数の信号経路１１～１ｎとの接続を切り替える。
　また、スイッチ回路１０は、入力端子１２１と出力端子１３１～１３ｎとの接続関係を示す制御信号（制御電圧）を、可変整合回路１０１～１０ｎに出力する。
　信号経路１１～１ｎは、複数の周波数帯域のうち対応する周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号伝送路である。信号経路１１～１ｎのそれぞれは、帯域通過フィルタ１１１～１１ｎのそれぞれに、一対一対応で接続されている。
　帯域通過フィルタ１１１～１１ｎは、対応する周波数帯域の信号を選択的に通過させるフィルタ素子である。また、図示していないが、帯域通過フィルタ１１１～１１ｎは、アンテナ素子７で受信した受信信号を増幅する受信増幅回路、または、アンテナ素子７から送信する送信信号を予め増幅する送信増幅回路に接続されている。帯域通過フィルタ１１１～１１ｎは、対応する周波数帯域内の信号成分を低損失で通過させ、かつ対応する周波数帯域外の信号成分を高減衰させる。
　可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、本実施の形態に係る高周波モジュール１の要部構成要素であり、信号経路１１～１ｎのそれぞれに一対一対応で配置されている。可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、入力端子１２１と同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する。これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　より具体的には、可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、同時通信に用いられる２以上の信号経路の選択情報を示す制御信号をスイッチ回路１０から受け、当該制御信号に基づいて回路状態が変化する。可変整合回路１０１～１０ｎは、上記制御信号を、信号経路に接続されたスイッチ回路１０から取得するので、制御信号の伝送経路を短くでき、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　［１．２　高周波モジュール２の構成］
　図２は、実施の形態１の変形例１に係る高周波モジュール２の回路構成図である。同図に示された高周波モジュール２は、高周波モジュール１と比較して、受信増幅回路８を備える点、および、制御信号の伝達経路が異なる。以下、本変形例に係る高周波モジュール２について、実施の形態に係る高周波モジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　高周波モジュール２は、スイッチ回路１０と、第１、第２、第３、・・・、および第ｎ（ｎは３以上の自然数）の周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路１１、１２、１３、・・・、および１ｎと、可変整合回路１０１、１０２、１０３、・・・、および１０ｎと、帯域通過フィルタ１１１、１１２、１１３、・・・、および１１ｎと、受信増幅回路８とを有している。
　受信増幅回路８は、信号経路１１～１ｎ内に配置された帯域通過フィルタ１１１～１１ｎに接続され、対応する周波数帯域の信号を増幅する増幅回路である。受信増幅回路８は、例えば、スイッチ回路１０から伝搬された受信信号を低雑音で増幅するローノイズアンプである。さらに、受信増幅回路８は、同時通信に用いられる２以上の信号経路の選択情報を示す制御信号を、可変整合回路１０１～１０ｎへ向けて出力する。
　可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、受信増幅回路８が出力する上記制御信号に基づいて回路状態が変化する。これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　より具体的には、可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、同時通信に用いられる２以上の信号経路の選択情報を示す制御信号を受信増幅回路８から受け、当該制御信号に基づいて回路状態が変化する。可変整合回路１０１～１０ｎは、上記制御信号を、信号経路に接続された受信増幅回路８から取得するので、制御信号の伝送経路を短くでき、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る高周波モジュール１および２では、可変整合回路は信号経路１１～１ｎのそれぞれに設けられている構成を示したが、可変整合回路は、ＣＡ動作する複数の信号経路のうち少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。
　［１．３　可変整合回路の具体的構成］
　図３Ａは、実施の形態１に係る可変整合回路１０１～１０ｎの具体的回路図である。同図には、高周波モジュール１および２が備える可変整合回路１０１～１０ｎの回路構成が示されている。可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、可変容量素子１５１とインダクタンス素子１５２および１５３とを備える。
　可変容量素子１５１は、制御電圧の印加により静電容量が変化する回路素子であり、信号経路１１～１ｎのそれぞれに直列に挿入されている。可変容量素子１５１は、例えば、可変容量ダイオードが例示される。インダクタンス素子１５２および１５３は、可変容量素子１５１を挟んで、信号経路と基準端子との間に配置されている。
