JP4292914B2 - 携帯受信装置とこれに用いる分波器 - Google Patents

Description

本発明は、1つのアンテナを共有して２つの周波数帯域の信号を受信する携帯受信装置と、これに用いる分波器に関するものである。

以下、従来の携帯受信装置について図面を用いて説明する。図２２は従来の携帯受信装置のブロック図である。図２２において１は、携帯電話用のアンテナであり、携帯電話信号である約８５０ＭＨｚの高周波信号を受信するためのものである。そのためこのアンテナ１は、携帯電話信号の波長の略１／４波長（約７０ｍｍ）とすることで、携帯電話信号に対して５０オームのインピーダンスとしている。

２は、アンテナ１の出力が接続された送受信器部であり、この送受信器部２では、携帯電話信号を受信・復調したデジタル音声データを出力する。３は、送受信器部２の出力が接続された信号処理部である。この信号処理部３では、送受信器部２から出力されたデジタル音声データをアナログ音声信号へ変換し、音声出力器４へ出力する。

一方５は、テレビ放送受信用のロッドアンテナである。このロッドアンテナ５では、ＶＨＦ放送の下限の周波数である約５０ＭＨｚからＵＨＦ放送の上限の周波数である約７７０ＭＨｚまでの高周波信号を受信するために、ロッドアンテナ５の長さを伸縮自在に調節できる構造としている。そしてこのロッドアンテナ５の長さを、受信する周波数における波長の略１／４波長に調節することでテレビ放送を良好に受信する。なお、ＶＨＦ放送の下限の周波数が、約５０ＭＨｚであるので、ロッドアンテナ５を伸ばした状態において、少なくとも約１００ｃｍの長さが必要になる。

６は、このアンテナ５の出力が接続された整合器７の入力端子であり、８はこの整合器７の出力端子である。この出力端子８には、受信したいチャンネルの信号を含む放送バンド（周波数帯域）の信号が出力される。９は出力端子８と信号処理部３との間に挿入されたテレビ放送受信用電子チューナであり、この電子チューナ９は、入力された放送バンドの中から受信希望信号を選局し、その受信希望信号を復調信号へと変換して信号処理部３へ出力する。

そして信号処理部３に供給された復調信号は、信号処理部３で復号処理や誤り訂正処理などが施され、アナログ音声信号とアナログ映像信号とへ変換される。そして、アナログ音声は、音声出力器４より音声となって出力され、一方アナログ映像信号は映像として、表示器１０へ出力される。

次に整合器７について詳細に説明する。この整合器７は、第１のスイッチ１１とローパスフィルタ１２との直列接続体１３と、第２のスイッチ１４とバンドパスフィルタ１５との直列接続体１６と、第３のスイッチ１７とハイパスフィルタ１８との直列接続体１９とが設けられている。そしてこれらの直列接続体１３と直列接続体１６と直列接続体１９とは夫々並列に接続されている。

なおここで、ローパスフィルタ１２のカットオフ周波数は、略ＶＨＦローバンド（国内ｃｈの場合は９０ＭＨｚから１０８ＭＨｚ、米国ｃｈの場合は５５ＭＨｚから８８ＭＨｚ）のチャンネルのうちで最も高い周波数とし、バンドパスフィルタ１５は、ＶＨＦハイバンド（国内ｃｈの場合は１７０ＭＨｚから２２２ＭＨｚ、米国ｃｈの場合は１７０ＭＨｚから２１６ＭＨｚ）の周波数が通過するものであり、ハイパスフィルタ１８のカットオフ周波数は、略ＵＨＦバンド（国内ｃｈの場合は４７０ＭＨｚから７７０ＭＨｚ、米国ｃｈの場合は４７０ＭＨｚから８０６ＭＨｚ）のチャンネルのうちで最も低い周波数とするものである。

