WO2013098998A1 - 高周波フィルタ、通信モジュール及び通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ、通信モジュール及び通信装置 Download PDF

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WO2013098998A1
WO2013098998A1 PCT/JP2011/080425 JP2011080425W WO2013098998A1 WO 2013098998 A1 WO2013098998 A1 WO 2013098998A1 JP 2011080425 W JP2011080425 W JP 2011080425W WO 2013098998 A1 WO2013098998 A1 WO 2013098998A1
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circuit
frequency filter
high frequency
filter
coupling
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シャオユウ ミイ
豊田　治
上田　知史
文彦 中澤
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富士通株式会社
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/391—Indexing scheme relating to amplifiers the output circuit of an amplifying stage comprising an LC-network

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency filter, a communication module, and a communication device. More specifically, the present invention relates to a high-frequency filter formed on a substrate, a communication module having a high-frequency filter, and a communication device.
  • the software defined radio technology requires a tunable filter that can change both the center frequency and the bandwidth while ensuring an attenuation characteristic having a narrow passband width and a high degree of neighborhood suppression. Therefore, there is a need for a high frequency filter that can change the center frequency and the pass band.
  • FIG. 1 is a diagram showing a conventional frequency variable filter 100 formed on a substrate.
  • the frequency variable filter 100 includes a plurality of channel filters 101, 102, 103, switches 104, 105, an input terminal 106, and an output terminal 107.
  • Each of the channel filters 101, 102, and 103 is a bandpass filter having a predetermined pass band.
  • the switches 104 and 105 are switching elements each having a function of selecting any one of the channel filters 101, 102, and 103.
  • the input terminal 106 is a terminal for inputting a high frequency signal
  • the output terminal 107 is a terminal for outputting a filtering signal.
  • the variable frequency filter 100 filters the high frequency signal input from the input terminal 106 according to the pass band of the channel filter selected by the switches 104 and 105, and outputs a filtered signal having a desired bandwidth to the output terminal 107. can do.
  • the frequency variable filter 100 since it is necessary to switch the number of channel filters corresponding to the number of channels according to the pass band, the circuit configuration becomes complicated, and the size reduction is not easy and the cost may increase. .
  • the frequency variable filter 100 is difficult to apply to software defined radio technology.
  • a MEMS device using the MEMS technology can obtain a relatively high Q (quality factor) value, and can be applied to a high-band variable filter. Further, since the MEMS device is small and has low loss, it can be used for a CPW (Coplanar Waveguide) distributed constant resonator.
  • the MEMS device is also referred to as a micromachine device.
  • a plurality of variable capacitors used in conventional high-frequency filters are formed on a substrate by a MEMS device and have a structure straddling three stages of distributed constant lines.
  • the variable capacitor is displaced by applying a control voltage to the drive electrode of the MEMS device.
  • the gap length between the variable capacitor and the distributed constant line is changed, and the capacitance between the variable capacitor and the distributed constant line is changed. That is, in this filter, the pass band of the filter is changed by changing the capacitance between the variable capacitor and the distributed constant line.
  • the pass band is changed in a range of about 21.5 to 18.5 GHz by changing the control voltage between 0 and 80V.
  • the attenuation characteristics of the conventional high-frequency filter have a wide pass bandwidth and a low degree of suppression near the pass band. For this reason, it is not easy to apply a conventional high frequency filter to a radio communication system.
  • a filter using an LC resonance circuit can have a large variable bandwidth, while having a large pass bandwidth and a small Q value, as compared with a SAW (surface acoustic wave) filter.
  • a filter using an LC resonance circuit has a problem that, when the bandwidth is designed to be narrow, the loss increases and the flatness of the passband also deteriorates.
  • FIGS. 2 (a) to 2 (c) in a conventional filter using an LC resonant circuit, a plurality of LCs are used in order to narrow the passband width and increase the degree of suppression in the vicinity of the passband.
  • a multistage resonance circuit configuration in which resonance circuits are connected is employed.
  • FIG. 2 (a) shows a filter in which a plurality of LC resonance circuits are connected in series
  • FIG. 2 (b) shows a filter in which LC resonance circuits are connected in parallel
  • FIG. 2 (b) shows a ladder-like LC resonance circuit. The filter connected to is shown.
  • the loss in the passband of the filter may further increase.
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency filter having a narrow passband width and a high degree of suppression in the vicinity of the passband and having a low loss.
  • the high-frequency filter disclosed in the embodiments is formed on a substrate, a first resonance circuit, a second resonance circuit, and a third resonance circuit formed on the substrate, respectively, on the substrate.
  • the second resonant circuit is connected to one end of the second coupling circuit
  • the third resonant circuit is connected to the output end
  • the third coupling circuit The other end of the first coupling circuit, the other end of the second coupling circuit, and the other end of the third coupling circuit are connected to each other.
  • three resonant circuits are Y-connected by three coupling circuits, so that a low-frequency high-frequency filter having a narrow passband width and high suppression in the vicinity of the passband is provided. It became possible to do.
  • FIG. 1 is an example of a circuit diagram of a conventional frequency variable filter.
  • FIG. 2 is an example of a circuit diagram of a conventional high-frequency filter using an LC resonance circuit.
  • FIG. 3 is an example of a circuit diagram of a high-frequency filter having a feedback unit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a physical arrangement of the high-frequency filter illustrated in FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a high frequency filter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a high frequency filter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the negative resistance circuit of the high-frequency filter shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of attenuation characteristics of the high frequency filter illustrated in FIG. 6.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating another example of the attenuation characteristic of the high frequency filter illustrated in FIG. 6.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a high frequency filter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the negative resistance circuit of the high-frequency filter shown in FIG.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a high frequency filter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a communication device module using a high frequency filter.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a communication device using a high frequency filter.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of another negative resistance circuit.
  • FIG. 3 is an example of a circuit diagram of the high-frequency filter 200 having a feedback unit.
  • the high frequency filter 200 is formed on a substrate.
  • the high frequency filter 200 includes first to third resonance circuits 210, 220, and 230, first to third coupling circuits 240, 250, and 260, and an input terminal 270 to which a high frequency signal is input. And an output terminal 280 for outputting the filtered high-frequency signal.
  • the first resonance circuit 210 has one end grounded and the other end connected to the input end 270, one end of the first coupling circuit 240, and one end of the sixth coupling circuit 260.
  • the second resonance circuit 220 has one end grounded and the other end connected to the other end of the first coupling circuit 240 and one end of the third coupling circuit 260.
  • the third resonance circuit 230 has one end grounded and the other end connected to the output end 280, the other end of the second coupling circuit 250, and the other end of the third coupling circuit 260.
  • the first resonance circuit 210 includes a first inductor 211 and a first capacitor 212
  • the second resonance circuit 220 includes a second inductor 221 and a second capacitor 222
  • the third resonance circuit 230 includes Three inductors 231 and a third capacitor 232 are included.
  • the first inductor 211 and the first capacitor 212 are connected in parallel
  • the second inductor 221 and the second capacitor 222 are connected in parallel
  • the third inductor 231 and the third capacitor 232 are connected in parallel.