　なお、可変容量素子１５１の静電容量、インダクタンス素子１５２および１５３のインダクタンス値は、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　上記回路構成により、スイッチ回路１０または受信増幅回路８から供給される制御電圧に対応させて、可変容量素子１５１の容量値が変化する。これにより、ＣＡ動作する２以上の信号経路に配置された２以上のフィルタ素子がスイッチ回路１０を介して接続された状態において、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせが変わっても、常に通過帯域のインピーダンスを特性インピーダンスに合わせることが可能となる。
　図３Ｂは、実施の形態１の変形例１に係る可変整合回路１０１～１０ｎの具体的回路図である。同図には、高周波モジュール１および２が備える可変整合回路１０１～１０ｎの回路構成の変形例が示されている。可変整合回路１０１～１０ｎのそれぞれは、インダクタンス素子１６１と、可変容量素子１６２および１６３とを備える。
　インダクタンス素子１６１は、信号経路１１～１ｎのそれぞれに直列に挿入されている。
　可変容量素子１６２および１６３は、制御電圧の印加により静電容量が変化する回路素子であり、インダクタンス素子１６１を挟んで、信号経路と基準端子との間に配置されている。可変容量素子１６２および１６３は、例えば、可変容量ダイオードが例示される。
　なお、インダクタンス素子１６１のインダクタンス値、ならびに、可変容量素子１６２および１６３の静電容量は、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　上記回路構成により、スイッチ回路１０または受信増幅回路８から供給される制御電圧に対応させて、可変容量素子１６２および１６３の容量値が変化する。これにより、ＣＡ動作する２以上の信号経路に配置された２以上のフィルタ素子がスイッチ回路１０を介して接続された状態において、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせが変わっても、例えば、常に通過帯域のインピーダンスを特性インピーダンスに合わせることが可能となる。
　なお、図３Ａおよび図３Ｂの回路構成において、上記制御電圧を出力するスイッチ回路１０または受信増幅回路８は、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせ情報と、可変整合回路の可変容量素子に印加される制御電圧との関係を示す対応テーブルを予め有している。または、高周波モジュール１および２が上記対応テーブルを有しており、スイッチ回路１０または受信増幅回路８が、当該対応テーブルを参照して、上記制御電圧を可変整合回路に出力してもよい。
　［１．４　作用効果］
　ＣＡに対応した通信システムでは、１つのアンテナ素子に対応させてスイッチ回路を１入力多出力型（ＳＰｎＴ型）の構成にする必要がある。しかしながら、１入力多出力型のスイッチと後段のフィルタ素子とを単純に接続しただけでは、２以上の信号経路が同時接続された場合、一方の信号経路に配置されたフィルタ素子が、他方の信号経路に配置されたフィルタ素子の影響を受け、通過特性が劣化する。この劣化を解消するため、一方のフィルタ素子が他方のフィルタ素子の影響を受けないように、位相およびインピーダンス調整を行わなければならない。
　ここで、同時接続される２以上の信号経路の組み合わせが固定されている場合には、各信号経路に固定された整合回路を配置することで位相およびインピーダンス調整をすることが可能となる。
　しかしながら、同時接続される２以上の信号経路の組み合わせが複数あり、それらの組み合わせが任意に変化する場合には、特定の組み合わせに適用可能な整合回路を配置しただけでは、全ての組み合わせに対応することは不可能である。例えば、３つの異なる周波数帯域から２つの周波数帯域を同時通信させる場合には、信号経路に配置される整合回路は、１つの信号経路につき２通り必要である。さらに、複数の異なる周波数帯域から３つの周波数帯域を同時通信させる場合には、選択される周波数帯域の組み合わせは莫大な数となり、当該組み合わせに対応させた数の整合回路を配置することは、フロントエンド領域の省面積化を考慮すれば、実質的には不可能である。
　これに対して、本実施の形態に係る高周波モジュール１および２によれば、ＣＡモード時に同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて、可変整合回路の回路状態が変化する。これにより、上記２以上の信号経路の一方に配置されたフィルタ素子の通過特性が、他方に配置されたフィルタ素子により劣化することを抑制できる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された２以上の信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。また、スイッチ回路は、１つの入力端子で２つ以上の信号経路を同時接続できるので、小型の高周波モジュールを提供することが可能となる。
　なお、実施の形態１に係る高周波モジュール１および２がＣＡ動作することを上述したが、本実施の形態に係る高周波モジュール１および２は、ＣＡ動作しないモードを含んでいてもよい。つまり、ＣＡモードだけでなく、通信状況に応じて複数の周波数帯域から１つの周波数帯域を用いて通信する非ＣＡモードを含んでいてもよい。この非ＣＡモードが選択された場合、スイッチ回路１０は、出力端子１３１～１３ｎのうち選択された１つの出力端子と入力端子１２１とを接続させる。言い換えれば、少なくとも２つの出力端子のそれぞれと入力端子とを同時接続させる機能を有するスイッチ回路１０が、ＣＡモードと非ＣＡモードとの切り替え機能を有していてもよい。