このような整合器において、ＶＨＦローバンドのチャンネルを受信する場合は、第１のスイッチ１１のみをオンとすることによって、信号はローパスフィルタ１２に供給され、ＶＨＦローバンド以上の周波数の信号は減衰されることとなる。次に、ＶＨＦハイバンドのチャンネルを受信する場合は、第２のスイッチ１４のみをオンとすることによって、信号はバンドパスフィルタ１５に供給され、ＶＨＦハイバンド以外の周波数の信号は減衰される。さらに、ＵＨＦバンドのチャンネルを受信する場合は、第３のスイッチ１７のみをオンとすることによって、信号はハイパスフィルタ１８に供給され、ＵＨＦバンド以外の周波数が減衰される。そしてこれらのフィルタ回路１２，１５，１８では、それぞれに入力される周波数帯域の信号に対してアンテナ５と電子チューナ９との間でのインピーダンス整合の働きも併せて行なっていた。

ここで、送受信器２は何時携帯電話信号が入力されてもその信号を検知できるように、常にアンテナ１からの入力信号を待ち受けることができる状態でなければならない。また、送受信器２は定期的にアンテナ１を介して最も近い基地局（図示せず）へ信号を送信する。そのために、テレビ放送受信に係わらず、送受信器２とアンテナ１との間で信号の送受信がなされる。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１、特許文献２が知られている。
特表２００１−５２６４８３号公報 特開２００３−１８８９５２号公報

しかしながらこのような従来の携帯受信装置において、テレビ放送受信に係わらず、送受信器２とアンテナ１との間で携帯電話信号の送受信を行う為には、携帯電話信号を受信するためにアンテナ１を準備し、さらにテレビ放送信号を受信するために長さの長いアンテナ５を別に準備する必要があった。

そこで本発明は、この問題を解決したもので、このような２つ以上の周波数帯域の信号が入力される携帯受信装置において、波長の長い周波数帯域の信号と波長の短い周波数帯域の信号とに対してアンテナを共用する分波器を用いることにより、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明における携帯受信装置に用いる分波器は、入力端子と第１の周波数帯域の信号を出力する第１の出力端子との間に第１のキャパシタを設けるとともに、前記入力端子と第２の周波数帯域の信号を出力する第２の出力端子との間に第１のインダクタと整合器とを直列に接続する。そして前記整合器は、前記第１のインダクタと前記第２の出力端子との間に設けられた第２のキャパシタと、この第２のキャパシタの前記第１のインダクタ側とグランドとの間に設けられた第２のインダクタとを有し、この第２のインダクタは前記第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてインダクタンス性を示すものである。

これにより、波長が長く周波数の低い第２の周波数帯域の信号に対して、波長が短く周波数が高い第１の周波数帯域の信号を受信するために用いる短い長さのアンテナひとつのみを準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

本発明の請求項１に記載の発明は、少なくとも第１の周波数帯域の信号と、この第１の周波数帯域よりも低い第２の周波数帯域の信号とを含む高周波信号がひとつのアンテナに入力され、このアンテナに入力された高周波信号を少なくとも前記第１の周波数帯域の信号と前記第２の周波数帯の信号とに分波させる分波器において、前記分波器は入力端子と、この入力端子と第１の出力端子との間に挿入された第１のキャパシタと、この第１のキャパシタと前記入力端子との間に設けられた第１の接続点と、この第１の接続点と第２の出力端子との間に挿入された整合器と、この整合器と前記第１の接続点との間に接続された第１のインダクタとを備え、前記整合器は、前記第１のインダクタと前記第２の出力端子との間に設けられる第２のキャパシタと、この第２のキャパシタと第１のインダクタとの間に設けられた第２の接続点と、この第２の接続点とグランドとの間に挿入された第２のインダクタと、前記第２のキャパシタと前記第２の出力端子との間に設けられた第３の接続点と、この第３の接続点とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとを有し、前記第２のインダクタは第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてインダクタンス性を示す分波器である。

これにより、第２のインダクタは第１の周波数帯域の信号に対してキャパシタンス性を示すので、第１のインダクタとキャパシタンス性を示す第２のインダクタとによってローパスフィルタを形成することとなる。従って、このローパスフィルタによって第２の周波数帯域よりも周波数の高い第１の周波数帯域に対するインピーダンスを大きくすることができる。また、第１の周波数帯域は第２の周波数帯域よりも高い周波数であるので、第１のキャパシタによる第１の周波数帯域におけるインピーダンスは小さくできる。従って、第１の周波数帯域の信号を第１の出力端子側へ供給することができることとなる。

