WO2017073509A1 - スイッチモジュール - Google Patents

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WO2017073509A1
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filter
switch module
terminal
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潤平 安田
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株式会社村田製作所
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    • H04W76/10—Connection setup
    • H04W76/15—Setup of multiple wireless link connections

Definitions

  • the present invention relates to a switch module used for wireless communication.
  • Recent cellular phones are required to support a plurality of frequency bands and radio systems in one terminal (multiband and multimode).
  • CA carrier aggregation
  • Patent Document 1 discloses an antenna control device that can obtain optimum antenna characteristics even when wireless signals are transmitted and received by the CA method.
  • FIG. 10A is a block diagram showing a part of the internal configuration of the RF unit 300 described in Patent Document 1.
  • FIG. 10B is a block diagram illustrating a part of the internal configuration of the antenna unit 370.
  • an antenna unit 370 is connected to the antenna, and the RF unit 300 shown in FIG. 10A is connected to the antenna unit 370 via terminals of the RF signal and the external setting signal ATSS.
  • the RF unit 300 includes a diplexer 301, antenna switches 302-1 and 302-2, duplexers 303-1 to 303-4, power amplifiers 304-1 to 304-4, and a radio frequency integrated circuit 305.
  • the radio frequency integrated circuit 305 corresponds to a plurality of bands (frequency bands) of the LTE band 1 (B1), the LTE band 2 (B2), the LTE band 5 (B5), and the LTE band 17 (B17).
  • a combination of B1 and B5 (2) a combination of B1 and B17, (3) a combination of B2 and B5, and (4) ) A combination of B2 and B17.
  • the antenna unit 370 includes antenna tuners 370-1 and 3701-2.
  • the antenna tuners 3701-1 and 370-2 optimize the antenna characteristics by changing the combined capacitance of the plurality of capacitive elements by switching the combination of the capacitive elements with a switch in accordance with the external setting signal ATSS.
  • an RF signal is provided between the antenna tuners 3701-1 and 370-2 of the antenna unit 370 and the antenna switches 302-1 and 302-2 of the RF unit 300.
  • the transmission line which propagates is arrange
  • impedance matching is accurately performed using the antenna tuner 370-2 in response to the change in the combination of the LTE bands selected by the antenna switches 302-1 and 302-2. It is difficult. Further, when the antenna tuner 370-1 is added in series in order to compensate for the parasitic inductance, there arises a problem that propagation loss increases due to parasitic resistance on the transmission line due to the addition of the antenna tuner 370-1.
  • An object of the present invention is to provide a switch module that can reduce signal propagation loss in a system that can select a state in which a part of the transmission signal is not used.
  • a switch module simultaneously includes a first frequency band for wireless communication and a second frequency band for wireless communication having a frequency band different from the first frequency band.
  • a switch module capable of selecting a state to be used; a first filter circuit that selectively passes a signal of the first frequency band; and a second filter circuit that selectively passes a signal of the second frequency band;
  • An impedance load circuit a common terminal connected to the antenna element, a first selection terminal connected to one end of the first filter circuit, a second selection terminal connected to one end of the second filter circuit, and the impedance load
  • a third selection terminal connected to the circuit, and switching the connection between at least one of the first selection terminal and the second selection terminal and the common terminal
  • the switch circuit connects the common terminal, the first selection terminal, and the second selection terminal when both the first frequency band and the second frequency band are selected. And when the common terminal and the third selection terminal are not connected and only one of the first frequency band and the second frequency band is selected, the common terminal and the first selection terminal
  • the filter circuit and the impedance load circuit that pass the selected one frequency band are connected to the common terminal. That is, an impedance load circuit connected to the third selection terminal is connected to the common terminal instead of the filter circuit corresponding to the frequency band not selected. For this reason, the pass characteristic of the RF signal in a state where only one of the first frequency band and the second frequency band is selected can be obtained without adding unnecessary inductance components and capacitance components, It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal in a state where both of the second frequency bands are selected.
  • the switch control unit further includes a switch control unit that receives selection information of a frequency band used for wireless communication and outputs a control signal based on the selection information to the switch circuit.
  • the common terminal is connected to the first selection terminal and the second selection terminal, and
  • the common terminal, the first selection terminal, and the second selection terminal are selected. Only one of the selection terminals may be connected, and the common terminal and the third selection terminal may be connected.
  • the switch control unit of the switch module receives the selection information of the frequency band used for wireless communication from the outside to switch the switch circuit, so that the switch module has higher functionality and the control signal High-speed switching is possible with the shortening of the transmission wiring.
  • the impedance load circuit is formed when either one of the first frequency band and the second frequency band is selected, and is either the first filter circuit or the second filter circuit.
  • the first filter circuit and the first filter circuit are formed when the complex impedance of the first circuit configured so that only one of the first circuit is connected to the common terminal uses the first frequency band and the second frequency band at the same time.
  • the impedance load circuit connected to the third selection terminal is a circuit for compensating the complex impedance of the first circuit to be equal to the complex impedance of the second circuit. Therefore, the pass characteristics of the RF signal in the mode in which only one of the first frequency band and the second frequency band is selected can be obtained by adding the first frequency band and the first frequency band without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal in the mode in which both of the two frequency bands are selected.
  • the carrier when both the first frequency band and the second frequency band are selected, the carrier operates in a carrier aggregation (CA) mode, and only one of the first frequency band and the second frequency band is selected. If so, it may operate in a non-carrier aggregation (non-CA) mode.
  • CA carrier aggregation
  • non-CA non-carrier aggregation
  • the switch module selectively passes signals of n (n is a natural number of 2 or more) frequency bands including the first frequency band and the second frequency band, and the first filter circuit.
  • n filter circuits including the second filter circuit at least two filter circuits can be used at the same time, and m (m is 1 or more) including the n filter circuits and the impedance load circuit.
  • Natural number) impedance load circuits, and the switch circuit is connected to each of the one common terminal and the n filter circuits provided corresponding to the n frequency bands.
  • a plurality of selection terminals and m selection terminals connected to each of the m impedance load circuits, wherein the switch circuit includes the n number of selection terminals.
  • the common terminal and the n selection terminals corresponding to the n filter circuits are connected, and the m corresponding to the common terminal and the m impedance load circuits are connected.
  • (n-1) filter circuits are selected without connecting to the selection terminals, (n-1) pieces corresponding to the common terminal and the (n-1) or less filter circuits are selected.
  • the complex impedance of a third circuit configured by connecting the following selection terminals and the (n ⁇ 1) or less filter circuits bundled together at the common terminal is the same as the n filter circuits.
  • At least one of the m impedance load circuits may be connected to the selection terminal so as to be equal to the complex impedance of the fourth circuit formed by bundling the terminals.
  • the (n ⁇ 1) frequency bands or less are selected.
  • the (n ⁇ 1) or less filter circuits to be passed and at least one of m impedance load circuits are bundled at a common terminal. That is, at least one of the m impedance load circuits connected to the m selection terminals is connected to the common terminal instead of the filter circuit corresponding to the frequency band not selected. For this reason, the pass characteristic of the RF signal in the mode in which (n-1) or less frequency bands are selected is the mode in which n frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components.
  • the impedance load circuit may be composed of a capacitive element.
  • the impedance load circuit is composed of a capacitive element, it is desirable to eliminate as much as possible the inductance component that does not contribute to impedance matching in order to optimize the RF signal passing characteristics. From this point of view, according to this configuration, since the impedance load circuit is directly connected to the selection terminal of the switch circuit, the wiring between the selected filter circuit and the impedance load circuit can be shortened. Unnecessary inductance components are not added.
  • the impedance With the capacitive element of the load circuit impedance matching between the antenna element and the filter circuit can be achieved with high accuracy, and signal propagation loss can be effectively reduced.
  • the complex impedance outside the pass band of the first filter circuit and the second filter circuit may be capacitive.
  • the filter circuit having a complex impedance having a capacitive characteristic outside the pass band can be compensated with high accuracy by the impedance load circuit formed of the capacitive element.
  • first filter circuit and the second filter circuit may be a surface acoustic wave filter or an acoustic wave filter using a BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • the pass characteristics are steep, and the impedance in the frequency band other than the excitation frequency (pass band) is capacitive. It becomes. Therefore, in a system that can select a state in which a plurality of reception signals or a plurality of transmission signals in different frequency bands are simultaneously used and a state in which a part of each of the plurality of reception signals or the plurality of transmission signals is not used, Even when this state is selected, the capacitive complex impedance can be easily compensated with high accuracy by the impedance load circuit formed of the capacitive element.
  • SAW surface acoustic wave
  • BAW BAW
  • the capacitive element may be formed on the same chip as at least one of the first filter circuit and the second filter circuit.
  • the capacitive element of the impedance load circuit can be manufactured by the same process as the capacitive component constituting the filter circuit that is the object of impedance compensation.
  • the direction of variation such as Therefore, the impedance load circuit can be formed with high accuracy.
  • the first filter circuit and the second filter circuit are surface acoustic wave filters each including a piezoelectric substrate and a comb-shaped electrode formed on the piezoelectric substrate, and the capacitive element includes the first filter A comb-shaped electrode formed on the piezoelectric substrate constituting at least one of a circuit and the second filter circuit, and the first filter circuit and the second filter circuit formed on the piezoelectric substrate.
  • the arrangement direction of the comb-shaped electrodes constituting at least one may be different from the arrangement direction of the comb-shaped electrodes constituting the capacitive element.
  • the impedance load circuit and the filter circuit are formed on the same chip, so that the switch module can be miniaturized.
  • the arrangement direction of the comb electrodes of the SAW filter formed on the same chip is different from the arrangement direction of the comb electrodes of the impedance load circuit, unnecessary excitation at the comb electrodes can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress degradation of electrical characteristics due to interference of signals from the SAW filter and the capacitive element.
  • the capacitive element may be built in one chip including the switch circuit.
  • the switch module of the present invention a state in which a plurality of reception signals or a plurality of transmission signals in different frequency bands are used simultaneously and a state in which a part of each of the plurality of reception signals or the plurality of transmission signals is not used In a system capable of selecting the signal, the signal propagation loss can be reduced.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of the switch module according to Embodiment 1 in a non-CA mode.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram in a CA mode of the switch module according to Embodiment 1.
  • FIG. 2A is a circuit configuration diagram of the switch module according to the comparative example in a non-CA mode.
  • FIG. 2B is a circuit configuration diagram in the CA mode of the switch module according to the comparative example.
  • FIG. 3 is a Smith chart in the CA mode of the switch module according to the first embodiment and the comparative example.
  • 4A is a Smith chart in the non-CA mode of the switch module according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 4B is a Smith chart in the non-CA mode of the switch module according to the comparative example.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance comparison of the switch modules according to the first embodiment and the comparative example in the non-CA mode.
  • FIG. 6 is a graph showing a comparison of standing wave ratios of the switch modules according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a switch module according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of the switch module according to Embodiment 2 in a non-CA mode.
  • FIG. 8B is a circuit configuration diagram of the switch module according to Embodiment 2 in the CA mode.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of connection state 1 of the switch module according to the third exemplary embodiment.
  • FIG. 9B is a circuit configuration diagram of connection state 2 of the switch module according to Embodiment 3.
  • FIG. 9C is a circuit configuration diagram in a connection state 3 of the switch module according to the third exemplary embodiment.
  • FIG. 9D is a circuit configuration diagram of connection state 4 of the switch module according to the third exemplary embodiment.
  • FIG. 10A is a block diagram illustrating a part of the internal configuration of the RF unit described in Patent Document 1.
  • FIG. 10B is a block diagram illustrating a part of the internal configuration of the antenna unit described in Patent Document 1.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of the switch module 1 according to Embodiment 1 in a non-CA mode.
  • FIG. 1B is a circuit configuration diagram in the CA mode of the switch module 1 according to the first embodiment.
  • 1A and 1B show a switch module 1, an antenna element 2, received signal amplifier circuits 4A and 4B, and an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) 3 according to the first embodiment.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the switch module 1 is disposed between the antenna element 2 and the reception signal amplification circuits 4A and 4B in a wireless communication system that supports multiband and multimode.
  • the switch module 1 is a high-frequency switch module that switches connection between a signal path that propagates a received signal in one or more frequency bands selected from a plurality of frequency bands and the antenna element 2.
  • the switch module 1 is provided with a plurality of signal paths for receiving a radio signal using a plurality of frequency bands as carriers in order to support multimode / multiband.
  • the switch module 1 is a circuit that switches a signal path for obtaining an optimum passing characteristic of a high-frequency reception signal when a radio signal is received by a carrier aggregation (CA) method and a non-CA method.
  • CA carrier aggregation
  • the switch module 1 includes an antenna matching circuit 11, an antenna switch 12, filters 13A and 13B, and an impedance load circuit 14.
  • the filter 13A is a first filter circuit that selectively propagates a radio frequency (RF) reception signal in the first frequency band.
  • the first frequency band is exemplified by Band 1 (reception band: 2110-2170 MHz) of the LTE (Long Term Evolution) standard, for example.
  • the filter 13B is a second filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in the second frequency band, which is on the lower frequency side than the first frequency band.
  • Examples of the second frequency band include LTE standard Band 3 (reception band: 1805 to 1880 MHz).
  • the impedance load circuit 14 is, for example, a circuit that includes a capacitive element and has a complex impedance corresponding to the capacitive complex impedance of the filter 13A or the filter 13B.
  • the antenna switch 12 includes a common terminal 12c connected to the antenna element 2, a selection terminal 12s1 (first selection terminal) connected to one end of the filter 13A, and a selection terminal 12s2 (second selection terminal) connected to one end of the filter 13B. ) And a selection terminal 12 s 3 (third selection terminal) connected to one end of the impedance load circuit 14. With the above configuration, the antenna switch 12 switches the connection between at least one of the selection terminals 12s1 and 12s2 and the common terminal 12c.
  • connection state 1 when the first frequency band is selected as a band for propagating an RF reception signal out of the first frequency band and the second frequency band. Yes.
  • Connection state 1 corresponds to a non-CA mode in which only a single frequency band is selected.
  • the antenna switch 12 in the connection state 1 (non-CA), connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s1, and connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s3.
  • the connection state 1 the 1st circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 12, the filter 13A, and the impedance load circuit 14 is formed.
  • connection state 2 represents a connection state 2 when both the first frequency band and the second frequency band are selected as bands for simultaneously transmitting RF reception signals.
  • Connection state 2 corresponds to a CA mode in which a plurality of frequency bands are simultaneously selected.
  • the antenna switch 12 connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s1, and connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s2.
  • the 2nd circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 12, and filter 13A and 13B is formed.
