JP2004297633A - アンテナ共用器およびそれを用いた無線端末 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチバンド対応を小型な回路構成でかつ高性能に実現し、特に今後益々要求が増大するＧＳＭ系の無線端末に非常に有効な技術を提供する。
【解決手段】ＧＳＭ系のようなＴＤＭＡシステムで用いる携帯電話に適用され、単一のアンテナを各々異なる第１〜第４の周波数帯域（ＧＳＭ８５０，ＥＧＳＭ，ＤＣＳ，ＰＣＳ）の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、受信フィルタ２４，２７，４４，４７、ダイオード９，１０，１１，１２のスイッチング素子の組み合わせにより、最も少ないスイッチング素子数で、非常に高性能なバンド切り替えが可能なアンテナ共用器を実現する。このアンテナ共用器の回路により、マルチバンドスイッチ型アンテナ共用器の小型化のみならず、無線端末そのもの高性能化および小型化も実現出来る。
【選択図】 図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）系のようなＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システムにおける携帯電話等に好適な、無線端末のマルチバンド化を可能にするアンテナ共用器（アンテナ共用器用高周波（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以下ＲＦと略す）回路）に関し、特にこのアンテナ共用器（アンテナ共用器用ＲＦ回路）の採用により小型で高性能な端末を実現可能とする場合に適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＴＤＭＡシステムにおける無線端末でマルチバンド対応化を図る場合は、アンテナの直後に各バンドに対応する送受信周波数信号を選び出すためのスイッチを多用したアンテナスイッチモデュールを用いていた。たとえば、図１に示すように、９００ＭＨｚ帯ＥＧＳＭ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＧＳＭ）と１．８ＧＨｚ帯ＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ）のデュアルバンド（Ｄｕａｌ−ｂａｎｄ）端末から、１．９ＧＨｚ帯ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を加えたトリプルバンド（Ｔｒｉｐｌｅ−ｂａｎｄ）端末への要求、更に８５０ＭＨｚ帯ＧＳＭ８５０を加えたクワッドバンド（Ｑｕａｄ−ｂａｎｄ）端末への要求が出てきている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記のようなＴＤＭＡシステムにおける無線端末では、９００ＭＨｚ帯ＥＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯ＤＣＳのデュアルバンド端末、１．９ＧＨｚ帯ＰＣＳを加えたトリプルバンド端末、更に８５０ＭＨｚ帯ＧＳＭ８５０を加えたクワッドバンド端末とマルチ化の要求が進むにつれて対応が困難になりつつある。すなわち、従来の技術では、マルチバンド化の要求に伴い、多用するスイッチの数が指数関数的に増加すると言う課題が発生する。
【０００４】
そこで、本発明は、この多用するスイッチの数が指数関数的に増加すると言う課題を解決するものであり、その目的は、マルチバンド対応を小型な回路構成でかつ高性能に実現し、特に今後益々要求が増大するＧＳＭ系の無線端末に非常に有効な技術を提供するものである。
【０００５】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【０００７】
本発明では、マルチバンド化に伴うバンド切り替えにスイッチのみならず、受信系に用いる後段のフィルタにも等価的にバンド選択の機能を持たせることにより、特に、現在最もマルチ化されたクワッドバンド端末に対してもスイッチ数を大幅に低減する。特に、フィルタ部には弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ、以下ＳＡＷと略す）フィルタあるいはフィルムバルク弾性共振器（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ、以下ＦＢＡＲと略す）フィルタを、スイッチ部にはピンダイオード、ＧａＡｓまたはＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ−Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）スイッチを採用することにより、小型化等に対する一層の効果が得られる。さらに、２個の受信フィルタからの出力信号の新合成法を提案し、最近のダイレクトコンバージョン（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ、以下ＤＣと略す）復調方式用ＩＣまたは低中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以下ＩＦと略す）復調方式用ＩＣとの組み合わせに伴うピン数ネックを解決するものである。
【０００８】
また、新しいアンテナ共用器（アンテナ共用器用高周波回路）を提案し、量産を想定した無線端末で任意の組み合わせによるマルチバンド化に対応可能とする。さらに、新回路により、上記ＤＣ復調方式用ＩＣまたは低ＩＦ復調方式用ＩＣと組み合わせた場合の直流オフセットのキャリブレーションを容易にするものである。
【０００９】
すなわち、本発明によるアンテナ共用器は、各々異なる第１〜第４の周波数帯域の信号を送受信する単一のアンテナ用端子と、この単一のアンテナ用端子で受信した第１〜第４の周波数帯域の信号を第１および第２と第３および第４の周波数帯域の信号にフィルタリングする第１の手段と、この第１の手段によりフィルタリングされた第１および第２の周波数帯域の信号を第１と第２の周波数帯域の信号にフィルタリングする第２の手段と、第１の手段によりフィルタリングされた第３および第４の周波数帯域の信号を第３と第４の周波数帯域の信号にフィルタリングする第３の手段と、第２および第３の手段によりフィルタリングされた第１〜第４の周波数帯域の信号を各々出力する第１〜第４の出力端子とを有するものである。
【００１０】
具体的に、本発明によるアンテナ共用器は、単一のアンテナを各々異なる第１〜第４の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器に適用され、第１〜第４の周波数帯域の送信周波数帯域ｆＴ（１）〜ｆＴ（４）、受信周波数帯域ｆＲ（１）〜ｆＲ（４）とし、ｆＴ（１）、ｆＲ（１）、ｆＴ（２）、ｆＲ（２）の最高周波数がｆＴ（３）、ｆＲ（３）、ｆＴ（４）、ｆＲ（４）の最低周波数より小さく、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）、ｆＴ（３）＜ｆＲ（４）で、ｆＲ（１）とｆＴ（２）およびｆＲ（３）とｆＴ（４）が互いに一部重なるようにした場合において、以下のような接続形態をとるものである。
【００１１】