  • the inductances and capacitances of the elements included in the first to third resonance circuits 210, 220, and 230 are appropriately adjusted. Thereby, the pass band of a high frequency filter can be made into a desired zone.
  • the first to third coupling circuits 240, 250, and 260 each have a characteristic impedance that functions as a line having an electrical length of ⁇ / 4 with respect to a predetermined frequency ⁇ .
  • Each of the first to third coupling circuits 240, 250, and 260 may be formed of a capacitor, for example.
  • the high frequency filter 200 shown in FIG. 3 forms a feedback loop from the output end 280 to the input end 270 via the third coupling circuit 260. Since the high frequency filter 200 has a feedback loop formed therein, an attenuation pole is generated in the attenuation characteristic of the high frequency filter 200.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a physical arrangement of the high-frequency filter 200.
  • the high frequency filter 200 in the high frequency filter 200, an enclosure surrounded by wirings connecting the first to third resonance circuits 210, 220, and 230 via the first to third coupling circuits 240, 250, and 260, respectively.
  • Region 290 is formed.
  • the surrounding region 290 may become a dead space where no element can be disposed. Since the wiring connected to the element arranged in the surrounding region 290 must intersect with the wiring through which the high-frequency signal flows, it is difficult to arrange the element because high-frequency noise may be generated due to crosstalk or the like in the wiring. is there.
  • any element cannot be arranged in the surrounding region 290, or if an element is arranged, in order to prevent high-frequency noise at the intersection of the wiring connected to the element and the wiring through which a high-frequency signal flows. It is necessary to place a shield. Therefore, in the high frequency filter 200 shown in FIG. 4, the degree of freedom in layout is reduced when the filter is disposed on a substrate.
  • the surrounding region 290 there is an element that needs to be arranged in the surrounding region 290 in order to control the resonance circuit or the coupling circuit.
  • the element that needs to be arranged in the surrounding region 290 include an element such as a MEMS switch that forms a capacitance variable unit necessary when the resonance circuit or the coupling circuit includes a variable capacitor.
  • the high-frequency filter 200 shown in FIGS. 3 and 4 can realize attenuation characteristics with a narrow passband width and a high degree of suppression in the vicinity, but the degree of freedom in layout is reduced when arranged on a substrate. There is a problem. Therefore, a high-frequency filter that can realize an attenuation characteristic with a narrow passband width and a high degree of suppression in the vicinity and a high degree of freedom in layout is desired.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the high frequency filter according to the first embodiment of the present invention.
  • the high frequency filter 1 includes first to third resonance circuits 10, 20, and 30, first to third coupling circuits 40, 50, and 60, an input terminal 70 to which a high frequency signal is input, and a filtered high frequency signal. Is output.
  • the first resonance circuit 10 has one end grounded and the other end connected to the input end 70 and one end of the first coupling circuit 40.
  • the second resonance circuit 20 has one end grounded and the other end connected to one end of the second coupling circuit 50.
  • the third resonance circuit 30 has one end grounded and the other end connected to the output end 80 and one end of the third coupling circuit 60.
  • the other end of the first coupling circuit 40, the other end of the second coupling circuit 50, and the other end of the third coupling circuit 60 are connected to each other.
  • the high-frequency signal input / output terminals 70 and 80 may further include a matching circuit for adjusting the input / output impedance.
  • the first resonant circuit 10 has a first inductor 11 and a first capacitor 12
  • the second resonant circuit 20 has a second inductor 21 and a second capacitor 22
  • the third resonant circuit 30 has a first Three inductors 31 and a third capacitor 32 are provided.
  • the first inductor 11 and the first capacitor 12 are connected in parallel
  • the second inductor 21 and the second capacitor 22 are connected in parallel
  • the third inductor 31 and the third capacitor 32 are connected in parallel.
  • the inductance and capacitance of the elements included in each of the first to third resonance circuits 10, 20, and 30 are appropriately adjusted. Thereby, the pass band of a high frequency filter can be made into a desired zone.
  • the first coupling circuit 40 includes a capacitor 41
  • the second coupling circuit 50 includes a capacitor 51
  • the third coupling circuit 60 includes a capacitor 61
  • ⁇ with respect to a predetermined frequency ⁇ . It functions as a line having an electrical length of / 4.
  • the high-frequency filter 1 shown in FIG. 5 can generate attenuation poles in the attenuation characteristics without using a multi-stage resonator as in the high-frequency filter 200 shown in FIGS. means.
  • the high frequency filter 1 does not have a loop circuit, a region surrounded by the high frequency signal wiring corresponding to the surrounding region 290 in FIG. 4 is not formed. For this reason, unlike the high frequency filter 200 shown in FIGS. 3 and 4, the degree of freedom of layout does not decrease when the filter is disposed on the substrate.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the high frequency filter 2.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a capacitive negative resistance circuit of the high frequency filter 2.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the attenuation characteristic of the high-frequency filter 2.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating another example of the attenuation characteristic of the high-frequency filter 2.
  • the high-frequency filter 2 shown in FIG. 6 and the high-frequency filter 1 shown in FIG. 5 are different in the elements included in the first to third resonance circuits 10, 20, and 30. That is, in the high frequency filter 2, the first resonance circuit 10 includes the first inductor 11 and the first capacitive negative resistance circuit 13.
  • the second resonance circuit 20 includes a second inductor 21 and a second capacitive negative resistance circuit 23.
  • the third resonance circuit 30 includes a third inductor 31 and a third capacitive negative resistance circuit 33.
  • the first inductor 11 and the first capacitive negative resistance circuit 13 are connected in parallel
  • the second inductor 21 and the second capacitive negative resistance circuit 23 are connected in parallel
  • the third inductor 31 and the third capacitive negative resistance circuit 23 are connected in parallel.
  • the resistive circuit 33 is connected in parallel.
  • the first capacitive negative resistance circuit 13 will be described with reference to FIG. Although only the first capacitive negative resistance circuit 13 will be described here, the second and third capacitive negative resistance circuits 23 and 33 also have the same configuration as the first capacitive negative resistance circuit 13. Have.
  • the first capacitive negative resistance circuit 13 includes a terminal 351, a transistor 301, first to fourth resistors 311, 312, 313, 314, reactance 321, first to third capacitances 331, 332, 333, and Have
  • the transistor 301 is an npn transistor.
  • the terminal 351 is connected to the base of the transistor 301 via the first capacitance 331.
  • the base of the transistor 301 is connected to the power supply via the first resistor 311 and is connected to the emitter of the transistor 301 grounded via the second resistor 312 and the second capacitance 332 connected in parallel.
  • the collector of the transistor 301 is connected to the power supply via the third resistor 313, and is connected to the emitter of the transistor 301 via the fourth resistor 314, the reactance 321 and the third capacitance 333.