  • the impedance load circuit 14 has the first impedance so that the complex impedance viewed from the common terminal 12c in the first circuit is equal to the complex impedance viewed from the common terminal 12c in the second circuit.
  • the circuit compensates for the complex impedance of the circuit.
  • the filters 13A and 13B are SAW filters or BAW filters
  • the impedance load circuit 14 is composed of a capacitive element having an equivalent capacitance value in the first frequency band of the filter 13B.
  • the impedance load circuit 14 connected to the selection terminal 12s3 is connected to the common terminal 12c.
  • both the first frequency band and the second frequency band are selected as the pass characteristics of the RF signal in the mode in which only the first frequency band is selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal in the CA mode. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, it is possible to reduce signal propagation loss regardless of which mode is selected.
  • the complex impedance when the filter circuit side is viewed from the common terminal 12c is Band1 and Band3.
  • a capacitance comparable to the equivalent capacitance of the Band3 filter 13B in the Band1 frequency band, which is the first frequency band is equal to the complex impedance viewed from the common terminal 12c to the filter circuit side.
  • a capacitive element having (0.8 pF) may be configured as the impedance load circuit 14.
  • the switch module 1 selects only the second frequency band as the non-CA mode. It can also be applied to systems.
  • the impedance load circuit 14 may be configured by a capacitive element having an equivalent capacitance value in the second frequency band of the filter 13A.
  • the switch module 1 receives selection information of the first frequency band and the second frequency band used for wireless communication, and sends a control signal based on the selection information to the antenna switch 12. You may provide the switch control part which outputs. In this case, when only one of the first frequency band and the second frequency band is selected by outputting a control signal to the antenna switch 12, the switch control unit 12c and the selection terminals 12s1 and 12s2 Only one of them is connected, and the common terminal 12c and the selection terminal 12s3 are connected. As a result, the switch control unit included in the switch module 1 switches the antenna switch 12 by receiving the selection information from the outside, so that the high speed associated with the higher functionality of the switch module 1 and the shortening of the transmission wiring of the control signal. Switching is possible.
  • the switch control unit may not be included in the switch module 1 and may be included in the RF signal processing circuit 3 or a baseband signal processing circuit connected to the subsequent stage of the RF signal processing circuit 3.
  • FIG. 2A is a circuit configuration diagram in a non-CA mode of the switch module 50 according to the comparative example.
  • FIG. 2B is a circuit configuration diagram in a state CA mode in which a plurality of reception signals or a plurality of transmission signals in different frequency bands of the switch module 50 according to the comparative example are simultaneously used as one communication signal.
  • 2A and 2B show a switch module 50, an antenna element 2, received signal amplification circuits 4A and 4B, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3 according to a comparative example.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the switch module 50 according to this comparative example is different from the switch module 1 according to the first embodiment in the arrangement configuration of the impedance load circuit.
  • the description of the switch module 50 that is the same as that of the switch module 1 is omitted, and different points are mainly described.
  • the switch module 50 includes antenna matching circuits 51 and 55, antenna switches 52 and 54, and filters 13A and 13B.
  • the antenna switch 54 is a switch circuit having a common terminal 54 c connected to the antenna element 2, a selection terminal 54 s 1 connected to the common terminal 52 c of the antenna switch 52, and a selection terminal 54 s 2 connected to the antenna matching circuit 55.
  • the antenna switch 54 switches connection and disconnection between the antenna matching circuit 55 and the antenna element 2 with the above configuration.
  • the antenna matching circuit 55 is a circuit that includes, for example, a capacitive element and has a complex impedance corresponding to the capacitive complex impedance of the filter 13A or the filter 13B.
  • the antenna switch 52 is a switch circuit having a common terminal 52c connected to the antenna switch 54, a selection terminal 52s1 connected to one end of the filter 13A, and a selection terminal 52s2 connected to one end of the filter 13B.
  • the antenna switch 52 switches the connection between at least one of the selection terminal 52s1 and the selection terminal 52s2 and the common terminal 52c with the above configuration.
  • the circuit configuration of the switch module 50 shown in FIG. 2A represents the connection state 1 when the first frequency band is selected as the band for propagating the RF reception signal from the first frequency band and the second frequency band. Yes.
  • the antenna switch 52 connects the common terminal 52c and the selection terminal 52s1.
  • the antenna switch 54 connects the common terminal 54c and the selection terminal 54s1, and connects the common terminal 54c and the selection terminal 54s2.
  • the 1st comparison circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switches 54 and 52, the filter 13A, and the antenna matching circuit 55 is formed.
  • the circuit configuration of the switch module 50 shown in FIG. 2B represents the connection state 2 when both the first frequency band and the second frequency band are selected as bands for simultaneously transmitting the RF reception signal.
  • the antenna switch 52 connects the common terminal 52c and the selection terminal 52s1, and connects the common terminal 52c and the selection terminal 52s2.
  • the antenna switch 54 connects the common terminal 54c and the selection terminal 54s1.
  • the 2nd comparison circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switches 54 and 52, and filter 13A and 13B is formed.
  • the antenna matching circuit 55 is configured such that the complex impedance viewed from the common terminal 52c in the first comparison circuit is equal to the complex impedance viewed from the common terminal 52c in the second comparison circuit. This circuit compensates for the complex impedance of the first comparison circuit.
  • the antenna matching circuit 55 is configured by a capacitive element having an equivalent capacitance value in the first frequency band of the filter 13B.
  • the antenna switch 54 and a transmission line that connects the antenna switch 54 and the switch 52 are interposed between the common terminal 52 c and the antenna matching circuit 55.
  • a parasitic inductance component unrelated to the equivalent capacitance in the first frequency band of the filter 13B is generated between the antenna switch 52 and the antenna matching circuit 55. Therefore, when matching the complex impedance when viewing the filter circuit side from the common terminal 52c and the complex impedance when viewing the antenna element 2 side, not only the parallel capacitance component of the antenna matching circuit 55 but also the transmission line
  • the parasitic inductance is added as a matching component.
  • FIG. 3 is a Smith chart in the CA mode of the switch module according to the first embodiment and the comparative example.
  • the impedance when the filter side is viewed from the common terminal 12c in the CA mode of the switch module 1 according to the first embodiment shown in FIG. 1B and the comparative example shown in FIG. 2B
  • the impedance when the filter side is seen from the common terminal 54c in the CA mode of the switch module 50 according to FIG.
  • the impedance characteristic of the switch module 1 and the impedance characteristic of the switch module 50 match.
  • the switch module 1 according to Embodiment 1 both the filters 13A and 13B are connected and the impedance load circuit 14 is not connected, and the switch module 50 according to the comparative example includes the filter 13A. And 13B are connected to each other, and the second comparison circuit to which the antenna matching circuit 55 is not connected is an equivalent circuit.
  • FIG. 4A is a Smith chart of the switch module 1 according to Embodiment 1 in the non-CA mode.
  • FIG. 4B is a Smith chart in the non-CA mode of the switch module 50 according to the comparative example.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance comparison between the switch module 1 according to Embodiment 1 and the switch module 50 according to the comparative example in the non-CA mode.
  • the complex impedance in the first frequency band when the filter side is viewed from the common terminal 54 c (the solid line portion in FIG. 4B, FIG. 5).
  • the thick broken line portion of FIG. 3 is shifted to a higher impedance side than the complex impedance (solid line portion) of the first frequency band in the CA mode shown in FIG.
  • the impedance shift is such that the complex impedance when the filter circuit side is viewed from the common terminal 52c and the complex impedance when the antenna element 2 side is viewed are the relationship between the antenna switch 52 and the antenna matching circuit 55. This is because the matching is not accurately performed due to a parasitic inductance component or the like existing therebetween.
  • the complex impedance in the first frequency band when the filter side is viewed from the common terminal 12c substantially match the complex impedance of the first frequency band in the CA mode shown in FIG.
  • FIG. 6 is a graph showing a comparison of the standing wave ratios of the switch modules according to the first embodiment and the comparative example.
  • the figure shows a comparison of the standing wave ratio in the first frequency band of the switch module according to the first embodiment and the comparative example in the connection state 1 (non-CA mode), and the embodiment in the connection state 2 (CA mode).
  • the standing wave ratio in the 2nd frequency band of the switch module which concerns on 1 and a comparative example is shown.
  • This figure clearly shows the difference in impedance characteristics in the first frequency band between the switch module 1 according to the first embodiment and the switch module 50 according to the comparative example.
  • the standing wave ratio in the first frequency band of the switch module 1 according to Embodiment 1 is the standing wave ratio in the first frequency band of the switch module 50 according to the comparative example. It is clearly understood that it is smaller than.
  • the switch module 1 in the non-CA mode in which the first frequency band is selected, it is connected to the third selection terminal instead of the filter 13B corresponding to the second frequency band that is not selected.
  • the impedance load circuit 14 is connected to the common terminal 12c.
  • the complex impedances of the filters 13A and 13B may be capacitive. According to this, the complex impedance of the capacitive filter circuit can be compensated with high accuracy by eliminating the parasitic inductance component by configuring the impedance load circuit 14 with a capacitive element.
  • the filters 13A and 13B are SAW filters or BAW filters
  • the steepness of the pass characteristics is high, and the impedance in the frequency band other than the excitation frequency (pass band) is capacitive. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, the capacitive complex impedance of the SAW filter or BAW filter is the impedance configured by the capacitive element, regardless of which mode is selected.
  • the load circuit 14 can compensate easily with high accuracy.
  • the impedance load circuit 14 is composed of a capacitive element.
  • the impedance load circuit 14 is composed of a capacitive element, it is desirable to eliminate as much as possible the inductance component that does not contribute to impedance matching in order to optimize the RF signal passing characteristics.
  • the impedance load circuit 14 is directly connected to the selection terminal 12s3 of the switch circuit, the common terminal between the selected filter circuit and the impedance load circuit 14 is used. Since the wiring via 12c can be shortened, an unnecessary inductance component is not added. Therefore, impedance matching between the antenna element 2 and the filter circuit can be performed with high accuracy, and signal propagation loss can be effectively reduced.
  • the switch module 1 has a configuration in which a plurality of filters are bundled (in parallel) via an antenna switch 12. And in the case of a specific use condition, it is set as the structure which cut
  • the non-selected filter functions as a capacitor in the pass band of the selected filter.
  • the capacitor elements are dummy-connected by the impedance load circuit 14 so as to have a capacity similar to the capacity of the filter (in the CA mode) that is connected in the bundled state. Even if it changes, the change of the complex impedance of a bundle connection point (common terminal 12c) can be suppressed. For this reason, it is possible to suppress the deterioration of the reflection characteristics and pass characteristics of the filter circuit.
  • the impedance load circuit 14 may include other circuit elements such as inductive elements in addition to the capacitive elements.
  • the impedance load circuit 14 may be built in at least one of the antenna switch 12 and the filters 13A and 13B. Thereby, the switch module 1 can be reduced in size.
  • the capacitive element may be formed on the same chip as at least one of the filters 13A and 13B.
  • the capacitive element of the impedance load circuit 14 can be produced by the same process as the capacitive component constituting the filter 13A or 13B that is the object of impedance compensation. Variation directions such as width and film thickness coincide. Therefore, the impedance load circuit 14 can be formed with high accuracy.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a switch module 1A according to a modification of the first embodiment. Compared with the switch module 1 according to the first embodiment, the switch module 1A shown in the figure has a configuration in which the filters 13A and 13B and the impedance load circuit 14 are integrated into one chip by the chip 20. Different.
  • the filters 13A and 13B and the capacitive element of the impedance load circuit 14 are formed on a common piezoelectric substrate 21.
  • IDT Interdigital Transducer
  • the filter 13A is, for example, a ladder-type surface acoustic wave filter including three series resonators 131s and two parallel resonators 131p formed by the piezoelectric substrate 21 and IDT electrodes.
  • the filter 13B is, for example, a ladder-type surface acoustic wave filter including three series resonators 132s and two parallel resonators 132p formed by the piezoelectric substrate 21 and IDT electrodes.
  • the capacitive element of the impedance load circuit 14 is composed of IDT electrodes formed on the piezoelectric substrate 21 constituting the filters 13A and 13B.
  • the arrangement direction of the IDT electrodes constituting the filters 13A and 13B formed on the piezoelectric substrate 21 and the arrangement direction of the IDT electrodes constituting the capacitive element of the impedance load circuit 14 are different.
  • the arrangement direction of the IDT electrodes constituting the filters 13A and 13B is different from the arrangement direction of the IDT electrodes constituting the capacitive element by 90 degrees. That is, the propagation direction of the high frequency signal in the IDT electrodes constituting the filters 13A and 13B is different from the arrangement direction of the IDT electrodes constituting the capacitive element.
  • the switch module 1A can be miniaturized. Moreover, since the arrangement direction of the IDT electrode of the filter circuit formed on the same chip 20 and the arrangement direction of the IDT electrode of the impedance load circuit 14 are different, unnecessary excitation at the IDT electrode can be suppressed, It is possible to suppress deterioration in electrical characteristics due to interference between signals of the filters 13A and 13B and the capacitive element.
  • the filters 13A and 13B and the impedance load circuit 14 are made into one chip.
  • the present invention is not limited to this, and only one of the filters 13A and 13B and the impedance load circuit 14 are made into one chip. Also good. This also makes it possible to reduce the size of the switch module.
  • the capacitive element of the impedance load circuit 14 is not formed on the piezoelectric substrate 21 on which the filters 13A and 13B are formed, but may be formed inside a package that accommodates the filters 13A and 13B. Good.
  • the capacitor element itself may be configured as an SMD (Surface Mounted Device) component.
  • the capacitive element of the impedance load circuit 14 may be built in one chip including the antenna switch 12.
  • the selection terminal 12s3 which is a connection point of the impedance load circuit 14 and the antenna switch 12 can be reduced. That is, the external connection terminals of the antenna switch 12 can be reduced. Therefore, the switch module can be reduced in size.
  • the antenna switch 12 is usually configured by a CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), in this case, the capacitor element can also be configured by the same CMOS process. As a result, the switch module can be manufactured at low cost.
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of the switch module 1B according to Embodiment 2 in a non-CA mode.
  • FIG. 8B is a circuit configuration diagram of the switch module 1B according to Embodiment 2 in the CA mode.
  • 8A and 8B, the switch module 1B according to the second embodiment, the antenna element 2, the transmission signal amplification circuits 4At and 4Bt, the reception signal amplification circuits 4Ar and 4Br, and the RF signal processing circuit (RFIC) 3 are shown. Is shown.
  • the switch module 1B, the antenna element 2, the transmission signal amplification circuits 4At and 4Bt, and the reception signal amplification circuits 4Ar and 4Br are arranged, for example, in the front end portion of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the switch module 1B is arranged between the antenna element 2, the transmission signal amplification circuits 4At and 4Bt, and the reception signal amplification circuits 4Ar and 4Br in the multiband and multimode wireless communication system.