一方、第２の周波数帯域は第１の周波数帯域より低い周波数であるので、第１のキャパシタによって、第２の周波数帯域の信号に対し第１の出力端子側のインピーダンスは高くなる。また、第２のインダクタは第２の周波数に対してインダクタクタンス性を示すので、整合器として働く。従って、第１の周波数帯域に対してアンテナとの整合を取ることができるので、アンテナに入力された第２の周波数帯域を小さな損失で第２の出力端子側へ供給することができることとなる。

以上のような構成によって、第１の周波数帯域の信号は、第２の周波数帯域の信号の受信の有無に係わらず第１の出力端子へ供給される。一方第２の周波数帯域の信号は、第１の周波数帯域の信号の受信に係わらず第２の出力端子側へ出力させることができる。これにより、波長が長く周波数の低い第２の周波数帯域の信号に対して、波長が短く周波数が高い第１の周波数帯域の信号を受信するために用いる短い長さのアンテナひとつのみを準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

なお、第１の周波数帯域は第１の出力端子へ常時通過可能であるとともに、それぞれの周波数帯域の信号を分波してそれぞれに別の端子より出力することができる分波器を実現することができる。

また、分波器には第２の周波数に対してインダクタクタンス性を示すインダクタを用いた整合器が設けられているので、この整合器によって第２の周波数帯域に対してアンテナとの整合を取ることができる。これによりアンテナに入力された第２の周波数帯域の信号の損失を小さくすることができる。従って、この分波器を第２の周波数帯域を受信する携帯受信装置に用いた場合には、第２の周波数帯域の信号に対し受信感度の良好な受信装置を実現することができる。

さらに、第１の周波数帯域は第２の周波数帯域よりも高い周波数であるので、第１のキャパシタによる第１の周波数帯域におけるインピーダンスは小さくなる。従って、第１の周波数帯域の信号の損失を小さくできる。

さらにまた、第２のインダクタンスは第１の周波数帯域の信号に対してキャパシタンス性を示し、第１のインダクタとキャパシタンス性を示す第２のインダクタとによってローパスフィルタを形成することとなる。従って、このローパスフィルタによって第１の周波数帯域よりも高い周波数の第１の周波数帯域に対するインピーダンスを大きくすることができる。これによって第１の周波数帯域の信号がローパスフィルタを通過することを阻止し、大半の信号は第１の出力端子側へ供給される。従って、さらに第１の周波数帯域の信号の損失を小さくすることができる。これによりこの分波器を第１の周波数帯域を受信する携帯受信装置に用いた場合には、第１の周波数帯域の信号に対し受信感度の良好な携帯受信装置を実現することができる。

また、入力端子と第１の出力端子には第１のキャパシタのみが設けられているだけであるので、第１の出力端子側からアンテナへ第１の周波数帯域の信号を送信する場合においても、第２の周波数帯域の信号に受信の有無に係わらず常に送信可能となる。

さらに、第１のインダクタと第２のインダクタとによるローパスフィルタは、第１の出力端子側からアンテナへ送信される第１の周波数帯域の信号が第２の出力端子側へ供給されることを阻止するので、この信号は小さな損失で入力端子から出力することができ、送信信号感度の良好な分波器を実現することができる。

請求項２に記載の発明は、第２の出力端子と第３の接続点との間に増幅器を挿入した請求項１に記載の分波器であり、増幅器が挿入されているので、ＮＦ特性が向上する。また、第２の周波数帯域の信号を受信しない場合にこの増幅器の電源を切断することによって、第１の周波数帯域の信号は、さらに第２の出力端子から出力され難くなる。

