JP7265486B2 - 共振器を制御する装置及び方法 - Google Patents
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Description
本開示は、共振構造（対象となる１次共振器、および２次可変共振器）の結合を行って１次共振器の閉ループ特性を、１次共振器も含む信号ループの素子を調整することにより修正することに関する。
共振構造は、多くの電子回路の共通要素です。 これらの共振構造は、固定性能特性を有し得るか、または共振構造に適用される制御信号または共振構造への物理的変化に基づいて調整可能であり得る。 共振器はあらゆる通信回路に配備され、その一例が無線周波数（ＲＦ）フィルタである。
１００以上の順序で中程度から高いＱｓを持つＲＦフィルタは、通信回路にも見られる場合があります。
ＭＥＭなどのメカニカル共振器フィルターも、現代の技術回路の場所を見つけている。
ＭＥＭなどのメカニカル共振器フィルターも、現代の技術回路の場所を見つけている。
共振器としてのアンテナ： 一部の共振器アプリケーションはアンテナ内にあり、アンテナ回路はアンテナを特定の周波数帯域に合わせて調整し、インピーダンスマッチングを提供するように設計されており、一般的には５０Ωの共通のリファレンスインピーダンスに対応します。 アンテナインピーダンスマッチングは、特にＲＦアプリケーションの電気的に小さいアンテナ（ＥＳＡ）の場合、一般的に固定アンテナインピーダンスを提供する一括インピーダンスマッチングコンポーネントを使用して実現されています。 これらのＥＳＡアンテナは、一般的には半波長ダイポールまたは四半期波モノポールアンテナであり、特定のアプリケーション周波数または周波数範囲用に設計する必要があります。
ＳＡＷ／ＢＡＷ共振器：他の高性能共振器アプリケーションは、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタおよび関連バルク音響波（ＢＡＷ）フィルタの領域にあります。 ＳＡＷ および ＢＡＷ ＲＦ フィルタは、約 ６ ＧＨｚ キャリア周波数未満の通信アプリケーションに対して、非常に狭い帯域幅（高 Ｑ）フィルタリングを提供します。 この技術が導入されているため、これらのＳＡＷ／ＢＡＷデバイスは、フィルタリングの有効性を大幅に低下させる熱変動および老化効果の影響を受けます。 製造プロセスでは、さまざまなテクノロジーオーバーレイを使用して、この熱効果を緩和または排除します。
本説明の態様によれば、様々な回路設計が提供され、これらの回路設計により、１次共振器の周波数応答を修正することができる。１つの例では、高性能の調整可能なアクティブＲＦフィルタと連携して、外部共振器に結合される共振器素子として使用されるフィルタは、外部共振器の性能を修正および増強することができる。系レベルの増強は、例えばａ）電気的に小型のＲＦアンテナ、およびｂ）ＳＡＷ／ＢＡＷ ＲＦフィルタに結合される高性能のチューニング可能なＲＦアクティブフィルタで行うことができる。１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、電気機械共振器、圧電共振器、光共振器のような異なるタイプの共振器とすることができる。
使用することができる適切な調整可能な共振器の例は、「Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｉｌｔｅｒ」（本明細書では「Ｎｉｅｌｓｅｎ（ニールセン）」）と題するＰＣＴ公開第ＷＯ２０１７／０８９８０３号に詳細に提示されており、該公開は、内容全体が本明細書に組み込まれる。
特定の態様によれば、制御または修正対象の共振器は、外部（すなわち、チップ外の）共振器とすることができ、調整可能な共振器よりも高いＱの共振器であることが好ましい。しかしながら、これが当てはまる必要はない。制御対象の共振器はチップ上にあってもよい、および／またはより低いＱとすることができる（すなわち、調整可能な共振器のＱにより近い）。いくつかの実施形態では、共振器はアンテナとすることもできる。
本明細書において使用される「高Ｑおよび低Ｑ（ｈｉｇｈ ａｎｄ ｌｏｗ Ｑ）」への言及は、一般的な用語であり、高Ｑおよび低Ｑの意味は、当業者によって理解されるように、高Ｑおよび低Ｑが使用される状況に応じて変わり得る。いくつかの場合では、１次共振器のＱは、調整可能な共振器よりも高いと考えることができ、高Ｑ共振器は、調整可能な共振器よりも１０倍高いと考えることができる、または１００倍高いと考えることもできる。
特定の態様によれば、２つの別体の共振器を積極的に信号ループ内で結合させる装置および方法が提供され、一方の共振器は、一般的に、外部共振器であるが、これに限らず、略高Ｑの高性能の固定共振器であるのに対し、他方の共振器は、低Ｑ可変共振器である。結合させる目的は、結合後の外部共振器のｓ平面極を制御することにより、外部共振器の性能指標を、低Ｑ可変共振器を制御することにより制御することにある。外部共振器が最初にアンテナであり、次にＢＡＷ／ＳＡＷ ＲＦフィルタである２つの詳細な例が提供される。このコンセプトをチップに取り入れる際の問題および問題の解決策に細心の注意が払われる。
特定の態様によれば、２つの別体の共振器を積極的に信号ループ内で結合させる装置および方法が提供され、一方の共振器は、一般的に、外部共振器であるが、これに限らず、略高Ｑの高性能の固定共振器であるのに対し、他方の共振器は、低Ｑ可変共振器である。結合させる目的は、結合後の外部共振器のｓ平面極を制御することにより、外部共振器の性能指標を、低Ｑ可変共振器を制御することにより制御することにある。外部共振器が最初にアンテナであり、次にＢＡＷ／ＳＡＷ ＲＦフィルタである２つの詳細な例が提供される。このコンセプトをチップに取り入れる際の問題および問題の解決策に細心の注意が払われる。
特定の態様では、「オンチップ（ｏｎ－ｃｈｉｐ）」および「オフチップ（ｏｆｆ－ｃｈｉｐ）」というコンセプトが使用されて説明される。一般的な状況では、および本文書の状況では、これらの用語は、かさばる構成要素を比較的小さなサイズに縮小した集積回路を指している。「小さい（Ｓｍａｌｌ）」という用語を使用することができ、この用語は、物理的なサイズが大きな変数集合により決定されるので、当該用語が使用される状況に依存する比較用語である。さらに、基板テクノロジーは、一般的に、チップ実装の選択を判定される。これは、複雑なテクノロジーの実装が、所定のレベルで相互接続される必要のある複数のチップを有することになる可能性を意味している。そのため、この説明では、回路の一部を１種類の基板に実装し、回路の１つ以上の他の構成要素を異なる基板に実装する場合について検討する。これらの他の構成要素は、構成要素の大部分を保持するチップに対して「オフチップ」である。ＳＡＷおよび／またはＢＡＷのような数千の範囲の非常に高いＱのオフチップ共振器は、通信回路の周波数チューニング素子として用いることができる。例えば、このような高Ｑ共振器ＳＡＷ／ＢＡＷフィルタは、一般的に、固定周波数および帯域幅からなるが、動作温度による性能変動の他に、製造プロセスの性能変動の影響を受ける。
１つの態様によれば、入力と、出力と、閉ループ周波数応答と、を有する信号ループを備える共振回路が提供され、信号ループは、１次周波数応答および１次Ｑ係数を有する１次共振器と、調整可能な周波数および２次Ｑ係数を有する少なくとも１つの調整可能な共振器であって、１次Ｑ係数が、２次Ｑ係数よりも約１０倍以上大きい、当該少なくとも１つの調整可能な共振器と、利得係数を適用する調整可能なスケーリングブロックと、を備える。少なくとも１つの調整可能な共振器および調整可能なスケーリングブロックに接続されるコントローラであり、当該コントローラは、少なくとも１つの調整可能な共振器の調整可能な周波数、および調整可能なスケーリングブロックの利得係数を制御することにより、閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整する命令を備える。
他の態様によれば、共振回路は、以下の要素のうち１つ以上の要素を単独で、または組み合わせで含むことができる：１次Ｑ係数は２次Ｑ係数よりも約１００倍以上大きくすることができる；１次共振器の１次周波数応答は、所望の周波数応答の所定の誤差係数以内とすることができ、コントローラは閉ループ周波数応答を、１次共振器の所定の誤差係数以内に制御する；１次共振器は、固定共振器または周波数をチューニング可能な共振器とすることができる；１次共振器はアンテナとすることができ、アンテナは、信号ループの入力を備えることができる；信号ループは、調整可能な遅延係数を適用する位相シフタをさらに備え、コントローラは、位相シフタを制御するように接続される；共振回路は、直列に接続される、または並列に接続される複数の調整可能な共振器をさらに備えることができる；１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器とすることができる；共振回路は、信号ループ内で並列に接続される、または直列に接続される複数の１次共振器をさらに備えることができる；信号ループは、１次共振器を備える第１の構成要素と、少なくとも１つの調整可能な共振器を備える第２の構成要素と、を備えることができ、第１の構成要素は、第１の材料から製造され、第２の構成要素は、第１の材料とは異なる第２の材料から製造され、さらに、第１の構成要素および第２の構成要素は、別個かつ異なる構成要素として製造することができる。
１つの態様によれば、共振回路の閉ループ周波数応答を修正する方法が提供され、共振回路は、入力と、出力と、１次周波数応答を有する１次共振器と、調整可能な周波数を有する少なくとも１つの調整可能な共振器と、利得係数を有する調整可能なスケーリングブロックと、を有する信号ループを備え、当該方法は、少なくとも１つの調整可能な共振器の周波数、および調整可能なスケーリングブロックの利得係数を制御して、共振回路の閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整するステップを含み、１次共振器のＱ係数は、少なくとも１つの調整可能な共振器のＱ係数よりも約１０倍以上大きい。
他の態様によれば、方法は、以下の態様のうち１つ以上の態様を単独で、または組み合わせで含むことができる：１次共振器のＱ係数は、少なくとも１つの調整可能な共振器のＱ係数よりも約１００倍以上大きくすることができる；方法は、１次共振器の１次周波数応答を調整するステップをさらに含むことができる；１次共振器はアンテナとすることができ、アンテナは信号ループの入力を備えることができる；信号ループは、位相シフタをさらに備えることができ、閉ループ周波数応答を調整することは、位相シフタの位相を調整することをさらに含むことができる；複数の調整可能な共振器は、直列に接続するか、または並列に接続することができる；１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器とすることができる；複数の１次共振器は、信号ループ内で並列に接続するか、または直列に接続することができる；信号ループは、１次共振器を備える第１の構成要素と、少なくとも１つの調整可能な共振器を備える第２の構成要素と、を備えることができ、第１の構成要素は、第１の材料から製造され、第２の構成要素は、第１の材料とは異なる第２の材料から製造され、さらに、第１の構成要素および第２の構成要素は、別個かつ異なる構成要素として製造される。
１つの態様によれば、共振回路が提供され、共振回路は、入力と、出力と、閉ループ周波数応答と、を有する信号ループを備え、信号ループが、１次共振器を備える第１の構成要素であって、１次共振器が１次周波数応答を有する、当該第１の構成要素と、少なくとも１つの調整可能な共振器を備える第２の構成要素であって、少なくとも１つの調整可能な共振器が調整可能な周波数を有する、当該第２の構成要素と、を備える。調整可能なスケーリングブロックは、利得係数を適用する。第１の構成要素は、第１の材料から製造され、第２の構成要素は、第１の材料とは異なる第２の材料から製造される。コントローラは、少なくとも１つの調整可能な共振器および調整可能なスケーリングブロックに接続され、コントローラは、少なくとも１つの調整可能な共振器の調整可能な周波数、および調整可能なスケーリングブロックの利得係数を制御することにより、閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整する命令を備える。
他の態様によれば、共振回路は、以下の態様のうち１つ以上の態様を単独で、または組み合わせで含むことができる：第１の構成要素および第２の構成要素は、別個かつ異なる構成要素として製造される；１次共振器は、少なくとも１つの調整可能な共振器のＱ係数よりも約１０倍以上大きい、または１００倍以上大きい１次Ｑ係数を有することができる；１次共振器の１次周波数応答は、所望の周波数応答の所定の誤差係数以内とすることができ、コントローラは、閉ループ周波数応答を１次共振器の所定の誤差係数以内に制御する；１次共振器は固定共振器またはチューニング可能な共振器とすることができる；１次共振器は、アンテナとすることができ、アンテナは、信号ループの入力を備える；信号ループは、調整可能な遅延係数を適用する位相シフタをさらに備えることができ、コントローラは位相シフタを制御するように接続される；共振回路は、直列に接続される、または並列に接続される複数の調整可能な共振器をさらに備えることができる；１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器とすることができる；共振回路は、信号ループ内で並列に接続される、または直列に接続される複数の１次共振器をさらに備えることができる。
１つの態様によれば、共振回路の閉ループ周波数応答を修正する方法が提供され、方法は、信号ループを備える共振回路を提供するステップであって、信号ループが、入力と、出力と、１次共振器を備える第１の構成要素であって、１次共振器が１次周波数応答を有する、当該第１の構成要素と、少なくとも１つの調整可能な共振器を備える第２の構成要素であって、少なくとも１つの調整可能な共振器が調整可能な周波数を有する、当該第２の構成要素と、利得係数を適用する調整可能なスケーリングブロックと、を備え、第１の構成要素は、第１の材料から製造され、第２の構成要素が、第１の材料とは異なる第２の材料から製造される、ステップと、少なくとも１つの調整可能な共振器の周波数、および調整可能なスケーリングブロックの利得係数を制御して、共振回路の閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整するステップと、を含む。
他の態様によれば、方法は、以下の態様のうち１つ以上の態様を単独で、または組み合わせで含むことができる：１次共振器は、少なくとも１つの調整可能な共振器のＱ係数よりも約１０倍以上大きい、または約１００倍以上大きい１次Ｑ係数を有する；方法は、１次共振器の共振動作周波数を調整するステップをさらに含むことができる；１次共振器はアンテナとすることができ、アンテナは、信号ループの入力を備えることができる；位相シフタを設けることができ、閉ループ周波数応答を調整することは、位相シフタの位相を調整することをさらに含む；複数の調整可能な共振器は、直列に接続するか、または並列に接続することができる；１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器とすることができる；複数の１次共振器は、信号ループ内で並列に接続するか、または直列に接続することができる。
１つの態様によれば、通信回路が提供され、通信回路は、所望の電磁信号を受信するアンテナブロックと、入力ポートと、出力ポートと、入力ポートと出力ポートとの間の信号調整ブロックと、を備える信号ループであって、アンテナブロックが、信号ループの入力ポートと双方向通信し、信号調整ブロックが、位相シフトおよび利得係数を所望の信号に適用する、当該信号ループと、信号調整ブロックの位相シフトおよび利得係数を調整して、アンテナブロックからの所望の信号の信号品質係数を向上させるように構成されるコントローラブロックと、を備える。
他の態様によれば、通信回路は、以下の態様のうち１つ以上の態様を単独で、または組み合わせで含むことができる：信号調整ブロックは、１つ以上の可変周波数共振器と、利得係数を適用する利得ブロックと、を備えることができる；コントローラブロックは、１つ以上の可変周波数共振器を調整することにより、位相シフトを調整することができる；コントローラブロックは、信号調整ブロックを制御してアンテナブロックのアンテナのインピーダンスに整合させることができる；信号品質係数は、出力ポートに伝達される利用可能なアンテナ電力の指標、および所望の信号の信号対雑音比のうち少なくとも一方を含むことができ、コントローラは、利得係数を調整して信号対雑音比を向上させることができる、または所望の信号の帯域幅を修正することができる；通信回路は、所望の信号を信号調整ブロックから受信して所望の信号を処理する受信機ブロックをさらに備えることができ、所望の信号は搬送波で変調することができ、受信機ブロックは、復調器を備える；双方向結合素子は、アンテナブロックおよび信号調整ブロックに接続することができる；信号調整ブロックは、通信回路のインピーダンスを調整してアンテナブロックのアンテナから受信機ブロックに伝達される利用可能なエネルギーを増強することができる；信号ループは、データストリームを、信号ループからアンテナブロックに至る戻り経路で符号化してアンテナブロックによって送信するエンコーダを備えることができる；戻り経路で符号化されるデータストリームは、センサによって供給される；信号調整ブロックは、負性インピーダンス素子および位相シフタ素子を備えることができる；信号調整ブロックは、位相シフトを適用する位相シフタと、利得係数を適用する利得ブロックと、を備えることができる；コントローラは、利得係数を正値と負値との間で変化させることにより、信号品質係数を向上させるように構成することができる。
１つの態様によれば、 アンテナで受信される電磁信号を符号化して反射する方法が提供され、方法は、アンテナで受信される電磁信号を信号ループに結合させるステップと、位相シフトおよび利得係数を受信される電磁信号に信号ループ内で適用するステップと、エンコーダを信号ループ内で使用してデータストリームを、受信される電磁信号で符号化するステップと、信号ループからの符号化した電磁信号をアンテナに結合させてアンテナによって送信するステップと、を含む。
他の態様によれば、方法は、以下の態様のうち１つ以上の態様を単独で、または組み合わせで含むことができる：位相シフトを調整することは、１つ以上の可変周波数共振器を調整することを含むことができる；アンテナは、信号ループと双方向接続で通信することができる；アンテナは信号ループ内で接続することができる。
１つの態様によれば、通信回路が提供され、通信回路は、信号調整ブロックを備える信号ループと、電磁信号を受信し、電磁信号を信号ループに伝達するように接続されるアンテナであって、信号調整ブロックが、位相シフトおよび利得係数を所望の信号に信号ループ内で適用する、当該アンテナと、データストリームを電磁信号で信号ループ内で符号化するエンコーダと、を備える。アンテナは、信号ループに接続されて、符号化した電磁信号がアンテナによって送信されるようにする。
アンテナブロックは、信号ループの入力ポートと双方向通信することができる、または信号調整ブロックに直列に接続することができる。データストリームはセンサによって供給することができる。
これらの特徴および他の特徴は、添付の図面が参照される以下の説明からより明らかになり、図面は、例示のみを目的としており、限定を決して意図していない。
可変共振器および可変スケーリングブロックを信号ループ内に含む可変フィルタのブロック図である。
可変フィルタの帯域通過特性を示すグラフである。
Ｓ平面極を有する基本共振器のビジュアル定義である。
１次可変フィルタＡＴＬ－１のブロック図である。
図４の１次可変フィルタの根軌跡である。
図４の可変フィルタのボードプロットである。
ＦＥＴ可変抵抗に並列な共振ブロックに基づいたＱスポイラーのブロック図である。
２次可変フィルタＡＴＬ－２のブロック図である。
図８の２次可変フィルタの根軌跡である。
３次可変フィルタＡＴＬ－３のブロック図である。
図１０の３次可変フィルタのボードプロットである。
Ｑに関して異なる値を有する図１０の３次可変フィルタの根軌跡である。
Ｑに関して異なる値を有する図１０の３次可変フィルタの根軌跡である。
１次可変フィルタの例の簡易ブロック図である。
Ｑ増強を行った図１４に示す適応フィルタの根軌跡である。
Ｑスポイリングを行った図１４に示す適応フィルタの根軌跡である。
Ｑ増強およびＱスポイリングを比較した図１４に示す適応フィルタの通過帯域のプロットである。
共振周波数を変化させることによる図１４の適応フィルタの通過帯域に与える影響を示すプロットである。
直列に接続される３つの１次可変フィルタのブロック図である。
追加のフィードバック経路で直列に接続される３つの１次可変フィルタのブロック図である。
追加のフィードバック経路がフィルタ極の動きに影響することを示す概念的なグラフを示している。
３つのカスケード接続された１次可変フィルタの根軌跡である
異なるＧ値に関する図１９に示す適応フィルタの周波数応答である。
中間レベル２フィードバックが行われた図２０に示す適応フィルタの周波数応答である。
図２０に示す適応フィルタの負の（左）および正の（右）レベル２フィードバックに関する根軌跡である。
正、中間、および負のレベル２フィードバックが行われた図２０に示す適応フィルタの周波数応答のプロットである。
交互に配置される共振器の周波数を有する、図２０に示す適応フィルタのボードプロットである。
交互に配置される共振器の周波数を有する、図２０に示す適応フィルタの根軌跡である。
チューニング後の例示的なＡＴＬ１の周波数応答である。
チューニング後の例示的なＡＴＬ３の周波数応答である。
例示的なＡＴＬ３の根軌跡図である。
ＡＴＬ１コアモジュール較正および安定化のブロック図である。
閉ループ較正中により高いレベルとより低いレベルとの間で交互に行われるＱ制御を示す一連のグラフである。
潜在的な位相制御用途に用いられる特殊事例のＡＴＬ３回路を示している。
次数３の古典的な受動バターワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）フィルタの周波数応答および位相応答である。
中心周波数に近い古典的なバターワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）の詳細を示すグラフ：周波数応答（左）および位相（右）を示している。
古典的な３次バターワース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）フィルタの極ゼロ点マップであり、３つの極ペアおよび３つのゼロ点を示している。
ＡＴＬ３（ＡＴＬ３ Ｔ－２）のトポロジである。
位相シフト制御電圧：ｐ１およびｐ２の２つの値に関する概念的なＡＴＬ１通過帯域にわたる許容可能な位相シフタ機能である。
２つの実施態様を伴うＡＴＬ１の理想化されたモデルである。
代表的なＮｙｑｕｉｓｔ安定判別プロットであり、逆周波数応答のフェーザを示している。
位相シフト後の開ループ伝達関数のＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
２つの実施態様を伴うＡＴＬ１位相シフタとして使用される可能な全帯域通過アクティブ回路の図である。
全帯域通過フィルタの極ゼロ点プロットであり、位相シフタ（ωｐ＝１，Ｄｐ＝０．２）を表わしている。
全帯域通過フィルタに関して正規化された周波数応答である。
分極出力が選択可能な可変利得を実現する模式図である。
位相選択可能な利得ブロックおよび全帯域通過位相シフタを使用するＡＴＬ１のＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
位相シフト処理を利得分極切り替えを使用して行うように構成されるＡＴＬ３のブロック図である。
３重共振器として再構成されて位相シフト処理を行うＡＴＬ３を示すブロック図である。
利得分極切り替えを使用して１．５ラジアンの寄生遅延をＡＴＬ３で補正した後のＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
図５６に示すＮｙｑｕｉｓｔの実現に関して推定される根軌跡プロットである。
利得分極切り替えが周波数応答帯域幅に与える影響を示すプロットである。
ダイポールアンテナを外部ＥＭ放射源に結合させることを示す図である。
ダイポールワイヤアンテナの入力インピーダンス（左）およびコンダクタンス（右）を示すグラフである。
公称０．１波長の寸法を有する電気的に小型のダイポールワイヤアンテナの入力インピーダンスを示すグラフである。
２０％の相対帯域幅にわたって約１０～２０のアンテナＱを有する電気的に小型のダイポールワイヤアンテナの入力インピーダンスを示すグラフである。
ループアンテナインピーダンス整合に関する直列シャントキャパシタンススミスチャートを示すグラフである。
誘電体共振アンテナの構造の図である。
ＡＴＬＦの概念的な実施態様を示すブロック図である。
先行技術による複素高次帯域通過フィルテナ整合回路性能を示すグラフである。
再構成可能なフィルテナの先行技術例を示すグラフである。
ＡＴＬＦ共振器に連結されるアンテナサブシステムを示すブロック図である。
所定の値におけるＡＴＬ１共振器に固有のプロットを示す一連のグラフである。
指向性カプラおよび出力スプリッタを備えるＡＴＬ１を示すブロック図である。
放射抵抗が小さいアンテナの極－ゼロ点図である。
アンテナが完全に整合した場合の極－ゼロ点図である。
ネットワーク整合機能がないトランシーバの一連のブロック図である。
逆指向性カプラ、利得段、位相シフタ、および共振器を備えるフィードバックループを示すブロック図である。
ＡＴＬＦの閉ループの極およびゼロ点を示す一連のプロットである。
整合していない位相シフタに起因するゆがんだ根軌跡を示す一連のプロットである。
位相補正を適用した後の根軌跡のプロットである。
整合していない位相シフタの場合に関するＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
遅延がない、遅延が有限である、遅延が無限であるＡＴＬ１ループのＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
アンテナテストセットアップを示す図である。
結合したテストアンテナの等価回路、およびテブナン等価回路を示す図である。
結合したテストアンテナの近似回路を示す図である。
アンテナを受信機負荷にＬ整合回路でインピーダンス整合させることを示すブロック図である。
複素アンテナ誤差面のプロットである。
反射係数に基づいたＡＴＬＦインピーダンス整合を示すブロック図である。
サーキュレータ、スケーリングブロック、および位相シフタからなるＡＴＬＦカテゴリー１を示すブロック図である。
誘導性リアクタンスがＲＦ電圧源に取り付けられた状態のアンテナを示すブロック図である。
キャパシタによるインダクタンス除去を示す図である。
サーキュレータのポート１の内部のインピーダンスの実部を示すプロットである。左側のプロットは、Ｒｅ（Ｚｒ）の等高線プロットであり、右側のプロットは、１の近傍のＲｅ（Ｚｒ）に関する固有の等高線である。
等価アンテナインピーダンスの３つの値に関するアンテナから受信機までの電力結合係数を示すプロットである。
Ｚ＝Ｒに関するアンテナの電流出力を示すプロットである。
アンテナのインダクタにより引き起こされる等価反射を示すブロック図である。
受信機「ａノード（ａ ｎｏｄｅ）」のプロットであり、電力波信号がＧとともに着実に増えることを示している。
ＡＴＬＦ安定領域に関するＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
目的の信号対雑音（ＳＮＲ）最適化のブロック図である。
アンテナインピーダンス整合および系インターフェースに関してＡＴＬＦを使用する無線データ受信機の高位ブロック図である。
フィルタ整形ゆがみを軽減する等化器を概念的に示す一連のプロットである。
Ｎｙｑｕｉｓｔ曲線のいずれの側の点も、所定のクラスと同じ挙動をとることを示すプロットである。
インピーダンスＲｒを有する受信機に接続されるＲの放射抵抗を有する理想的なアンテナの図である。
アンテナおよび負性抵抗からなるＡＴＬＦを示す図である。
反転利得段を有するループアンテナを示す図である。
周波数範囲０．７５＜ｗ＜１．２５に関するアンテナ反射係数を示すプロットである。
理想的なＡＴＬＦの根軌跡を示すグラフである。
Ｃｖ＝１に関して正規化されたバラクタダイオードキャパシタンスの様々な値に関するＡＴＬＦの伝達関数の振幅を示すグラフである。
直列（上部）ではなく、並列バラクタキャパシタを有するループアンテナの図、および周波数範囲０．７５＜ｗ＜１．２５に関するアンテナの偏向係数のプロットである。
短いダイポールアンテナのバラクタ利用チューニングの図である。
短いダイポールアンテナの反射係数のプロットである。
ダイポールアンテナおよびバラクタダイオードのインダクタチューニングを行う回路形態のブロック図である。
指向性カプラ、利得段、位相シフタ、およびアンテナ反射を有するフィードバックループのブロック図である。
左側および中心にプロットされているアンテナ反射および位相シフタの極および根を示す一連のプロットであり、全ての根軌跡が右側にプロットされている。
実軸上の不安定閉ループ極により、実現可能なＱ増強が制限されることを示すプロットである（０＜Ｇ＜１について生成されるプロット）。
安定性をループに付加するリード回路を示すブロック図である。
根軌跡のプロットであり、支配極の安定性増強を示している。
左側プロットおよび中心プロットにプロットされているアンテナ反射およびＡＴＬ１共振器の極および根、ならびに右側にプロットされている全ての根軌跡の一連のプロットである。
以前の通り、遅延を伴うＡＴＬフィルテナ、位相補償器およびアンテナ反射として機能する共振器の根軌跡のプロットである。
ＡＴＬ１（上部）およびＡＴＬ３（下部）に基づいたＡＴＬＸＲフィルテナカテゴリー２の形態の回路を示すブロック図である。
ＡＴＬ２を使用するＡＴＬＦの根軌跡を示すプロットである。
固定周波数負性抵抗と等価なＡＴＬＦ回路に関する根軌跡およびＮｙｑｕｉｓｔプロットを示す図およびプロットである。
ＡＴＬＦカテゴリー２および３の形態を示すブロック図であり、上部は、指向性カプラ、位相シフタ、およびスケーリングブロックからなるＡＴＬＦカテゴリー２の形態を示しており、下部は、ポート２および３に取り付けられる指向性ハイブリッドカプラおよびバラクタダイオードで実現される双方向性位相シフタからなるＡＴＬＦカテゴリー３の形態を示している。
スプリッタおよび指向性カプラを備えるＡＴＬ１形態を示すブロック図である。
双方向性位相シフタ代替形態の図である。
負性抵抗回路と等価なＡＴＬＦ（上部）、およびＡＴＬＦのテブナン等価回路（下部）を示す図である。
Ｚ平面におけるＡＴＬＦの動作を示すプロット（上部）、およびＡＴＬＦ電流の共振を示すインピーダンスフェーザ図（下部）である。
ＡＴＬＦのノートンおよびテブナン等価回路を示す図である。
負性抵抗ポートの等価インピーダンスを示す図である。
ＡＴＬフィルテナ回路を実装する様々なアプローチの図である。
３つのカスケード接続されたＡＴＬ１と組み合わされたＡＴＬＦの開ループＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
伝送遅延を伴う図１２１の回路のＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
共振器をωｒ＝１．０３７にチューニングすることによる図１２２の補正後のＮｙｑｕｉｓｔ軌跡である。１２２ ｂｙ ｔｕｎｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ｔｏ ωｒ ＝ １．０３７
共振器をωｒ＝０．９１９にチューニングすることによる図１２２の補正後のＮｙｑｕｉｓｔ軌跡である。１２２ ｂｙ ｔｕｎｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ｔｏ ωｒ ＝ ０．９１９
３ラジアンの伝送遅延に関するＮｙｑｕｉｓｔ軌跡のプロットである。
共振器をデチューニングした状態のＡＴＬＦのＮｙｑｕｉｓｔ軌跡のプロットである。
２つの可能な共振周波数とともに変化する初期Ｎｙｑｕｉｓｔプロットである。
安定領域および不安定領域のプロットであり、何が間違った方向に進んだ可能性があるのかを明示している。
内側に向いたＮｙｑｕｉｓｔループが可能であるが、ＡＴＬＦを不安定にすることができないことを示すプロットである。
Ｎｙｑｕｉｓｔ軌跡がアンテナインピーダンスの変化に起因して変化している状態で較正した後のＡＴＬＦに関するＮｙｑｕｉｓｔプロットの一部を示すプロットである。
図１３０に関するアンテナインピーダンスの変化によるＡＴＬＦの通過帯域特性の変化を示すプロットである。
ＡＴＬＦが不安定である場合のＮｙｑｕｉｓｔ軌跡を示すプロットである。
低電力発振および周波数検出回路を示すブロック図である。
ＡＴＬＦ利用トランシーバのブロック図である。
データパケット受信時期を基準とするアクティブＡＴＬＦ較正に関する時系列を示す図である。
純粋遅延を伴うアンテナの共振モデルのＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
組み合わせ後のアンテナおよびＡＴＬ３共振器のＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
アンテナに影響する散乱源を示す図である。
様々な環境におけるアンテナの潜在的なＮｙｑｕｉｓｔプロットを示す一連のプロットである。
干渉体がある状態の詳細なＮｙｑｕｉｓｔプロットである。
Ｎｙｑｕｉｓｔループを上下に動かして通過帯域周波数の飛びを生じる位相シフタ制御の影響を示すプロットである。
散乱体が存在する状態において接地面の上を移動しているときの単一のアンテナ反射係数の絡み合ったＮｙｑｕｉｓｔループを示すプロットである。
図１４２の１／Ｇ動作点に対応する周波数応答を示すプロットである。
アンテナ共振器ループに取り込まれるＡＴＬ３を示すブロック図である。
近距離場物体により散乱される場合のＡＴＬ３Ｑ増強有効周波数応答を示すプロットである。
最小限の４つの構成要素からなる総合無線センサトランシーバシステムのブロック図である。
ＡＴＬ１ａをＲＦフィルタとした状態の受信機モード１を示すブロック図である。
ＡＴＬ１ａおよびＡＴＬ１ｂがカスケード接続される場合のモード２を示すブロック図である。
減衰器が切り替えられた状態のモード２を示すブロック図である。
送信するモード３がモード１と連携して作用することを示すブロック図である。
較正モード４を示すブロック図である。
較正モード５を示すブロック図である。
ＡＴＬａおよびＡＴＬｂが同じＡＴＬ１であり、共振器が貫通経路にあり、スケーリングブロックおよび位相シフタがフィードバック経路にあるブロック図である。
位相シフタを表わす全帯域通過フィルタの極ゼロ点プロットである。
全帯域通過フィルタの周波数依存性を示すプロットである。
開ループＱ＝１０（ωｒ＝１およびＤｒ＝０．０５）の場合の共振器の周波数プロットである。
図１５６の共振器の極ゼロ点プロットである。
図１５６の共振器のゼロ度根軌跡のプロットである。
５０度の不整合を実現した後の位相シフタの位相プロットである。
図１５９の不整合位相の場合のＡＴＬ１のゼロ度根軌跡のプロットである。
発振状態に図１５９の位相シフタ不整合に応じて達するために必要なループ利得のプロットである。
ＡＴＬａの通過帯域較正の場合の構成のブロック図である。
全二重通信を送信機なしで行うＡＴＬＦ構成のブロック図である。
複数のリーダ（Ｒ）および複数のセンサ（Ｓ）のネットワークを示すブロック図である。
ＲＦ車線マーカ（ＲＦＬＭ）に近づいているＡＶを示す図である。
固有のＩＤを有する各ＲＦＬＭを表わす複数車線道路を示す図である。
簡単な包絡線分析処理のブロック図である。
シミュレーションが簡易化される場合の２Ｄ道路表面を示す図である。
ＲＦＬＭ（丸）の位置および自動車ＡＶＰＩ（太線）の軌跡のプロットである。
通過中のＡＶＰＩからの信号に起因するＲＦＬＭにおける信号のプロットである。
図１７０の重なり合ったＲＦＬＭのコヒーレント復調および包絡線処理を示すプロットである。
ＡＶＰＩが車線の中央にある場合の包絡線を示すプロットである。
道路に沿って単一のＡＶの右側および左側に位置する２つのＡＶＰＩに対応する２つの平行軌跡を示すプロットである。
図１７３のＡＶＰＩからの２つの位置問い合わせ応答信号の包絡線を示すプロットである。
ＡＶＰＩが、列２に並んでいるＲＦＬＭから略等距離離れている状態で横に並んでいる２つのＡＶを示す図である。
車両ナビゲーションシステム全体のブロック図である。
耐久性のあるＲＦＬＭの可能な形態のブロック図である。
列車センサネットワーク用途を示すブロック図である。
基本的なＡＴＬＸＲ回路を示すブロック図である。
基本的なＡＴＬＸＲ開ループ回路を示すブロック図である。
図１８０のＡＴＬＸＲの開ループ極ゼロ点プロットである。
ループ遅延のＰａｄｅ近似の等価多項式表現を示すプロットである。
Ｆの高次Ｑ極の閉ループ軌跡を示すプロットである。
略単極の１次共振器Ｆおよび３つのチューニング可能な２次Ｒを有するＡＴＬＸＲを示すプロットである。
１次共振器Ｆの代表的なＱ増強を示すプロットである。
Ｑ増強１次共振器Ｆの極の周波数シフトを示すプロットである。
寄生遅延により生じる９０度の位相シフトの場合の根軌跡を示すプロットである。
ＡＴＬＸＲの好適な実施形態を示すブロック図である。
ＡＴＬＸＲの１つの実施形態を示すブロック図であり、閉ループ極の遅い粗周波数制御および高速制御の両方が、ＡＴＬＸＲフィードバックループにより、｛ｆ，ｐ，ｇ｝制御を介して行われる。
多極帯域通過フィルタをもたらす複数のＡＴＬＸＲ回路を示すブロック図である。
単一ポート共振器を備えるマルチ共振器ＢＡＷチップを含む実用的な形態を示すブロック図である。
選択可能なＡＴＬＸＲ回路のスイッチマトリクスおよびブロックを備える汎用ＡＴＬＸＲチップを示すブロック図である。
ＰＣＢ中のビア接続で作製される適度な高Ｑ共振器を示す図である。
回路基板に印刷されるＡＴＬＸＲのＱ増強共振器を示す図である。
チップアンテナに用いられるスペースを節約するために回路基板の層に印刷されるＡＴＬＸＲのＱ増強ストリップライン共振器を示す図である。
ＳＡＷ共振器デバイスの図である。
ＢＡＷ共振器デバイスの図である。
３つの並列共振器が、約１００のＱに共振ごとに関連付けられる異なるｆ１、ｆ２、およびｆ３の周波数で共振する外部ＢＡＷの図である。
低Ｑの３つの２次可変ＡＴＬ共振器を有する負フィードバック経路に結合される高Ｑ１次三重共振器を備えるＡＴＬＸＲ形態のブロック図である。
Ｒの結合共振ＡＴＬ周波数が変化するときの図１９９のＡＴＬＸＲフィードバック例の一連の根軌跡プロットである。
汎用共振器であると考えることができる結合ライン帯域通過フィルタ（回路基板）の図である。
１次ＡＴＬＸＲ共振器の３次バターワースフィルタのフィルタ応答のプロットである。
中心極のＱ増強を示す結合外部バターワースフィルタの根軌跡のプロットである。
ＡＴＬＸＲの１次共振器として使用することができる導波路フィルタの図である。
単一指向性ＡＴＬＸＲカテゴリー１の結合を有効にするアクティブアンプを示すブロック図である。
サーキュレータを備えるＡＴＬＸＲカテゴリー２の双方向性形態を示すブロック図である。
信号フローを入れ替えたカテゴリー２のＡＴＬＸＲ形態を示すブロック図である。
カテゴリー３のＡＴＬＸＲ形態を示すブロック図である。
ＡＴＬＸＲカテゴリー４の構成を示すブロック図である。
高Ｑ１次共振器が直列になっているＡＴＬＸＲ構成のブロック図である。
電流フローおよび接地面に流れ込む電流フローにより複雑になる結果として得られる磁場生成を示すブロック図である。
ＡＴＬ３に基づいたＡＴＬフィルテナの根軌跡を示す図である。
バラクタが適切に設定される場合のＡＴＬフィルテナ／ＡＴＬ３の根軌跡を示す図である。
最初に、一次共振器を制御するために使用できる可変共振器の例について説明する。 次に、ＳＡＷ／ＢＡＷ フィルタなどのアンテナやフィルタなど、これらの可変共振器を使用できる例について説明します。
調整可能な共振器およびスケーリングブロックに加えて、一次共振器の改変は、調整可能な位相シフターを用いて達成することもでき、その例も以下に説明する。
概要ＡＴＬアクティブアナログ可変バンドパスフィルタの
本議論において、可変共振器は、好ましくは調整され得る可変周波数の共振子素子である。 調整不可能な共振器フィルタの帯域幅は、共振器要素全体のフィードバックによって制御され得る。 共振器の帯域幅は、スプリアスパスバンド応答を避けるのに十分狭いが、周波数の広い範囲にわたって調整できるのが好ましい。 また、本明細書ではスケーリングブロックと呼ばれる可能性のあるゲイン要素もあり、正のゲイン、負のゲイン、またはゼロゲインを提供するように調整可能である。 以下でより詳細に説明するように、これにより、スケーリングブロックは、状況によって必要に応じて、ＱエンハンサーおよびＱスポイラーとして選択的に動作することができます。
本明細書において使用されるように、「共振器（ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）」という用語は、ＬＣタンク回路のような単純な共振器素子を説明するために使用することができる。この用語は、いくつかの場合において、スケーリングブロックと組み合わせた共振器を指すこともできる。以下の説明では、信号ループ内で接続されるスケーリングブロックと組み合わせた共振器は、ＡＴＬ１と表記され、以下にさらに詳細に説明される。他のさらに複雑な共振回路、例えば複数の共振器素子、複数のスケーリングブロック、複数のループなどを含む回路が以下に説明される。使用することができる適切な可変共振器の例は、本明細書においては、Ｎｉｅｌｓｅｎにより詳細に記載されているＡＴＬフィルタと表記することができる。他の可変共振器を使用することもできるが、このような回路は、作動可能な回路を実現するために使用することができることが判明していることから、ＡＴＬの詳細な説明が以下に提供される。
特に、ＡＴＬは可変アナログフィルタと考えられ、信号入力と信号出力との間に接続された信号経路およびフィードバック経路を含む信号ループを含む。 複数の共振器および調節可能なスケーリングゲインブロックのような他のループ制御要素は、信号ループに結合され得る。
コントローラは、周波数調整可能な共振器を調整し、各調整可能なスケーリングブロックのゲイン係数を所望の周波数応答に合わせて調整するために接続されています。
ＡＴＬ は、１ 番目、２ 番目、３ 次フィルターなど、異なる順序である場合があります。 ＡＴＬ の順序は、共振器のフィルター順序によって異なります。 ＡＴＬは、高次回路を制御する複雑さが増しますが、３番目の順序を超えて高い注文で設計することができます。フィルタの順序に関する一般的なコメントには、次のコードがあります。
１次ＡＴＬ（ＡＴＬ１）は、単一の共振支配極ペアを有する１つの共振器を含むことになる。
２次ＡＴＬ（ＡＴＬ２）は、２つの支配極ペアを有する２つのこのような共振器を含むことになり、例は、カスケード方式の２つの結合後のＬＣタンク共振器である。
３次ＡＴＬ（ＡＴＬ３）は、３つの支配極ペアを有する３つのこのような共振器を含むことになる。
４次以上の高次ＡＴＬが可能であるが、これらのＡＴＬにより、スケーリングブロックフィードバックが行われる場合にスプリアス帯域がもたらされるようになり、一般的に、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）がより困難なチューニング特性を有するようになる。
図２９は、チューニング後の例ＡＴＬ１の周波数応答を示し、図３０はチューニング後の例ＡＴＬ３の周波数応答を示す。図３１は、図３０に示すＡＴＬ３例の根軌跡図である。
最も単純な形式のＡＴＬ１のブロック図を図１に示し、信号ループ内に単一の可変共振子５０２と可変スケーリングブロック５０４を有する。 図１はまた、メインパス５０８上の入出力バッファ１０２および共振器カップリング１０４を示し、スケーリングブロック５０４はフィードバックパス５１０に配置されている。ＡＴＬは、さまざまな目的で通信信号の送信、受信、処理に使用することを目的としています。 一般的に、通信信号は、情報やデータを送信するために使用される変調信号です。 通常、これは、周波数変調、振幅変調、位相変調などの既知の方法を使用して、情報信号で符号化されたアナログキャリア周波数を含みます。
バンドパス特性の制御を提供するＡＴＬの基本動作原理を図２に示し、広い破線トレース６０２は初期設定時の共振器周波数応答である。 狭破線トレース６０４は、初期周波数設定における狭帯域（高Ｑ）に設定された閉ループフィルタの周波数応答のシャープである。 共振器が黒い矢印６１０で示されるように広い固体トレース６０６に周波数を上方に調整したと仮定する。 狭い固体トレース６０８は、新しい共振子応答周波数で生じる閉ループ応答である。
本明細書で説明する例は、主に第１（ＡＴＬ１）、第２（ＡＴＬ２）および第３次（ＡＴＬ３）ＡＴＬに関連するが、本明細書の教示は、必要に応じて高次フィルタにも適用される可能性があることが理解されるであろう。
本明細書に提示される種々の例では、回路は、便宜上、典型的には、主パス５０８およびフィードバックパス５１０を有する配置を示す図１のスタイルに示され、ゲインブロック５０４（スケーリングブロックと呼ばれることもできる）ｎｄは、フィードバックパス５１０上に正または負の値の両方を有し得る。 これは、一貫性を保ち、回路を比較しやすくするために行われます。 しかしながら、回路は、適切な入出力カップリングを有するループとしてより適切に考えられ、そこでは、本来はメインパス５０８およびフィードバックパス５１０となるものからループが形成され、その要素はループ内で直様に接続される。 ループとして、ループ内のコンポーネントの順序は、所望の共振特性を提供しながら変更される可能性があります。
ＡＴＬ の要素
ＡＴＬ の構造に目を向ける前に、次の ＡＴＬ 要素について説明します。
チューナブル共振器
帯域幅またはＱ制御スケーリングブロック
位相シフター
チューナブル共振器
帯域幅またはＱ制御スケーリングブロック
位相シフター
チューナブルＡＴＬ共振器（Ｒ）
図３を参照すると、ｓ平面極を有する元素共振器の視覚的定義が示されている。共振器ブロック１３０１を図３に示す。 共振器１３０１は、図３の右側の図にも示されているように、Ｓ平面内の２極で表される。 ２ 本の極は ‘ｘ’ で表されます。 共振器１３０１は、図４に示すように共振器要素１４０１にわたるフィードバックループを組み込み、Ｑ制御を可能にする。 図４は、第１次可変フィルタＡＴＬ－１を示すブロック図であり、入力４１０を有する、出力４１２と、コンバイナ１４０４を有する共振器素子１３０１と、共振器１４０１と、ゲインまたはスケーリングブロック８０２とを有する。図３に示すように、共振器ブロック１４０１は、図４に示すようにゲインまたはスケーリングブロック８０２を有する信号ループに接続され、２つの制御入力１３０２と１３０４を有する基本的なＡＴＬ共振器素子１３０１である：周波数（１３０２）を変更するための１つ、および他方を変更する。Ｑ （１３０４）。
実装される回路に応じて、共振器は、ＬＣタンク回路などの共振器要素として、または第二次セクション（ＳＯＳ）フィルタ素子として実装され得る。 ＳＯＳ の実装については、以下で詳しく説明します。 図８を参照すると、第２次可変フィルタＡＴＬ－２のブロック図が示され、入力８１０、コンバイナ１４０４、共振器１３０１、ゲインバッファ１０２、ゲインブロック８１２、および出力８１４を有する。図９は、図８の２次可変フィルタのルート軌跡を示し、オープンループルートは‘ｘ’で示され、２本の極は１９０２年に位置し、このデュアルＳＯＳ共振器構成では１９０４年に２つの共役極を示す。支配的な根軌道１９０６ｂと１９０８ｂは、ｊω閉ループゲインＧが増加するにつれて軸が増加し、他の軌道１９０６ａおよび１９０８ａはｊω軸。
本明細書の議論から理解されるように、共振器とスケーリングブロック、およびＡＴＬの設計に使用できる信号経路の組み合わせが多数考えられます。 特定の設計は、他の場所で説明されているように、目的の回路性能に依存します。 一般的に、ＡＴＬには、所望の数の共振器とスケーリングブロックを含むフィードバックループが含まれます。 各ＡＴＬは、他のＡＴＬ要素、または他の回路要素と並行してまたは直列に接続することができ、複数のＡＴＬを含む追加のレベル２フィードバックループを有し得る。 さらに、ＡＴＬ 要素内にネストされたループがあり、各共振器のループ、または共振器のサブセットを含む場合があります。 本明細書で使用される場合、「レベル２フィードバック」という用語は、直交する複数のＡＴＬｎ要素の周りにフィードバック経路を提供するフィードバックまたは回路ループを指すことを意図する。 これには、レベル ３ またはレベル ４ のフィードバックと呼ばれる可能性があるものも含まれます。
Ｒ１４０１の共振周波数は、共振回路に含まれるいくつかの成分で変化させることができる。 典型的には、これはバアクターダイオードを使用して達成され得るが、または可変誘電体コンデンサが可変容量に使用され得るが、その場合、図３の「ｆ制御」はアナログバイアス電圧であろう。 共振周波数を変化させる他の変異体は、回路の出入りする離散容量などよく知られており、「ｆ制御」はデジタル信号であってもよい。 もう一つの変形は、ＭＥＭＳ可変コンデンサまたはＭＥＭＳ可変インダクタを使用できるということです。 可変容量またはインダクタンスは、コンポーネントの機械的チューニングによって実現されることもあります。 例えば、Ｒ１４０１は、空洞の１つ以上の寸法が「ｆ制御」を供給する何らかのメカニズムによって機械的に調節可能であるマイクロ波共鳴空洞であり得る。
Ｒ １４０１の２極はコンジュゲート対であり、個別に制御することはできません。 したがって、説明を簡略化するために、正の周波数極のみを考慮します。 したがって、元素共振器は、ｓの領域に単一極を有すると考えます（正の虚数成分を持つｓの領域です）。 図４の要素１３０１は、ラプラスドメインで与えられた伝達関数を有する２つのポートデバイスであり、上記のように標準的な２次バンドパス伝達関数として示されるＨＲ（ｓ）：
Ｑ制御スケーリングブロック