  • the switch module 1B is a high-frequency switch module that switches connection between a signal path that propagates transmission / reception signals in one or more frequency bands selected from a plurality of frequency bands and the antenna element 2.
  • the switch module 1B is provided with a plurality of signal paths for transmitting and receiving radio signals using a plurality of frequency bands as carriers in order to support multimode / multiband.
  • the switch module 1B is a circuit that switches a signal path for obtaining an optimum transmission characteristic of an RF transmission / reception signal when a radio signal is transmitted / received by the CA method and the non-CA method.
  • the switch module 1 includes an antenna matching circuit 11, an antenna switch 12, transmission filters 23At and 23Bt, reception filters 23Ar and 23Br, and an impedance load circuit 14B.
  • the switch module 1B according to the present embodiment is provided with a plurality of signal paths for propagating transmission / reception signals instead of a plurality of signal paths for propagating reception signals.
  • the switch module 1B according to the present embodiment will not be described for the same points as the switch module 1 according to the first embodiment, and will be described mainly with respect to different points.
  • the transmission filter 23At is a filter circuit that selectively propagates the RF transmission signal in the first frequency band.
  • the reception filter 23Ar is a filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in the first frequency band.
  • the transmission filter 23At and the reception filter 23Ar are bundled with a fixed wiring to constitute a duplexer 23A that is a first filter circuit.
  • the duplexer 23A can simultaneously pass the RF transmission signal in the first frequency band and the RF reception signal in the first frequency band by a frequency division duplex (FDD) method.
  • the first frequency band is exemplified by LTE standard Band 1 (transmission band: 1920-1980 MHz: reception band: 2110-2170 MHz).
  • the transmission filter 23Bt is a filter circuit that selectively propagates the RF transmission signal in the second frequency band.
  • the reception filter 23Br is a filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in the second frequency band.
  • the transmission filter 23Bt and the reception filter 23Br are bundled with a fixed wiring to constitute a duplexer 23B that is a second filter circuit.
  • the duplexer 23B can simultaneously pass the RF transmission signal in the second frequency band and the RF reception signal in the second frequency band by the FDD method.
  • the second frequency band is exemplified by Band 3 (transmission band: 1710-1785 MHz: reception band: 1805-1880 MHz) of the LTE standard, for example.
  • the impedance load circuit 14B is, for example, a circuit that includes a capacitive element and has a complex impedance corresponding to the capacitive complex impedance of the duplexer 23A or the duplexer 23B.
  • the antenna switch 12 includes a common terminal 12c connected to the antenna element 2, a selection terminal 12s1 (first selection terminal) connected to the antenna side terminal of the duplexer 23A, and a selection terminal 12s2 (first selection terminal) connected to the antenna side terminal of the duplexer 23B.
  • a switching circuit having a second selection terminal) and a selection terminal 12s3 (third selection terminal) connected to one end of the impedance load circuit 14B.
  • the antenna switch 12 switches the connection between at least one of the selection terminal 12s1 and the selection terminal 12s2 and the common terminal 12c with the above configuration.
  • connection state 1 when the first frequency band is selected as a band for propagating an RF transmission / reception signal among the first frequency band and the second frequency band. Yes.
  • Connection state 1 corresponds to a non-CA mode in which only a single frequency band is selected.
  • the antenna switch 12 in the connection state 1 (non-CA), connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s1, and connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s3.
  • the connection state 1 the 1st circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 12, the duplexer 23A, and the impedance load 14B is formed.
  • connection state 2 represents a connection state 2 when both the first frequency band and the second frequency band are selected as bands for simultaneously transmitting RF transmission / reception signals.
  • Connection state 2 corresponds to a CA mode in which a plurality of frequency bands are simultaneously selected.
  • the antenna switch 12 connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s1, and connects the common terminal 12c and the selection terminal 12s2.
  • the 2nd circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 12, and the duplexers 23A and 23B is formed.
  • the impedance load circuit 14B has the first impedance so that the complex impedance when the duplexer side is viewed from the common terminal 12c in the first circuit is equal to the complex impedance when the duplexer side is viewed from the common terminal 12c in the second circuit.
  • the circuit compensates for the complex impedance of the circuit.
  • the impedance load circuit 14B is configured by a capacitive element having an equivalent combined capacitance value in the first frequency band of the filter 23Bt and the filter 23Br. .
  • the impedance load circuit 14B connected to the selection terminal 12s3 is connected to the common terminal 12c.
  • both the first frequency band and the second frequency band are selected as the pass characteristics of the RF signal in the mode in which only the first frequency band is selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal in the CA mode. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, it is possible to reduce signal propagation loss regardless of which mode is selected.
  • the impedance load circuit 14B is provided separately rather than on the signal path for transmitting the transmission / reception signals in the first frequency band and the second frequency band, the wiring connecting the transmission filter and the reception filter constituting the duplexer is provided. It becomes possible to use fixed wiring. Therefore, it is possible to suppress phase change and amplitude variation between the transmission signal and the reception signal.
  • the case where only the first frequency band is selected as the non-CA mode is illustrated.
  • the switch module 1B according to the present embodiment only the second frequency band is selected as the non-CA mode. It can also be applied to systems.
  • the impedance load circuit 14B may be configured by a capacitive element having an equivalent capacitance value in the second frequency band of the duplexer 23A.
  • the switch module 1B in the non-CA mode in which the first frequency band is selected, the switch module 1B is connected to the third selection terminal instead of the duplexer 23B corresponding to the second frequency band that has not been selected.
  • the impedance load circuit 14B connected to the common terminal 12c.
  • the complex impedances of the duplexers 23A and 13B may be capacitive. According to this, the complex impedance of the capacitive duplexer can be compensated with high accuracy by eliminating the parasitic inductance component by configuring the impedance load circuit 14B with the capacitive element.
  • the duplexers 23A and 23B are composed of SAW filters or BAW filters, the steepness of the pass characteristics is high, and the impedance in the frequency band other than the excitation frequency (pass band) is capacitive. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, regardless of which mode is selected, the capacitive complex impedance is accurately detected by the impedance load circuit 14B configured by the capacitive element. And it becomes possible to compensate easily.
  • the impedance load circuit 14B is configured by a capacitive element.
  • the impedance load circuit 14B is composed of a capacitive element, it is desirable to eliminate as much as possible the inductance component that does not contribute to impedance matching in order to optimize the RF signal passing characteristics.
  • the impedance load circuit 14B since the impedance load circuit 14B is directly connected to the selection terminal 12s3 of the switch circuit, the common terminal 12c between the selected duplexer and the impedance load circuit 14B. Since the wiring via the wiring can be shortened, an unnecessary inductance component is not added. Therefore, impedance matching between the antenna element 2 and the duplexer can be performed with high accuracy, and signal propagation loss can be effectively reduced.
  • the impedance load circuit 14B may be added with other circuit elements such as inductive elements in addition to the capacitive elements.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of connection state 1 of the switch module 1C according to the third exemplary embodiment.
  • FIG. 9B is a circuit configuration diagram of connection state 2 of the switch module 1C according to the third exemplary embodiment.
  • FIG. 9C is a circuit configuration diagram of the connection state 3 of the switch module 1C according to the third embodiment.
  • FIG. 9D is a circuit configuration diagram of the connection state 4 of the switch module 1C according to the third embodiment.
  • 9A to 9D show a switch module 1C according to the third embodiment, an antenna element 2, received signal amplification circuits 4A, 4B and 4C, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3.
  • the switch module 1C, the antenna element 2, and the reception signal amplification circuits 4A, 4B, and 4C are disposed, for example, in a front end portion of a multimode / multiband mobile phone.
  • the switch module 1C is arranged between the antenna element 2 and the reception signal amplification circuits 4A, 4B, and 4C in a multiband and multimode wireless communication system.
  • the switch module 1C is a high-frequency switch module that switches the connection between the antenna element 2 and a signal path that propagates a received signal in one or more frequency bands selected from a plurality of frequency bands.
  • the switch module 1C is provided with a plurality of signal paths for receiving radio signals using a plurality of frequency bands as carriers in order to support multimode / multiband.
  • the switch module 1C provides a signal path for obtaining an optimum passing characteristic of a high-frequency reception signal when receiving a radio signal by a CA method and a non-CA method using a plurality of frequency bands simultaneously as one communication signal. It is a circuit to switch.
  • the switch module 1C is used as a signal control circuit so that one communication signal is formed into a transmission signal divided into a plurality of frequency bands or a reception signal divided into a plurality of frequency bands.
  • the switch module 1C includes an antenna matching circuit 11, an antenna switch 22, filters 13A, 13B, and 13C, and capacitive elements 141 and 142.
  • the switch module 1C according to the present embodiment is different from the switch module 1 according to the first embodiment in that three frequency bands for propagating the reception signal are applied instead of two.
  • the switch module 1C according to the present embodiment will not be described for the same points as the switch module 1 according to the first embodiment, and will be described with a focus on different points.
  • the filter 13A is a first filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in the first frequency band.
  • An example of the first frequency band is Band 1 (reception band: 2110-2170 MHz) of the LTE standard.
  • the filter 13B is a second filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in the second frequency band, which is on the lower frequency side than the first frequency band.
  • Examples of the second frequency band include LTE standard Band 3 (reception band: 1805 to 1880 MHz).
  • the filter 13C is a third filter circuit that selectively propagates an RF reception signal in a third frequency band that is on the higher frequency side than the first frequency band and the second frequency band.
  • the third frequency band is exemplified by LTE standard Band7 (reception band: 2620-2690 MHz).
  • Capacitance elements 141 and 142 are examples of impedance load circuits having complex impedances corresponding to the respective complex impedances of filters 13A to 13C or at least two combined complex impedances of filters 13A to 13C.
  • the antenna switch 22 includes a common terminal 22c connected to the antenna element 2, a selection terminal 22s1 connected to one end of the filter 13A, a selection terminal 22s2 connected to one end of the filter 13B, and a selection terminal connected to one end of the filter 13C.
  • This is a switch circuit having 22 s 3, a selection terminal 22 s 4 connected to one end of the capacitor 141, and a selection terminal 22 s 5 connected to one end of the capacitor 142.
  • the antenna switch 22 switches the connection between at least one of the selection terminal 22s1, the selection terminal 22s2, and the selection terminal 22s3 and the common terminal 22c with the above configuration.
  • connection state 1 The circuit configuration of the switch module 1C shown in FIG. 9A is the connection state 1 when all of the first frequency band, the second frequency band, and the third frequency band are selected as bands that simultaneously propagate the RF reception signal.
  • Connection state 1 corresponds to a CA mode in which all of a plurality of frequency bands are simultaneously selected.
  • the antenna switch 22 connects the common terminal 22c and the selection terminals 22s1, 22s2, and 22s3.
  • the 4th circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 22, and filter 13A, 13B, and 13C is formed.
  • connection state 2 (2-band CA) when the first frequency band and the second frequency band are selected as the bands for transmitting the RF reception signal.
  • Connection state 2 corresponds to the CA mode in which two frequency bands of the three frequency bands are selected.
  • the antenna switch 22 connects the common terminal 22c and the selection terminals 22s1 and 22s2, and connects the common terminal 22c and the selection terminal 22s4.
  • the 3rd circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 22, filter 13A and 13B, and the capacitive element 141 is formed.
  • the capacitive element 141 is configured so that the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the third circuit is equal to the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the fourth circuit.
  • This circuit compensates for the complex impedance.
  • the capacitive element 141 is configured by a capacitive element having an equivalent capacitance value in the first frequency band and the second frequency band of the filter 13C.
  • the pass mode of the RF signal in the CA mode in which the first frequency band and the second frequency band are selected is the CA mode in which all frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal at. Therefore, it is possible to reduce signal propagation loss in a system in which a plurality of types of CA modes can be selected.
  • connection state 3 (2-band CA) when the first frequency band and the third frequency band are selected as the bands for transmitting the RF reception signal.
  • Connection state 3 corresponds to the CA mode in which two frequency bands of the three frequency bands are selected.
  • the antenna switch 22 connects the common terminal 22c and the selection terminals 22s1 and 22s3, and connects the common terminal 22c and the selection terminal 22s5.
  • the 3rd circuit comprised by connecting the antenna element 2, the antenna switch 22, filter 13A and 13C, and the capacitive element 142 is formed.
  • the capacitive element 142 is configured so that the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the third circuit is equal to the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the fourth circuit.
  • This circuit compensates for the complex impedance.
  • the capacitive element 142 is configured by a capacitive element having an equivalent capacitance value in the first frequency band and the third frequency band of the filter 13B.
  • the pass mode of the RF signal in the CA mode in which the first frequency band and the third frequency band are selected is the CA mode in which all frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal at. Therefore, it is possible to reduce signal propagation loss in a system in which a plurality of types of CA modes can be selected.
  • the circuit configuration of the switch module 1C shown in FIG. 9D represents the connection state 4 (non-CA) when only the first frequency band is selected as the band for propagating the RF reception signal.
  • the connection state 4 corresponds to a non-CA mode in which one frequency band of the three frequency bands is selected.
  • the antenna switch 22 connects the common terminal 22c and the selection terminal 22s1, and connects the common terminal 22c and the selection terminals 22s4 and 22s5.
  • a third circuit configured by connecting the antenna element 2, the antenna switch 22, the filter 13A, and the capacitive elements 141 and 142 is formed.
  • the capacitive elements 141 and 142 are arranged so that the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the third circuit is equal to the complex impedance when the filter side is viewed from the common terminal 22c in the fourth circuit.
  • the circuit compensates for the complex impedance of three circuits.
  • the capacitive elements 141 and 142 are configured by parallel-connected capacitive elements having an equivalent combined capacitance value in the first frequency band of the filters 13B and 13C.
  • the capacitive element 141 connected to the selection terminal 22s4 and the capacitive element 142 connected to the selection terminal 22s5 are common terminals. 22c.
  • the RF signal in the non-CA mode in which only the first frequency band is selected is the RF signal in the CA mode in which all frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It is possible to make it equivalent to the pass characteristic of. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, it is possible to reduce signal propagation loss regardless of which mode is selected.
  • the two capacitive elements 141 and 142 are arranged as the impedance load circuit.
  • the number of capacitive elements is not limited to this, and the mode used is the same. The number of arrangements may be increased accordingly.
  • the filter circuit corresponding to the frequency band not selected in the mode in which two or less frequency bands of the first to third frequency bands are selected is selected.
  • at least one of the capacitive elements 141 and 142 connected to the selection terminal 22s4 and the selection terminal 22s5 is connected to the common terminal 22c.