  • the first capacitive negative resistance circuit 13 provides the first resonance circuit 10 with a negative resistance component together with a capacitive component. Since the Q value of the resonator can be increased by lowering the resistance value inside the resonator, the Q value is increased by arranging the first capacitive negative resistance circuit 13 in the first resonance circuit 10. be able to. Furthermore, the resistance value, inductance, and capacitance of the elements included in the first to third capacitive negative resistance circuits 13, 23, and 33 are appropriately adjusted. As a result, the high frequency filter 2 can realize a narrow passband width of less than 10 MHz and good in-band flatness.
  • the solid line indicates the attenuation characteristic of the high-frequency filter 2
  • the broken line indicates the attenuation characteristic of the filter formed by the resonance circuit that does not include the negative resistance circuit.
  • the attenuation amount of the pass band of the high frequency filter 2 is smaller than the pass band of the filter formed by the resonance circuit not including the negative resistance circuit. This means that the passage loss of the high frequency filter 2 is small.
  • the pass band of the high frequency filter 2 is narrower and has better flatness than the pass band of a filter formed by a resonance circuit that does not include a negative resistance circuit.
  • FIG. 9 shows a comparison between the attenuation characteristic of the high-frequency filter 2 shown in FIG. 6 and the attenuation characteristic of a conventional three-stage filter.
  • FIG. 9A shows the attenuation characteristic of the conventional three-stage filter
  • FIG. 9B shows the attenuation characteristic of the passing signal between the input end and the output end of the high frequency filter 2 shown in FIG.
  • FIG. 9C shows the attenuation characteristics of the reflected signals at the input end and the output end of the high frequency filter 2 shown in FIG.
  • a portion indicated by an arrow A in FIG. 9B is an attenuation pole.
  • the degree of suppression in the vicinity of the band of the conventional three-stage filter shown in FIG. 9A is ⁇ 17 dB.
  • the high-frequency filter 2 shown in FIG. 9B has a suppression degree in the vicinity of the band of ⁇ 33 dB due to the effect of the attenuation pole.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the high frequency filter 3.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a reactive negative resistance circuit of the high-frequency filter 3.
  • the high-frequency filter 3 shown in FIG. 10 and the high-frequency filter 1 shown in FIG. 5 are different in the elements included in the first to third resonance circuits 10, 20, and 30. That is, in the high frequency filter 3, the first resonance circuit 10 includes the first capacitor 12 and the first reactance negative resistance circuit 14.
  • the second resonance circuit 20 includes a second capacitor 22 and a second reactance negative resistance circuit 24.
  • the third resonance circuit 30 includes a third capacitor 32 and a third reactance negative resistance circuit 34.
  • the first capacitor 12 and the first reactance negative resistance circuit 14 are connected in parallel
  • the second capacitor 22 and the second reactance negative resistance circuit 24 are connected in parallel
  • the third capacitor 32 and the third reactance negative resistance circuit 24 are connected.
  • the resistive circuit 34 is connected in parallel.
  • the first reactive negative resistance circuit 14 will be described with reference to FIG. Here, only the first reactive negative resistance circuit 14 will be described, but the second and third reactive negative resistance circuits 24 and 34 also have the same configuration as the first reactive negative resistance circuit 14.
  • the first reactance negative resistance circuit 14 includes a terminal 451, a transistor 401, first to fourth resistors 411, 412, 413, 414, first and second reactances 421, 422, first and second resistors. And capacitances 431 and 432.
  • the transistor 401 is an npn transistor.
  • the terminal 451 is connected to the collector of the transistor 401 via the second capacitance 432.
  • the base of the transistor 401 is connected to the power supply through the second resistor 412 and the third resistor 413 and includes a first capacitor 431 connected in parallel, a first resistor 411 and a first reactance 421 connected in series. Is grounded.
  • the collector of the transistor 401 is connected to the power supply through the third resistor 413.
  • the emitter of the transistor 401 is grounded via the fourth resistor 414 and the second reactance 322.
  • the first reactance negative resistance circuit 14 provides the first resonance circuit 10 with a negative resistance component together with a reactance component. For this reason, the Q value can be increased by disposing the first reactive negative resistance circuit 14 in the first resonance circuit 10. Furthermore, the resistance value, inductance, and capacitance of the elements included in the first to third reactive negative resistance circuits 14, 24, and 34 are appropriately adjusted. As a result, the high frequency filter 3 can realize a narrow passband width of less than 10 MHz and good in-band flatness. The pass band of the high-frequency filter 3 is smaller in attenuation than the pass band of a filter formed by a resonance circuit that does not include a negative resistance circuit. This means that the passage loss of the high frequency filter 2 is small.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the high frequency filter 4.
  • the high-frequency filter 4 shown in FIG. 12 and the high-frequency filter 1 shown in FIG. 5 have the capacitors included in the first to third resonance circuits 10, 20, and 30 and the first to third coupling circuits 40, 50, and 60 variable. It is different. That is, in the high frequency filter 4, the first resonance circuit 10 includes the first inductor 11 and the first variable capacitor 15, and the second resonance circuit 20 includes the second inductor 21 and the second variable capacitor 25.
  • the third resonance circuit 30 includes a third inductor 31 and a third variable capacitor 35.
  • the first inductor 11 and the first variable capacitor 15 are connected in parallel
  • the second inductor 21 and the second variable capacitor 25 are connected in parallel
  • the third inductor 31 and the third variable capacitor 35 are connected in parallel.
  • the first coupling circuit 40 includes a first variable capacitor 42
  • the second coupling circuit 50 includes a second variable capacitor 52
  • the third coupling circuit 60 includes a third variable capacitor 62. Have.
  • the variable capacitors 15, 25, 35 and 42, 52, 62 each have a variable capacity means.
  • the capacitance varying means can be formed by various elements.
  • the capacity varying means may be a capacitor bank having a plurality of capacitors and a switch for switching the capacitors.
  • the capacitor bank can provide various capacitances by selecting either one or a plurality of capacitors with a switch.
  • the switch of the capacitor bank is any one of a semiconductor switch, a MEMS switch, and a MEMS capacitive coupling switch.
  • the capacity variable means may be an analog variable capacitor such as a MEMS varactor, a semiconductor varactor, or a semiconductor diode.
  • the center frequency and the bandwidth of the pass band can be varied.
  • the frequency at which the attenuation pole is generated can be made variable.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a communication module 600 using any one of the high frequency filters 1 to 4 described in this specification.
  • the communication module 600 includes an input / output terminal 90 connected to an antenna, a transmission / reception switch 91 connected to the input / output terminal 90, a low noise amplifier 92, a control circuit 93, a preamplifier 94, and a high output amplifier. 95 and transmission and reception high-frequency filters 96 and 97.
  • the right front row is the transmission system, and the back left side is the reception system.
  • An input signal from the input / output terminal 90 is selectively sent to the low noise amplifier 92 by the transmission / reception switch 91 and subjected to reception processing via the reception high frequency filter 97.
  • the transmission signal amplified by the pre-stage amplifier 94 is further amplified by the high-output amplifier 95, selectively sent to the input / output terminal 90 by the transmission / reception switch 91 through the high-frequency filter 96, and transmitted from the antenna. Is done.