請求項３に記載の発明は、入力端子に接続されるアンテナを前記入力端子側からみた第１の周波数帯域におけるインピーダンスと、第１の出力端子に接続される受信器部を前記第１の出力端子側から見た第１の周波数に対するインピーダンスとを略等しくした請求項１に記載の分波器であり、第１の周波数帯域の信号は効率よく第１の出力端子へ供給されるとともに、受信する周波数帯域の信号の波長の１／４波長以下の信号に対しては、分波器で容易に整合を取ることができる。従って、第２の周波数帯域に対して、アンテナは受信する高周波信号の１／４波長以下の長さで受信できる。

請求項４に記載の発明は、第１のインダクタと第１の接続点との間、もしくは第１のインダクタと整合器との間に第４の接続点が設けられ、この第４の接続点とグランドとの間には第１のダイオ−ドと第２のダイオードとの並列接続体が挿入され、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとは夫々が逆極性に接続された請求項１に記載の分波器であり、第１の接続点又は第４の接続点とグランドとの間にダイオードが挿入されているので、例えアンテナに静電気が入力されてもこのダイオードで接地させることができる。従って、本分波器の下流に接続される電子チューナなどが静電気で破壊しにくくなる。

また、ダイオードは夫々が逆方向に並列接続されているので、負の静電気と正の静電気の双方によって生じる分波器やこの分波器の下流に接続される受信器などの電器回路や電子部品などの破壊を保護することができる。

請求項５に記載の発明は、第２の周波数帯域にはＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドを含み、第２のインダクタには前記第２のインダクタの値を切り替える切り替え手段を設け、前記切り替え手段は、ＶＨＦハイバンド受信時とＶＨＦローバンド受信時とで前記第２のインダクタの値を切り替える請求項１に記載の分波器であり、信号切り替え手段が受信する周波数帯域に応じて第２のインダクタンスを切り替えるので、ＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドの夫々で最適な整合が取れ、ＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドとを効率よく受信することができる。

なお、第２のインダクタのインダクタンス値を変化させるので、第２のインダクタのインダクタンス値を夫々の周波数帯域の周波数信号に対し適した値に設定してやれば良く、他の素子の定数を考える必要はない。このことにより、夫々の周波数帯域の受信に対し、容易にかつ確りと整合を行うことができる。

請求項６に記載の発明は、整合器を構成する第２のインダクタを第４のインダクタと第５のインダクタの直列接続体で形成し、前記第４のインダクタと前記第５のインダクタの接続点とグランドとの間に切り替え手段を設け、この切り替え手段で開放・短絡制御する請求項１に記載の分波器であり、これにより第４のインダクタと第５のインダクタを直列接続しているので、小さい値のインダクタを使用することができ、大きなサイズのインダクタを用いる必要が無い。従って、分波器の小型化を図ることができる。

また、切り替え手段は信号線路に直接設けられていないので、切り替え手段で信号がロスすることはない。従って、この分波器の下流に接続される機器のＣＮ特性を良くすることができる。

請求項７に記載の発明は、整合器を構成する第５のインダクタを第６のインダクタと第７のインダクタの直列接続体で形成した請求項６に記載の分波器であり、これにより第５のインダクタの値やこの第５のインダクタンスの直流抵抗成分による抵抗値を容易に設定することができる。従って、アンテナとの整合がとりやすくなる。

請求項８に記載の発明は、第２の周波数帯域としてＶＨＦバンドを用い、入力端子には、第１の周波数帯域の信号と、前記ＶＨＦバンドの信号と、前記ＶＨＦバンドと第１の周波数帯域の間に挿入されたＵＨＦバンドの信号とが入力され、第２のインダクタは、前記ＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドではインダクタンス性を示すとともに前記ＵＨＦバンドでキャパシタンス性を示す請求項１に記載の分波器であり、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯において夫々整合をとることができるので、損失が少なく夫々の信号を伝達することができる。また、回路も簡単になる。

請求項９に記載の発明は、整合器を構成する第３のインダクタを第８のインダクタと第９のインダクタの直列接続体で形成し、前記第８のインダクタと前記第９のインダクタの接続点との間に切り替え手段を設け、この切り替え手段で開放・短絡を制御する請求項８に記載の分波器であり、第３のインダクタはＶＨＦ帯のローバンドやＶＨＦハイバンドではインダクタンス性となって整合が取れるとともに、ＵＨＦ帯に対してはキャパシタンス性となるので、出力側のインピーダンスを出力端子に接続する機器のインピーダンスと容易に合わせることができる。従って、損失が少なく夫々の信号を伝達することができる。また、回路も簡単になる。