たとえば、第１〜第４の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、受信フィルタの出力側では各々互いに独立に受信出力端子を形成し、入力側では各々互いの入力端子が整合回路、移相回路を介して並列接続されて第１および第３の並列接続点を形成し、第１と第２の周波数帯域に対応した第１の並列接続点は、さらにスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力点に接続されている送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、第３と第４の周波数帯域に対応した第３の並列接続点は、さらにスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、第３と第４の周波数帯域に対応した共通の送信側端子に接続されている送信用スイッチング素子と並列接続されて第４の並列接続点を形成し、さらに、第２の並列接続点と第４の並列接続点からは各々低域通過フィルタと高域通過フィルタとを介して、アンテナ用端子を共通端子として並列接続されるものである。
【００１２】
また、本発明による他のアンテナ共用器は、単一のアンテナを各々異なる第１および第２の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器に適用され、第１および第２の周波数帯域の送信周波数帯域ｆＴ（１），ｆＴ（２）、受信周波数帯域ｆＲ（１），ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、ｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるようにした場合において、以下のような接続形態をとるものである。
【００１３】
たとえば、第１と第２の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、受信フィルタの入力側では互いの入力端子が整合回路、移相回路を介して並列接続されて第１の並列接続点を形成し、スイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力端子に接続されている送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、さらに低域通過フィルタまたは高域通過フィルタを介しあるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続され、第１と第２の周波数帯域に対応した受信フィルタの出力端子は、各々前者にはスイッチング素子を介し、後者にはスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して並列接続されて第３の並列接続点を形成し、第３の並列接続点を受信用出力端子とするものである。
【００１４】
あるいは、前記のような接続形態に対して、受信フィルタの入力側、出力側の接続形態を変えたり、第１の並列接続点と第２の並列接続点の間、第１の並列接続点と第３の並列接続点の間に介在する回路および素子の接続形態を変えるようにしたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１６】
図１はＧＳＭ系の携帯電話システムの周波数配置の例を示す図である。欧州を主体とする世界の５０％以上で採用されているＧＳＭ系の携帯電話システム、すなわち欧州では９００ＭＨｚ帯ＥＧＳＭ、１．８ＧＨｚ帯ＤＣＳ、米国では８５０ＭＨｚ帯ＧＳＭ８５０、１．９ＧＨｚ帯ＰＣＳの周波数配置となる。
【００１７】
図１に示すように、欧米では、無線端末の回路構成の容易さから送信周波数帯域（ｆＴ）は、受信周波数帯域（ｆＲ）の下側に位置するように配置される。最近の無線端末では、単一端末でＥＧＳＭとＤＣＳの両周波数に対処するデュアルバンド端末が一般的に成りつつある。また、欧州と米国間を行き来するビジネスマン等にとっては、両国で同じ端末が使用出来ることが好ましく、デュアルバンド端末に、さらにＰＣＳを加えたトリプルバンド端末、あるいはＰＣＳとＧＳＭ８５０の両方を加えたクワッドバンド端末の要求も出てきている。
【００１８】
図２に、本発明の第１の実施の形態の一例を示す。図２はクワッドバンド端末を想定したアンテナ共用器（Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）用ＲＦ回路の例である。本ＲＦ回路の採用により、単一アンテナで、各システムの送受信周波数を一対とし、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＧＳＭ８５０の各周波数の４システムに対応するバンドを扱うことが可能となるものである。
【００１９】
始めに、クワッドバンド端末を例に無線端末の構成を簡単に説明する。図１０に無線端末の簡略化したブロック図を示す。８２４−９６０ＭＨｚ帯と１．７１−１．９９ＧＨｚ帯の両方のＲＦ信号を扱うため、回路は一般に複雑で規模は大きくなる。端末の小型化のため種々の新しい回路方式が提案されている。送信系で採用されているＯＰＬＬ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）変調方式は、ＰＬＬ回路の出力でＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発信器）に直接変調を加えるものである。これにより、送信系の回路構成を大幅に簡略化可能である。一方、受信系に関しては、従来の方式である比較的高いＩＦは用いず、受信信号の周波数とローカル信号の周波数を等しくするＤＣ復調方式や、両者が非常にわずかしか異ならない低ＩＦ復調方式が検討され始めている。図１０には、変調系にはＯＰＬＬ変調方式、受信系にはＤＣ復調方式を用いた場合のブロック図を示す。
【００２０】
一般に、上記の変復調方式を採用したＲＦ−ＩＣでは、その規模はかなり大きなものとなる。また、チップ内で８２４−９６０ＭＨｚ帯と１．７１−１．９９ＧＨｚ帯の両方のＲＦ信号を扱うため、信号線間のクロストーク、アースからのコモンモード雑音（Ｃｏｍｍｏｎ−ｍｏｄｅ ｎｏｉｓｅ）の影響が大きい。特に、受信系ではＲＦ回路の信号線を差動形にすることにより、コモンモード雑音の影響は小さくできることが分かっている。したがって、図１０に示すブロック図の受信系では、ＲＦ−ＩＣ内のＲＦ回路は全て差動形で構成される例である。
【００２１】
図１０の破線で囲った本発明のアンテナ共用器（Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）は、送受信信号を分離し、送信機からの送信信号をアンテナへ、アンテナからの微弱な受信信号をＲＦの差動信号として受信機へ送ることにより、単一アンテナで送受信を可能にする。また、クワッドバンド端末用アンテナ共用器では、８２４−９６０ＭＨｚ帯のＲＦ信号と１．７１−１．９９ＧＨｚ帯のＲＦ信号の分離も行う。具体的には、送信ＲＦ信号は、ＥＧＳＭとＧＳＭ８５０の周波数が接近しているため、８２４〜９１５ＭＨｚ帯の電力増幅器（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下ＨＰＡと略す）により両送信信号は共通に約２Ｗまで増幅される。また、ＤＣＳとＰＣＳの送信信号は周波数が接近しているため、１７１０〜１９１０ＭＨｚ帯の他のＨＰＡにより約１Ｗまで増幅され、それぞれアンテナ共用器の対応する送信端子に供給される。