　また、帯域通過フィルタ１１１～１１ｎは、各周波数帯域の周波数構成および要求仕様に応じて、低域通過フィルタまたは高域通過フィルタであってもよい。
　また、信号経路１１～１ｎのうち、少なくとも一の信号経路は、スイッチ回路１０を経由して受信した信号を後段の受信増幅回路へ伝搬する受信信号経路、および、スイッチ回路１０へ送信する信号を送信増幅回路から伝搬する送信信号経路に分岐していてもよい。この場合であって、上記少なくとも一の信号経路に周波数分割複信（ＦＤＤ）方式が適用されるものである場合には、帯域通過フィルタの代わりに、上記受信信号経路と上記送信信号経路との分岐点にデュプレクサが配置されていてもよい。
　送信信号のみ、または受信信号のみを伝搬する信号経路に比べて、送受信双方の信号を同時に伝搬するＦＤＤ方式の信号経路の方が、周波数帯域幅が広くなるため、フィルタ単体よりもデュプレクサのインピーダンス整合をとるほうが、難易度が高い。このため、ＣＡ動作する組み合わせの周波数帯域が変化した場合のデュプレクサのインピーダンス整合のずれは大きくなる。この観点から、本実施の形態の可変整合回路１０１～１０ｎを用いて、ＣＡ動作する信号経路上のデュプレクサ同士のインピーダンス整合を効果的にとる意義は大きい。
　［１．５　高周波モジュール１の実施例］
　ここで、実施の形態１に係る高周波モジュール１の実施例と比較例とを特性比較する。
　図４は、実施例に係る高周波モジュールの回路構成図である。同図には、実施の形態１に係る高周波モジュール１の実施例の回路図が示されている。
　実施例に係る高周波モジュールは、スイッチ回路１０Ａと、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ１（送信帯域：１９２０－１９８０ＭＨｚ、受信帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）の受信信号の伝搬に用いられる受信信号経路２１と、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３（送信帯域：１７１０－１７８５ＭＨｚ、受信帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）の受信信号の伝搬に用いられる受信信号経路２３と、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ７（送信帯域：２５００－２５７０ＭＨｚ、受信帯域：２６２０－２６９０ＭＨｚ）の受信信号の伝搬に用いられる受信信号経路２７と、可変容量素子２３１、２３３および２３７と、インダクタンス素子２４１、２４３および２４７と、帯域通過フィルタ２０１、２０３および２０７と、整合用インダクタンス素子２４０とを有している。
　また、本実施例に係る高周波モジュールは、３つの周波数帯域から任意に選択された２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が採用される。
　スイッチ回路１０Ａは、１つの入力端子と３つの出力端子とを有し、当該３つの出力端子のうち選択された２つの出力端子のそれぞれと入力端子とを同時接続させるスイッチである。入力端子は、アンテナ素子に接続され、上記３つの出力端子のそれぞれは、受信信号経路２１、２３および２７のそれぞれに対応させて接続されている。つまり、ＣＡ動作としては、Ｂａｎｄ１およびＢａｎｄ３の組み合わせ、Ｂａｎｄ３およびＢａｎｄ７の組み合わせ、およびＢａｎｄ７およびＢａｎｄ１の組み合わせが挙げられる。
　また、スイッチ回路１０Ａから出力される、入力端子と３つの出力端子との接続関係を示す制御信号（制御電圧）は、可変容量素子２３１、２３３および２３７に印加される。
　受信信号経路２１、２３および２７は、それぞれ、Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ３およびＢａｎｄ７の受信信号の伝搬に用いられる受信信号伝送路である。受信信号経路２１、２３および２７は、それぞれ、帯域通過フィルタ２０１、２０３および２０７に接続されている。
　帯域通過フィルタ２０１、２０３および２０７は、対応する周波数帯域の信号を選択的に通過させるフィルタ素子である。帯域通過フィルタ２０７は、受信信号経路２１によりＢａｎｄ７出力端子に接続されている。帯域通過フィルタ２０１および２０３は、受信信号経路２１および２３が合流した共通経路によりＢａｎｄ１／Ｂａｎｄ３出力端子に接続されている。
　可変容量素子２３７およびインダクタンス素子２４７は、Ｂａｎｄ７の受信信号経路２７に設けられた可変整合回路を構成している。可変容量素子２３１およびインダクタンス素子２４１は、Ｂａｎｄ１の受信信号経路２１に設けられた可変整合回路を構成している。可変容量素子２３３およびインダクタンス素子２４３は、Ｂａｎｄ３の受信信号経路２３に設けられた可変整合回路を構成している。可変容量素子２３１、２３３および２３７のそれぞれは、同時通信に用いられる２つの信号経路の選択情報を示す制御信号をスイッチ回路１０Ａから受け、当該制御信号に基づいて静電容量値が変化する。つまり、実施例に係る高周波モジュールでは、ＣＡ動作させる周波数帯域の組み合わせが変化しても、帯域通過フィルタ２０１、２０３および２０７の各通過帯域におけるインピーダンスが特性インピーダンスに合うように、可変容量素子２３１、可変容量素子２３３および可変容量素子２３７の静電容量値が変化する。より具体的には、スイッチ回路１０Ａは、同時接続される２つの受信信号経路の組み合わせに応じて、一の信号経路に設けられた帯域通過フィルタについて、通過帯域のインピーダンスが特性インピーダンスとなり（定在波比が小さくなり）、かつ、通過帯域外（他の信号経路に設けられた帯域通過フィルタの通過帯域）のインピーダンスがオープン状態となるよう、可変容量素子に印加される制御電圧を出力する。