上の図３の「Ｑ制御（Ｑ ｃｏｎｔｒｏｌ）」１３０４は、キャパシタンスまたはインダクタンスもしくは共振キャビティの成分Ｑを制御する共振器に関連する制御デバイスを備えることができる。Ｑ制御が成分Ｑを増加させる場合、これは本明細書ではＱ増強と表記される。Ｑ制御が共振キャビティの成分Ｑを減少させる場合、これは本明細書ではＱスポイリングと表記される。Ｑ増強は、Ｄを減少させることと同等であることから、Ｒの共振極をＳ平面のｊω軸に、より近づける。ＱスポイリングはＤを増加させることと同等であることから、Ｒの共振極をｊω軸からさらに離れるように移動するので、Ｄを増加させる。Ｑ増強およびＱスポイリングを選択的に使用して共振極をｊω軸の方に、またはｊω軸から離れるように移動させて、任意の多極フィルタ関数（複数のＲ）を合成することができる。
図４に示すスケーリングブロック８０２を設けて、フィードバック応答に対するより良い制御を可能にする。各スケーリングブロック８０２の利得係数は可変であり、正の利得値および負の利得値の両方を含む利得を含む。例えば、スケーリングブロック８０２の利得がゼロ点より大きい場合、Ｑ増強がなされる。スケーリングブロック８０２のゲインがゼロ点よりも小さい場合、Ｑスポイリングがなされる。
Ｑ腐敗は、共振器の損失を増加させる共振器要素全体にＦＥＴ回路を挿入することによって共振器要素自体内で交互に実施され得る。
一般に、ＡＴＬｎ 要素の各ループまたはセカンダリ ループには、次に説明するように追加のスケーリング ブロックが存在します。 例として、一連の３つのＡＴＬ１コアモジュールがループ内に接続され、別々に制御される可能性があるＡＴＬ３回路要素（参考は図２０を参照）の場合、ループ１１０の各共振器要素１４０１を囲む４つのスケーリングブロックが存在する可能性があります。およびループ１１０ａの１レベル２フィードバックスケーリングブロックは、以下で説明するように。
一般に、各スケーリングブロックはＱエンハンスメント共振器を有効にし、Ｑ腐敗共振器は独立しています。 あるいは、共振器はＱエンハンスメントのみを可能にするアンプを使用するＱエンハンスド共振器であってもよい。 前述のように、Ｑ 拡張共振器は、スケーリングブロックを含む ＡＴＬｎ 要素のフィードバック ループ内にネストされ、Ｑ エンハンスメントをオーバーライドし、必要に応じて必要な Ｑ スポイトパフォーマンスを提供します。 これは、もちろん、共振器が任意のタイプの周波数調整不可能な共振器であり得ることを事実から明らかにするが、これらに限定されないが、バアクターダイオード、スイッチド・ディスク・コンデンサ、可変誘電体コンデンサ、可変コンデンサ、ＭＥＭＳなど可変コンデンサ、固定インダクタ、可変インダクタ、ＭＥＭＳ可変インダクタ、または機械的に調整可能な共振器。
ＡＴＬ位相シフター
ＡＴＬ１コアモジュールの閉ループパスバンドは、中心周波数のオープンループ位相シフトが３６０度の倍数である周波数の範囲で構成されていることがわかりました。 したがって、シリアル接続されたＡＴＬ１コアモジュールの数ｎは、シリアル接続を介して位相制御を行う必要があります。 たとえば、ｎ ＝ ３ で、上記の ＡＴＬ３ を作成する連続して ３ つの ＡＴＬ１ コア モジュールが接続されている場合、終端から終端の位相シフトが ３６０ 度の倍数となるように位相制御を提供する必要があります。
このフェーズ制御を実現するには、さまざまな方法があることを後で示します。
ＡＴＬ１ コア モジュールのトポロジ
ここで、単一の共振器成分１４０１、単一ゲインまたはスケーリングブロック８０２、および図４に示すようにフィードバックループを閉じるためのコンバイナ１４０４を含むＡＴＬ１と呼ばれるＡＴＬ回路の第１の順序について説明する。 ＡＴＬ１ は、ＡＴＬ 変数フィルタのすべてのバリアントがこの ＡＴＬ１ コア モジュールのさまざまな組み合わせを使用するという ＡＴＬ 変数フィルタのコア モジュールです。
ＡＴＬ１コアモジュールの中心周波数制御を省略した場合、ＡＴＬ１コアモジュールは簡略化された方法で記述することができる。 これにより、この ＡＴＬ１ コア モジュールに基づいて、ＡＴＬｎ バリアントを直感的に理解できます。 一例では、共振器１３０１は、次の伝達関数を有する２次バンドパスフィルタであってもよい。
Ｄ および に基づいて評価される係数を使用するΩＯ． ゲインＧ ８０２は可変であり、閉ループＱを制御します。 共振時に共振器１４０１を介した位相シフトは理想的には０度である。 物理的な実装では、寄生および輸送効果のために位相シフトは一般的にゼロではありませんが、この評価では無視される可能性があります： 実装された回路は、Ｇ ８０２に関連する位相シフト要素を必要とする場合があります。後で説明する寄生虫および輸送相の影響。 周波数を変えるためには、変更する必要がありますΩＯＡＴＬ１ の共振器の場合は無視されます。
なお、本明細書で使用される表記法によれば、第１次ＡＴＬ１コアモジュールは、第１次の共振器を有する。 「順序」で参照されるのは、全体的な共振器を構成する使用される ２ 次セクション （ＳＯＳ） の数です。 ＳＯＳ 伝達関数は、分母の ２ 番目の順序である周波数変数の Ｌａｐｌａｃｅ 関数を参照します。 現在の文脈では、上記のようにＳＯＳは常に
どこΩＯは １ 秒あたりのラジアンでの共振周波数です。Ｄは減衰係数で、ａは実際の定数です。 図３のｆへのマッピングはｆｎ ＝ ωｎ／２π
Ｑへのマッピングは、従来の定義によって与えられる。
この説明では、 ｛ＦＮ，Ｑ｝ は、次の操作と同じ意味で使用できます。｛ωｎ，Ｄ｝
ＡＴＬ１の動作の本質的な分析は、根軌跡法を用いて可能になる。根軌跡は、可変ループ利得が与えられる場合に閉ループ系の極を決定する標準的な方法である。本状況における根軌跡計算の結果は、これらの閉ループ極が、例えば図５に示すループ利得Ｇの変化とともに変化するときのこれらの閉ループ極の軌跡である。図５は、図４に示す１次可変フィルタの根軌跡である。極が１５０２および１５０４で示されるのに対し、極の根軌跡は、線１５０４および１５０８で示される。これにより、ＡＴＬ１の任意のスプリアス通過帯域および任意のチューニング制限を理解することができる。最初の例として、ΩＯ＝ １ および Ｄ ＝ ０．５ で、ＡＴＬ１ ＳＯＳ 共振器はこの例の Ｑ が非常に低くなります。 共振器の伝達関数のボーデプロットを図６に示し、これは図４に示す第１次変数フィルタのボーデプロットである。図６は、大きさ６１２及び位相６１４の周波数変化のプロットを示す。 この例で想定されている高減衰係数（低Ｑ）により、周波数による位相変化はむしろ共振付の周りに緩やかであることに注意してください。
次に、閉じたループ極に対するフィードバックゲインＧの影響を考えてみましょう。 これは、０度根軌跡計算によって算出され、図５に示されている。 ここで、ＡＴＬ１コアモジュールＳＯＳ共振器の極はｘ（１５０２または１５０４）で表されます。 ライン １５０６ は、閉じたループ ゲイン Ｇ が ０ から １．２ に増加するにつれて、閉じたループ ルート軌道です。 これは、番号１５０２で示される極の軌道である。 共役閉ループ根軌道１５０４の根軌跡は１５０８行目である。 これらの動きは、ｊωＳ平面の軸（複素周波数変数の領域における根軌跡）
ｓ ＝ σ ＋ ｊΩ）は、閉ループゲインＧが増加するにつれて徐々に高いＱを示す。 閉ループゲインがＱスポイトのように減少した場合、極１５０６と１５０８の根軌跡はｊω軸（図５には示していない）。 図５では、根軌跡が右手平面に交差すると、閉ループ根が不安定である。
ｓ ＝ σ ＋ ｊΩ）は、閉ループゲインＧが増加するにつれて徐々に高いＱを示す。 閉ループゲインがＱスポイトのように減少した場合、極１５０６と１５０８の根軌跡はｊω軸（図５には示していない）。 図５では、根軌跡が右手平面に交差すると、閉ループ根が不安定である。
この不安定な動作領域では、ＡＴＬ１は使用できず、根軌道は意味を持たなくなります。 したがって、閉じたループ極が左側の平面（ＬＨＰ）に残るＧの範囲をプロットするだけでよいのです。 なお、閉ループ極が一致するＧの値について、ｊω軸、ＡＴＬ１は共振周波数で振動します。ω０この例では正規化されています。ω０＝ １。 ルート グラフの放射状の点線は、Ｄ の減衰値を示します。 Ｑは、の関係に基づいてＤに関連し得る、上に示したように。 また、この例では、ルート軌道が交差するゲイン Ｇ 値ｊω軸とＡＴＬ１が不安定になるのはＧ＝１である。
オープンループＳＯＳ ＡＴＬ１共振器のＱが減少するにつれて、初期フォワードパスでのフィルタリングは、周波数の１０年あたりの２０ ｄＢの変化によって制限されます。 この問題は、帯域外信号とブロードバンドノイズが、信号の最初のフォワードパスによって大幅に減衰しないことです。 ＡＴＬ１ Ｑが増加するにつれて、これらの帯域外信号は、図４のＡＴＬ１回路のサミングブロック１４０４で差し引かれた場合にのみ出力で除去される。 これは、ゲインブロック８０２を流れる信号が大きくなっていかげであることを意味する。 これを減らすために、１）ＳＯＳフィードバック共振器のＱを上げるか、２）追加のＳＯＳフィードバック共振器を追加するオプションがあります。
ＳＯＳ フィードバック共振器を追加すると、ＡＴＬ２ が発生します。 ３ 番目の ＳＯＳ フィードバック共振器を追加すると、ＡＴＬ３ が作成されます。
ＳＯＳ共振器の変数Ｑを実装するもう１つの方法は、ＳＯＳの損失を増加させることができる可変ＦＥＴ回路やＰＩＮダイオードなどのＳＯＳ内の可変抵抗素子を介して実装される「Ｑスポイラー」であり、したがってＱを低減します。 これは、通常の所望よりも高いＱを持つように設計されたＳＯＳの減衰係数に影響を与えます。 可変抵抗は、ＳＯＳの極が遠く離れになるようにＱを低減（スポイル）します。ＪΩ 上述したようにＬＨＰに軸を付けます。 これは、固定された下位 Ｑ を持つ ＳＯＳ が実装された場合よりも高い外れ値の減衰を可能にする自由度 （ＤＯＦ） です。 Ｑ－スポイラー回路の一実施形態は、並列共振ＳＯＳ １７０１に基づいて図７に示されている。 この場合、Ｑスポイラーは、共振器１７０１と並行してトリオード領域で動作するＦＥＴ１７０２を使用して実装され、Ｑスポイラー制御電圧１７０４によって制御され、同等の可変抵抗機能を提供する。 別の実装では、ＦＥＴ １７０２はＰＩＮダイオードで実装することができます。 これらの設計オプションは、本明細書に記載される任意の適応フィルタ回路に組み込まれ得ることを理解されるであろう。
ＡＴＬ１ 詳細な例
図１４を参照すると、単一共振器２７０２は、フィードバックゲイン２７０４を有する固定共振回路である。 わかりやすくするために、この回路のＱを変更し、ゲインブロック２７０４のバイポーラゲイン素子Ｇを使用する別の方法は、ＧがＱスポイトに対して負の場合もあれば、Ｑエンハンスメントに対して正の場合は無視されます。 ゲインブロック２７０４は２ポートゲインブロックとして示されているが、負または正の抵抗を有する１ポートゲインブロックとして配置されてもよいことが理解される。 負の抵抗は、Ｇがゼロより同等に大きくなり、Ｑエンハンスメントを提供します。 一方、正の抵抗は、Ｑを与える負のＧに相当します。
正のＧ１５１０に対する正の周波数閉じたループ極の根軌跡を図１５に示す。 これは、閉ループポールがｊω軸。 同様に、陰性Ｇ１６１０の根軌跡を図１６に示す。 これは、閉ループポールがｊω軸。
図１７は、中性Ｑ（Ｇ＝０）１７１０、Ｑエンハンスメントを有する通過帯域応答の一例を示す
（Ｇ ＝ ０．１５） １７１２ および Ｑ スポイリング （Ｇ ＝ － ０．５） １７１４． フィードバックゲイン Ｇ の小さな変更によって帯域幅がどのように変調されるのかに注意してください。
（Ｇ ＝ ０．１５） １７１２ および Ｑ スポイリング （Ｇ ＝ － ０．５） １７１４． フィードバックゲイン Ｇ の小さな変更によって帯域幅がどのように変調されるのかに注意してください。
共振器ＲがＡＴＬ１の共振周波数を変化する手段を備えている場合を考えてみましょう。 周波数応答例は、Ｒの共振が０．９（ライン１８１０）、１（ライン１８１２）およびＧ＝０．１５の１．１（ライン１８１４）の周波数値を正規化した周波数応答例を示しています。 ある周波数から次の周波数にチューニングするのに必要な時間は、ＡＴＬ１ の帯域幅の逆数とほぼ等しくなります。
ＡＴＬ３のトポロジー
第３次可変フィルタＡＴＬ３のトポロジーを図１０に示し、３つのカスケードＡＴＬ１ ＳＯＳ共振器を含み、それぞれがフィードバックループ１０１０、共振器の中心周波数を変更する方法、及びＱの変更方法を含む。共振 器。 ＡＴＬ２と同様に、ユニットゲインバッファ１０２は、分離のために全ての共振器１３０１の間に配置され、カバイナ１４０４はフィードバックループを閉じる。図１０はまた、入力１０１２、出力１０１４、およびゲインブロック１０１６を示す。このＡＴＬｎ構成では、個々の共振器の中心周波数とゲインの両方を個別に制御する基本的な機能に注意することが重要です。 最初は、各共振器の中心周波数を同じに設定し、後で異なる中心周波数でＡＴＬ３について議論します。
トリプル共振器のボーデプロットは、それぞれ同じ中心周波数を有し、トリプル共振器の帯域外オープンループ減衰が低Ｑ共振器に基づいているので、１０年あたり６０ｄＢであることが見られる図１１に示されている。 図１１は、マグニチュード１１１０及びフェーズ１１１２のプロットを示す。ゼロ度根軌跡は、Ｄ＝ ０．５またはＱ ＝１の対図１２に示されている。 ルート軌跡は、オープンループ極２３０２と２３０４の各トリプルから発する３つの根軌道２３０６ａ／ｂ／ｃがあり、画像のスケーリングは３つの個々のルートを区別不可能にするという点で興味深いものです。 ルート軌道 ２３０６ａ／２３０８ａ の １ つは前とまったく同じ輪郭に従い、もう一方のルート ２３０６ｂ／２３０８ｂ は左側の平面（ＬＨＰ）にさらに進み、回路に影響を与えないことに注意してください。 しかし、第３極軌道２３０６ｃ／２３０８ｃは、ＪΩ軸。 これにより、意図したパスバンドよりもはるかに低い周波数のスプリアス モードが発生する可能性があります。 しかし、支配的な極が十分にｊに近づくゲインＧでΩ所望の高いＱ閉じたループポールを実現する軸は、この潜在的に面倒な極はまだｊから遠いですΩ軸と実用的な実装で無視できるスプリアス応答を引き起こします。 セレンディピティは、ＡＴＬ３ ＳＯＳ共振器のＱがＤが減少するように増加するにつれて、この潜在的に面倒な根は、Ｄ＝０．１、または共振器Ｑ＝５に対して計算される図１３のゼロ度根軌跡例に示すように、ＬＨＰにさらに進み、極２４０２および２４４４から２４０６ｃの軌跡を有する。 すべての ＡＴＬｎ 実装と同様に、ルート軌跡が ＬＨＰ 内に留まると安定性が得られます。 これについては、以下で詳しく説明します。
ＡＴＬ３の３つの可能なトポロジがある。
図１９から分かるＡＴＬ３のトポロジ１（ＡＴＬ３ Ｔ－１）は、３つの個々のＡＴＬ１モジュールからなり、各ＡＴＬ１モジュールは個別にチューニング可能な中心周波数およびＱを有し、各ＡＴＬ１モジュールは、調整可能な利得を有するフィードバックループを組み込んでいる。この構成は、３次フィルタを一意的に解除するために必要な６つの調整度合いを実現する。図１９は、共振器１３０１、フィードバックループ１１０、およびバッファ１０２を示している。Ｓ平面におけるこのＡＴＬ３ Ｔ－１の極の動きは、図２１の左側に示されている。
図３８に示すＡＴＬ３トポロジ２（ＡＴＬ３ Ｔ－２）は、単一のフィードバックループ３８１０を３つの連続するＡＴＬ１コアモジュールの周りに追加して、最後のＡＴＬ１の出力を最初のＡＴＬ１の入力に接続することを考慮している。図示のように、図３８は、入力３８１２、結合器３８１４、共振器３８１６、出力３８１８、および利得ブロック３８２０を有する。しかしながら、ＡＴＬ３ Ｔ－２は、フィードバックループを個々のＡＴＬ１モジュール内にもたない。指摘されるように、このトポロジにより、規定に達しない設計状況になって、このトポロジの性能が、厳格な設計性能基準を満たさない可能性があることを意味している。しかしながら、場合によっては、設計上のトレードオフによって常に突き動かされるという利点がある。
ＡＴＬ３トポロジ３（ＡＴＬ３ Ｔ－３）は図２０から分かり、レベル２フィードバック経路１１０ａで３つのＡＴＬ１コアモジュールの周りを包み込み、個々のＡＴＬ１コアモジュールは個別のＱおよび中心周波数制御を含む。図２０は、レベル２フィードバック経路１１０ａの他に、共振器１３０１、バッファ１０２、およびフィードバックループ１１０を示している。追加のＡＴＬ３レベル２フィードバックループ１１０ａにより、Ｓ平面における極の動きは、図２１の右側に示される通りとなる。図２１の矢印３６０２は負のフィードバック（Ｑスポイリング）に関するものであり、矢印３６０４は正のフィードバック（Ｑ増強）に関するものである。Ｓ平面におけるこのＡＴＬ３ Ｔ－３の極の動きは、図２１の右側に示されている。支配極だけがｊω軸の方に向かって移動している、またはｊω軸から離れるように移動していることに留意されたい。
この極制御により、ＡＴＬ３ Ｔ－３は、好ましい実施形態であり、ＡＴＬ３に将来言及することは全て、このトポロジを指すことになる。
調整可能なアナログＡＴＬ３の極制御により、可変帯域幅フィルタのパスバンドを制御して、さまざまな複雑なフィルタ応答が可能になります。 この ＡＴＬ３ トポロジで発生する支配的なポールの性質は、この ＡＴＬ３ トポロジを単一極フィルタ実装と見なすことを導き、後で増幅される事実です。
また、ＡＴＬ 変数フィルタに必要な位相制御は、ＡＴＬ３ を構成する ＡＴＬ１ コア モジュールのわずかなデチューニングによって実装される可能性があることも後で示します。 このように、別々の位相制御要素は不要であり、設計と製造が簡素化されます。
バターワース バンドパス フィルタ応答レプリケーションの例
まず、例として、正規化された周波数を中心としたバンドパスフィルタとして、古典的な３次パッシブバターワースフィルタを考えます。Ω＝ １。 バターワースフィルタは、線形通過帯域位相が望まれる場合に特に使用されます。
この古典的なパッシブバターワースフィルタの総転送関数は次のように書かれています。
これは、ＤＣ （０，０）で６極と３ゼロを持つ６番目の注文フィルタです。 周波数（３５１０） および位相（３５１２）応答は、図３５に示されている。
このバターワース中心周波数の周りの周波数（３６１０）および位相（３６１２）応答の詳細を図３６に示し、ここで位相シフトはかなり直線的であるが、正確にはそうではないことがわかる。
このバターワースの極ゼロマップを図３７に示す。 １つは、この古典的なパッシブバターワースフィルタのために気づくでしょう：
位相シフトは中心周波数で０度です。
私たちは、６極と３ゼロを見る。 正の周波数の極のみを考慮し、したがって、各極が共役極を持っていることを理解する３次フィルタについて話します。
２本のフランクポールはｊまでの距離の約半分であることに注意してください。Ω中心極として軸を使用します。 これは、これらのパッシブバターワースポールが中心極の２倍のＱを持っていることを意味します。
バターワースおよびチェビシェフ フィルタ パフォーマンス レプリケーションの ＡＴＬ３ 優先トポロジ結果
好ましい ＡＴＬ３ トポロジでは、３ つの ＡＴＬ１ コア モジュールの配置により、説明したように ３ つの共振極を実現できます。 上記で説明した古典的なパッシブバターワースフィルタと同様に、これはまた、古典的なパッシブ３次チェビーシェフ型バンドパスフィルタとして同様の結果を提供するために使用することができます。
図１９を参照すると、同等のＣｈｅｂｙｓｈｅｖスキームは、３つのＡＴＬ１コアモジュールを使用して示され、ここで共振器１４０１はそれぞれスケーリングブロックを有するフィードバックパス１１０（図示せず）を有し、バッファ１０２によって分離される。 この例では、３ つの ＡＴＬ１ コア モジュールの極は上記のように生成され、ｊω軸。
特定のフィルタ応答を実現するために極の任意の配置が望まれる場合、図１９の個々のＡＴＬ１コアモジュールごとにＱエンハンス／スポイルを提供することができる。 ただし、６ つのコントロールが必要になるにつれて、コントロールはより複雑になります。 また、共振器の順序は一般に無関係であるため、コントロールには冗長性があります。 これにより、後で説明する極配置安定性トラッキング アルゴリズムに混乱が生じます。
簡素化された帯域幅制御のためのレベル ２ フィードバック
より簡単な帯域制御は、図２０に示すようなレベル２フィードバックループ１１０ａを実現する帯域制御である。この場合では、各ＡＴＬ１コアモジュールの周りのフィードバックは、共通制御ソース（図示せず）により駆動され、各ＡＴＬ１コアモジュールフィードバックループは、上に説明した利得ブロック（図示せず）を有する。したがって、図２１の左側に概略図示されているように、ＡＴＬ１コアモジュールの第１のレベル制御により、３つの極が一斉に、ｊω軸の方に向かって移動する、またはｊω軸から離れるように移動する。
３つの個々のＡＴＬ１コアモジュールの周りにある外側レベル２制御ループ１１０ａも利得ブロック（図示せず）を有する。好適なＡＴＬ３実施態様のレベル２制御の追加により、図２１の右側に概略図示されているように、外側隣接極を広げて、中心支配極をｊｗ軸の方に向かって、またはｊｗ軸から離れるように移動させることができる。３つの極が反対方向に移動することができることに留意することが重要である。この重要な結果により、同様の周波数応答を維持しながら、フィルタの帯域幅を比較的容易に制御することができる。
この ＡＴＬ３ 実装評価では、次の属性を持つ ３ つの ＡＴＬ１ コア モジュール共振器が考慮されます。
これにより、次の場所に極が配置されます。
次に、これら ３ つの ＡＴＬ１ コア モジュール共振器のそれぞれにフィードバック ループがあり、３ つのカスケードされた個別の ＡＴＬ１ コア モジュールがあるとします。 根軌跡を図２２に示す。
図２２を参照して、‘ｘ’３７０２ａ／ｂ／ｃは、フィードバックゲイン０で極の位置を指定します。 ゲインは、右の遠足３７０４ａ／ｂ／ｃに向かって肯定的ですｊω左に３７０６ａ／ｂ／ｃ（Ｑスポイト）に対する小旅行の軸（Ｑエンハンスメント）とマイナス。 負の抵抗増幅（Ｑエンハンスメント）の観点からは、ルート軌道の左遠足に対する正の抵抗（Ｑ－スポイル）と右遠足に対する負の抵抗で、抵抗が「ｘ」の位置でゼロであることを意味します。 コントロールが一定の自然共振周波数の輪郭に沿って行く方法に注意してください。 各ルート軌道のフィードバックゲインの範囲は－１ ～ Ｇ ＜０．９ です。
図２３は、フィードバックゲインが０（ライン２３１０）、－１．０（ライン２３１２）および０．９（ライン２３１４）の場合の３つのＡＴＬ１コアモジュールの正規化周波数応答を示し、中性ゲイン（Ｇ＝０）と比較したＱエンハンスメント（正のＧ）およびＱスポイリング（負のＧ）の効果を示す。 このプロットでは、プロットをより明確にするためにピーク振幅が１に正規化されています。
次に、３ つの共振器が Ｇ ＝ － ０．９ のゲインで Ｑ スポイトされた ＡＴＬ１ コア モジュールである ３ つの共振器を持つ、変更された優先 ＡＴＬ３ トポロジを検討します。 図２４は、レベル２フィードバックゲインがＧ＝０の場合に好ましいＡＴＬ３トポロジーである場合の周波数応答２４１０を示す。
次に、優先 ＡＴＬ３ トポロジ レベル ２ フィードバックを変更することで、これを ３ 次パッシブ Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ バンドパス フィルタ応答のように見せる方法を考えてみましょう。
図２５を参照すると、左プロットは負の好ましいＡＴＬ３トポロジーレベル２フィードバック用であり、右プロットは正の好ましいＡＴＬ３トポロジーレベル２フィードバック用である。 これを使用して、上で説明したように、中心極に対するフランキングポールの位置を調整する方法に注意してください。
図２６は、フィルタの帯域幅を制御するために好ましいＡＴＬ３トポロジレベル２フィードバックを使用する方法を示す。 正レベル ２ フィードバックはフィルタ帯域幅を狭め、負のレベル ２ フィードバックはそれを広げます。 この制御に必要な ＡＴＬ３ トポロジ レベル レベル ２ つのフィードバックは、ごく少量です。 図２６において、レベル２フィードバックは０（ライン２６１０）、－０．００２（ライン２６１２）、および＋０．００２（ライン２６１４）であり、示すようにであった。
図２６は、フィルタの帯域幅を制御するために好ましいＡＴＬ３トポロジレベル２フィードバックを使用する方法を示す。 正レベル ２ フィードバックはフィルタ帯域幅を狭め、負のレベル ２ フィードバックはそれを広げます。 この制御に必要な ＡＴＬ３ トポロジ レベル レベル ２ つのフィードバックは、ごく少量です。 図２６において、レベル２フィードバックは０（ライン２６１０）、－０．００２（ライン２６１２）、および＋０．００２（ライン２６１４）であり、示すようにであった。
見られるように、図２０の好ましいＡＴＬ３トポロジレベル２フィードバック制御は、実質的に実施され得る帯域幅制御の有効な手段を可能にする。
優先 ＡＴＬ３ トポロジでの中心周波数のずめず
ここで、ＳＯＳ共振器１４０１極の位置が周波数をずらし、その結果、コボルブされていない、図２０に示す好ましいＡＴＬ３トポロジへの変更を検討してください。
Ｓプレーンは、先に考えられていたように。 これにより、好ましい ＡＴＬ３ トポロジクローズド ループ周波数応答の制御の柔軟性が向上する可能性があります。 この柔軟性の向上の利点は、異なる周波数応答が達成される可能性があることです。 この追加の柔軟性は、この開示の範囲を超える一部のアプリケーションにおいて重要です。 ずらした周波数共振器の例として、３ つの共振子すべてに対して Ｄ を ０．１５ （Ｑ ＝ ３．３３） に固定した、ω ＝ ０．９ ｒａｄ／秒、１．０ ｒａｄ／秒、１．１ ラド／秒の正規化された ＳＯＳ 共振子の場合を考えてみましょう。 カスケードされたこれら３つのＳＯＳ共振器のボーデプロットは、より平坦化されたパスバンドの可能性を示す図２７に示され、マグニチュードは２７１０で示され、位相は２７１２に示される。
Ｓプレーンは、先に考えられていたように。 これにより、好ましい ＡＴＬ３ トポロジクローズド ループ周波数応答の制御の柔軟性が向上する可能性があります。 この柔軟性の向上の利点は、異なる周波数応答が達成される可能性があることです。 この追加の柔軟性は、この開示の範囲を超える一部のアプリケーションにおいて重要です。 ずらした周波数共振器の例として、３ つの共振子すべてに対して Ｄ を ０．１５ （Ｑ ＝ ３．３３） に固定した、ω ＝ ０．９ ｒａｄ／秒、１．０ ｒａｄ／秒、１．１ ラド／秒の正規化された ＳＯＳ 共振子の場合を考えてみましょう。 カスケードされたこれら３つのＳＯＳ共振器のボーデプロットは、より平坦化されたパスバンドの可能性を示す図２７に示され、マグニチュードは２７１０で示され、位相は２７１２に示される。
図２８は、この構成のゼロ度根軌跡を示し、これは３つのＳＯＳ共振器のそれぞれが同じ中心周波数を有する図１２に示すものと非常によく似ている。
ＡＴＬ トポロジの概要
要約すると、ＡＴＬ１コアモジュールは、多くのアプリケーションに優れたバンドパスフィルタリング性能を提供する場合があります。 ＡＴＬ１ コア モジュールは、ＡＴＬ コンセプトの基本的な周波数チューニングと Ｑ 調整を提供します。
ただし、ＡＴＬ２ フィルタと ＡＴＬ３ フィルタを使用すると、アプリケーションに合わせて柔軟に調整できます。 ＡＴＬ３は、通常検出された閉ループＱ値に対して、帯域外信号の最適な拒否を提供します。
極根軌道の分離により、レベル２フィードバックの実装は、ｎ ≧２の閉ループＡＴＬｎ極のルート軌道を設定する比類のない能力を提供します。 図２８に示すこのポールデカップリングと図２１に示す、ＡＴＬ３の重要な属性である。
ＡＴＬｎの位相シフト制御
一般的な位相シフト制御に関する考慮事項
前述のように、調整可能な位相シフタは、いくつかの回路制御を提供するために使用され得る。 ＡＴＬベースの回路のコンテキストで使用され得る調整可能な位相シフタのいくつかの例を以下に説明する。 適切なレベルのパフォーマンスを提供する他のタイプの位相シフト要素も使用できます。
ＡＴＬ３ は ３ つの ＡＴＬ１ コア モジュールで構成されているため、この ＡＴＬ１ コア モジュールの位相制御を調べることが重要です。 ＡＴＬ１コアモジュールの閉ループパスバンドは、オープンループ位相シフトが３６０度の倍数である周波数の範囲を中心に形成されることがわかりました。 単一の通過帯域のみを有することが望まれるように、共振器の通過帯域は、３６０度位相シフトの倍数の周波数と一致するように配置されてもよい。 共振器のピーク周波数がずれた場合でも、閉ループ応答ピークは３６０度の倍数が達成される周波数と一致しますが、通過帯域が歪む可能性があります。
位相制御は、原理的には共振周波数での信号位相シフトを変化させることができる任意の回路であってもよい。
提供される位相シフトは、ＡＴＬ１の閉ループＱ依存帯域幅全体を通して比較的滑らかでなければなりません。
帯域を横切る位相シフトは制御電圧（ｐ）に従う。 これは図３９に示され、ｐ１（ライン３９１０）とｐ２（ライン３９１２）は制御電圧ｐの２つの異なる値を示し、曲線は周波数を伴う典型的な位相応答を示す。図３９はまた、ＡＴＬ１バンド３９１４を示す。
位相シフターを介した伝達関数の大きさは、ＡＴＬ１のＱ依存帯域幅を大きく変化してはならない。
可変位相シフトは、伝送線路に沿った一連のバアクターダイオードで構成される可変遅延線から始めることによって導入される可能性があります。 バアクター電圧を変化させることにより、グループ遅延が変化し得、かつグループ遅延を変化させることにより、位相がずれ得る。
バアクターの配列は長さと間隔が有限であるため、周波数の点で不均一な振幅応答を持ちます。 このコンテキストでは、単一のバアクターは可変容量を持つ低Ｑ共振器と同様に動作し、３つのバアクターはＡＴＬ３のように３つの結合共振器と同様に動作します。 したがって、少数のバアクターダイオードを使用して、所望の周波数範囲に対して適度に均一な大きさの応答を持つ可変グループ遅延を有する構造を作成することにより、可変遅延線を近似することができます。 同様に、直交変調器チップで使用される９０度のハイブリッドカプラーは、本質的に控えめな周波数範囲で動作するヒルベルト変圧器です。 言い換えれば、可変位相シフタ、共振器、遅延線および直交変調器は、周波数の範囲にわたって可変遅延を提供するように配置され、最適化された回路とみなされるかもしれません。
可変共振器と可変位相シフタを一般化し、ＡＴＬｎへの適用の文脈において機能的に類似していることを認識することにより、ループ内で複数のサブ回路を使用することができ、各サブ回路を制御することができます。複数の制御電圧によって制御され得る所望の遅延および振幅応答を与える。
ＡＴＬ１の位相シフト制御
ＡＴＬ１コアモジュールは、単一の可変共振器サブ回路です。 慎重な設計では、位相シフトは、共振器の通過帯域内の所望の周波数で３６０度の倍数であってもよい。 共振周波数をずらすると、位相が等しくずります。 ＡＴＬ１ 応答ピークは、ループ位相シフトが ３６０ 度の倍数である場合に発生します。可変共振器のみを持つＡＴＬ１の制限は、共振器の位相シフト調整が制限されることです。 したがって、ループに大きな位相誤差がある場合は、単一の共振器で十分な範囲がないため、変数と固定位相シフタを追加する必要があります。ただし、上記の一般的な位相シフト制御に関する考慮事項の議論に基づいて、これは、連続して多数の遅延制御可能なサブ回路を文字列化することと同じです。
次に、可変位相シフタに別の共振器を置き換えてみていく。位相シフターは、大きさの観点から平坦な周波数応答を持っているので、より広い周波数範囲で使用することができますが、これはより多くのコンポーネントを追加するコストがかかり、その一部はチップに統合することが困難です。 ３ つの共振器が追加された場合、これは ＡＴＬ３ の特殊なケース アーキテクチャに相当します。 これは、入力３４１０、出力３４１２、ＡＴＬ１要素、フィードバックパス１１０、カプラー１０４、およびゲイン素子１１２であり得る３つの可変共振器５０２を入力して示している。
また、３つ以上の共振器セクションが存在する可能性があることも認識されます。 より制御可能な共振器が存在する場合、より多くの遅延調整が可能であるという重要な結果があり、これは固定または可変位相シフト要素を追加することなく、より広い周波数範囲のチューニングを意味します。
さらに、上述したように、デチューンされた共振器が制御可能な位相シフトを追加することが分かった。 この重要な事実は、別の位相シフト制御要素に頼ることなく、制御可能な控えめな位相シフトを追加するために使用することができる。
前述したように、位相シフターは、ＡＴＬ１クローズドループ設計で必然的に蓄積される過剰な位相を補うために必要です。 目的は、目的の共振周波数で３６０度の倍数に位相をもたらすことである。 したがって、位相シフター制御は、図４０に示す理想化モデルよりもさらにＡＴＬ１の性能を向上させないパラメータであるが、実用的な実装には必要である。 図４０は、２つの実装を有するＡＴＬ１の理想化モデルを示し、共振器４０１０とスケーリングブロック４０１２を異なる位置に有する。
実装に関係なく、位相シフト関数は、次の転送関数に分母を持っています。
ここで、ＸＲ はオープン ループ転送関数、Ｇ はループ ゲインです。 典型的なナイキスト安定性プロットは、実際の軸の正の部分を横切る軌跡の点が３６０度の倍数であるオープンループ相と一致している図４１に示されている。
周波数応答は、１／Ｇの実軸点とオープンループ伝達関数の間に示されるフェセットの逆数として（閉ループ分母に対して）決定され得るＦ（ｊｗ）． そのため、一般に図４１に示すように共振点と反共振点のセットを有する。 Ｇ が増加すると、１／Ｇ は最終的に最も外側の共振ポイントをインターセプトして左に向かって移動します。 これは、極が交差する根軌跡と同じであることに注意してください。Ｊｗ軸。
純粋な位相シフターは、
ナイキストプロットを時計回りに回転させるαラジアン。 しかし、回路が無限に複雑になるにつれて、純粋な位相シフトは実現できません。 これは狭い周波数範囲でのみ実装できます。 図４２を考えてみて、小さな周波数範囲にわたる共振器のナイキストプロットを曲線４２１０として示す。 次に、αが適用されます。 フェータの長さが １／Ｇ から共振点に増加するにつれて、共振応答が減少します。 Ｇ が大きくなるにつれて、ＡＴＬ１ は共振点ではなくポイント Ａ でピークに達します。 また、Ｇが大きくなるにつれて、ＡＴＬ１のピーク閉ループ応答は周波数がずれることが望ましくないことに注意してください。 したがって、フェーズシフトを追加したいと思います－αナイキストカーブ４２１２をカーブ４２１０に補正します。
有限Ｑのピーク応答は、必ずしも３６０度の倍数であるオープンループ位相シフトと一致する周波数ではないことがわかります。 ただし、Ｑ が大きな値に増加すると、ループフェーズは ３６０ 度の倍数に近づきます。 開ループ伝達関数を回転させて、そのピークが実軸に沿って進むように、位相シフトを正しく設定することができます。 この場合、Ｑ が強化または台無しになるにつれて周波数は変化しません。 したがって、位相を正しく設定するには、ピークパスバンド周波数がＧの増加に伴ってどのように変化するかを見て、目的のＱでＧの最小値が得られるようにすることができます。
また、この議論から明らかなのは、必要な位相シフター関数が定数ではなく、ＡＴＬ１の閉ループ狭帯域応答の範囲にわたる滑らかな機能であるということである。 最も単純な位相シフタ回路を、位相シフトを伴うＲＣ回路と考えてください。
この位相シフタの問題は、バサクタの静電容量Ｃが大きくなるにつれて、回路の損失も大きくなるということです。 また、位相シフトの範囲は十分ではない。 この複数のＲＣセグメントを解決するために使用してもよい。 これにより、両方の問題が解決されますが、より複雑さが必要になります。
所望のチップ実装位相シフタは、比較的小さな帯域幅にわたってスムーズに変化する遅延を提供する共振遅延回路の一種です。 このような位相シフタは、図４３に示すオールパス回路であり、抵抗４３１０、コンデンサ４３１２、インダクタ４３１４、および差分増幅器４３１６を有する。
このオールパス回路の伝達関数は、
の形に置くことができる
差出人ΩＰそしてＤＰを抽出できます。 図４３の回路では、Ｒは、極とゼロの位置を制御することを可能にするバアクターダイオードとして実装されたＦＥＴとコンデンサの組み合わせで実装することができる。 Ｒ を増やすと、極はＪΩ軸、および位相シフトは周波数の関数として急勾配になります。 同様に、バアクターの静電容量を変更することで、極を垂直に移動させることができます。 正規化された周波数を持つこのオールパスネットワークの極ゼロ図を図４４に示す。
このオールパス回路の正規化周波数応答を図４５に示す。 信号の大きさの応答は次のとおりです。
必要に応じてフラットで、周波数およびバアクター制御電圧ｇの制御とは別の位相の直交制御を可能にします。そして
位相はＡＴＬ１の通過帯域上で滑らかに変化し、周波数の低下する傾きを示す。
オールパス周波数を変更するΩＰでは、位相曲線を左右にシフトして、特定のパスバンドの位相制御を提供します。 図４５の一定振幅応答は、ループゲインに変更することなく位相を変更できるという利点がある。 また、この位相シフタには３６０度に近い範囲があることに注意してください。
ＡＴＬｎ 位相シフト制御に関する考慮事項
ＡＴＬｎは、上に説明したように、３つの可能なトポロジのうち１つのトポロジになっている連続する「ｎ」個の各ＡＴＬ１コアモジュールからなる帯域通過フィルタである。ＡＴＬ１モジュール群の各ＡＴＬ１モジュールは、性能面で個別であり、共振器の中心周波数およびＱ値の両方に関して調整することができ、アンプを共振器の周りのフィードバックループに含むことができる。各ＡＴＬ１は、他のＡＴＬ１モジュールから、理想的にはゼロ点位相シフトを導入する回路結合用バッファを使用して分離される。
理想的には、ＡＴＬ１共振器の開ループ位相シフトは、通過帯域中心周波数でゼロ点度である必要があり、通過帯域全体にわたって高度に直線的である必要がある。これは、寄生素子が全くない理想的な共振器により実現することができる。当技術分野で知られているように、信号の位相は、当該信号が 回路を通過するときの多くの異なる係数の影響を受ける可能性があり、係数の所定部分は、「寄生素子（ｐａｒａｓｉｔｉｃｓ）」と表記することができる浮遊成分のキャパシタンスおよびインダクタンスを含む。ＡＴＬ１共振器（または、ＡＴＬｎにおけるような共振器）に関連する寄生素子が存在し、バッファアンプに関連する位相シフトが生じる。ｎ≧２の場合のＡＴＬｎでは、過剰位相シフトが３６０度を超える可能性がある。確かに、過剰位相を考慮する必要がある。
一般に、寄生素子が概略最小限に抑えられ、良好にモデル化されて理解され、ＡＴＬｎ回路が、適度な周波数チューニング範囲を超えて使用されることが意図されるようなＡＴＬｎ回路がチップに搭載される場合、固定位相シフタで十分である可能性がある。ＡＴＬｎが個別構成要素として実装される、または表面実装技術で実装される場合のような他の環境では、可変位相シフタを組み込んで、回路を通過する信号の位相を補正する必要がある可能性がある。
使用される位相シフタは、回路の実際の実装によって異なります。 様々なタイプの位相シフターが当該分野で知られており、通常の技能者は、必要に応じて適切な位相シフターをＡＴＬｎに組み込むことができる。 上記のＡＴＬｎトポロジーの議論の中で、ＡＴＬｎを構成するＡＴＬ１コアモジュールへのわずかな周波数調整によってネットループ位相誤差を簡単に制御できるため、別の位相シフタ要素を実装する必要はないことが示されました。 この重要な結果は、ｎ ＞ １ の ＡＴＬ 変数フィルターのすべての ＡＴＬｎ バリアントに適用されます。
ゲイン偏光スイッチングとＡＴＬ１位相シフト制御
完全な３６０度寄生位位シフト制御を達成するために、代わりに、オールパス位相シフターで動作する可変ゲインブロックの出力に偏光選択を追加する方法があります。 ゲインブロックは、差動アンプとＦＥＴで実現し、ソース電流を制御し、したがって差動増幅器のゲインを制御します。 差動アンプの２つの出力のうちの１つをスイッチで選択できます。 偏光選択可能出力４６１０を用いて可変ゲインの簡略化された回路図を図４６に示し、ゲイン制御４６１４に対する入力４６１２および電流調整を有する。
このゲイン偏光スイッチング回路は、図示する底部ＦＥＴを介して差動ＦＥＴペアを介して電流を調整することに基づくゲインの制御と差動増幅器の簡単な統合である。 ２つの差動出力からの出力の選択は極性の選択を提供する。 別の方法として、完全なギルバートセル統合を使用することもできます。 ギルバートセルは、ＡＴＬ３実装に必要なものよりも精巧です。 しかし、ギルバート細胞をより良い選択とみなす他の考慮事項がここで考慮されない場合があります。
この回路はＡＴＬ１の所望の周波数で設定され、この場合はΩ＝ １次に偏光制御を備えた全相位相シフターは、寄生位相シフトを補正する。 閉じたループ中心周波数は、その周波数での位相シフトが３６０度の倍数の場合、正しい周波数になります。
このＡＴＬ１位相シフト制御の実装に基づく典型的なナイキストプロットを図４７に示す。 この場合、寄生遅延により０．６ラジアンの位相シフトが発生しました。 オールパス回路は、１．０２で共振でこれを補償し、Ω＝ ０ ポイントは、実軸上の切片点と一致します。
この手法の使用は、ＡＴＬｎ 実装に拡張できます。
ゲイン偏光スイッチングとＡＴＬｎベースの位相シフト制御
オールパスネットワークは共振器に基づいているため、ＡＴＬ１位相に好ましい位相制御用オールパスネットワーク回路の代替として、上記のゲインスイッチングを含む位相シフト用ＡＴＬｎ回路の実装を調査するようになりました。コントロール。 アクティブなオールパスネットワークの追加パーツの排除は合理的な目的です。 さらに、オールパス位相シフターは位相シフトに必要ない一定の大きさを提供する。
ＡＴＬ３のように３つの共振器を持つような共振器を追加することで、ｔｕｎａｂｉｌｉｔｙをわずかに改善することができます。 動機は、任意の寄生相シフトに対応するために共振器のデタンを少なくすることです。 これにより、実際の軸のナイキスト軌跡は実際の軸に対してより垂直になり、バンドパスの傾斜が少なくなり、閉じたループパスバンドの中心周波数と帯域幅がより独立した制御になります。 図４８は、３つのカスケード共振器４８１０を有するＡＴＬ３のブロック図を示し、可変ゲインブロック４８１２、ゲイン極性選択バッファ４８１４、合計４８１６、および出力４８１８を有する。
ＡＴＬ２と同様に、単離された共振器４９１０は必要ではなく、図４９に示すように３本の極を持つ複合バンドパスフィルタに３つの必要な共振器をグループ化することができる。 図４９に示されているのは、ゲインブロック４９１２、和４９１４、絶縁バッファ４９１６、４９１８での入力、および４９２０での出力である。このＡＴＬ３に１．５ラジアンの寄生相誤差を供給します。 共振器は、この最悪の場合の寄生相シフトに対応するために、それぞれ約５％ずつデチューンする必要があります。 また、前に説明したように、寄生位位相シフトが１．５ラジアンを超えて増加すると、可変ゲインブロックの他の偏光出力が使用されます。 図５０は、１．５ラジアン寄生相誤差を補数するゲインスイッチングを有するデチュードＡＴＬ３共振器のナイキストプロットを示す。 位相誤差が± 付近にある場合π／２、 ナイキストプロットは、虚数軸に対してほぼ対称です。 これは、Ｇのどちらかの偏光がＱエンハンスメントのために同じ性能を与えることを意味します。
この場合、ＡＴＬ３の根軌跡プロットを考えると興味深い。 残念ながら、寄生遅延を根軌跡プロットで直接表現することはできません。 しかし、我々は、このインスタンスの寄生遅延を無視することによって行動の合理的なアイデアを得るかもしれません。 根軌跡は、３つの共振極の場合に対して図５１にプロットされている。Ω＝ 減衰係数 Ｄ ＝ ０．１ の場合は １ で、Ｑ ５ に対応します。
図５１プロットで興味深いのは、ループゲインＧの２つの偏光に対して閉ループ極がどのように分割されているかである。
左側の１８０度の根軌跡プロットには、２つの支配的な極がＪΩ軸。 したがって、これらの極の両方のＱ増強があります。
右側の０度根軌跡プロットでは、極上のみがＱ増強される。
この結果は、図５２の周波数プロットで示される単純な帯域幅制御であり、Ｇ＝０を示すライン５２１０、Ｇ１０を示すライン５２１２、およびＧ＞０を示す５２１４行目を有する。 偏光スイッチでＧ制御を変えることで、２つの制御可能な帯域幅を切り替えることができます。
ＡＴＬｎのセルフキャリブレーション
ここで、ＡＴＬｎ を特定のアプリケーションでサブシステムとして使用する方法について説明します。 この例では、次の原則に基づいて、ターゲット アプリケーションの ＡＴＬｎ のパフォーマンスを調整する制御電圧を設定できます。
共振器ブロックは、中心周波数選択のためのバアクターダイオードの制御電圧に基づいている場合があります。
ゲインブロックは、信号のスケーリングまたはＡＴＬｎのフィードバックゲインと全体的な帯域幅（Ｑ）を制御するための制御電圧を必要とする場合があります。
バアクターダイオードで実装された信号位相シフターは、追加の制御電圧を必要とする場合があります。
信号位相シフトは、いずれかのａ）バルクコンポーネントレベルでの実装のためのコンポーネントと相互接続の遅延と位相シフトから生じます。ｂ）コンポーネント表面実装レベル；またはｃ）統合チップレベル。 フィードバックループのこれらの位相変化を、ループの全体的な位相シフトを適切に復元できる位相シフタで補正する必要があります。
要約すると、設定する３つの制御電圧があります。
Ｆ： 中心周波数制御電圧
Ｇ： ループゲインと帯域幅制御電圧
Ｐ： 位相調整制御電圧
Ｆ： 中心周波数制御電圧
Ｇ： ループゲインと帯域幅制御電圧
Ｐ： 位相調整制御電圧
これらの制御電圧は、決定されたように、帯域幅（Ｂで示される）と中心周波数（Ｆで示される）のアプリケーションまたはユーザパラメータ間のマッピングを提供し、出力｛ｆ，ｇ，ｐ｝を出力する検索テーブル（ＬＵＴ）に配置されます。 ＬＵＴ は、実際には、｛Ｂ、Ｆ｝ を含む入力変数を持つ ３ つの個別テーブルと独立したテーブルで構成され、ｆ、ｇ、および ｐ の個々の設定で構成されます。
ＬＵＴ 多様体関数のセットはかなり滑らかであるため、｛Ｂ，Ｆ｝ 空間内のキャリブレーション ポイントの小さなセットからの正確な補間で十分です。
この例では、基本的な ＡＴＬ１ キャリブレーション データは ＬＵＴ に常駐しています。 ＡＴＬｎの場合は３ｎキャリブレーションＬＵＴがあり、各ＬＵＴは
フェーズのエントリ
ループゲインと帯域幅制御のエントリ
各 ｎ 共振器の頻度を設定するためのエントリ。
フェーズのエントリ
ループゲインと帯域幅制御のエントリ
各 ｎ 共振器の頻度を設定するためのエントリ。
したがって、ＡＴＬ１ の場合、このような ＬＵ が ３ つある場合がありますが、ＡＴＬ３ の場合は ９ つの ＬＵＴ が存在する場合があります。
以下は、特定の実装に関連する場合と関係ない場合に関するさまざまな考慮事項について説明します。
ＡＴＬ１キャリブレーションと安定性制御
まず、単一のＡＴＬ１コアモジュールのキャリブレーションと安定化の例に取り組みます。 図３２は、ＡＴＬ１ブロック７５０２の応答を較成および安定化する目的で組み込まれた処理を有する回路を提示する。図３２は、ＡＴＬ－１ ７５０２、電力検出器７５１２、ＡＤＣ ７５１４、周波数ダウンコンバータ７５１０、周波数カウンタ７５０９、温度センサ７５０８、μＰ ７５０４、ＬＵＴ ７５１６、制御ＰＷＭ（ｆ，Ｑ）７５０６、周波数合成機７５０７、および結晶リファレンス７５０５を示す。
図３２を参照して、マイクロプロセッサ７５０４は、一般にシステム資産であり、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路７５０６として実装されたデジタルからアナログへの変換器（ＤＡＣ）を介してＡＴＬ１ ７５０２の周波数およびＱの制御を調整し、温度センサ７５０８。 マイクロプロセッサはＡＴＬ１ ７５０２を自己振動の開始まで駆動します。 この自己発振の周波数は、マイクロプロセッサ７５０４によっても設定された結晶基準７５０５と周波数シンセサイザ７５０７によって生成された周波数シンセサイザ信号によってブロック７５１０内でダウン変換される。 周波数カウンタ７５０９または他の測定手段は、ダウン変換された信号の周波数を決定する。 このようにしてＡＴＬ１コアモジュールの共振周波数を決定してもよい。 また、ＡＴＬ１ ７５０２の出力における自己発振信号の増加率を推定できる電力検出器７５１２及びアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）ブロック７５１４がある。 マイクロプロセッサ７５０４は、この指数関数的な電力の上昇を推定し、これによりＡＴＬ１ ７５０２の閉ループ極がどこにあるかを決定する。 現在、それはちょうど右になりますＪｗ軸。 Ｑエンハンスメントがわずかに減少すると、自己振動は同じ周波数で高い精度で継続されますが、指数関数的に減衰し始めます。 今、ポールは、の左側にありますＪｗ軸。 ここでも、電力検出器７５１２に基づいて、この指数減衰を測定し、動作点を測定してもよい。 ＡＴＬ１ ７５０２を繰り返し自己発振に持ち込み、制御量でＱエンハンスメントを低減することで、ＡＴＬ１ ７５０２とｆおよびＱ制御信号へのマッピングが完了する場合があります。 このキャリブレーションは、結晶基準源以外に追加のオフチップコンポーネントを必要としないチップ上の回路に基づいて行うことができます。 動作中に、ＬＵＴ ７５１６が連続的に更新されるようにキャリブレーションブレークを行ってもよい。 無線センサの場合、送信機と受信機の機能は、キャリブレーション処理が行われる非アクティブのエポックによって分離されます。
ＡＴＬ１ Ｑコントロール
図３３は、ＡＴＬ１の閉ループ極を右手と左手面に交互に配置する高レベルと低レベルの間で交互にＡＴＬ１のＱ制御の例を示す。 結果として生じる指数関数的な上昇と減衰は、マイクロプロセッサ上で行われる数値分析でパワー検出器によって容易に測定されます。 したがって、印加されたＱ制御電圧は、特定の極位置にマッピングされ得る。 これは、ＡＴＬ１のフィルタリング操作にポール位置が必要な場合に、ＬＵＴを補間し、｛ｆ，Ｑ｝制御電圧を設定できるように、ＬＵＴに格納されます。
閉じた極値の実際の部分は容易に測定される。 極が ｘ ＝ の形式となるような右手の平面にあるとします。Ａｅｘｐ（Ｂｔ） は、ａ と ｂ が不明な定数です。 次に、エンベロープ電圧が２つの異なる時間で測定される場合Ｔ１そしてＴ２結果としてＸ１そしてＸ２それぞれ、所望のパラメータｂは、
のいずれかの時間Ｔ１そしてＴ２電圧ｘを設定することができます１および ｘ２測定された、またはそれ以外の固定しきい値はｘに設定することができます１および ｘ２、およびの時差Ｔ２－Ｔ１測定してもよい。 どちらのアプローチも簡単です。