【００２２】
受信ＲＦ信号は、アンテナ共用器により始めに、８６９−９６０ＭＨｚ帯のＲＦ信号と１．８０５−１．９９ＧＨｚ帯のＲＦ信号が分離され、さらに、各々２個すなわち計４個のＲＦフィルタで、ＥＧＳＭとＧＳＭ８５０、ＤＣＳとＰＣＳのＲＦ信号に分離される。これらのＲＦ信号はバラン回路により差動信号に変換され、受信端子より低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下ＬＮＡと略す）に供給される。ＬＮＡを通過したＲＦ信号は混合器（Ｍｉｘｅｒ、以下ＭＩＸと略す）によりベースバンドの信号に変換され、以下、信号処理回路、ベースバンドロジック等を通過し、音声あるいはデータとして復調される。
【００２３】
以上の端末全体構成図の説明を基に、本発明の第１の実施の形態である図２のクワッドバンド対応アンテナ共用器用ＲＦ回路を説明する。前記図１の周波数配置に欧州と米国の例を示すように、移動通信はその進歩の課程で、各国とも１ＧＨｚ以下で最初のシステムのサービスを開始し、その後１〜２ＧＨｚに新たなシステムを追加して来た。したがって、欧州システム（ＥＧＳＭ，ＤＣＳ）と米国システム（ＧＳＭ８５０，ＰＣＳ）の各送受信周波数を低い方から順に並べ、ＧＳＭ８５０すなわち第１のシステムの送受信周波数をｆＴ（１），ｆＲ（１）、ＥＧＳＭすなわち第２のシステムのそれらをｆＴ（２），ｆＲ（２）、ＤＣＳすなわち第３のシステムのそれらをｆＴ（３），ｆＲ（３）、ＰＣＳすなわち第４のシステムのそれらをｆＴ（４），ｆＲ（４）と記述すると、ｆＴ（１），ｆＲ（１），ｆＴ（２），ｆＲ（２）の最高周波数がｆＴ（３），ｆＲ（３），ｆＴ（４），ｆＲ（４）の最低周波数より小さいシステム構成で、前記図１に示すようにｆＴ（１）＜ｆＲ（２）、ｆＴ（３）＜ｆＲ（４）で、かつｆＲ（１）とｆＴ（２）およびｆＲ（３）とｆＴ（４）が互いに一部重なるようにしたシステムにおいて、本アンテナ共用器用高周波回路は特に重要である。
【００２４】
図２に示すように、アンテナ用端子Ａｎｔに並列接続された低域通過フイルタ２１と高域通過フイルタ４１により、第１、第２のシステムに対応する信号は低域通過フイルタ２１を介して図２の上のパスで送受信し、第３、第４のシステムに対応する信号は高域通過フイルタ４１を介して図２の下のパスで送受信する。第１と第２のシステムに対応した各々の受信フィルタ２７，２４、第３と第４のシステムに対応した各々の受信フィルタ４４，４７を有し、図２に示すように上記フィルタの出力側では各々互いに独立に受信用出力端子Ｒｘ（ＧＳＭ８５０），Ｒｘ（ＥＧＳＭ），Ｒｘ（ＤＣＳ），Ｒｘ（ＰＣＳ）を形成する。入力側では各々互いの入力端子が整合回路／移相回路２６，２３，４３，４６等を介して、各フイルタの通過帯域の周波数では相手のフイルタを見たインピーダンスが高インピーダンスとなる条件（すなわちｆＲ（１）でフィルタ（ＥＧＳＭ）２４を見たインピーダンスが、ｆＲ（２）でフィルタ（ＧＳＭ８５０）２７を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる条件、同様に、ｆＲ（３）でフィルタ（ＰＣＳ）４７がｆＲ（４）でフィルタ（ＤＣＳ）４４が高インピーダンスとなる条件）で並列接続され、第１の並列接続点１および第３の並列接続点３を形成する。
【００２５】
第１と第２のシステムに対応した第１の並列接続点１は、さらに第１または第２のシステムの送信時には接地され、受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）９と等価的な４分の１波長移相回路２２を介して、第２の並列接続点２へと接続される。第２の並列接続点２へ接続される他方の回路は、第１と第２のシステムに対応した共通の送信側入力端子Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）に接続されている第１または第２のシステムの送信時には導通し、受信時には開放となるダイオード（送信用スイッチング素子）１０で形成する。
【００２６】
第３と第４のシステムに対応した第３の並列接続点３は、さらに第３または第４のシステムの送信時には接地され、受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）１１と等価的な４分の１波長移相回路４２を介して、第４の並列接続点４へ接続される。第４の並列接続点４へ接続される他方の回路は、第３と第４のシステムに対応した共通の送信側端子Ｔｘ（ＤＣＳ／ＰＣＳ）に接続されている第３または第４のシステムの送信時には導通し、受信時には開放となるダイオード（送信用スイッチング素子）１２で形成する。さらに、第２の並列接続点２と第４の並列接続点４はそれぞれ低域通過フィルタ２１と高域通過フィルタ４１を介して、アンテナ用端子Ａｎｔを共通端子として並列接続されることを特徴としている。
【００２７】
次に、各システムの送受信時を具体的に説明する。例えば、第１あるいは第２のシステムの送信時には、正の制御電圧を制御端子Ｖｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）に印加する。制御電圧は、送信経路のダイオード１０をオンさせ、受信経路のダイオード９を接地状態にする。すなわち、図１０に示すようにＨＰＡからの第１あるいは第２のシステムに対応した送信電力は、送信端子Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）に入力し、送信経路のダイオード１０を通り、第２の並列接続点２を通り、低域通過フィルタ２１を通り、アンテナ用端子に給電される。この時、第２の並列接続点２から受信側を見たインピーダンスは、受信経路のダイオード９が接地されているため、等価的な４分の１波長移相回路２２を介して見ると、非常に高インピーダンスすなわち開放となるため、送信電力の通過に対してはほとんど影響を与えない。従って、送信端子に入力した送信電力はほとんど減衰することなくアンテナ用端子に給電される。
【００２８】
第１あるいは第２のシステムの受信時には、制御端子電圧をＶｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）＝０Ｖとする。すなわち、送信経路と受信経路のダイオードは両方ともオフ状態となるため、アンテナ用端子からの受信信号は低域通過フィルタ２１を通り、第２の並列接続点２を通り、第１の並列接続点１に至る。ここで、ｆＲ（１）の受信信号は、前述のようにｆＲ（１）でフィルタ（ＥＧＳＭ）２４が高インピーダンスとなるため、フィルタ（ＧＳＭ８５０）２７を通って受信用出力端子Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）に出力する。同様に、ｆＲ（２）の受信信号は、前述のようにｆＲ（２）でフィルタ（ＧＳＭ８５０）２７が高インピーダンスとなるため、フィルタ（ＥＧＳＭ）２４を通って受信用出力端子Ｒｘ（ＥＧＳＭ）に出力する。
【００２９】