  • Any of the high frequency filters 1 to 4 described in this specification is used as the high frequency filter for transmission 96 and the high frequency filter for reception 97. Needless to say, the high-frequency filters 1 to 4 described in this specification can be used not for a transmission / reception communication module but for a transmission communication module.
  • system equipment such as a communication system, a radar device, a sensor, and a radio jammer.
  • system equipment such as a communication system, a radar device, a sensor, and a radio jammer.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a communication device 700 including a communication device module 600 using any of the high frequency filters 1 to 4 described in this specification.
  • the communication device 700 includes a communication device module 600 and an antenna 701 connected to the communication device module 600.
  • the received signal is received by the antenna 701 and subjected to reception processing by the communication device module 600.
  • the transmission signal is transmitted from the antenna after being subjected to transmission processing by the communication device module 600.
  • the negative resistance circuit included in the resonator of the high-frequency filter is not a unidirectional circuit described so far, but can adopt a bidirectional configuration as shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a bidirectional negative capacitive resistance circuit 16.
  • the bidirectional capacitive negative resistance circuit 16 is employed as a negative resistance circuit, one of the terminals 551 or 552 is grounded.
  • an npn transistor is used, but another switching element capable of high-speed operation such as a pnp transistor or a CMOS transistor may be used instead.
  • the negative voltage can be changed by changing the driving voltage and current of the capacitor, resistor, or transistor constituting the negative resistance circuit.
  • the frequency characteristics and gain of the resistor circuit may be variable.

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Abstract

　狭い通過帯域幅と、通過帯域近傍の高い抑制度を有し且つ低損失の高周波フィルタを提供することを目的とする。　高周波フィルタは、基板と、基板上にそれぞれ形成される第１共振回路、第２共振回路及び第３共振回路と、基板上にそれぞれ形成される第１カップリング回路、第２カップリング回路及び第３カップリング回路と、高周波信号が入力される入力端と、フィルタリングされた高周波信号が出力される出力端と、を含み、第１共振回路は、入力端と、第１カップリング回路の一端とに接続され、第２共振回路は、第２カップリング回路の一端に接続され、第３共振回路は、出力端と、第３カップリング回路の一端とに接続され、第１カップリング回路の他端、第２カップリング回路の他端及び第３カップリング回路の他端は、互いに接続される。

Description

高周波フィルタ、通信モジュール及び通信装置
　本発明は、高周波フィルタ、通信モジュール及び通信装置に関する。より詳細には、基板上に形成される高周波フィルタ及び高周波フィルタを有する通信モジュール及び通信装置に関する。
　近年、携帯電話及びＰＤＡ（Personal Digital Assistants、携帯情報端末）などの移動体通信装置の市場が拡大するとともに、移動体通信装置を使用したサービスもまた高機能化している。それに伴い、利用する周波数は次第に１ＧＨｚ以上の高い周波数にシフトし且つ多チャンネル化する傾向がある。また、携帯電話のフロントエンド用のフィルタ、特にＦＤＤ（Frequency Division Diplex）方式のフロントエンド用のフィルタでは、狭い通過帯域幅と、高い近傍抑制度、すなわち、通過帯域近傍での大きな減衰量の変化とが同時に要求される場合がある。さらに、ソフトウェアを書き換えることによって無線通信方式を切り替えることが可能なソフトウェア無線（Software-Defined-Radio、ＳＤＲ）技術の導入の可能性も盛んに検討されている。ソフトウェア無線技術では、狭い通過帯域幅を有し且つ高い近傍抑制度を有する減衰特性を確保した上で、中心周波数及び帯域幅の双方が可変可能なチューナブルフィルタが必要とされる。このため、中心周波数及び通過帯域をそれぞれ変更可能な高周波フィルタへのニーズが存在する。
　図１は、基板上に形成される従来の周波数可変フィルタ１００を示す図である。
　図１に示すように、周波数可変フィルタ１００は、複数のチャンネルフィルタ１０１、１０２、１０３と、スイッチ１０４、１０５と、入力端子１０６と、出力端子１０７とを有する。チャンネルフィルタ１０１、１０２、１０３それぞれは、所定の通過帯域を有するバンドパスフィルタである。スイッチ１０４、１０５はそれぞれ、チャンネルフィルタ１０１、１０２、１０３のいずれかを選択する機能を有するスイッチング素子である。入力端子１０６は、高周波信号を入力する端子であり、出力端子１０７は、フィルタリング信号を出力する端子である。周波数可変フィルタ１００は、入力端子１０６から入力される高周波信号を、スイッチ１０４、１０５により選択されたチャンネルフィルタの通過帯域に応じてフィルタリングし、所望の帯域幅を有するフィルタリング信号を出力端子１０７に出力することができる。しかしながら、周波数可変フィルタ１００では、チャンネル数に応じた数のチャンネルフィルタを通過帯域に応じて切り替える必要があるため、回路構成が複雑になるとともに、小型化が容易でなくコストが上昇するおそれがある。さらに、周波数可変フィルタ１００は、ソフトウェア無線技術への応用が難しい。