ＡＴＬｎ 実装を含むアプリケーションでは、ＡＴＬｎ 内の ＡＴＬ１ コア モジュールごとに上記のキャリブレーション手順が繰り返されます。
ＡＴＬｎは、比較的簡単に帯域幅を広げるように設計されている可能性があることが、当てから理解されます。 上に示したように、ＡＴＬ３の３Ｒの周りのレベル２フィードバックゲインＧは、単一極通過バンド応答を表すものから第３次Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖフィルタに似た広範な応答にパスバンドを変更するシンプルで堅牢な方法です。
ＡＴＬ３ コントロールの例
この制御コンセプトの適用は、ワイヤレスセンサーにあり、次の側面を提供する可能性があります。
まず、ＡＴＬ３は、認知無線のパワースペクトル密度のセンサとなるようにオンザフライで設定することができます。
次に、ＡＴＬ３ は送信受信（Ｔ／Ｒ）スイッチを使用して、送信受信機能のフィルタの方向を変更するために、このパスバンドの送信フィルタとレシーバ フィルタの両方として機能します。
受信モードでは、ＡＴＬ３ を、デジタルサンプリング出力の ＳＮＲ を使用してフィルタ パラメータを最適化するアダプティブ ループに結び付けることができます。 ｛ｆ，Ｑ｝ コントロールは直交しているため、この ＳＮＲ 最適化は単純なディザリング アルゴリズムで堅牢に実現されます。
最後に、ＡＴＬ３を設定する場合、コントロールの機能として極がどこにあるかを知る必要があります。 これは、キャリブレーションの目的でチップ上の補助ＡＴＬ１を使用することによって達成することができる。 左右の平面（それぞれ不安定で安定）の極位置を交互に行うことによって、ＡＴＬ１の自己振動のエンベロープをプローブ信号として使用して、極位置の実際の部分を推定してもよい。 虚数成分は、自己振動の頻度によって決まります。 自己発振は、結晶ロックされたシンセサイザ周波数との比較に基づいて測定され得る。 ＡＴＬ１の代わりに、ＡＴＬ３の３つの共振器（Ｒ）を直接使用することもできます。 しかし、ＡＴＬ１を実装すると、キャリブレーションを連続的に行い、実際の信号処理専用のＡＴＬ３の動作と並行することができます。 制御電圧およびおそらくチップ温度の関数としてのＡＴＬ１極位置の測定は、ＬＵＴに格納されます。 ＬＵＴ の値は、ＡＴＬ３ の設定時に補間されます。
この手順の指数減衰時間は非常に高速で、高速 ＤＡＣ を必要とする場合があることに注意する必要があります。 また、不安定なＲＨＰから安定ＬＨＰに横断する場合、極周波数が変化しないという仮定があり、これは合理的な仮定である。 したがって、単一の ＡＴＬ１ コア モジュールをキャリブレーションおよび安定化するためのこのアプローチは、一般的な目的に適しています。 しかし、最も高いキャリブレーション精度を得るために、キャリブレーションと安定化に対する２番目のアプローチが提示されるようになりました。
高精度ＡＴＬ１キャリブレーションと安定性処理の目的
ＡＴＬ１キャリブレーションは時間の経過とともに安定していますが、主に周囲温度に基づいて変化しますが、極が非常に近い高いＱ狭帯域動作を必要とするアプリケーションでは、精密フィルタリング動作には不十分な場合があります。ＪΩ軸。 コンポーネントの通常のエージング効果に加えて、いくつかのＭＨｚの順序でバンドパスシフトを引き起こし得るコンポーネントの温度ドリフトによるＡＴＬに多少の感度があります。 さらに、ＡＴＬパスバンドは、入力端子と出力端子での負荷一致の影響を受けます。
最も高い精度を得る場合、必要なのは次のとおりです。
ＡＴＬ１ コア モジュールに １ ＭＨｚ の帯域幅を設定する機能
ＡＴＬ１コアモジュールの中心周波数が約１００ｋＨｚの分解能は、１００ｐｐｍの相対周波数精度を必要とします。
この相対周波数精度は、通常、すべての通信デバイスで使用可能な結晶参照によって提供されます。 最高精度が不要なアプリケーションや、外部クリスタルリファレンスが利用できない場合でも、高性能は実現可能です。
工場のキャリブレーションでは、初期化キャリブレーションや実行時キャリブレーションが必要になるなど、このレベルの最高精度では不十分な場合があります。 さらに、狭い帯域幅操作では、Ｑ エンハンスメント係数が大きくなる可能性があるため、ループゲインを非常に正確に設定する必要があります。 狭帯域リニアフィルタリングモードが望まれる高精度アプリケーションでループゲインがわずか１００ｐｐｍ変化した場合、ＡＴＬｎは閉じたループ極をＪｗ右手平面（ＲＨＰ）への軸は、ａ）自己振動のいずれかに生じる。または ｂ） インジェクションロックに移行する。 したがって、ループゲインの正確なキャリブレーションも必要です。 これらのキャリブレーションの問題に対処するために、以下で詳しく説明する ２ つのキャリブレーションモードが想定されています。
ＡＴＬ１初期化セルフキャリブレーションモード
あらゆるシステム実装におけるＡＴＬ１セルフキャリブレーション（個別のコンポーネントレベル、表面実装レベル、または統合チップとして）は、｛ｆ，ｇ，ｐ｝制御電圧の関数としてのＡＴＬ１パスバンドの測定値に基づいています。 ＡＴＬ１ は、ａ） ＬＵＴ または ｂ） が前および現在の測定値の重み付けを行うことができる上位アプリケーション層から要求されるたびに、このセルフキャリブレーション モードに入ることができます。 これらのＡＴＬ１測定は、ポートインピーダンスの不一致による偏差が考慮されるように、回路の入力負荷と出力負荷を使用して行われます。 システムレベルで利用できない場合は、温度変化による感度が計算されるように温度センサもＡＴＬ１回路に設けられている。 これは、複数のキャリブレーション実行と実行時のドリフトの分析によって行われることに注意してください。 また、このオン・シトゥ・キャリブレーションでは、電圧調節エラーと｛ｆ，ｇ，ｐ｝ コントロールのＤＡＣ電圧のオフセットも説明しています。
初期化は、動作周波数と帯域幅（Ｑ）の初期パラメータが設定されている場合にのみ必要です。 周波数ホッピング アプリケーションのように、複数の動作周波数が必要な場合は、各動作周波数で初期化が必要です。 ＡＴＬ１の動作、およびＡＴＬｎの拡張により、時間の経過とともに安定であることが証明されているため、初期化は日常的に行われません。 動作キャリブレーションに影響を与える唯一のパラメータは、実行時キャリブレーションの対象となる動作の周囲温度です。
ＡＴＬｎ を実装する場合、各 ＡＴＬ１ コア モジュールは多くの場合個別に初期化され、それぞれの ＬＵＴ が確立されます。
ＡＴＬ１ ランタイムキャリブレーション モード
実行時のキャリブレーションはアプリケーション固有です。 ＡＴＬ１のワイヤレスアプリケーションでは、ＡＴＬ１フィルタリングの品質を示すメトリックとして信号を抽出できる固有のベースバンドデータ復調処理が行われます。 ｛ｆ，ｇ，ｐ｝ 制御パラメータは、ＡＴＬ１ フィルタリングの品質を最大化するためにディザリングまたはその他の最適化戦略によって設定できます。 ＬＵＴ の修正は、この最適化プロセスからの逸脱として注意することができます。 したがって、ＬＵＴ は継続的に最適化されます。 ＬＵＴの長期アニーリングのためのアルゴリズムは、特定のアプリケーションにカスタマイズされ得る。
周波数通過帯域応答は、結晶ベースの基準発振器または他の周波数基準源に対して測定されます。
ＡＴＬ１高精度校正処理の概要
このセクションでは、前のセクションの ２ つのキャリブレーション モード（ＡＴＬ１ 初期化セルフキャリブレーションと ＡＴＬ１ ランタイムキャリブレーション）を容易にする高精度キャリブレーション構造を提案します。 この構造は、ＡＴＬ１コアモジュールの物理的な実装に依存し、個別のコンポーネントレベル、表面実装レベル、または統合チップ実装に依存します。 任意のアプリケーション（例えばＡＴＬ３またはＡＴＬＦ）を考えることができますが、最初はセルフキャリブレーションと安定性制御の概念のみに焦点を当てるために、ＡＴＬ１コアモジュールは、最小限の４つのコンポーネントで構成される全体的なワイヤレスセンサトランシーバシステム内に実装されています。 アンテナ１４６１０、スイッチアレイ１４６１２、ＡＴＬａ １４６１４、ＡＴＬｂ １４６１６、ダウン／アップ変換およびＡＤＣ／ＤＡＣサンプリング１４６１８、ＡＴＬ制御１４６２０、ベースバンド処理１４６２２、ＬＯ／ＡＤＣクロックを示すブロック図シンセサイザー１４６２４は、電源調節１４６２６、トランシーバチップ１４６２８、クロック結晶１４６３０、および電源１４６３２である。 この例では、ＡＴＬ１ａ と ＡＴＬ１ｂ というラベルの付いた標準 ＡＴＬ１ コア モジュールのペアを示します。 これらは ＡＴＬ１ のチップ実装であり、同一でキャリブレーションされていないと見なされます。 しかし、以下の較正プロセスは、図１４６の個別成分レベルおよび表面実装の実装において同じであろう。 ただし、チップ レベルの実装は、最高レベルの精度を提供する可能性があります。
この例の無線センサトランシーバシステム全体を参照すると、図１４６に示すように、アンテナはキャリブレーションモード、送信モード、および受信モード。 明らかに、スイッチはいくつかの挿入損失を持っており、受信機のノイズフィギュア（ＮＦ）に寄与します。 この問題は後で検討します。 ベースバンド処理は、ＡＴＬ１ａ および ＡＴＬ１ｂ を制御できる観測可能なオブジェクトを生成するために使用されます。 コントロールは、スイッチ配列にも影響を与える赤い線で表示されます。
全体的な目標は、単独で図１４６で概説したトランシーバモジュール内で行われるＡＴＬ１ａおよびＡＴＬ１ｂの自己較正の実用的な手段を開発することです。 すなわち、図１４６に示すようにトランシーバモジュールが作製され、最初に校正されていないトランシーバシステムに挿入される。 電力の適用時に、トランシーバモジュールはセルフキャリブレーションモードに入り、特定の中心周波数とＱをサポートするために必要なＡＴＬ１ａおよびＡＴＬ１ｂの制御電圧の検索テーブル（ＬＵＴ）を生成します。 キャリブレーションは、さまざまなモードでの動作中に継続されます。 このようにして、トランシーバチップは動作中に自己学習します。
このキャリブレーションを有効にするために、クロック結晶は使用する基準周波数を設定します。 しかしながら、安価なクロック結晶は約１００ｐｐｍ以内にしか正確ではないため、様々なシナリオにおいて、上述したように、クロック結晶の周波数オフセットを決定するために入力基準信号を使用し、これをＬＵＴにも保存することができる。
ＡＴＬ１は、調整不可能な周波数を持つ安定した発振器として動作する可能性があり、この出力は、その周波数特性を決定するために別のＡＴＬ１に供給される可能性があることを認識することが重要です。 この方法に従って、ＡＴＬ１ａはＡＴＬ１ｂに供給する電圧制御発振器（ＶＣＯ）となり、ＡＴＬ１ｂのバンドパス特性を決定するためにＡＴＬ１ｂをＶＣＯとして使用し、ＡＴＬ１ｂのバンドパス特性を決定します。 ＡＴＬ１ａとＡＴＬ１ｂは同じチップダイ上に構築され、同じ温度で動作し、同じ電圧を同じ方法で適用し、同じ方法でエージを持っているので、動作特性の点で非常に密接に一致します。 これは、後で詳しく説明するキャリブレーションに役立ちます。 重要な革新は、チップがトランシーバであるため、周波数補正クロックに基づいてクロックされるベースバンド処理を持っていることです。 したがって、クロック結晶の安定性は、ＡＴＬ１ａおよびＡＴＬ１ｂに効果的にマッピングされます。 つまり、ＡＴＬ１ａは、制御設定に基づいて特定の周波数で動作するように設定されたＶＣＯとして使用されます。 そして、ダウン変換（クロック結晶由来のＬＯシンセサイザに基づく）とＡＤＣサンプリング（クロック結晶にも基づくクロック）に基づいて、補正されたクロック結晶周波数に対するＡＴＬ１ａの周波数を決定することができる。ＡＴＬ１ａの閉ループ共振極がｊｗ軸から離れて後退し、振動しなくなると、高いＱフィルタとして動作します。 ＡＴＬ１ａが振動モードからフィルタモードに出るのと同じように発振の周波数は、正確にはＡＴＬ１ａハイＱフィルタの中心周波数です。
チップ以外の実装の場合は、システム レベルでも同じ考慮事項が適用されます。 ただし、キャリブレーションの精度は実装の品質に影響を与える可能性があります。
本明細書で使用される場合、高低Ｑへの参照は、当業者によって理解されるように、それらが使用される文脈に基づいて理解されるであろう。 場合によっては、一次共振器のＱは、調整可能な共振器に対して高いと考えられ、高Ｑ共振器は、調整可能な共振器よりも１０大きい、あるいは１００倍の因子であると考えられる。
運用モード
スイッチ配列が実装できるモードはさま違います。
基本的な受信モード（図１４７に示すモード１）では、ＡＴＬ１ａがＲＦフィルタを形成しているところです。図１４７は、アンテナ１４７１０、ＡＴＬａ １４７１２、およびダウン変換ＡＤＣサンプリング１４７１４を示す。このモードでは、ＡＴＬ１ａは比較的高いＱを持ち、また高いゲインを持つことになります。
ＡＴＬ１ａ および ＡＴＬ１ｂ はカスケードされ（図 １４８ に示すモード ２）、ＡＴＬ１ａ の方が低い Ｑ、より広い帯域幅、ＡＴＬ１ｂ は帯域幅が狭くなり、Ｑ が高くなります。図１４８は、アンテナ１４８１０、ＡＴＬａ １４８１２、ＡＴＬｂ １４８１４、およびダウン変換ＡＤＣサンプリング１４８１６を示す。ＡＴＬ１ａは、帯域外トーンの一部を抑制し、低いＱであるため、より良い相互変調性能を持つという考え方です。 ＡＴＬ１ｂ は、より高い Ｑ で帯域幅が狭くなります。
次に示すように、ＡＴＬ１ａ と ＡＴＬ１ｂ の間に暫定的なスイッチイン 減衰器が挿入されます。
図１４９は、後述する安定性に対する合理的な上限内に利益を保つために必要であり得る。図１４９は、アンテナ１４９１０、ＡＴＬａ １４９１２、減衰器１４９１４、ＡＴＬｂ １４９１６、およびダウンコンバージョンＡＤＣサンプリングを示す。 ゲインが高すぎると、トランシーバチップが安定したままであることを確認することは困難です。 なお、この減衰器は、ＡＴＬ１ａの出力時に添加され得る比較的些細な回路である。
図１４９は、後述する安定性に対する合理的な上限内に利益を保つために必要であり得る。図１４９は、アンテナ１４９１０、ＡＴＬａ １４９１２、減衰器１４９１４、ＡＴＬｂ １４９１６、およびダウンコンバージョンＡＤＣサンプリングを示す。 ゲインが高すぎると、トランシーバチップが安定したままであることを確認することは困難です。 なお、この減衰器は、ＡＴＬ１ａの出力時に添加され得る比較的些細な回路である。
現在、トランシーバが １ つの時間間隔で送信し、別の時間間隔で受信する時間分割二重化 （ＴＤＤ） プロトコルに制限されていますが、他のプロトコルも使用できます。 適切なプロトコルの選択は、モードがこれを処理できる限り、現在の説明を超えています。 モード３は、図１５０に示すように、受信モードに対してモード１と連動して動作する基本送信モードである。図１５０は、アンテナ１５０１０、ＡＴＬｂ １５０１、およびアップ変換ＤＡＣサンプリング１５０１４を示す。 スイッチ・アレイは、ＴＤＤ 機能のモード １ とモード ３ の切り替えを容易にします。
高精度キャリブレーションモード
次に、キャリブレーション用の切り替え可能モードのセットについて考えてみましょう。 モード４では、図１５１に示すように、閉ループ共振極が本質的にＶＣＯとして動作します。Ｊｗ軸。図１５１は、ＡＬＴｂ １５１１０、アッテテータ１５１１２、ＡＬＴａ １５１１４、およびダウンコンバージョンＡＤＣサンプリング１５１１６を示す。 このＡＴＬ１ｂ ＶＣＯ信号は、スイッチインできるＡＴＬ１ｂ出力に関連する単純な減衰器によって低レベルに減衰します。 減衰した鼻孔波信号はＡＴＬ１ａに入り、ダウン変換されてサンプリングされます。 その後の処理では、ＡＴＬ１ａの信号出力のレベルと周波数を測定します。 このようにして、ＡＴＬ１ａの帯域幅と中心周波数を調整してもよい。
図１５２に示すモード５は、ＡＴＬ１ａがＶＣＯとして使用され、フィルタとして動作するＡＴＬ１ｂに供給されるという問題でモード４の逆である。図１５２は、ＡＴＬａ １５２１０、減衰器１５２１２、ＡＴＬｂ １５２１４、およびダウンコンバージョンＡＤＣサンプリング１５２１６を示す。
高精度ＡＴＬｎセルフキャリブレーション
ここでは、単一のＡＴＬ１コアモジュールを任意のＡＴＬｎ回路に追加すると、精密校正が達成される可能性があることを教えています。 図１４６の回路が動作しているのに始まりますが、キャリブレーションデータは全くありません。 図１４６の回路が初めてパワーアップすると、ＬＵＴの内容が消去され、空のＬＵＴから始まる基本的なキャリブレーションモードになります。
次に、システムが図 １５２ のモード ５ から始まると仮定します。 図 １５３ に示すように、ＡＴＬ１ａ と ＡＴＬ１ｂ には、スケーリング ブロックと位相シフターを使用して、スルー パスに共振器があることを簡単に想定します。 図１５３は、カプラー１５３１０、共振器１５３１２、スケーリングブロック１５３１４、および位相シフタ１５３１６を示す。いつものように、３つの制御電圧｛ｆ，ｇ，ｐ｝：共振器周波数用、スケーリングブロック設定用、３つ目の位相シフター制御を想定しています。
ＡＴＬ１ｂ は、説明のために約 １０ のオープン ループ Ｑ の共振器を使用して設定できると仮定します。 スケーリングブロックがＧ ＝ ０に設定されている場合、フィードバックはなく、オープンループＱしかありません。 したがって、ＡＴＬ１ｂを通過するＡＴＬ１ａの出力は、クロック結晶を基準に周波数が正確に決定できる範囲でベースバンド処理で観察可能でなければなりません。
また、ＡＴＬ１ｂの作製は、ＡＴＬ１ｂの共振器がチューナブルバンドの真ん中にあるように設定できるように十分に制御されていると仮定する。 これは、共振器で使用されるバアクターダイオードの合理的な作製制御を想定していることを意味します。 また、ＡＴＬ１ａの共振器は、最初はチューナブルバンドの中央にセットされます。
これでゲインが増加します。 ＡＴＬ１ａ 共振器発振条件は、ＡＴＬ１ａ の周囲のループフェーズが ３６０ 度の倍数であり、ループゲインがユニティよりもわずかに小さい場合に満たされることに注意してください。 次に、ＡＴＬ１ａ位相電圧制御を調整し、この共振条件を実現します。 次に、ＡＴＬ１ａ フェーズを調整して、スケーリング ブロックが最小フィードバック ゲインに設定され、振動が維持されます。 ベースバンド処理の帯域幅が制限されているため、振動を観察するのが難しくなります。 したがって、ＡＴＬ１ａには共振器電圧と位相に対する初期検索が必要です。
上に示したように、位相シフターはフォームのオールパスフィルタとしてモデル化されます
ここで極ゼロプロットが図１５４に与えられる。
周波数応答を図１５５に示す。 なお、理想的な位相シフターの要求に応じて大きさ応答は平坦であり、位相は±２０％のおおよその周波数範囲にわたるほぼ一定の遅延を表す周波数を持つ減少する傾きであることに注意してください。 オールパス中心周波数を変更するΩＰ、位相曲線は、位相制御を提供する左または右にシフトすることができます。
次に、ＡＴＬ１コアモジュール内のオープンループ共振器の周波数プロットを見て、
１０ のオープン ループ Ｑ に対応する ωｒ ＝ １ および Ｄｒ ＝ ０．０５ に対する応答は、
図１５６。 共振器の極ゼロプロットを図１５７に示す。
図１５６。 共振器の極ゼロプロットを図１５７に示す。
オープンループ転送関数は、
ここで、Ｇ はスケーリングブロックのゲインで、添え字 “ａｐ” はオールパスを指します。 共振器のゼロ度根軌跡を図１５８に示し、フェーズシフターの極とゼロの両方をさらに示します。
この極挙動は、共振器の開ループ極位置（Ｇ ＝ ０ の場合）から始まり、ＪｗＧが増加するにつれて軸が増加する。 軌跡は、ＪｗＧ ＝ １ の場合の軸。
私たちは今、それがωを選択することによって実装されるループで５０°の超過を提供するフェーズシフターをミスマッチＡｐ＝ ０．９。 位相シフターの新相プロットは、図１５９に見られるように５０°の遅れを示すようになりました。
変更された根軌跡は、図１６０において、前と同じ範囲のＧ（０～Ｇ＜１）に与えられる。Ｇ ＝ １ の場合、発振条件に達しないことに注意してください。 したがって、不安定な状態に到達するために、位相の不一致が発生した場合にループゲインを増やす必要があります。 また、ＧがＧ＝１を超えて増加するにつれて、発振周波数が低下する。 これは、共振器がオールパス位相シフタ回路の負のシフトを相殺するために正の位相シフトを持つように、より低い周波数である必要があるので理にかなっています。
ωの場合Ａｐ＝ ０．９、発振条件に到達するにはＧ ＝ １．２６または２６％高いＧが必要です。 位相シフタが正の位相シフトを提供するように他の方法で不一致の場合、発振周波数が増加し、すべてのパスネットワークの正の位相シフトをオフセットするために共振器の負の位相シフトが生じます。 図１６１は、位相シフタの不一致の関数として発振条件に到達するために必要なループゲインのプロットを示す。 これを図１５６に示す等価位相シフトにマッピングする。
ＡＴＬ１コアモジュールの共振周波数と位相シフタの値は、Ｇを大きくして、ＡＴＬ１コアモジュールが振動し始めるポイントを指摘することで設定できることがわかります。 次の手順は、可能なシーケンスの １ つです。
図１５１に示すモード４を与えるためにスイッチアレイを設定します。
ブロードバンド応答が得たようなフィードバックゲインをゼロに ＡＴＬ１ａ を設定します。
共振器周波数制御電圧を調整して、ＡＴＬ１ｂ共振周波数の所望の上限を設定します。
図１４６のローカル発振器（ＬＯ）がステップ４から生じるほぼ同じ周波数に設定されていることを確認します。
ＡＴＬ１ｂ が発振しきい値に達するまで、ＡＴＬ１ｂ のフィードバックゲインを増やします。
フィードバックゲインをバックオフして発振しきい値の最小ゲイン値を見つけられるよう、位相シフターをディザにします。
この点を見つけて、発振の周波数、フィードバックゲイン制御電圧、位相シフタ制御電圧をＬＵＴに入れます。 これは、ＡＴＬ１ｂの極位置を正確に設定するＡＴＬ１ｂのキャリブレーションポイントを表します。Ｊｗ位相シフターが正しく設定された特定の発振周波数の軸。
この増分的な方法で共振器制御の上限が完了したら、下半分に進みます。 ＡＴＬ１ｂ共振器の開始電圧に戻り、上記の手順に従って共振器電圧を徐々に下げて、完全な共振器の範囲がキャリブレーションされ、ＬＵＴが完了します。 この最初のポイントが見つかると、手順の残りの部分は比較的高速で効率的です。
ＡＴＬ１ｂの発振条件が完了すると、図１５２に示すモード５が切り替えられ、ＡＴＬ１ａおよびＡＴＬ１ｂの機能が逆転する。 つまり、ＡＴＬ１ｂ はフィードバックがないため、広い帯域幅のために設定されています。 ＡＴＬ１ａ と ＡＴＬ１ｂ は本質的に同一であり、製造結果の許容範囲のみが異なるため、ＡＴＬ１ｂ の ＬＵＴ エントリは ＡＴＬ１ａ キャリブレーションの初期ポイントとして使用できます。 ＡＴＬ１ａとＡＴＬ１ｂが同じチップ上に位置し、同じ条件（温度、電源電圧など）で動作する場合、ＡＴＬ１ａのＬＵＴエントリは非常に近いはずです。
次に、ＡＴＬ１ａ はオシレータとして設定され、上記の手順に従って ＡＴＬ１ａ のキャリブレーション テーブルが満たされます。
ＬＵＴ は、閉じたループ共振極がＪｗＡＴＬ１ａ と ＡＴＬ１ｂ の両方の軸。 最後のステップは、これらの値を均一な周波数サンプリングに補間することです。
モード４（図１５１）を再び使用できるようになりましたが、ＡＴＬ１ｂをかなり正確にチューニングできるＶＣＯとして使用できるようになりました。 ＡＴＬ１ｂの正確な周波数は、最終的にはＬＯダウン変換とデジタル信号処理（ＤＳＰ）ベースバンド処理によって決定されます。 この決定された周波数は、クロック結晶の文脈において「正確」である。
次に、適用されたループゲインの関数としてＡＴＬ１ａの閉ループＱの特性を決定します。 ＡＴＬ１ａ に周波数 ω を中心とした通過帯域を設定するとします。Ａ． 前回のキャリブレーションから、フィードバックゲインと位相シフタの設定が振動に達することがわかります。 次に、この発振条件からこのフィードバックゲイン設定をどの程度減らすかを知る必要があります。 これは、図１６２に示すように達成され、これは、ＡＴＬ１ｂ １６２１０、ＡＴＬ１ａ １６２１２、および振幅１６２１４に対するダウン変換ＡＤＣ処理を示す。
ＡＴＬ１ｂ は ＶＣＯ として振動します。Ａ信号がＡＴＬ１ａに渡されます。 ＡＴＬ１ａの位相シフタ制御とオープンループ共振器制御電圧は、ＬＵＴエントリに基づいて同期的にディザリングされます。 これにより、ＡＴＬ１ａの通過帯域が中心周波数の点でディザリングされます。 ダウン変換、ＡＤＣおよび後続の処理は、ωでの周波数成分の振幅変動を決定するＡ． このバリエーションは、特定のフィードバックゲインを持つ ＡＴＬ１ａ の帯域幅を決定するために使用されます。 この観測値は、ＡＴＬ１ａ の ＬＵＴ へのエントリになりました。 その後、ＡＴＬ１ａ のフィードバックゲインがインクリメントされ、プロセスが繰り返されます。
ＡＴＬ１ａのフィードバック制御電圧の関数としてこのような帯域幅観測が数多く行われると、ａ）これらの値を区分曲線フィットに補間するか、ｂ）２次または立方多項式をデータに適合させるかのどちらかを選択できます。 後者は、２次多項式または立方多項式をＬＵＴデータに適合させるが、より正確なアプローチであると感じられる。
ＡＴＬ１ａ がこの方法で校正されると、モード ５ （図 １５２） に戻り、ＶＣＯ として ＡＴＬ１ａ を使用し、さまざまなフィードバックゲイン設定に対する ＡＴＬ１ｂ の帯域幅を測定できます。
キャリブレーションのみを目的として単一のＡＴＬ１コアモジュールを追加することは、任意のＡＴＬｎ実装の高精度キャリブレーションを可能にすることに役立つということを指摘する必要があります。 上記の初期化手順は、ＡＴＬｎ を構成する ＡＴＬ１ コア モジュールごとに繰り返されます。
共振回路の制御
上述したように、これらの所定の一次共振構造を二次変数共振構造に結合することにより、現在事前に決定された一次共振構造の特性を調整できることが望ましい。二次変数共振構造を制御することによって事前に決定された一次共振構造の特性。 これにより、ネット回路は、周囲温度の変化、コンポーネントのエージング、およびこのような所定の一次共振構造のドリフトを自動的に軽減することができます。 そのため、システム全体のパフォーマンスが向上します。
この共振構造の結合は、一次共振器を用いて可変共振器を添加する必要がある。 一例では、可変共振器が外部共振器（ＸＲ）を制御するＡＴＬベースの回路である場合、この回路設計はＡＴＬＸＲと呼ばれることがあります。 以下の説明は、外部共振器で使用されるＡＴＬベースの回路の観点から、ＡＴＬＸＲという用語は、調整可能な共振器によって変更される一次共振器への短縮参照として使用されます。 しかし、議論された原理は、本明細書に記載されているＡＴＬベースの回路を使用して他のタイプの共振器が制御される他の回路設計に拡大される可能性があることが理解されるであろう。調節可能な共振器のタイプ。
１次共振器は、固定共振器とするか、または周波数をチューニング可能な共振器とすることができる。しかしながら、実用上の理由から、１次共振器は、２次可変共振器制御および応答ループのサイクル時間にわたって安定していて、事前に決定される外部１次共振構造が、系性能のために「準固定（ｑｕａｓｉ－ｆｉｘｅｄ）」に見えることが好ましい。
このアプローチは、高いＱおよび中程度のＱフィルタの生産歩留まりを増加させる可能性のある生産後の小さな調整を行うために使用することができます。 歩留まりの向上は、固定共振構造のＱおよび／または中心周波数を調整する量であり得る。 例えば、一次共振器の周波数応答は、製造仕様書によって指定されてもよいような所定の誤差因子内で動作するように設計されてもよい。 調整可能な共振器は、この所定の誤差係数内の一次共振器を制御するために使用され、閉ループ周波数応答が一次共振器の理想的な周波数応答に近づくようにする。
一例では、ＸＲで示される外部共振器が、中程度から高いＱの、所定の周波数応答特性を有することを考えてみましょう。 ＸＲ共振器は、図１７９に示すように、アクティブ信号増幅ゲインブロックｇと追加の第２可変共振器を有する信号ループに接続されている。 変数Ｒ共振器１７９１０は、制御ｆ１７９１６による共振周波数の点で制御可能であり、外部共振器Ｆ１７９１２に対して低Ｑを有していてもよい。 ゲインブロックＧ １７９１４はｇ １７９１８によって制御可能である。
ＡＴＬＸＲは、プライマリ共振器を含む信号ループで調整不可能な二次低Ｑ回路を採用することにより、プライマリ共振器の微調整を提供します。 一次共振器の所定の共振特性は、以下の作用によって効果的に変更される可能性があります。
ｆの制御による低Ｑ共振器Ｒの共振周波数の変化；
および／または制御ｇを介したゲインブロックＧによる共振器Ｒの閉ループＱの変化。
ＡＴＬＸＲの動作原理：一次共振器の極の制御
上述したように、本明細書においてＡＴＬＸＲという用語が使用される間、制御される一次共振器は、「エクセナル共振器」以外の共振器であってもよく、調節可能な共振器はＡＴＬベースの回路以外の共振器であってもよい。 ただし、これらの例に関しては、この例のコンテキストが示されているように、次の ＡＴＬＸＲ 頭字語テーブルが参考用に示されています。
動作原理を示す目的で、ＡＴＬＸＲとその動作の実施形態の一例を、ＡＴＬＸＲのオープンループ応答の極ゼロ図を用いて説明してもよい。 ２ ポート共振器であるプライマリ共振器に基づいて操作について説明します。 しかしながら、１つのポート共振器の動作原理は本質的に同じである。
図１８０に示す開ループ回路について考えてみましょう。 この例では、Ｆ １８０１０、Ｒ １８０１２、および Ｐ １８０１４ の成分が線形および時間不変であると仮定します。Ｒはｆ１８０１６によって制御され、Ｐはｐ１８０１８によって制御される。 ただし、説明は、上記のように非線形および時間変動成分の軽度偏差にも及びます。 好ましい実施形態では、共振器は一般的に高いＱ共振極としてモデル化され、Ｒは次の考慮事項に基づいてＱ＝１０～２０程度で低Ｑ極で表され得る。
約 １０ ～ ２０ より高い Ｑ を持つ基本的な共振器 Ｒ を必要とすると、チップの統合がより困難になります。
逆に、Ｑ が低すぎる基本的な共振器 Ｒ を必要とすると、回路の直線性の問題に寄与する可能性がある過剰な Ｑ 拡張が発生する可能性があります。
さらに、次のモジュール遅延を含むループ遅延を表す必要があります。
位相シフターＰの遅延；
Ｆ との間の接続線の遅延。そして
チューナブルセカンダリ共振器Ｒで使用されるバッファの追加遅延。
前に説明したように、回路の位相変化を補正するために調整できるさまざまな調整可能なＡＴＬｎ共振器構成があり、別の位相シフタコンポーネントが不要です。
開ループＡＴＬＸＲ応答の極ゼロ点プロットが図１８１に示されている。ｓ平面は、ｊｗ軸としての縦軸、および実軸としての横軸で示される。さらに図示されているのは、Ｐａｄｅ遅延モデル１８１１０の極である。
図１８１の「開ループ遅延のＰａｄｅモデル（Ｐａｄｅ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ｔｈｅ ｏｐｅｎ ｌｏｏｐ ｄｅｌａｙ）」として図示される極１８１１０およびゼロ点１８１１２の集合は、ｅｘｐ（－ｓＴＤ）の位相指数項の多項近似式であり、式中、ＴＤは、１次共振器または調整可能な共振器の遅延を含まない信号ループの合計累積遅延である。したがって、Ｐａｄｅ極およびゼロ点は、同等であり、物理的ではない。これらの極およびゼロ点は、位相にのみ影響を及ぼし、振幅には影響を及ぼさない全ての通過フィルタ構造を形成する。
図１８１のＰａｄｅ極およびゼロ点に関して、本質的な考察は、これらの同等の極は、ａ）Ｒのチューニング可能な極、およびｂ）１次共振器のより高い次数のＱ極に比べて、はるか遠くの左側の平面の内部にあるということである。また、閉ループの場合、Ｐａｄｅ極のループ利得が増加した状態の極の動きは、無視することができる。
図１８２は、ＡＴＬＸＲ帯域中心周波数の２周期の正規化されたループ遅延に関するＰａｄｅ表現の極およびゼロ点を示している。ループ遅延をさらに増加させることの影響は、極がｊｗ軸により近くなるように動くので、位相傾斜により大きく影響することである。しかしながら、高次のＰａｄｅモデルが必要になる。これの代わりに、Ｐａｄｅ極およびゼロ点は、帯域通過応答としてより一層明確に表わすことができる。しかしながら、これは、遅延が小さいときには、実際には必要ではない。
しかしながら、Ｐａｄｅ遅延モデルは、信号ループ内で生じる任意の遅延の影響を正確に表わしている。上に示したように、ＡＴＬＸＲ可変共振器Ｒの極は同じ場所に示されているが、互いからわずかにずれていてもよい。これらの可変共振器Ｒの極の詳細は派生的なものであるが、主な属性は、これらの極が、周波数を上下する（ｊｗ軸と平行に）ようにｆで制御可能であることである。これは、各可変共振器Ｒのバラクタダイオード制御（ｆ制御）により容易になる。これらの共振器はまた、ゼロ点をＳ＝０に有する。
次に、ＡＴＬＸＲの動作が図１８３に基づいて説明される。閉ループの場合、ＡＴＬＸＲループ利得ｇが増加すると、ｊω軸に最も近い１次共振器の高次Ｑ支配極が、小矢印で示すように、軌跡のうちの１つの軌跡を辿る。辿る軌跡は、Ｒの極の位置（ｆで制御される）、およびＰの位相設定に依存する。
このように、２次可変共振器Ｒは、１次共振器または外部共振器ＸＲのｓ平面動作点を調整している。
明瞭性を期して、遅延およびＲの他の極の軌跡は、高次Ｑ極が短い距離を移動するだけで済むときにこれらの極がそれに過度に関連することがなく、上に説明した小さな閉ループ利得しか必要としないので図示されていない。したがって、２次可変共振器Ｒおよび遅延モデルの極は、大きく変化することがない。このように、１次共振器または外部共振器ＸＲの支配極は、可変共振器Ｒおよび位相制御Ｐの設定を調整することにより、所望の位置に配置することができる。
ＡＴＬＸＲ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ
本明細書において展開されるアイデアは、ＡＴＬＸＲが、可変利得ブロックを有する制御可能な可変共振器（Ｒ）を、略高Ｑ外部共振器（ＸＲ）を含む信号ループの内部に配置して、１次共振器または外部共振器ＸＲを組み込んだＡＴＬＸＲの閉ループ周波数応答を適度に「操作することができる（ｍａｎｉｐｕｌａｔｅｄ）」実施形態に適用可能である。１次外部共振器のこの操作は、実際には、１次共振器およびチューニング可能な共振器を含む閉ループＡＴＬＸＲ回路の操作である。閉ループＡＴＬＸＲの動的修正は、所望の通過帯域応答を得て、中程度の温度変化、初期製造公差、および１次共振器または外部共振器ＸＲのデバイス経年変化を補正するために十分である。入力から出力ポートへの信号経路伝達関数に影響を与える閉ループ共振は、スタンドアローン型１次共振器の共振支配極の修正バージョンである。
ＡＴＬＸＲの入力から出力ポートに至る伝達関数により、２次可変共振器Ｒに作用する制御｛ｆ，ｇ，ｐ｝で操作することができる単一の高次Ｑ支配極の応答とほぼ同等の狭帯域通過周波数応答が得られる。
一次共振器の極は、明示的に制御できない場合があります。暗黙的結合信号ループの動作によってｓ平面内の所望の位置をポールに移動するように制御されますが、以下に限定されません。
一次共振器のＱを強化する。
プライマリ共振器の初期製造バリエーションを補正します。
温度の変動による一次共振器の周波数シフトを補正します。
コンポーネントのエージングによる一次共振器の周波数シフトを補正します。
ＡＴＬＸＲを他のＡＴＬＸＲとカスケードして、外部共振器ＸＲを組み込んだチェビシェフやバターワースバンドパスフィルタなどの特定の多極フィルタを実現できるように、Ｓプレーン内の一次共振器の極の特定の配置を実現します。
ＡＴＬＸＲが適応フィルタの一部であるバンドパスイコライゼーション機能を促進する
全体的なＳＡＷが２０ ＭＨｚのバンドパスを提供し、ＡＴＬＸＲが１ ＭＨｚ帯域幅の特定のサブバンドを強調し、周波数ホッピング方式に従うブルートゥース（登録商標）のような周波数ホッピングサブバンドに従います。
上記で提示された詳細な分析は、一次共振器を制御するために使用される回路の特定の実施形態に関連し、提唱されているアプローチに関与する原則のより深い理解を得るのを助けるために提供されるであろう。 ただし、設計原則が理解されると、解析から逸脱する他のアプリケーションやその他の設計例が使用される可能性があるため、上記の議論はあらゆる状況で完全に適用できるわけではないことも理解できます。上記で示します。 そのため、上記の議論は有益と見なされるべきであり、すべてのタイプの回路の要件としては取り上げられるべきではない。
ＡＴＬＸＲ共振器の特徴
プライマリ外部共振器 ＸＲ：ＸＲ は、ＡＴＬＸＲ チップの外部と見なされる外部共振器の伝達関数を表すために使用されます。 ＸＲ共振器は、次のような電気的、電磁的または電気的共振器であってもよいことに注意してください。
電気共振器は、インダクタまたはコンデンサで構成される回路であってもよい。
電磁共振器は、マイクロストリップまたはストリップラインまたは導波管の両位子共鳴器を分配することができる。
機械的共振器は、ＳＡＷまたはＢＡＷデバイス、ならびにＭＥＭＳ共振器であってもよい。
低速磁場ベースの周波数制御を有するフェライト材料ＹＩＧ（イットリウム鉄ガーネット）ベースの共振器などの材料特性に基づく共振器
二次変数共振器Ｒ：
上で説明したように、ＡＴＬＸＲ可変共振器Ｒは、一般に低Ｑ共振器であり、チップ上に分化可能であり、共振周波数と帯域幅の両方に対する周波数応答の点で制御可能であり得る。 上述したＡＴＬＸＲにおける適切な共振器Ｒの例は、上述した広く説明されている。
上で説明したように、ＡＴＬＸＲ可変共振器Ｒは、一般に低Ｑ共振器であり、チップ上に分化可能であり、共振周波数と帯域幅の両方に対する周波数応答の点で制御可能であり得る。 上述したＡＴＬＸＲにおける適切な共振器Ｒの例は、上述した広く説明されている。
Ｒ（ｓ）はＡＴＬ信号ループの二次共振器の伝達関数であり、ｆの制御を有する。 制御ｆは、通常、Ｒの容量を変化させるために、バアクターダイオード（おそらくＭＥＭＳデバイス）の形態に作用するであろう。 Ｐは離散的な切り替えフェーズです。５ 月ｐの制御によって選択可能ないくつかの位相状態を有する。 ゲインブロックＧは、ｇによって制御可能な可変ゲインを有する。 最後に、ＡＴＬＸＲ回路の入出力にカプラーがあります。
可変Ｒ共振器は、好ましい実施形態においてチップ上に統合されるのが理想的である。 Ｒは、通常、ｆによって制御可能な可変値のバアクターダイオードに加えて、固定値の統合されたコンデンサとスパイラルインダクタで構成されます。 Ｒ５ 月また、チップダイに統合された分散伝送線路コンポーネントに基づいて実装されます。 Ｒの共振器のもう一つの選択肢は、可変インダクタまたは可変コンデンサをもたらす統合されたＭＥＭＳデバイスに基づいて実装されていることです。 適切な共振器Ｒの例としては、ニールセンに詳細に記載されたものを含んでもよい。
バリエーションとオプション
理解されるように、ＡＴＬＸＲ回路に対する異なる代替手段とバリエーションが存在します。 考えられるバリエーションを次に示します。
プライマリ共振器は、２ つのポート デバイスではなく単一ポートである場合があります。 このように、例えば、図１９１に示すように、多極ＢＡＷチップデバイスの応用を想定することができる。 ここでは、共振器は、接地と各共振器からＡＴＬＸＲチップへの１つのポート接続を備えた共通のＢＡＷチップ上にあります。 本実施形態で提案されているのは、複数のＢＡＷ共振器からなる外部共振器チップであり、それぞれ多極フィルタを構成する一致するＡＴＬＸＲチップに対する１つのポート接続を有する。 内部調節可能な共振器ブロックＲは必要に応じて信号ループを閉じる。
ＡＴＬＸＲ信号ループの他の実装には、負の抵抗増幅器が含まれる場合があります。
一次共振器は、アンテナまたは放射システムの一部である場合があります。 これには、チップアンテナまたはプリント回路アンテナとして何らかの共振特性を有するアンテナが含まれる場合があります。
ＡＴＬＸＲは、複数の一般的なＡＴＬＸＲブロックと、様々なアンテナと様々な共振器を接続するスイッチマトリックスを有する図１９２に示すように配置され得る。 これには、ＢＡＷ共振器、印刷された共振器、チップアンテナ、共振器などに取り付ける一般的なポートがあります。 反対側では、スイッチマトリックスはＡＴＬＸＲ回路に接続します。 または、拡張が必要ない場合は、ＡＴＬＸＲ は接続されません。図１９２は、ＢＡＷ／ＳＡＷ共振器１９２１０、ＰＣＢプリント共振器１９２１２、チップアンテナ１９２１４、スイッチマトリックス１９２１６、ＡＴＬＸＲ回路のブロック１９２１８、および一般的なＡＴＬＸＲチップ１９２２０を示す。
スイッチおよび複数のＡＴＬＸＲ回路は、汎用トランシーバチップに集積されてもよいし、次いで一般的な外部共振器は、アンテナ、プリント基板共振器、ＳＡＷ／ＢＡＷ共振器等であり得るＡＴＬＸＲの一般的なピンに取り付けられてもよい。
好ましい実施形態
ＡＴＬ系回路の状況における好ましい実施形態が図１８８に図示されている。図１８８は、ｆ１８８１４により制御される構成要素Ｆ１８８１０、Ｒ１８８１２、ｐ１８８１８により制御されるＰ１８８１６、カプラ１８８２０、信号出力１８８２２、ｇ１８８２６により制御される利得ブロックＧ１８８２４、信号入力１８８２８、およびチップ集積回路１８８３０を示している。信号ループは、単一の可変共振器または複数の可変共振器を有することができる。さらに、１つ以上の１次共振器が、１つ以上の可変共振器を有するループ内で直列に接続される、または直並列に接続されるようにしてもよい。
上述したように、ＸＲ（ｓ）を使用して１次共振器の伝達関数を定義する。必須ではないが、１次共振器は、一般的に、ＡＴＬＸＲチップの外部にある外部共振器である。Ｒ（ｓ）は、ＡＴＬ信号ループの内部共振器または調整可能な共振器の伝達関数であり、制御ｆを有する。制御ｆは、所定の形態のバラクタダイオードまたは多分にＭＥＭＳデバイスに作用して、Ｒのキャパシタンスを変化させることができる。Ｐは、離散切り替え位相であり、離散切り替え位相は、いくつかの位相状態を、ｐの制御により選択可能であるとして有することができる。利得ブロックＧは、ｇにより制御可能な可変利得を有する。最終的に、カプラがＡＴＬＸＲ回路の入力および出力に設けられる。
一例では、調節可能な共振器はチップ上に統合され得る。 いくつかの例では、調整可能な共振器は、ｆによって制御可能な可変値のバアクターダイオードに加えて、固定値の統合されたコンデンサおよびスパイラルインダクタで構成され得る。 Ｒはまた、チップダイに集積された分散伝送線路部品に基づいて実施されてもよい。 Ｒの共振器のもう一つの選択肢は、統合されたＭＥＭＳデバイスに基づいて実装され、その結果、可変インダクタまたは可変コンデンサが得られます。 他の適切な共振器はまた、当業者によって認識されるであろう。
要約すると、ＡＴＬＸＲ信号ループは、様々なタイプとすることができる１次共振器または外部共振器と結合される調整可能な共振器Ｒを有する。これにより、チューニング可能な２次共振器内の制御｛ｆ、ｇ、ｐ｝で操作することができる単一の支配極と組み合わせた複合閉ループ共振器応答が可能になる。
１ つの例では、外部共振器の極を次のようにして、望ましい ｓ 平面位置に適度に移動できます。
以下の低Ｑ共振器のセット：
周波数で制御可能であり、
好ましくは選択可能な位相シフトを利用し、
可変ゲイン。
以下の低Ｑ共振器のセット：
周波数で制御可能であり、
好ましくは選択可能な位相シフトを利用し、
可変ゲイン。
低Ｑ共振器と可変ゲインが信号ループに展開され、外部共振器の極を望ましい位置に移動します。
図２０９の基本的なＡＴＬＸＲは、一次共振器が図１８８で制御可能であると仮定しているが、一次共振子Ｆは、図１８９の例のように、異なる動作周波数間で制御可能または調整可能であり得、コンポーネントＦ １８８１０、Ｒ１８８１２を有するｆ １８８１４によって制御され、Ｐ １８８１６によって制御され、カプラー１８８２０、信号アウト１８８２２、ｇ １８８２６によって制御されるゲインブロックＧ １８８２４、１８８２８の信号、およびチップ集積回路１８８３０、およびＦ１８９１０の粗い周波数制御を追加有する。 例えば、一次共振器は、低速制御のための磁場を加えたフェライト系共振器であってもよい。 または、比較的遅い粗い周波数制御を持つＭＥＭＳ型共振器であってもよい。 これらは、閉ループ極の高速電子制御を提供するために示すように、ＡＴＬＸＲ信号ループに組み込むことができる。
ＡＴＬＸＲ は、マルチポール フィルタの実装に直接拡張できます。 ２極ＡＴＬＸＲフィルタの図１９０に例を示す。図１９０は、ｆ １８８１４によって制御される成分Ｆ１８８１０、Ｒ１８８１２、ｐ １８８１８によって制御されるＰ １８８１６、カプラー１８８２０、信号アウト１８８２２、ゲインブロックＧ １８８２４、ｇ １８８２６、１８８２８の信号、およびチップ統合回路１８８３０を示しています。１９０１０はｖ １９０１２によって制御される。 可変アッテヌータＶに対するｖの追加制御は、マルチＡＴＬＸＲ回路の全体的なスループットゲインが制御不能な自己発振をもたらさないように提供される。 明らかに図１９０のカスケード構成は、各ＡＴＬＸＲ回路がバンドパスフィルタの全体的な伝達関数の１つのＳＯＳ（第２次セクションまたはバイクワッド）を実装する任意の順序バンドパスフィルタに拡張可能である。
可能です。 上記の議論と同様に、これらのｖａｒｉａｔｉｎｏｓは、用語で説明され、描写されていますが、これらのバリエーションは、他のタイプの共振器に基づく他の回路設計にも適用可能です。複数のＢＡＷ共振器からなる外部共振器チップで、マルチポールフィルタを構成する一致するＡＴＬＸＲチップへの１つのポート接続をそれぞれ備えています。 内部共振器ブロック Ｒ は、必要な追加のフィードバック ポートを形成します。
ＡＴＬＸＲの実装
統合されたチップの複雑さは、一般に、小さな信号トランジスタがごくわずかなコストで統合され得るとして二次的であると考えられる。 インダクタとコンデンサは、より大きなダイエリアを占めるため、コストが高くなる場合があります。 したがって、可変Ｒ共振器の費用対効果の高い統合は、一般に約１０の低いＱ値を達成するだけである。 高度に選択的なバンドパスフィルタ応答を達成するには、フィルタ極が高いＱ値（例えば１０よりはるかに高い）を有することが必要であり、したがって、重要なＱ増強が必要な場合があります。 ＡＴＬｎでは任意の高Ｑエンハンスメントが可能ですが、直線性が低下します。 オフチップ外部共振器の利点は、初期Ｑがかなり高い可能性があるため、Ｑのささやかなさらなる増強のみが必要になることです。
いくつかの例では、一次共振器は、調節可能な共振器のＱよりも約１０倍以上のＱを有し、調整可能な共振器のＱよりも１００倍以上大きくなる場合がある。 本討論の文脈において、１０または１００の値を参照することは明確な限界を意図したものではないが、本質的に近いが、わずかに外にある可能性のある因子を含む一般的な範囲と考えられなければならない。
いくつかの例では、１次共振器は外部共振器とすることができる。これは、教示を使用することができる最も起こり得るシナリオであると予測されるので、「外部（ｅｘｔｅｒｎａｌ）」という用語は、１次共振器を指すために本明細書において一般的に使用される。しかしながら、本教示は、外部共振器以外の共振器に適用することもできることが理解されるであろう。共振器は、調整可能な共振回路とは異なる材料または異なる技術により作製される場合に外部であると考えることができる。また、共振器が、調整可能な共振回路の基板とは別の異なる基板の上にある場合、外部であると考えることができ、当該基板を次に、この技術分野で知られている様々な方法で互いに接合させるか、またはその他には、取り付けることができ、様々な方法が今度は、１次共振器および調整可能な共振器の最終的な形態に依存することになる。例えば、一次共振器は、第１の成分であってもよく、第１の材料を形成し、調整可能な共振器は、第１の材料とは異なる第２の材料から作られた第２の成分であってもよい。 この例は、例えば、図１８８において、共振器が調節可能な共振器に対して「オフチップ」であり、図１９１において、別の基板上のＢＡＷフィルタを示す。 他の設計は、当業者に明らかであり、それ以上議論されません。
印刷された共振器の変種は、一般にＳＡＷまたはＢＡＷの高Ｑを達成しないが、チップ共振器の実装よりもはるかに高いＱを有する。 有用な印刷された共振器は、フィールドを含む接続の数を持つＰＣボード上に構築された導波路のような空洞を含んでいてもよい。 これは図１９３に示され、これは導波管空洞の外周をステッチする供給構造およびビアホール接続を示す共振器のトップダウン図である。 ＰＣＢ 内の接続を介して １９３１０ に示され、フィードは １９３１２ で示されています。プリント基板の上下面の金属化は、わかりやすくするために示されていません。 単一のポート共振器が表示されますが、これは別のフィードプローブを追加することで ２ つのポートになる可能性があります。
このタイプの共振器は、損失が本質的に誘電性であり、導電性ではないので、より高いＱを提供するという利点を有する。 複数の共振器１９４１２は、図１９４に示すように実装され得るが、それぞれがＡＴＬＸＲチップ１９４１０に接続されている。
マルチレベルボードは、図に示すように印刷された共振器を積み重ねる可能性を提供します。
図１９５はＡＴＬＸＲチップ１９５１０及びチップアンテナ１９５１２を有する。 一般に、スマートフォンでは少なくとも１０層が使用されるため、１９５１４年のストリップライン共振器の数は、より少ないスペースを占有するために図のように積み重ねられるかもしれません。 ＡＴＬＸＲチップがボールグリッドコネクタを使用する場合、共振器はコンパクト化のためにチップの下に積み重ねられます。 これにより、マイクロ波周波数アプリケーションの場合、１００の順序で初期Ｑを持つ外部共振器ＸＲの非常に費用対効果の高い実装が可能になります。 高い周波数では、印刷された共振器は小さいほど魅力的になりますが、外部共振器ＸＲのＱを約１００程度に維持するために低損失誘電体基板を必要とする場合があります。
図１９５はＡＴＬＸＲチップ１９５１０及びチップアンテナ１９５１２を有する。 一般に、スマートフォンでは少なくとも１０層が使用されるため、１９５１４年のストリップライン共振器の数は、より少ないスペースを占有するために図のように積み重ねられるかもしれません。 ＡＴＬＸＲチップがボールグリッドコネクタを使用する場合、共振器はコンパクト化のためにチップの下に積み重ねられます。 これにより、マイクロ波周波数アプリケーションの場合、１００の順序で初期Ｑを持つ外部共振器ＸＲの非常に費用対効果の高い実装が可能になります。 高い周波数では、印刷された共振器は小さいほど魅力的になりますが、外部共振器ＸＲのＱを約１００程度に維持するために低損失誘電体基板を必要とする場合があります。