次に、第３あるいは第４のシステムの送受信時に関して説明する。例えば、第３あるいは第４のシステムの送信時には、正の制御電圧を制御端子Ｖｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＤＣＳ／ＰＣＳ）に印加する。制御電圧は、送信経路のダイオード１２をオンさせ、受信経路のダイオード１１を接地状態にする。すなわち、図１０に示すようにＨＰＡからの第３あるいは第４のシステムに対応した送信電力は、送信端子Ｔｘ（ＤＣＳ／ＰＣＳ）に入力し、送信経路のダイオード１２を通り、第４の並列接続点４を通り、高域通過フィルタ４１を通り、アンテナ用端子に給電される。この時、第４の並列接続点４から受信側を見たインピーダンスは、受信経路のダイオード１１が接地されているため、等価的な４分の１波長移相回路４２を介して見ると、非常に高インピーダンスすなわち開放となるため、送信電力の通過に対してはほとんど影響を与えない。従って、送信端子に入力した送信電力はほとんど減衰することなくアンテナ用端子に給電される。
【００３０】
第３あるいは第４のシステムの受信時には、制御端子電圧をＶｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＤＣＳ／ＰＣＳ）＝０Ｖとする。すなわち、送信経路と受信経路のダイオードは両方ともオフ状態となるため、アンテナ用端子からの受信信号は高域通過フィルタ４１を通り、第４の並列接続点４を通り、第３の並列接続点３に至る。ここで、ｆＲ（３）の受信信号は、前述のようにｆＲ（３）でフィルタ（ＰＣＳ）４７が高インピーダンスとなるため、フィルタ（ＤＣＳ）４４を通って受信用出力端子Ｒｘ（ＤＣＳ）に出力する。同様に、ｆＲ（４）の受信信号は、前述のようにｆＲ（４）でフィルタ（ＤＣＳ）４４が高インピーダンスとなるため、フィルタ（ＰＣＳ）４７を通って受信用出力端子Ｒｘ（ＰＣＳ）に出力する。また、本回路構成は、送信時の制御電流すなわち第１あるいは第２のシステムの送信時と第３あるいは第４のシステムの送信時の制御電流がほぼ等しく（互いに±２０％の範囲内）、これらを制御するベースバンド系のＩＣおよびＩＣと本回路構成との間のインターフェースを同一の回路で実現出来るため、設計の簡素化が可能である。
【００３１】
以上説明したように、本構成のスイッチ形アンテナ共用器は、前記図１に示す第１から第４のシステムに対応するクワッドバンドの送受信信号を処理することが出来る。送信端子からの各送信信号をアンテナ用端子へ給電し、アンテナ用端子からの各受信信号をフィルタリングして各受信用出力端子へ出力する。制御電流は送信時のみに必要で、パワーコンサンプションの要求が厳しい受信待ち受け時には制御電流を必要としない優れた特徴もある。
【００３２】
また、本構成は、特に前記図１に示すように、ｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なり合う、または、ｆＲ（３）とｆ（４）が一部重なり合うシステムの場合には特に有効である。これは、第２のシステムあるいは第４のシステムの送信時には、これらの送信電力は第１のシステムあるいは第３のシステムの受信フィルタの通過帯域を通る。したがって、フィルタによる減衰は期待出来ず、受信低雑音増幅器が破損する可能性がある。本構成は、最少のスイッチング素子（例えばダイオード）数と最少の制御端子数で、送信時には受信経路を接地するものである。これにより、受信フィルタと無関係に減衰を確保することが出来るため、上記のようにｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なり合う、または、ｆＲ（３）とｆ（４）が一部重なり合うシステムの場合には特に効果が大きい。
【００３３】
続いて、図３、図４に、本発明の第２の実施の形態の一例を示す。本構成は、デュアルバンド、トリプルバンド、クワッドバンドあるいはそれ以上のマルチバンド対応のスイッチ型アンテナ共用器用高周波回路に共通するものである。一般に、マルチバンド化に伴い、ＲＦ−ＩＣのピン数も増加し、ピン数ネックが将来問題となることが予想される。本提案の構成はこの問題を解決するものである。
【００３４】
第１のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）とし、第２のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（２）、ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、かつｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるシステムにおいて本構成のＲＦ回路は有効である。
【００３５】
図３で、例えば第１のシステムをＧＳＭ８５０、第２のシステムをＥＧＳＭとする。破線内が新提案のＲＦ回路で、〔 〕で示す部分はクワッドバンドあるいはトリプルバンド対応のアンテナ共用器を構成する場合に付加すべき回路部分である。第１のシステムと第２のシステムに対応した各々の受信フィルタ（ＧＳＭ８５０）２７と（ＥＧＳＭ）２４を有する。フィルタの入力側では各々互いの入力端子が整合回路／移相回路２６，２３等を介して、各フィルタの通過帯域の周波数では相手のフィルタを見たインピーダンスが高インピーダンスとなる条件（すなわちｆＲ（１）でフィルタ（ＥＧＳＭ）２３を見たインピーダンスおよびｆＲ（２）でフィルタ（ＧＳＭ８５０）２６を見たインピーダンスが高インピーダンスとなる条件）で並列接続され、第１の並列接続点１を形成する。
【００３６】
第１の並列接続点１は、さらに第１または第２のシステムの送信時には接地されるダイオード（スイッチング素子）９と等価的な４分の１波長移相回路２２を介して第２の並列接続点２へと接続される。第２の並列接続点２へ接続される他方の回路は、第１と第２のシステムに対応した共通の送信側入力端子に接続されている第１または第２のシステムの受信時には開放となるダイオード（送信用スイッチング素子）１０で形成する。第２の並列接続点２は、さらに低域通過フィルタ２１または高域通過フィルタ４１（図３では低域通過フィルタ２１の例を示した）を介し、あるいはフィルタを介さず（特にデュアルバンド対応ではフィルタは不要な場合もあるため）、直接アンテナ用端子に接続される。
【００３７】
第１のシステムに対応した受信フィルタの出力端子と第２のシステムに対応した受信フィルタの出力端子は、各々前者には第１のシステムの受信時には導通し、第２のシステムの受信時には開放するダイオード（スイッチング素子）１４を介し、後者には第１のシステムの受信時には接地され、第２のシステムの受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）１３と等価的な４分の１波長移相回路２９を介して並列接続され、第３の並列接続点５を形成する。この第３の並列接続点５を受信用出力端子Ｒｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）として第１および第２のシステムの共通端子とする。これにより、受信端子数を低減し、ピン数ネックの問題を解決するものである。
【００３８】