  • the pass characteristic of the RF signal in the mode in which two or less frequency bands are selected is obtained by adding the RF signal in the CA mode in which all frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, it is possible to reduce signal propagation loss regardless of which mode is selected.
  • the complex impedance of the filters 13A, 13B, and 13C may be capacitive. According to this, by configuring the impedance load circuit with the capacitive elements 141 and 142, the complex impedance of the capacitive filter circuit can be compensated with high accuracy by eliminating the parasitic inductance component.
  • the filters 13A, 13B, and 13C are SAW filters or BAW filters
  • the steepness of the pass characteristics is high, and the impedance in the frequency band other than the excitation frequency (pass band) is capacitive. Therefore, in any system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, the capacitive complex impedance can be obtained with high accuracy and with an impedance load circuit composed of a capacitive element, regardless of which mode is selected. It becomes possible to compensate easily.
  • the impedance load circuit is preferably composed of a capacitive element.
  • the impedance load circuit is composed of a capacitive element, it is desirable to eliminate as much as possible the inductance component that does not contribute to impedance matching in order to optimize the RF signal passing characteristics.
  • the capacitive elements 141 and 142 are directly connected to the selection terminals 22s4 and 22s5 of the antenna switch 22, respectively. Since the wiring via the common terminal 22c can be shortened, unnecessary inductance components are not added. Therefore, impedance matching between the antenna element 2 and the filter circuit can be performed with high accuracy, and signal propagation loss can be effectively reduced.
  • the impedance load circuit connected to the selection terminals 22s4 and 22s5 may include other circuit elements such as inductive elements in addition to the capacitive elements 141 and 142.
  • the switch module 1C according to the present embodiment is not limited to a configuration in which three frequency bands are arranged.
  • the switch module 1C according to the present embodiment can also be applied to a configuration in which n (n is a natural number of 2 or more) frequency bands are arranged.
  • the switch module 1C includes a CA mode that uses at least two frequency bands simultaneously among n (n is a natural number of 2 or more) frequency bands, and a non-CA that uses one frequency band.
  • the mode can be selected, and includes n filter circuits that selectively pass signals of n frequency bands and m (m is a natural number of 1 or more) impedance load circuits.
  • the switch module 1C further includes one common terminal, n selection terminals connected to each of the n filter circuits provided corresponding to the n frequency bands, and m pieces of selection terminals. An antenna switch having m selection terminals connected to each of the impedance load circuits is provided.
  • the antenna switch When all n filter circuits are selected, the antenna switch connects the common terminal and the n selection terminals corresponding to the n filter circuits, and the common terminal and m impedance loads. The m selection terminals corresponding to the circuit are not connected.
  • the antenna switch has (n-1) or less selection terminals corresponding to the common terminal and the (n-1) or less filter circuits. And the complex impedance of the third circuit formed by bundling the (n-1) or less filter circuits at the common terminal, and the n filter circuits at the common terminal.
  • the selection terminal is connected to at least one of the m impedance load circuits so as to be equal to the complex impedance of the fourth circuit.
  • an RF signal when propagated in a mode in which (n ⁇ 1) frequency bands or less are selected from among n frequency bands, it passes through the selected (n ⁇ 1) frequency bands or less.
  • the (n ⁇ 1) or less filter circuits and at least one of the m impedance load circuits are bundled at a common terminal. That is, at least one of the impedance load circuits connected to the m selection terminals is connected to the common terminal instead of the filter circuit corresponding to the frequency band not selected.
  • the pass characteristic of the RF signal in the mode in which (n-1) or less frequency bands are selected is the mode in which n frequency bands are selected without adding unnecessary inductance components and capacitance components. It becomes possible to make it equivalent to the pass characteristic of the RF signal at. Therefore, in a system in which the CA mode and the non-CA mode can be selected, it is possible to reduce signal propagation loss regardless of which mode is selected.
  • the impedance load circuit it becomes possible to variably select the impedance load circuit to be connected from among the m impedance load circuits by combining the frequency bands selected from among the n frequency bands. It is possible to vary the combined capacity of the. Further, by arranging m impedance load circuits corresponding to the m selection terminals, by selecting a plurality of selection terminals connected to the common terminal among the m selection terminals, more than m types of compensation are provided. Impedance can be realized. Therefore, the number of impedance load circuits and the arrangement area can be reduced, and the area of the switch module 1C can be reduced.
  • the switch module according to the embodiment of the present invention has been described with reference to the embodiment and its modification.
  • the switch module of the present invention is not limited to the above embodiment and the modification.
  • a person skilled in the art can conceive of another embodiment realized by combining arbitrary constituent elements in the above-described embodiment and its modifications, and the above-mentioned embodiment and its modifications without departing from the gist of the present invention. Modifications obtained by performing various modifications and various devices incorporating the switch module of the present disclosure are also included in the present invention.
  • the impedance load circuit and the filter circuit may be integrated into one chip as in the modification of the first embodiment.
  • the impedance load circuit may be built in the antenna switch chip.
  • the switch control unit according to the present invention may be realized as an integrated circuit IC or LSI (Large Scale Integration). Further, the method of circuit integration may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used. Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology.
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as a multiband / multimode switch module that employs a carrier aggregation method.
  • Switch module 2 Antenna element 3 RF signal processing circuit 4A, 4Ar, 4B, 4Br, 4C Reception signal amplification circuit 4At, 4Bt Transmission signal amplification circuit 11, 51, 55 Antenna matching circuit 12, 22 , 52, 54, 302-1 and 302-2 Antenna switch 12c, 22c, 52c and 54c Common terminal 12s1 selection terminal (first selection terminal) 12s2 selection terminal (second selection terminal) 12s3 selection terminal (third selection terminal) 13A, 13B, 13C Filter 14, 14B Impedance load circuit 20 Chip 21 Piezoelectric substrate 22s1, 22s2, 22s3, 22s4, 22s5 Select terminal 23A, 23B, 303-1, 303-2, 303-3, 303-4 Duplexer 23Ar, 23Br reception filter 23At, 23Bt transmission filter 52s1, 52s2, 54s1, 54s2 Selection terminal 131p, 132p Parallel resonator 131s, 132s Series resonator

Abstract

スイッチモジュール（１）は、第１周波数帯域の信号を通過させるフィルタ（１３Ａ）と、第２周波数帯域の信号を通過させるフィルタ（１３Ｂ）と、インピーダンス負荷回路（１４）と、アンテナ素子（２）に接続された共通端子（１２ｃ）、フィルタ（１３Ａ）と接続された第１選択端子（１２ｓ１）、フィルタ（１３Ｂ）と接続された第２選択端子（１２ｓ２）、およびインピーダンス負荷回路（１４）と接続された第３選択端子（１２ｓ３）とを有するアンテナスイッチ（１２）とを備え、アンテナスイッチ（１２）は、第１および第２周波数帯域のうちいずれか一方の周波数帯域のみが選択された場合、共通端子（１２ｃ）と第１選択端子（１２ｓ１）および第２選択端子（１２ｓ２）のうちの一方のみとを接続しかつ共通端子（１２ｃ）と第３選択端子（１２ｓ３）とを接続する。

Description

スイッチモジュール
　本発明は、無線通信に用いられるスイッチモジュールに関する。
　近年の携帯電話には、１つの端末で複数の周波数帯域および無線方式に対応することが要求される（マルチバンド化およびマルチモード化）。マルチバンド化およびマルチモード化に対応するフロントエンド回路において、同じアンテナで異なる周波数帯域の複数の送信信号あるいは複数の受信信号を１つの通信信号として同時に使用する、いわゆるキャリアアグリゲーション（ＣＡ）方式が適用される場合であっても、複数の送受信信号を品質劣化させずに高速処理することが求められている。
　特許文献１には、ＣＡ方式により無線信号を送受信する場合であっても、最適なアンテナ特性を得ることが可能なアンテナ制御装置が開示されている。
　図１０Ａは、特許文献１に記載されたＲＦ部３００の内部構成の一部を示すブロック図である。また、図１０Ｂは、アンテナ部３７０の内部構成の一部を示すブロック図である。
　図１０Ｂに示すように、アンテナにアンテナ部３７０が接続され、図１０Ａに示されたＲＦ部３００が、ＲＦ信号および外部設定信号ＡＴＳＳの端子を介してアンテナ部３７０に接続される。ＲＦ部３００は、ダイプレクサ３０１と、アンテナスイッチ３０２－１および３０２－２と、デュプレクサ３０３－１～３０３－４と、パワーアンプ３０４－１～３０４－４と、無線周波数集積回路３０５とを備える。無線周波数集積回路３０５は、ＬＴＥバンド１（Ｂ１）、ＬＴＥバンド２（Ｂ２）、ＬＴＥバンド５（Ｂ５）およびＬＴＥバンド１７（Ｂ１７）の複数のバンド（周波数帯域）に対応している。ＲＦ部３００の上記構成において、ＣＡモードのバンドの組み合わせとして、（１）Ｂ１とＢ５との組み合わせ、（２）Ｂ１とＢ１７との組み合わせ、（３）Ｂ２とＢ５との組み合わせ、ならびに、（４）Ｂ２とＢ１７との組み合わせ、が挙げられる。
　また、図１０Ａに示すように、アンテナ部３７０は、アンテナチューナ３７０－１および３７０１－２を備える。アンテナチューナ３７０１－１および３７０－２は、外部設定信号ＡＴＳＳに応じて、容量素子の組み合わせをスイッチにより切り替えることで、複数の容量素子の合成容量を変更することによりアンテナ特性を最適化する。
特開２０１４－１８７６４７号公報