ＡＴＬＸＲカップリング構成
ＡＴＬＸＲ の ２ つの特性について、以下で説明します。
最初の特徴は、次を含む、結合される共振器のセットです。
外部共振器ＸＲなどのプライマリ共振器、通常は上位Ｑ。そして
共振周波数と帯域幅の面で調整可能な調整可能な共振器（通常は低Ｑ）
外部共振器ＸＲなどのプライマリ共振器、通常は上位Ｑ。そして
共振周波数と帯域幅の面で調整可能な調整可能な共振器（通常は低Ｑ）
第２の特徴は共振器のセットを組み込んだアクティブな信号ループである。 これには、一般に、目的の効果を達成するために共振器との間で信号を結合するカップリングアーキテクチャが含まれます。 カップリング機構５ 月サーキュレーター、指向性カプラー、マルチポートデバイスなどで構成されています。 ループ内に １ つの共振器または複数の共振器が存在する可能性があります。 さらに、「共振器」は、単一の共振器を参照することに特化しない限り、共振器のシステムを意味します。
関心のあるのは、上で説明したＡＴＬ適応フィルタ共振構造と組み合わせて一次共振構造を考えることです。 使用できるさまざまなアーキテクチャがあり、そのうちの ４ つは以下に示され、一般にカップリング構成によって区別されます。 他の実装も、当業者によって認識されるように可能である可能性がある。
ＡＴＬＸＲ 実装カテゴリ １： 単方向信号フロー
カテゴリ １ は、最初の ＡＴＬＸＲ 実装カテゴリであり、主に ２ つの特性があります。１ つ目は、すべての信号が単方向であるということです。 第２は、入力信号が方向合計ブロックを介してフィードバック信号から分離されるということです。 ただし、これは ｓｕｍ ブロックが非相互的であることを前提としています。
このような ｓｕｍ ブロックを実装する方法は ２ つあります。 第１の方法は、図１に示すようにサーキュレーターを使用する方法である。８０． サーキュレーターは、かさばる、高価で、チップ上で不分な非相互デバイスです。 単方向の流れを作り出し、出力５ 月次に示すように、フィードバック処理のバッファー出力からタップオフされます。図８０は、ソース８０２０、入力８０１０、サーキュレーター８０１２、ゲインスケーリングブロック８０１４、位相シフタ８０１６、ループ８０２２、および出力８０１８を示す。
ＡＴＬＸＲカテゴリ１を実装するより良い方法は、ループ内の単方向信号フローを強制する非相互合計ブロックとしてアクティブ差動増幅器２０５０２を使用することです（図２０５の上部に示すように、上部の回路に共振器２０５０４が付いています））位相シフタ２０５０６とゲインブロック２０５０８と、底部の回路はＡＴＬ回路１３０１と外部共振器２０５１０を有する。 出力５ 月任意の場所に取得され、ループ内のコンポーネントの順序は任意です。 共振器はＡＴＬ回路を描写する種々の図面において１３０１という標識が付けられているが、これらは高いまたは低い順序のＡＴＬ回路であってもよいし、前に説明した共振器１４０１のような基本的な共振器であってもよいことが理解されるであろう。
このアクティブフィードバックの夏は、差動アンプ回路がチップ上に実装するのが簡単であり、チップレベルで実装することが困難なインダクタやその他のコンポーネントを必要としないために理想的です。
図２０５の下部に示すＡＴＬ３実装を用いたＡＴＬＸＲカテゴリー１の実装。 前述のように、ＡＴＬ３実装は、低Ｑ二次共振器内のループ位相シフト制御と位相シフタを可能にします。５ 月２相偏光を切り替えるのと同じくらい簡単です。
ＡＴＬＸＲ 実装カテゴリ ２： 外部共振器との双方向信号交換
ＡＴＬＸＲのカテゴリー２の実装では、図１１０と図２０６に示すように、一次共振器（ＸＲ）と調整可能な共振回路との組み合わせ要素として指向性カプラまたはサーキュレーターを使用し、実装ＡＴＬ１ または ＡＴＬ３ を使用すると表示されます調節可能な共振器回路として。 その他の ＡＴＬ 実装はまた、可能．
このカテゴリーでは、サーキュレータまたは指向性カプラの向きを後方に変えて、入力構成要素がこの時点でループの一部となっているときにフィードバック信号を外部共振器により意図的に反射させる。サーキュレータまたは指向性カプラの役割は、外部共振器内の双方向流をループ内の分離流に分離することである。以下に説明するように、ＡＴＬＦの場合、例えば１０ｄＢの逆方向指向性カプラ２０７０４を使用する場合、これは、信号を供給して図２０７の上部に示されるアンテナ２０７０２により跳ね返される、または信号をＢＡＷまたはプリント回路アンテナのような外部共振器の入力に、１ポート外部共振器中で光を図２０７の下部に示すように再循環させるときに供給し、回路は、共振器２０７０６および利得／位相ブロック２０７０８をさらに含む。
外部共振器がアンテナである条件については、以下でＡＴＬＦとして詳しく説明しますが、アンテナの一致が不十分であることを認識しています。 その結果、フィードバックループにアンテナを意図的に含めるため、アクティブインピーダンスマッチング用のアンテナの反射を構築します。
ＡＴＬＸＲ実装カテゴリー３：負抵抗増幅器としてのＡＴＬ
ＡＴＬＸＲ のカテゴリ ３ の実装では、次の下部に示すように、ハイブリッド カプラーを使用します。
ＡＴＬが負抵抗増幅器として実装されている図１１３。 この実装カテゴリでは、指向性カプラーの要件はありません。
ＡＴＬが負抵抗増幅器として実装されている図１１３。 この実装カテゴリでは、指向性カプラーの要件はありません。
ハイブリッドカプラーは、インライン双方向位相シフターの一部です。 これはフェーズシフターの実装例であり、ＡＴＬＦ フィードバック ループとは何の関係も持っていません。 すなわち、位相シフター５ 月ハイブリッドカプラーなしで別の方法で開発されます。
見て分かるように、ＡＴＬＸＲカテゴリー３は、回路全体が、外部共振器と２次共振器ループとの間の単なる経路ではなく双方向信号流からなることを除いて、カテゴリー２と同様である。これにより、通常使用される２ポート利得ブロックとは異なり、負性抵抗利得ブロックが得られる。図２０８を参照すると、カテゴリー３のＡＴＬＸＲ形態が図示されている。
ＡＴＬＸＲ 実装カテゴリ ４： 外部 ２ ポート共振器の使用
ＡＴＬＸＲ カテゴリ ４ は、２ つのポート共振器としての外部共振器で構成されています。 この ２ つのポート共振器には、印刷アンテナ、印刷された共振器、または ２ つのポート ＢＡＷ／ＳＡＷ があります。 カテゴリ４は図２０９に示され、アンテナ２０９０２、共振器２０９０４、およびゲイン／位相ブロック２０９０６を有する。 このように、例えば、図１９１に示すように、多極ＢＡＷチップデバイスの応用を想定することができる。図１９１は、Ｆ １８８１０、Ｒ１８８１２がｆ１８８１４によって制御される成分を示し、 Ｐ １８８１６によって制御されるｐ １８８１８、カプラー１８８２０、信号出し１８８２２、ゲインブロックＧ １８８２４はｇ １８８２６によって制御され、１８８２８年の信号、ＡＴＬＸＲチップ１９１１０、ＢＡＷチップ１９１１２、および１９１１６によって制御される減衰器１９１１４。ここでは、共振器は、接地と各共振器からＡＴＬＸＲチップへの１つのポート接続を備えた共通のＢＡＷチップ上にあります。 本実施形態で提案されているのは、複数のＢＡＷ共振器からなる外部共振器チップであり、それぞれ多極フィルタを構成する一致するＡＴＬＸＲチップに対する１つのポート接続を有する。 内部共振器ブロック Ｒ は、必要な追加のフィードバック ポートを形成します。
スイッチマトリックスを使用した ＡＴＬＸＲ 実装
Ａｎ ＡＴＬＸＲ５ 月複数の一般的なＡＴＬＸＲブロックと様々なアンテナと各種共振器を接続するスイッチマトリックスを有する図１９２に示すように配置されている。 これには一般的なポートがあります。５ 月ＢＡＷ共振器、プリントされた共振器、チップアンテナ、共振器全く取り付けなしなど 反対側では、スイッチマトリックスはＡＴＬＸＲ回路に接続します。 または、拡張が必要ない場合は、ＡＴＬＸＲ は接続されません。
スイッチと複数のＡＴＬＸＲ回路は、汎用トランシーバチップと一般的な外部共振器に統合することができます。５ 月ＡＴＬＸＲの一般的なピンに取り付けられている５ 月アンテナ、プリント基板共振器、ＳＡＷ／ＢＡＷ共振器等である。
プライマリ共振器の性能を向上させるためにＡＴＬＸＲの概念を検討した後、次の２つの特定の通信システム事例を検討します。
プライマリ共振器は、任意の電気的に小さいアンテナ（ＥＳＡ）サブシステムです。そして
プライマリ共振器は、外部 ＢＡＷ または ＳＡＷ ＲＦ 共振器フィルタです。
結合共振器を用いた任意の電気的に小さいアンテナのシステム性能の最適化
ワイヤレス トランシーバは、２．４５ ＧＨｚ または ５ ＧＨｚ で動作する高度な ＷｉＦｉ トランシーバが、中央の高レベルの統合によって実現される少数のコンポーネントで構成されるまで、過去数十年にわたって高度に統合および最適化されてきました。トランシーバチップは、いくつかの平方センチメートルの回路基板にフィットします。 これにより、ＩｏＴ やワイヤレス スマート 包帯 センサーなどのアプリケーションが強化されました。 しかし、安価なワイヤレストランシーバの可用性は、さらなるコスト削減、パフォーマンスの向上、アンテナサイズの削減を推進しています。
電気的に小さいアンテナのインピーダンスマッチングに関する考慮事項
電気的に小さいアンテナ（ＥＳＡ）は、動作波長よりも大幅に小さい寸法を持つ構造であるため、既存の方法を使用して周波数帯域に対して一致するインピーダンスが一般的に困難です。 アンテナと受信機の間の適切なインピーダンスマッチングは、効率的なエネルギー移動に不可欠であると言うだけで十分です。 先に進むには、アンテナ上のいくつかの簡単な背景資料を考慮して、アンテナを構成するものに関する洞察を与える必要があります。ｂ） ＡＴＬｎ 共振器が上記で説明した ＡＴＬＸＲ のコンテキストで結合する方法。
アンテナの本質は、送信モードで起動する場合に理解するのが最も簡単です。 放射電磁（ＥＭ）場が遠方のこの放射装置からの範囲に逆依存する振幅を有するような電荷の電流流れを交互に加速・減速する装置であるは通常、放射源から １０ 波長です。
アンテナが受信モードで使用される場合、ローレンツ反応の積分から、受信アンテナの性能が、送信モードアンテナの性能に相互に影響し、アンテナ内の電流分布およびアンテナインピーダンスが、送信機能および受信機能の両方に関して同じであると予測される。したがって、送信モードになっているアンテナを分析し、受信モードになっているアンテナの動作を確認するために計算されるインピーダンス特性を使用することができる。
ローレンツ反応の積分は、アンテナ相互結合効果のこの中核をなす特性のコアである。図５３に示すように、ワイヤ双極子の近傍にＥ磁場およびＢ磁場を生成するアンテナから所定の距離にある別のＥＭ発生装置について考える。Ｊを電流として導入し、Ｍを等価磁場電流として導入して、架空ではあるが、アンテナ分析において良好に作用するようにする。図５３は、リモートソース５３１０、放射波５３１２、およびワイヤ双極子５３１４を示している。
ローレンツ反応積分
アンテナ構造が入ってくる外部フィールドにどのように結合するかを測定するローレンツ反応積分は、
電気的に小さいワイヤアンテナ内の電流分布は、次の電流分布を決定することによって、同じローレンツ反応積分から決定することができます。
特定の開口電圧；そして
ワイヤ構造上のゼロ接線電界。
特定の開口電圧；そして
ワイヤ構造上のゼロ接線電界。
アンテナ電流分布がわかれば、入力インピーダンスは簡単に抽出されます。
ローレンツ反応積分は、２つのアンテナ構造間の一般的な結合を計算する方法を提供します。 ローレンツ反応積分は、カップリングが相互的であることを示しています：カップリングは、どのアンテナが放射され、どのアンテナが受信されているかに依存しません。 この結果、アンテナインピーダンスは送信と受信の両方で同じです。 この相互主義の原理により、アンテナを伝送構造として分析し、通常は単純にし、その結果を直接使用してアンテナが信号を受信する方法を相互に伝えることができます。 送信モードでは、ワイヤ導体に沿って移動する加速電子は、１／ｒ成分を有するＥＭ場を生成し、ｒは観測点からアンテナ中心までの距離である。
ダイポールとループアンテナの特性
ダイポールアンテナ： 特に磁場結合のないワイヤダイポールアンテナについては、ローレンツ反応積分が
可変電気長のダイポールアンテナの入力インピーダンスと導電率を図５４に示し、電気長は波長の点で物理的なダイポールアンテナの全長である。 実成分は５４１０で示され、虚数成分は５４１２で示される。共振よりも短い長さの場合、アンテナはコンデンサとして動作し、共振よりも長く、インダクタとして動作します。 共振では、実成分の傾きが過度に急勾配ではないため、シリーズＬＲＣダイポールインピーダンスモデルは妥当な近似値であることに注意してください。
ダイポールアンテナインピーダンスは、シリーズＬＲＣモデルにつながります。
このモデルは、より大きな周波数範囲に合理的な適合であるが、共振で放射線抵抗Ｒは、Ω． 他の可能性は、並列ＧＬＣのアドミタンスモデルです
これは、共振の周りの狭い周波数範囲にわたって正確です。 すなわち、図５４の右側プロットを見ると、導電率は共振で静止点を通過し、第１次は一定とみなすべきである。 サセプテンスは、量と同様にほぼ直線的に変化します（ΩＣ － １／ΩＬ）． 共鳴から離れて、認めと感受性の両方が周波数で単調に増加し、シリーズモデルも並列モデルも正確ではないことを示しています。
放射線抵抗は電気的な長さ、したがって周波数の関数であるため、シリーズまたは並列ＬＲＣモデルのいずれも実際の部分定数ではならないことが興味深い。 したがって、ダイポールアンテナのＬＲＣモデルは、より高いＱダイポールアンテナの比較的狭い帯域幅でのみ正確である可能性があります。
そのすべてがダイポールアンテナのインピーダンスマッチングのモデリングに挑戦を生み出します。
問題を複雑にするために、２．４ ＧＨｚ および ５ ＧＨｚ の動作帯域では、半波長ダイポール、または ４ 分の １ 波長のモノポールは、小さなワイヤレス センサー アプリケーションには物理的に大きすぎて、よりコンパクトなアンテナが必要です。 図５５では、公称０．１波長の寸法を持つ小型アンテナの入力インピーダンスを考える。 このような短い双極子のシリーズＬＲＣモデルは、系列容量性リアクタンスが２０００オームである間、放射線抵抗が２オームであることを示しています。 したがって、この大きな容量性リアクタンスを効率的に補正するには、非常に大きなＱとコンポーネント精度の共振回路が必要です。 ２オームを５０オームに変換する非自明なインピーダンスマッチング回路です。
このダイポールアンテナ自体のＱは１０００を超えているので、アンテナＱを減らすことは、より広い帯域幅を実現するのに役立つ可能性があることに注意してください。 しかし、これは、受信機のノイズフィギュア（ＮＦ）に直接追加する損失を課すコストがかかります。 ダイポールアンテナを共振周波数長より少しだけ長くすれば、合理的なアンテナＱを実現し、これをＡＴＬ１に簡単に結合することができます。 図５６は、相対帯域幅２０％を超える１０～２０の順序でアンテナＱを有する電気的に小さなダイポールワイヤアンテナのインピーダンスを示す。
ループアンテナ： このアンテナ構造は、主にループ平面に垂直な磁場を生成し、ループ平面に対しても垂直な（架空の）磁気電流双極子に相当します。 このアンテナの同等の表現は磁気電流ですＭループの平面に垂直に流れます。 注意してください。Ｍは異なり、架空のものですＪこれは本物です。 ループアンテナのローレンツカップリング積分は、
ループアンテナが電気部品ではなく遠界外部ソースの磁気成分に敏感になったことを示す
電気的に小さい電流ループアンテナは、直系抵抗インダクタモデルで表される入力インピーダンスを備えています。
インピーダンスマッチングは、原則としてシリーズコンデンサによって達成されます。－ ｊＸ（Ω）アンテナインダクタンスと共振し、Ｒ（Ω）これは、一般的にいくつかのオームの順序にある： 低電力統合エレクトロニクスとの互換性のために小さすぎる抵抗。
その結果、シリーズまたはシャントコンデンサとのマッチングを行います。 図５７に示すスミスチャート曲線のセグメント５７１０（５０オームに正規化） は直系列コンデンサであり、５７１２はシャントキャパシタンスである。 これは １ つの周波数のアンテナにのみ一致します。 より広い範囲の周波数で十分に一致することが望まれる場合は、より複雑なインピーダンスマッチング回路が必要になります。
グラウンドプレーンエフェクト： ダイポールアンテナとループアンテナは、端子に関して対称的な方法でバランスが取れています。 しかし、小型の無線回路の構築においては、地上面が回路全体に分布する潜在的な基準点を形成するので便利である。 残念ながら、周波数が増加するにつれて、地面は次のようになります。
もはや望まれる潜在的な表面と等しくない
モデル化がかなり難しい
多くのＥＭＩ（電磁干渉）問題の原因である。
もはや望まれる潜在的な表面と等しくない
モデル化がかなり難しい
多くのＥＭＩ（電磁干渉）問題の原因である。
アンテナに関しては、地上機をアンテナの一部と見なさなければならない。 これにより、アンテナインピーダンスマッチングの解析とモデリングが大幅に複雑になります。
ループアンテナやダイポールアンテナを作成し、まだ放射する物理的な限界は理論的にはゼロサイズですが、寸法が縮小するにつれて放射抵抗が急速にゼロに低下するので、実際には限界があります。 インピーダンスマッチングにより、放射抵抗を通じて大電流を流すことができます。 図５８に示すように、小型ループアンテナ５８１０を表すことができる２＋ｊ２００の直系列モデルを考えてみましょう。 １つはまだ５０オームに一致することができますが、コンポーネントは－ｊ１の一連のインピーダンスの一連の静電容量と－ｊ７オームのシャントキャパシタンスを必要とするという意味で難しくなっています。 － ｊ１ の系列容量は実用的ではなく、省略されるため、インピーダンスの不一致がわずかに失われます。
印刷されたアンテナ：多くのワイヤレスアプリケーションでは、反転Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ）などの印刷アンテナは安価で効率的です。 ＰＩＦＡアンテナは、グラウンドプレーンを備えたアンバランスアンテナの一例です。 これは、一般的に小型無線トランシーバ用の印刷アンテナとして使用されます。 図２１１は、現在の流れと結果のフィールド生成を、矢印２１１０２で表し、地上面の電流流によって複雑にする。 しかし、多くのアプリケーションでは、約４分の１の波長のサイズは依然として禁止であることが証明されるかもしれません。
絞りアンテナ： ワイヤダイポールとワイヤループは、放射構造の２つの基本的なタイプです：すべてのワイヤアンテナは、これら２つのアンテナタイプの組み合わせです。 導波管構造に結合する絞りアンテナは異なりますが、フィールドモードから伝導モードに結合するためには、何らかのワイヤアンテナが依然として必要であると言う以外は、この議論では重要ではありません。
上記の電気的に小さいアンテナはすべて共振構造であることに注意することが重要です。 これにより、チップアンテナに取り込まれています。
誘電体共振アンテナの特性：チップアンテナ
電気的に小型のワイヤアンテナは、アンテナのワイヤ線を、高い比誘電率（一般的に５～５５）を有する小さな誘電体ブロックの周りに巻き付けることによりサイズをさらに小さくすることができ、誘電体共振アンテナは「チップアンテナ（ｃｈｉｐ ａｎｔｅｎｎａ）」として知られるようになっている。ミリメートル単位の寸法では、これらのチップアンテナは、空きスペース波長が１０ｃｍの範囲にある２．４５ ＧＨｚアンテナとして使用される一般的な波長よりも大幅に小さくなります。 折り畳まれたラインおよびコイル構造の様々な可能性は、導体の周りに成長したセラミックで構築することができる。 これらの小さなバージョンの誘電体共振器アンテナは、チップアンテナとも呼ばれます。
チップアンテナは、一般に、地上平面が重要な回路素子となるような設置され、地上機は本質的にアンテナの残りの半分を形成する。
従来のマッチングコンポーネントを備えたチップアンテナの典型的な実装は、図５９の上部に示すように、複雑であるだけでなく、一般にアンテナがトランシーバに正確に一致しないようなおおよそのみである。 図５９は、アンテナ５９１０、フィルタネットワーク５９１２、およびトランシーバ５９１４を示す。回路接地面は、本質的にアンテナの残りの半分を形成し、より多くのインピーダンスマッチングの複雑さを追加します。 さらに、トランシーバは（一般的に）一般的に５０オームに一致を提供する必要があり、これは全体的な効率に影響を与える内部バッファリングを意味します。 さらに、マッチングコンポーネントはコストを追加するだけでなく、基板スペースも必要です。追加の製造手順；そして、損失です。図５９の底部を参照すると、ＡＴＬｎ ５９１６を有するトランシーバチップ、チップアンテナ５９１８、およびグランドプレート５９２０が示されている。
チップアンテナ５９１８のＱが高すぎると、広いチューニング範囲を達成できない。 これを支援するために、バアクターダイオードは、チップアンテナ端子から接地にシャント成分として配置されてもよい。 ＡＴＬ１の共振器と同様に、これは広い周波数範囲にわたって滑らかなチューニングを可能にする。
さらに、チップアンテナを統合する場合、入力インピーダンスはレイアウトによって大きく変化し、モデルはネットワークアナライザ（ＮＷＡ）の測定に適合する必要があります。 繰り返しますが、インピーダンスマッチングモデリングは簡単ではありません。
一例では、ＡＴＬｎを電気的に小さいアンテナと統合する場合、ＡＴＬｎ指向性カプラーはスパイラル変圧器とインダクタを用いて実現される。 １０％を超える所望のチューニング帯域幅では、カップリング比｜ｃ｜０．１． その結果、私たちは通常、・）Ｓ１１（±ｊΩ０）・）＞＞ １． したがって、ＡＴＬ１ は入力ポートでインピーダンスの不一致に敏感になります。 これは、ＶＳＷＲ が通常大きすぎるため、システム全体が制御されていない周波数で自己振動するので、ＡＴＬ１ にアンテナを直接接続することを禁止しているように見えます。 解決策として、アンテナとＡＴＬ１の間に低ノイズアンプ（ＬＮＡ）を含めることができます。 ただし、アンテナと ＬＮＡ を一致させる追加のコンポーネントが必要になるか、使用可能な電力のかなりの部分がアンテナに反射され、再放射されます。
これに対して、ＡＴＬＦ（ＡＴＬベースのフィルテナ回路）と呼ばれる回路の調整は、後述する、アンテナと受信機との間の自動共役インピーダンスマッチを可能にすることによって達成され得る。 このようにして、ＡＴＬＦはアンテナと送信機／受信機との間の高度なエネルギー移動を達成するために使用され得るが、変調された信号キャリアのより大きい周波数エンベロープ内の目的の特定の帯域で行われる。
共振モデリングとインピーダンス補正を理解するには、ＥＳＡアンテナを詳しく見る必要があります。 図５４は、電気長が波長の観点から物理的な長さである可変電気長のダイポールアンテナの入力インピーダンスと導電率のプロットを示す。 共振よりも短い長さの場合、アンテナはコンデンサとして動作し、共振よりも長く、インダクタとして動作します。 興味深いのは、アンテナ放射抵抗が電気的な長さの関数であるため、シリーズＬＲＣアンテナモデルもパラレルＬＲＣアンテナモデルも実際の部分定数でもないということです。
共振双極子が実用的なのは、並列ＬＲＣモデルでは、感受性が同時にゼロになるのと同じ電気長で導電ピークが得られます。 このようなアンテナは、従って、インピーダンスが約７２オームの固定値に一致する。
具体的には、例えば、一般的な２．４ ＧＨｚおよび５ ＧＨｚタイプの周波数帯域では、半波長ダイポールまたは４分の１波長の単極子は物理的に大きすぎて、多くのアプリケーションではよりコンパクトなアンテナが必要です。
このような小さなＥＳＡは、反応性の高い成分と低い放射抵抗を有する。 図５５では、公称０．１波長のはるかに短いアンテナの入力インピーダンスを考える。 このような短い双極子の直系ＲＣモデルは、放射線抵抗がほとんど２オームで、一連の容量性リアクタンスが２，０００オームであることを示しています。 この大きな容量性リアクタンスを効率的に補正するには、膨大なＱと部品精度の共振回路が必要です。 ２ オームを ５０ オームに変換するマッチング回路は簡単ではなく、実際の一括マッチングコンポーネントを使用すると大きな損失を表します。
ダイポールアンテナをもう少し長くすれば、合理的なアンテナＱを実現できます。
図５６は、公称０．３５波長の長さの双極子のインピーダンスを示す。 放射線抵抗は３０オームに増加し、シリーズ容量性リアクタンスはより管理しやすい
３７５オーム。
図５６は、公称０．３５波長の長さの双極子のインピーダンスを示す。 放射線抵抗は３０オームに増加し、シリーズ容量性リアクタンスはより管理しやすい
３７５オーム。
重大な不一致の損失なしに広範な周波数チューニング範囲で ＥＳＡ を一致させるには、通常、高品質のコンポーネントを備えた複雑なマッチング回路が必要です。 したがって、ＥＳＡアンテナ設計の要件は、ワイヤレスセンサーや携帯電話などのアプリケーションのために、一致させることが難しくない入力ポートインピーダンスを達成しながら、物理的なサイズの面でコンパクトな設計を達成する目的になります合理的なコンポーネント。
この固定インピーダンス アンテナは、その後、一致する固定インピーダンス トランシーバ サブシステムに接続されます。 このアプローチは、無線設計を簡素化しながら、次の ２ つの大きな欠点を持ちます。
結合アンテナ／トランシーバシステムにおける信号損失：アンテナのアンテナインピーダンスマッチングは、トランシーバの動作範囲にわたって、トランシーバの動作帯域上で固定され、比較的一定の平均インピーダンスです。 その結果、送信と受信側の両方の信号強度で約 ２ ～ ３ ｄＢ の損失が発生します。 信号強度のこの損失はトランシーバの範囲を減らす。
信号損失に加えて、アンテナとトランシーバの一括インピーダンスマッチング要素内でバッテリ電力が失われることもあります。
ニールセンで開示されているように、コンジュゲートマッチングアンテナ回路を使用して、ＥＳＡアンテナ間のエネルギー転送量を最大または少なくとも増加させ、伝送の帯域幅全体にわたってトランシーバに送信することができます。 この回路は、アロテックＡＴＬフィルテナ、または単にＡＴＬＦと呼ばれます。 ＡＴＬＦ は、送信機能と受信機能の両方に適用できます。
特に重要なのは、ＡＴＬＦ共役整合アンテナ回路が、アンテナインピーダンスが静的ではない状態において機能的であることである。アンテナとの共役結合を実現するために、対象アンテナの局所環境により対象アンテナの反射係数が生じる状況または用途におけるアンテナの複素共役整合に用いられる回路の制御は静的ではない。反射係数の変化は、１）局所環境係数、または２）対象アンテナと近傍の物体との結合、または３）アンテナインピーダンスの用途固有の変化によって引き起こされる可能性がある。このような動的環境における通信システムやその他のアプリケーションのアンテナ最適化技術５ 月被写体アンテナの真の反射係数を見失い、アンテナの最適化に失敗したり、アンテナがトランシーバシステムから効果的に分離されたりします。
電気的に小さいアンテナではないアンテナのインピーダンスマッチング方法の検討
高出力伝送アンテナのインピーダンスマッチングは、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）と呼ばれるメトリックに基づいて広く導入されています。 このようなアンテナは電気的に小さくはありませんが、完全性のためにこの方法を見直します。
これらの方法は、送信機とアンテナの間のインピーダンスを自動的に一致させるために使用されますが、これらは一般的に、通常アンテナと送信機の間の伝送ラインの電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を最小化することに基づいていますが、アンテナと受信機の間の伝送線路でも同じことができます。
この方法は、送信機とアンテナの間のインピーダンスの不一致の尺度としてアンテナへの信号伝送ラインに存在するＶＳＷＲを調べ、ＶＳＷＲを最小限に抑えるために可変インダクタとコンデンサ回路要素を調整します。 可変行長要素は、ＶＳＷＲ を最小化するもう １ つの方法です。 ＶＳＷＲ を測定するには、アンテナ タワーに特別な機器が必要です。
この方法では、伝送の中心周波数を調であるため、ＶＳＷＲ は、送信の全帯域幅にわたってアンテナのインピーダンスの不一致を最小限に抑えるように調整されます。 これは、アンテナと受信機／送信機とのマッチングを最適化する以下で説明するアプローチとは対照的である。
共振構造カップリングを用いたアンテナインピーダンスマッチング
アンテナ内のインピーダンスマッチング回路の改善に取り組むのではなく、チップ、ダイポール、ループアンテナなど、チップ、ダイポール、ループアンテナなど、適切な特性を持つ外部共振構造を組み合わせることにより、上記のＡＴＬなど、アンテナ自体の性能を最適化することができます。 この共振器にリンクされたアンテナ サブシステムを ＡＴＬ フィルテナ（ＡＴＬＦ）と呼びます。 ただし、ＡＴＬに類似した特定の特性を持つことによって特定のことを行うことができる他の共振構造は、目的の結果に向かってアンテナの性能を変更するためにも使用され得る。
「ｆｉｌｔｅｎｎａ」という用語は、アンテナを有する回路、典型的には１つのポートアンテナ要素、および２つのポートフィルタネットワークを指すために使用される場合がある。 図５９の上部に例を示す。 典型的には、フィルテナ内のフィルタは、本質的に一致回路であるバンドパス構造である。 フィルテナは、アンテナと、通常はバンドパス特性を持つ一致するネットワークのグループとみなすだけでよい。 フィッテナバンドパス整合回路は、図６０の従来の例のように高次かつ複雑であり得、それ以外の狭帯域アンテナから高次チェビシェフ様バンドパス応答を生成する。
再構成可能なアンテナ（ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）」という用語は、制御をアンテナに加えて当該アンテナの周波数応答または放射パターンを変える所定の種類の制御を指すために使用することができる。これは、アンテナの異なる部分で結合するバアクターダイオード制御またはＰＩＮスイッチによって達成される場合があります。 再構成可能なフィレンタナの定義に分類されるバアクターベースのチューナブルアンテナに関する従来の技術例の１つは、図６１に示すように応答を有する。 再構成可能なフィレンタの他の多くの例は、文献に存在し、再構成可能なフィレンタ特性を達成するための活性二次ラジエーターを用いた１つのカテゴリーである。
提示することになるものは、アンテナインピーダンス整合回路を使用することなく動的なアンテナ整合を実現する回路トポロジおよび方法である。本明細書の議論は、ＡＴＬベースの回路の観点から行われるため、ＡＴＬＦという用語を用いて言及する。
しかし、同様の戦略や設計原理は、理解される通り、他の回路素子と併用される可能性があることが理解されるであろう。
しかし、同様の戦略や設計原理は、理解される通り、他の回路素子と併用される可能性があることが理解されるであろう。
ＡＴＬＦ結合共振構造アンテナサブシステムは、アンテナフィードとして回路に接続する際のインピーダンスマッチングの必要性を低減または除去します。 ＡＴＬＦ によるこの形式のアンテナ インピーダンス マッチングは、送信モードと受信モードの両方で有効です。 さらに、ＡＴＬＦ共振器にリンクされたアンテナ サブシステムを使用すると、受信したアンテナ エネルギーを接続されたトランシーバに転送することもできます。
おおまかに言うと、ＡＴＬＦは、アンテナの未知の反射係数を合成することによりインピーダンス整合を実現し、反射係数により、ＡＴＬＦは、受信機との等価共役インピーダンス整合を形成し、等価共役インピーダンス整合は、アンテナから受信機に至る最大エネルギー伝達に関する状態である。アンテナの実際の反射係数は動的であり、正確な動作周波数におけるアンテナ構造に固有のものであるが、ＡＴＬＦにより先験的に知られることがない。
アンテナの未知の反射係数のこの合成は、受信機系から利用可能な受信機復調に由来するＳＮＲフィードバックを分析し、振幅および位相の両方をＡＴＬＦ内でディザリングして、要求される共役インピーダンス整合を実現することにより行われる。一旦、これが行われると、ＡＴＬＦは、実効反射係数の絶対値をさらに増加させることにより、信号帯域幅を効果的に狭くして、受信した信号のＱを増加させる。帯域幅を狭くすることは、以下に説明されるＡＴＬＦの自己較正および安定性制御により制限され、安定性制御により安定性を、フィードバックループがＡＴＬＦを、ｊω軸を横切ってＲＨＰに入り込むことにより不安定にするのを防止することにより確保する。
送信モードでは、ルックアップ テーブル パラメータは、受信側からの復調された ＳＮＲ フィードバックではなく、最適化に使用できます。 ただし、送信機のマッチングは、ＳＮＲ 推定が相互性の原理に基づいて、送信モードに使用できる ＬＵＴ に格納された適切な値を設定するので、受信機からのフィードバックに基づいています。
ＡＴＬＦ共振器リンクアンテナサブシステムは、受信モードで図６２の２つの結合共振器として示され、したがって、典型的なアンテナマッチングコンポーネントで分配し、トランシーバデバイスをＡＴＬＦ共振器リンクアンテナに直接接続することができますサブシステム。図６２は、インピーダンスの比類のないアンテナ６２１０、アンテナおよびＡＴＬポート６２１２における再循環ループ、ＡＴＬ共振器６２１４、ＡＴＬゲインブロック６２１６、受信信号出力６２１８を示す。これは、電気的に小さい低損失アンテナは、共振子サブ回路としてＡＴＬｎに吸収される共振回路素子であるためです。
ＡＴＬＦは、以下の通りに使用することができる。
フィルテナ、フィルテナは、フィルタリングされ、トランシーバとインピーダンス整合されるアンテナを備える、および／または
再構成可能アンテナ、任意であるが、周波数制御を、通常バラクタダイオードの形態のアンテナに適用する。
しかしながら、アンテナがＡＴＬｎに埋め込み共振器として直接結合されるので、従来のアンテナインピーダンス整合はＡＴＬＦ内で解消される。これは、付属のアンテナに関係なく動作を最適化する、後述するＡＴＬｎの自己キャリブレーションによって達成されます。 これにより、一致するコンポーネントが不要になるため、部品数が減少するだけでなく、一括要素インピーダンスマッチングに伴う損失が大幅に排除され、アンテナ サブシステムのパフォーマンスが向上します。
ＡＴＬＦ に対応するためのチップダイ サイズの増分は、重要でないコスト ドライバーです。 インダクタはサイズの問題が多く、Ｑの１５以上は費用対効果が低いと考えられます。 したがって、約１０のＡＴＬｎ共振器Ｑは合理的な出発点です。 ＡＴＬｎ エンハンスメントファクタ（閉ループＱとオープンループＱの比率）が成功すると、同じフィルタリング性能に対する表面音響波（ＳＡＷ）フィルタと同等の１００の順序になります。
共振器としての電気的に小さいアンテナ
一例として、１０の順序でＱを持つ短縮された双極子を仮定します。 このアンテナは、実用的なセンサーの実装にはまだ長すぎますが、同様のインピーダンスを持つよりコンパクトなアンテナを実現する方法があります。 これは後で検討されます。 このような装置のインピーダンスは図５６に与えられる。
比較的狭い帯域幅で正確なターゲット アンテナのシリーズ ＬＲＣ モデルを検討してください。 表記を簡略化するために、アンテナポートインピーダンスが１オームに正規化されていると仮定します。ｚＡは次のように指定されます。
反射係数（アンテナポートを調える）は次のように与えられます。
これは次のように表すことができます。
正規化された放射抵抗が、Ｒ≒０となるような無視できるほど小さい場合について考える。この場合の極－ゼロ点プロットは図６５に示す通りであることが分かる。
次に、Ｒ＝１となるような、アンテナの共振周波数において完全に整合したアンテナについて考える。この場合の極－ゼロ点プロットは図６６に示す通りであることが分かる。共振するが不整合のアンテナの他の可能性についても考えることができるが、Ｒ＝０～Ｒ＝１の範囲は、問題を抑制する。
これとは異なり、図６７の下側部分に示すＡＴＬＦブロック図は、整合用構成要素なしで済ませることができ、トランシーバ装置をチップアンテナに直接接続する。チップアンテナは、ＡＴＬｎ内の共振器の一部に効果的になるので、ＡＴＬＦは、回路がインピーダンス整合を必要としないように動作させることができることを示すものとする。ＡＴＬｎは、以下に説明するように、アンテナが取り付けられているかどうかにアンテナに関係なく、このアンテナサブシステムの性能を自己較正して最適化する。図６７は、一致するネットワーク機能を有さないトランシーバの２つのブロック図を示す。上図は、アンテナ６７１０、Ｌ、Ｃマッチング６７１２、トランシーバチップ６７１４、ＳＡＷ ＲＦフィルタ６７１６、バッテリ６７１８、およびクロッククリスタル６７２０を示す。下図は、金属電極６７２２、トランシーバチップ６７１４、ＡＴＬｎ ６７２４、バッテリ６７１８、およびクロック結晶６７２０を示す。
ＡＴＬ１共振可変アナログフィルタ
前述のように、ＡＴＬＦ は ＡＴＬ ベースの回路の観点から以下に説明します。 しかし、同様の利点を提供する回路は、多かれ少なかれ、ＡＴＬベースの回路によって実行されるものと同様の機能を果たす他のコンポーネントを使用して提供され得る。 基本的な形式では、アンテナに接続された回路には、調整可能な位相シフト要素と、アンテナとの信号ループに接続された調整可能なスケーリングブロックを含む信号調節ブロックが含まれており、そこで調整可能な位相シフト素子と調整可能なスケーリングブロックは、アンテナが受信した信号を所望の信号に向かって変更するように信号を調整するように制御されます。 好ましくは、信号調節ブロックはまた、調節可能な共振器を含む。 また、信号調節ブロックを別々のコンポーネントに分割し、シグナルループ全体に分散して、所望の信号調節を提供することも理解できます。
以下の分析は、ＡＴＬベースの回路の特定の例の文脈で与えられ、関連する原理の理解を向上させる目的で含まれています。 ただし、分析はすべての実装に適用できるわけではないこと、および設計のバリエーションが有益な結果を達成しながら提供される可能性があることがわかります。
ＡＴＬ系回路の状況では、上のいくつかの細部に提示されるＡＴＬ１の簡単な見直しを行って、ＡＴＬＦの２つの共振構造：不整合の目標アンテナおよび可変アナログＡＴＬｎフィルタの連結を理解する。ここでは、上記で詳しく説明したように、フィードバック構成における共振器とスケーリングブロックからなる図４０に示すように、ＡＴＬ１の最も単純な理想化モデルから始めます。 次に示すように、それぞれ長所と短所の両方を含む ２ つの実装が可能です。 最初は、ＡＴＬ アダプティブ フィルタの入力ポートと出力ポートの実際の物理的な位置がセカンダリであるというループが重要です。
他の場所で詳しく説明したように、ＡＴＬ１共振器伝達関数は標準の２次モデルによって与えられる
正規化された周波数での共振器の特性プロットを図６３に示します。ωｒ＝１そしてＤｒ＝０．０５ Ｄｒ＝０．０５，‘オープン ループ Ｑ が １０ の場合、または相対的な帯域幅が生じる
１０ ％．
１０ ％．
なお、この２次モデルでは、共振時の共振器の貫通ゲインｓ ＝ ｊΩＲはＨＲ（ｊΩＲ）＝ １． 他の場所で説明したように：
ＡＴＬ１共振周波数ΩＲバアクターダイオード制御電圧で調整可能です。そして
ＡＴＬ１スケーリングブロックは、制御電圧ｇによって制御されるＧのゲインを提供します。
共振時の閉ループＡＴＬ１伝達関数は、
共振では、閉じたループスルーゲインは
１ 秒あたりのラジアン単位の帯域幅は、
Ｑ は次のように定義されます。
最後に、任意の共振器のＱ増強係数、開ループ共振器から閉ループへのＱの変化は、ＲＱで表わされ、以下の式として与えられ、
この式は、Ｑ増強が単に、開ループ共振器から閉ループ共振器へのＱの変化であり、共振器の初期特性に依存しないことを強調している。
この式は、Ｑ増強が単に、開ループ共振器から閉ループ共振器へのＱの変化であり、共振器の初期特性に依存しないことを強調している。
この表現式から、閉ループＱに対する開ループの２つの比、
・ＲＱ＞１、０＜Ｇ＜１の値がＱ増強に対応する場合、
・ＲＱ＜１、Ｇ＜０の値がＱスポイリングに対応する場合、 が得られることに留意されたい。
・ＲＱ＞１、０＜Ｇ＜１の値がＱ増強に対応する場合、
・ＲＱ＜１、Ｇ＜０の値がＱスポイリングに対応する場合、 が得られることに留意されたい。
Ｒ に注意してください。ＱＧ ＝ １ の値に対して不確定になります。 これは、不安定な状態であるＳ平面のＲＨＰに交差する極に相当する。
チップ実装の場合、ＤＲチップに簡単に統合できるものに基づいて固定されています。ＤＲ ＝ ０．０５は、簡単に設計された１０の共振器Ｑをもたらす統合ＬＣチップ共振器のために合理的です。 ここで重要な点は、このような低いＱは、共振器成分が統合された場合に物理的に小さい可能性があることを意味するということです。
コンポーネントサイズの問題を拡大すると、共振周波数は次のように与えられます。
ここで、Ｌ と Ｃ
は共振器の統合インダクタコンポーネントとコンデンサコンポーネントです。 チップスペースを最小限に抑えるには、各コンポーネントの物理領域がコンポーネント値にほぼ比例するので、Ｌ と Ｃ は小さい値を持つ必要があります。 の与えられた共振周波数の場合ΩＲ Ｌ を小さくすると、Ｃ が大きく、その逆が意味します。 Ｌのエネルギー貯蔵は０．５です李２Ｃ のエネルギー貯蔵は ０．５ です。品種２どこ私そしてＶは共振器信号の電流と電圧です。 チップでは、両方を維持することが望まれています私そしてＶ小さな。 エネルギーが同じであるように、Ｌｉ ２＝Ｃｖ ２ したがって、Ｌ が減少すると、電流が増加します。
Ｃは、信号電圧を小さく保つ必要があるように、バアクターバイアスを妨げ、相互変調歪みを引き起こさないように、バアクターダイオードを実装しています。 Ｃを大きくすると、電流の増加を犠牲にして同じエネルギー貯蔵に必要な電圧が低くなります。 チップ統合のトレードオフですが、ＡＴＬＦ の全体的な ＡＴＬ１ 共振器設計は、Ｑ に適度な値のみを必要とすることで簡素化されます。
ここで、Ｌ と Ｃ
は共振器の統合インダクタコンポーネントとコンデンサコンポーネントです。 チップスペースを最小限に抑えるには、各コンポーネントの物理領域がコンポーネント値にほぼ比例するので、Ｌ と Ｃ は小さい値を持つ必要があります。 の与えられた共振周波数の場合ΩＲ Ｌ を小さくすると、Ｃ が大きく、その逆が意味します。 Ｌのエネルギー貯蔵は０．５です李２Ｃ のエネルギー貯蔵は ０．５ です。品種２どこ私そしてＶは共振器信号の電流と電圧です。 チップでは、両方を維持することが望まれています私そしてＶ小さな。 エネルギーが同じであるように、Ｌｉ ２＝Ｃｖ ２ したがって、Ｌ が減少すると、電流が増加します。
Ｃは、信号電圧を小さく保つ必要があるように、バアクターバイアスを妨げ、相互変調歪みを引き起こさないように、バアクターダイオードを実装しています。 Ｃを大きくすると、電流の増加を犠牲にして同じエネルギー貯蔵に必要な電圧が低くなります。 チップ統合のトレードオフですが、ＡＴＬＦ の全体的な ＡＴＬ１ 共振器設計は、Ｑ に適度な値のみを必要とすることで簡素化されます。
図６４に示すように、ＡＴＬ１に方向カプラ６４１０と出力スプリッタ６４１２を含める。 ここでは、フィードバックループ６４１６に共振器６４１４を有し、スケーリングブロック６４１８が出力スプリッタ６４１２の前のバッファとなるようである。 方向カプラ６４１０は、共振器出力をループに戻し、入力ポート６４２０への接続を最小化する。 方向カプラ６４１０は、再循環信号が１／（１－Ｇ）の比（共振）によって入力信号よりもはるかに大きな振幅であり、Ｇは制御電圧ｇによって制御される共振時の全体的なオープンループゲインを示すので、この文脈では価値がある。 この信号比は、ＡＴＬの入力ポート６４２０で大きなリターンゲインをもたらす。 ＡＴＬ１ の場合、わずかなリターン ゲインが必要ですが、大きすぎるとターゲット アンテナの共振が圧倒され、キャリブレーションが困難になる場合があります。 したがって、指向性カプラーの適度な量の指向性が望ましい。 図６４のスプリッタは、単純な可逆抵抗回路で簡単に実装されてもよい。
ＡＴＬＦ への位相シフターの追加
ＡＴＬ１ のフェーズ シフターの実装については、上記で説明します。 ここで、位相シフタをＡＴＬＦのフィードバックループに組み合わせることを考え、図６８に示し、共振器６８１０、ゲイン素子６８１２、位相シフタ６８１４、方向カプラー６８１６、入力６８１８、および出力６８２０からなる。 本明細書に示すように、指向性カプラー機能を提供するために利用可能な回路の種々の実装がある。
全体的な伝達関数は、
この伝達関数の分子は、出力と入力が与えられる場所によって異なる場合があります。 ここでは、入力がアンテナに電流感銘を受け、ゲインブロックの出力から出力を取得すると仮定します。 これで、結合された極とゼロを考慮し、図６９に示すようにＧの関数として閉ループ極をプロットすることができます。
共振器の極がＪｗＧが増加するにつれて軸は、最終的には位相シフターオールパスネットワークのオープンループゼロである右手平面への最大入力でラインを横切る。 オールパスフィルタのオープンループポールは、左手平面に便利に深く入り、二次閉ループポールになります。
図６９では、整列位相シフターと共振器の場合を示す。 位相シフターがずれた場合、図７０に示すように歪んだ根軌道が生じる。 共振器に注意してくださいΩＲ同じＡＴＬ１中心周波数を得るために位相シフターの位相誤差を補正するために調整する必要があります。
図７２に示すこの不整列位相シフターケースのナイキストプロットを見ると有用である。
Ｇ が増加するにつれて－１／Ｇ が左側から入ってくる場合、Ｇ が大きくなり、－１／Ｇ ポイントが外側の輪郭に非常に近づくにつれて、周波数応答に ２ つのソフト共振ピークがマージされ、１ つのピークにマージされることがわかります。Ｆ（ｊ）Ω）ナイキストのプロットで。
Ｇ が増加するにつれて－１／Ｇ が左側から入ってくる場合、Ｇ が大きくなり、－１／Ｇ ポイントが外側の輪郭に非常に近づくにつれて、周波数応答に ２ つのソフト共振ピークがマージされ、１ つのピークにマージされることがわかります。Ｆ（ｊ）Ω）ナイキストのプロットで。
完全性のために、ループの周りの伝播遅延による何らかの位相誤差を表すために別のすべてのパスネットワークが追加され、フェーズシフターすべてのパスネットワークが補正するために追加された場合を示します。 寄生極と不要な過剰遅延のゼロは、根軌跡にいくつかの合併症を引き起こすが、位相補償が機能することも示している。 根軌跡の例を図７１に示す。
セルフキャリブレーションセクションで説明するように、３つの制御電圧｛ｆ，ｐ，ｇ｝を最適化するためのルールは依然として保持され、次のように一般化することができます。
特定の出力 ｛信号レベル、Ｑ エンハンスメント、帯域幅｝ の制約を考えると、｛ｆ，ｐ，ｇ｝ｇ が最小化されるように設定されている場合は、
ｆ ＝ 中心周波数制御電圧
ｇ ＝ ＡＴＬ１ループゲイン電圧制御
ｐ ＝ ＡＴＬ１位相調整電圧制御
特定の出力 ｛信号レベル、Ｑ エンハンスメント、帯域幅｝ の制約を考えると、｛ｆ，ｐ，ｇ｝ｇ が最小化されるように設定されている場合は、
ｆ ＝ 中心周波数制御電圧
ｇ ＝ ＡＴＬ１ループゲイン電圧制御
ｐ ＝ ＡＴＬ１位相調整電圧制御
この最適化は、｛ｆ，ｐ，ｇ｝ の最適値の中程度の近傍に凸があるようです。 共振器のオープンループ極が、オールパス位相シフトネットワークで使用される共振器のＱよりも高いＱを有する場合。 内部ループ反射に起因する追加の複雑さは、この最適化をイライラさせ、ローカル最適化の最小値を作成する可能性があります。
Ｎｙｑｕｉｓｔプロットを使用して追加遅延をループに付加して、往復遅延に関連する３６０度の複数の増分が累積されるようになるときの影響を示すことができる。過剰な遅延がＡＴＬ１ループ内で増加する場合、非共振点が遅延の位相シフトに起因して大きく動くので、通過帯域が狭くなる。これは図７３に示されており、図７３は、遅延が遅延なし（ライン７３１０）から有限の遅延（ライン７３１２）に増えて、次に無限の遅延（ライン７３１４）に増えるときのＸＲ（ｓ）のＮｙｑｕｉｓｔプロットを示している。
ＡＴＬＦにおけるアンテナ結合とインピーダンス
次に、ＡＴＬＦへの共振結合のためにこれらを計算できるように、アンテナ結合とインピーダンスの問題を考えてもよい。 Ｚで終端された受信アンテナ７４１２の遠いフィールドにテスト送信アンテナ７４１０がある図７４を考えてみましょう。負荷７４１４．
ローレンツ反応積分に基づいて、テストアンテナ（Ｚ１１）の自己インピーダンスを決定することができます。受信アンテナの相互結合インピーダンス（Ｚ１２）と自己インピーダンス（Ｚ２２）。 これらのインピーダンスを用いにより、図７５の上部に示すように等価カップリング回路と、図７５の底部に示すようにテビナン等価回路を導出することができる。 ヒレＶＧは、Ｚのソースインピーダンスを持つテストアンテナの発電機電圧ですＧ． 図７５は、抵抗７５１０、ソース７５１２、およびＺで終発する負荷７５１４．
アンテナが遠く離れているため、受信アンテナの電流フローが送信アンテナに影響を与えないと仮定するのが妥当です。
・）Ｚ１２ ・） ≪ ・）Ｚ１１ ・）
・）Ｚ１２ ・） ≪ ・）Ｚ２２ ・）
・）Ｚ１２ ・） ≪ ・）Ｚ１１ ・）
・）Ｚ１２ ・） ≪ ・）Ｚ２２ ・）
これに基づいて、図７５の回路は、図７６に示す回路として近似されてもよいし、ソース７６１０、抵抗７６１２、およびＺで終端を有する負荷７６１４． この回路の重要性は、発電機の同等のソースインピーダンスがＺになったということです。２２Ｚの共役負荷インピーダンスマッチングによって最高の電力伝達が達成されるように負荷＝ Ｚ２２＊．
ＡＴＬＦ解析では、アンテナのインピーダンスと反射係数の両方を使用します。 反射係数の利点は、これを伝達関数に直接関連付け、ＡＴＬ１伝達関数で結合できることです。 共振器としてアンテナを共振器としてＡＴＬ１に組み込むことで、インピーダンスに対処する方が直接的です。
ＡＴＬＦ におけるアンテナインダクタンスマッチング
インピーダンスマッチングの議論に何らかの物質を入れるには、まずＡＴＬＦとの典型的な狭帯域マッチングの例を考えてみましょう。 ＡＴＬＦ が動作するチューニング バンドは広い場合がありますが、瞬間バンドは Ｌ マッチで十分な小さいと見なされます。 最初の例として、Ｒ ＝ ２０ オームの放射抵抗を受信機に一致させるものと考える
ＲＲ＝ ５０オーム。 これは１ ＧＨｚの共振周波数で行われます。 Ｌ マッチは、