具体的に、各システムの送受信時を説明する。図３では、〔 〕で示した回路の左側を付加するとクワッドバンド、右側を付加するとトリプルバンド対応となり、〔 〕の回路を付加せず、低域通過フィルタ２１を取り除くとデュアルバンド対応となる。基本的な動作は前記図２の上半分、すなわち第１のシステムと第２のシステムの動作と同じであるが、第１のシステムの受信時には、さらに正の制御電圧を制御端子Ｖｃｏｎｔ−Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）に印加する。制御電圧は第１のシステムの受信経路のダイオードをオン状態にし、第２のシステムの受信経路のダイオードを接地状態にする。すなわち、ｆＲ（１）の受信信号は、フィルタ（ＧＳＭ８５０）２７を通り共通の受信出力端子Ｒｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）へ出力される。この時、第３の並列接続点５からフィルタ（ＥＧＳＭ）２４側を見たインピーダンスは、第２のシステムの受信経路のダイオードが接地状態のため、等価的な４分の１波長移相回路２９を介すると高インピーダンスとなり、フィルタ（ＥＧＳＭ）２４はｆＲ（１）の受信信号には影響を与えない。
【００３９】
次に、第２のシステムの受信時には、制御端子電圧をＶｃｏｎｔ−Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）＝０Ｖとする。すなわち、第１と第２の受信経路のダイオードは両方ともオフ状態となるため、ｆＲ（２）の受信信号はフィルタ（ＥＧＳＭ）２４を通り、受信用出力端子Ｒｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）へ出力される。この時、第１のシステムの受信経路のダイオード１４はオフ状態のため、第３の並列接続点５からフィルタ（ＥＧＳＭ）２４側を見たインピーダンスは高インピーダンスとなり、ｆＲ（２）の受信信号には影響を与えない。以上より、第１と第２のシステムの受信端子の共通化が実現出来る。
【００４０】
一般に、フィルタなどの受動素子は相反性があり、入出力を反転してもその特性は変わらないのが特徴である。図４に、図３を変形した他の一例を示す。図３で第１の並列接続点１と第３の並列接続点５にはさまれる回路を入出力関係が逆になるように反転する。結果の回路を図４に示す。図４では、上記の受動素子の相反性より電気的な特性は図３の回路と全く同等であることは容易に理解出来る。本発明は図４の構成も含まれることは自明である。
【００４１】
すなわち、図４においては、第１と第２のシステムに対応した各々の受信フィルタ（ＧＳＭ８５０）２７と（ＥＧＳＭ）２４の出力側では互いの入力端子が整合回路／移相回路２６，２３を介して並列接続され、第３の並列接続点５を形成する。第１のシステムに対応した受信フィルタの入力端子と第２のシステムに対応した受信フィルタの入力端子は、各々前者には第１のシステムの受信時には導通し、第２のシステムの受信時には開放するダイオード（スイッチング素子）１４を介し、後者には第１のシステムの受信時には接地され、第２のシステムの受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）１３と４分の１波長移相回路２９を介して並列接続され、第１の並列接続点１を形成する。
【００４２】
続いて、図５〜図７に第３の実施の形態の一例を示す。図５の回路は、前記図３、図４の回路（図５では図３の例を示した）において、第３の並列接続点５と受信用共通端子の間にバラン回路３０を導入し、これにより受信用共通出力端子を差動出力形端子としたものである。これにより、受信端子数の低減と同時にバラン回路の数も低減出来るため、回路全体の簡略化、ひいては低価格が実現出来るものである。図６は、図５の具体的なバラン回路を含む実現手段の一例を示すものである。第３の並列接続点５と差動出力形端子の一方（−）との間に並列接続点５側から直列腕インダクタンスと並列腕容量よりなる回路および第３の並列接続点５と差動出力形端子の他方（＋）との間に並列接続点５側から順に直列腕容量と並列腕インダクタンスよりなる回路で実現されるバラン回路を形成するものである。これにより、第１および第２の両システムに対応して、差動出力の振幅バランスの偏差±１．５ｄＢ以下、位相バランス偏差±１５°以下が実現出来ることが分かった。
【００４３】
図７は、図５の具体的なバラン回路を含む実現手段の他の例を示すものである。第３の並列接続点５と差動出力形端子の一方（−）との間に並列接続点５側から順に直列腕インダクタンス、並列腕容量、直列腕インダクタンス、並列腕容量よりなる回路および第３の並列接続点５と差動出力形端子の他方（＋）との間に並列接続点５側から順に直列腕容量、並列腕インダクタンス、直列腕容量、並列腕インダクタンスよりなる回路で実現したバラン回路を形成するものである。これにより、第１および第２の両システムに対応して、差動出力の振幅バランスの偏差±１．０ｄＢ以下、位相バランス偏差±１０°以下が実現出来ることが分かった。
【００４４】
受信出力信号のバランス度に対する要求は、無線端末受信部の方式設計により若干異なるが、一般的には、振幅偏差は±１．０〜±１．５ｄＢ以下、位相偏差は±１０〜±１５°以下が要求される。上記回路構成はこのような方式設計の要求に答えることが出来るものである。
【００４５】
続いて、図８に、本発明の第４の実施の形態の一例を示す。本構成は、デュアルバンド、トリプルバンド、クワッドバンドあるいはそれ以上のマルチバンド対応のスイッチ型アンテナ共用器用高周波回路に共通するものである。第１のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）とし、第２のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（２）、ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、かつｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるシステムにおいて、本構成のＲＦ回路は有効である。図８で、例えば第１のシステムをＧＳＭ８５０、第２のシステムをＥＧＳＭとする。破線内が新提案のＲＦ回路で、〔 〕で示す部分はクワッドバンドあるいはトリプルバンド対応のアンテナ共用器を構成する場合に付加すべき回路部分である。
【００４６】
第２のシステムに対応した受信フィルタ（ＥＧＳＭ）２４を有するが、第１のシステムに対応した受信フィルタ（ＧＳＭ８５０）は無い。フィルタ（ＥＧＳＭ）２４は、受信用出力端子Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）に接続されているダイオード（受信用スイッチング素子）１５と並列接続され、第１の並列接続点７を形成する。また、制御端子Ｖｃｏｎｔ−Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）で受信用スイッチング素子をオンオフする。他の回路構成は前記図２と同様である。しかし、例えば、ＧＳＭ８５０は米国でのシステムのため、欧州で用いる端末では必ずしもフィルタ（ＧＳＭ８５０）は必要はないため、本構成のようにスイッチング素子を代わりに用いることが出来る。必要に応じて外付けのフィルタを端子Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）に付加し、第１のシステムの受信時にはＶｃｏｎｔ−Ｒｘ（ＧＳＭ８５０）に正電圧を印加することにより、前記図２等のマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器用高周波回路と同様の機能を実現出来るものである。本回路構成により、例えばトリプルバンドとクワッドバンド端末用無線機基板の共用化が可能になるなど価格、量産性の面からもメリットが大きい。
【００４７】