　図５Ａは、実施例および比較例に係るＢａｎｄ３－Ｂａｎｄ７同時動作時の通過特性を比較したグラフである。より具体的には、図５Ａには、本実施例（可変整合）に係るＢａｎｄ３の帯域通過フィルタ２０３、および、比較例（固定整合）に係るＢａｎｄ３の帯域通過フィルタの通過特性が表されている。
　また、図５Ｂは、実施例および比較例に係るＢａｎｄ１－Ｂａｎｄ３同時動作時の通過特性を比較したグラフである。より具体的には、図５Ｂには、本実施例（可変整合）に係るＢａｎｄ１の帯域通過フィルタ２０１、および、比較例（固定整合）に係るＢａｎｄ１の帯域通過フィルタの通過特性が表されている。
　なお、図５Ａおよび図５Ｂに示された実施例の通過特性は、それぞれ、図４に示された回路構成において、同時受信する周波数帯域の組み合わせに応じて可変容量素子の静電容量値が変化した場合（可変整合）のＢａｎｄ３およびＢａｎｄ１の帯域通過フィルタ２０３および２０１の通過特性である。
　また、図５Ａおよび図５Ｂに示された比較例の通過特性は、それぞれ、図４に示された回路構成において、同時受信する周波数帯域の組み合わせに関係なく可変容量素子の静電容量値を固定させた場合（固定整合）のＢａｎｄ３およびＢａｎｄ１の帯域通過フィルタの通過特性である。
　表１に、実施例および比較例において設定された可変容量素子およびインダクタンス素子の最適値を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１に示すように、比較例では、ＣＡ動作させる周波数帯域の組み合わせにかかわらず、可変容量素子２３７、２３１および２３３の静電容量値を、５０ｐＦ、５．０ｐＦおよび２．３ｐＦと固定している。一方、実施例では、ＣＡ動作させる周波数帯域の組み合わせに応じて、可変容量素子２３７、２３１および２３３の静電容量値を最適化している。
　これにより、図５Ａに示すように、Ｂａｎｄ３の帯域通過フィルタ２０３について、Ｂａｎｄ３受信帯域における挿入損失の最大値は、比較例では２．４７２ｄＢ（１．８８０ＧＨｚ）であるのに対して、実施例では２．３７９ｄＢ（１．８８０ＧＨｚ）と良化している。また、図５Ｂに示すように、Ｂａｎｄ１の帯域通過フィルタ２０１について、Ｂａｎｄ１受信帯域における挿入損失の最大値は、比較例では２．５０９ｄＢ（２．１１０ＧＨｚ）であるのに対して、実施例では２．４７５ｄＢ（２．１１０ＧＨｚ）と良化している。
　以上のように、本実施例に係る高周波モジュールによれば、表１に示すように、ＣＡモード時に同時接続される２つの信号経路の組み合わせに応じて、可変容量素子の静電容量値を変化させる。これにより、同時接続される２つの信号経路の組み合わせに応じて、各信号経路に設けられた可変整合回路の回路状態が変化するので、上記２つの信号経路の一方に配置されたフィルタ素子の通過特性が、他方に配置されたフィルタ素子により劣化することを抑制できる。よって、図５Ａおよび図５Ｂに示すように、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された２つの信号経路を伝搬する受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。また、スイッチ回路１０Ａは、１つの入力端子で２つ以上の受信信号経路を同時接続できるので、小型の高周波モジュールを提供することが可能となる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態に係る高周波モジュール３は、実施の形態１に係る高周波モジュール１と比較して、可変整合回路の一態様として可変位相回路が配置されている点が異なる。以下、本実施の形態に係る高周波モジュール３について、実施の形態１に係る高周波モジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　［２．１　高周波モジュール３の構成］
　図６は、実施の形態２に係る高周波モジュール３の回路構成図である。図６には、実施の形態２に係る高周波モジュール３と、アンテナ素子７とが示されている。高周波モジュール３およびアンテナ素子７は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンドに配置される。
　高周波モジュール３は、スイッチ回路１０と、第１、第２、第３、・・・、および第ｎ（ｎは３以上の自然数）の周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路１１、１２、１３、・・・、および１ｎと、可変位相回路３０１、３０２、３０３、・・・、および３０ｎと、帯域通過フィルタ１１１、１１２、１１３、・・・、および１１ｎとを有している。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール３は、通信品質の向上を目的として、互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が採用される。
　また、スイッチ回路１０は、入力端子と出力端子との接続関係を示す制御信号（制御電圧）を、可変位相回路３０１～３０ｎに出力する。