図７７は、ソース７７１０、インダクタ７７１２、抵抗７７１４、レシーバ７７１６、コンデンサ７７１８、ＳＮＲ測定７７２０、およびＳＮＲオプティマイザ７７２２をインダクタ７７１２およびコンデンサ７７１８に接続する。
ＲＲ＝ ５０オーム。 これは１ ＧＨｚの共振周波数で行われます。 Ｌ マッチは、
図７７は、ソース７７１０、インダクタ７７１２、抵抗７７１４、レシーバ７７１６、コンデンサ７７１８、ＳＮＲ測定７７２０、およびＳＮＲオプティマイザ７７２２をインダクタ７７１２およびコンデンサ７７１８に接続する。
物理 Ｌ と Ｃ の適切な値を使用すると、アンテナから一致するネットワークと受信機を調べるためのインピーダンスは正確に ２０ オームです。 また、ロスレスインダクタとコンデンサのみが一致で使用されるため、アンテナから使用可能な完全な電力が受信機抵抗で消散します。ＲＲ．
次に、Ｒのアンテナ抵抗に対する反射係数を考察します。
我々はプロットアウトする｜Γｒ｜２Ｌ及びＣの関数として、図７８の等高線プロットを取得する。 これは、Ｌ と Ｃ が単純なグラデーション検索オプティマイザを使用する場合に簡単に最適化できる有利な凸誤差サーフェスです。 すなわち、ノイズフィギュア（ＮＦ）の単調関数であるＳＮＲを測定できれば、ＮＦは単調な関数である。｜Γｒ｜２その後、ＳＮＲを最大化することで、｜Γｒ｜． この例では、｜Γｒ｜は、一致するパラメータの単純なほぼ凸関数です。 これらすべてをまとめると、ＳＮＲの単純なグラデーション検索は、グローバルな最小値を見つけるでしょう。｜Γｒ（Ｌ，Ｃ）｜ 唯一の注意点は、ＩＳＩ および狭帯域干渉スペクトルピークはここでは考慮されないことです。
Ｌ の一致は単純で、狭い帯域幅に適しています。 最終的な帯域幅は、どのように異なるかによって異なりますＲ次の値ＲＲ． もしＲ ＝ ＲＲ次に、Ｌ ＝ Ｃ ＝ ０ で、帯域幅は無限です。 ただし、Ｒ ＝ ＲＲ，その後、マッチングの帯域幅は非常に小さくなります。 結果として得られる帯域幅が小さすぎて目的のアンテナ信号に対応できない場合は、より複雑な物理マッチングネットワークが、より物理的なＬとＣで必要になります。
Ｌ マッチのチップ統合の問題は、アンテナの範囲に対応するために必要な Ｌ と Ｃ の範囲が重要な場合が大きい場合が考えられます。 チューナブルインダクタはＭＥＭＳデバイスで実装できます。 ただし、ＭＥＭＳ は、必要な機械構造と高い制御電圧により、標準の ＲＦＣ や ＭＭＣ とうまく統合できないため、回路コストが問題になると、通常は ＭＥＭＳ ソリューションは実現できません。 もちろん、Ｃ用のバアクターを統合することは可能ですが、可変物理Ｌはノイズを加えたマイクロ波周波数では難しいアクティブＧＩＣタイプの回路を必要とします。 ＭＥＭＳまたはＧＩＣ回路は困難で、高価であり、また、コンポーネント値の範囲が限られています。
ＡＴＬＦアンテナ整合点は、殆どの場合、２つのパラメータのみが変化することである。しかしながら、厳しい整合問題（大きなアンテナリアクタンス、またはＲ＝Ｒｒのような）に関して、整合が完了する前に帯域幅が狭くなりすぎるという知見を得ている。この場合、ＳＮＲ最適化では、緩い制約を許容可能なＩＳＩノイズに効果的に与えることにより整合を制限する。
適応抵抗ＡＴＬ実装を用いたＡＴＬＦの反応性アンテナコンポーネントマッチング
負の抵抗装置のＡＴＬＦ実装は、図９４の上部に示すようにブロック図で示され、アンテナ自体の共振周波数でのみ動作する。 この共振周波数は、アンテナのリアクタンスがゼロの場合に発生します。 実用的な実装では、負の抵抗デバイスは、共振をプッシュするそれに関連付けられているいくつかのリアクタンスを持つことになります。 まず、固定周波数負抵抗装置を備えたＡＴＬＦ回路を検討し、その処理を可変負抵抗実装まで拡張し、不安定性を提供します。
アンテナに負抵抗装置を取り付ける方法は、図１１２の上部に示す回路によって近似してもよい。 図１１２の回路は、抵抗１１２１２、コンデンサ１１２１４、およびインダクタ１１２１６を有するアンテナモデル１１２１０と、カップリングキャップ１１２１８と共に、抵抗１１２２０およびインダクタ１１２２２で設けられた負の抵抗を示す。この回路の根軌跡とナイキストプロットを図１１２の下部に示す。 負の抵抗の大きな大きさを適用すると、ＡＴＬＦ反射係数の大きさが １ つ以上に押し上がり、Ｑ の強化が行われます。 ポールが周りを回り、交差する方法に注意してください。Ｊｗアンテナの共振とは大きく異なる周波数の軸。 また、２番目の共振がはるかに低い周波数で発生します。 これはナイキストのプロットでも明らかです。
アンテナが柔らかい共振を持つことは明らかですが、ゲインが増加するにつれて、Ｑエンハンスメントはバンドセンターを完全に変更し、予測不能に見える可能性があります。 これは、ＡＴＬＦ が Ｑ 拡張パスバンドのより予測可能な制御を提供する場所です。
次に、指向性カプラーとバアクターダイオードからなる位相シフターについて考えてみましょう。 ４ ポート カプラーの Ｓ パラメータは次のとおりです。
どこ
． この４ポート方向カプラーを図１１３のスキームに入れると、ポート２および３の反射の位相シフトに等しい位相シフトが生じ、バアクターダイオード電圧の変化によって促進される。図１１３の上部は、アンテナ１１３１０、指向性カプラ１１３１２、ゲインブロック１１３１４、出力１１３１６、位相シフタ１１３１８、および終端１１３２０を示す。中央部は、アンテナ１１３２２、双方向ハイブリッドカプラ及び位相シフタ１１３２４、及び負インピーダンス１１３２６を示す。底部は、抵抗１１３３０、コンデンサ１１３３２、およびインダクタ１１３３４に接続されたアンテナ１１３２８を示し、ハイブリッドカプラ１１３３６および負インピーダンス増幅器１１３３８は、コンデンサ１１３４０、インダクタ１１３４２、および抵抗１１３４４を有する。ハイブリッドカプラ１１３３６はまた、２つのバアクターダイオード１１３３８に接続されている。
動作上、信号ループは次のようになります。
アンテナからの信号はポート １ に入り、ポート ２ とポート ３ を出ます。
一致したゲイン ブロックでは、ポート ３ からの信号が失われます。
ポート ２ からの信号は、位相シフターとゲイン ブロックを通過します。
信号はゲインブロックの後に分割され、一部は出力として送られ、バランスはポート３にルーティングされ、アンテナポートに戻されます。
アンテナはこれを反映し、信号はポート１にループバックし、共振ループ構造を形成します。
方向結合器は、３ｄＢまたはより高い結合比を提供し得る。 また、９０度又は１８０度カプラーとして実施してもよい。
考えられる実装の１つは、０度出力ポート２を持つ３ ｄＢハイブリッド９０度カプラーをゲインブロックに含み、続いてＡＴＬ１出力カプラーとして３ｄＢスプリッタを含む図１１４に示すようにである。 出力カプラからのリターン信号は、位相シフターと共振器を通過するフィードバック信号で、９０度のハイブリッドカプラポート４に結合されます。 図１１４は、入力１１４１０、９０°ハイブリッドカプラ１１４１２、ゲインブロック１１４１４、３ｄｂスプリッター１１４１６、位相シフタ１１４１８、および共振器１１４２０を示し、Ｚと共振器用語１１４２２で。
位相がこの実施態様において正しく設定される場合、９０度カプラは無損失であり、信号がポート３に送信されないので、終端抵抗の消費が行われることがない。したがって、共振時、全信号がポート４を介してフィードバックループの内部に送信される。さらに、位相シフタが正しく設定されている状態の共振時の理想的な構成要素により、回路の損失が発生することがなく、生成される電力の全てを３ｄＢ出力電力スプリッタの入力ポートで利用することができる。その結果、位相整合が正しく行われて理想的にはループの損失が発生することがない場合、ＡＴＬ１のノイズ指数（ＮＦ）は最小限に抑えられる。したがって、この配置は最良のＮＦおよび最高の周波数選択性を実現する。
負性抵抗増幅器としては、これらに限定されないが、トンネルダイオード、ガンダイオード、またはインパットダイオードが挙げられる。 もちろん、負の抵抗を提供するために、任意のタイプの適切に偏ったＦＥＴを使用してもよい。 このような実装は、当業者に知られていると考えられる。 位相シフターは両方向に走査されることに注意することが重要です。
位相シフターが何らかの損失を課すことを認識する必要があります。 また、カプラーはチップレベルでは分化できない。 ｖａｒａｃｔｏｒ 制御双方向位相シフターを実装する方法は数多くあります。 これらの２つを図１１５に示す。 図１１５の上部にあるスキーム１１５１０は、可変ＲＣ時間定数を使用する。 ボトムスキーム１１５１２は、インダクタおよびコンデンサのいくつかの段階を使用する。両方のスキーム１１５１０および１１５１２は、抵抗１１５１４、インダクタ１１５１６、およびコンデンサ１１５１８を示す。
ＡＴＬＦ を設計する場合、必要な位相遅延補正は、統合によって最小限に抑えることができます。 加えて、成分を介した位相シフトは、合理的に正確に知られ得る。 したがって、固定位相補正が含まれる場合があり、フェーズシフタは、広い周波数範囲にわたる遅延の可変位相シフトなど、固定ネットワークでは修正できない位相誤差または位相シフトに対してのみ調整する必要があります。 必要な位相調整が小さい場合は、ＡＴＬ負抵抗実装と上で説明した位相シフタを組み合わせた単純な可変位相シフターを使用できます。
ＡＴＬＦにおけるアクティブアンテナ反射係数合成
ＡＴＬＦの目的は、インダクタンス整合例の物理的キャパシタを合成することにある。これは、反射係数の整合により実現される。ＡＴＬＦの反射係数がキャパシタの反射係数のように見える場合、物理的キャパシタが実際に反射係数を生成しているかのように回路が反応することになる。この場合、アンテナの無効インダクタンスは打ち消される。
に示すように、反射係数に基づくマッチングのこの基本的な概念を考えてみましょう。
図７９。 ここでは、任意のアンテナインピーダンスがあります。
図７９。 ここでは、任意のアンテナインピーダンスがあります。
任意の特性インピーダンスに対する反射係数は、ΓＡアンテナ用およびΓＲ受信機用です。 条件がある場合は、ΓＲ＝ΓＡ＊その後、アンテナは受信機に一致し、アンテナ信号の使用可能な電力が十分に利用されます。 この条件はまた、Ｓｎｒ乙上記のように注意を伴います。 それにもかかわらず、最大化Ｓｎｒ乙アンテナ信号を回復するためにできる最も優れたことです。
次に、図７９に示すブラックボックス受信機を実現し、ブラックボックス受信機回路７９１０とソース７９１２を有する方法を考えてみましょう。 可能な実現は、サーキュレーターを使用したカテゴリ １ ＡＴＬＦ 実装です。 ここで信号はサーキュレーターに入力され、ゲインステージと位相シフターに結合し、サーキュレーターに戻ってアンテナに戻ります。 残念ながら、循環器は、必要なフェライトおよび磁場源のために不分ではありませんが、非チップ構成で実装可能です。 このアクティブなスキームに基づいて、我々は確かに任意の反射係数を生成することができます。ΓＲ｜＞ 必要に応じて １ をクリックします。 したがって、我々は、コンジュゲートマッチング条件を満たすことができますΓＲ＝ΓＡ＊これは、アンテナから利用可能な信号電力をフルに活用したことを意味します。
ＮＦに関しては、ゲインステージに関連するノイズは、サーキュレーターの入力で直次に追加され、発電機を想定しているように見えます。ΓＡ そうでなければノイズフリーにします。 言い換えれば、コンジュゲートマッチングは行われるが、ペナルティは、ゲインブロックおよびサーキュレータの挿入損失に起因する追加ノイズ用語であり得る。
反射係数に基づくマッチングのこの理論は、アンテナに向かって信号を注入し、実質的に受信機に利用可能な電力を輸送するのに役立つ可能性があることを示しています。 この明らかな奇妙さは、制御されたＲＦ電圧源に接続されているインダクタンスＬのリアクタンスを有するアンテナを考慮することによって説明される。ＶＲ（ｔ）図８１に示すように。図８１は、ソース８１１０、抵抗８１１２、インダクタ８１１４、およびＲＦ電圧源８１１６を示す。 アンテナから流れ出る電流は、ｉ（ｔ）誘導インピーダンスのために減少する。 インダクタンスが存在しない場合は、
インダクタが一致した抵抗負荷に結合する場合に対応します。Ｒ流れを妨げるインダクタなしで。 この電流は、インダクタを横切る電圧がアンテナ内を流れます。
その結果、アンテナポートに印加される合成ＲＦ電圧（インダクタ端）は、
合成されたＲＦ電圧は、抵抗を備えた直系のコンデンサから来ていると考えてください。Ｒ図８２に示すように。図８２は、ソース８２１０、抵抗８２１２、インダクタ８２１４、およびコンデンサ８４１６を示す。 次に、コンデンサ全体の電圧は次のように与えられます。
その結果、我々は持っている必要があります
これは、シリーズＬとＣが周波数で共鳴するので予想通りです。
をクリックし、その周波数でアンテナ誘導リアクタンスを正確にキャンセルします。
次に、図８０の活性反射係数発生器を考え、反射係数によって生成される等価インピーダンスを求めます。 ゲインＧと位相を制御します。φ． アンテナからサーキュレータポート１への電圧信号は、Ｖインチ． このようにアンテナへのリターン信号として、次のように示されます。ＶＦ次のように指定されます。
循環器のポート ３ に入ります。 これにより、同等の反射係数が生じます。
ここでは、サーキュレーターポートとその後のゲインブロックの入力インピーダンスがインピーダンスを持っていると仮定します。Ｒ． 後で に小さなコンポーネントを追加して、この一般的な情報を作成します。Γ． アンテナのインピーダンスに基づくＲこの反射係数は、再び参照される等価インピーダンスの観点から書くことができます。ＲＺ として示されます。Ｒと与えられる
今、私たちはＺの本当の部分をプロットすることができますＲ、図８３に示すように。 Ｇ のゲインの場合は、
、負の抵抗を暗示し、反射利得があることを暗示する。
次に、アンテナ源の電力損失係数をプロットすることを明らかにしている。 これを行うには、アンテナインピーダンスの誘導コンポーネントをＺＲ次に、呼び出す反射係数を再計算します。Γａ． 次に、 の係数を計算します。
サーキュレータ ポート １ に追加するアンテナ使用可能電力の一部を表すようにします。 のプロットＰＦ３つの値について図８４に示します。ＺＲ＝１； ＺＲ＝１ ＋Ｊ１；そして ＺＲ＝１ ＋Ｊ３．
アンテナリアクタンスが増加すると、アンテナ結合が妥当である領域が減少し、より高い利得が必要になることに留意されたい。これは、アクティブフィードバックがアンテナのより大きな振幅反射係数と一致する必要があるためであると予測される。反射係数がより大きくなると、共振がより強くなり、領域が縮小する。
また、最適なポイントのＧは、ＰＦは Ｇ ＝ １ について： Ｇ がさらに増加した場合ＰＦ減少し始めます。 これは、受信機フィードバックの同等の抵抗が以下になるためですＲそして、Ｇが１を超えて増加するにつれて、最終的にマイナスになります。
次に、アンテナから流れる電流をプロットすることは興味深いことです。 これを計算するには、まずＡ受信機（サーキュレーター）にパワーウェーブとしてＢサーキュレーターからの反射として。 反射係数は次のように表すことができます。
次に、サーキュレーターのポート１の電圧は次のように与えられます。
アンテナからサーキュレーターポートに流れ出る電流は、
私たちはまた、
これは、既知の値の観点からサーキュレータポート電圧の式を与えます
または
または
一度Ｖｒ私たちは決定することができます
またはより単純な
またはより単純な
私たちの最初の例は、Ｚ ＝ Ｒ図８５に示すように、最適な溶液がＧ＝０に対してであるような。 電流は Ｒ ＝ １ および Ｖ ＝ １ であるため、電流は ０．５ であり、Ｉ ＝ Ｖ／２Ｒ ＝ ０．５ であることに注意してください。 しかし、次の点に注意してください。Φ＝π、Ｇを増加させる電流が増加する。 また、Ｇ ＝ １ およびΦ＝π 受信機の同等のインピーダンスがゼロになると電流が１に増加します： アンテナからより多くの電流を引き出していますが、パワーカップリング係数はゼロなので、受信機で使用可能な電力が使用されません。
しかしながら、ここで興味深い点は、アンテナから発する前方電力波がサーキュレータのアクティブ負荷に入り込んで、次にｂを合成することによりアンテナに戻るように反射されるということである。したがって、ａの情報は受信機において利用される。その結果、サーキュレータのポート１における電圧ではなく、実際には、ａの電圧に注目する必要がある。
しかしながら、受信機により生成される反射係数とは関係なく、ａ＝０．５である。したがって、アクティブフィードバック方式全体がさほど実現されていないように思われるが－これは、アンテナが整合し始めているからである。一旦、インダクタがアンテナに追加されると、アンテナ信号はインダクタの入力に戻るように部分的に反射され、インダクタからの「ｂ」信号であり、「ｂ」信号が次に、アンテナの内部の「ａ」になる。これは、インダクタ２ポートＳパラメータ８６１０およびリカバー部８６１２を有する図８６に図示されている。
ここで、ノードの受信機のプロットについて考え、プロットは、受信機のＧ状態およびΦ状態の全てに関して図８７に図示されている。Ｇが増加すると、入力電力波の振幅は単調に増加し続けることに留意されたい。これは、受信機の利得ブロックに入力される信号であることに留意されたい。「スーパーアンテナ（ｓｕｐｅｒ ａｎｔｅｎｎａ）」を製作したようにみえるが、残念ながらそうではない。問題は、ａ信号が、寄与をアクティブ受信機から経路ｂ→ａ２→Ｓ２２→ｂ２→ａを介して受けるので、目撃しているものは、アンテナからの電力波および受信機からインダクタポート（アンテナポート）に至って戻る再循環信号の組み合わせであり、再循環信号は、アンテナ電力波とコヒーレントであるが、受信機ノイズが付加されることである。これにより、分析が複雑になる。
フィードバックにより、アンテナからの皮相電力波が成長することができるような利得が得られるが、皮相電力波が受信機を通過すると、ＮＦ全体を劣化させるノイズが付加される。１未満のＮＦを有することはできないので、図８７の皮相信号増強は思い違いである。
要約として、信号が共振を受けて通過するときの受信機の信号出力をサンプリングすることは、最適な動作点の明確な指標ではないことが明らかである。真の測定値は、今度の場合もＳＮＲである。
図８７の信号グラフは、何が起こっているかを解釈する別の方法を提供する。 アンテナから発する電力波がインダクタ２ポートに当たり、反射して部分的に送信されます。 アクティブなフィードバックと終了がない場合Ｒインダクタの出力では、電力波が減少します。｜Ｓ２１｜インダクタの １ 未満です。 ただし、インダクタはノイズを追加しないため、このリダクションによって必ずしも ＳＮＲ が劣化するとは限りません。 今、私たちはフィードバック信号を持っていますｂ→ａ２→Ｓ２２→ｂ２→ａアクティブな受信機の反射係数がＲを連列にして共振コンデンサをエミュレートした場合、振幅を復元するアンテナ電力波に追加されます。 ただし、これを行うプロセスは、受信機のアクティブゲインブロックからのノイズを追加します。 インダクタンスが高いほど、レシーバが損失を補償するために生成する必要がある反射係数の大きさが大きくなります。｜Ｓ２１｜（インダクタンスと共に増加する｜Ｓ２１｜＝ Ｒ／（｜Ｒ ＋ ｊｗＬ｜）． 受信機からの寄与度が大きいほど、受信機のノイズがミックスに追加されます。 また、図８７から明らかなのは、Ｇが補償に必要なレベルを超えて増加し得るということである。 ｜Ｓ２１｜、アンテナ電力波に追加のゲインを提供します。 ただし、ＳＮＲ はそれ以上改善されず、実際には ＳＮＲ がダウンし始めます。
ＡＴＬＦアンテナインピーダンスマッチング品質の尺度としてのＳＮＲ
受信モードにおけるマッチング条件の間接的な測定は、ＳＮＲが最大化されるようにマッチング成分を調整するという単純な目的で復調出力のＳＮＲを測定することによって容易にされ得る。 この点に関しては、いくつかの点があります。
ノイズの唯一の原因が、それが露出している環境の有効温度に基づくアンテナの熱ノイズであり、受信機ＲＦアンプの本質的なノイズである場合、復調された受信信号出力のＳＮＲを最大化することは同等です前に説明したように、ＮＦ または ＦＯＭ を最小化します。 ＮＦ には、次のペナルティ期間があります。
それによって最小化され、次のことを意味します。｜Γｒ｜が最小化され、最適なアンテナインピーダンスマッチが示唆されます。
アンテナが目的の信号に隣接するチャネルからピックアップする非熱干渉などのノイズの他の原因があります。 アンテナの一致は、所望の信号の周波数チャネルの周りに帯域幅が狭くなるように行われます。 これは、ＳＮＲ 測定では熱ノイズと干渉ノイズを区別できないためです。
アンテナからの熱ノイズと干渉ノイズと比較して受信機のノイズが無視できる場合、インバンドノイズと信号が同様に処理されるため、マッチングは無関係になります。 したがって、受信機に到達するアンテナ電力を最大化する利点はありません。
さらに、信号フィルタリングに信号変調に一致する正しい形状がない場合、ＩＳＩ ノイズ（他の場所で説明するシンボル間干渉）が受信機で生成されます。 一般に、アンテナマッチングの場合、アンテナ一致の帯域幅が狭くなりすぎるとＩＳＩノイズが大きくなります。 これは、次に説明するように、ＡＴＬＦ 受信信号の帯域幅が狭すぎて最初に使用できる場合に考慮する要素です。
ＳＮＲ の最大化に基づくマッチングでは、２ つのプロセスが行われていることに注意してください。 １ つ目は、アンテナが一致して最大信号電力を受信機に転送することです。２ つ目は、以下で説明するように、一致するネットワークの共振により、照合プロセスによって帯域幅が制限されることです。 したがって、共振ピークの外側からのノイズと干渉は、目的のアンテナ信号に対して抑制されています。
次に、図８９は、行おうと試みている処理のブロック図であり、アンテナ８９１０が信号を受け取って、受信機に整合していることを示しており、その後すぐに、信号が復調されて、ＳＮＲおよびＩＳＩ指標の両方に含まれる情報コンテンツを最適化するために使用されるデータシンボル値が抽出される。図８９は、アンテナ８９１０、インピーダンス整合８９１２、受信機ＲＦ／ＩＦ８９１４、データ復調処理８９１６、ＳＮＲ推定８９１８、およびＳＮＲ最適化アルゴリズム８９２０を示している。このプロセスの結果は、復調されたデータシンボルのサンプルのＳＮＲの推定でもある。これらは、アンテナ整合に関するパラメータを設定する最適化アルゴリズムを含むＳＮＲ最適化において使用される。
ＡＴＬＦ ＳＮＲの測定
上述したように、ＡＴＬＦは、ＬＵＴに格納された値で、工場出荷時の測定およびキャリブレーションで事前に校正することができます。 ただし、ＡＴＬＦ の本当の利点は、アンテナ特性の変化に適応することです。 また、ＡＴＬ内でのＱエンハンスメントでは、フィードバックを正確に決定して実装する必要があります。次に最終的には、問題なのは、復調された信号の振幅または帯域幅そのものではなく、復調された信号のノイズである。ＡＴＬＦは、ＩＳＩおよび帯域内干渉を最小限に抑えるために使用される等化器によるような、復調プロセスにおいて行われるフィルタリング機能に応答する必要がある。ＡＴＬＦがこれらの他の系と連携して動作するように動的に適合し、これらの機能を損なわないことが必要である。したがって、処理フィードバックループ全体に注意することが重要である。
上で説明したように、初期設定として ＬＵＴ 値を使用します。 また、ＡＴＬＦ の高速適応に必要な周波数ホッピング プロトコルなどのインスタンスの ＬＵＴ も動的に更新します。 次に、ＡＴＬＦ のさらなるチューニングのガイドとして、現在のＳＮＲ測定値に依存しています。
図９０は、アンテナマッチングおよびインターフェースにＡＴＬＦを使用できる無線データ受信機の高レベルブロック図を示す。 図９０は、アンテナ９０１０、ＡＬＴＦ ９０１２、受信機ＲＦ／ＩＦ／ＢＢ ９０１４、ベースバンドイコライザ９０１６、データ復調処理９０１８、インナー高速ループ９０２０、アウタースローループ９０２２、およびＳＮＲ最適化アルゴリズム９０２４を示す。図 ９０ を実行して、タイミングの問題がアーキテクチャをどのように推進しているかを強調する価値があります。
アンテナ出力はＡＴＬＦに結合され、ＡＴＬＦはアンテナを、ＲＦ、ＩＦ、およびベースバンド（ＢＢ）ダウンコンバージョン、ならびに追加のフィルタリングのいくつかの組み合わせを有する受信機と整合させる。
ＢＢ出力（ＢＢ出力はＩＦに近づけることもできる）はデジタル化され、ベースバンド等化器の内部に送られ、ベースバンド等化器は、ベースバンドフィルタを整形してＩＳＩ（シンボル間干渉）ノイズならびに帯域内ノイズを最小限に抑える。等化器は、図示の比較的高速のフィードバックループで動作するが、これは、等化器が、マルチパス効果によるチャネル変動に追随する必要があるからである。等化器の変形例は、スペクトラム拡散受信機に使用されるレーク受信機およびＯＦＤＭ受信機であり、チャネル状態が継続的に追跡および推定される。詳細に関係なく、目的は、マルチパスを変更することにより行われるように、チャネル周波数選択性の影響を軽減することにある。
データは、復調されたベースバンド信号から抽出される。さらに、ＳＮＲのいくつかの指標を復調プロセスから取得し、次にこれが、ＡＴＬＦ最適化を推進する。
ＡＴＬＦは、マルチパスの影響を受けず、無線チャネルの変動を吸収する必要はない。しかしながら、ＡＴＬＦは、アンテナインピーダンスの変動を吸収する必要があり、変動は、アンテナのインピーダンスに影響を与える電磁波散乱物体または電磁波吸収物体が、アンテナの近距離場に配置されている場合に生じる。アンテナの近距離場の変動は、マルチパス通信チャネルの変動よりもずっと遅く、頻度がずっと少ないと予測される。したがって、ＡＴＬＦを、より低速の外側ループとして有することが望ましい。
アンテナインピーダンスの変化が重要な場合の例としては、患者がアンテナの近くのフィールドに影響を与える位置を変更し、したがってＡＴＬＦが収容しなければならないインピーダンスの位置を変更するスマート包帯があります。 ただし、この変更は、ルーム マルチパス チャネルの変更に比べて、ゆっくりと比較的まれに発生します。
イコライザは、ＡＴＬＦ によって課されるフィルタシェーピング歪みの一部を元に戻すことができます。 したがって、ＡＴＬＦ はマッチングに焦点を当て、ソフトショルダーのフィルタ応答を生成します。 これは、図９１に概念的に示すように、イコライザーによってある程度復元され得る。 したがって、複数の極を持つ複雑なＡＴＬＦを持つ必要はありません。 しかし、ＲＦ信号帯域の外部周波数成分がうまく一致しないほど、適度に強化されたＮＦが存在する。
ＡＴＬフィルテナ（ＡＴＬＦ）の実施
この議論の複雑さは、上に示したように、比較的狭い帯域幅でアンテナのインピーダンス挙動を概算するさまざまなアンテナ回路モデルが存在することです。 したがって、統一されたアプローチを試みるのではなく、より実用的な実施形態に単純な理想化回路の範囲をカバーする一連の例をステップ実行します。 他の例も可能である。
アンテナインピーダンスの放射抵抗成分
インピーダンスがその放射抵抗だけで構成されている架空のアンテナから始めましょう。 実際のアンテナには、まもなく追加する反応性のコンポーネントが常に含まれています。 図９３は、抵抗の受信機に接続されたこの理想化アンテナの等価回路を示すＲＲ，交流電圧源９３１０及び抵抗９３１２。遠くの放射線源からの印象的な電圧源がＲＭＳ（二乗平均平方根）振幅を持つ正弦波であると仮定します。Ｖ． したがって、このアンテナから使用可能な電力は
アンテナが抵抗の受信機に接続されている受信機ＲＲ． アンテナから受信機に転送される電力は、
アンテナの反射係数を次のように定義します。
我々が任意に取った場所Ｒ特徴的なアンテナインピーダンスとして。 そうしたら
したがって
これは、インピーダンスの不一致による電力損失を示す目的の形式です。
我々が任意に取った場所Ｒ特徴的なアンテナインピーダンスとして。 そうしたら
したがって
これは、インピーダンスの不一致による電力損失を示す目的の形式です。
次に、ＲＲ負荷は受信機のインピーダンスを表し、受信機がＮＦのノイズフィギュア（ＮＦ）を持っていることを表しますＲ． その後、アンテナと受信機の全体的なノイズの数字は、
アンテナの同等のノイズ温度が２９３であるという仮定に基づいています０Ｋ． アンテナと受信機の不一致によるアンテナ受信機ＮＦのインフレーションを明確に示しています。 アンテナ受信機のメリット（ＦＯＭ）の図は、このＮＦと定義してもよい。 アンテナ受信機のゲインは任意であり、ＦＯＭはアンテナが供給する利用可能な電力を利用する受信機の能力にのみ焦点を当てるべきであるので、これは理にかなっています。 受信機の ＮＦ が ＮＦ の場合Ｒ＝ １ 本質的なノイズを発生させず、不一致の結果はありません。 つまり、不一致は受信機の全体的な信号ゲインを減少させるだけですが、ＮＦには寄与しません。 これは、アンテナソースからのインバンドノイズと信号がまったく同じように処理されるため、不一致が両方に等しく影響するという意味もあります。 アンテナのマッチングは、受信機が追加のノイズを生成する場合にのみ必要です。 同様に、アンテナ入力の干渉ノイズが受信機の固有ノイズよりもはるかに大きい場合、アンテナの不一致に対する影響はほとんどないと述べることができます。
この時点では、いくつかの観測値が適切です。
アンテナに放射線抵抗に対する実質的な反応性成分（現在考えられる単純抵抗モデルなど）がない場合、ＮＦの不一致とインフレによる損失は通常控えめです。 Ｒ ＝ ２０ および Ｒ の例を考えてみましょう。Ｒ＝ ５０。 そうしたら
アンテナのリアクタンスを考慮すると、アンテナの不一致による損失がより重大になります。 このような状況では、マッチング回路のチューニングパラメータを調整する必要があります。 波長に対して寸法が小さいアンテナは、通常、反応性の高いコンポーネントを持ちます。
アンテナの出力で受信される信号のＳＮＲが非常に高い場合、アンテナの不整合についてはさほど気にしない。しかしながら、同じアンテナが送信に使用される場合、不整合は、搬送波周波数が近接しているという仮定の下で相互に影響するため、不整合は送信チャネルおよび受信チャネルに関して同じとなる。送信モードでの不整合損失は、送信機の動作が非効率であることを意味し、これは、バッテリ使用量および／または使用範囲に大きな影響を与える可能性がある。
受信機モードでは、アンテナの所望の信号出力は、一般的に、熱背景ノイズおよび干渉に埋もれる。さらに、マルチパスにより、正確な受信信号強度は大きく変動する。したがって、アンテナ整合の状態をＲＦ信号の観測値から推定することは実用的ではない。アンテナ整合の状態を評価するときの根拠となるように信号の構造上の特徴を確実に測定することができるようになる前に、所望の信号をダウンコンバートし、フィルタリングし、処理する必要がある。
送信モードでは、アンテナの反射係数は、通常実装が簡単であるＶＳＷＲ（電圧定在波比）測定に基づいて直接測定することができます。 ほぼ同じキャリア周波数で送受信に使用されるアンテナがあるとします。 その後、原則として、ＶＳＷＲ または送信モードの他の測定値に基づいてアンテナを照合し、相互関係によって受信モードに同じ一致が適用される場合があります。 アンテナが十分に広がっていて、送信チャネルと受信チャネル間の周波数分離がアンテナ帯域幅に比べて小さい場合は、この方法で十分です。 しかし、これはここで行っている仮定ではなく、アンテナから受信機に最適なエネルギー移動を転送するために、一般的に弱い受信信号のみに基づいてアンテナのマッチングを調整することを目的とします。
逆方向カプラを使用した反応性アンテナインピーダンスコンポーネントの共振ＡＴＬへの結合
要約すると、ＡＴＬＦは、図９４上部に示される負性抵抗として自己構成される共振ＡＴＬに結合されるアンテナ共振器からなる。アンテナ共振器は、直列ＬＲＣモデルで表わされ、Ｒは放射抵抗を表わしている。負性抵抗ＡＴＬは、制御ｇにより設定されるＧに対する直接依存性を表わすΓＧ＝Ｇ（ｇ）として与えられる反射係数で表わされる。アンテナを表す直列ＲＬＣ、およびキャパシタンスＣＶを有するバラクタダイオードを示す。これは、ΓΑとして表わされる等価反射係数を有する。図９４は、アンテナ（直列ＬＲＣ）９４１０、負性抵抗９４１２、抵抗９４１４、インダクタ９４１６、およびキャパシタ９４１８を示している。
指向性カプラを含むＡＴＬｎの他の実施態様とは異なり、ＡＴＬＦに関して重要なことは、指向性カプラが、図９５の小ループアンテナ例に示すものとは逆になることである。図９５は、小ループアンテナ９５１０、キャパシタ９５１２、指向性カプラ９５１４、および利得ブロック９５１６を示している。これにより、ＡＴＬＦの適切な性能の中核をなすＡＴＬｎ共振器とのアンテナ共振器の結合が可能になる。仮にカプラが逆ではないとすると、ＡＴＬによる負性抵抗反射は、ＡＴＬ自体の内部にフィードバックされ、アンテナの方に向かうのではない。
図９５に示すように、初期構成として小型ループアンテナから始めます。 ここでは、ループアンテナの誘導リアクタンスをキャンセルする容量を設定するシリーズバアクターダイオードがあります。 ゲインは、スケーリングブロックと逆方向カプラーとして配置されます。 動作は、信号がループアンテナの電圧源として入るということです。 これは、不一致のアンテナによって反射される １ つのポート反射として動作するゲイン セクションによって増幅されます。 逆方向カプラーは、ｇによって制御されるゲインステージからの反射を遮断する役割を果たす。
これを理想化されたループに結合すると、全体的な伝達関数が次のように与えられています。
アンテナ ポートインピーダンスが ｚ と表示されるアンテナのシリーズ ＬＲＣ モデルを考えてみます。Ａと与えられる
反射係数（アンテナポートを調える）は、
ここでは、特性インピーダンスが１となるようなインピーダンス正規化を使用しています。 この反射係数ΓＡとして表すことができます
この反射係数は、正規化された周波数範囲０．７５＜ｗ－１．２５に対してライン９６１０として図９６にプロットされています。 予想通り、ＣＶ静電容量はアンテナのリアクタンスをキャンセルし、共振時の反射係数は負の実数値です。
放射抵抗や導体損失が周波数の関数ではないアンテナは、その中で考えると興味深いことです。ΓＡは、すべてのパス フィルタと同様の極ゼロパターンを持つ一定の振幅関数です。 図９７に示すように、この場合の根軌跡。
ルート軌跡は、Ｒ ＝ ０．１ の一般的な Ｑ エンハンスメントを示しています。 Ｒ＞１の場合は負のＧを使用する必要があります。 次の点に注意してください。
負の Ｇ と ｜Ｇ｜＞ １ は －１ の範囲の負の抵抗に対して発生します。Ｇ０
正の Ｇ と ｜Ｇ｜＞ １ は－∞ ＜／ａ０＞ の範囲の負の抵抗に対して発生します。Ｇ－ １
すべてのインピーダンスは特性インピーダンスに正規化されることに注意してください。
ここでは、出力がスケーリングブロック出力から取得されることを前提とします。 また、アンテナとの入力相互作用は、直系列電圧源で表してもよい。 Ｃ ＝ １、Ｌ ＝ １、Ｒ ＝ ０．１ の正規化された値をいくつか差し込むと、Ｇ の ９７ の左側に示すルート軌跡が Ｇ＜ ０ に対して得られます。 Ｇが否定的でなければならないことは明らかです。
共振状態で。
共振状態で。
この根軌跡は、ポール運動の典型的なＡＴＬｎ挙動が存在し、閉じたループポールが交差して制御され得ることを示しています。ＪｗＲ１．すなわち、放射インピーダンスが特性インピーダンスより小さいことを条件とする軸。Ｒ＞１の場合、図９７の右側根軌跡プロットに示すように、この回路のＱ増強の可能性に限界がある。 Ｒ ＞ １ の場合、開ループ極は実際には負の実軸上にあり、共振がないことに注意してください。 ただし、フィードバックを提供すると、Ｒ によって制限される ０ から有限値までの Ｑ 拡張が生成されます。
次に、Ｇ の値の伝達関数を考えてみましょう。
Ｇａ ＝ １／分（実（Ｔ）） ＋ ．０１
Ｇａ ＝ １／分（実（Ｔ）） ＋ ．０１
これは、約１００の閉ループＱを与えます。 周波数応答は、９８１０行目の図９８の上部にプロットされる。
バラクタの静電容量を変更するＣＶＡＴＬ１と同様に、広い周波数範囲でチューニングできます。 正規化された曲線は図 ９８ の下部に示され、９８１２ 行は Ｃ を示します。Ｖ＝ ０．８、行 ９８１４ は Ｃ を示します。Ｖ＝ １．０、行 ９８１６ は Ｃ を示します。Ｖ＝ １．２、回線 ９８１８ は Ｃ を示します。Ｖ＝ １．４．
小さなループアンテナ９９１０、コンデンサ９９１２、指向性カプラ９９１４、ゲインブロック９９１６を持つ図９９の回路のように、シリーズではなくループアンテナと並行してバアクターダイオードを配置するとします。 唯一の変更は、今ΓＡは、図 ９９ の下に行線 ９９１８ のスミス チャート プロットをもたらす前のケースの負の値です。
明らかに、バンドパス応答とＱエンハンスメントの考慮事項はすべて以前と同じままです。 唯一の変化は、Ｇが負ではなく正であるということです。 また、図１００のように調整された短ダイポールアンテナも考えられます。 ここでは、ダイポールは、直行性の負けだけでなく、放射線抵抗を考慮して、シリーズコンデンサとシャント伝導として最適にモデル化されています。 バアクター １００２０ をこれと並行して配置し、インダクタのチューニング範囲を提供します。図１００は、コンデンサ１００１０、アンテナ１００１２、インダクタ１００１４、指向性カプラ１００１６、およびゲインブロック１００１８を示す。
この構成では、逆方向カプラから見たアンテナへの入力インピーダンスは、
図９８の下部は、正規化されたバアクターダイオード容量の様々な値に対するＡＴＬＦの伝達関数を示す。 これは、最初にＬとＣｖが一致するアンテナの反射係数を決定することによって計算されます。 次に、理想的なＡＴＬ１には、アンテナ反射の最小実数部の反射係数が、対象の周波数範囲にわたって割り当てられ、０．０１が加算されます。 これにより、Ｑが約１００の範囲で与える。
反射係数は、図１０１１０に示すようにプロットされ、以前と同様の挙動を示すが、ΓＡは少し大きく、実際の軸を中心に対称ではありません。
興味深いのは、図１０２に示す回路で、バアクターダイオード１０２１０がインダクタ１０２１２の後により論理的に配置され、残念ながら非常に小さなチューニング範囲しか持っていない。 バアクターがインダクタと一連の場合、チューニング範囲が復元されます。図１０２は、アンテナ１０２１４、コンデンサ１０２１６、指向性カプラ１０２１６、およびゲインブロック１０２１８を示す。
次に、図１０３に示すように、フィードバックループにおける位相シフターの組み合わせを考えてみましょう。図１０３はアンテナ反射を示す１０３１０、指向性カプラ１０３１２、位相シフタ１０３１４、およびゲインステージ１０３１６。全体的な伝達関数は、
この伝達関数の分子は、出力と入力が配置される場所によって異なる場合があります。 ここでは、入力がアンテナに電流感銘を受け、ゲインブロックの出力から出力を取得すると仮定します。 これで、結合された極とゼロを考慮し、図１０４に示すようにＧの関数として閉ループ極をプロットすることができます。
これにより、アンテナ反射および位相シフタの結合共振に関して現在、ある程度の複雑さが明らかになる。重要な結果は、閉ループ支配極が位相シフタにより決定され、アンテナ反射により決定されるのではないということであることに留意されたい。Γα（ｓ）の極は、残念ながら実軸に向かって進み、次に極のうち１つの極が、右側平面の内部に実軸に沿って進んで、最終的に、プロセスを不安定にする。この例の場合、図１０５に示すように、実軸に不安定極がＱ増強が完了する前に現われる。
幸いなことに、この回路は、極の動きを遅くする簡単なリード回路で安定化させることができる。行う必要がある全てのことは、図１０６に示すように、ＲＣリード回路を追加することである。図１０６は、キャパシタ１０６１０および抵抗１０６１２を示している。この復旧回路は、図１０３のループ内のいずれの箇所にも配置することができ、安定性を増強することができる。この回路を追加することにより、根軌跡は図１０７の根軌跡に変化して、支配極の安定性が増強していることを示している。
次に、位相シフターを共振器に置き換え、図１０８と図１０９に示す根軌跡プロットを得ます。 共振器を使用すると、支配的な極だけが交差するという点で、より簡単な応答があることに注意してください。Ｊｗ軸。 二次アンテナ極は、左のルート軌道になります。 この交換の主な利点は、追加の補正を必要とせずにループが安定していることです。
ここで、上記のように共振器をデオンすることで補正できる望ましくないループ遅延を持つ ＡＴＬ１ が本質的に得られることに注意してください。 この回路は、
図１１０。 ＡＴＬ１ の唯一の偏差は、ＡＴＬ１ ループに戻るのではなく、アンテナから反射するフィードバック信号を送信するために、方向カプラーが異なる方法で設定され、逆になっているということです。 図１１０は、アンテナ再構成１１０１０、逆方向カプラー１１０１２、ゲインステージ１１０１４、および共振器１１０１６を示す。
図１１０。 ＡＴＬ１ の唯一の偏差は、ＡＴＬ１ ループに戻るのではなく、アンテナから反射するフィードバック信号を送信するために、方向カプラーが異なる方法で設定され、逆になっているということです。 図１１０は、アンテナ再構成１１０１０、逆方向カプラー１１０１２、ゲインステージ１１０１４、および共振器１１０１６を示す。
図１１０の下部にも示すように、これをＡＴＬ２回路に拡張することができます。 ＡＴＬ２に基づくＡＴＬＦのルート軌跡を図１１１に示す。 ２つの共振器の極は、向かって移動する行きの良い支配的なポールにつながることに注意してくださいＪｗ軸だけでなく、より高い周波数でスプリアスポール。 ただし、高い Ｑ 拡張の場合、これはほとんど影響を受けにくくなります。 共振器の左の極はアンテナ極で、最後に左端はループ遅延をシミュレートする全てのパス回路の極です。
最後に、ＡＴＬ３に基づくＡＴＬＦの根軌跡を完成するために、図２１２に与えられる。 繰り返しますが、支配的なポールが行きの良い方法で動いているという問題はありません。Ｊｗ軸。 しかし、より高い周波数で再び迷惑なスプリアスパスバンドモードの可能性があります。 繰り返しますが、Ｑ エンハンスメントが高い場合は、問題は発生しません。
キャリブレーションの目的で、所望の周波数を指定して、アンテナのバアクターとＡＴＬ３の個々の共振器の容量を変化させることができます正しくチューニングされる場合、根軌跡は図２１３に示す通りに現われる。かなり驚くべき非自明な結果は、すべてが正しく設定される場合に、ＡＴＬ３フィルテナに関する支配極がｊｗ軸に向かって真っ直ぐに移動し、スプリアス通過帯域を伴わないということであることに留意するのが重要である。これは、上記のようにキャリブレーションに使用できる最小Ｇ溶液です。 したがって、以前のキャリブレーションルールは、４つのバアクターが｛ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆに設定されるようにそのまま残りますＡｎｔ｝ 制約のある Ｑ 拡張または帯域幅に対して Ｇ が最小化されるようにします。
負の抵抗要素としてのＡＴＬｎ
上に示したように、ＡＬＴＦの重要な要素は、指向性カプラが通常のＡＴＬｎ構成とは逆になって、アンテナが、制御可能な帯域幅を有するＡＴＬｎの共振構造の内部に結合されるということである。通常の指向性カプラが逆になると、これにより、ＡＴＬｎが負性抵抗として動作するようになって入力電力の戻り利得を供給する。ＡＴＬＦがこのようにして実装される場合、指向性カプラに関する要求はなくなる。これは、適切な指向性カプラを、物理的に小さいＬおよびＣを有するチップの上に実現することが難しいので非常に望ましい可能性がある。したがって、このセクションでは、ＡＴＬＦに対して異なるアプローチを採って指向性カプラなしで済ませ、次に制限帯域幅にわたる利得を有する反射型位相シフタを実装する。これは、共振器、アンテナ、および位相シフタの結合であると解釈することができる。ここでの目的は、詳細な設計ではなく、回路トポロジの説明であるので、ＡＴＬ１を有するＡＴＬＦに戻ってＡＴＬＦに関する説明を行う。
図９５のＡＴＬＦ回路の右側にあるフィードバックゲイン回路を考えてみましょう。 方向カプラーを調える反射係数は Ｇ です。 したがって、同等のインピーダンスは、
どこＺ０は、基準または特性インピーダンスであり、ＺＧは同等の入力インピーダンスです。 これは与える
この理想化された例では、Ｇは現実的で肯定的である。 したがって、Ｇ ＞ １の場合、私たちはそれを見るＺＧ負の抵抗である ０。 次に、図１１６は、交流電圧源１１６１０、抵抗１１６１２、およびインダクタ１１６１４と、これは、バアクター、インダクタおよび負の抵抗で図１１６で増強されるＺＧ． 図１１６の下部にある図は、上図のテベニン等価回路です。ＶＡは、反応積分に基づいて入力ＥＭ信号から導出可能な電圧源である。 ＡＴＬＦのバンドパス応答を生成する観点から重要なのは、Ｚインチを使用ＺＧ周波数の関数として。 現在の制約私次のように指定されます。
次に、
図１１７に示すようにＺ平面に描かれた。 目的は、ＡＴＬＦ 応答をΩ． 今ＶＡは、アンテナの等価電圧を、周波数の関数として一定であると考えられる。 テイクＶＡ＝定数、次に図１１７のフェザ図から続くΩ共振点を通して変化し、Ｖａ／ｉ対応する最小値を通過する必要があり、したがって電流私最大の大きさを通過する必要があります。 また、のフェーズを見ることができます。私周波数が共振点を通過するにつれて、大きな変化を経験する必要があります。 の距離が小さいほど
、
共振が鋭く、大きいほど
は与えられたＶＡ． ＡＴＬＦ の出力はｉ（ω）、ＡＴＬＦ応答は、図１１７の下部に示すように急激に増強された共振を有することが続く。
図１１７に示すようにＺ平面に描かれた。 目的は、ＡＴＬＦ 応答をΩ． 今ＶＡは、アンテナの等価電圧を、周波数の関数として一定であると考えられる。 テイクＶＡ＝定数、次に図１１７のフェザ図から続くΩ共振点を通して変化し、Ｖａ／ｉ対応する最小値を通過する必要があり、したがって電流私最大の大きさを通過する必要があります。 また、のフェーズを見ることができます。私周波数が共振点を通過するにつれて、大きな変化を経験する必要があります。 の距離が小さいほど
共振が鋭く、大きいほど
ＡＴＬＦ の実行時チューニング
ＡＴＬｎ と同様に、｛目的の
Ｑ、必要な中心パスバンド周波数｝の特定の入力の検索テーブル （ＬＵＴ） エントリに基づいて、ＡＴＬＦ の ｛ｇ，ｐ，ｆ｝ コントロールを設定できます。ＬＵＴは、無響室において標準化された測定値に基づいて収集することができる。しかしながら、工場におけるこの初期較正は、アンテナが定常状態になっている場合にのみ有用である。アンテナが別のアンテナのために変更される場合、またはアンテナのインピーダンスが近距離場の相互作用により変化する場合、ＬＵＴ入力はエラーになる。有用であるためには、ＡＴＬＦはランタイムキャリブレーション手法を有する必要がある。
Ｑ、必要な中心パスバンド周波数｝の特定の入力の検索テーブル （ＬＵＴ） エントリに基づいて、ＡＴＬＦ の ｛ｇ，ｐ，ｆ｝ コントロールを設定できます。ＬＵＴは、無響室において標準化された測定値に基づいて収集することができる。しかしながら、工場におけるこの初期較正は、アンテナが定常状態になっている場合にのみ有用である。アンテナが別のアンテナのために変更される場合、またはアンテナのインピーダンスが近距離場の相互作用により変化する場合、ＬＵＴ入力はエラーになる。有用であるためには、ＡＴＬＦはランタイムキャリブレーション手法を有する必要がある。
受信機からの復調信号のＳＮＲを最大化することは１つのアプローチである：｛ｇ，ｐ，ｆ｝は、処理された出力のＳＮＲが最大化されるようにディザリングされる。 ＡＴＬＦ アンテナに結合された一定電力のデータ変調信号を考えてみましょう。 ＡＴＬＦ アンテナの位置と方向が固定されたままであると仮定します。 ＡＴＬＦ の出力は復調され、データ サンプルの ＳＮＲ は時間内に連続的に計算されます。 処理受信機復調器には、データ復調の内部プロセスとして行われる独自のクロックおよびキャリア同期スキームがあると仮定します。 公称 ＳＮＲ の場合、キャリアとクロックの最適化を備えたこの復調関数は、ＡＴＬＦ 最適化とは比較的独立しています。 次に、受信機のクロックおよびキャリアトラッキングループよりも遅い時間定数を持つ｛ｇ，ｐ，ｆ｝コントロールをディザリーします。 その結果、最適なポイントが見つかり、ＬＵＴ が更新される場合があります。 当業者は、使用する適切な数値最適化アルゴリズムを選択する。 このようにして、データ信号の動作ポイント（キャリア周波数と帯域幅）のＬＵＴを最適化し、ＳＮＲを最適化することができます。 ＬＵＴへの入力はデータ信号のパラメータであり、ＡＴＬｎのセルフキャリブレーションに使用する所望の中心周波数と帯域幅ではありません。
帯域幅が適切に設定され、帯域幅が広すぎると、隣接するチャネル ノイズが多すぎて受信機に入れなくなることを考慮します。帯域幅が狭すぎると ＩＳＩ（シンボル間干渉）が発生します。
次に、ＡＴＬＦ がまだ静止アンテナで静止しており、近傍の変化はないが、データ信号が周波数ホッピングであると仮定します。 ただし、ホッピング シーケンスがわかっているため、今後のデータ バーストの ＬＵＴ エントリを使用して ＡＴＬＦ を設定します。 ただし、｛ｆ，ｇ，ｐ｝ はわずかに新しい値にディザリングされ、バーストが復調された後に得られた ＳＮＲ が増減したかどうかを示します。 その後、グラデーションアルゴリズムを使用して、データバーストに関連する特定のパラメータを最適化できます。 つまり、現在のディザに基づいて測定された ＳＮＲ が以前よりも優れている場合は、ＬＵＴ エントリを現在の ＡＴＬＦ パラメータ セットに向かって少し微調整します。 このようにして、現在のデータ変調に対する ＬＵＴ エントリをゆっくりと最適化できます。 ＡＴＬＦ チップは特定のワイヤレス アプリケーションで使用され、複数の変調タイプを扱うことは想定されていないため、一般に、特定のデータ変調に最適化するだけで十分です。 ただし、使用目的が複数の変調タイプの場合は、各信号タイプに対して ＬＵＴ が生成され、使用される可能性があります。 ＳＮＲ測定はランダムであるため、ディザリングに基づく｛ｆ，ｇ，ｐ｝最適化は本質的に確率的勾配検索アルゴリズムです。
次に、マルチパス環境が変化することを意味するアンテナの移動を許可します。 ただし、これはアンテナインピーダンスが変化することを意味するものではありません。 アンテナが変更された場合にのみ、ＳＮＲ が最大のままの場合、ＡＴＬＦ ＬＵＴ パラメータを変更する必要があります。 マルチパスはダイナミクスのフェードを引き起こし、ＳＮＲは変調されたデータ信号と同じホッピング周波数でバーストから次のバーストに変更されます。 したがって、ＳＮＲ の変更は、｛ｆ，ｇ，ｐ｝ の変更とは対照的に、マルチパスの変更により多くなります。 幸いなことに、ストキャスティクス検索を使用して最適な ｛ｆ，ｇ，ｐ｝ を見つけることができます。 不安定性を避けるためにのみ、ＡＴＬＦ パラメータの調整は非常に小さな増分で行う必要があります。