請求項１０に記載の発明は、第４のインダクタと第５のインダクタとはパターンで接続されるとともにリフロー半田付けされた請求項６に記載の分波器であり、これにより、夫々のインダクタはパターンにリフロー半田付けされているので、リフロー半田付けによるセルフアライメント効果で夫々のインダクタの接着位置が略一定の場所に固定化される。従って、パターンの長さも固定化されパターンにより形成されるインダクタンス値も略一定となり、整合器の製造品質が安定する。

請求項１１に記載の発明は、第４のインダクタと、この第４のインダクタに接続されたパターンとでＵＨＦ帯においてキャパシタタンス性を示す請求項１０に記載の分波器であり、これにより、ＵＨＦ帯に対してはキャパシタンス性となるので、損失が少なく夫々の信号を伝達することができる。また、回路も簡単になる。

請求項１２に記載の発明は、切り替え手段によりＶＨＦ帯のハイバンドを受信する場合において、第４のインダクタの自己共振点は前記ＶＨＦ帯のハイバンドとＵＨＦ帯との間に設定された請求項６に記載の分波器であり、これによりＶＨＦ帯のハイバンドではインダクタンス性となって整合が取れるとともに、ＵＨＦ帯に対してはキャパシタンス性となるので、損失が少なく夫々の信号を伝達することができる。また、回路も簡単になる。

請求項１３に記載の発明は、切り替え手段によりＶＨＦ帯のローバンドを受信する場合において、第４のインダクタと第５のインダクタの合成された自己共振点は前記ＶＨＦ帯のローバンドとＵＨＦ帯との間に設定された請求項６に記載の分波器であり、ＶＨＦ帯のローバンドではインダクタンス性となって整合が取れるとともに、ＵＨＦ帯に対してはキャパシタンス性となるので、損失が少なく夫々の信号を伝達することができる。また、回路も簡単になる。

請求項１４に記載の発明は、第３のインダクタとグランドとの間に第３のキャパシタが挿入された請求項１に記載の分波器であり、第３のインダクタと第３のキャパシタとによって周波数トラップを形成することができる。従って、例えばこのトラップ周波数を携帯電話信号の周波数としておけば、携帯電話信号が第２の出力端子側へ出力されることは少なくなる。

請求項１５に記載の発明は、第３のインダクタと第３のキャパシタとによる共振周波数は、前記第１の周波数帯域の中心の周波数と略等しくした請求項１４に記載の分波器であり、第１の周波数帯域の信号が第２の出力側より出力されることは少なくなる。

請求項１６に記載の発明は、入力端子はプリント基板の一方の側面に形成されるとともに、第１の出力端子は前記入力端子に隣接して形成された請求項１に記載の分波器であり、入力端子と第１の出力端子とが隣接して設けられるので、それらの間の距離を短くすることができる。従って、不要なノイズ等が飛び込み難くなる。また、プリント基板の実装効率も向上する。

請求項１７に記載の発明は、入力端子と、第１の出力端子とが同一側面に形成されるとともに、前記入力端子と前記第１の出力端子との間にグランド端子が配置された請求項１に記載の分波器であり、入力端子と第１の出力端子とは同一側面に設けられるので、それらの間の距離を短くすることができる。従って、不要なノイズ等が飛び込み難くなる。また、入力端子と第１の出力との間にはグランドが設けられるので、入出力間で高周波信号が干渉し難くなる。