　可変位相回路３０１～３０ｎのそれぞれは、本実施の形態に係る高周波モジュール３の要部構成要素であり、信号経路１１～１ｎのそれぞれに対応させて配置されている。可変位相回路３０１～３０ｎのそれぞれは、スイッチ回路１０の入力端子と同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路の一態様である。これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、可変位相回路３０１～３０ｎは、上記制御信号を、信号経路に接続されたスイッチ回路１０から取得するので、制御信号の伝送経路を短くでき、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る高周波モジュール３では、可変位相回路は信号経路１１～１ｎのそれぞれに設けられている構成を示したが、可変位相回路は、ＣＡ動作する複数の信号経路のうち少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。
　［２．２　可変位相回路の具体的構成］
　図７は、実施の形態２に係る可変位相回路の３０１～３０ｎの具体的回路図である。同図には、高周波モジュール３が備える可変位相回路の３０１～３０ｎの回路構成が示されている。３０１～３０ｎのそれぞれは、インダクタンス素子３５１、３５２および３５３と、可変容量素子３５４、３５５、３５６および３５７とを備える。
　インダクタンス素子３５１～３５３は、互いに直列接続され、当該直列接続されたインダクタンス素子３５１～３５３は、信号経路１１～１ｎのそれぞれに直列に挿入されている。
　可変容量素子３５４～３５７は、制御電圧の印加により静電容量が変化する回路素子であり、それぞれ、インダクタンス素子３５１～３５３および信号経路の接続ノードと基準端子との間に配置されている。可変容量素子３５４～３５７は、例えば、可変容量ダイオードが例示される。
　なお、インダクタンス素子３５１～３５３のインダクタンス値、および、可変容量素子３５４～３５７の静電容量は、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　上記回路構成により、スイッチ回路１０から供給される制御電圧に対応させて、可変容量素子３５４～３５７の静電容量値が変化する。これにより、２以上のフィルタ素子がスイッチ回路１０を介して接続された状態において、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせが変わっても、当該組み合わせの変化に応じて同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の位相を変化させることが可能となる。このとき、例えば、当該組み合わせが変化しても、例えば、常に組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスをオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　（実施の形態３）
　本実施の形態に係る高周波モジュール４は、実施の形態１に係る高周波モジュール１と比較して、可変整合回路の一態様として可変ＬＣ共振回路が配置されている点が異なる。以下、本実施の形態に係る高周波モジュール４について、実施の形態１に係る高周波モジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　［３．１　高周波モジュール４の構成］
　図８は、実施の形態３に係る高周波モジュール４の回路構成図である。同図には、実施の形態３に係る高周波モジュール４と、アンテナ素子７とが示されている。高周波モジュール４およびアンテナ素子７は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンドに配置される。
　高周波モジュール４は、スイッチ回路１０と、第１、第２、第３、・・・、および第ｎ（ｎは３以上の自然数）の周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路１１、１２、１３、・・・、および１ｎと、可変ＬＣ共振回路４０１、４０２、４０３、・・・、および４０ｎと、帯域通過フィルタ１１１、１１２、１１３、・・・、および１１ｎとを有している。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール４は、通信品質の向上を目的として、互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が採用される。
　また、スイッチ回路１０は、入力端子と出力端子との接続関係を示す制御信号（制御電圧）を、可変ＬＣ共振回路４０１～４０ｎに出力する。
　可変ＬＣ共振回路４０１～４０ｎのそれぞれは、本実施の形態に係る高周波モジュール４の要部構成要素であり、信号経路１１～１ｎのそれぞれに対応させて配置されている。可変ＬＣ共振回路４０１～４０ｎのそれぞれは、スイッチ回路１０の入力端子と同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路の一態様である。これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、可変ＬＣ共振回路４０１～４０ｎは、上記制御信号を、信号経路に接続されたスイッチ回路１０から取得するので、制御信号の伝送経路を短くでき、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る高周波モジュール４では、可変ＬＣ共振回路は信号経路１１～１ｎのそれぞれに設けられている構成を示したが、可変ＬＣ共振回路は、ＣＡ動作する複数の信号経路のうち少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。