もう一つの複雑さは、アンテナの近傍環境の変化である。 例として、患者がアンテナの近距離に影響を与える位置を変更したり、定期的にロールオーバーしたりするスマート包帯があります。 このような場合、アンテナのインピーダンスが変化し、ＬＵＴのエントリを変更する必要があります。 したがって、これは、妥当な応答時間で変更を追跡し、最適な ｛ｆ，ｇ，ｐ｝ を決定することの間の妥協になります。 この種の問題には解決策があり、パブリック ドメインの広範なパブリケーションでカバーされています。 従来のアプリケーションは、ケーブル モデム イコライザです。
ディザリング アルゴリズムは、最も単純な実行時キャリブレーションであり、一般的に堅牢です。 しかし、ディザリングアルゴリズムが失敗する病理学的なケースがあります。 新しい機械学習アルゴリズムが適用できる場合があります。 アルゴリズムは、特定のアプリケーションによって大きく異なります。
ＡＴＬＦ の帯域幅
ＡＴＬＦの信号帯域幅は、アンテナへの反射係数を見ることによって可視化することができる。 アンテナは、以前と同様にシリーズＬＲＣモデルと共振していると考えています。 アンテナをのぞき込む反射係数ΓＡは 次のように指定されます。
特徴的なインピーダンスがＲであることに基づいています。 したがって、極ゼロパターンは、ＬＨＰ の ｊｗ 軸と極に ２ つのゼロを持っています。 の比率が小さいほどＲ／Ｌ極が ｊｗ 軸に近いほど、極は近づきます。 これで、ＡＴＬＦ 転送関数の形式は次のようになります。
これは多くの詳細を無視しましたが、Ｇの増加はｊｗ軸に向かって極を移動させ、相値に見合った帯域幅を狭めることを示しています。
根軌跡の詳細に関係なく、Ｒ／Ｌが減少すると、根軌跡の開始点はｊｗ軸により近くなり、帯域幅がより小さくなる。より大きな帯域幅が必要になる可能性があるので、これは実効Ｑスポイリングの場合に当てはまることに留意されたい：ＡＴＬＦアクティブフィードバック利得により、極をｊｗ軸から遠ざかるようにＬＨＰの内部にさらに押し込み、帯域幅を減らすことができる。
図８８は、Ｎｙｑｕｉｓｔプロット、およびＮｙｑｕｉｓｔ等高線８８１０およびＧ＝２サークル８８１２を示す帯域幅および安定領域を決定する可能性を示している。３ｄＢ帯域幅は、伝達関数の分子にも依存し、伝達関数はＮｙｑｕｉｓｔの一部であるとは考えられないことに留意されたい。Ｇが増加すると、ｅ－ｊφ／Ｇの円がより小さくなって、る／はＳの領域の増加を不安定領域の増加、およびより狭い帯域幅を示している。したがって、０＜Ｇ＜１の場合、円半径は１よりも大きいので、不安定性はない。
ＡＴＬＦのメリットの図
ＡＴＬＦ の信号品質係数は、メリット（ＦＯＭ）の図とも呼ばれ、受信モードでアンテナ全体が着信電磁気（ＥＭ）信号にどの程度応答するかを示します。 この ＦＯＭ は、さまざまなアンテナが ＡＴＬＦ によって収容される可能性があるため、特定の設計シナリオに応じて許容または優先されるものが変化する可能性があるという点で柔軟性があります。 したがって、ＦＯＭは、アンテナ素子自体の性能とＡＴＬＦの性能、つまり特定のアンテナを収容するＡＴＬＦの能力を分離する必要がある。
アンテナは、入力ＥＭフィールドに含まれる信号をインターセプトし、伝導電力に変換します。 このタスクを実行するアンテナの有効性は、本明細書においてＲとして示される放射抵抗によって定量化されるＡ． アンテナから使用可能な電力は、もちろん電圧または電流として信号振幅に依存します。 信号振幅を決定する複雑さは、単にアンテナの特性であり、ＡＴＬＦではないため、このＦＯＭ計算では無視される可能性があります。 したがって、アンテナ端子出力には使用可能な電力があると仮定するかもしれません。ＰＡｖ 、 次のように指定します。
どこ私Ａは、アンテナ端子から出る電流のＲＭＳレベルです。 それ以外の場合は、検討することができますＶＡアンテナ端子のＲＭＳ電圧として、使用可能な電力が
受信機に送達される実際の電力は、ＡＴＬＦの入力インピーダンスとＡＴＬＦに関連する信号ゲインによって異なります。 ただし、この ＡＴＬＦ ゲインは ＦＯＭ の一部であってはならない。 代わりに重要なのは、ＡＴＬＦ が使用可能な電力を使用し、ＡＴＬＦ によってどの程度のノイズが寄与するかです。 レットＲＦは、ＡＴＬＦ の入力共振インピーダンスを示します。 次に、ＡＴＬＦのノートンおよびテベニン等価回路を図１１８に示すように、抵抗１１８１０およびソース１１８１２を示す。
ＡＴＬＦの目的は、利用可能な電力を最大限に活用することです。ＲＦ＝ＲＡ． この条件が満たされない場合、次のように指定された反射係数に基づいて、一部の電力が ＡＴＬＦ から反射されます。
対象
アンテナの電力の一部がアンテナに反射され、再放射されるため、失われます。 ＡＴＬＦ によって吸収される信号電力は、
これは、インピーダンスの不一致による電力損失を示す目的の形式です。
次に、受信機の負荷抵抗があると仮定します。ＲＲはレシーバインピーダンスを表し、受信機はＮＦのノイズフィギュア（ＮＦ）を持つＲ． その後、アンテナと受信機の全体的なノイズの数字は、
アンテナの同等のノイズ温度が２９３であるという仮定に基づいています０Ｋ． この関係は、アンテナと受信機の不一致によるＮＦのインフレーションを示しています。 アンテナ受信機のメリット（ＦＯＭ）の数値は、このＮＦとして定義してもよい。 アンテナ受信機のゲインは任意であり、ＦＯＭはアンテナが供給する利用可能な電力を利用する受信機の能力にのみ焦点を当てるべきであるので、これは理にかなっています。 ＮＦ の場合は、Ｒ受信機の本質的なノイズを発生させず、アンテナの不一致の結果はありません。 つまり、不一致は受信機の全体的な信号ゲインを減少させるだけですが、ＮＦ には寄与しません。 これは、アンテナソースからのインバンドノイズと信号がまったく同じように処理されるため、不一致が両方に等しく影響するという意味もあります。 アンテナのマッチングは、受信機が追加のノイズを生成する場合にのみ必要です。 同様に、アンテナ入力の干渉ノイズが受信機の固有ノイズよりもはるかに大きい場合、アンテナの不一致に対する影響はほとんどないと述べることができます。
上記で説明したように、負の抵抗としての ＡＴＬＦ は、ＡＴＬＦ のノイズ数値 （ＮＦ） によって特徴付けられた ＡＴＬＦ 負の抵抗ブロックへの入力で同等のノイズ ソースによって表される追加の独立した熱ノイズを生成します。次のように示されます。ＮｆＡｔｌＦ． 全体的な ＡＴＬＦ の ＮＦ は、
どこＳｎｒインチは、アンテナの使用可能な電力出力に関連付けられた ＳＮＲ です。Ｓｎｒ乙は、共振周波数でこれを評価していると仮定して、ＡＴＬＦ の出力で ＳＮＲ を使用します。
アンテナが室温で黒体熱放射を受け、アンテナ端子で伝導ノイズスペクトル密度がΗＡ． 同様に、ＡＴＬＦ負の抵抗は、同じ入力ノイズ密度を持っています。ΗＦ． その後、私たちは持っています
ＡＴＬＦ負の抵抗のＮＦを次のように書いたところ
要約すると、ＡＴＬＦ の全体的な ＮＦ は、Ｆは、ＡＴＬＦ で使用される負の抵抗の ＮＦ の積です（ＦＦ）およびのペナルティ期間
これは、ＡＴＬＦが使用可能なアンテナ出力信号電力をどの程度吸収するかをキャプチャします。
の使用ＮｆＦＯＭは、ＡＴＬＦがアンテナ信号をどの程度吸収し、ゲインステージに転送するかをキャプチャするので合理的です。 これは、マッチング回路が所望の周波数範囲にわたってコンポーネントの損失と不一致を表す従来の配置と比較することができる。 Ｎｆまた、ＡＴＬＦの不一致による同等のノイズインフレーション、特にアンテナ放射抵抗と負の抵抗として使用されるアクティブな電子機器との間を示しています。 このインピーダンスを決定することは、微妙な点です。・ ΓＦ・）＞ 負の抵抗による１。
アンテナからの入力信号が４ポート指向性カプラーに結合された図１１９に示すように、負性素子の等価回路を考えてみましょう。図１１９は、４ポート指向性カプラ１１９１０、ゲイン１１９１２、抵抗１１９１４、接地１１９６、および位相シフタ１１９１８を示す。このカプラーの出力が増幅され、位相がシフトしてカプラーに送り返されます。 ポート ｛１，２｝ とペア ｛３，４｝ のペアが強く結合されるように、高比率のカプラーを想定します。 ゲイン Ｇ が十分に高く、ポート １ からゲイン Ｇ へのパスとポート ３ からポート １ へのパスがゲインを持つ可能性があると仮定します。 次に、ポート１では、位相シフタがハイブリッドカプラの９０度シフトをオフセットするように正しく設定されている場合に、負の抵抗に相当します。 周波数依存性に関わらず、共振周波数ではＲの不一致によりポート１で信号反射が行われることは明らかです。Ａ図１１９の回路の特性インピーダンスでは、その要因に関連する信号損失につながります。
．
負抵抗トランジスタ装置では、狭帯域上で動作する同様の等価回路を考えることができます。 したがって、用語
は、トランジスタ内の信号フローに影響を与えるために使用できる信号の比例損失を表します。
の過剰損失係数
は重要ですが、他の損失メカニズムやノイズ源に比べて適度な損失を表します。 例として、不十分に一致したアンテナを考えてみましょう。ＲＡ＝ １０ オームとＲＦ＝ ５０オーム
ＮＦ に関しては約 １ ｄＢ の緩やかな増分を表します。 反応性成分に起因する不一致によるＮＦは、はるかに大きくなる可能性がある。
は重要ですが、他の損失メカニズムやノイズ源に比べて適度な損失を表します。 例として、不十分に一致したアンテナを考えてみましょう。ＲＡ＝ １０ オームとＲＦ＝ ５０オーム
ＮＦ に関しては約 １ ｄＢ の緩やかな増分を表します。 反応性成分に起因する不一致によるＮＦは、はるかに大きくなる可能性がある。
ＡＴＬＦ 構成
したがって、ＡＴＬＦ の主な実装の問題は次の通りです。それ共振器カップリングの。 このために、開発される可能性のある様々な回路構成があり、その一部はカテゴリに分類されており、図１２０のブロック図に示す：
Ａは、アンテナ１２０１０からＡＴＬｎ １２０１２への直接接続を示し、ＡＴＬｎは周波数の切断性とＱ調整を提供するが、アンテナ１２０１０への結合を提供しない。
Ｂは、アンテナサブ回路をＡＴＬｎフィルタから切り離すアクティブアイソレータとして機能するＬＮＡ １２０１４を示す。 アンテナ１２０１０が目的帯上の特性インピーダンスと一致しない場合、ＡＴＬ１ １２０１２に効果的に結合しない。 したがってＢは、一致するネットワーク１２０１６とＬＮＡ １２０１４を含む。
Ｃは、ＬＲＣ回路としてモデル化され得る小型アンテナ１２０１０を示し、バアクター１２０１８は有効アンテナ容量を変更する。 これによりアンテナの共振が変化し、動作帯域上のアンテナがＡＴＬ１共振器１２０２０に部分的に一致する。
Ｄ は Ｃ と同じですが、ＡＴＬ１ １２０２０ と ＡＴＬｎ １２０１２ のカスケードがあります。 最初のＡＴＬ１はアンテナ１２０１０と相互作用し、バアクター１２０１８を備えた低いＱ回路である。 この回路の理由は、第２のＡＴＬｎによってさらに増強される支配的なポールペアを作成するＱの部分的な増強を行うためである。 このアプローチにより、より広範なアンテナに対応しやすくなります。
Ｅ は、構成済みの ＡＴＬｎ によって提供される制御可能な負の抵抗ソリューションを、後で ＡＴＬＦ 実装に示します。Ｅは、アンテナ１２０１０、共振器１２０２２、位相シフタ１２０２４、および負インピーダンス１２０２６を示す。
Ｆ は、オフ チップ指向カプラーに基づく ＡＴＬＦ 実装を示しています。Ｆは、アンテナ１２０１０、カプラ１２０２８、及びスケーリング、共振器、及び位体ブロック１２０３０を示す。
ＧはＦに似ているが、位相シフタを取り外して３つの共振器１２０２２に置き換えることができれば、上述したようにわずかに調整すれば適切な位相補正の範囲を提供することを示す。Ｇは、アンテナ１２０１０、カプラ１２０２８、およびスケーリングブロック１２０３２を示す。
Ｈは、放射素子１２０３４と統合指向性カプラ１２０３６からなる特殊なアンテナ１２０１０からなるＡＴＬＦを示し、Ｆ及びＧのバージョンに接続し得る２つのポートアンテナを提供する。 したがって、１つのブロック１２０３０に示すように、スケーリング、位相および共振器。
選択の実装がシステム レベルのパラメーターとパフォーマンス目標によって駆動される場合は、他の実装も可能です。
ＡＴＬＦキャリブレーション
ターゲットアプリケーションのＡＴＬｎの性能を適応させる制御電圧を設定する方法について説明するように、次の原則に基づいて設定できます： この例では、ＡＴＬ１の場合、ＡＴＬ３に対しては３つのそのようなＬＵＴが存在する可能性があります。、９ つの ＬＵ が存在する可能性があります。
以下は、特定の実装に関連する場合と関係ない場合に関するさまざまな考慮事項について説明します。
次に、単一の ＡＴＬ１ コア モジュールのキャリブレーションと安定化の例について述べています。 図３２は、ＡＴＬ１ブロック７５０２の応答を較成および安定化する目的で組み込まれた処理を有する回路を提示する。
マイクロプロセッサ７５０４は、一般にシステム資産であり、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路７５０６として実装されたＤＡＣを介してＡＴＬ１ ７５０２の周波数およびＱの制御を調整し、温度センサ７５０８からの読み取り値に基づいて調整する。 マイクロプロセッサはＡＴＬ１ ７５０２を自己振動の開始まで駆動します。 この自己発振の周波数は、マイクロプロセッサ７５０４によっても設定された結晶基準７５０５と周波数シンセサイザ７５０７によって生成された周波数シンセサイザ信号によってブロック７５１０内でダウン変換される。 周波数カウンタ７５０９または他の測定手段は、ダウン変換された信号の周波数を決定する。 このようにしてＡＴＬ１コアモジュールの共振周波数を決定してもよい。 また、ＡＴＬ１ ７５０２の出力における自己発振信号の増加率を推定できる電力検出器７５１２及びＡＤＣブロック７５１４がある。 マイクロプロセッサ７５０４は、この指数関数的な電力の上昇を推定し、これによりＡＴＬ１ ７５０２の閉ループ極がどこにあるかを決定する。 現在、それはちょうど右になりますＪｗ軸。 Ｑエンハンスメントがわずかに減少すると、自己振動は同じ周波数で高い精度で継続されますが、指数関数的に減衰し始めます。 今、ポールは、ＡＴＬ１キャリブレーションは時間の経過とともに安定していますが、主に周囲温度に基づいて変化しますが、ＡＴＬＦのキャリブレーションは、意図的な振動条件への移行に依存します。ＡＴＬＦ． 私たちは、ナイキストの軌跡の外側の円を横切ると不安定になるという事実に頼っています。 複雑変数理論は、現在の文脈に関連する安定性に関する２つの視点を提供する。
複素変数理論からの開ループ伝達関数の安定性
複素変数理論に由来する最初の結果は、開ループ伝達関数は、伝達関数自体が安定しており、極を右側平面の内部に有していないことである。これは、成分が無条件に安定している限り真である。我々が有するアーキテクチャでは、共振器および利得ブロックが安定であると仮定し、これは、共振器については、これらの共振器がアクティブ利得をもたない受動補助回路であるので確かに真である。利得ブロックは無条件に安定であると仮定することができるので、適正であるとみなすこともできる。しかしながら、ある状況が、利得ブロックが、無条件に安定していないトランジスタ構成に基づいている場合に発生する可能性があり、他のループ成分のインピーダンスがわずかに変化すると、極が右側平面内に徐々に近づいてＮｙｑｕｉｓｔの安定性基準が変化するのを確認することができる。これは、回避することができる、または最小限に抑えることができる設計上の問題である。しかしながら、ＡＴＬＦの負性抵抗の実装は、利得ブロックが確かに無条件に安定していないという点で、困難性が若干増大する。共振器または位相シフタによる反射および負性抵抗による反射により、極が、通常の動作帯域外の右側平面の内部に押し込まれる状況が容易に発生する可能性がある。これは、共振器の帯域幅よりもかなり低い、または高い周波数とすることができ、反射係数は１に近づく。これは、１）開ループ極が右側平面内に存在せず、２）潜在的な極が設計し尽くされることを確実にするような注意深い設計を行うことにより回避される必要がある。
複素変数理論からの分析連続性
依存している複雑な変数理論のもう １ つの結果は、分析の連続性です。 これは、外側の円の内側の任意のポイントが不安定であることを示します。 限界安定性（境界点）をもたらす（ｆ，ｇ）の点を決定すると、ナイキストの軌跡の一部が得られるのはこのためです。 したがって、ｇ制御の観点から任意の量で境界をオーバーシュートし、依然として不安定な領域にいる可能性があります。 裏を返せば、この境界の外側では、厳密に安定した動作をしています。
さらに、ナイキスト座から短い距離の手術ポイントは、安定した領域で指数関数的に減衰し、不安定な領域で指数関数的に成長している予測可能な自然モードを持っているということです。 有用な部分は、この成長または減衰の係数がナイキスト輪郭への傾斜距離に比例することです。 まるで私たちが飛行機に乗って、それをゆがめたかのようである。Ｊｗ軸はナイキストの外側の輪郭に準拠しています。 これにより、ｇとｆの変化がＱにどのような影響を与えるかを正確に予測することができます。 これを図９２に示す。 キャリブレーションとトラッキングをスムーズかつ可能にするのは、この連続性プロパティです。図９２は、安定領域９２１０、不安定領域９２１２、同じ指数減衰９２１４を有する点の軌跡、同じ指数成長９２１６を有する点の軌跡、および外側のナイキスト輪郭９２１８を示す。
興味深い特性は、ナイキストの軌跡は、フィールド近くのアンテナのアンテナ反射のために、表示される小さなループを持っている可能性が高いことです。 これらのループは、図１２８に示すように常に不安定領域の内部に入っている。 この理由は、ナイキスト軌跡のフェザー（実現可能な安定したオープンループ応答の場合）は、周波数が増加するにつれて常に時計回り方向にあるためです。 また、散乱点からの反射は、時計回りに回転する回転フェータの方がはるかに高速です。 これをスケッチすると、内向きのループしか可能であるのが分かる。 これは、近接フィールド散乱が調整可能な周波数のギャップをもたらすことを意味します。 ただし、ループは外側で成長できないため、ループが突然 ＡＴＬＦ を不安定にすることはならないため、安定性に役立ちます。 これを図１２９に示す。
ＡＴＬＦのキャリブレーション
単一周波数 ＡＴＬＦ キャリブレーション手順
単一周波数 ＡＴＬＦ キャリブレーション手順
単一周波数動作下でのＡＴＬＦキャリブレーションの手順の例を、事前キャリブレーションが行っていないと仮定して、以下に示します。 他の手順も可能な場合があります。
単一周波数動作下でのＡＴＬＦキャリブレーションの手順の例を、事前キャリブレーションが行っていないと仮定して、以下に示します。 他の手順も可能な場合があります。
ｆ ＝ １ を設定すると、共振器がチューニング バンドの中央に配置されます。
ＲＦ検出器が発振モードを示すまでｇを増やし、この点を少し超える
ベースバンド検出器も点灯するまでｆを変化させます。 今、私たちは正しい周波数にいます。
ベースバンド検出器が消滅するまでｇを減らします。 ＲＦ検出器が同じポイントで消火する場合、ＡＴＬＦは周波数に合わせて正しく調整されます。 ＲＦ検出器がまだ振動モードを示している場合は、彩度から出てくるゲインブロックのために周波数がシフトしています。 これを修正するには、ベースバンド検出器が再び点灯するように ｆ をシフトします。 正しいチューニングは、ＲＦとベースバンド検出器が同時に点灯し、消火するときです。
と仮定します。形状Ｇ（ｇ） の既知は正確ですが、Ｇ（ｇ） はそうですよ知ら。 ただし、Ｇ（ｇ） ＝ １ は、ＲＦ 検出器とベースバンド検出器の両方がアクティブ状態から消滅状態に同時に移動する時点で決定されます。 Ｇ（ｇ）の形から私たちが知っている
そして、我々は基本的に必要なＱに応じてｇを設定することができます。 ナイキスト軌跡が実軸に対してほぼ垂直である場合、Ｑは
そして、我々は基本的に必要なＱに応じてｇを設定することができます。 ナイキスト軌跡が実軸に対してほぼ垂直である場合、Ｑは
必要と知っているｇの変化の観点からＱを表現する
私たちは得る
私たちは得る
ｇの必要な変化を解決できるように
設定が行われ、受信機が正常に機能すると、ＬＵＴは、所望の周波数のナイキスト軌跡の境界値と、所望のＱを与えるｇを設定することができます。
操作中に、ＳＮＲ を使用して ｇ 値と ｆ 値の変更を追跡する場合があります。 静的アンテナと固定マルチパスの両方の場合、ｇ および ｆ 可変方向に沿ったグラデーションのみが必要なため、これは簡単です。 ｇとｆを少量ずつディザリングして勾配を数値的に求める。
可変マルチパスや可変アンテナインピーダンスの場合、ＳＮＲがランダムに変動するので、これはより困難です。 マルチパスとアンテナのインピーダンスがゆっくりと変化している場合は、準静的であると仮定して、特性が変化する前にＳＮＲ最も急な上昇ルーチンの反復を完了することができます。 このようにして、最適なポイントに必要な ｇ（ｔ） と ｆ（ｔ） の値を常に追跡しています。 ＳＮＲ の測定に必要な時間に対して変動が遅い場合は、最も急な降下の反復が複数可能であり、収束または厳密に追跡できます。
複数周波数ＡＴＬＦキャリブレーション手順
周波数ホッピング方式が通信チャネルによって使用されている場合、周波数の各セットは、ＡＴＬＦによって較正されることが好ましい。 そうすることで、ホッピング周波数の関数としてｆとｇの設定のベクトルを与える可能性があります。 １ つのキャリブレーション手順は、ホッピング周波数ごとに、単一の周波数であるかのようにキャリブレーションできます。 しかしながら、別の、より効率的な手順も使用され得る。
明らかな改善は、順に周波数を較正し、ｆとｇの低いホッピング周波数から次の高いホッピング周波数への変化が非常に小さいことを認識することです。 したがって、前の周波数キャリブレーションの結果は、次の高い周波数の最初の推測です。
その後、ｇ（周波数）とｆ（周波数）のパラメトリック曲線がかなり滑らかになることは明らかです。 スプライン補間は、キャリブレーションデータを組み合わせるために使用され得る。 これは、追跡でより多く使用される可能性があります。 追跡では、ＳＮＲ が再び使用されます。 問題は、ＡＴＬＦ トランシーバで使用可能な ＳＮＲ がマルチパスの領域で高頻度に依存する可能性があることです。 したがって、ディザリングは特定の周波数を比較する場合にのみ意味を持ちます。 これは、数値勾配のディザリング計算が特定の周波数が現れるまで待たれがあることを意味します。 マルチパスが ＳＮＲ 最適化の収束時間よりも時間的に変化する場合は、より多くの ＳＮＲ データが存在するように ＡＴＬＦ の帯域幅を開く必要があります。 ＡＴＬＦは個々の周波数ではなく、チューニング範囲のセグメントに対して最適なマッチングを与えるだけなので、これは妥協です。 ここで従う技術革新は、どのサイズの周波数セグメントとアクティブに追跡するセグメントの数に対するこのマッチングの選択です。
マルチパスの頻度が急速に変化する場合、このグループ化はうまく機能しません。 結論として、マルチパスチャネルのコヘランス帯域幅に対するホッピング周波数のグループ化は、ＳＮＲデータサンプルを共有するという点で好ましく行われ、最も急な降下アルゴリズムは、チャネルのコヘランス時間内に収束することが好ましい。 これはかなり制限的に見えるかもしれませんが、最適化アルゴリズムはアンテナインピーダンスの変化と温度、供給電圧、エージングに基づくＡＴＬＦのゆっくりとした変化に追いつくだけで済みます。 したがって、最終的な ＬＵＴ に対する変更は非常にゆっくりと行われる可能性があります。 とはいえ、センサーアンテナが絶えず変化し、近くのフィールド散乱が著しく変化する場合など、ＡＴＬＦが適切にキャリブレーションおよび調整できない場合があります。
初期ＡＴＬＦキャリブレーション、集録、トラッキングフェーズ
ＡＴＬＦの一実施形態では、次のように３つの状態を考えると便利かもしれません。
初期キャリブレーションフェーズ：
ＡＴＬＦは、アンテナを取り付けた後、すべてのアンテナカバーなどを備えたハウジングに取り付けた後、最初に電源を投入します。 ＬＵＴ には、次のような構成データのみが設定されます。
ＡＴＬＦは、アンテナを取り付けた後、すべてのアンテナカバーなどを備えたハウジングに取り付けた後、最初に電源を投入します。 ＬＵＴ には、次のような構成データのみが設定されます。
これは単一の周波数または周波数ホッピングアプリケーションですか
目を覚ますとき
キャリブレーションを開始するタイミング
取得する時期など。
単一周波数アプリケーションの場合、キャリブレーションはその単一周波数に対してのみ開発されます。 自己発振モードを使用してナイキスト境界点を決定します。 温度関連パラメータの推定を開始するために、同時に数回記録温度を行うことができる。 その後、スリープ状態になり、取得フェーズを開始する時間になると目を覚ます。
多周波センサーの場合、キャリブレーションは同じ方法で行われますが、前述のホッピング周波数ごとに行われます。 コミッショニングは、各周波数を個別に行うのではなく、スプラインフィットを使用するなど、効率的な方法でキャリブレーションを処理する手順を提供すると仮定します。
取得フェーズ： センサーがウェイクアップし、取得モードを開始します。 パケットが ＬＵＴ に基づいて特定の周波数に到着するのを待つために、時間情報が正確でない場合があります。 必要に応じて、アンテナ中心周波数と帯域幅の位置を微調整するセルフキャリブレーションステップを行うことができます。 ＡＴＬＦ は正確な時刻情報を持たない可能性があるため、受信側を開き、特定の周波数でデータ パケットを待ちます。 パケットが到着すると、次のパケットとホッピング シーケンスの次のキャリア周波数に対してクロックを正確に設定するための情報が表示されます。 最初のパケットが終了してから次のパケットが開始されるまでの間に、オプションで
必要に応じて自己キャリブレーションを行います。 必要に応じて、ＬＵＴが正確になるまで何度も自己較正してもよい。 取得フェーズでは、最適に構成されていない場合、不均衡なエネルギー量を消費する可能性があります。 いずれにせよ、ＬＵＴ エントリが正確で、受信パフォーマンスが最適になると、取得モードで終了します。
必要に応じて自己キャリブレーションを行います。 必要に応じて、ＬＵＴが正確になるまで何度も自己較正してもよい。 取得フェーズでは、最適に構成されていない場合、不均衡なエネルギー量を消費する可能性があります。 いずれにせよ、ＬＵＴ エントリが正確で、受信パフォーマンスが最適になると、取得モードで終了します。
追跡フェーズ：
取得完了時に自己振動に基づくセルフキャリブレーションが不要になり、トラックモードに入る場合があります。 これは、受信時に ＳＮＲ のみが ＡＴＬＦ の微調整に使用されることを意味します。 ＳＮＲ チューニングは非常に低い電力ですが、確率的勾配法が使用されるため、一連のデータ パケットが必要です。 このような確率的勾配決定には、ＡＴＬＦ チューニングのわずかな劣化をもたらすディザリングが必要です。 説明したように、コテンス帯域幅またはコテンス時間が短すぎると、ＳＮＲ 勾配推定が信頼性が低くなり、騒がしくなり、トラック モードが動作しなくなります。 この場合、取得モードに戻り、自己振動に依存して ＡＴＬＦ を制御し、次のパケットの準備をする必要があります。 ペナルティは、取得がトラックモードよりも多くの電力を消費することです。
取得完了時に自己振動に基づくセルフキャリブレーションが不要になり、トラックモードに入る場合があります。 これは、受信時に ＳＮＲ のみが ＡＴＬＦ の微調整に使用されることを意味します。 ＳＮＲ チューニングは非常に低い電力ですが、確率的勾配法が使用されるため、一連のデータ パケットが必要です。 このような確率的勾配決定には、ＡＴＬＦ チューニングのわずかな劣化をもたらすディザリングが必要です。 説明したように、コテンス帯域幅またはコテンス時間が短すぎると、ＳＮＲ 勾配推定が信頼性が低くなり、騒がしくなり、トラック モードが動作しなくなります。 この場合、取得モードに戻り、自己振動に依存して ＡＴＬＦ を制御し、次のパケットの準備をする必要があります。 ペナルティは、取得がトラックモードよりも多くの電力を消費することです。
最適以下のトラックモード
一貫性帯域幅またはコテンス時間が短すぎて一貫性時間が短すぎて、取得にかかるエネルギーが大きすぎるためにトラック モードが失敗した場合は、ホッピング周波数帯域のセグメントに対して許容可能な平均結果が得られるように帯域幅を制御するオプションがあります。 つまり、特定の周波数ホッピング パケットごとに ＡＴＬＦ を再調整する代わりに、周波数ホッピング 帯域を ２ つまたは ３ つのセグメントにグループ化できます。 ＡＴＬＦ はより広い帯域幅を使用します。 ホッピング周波数のグループのパケットが個々の周波数よりも頻繁に発生するので、利用可能なデータが大幅に増えました。 したがって、トラックモードの侵害されたバージョンは再び動作します。
センサーの全体的な試運転の一環として、これら ４ つのモード間の遷移に関するルールとしきい値が ＬＵＴ 構成に組み込まれます。
上記のフェーズおよびモードは例として与えられ、本明細書で議論される設計原理が適切に理解されると、それらは、当業者によって他のフェーズおよびモードと変更、置換または組み合わせられ得る。
ＡＴＬｎ および ＡＴＬＦ の実行時キャリブレーション
次に、実行時のキャリブレーションについて考えます。 これを達成するには、さまざまな方法があります。 上記例のワイヤレスセンサアプリケーションでは、テレメトリリンクが断続的に使用されるため、ＡＴＬｎおよびＡＴＬＦが自己較正する時間のかなりの割合があります。 このセルフキャリブレーションは、アプリケーションの詳細に合わせて調整できます。
たとえば、トランシーバ チップが １ 秒おきにスリープ解除し、特定の周波数でデータ パケットを送信してスリープ状態に戻るスマート 包帯 アプリケーションを考えてみましょう。 ＡＴＬ１ｂが送信にモード３（図１５０）で使用される場合、モード４（図１５１）は送信前に数ミリ秒実行してもよいし、送信周波数に設定されたＶＣＯとしてＡＴＬ１ａを使用することに基づいてＡＴＬ１ｂの制御電圧を正確に設定する。 その後、送信が行われる直前に、ＡＴＬＦは周波数で正確に調整されたＡＴＬ１ｂとモード３（図１５０）のために再構成されます。 一般に受信モードは、包帯センサがａ）何を送信するか、ｂ）送信するタイミング、およびｃ）どの周波数チャネル上で制御され得るようにも必要とされる。 通常、電力を節約するために、受信機は使用される無線テレメトリ プロトコルに基づいて所定の時間にスリープ解除します。 受信モードエポックモード４（図１５１）が設定される前に、ＡＴＬ１ｂは期待される受信周波数で設定されたＶＣＯです。 ＡＴＬ１ａ の制御は、パスバンドが正しく中央に配置され、正しい周波数を持つようにディザリングされます。 ＡＴＬ１ｂの周波数エラーは同時に修正される場合があります。
この断続的な実行時間のキャリブレーションは、継続的に行う必要はありませんが、定期的に行う必要があります。 問題は、キャリブレーションが追加のバッテリエネルギーを必要とし、それも最小限に抑えられるということです。 すべてのキャリブレーション測定について、ＬＵＴは新しい情報でアニールされてもよい。 そのため、ＡＴＬｎ と ＡＴＬＦ は自己校正され、最新の状態に保たれる。
キャリブレーションのもう１つのモードは、ＡＴＬ１ａおよび／またはＡＴＬ１ｂが受信機の性能を最適化するために継続的に適応され、受信機ＭＯＤでのみ行われるということです。 ベースバンドの処理に応じて、一般的に信号品質の測定のためのいくつかのユーティリティがあります。これはおそらく、通信信号の最適な復調のためのいくつかのクロッキング位相追跡ループの結果である可能性があります。 制御電圧は、この復調プロセスを最適化するためにディザリングすることができます。
ＡＴＬＦのセルフキャリブレーションの概要
説明したように、ＡＴＬＦの自己較正は、回路構築後に最初に電源が投入されたときに発生する可能性がある。 これは工場出荷時のキャリブレーションの一部である場合もあれば、最終的なユーザーが初期化手順としてこれを行う場合もあります。 実行時に、ＡＴＬｎ のキャリブレーションは必要に応じて継続できます。
検索テーブル（ＬＵＴ）のキャリブレーション係数を置き換える、または
アンテナ環境の変化、回路温度の変化、またはエージングなどのその他の影響に応じて係数を動的に変更します。
したがって、ＡＴＬＦ は組み込み環境に適応します。 これは、患者が移動する際の無線センサ包帯、アンテナの近距離の変化、患者の皮膚インピーダンスなどの場合に重要です。
ＡＴＬＦ セルフキャリブレーションプロセスの出力であるこの共振マッチングは、同時にいくつかの目標を達成します。
上記で説明したように、一致するコンポーネントを削除します。 これにより、一致するコンポーネントが不要な部品数が減少するだけでなく、より一般的なインピーダンスマッチングに伴う損失もなくなります。 簡単に言えば、アンテナ構造の共振は、自己較正プロセスを経るＡＴＬｎに吸収され、アンテナサブシステムの性能を最適化します。
次の間の損失を最小限に抑えます。
アンテナの放射電力とアンテナに供給される送信電力、
受信電磁気（ＥＭ）信号の使用可能な電力と、受信機処理に対する受信信号の受信。
動的に変化する可能性のある所定の帯域幅と中心周波数に対する最適化を実現します。 つまり、ＡＴＬＮ と ＡＴＬＦ の共振一致は、ＡＴＬｎ のチューニング帯域幅全体で最適化されます。
上記で説明したように、一致するコンポーネントを削除します。 これにより、一致するコンポーネントが不要な部品数が減少するだけでなく、より一般的なインピーダンスマッチングに伴う損失もなくなります。 簡単に言えば、アンテナ構造の共振は、自己較正プロセスを経るＡＴＬｎに吸収され、アンテナサブシステムの性能を最適化します。
次の間の損失を最小限に抑えます。
アンテナの放射電力とアンテナに供給される送信電力、
受信電磁気（ＥＭ）信号の使用可能な電力と、受信機処理に対する受信信号の受信。
動的に変化する可能性のある所定の帯域幅と中心周波数に対する最適化を実現します。 つまり、ＡＴＬＮ と ＡＴＬＦ の共振一致は、ＡＴＬｎ のチューニング帯域幅全体で最適化されます。
この ＡＴＬＦ 最適化は、少数の不連続一致コンポーネントで実現できる最適な一致の妥協ではありません。 これは、チューニング帯域幅が増加し、瞬時にチャネル帯域幅が減少するにつれて重要になります。 たとえば、チューニングが １０％ の帯域幅を超えていて、ワイヤレス通信チャネルが ０．１％ の帯域幅を超えている場合、１０％ の帯域幅を超える侵害されたチューニングの代わりに、ＡＴＬＦ は自動的に ０．１％ の帯域幅ごとに最適な一致に最適化されます。１０％のチューニング範囲全体にわたって増分します。
ＡＴＬＦ の制御
ＡＴＬＦ の制御の説明は、ＡＴＬ ベースの回路のコンテキストで以下に説明します。 この議論は、最終的な構成に応じて、他の実施形態に翻訳され得る。
ＡＴＬＦ の制御の側面を理解するために、ＡＴＬＦ の技術の概要を順に説明します。 この概要には、次のものが含まれます。
周波数が同時かつ独立して調整可能で、帯域幅（ＡＴＬ）で調整可能な可変アナログバンドパスフィルタ。
ＡＴＬ の垂直積分に基づく共役アンテナインピーダンス マッチング用回路（ＡＴＬＦ）。
ＡＴＬＦ回路の制御と最適化により、アンテナインピーダンスが数分にわたって合理的に静的で、初期インピーダンス値から新しいインピーダンス値。
この理解から、アンテナインピーダンスが急速に変化しているアプリケーションに対するＡＴＬＦ回路制御回路と制御方法について説明する。
ＡＴＬｎ の制御については、上記で説明しました。 制御の面でＡＴＬＦとＡＴＬｎの主な違いは、ＡＴＬｎの入力ポートインピーダンスは、コントロールが未知の時間変動インピーダンスと競合する必要がないように設計された実際の値であると仮定される点です。 一方、ＡＴＬＦ はアンテナの点で未知のポートインピーダンスを持っています。 さらに、アンテナインピーダンスは、近傍フィールド内の散乱物体が変化するにつれて、時間とともに大きく変動する可能性があります。
ＡＴＬｎの場合、粗い制御のためのキャリブレーション検索テーブル（ＬＵＴ）を考慮し、上述したように微細な制御のためのＳＮＲ測定を使用することが可能です。 ＬＵＴは、温度変動、供給電圧測定、部品の老化などの補償の可能性を持つ制御電圧の観点から根本的に寸法を記入されています。
時間の経過に伴う低速コンポーネントドリフトの許容などのモデル化されていないパラメータは、ＳＮＲ 最適化によって処理される場合があります。 基本的に、ＬＵＴ に格納できる情報が多いほど、ランタイム コントロールで実行する必要がある微調整は少なくなります。 ＬＵＴは、初期キャリブレーション手順として構築されるか、実行時にプリオリティを開発することができます。 手順に関係なく、キャリブレーションが成熟するにつれて、ＬＵＴがより正確になるにつれて、実行時制御の重点が重要でなくなります。 キャリブレーションは、トレーニングに使用されるラベル付きデータが通信処理の出力である教師付き学習の一形態と考えてもよい。 実行時に、ＬＵＴによる粗い設定の後、ＳＮＲを最大化する目的が制御を駆動します。 ＬＵＴ コントロールに対する微調整に関するこのプロセスからのフィードバックは、時間の経過と続く ＬＵＴ のアニーリング調整に使用されます。
ＡＴＬＦ は、ＬＵＴ が粗いチューニングに使用され、ＳＮＲ 最適化が実行時の微調整に使用される同様の ＡＴＬｎ 戦略に従います。 ただし、ＡＴＬＦ は未知の時間変動アンテナ ポート インピーダンスと競合する必要がなされる点です。 近傍フィールド散乱オブジェクトはアンテナインピーダンスに影響を与え、ＡＴＬＦ の制御に ３ つの非常に異なるケースが生じます。 これらの静的、準静的および動的アンテナインピーダンスのケースについて説明しました。
静的アンテナインピーダンス：
アンテナの近くのフィールドに入る物体が散乱する可能性がない、気候制御された環境の一部の機器に取り付けられたセンサーを考えてみましょう。 この場合、アンテナ環境は静的で、アンテナインピーダンスは静的です。 これは、静的入出力ポートインピーダンスを備えた ＡＴＬｎ コントロールのコントロールの観点からも同じシナリオです。 この場合、ＡＴＬＦ ＬＵＴは事前に校正されるか、時間の経過と続く蓄積される可能性があります。 最終的には、ＳＮＲ 最適化手順に基づいて追跡する必要があるのは、ＬＵＴ のモデル化されていないコンポーネントだけです。 たとえば、ＬＵＴ に温度変動の規定がない場合、ＡＴＬＦ コントロールは低速変動を追跡します。 なお、マルチパスの周波数選択度は、静的センサとリーダーの間で生じ得るが、移動散乱物体の観点から移動するリーダーの影響が小さなため、アンテナインピーダンスに影響を及ぼさないことに注意してください。
アンテナの近くのフィールドに入る物体が散乱する可能性がない、気候制御された環境の一部の機器に取り付けられたセンサーを考えてみましょう。 この場合、アンテナ環境は静的で、アンテナインピーダンスは静的です。 これは、静的入出力ポートインピーダンスを備えた ＡＴＬｎ コントロールのコントロールの観点からも同じシナリオです。 この場合、ＡＴＬＦ ＬＵＴは事前に校正されるか、時間の経過と続く蓄積される可能性があります。 最終的には、ＳＮＲ 最適化手順に基づいて追跡する必要があるのは、ＬＵＴ のモデル化されていないコンポーネントだけです。 たとえば、ＬＵＴ に温度変動の規定がない場合、ＡＴＬＦ コントロールは低速変動を追跡します。 なお、マルチパスの周波数選択度は、静的センサとリーダーの間で生じ得るが、移動散乱物体の観点から移動するリーダーの影響が小さなため、アンテナインピーダンスに影響を及ぼさないことに注意してください。
準静電気アンテナインピーダンス：
アンテナのインピーダンスに影響を与える温度と湿度の変化が大きくなる屋外の一部の機器に取り付けられているセンサーを考えてみましょう。制御の１つの方法は、これらの環境効果を考慮に入れた高次元ＬＵＴを構築することです。 十分に精巧な ＬＵＴ を仮定すると、静的なケースと比較しても違いはありません。 ただし、高次元 ＬＵＴ を校正することが現実的でない場合は、実行時制御の追跡が必要です。 いずれにせよ、ＬＵＴは時間の経過と伴って構築され、洗練される必要があります。
アンテナのインピーダンスに影響を与える温度と湿度の変化が大きくなる屋外の一部の機器に取り付けられているセンサーを考えてみましょう。制御の１つの方法は、これらの環境効果を考慮に入れた高次元ＬＵＴを構築することです。 十分に精巧な ＬＵＴ を仮定すると、静的なケースと比較しても違いはありません。 ただし、高次元 ＬＵＴ を校正することが現実的でない場合は、実行時制御の追跡が必要です。 いずれにせよ、ＬＵＴは時間の経過と伴って構築され、洗練される必要があります。
ダイナミックアンテナインピーダンス：
このシナリオでは、アンテナインピーダンスが短い時間間隔（秒の割合）で大幅に（１０％以上）変化する可能性があり、これは制御システムがそのレートに追いつく必要があることを意味します。 ＬＵＴ は初期の粗い設定に使用できますが、アンテナ インピーダンスを追跡することは、Ｑ の向上（帯域幅の縮小）を実現するうえで重要です。 例として、患者が移動しているスマート包帯は、アンテナインピーダンスに大きな変化をもたらす可能性があります。 復調する信号がほとんど知られていない場合は、ＳＮＲのみが最適化に使用できます。 シグナル構造がわかっている場合は、最適化をより迅速かつ堅牢に行うために、より強力な最適化処理を実装できます。 しかし、このより精巧な処理にはエネルギーが必要です。 したがって、ＡＴＬＦのより最適なチューニングによって保存されるエネルギーは、処理に必要なエネルギーの追加増分によってオフセットされる以上である点があります。
このシナリオでは、アンテナインピーダンスが短い時間間隔（秒の割合）で大幅に（１０％以上）変化する可能性があり、これは制御システムがそのレートに追いつく必要があることを意味します。 ＬＵＴ は初期の粗い設定に使用できますが、アンテナ インピーダンスを追跡することは、Ｑ の向上（帯域幅の縮小）を実現するうえで重要です。 例として、患者が移動しているスマート包帯は、アンテナインピーダンスに大きな変化をもたらす可能性があります。 復調する信号がほとんど知られていない場合は、ＳＮＲのみが最適化に使用できます。 シグナル構造がわかっている場合は、最適化をより迅速かつ堅牢に行うために、より強力な最適化処理を実装できます。 しかし、このより精巧な処理にはエネルギーが必要です。 したがって、ＡＴＬＦのより最適なチューニングによって保存されるエネルギーは、処理に必要なエネルギーの追加増分によってオフセットされる以上である点があります。
ＡＴＬＦ がこれらのケースで成功するためには、次のメカニズムが必要です。
ＡＴＬＦ が機能できるように、最初に ＬＵＴ を構築します。
時間の経過とむくに従って ＬＵＴ に対するランタイム調整を行います。
ＡＴＬＦ の迅速な実行時チューニング。
ＡＴＬＦ が機能できるように、最初に ＬＵＴ を構築します。
時間の経過とむくに従って ＬＵＴ に対するランタイム調整を行います。
ＡＴＬＦ の迅速な実行時チューニング。
静的アンテナインピーダンスケースのＡＴＬＦの主な特徴は、アンテナやセンサーなどに取り付けると、完全に自己較生される可能性が高いことです。 たとえば、パイプライン センサーのインストールは、パッケージからセンサーがパイプに配置され、その後、ルートを構築するセルフキャリブレーション アルゴリズムを開始する場合と同じくらい簡単に作成できます。 ＬＵＴ が満足のいく場合は、サービスに使用できます。 再キャリブレーションの必要性を検出するメカニズム（ランタイムＳＮＲ最適化が追跡に十分でない場合、または最適化が軌道に乗っていない場合）は、センサが常に初期セルフキャリブレーションモードに戻ることができるように制御アルゴリズムの一部です。いる。
明らかに、考えられるすべてのセンサーのインストール、試運転、および必要なアルゴリズムでの使用を記述することは不可能です。 代わりに、組み込む必要があるキャリブレーションツールに焦点を当てます。 これは、携帯電話のトランシーバ チップに似ています。 主に、関連するソフトウェア ドライバと異なる機能を実行するハードウェア処理ブロックで構成されます。 その後、スマートフォンの設計者は、最終的なアプリケーション ターゲットを目標としてハードウェア処理ブロックを呼び出すすべてのサブルーチンを呼び出す 「メイン プログラム」 を生成する必要があります。 この統合は簡単な作業ではなく、消費電力の最小化が行われる場所です。 システム設計者が対処する必要があるアプリケーション固有の質問があります。
最初の ＡＴＬＦ キャリブレーションの持続時間のパラメータの設定
ランタイムに解放する前に ＬＵＴ に必要な精度を指定する
実行時キャリブレーションフィードバックデータが ＬＵＴ 値にどの程度影響するかを許可する
この変更が時間の経過と続く場合
ＡＴＬＦが定期的に再キャリブレーションに入って、より堅牢にする必要がある場合
最初の ＡＴＬＦ キャリブレーションの持続時間のパラメータの設定
ランタイムに解放する前に ＬＵＴ に必要な精度を指定する
実行時キャリブレーションフィードバックデータが ＬＵＴ 値にどの程度影響するかを許可する
この変更が時間の経過と続く場合
ＡＴＬＦが定期的に再キャリブレーションに入って、より堅牢にする必要がある場合
したがって、目的は、基本的な構成要素を開発し、記述することです。
可変アンテナインピーダンスの効果
Ｎｙｑｕｉｓｔ軌跡は、ＡＴＬＦの機構を可視化するための中核をなす。上に説明したように、ｓ＝ｊωを複素周波数とした場合、ＨＯＬ（ｓ）を、共振器の開ループ応答、アンテナ反射係数Γａ、および利得ブロックの伝搬遅延および位相シフトのような任意のループ寄生成分として有する。開ループから抽出されるのは、ｇで表わされる利得制御パラメータおよびｐで表わされる極性制御の非線形単調関数である純粋な実数値利得Ｇである。また、Ｇは周波数に依存しない。したがって、Ｈ０Ｌ（ｓ）の因数分解を以下の通りに行うと仮定する。
さらに、ループ内の共振器のバラクタダイオードに影響を与える周波数制御ｆを有する。一般に、共振周波数は非線形であるが、関数Ｈ（ｓ）がパラメータｇ、ｐ、およびｆに関して調整されるｆ．Ｈ（ｓ｜ｇ、ｐ、ｆ）の単調増加関数は、一旦、Ｇ（ｇ、ｐ）の純粋な実数値利得が完全に因数分解されると、開ループ応答が継続する関数である。Ｇ（ｇ、ｐ）の表記は、この実利得が、周波数ｓの関数でも周波数制御ｆの関数でもないことを明示的に示していることに留意されたい。さらに、極性制御が２つのブール値０および１の一方を採って以下の関係があると仮定する。
勿論、この因数分解は不完全であるが、Ｈ（ｓ｜ｇ、ｐ、ｆ）がｇおよびｐへの依存度を含む場合、Ｇ（ｇ、ｐ）を周波数に依存しない実利得として抽出することができることに留意されたい。続いて、以下の近似が必要である。
この近似因数分解では、利得ブロックの周波数変動を吸収することができるが、周波数変動がｐまたはｇとともにどの程度変化するかの程度を吸収することはできない。近似は１次近似に関して妥当であるが、含意を理解する必要がある。
因数分解の動機は、因数分解により、明確なＮｙｑｕｉｓｔプロットが得られ、基本的な動作を抽出することができることである。システムがキャリブレーションされるときに左輪郭がナイキスト軌跡を表す最初の導入図１３０と、ＡＴＬＦ通過帯域の所望の中心周波数のナイキスト軌跡上の周波数点を示す黒い点と考えてください。図１３０は、キャリブレーション１３０１０でのナイキスト軌跡、動作点１３０１２、所望の中心周波数１３０１４、アンテナインピーダンス変化１３０１６後の動作中心周波数、および実際の動作１３０１８でのナイキスト軌跡を示す。緑色のドットは、本質的に１／Ｇの動作点を表し、ｇとｐの設定に基づいています。 上述したように、動作点は基準に基づいている。 それは安定性のためにナイキストの軌跡の外側の円の外側の外側に存在する必要があります。 ナイキストプロットに近いほど、Ｑエンハンスメントが高くなります。 負の実軸セグメントでは、ｇ が大きくなるにつれて、動作点は原点に近い右に移動します。 同様に、正の実軸セグメント上の動作点の場合、ｇ が大きくなるにつれて、動作点は左に移動し、原点に近づきます。 最終的にｇは、動作点が無限Ｑ増強のポイントであり、また不安定のポイントであるナイキストの軌跡を横切るほど大きくなります。
次に、図１３０の右輪郭へのナイキスト軌跡の緩やかなシフトをもたらすアンテナインピーダンス（またはその他の効果）の小さな変化を考えてみましょう。 また、所望の動作周波数にシフトがあります。 ナイキスト軌跡のこのシフトは、図１３１に示すようにスケッチできるパスバンド特性の変化をもたらし、Ｑエンハンスメントが大幅に低下し、パスバンドがずれています。図１３１は、所望の中心周波数１３１１０、所望の周波数１３１１２を中心とした周波数応答、および不一致周波数応答１３１１４を示す。
さらに悪いシナリオは、図１３２に示すようにアンテナインピーダンスの変化に伴ってＡＴＬＦが不安定になることです。図１３２は、実際の動作１３２１０におけるナイキスト軌跡、初期キャリブレーション１３２１２におけるナイキスト軌跡、初期動作ポイント１３２１４、初期動作ポイント１３２１４、および動作１３２１６における新しい動作ポイントを示す。図に示すように、図１３２の左輪郭は、ナイキスト輪郭が動作点を囲むように左にシフトする。 今、ＡＴＬＦは不安定になり、したがって、一般的に所望の信号とは独立した周波数で振動し始めます。 十分なＱエンハンスメントにより、動作ポイントはナイキストの軌跡に比較的近く、アンテナインピーダンスのわずかな摂動で常に振動の可能性があります。 このナイキストプロットビジュアライゼーションから、ＡＴＬＦ制御アルゴリズムの目的を明確に述べることができます。
ＡＴＬＦ制御アルゴリズムの目的：動作点をＮｙｑｕｉｓｔ等高線から一定の距離に維持し、Ｎｙｑｕｉｓｔ軌跡の所望の周波数点を、当該周波数点が実軸上の切片点と一致するように維持する。
制御可能な遅延を伴う非反応性アンテナとループからなる理想化されたＡＴＬＦ
まず、アンテナがリアクタンスのない実在であると仮定します：ＡＴＬＦは、適切な位相シフトを提供するために制御可能な純粋な遅延です。 その後、私たちは持っています