　図１に示す周波数可変フィルタ１００に代えて、近年、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems、微小電気機械素子）技術を用いた小型の周波数可変フィルタが注目されている。ＭＥＭＳ技術を利用するＭＥＭＳデバイスは、比較的高いＱ（quality factor、クオリティファクタ）値が得られ、且つ高帯域の可変フィルタへの適用が可能である。また、ＭＥＭＳデバイスは、小型であり且つ低損失であるため、ＣＰＷ（Coplanar Waveguide、コプレーナ・ウェーブガイド）分布定数共振器にも使用可能である。ＭＥＭＳデバイスは、マイクロマシンデバイスとも称される。
　従来の高周波フィルタで利用される複数の可変キャパシタは、ＭＥＭＳデバイスにより基板上に形成され、三段の分布定数線路を跨ぐ構造を有する。この高周波フィルタでは、ＭＥＭＳデバイスの駆動電極に制御電圧を印加することにより、可変キャパシタを変位させている。これにより、可変キャパシタと分布定数線路との間のギャップ長を変化させ、可変キャパシタと分布定数線路との間の静電容量を変化させている。すなわち、このフィルタでは、可変キャパシタと分布定数線路との間の静電容量を変化させることによって、フィルタの通過帯域を変化させている。具体的には、制御電圧を０～８０Ｖの間で変化させることにより、通過帯域を約２１．５～１８．５ＧＨｚの範囲で変化させている。
　しかしながら、従来の高周波フィルタの減衰特性は、通過帯域幅が広い上に、通過帯域近傍の抑制度が低い。このため、従来の高周波フィルタを無線通信システムに適用することは容易ではない。
　一般に、ＬＣ共振回路を使用するフィルタは、ＳＡＷ（surface acoustic wave、表面弾性波）フィルタと比較して、可変帯域幅を大きくできる一方、通過帯域幅が大きくなり且つＱ値が小さくなる。その上、ＬＣ共振回路を使用するフィルタでは、帯域幅を狭くするように設計すると、損失が増加するとともに通過帯域の平坦度も悪化するという問題がある。例えば、図２（ａ）～２（ｃ）に示すように、ＬＣ共振回路を使用する従来のフィルタでは、通過帯域幅を狭くし且つ通過帯域近傍の抑制度を高くするために、複数のＬＣ共振回路が接続された多段共振回路構成が採用されている。図２（ａ）は複数のＬＣ共振回路が直列接続されたフィルタを示し、図２（ｂ）はＬＣ共振回路が並列接続されたフィルタを示し、図２（ｂ）はＬＣ共振回路がはしご状に接続されたフィルタを示す。
特開２００９－８３０１８号公報
D. Peroulis et al, "Tunable Lumped Components with Applications to Reconfigurable MEMS Filters", 2001 IEEE MTT-S Digest, p341-344 E. Fourn et al, "MEMS Switchable Interdigital Coplanar Filter", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO. 1 p320-324, January 2003 A. A. Tamijani et al, "Miniature and Tunable Filters Using MEMS Capacitors", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO. 7, p1878-1885, July 2003
　しかしながら、図２（ａ）～２（ｃ）に示されるような多段共振回路構成を採用する場合、フィルタの通過帯域における損失がさらに増大するおそれがある。
　そこで、本発明は、狭い通過帯域幅と、通過帯域近傍の高い抑制度を有し且つ低損失の高周波フィルタを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、実施形態に開示される高周波フィルタは、基板と、基板上にそれぞれ形成される第１共振回路、第２共振回路及び第３共振回路と、基板上にそれぞれ形成される第１カップリング回路、第２カップリング回路及び第３カップリング回路と、高周波信号が入力される入力端と、フィルタリングされた高周波信号が出力される出力端と、を含み、第１共振回路は、入力端と、第１カップリング回路の一端とに接続され、第２共振回路は、第２カップリング回路の一端に接続され、第３共振回路は、出力端と、第３カップリング回路の一端とに接続され、第１カップリング回路の他端、第２カップリング回路の他端及び第３カップリング回路の他端は、互いに接続される。
　開示される高周波フィルタによれば、３つの共振回路が３つのカップリング回路によりＹ接続されるので、狭い通過帯域幅と、通過帯域近傍の高い抑制度を有し且つ低損失の高周波フィルタを提供することが可能となった。
図１は、従来の周波数可変フィルタの回路図の一例である。 図２は、ＬＣ共振回路を使用する従来の高周波フィルタの回路図の例である。 図３は、フィードバック部を有する高周波フィルタの回路図の例である。 図４は、図３に示す高周波フィルタの物理的な配置の一例を示す図である。 図５は、本発明における一実施例の高周波フィルタの回路図である。 図６は、本発明における他の実施例の高周波フィルタの回路図である。 図７は、図６に示す高周波フィルタの負性抵抗回路の回路図である。 図８は、図６に示す高周波フィルタの減衰特性の一例を示す図である。 図９は、図６に示す高周波フィルタの減衰特性の他の例を示す図である。 図１０は、本発明における他の実施例の高周波フィルタの回路図である。 図１１は、図１０に示す高周波フィルタの負性抵抗回路の回路図である。 図１２は、本発明における他の実施例の高周波フィルタの回路図である。 図１３は、高周波フィルタを使用した通信機モジュールの構成を示す図である。 図１４は、高周波フィルタを使用した通信装置の構成を示す図である。 図１５は、他の負性抵抗回路の回路図である。
　以下、本発明に係る実施形態に従う高周波フィルタについて、図面を参照して詳細に説明する。なお、本発明の開示において提供される図は、本発明の説明を意図したものであり、構成素子の大きさの比率を示すことを意図したものではないことを理解すべきである。また、それぞれの図面において、同一、又は類似する機能を有する構成要素には、同一、又は類似する符号が付される。したがって、先に説明した構成要素と同一、又は類似する機能を有する構成要素に関しては、改めて説明をしないことがある。
　以下、図３～１５を参照しながら、本発明に係る実施形態に従う高周波フィルタについて説明する。図３は、フィードバック部を有する高周波フィルタ２００の回路図の例である。高周波フィルタ２００は、基板上に形成される。
　図３に示すように、高周波フィルタ２００は、第１～第３共振回路２１０、２２０、２３０と、第１～第３カップリング回路２４０、２５０、２６０と、高周波信号が入力される入力端２７０と、フィルタリングされた高周波信号を出力する出力端２８０とを有する。第１共振回路２１０は、一端が接地され且つ他端が、入力端２７０と、第１カップリング回路２４０の一端と、第６カップリング回路２６０の一端とに接続される。第２共振回路２２０は、一端が接地され且つ他端が、第１カップリング回路２４０の他端と、第３カップリング回路２６０の一端とに接続される。第３共振回路２３０は、一端が接地され且つ他端が、出力端２８０と、第２カップリング回路２５０の他端と、第３カップリング回路２６０の他端とに接続される。