請求項１８に記載の発明は、少なくとも第１の周波数帯域の信号と、この第１の周波数帯域よりも低い第２の周波数帯域の信号とを含む高周波信号が入力されるアンテナと、このアンテナに入力された信号が供給される分波器と、この分波器の一方の出力に接続されるとともに前記第１の周波数帯域の信号を受信する第１の受信器部と、前記分波器の他方の出力に接続されるとともに前記第２の周波数帯域の信号を受信する第２の受信器部と、この第２の受信器部の出力と前記第１の受信器部の出力とが供給される音声出力器からなる高周波受信装置において、前記分波器は、前記アンテナに接続された入力端子と、この入力端子と前記一方の出力との間に挿入された第１のキャパシタと、この第１のキャパシタと前記入力端子との間に設けられた第１の接続点と、この第１の接続点と前記他方の出力との間に挿入された整合器と、この整合器と前記第１の接続点との間に挿入された第１のインダクタとを備え、前記整合器は前記第２のキャパシタと前記第１のインダクタとの間に設けられた第２の接続点と、この第２の接続点とグランドとの間に挿入された第２のインダクタと、前記第２のキャパシタと前記他方の出力との間に設けられた第３の接続点と、この第３の接続点とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとを有し、前記第２のインダクタは第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてインダクタンス性を示す携帯受信装置である。

これにより、第２のインダクタは第１の周波数帯域の信号に対してキャパシタンス性を示すので、第１のインダクタとキャパシタンス性を示す第２のインダクタとによってローパスフィルタを形成することとなる。従って、このローパスフィルタによって第２の周波数帯域よりも周波数の高い第１の周波数帯域に対するインピーダンスを大きくすることができる。また、第１の周波数帯域は第２の周波数帯域よりも高い周波数であるので、この第１の周波数帯域に対する第１のキャパシタのインピーダンスは小さくなる。従って、第１の周波数帯域の信号を第１の出力端子側へ効率良く供給することができることとなる。

一方、第２の周波数帯域は第１の周波数帯域より低い周波数であるので、第１のキャパシタによって、第１の出力端子側のインピーダンスは高くなる。また、第２のインダクタは第２の周波数に対してインダクタクタンス性を示すので、この整合器は、第１の周波数帯域に対してアンテナとの整合を取ることができる。また、第２の周波数帯域に対しては不整合のアンテナに入力された第２の周波数帯域を小さな損失で第２の出力端子側へ供給することができることとなる。

以上のような構成によって、第１の周波数帯域の信号は、第２の周波数帯域の信号の受信の有無に係わらず第１の出力端子へ供給される。つまり、第１の周波数帯域は第１の出力端子へ常時通過可能になる。一方第２の周波数帯域の信号は、第１の周波数帯域の信号の受信に係わらず第２の出力端子側へ出力させることができる。これにより、波長が長く周波数の低い第２の周波数帯域の信号に対して、波長が短く周波数が高い第１の周波数帯域の信号を受信するために用いる短い長さのアンテナひとつのみを準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

さらに、第１の出力端子へ送信機能を有する機器を接続した場合において、第１のインダクタと第２のインダクタとによるローパスフィルタは、第１の出力端子側からアンテナ側へ供給される第１の周波数帯域の送信信号は、第２の出力端子側へ供給されることを阻止するので、この信号は小さな損失で入力端子出力することができ、送信信号感度の良好な分波器を実現することができる。

請求項１９に記載の発明におけるアンテナは、第２の周波数帯域の信号における波長の長さに対して４分の１以下の長さを有するとともに微小抵抗値を有し、分波器の前記入力端子から他方の出力を見た場合の抵抗値は前記微小抵抗値と略等しくした請求項１８に記載の携帯受信装置であり、アンテナの長さが第２の周波数帯域の信号における波長の長さに対し４分の１以下であっても第２の周波数帯域の信号を感度良く受信することができる。

請求項２０に記載の発明におけるアンテナはアンテナ部と、このアンテナ部と分波器との間に挿入されて前記アンテナ部を可動にするとともに微小抵抗値を有した可動体部とからなり、前記分波器の前記可動体部側から見た抵抗値は、前記微小抵抗値と略等しくした請求項１９に記載の携帯受信装置であり、可動体部を電波状態に応じて動かすことができるので、受信レベルを最良に設定することができる。

請求項２１に記載の発明のアンテナは、アンテナ部と、このアンテナ部と分波器との間に挿入されて前記アンテナが摺動するように設けられるとともに微小抵抗値を有した摺動体部とからなり、前記分波器の前記摺動体部側から見た抵抗値は、前記微小抵抗値と略等しくした請求項１９に記載の携帯受信装置であり、摺動体部を電波状態に応じて動かすことができるので、受信レベルを最良に設定することができる。