　しかしながら、特許文献１に開示されたアンテナ制御装置では、アンテナ部３７０のアンテナチューナ３７０１－１および３７０－２と、ＲＦ部３００のアンテナスイッチ３０２－１および３０２－２との間には、ＲＦ信号を伝搬させる伝送線路が配置されており、当該伝送線路が有する寄生インダクタンスが存在する。このため、ダイプレクサ３０１からアンテナスイッチおよびデュプレクサ側を見た場合の複素インピーダンスとアンテナ側を見た場合の複素インピーダンスとの整合をとる場合、アンテナチューナ３７０－２の並列容量成分だけでなく上記伝送線路の寄生インダクタンスが整合成分として付加される。これにより、ＣＡモードおよび非ＣＡモードにおいて、アンテナスイッチ３０２－１および３０２－２により選択されたＬＴＥバンドの組み合わせの変化に対応して、アンテナチューナ３７０－２を用いて精度よくインピーダンス整合をとることは困難である。また、上記寄生インダクタンスの補償をするためにアンテナチューナ３７０－１を直列付加した場合には、アンテナチューナ３７０－１の追加による伝送線路上の寄生抵抗により伝搬損失が増大するという問題が発生する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態、および、当該複数の受信信号または当該複数の送信信号の一部の信号を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、信号の伝搬損失を低減できるスイッチモジュールを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るスイッチモジュールは、無線通信用の第１周波数帯域と、当該第１周波数帯域と周波数帯域が異なる無線通信用の第２周波数帯域とを同時に用いる状態が選択可能なスイッチモジュールであって、前記第１周波数帯域の信号を選択的に通過させる第１フィルタ回路と、前記第２周波数帯域の信号を選択的に通過させる第２フィルタ回路と、インピーダンス負荷回路と、アンテナ素子に接続された共通端子、前記第１フィルタ回路の一端と接続された第１選択端子、前記第２フィルタ回路の一端と接続された第２選択端子、および前記インピーダンス負荷回路と接続された第３選択端子とを有し、前記第１選択端子および前記第２選択端子の少なくとも１つと前記共通端子との接続を切り替えるスイッチ回路とを備え、前記スイッチ回路は、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子とを接続し、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続せず、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子のうちの一方のみとを接続し、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続する。
　これによれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択されたモードにおいてＲＦ信号を伝搬させる場合、選択された上記一方の周波数帯域を通過させるフィルタ回路とインピーダンス負荷回路とが共通端子に接続される。つまり、選択されなかった周波数帯域に対応したフィルタ回路の代わりに、第３選択端子に接続されたインピーダンス負荷回路が共通端子に接続される。このため、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された状態におけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方が選択された状態におけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態および当該複数の受信信号または当該複数の送信信号の一部の信号を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、いずれの状態が選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　また、無線通信用として使用される周波数帯域の選択情報を受け、前記スイッチ回路に前記選択情報に基づいた制御信号を出力するスイッチ制御部をさらに備え、前記スイッチ制御部は、前記スイッチ回路に前記制御信号を出力することにより、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子とを接続させ、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続させず、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子のうちの一方のみとを接続させ、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続させてもよい。
　これにより、スイッチモジュールが有するスイッチ制御部が、無線通信用として使用される周波数帯域の選択情報を外部から受けることで、スイッチ回路の切り替えを行うので、スイッチモジュールの高機能化、および、制御信号の伝送配線の短縮化に伴う高速スイッチングが可能となる。
　また、前記インピーダンス負荷回路は、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合に形成される、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路のうちいずれか一方のみが前記共通端子と接続されて構成された第１回路の複素インピーダンスが、前記第１周波数帯域と前記第２周波数帯域とを同時に用いる場合に形成される、前記第１フィルタ回路と前記第２フィルタ回路とが前記共通端子で束ねられて構成された第２回路の複素インピーダンスと等しくなるよう、前記第１回路の複素インピーダンスを補償する回路であってもよい。
　これによれば、第３選択端子に接続されたインピーダンス負荷回路は、上記第１回路の複素インピーダンスを上記第２回路の複素インピーダンスと等しくなるよう補償する回路である。よって、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。
　また、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）モードで稼働し、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、非キャリアアグリゲーション（非ＣＡ）モードで稼働してもよい。
　これによれば、伝送される信号の電力が比較的に大きなキャリアアグリゲーションの稼働において、ＣＡモードおよび非ＣＡモードのいずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となり、インピーダンスの不整合による信号の反射、特に送信信号の反射を低減することが可能となる。
　また、前記スイッチモジュールは、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域を含むｎ（ｎは２以上の自然数）個の周波数帯域のそれぞれの信号を選択的に通過させる、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路を含むｎ個のフィルタ回路のうち、少なくとも２つのフィルタ回路を同時に用いることが可能であり、前記ｎ個のフィルタ回路と、前記インピーダンス負荷回路を含むｍ（ｍは１以上の自然数）個のインピーダンス負荷回路とを備え、前記スイッチ回路は、１個の前記共通端子と、前記ｎ個の周波数帯域に対応して設けられた前記ｎ個のフィルタ回路のそれぞれに接続されたｎ個の選択端子と、前記ｍ個のインピーダンス負荷回路のそれぞれに接続されたｍ個の選択端子とを有し、前記スイッチ回路は、前記ｎ個のフィルタ回路が選択された場合、前記共通端子と前記ｎ個のフィルタ回路に対応した前記ｎ個の選択端子とを接続し、かつ、前記共通端子と前記ｍ個のインピーダンス負荷回路に対応した前記ｍ個の選択端子とを接続せず、（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が選択された場合、前記共通端子と前記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路に対応した（ｎ－１）個以下の選択端子とを接続し、かつ、前記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が前記共通端子で束ねられて構成された第３回路の複素インピーダンスが、前記ｎ個のフィルタ回路が前記共通端子で束ねられて構成された第４回路の複素インピーダンスと等しくなるよう、前記ｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つと選択端子とを接続してもよい。
　これによれば、ｎ個の周波数帯域域のうち（ｎ－１）個以下の周波数帯域が選択されたモードにおいてＲＦ信号を伝搬させる場合、選択された（ｎ－１）個以下の周波数帯域を通過させる（ｎ－１）個以下のフィルタ回路とｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つとが共通端子で束ねられる。つまり、選択されなかった周波数帯域に対応したフィルタ回路の代わりに、上記ｍ個の選択端子に接続されたｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つが共通端子に接続される。このため、（ｎ－１）個以下の周波数帯域が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、ｎ個の周波数帯域が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態および当該複数の受信信号または当該複数の送信信号をそれぞれ一部を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、いずれの状態が選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　また、ｎ個の周波数帯域域のうち選択された周波数帯域の組み合わせにより、ｍ個のインピーダンス負荷回路のうちから接続する２以上のインピーダンス負荷回路を可変選択することが可能となる。この可変選択により、インピーダンス補償のための合成容量を可変させることが可能となる。さらに、ｍ個のインピーダンス負荷回路をｍ個の選択端子に対応して配置することで、ｍ個の選択端子のうち共通端子と接続される選択端子を複数選択することにより、ｍ通りより多い補償用インピーダンスを実現できる。よって、インピーダンス負荷回路の配置数および配置領域を低減できるので、スイッチモジュールの省面積化が可能となる。
　また、前記インピーダンス負荷回路は、容量素子で構成されていてもよい。
　インピーダンス負荷回路が容量素子で構成されている場合、ＲＦ信号の通過特性を最適化するには、インピーダンス整合に寄与しないインダクタンス成分を極力排除することが望ましい。この観点から、本構成によれば、インピーダンス負荷回路は、スイッチ回路の選択端子と直接接続されているので、選択されたフィルタ回路とインピーダンス負荷回路との間の配線を短くすることができるので、不要なインダクタンス成分が付加されない。よって、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態および当該複数の受信信号または当該複数の送信信号のそれぞれ一部の信号を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、インピーダンス負荷回路の容量素子により、アンテナ素子とフィルタ回路とのインピーダンス整合を高精度にとることが可能となり、信号の伝搬損失を効果的に低減することが可能となる。
　また、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の通過帯域外の複素インピーダンスは、容量性であってもよい。
　これによれば、通過帯域外において容量性の特性を有する複素インピーダンスとなるフィルタ回路が、容量素子で構成されているインピーダンス負荷回路で、高精度に補償することが可能となる。
　また、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路は、弾性表面波フィルタ、または、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタであってもよい。
　特に、弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ、以下ＳＡＷと記す）フィルタまたはＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）フィルタの場合、通過特性の急峻性が高く、励振周波数（通過帯域）以外の周波数帯域のインピーダンスは容量性となる。よって、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態および当該複数の受信信号または当該複数の送信信号のそれぞれ一部の信号を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、いずれの状態が選択された場合であっても、容量性の複素インピーダンスを、容量素子で構成されているインピーダンス負荷回路で、高精度かつ容易に補償することが可能となる。
　また、前記容量素子は、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方と、同一チップで形成されていてもよい。
　これにより、インピーダンス負荷回路の容量素子を、インピーダンスを補償する対象であるフィルタ回路を構成する容量成分と同一のプロセスにて作製できるため、インピーダンス負荷回路およびフィルタ回路の容量素子の線幅および膜厚などのばらつき方向が一致する。よって、インピーダンス負荷回路を高精度に形成することが可能となる。
　また、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路は、圧電基板と当該圧電基板の上に形成された櫛形電極とで構成された弾性表面波フィルタであり、前記容量素子は、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方を構成する前記圧電基板上に形成された櫛形電極で構成されており、前記圧電基板上に形成された、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方を構成する前記櫛形電極の配置方向と、前記容量素子を構成する前記櫛形電極の配置方向とは異なってもよい。
　これにより、インピーダンス負荷回路とフィルタ回路とが同一チップで形成されるので、スイッチモジュールの小型化が可能となる。また、同一チップ上に形成されたＳＡＷフィルタの櫛形電極の配置方向とインピーダンス負荷回路の櫛形電極の配置方向とを異ならせているので、櫛形電極での不要な励振を抑えることが可能となる。よって、ＳＡＷフィルタおよび容量素子の信号が干渉して電気特性が劣化することを抑制できる。
　また、前記容量素子は、前記スイッチ回路を含む１つのチップに内蔵されていてもよい。
　これにより、インピーダンス負荷回路とスイッチ回路との接続点である選択端子を削減できる。つまり、スイッチ回路が有する外部接続端子を削減できる。よって、スイッチモジュールの小型化が可能となる。
　本発明に係るスイッチモジュールによれば、異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を同時に使用する状態および当該複数の受信信号または当該複数の送信信号のそれぞれ一部の信号を使用しない状態を選択可能なシステムにおいて、信号の伝搬損失を低減できる。
図１Ａは、実施の形態１に係るスイッチモジュールの非ＣＡモードにおける回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るスイッチモジュールのＣＡモードにおける回路構成図である。 図２Ａは、比較例に係るスイッチモジュールの非ＣＡモードにおける回路構成図である。 図２Ｂは、比較例に係るスイッチモジュールのＣＡモードにおける回路構成図である。 図３は、実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールのＣＡモードにおけるスミスチャートである。 図４Ａは、実施の形態１に係るスイッチモジュールの非ＣＡモードにおけるスミスチャートである。 図４Ｂは、比較例に係るスイッチモジュールの非ＣＡモードにおけるスミスチャートである。 図５は、非ＣＡモードにおける実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールのインピーダンス比較を示すスミスチャートである。 図６は、実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールの定在波比の比較を示すグラフである。 図７は、実施の形態１の変形例に係るスイッチモジュールの構成図である。 図８Ａは、実施の形態２に係るスイッチモジュールの非ＣＡモードにおける回路構成図である。 図８Ｂは、実施の形態２に係るスイッチモジュールのＣＡモードにおける回路構成図である。 図９Ａは、実施の形態３に係るスイッチモジュールの接続状態１における回路構成図である。 図９Ｂは、実施の形態３に係るスイッチモジュールの接続状態２における回路構成図である。 図９Ｃは、実施の形態３に係るスイッチモジュールの接続状態３における回路構成図である。 図９Ｄは、実施の形態３に係るスイッチモジュールの接続状態４における回路構成図である。 図１０Ａは、特許文献１に記載されたＲＦ部の内部構成の一部を示すブロック図である。 図１０Ｂは、特許文献１に記載されたアンテナ部の内部構成の一部を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態およびその図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　スイッチモジュールの回路構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１の非ＣＡモードにおける回路構成図である。また、図１Ｂは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１のＣＡモードにおける回路構成図である。図１Ａおよび図１Ｂには、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と、アンテナ素子２と、受信信号増幅回路４Ａおよび４Ｂと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）３とが示されている。スイッチモジュール１、アンテナ素子２、受信信号増幅回路４Ａおよび４Ｂは、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　スイッチモジュール１は、マルチバンドおよびマルチモード対応の無線通信システムにおいて、アンテナ素子２と受信信号増幅回路４Ａおよび４Ｂとの間に配置されている。スイッチモジュール１は、複数の周波数帯域から選択された１以上の周波数帯域の受信信号を伝搬する信号経路とアンテナ素子２との接続を切り替える高周波スイッチモジュールである。スイッチモジュール１には、マルチモード／マルチバンドに対応すべく、複数の周波数帯域を搬送波として無線信号を受信するための信号経路が複数設けられている。さらに、スイッチモジュール１は、キャリアアグリゲーション（ＣＡ：Ｃａｒｒｉｅｒ　Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）方式および非ＣＡ方式により無線信号を受信する場合に、高周波受信信号の最適な通過特性を得るための信号経路を切り替える回路である。
　スイッチモジュール１は、アンテナ整合回路１１と、アンテナスイッチ１２と、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂと、インピーダンス負荷回路１４とを備える。
　フィルタ１３Ａは、第１周波数帯域の高周波（ＲＦ）受信信号を選択的に伝搬させる第１フィルタ回路である。第１周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ１（受信帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）が例示される。
　フィルタ１３Ｂは、第１周波数帯域よりも低周波側である第２周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させる第２フィルタ回路である。第２周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３（受信帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）が例示される。
　インピーダンス負荷回路１４は、例えば、容量素子で構成され、フィルタ１３Ａまたはフィルタ１３Ｂの容量性の複素インピーダンスに相当する複素インピーダンスを有する回路である。
　アンテナスイッチ１２は、アンテナ素子２に接続された共通端子１２ｃ、フィルタ１３Ａの一端と接続された選択端子１２ｓ１（第１選択端子）、フィルタ１３Ｂの一端と接続された選択端子１２ｓ２（第２選択端子）、およびインピーダンス負荷回路１４の一端と接続された選択端子１２ｓ３（第３選択端子）を有するスイッチ回路である。アンテナスイッチ１２は、上記構成により、選択端子１２ｓ１および１２ｓ２の少なくとも１つと共通端子１２ｃとの接続を切り替える。
　図１Ａに示されたスイッチモジュール１の回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち、第１周波数帯域がＲＦ受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態１を表している。接続状態１は、単一の周波数帯域のみが選択された非ＣＡモードに相当する。図１Ａに示すように、接続状態１（非ＣＡ）では、アンテナスイッチ１２は、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ３とを接続する。これにより、接続状態１では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ１２、フィルタ１３Ａおよびインピーダンス負荷回路１４が接続されて構成された第１回路が形成される。
　図１Ｂに示されたスイッチモジュール１の回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方がＲＦ受信信号を同時に伝搬する帯域として選択された場合の接続状態２を表している。接続状態２は、複数の周波数帯域が同時選択されたＣＡモードに相当する。図１Ｂに示すように、接続状態２（ＣＡ）では、アンテナスイッチ１２は、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ２とを接続する。これにより、接続状態２では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ１２、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが接続されて構成された第２回路が形成される。