　第１共振回路２１０は、第１インダクタ２１１と第１キャパシタ２１２とを有し、第２共振回路２２０は、第２インダクタ２２１と第２キャパシタ２２２とを有し、第３共振回路２３０は、第３インダクタ２３１と第３キャパシタ２３２とを有する。第１インダクタ２１１と第１キャパシタ２１２とは並列接続され、第２インダクタ２２１と第２キャパシタ２２２とは並列接続され、第３インダクタ２３１と第３キャパシタ２３２とは並列接続される。第１～第３共振回路２１０、２２０、２３０がそれぞれ有する素子のインダクタンス及びキャパシタンスは、適当に調整される。これにより、高周波フィルタの通過帯域を所望の帯域にできる。
　第１～第３カップリング回路２４０、２５０、２６０はそれぞれ、所定の周波数λに対してλ／４の電気長を有する線路として機能する特性インピダンスを有する。第１～第３カップリング回路２４０、２５０、２６０はそれぞれ、例えばキャパシタで形成してもよい。
　このような構成を有することにより、図３に示す高周波フィルタ２００は、第３カップリング回路２６０を介して出力端２８０から入力端２７０へのフィードバックループを形成することになる。高周波フィルタ２００は、内部にフィードバックループが形成されるため、高周波フィルタ２００の減衰特性に減衰極が発生する。第１～第３共振回路２１０、２２０、２３０及び第１～第３カップリング回路２４０、２５０、２６０がそれぞれ有する素子のインダクタンス及びキャパシタンスは、減衰極が発生する周波数を通過帯域近傍の周波数にするように調整される。これにより、共振器を多段構成にすることなく、通過帯域幅が狭く且つ近傍抑制度が高い減衰特性を実現できる。
　しかしながら、高周波フィルタ２００はフィードバックループを有するために、基板上に配置されるときにレイアウトの自由度が低下するという不具合を有する。図４を参照しながら、この不具合について説明する。
　図４は、高周波フィルタ２００の物理的な配置の一例を示す図である。図４に示すように、高周波フィルタ２００において、第１～第３カップリング回路２４０、２５０、２６０をそれぞれ介して第１～第３共振回路２１０、２２０、２３０を結線する配線に囲まれた包囲領域２９０が形成される。包囲領域２９０は、いかなる素子も配置できないデッドスペースになるおそれがある。包囲領域２９０に配置される素子に結線される配線は、高周波信号が流れる配線と交差しなければならないので、配線にクロストークなどにより高周波ノイズが発生するおそれがあるので素子の配置が難しいためである。
　このため、包囲領域２９０にはいかなる素子も配置できないか、又は仮に素子が配置される場合には、素子に結線される配線と高周波信号が流れる配線との交差部に、高周波ノイズを防止するためのシールドを配置する必要がある。したがって、図４に示す高周波フィルタ２００では、基板上に配置されるときにレイアウトの自由度が低下する。
　一方で、共振回路又はカップリング回路を制御するために包囲領域２９０に配置する必要性がある素子がある。包囲領域２９０に配置する必要性がある素子としては、共振回路又はカップリング回路が可変キャパシタを含む場合に必要な容量可変手段を形成するＭＥＭＳスイッチなどの素子が挙げられる。
　このように、図３及び４に示す高周波フィルタ２００は、通過帯域幅が狭く且つ近傍抑制度が高い減衰特性を実現可能であるが、基板上に配置されるときにレイアウトの自由度が低下するという不具合を有する。したがって、通過帯域幅が狭く且つ近傍抑制度が高い減衰特性を実現可能であり、さらにレイアウトの自由度が高い高周波フィルタが望まれる。
　図５は、本発明における第一実施例の高周波フィルタの回路図である。高周波フィルタ１は、第１～第３共振回路１０、２０、３０と、第１～第３カップリング回路４０、５０、６０と、高周波信号が入力される入力端７０と、フィルタリングされた高周波信号を出力する出力端８０とを有する。第１共振回路１０は、一端が接地され且つ他端が、入力端７０と、第１カップリング回路４０の一端とに接続される。第２共振回路２０は、一端が接地され且つ他端が、第２カップリング回路５０の一端に接続される。第３共振回路３０は、一端が接地され且つ他端が、出力端８０と、第３カップリング回路６０の一端とに接続される。第１カップリング回路４０の他端と、第２カップリング回路５０の他端と、第３カップリング回路６０の他端とは、互いに接続される。高周波信号の入出力端７０、８０には更に入出力インピダンス調節用のマッチング回路を備えても良い。
　第１共振回路１０は、第１インダクタ１１と第１キャパシタ１２とを有し、第２共振回路２０は、第２インダクタ２１と第２キャパシタ２２とを有し、第３共振回路３０は、第３インダクタ３１と第３キャパシタ３２とを有する。第１インダクタ１１と第１キャパシタ１２とは並列接続され、第２インダクタ２１と第２キャパシタ２２とは並列接続され、第３インダクタ３１と第３キャパシタ３２とは並列接続される。第１～第３共振回路１０、２０、３０がそれぞれ有する素子のインダクタンス及びキャパシタンスは、適当に調整される。これにより、高周波フィルタの通過帯域を所望の帯域にできる。
　第１カップリング回路４０は、キャパシタ４１を有し、第２カップリング回路５０は、キャパシタ５１を有し、第３カップリング回路６０は、キャパシタ６１を有し、所定の周波数λに対してλ／４の電気長を有する線路として機能する。
　図５に示す高周波フィルタ１のそれぞれの素子の接続関係と、図３及び４に示す高周波フィルタ２００のそれぞれの素子の接続関係とは、Ｙ―Δ変換及びΔ―Ｙ変換により変換可能である。これは、図５に示す高周波フィルタ１は、図３及び４に示す高周波フィルタ２００と同様に、共振器を多段構成にすることなく、減衰特性に減衰極を発生させることが可能であることを意味する。
　さらに、高周波フィルタ１は、ループ回路を有さないため、図４の包囲領域２９０に相当する高周波信号配線に囲まれた領域が形成されない。このため、図３及び４に示す高周波フィルタ２００と異なり、基板上に配置されるときにレイアウトの自由度が低下することはない。
　次に、図６～９を参照して、本発明における第二実施例の高周波フィルタ２について説明する。図６は、高周波フィルタ２の回路図である。図７は、高周波フィルタ２の容量性負性抵抗回路の回路図である。図８は、高周波フィルタ２の減衰特性の一例を示す図である。図９は、高周波フィルタ２の減衰特性の他の例を示す図である。
　図６に示す高周波フィルタ２と図５に示す高周波フィルタ１とは、第１～第３共振回路１０、２０、３０に含まれる素子が相違する。すなわち、高周波フィルタ２では、第１共振回路１０は、第１インダクタ１１と第１容量性負性抵抗回路１３とを有する。また、第２共振回路２０は、第２インダクタ２１と第２容量性負性抵抗回路２３とを有する。さらに、第３共振回路３０は、第３インダクタ３１と第３容量性負性抵抗回路３３とを有する。第１インダクタ１１と第１容量性負性抵抗回路１３とは並列接続され、第２インダクタ２１と第２容量性負性抵抗回路２３とは並列接続され、第３インダクタ３１と第３容量性負性抵抗回路３３とは並列接続される。
　図７を参照して、第１容量性負性抵抗回路１３について説明する。ここでは、第１容量性負性抵抗回路１３についてのみ説明されるが、第２及び第３容量性負性抵抗回路２３、３３もまた、第１容量性負性抵抗回路１３と同様な構成を有する。第１容量性負性抵抗回路１３は、端子３５１と、トランジスタ３０１と、第１～第４抵抗３１１、３１２、３１３、３１４と、リアクタンス３２１と、第１～第３キャパシタンス３３１、３３２、３３３とを有する。トランジスタ３０１は、ｎｐｎトランジスタである。端子３５１は、第１キャパシタンス３３１を介してトランジスタ３０１のベースに接続される。トランジスタ３０１のベースは、第１抵抗３１１を介して電源と接続され、且つ並列に接続される第２抵抗３１２と第２キャパシタンス３３２とを介して接地されたトランジスタ３０１のエミッタに接続される。トランジスタ３０１のコレクタは、第３抵抗３１３を介して電源と接続され、且つ第４抵抗３１４、リアクタンス３２１及び第３キャパシタンス３３３を介してトランジスタ３０１のエミッタに接続される。