続いて、図９に、本発明の第５の実施の形態の一例を示す。本構成は、デュアルバンド、トリプルバンド、クワッドバンドあるいはそれ以上のマルチバンド対応のスイッチ型アンテナ共用器用高周波回路に共通するものである。第１のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）とし、第２のシステムの送受信周波数帯域を各々ｆＴ（２）、ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、かつｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるシステムにおいて、本構成のＲＦ回路は有効である。図９で、例えば第１のシステムをＧＳＭ８５０、第２のシステムをＥＧＳＭとする。破線内が新提案のＲＦ回路で、〔 〕で示す部分はクワッドバンドあるいはトリプルバンド対応のアンテナ共用器を構成する場合に付加すべき回路部分である。
【００４８】
第１のシステムと第２のシステムに対応した各々の受信フィルタを有し、上記フィルタの出力側では各々互いに独立に受信用出力端子を形成し、入力側では各々互いの入力端子が整合回路、移相回路等を介し並列接続され、第１の並列接続点８を形成する。第１または第２のシステムの送信時には抵抗を介して接地され、受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）１６と等価的な４分の１波長移相回路３１、さらに第１または第２のシステムの送信時には接地され、受信時には導通するダイオード（スイッチング素子）９と等価的な４分の１波長移相回路２２を介して、第１と第２のシステムに対応した共通の送信側入力端子に接続されている第１または第２のシステムの送信時には導通し、受信時には開放となるダイオード（送信用スイッチング素子）１０と並列接続され、第２の並列接続点２を形成する。第２の並列接続点２からは、さらに低域通過フィルタ２１または高域通過フィルタ４１を介し、あるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続される点は前記実施の形態と同様である。
【００４９】
本構成は、図１０にブロック図を示したような、特に、ＤＣ復調方式あるいは低ＩＦ復調方式に有効である。一般に、このような復調方式では、直流オフセットのキャリブレーションを行う必要がある。キャリブレーションには、アンテナから入射する受信波および妨害波を一旦遮断してから行う必要がある。最も簡単な手段は、待受け時に送信制御端子、例えば図１０のＶｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）に正電圧を加えることで、受信経路のダイオードを接地させ、アンテナからの入射波を遮断することが出来る。しかし、受信機から見るとフィルタ、例えばフィルタ（ＧＳＭ８５０）２７や（ＥＧＳＭ）２４から入力側を見たインピダンスがショートされることを意味し、この状態は受信時の状態とは異なるため、正確なキャリブレーションは行えない。
【００５０】
図９は、これを解決するものである。Ｖｃｏｎｔ−Ｔｘ（ＥＧＳＭ／ＧＳＭ８５０）に正電圧を加えると、ダイオード９が接地するため、等価的な４分の１波長移相回路２２を介して第２の並列接続点２より見たインピーダンスは高インピーダンスとなる点は前記図２等の例と同じである。一方、等価的な４分の１波長移相回路３１を介して第１の並列接続点８より見たインピーダンスも高インピーダンスと成るため、並列接続点８から見た実質的なインピーダンスは、オン状態のダイオード１６を介して抵抗のみと成る。したがって、この抵抗をアンテナの放射インピーダンスと等しく設定することにより、例えばフィルタ（ＧＳＭ８５０）２７や（ＥＧＳＭ）２４から入力側を見たインピーダンスを常に一定に保つことが出来る。これにより、キャリブレーションの精度の向上、ひいては端末の高性能化を実現することが出来る。
【００５１】
続いて、図１１、図１２に本発明で用いるフィルタの基本となる共振器の例を示す。図１１は、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｎｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）共振器を示す。圧電基板上のすだれ状電極をベースに構成される。図１２は、フィルムバルク弾性共振器（ＦＢＡＲ：Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｎｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）を示す。Ｓｉ等の基板上に圧電振動子をダイアフラム状に形成することで実現する。図１３に、図１１、図１２の共振器のインピーダンス特性を示す。一般に、共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａでのインピーダンスの差が大きいほど良い共振器である。
【００５２】
図１４に、これらの共振器をラダー形回路に組んだフィルタの例を示す。ＳＡＷおよびＦＢＡＲで等価的に図１４に示すフィルタを実現するには、ＳＡＷの場合は図１５、ＦＢＡＲの場合は図１６（断面図は図１７）に示すように複数の共振器を単一のチップ基板上に組むことで実現出来る。前記図２から図１０の例では、フィルタとして、図１５、図１６に示すＳＡＷフィルタ、ＦＢＡＲフィルタを用いることによりチップレベルのフィルタが実現出来、マルチバンドスイッチ型アンテナ共用器の一層の小型化が可能である。
【００５３】
図１５、図１６のラダー形フィルタは、入出力共にシングルエンド形のため、出力にバラン回路を導入することでバランス形の出力が得られる。最近、特にＳＡＷフィルタの中には、シングルエンド形入力で、出力はバランス形の物も開発されており、図１８に示すように、例えばＥＧＳＭ、ＧＳＭ８５０用フィルタとして、このようなフィルタを用いることにより、バラン回路を導入しなくてもバランス形の出力が得られる。本発明は、このような組み合わせも含まれることは自明である。また、スイッチ素子としてはダイオードを用いて説明したが、化合物半導体、例えばＧａＡｓを用いたスイッチ、さらにＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ−Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）のような機械的なスイッチを用いても同様であり、本発明は、このような組み合わせも含まれることは自明である。
【００５４】
また、本発明は、欧州、米国、中国等で一般的な携帯電話システムとなりつつあるＧＳＭ系のように、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システムで有効であり、マルチバンドスイッチ型アンテナ共用器の小型化、ひいては無線端末の小型化そのものに大きく貢献するものである。
【００５５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
【００５６】