　［３．２　可変ＬＣ共振回路の具体的構成］
　図８に示すように、高周波モジュール４が備える可変ＬＣ共振回路４０１～４０ｎのそれぞれは、互いに並列接続されたインダクタンス素子および可変容量素子で構成されている。可変ＬＣ共振回路４０１は、インダクタンス素子４１１と可変容量素子４１２とを備え、可変ＬＣ共振回路４０２は、インダクタンス素子４２１と可変容量素子４２２とを備え、可変ＬＣ共振回路４０３は、インダクタンス素子４３１と可変容量素子４３２とを備え、可変ＬＣ共振回路４０ｎは、インダクタンス素子４ｎ１と可変容量素子４ｎ２とを備える。
　可変容量素子４１２、４２２、４３２、・・・、および４ｎ２は、制御電圧の印加により静電容量が変化する回路素子であり、例えば、可変容量ダイオードが例示される。
　上記回路構成により、スイッチ回路１０から供給される制御電圧に対応させて、可変容量素子４１２～４ｎ２の静電容量値が変化する。これにより、２以上のフィルタ素子がスイッチ回路１０を介して接続された状態において、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせが変わっても、当該組み合わせの変化に応じて同時接続された信号経路を伝搬する可変ＬＣ共振回路のＬＣ共振周波数を変化させることが可能である。このとき、例えば、組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスをオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　（実施の形態４）
　本実施の形態に係る高周波モジュール５は、実施の形態１に係る高周波モジュール１と比較して、可変整合回路の一態様として可変弾性波共振回路が配置されている点が異なる。以下、本実施の形態に係る高周波モジュール５について、実施の形態１に係る高周波モジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　［４．１　高周波モジュール５の構成］
　図９は、実施の形態４に係る高周波モジュール５の回路構成図である。図９には、実施の形態４に係る高周波モジュール５と、アンテナ素子７とが示されている。高周波モジュール５およびアンテナ素子７は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンドに配置される。
　高周波モジュール５は、スイッチ回路１０と、第１、第２、第３、・・・、および第ｎ（ｎは３以上の自然数）の周波数帯域の信号の伝搬に用いられる信号経路１１、１２、１３、・・・、および１ｎと、可変弾性波共振回路５０１、５０２、５０３、・・・、および５０ｎと、帯域通過フィルタ１１１、１１２、１１３、・・・、および１１ｎとを有している。
　また、本実施の形態に係る高周波モジュール５は、通信品質の向上を目的として、互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が採用される。
　また、スイッチ回路１０は、入力端子と出力端子との接続関係を示す制御信号（制御電圧）を、可変弾性波共振回路５０１～５０ｎに出力する。
　可変弾性波共振回路５０１～５０ｎのそれぞれは、本実施の形態に係る高周波モジュール５の要部構成要素であり、信号経路１１～１ｎのそれぞれに対応させて配置されている。可変弾性波共振回路５０１～５０ｎのそれぞれは、スイッチ回路１０の入力端子と同時接続される２以上の信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路の一態様である。これにより、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、同時接続された信号経路を伝搬する送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　また、可変弾性波共振回路５０１～５０ｎは、上記制御信号を、信号経路に接続されたスイッチ回路１０から取得するので、制御信号の伝送経路を短くでき、高周波モジュールを小型化することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る高周波モジュール５では、可変弾性波共振回路は信号経路１１～１ｎのそれぞれに設けられている構成を示したが、可変弾性波共振回路は、ＣＡ動作する複数の信号経路のうち少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。
　［４．２　可変弾性波共振回路の具体的構成］
　図１０は、実施の形態４に係る可変弾性波共振回路５０１～５０ｎの回路図である。同図には、高周波モジュール５が備える可変弾性波共振回路５０１～５０ｎの回路構成が示されている。可変弾性波共振回路５０１～５０ｎのそれぞれは、弾性波共振子５５１と、可変容量素子５５２とを備える。弾性波共振子５５１と可変容量素子５５２とは並列接続され、信号経路１１～１ｎのそれぞれに挿入されている。
　弾性波共振子５５１は、表面波を用いた表面弾性波共振子、バルク波を用いたＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子、または、弾性境界波を用いた弾性境界波共振子などが例示される。