　第１容量性負性抵抗回路１３は、第１共振回路１０に容量成分とともに、負性抵抗成分を提供する。共振器のＱ値は、共振器内部の抵抗値を低くすることにより増加させることができるので、第１容量性負性抵抗回路１３を第１共振回路１０に配置することによりＱ値を増加させることができる。さらに、第１～第３容量性負性抵抗回路１３、２３、３３がそれぞれ有する素子の抵抗値、インダクタンス及びキャパシタンスは、適当に調整される。これにより、高周波フィルタ２は、１０ＭＨｚ未満の狭い通過帯域幅を実現するとともに、良好な帯域内平坦性を実現することができる。
　図８において、実線は、高周波フィルタ２の減衰特性を示し、破線は負性抵抗回路を含まない共振回路により形成されるフィルタの減衰特性を示す。図８に示すように、高周波フィルタ２の通過帯域は、負性抵抗回路を含まない共振回路で形成されるフィルタの通過帯域と比較して、減衰量が小さくなっている。これは、高周波フィルタ２の通過損失が少ないことを意味する。さらに、高周波フィルタ２の通過帯域は、負性抵抗回路を含まない共振回路で形成されるフィルタの通過帯域よりも狭く且つ良好な平坦性を有する。
　図９において、図６に示す高周波フィルタ２の減衰特性と、従来の３段構成のフィルタの減衰特性との比較を示す。図９（ａ）は、従来の３段構成のフィルタの減衰特性を示し、図９（ｂ）は、図６に示す高周波フィルタ２の入力端と出力端との間の通過信号の減衰特性を示し、図９（ｃ）は、図６に示す高周波フィルタ２の入力端及び出力端それぞれの反射信号の減衰特性を示す。図９（ｂ）の矢印Ａで示す部分が減衰極である。図９（ａ）に示す従来の３段構成のフィルタの帯域近傍の抑制度は－１７ｄＢである。一方、図９（ｂ）に示す高周波フィルタ２は、減衰極の効果により帯域近傍の抑制度が－３３ｄＢとなっている。
　次に、図１０及び１１を参照して、本発明における第三実施例の高周波フィルタ３について説明する。図１０は、高周波フィルタ３の回路図である。図１１は、高周波フィルタ３のリアクタンス性負性抵抗回路の回路図である。
　図１０に示す高周波フィルタ３と図５に示す高周波フィルタ１とは、第１～第３共振回路１０、２０、３０に含まれる素子が相違する。すなわち、高周波フィルタ３では、第１共振回路１０は、第１キャパシタ１２と第１リアクタンス性負性抵抗回路１４とを有する。また、第２共振回路２０は、第２キャパシタ２２と第２リアクタンス性負性抵抗回路２４とを有する。さらに、第３共振回路３０は、第３キャパシタ３２と第３リアクタンス性負性抵抗回路３４とを有する。第１キャパシタ１２と第１リアクタンス性負性抵抗回路１４とは並列接続され、第２キャパシタ２２と第２リアクタンス性負性抵抗回路２４とは並列接続され、第３キャパシタ３２と第３リアクタンス性負性抵抗回路３４とは並列接続される。
　図１１を参照して、第１リアクタンス性負性抵抗回路１４について説明する。ここでは、第１リアクタンス性負性抵抗回路１４についてのみ説明されるが、第２及び第３リアクタンス性負性抵抗回路２４、３４もまた、第１リアクタンス性負性抵抗回路１４と同様な構成を有する。第１リアクタンス性負性抵抗回路１４は、端子４５１と、トランジスタ４０１と、第１～第４抵抗４１１、４１２、４１３、４１４と、第１及び第２リアクタンス４２１、４２２と、第１及び第２キャパシタンス４３１、４３２とを有する。トランジスタ４０１は、ｎｐｎトランジスタである。端子４５１は、第２キャパシタンス４３２を介してトランジスタ４０１のコレクタに接続される。トランジスタ４０１のベースは、第２抵抗４１２及び第３抵抗４１３を介して電源と接続され、且つ並列に接続される第１キャパシタ４３１と、直列接続される第１抵抗４１１及び第１リアクタンス４２１とを介して接地される。トランジスタ４０１のコレクタは、第３抵抗４１３を介して電源と接続される。トランジスタ４０１のエミッタは、第４抵抗４１４及び第２リアクタンス３２２を介して接地される。
　第１リアクタンス性負性抵抗回路１４は、第１共振回路１０にリアクタンス成分とともに、負性抵抗成分を提供する。このため、第１リアクタンス性負性抵抗回路１４を第１共振回路１０に配置することによりＱ値を増加させることができる。さらに、第１～第３リアクタンス性負性抵抗回路１４、２４、３４がそれぞれ有する素子の抵抗値、インダクタンス及びキャパシタンスは、適当に調整される。これにより、高周波フィルタ３は、１０ＭＨｚ未満の狭い通過帯域幅を実現するとともに、良好な帯域内平坦性を実現することができる。高周波フィルタ３の通過帯域は、負性抵抗回路を含まない共振回路で形成されるフィルタの通過帯域と比較して、減衰量が小さくなっている。これは、高周波フィルタ２の通過損失が少ないことを意味する。
　次に、図１２を参照して、本発明における第四実施例の高周波フィルタ４について説明する。図１２は、高周波フィルタ４の回路図である。
　図１２に示す高周波フィルタ４と図５に示す高周波フィルタ１とは、第１～第３共振回路１０、２０、３０及び第１～第３カップリング回路４０、５０、６０に含まれるキャパシタが可変であることが相違する。すなわち、高周波フィルタ４では、第１共振回路１０は、第１インダクタ１１と第１可変キャパシタ１５とを有し、第２共振回路２０は、第２インダクタ２１と第２可変キャパシタ２５とを有し、第３共振回路３０は、第３インダクタ３１と第３可変キャパシタ３５とを有する。第１インダクタ１１と第１可変キャパシタ１５とは並列接続され、第２インダクタ２１と第２可変キャパシタ２５とは並列接続され、第３インダクタ３１と第３可変キャパシタ３５とは並列接続される。また、第１カップリング回路４０は、第１可変キャパシタ４２を有し、第２カップリング回路５０は、第２可変キャパシタ５２を有し、第３カップリング回路６０は、第３可変キャパシタ６２を有する。
　可変キャパシタ１５、２５、３５及び４２、５２、６２はそれぞれ、容量可変手段を有する。容量可変手段は、様々な素子で形成することができる。例えば、容量可変手段は、複数のキャパシタと、そのキャパシタを切り替えるスイッチとを有するキャパシタバンクにしてもよい。キャパシタバンクは、単数又は複数のキャパシタのいずれかをスイッチにより選択することにより様々なキャパシタンスを提供できる。キャパシタバンクのスイッチは、半導体スイッチ、ＭＥＭＳスイッチ、ＭＥＭＳ容量結合スイッチのいずれか１つである。また、容量可変手段は、ＭＥＭＳバラクタ（Varactor）、半導体バラクタ又は半導体ダイオードなどのアナログ可変キャパシタにしてもよい。
　高周波フィルタ４は、第１～第３共振回路１０、２０、３０及び第１～第３カップリング回路４０、５０、６０がそれぞれ可変キャパシタを有するので、通過帯域の中心周波数及び帯域幅を可変にできるとともに減衰極が発生する周波数を可変にできる。
　図１３は、本明細書で説明された高周波フィルタ１～４のいずれかを使用した通信機モジュール６００の構成を示す図である。
　通信機モジュール６００は、アンテナに接続される入出力端子９０と、入出力端子９０と接続された送受切替器９１と、低雑音増幅器９２と、制御回路９３と、前段増幅器９４と、高出力増幅器９５と、送信用及び受信用高周波フィルタ９６及び９７と、を含む。
　図１３の右手前の列が送信系であり、左奥側が受信系である。入出力端子９０からの入力信号は、送受切替器９１で選択的に低雑音増幅器９２に送られて受信用高周波フィルタ９７を介して、受信処理が行われる。一方、送信信号は、前段増幅器９４で増幅された送信信号は、高出力増幅器９５でさらに増幅され、高周波フィルタ９６を経て送受切替器９１で選択的に入出力端子９０に送られ、アンテナから送信される。送信用高周波フィルタ９６及び受信用高周波フィルタ９７として、本明細書で説明された高周波フィルタ１～４のいずれかが使用される。なお本明細書で説明された高周波フィルタ１～４は、送受信用通信機モジュールでなく、送信用通信機モジュールに使用できるのは言うまでもない。