　ここで、インピーダンス負荷回路１４は、上記第１回路において共通端子１２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスが、上記第２回路において共通端子１２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第１回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、インピーダンス負荷回路１４は、フィルタ１３Ｂの第１周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成される。
　つまり、選択されなかった第２周波数帯域に対応したフィルタ１３Ｂの代わりに、選択端子１２ｓ３に接続されたインピーダンス負荷回路１４が共通端子１２ｃに接続される。このため、第１周波数帯域のみが選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　例えば、第１周波数帯域がＢａｎｄ１および第２周波数帯域がＢａｎｄ３であるシステムにおいて、Ｂａｎｄ１のみが選択された非ＣＡモードの場合に共通端子１２ｃからフィルタ回路側を見た複素インピーダンスが、Ｂａｎｄ１およびＢａｎｄ３の双方が選択されたＣＡモードの場合に共通端子１２ｃからフィルタ回路側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第１周波数帯域であるＢａｎｄ１の周波数帯域におけるＢａｎｄ３のフィルタ１３Ｂの等価容量と同程度の容量（０．８ｐＦ）を有する容量素子をインピーダンス負荷回路１４の構成とすればよい。なお、本実施の形態では、非ＣＡモードとして第１周波数帯域のみが選択された場合を例示したが、本実施の形態に係るスイッチモジュール１は、非ＣＡモードとして第２周波数帯域のみが選択されるシステムにも適用可能である。この場合には、第２周波数帯域のみが選択される非ＣＡモードの場合には、インピーダンス負荷回路１４は、フィルタ１３Ａの第２周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成されればよい。
　なお、本実施の形態に係るスイッチモジュール１は、無線通信用として使用される第１の周波数帯域および第２の周波数帯域の選択情報を受け、アンテナスイッチ１２に当該選択情報に基づいた制御信号を出力するスイッチ制御部を備えてもよい。この場合、スイッチ制御部は、アンテナスイッチ１２に制御信号を出力することにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ１および１２ｓ２のうちの一方のみとを接続させ、かつ、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ３とを接続させる。これにより、スイッチモジュール１が有するスイッチ制御部が、上記選択情報を外部から受けることでアンテナスイッチ１２の切り替えを行うので、スイッチモジュール１の高機能化および制御信号の伝送配線の短縮化に伴う高速スイッチングが可能となる。
　あるいは、スイッチ制御部は、スイッチモジュール１に含まれなくてもよく、ＲＦ信号処理回路３、または、ＲＦ信号処理回路３の後段に接続されるベースバンド信号処理回路に含まれていてもよい。
　［１．２　比較例に係るスイッチモジュールの回路構成］
　図２Ａは、比較例に係るスイッチモジュール５０の非ＣＡモードにおける回路構成図である。また、図２Ｂは、比較例に係るスイッチモジュール５０の異なる周波数帯域の複数の受信信号または複数の送信信号を１つの通信信号として同時に使用する状態ＣＡモードにおける回路構成図である。図２Ａおよび図２Ｂには、比較例に係るスイッチモジュール５０と、アンテナ素子２と、受信信号増幅回路４Ａおよび４Ｂと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。
　本比較例に係るスイッチモジュール５０は、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と比較して、インピーダンス負荷回路の配置構成が異なる。以下、スイッチモジュール５０について、スイッチモジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　スイッチモジュール５０は、アンテナ整合回路５１および５５と、アンテナスイッチ５２および５４と、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂとを備える。
　アンテナスイッチ５４は、アンテナ素子２に接続された共通端子５４ｃ、アンテナスイッチ５２の共通端子５２ｃと接続された選択端子５４ｓ１、およびアンテナ整合回路５５と接続された選択端子５４ｓ２を有するスイッチ回路である。アンテナスイッチ５４は、上記構成により、アンテナ整合回路５５とアンテナ素子２との接続および非接続を切り替える。
　アンテナ整合回路５５は、例えば、容量素子で構成され、フィルタ１３Ａまたはフィルタ１３Ｂの容量性の複素インピーダンスに相当する複素インピーダンスを有する回路である。
　アンテナスイッチ５２は、アンテナスイッチ５４に接続された共通端子５２ｃ、フィルタ１３Ａの一端と接続された選択端子５２ｓ１、およびフィルタ１３Ｂの一端と接続された選択端子５２ｓ２を有するスイッチ回路である。アンテナスイッチ５２は、上記構成により、選択端子５２ｓ１および選択端子５２ｓ２の少なくとも１つと共通端子５２ｃとの接続を切り替える。
　図２Ａに示されたスイッチモジュール５０の回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち、第１周波数帯域がＲＦ受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態１を表している。図２Ａに示すように、接続状態１（非ＣＡ）では、アンテナスイッチ５２は、共通端子５２ｃと選択端子５２ｓ１とを接続する。また、アンテナスイッチ５４は、共通端子５４ｃと選択端子５４ｓ１とを接続し、かつ、共通端子５４ｃと選択端子５４ｓ２とを接続する。これにより、接続状態１では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ５４および５２、フィルタ１３Ａおよびアンテナ整合回路５５が接続されて構成された第１比較回路が形成される。
　図２Ｂに示されたスイッチモジュール５０の回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方がＲＦ受信信号を同時に伝搬する帯域として選択された場合の接続状態２を表している。図１Ｂに示すように、接続状態２（ＣＡ）では、アンテナスイッチ５２は、共通端子５２ｃと選択端子５２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子５２ｃと選択端子５２ｓ２とを接続する。また、アンテナスイッチ５４は、共通端子５４ｃと選択端子５４ｓ１とを接続する。これにより、接続状態２では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ５４および５２、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが接続されて構成された第２比較回路が形成される。
　ここで、アンテナ整合回路５５は、上記第１比較回路において共通端子５２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスが、上記第２比較回路において共通端子５２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第１比較回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、アンテナ整合回路５５は、フィルタ１３Ｂの第１周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成される。
　しかしながら、本比較例に係るスイッチモジュール５０の構成では、共通端子５２ｃとアンテナ整合回路５５との間に、アンテナスイッチ５４およびアンテナスイッチ５４とスイッチ５２とを接続する伝送線路が介在する。このため、アンテナスイッチ５２とアンテナ整合回路５５との間には、フィルタ１３Ｂの第１周波数帯域における等価容量と無関係な寄生インダクタンス成分等が発生する。このため、共通端子５２ｃからフィルタ回路側を見た場合の複素インピーダンスとアンテナ素子２側を見た場合の複素インピーダンスとの整合をとる場合、アンテナ整合回路５５の並列容量成分だけでなく上記伝送線路の寄生インダクタンス等が整合成分として付加される。これにより、ＣＡモードおよび非ＣＡモードにおいて、アンテナスイッチ５２により選択された周波数帯域の組み合わせの変化に対応して、アンテナ整合回路５５を用いて精度よくインピーダンス整合をとることは困難である。また、上記寄生インダクタンスの補償をするためにアンテナスイッチ５２と５４との間に別のアンテナ整合回路を直列付加することも可能であるが、この場合には、直列付加されたアンテナ整合回路の追加による伝送線路上の寄生抵抗により伝搬損失が増大するという問題が発生する。
　［１．３　実施の形態および比較例に係るスイッチモジュールの特性比較］
　図３は、実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールのＣＡモードにおけるスミスチャートである。同図のスミスチャートには、図１Ｂに示された実施の形態１に係るスイッチモジュール１のＣＡモードにおける、共通端子１２ｃからフィルタ側を見た場合のインピーダンスと、図２Ｂに示された比較例に係るスイッチモジュール５０のＣＡモードにおける、共通端子５４ｃからフィルタ側を見た場合のインピーダンスとが示されている。ここで、図３では、スイッチモジュール１の上記インピーダンス特性と、スイッチモジュール５０の上記インピーダンス特性とは一致している。つまり、実施の形態１に係るスイッチモジュール１において、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂの双方が接続され、かつ、インピーダンス負荷回路１４が接続されていない第２回路と、比較例に係るスイッチモジュール５０において、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂの双方が接続され、かつ、アンテナ整合回路５５が接続されていない第２比較回路とは等価な回路となっている。
　図４Ａは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１の非ＣＡモードにおけるスミスチャートである。また、図４Ｂは、比較例に係るスイッチモジュール５０の非ＣＡモードにおけるスミスチャートである。また、図５は、非ＣＡモードにおける実施の形態１に係るスイッチモジュール１および比較例に係るスイッチモジュール５０のインピーダンス比較を示すスミスチャートである。
　図４Ｂおよび図５に示すように、比較例に係るスイッチモジュール５０の非ＣＡモードにおける、共通端子５４ｃからフィルタ側を見た場合の第１周波数帯域の複素インピーダンス（図４Ｂの実線部分、図５の太破線部分）は、図３に示されたＣＡモードにおける第１周波数帯域の複素インピーダンス（実線部分）よりも高インピーダンス側へシフトしている。非ＣＡモードでの上記インピーダンスのシフトは、共通端子５２ｃからフィルタ回路側を見た場合の複素インピーダンスとアンテナ素子２側を見た場合の複素インピーダンスとが、アンテナスイッチ５２とアンテナ整合回路５５との間に存在する寄生インダクタンス成分等により精度よく整合されないことによるものである。
　これに対して、図４Ａおよび図５に示すように、実施の形態１に係るスイッチモジュール１の非ＣＡモードにおける、共通端子１２ｃからフィルタ側を見た場合の第１周波数帯域の複素インピーダンス（図４Ａの実線部分、図５の実線部分）は、図３に示されたＣＡモードにおける第１周波数帯域の複素インピーダンスと、略一致している。
　図６は、実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールの定在波比の比較を示すグラフである。同図には、接続状態１（非ＣＡモード）における実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールの第１周波数帯域における定在波比の比較と、接続状態２（ＣＡモード）における実施の形態１および比較例に係るスイッチモジュールの第２周波数帯域における定在波比が示されている。同図は、実施に形態１に係るスイッチモジュール１と比較例に係るスイッチモジュール５０との第１周波数帯域におけるインピーダンス特性の差異を明確に示すものである。つまり、接続状態１（非ＣＡモード）において、実施の形態１に係るスイッチモジュール１の第１周波数帯域における定在波比は、比較例に係るスイッチモジュール５０の第１周波数帯域における定在波比よりも小さいことが明確に解る。
　以上、本実施の形態に係るスイッチモジュール１では、第１周波数帯域が選択された非ＣＡモードにおいて、選択されなかった第２周波数帯域に対応したフィルタ１３Ｂの代わりに、第３選択端子に接続されたインピーダンス負荷回路１４が共通端子１２ｃに接続される。このため、上記比較例と比較して、非ＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、ＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　なお、上述したように、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂの複素インピーダンスは、容量性であってもよい。これによれば、容量性のフィルタ回路が有する複素インピーダンスを、インピーダンス負荷回路１４を容量素子で構成することにより、寄生インダクタンス成分を排除して高精度に補償することが可能となる。
　例えば、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、通過特性の急峻性が高く、励振周波数（通過帯域）以外の周波数帯域のインピーダンスは容量性となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタが有する容量性の複素インピーダンスを、容量素子で構成されているインピーダンス負荷回路１４で、高精度かつ容易に補償することが可能となる。
　また、上述したように、インピーダンス負荷回路１４は、容量素子で構成されていることが好ましい。インピーダンス負荷回路１４が容量素子で構成されている場合、ＲＦ信号の通過特性を最適化するには、インピーダンス整合に寄与しないインダクタンス成分を極力排除することが望ましい。この観点から、本実施の形態の構成によれば、インピーダンス負荷回路１４は、スイッチ回路の選択端子１２ｓ３と直接接続されているので、選択されたフィルタ回路とインピーダンス負荷回路１４との間の共通端子１２ｃを介した配線を短くすることができるので、不要なインダクタンス成分が付加されない。よって、アンテナ素子２とフィルタ回路とのインピーダンス整合を高精度にとることが可能となり、信号の伝搬損失を効果的に低減することが可能となる。
　本実施の形態に係るスイッチモジュール１は、複数のフィルタを、アンテナスイッチ１２を介して束ね（並列）接続する構成である。そして、特定の使用状態の場合に、一部のフィルタの接続を切り、同時にインピーダンス負荷回路１４のダミー容量を接続して、束ね接続点である共通端子１２ｃのインピーダンス変化を抑えた構成としている。また、比較例と比較すると、上記ダミー容量が束ね接続点（共通端子１２ｃ）よりもフィルタ側に配置される構成となっている。
　特に、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが容量性のフィルタ素子である場合、選択フィルタの通過帯域において、非選択フィルタは容量として機能する。ここで、非ＣＡモードおよびＣＡモードの切り替えにより、並列接続されるフィルタの個数が変わると、フィルタの容量成分が変化するため、束ね接続点のインピーダンスが変化してしまう。本実施の形態では、束ね状態で接続されていた（ＣＡモードでの）フィルタの容量と同程度の容量となるよう、容量素子をインピーダンス負荷回路１４によりダミー接続させることで、フィルタの束ね接続状態を変えても、束ね接続点（共通端子１２ｃ）の複素インピーダンスの変化を抑制することができる。このため、フィルタ回路の反射特性および通過特性の劣化を抑制できる。
　なお、インピーダンス負荷回路１４は、容量素子の他に、誘導素子などの他の回路素子が付加されていてもよい。
　［１．４　インピーダンス負荷回路の構成］
　なお、インピーダンス負荷回路１４は、アンテナスイッチ１２ならびにフィルタ１３Ａおよび１３Ｂの少なくともいずれか１つのチップに内蔵されていてもよい。これにより、スイッチモジュール１を小型化することが可能となる。
　特に、インピーダンス負荷回路１４が容量素子で構成されている場合には、当該容量素子は、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂの少なくとも一方と、同一チップで形成されていてもよい。これにより、インピーダンス負荷回路１４の容量素子を、インピーダンスを補償する対象であるフィルタ１３Ａまたは１３Ｂを構成する容量成分と同一のプロセスにて作製できるため、インピーダンス負荷回路１４およびフィルタ回路の容量素子の線幅および膜厚などのばらつき方向が一致する。よって、インピーダンス負荷回路１４を高精度に形成することが可能となる。
　図７は、実施の形態１の変形例に係るスイッチモジュール１Ａの構成図である。同図に示されたスイッチモジュール１Ａは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と比較して、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂ、ならびに、インピーダンス負荷回路１４がチップ２０で１チップ化されている点が構成として異なる。
　図７の下段に示すように、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂ、ならびにインピーダンス負荷回路１４の容量素子は、共通の圧電基板２１に形成されている。圧電基板２１の表面には、ＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：櫛形）電極が形成されている。フィルタ１３Ａは、例えば、圧電基板２１とＩＤＴ電極とで形成された３つの直列共振子１３１ｓおよび２つの並列共振子１３１ｐで構成されたラダー型の弾性表面波フィルタである。フィルタ１３Ｂは、例えば、圧電基板２１とＩＤＴ電極とで形成された３つの直列共振子１３２ｓおよび２つの並列共振子１３２ｐで構成されたラダー型の弾性表面波フィルタである。
　インピーダンス負荷回路１４の容量素子は、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂを構成する圧電基板２１上に形成されたＩＤＴ電極で構成されている。ここで、圧電基板２１上に形成されたフィルタ１３Ａおよび１３Ｂを構成するＩＤＴ電極の配置方向と、インピーダンス負荷回路１４の容量素子を構成するＩＤＴ電極の配置方向とは異なっていることが好ましい。本変形例では、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂを構成するＩＤＴ電極の配置方向と、上記容量素子を構成するＩＤＴ電極の配置方向とは９０度異なっている。つまり、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂを構成するＩＤＴ電極における高周波信号の伝搬方向と、上記容量素子を構成するＩＤＴ電極の並び方向とが異なっている。
　これにより、インピーダンス負荷回路１４とフィルタ回路とが同一チップ２０で形成されるので、スイッチモジュール１Ａの小型化が可能となる。また、同一チップ２０上に形成されたフィルタ回路のＩＤＴ電極の配置方向とインピーダンス負荷回路１４のＩＤＴ電極の配置方向とを異ならせているので、ＩＤＴ電極での不要な励振を抑えることができ、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂと容量素子との信号が干渉して電気特性が劣化してしまうことを抑制することが可能となる。
　なお、本変形例では、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂ、ならびに、インピーダンス負荷回路１４を１チップ化したが、これに限らず、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂのいずれか一方のみとインピーダンス負荷回路１４とを１チップ化してもよい。これによっても、スイッチモジュールを小型化することが可能となる。
　また、インピーダンス負荷回路１４の容量素子は、上記のように、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂが形成される圧電基板２１上に形成されるのではなく、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂを収容するパッケージ内部に形成されてもよい。あるいは、上記容量素子自体をＳＭＤ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｍｏｕｎｔｅｄ　Ｄｅｖｉｃｅ）部品として構成してもよい。