　可変容量素子５５２は、制御電圧の印加により静電容量が変化する回路素子であり、例えば、可変容量ダイオードが例示される。
　なお、弾性波共振子５５１の容量値を決定する設計パラメータおよび可変容量素子５５２の静電容量は、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　上記回路構成により、スイッチ回路１０から供給される制御電圧に対応させて、可変容量素子５５２の静電容量値が変化する。これにより、２以上のフィルタ素子がスイッチ回路１０を介して接続された状態において、ＣＡ動作する２以上の信号経路の組み合わせが変わっても、当該組み合わせの変化に応じて弾性波共振子の反共振周波数を変化させることが可能となる。このとき、例えば、組み合わせ相手のフィルタ素子のインピーダンスをオープン状態にすることが可能となる。よって、ＣＡ動作する周波数帯域の組み合わせが変化しても、送受信信号の良好な伝送性能を確保することが可能となる。
　（実施の形態５）
　本実施の形態に係る高周波モジュールは、実施の形態１～４で挙げられた可変整合回路を複数組み合わせた構成を有するものである。以下、本実施の形態に係る高周波モジュールについて、実施の形態１～４に係る高周波モジュールと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　本実施の形態に係る高周波モジュールは、各信号経路に、例えば、実施の形態１～４のいずれかに示された可変整合回路（第１の可変整合回路）と、実施の形態１～４のいずれかに示された可変整合回路（第２の可変整合回路）とが、直列接続された構成を有する。例えば、図１１に示すように、本実施の形態に係る高周波モジュールは、実施の形態１に係る可変整合回路と実施の形態４に係る可変弾性波共振回路とが直列接続された構成を有する。
　図１１は、可変整合回路６５１と可変弾性波共振回路６５２とが直列接続された回路構成図である。なお、図１１に示された回路構成は、全ての信号経路に設けられている必要はなく、少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。また、直列接続される回路の組み合わせは、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　これにより、可変整合回路の段数が増え、さらに、異なる複数の可変整合回路を直列に設けることができるので、同時接続される信号経路間の整合度を向上させることが可能となる。例えば、同時接続される周波数帯域が離れている場合（例えばＢａｎｄ５とＢａｎｄ７とのＣＡなど）の整合に対して、適性を有する。
　なお、本実施の形態に係る高周波モジュールは、２つの可変整合回路が直列接続された構成に限られない。
　例えば、本実施の形態に係る高周波モジュールは、各信号経路に、例えば、実施の形態１～４のいずれかに示された可変整合回路（第１の可変整合回路）と、実施の形態１～４のいずれかに示された可変整合回路（第２の可変整合回路）とが、並列接続された構成を有してもよい。なお、上記並列接続された回路構成は、全ての信号経路に設けられている必要はなく、少なくとも１つの信号経路に設けられていればよい。また、並列接続される回路の組み合わせは、信号経路ごとに異なっていてもよい。
　これにより、例えば、信号通過特性の低損失性を重視したい信号経路を含む信号経路間の整合をとる場合に、可変整合回路での信号伝送損失を抑制することが可能となる。
　また、本発明に係る高周波モジュールは、実施の形態１～４のいずれかに記載の可変整合回路が設けられた構成、複数の可変整合回路が直列接続された構成、および、複数の可変整合回路が並列接続された構成を、信号経路に応じて有していてもよい。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波モジュールついて、実施の形態１～５および変形例を挙げて説明したが、本発明の高周波モジュールは、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波モジュールを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、実施の形態２～５に係る高周波モジュールが有する帯域通過フィルタがデュプレクサであってもよい。
　また、上記実施の形態および変形例に係る高周波モジュールにおいて、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に別の高周波回路素子および配線などが挿入されていてもよい。
　本発明は、キャリアアグリゲーション方式を採用するマルチバンド／マルチモード対応のフロントエンドモジュールとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、２、３、４、５　　高周波モジュール
　７　　アンテナ素子
　８　　受信増幅回路
　１０、１０Ａ　　スイッチ回路
　１１、１２、１３、１ｎ　　信号経路
　２１、２３、２７　　受信信号経路
　１０１、１０２、１０３、１０ｎ、６５１　　可変整合回路
　１１１、１１２、１１３、１１ｎ、２０１、２０３、２０７　　帯域通過フィルタ
　１２１　　入力端子
　１３１、１３２、１３３、１３ｎ　　出力端子
　１５１、１６２、１６３、２３１、２３３、２３７、３５４、３５５、３５６、３５７、４１２、４２２、４３２、４ｎ２、５５２　　可変容量素子
　１５２、１５３、１６１、２４１、２４３、２４７、３５１、３５２、３５３、４１１、４２１、４３１、４ｎ１　　インダクタンス素子
　２４０　　整合用インダクタンス素子
　３０１、３０２、３０３、３０ｎ　　可変位相回路