すなわち、既に世界の６０％以上で採用されるようになった、ＧＳＭ系のようなＴＤＭＡシステムで用いられる携帯電話に関して、マルチバンド端末を達成するのに必要な新構造のマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を提供することにより、端末の小型、高性能化が実現出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＧＳＭ系の携帯電話システムの周波数配置の例を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるクワッドバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態による別のマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器（具体的なバラン回路）を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器（具体的な他のバラン回路）を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【図１０】本発明のアンテナ共用器を用いたＤＣ復調あるいは低ＩＦ復調方式の無線端末を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態において、ＳＡＷ共振器を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態において、ＦＢＡＲ共振器を示す図である。
【図１３】本発明の実施の形態において、ＳＡＷとＦＢＡＲ共振器のインピーダンス特性を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態において、ラダー形フィルタを示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態において、ＳＡＷフィルタを示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態において、ＦＢＡＲフィルタを示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態において、ＦＢＡＲフィルタを示す断面図である。
【図１８】本発明の実施の形態によるマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，３，５，７，８ 受信経路同志の並列接続点
２，４，６ 受信経路と送信経路の並列接続点
９，１１，１３，１４，１５，１６ 受信経路のダイオード
１０，１２ 送信経路のダイオード
２１ 低域通過フィルタ
２２，２９，３１，４２ ４分の１波長移相回路
２３，２６，４３，４６ 整合回路／移相回路
２４，２７，４４，４７ 受信フィルタ
２５，２８，３０，４５，４８ バラン回路
４１ 高域通過フィルタ

Claims (12)

1. 各々異なる第１、第２、第３および第４の周波数帯域の信号を送受信する単一のアンテナ用端子と、
   前記単一のアンテナ用端子で受信した前記第１、第２、第３および第４の周波数帯域の信号を前記第１および第２の周波数帯域の信号と前記第３および第４の周波数帯域の信号にフィルタリングする第１の手段と、
   前記第１の手段によりフィルタリングされた前記第１および第２の周波数帯域の信号を前記第１の周波数帯域の信号と前記第２の周波数帯域の信号にフィルタリングする第２の手段と、
   前記第１の手段によりフィルタリングされた前記第３および第４の周波数帯域の信号を前記第３の周波数帯域の信号と前記第４の周波数帯域の信号にフィルタリングする第３の手段と、
   前記第２および第３の手段によりフィルタリングされた前記第１、第２、第３および第４の周波数帯域の信号を各々出力する第１、第２、第３および第４の出力端子とを有することを特徴とするアンテナ共用器。
2. 単一のアンテナを各々異なる第１、第２、第３および第４の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、前記第１、第２、第３および第４の周波数帯域の送信周波数帯域ｆＴ、受信周波数帯域ｆＲを各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）、ｆＴ（２）、ｆＲ（２）、ｆＴ（３）、ｆＲ（３）、ｆＴ（４）、ｆＲ（４）とし、ｆＴ（１）、ｆＲ（１）、ｆＴ（２）、ｆＲ（２）の最高周波数がｆＴ（３）、ｆＲ（３）、ｆＴ（４）、ｆＲ（４）の最低周波数より小さく、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）、ｆＴ（３）＜ｆＲ（４）で、ｆＲ（１）とｆＴ（２）およびｆＲ（３）とｆＴ（４）が互いに一部重なるようにした場合において、
   前記第１と第２の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタ、前記第３と第４の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、前記受信フィルタの出力側では各々互いに独立に受信出力端子を形成し、入力側では各々互いの入力端子が整合回路、移相回路を介して並列接続されて第１および第３の並列接続点を形成し、
   前記第１と第２の周波数帯域に対応した前記第１の並列接続点は、さらに前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力点に接続されている前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、
   前記第３と第４の周波数帯域に対応した前記第３の並列接続点は、さらに前記第３または第４の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第３と第４の周波数帯域に対応した共通の送信側端子に接続されている前記第３または第４の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第４の並列接続点を形成し、
   さらに、前記第２の並列接続点と前記第４の並列接続点からは各々低域通過フィルタと高域通過フィルタとを介して、アンテナ用端子を共通端子として並列接続されることを特徴とするアンテナ共用器。
3. 請求項２記載のアンテナ共用器において、
   前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時に流れる制御電流と前記第３または第４の周波数帯域の信号の送信時に流れる制御電流とが互いに±２０％の範囲内で、両制御電流ともベースバンド系ＩＣより直接供給されることを特徴とするアンテナ共用器。
4. 単一のアンテナを各々異なる第１および第２の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、
   前記第１および第２の周波数帯域の送信周波数帯域ｆＴ、受信周波数帯域ｆＲを各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）、ｆＴ（２）、ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、ｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるようにした場合において、