　なお、図示していないが、インピーダンス負荷回路１４の容量素子は、アンテナスイッチ１２を含む１つのチップに内蔵されていてもよい。これにより、インピーダンス負荷回路１４とアンテナスイッチ１２との接続点である選択端子１２ｓ３を削減できる。つまり、アンテナスイッチ１２が有する外部接続端子を削減できる。よって、スイッチモジュールの小型化が可能となる。また、アンテナスイッチ１２は、通常、ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）で構成されるため、この場合には、上記容量素子も同じＣＭＯＳプロセスで構成できる。これにより、スイッチモジュールを安価に製造することが可能となる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、アンテナスイッチ１２が、受信信号を通過させる複数の信号経路を切り替える構成を説明したが、本実施の形態では、受信信号および送信信号の双方を通過させる複数の信号経路を切り替える構成について説明する。
　［２．１　スイッチモジュールの回路構成］
　図８Ａは、実施の形態２に係るスイッチモジュール１Ｂの非ＣＡモードにおける回路構成図である。また、図８Ｂは、実施の形態２に係るスイッチモジュール１ＢのＣＡモードにおける回路構成図である。図８Ａおよび図８Ｂには、実施の形態２に係るスイッチモジュール１Ｂと、アンテナ素子２と、送信信号増幅回路４Ａｔおよび４Ｂｔと、受信信号増幅回路４Ａｒおよび４Ｂｒと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。スイッチモジュール１Ｂ、アンテナ素子２、送信信号増幅回路４Ａｔおよび４Ｂｔ、ならびに、受信信号増幅回路４Ａｒおよび４Ｂｒは、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　スイッチモジュール１Ｂは、マルチバンドおよびマルチモード対応の無線通信システムにおいて、アンテナ素子２と送信信号増幅回路４Ａｔおよび４Ｂｔならびに受信信号増幅回路４Ａｒおよび４Ｂｒとの間に配置されている。スイッチモジュール１Ｂは、複数の周波数帯域から選択された１以上の周波数帯域の送受信信号を伝搬する信号経路とアンテナ素子２との接続を切り替える高周波スイッチモジュールである。スイッチモジュール１Ｂには、マルチモード／マルチバンドに対応すべく、複数の周波数帯域を搬送波として無線信号を送受信するための信号経路が複数設けられている。さらに、スイッチモジュール１Ｂは、ＣＡ方式および非ＣＡ方式により無線信号を送受信する場合に、ＲＦ送受信信号の最適な通過特性を得るための信号経路を切り替える回路である。
　スイッチモジュール１は、アンテナ整合回路１１と、アンテナスイッチ１２と、送信フィルタ２３Ａｔおよび２３Ｂｔと、受信フィルタ２３Ａｒおよび２３Ｂｒと、インピーダンス負荷回路１４Ｂとを備える。
　本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｂは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と比較して、受信信号を伝搬する複数の信号経路の代わりに、送受信信号を伝搬する複数の信号経路が設けられている点が構成として異なる。以下、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｂについて、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　送信フィルタ２３Ａｔは、第１周波数帯域のＲＦ送信信号を選択的に伝搬させるフィルタ回路である。また、受信フィルタ２３Ａｒは、第１周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させるフィルタ回路である。送信フィルタ２３Ａｔおよび受信フィルタ２３Ａｒは、固定配線で束ねられることにより、第１フィルタ回路であるデュプレクサ２３Ａを構成している。デュプレクサ２３Ａは、第１周波数帯域のＲＦ送信信号と第１周波数帯域のＲＦ受信信号とを、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式により同時に通過させることが可能である。第１周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ１（送信帯域：１９２０－１９８０ＭＨｚ：受信帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）が例示される。
　送信フィルタ２３Ｂｔは、第２周波数帯域のＲＦ送信信号を選択的に伝搬させるフィルタ回路である。また、受信フィルタ２３Ｂｒは、第２周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させるフィルタ回路である。送信フィルタ２３Ｂｔおよび受信フィルタ２３Ｂｒは、固定配線で束ねられることにより、第２フィルタ回路であるデュプレクサ２３Ｂを構成している。デュプレクサ２３Ｂは、第２周波数帯域のＲＦ送信信号と第２周波数帯域のＲＦ受信信号とを、ＦＤＤ方式により同時に通過させることが可能である。第２周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３（送信帯域：１７１０－１７８５ＭＨｚ：受信帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）が例示される。
　インピーダンス負荷回路１４Ｂは、例えば、容量素子で構成され、デュプレクサ２３Ａまたはデュプレクサ２３Ｂが有する容量性の複素インピーダンスに相当する複素インピーダンスを有する回路である。
　アンテナスイッチ１２は、アンテナ素子２に接続された共通端子１２ｃ、デュプレクサ２３Ａのアンテナ側端子と接続された選択端子１２ｓ１（第１選択端子）、デュプレクサ２３Ｂのアンテナ側端子と接続された選択端子１２ｓ２（第２選択端子）、およびインピーダンス負荷回路１４Ｂの一端と接続された選択端子１２ｓ３（第３選択端子）を有するスイッチ回路である。アンテナスイッチ１２は、上記構成により、選択端子１２ｓ１および選択端子１２ｓ２の少なくとも１つと共通端子１２ｃとの接続を切り替える。
　図８Ａに示されたスイッチモジュール１Ｂの回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち、第１周波数帯域がＲＦ送受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態１を表している。接続状態１は、単一の周波数帯域のみが選択された非ＣＡモードに相当する。図８Ａに示すように、接続状態１（非ＣＡ）では、アンテナスイッチ１２は、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ３とを接続する。これにより、接続状態１では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ１２、デュプレクサ２３Ａおよびインピーダンス負荷１４Ｂが接続されて構成された第１回路が形成される。
　図８Ｂに示されたスイッチモジュール１Ｂの回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方がＲＦ送受信信号を同時に伝搬する帯域として選択された場合の接続状態２を表している。接続状態２は、複数の周波数帯域が同時選択されたＣＡモードに相当する。図８Ｂに示すように、接続状態２（ＣＡ）では、アンテナスイッチ１２は、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子１２ｃと選択端子１２ｓ２とを接続する。これにより、接続状態２では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ１２、デュプレクサ２３Ａおよび２３Ｂが接続されて構成された第２回路が形成される。
　ここで、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、上記第１回路において共通端子１２ｃからデュプレクサ側を見た複素インピーダンスが、上記第２回路において共通端子１２ｃからデュプレクサ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第１回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、デュプレクサ２３Ａおよび２３Ｂが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタを用いたデュプレクサである場合、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、フィルタ２３Ｂｔおよびフィルタ２３Ｂｒの第１周波数帯域における等価合成容量値を有する容量素子で構成される。
　つまり、選択されなかった第２周波数帯域に対応したデュプレクサ２３Ｂの代わりに、選択端子１２ｓ３に接続されたインピーダンス負荷回路１４Ｂが共通端子１２ｃに接続される。このため、第１周波数帯域のみが選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、第１周波数帯域および第２周波数帯域の双方が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　また、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、第１周波数帯域および第２周波数帯域の送受信信号を伝搬させる信号経路上ではなく、別途設けられているので、デュプレクサを構成する送信フィルタと受信フィルタとを結ぶ配線を固定配線とすることが可能となる。よって、送信信号と受信信号との間の位相変化および振幅ばらつきなどを抑制することが可能となる。
　なお、本実施の形態では、非ＣＡモードとして第１周波数帯域のみが選択された場合を例示したが、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｂは、非ＣＡモードとして第２周波数帯域のみが選択されるシステムにも適用可能である。この場合には、第２周波数帯域のみが選択される非ＣＡモードの場合には、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、デュプレクサ２３Ａの第２周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成されればよい。
　以上、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｂでは、第１周波数帯域が選択された非ＣＡモードにおいて、選択されなかった第２周波数帯域に対応したデュプレクサ２３Ｂの代わりに、第３選択端子に接続されたインピーダンス負荷回路１４Ｂが共通端子１２ｃに接続される。このため、非ＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、ＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　なお、上述したように、デュプレクサ２３Ａおよび１３Ｂの複素インピーダンスは、容量性であってもよい。これによれば、容量性のデュプレクサが有する複素インピーダンスを、インピーダンス負荷回路１４Ｂを容量素子で構成することにより、寄生インダクタンス成分を排除して高精度に補償することが可能となる。
　例えば、デュプレクサ２３Ａおよび２３Ｂが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタで構成されている場合、通過特性の急峻性が高く、励振周波数（通過帯域）以外の周波数帯域のインピーダンスは容量性となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、容量性の複素インピーダンスを、容量素子で構成されているインピーダンス負荷回路１４Ｂで、高精度かつ容易に補償することが可能となる。
　また、上述したように、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、容量素子で構成されていることが好ましい。インピーダンス負荷回路１４Ｂが容量素子で構成されている場合、ＲＦ信号の通過特性を最適化するには、インピーダンス整合に寄与しないインダクタンス成分を極力排除することが望ましい。この観点から、本実施の形態の構成によれば、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、スイッチ回路の選択端子１２ｓ３と直接接続されているので、選択されたデュプレクサとインピーダンス負荷回路１４Ｂとの間の共通端子１２ｃを介した配線を短くすることができるので、不要なインダクタンス成分が付加されない。よって、アンテナ素子２とデュプレクサとのインピーダンス整合を高精度にとることが可能となり、信号の伝搬損失を効果的に低減することが可能となる。
　なお、インピーダンス負荷回路１４Ｂは、容量素子の他に、誘導素子などの他の回路素子が付加されていてもよい。
　（実施の形態３）
　実施の形態１では、アンテナスイッチ１２が、２つの周波数帯域を切り替える構成を説明したが、本実施の形態では、アンテナスイッチ２２が３つの（３以上の）周波数帯域を切り替える構成について説明する。
　［３．１　スイッチモジュールの回路構成］
　図９Ａは、実施の形態３に係るスイッチモジュール１Ｃの接続状態１における回路構成図である。また、図９Ｂは、実施の形態３に係るスイッチモジュール１Ｃの接続状態２における回路構成図である。また、図９Ｃは、実施の形態３に係るスイッチモジュール１Ｃの接続状態３における回路構成図である。また、図９Ｄは、実施の形態３に係るスイッチモジュール１Ｃの接続状態４における回路構成図である。図９Ａ～図９Ｄには、実施の形態３に係るスイッチモジュール１Ｃと、アンテナ素子２と、受信信号増幅回路４Ａ、４Ｂおよび４Ｃと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。スイッチモジュール１Ｃ、アンテナ素子２、受信信号増幅回路４Ａ、４Ｂおよび４Ｃは、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　スイッチモジュール１Ｃは、マルチバンドおよびマルチモード対応の無線通信システムにおいて、アンテナ素子２と受信信号増幅回路４Ａ、４Ｂおよび４Ｃとの間に配置されている。スイッチモジュール１Ｃは、複数の周波数帯域から選択された１以上の周波数帯域の受信信号を伝搬する信号経路とアンテナ素子２との接続を切り替える高周波スイッチモジュールである。スイッチモジュール１Ｃには、マルチモード／マルチバンドに対応すべく、複数の周波数帯域を搬送波として無線信号を受信するための信号経路が複数設けられている。さらに、スイッチモジュール１Ｃは、複数の周波数帯域を同時に１つの通信信号として使用するＣＡ方式および非ＣＡ方式により無線信号を受信する場合に、高周波受信信号の最適な通過特性を得るための信号経路を切り替える回路である。ＣＡ方式では、１つの通信信号が、複数の周波数帯域に分割した送信信号に形成される、あるいは、複数の周波数帯域に分割した受信信号に形成されるように、スイッチモジュール１Ｃが信号制御回路に接続される。スイッチモジュール１Ｃは、アンテナ整合回路１１と、アンテナスイッチ２２と、フィルタ１３Ａ、１３Ｂおよび１３Ｃと、容量素子１４１および１４２とを備える。
　本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃは、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と比較して、受信信号を伝搬する周波数帯域が２つではなく３つ適用されている点が構成として異なる。以下、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃについて、実施の形態１に係るスイッチモジュール１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　フィルタ１３Ａは、第１周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させる第１フィルタ回路である。第１周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ１（受信帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）が例示される。
　フィルタ１３Ｂは、第１周波数帯域よりも低周波側である第２周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させる第２フィルタ回路である。第２周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３（受信帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）が例示される。
　フィルタ１３Ｃは、第１周波数帯域および第２周波数帯域よりも高周波側である第３周波数帯域のＲＦ受信信号を選択的に伝搬させる第３フィルタ回路である。第３周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ７（受信帯域：２６２０－２６９０ＭＨｚ）が例示される。
　容量素子１４１および１４２は、それぞれ、フィルタ１３Ａ～１３Ｃのそれぞれの複素インピーダンスまたはフィルタ１３Ａ～１３Ｃの少なくとも２つの合成複素インピーダンスに相当する複素インピーダンスを有するインピーダンス負荷回路の一例である。
　アンテナスイッチ２２は、アンテナ素子２に接続された共通端子２２ｃ、フィルタ１３Ａの一端と接続された選択端子２２ｓ１、フィルタ１３Ｂの一端と接続された選択端子２２ｓ２、フィルタ１３Ｃの一端と接続された選択端子２２ｓ３、容量素子１４１の一端と接続された選択端子２２ｓ４、および容量素子１４２の一端と接続された選択端子２２ｓ５を有するスイッチ回路である。アンテナスイッチ２２は、上記構成により、選択端子２２ｓ１、選択端子２２ｓ２および選択端子２２ｓ３の少なくとも１つと共通端子２２ｃとの接続を切り替える。
　図９Ａに示されたスイッチモジュール１Ｃの回路構成は、第１周波数帯域、第２周波数帯域および第３周波数帯域の全ての帯域がＲＦ受信信号を同時に伝搬する帯域として選択された場合の接続状態１（３バンドＣＡ）を表している。接続状態１は、複数の周波数帯域の全てが同時選択されたＣＡモードに相当する。図９Ａに示すように、接続状態１では、アンテナスイッチ２２は、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ１、２２ｓ２および２２ｓ３とを接続する。これにより、接続状態１では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ２２、ならびに、フィルタ１３Ａ、１３Ｂおよび１３Ｃが接続されて構成された第４回路が形成される。
　図９Ｂに示されたスイッチモジュール１Ｃの回路構成は、第１周波数帯域および第２周波数帯域がＲＦ受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態２（２バンドＣＡ）を表している。接続状態２は、３つの周波数帯域のうちの２つの周波数帯域が選択されたＣＡモードに相当する。図９Ｂに示すように、接続状態２では、アンテナスイッチ２２は、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ１および２２ｓ２とを接続し、かつ、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ４とを接続する。これにより、接続状態２では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ２２、フィルタ１３Ａおよび１３Ｂ、ならびに容量素子１４１が接続されて構成された第３回路が形成される。
　ここで、容量素子１４１は、上記第３回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスが、上記第４回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第３回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、フィルタ１３Ａ～１３Ｃが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、容量素子１４１は、フィルタ１３Ｃの第１周波数帯域および第２周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成される。
　つまり、選択されなかった第３周波数帯域に対応したフィルタ１３Ｃの代わりに、選択端子２２ｓ４に接続された容量素子１４１が共通端子２２ｃに接続される。このため、第１周波数帯域および第２周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、全ての周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、複数種類のＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　図９Ｃに示されたスイッチモジュール１Ｃの回路構成は、第１周波数帯域および第３周波数帯域がＲＦ受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態３（２バンドＣＡ）を表している。接続状態３は、３つの周波数帯域のうちの２つの周波数帯域が選択されたＣＡモードに相当する。図９Ｃに示すように、接続状態３では、アンテナスイッチ２２は、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ１および２２ｓ３とを接続し、かつ、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ５とを接続する。これにより、接続状態３では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ２２、フィルタ１３Ａおよび１３Ｃ、ならびに容量素子１４２が接続されて構成された第３回路が形成される。