ここで、遅延 Ｔ は ｆ が増加するにつれて単調に減少します。 ナイキストの軌跡は、Ｇ（ｇ）ｒは半径です。 したがって、半径に関しては冗長な仕様があります。 私たちは、振動が発生することを知っていますＧ（ｇ）ｒ≧ １ は、ある周波数で行います。 本当はＧ（ｇ）ｒ振動振幅が大きくなり、ゲインブロックが飽和し始めるので、ユニティを超えることはできません。 制御のために、我々は正確に原因のｇのレベルを知っていると仮定しますＧ（ｇ）ｒ＝ １。 我々はまた、機能の形状を知っているＧ（ｇ）十分に正確に、スケーリングオフセットではありません。 形状は、チップ設計から数パーセント以内に知られている可能性があり、これは十分に正確です。 しかし、高度にＱが強化された安定状態と不安定な振動との間には小さな違いがあるので、スケーリングを非常に正確に知る必要があります。 したがって、このスケーリングはキャリブレーションによってのみ認識されます。 制御を簡素化するために、ｒ は正確に統一され、差は Ｇ に吸収されると任意に仮定します。 キャリブレーションを介してＧを有意義にスケーリングできるようになりました。Ｇ（ｇ）＝ 振動条件を開始するだけの ｇ の値に対して正確に １。 その後、の形状としてＧ（ｇ）がわかっている場合は、ループゲインの十分な特性を持っています。
次に、私たちは特徴付ける必要がありますＴ（ｆ）． Ｇ（ｇ） と同様に、Ｔ（ｆ）は数％以内に知られていますが、スケーリングが十分に正確ではありません。 しかし、振動が発生すると、周波数は時計の結晶時間に対して原理的に正確に測定できることがわかっています。 したがって、振動の頻度は、あいまいな可能性によって与えられます。
純粋な遅延のみから成るこの理想主義的なＡＴＬＦでは、すべての無限の周波数セットが可能です。 ただし、実用的な ＡＴＬＦ は、目的のチューニング範囲に対して十分なオープン ループ応答しか持たれるでしょう。 したがって、１ つの周波数成分のみがアクティブであると仮定します。 ＡＴＬＦに続くベースバンド処理で十分であれば、ダウン変換直後に発振周波数を観察できる広帯域タイプフーリエベースの解析を想定できます。 ただし、これは、ＡＴＬＦ ベースのネットワーク センサー アプリケーションに固有と見なされる非常に低電力の処理と一致していません。 適切な回路は、図１３３に示すようにダイオード電力検出回路であってもよい。
ここでは、ＡＴＬＦのチューニング範囲内の振動を検出するのに十分な広帯域であるＡＴＬＦの直後にＲＦダイオードパワーディテクタがあります。 ＡＤＣ は、単純な １ ビットしきい値コンパレータである場合があります。 この検出器は広帯域ですが、迅速に応答する必要がないため、ＡＤＣを使用する検出器回路は消費電力が非常に少ないです。 ＡＴＬＦ出力は、通常、信号を復調および復号するためにベースバンド信号のさらなる処理のためにダウン変換されます。 これは、ゼロ ＩＦ、ＩＦ の近く、またはベースバンドに変換する前に完全な ＩＦ ステージで完了する可能性があります。 ベースバンド信号電力検出器の前にローパスフィルタ（ＬＰＦ）があることが重要です。 繰り返しますが、図１３３のこの検出器は、ＡＤＣサンプリングを備えた単純なダイオード検出器であり、出力は比較的遅く、単一ビットコンパレータと同じくらい簡単である可能性があります。 これも非常に低い電力と低複雑度検出器であることに注意してください。図１３３は、ＡＴＬＦ １３３１０、ダウン変換１３３１２、ＬＰＦ １３３１４、ベースバンド信号電力検出器１３３１６、ＡＤＣ １３３１８、ＲＦ電力検出器１３３２０、ＡＤＣ １３３２２、基準結晶１３３２４、およびＬＯシンセサイザ１３３２６を示す。
ＲＦ検出器は、振動の発症を決定することができ、私たちに満たすｇの正確な評価を与えますＧ（ｇ）＝ １。 制御ｆは、ベースバンド検出器が点灯するまで変化させることができる。 その時点で、ベースバンドのゼロ周波数付近で発振周波数の条件を満たすｆがあります。 ｆ は非常に正確である必要はありません。 ＡＴＬＦ バンドパスが中央にある場合は、ベースバンド帯域幅の ２０％ で十分です。 したがって、ベースバンド検出器の前にあるローパスフィルタは、ベースバンド帯域幅全体に対して２０％の帯域幅になる可能性があります。
周波数が １ つだけ使用されるワイヤレス センサー ネットワークでは、シンセサイザが固定されており、ＡＴＬＦ の １ つの周波数のみを正確に校正する必要があることは理にかなっています。 センサーは、次のパケットがアクセス ノード（ＡＮ）またはそのタイム スロットから送信されるタイミングを知ります。 これはクロック結晶時間から推定できる。 アクティブトランシーバ タイム スロット （ＴＴＳ） の直前にクイック チューニング バーストを実行するように設定する手順を指定できます。 ＴＴＳ は、ＡＴＬＦ 操作のコンテキストで、ＡＮ とセンサー間の通信が確立される時間帯としてここで定義されます。 通常、これは双方向通信を必要とし、ＡＴＬＦ は今後のパケットの予想されるキャリア周波数に合わせて調整し、これに適した帯域幅を選択します。 次に、ＡＴＬＦ が再送信信号にコード化位位変調を適用するこのパケットの再送信部分があります。 このバリアントは、センサーがその特定のパケットに対してのみ受信モードにあり、再送信部分でシャットダウンする可能性があります。 もう １ つのオプションは、ＡＴＬＦ が正しい周波数で発振モードに駆動され、ＡＮ からのパケット受信ではなく自律的に送信されることです。 これは自律モードが可能ですが、伝送キャリア周波数を正しく設定するには、まず慎重なキャリブレーションが必要です。ＴＴＳ のモードの詳細については、プロトコル ドキュメントに記載されています。
いずれにせよ、ＡＴＬＦがＡＮからデータパケットを受信する場合、正しいチューニングの確認は、何らかの形式のＳＮＲメトリックによって確立され、デジタル復調の補助出力であるため、追加のＡＴＬＦによる複雑さの要件ではありません。
より典型的な周波数ホッピング方式では、所定の周波数セットに対してキャリブレーションが行われます。 キャリブレーションには異なるスキームを選択する場合があります。 を満たすために必要な ｇ
Ｇ（ｇ）＝ 振動の場合は １ は近似値であり、通常は ｆ にも依存します。 ここでの最初の例のように純粋な遅延に基づく ＡＴＬＦ の場合、周波数依存性はありません。 しかし、説明されるようなより実用的な実装では、我々が持っているようなものがあるだろうＧ（ｇ，ｆ）＝ １ ホッピングシーケンスの各周波数で満たす必要がありました。
Ｇ（ｇ）＝ 振動の場合は １ は近似値であり、通常は ｆ にも依存します。 ここでの最初の例のように純粋な遅延に基づく ＡＴＬＦ の場合、周波数依存性はありません。 しかし、説明されるようなより実用的な実装では、我々が持っているようなものがあるだろうＧ（ｇ，ｆ）＝ １ ホッピングシーケンスの各周波数で満たす必要がありました。
ホッピング帯域幅が比較的小さい場合は、バンドの ２ つの極端なエッジのみをキャリブレーションし、線形補間が十分に正確であると仮定するだけで十分です。 これが十分でない場合は、３つのキャリブレーション周波数でｆとｇの上にフィットする２次放物線曲線が可能です。 多くのオプションが可能です。 Ｎ ＞ ３のキャリブレーション周波数のセットを持って、放物線多項式係数の上に最小二乗フィットを行うことができます。 我々は、過渡した最小二乗フィットなどに基づいてスプラインカーブフィットを行うことができます。 目的は、特定の周波数で定期的にキャリブレーションを行うトラッキングスキームを持つことです。 この更新プログラムは、カーブ フィッティングの全体的な最小二乗解析に追加されます。 これらの係数は、新しいトランシーバ スロットごとに ｇ と ｆ の補間に使用される ＬＵＴ に格納されます。
全体的なＡＴＬＦベースのトランシーバは、図１３４に示すように実装され得る。図１３４はアンテナ１３４１０を示し、 ＬＯシンセサイザー１３４１２、基準結晶１３４１４、ＬＰＦ １３４１６、ＡＤＣ １３４１８、マイクロコントローラ１３４２０、ＬＵＴ １３４２２、ベースバンド信号電力検出器１３４２４、ＬＰＦ １３４２６、ダウン変換１３４２８、制御（ＤＡＣ）１３４３０、ＲＦ電力検出器１３４３２、ＡＴ１３４３４．アンテナはＡＴＬＦの一部であり、最初はベースバンドで変換されて処理される信号をフィルタリングします。 ＡＤＣは、信号と２つの検出器出力とコントローラに渡されるデジタル化された情報をサンプリングします。 コントローラは通常、高度に専門化された ＡＳＩＣ であり、示されているように汎用コントローラではありません。 しかし、ここでの焦点はＡＴＬＦ制御にあり、信号復調とデコードの実装ではなく、汎用コントローラ処理ブロックとして残します。 ＡＴＬＦ へのフィードバックは、次に示すように ｛ｇ，ｆ，ｐ｝ の ３ つのコントロールです。 消費電力の面では、ＡＴＬＦを使用して容易に行われる回路全体の低消費電力のドライブを損なうＡＴＬＦを調整する処理の面で大きなオーバーヘッドがあるように見えるかもしれません。 ただし、ＡＴＬＦ 制御は断続的です。 最初は、エネルギーを消費するＬＵＴのキャリブレーションとポピュリングがあります。 ただし、これを維持するシナリオによって異なります。 アクティブな動的シナリオでのみ、ＡＴＬＦ を継続的に追跡し、ＬＵＴ を更新する必要があります。 より静的なケースでは、キャリブレーションの更新の間隔が長くなる可能性があります。図１３５は、データパケット受信エポックに参照されるアクティブＡＴＬＦキャリブレーションの時間シーケンスを示す。
反応性インピーダンスアンテナの組み込み
現在のケースでは、ｇが実際の軸に沿った動きを制御し、ナイキスト円軌跡の回転をｆするというで、直交制御を簡素化しました。 実際には、状況はより複雑になります。 例えば：
ループゲインは、純粋な制御可能な遅延と純粋に抵抗アンテナがより実装可能な共振器とより現実的なアンテナモデルのために交換されるようにｆの関数である可能性があります。
また、ゲインブロックは、ゲインに弱く依存しているゲインの大きさ周波数依存性と位相シフトを有する場合があります。
ファクタリング
これはかなりきれいではありません。
これはかなりきれいではありません。
アンテナは正規化時に共振するシリーズ ＬＲＣ モデルで表すことができると仮定します。Ω＝ １。 ＡＴＬＦ ループは、アンテナの反射係数とフィードバック ループの純粋な可変遅延で構成され、どちらも周波数に依存します。
上に示したように、アンテナモデルの１つの選択は、インピーダンスを有する直列共振回路です。
Ｒ、Ｌ、Ｃが特性インピーダンスによって正規化されると仮定した反射係数は、
として展開されます。
最初に、Ｒ ＝ ０のロスレスアンテナで、Γａは、統一マグニチュードゲインで完全にロスレスなオールパス回路と、共振時に急速に変化する位相を形成します。 アンテナをＲ ＬとＣで指定します。
． 注意してください。
レット
これは本質的にインピーダンスの正規化です。
反射係数分母減衰は
そして、分子の減衰は
したがって、アンテナを Ｒ とΩＡ． アンテナモデルのこの選択との遅延を選択すると、Ｔ（ｆ）＝π図１３６に示すようにナイキストプロットを取得します。 所望の周波数に合わせるのは不可能であることに注意してください。Ω＝ この点はナイキストプロットの外側の円の内側にあるため、１。 アンテナが一致するという問題でプロットが正しいΩ＝ １、これは私たちが最小値を得るポイントでもあります｜Ｔａ｜． の両側に注意してください。Ω＝ １、｜Ｔａ｜アンテナのリアクタンスが大きくなるにつれて増加します。 したがって、ＡＴＬＦは、純粋なトランスポート遅延またはその問題のすべてのパスフィルタでは実現されない可能性があります。 フィードバックループのアンテナ共振器がナイキストの軌跡上の目的の動作点を引き出し、外側の円の中に入るようにする必要があります。
したがって、実際の反応性アンテナを軽減するには、ＡＴＬ３ バージョンの ＡＴＬ３ を組み込んだ ＡＴＬＸＲ 実装に進む必要があります。 これにより、図１３７に示すように、目的の動作点（実際の軸上に丸が付いている）が外側の円の上にある所望のナイキスト軌跡を有する。
近傍散乱器の存在下でのアンテナインピーダンス
これまで、アンテナが放射抵抗およびリアクタンスからなる特定の成分を有する集中型等価モデルを有するものとして考えてきた。電気的に小型のアンテナが孤立している場合、これは１０％以下の比較的小さな帯域幅にわたる十分なモデルである集中型直列インダクタとするか、またはキャパシタとすることができる。より大きいチューニング帯域幅の場合、直列キャパシタをモデルにさらに追加する必要がある可能性がある。これにより、前に説明したように、２つの極および２つのゼロ点からなるアンテナ反射係数が得られる。このモデルに含まれていないのは、アンテナがどのようにして、当該アンテナのすぐ傍の周囲環境と相互作用するのかに関する過程である。反射が、比較的長い遅延がアンテナから数波長の位置にある２次散乱源により生じている状態で行われると仮定する。したがって、６ｃｍの波長の５ＧＨｚにおいて、これはアンテナから約２０ｃｍの位置にある種類の金属反射器とすることができる。これは、図１３８に示されており、物体１３８１０、アンテナ１３８１２、アンテナ接地板１３８１４、およびアンテナポート１３８１６を示している。
純粋なスケーリングに遅延を加えた伝達関数を割り当て、これをメインアンテナ反射係数に追加することで、近傍物体の散乱の２番目の経路の効果をシミュレートできます。 図１３９は、この複雑なナイキストプロットを示す。 左プロットは、アンテナの反射がアンテナの単離されたインピーダンスによって決定されるように、近傍散乱がなく、無響室で測定されます。 中心プロットは、振幅スケール遅延としてモデル化された散乱を追加します。 右プロットは、実際の軸が交差する中心プロットポイントの周りの詳細を示しています。
これまで、Ｇの位相が０度か１８０度になるまで、実質価値の高い利益を考えてきました。 しかし、１／Ｇは一般的で複雑であると考えることができるので、ナイキストプロットのどこにでも配置できます。 周波数応答を決定する際には、１／Ｇが正の周波数で動作し、１／Ｇ＊のコンジュゲートが負の周波数で動作すると仮定します。 しかし、刺激と出力は両方とも本物であり、アンテナは１／Ｇからの周波数応答とナイキストプロットの正の周波数軌跡を決定し、最終的に出力の実際の部分を取る必要がある実際のコンポーネントであることを示しています。
１／Ｇが実際の軸に沿って移動し、正の周波数ナイキスト軌跡が図１４０に示すようにループを持っているときに何が起こるかを見ることができます。 位置Ａにおいて、周波数応答は、示されたスキュー線の周波数に対応する比較的低いＱピークとなる。 Ｇが大きくなるにつれて動作点が左に移動し、ポイントＢで突然通過帯域周波数ピークのシフトが見えます。 ループの反対側の周波数にチューニングすることはできません。 したがって、散乱器の存在下でより高いＱ周波数チューニングは動作しませんが、ジャンプしているように見えます。
さらに問題を複雑にするために、位相シフター制御の効果を図１４１に例示する。 位相シフト制御は、パターン全体をほぼ上下に移動します。 １／Ｇの動作ポイントが図のようになっているとします。 次に、位相シフターがパターンを下に移動し、最初にパスバンドの周波数が必要に応じてスムーズにチューニングされます。 その後、ナイキストループが発生し、低周波のピークがポップアップして支配的になります。 チューニングはスムーズではありませんが、ジャンプします。 周波数ジャンプは、信号トラッキングが失われたように見えるように、ＡＴＬＦの帯域幅の何倍もの帯域幅を容易に行う場合があります。
調整されたフェーズとゲイン操作を使用しても、次に示すようにナイキストループ上でスムーズなトラッキングを実装する方法はありません。 次に、これが ＡＴＬＦ の ｔｕｎａｂｉｌｉｔｙ に与える影響を判断します。
比類のないモノポールアンテナを用いて、近傍電界散乱におけるアンテナへの影響を測定する一連の実験を行った。 このテストアンテナは、キャリブレーションされたネットワークアナライザに接続され、５～６ ＧＨｚの間でスイープされました。 テストアンテナは、積層トップと地域の重要な金属部品を備えたワークベンチの上に保持されました。 机面より約４５ｃｍの横向きに保持し、テーブル表面より２０ｃｍ上までゆっくりと下に移動した。
図１４２では、代表的なデータセットのナイキスト軌跡を示し、１／Ｇの複雑な値のセットを示す。 ゲインが実際の軸上の１／Ｇに影響を与えるコントロールのゲインと位相を調整し、イナゴループを上下に移動させる場合があります。 あるいは、正の周波数にしか取り組んでおらず、位相シフター制御はループの形状を少し変えるが、ここで考えられる偏差については、この場所に位置する場所を離れ、複雑な１／Ｇを想定してもよい。
アンテナ、位相シフター、減衰器からなる信号ループについて考えてみましょう。 目的は、控えめな相対範囲にわたって周波数をスムーズに調整したいが、１／Ｇ点を囲みの外側に置くことしかできないということです。 したがって、ドットによって図１４２に示すように、１／Ｇポイントのセットで得られるチューニングの範囲を見てみましょう。 周波数応答は次のように近似されます。
各１／Ｇ動作点に対応する周波数応答を図１４３に示す。 まず第一に、これらの応答は、受信機に入るスプリアスノイズ周波数帯域が存在するようなマルチモーダルです。 これらのスプリアス応答は、ＡＴＬＦ からダウンストリームに適用されたバンドパス フィルタリングによってクリアされる可能性がありますが、より大きな問題は、妥当な帯域幅でスムーズに調整することが困難なことです。 また、このタンギュビリティの帯域幅は、アンテナの応答に完全に依存します。 したがって、このようなループが見られる場合、チューニングを達成することは困難であり、コントロールが不満を感じる可能性があります。
以下で説明するように、はるかに優れた解決策は、可変アナログＡＴＬ３に基づく図１４４に示す回路を使用して、アンテナを使用してループ内にバンドパスフィルタリングを実装することです。図１４４は、アンテナ１４４１０、４ポートカプラ１４４１２、共振器ブロック１４４１４、および可変ゲインブロック１４４１６を示す。この実装により、近傍物体の散乱を伴うこの実験の周波数応答が図１４５に示され、所望の周波数でＱ増強された閉ループパスバンドが生成され得る可能性があることを示す図１４５に示されている。 これは、５～６ ＧＨｚの範囲のすべての周波数に対して行うことができます。 したがって、共振器のようなＡＴＬ３を追加する複雑さで、我々は近くのフィールド散乱の存在によって作成された不安定性の問題を解決しました。
ＡＴＬＦ の周波数チューニング
上記の ＡＴＬＦ 制御セクションで説明したように、次の場合にタンスビリティに問題があります。
アンテナが大幅に不一致しています。そして
アンテナに近接する散乱成分と相互作用するアンテナによる反射係数の遅延成分を有する。
標準の ＡＴＬＦ ループでは、チューニングするバンド全体で十分な Ｑ 拡張を実現できるわけではありません。 したがって、チューニングは途切れて表示され、場合によってはＱの拡張を強制的にオフにする不安定になる可能性があります。 この問題の影響を軽減するオプションは、ループ内の目的の周波数に合わせて共振器を配置することです。
潜在的な不安定性とチューニングの問題を視覚化する方法は、オープンループ応答のナイキスト軌跡を考慮することです。 目的の周波数でのオープンループ伝達関数の値は、ナイキスト軌跡のループの外側に表示する必要があります。 すなわち、所望のチューニング範囲に対応するオープンループ伝達関数のセグメントの円は存在しない。 ナイキスト ループ内で囲まれたこのセグメント内のポイントは、Ｑ 拡張が適切に行えない場合があります。
したがって、滑らかなタンジビリティを達成するためには、チューニング範囲に対応するナイキスト軌跡の部分を強調する必要があります。 共振器がＡＴＬＦ動作の現在望ましい周波数を高めるために調整できる場合、ナイキスト軌跡の特定の領域を押し出すことで、ナイキストの特定の領域を他方を縮小させることで、比較的強調することができます。複雑な平面の原点に向かうコンポーネント。
中程度のＱの単一の共振器でこれを達成できるかもしれませんが、実装しやすいより良いソリューションは、３次バンドパスフィルタとしてのトリプル共振器または調整可能な３つの低Ｑ共振器のシーケンスです。 さらに、共振器をわずかに調整する場合、ループ内で別の位相シフターは必要ありません。 これは、ＡＴＬ３ （位相シフターなし） と ＡＴＬＦ３ と呼ばれる ＡＴＬＦ の組み合わせのように見えます。
図１４４は、３つのカスケード共振ブロックと可変ゲインブロックを用いたＡＴＬＦ３のブロック図を示す。 なお、３つの共振器ブロックをデチューニングとして位相シフターは含まれず、上に示すように十分な位相制御を提供し得る。 しかしながら、上述したように、可変Ｇの一部としてゲイン極性制御を含めるのが便利である。 これにより、共振器に必要なデチューニングの量が減少し、より良い形状のパスバンドが得られます。 ３つの共振器を有することは、２つの共振器が十分な周波数チューニング制御のための一部のアンテナインピーダンスに必要とされ、ｂ）４つの共振器が過度の合併症であるため、２つの共振器が不十分であるように思われる。
周波数のＡＴＬＦのチューニングを開発するには、最初に非反応性アンテナの単純化されたケースとＡＴＬＦループの寄生遅延を考慮してください。 図１２１に示すように、カスケードされた３つの共振器のオープンループ応答から始まり、共振周波数が正規化されていることを示す円を持つ。Ω＝ １ ラッド／秒ポイント。 ここでは、減衰は０．１で、Ｑが５のかなり低いＱ共振器です。
この例ではアンテナが実数（非反応性）であるため、アンテナ反射係数は実です。 実際のアンテナインピーダンスが特性インピーダンスのそれより小さい場合、反射係数は負になり、負のＧは右手からナイキスト軌跡に近づくように上述の偏光スイッチングによって選択されます。 周波数に依存する唯一の要素は、任意の周波数に調整することができる共振器自体であることに注意してください。 その結果、ナイキスト軌跡の所望の周波数は、実際の軸迎撃点と一致するように設定され得るし、滑らかなタンビリティが保証される。
次に、トランスポート遅延を追加して、周波数が増加する寄生位位位シフトがあることを考えてみましょう。 Ｔ ＝ １ のトランスポート遅延Ω＝ １ 図１２２のナイキスト軌跡結果。 トランスポートの遅延により、ＡＴＬＦ のパスバンドは、次のポイントで示されているようにシフトされることに注意してください。Ω＝ シフトされる １。
２ つのオプションがある ３ つの共振器をデチューニングすることで、ＡＴＬＦ３ を再調整できます。
最初のオプションは、共振器の共振周波数を約４％増加させることです。
ΩＲ＝ １．０３７は図１２３のオープンループ応答をもたらす。 共振は実際の軸上にあり、 ｜Ｇ｜任意の Ｑ 拡張を与えます。 軌跡と実際の軸は、ＡＭ／ＰＭ（振幅変調とパルス変調）ノイズが問題にならないように、互いに合理的に垂直です。 Ｇの極性はアンテナの抵抗に依存します。 したがって、アンテナインピーダンスの実際の部分が相互接続伝送線路の特性抵抗よりも大きい場合、反射係数はＧ ＞ ０となるように実数と正になります。
ΩＲ＝ １．０３７は図１２３のオープンループ応答をもたらす。 共振は実際の軸上にあり、 ｜Ｇ｜任意の Ｑ 拡張を与えます。 軌跡と実際の軸は、ＡＭ／ＰＭ（振幅変調とパルス変調）ノイズが問題にならないように、互いに合理的に垂直です。 Ｇの極性はアンテナの抵抗に依存します。 したがって、アンテナインピーダンスの実際の部分が相互接続伝送線路の特性抵抗よりも大きい場合、反射係数はＧ ＞ ０となるように実数と正になります。
もう １ つの選択肢は、アンテナ抵抗インピーダンスが特性インピーダンスよりも大きい場合に Ｇ＜０ を使用する必要がある図 １２２ の負の実軸の切片を使用することです（アンテナ抵抗が特性インピーダンスより小さい場合は Ｇ ＞ ０）。 今、私たちは共振器を減少させるΩＲ約８％の割合でΩＲ＝ ０．９１９。 その結果を図１２４に示す。これら ２ つの解の違いは、軌跡が実際の軸で行う角度にあります。 軌跡と実軸の間の角度が小さい場合（軌跡と実軸が同一線上になりつつあるように）、ＡＭ から ＰＭ へのノイズは過剰になります。
図１２５は、３ラジアンの大きな寄生遅延に対するナイキスト軌跡を示す。 私たちが持っているようにΩ＝ 現在の例では１を示し、図１２５に見られるようにほぼ１８０度の３ラジアンの寄生位位相シフトを有する。 所望の周波数点は既に負の実軸迎撃点に非常に近いため、正の実軸迎撃点を使用しようとしても意味がありません。 動作点を負の実軸に揃えるために必要なのは、１％未満の少量のデクメントだけです。
上記の例では、アンテナがあり、共振器はすべて正規化に調整されていますΩ＝１は、実用的な実装で経験するものではない、所望の動作周波数として。 アンテナの共振周波数を変更した場合は、３つの共振器をデチューンし、それに応じて極性スイッチを選択する必要があります。 次の例では、アンテナの共振は次の場合です。ΩＡ＝電気的に小さいアンテナのために現実的である２。 共振器は次の値に設定されています。ΩＲ ＝ １．０４２ および ｐ は １ に設定されます。
図１２６は、装飾された共振器を有するＡＴＬＦ３のナイキスト軌跡を与える。 デチューニングの結果、ナイキストの軌跡は実際の軸に対して垂直ではなくなったことに注意してください。 これは ｇ と ｆ コントロールを結合します。 これに対し、図１２１のナイキスト輪郭はうまく垂直である。
図１２６は、装飾された共振器を有するＡＴＬＦ３のナイキスト軌跡を与える。 デチューニングの結果、ナイキストの軌跡は実際の軸に対して垂直ではなくなったことに注意してください。 これは ｇ と ｆ コントロールを結合します。 これに対し、図１２１のナイキスト輪郭はうまく垂直である。
ナイキストプロットを描画するのは簡単ですが、問題は自動チューニングがどのように行われるかです。 上で説明したように、実際の軸上の ２ つのナイキスト ポイントに対応するチューニングには ２ つの選択肢があります。 アンテナは ｆ の影響を受けませんが、周波数に依存するため、ｆ を変更するとナイキスト輪郭の形状が変わります。
この場合のチューニング手順をトレースしてみましょう。 次の値で始まるΩＡ＝ ２ とΩＲ＝ １ を中心としたパスバンドΩ＝ １。ΩＲ＝ この例の １ は、ｆ コントロールの公称開始点にすぎません。 たとえば、ｆ ＝ ０ は共振器をチューニング バンドの中央に設定します。 最初のナイキストプロットは、２つの可能な共振周波数を有する図１２７に示されています。Ω１＝ ｐ ＝ ０ （負の実軸） の場合は １．０７Ω２＝ ０．０９６ （正の実軸）。 これらは、発振が決定されるまでｐを０に設定し、ｇを増やし、シンセサイザがこれら２つの周波数に順番に応答するように設定することによって決定され得る。 これは、Ω１． 次に、ｐ を １ に設定し、繰り返して検索します。Ω２．
もちろん、シンセサイザーは、見つけるために必要な周波数スイープを許可するように、それほど一般的ではないかもしれませんΩ１そしてΩ２． シンセサイザーがチャネル周波数に設定されている場合を想定します。Ω＝ １。 この場合、ｆ の制御は最初に一方向に変化し、次にもう一方の方向で ｐ ＝ ０ および ｐ ＝ １ に変化します。 次に、ｆ の最小相対変化を使用して動作周波数を選択します。 ポイントは、ｐの選択に基づいて共振器のデタンを最小限に抑える方法です。 アンテナが近距離の散乱効果にさらされる場合、ナイキストイナゴは寄生ループを持ち、動作ポイントの近くで発生すると問題を引き起こす可能性があります。 このような場合は、大きなデチューニングを選択する方が実際に良い選択かもしれません。 しかし、ナイキストの軌跡をより可視化しなければ、この決定は盲目的にしかなされない。
潜在的な問題の図を図１２８に示し、操作ポイント １２８１０ およびループ １２８１２ を持つ． ここでは、ナイキストの軌跡のループに近い操作ポイントがあります。 ｆ がわずかに変化するにつれてループが変化するため、中心周波数は不連続にジャンプして表示されます。 これにより、合理的な方法で行われた場合、この場合に２つのパスバンドで妥協チューニングを与える追跡のための問題が発生します。 ＡＴＬＦ３の３つの共振器は、これらのループが動作ポイント付近で発生する可能性を大幅に低減します。 しかし、この種の状況の可能性を排除することは困難であり、したがって、追跡アルゴリズムは、少なくとも妥協の解決策を提供するような場合には、トラックを失うものとは対照的に十分に堅牢であることが好ましい。
上記の分析は、改善されたフィルテナの動作に関与する原理と理論をより深く理解することを目的としていることが理解されるであろう。 使用する実際の回路要素、使用目的、ユーザーの好み、製造工程など、さまざまな考慮事項に応じて、実際の実装は、これらの考慮事項の一部のみを使用することが可能です。本明細書に記載される回路設計内。
ＡＴＬＦのキャリブレーション
単一周波数 ＡＴＬＦ キャリブレーション手順
単一周波数動作下でのＡＴＬＦキャリブレーションの手順の例を、事前キャリブレーションが行っていないと仮定して、以下に示します。 他の手順はまた、ＰＯＳＳＩＢＬＥ．ＩＳ、好ましくはＡＴＬＦによって較正されてもよい。 そうすることで、ホッピング周波数の関数としてｆとｇの設定のベクトルが与えます。 １ つのキャリブレーション手順は、ホッピング周波数ごとに、単一の周波数であるかのようにキャリブレーションできます。 ただし、別のより効率的な手順も使用できます。
明らかな改善は、周波数を順番に較正し、ｆとｇの変化が、例えば、次に高いホッピング周波数への低いホッピング周波数が非常に小さいことを認識することです。ＡＴＬＦ の一般的な実施形態では、次のように ３ つの状態を検討すると便利な場合があります。
結合アンテナから再放射される受信信号のＡＴＬＦ変調による情報の転送
ＡＴＬＦ アンテナと ＡＴＬｎ 共振器は同じループ内にあるため、ＡＴＬＦ には、結合共振器を含む信号ループにデータ エンコーディング変調を挿入できるという独自の機能があります。 これにより、図１６３の高レベルに示すように、アンテナ反射信号に情報が重なり返される。 図１６３は、ＡＴＬＦ １６３１４と送信機信号１６３１２を介した通信における送信元送信機／アクセスノード１６３１０を示す。ソース送信機／アクセスノード１６３１０は、データ出力１６３１６、受信機（エコーデモ）１６３１８、送信機１６３２０、アンテナ１６３２２、および円形カプラ１６３２４を有する。ＡＴＬＦ １６３１４は、アンテナ１６３２６、ＡＴＬｎ １６３２８、変調１６３３０用のデータ入力、および受信機１６３３２に出力する。
アンテナからの強い再放射が存在する－というＡＴＬＦのかなり特異な特性に基づいて－本質的にアンテナ再放射増強装置であるものを実装することができる。強い再放射は、通常、有利であるとは考えられない。しかしながら、低コスト、低電力の双方向センサネットワークの場合、これは、いくつかの環境におけるＡＴＬＦにより可能になる大幅な系の増強とすることができる。
このモードで動作する場合、一般的なＡＴＬＦ機能は、以下の点で強化される。
ＡＴＬＦは、結合したアンテナを介して、双方向全二重通信モードになっている状態が継続し、双方向全二重通信モードでは、
センサ問い合わせ要求を送信側から受信し、
センサデータブロックを送信側に同時に転送する。
ＡＴＬＦは、アンテナとトランシーバとの間の転送装置として動作するのではなく、インテロゲータ信号が検出されて特定のセンサ情報ストリングがインテロゲータに応答してアンテナ反射で変調されるモードで動作することにより、情報をインテロゲータに送信機を必要とすることなく転送する。
再放射を強化する ＡＴＬＦ は、ＡＴＬＦ ｛ｇ，ｆ，ｐ｝ コントロールの任意の組み合わせが、受信メッセージ信号の再放射を変調するために時間内にディザリングされるワイヤレス ＲＦＩＤ の一種として動作します。ＶＳＷＲ の小さいが検出可能な変調としてリクエスターに返されるビットのシーケンスを表すデジタル通信シンボルで構成されます。
センサネットワークとＡＴＬＦの背景と概要
センサー ネットワークの展開は、すべてのネットワーク要素を相互接続用に構成する必要があるため、通常は面倒でコストがかかります。 最近の重要な発展は、読者（Ｒ）とセンサ要素（Ｓ）が接続を自己発見するアドホックネットワークのそれであった。 この方法では、インターネットのルーターや端末など、すべてのネットワーク ノードが本質的に自己構成されます。
このファイリングでは、図１６４に示すように、複数のＲの１６４１０と複数のＳの１６４１２のネットワークを具体的に考えます。 対照的に、Ｓ要素は、太陽光発電やエネルギー清掃で動作するように非常に低電力でなければなりません。 Ｓ要素はまた、彼らが消耗する可能性があるように非常に安価である必要があります。 理想的には、配置されたネットワークのコンテキスト内で自己構成し、自己調整を行う必要があります。
ワイヤレス ＲＦＩＤ はこのようなアプリケーション用に開発されましたが、一般的な展開では、Ｒ と Ｓ 間の物理的な距離が小さくなるため、トランスポンダに電力を供給するために Ｒ と Ｓ の間の物理的な距離が小さくなる可能性があります。 Ｓの回路。 既存のＲＦＩＤ技術の小さな範囲は、このファイリングが克服する重要な制限です。
低消費電力、低コストのセンサネットワークモジュール向けのアプリケーションは、次のように多岐にわたりますが、これらに限定されません。
走行車線の絶対位置に対する移動車両の正確な絶対位置を可能にするレーンマーカー（ＬＭ）アプリケーション。 車両の位置履歴が車両内に保存されている場合、この履歴は、有料道路リーダーのように、特定の車両位置履歴を必要に応じて転送されたオーバーヘッドトランスポンダによって読み取られ、たとえば、交通エンジニアとポリシング機関の両方に転送されます。
センサーがトラックに沿って配置されるか、列車自体によって読み取られる列車の車の間で、またはトラックサイドのインフラストラクチャによって分散される列車アプリケーション。
このようなロボット車両をインフラウェイポイントに正確に相対的に位置づけるロボット車両アプリケーションは、倉庫業務に必要です。
多くの読者（看護師ステーション、個々のｉＰａｄ（登録商標）リーダーなど）とスマート包帯を含む多くの患者の健康モニターが病院または家庭環境のために実装され得るヘルスケア設定アプリケーション。
インフラストラクチャセンサーは、機械的ストレスや振動を報告するだけでなく、そのような情報を読み取るために装備された車両の高さクリアランス情報に関する情報を提供するために、橋の上に分散することができます。
農業用スタンドアロンセンサーは、オーバーヘッドドローンによって読み取られ、広い領域にわたって土壌ｐＨと水分含有量を提供することができます。
雪崩や土砂崩れが脅威である地域では、センサーが脅威となる斜面に分散される可能性があります。
控えめな太陽電池を搭載した分散パイプラインセンサーで、ＲＦ送信機を使用せずにパイプラインのステータス情報を通過ドローンや車両に容易に転送できます。
走行車線の絶対位置に対する移動車両の正確な絶対位置を可能にするレーンマーカー（ＬＭ）アプリケーション。 車両の位置履歴が車両内に保存されている場合、この履歴は、有料道路リーダーのように、特定の車両位置履歴を必要に応じて転送されたオーバーヘッドトランスポンダによって読み取られ、たとえば、交通エンジニアとポリシング機関の両方に転送されます。
センサーがトラックに沿って配置されるか、列車自体によって読み取られる列車の車の間で、またはトラックサイドのインフラストラクチャによって分散される列車アプリケーション。
このようなロボット車両をインフラウェイポイントに正確に相対的に位置づけるロボット車両アプリケーションは、倉庫業務に必要です。
多くの読者（看護師ステーション、個々のｉＰａｄ（登録商標）リーダーなど）とスマート包帯を含む多くの患者の健康モニターが病院または家庭環境のために実装され得るヘルスケア設定アプリケーション。
インフラストラクチャセンサーは、機械的ストレスや振動を報告するだけでなく、そのような情報を読み取るために装備された車両の高さクリアランス情報に関する情報を提供するために、橋の上に分散することができます。
農業用スタンドアロンセンサーは、オーバーヘッドドローンによって読み取られ、広い領域にわたって土壌ｐＨと水分含有量を提供することができます。
雪崩や土砂崩れが脅威である地域では、センサーが脅威となる斜面に分散される可能性があります。
控えめな太陽電池を搭載した分散パイプラインセンサーで、ＲＦ送信機を使用せずにパイプラインのステータス情報を通過ドローンや車両に容易に転送できます。
本開示では、自律走行車（ＡＶ）ソリューションの要素としての被験者ＲＦネットワークモジュールの具体的なレーンマーカー適用に焦点を当てる。 提示された方法論は、この技術のすべてのアプリケーションに適用されます。
自律走行車（ＡＶ）の概要
車車間（Ｖ２Ｖ）と車両対インフラ（Ｖ２Ｉ）は、急速に新たな情報分野です。 これは、無人運転車が明らかな利益であるインテリジェント交通システム（ＩＴＳ）の時代に導く重要な要因となります。 自律型無人運転車のコンセプトは、１９６０年代に特殊なテストトラックが無線ビーコンで並んでいたもので、自律走行車（ＡＶ）に埋め込まれたエレクトロニクスがこれらのビーコンを追跡していました。
現在の技術を武器に、ＡＶは、道路沿いのインフラがなくても実現可能であることが証明されています。 コンピュータビジョンセンサーと高詳細の広範なストリートマップと組み合わせた処理は、限られた範囲で十分であることが証明されています。 このような取り組みは、ＡＶ時代の始まりにまで及んでいます。 しかしながら、現在の自動車ベースのＡＶシステムはスケーラブルではない。 たとえば、高密度高速道路のトラフィックのすべての ＡＶ が屋上 ＬＩＤＡＲ をスポーツした場合、システムに障害が発生するほど干渉が発生します。 また、霧、吹雪、大雨などで視界が損なわれる一般的で重要な状況では、カメラやＬＩＤＡＲベースのシステムは役に立たなくなります。 したがって、ＲＦ信号は視界不良の影響を大きく受けにくくなるため、ワイヤレスＲＦシグナリングは事実上必要です。
ワイヤレス信号の面では、ＧＰＳは明らかな選択です。 これは、目的地に到達する際にドライバーを支援するかもしれませんが、高速道路上の走行車線内の車両の位置を維持するのに十分な精度ではありません － １０ ｃｍ以内にする必要があります位置決め要件。 ＧＰＳ衛星ソースは、コストの観点からは完全に非現実的な処理と協調シグナリングの英雄的な量なしでそのような精度を提供するには遠すぎます， 移動中の車で無効なＧＰＳベースのシステムをレンダリングするＧＰＳ遅延の問題は言うまでもありません． 繰り返しになりますが、明らかな解決策は、スマートＲＦポジショニングマーカーや道標などのワイヤレス道路／道路沿いのインフラを備えています。
インテリジェント・トランスポーテーション・システムズ（ＩＴＳ）の開発が始まった今、ＡＶの促進に向けた無尽蔵のドライブも始まりました。 つまり、高速道路には無線インフラストラクチャが付属し、ＡＶを車線内に正確に配置します。 このインフラストラクチャ開発はコストがかかり、完全に実装するには数年が必要になります。
第１の用途として、安価だが正確な車両測位システム増強は、本開示の技術によって可能になり、この車両情報空間に単独で注入され、この将来を導くだけでなく、しかし、車両の操作と安全性に即座に価値を提供します。
要求された場合にのみシステムが送信する通信プロトコルについて考えてみます。 アクセス ノード（ＡＮ）は、ＡＴＬＦ が調整された調整された周波数で要求信号を送信できます。 アンテナとＡＴＬｎの間の結合が高いため、ＡＴＬＦはこの信号を自然に再放射します。 この結合は、ＡＴＬ１のバアクターダイオードをデータと共に変調することにより、変調アンテナ反射に効果的に符号化することができる。 何らかのタイプのカプラーが組み込まれたＡＮは、ＡＴＬＦからの信号を検出し、データを容易に復調します。 このように、実際に送信機を使用せずに包帯中の無線センサーに全二重データ通信を行い、通常は送信機から必要とされる電力を節約します。 システムレベルでは、大幅なコスト削減、サイズの縮小、パフォーマンスの向上が実現します。 このアーキテクチャを図１６３に示す。
ＡＴＬＦとスマートハイウェイ
変調アンテナ反射エンハンサーの２番目のアプリケーションは、道路レーンや道路エッジマーカーとして使用することができます。 ここでは、車線マーカーに座っているＡＴＬＦがゲインを持って車両にピックアップして再送信するという信号を送信し、車両トランシーバが変調アンテナ反射をピックアップし、変調アンテナ反射の情報内容をデコードします。 ＡＴＬＦは非常に低い電力でこのモードで作動し、ＡＴＬＦの利得によって駆動される拡張された範囲の安全援助データ転送を提供する。
自律走行車のシグナリングと情報転送に必要な道路標識の場合、ＡＴＬＦ変調アンテナ反射データコンテンツは、道路車線マーカーアプリケーションよりもはるかに高く、アンテナ反射へのデータ変調は容易に緩和。
ＲＦレーンマーカーシステムの概要
レーンマーカーシステムとしての実装の例を説明します。 改変および他の実装は、当業者に明らかであろう。
図１６５を参照すると、ＡＶ １６５１０、ＲＦポジショニング尋問器１６５１２、およびＲＦポジショニングレーンマーカー１６５１４を示す、ＡＶはＲＦＬＭモジュールで実装された道路の車線を下って移動しています。 ＡＶ ＲＦ測位コンテクサ（ＡＶＰＩ）は、車両の前方に伝播する狭帯域コード変調信号を発生します。 これは ＲＦＬＭ の ＡＴＬＦ／アンテナ ループによって取得され、ＲＦ レーン マーカーの ＩＤ を含む追加されたコードで受信信号をモジュレートします。 この変調信号はループ構造の一部としてアンテナに送り返され、アンテナは基本的なアンテナ反射の一部としてエンコードされた信号を再放射します。 情報変調信号は、一貫して復調されるＡＶＰＩに戻り、１）レーンマーカーアイデンティティをデコードします。そして２）ＡＶがＲＦＬＭに近づくにつれて進化するキャリア信号の振幅とドップラーシフト。 この時間シグネチャは、ＲＦ レーン マーカーが移動中の ＡＶ に対して相対的な位置を推定するために使用できます。 複数のＲＦレーンマーカーからのＡＶＰＩ応答を同時に処理することにより、ＡＶは車線内の正確な位置を決定し得る。
次に、図１６６に示すようにマルチレーン道路を考えてみましょう。図１６６は、複数のＲＦ測位車線マーカー１６６１０、ＡＶ１６６１２、固有ＩＤ１６６１４、および道路レーン１６６１６を示す。各 ＲＦＬＭ は、一意のコードで識別されます。 ＲＦＬＭ ＩＤ コードは、ＲＦＬＭ システムの展開時に作成された外部デジタル マップ内に含まれる道路沿いの特定の場所に直接関連付けられます。 ＲＦＬＭ コードは、ＩＤ スキームが ＡＶ ＧＰＳ 位置に関連する係数で道路を繰り返す可能性があるため、長すぎないことに注意してください。 もっともらしい実装では、ＲＦＬＭ ＩＤ は数百メートルごとに繰り返される可能性があります。 前述のように、ＧＰＳ （またはその他の位置に依存するスキーム） は、ＲＦＬＭ ＩＤ のあいまいさを簡単に解決できます。 あるいは、ＡＶＰＩ 処理は、この周期的なあいまいさを解決するためにサイクル数を追跡する場合があります。
ＡＶが車線を下るにつれて、複数のＲＦＬＭからの信号を同時にピックアップします。 追跡された各ＲＦＬＭは、ＡＶの正確な位置が堅牢に決定されるように時間とともに振幅およびドップラープロファイルを提供する。 パフォーマンスの面で十分である可能性が高いより単純な処理スキームは、示されているように、一貫して復調された信号のエンベロープ上で単に動作しています。このスキームでは、ＡＶＰＩ に必要な処理はごくわずかですが、ＡＶＰＩ はリソースに制約されません。
当面の問題は、多くのＡＶが同時に動いているということです。 各 ＡＶＰＩ には一意の車両コードがあり、直交するように選択された信号変調の一部として、車両の ＶＩＮ 番号を含めることができます。 ＲＦＬＭ ＡＴＬＦ は直線的に動作し、ＲＦＬＭ ＩＤ を使用して複数の ＡＶＰＩ 信号の全体的な重ね合わせを変調するだけです。 このようにして、ＡＶＰＩ は、他の車両の干渉を最小限に抑えながら、複数の ＲＦＬＭ からの振幅とドップラーの署名を追跡します。
このシステムの鍵は、ポジショニングシグナリングの冗長性です。 ＡＶが車線を滑らかに下に移動し、複数のＲＦＬＭから振幅ドップラー応答プロファイルを同時に観察している高速道路アプリケーションを考えてみましょう。 ＡＶ 軌道を表すために必要な自由度 （ＤＯＦ） の数は、観測される ＲＦＬＭ シグネチャの数に比べて小さくなります。 したがって、ＡＶ位置の推定値を損なうことなく、ＲＦＬＭの欠落の大部分が存在する可能性があります。 さらに、部分的なＲＦＬＭシグネチャであっても、車両追跡に向けた情報を提供してもよい。
さらに、各ＡＶは、自律モードの有無にかかわらず、正確な車両位置情報を決定することになります。 この位置情報は、車両を介して近隣の車両（Ｖ２Ｖ）に伝達され、すべてのＡＶが周囲の他のＡＶ車両の位置を知ることを可能にします。 この情報は、衝突回避のために展開された自動バンパーレーダーを増強およびバックアップする可能性があります。
もちろん、衝突の可能性を最小限に抑え、交通動態を軽減し、危険な道路の危険を回避するために行われるエージェントプログラミングに終わりはありません。 Ｖ２ＶおよびＶ２Ｉ（車両からインフラへの）通信により、ＡＶはそのような道路上の危険について適切に警告され得る。 これらの重要な機能を持つインテリジェントな高速道路は、１）絶対道路参照座標内に正確に自分自身を配置する各車両のためのメカニズムがある場合にのみ実装することができることに注意してください。この情報を共有する Ｖ２Ｖ および Ｖ２Ｉ システムを備えています。
完全なＡＶトラフィックへの移行が行われるように、今後１０年ほどの間、多くの非ＡＶ車が存在する予定です。 ただし、このような非ＡＶ車両は、ＲＦＬＭを追跡し、Ｖ２ＶおよびＶ２Ｉチャネルを介して非ＡＶＰＩ推定位置を通信する小型の自己完結型システムを搭載することができる。 したがって、周囲のＡＶは、人間が運転する車両がどこにあるかを正確に知り、それに応じて動作する可能性があります。 現在の範囲を超えたこのテーマに沿って出現する無限の革新があります。 しかし、強調すべき点は、車両位置の正確な知識が不可欠であるということです。
開示するＲＦＬＭの重要な特徴は、ＲＦＬＭが自律的であり、高速道路インフラストラクチャシステムが動作するために複雑なネットワーキングを必要としないことである。勿論、ＲＦＬＭは、他の高速道路インフラストラクチャとの無線接続で任意に拡張することができる。しかしながら、主たる目的は、ＲＦＬＭがその場にあって主としてＡＶが、車線内および道路内のＡＶの位置を正確に決定するのを支援することにある。
二次的に優先されるのは、インテリジェント高速道路ＩＴＳネットワークの残りの部分とのより高機能の接続性である。しかしながら、前向きバージョンのＲＦＬＭは、ＩＴＳネットワークとの接続性のために容易に展開することができることを容易に理解できるであろう。
この文書の範囲は、ＡＶ精密車線位置決め用途に理想的に適する、堅牢で非常に低い電力のＡＴＬＦ系車線マーカ（ＲＦＬＭ）トランスポンダーをどのようにして実装するかについてのイノベーションである。
ＲＦＬＭ信号変調処理
ＡＶの位置を計算するには、ＲＦＬＭからの信号が道路の幅に沿った場所に登録されるように一意に識別できる必要があります。 また、道路車線の長さに沿ってＡＶを正確に配置することが望ましい。 また、道路の特定のセグメントに複数の ＡＶ があります。 変調によって達成され得るＡＶおよびＲＦＬＭの組み合わせの一意の識別の複数の方法がある。 この開示の中で、我々は好ましい方法として直交符号化を仮定する。 ただし、他の方法も可能です。
直交符号化方法では、キャリア信号を生成するＡＶポジショニングインタニスタナ（ＡＶＰＩ）から始めます。
ここで、ＡＣはキャリア周波数の複雑な振幅ですＦＣ． ＡＶＰＩは、ｍの複雑な値定数大きさ変調でこの信号を変調します１（ｔ）送信されたＡＶＰＩ信号が、次のように表されるＣ１（ｔ）は
実際の信号がの本当の部分であると理解されるところでＣ１（ｔ）。の変調Ｍ１（ｔ）は、各 ＡＶ に対して一意のコーディングです。 各ＡＶＰＩは、他のＡＶＰＩが使用する変調波形にほぼ直交する固有の変調波形を有することが理解される。 したがって、単一の ＡＶ に複数の ＡＶＰＩ が取り付けられている場合、各 ＡＶＰＩ は一意の変調を持ちます。
この信号は、入力信号が
ＧＬａは、ＡＶＰＩ から ＲＦＬＭ アンテナ出力へのチャネル ゲインです。ＤＬａ（ｔ）は、車 ＡＶＰＩ と ＲＦＬＭ 内の ＡＴＬＦ 位置との間の物理的な距離で、ＡＶ と ＲＦＬＭ 間の放射速度の関数として時間とともに変化します。 注意してください。ＤＬａ／ｃは、ＡＶＰＩ から ＲＦＬＭ 内の ＡＴＬＦ 位置までの遅延です。
次に、信号は、ＡＴＬＦフィードバックループ内の位相シフタ素子のわずかなディザリングによって達成されるＡＴＬＦによって位相変調される。 この変調は、以下の複雑な関数で示されます。Ｍ２（ｔ）。位置をＡＴＬＦ出力に適用して、ＲＦＬＭ変調アンテナ反射信号を次のようにします。
最後に、ＡＶＰＩで受信した変調アンテナ反射信号は、
次のように書き換えられます。
用語
として示されるドップラー周波数シフトが含まれていますＦＤは
として示されるドップラー周波数シフトが含まれていますＦＤは
どこＶＲａｄは、車 ＡＶＰＩ と ＲＦＬＭ の間の放射速度です。 ドップラー項の無関係なオフセットフェーズを一般的なゲインに吸収し、次のように表現を書くことができます。
ＡＶＰＩの最終的な目的は、ｄＬＡ（ｔ）の推定値をｃ４（ｔ）の変調アンテナ反射観測値から抽出することである。これは、可能なＲＦＬＭ機能およびｄＬＡ（ｔ）に対する尤度検索により行われる。図１６６では、１６個の異なるＲＦＬＭオブジェクト集合を示す。多かれ少なかれ：これは、道路の仕様に基づいた任意の構成である。各ＲＦＬＭが一意の位置を有するような地図を入手することができると仮定するが、ｍ２（ｔ）の変調関数は上に説明したように、道路の長さに沿って周期的に繰り返される。
複雑なのは、ＲＦＬＭが正確な時刻を有することにより、任意のオフセットが生じてｍ２（ｔ－ｔＬＭ）と記述する必要があることである。したがって、ＡＶＰＩ処理は、ＲＦＬＭタイプインデックスおよびオフセットについて復調プロセスの一部として検索する必要がある。ＲＦＬＭタイプについての検索は、ＲＦＬＭタイプの密度が適度であり、地図を入手することができ、車のＡＶＰＩがどのＲＦＬＭタイプであるかを予測することができると見込むことができるので、複雑ではない。したがって、一旦、ＲＦＬＭ追跡法が確立されると、現われる新規の各ＲＦＬＭに関する処理は、簡単で効率的である。
ドップラーは、ＲＦＬＭが車のＡＶＰＩの軌道からオフセットされるので、実際には時間とともに変化します。 また、ＡＶはその速度の正確な知識を持っていると仮定されます。 このことからドップラー関数ＦＤ（ｔ）車ＡＶＰＩに対するＲＦＬＭの位置の正確な推定値にマッピングすることができます。