　４０１、４０２、４０３、４０ｎ　　可変ＬＣ共振回路
　５０１、５０２、５０３、５０ｎ、６５２　　可変弾性波共振回路
　５５１　　弾性波共振子

Claims (11)

  1. 　互いに周波数が異なる複数の周波数帯域から選択された少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いて通信するキャリアアグリゲーション方式が適用される高周波モジュールであって、
    　１つの入力端子と３以上の出力端子とを有し、前記３以上の出力端子のうち選択された２以上の出力端子のそれぞれと前記入力端子とを同時接続させるスイッチ回路と、
    　前記複数の周波数帯域のうち対応する周波数帯域の信号の伝搬に用いられ、前記３以上の出力端子と一対一対応で接続された複数の信号経路と、
    　前記複数の信号経路のそれぞれに設けられたフィルタ素子と、
    　前記複数の信号経路のうち、少なくとも一つに設けられ、前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて回路状態が変化する可変整合回路とを備える
    　高周波モジュール。
  2. 　前記スイッチ回路は、前記入力端子と前記３以上の出力端子との接続関係を示す制御信号を出力し、
    　前記可変整合回路は、前記制御信号に基づいて前記回路状態が変化する
    　請求項１に記載の高周波モジュール。
  3. 　前記複数の信号経路内において、前記フィルタ素子に接続され、前記対応する周波数帯域の信号を増幅する増幅回路をさらに備え、
    　前記増幅回路は、同時通信に用いられる前記複数の信号経路の選択情報を示す制御信号を出力し、
    　前記可変整合回路は、前記制御信号に基づいて前記回路状態が変化する
    　請求項１に記載の高周波モジュール。
  4. 　前記複数の信号経路のうちの一の信号経路は、前記スイッチ回路を経由して受信した信号を伝搬する受信信号経路、および、前記スイッチ回路へ送信する信号を伝搬する送信信号経路に分岐しており、
    　前記受信信号経路と前記送信信号経路との分岐点に配置された前記フィルタ素子は、デュプレクサである
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  5. 　前記可変整合回路は、
    　前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、前記２以上の信号経路を伝搬する信号の位相を変化させる可変位相回路を含む
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  6. 　前記可変整合回路は、
    　前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、ＬＣ共振周波数が変化する可変ＬＣ共振回路を含む
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  7. 　前記可変整合回路は、
    　前記入力端子と同時接続される２以上の前記信号経路の組み合わせに応じて、反共振周波数が変化する可変弾性波共振回路を含む
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  8. 　前記高周波モジュールは、
    　前記複数の信号経路のうちの一の信号経路に、互いに直列接続された第１の前記可変整合回路および第２の前記可変整合回路を有する
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  9. 　前記高周波モジュールは、
    　前記複数の信号経路のうちの一の信号経路に、互いに並列接続された第１の前記可変整合回路および第２の前記可変整合回路を有する
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  10. 　前記複数の周波数帯域は、
    　ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格において、１９２０ＭＨｚ－１９８０ＭＨｚの送信帯域を有し、２１１０ＭＨｚ－２１７０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ１と、
    　前記ＬＴＥ規格において、１７１０ＭＨｚ－１７８５ＭＨｚの送信帯域を有し、１８０５ＭＨｚ－１８８０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ３と、
    　前記ＬＴＥ規格において、２５００ＭＨｚ－２５７０ＭＨｚの送信帯域を有し、２６２０ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚの受信帯域を有するＢａｎｄ７とを含み、
    　前記Ｂａｎｄ１と前記Ｂａｎｄ３との組み合わせ、前記Ｂａｎｄ３と前記Ｂａｎｄ７との組み合わせ、および、前記Ｂａｎｄ７と前記Ｂａｎｄ１との組み合わせのいずれかの組み合わせを選択して同時通信させる
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
  11. 　さらに、
    　前記入力端子に接続されたアンテナ素子を備える
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波モジュール。
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