　ここで、容量素子１４２は、上記第３回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスが、上記第４回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第３回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、フィルタ１３Ａ～１３Ｃが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、容量素子１４２は、フィルタ１３Ｂの第１周波数帯域および第３周波数帯域における等価容量値を有する容量素子で構成される。
　つまり、選択されなかった第２周波数帯域に対応したフィルタ１３Ｂの代わりに、選択端子２２ｓ５に接続された容量素子１４２が共通端子２２ｃに接続される。このため、第１周波数帯域および第３周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、全ての周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、複数種類のＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　図９Ｄに示されたスイッチモジュール１Ｃの回路構成は、第１周波数帯域のみがＲＦ受信信号を伝搬する帯域として選択された場合の接続状態４（非ＣＡ）を表している。接続状態４は、３つの周波数帯域のうちの１つの周波数帯域が選択された非ＣＡモードに相当する。図９Ｄに示すように、接続状態４では、アンテナスイッチ２２は、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ１とを接続し、かつ、共通端子２２ｃと選択端子２２ｓ４および２２ｓ５とを接続する。これにより、接続状態４では、アンテナ素子２、アンテナスイッチ２２、フィルタ１３Ａ、ならびに容量素子１４１および１４２が接続されて構成された第３回路が形成される。
　ここで、容量素子１４１および１４２は、上記第３回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスが、上記第４回路において共通端子２２ｃからフィルタ側を見た複素インピーダンスと等しくなるよう、第３回路の複素インピーダンスを補償する回路となっている。例えば、フィルタ１３Ａ～１３Ｃが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、容量素子１４１および１４２は、フィルタ１３Ｂおよび１３Ｃの第１周波数帯域における等価合成容量値を有する並列接続の容量素子で構成される。
　つまり、選択されなかった第２周波数帯域および第３周波数帯域に対応したフィルタ１３Ｂおよび１３Ｃの代わりに、選択端子２２ｓ４に接続された容量素子１４１および選択端子２２ｓ５に接続された容量素子１４２が共通端子２２ｃに接続される。このため、第１周波数帯域のみが選択された非ＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、全ての周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃにおいて、インピーダンス負荷回路として、２つの容量素子１４１および１４２が配置された構成としたが、容量素子の配置数はこれに限られず、使用されるモードに応じて配置数を増加させてもよい。
　以上、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃでは、第１周波数帯域～第３周波数帯域のうちの２つ以下の周波数帯域が選択されたモードにおいて、選択されなかった周波数帯域に対応したフィルタ回路の代わりに、選択端子２２ｓ４および選択端子２２ｓ５に接続された容量素子１４１および１４２の少なくとも１つが共通端子２２ｃに接続される。このため、２つ以下の周波数帯域が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、全ての周波数帯域が選択されたＣＡモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　なお、上述したように、フィルタ１３Ａ、１３Ｂおよび１３Ｃの複素インピーダンスは、容量性であってもよい。これによれば、インピーダンス負荷回路を容量素子１４１および１４２で構成することにより、容量性のフィルタ回路が有する複素インピーダンスを、寄生インダクタンス成分を排除して高精度に補償することが可能となる。
　例えば、フィルタ１３Ａ、１３Ｂおよび１３Ｃが、ＳＡＷフィルタまたはＢＡＷフィルタである場合、通過特性の急峻性が高く、励振周波数（通過帯域）以外の周波数帯域のインピーダンスは容量性となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、容量性の複素インピーダンスを、容量素子で構成されているインピーダンス負荷回路で、高精度かつ容易に補償することが可能となる。
　また、本実施の形態のように、インピーダンス負荷回路は、容量素子で構成されていることが好ましい。インピーダンス負荷回路が容量素子で構成されている場合、ＲＦ信号の通過特性を最適化するには、インピーダンス整合に寄与しないインダクタンス成分を極力排除することが望ましい。この観点から、本実施の形態の構成によれば、容量素子１４１および１４２は、それぞれ、アンテナスイッチ２２の選択端子２２ｓ４および２２ｓ５と直接接続されているので、選択されたフィルタ回路と容量素子との間の共通端子２２ｃを介した配線を短くすることができるので、不要なインダクタンス成分が付加されない。よって、アンテナ素子２とフィルタ回路とのインピーダンス整合を高精度にとることが可能となり、信号の伝搬損失を効果的に低減することが可能となる。
　なお、選択端子２２ｓ４および２２ｓ５に接続されるインピーダンス負荷回路は、容量素子１４１および１４２の他に、誘導素子などの他の回路素子が付加されていてもよい。
　なお、本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃは、３つの周波数帯域が配置された構成に限定されない。本実施の形態に係るスイッチモジュール１Ｃは、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の周波数帯域が配置された構成にも適用することが可能である。
　すなわち、本実施の形態にかかるスイッチモジュール１Ｃは、ｎ（ｎは２以上の自然数）個の周波数帯域のうち、少なくとも２つの周波数帯域を同時に用いるＣＡモード、および、１つの周波数帯域を用いる非ＣＡモードを選択することが可能であり、ｎ個の周波数帯域の信号のそれぞれを選択的に通過させるｎ個のフィルタ回路と、ｍ（ｍは１以上の自然数）個のインピーダンス負荷回路とを備える。また、スイッチモジュール１Ｃは、さらに、１個の共通端子と、上記ｎ個の周波数帯域に対応して設けられたｎ個のフィルタ回路のそれぞれに接続されたｎ個の選択端子と、ｍ個のインピーダンス負荷回路のそれぞれに接続されたｍ個の選択端子とを有するアンテナスイッチを備える。
　上記アンテナスイッチは、全てのｎ個のフィルタ回路が選択された場合、共通端子とｎ個のフィルタ回路に対応した上記ｎ個の選択端子とを接続し、かつ、共通端子とｍ個のインピーダンス負荷回路に対応した上記ｍ個の選択端子とを接続しない。
　また、上記アンテナスイッチは、（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が選択された場合、共通端子と上記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路に対応した（ｎ－１）個以下の選択端子とを接続し、かつ、上記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が共通端子で束ねられて構成された第３回路の複素インピーダンスが、ｎ個のフィルタ回路が共通端子で束ねられて構成された第４回路の複素インピーダンスと等しくなるよう、ｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つと選択端子とを接続する。
　これによれば、ｎ個の周波数帯域のうち（ｎ－１）個以下の周波数帯域が選択されたモードにおいてＲＦ信号を伝搬させる場合、選択された（ｎ－１）個以下の周波数帯域を通過させる（ｎ－１）個以下のフィルタ回路とｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つとが共通端子で束ねられる。つまり、選択されなかった周波数帯域に対応したフィルタ回路の代わりに、上記ｍ個の選択端子に接続されたインピーダンス負荷回路の少なくとも１つが共通端子に接続される。このため、（ｎ－１）個以下の周波数帯域が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性を、不要なインダクタンス成分および容量成分が付加されることなく、ｎ個の周波数帯域が選択されたモードにおけるＲＦ信号の通過特性と同等とすることが可能となる。よって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードを選択可能なシステムにおいて、いずれのモードが選択された場合であっても、信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
　また、ｎ個の周波数帯域のうち選択された周波数帯域の組み合わせにより、ｍ個のインピーダンス負荷回路のうちから接続するインピーダンス負荷回路を可変選択することが可能となり、当該可変選択により、インピーダンス補償のための合成容量を可変させることが可能となる。さらに、ｍ個のインピーダンス負荷回路をｍ個の選択端子に対応して配置することで、ｍ個の選択端子のうち共通端子と接続される選択端子を複数選択することにより、ｍ通りより多い補償用のインピーダンスを実現できる。よって、インピーダンス負荷回路の配置数および配置領域を低減できるので、スイッチモジュール１Ｃの省面積化が可能となる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係るスイッチモジュールについて、実施の形態およびその変形例を挙げて説明したが、本発明のスイッチモジュールは、上記実施の形態およびその変形例に限定されるものではない。上記実施の形態およびその変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態およびその変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示のスイッチモジュールを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、実施の形態２および３に係るスイッチモジュールにおいても、実施の形態１の変形例のように、インピーダンス負荷回路とフィルタ回路とを１チップ化してもよい。また、実施の形態２および３に係るスイッチモジュールにおいて、インピーダンス負荷回路がアンテナスイッチのチップに内蔵されていてもよい。これにより、実施の形態２および３に係るスイッチモジュールにおいても、実施の形態１に係るスイッチモジュールと同様の効果が奏される。
　なお、本発明に係るスイッチ制御部は、集積回路であるＩＣ、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。また、集積回路化の手法は、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。
　また、上記実施の形態およびその変形例に係るスイッチモジュールにおいて、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に別の高周波回路素子および配線などが挿入されていてもよい。
　本発明は、キャリアアグリゲーション方式を採用するマルチバンド／マルチモード対応のスイッチモジュールとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、５０　　スイッチモジュール
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路
　４Ａ、４Ａｒ、４Ｂ、４Ｂｒ、４Ｃ　　受信信号増幅回路
　４Ａｔ、４Ｂｔ　　送信信号増幅回路
　１１、５１、５５　　アンテナ整合回路
　１２、２２、５２、５４、３０２－１、３０２－２　　アンテナスイッチ
　１２ｃ、２２ｃ、５２ｃ、５４ｃ　　共通端子
　１２ｓ１　　選択端子（第１選択端子）
　１２ｓ２　　選択端子（第２選択端子）
　１２ｓ３　　選択端子（第３選択端子）
　１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ　　フィルタ
　１４、１４Ｂ　　インピーダンス負荷回路
　２０　　チップ
　２１　　圧電基板
　２２ｓ１、２２ｓ２、２２ｓ３、２２ｓ４、２２ｓ５　　選択端子
　２３Ａ、２３Ｂ、３０３－１、３０３－２、３０３－３、３０３－４　　デュプレクサ
　２３Ａｒ、２３Ｂｒ　　受信フィルタ
　２３Ａｔ、２３Ｂｔ　　送信フィルタ
　５２ｓ１、５２ｓ２、５４ｓ１、５４ｓ２　　選択端子
　１３１ｐ、１３２ｐ　　並列共振子
　１３１ｓ、１３２ｓ　　直列共振子
　１４１、１４２　　容量素子
　３００　　ＲＦ部
　３０１　　ダイプレクサ
　３０４－１、３０４－２、３０４－３、３０４－４　　パワーアンプ
　３０５　　無線周波数集積回路
　３７０　　アンテナ部
　３７０－１、３７０１－２　　アンテナチューナ

Claims (11)

  1. 　無線通信用の第１周波数帯域と、当該第１周波数帯域と周波数帯域が異なる無線通信用の第２周波数帯域とを同時に用いる状態が選択可能なスイッチモジュールであって、
    　前記第１周波数帯域の信号を選択的に通過させる第１フィルタ回路と、
    　前記第２周波数帯域の信号を選択的に通過させる第２フィルタ回路と、
    　インピーダンス負荷回路と、
    　アンテナ素子に接続された共通端子、前記第１フィルタ回路の一端と接続された第１選択端子、前記第２フィルタ回路の一端と接続された第２選択端子、および前記インピーダンス負荷回路と接続された第３選択端子とを有し、前記第１選択端子および前記第２選択端子の少なくとも１つと前記共通端子との接続を切り替えるスイッチ回路とを備え、
    　前記スイッチ回路は、
    　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子とを接続し、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続せず、
    　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子のうちの一方のみとを接続し、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続する
    　スイッチモジュール。
  2. 　無線通信用として使用される周波数帯域の選択情報を受け、前記スイッチ回路に前記選択情報に基づいた制御信号を出力するスイッチ制御部をさらに備え、
    　前記スイッチ制御部は、前記スイッチ回路に前記制御信号を出力することにより、
    　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子とを接続させ、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続させず、
    　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、前記共通端子と前記第１選択端子および前記第２選択端子のうちの一方のみとを接続させ、かつ、前記共通端子と前記第３選択端子とを接続させる
    　請求項１に記載のスイッチモジュール。
  3. 　前記インピーダンス負荷回路は、
    　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合に形成される、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路のうちいずれか一方のみが前記共通端子と接続されて構成された第１回路の複素インピーダンスが、前記第１周波数帯域と前記第２周波数帯域とを同時に用いる場合に形成される、前記第１フィルタ回路と前記第２フィルタ回路とが前記共通端子で束ねられて構成された第２回路の複素インピーダンスと等しくなるよう、前記第１回路の複素インピーダンスを補償する回路である
    　請求項１または２に記載のスイッチモジュール。
  4. 　前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の双方が選択された場合、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）モードで稼働し、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうちいずれか一方のみが選択された場合、非キャリアアグリゲーション（非ＣＡ）モードで稼働する
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のスイッチモジュール。
  5. 　前記スイッチモジュールは、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域を含むｎ（ｎは２以上の自然数）個の周波数帯域のそれぞれの信号を選択的に通過させる、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路を含むｎ個のフィルタ回路のうち、少なくとも２つのフィルタ回路を同時に用いることが可能であり、
    　前記ｎ個のフィルタ回路と、
    　前記インピーダンス負荷回路を含むｍ（ｍは１以上の自然数）個のインピーダンス負荷回路とを備え、
    　前記スイッチ回路は、１個の前記共通端子と、前記ｎ個の周波数帯域に対応して設けられた前記ｎ個のフィルタ回路のそれぞれに接続されたｎ個の選択端子と、前記ｍ個のインピーダンス負荷回路のそれぞれに接続されたｍ個の選択端子とを有し、
    　前記スイッチ回路は、
    　前記ｎ個のフィルタ回路が選択された場合、前記共通端子と前記ｎ個のフィルタ回路に対応した前記ｎ個の選択端子とを接続し、かつ、前記共通端子と前記ｍ個のインピーダンス負荷回路に対応した前記ｍ個の選択端子とを接続せず、
    　（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が選択された場合、前記共通端子と前記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路に対応した（ｎ－１）個以下の選択端子とを接続し、かつ、前記（ｎ－１）個以下のフィルタ回路が前記共通端子で束ねられて構成された第３回路の複素インピーダンスが、前記ｎ個のフィルタ回路が前記共通端子で束ねられて構成された第４回路の複素インピーダンスと等しくなるよう、前記ｍ個のインピーダンス負荷回路の少なくとも１つと選択端子とを接続する
    　請求項１または２に記載のスイッチモジュール。
  6. 　前記インピーダンス負荷回路は、容量素子で構成されている
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のスイッチモジュール。
  7. 　前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の通過帯域外の複素インピーダンスは、容量性である
    　請求項６に記載のスイッチモジュール。
  8. 　前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路は、弾性表面波フィルタ、または、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタである
    　請求項６に記載のスイッチモジュール。
  9. 　前記容量素子は、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方と、同一チップで形成されている
    　請求項６～８のいずれか１項に記載のスイッチモジュール。
  10. 　前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路は、圧電基板と当該圧電基板の上に形成された櫛形電極とで構成された弾性表面波フィルタであり、
    　前記容量素子は、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方を構成する前記圧電基板上に形成された櫛形電極で構成されており、
    　前記圧電基板上に形成された、前記第１フィルタ回路および前記第２フィルタ回路の少なくとも一方を構成する前記櫛形電極の配置方向と、前記容量素子を構成する前記櫛形電極の配置方向とは異なる
    　請求項９に記載のスイッチモジュール。
  11. 　前記容量素子は、前記スイッチ回路を含む１つのチップに内蔵されている
    　請求項６～８のいずれか１項に記載のスイッチモジュール。
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