Ｇ０（ｄＬａ（ｔ））また、ＤＬａ（ｔ）を使用できます。 しかし、強力なコンタクター信号の存在下で高い直線性を維持するには、より高いパワーゲインブロックが必要になため、ＲＦＬＭはＡＴＬＦの消費電力を最小限に抑えるために飽和させることが許されるため、完全に直線的に動作するとは仮定しません。ＡＴＬＦ． これは明らかに消費電力を増加させ、必要ありません。
重要な点は、ＡＴＬＦが非常にシンプルであり、位相変調が機能を印象づける点です。Ｍ２（ｔ）入力信号に関係なく、ＡＴＬＦアンテナからのアンテナ再放射信号に乗ります。 したがって、複数の車のＡＶＰＩ信号は単に重ね合わされ、同じ変調に扱われます。 また、ＡＴＬＦは直線性要件が控えめに飽和させられます。 信号レベルは広範囲にわたって変化し、ＡＴＬＦ ベースの ＲＦＬＭ の消費電力を最小限に抑える必要があるため、これは重要です。 繰り返しになりますが、ＡＴＬＦベースのＲＦＬＭには高度なデジタル処理が必要なく、非常に低消費電力のアナログ処理で十分です。
ＡＶＰＩの複雑な処理は、非常に正確な推定を可能にする最大尤度最適化です。ＤＬａ（ｔ）示されているように。 これは確かに現在の処理技術で可能であり、標準的なＧＰＳ受信機ＡＳＩＣ内で見つかった処理と同じくらい複雑ではありません。 しかし、ＡＶＰＩの一貫した復調出力のエンベロープ信号を追跡するために、代替的で単純な処理形式が提示されるようになりました。
ＲＦ レーン マーカー（ＲＦＬＭ）内の ＡＴＬＦ の調整
このセクションの簡単な概要として、ＡＴＬＦ の調整に必要な手順は次のとおりです。
キャリア信号中心周波数へのチューニング。
ＡＴＬＦアンテナ共振器の位相を調整する。
ＡＴＬＦ ループゲインの調整
キャリア信号中心周波数へのチューニング。
ＡＴＬＦアンテナ共振器の位相を調整する。
ＡＴＬＦ ループゲインの調整
ＲＦＬＭ センター周波数の調整
ＲＦＬＭ アプリケーションでは、ＡＴＬＦ アンテナの ＡＶＰＩ からの信号は熱ノイズよりもはるかに大きくなります。 したがって、複数の ＡＶＰＩ 信号が ＡＴＬＦ に入るので、これは干渉制限された問題です。 ＡＴＬＦが小信号線形領域で動作する場合、複数の入力信号のスーパーポジションは問題にはなりません。 ただし、ＡＶ が ＲＦＬＭ の隣にある場合など、信号が大きくなると、ＡＴＬＦ はソフト飽和状態になります。 これにより、インバンド間調変調が大きすぎると問題になる可能性のある信号のクロスカップリングが発生します。 したがって、ＡＴＬＦ ループゲインを減らして、ＡＴＬＦ の逆次効果を回避する必要があります。
ＡＴＬＦの信号出力を最大化することは困難な場合があるため、ＡＴＬＦが１）過度の飽和と自己振動を１つの極端に含まない受信ＡＶＰＩ信号に対する感度を最大化することが必要です。そして２）他の極端な一般的なバックグラウンドノイズに対する脆弱性。 単純な低消費電力と低複雑さのソリューションは、ＲＦＬＭ内のＡＴＬＦの出力に単純なエンベロープ検出器を配置し、信号エンベロープを分析することです。 これは、アンテナ１６７１０、位相シフタ１６７１２、負インピーダンスゲイン１６７１４、エンベロープ検出器１６７１６、エンベロープ解析を示す図１６７のブロック図に示すように、パッシブダイオード検出器と簡単なエンベロープ解析処理で達成され得るフィルタ１６７１８、制御フィードバック１６７２０、および合計１６７２２。 ＡＴＬＦ カーネル自体の左上にある ３ つのブロックは、負のインピーダンス アンプ、アンテナ、および位相シフターに基づいています。 エンベロープ検出器と分析フィルタが示され、ゲインブロックと位相シフタに対するフィードバックを含む、前記位相シフタは、より高速変調である位相変調によって制御されるＭ２（ｔ）．
エンベロープ解析では、エンベロープ レベルが下限しきい値を超えるのでゲインを上方に調整します。 その後、それは遅い変動を探し、おそらくＲＦＬＭによって通過する車のトラフィックを示す機能を備えています。 これらの機能には、オーディオまたは磁場変動の検出が含まれますが、これらに限定されません。 車のＡＶＰＩは、車両が通過する時間内に特定のエンベローププロファイル形状を持っています。 その後、位相は最大変動のために調整されます。 ＲＦＬＭ 周辺のトラフィックの短期的な定常分布に関するいくつかの仮定が想定されることに注意してください。 位相が最適化されると（特定のゲインレベルのエンベロープ信号の最大所望の変動）、ゲインは増分増加し、プロセスが繰り返されます。 このキャリブレーションプロセスは、ＲＦＬＭの通常の機能とは無関係で断続的であり、独立している可能性があることに注意してください：それは本質的にバックグラウンドタスクです。
ＡＴＬＦ のチューニングは、連続して行う必要はありませんが、数分に １ 回ほど行う必要があります。 したがって、チューニングキャリブレーション処理は、ＡＴＬＦの平均消費電力のごく一部しか消費しなく最適化することができます。
このような制御スキームを実装する方法を実証するために、図１６８に示すように、簡略化されたシミュレーションは２Ｄ道路面と考えられる。図１６８は、複数のＲＦ測位車線マーカー１６８１０、道路車線１６８１２、およびＡＶ １６８１４を示す。 速度ベクトルが一定であるから始める
道路の横方向に速度がないように。 ＲＦＬＭ の場所は次のように指定されます。
状態変数ベクトルがかなり正確であると仮定すると、これから仮説を生成できます。 したがって、ＲＦＬＭから予想される信号を合成し、他のＲＦＬＭアンテナ再放射信号からのノイズと干渉を決定できる追跡問題が多くなっています。
図１６９は、ＲＦＬＭｓ１６９１０の位置と車ＡＶＰＩ １６９１２の軌跡のプロットを示す。 軌道は ｔ ＝ ０ で左側から始まり、右側の ｔ ＝ ３ 秒で終了します。 想定される車の速度は１０ ｍ／秒です。
図１７０は、通過するＡＶＰＩからの信号に起因するＲＦＬＭにおける信号のプロットである。 明らかに各ＲＦＬＭの信号のエンベロープの変動は、ＤＬａ（ｔ）． ランダム トラフィックを想定すると、ＡＴＬＦ 内のエンベロープの変動はランダム プロセスになります。 トラフィックが合理的に静止したランダムプロセスである場合、最大エンベロープ変動を観察する目的でＡＴＬＦを調整することができます。 ＲＦＬＭ の近くを移動する ＡＶＰＩ の場合、相対的な変動は ３５ ｄＢ を超える場合があることに注意してください。 したがって、ＡＴＬＦ を調整するのは簡単です。
ＡＴＬＦ の位相とゲインの調整
電源投入され、チューニングを開始している ＡＴＬＦ の例を考えてみましょう。 この例では、ＡＴＬＦ の周波数帯域幅（Ｑ）を最も低いレベルに設定すると、ブロードバンド応答が大量のブロードバンド ノイズになります。 これにより、高周波エンベロープの変動が発生します。 これらの急速な変動は、本質的にローパスフィルタでフィルタリングされます。 ＡＴＬＦ の中心は外部デバイスを参照せず、数％オフになる場合があります。 ただし、最初の Ｑ が低いため、帯域幅はこの中心周波数エラーよりも大幅に大きくなります。 これでトラフィックが開始され、変動が開始されます。 なお、通過するＡＶＲのエンベロープが図１７０のようなプロファイルを生成することを期待するような基準を追加できることに注意してください。 この特定の機能は、ＡＴＬＦ エンベロープ プロセッサが簡単に検索できる機能です。 図１７０から、この信号エンベロープは遅く、ほぼ決定論的な形状を有していることに留意する。 ＡＴＬＦ処理は、図１６７に示すようにＡＴＬＦの位相シフタを調整する。 一定の制御設定の ＡＴＬＦ フィルタ特性のドリフトは、分または時間の順序で非常に遅くなります。 したがって、フェーズのチューニングが高速である必要はありません。 最大低周波エンベロープ変動を達成することに基づいて位相設定が完了したら、図１７０のアンテナ再放射プロファイルに見合い、図１６７に示すＡＴＬＦネガティブフィードバックのゲインの増加を開始することができます。 繰り返しますが、ゲインを設定した後、フェーズに小さな調整が必要です。 低周波エンベロープ変動の偏差が減少し始め、ゲインがさらに増加するまで、ゲインを徐々に増加させます。 これは、ＡＴＬＦ が不安定なモードに入っている可能性があります。 調整のこの段階では、信号帯域幅は非常に大きなＱエンハンスメントに対応する数ＭＨｚのみで、したがって大きなゲインに相当するため、ＡＴＬＦの帯域幅を狭くしすぎるという問題はないことに注意してください。 このように、エンベロープは飽和し、変動の偏差が減少します。 したがって、これは Ｑ を制限します。
ＲＦＬＭ を堅牢にするには、ＡＶＰＩ の即時帯域幅で ＡＶ によって生成されるワイヤレス放出を最小限に抑える必要があります。 ＡＴＬＦ が正しくないパスバンドに収束し、ＡＶＲ シグナリングに応答しない可能性があるため、これは制限です。 たとえば、ＡＶ に ＡＶＰＩ キャリア周波数に近いキャリア周波数でワイヤレスタイヤ空気圧センサーがある場合、ＡＴＬＦ が代わりにタイヤ センサーワイヤレス チャネルに収束する可能性は有限です。 自動車ネットワーキングの大半は２．４ ＧＨｚでＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）周波数を使用して行われますが、一部の無線周波数計画が必要な場合があります。
ＡＴＬＦ が ＡＶＲ にチューニングされたら、それを維持することは堅牢である必要があります。 夜間は通行なく静かになる道路の問題がある。 したがって、ＡＴＬＦ は、エンベロープ変動の時間平均偏差に比例する品質メトリックを処理に組み込みます。 たとえば、夜間を通して交通量の多い道路が徐々に静かになるとします。 その後、最初に大きかった品質メトリックは、時間のと共に減少し始めます。 品質メトリックの減少は、ＡＴＬＦ フィードバックのゲインを減少させ始め、ＡＴＬＦ 帯域幅を増加させます。 １台の車両が通過する真夜中に、ＡＴＬＦベースのＲＦＬＭは引き続きアクティブであり、車両ＡＶＰＩに応答しますが、ＡＶＰＩへの応答は弱くなります。 ＡＶＰＩ は、公称 １０ ｍＷ ではなく最大 １００ ｍＷ の送信電力を増やすことで、この弱い信号に応答できます。 また、トラフィックが非常に少ない時間帯は干渉レベルが低いため、ＲＦＬＭ システムの応答で十分です。 トラフィックが再び構築される朝、ＡＴＬＦ は最も広い帯域幅から開始し、ゆっくりと狭い帯域幅に収束します。
ＡＶＰＩにおけるＲＦＬＭ信号応答のエンベロープ処理
道路を走行する単一のＡＶについて、図１６８と図１６９のシミュレーションをもう一度考えてみましょう。 次に、ＡＶＰＩ が可能な ＲＦＬＭ ごとにリターン信号を一貫して復調することを考えてみましょう。 これは、
どこＭ１（ｔ）は ＡＶＰＩ によって適用されるデータ変調信号です。（－ｊ２πＦＣＴ）は、ＲＦＬＭ 内の ＡＴＬＦ によって作成されたキャリア信号のコンジュゲートにすぎません。Ｓは、個々の組み合わせのＲＦＬＭとそれぞれのドップラー周波数成分の変調を含む一貫して復調された信号です。 変調を伴う特定のＲＦＬＭの個々のエンベロープＭ２（ｔ）として抽出することができます
そして、さらに分析した。 図１７１図１７０の重ね合わせたＲＦＬＭｓＡ３、Ｂ３、およびＣ３のコヒーレント復調およびエンベロープ処理。
図１７１のエンベロープは、図１６９に示すように車線の側面にあるＡＶＰＩに対応する。 ＡＶＰＩが車線の中央にある場合、エンベロープは図１７２に示すように振幅が大きく変化します。
ＡＶＰＩ の実装は、前面の ＡＶ の両側に ２ つのユニットで構成される場合があります。
ＡＶＰＩ－Ａ および ＡＶＰＩ－Ｂ． 図１７３は、道路に沿った単一のＡＶの左右のＡＶＰＩに対応する２つの並列軌道１７３１０および２つの平行軌道の位置を示す。 ＡＶ がレーンの中央に適切に中央揃えされている場合、ＲＦＬＭ の展開中に ＲＦＬＭ が適切に配置およびキャリブレーションされていると仮定すると、最も近い ＲＦＬＭ に対する ２ つの ＡＦＬ の応答は正確に同じになります。 ＡＶ が １０ センチメートルを片側にシフトする場合は、エンベロープ署名の変更を検討してください。 ＲＦＬＭに対するＡＶＰＩ応答は範囲の４乗として変化するので、信号差は有意である。 図１７４は、振幅が大きく異なるＡＶＰＩからの２ポジション尋問応答信号エンベロープを示す。 つまり、２つのＡＶＰＩが正確に校正されていなくても、車線内のＡＶの正確な位置決めが可能です。 また、ＡＶＰＩ処理は、複雑な信号のより精巧な最大尤度処理を実装することなく、非常にシンプルで効率的である可能性があることに注意してください。
ＡＶＰＩ－Ａ および ＡＶＰＩ－Ｂ． 図１７３は、道路に沿った単一のＡＶの左右のＡＶＰＩに対応する２つの並列軌道１７３１０および２つの平行軌道の位置を示す。 ＡＶ がレーンの中央に適切に中央揃えされている場合、ＲＦＬＭ の展開中に ＲＦＬＭ が適切に配置およびキャリブレーションされていると仮定すると、最も近い ＲＦＬＭ に対する ２ つの ＡＦＬ の応答は正確に同じになります。 ＡＶ が １０ センチメートルを片側にシフトする場合は、エンベロープ署名の変更を検討してください。 ＲＦＬＭに対するＡＶＰＩ応答は範囲の４乗として変化するので、信号差は有意である。 図１７４は、振幅が大きく異なるＡＶＰＩからの２ポジション尋問応答信号エンベロープを示す。 つまり、２つのＡＶＰＩが正確に校正されていなくても、車線内のＡＶの正確な位置決めが可能です。 また、ＡＶＰＩ処理は、複雑な信号のより精巧な最大尤度処理を実装することなく、非常にシンプルで効率的である可能性があることに注意してください。
ＲＦＬＭ 判別フィルタリング
ＲＦＬＭ群の全ては、異なる変調を有していて、この変調がＡＶの運動に起因するどのような変調よりもはるかに高速であるので、個々のＲＦＬＭからのＲＦＬＭアンテナ再放射は、いずれの他のＲＦＬＭからのアンテナ再放射とも直交して現れることになることに留意することが重要である。したがって、搬送波位相の違いによるビートが遅くなる影響の問題は全くない。
また、動作が線形である場合のＲＦＬＭのＡＴＬＦは、すべてのＲＦＬＭ群の全てに関して同じアンテナ再放射利得を持つことができることにも留意されたい。ＲＦＬＭ群のうち１つのＲＦＬＭが、自動車のＡＶＰＩの近くにある場合、当該ＲＦＬＭはもちろん、単に近接によって、より強力なアンテナ再放射を生じさせることになる。ここで、近くのＡＴＬＦにより受信されるＡＶＰＩ信号が十分強くなり、ＡＴＬＦが上に説明したように、引き続き利得が減少して徐々に飽和し始めると仮定する。この場合、特定のＲＦＬＭの利得が減少することにより、当該特定のＲＦＬＭからの他のＡＶＰＩ信号が自然に抑圧される。これは、ＲＦＬＭアンテナの再放射信号のフィルタリングをさらに容易にする。
別の有用な判別機能は、ｍ２（ｔ）のＲＦＬＭ変調信号が、１秒あたり約１０７チップという適度に高いチッピングレートを持つことができることである。この場合、１５メートルをさらに超えるＲＦＬＭ応答は、完全に相関が解除されるので、フィルタリング除去されることになる。したがって、ＡＴＬＦチップレートの差異を使用して、ＲＦＬＭのネットワークの応答範囲を制御することができる。
さらに、３０ｍ／ｓｅｃ（約１１０ｋｍ／ｈｒ）のＡＶ速度の状態の５．８ ＧＨｚにおけるＲＦＬＭドップラーシフトは、約５００Ｈｚである。これは、別の可能なフィルタであり、包絡線応答は、半径方向の速度がゼロの方に向かって次に負になるＡＶの側に近いＲＦＬＭ信号に関してのみ最大となる。したがって、必要に応じて、ＡＶの前後のＲＦＬＭの応答をフィルタリング除去することができる。
ＲＦＬＭ インターモジュレーション緩和
上に示したように、ＡＶ が ＲＦＬＭ の隣にある場合など、ＲＦＬＭ で ＡＶＰＩ 信号が大きくなると、ＡＴＬＦ はソフト飽和状態になります。 これにより、インバンド間調変調が大きすぎると問題になる可能性のある信号のクロスカップリングが発生します。 したがって、ＡＴＬＦ ループゲインは、ＡＴＬＦ の自己振動を回避するために減少します。
図 １７５ のように ２ つの ＡＶ が並んで並び、ＡＶＰＩ が行 ２ の ＲＦＬＭ とほぼ同じである場合を考えてみます。図１７５は、ＡＶ１７５１０、複数のＲＦ測位車線マーカー１７５２、および道路車線１７５１４を示す。
遅延とゲイン要因を無視した複合変調は、
どこＭＡ（ｔ）そしてＭＢ（ｔ）は、それぞれ車Ａと車ＢのＡＶＰＩの変調信号です。 繰り返しますが、ＡＴＬＦが上記のようにかなり直線的に動作するように、ソフトゲイン制御を提供する場合があります。 このようなゲイン制御が提供されると仮定すると、２つのアンテナ再放射信号の相互変調をもたらす歪みを避けます。 このような相互変調用語は、ＭＶ に対する ＡＶ の配置の不正確さにつながる可能性があります。
測位モジュール処理と車両位置決定
ＡＶの車線中心を維持するためのシステムと方法を提示しました。 実際の車両位置を推定する目的で、車両内の測位モジュールは、ＬＭアレイを問い合わせる際に、種々の信号処理手段を用いて特定の時間におけるＬＭまでの半径距離の推定値を決定してもよい。 この範囲見積もりは、車両ナビゲーションシステムで、車両の絶対位置を推定するために使用されるいくつかの入力のうちの１つとして使用されますが、駆動車またはＡＶのいずれであっても使用されます。
ＬＭがその位置を含み、同じ位置を車両の尋問システムに転送する場合、ＧＰＳから利用可能な正確な時間を使用して、応答するＲＦＬＭまでの距離を作成することができます。 ３ つ以上の ＲＦＬＭ が車両測位コンベザクタに応答する場合、結果として得られる距離を使用して、ＧＰＳ 座標で車両の位置を三角形化できます。
合理的な平坦な運転環境のために、地形の平坦性は、三角形分割によって決定される車両位置の精度を高めるために使用され得る。 山岳地形や曲がりくねった道路では、三角形分割の方が拘束されます。 これらの駆動環境では、ＲＦＬＭレンジ計算は、ナビゲーションシステムを装備した車両の測位計算を強化する可能性があります。
車両ナビゲーションシステム全体のブロック図を図１７６に示す。 図１７６は、ＧＰＳ １７６１０、クロック周波数１７６１２、車両位置決めモジュール１７６１４、ＬＭの１７６１６、ＩＭＵ １７６１８、無線路側インフラ１７６２０、セルラー信号１７６２２、カメラ、ＬＩＤＡＲセンサ１７６２４、車両位置１７６２６、車両向け１７６２８を示しています。ナビゲーションプロセッサ１７６３０、および電子地図１７６３２。ＧＰＳ（またはＧＮＳＳ）信号源から始めて、ＡＶは利用可能なＧＰＳ信号を追跡し、この１から周波数リファレンスを決定するＧＰＳ受信機を持っています。ｂ）正確な時間信号。 周波数基準は、複数のＬが応答する問い合わせ信号を生成する車両位置決めモジュールに渡される。 上記の最大尤度法およびＲＦＬＭエンベロープ処理を含むがこれらに限定されない種々の処理手段に基づいて、車両は時間の関数としてＬＭまでの半径距離を決定する。 複数の範囲測定は、クロック周波数を使用して複数のサンプル時間インスタンスで複数のＬＭに対して行われ、様々なＬへの往復信号時間に基づいて距離を決定する。 これらの範囲の測定値は、ＬＭの一意のアイデンティティに関連付けられています。 範囲の測定値は、車両ナビゲーションプロセッサに渡されます。 ナビゲーションプロセッサからは、慣性計測ユニット（ＩＭＵ）から車両の絶対位置（電子地図の座標を参照するｘ、ｙ、ｚ）と車両の向き（ヨー、ピッチ、ロール角度）の推定値が得られます。 この計算を行うには、ナビゲーション プロセッサ （ＮＰ） は、次の情報を含む任意の情報を使用します。
ＧＰＳ情報；
利用可能な細胞信号；
利用可能なワイヤレス道路沿いのインフラストラクチャからの情報。そして
車両ＩＭＵからの慣性情報。
ＧＰＳ情報；
利用可能な細胞信号；
利用可能なワイヤレス道路沿いのインフラストラクチャからの情報。そして
車両ＩＭＵからの慣性情報。
さらに、ＮＰは、おそらくカメラとおそらくナビゲーションシステムのためのセンサー入力を提供するＬＩＤＡＲシステムを持っている：電子地図とカメラとＬＩＤＡＲから抽出された機能を比較する相関処理アルゴリズムの多くの形態があります． ポイントは、ＮＰに入る可能性のある入力が多数あり、そのうちＲＦＬＭ測定からの車両位置情報が１つのタイプであるということです。
ＩＭＵは３軸加速度計および３軸速度ジャイロを含む。 ＩＭＵはＬＭ応答と共に、コンピュータビジョンアルゴリズムがカメラとＬＩＤＡＲ信号の両方で動作する可視性が不十分な場合に正確にナビゲートするのに十分な情報をＮＰに提供し、有用な機能を抽出します。
通常、ＮＰ アルゴリズムは、何らかの形式のベイズ フィルタに基づいており、
車両運動の自由度（ＤＯＦ）の６度（ｘ、ｙ、ｚ、ロール、ピッチ、ヨー）は、多変数ランダムプロセスである状態ベクトルである。 このベイズプロセッサは、通常の交通状況で機械的に動作するので、車両の動的モデルが含まれます。 つまり、高速道路の車両は、前進運動量が大幅に短縮され、機敏性が制限され、異なる時間インスタンスでサンプリングされる複数の異なる入力センサー測定値を組み合わせるための滑らかさのメカニズムを提供します。
車両運動の自由度（ＤＯＦ）の６度（ｘ、ｙ、ｚ、ロール、ピッチ、ヨー）は、多変数ランダムプロセスである状態ベクトルである。 このベイズプロセッサは、通常の交通状況で機械的に動作するので、車両の動的モデルが含まれます。 つまり、高速道路の車両は、前進運動量が大幅に短縮され、機敏性が制限され、異なる時間インスタンスでサンプリングされる複数の異なる入力センサー測定値を組み合わせるための滑らかさのメカニズムを提供します。
その結果、ＲＦＬＭと車両位置決めモジュールの組み合わせは、車両の動きと位置の連続的な推定を提供する複雑なナビゲーションシステムの一部として動作します。 したがって、ＬＭと車両間の範囲推定の誤差を記述することはできますが、ナビゲーションプロセッサ出力の全体的な精度を記述することは困難な場合があります。
しかしながら、ＲＦＬＭシステムは、車両に正確な車線位置情報を提供することができる場合がある。 この車両がＡＶの場合、自動車線位置決め制御結果が得られます。
ＲＦＬＭ 電源に関する考慮事項
ＲＦＬＭ のエネルギー要件を検討します。 ＡＶＰＩ が １０ ｍＷ から １００ ｍＷ のキャリア電力の低電力を生成するとします。 車の前方を見据えたＡＶＰＩは、一般的にマイクロ波周波数の小さなコンフォーマルパッケージで簡単に達成できる約１０ ｄＢｉのアンテナゲインを持つことができ、特に５．８ ＧＨｚです。
今、それは車の横にあるポイントに車の前に最大約５０メートルであるＲＦＬＭと対話することが望まれていると仮定します。 ＡＴＬＦは、約のゲインを持つＥＳＡを利用します
５ ｄＢｉ． 理想的なＲＦＬＭアンテナ再放射放射パターンを図１６５に示します。 このようなパターンは、ＲＦＬＭ表面に準拠する小さなマイクロストリップアンテナアレイによって生成される約１０ｄＢｉに対応するであろう。 垂直偏光は実装が容易になる可能性がありますが、必ずしも制約ではありません。
５ ｄＢｉ． 理想的なＲＦＬＭアンテナ再放射放射パターンを図１６５に示します。 このようなパターンは、ＲＦＬＭ表面に準拠する小さなマイクロストリップアンテナアレイによって生成される約１０ｄＢｉに対応するであろう。 垂直偏光は実装が容易になる可能性がありますが、必ずしも制約ではありません。
ＲＦＬＭアンテナ反射放射は一方向にしか必要な場合があることに注意してください。 前方と後方の両方を見るためのＡＶ軌道推定には追跡上の利点があります。 これは、ＡＶが道路に沿って非常にスムーズに移動する可能性がある有効な仮定によるものです。 したがって、後方を見る情報を追加すると役立つ場合があります。 ４ つの ＡＶＰＩ（各コーナーに １ つずつ）を持つ ＡＶ と、前方と後方を見る ＡＶＰＩ の両方をサポートする必要がある ＲＦＬＭ があります。 これは、実装者が対処する全体的な ＡＶ システム展開の問題です。
これに基づいてリンク予算を簡単にまとめることができます。 １０ ｄＢｍ で １０ ｄＢｍ で放射する車の ＡＶＰＩ から開始し、２０ ｄＢｍ ＥＩＲＰ を作成します。 これで、範囲 ｒ ＝ ５０ メートルに対して伝播され、ＡＴＬＦ アンテナによって部分的に傍受されます。 ＡＴＬＦ アンテナのゲイン Ｇ が約 ５ ｄＢｉ であると仮定します。 したがって、ＲＦＬＭアンテナの有効面積は、
どこΛ＝ ５．８ ＧＨｚ で ０．０５２ メートル。 その後、ＡＶからＲＦＬＭへの伝播損失が５０メートルで
したがって、ＲＦＬＭに受信した信号は約２０ ｄＢｍ － ７５ ｄＢ ＝ － ５５ ｄＢｍです。
ＲＦＬＭ 内の ＡＴＬＦ でゲイン Ｇ が ３０ ｄＢ の ＲＦＬＭ アンテナ再放射をブーストし、アンテナゲイン ５ ｄＢｉ を持つことができる ＲＦＬＭ アンテナからの ＲＦＬＭ 放射アンテナ再放射を提供します。 ＲＦＬＭからの最終的な放射アンテナ再放射信号は約２０ ｄＢｍになりました。
ＡＶでは、ＡＶＰＩアンテナの有効面積は、１０ ｄＢｉアンテナゲインの場合、
ＲＦＬＭ再送信信号 － ２０ ｄＢｍは、Ｒの範囲で車のＡＶＰＩアンテナに伝播します
の損失で５０メートル
の損失で５０メートル
したがって、ＡＶＰＩには－９１ ｄＢｍが戻っており、簡単に検出できます。 ＡＶＰＩ と ＲＦＬＭ の間の範囲が １００ メートルに増加した場合、ＡＶＰＩ 処理に対する受信電力は －１０３ ｄＢｍ に減少し、検出が容易になります。
ＡＶからの放射電力を １０ ｄＢｍ から １００ ｄＢｍ まで増やすと、１００ メートルの ＲＦＬＭ 範囲で －８ ｄＢｍ の ＡＶＰＩ 処理装置で ＲＦＬＭ から受信電力が発生します。 ＲＦＬＭが正味 ＡＶＰＩ 送信電力 １１０ ｄＢｍ ＥＩＲＰ からエネルギーの ９０％ を清掃する場合でも、ＡＶＰＩ から ＲＦＬＭ までの １００ メートルの範囲を持つ －７０．８ ｄＢｍ の ＡＶＰＩ 処理ユニットで受信した ＲＦＬＭ アンテナの再放射電力が引き続きあります。 道路の汚れや汚泥に加えて気象条件により、ＲＦＬＭでの大幅な局所伝送損失に対するこのリンク予算には明らかに余裕がたくさんあります。
ＡＶがＲＦＬＭに近づくにつれて、信号はＲとほぼ同じくらい急速に成長します。－４ここで、Ｒ は ＲＦＬＭ と ＡＶ の間の範囲です。 上で説明したように、ＡＴＬＦ出力をある程度の電力レベルで飽和させたり、Ｑを小さくすることでＲＦＬＭのトランスポンダゲインを積極的に制御したりすることができます。 これは、ＡＴＬＦループ内の信号振幅が所定のレベルを超えるとＡＴＬＦフィードバックのゲインを減少させるＡＧＣ（自動ゲイン制御）回路の形式に結び付けることができます。
ＲＦＬＭ の電源投入
ＲＦＬＭは、連続動作を可能にするために、何らかの再充電可能なバッテリやスーパーコンデンサで構成する必要があります。 ＲＦＬＭの隣を移動する車の機械的運動など、収穫に利用できるエネルギーのいくつかの形態があることに留意すべきである。 ただし、このセクションでは、ＲＦＬＭ 充電を維持するためのより一般的な電源について説明します。
ＲＦＬＭの電源としての太陽電池
太陽電池の効率は、使用する技術によって大きく異なります。 合理的なデザインは、１００平方センチメートルまたは０．０１平方メートルを持っているので、５ ｃｍ×２０ ｃｍのセルサイズかもしれません。 赤道の日射量は約１６００Ｗ／ｍ２ので、１６Ｗ が利用可能になる可能性があります。 しかし、これは赤道から離れた緯度のために減少し、また、道路の傾きは、道路セグメントの一部で不利な方向になります。 太陽電池の変換効率は、２０％を想定するのが妥当であるような改善を行っています。 したがって、太陽効率と向きの不一致（直交からの偏差）による追加の１０ ｄＢの損失は妥当と思われ、１．６ Ｗに達すると考えてください。 その後、我々は、頑丈なセルカバー、汚れ、水層と雪と雲のカバーの控えめな量の透明性の損失を説明する太陽電池カバーを介して浸透損失による損失予算の別の１６ ｄＢを持っています。 セルカバーは、車両や除雪車の交通に耐えられるように十分に頑丈である必要があることに注意してください。 今、私たちは４０ ｍＷまでダウンしています。 その後、２４時間サイクルにわたる１０ ｍＷの平均電力が妥当となるよう、毎日の太陽サイクルの問題があります。 前述のように、太陽電池からのエネルギーは、スーパーコンデンサに保存され、または充電式電池を補充するために使用されます。
これにより、ＲＦＬＭの消費電力は約１０ｍＷに制限されなければならないという結論に達します。 さいわい、これは上記のリンク予算の計算に基づいて、ＲＦＬＭ の十分な出力電力を超えています。
ＲＦＬＭ 展開オプション
図１７７は、堅牢なＲＦＬＭの可能な実装を示す。図１７７は、ＲＦ測位レーンマーカー１７７１０、太陽電池セル１７７１２、および反射器１７７１４を示す。 長方形 １７７１６ は、長さ約 ３ ～ ４ インチ、長さ ３ ～ ４ フィートで ＲＦＬＭ システムの概要を示します。 もちろん、これは、従って続く地元の道路の基準によって異なる場合があります。 上のビューは、ＲＦＬＭ １７７１０に電力を供給するのに十分なエネルギーを収集する小さな太陽電池１７７１２を示しています。 この太陽源は頑丈であり、汚れ、砂利、雪層、雨や流出からの水に危険にさらされる可能性があり、したがって、低効率を有することが認識されています。 ただし、ＲＦＬＭ は １ ｍＷ の範囲でのみ電力を消費します。 したがって、大きな収集サーフェスは必要ありません。 太陽電池は、ＲＦＬＭに電力を供給するスーパーコンデンサまたは他の短期バッテリデバイスを充電します。 エネルギー貯蔵は、ＲＦＬＭが光なしで２４時間動作する可能性がある十分な長さでなければなりません。 したがって、夜間の期間だけでなく、ＲＦＬＭが道路クリアランスを保留中の浅い雪層で覆うことができる時間をカバーするために使用することができます。 図１７７の下の画像は、アスファルト層にわずかに凹んだＲＦＬＭの断面を示す。
変調アンテナ反射を用いたセンサデータ転送の応用例が限られている
鉄道
列車センサネットワークアプリケーションは、図１７８に示され、トラックに沿ってセンサ１７８１０（Ｓ）、トラック１７８１２、列車１７８１４、線路沿いのリーダー１７８１６、およびトラックからの静止リーダー１７８１８オフセットを示す。 これは特に、車両のリーダー（Ｒ）からトラックサイドセンサー（Ｓ）までの範囲が最大１００メートルである鉄道の問題に対処します。 上記のリンク予算は、これが容易に可能なアーキテクチャであることを示しています。 センサー自体は、より多くの電力出力を持っている必要があり、したがって、より多くの瞬間的な電力を必要とします。 ただし、通常、列車は頻度が低くなります （以前に考慮された道路の交通量に関連）。 この問題は図１７８に示され、列車のセンサーは、列車エンジン上のＲまたは線路側の静止したＲのいずれかから読み取られ得る。 別の実装は、Ｓ センサーがトラックに沿って配置され、エンジン上の Ｒ リーダーがそれらを読み取る可能性があります。 第三の可能性は、列車のエンジンのリーダーが電車の車、または列車の貨物に置かれたセンサー（ＴＳ）を読み取ることです。
ＲＦＬＭ アプリケーションと同様に、センサー （Ｓ） の ＡＴＬＦ は、たとえば、列車エンジンに搭載されたリーダー （Ｒ） から受信した信号の上にデータを変調します。 これは列車のリーダー （ＴＲ） として示します。 信号変調をステップ実行するには、フォームのＴＲのキャリア信号から始めます。
どこＡＣはキャリアの複雑な振幅であり、ＦＣはキャリア周波数です。 レーダーは、この信号を複雑な値定数大きさ変調で変調します。Ｍ１（ｔ）送信された信号が、次のように示されるようにするＣ１（ｔ）は
実際の観測可能な信号がの本当の部分であると理解されるところでＣ１（ｔ）． の変調Ｍ１（ｔ）は、各 ＴＲ に対して一意のコーディングです。 したがって、２ つの列車が、データ パケットの衝突障害の問題なしに、特定のセンサーを同時に問い合わせることができます。
この変調キャリア信号は、入力信号がＡＴＬＦに入るセンサのＡＴＬＦにＴＲから伝播します。
どこＧＴｓはＴＲからＴＳセンサーアンテナへのチャネルゲインであり、ＤＴｓは、放射速度の関数として時間とともに変化するＴＲとＴＳセンサ間の物理的距離です。 注意してください。ＤＴｓ／ｃは ＴＲ から ＴＳ センサーまでの時間遅延です。
残りの計算は、ＲＦＬＭ に対して上記で示したものの形式に従います。
スマート包帯
スマートバンデージ（ＳＢ）が広く展開されていることは分かっているが、大部分は依然としてかさばっている。このかさばりの大部分は、ＳＢモジュールに電力を供給するバッテリに起因している。これらのモジュールは通常、患者情報を個別の監視ステーションに送信するというＢｌｕｅｔｏｏｔｈネットワーキングコンセプトを使用している。
病院の現場では、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの屋内カバレッジ範囲が限られているため、患者情報を適切なレベルにするためには、リピータを使用するか、インフラストラクチャネットワークに至るモニタのリンクを使用する必要がある。この情報システムのコストは、ＳＢアンテナ反射を患者情報で変調するＡＴＬＦを使用することにより、大幅に低減することができると考えられる。そのようにするためには、低電力ＡＴＬＦにより、給電監視システム送信に由来する動作エネルギーを除去することができるので、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ動作専用のバッテリ電力を削減する。
家庭の現場では、病院におけるのと同じＳＢを使用することになる。移動可能な在宅患者は、在宅監視ステーションにリンクされることになり、ＡＴＬＦ変調ＳＢアンテナ反射に由来するアンテナ再放射信号の強度により、家屋全体をリピータなしで自由に動くことができる。
参照したＡＴＬＦ特許出願に説明されているように、ＡＴＬＦは任意の現場において、ＡＴＬＦとのＳＢアンテナの整合を自動的に調整する。患者の場合、例えば患者の姿勢による、または患者の皮膚状態の変化によるアンテナの局所インピーダンスの変化は、自動的に吸収される。
インフラストラクチャ監視用分散センサ
センサーが大きな構造物（建物や橋など）に分散しているアプリケーションや、長距離（パイプラインなど）に広く配置されているアプリケーションでは、ＡＴＬＦアンテナの再放射強化アプローチを使用して、オーバーヘッドからの問い合わせに対応できます。ドローンフライバイまたはセンサーノードを通過する車両。
このようにして、有線または太陽電池を搭載したリモートセンサーからのエネルギーのごく一部は、アンテナ反射に変調される低電力ＡＴＬＦアンテナ再放射強化データ信号の使用によって最小限に抑えられます。
ＡＶ位置モジュール処理への移動センサの組み込み
固定センサに対しては、上記の方法と同様に移動センサを組み込むことができる。 この場合、移動センサーには、その位置に関する情報と特定のセンサー データが含まれます。 このファイリングのネットワークモジュールは、移動センサーとして特別なマーカーを含む一意のセンサー識別子を提供するＡＶ尋問者に応答し、センサー位置データと関連するセンサーデータを提供します。
歩行者や他の移動車両に取り付けられた移動センサの特殊なケースでは、ＡＶ処理はそのような移動センサ用に別のデータベースを維持します。 移動するセンサーデータの更新により、ＡＶは移動するセンサーから大きな距離で潜在的な衝突を投影し、その衝突を軽減するために動作し、必要に応じてＡＶ乗員に通知することができます。
このアプリケーションは、例えば、ロボット車両がそのような衝突を避けるためにプログラムされている倉庫操作で、ロボット車両のために特に有用である可能性があります。
外部共振器としての多極・高Ｑデバイスと組み合わせたＡＴＬＸＲ
外部 ＢＡＷ／ＳＡＷ 共振器の例
音響結晶上の表面波励起に基づく桁間ＳＡＷ装置の一例を、図１９６に示す。 図１９６は、金属線１９６１０、電気ポート１９６１２、デジタルトランスデューサ１９６１４、表面音響波１９６１６、および圧電基板１９６１８を示す。電気ポートを介したカップリングは、周波数応答に鋭い高Ｑ共振を有する。 音響波は、特定の周波数で２つの電極を効率的に結合する示すように、前後に横断します。
ＢＡＷ共振器の一例を図１９７に示す。図１９７は、電気ポート１９７１０、金属電極１９７１２、および石英基板１９７１４を示す。 ＢＡＷは音響結晶ウエハの上と底部の電極を要求する。 図示は、１０ＭＨｚ共振器用の厚さ１７０ｕｍのウエハである。 マイクロ波のＢＡＷは、周波数が非常に高いので、はるかに薄いです。 その結果、結晶を通して電磁気的に信号をシャントする大きな静電容量がある。 したがって、ＢＡＷ が動作する周波数の高さには制限があります。 電極がさらに分離されるように、可能な限り最も高い音響速度を有する材料を使用する必要がある。
ＳＡＷ／ＢＡＷの温度変化効果の緩和
一般に、ＳＡＷとＰＡＷは温度に対してある程度の感受性を有することが一般的に理解され、一般的には基板材料の剛性により、より高い温度で低下する傾向があり、音響速度が低下する傾向がある。 これにより、温度の変化に応じて、複数の ＭＨｚ の共振極の周波数シフトが発生する可能性があります。 ＡＴＬＸＲ は、ＡＴＬＸＲ フィードバックの結合 ＡＴＬｎ 共振器（Ｒ）の共振周波数の補正シフトによって、このシフトを補正できます。
製造時の ＳＡＷ／ＢＡＷ デバイスの Ｑ の削減
特に、ＳＡＷのＱは、製造時に電極の上にいくつかの音響吸収媒体を配置することによって容易に減少し得る。 したがって、ＳＡＷ は Ｑ 値を指定するように設計されている場合があります。
同様に、製造時に電極に外部電気抵抗を加えることでＢＡＷのＱを小さくすることができる。 ＢＡＷ の Ｑ を小さくすると、ＡＴＬＸＲ で周波数を調整しやすくなります。 ＢＡＷは一般に単一の共振器デバイスですが、複数の音響基板に取り付けられ、より高次フィルタを形成するために接続される場合があることに注意してください。 より高次フィルタ用に複数の極を得るための電極を設計するという点でＳＡＷの柔軟性は、ＢＡＷでは不可能です。
低から中程度のＱを有する一次共振器のＱの強化
ＡＴＬＸＲの実装は、外部共振子ＸＲなどの一次共振器が高Ｑである状況に限定されるものではない。 一次共振器１８４２０のＱ増強の例を提供するために、３つの可変二次共振器１８４１０がＡＴＬＸＲフィードバックループ１８４１２で使用される図１８４に示すように、ＡＴＬＸＲのカテゴリー１の実装を検討してください。 ３つのＲ可変共振器の間には、Ｒ共振器１８４１０を分離するために使用されるＧ１８４１４のゲインブロックである。 Ｐは位相シフタ１８４１６及びＤＣがフィードバック信号を提供するカップリング比「ｃ」の方向カプラー１８４１８である。
１次共振器の初期開ループＱが５０であり、ＲのＱが５である例に関する１次共振器ＸＲ極のＱ増強が図１８５に示されている。１次共振器ＸＲの支配極は、右側のｊω軸に最も近く、５０のＱに対応する極の位置を始点としている。ＡＴＬＸＲループ利得Ｇが増加すると、１次共振器ＸＲの支配極は、ｊω軸に向かって移動して、外部共振器ＦのＱの潜在的に大きな増加をもたらす。
可変共振器Ｒの周波数をわずかにデチューンすることにより、図１８６に示すように、根軌跡点がｊω軸に向かって動くように１次共振器ＸＲのＱ値を増強することができる。同時に、根軌跡もｓ平面において、より高い方に移動していて、回路の共振周波数が若干高くなっている（この特定の例では、０．５％未満）ことを示していることを確認することができる。後で説明するように、この周波数シフトを制御して、閉ループ共振極をｓ平面に正確に配置することができる。
また、ＡＴＬＸＲ可変共振器Ｒのチューニングにより、ＡＴＬＸＲ信号ループに生じる任意の位相シフトの補正が可能になる。
図１８７は、寄生遅延によって誘発される９０度位相シフトに対する応答を示す。 一次共振器Ｆの強化極の周波数のずれに注意してください。 これは、可変共振子Ｒのｆを制御することによって補償され得る。 一次共振子 ＸＲ が Ｓ 平面内で移動するほど、二次 Ｒ 極の動きが大きくなることに注意してください。 したがって、一次共振子ＸＲ極の移動限界は、可変共振器Ｒ極が通過帯域応答に干渉し始め、それによってスプリアスバンドを生成する点である。
ＡＴＬＸＲ 実装の結果として生じる調整不可能な ＳＡＷ／ＢＡＷ
ＡＴＬＸＲ低Ｑ共振器は、ＳＡＷやＢＡＷなどの高Ｑ特性成分と組み合わせることで、チューニング範囲とＱ値の両方の変更を容易にする場合があります。 一例として、図１９８に示すトリプルハイＱ共振器を考えてみましょう。 ３つの共振器ｆ１、ｆ２、ｆ３はそれぞれ１００をはるかに超えるＱを有し、共振器間の相互作用がほとんどないような頻度でずらされる。 この例の共振周波数は、Ω１＝ ０．９９、Ω２＝ １ とΩ３＝ １．０１。
これらの固定周波数、高Ｑ共振器は、次に示すようにＡＴＬＸＲ信号ループと結合されます。
図１９９は、Ｆ１、Ｆ２及びＦ３が共振器であり、ＲはＡＴＬ塩基共振器などの共振器ブロックであり、Ｇはゲインブロックであり、Ｐは位相シフターであり、ＤＣは指向性カプラーである。 外部共振器 ＸＲ を使用したこの ＡＴＬＸＲ 実装は、次の要素で構成されます。
図１９９は、Ｆ１、Ｆ２及びＦ３が共振器であり、ＲはＡＴＬ塩基共振器などの共振器ブロックであり、Ｇはゲインブロックであり、Ｐは位相シフターであり、ＤＣは指向性カプラーである。 外部共振器 ＸＲ を使用したこの ＡＴＬＸＲ 実装は、次の要素で構成されます。
Ｑ ≧ １００ の ３ つの外部高 Ｑ 共振器
低Ｑ ≧５の３つの可変二次共振器Ｒを有する信号ループ
Ｇ、位相シフターＰ、指向性カプラーＤＣのゲインバッファブロック
結合ＡＴＬＸＲ信号ループの可変二次ＡＴＬ共振器（Ｒ）は、正規化された周波数範囲にわたって周波数スイープされます。Ω＝ ０．９６ ～ １．０３。 の根軌跡プロットで観察される
図２００は、このチューニング範囲の様々なサンプルについて、以下の特徴が観察され得る。
図２００は、このチューニング範囲の様々なサンプルについて、以下の特徴が観察され得る。
結合した共振器の周波数応答でチューニング可能なことは：チューニング可能な高Ｑフィルタにより、これらの並列高性能の高Ｑ共振器ＸＲをＡＴＬＸＲ構成に低いＱ値のＡＴＬ共振器を使用して組み込むことにより比較的裾野が広いチューニング範囲が得られるということである。
図２００では、高次外部共振器ＸＲの極は「ｘ」記号で与えられ、ゼロ点は「０」記号で与えられる。ゼロ点は、ＢＡＷの共振器並列接続構造に起因して生じる。結合したＡＴＬＸＲ共振器および高Ｑ ＢＡＷ共振器の動作周波数の変化は、結合したＡＴＬＸＲ共振器を周波数にわたって掃引するのに応答して根軌跡がｓ平面内で水平に移動するときの１次の根軌跡の傾斜の変化であると考えられる。したがって、高Ｑ閉ループ支配極は、このフィルタに、比較的広い－ＡＴＬＸＲ帯域通過応答の狭い帯域幅に対して広い－周波数範囲にわたってチューニング可能な非常に狭い帯域応答を与える。
図２００では、高次外部共振器ＸＲの極は「ｘ」記号で与えられ、ゼロ点は「０」記号で与えられる。ゼロ点は、ＢＡＷの共振器並列接続構造に起因して生じる。結合したＡＴＬＸＲ共振器および高Ｑ ＢＡＷ共振器の動作周波数の変化は、結合したＡＴＬＸＲ共振器を周波数にわたって掃引するのに応答して根軌跡がｓ平面内で水平に移動するときの１次の根軌跡の傾斜の変化であると考えられる。したがって、高Ｑ閉ループ支配極は、このフィルタに、比較的広い－ＡＴＬＸＲ帯域通過応答の狭い帯域幅に対して広い－周波数範囲にわたってチューニング可能な非常に狭い帯域応答を与える。
結合共振器のＱ増加の提供：図２００のチャート配列のもう一つの重要なポイントは、周波数チューニングにおける比較的広い範囲が結合共振器のＱにおける制御可能な変化を伴うことであり、結合可能な二次ＡＴＬ共鳴（Ｒ）として順次Ｑ増強された複数のＳＡＷ／ＢＡＷ共振器によって可能となる。 結合ＡＴＬＸＲと高Ｑ ＢＡＷ共振器のＱの変化は、周波数を介してＡＴＬＸＲ共振器を掃引することに応答して、一次根軌跡がｓ平面内で水平に移動すると見られます。
製造後に結合した共振器のＱ値低下を招く： この例には示されていないが、ＡＴＬＸＲ利得ブロックの利得を負の値にすることにより、ＡＴＬＸＲの閉ループＱスポイリングが同様に可能となる。これにより、ＡＴＬＸＲ支配極が図２００のチャートのｊω軸からＱ値低下に対応して離れて動くようになる。ＡＴＬＸＲの場合、Ｑをチューニングするのがさらに容易になるようにＱを少しだけ低くすると有利となり得る。
ＡＴＬＸＲにおける結合ラインバンドパスフィルタの実装
別の可能な実施態様では、図２０１に示されるように、結合したライン帯域通過フィルタを使用し、ライン帯域通過フィルタは、等価ないくつかのより高い次数のＱ極を並列ＡＴＬＸＲフィードバック回路２０１１０内に有する。これをＡＴＬＸＲ信号ループ内で組み合わせることにより、前の例において強調したように、高いＱ増強を行う困難を招くことなく、所定範囲の帯域幅の結合ラインフィルタを実現する大きなチューニング範囲を実現することができる。ここに、複数の極を有する結合マイクロストリップラインフィルタの例があり、これらの極のＱ値を順次増強することにより、必要な適度のＱ増強を行った広いチューニング範囲が得られる。
このような多重外部共振器ＦによるＱ増強の一例として、３次バターワースフィルタを外部共振器例として、図２０２の上部に示すような周波数応答を用いて考えてみましょう。 このフィルタは、３ つのカスケード ＳＯＳ セクションに分割できます。 したがって、それは直列の３つの極を表すが、前の例の並列構造のように極間にゼロがない。 このフィルタ応答をＡＴＬＸＲ信号ループに入れると、図２０３のルート軌跡応答が右側に続き、外部共振器ＸＲの中心極がＱが増強され、２本のフランク極がさらに左手ｐｌに移動することを示すアネ。 図２１０を参照すると、位相シフタ２１００４およびゲインブロック２１００６と直次に提供される高Ｑ外部共振器２１００２を有するＡＴＬＸＲ構成が示されている。
前と同様に、Ｒ共振周波数が高く調整されている場合、外部フィルタ共振器の上極はＱが次のように高くなる。ＪΩ軸。 同様に、Ｒ共振周波数が低く調整されている場合、外部フィルタ共振器の下側の極はＱがスポイトされ、ＪΩ軸。
最後に、図２０１のように平面プリント回路フィルタの代替として、導波管フィルタ２０４１０を図２０４に示すように使用してもよいと述べている。
Claims (21)
- 共振回路であって、
入力と、出力と、閉ループ周波数応答と、を有する、信号ループであって、
１次周波数応答および１次Ｑ係数を有する１次共振器と、
調整可能な周波数応答および２次Ｑ係数を有する少なくとも１つの調整可能な共振器であって、前記１次Ｑ係数は、前記２次Ｑ係数よりも１０倍以上大きい、少なくとも１つの調整可能な共振器と、
利得係数を適用する調整可能なスケーリングブロックと、を備える、信号ループと、
前記少なくとも１つの調整可能な共振器および前記調整可能なスケーリングブロックに接続されるコントローラと、を備え、前記コントローラは、前記少なくとも１つの調整可能な共振器の前記調整可能な周波数応答、および前記調整可能なスケーリングブロックの前記利得係数を制御することにより、前記閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整する命令を備える、共振回路。 - 前記１次Ｑ係数は、前記２次Ｑ係数よりも１００倍以上大きい、請求項１に記載の共振回路。
- 前記１次共振器の前記１次周波数応答は、前記所望の閉ループ周波数応答の所定の誤差因子以内であり、前記コントローラは、前記閉ループ周波数応答を前記１次共振器の前記所定の誤差因子以内に制御する、請求項１に記載の共振回路。
- 前記１次共振器は、固定共振器、または周波数応答をチューニング可能である共振器である、請求項１に記載の共振回路。
- 前記１次共振器は、アンテナであり、前記アンテナは、前記信号ループの前記入力を備える、請求項１に記載の共振回路。
- 前記信号ループは、調整可能な遅延係数を適用する位相シフタをさらに備え、前記コントローラは、前記位相シフタを制御するように接続される、請求項１に記載の共振回路。
- 直列または並列に接続される複数の調整可能な共振器をさらに備える、請求項１に記載の共振回路。
- 前記１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器である、請求項１に記載の共振回路。
- 前記信号ループ内で並列または直列に接続される複数の１次共振器をさらに備える、請求項１に記載の共振回路。
- 前記信号ループは、
第１の材料よりなる前記１次共振器を備える第１の構成要素と、
前記第１の材料とは異なる第２の材料よりなる前記少なくとも１つの調整可能な共振器を備える、第２の構成要素と、を備える、
請求項１に記載の共振回路。 - 前記第１の構成要素および前記第２の構成要素は、別個かつ異なる構成要素である、請求項１０に記載の共振回路。
- 共振回路の閉ループ周波数応答を修正する方法であって、前記共振回路は、入力と、出力と、１次周波数応答を有する１次共振器と、調整可能な周波数応答を有する少なくとも１つの調整可能な共振器と、利得係数を有する調整可能なスケーリングブロックと、を有する、信号ループを備え、前記方法は、
前記少なくとも１つの調整可能な共振器の前記周波数応答、および前記調整可能なスケーリングブロックの前記利得係数を制御して、前記共振回路の前記閉ループ周波数応答を所望の閉ループ周波数応答になるように調整するステップを含み、前記１次共振器のＱ係数は、前記少なくとも１つの調整可能な共振器のＱ係数よりも１０倍以上大きい、方法。 - 前記１次共振器の前記Ｑ係数は、前記少なくとも１つの調整可能な共振器の前記Ｑ係数よりも１００倍以上大きい、請求項１２に記載の方法。
- 前記１次共振器の前記１次周波数応答を調整するステップをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
- 前記１次共振器は、アンテナであり、前記アンテナは、前記信号ループの前記入力を備える、請求項１２に記載の方法。
- 前記信号ループは、位相シフタをさらに備え、前記閉ループ周波数応答を調整することは、前記位相シフタの位相を調整することを含む、請求項１２に記載の方法。
- 直列または並列に接続される複数の調整可能な共振器をさらに備える、請求項１２に記載の方法。
- 前記１次共振器は、電気共振器、電磁共振器、機械共振器、または材料特性に基づいた共振器である、請求項１２に記載の方法。
- 前記信号ループ内で並列または直列に接続される複数の１次共振器をさらに備える、請求項１２に記載の方法。
- 前記信号ループは、
前記１次共振器を備える第１の構成要素と、
前記少なくとも１つの調整可能な共振器を備える第２の構成要素と、を備え、
前記第１の構成要素は、第１の材料から製造され、前記第２の構成要素は、前記第１の材料とは異なる第２の材料から製造される、請求項１２に記載の方法。 - 前記第１の構成要素および前記第２の構成要素は、別個かつ異なる構成要素として製造される、請求項２０に記載の方法。
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