　図１３の通信機モジュール６００は、通信システム、レーダー装置、センサー、電波妨害器等のシステム機器の一部として使用される。本明細書で説明された高周波フィルタ１～４のいずれかを各種システム機器に搭載することで、機器の高性能化に寄与することができる。
　図１４は、本明細書で説明された高周波フィルタ１～４のいずれかを使用した通信機モジュール６００を含む通信装置７００の構成を示す図である。通信装置７００は、通信機モジュール６００と、通信機モジュール６００に接続されるアンテナ７０１とを有する。受信信号は、アンテナ７０１で受信され、通信機モジュール６００で受信処理が行われる。一方、送信信号は、通信機モジュール６００で送信処理が行われてアンテナから送信される。
　以上、図３～１４を参照して、本発明に係る実施形態を説明してきた。しかしながら、本発明の精神、及び範囲を逸脱しない範囲内で、様々な変化及び変形を行うことができることが理解されるであろう。
　例えば、高周波フィルタの共振器に含まれる負性抵抗回路は、これまで説明してきた単方向のものではなく、図１５に示すように両方向の構成を採用することができる。図１５は、両方向型の容量性負性抵抗回路１６を示す図である。両方向型の容量性負性抵抗回路１６を負性抵抗回路として採用する場合、端子５５１又は５５２のいずれか一方は接地される。両方向型の容量性負性抵抗回路１６を負性抵抗回路として採用することにより、回路規模は大きくなるものの、耐ノイズ性が向上する。
　また、第二実施例～第四実施例がそれぞれ有する構成を組み合わせてもよい。
　また、負性抵抗回路では、ｎｐｎトランジスタが使用されているが、ｐｎｐトランジスタ、ＣＭＯＳトランジスタなど高速動作が可能な他のスイッチング素子を代替的に使用してもよい。
　また、負性抵抗回路が図12の可変フィルタに含まれた場合、必要に応じて、負性抵抗回路を構成するキャパシタや抵抗、又はトランジスタの駆動電圧、電流を可変にすることにより、負性抵抗回路の周波数特性や利得を可変できるようにしても良い。
　１、２、３、４、５　　高周波フィルタ
　１０、２０、３０　　共振回路
　４０、５０、６０　　カップリング回路

Claims (5)

  1. 　基板と、
    　前記基板上にそれぞれ形成される第１共振回路、第２共振回路及び第３共振回路と、
    　前記基板上にそれぞれ形成される第１カップリング回路、第２カップリング回路及び第３カップリング回路と、
    　高周波信号が入力される入力端と、
    　フィルタリングされた前記高周波信号が出力される出力端と、を含み、
    　前記第１共振回路は、前記入力端と、前記第１カップリング回路の一端とに接続され、
    　前記第２共振回路は、前記第２カップリング回路の一端に接続され、
    　前記第３共振回路は、前記出力端と、前記第３カップリング回路の一端とに接続され、
    　前記第１カップリング回路の他端、前記第２カップリング回路の他端及び前記第３カップリング回路の他端は、互いに接続されることを特徴とする高周波フィルタ。
  2. 　前記第１共振回路、第２共振回路及び第３共振回路はそれぞれ、負性抵抗回路を含む請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記第１共振回路、第２共振回路及び第３共振回路並びに前記第１カップリング回路、第２カップリング回路及び第３カップリング回路の少なくとも１つは、容量可変手段を備えるキャパシタを含む請求項１又は請求項２に記載の高周波フィルタ。
  4. 　請求項１～３のいずれか一項に記載の高周波フィルタを備えた通信モジュール。
  5. 　請求項１～３のいずれか一項に記載の高周波フィルタを備えた通信装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015186579A1 (ja) * 2014-06-06 2015-12-10 株式会社村田製作所 アッテネータおよび高周波回路
CN110199476A (zh) * 2016-12-06 2019-09-03 株式会社村田制作所 滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
CN110556805A (zh) * 2019-09-26 2019-12-10 深圳市速联技术有限公司 超宽带射频同轴雷电电磁脉冲防护方法及装置
JP2020521402A (ja) * 2017-05-24 2020-07-16 アンロテック リミテッド 共振器を制御する装置及び方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS50105242A (ja) * 1974-01-25 1975-08-19
JPS519601A (en) * 1974-07-16 1976-01-26 Mitsumi Electric Co Ltd Dochokairo
JP2000232330A (ja) * 1999-02-08 2000-08-22 Kokusai Electric Co Ltd 遅延回路
JP2005286893A (ja) * 2004-03-30 2005-10-13 Murata Mfg Co Ltd 通過帯域平坦度補償回路およびフィルタ
JP2009165066A (ja) * 2008-01-10 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corp 可変フィルタ

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS50105242A (ja) * 1974-01-25 1975-08-19
JPS519601A (en) * 1974-07-16 1976-01-26 Mitsumi Electric Co Ltd Dochokairo
JP2000232330A (ja) * 1999-02-08 2000-08-22 Kokusai Electric Co Ltd 遅延回路
JP2005286893A (ja) * 2004-03-30 2005-10-13 Murata Mfg Co Ltd 通過帯域平坦度補償回路およびフィルタ
JP2009165066A (ja) * 2008-01-10 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corp 可変フィルタ

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015186579A1 (ja) * 2014-06-06 2015-12-10 株式会社村田製作所 アッテネータおよび高周波回路
US10277200B2 (en) 2014-06-06 2019-04-30 Murata Manufacturing Co., Ltd. Attenuator and high frequency circuit
CN110199476A (zh) * 2016-12-06 2019-09-03 株式会社村田制作所 滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
CN110199476B (zh) * 2016-12-06 2023-01-31 株式会社村田制作所 滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
JP2020521402A (ja) * 2017-05-24 2020-07-16 アンロテック リミテッド 共振器を制御する装置及び方法
JP7265486B2 (ja) 2017-05-24 2023-04-26 アンロテック リミテッド 共振器を制御する装置及び方法
CN110556805A (zh) * 2019-09-26 2019-12-10 深圳市速联技术有限公司 超宽带射频同轴雷电电磁脉冲防护方法及装置

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