   前記第１と第２の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、前記受信フィルタの入力側では互いの入力端子が整合回路、移相回路を介して並列接続されて第１の並列接続点を形成し、前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力端子に接続されている前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、さらに低域通過フィルタまたは高域通過フィルタを介しあるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続され、
   前記第１の周波数帯域に対応した受信フィルタの出力端子と前記第２の周波数帯域に対応した受信フィルタの出力端子は、各々前者には前記第１の周波数帯域の信号の受信時には導通し前記第２の周波数帯域の信号の受信時には開放するスイッチング素子を介し、後者には前記第１の周波数帯域の信号の受信時には接地され前記第２の周波数帯域の信号の受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して並列接続されて第３の並列接続点を形成し、前記第３の並列接続点を受信用出力端子とすることを特徴とするアンテナ共用器。
5. 単一のアンテナを各々異なる第１および第２の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、
   前記第１および第２の周波数帯域の送信周波数帯域ｆＴ、受信周波数帯域ｆＲを各々ｆＴ（１）、ｆＲ（１）、ｆＴ（２）、ｆＲ（２）とし、ｆＴ（１）＜ｆＲ（２）で、ｆＲ（１）とｆＴ（２）が一部重なるようにした場合において、
   前記第１と第２の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、前記受信フィルタの出力側では互いの入力端子が整合回路、移相回路を介して並列接続されて第３の並列接続点を形成し、前記第３の並列接続点を受信用出力端子とし、前記第１の周波数帯域に対応した受信フィルタの入力端子と前記第２の周波数帯域に対応した受信フィルタの入力端子は、各々前者には前記第１の周波数帯域の信号の受信時には導通し前記第２の周波数帯域の信号の受信時には開放するスイッチング素子を介し、後者には前記第１の周波数帯域の信号の受信時には接地され前記第２の周波数帯域の信号の受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して並列接続されて第１の並列接続点を形成し、前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力端子に接続されている前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、さらに低域通過フィルタまたは高域通過フィルタを介しあるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続されることを特徴とするアンテナ共用器。
6. 単一のアンテナを各々異なる第１および第２の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、
   前記第１の周波数帯域に対応した受信フィルタ、前記第２の周波数帯域に対応した前記第２の周波数帯域の信号の受信時には導通しそれ以外では開放となる受信用スイッチング素子を有し、前記受信フィルタと前記受信用スイッチング素子の出力側では各々互いに独立に受信用出力端子を形成し、入力側では前記受信フィルタは整合回路、移相回路を介し、前記受信用スイッチング素子はこれらを介さずに互いに並列接続されて第１の並列接続点を形成し、
   さらに、前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力端子に接続されている前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、さらに低域通過フィルタまたは高域通過フィルタを介しあるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続されることを特徴とするアンテナ共用器。
7. 請求項６記載のアンテナ共用器において、前記第２の周波数帯域に対応した受信用出力端子には、必要に応じて受信フィルタを外付けすることを特徴とするアンテナ共用器。
8. 単一のアンテナを各々異なる第１および第２の周波数帯域の信号で共用するマルチバンドスイッチ型アンテナ共用器であって、
   前記第１の周波数帯域と前記第２の周波数帯域に対応した各々の受信フィルタを有し、前記受信フィルタの出力側では各々互いに独立に受信用出力端子を形成し、入力側では各々互いの入力端子が整合回路、移相回路を介し並列接続されて第１の並列接続点を形成し、
   前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には抵抗を介して接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路、さらに前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には接地され受信時には導通するスイッチング素子と４分の１波長移相回路を介して、前記第１と第２の周波数帯域に対応した共通の送信側入力端子に接続されている前記第１または第２の周波数帯域の信号の送信時には導通し受信時には開放となる送信用スイッチング素子と並列接続されて第２の並列接続点を形成し、さらに低域通過フィルタまたは高域通過フィルタを介しあるいはフィルタを介さずに直接アンテナ用端子に接続されることを特徴とするアンテナ共用器。
9. 請求項２、３、４、５、６、７または８記載のアンテナ共用器において、少なくとも１個の受信用出力端子の前段には、シングルエンドからバランスへ変換するバラン回路が接続され、受信信号を差動出力形端子を介して出力することを特徴とするアンテナ共用器。
10. 請求項９記載のアンテナ共用器において、前記バラン回路は、入力側と前記差動出力形端子の一方との間に前記入力側から直列腕インダクタンスと並列腕容量よりなる回路および前記入力側と前記差動出力形端子の他方との間に前記入力側から順に直列腕容量と並列腕インダクタンスよりなる回路で形成されるバラン回路、または、前記入力側と前記差動出力形端子の一方との間に前記入力側から順に直列腕インダクタンス、並列腕容量、直列腕インダクタンス、並列腕容量よりなる回路および前記入力側と前記差動出力形端子の他方との間に前記入力側から順に直列腕容量、並列腕インダクタンス、直列腕容量、並列腕インダクタンスよりなるバラン回路であることを特徴とするアンテナ共用器。
11. 請求項２、３、４、５、６、７、８、９または１０記載のアンテナ共用器において、前記受信フィルタはＳＡＷフィルタまたはＦＢＡＲフィルタで構成され、前記スイッチング素子はピンダイオードスイッチまたはＧａＡｓスイッチまたはＭＥＭＳスイッチで構成されることを特徴とするアンテナ共用器。
12. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０または１１記載のアンテナ共用器を用いた無線端末であって、
    前記無線端末は、ＧＳＭ系のＴＤＭＡシステムをベースとする携帯電話であり、復調方式にはダイレクトコンバージョン方式あるいは低中間周波数方式を用いることを特徴とする無線端末。

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