請求項２２に記載の発明は、整合器と他方の出力との間にアクティブ素子が挿入された請求項１８に記載の携帯受信装置であり、このアクティブ素子をオフすれば、第１の周波数帯域の信号に対する通過を確りと遮断できる。従って、第１の周波数帯域の信号は第２の出力端子より出力されることはなく、第１の出力端子から出力される第１の周波数帯域における信号の損失をさらに小さくすることができる。

また、整合器と第２の出力端子との間にアクティブ素子が挿入されるので、第２の出力端子に接続される機器のインピーダンスばらつきなどによるインピーダンス変動の影響を小さくできる。さらに、アクティブ素子はその入力インピーダンスが安定しているので、整合器のアクティブ素子とのインピーダンスを合わせやすくなる。

請求項２３に記載の発明は、分波器の他方の出力の近傍に第２の受信器部を形成する高周波増幅器が配置された請求項１８に記載の携帯受信装置であり、他方の出力の近傍に高周波増幅器を配しているので、外部からのノイズの進入が少なくなる。また、高周波増幅器を有しているので、この高周波増幅器をオフすれば、第１の周波数帯域の信号に対する通過を確りと遮断できる。従って、第１の周波数帯域の信号は第２の出力端子より出力されることはなく、第１の出力端子から出力される第１の周波数帯域における信号の損失をさらに小さくすることができる。

以上のように本発明によれば、第１の周波数帯域の信号を出力する第１の出力端子と入力端子との間に第１のキャパシタを設けるとともに、前記入力端子と第２の周波数帯域の信号を出力する第２の出力端子との間に第１のインダクタと整合器とを直列に接続する。そして前記整合器は、前記第１のインダクタと前記第２の出力端子との間に設けられる第２のキャパシタと、この第２のキャパシタの第１のインダクタ側とグランドとの間に設けられた第２のインダクタとを有し、この第２のインダクタは第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてはインダクタンス性を示すものである。

これにより、第２のインダクタンスは第１の周波数帯域の信号に対してキャパシタンス性を示すので、第１のインダクタとキャパシタンス性を示す第２のインダクタとによってローパスフィルタを形成することとなる。従って、このローパスフィルタによって第２の周波数帯域よりも周波数の高い第１の周波数帯域に対するインピーダンスを大きくすることができる。また、第１の周波数帯域は第２の周波数帯域よりも高い周波数であるので、第１のキャパシタによる第１の周波数帯域におけるインピーダンスは小さくできる。従って、第１の周波数帯域の信号を確実に第１の出力端子側へ供給することができることとなる。

一方、第２の周波数帯域は第１の周波数帯域より低い周波数であるので、第１のキャパシタによって、第２の周波数帯域の信号に対し第１の出力端子側のインピーダンスは高くなる。また、第２のインダクタは第２の周波数に対してインダクタクタンス性を示すので、第２の周波数帯域の信号に対して整合器として働き、第２の周波数帯域に対してアンテナとの整合を取ることができる。従って、アンテナに入力された第２の周波数帯域を、小さな損失で第２の出力端子側へ供給することができる。

以上のような構成によって、第１の周波数帯域の信号は、第２の周波数帯域の信号の受信の有無に係わらず第１の出力端子へ供給される。一方第２の周波数帯域の信号は、第１の周波数帯域の信号の受信に係わらず第２の出力端子側へ出力させることができる。これにより、波長が長く周波数の低い第２の周波数帯域の信号に対して、波長が短く周波数が高い第１の周波数帯域の信号を受信するために用いる短い長さのアンテナひとつのみを準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

なお、第１の周波数帯域は第１の出力端子へ常時通過可能であるとともに、それぞれの周波数帯域の信号を分波してそれぞれに別の端子より出力することができる分波器も実現している。そしてこの分波器には第２の周波数に対してインダクタクタンス性を示すインダクタを用いた整合器が設けられているので、この整合器によって第２の周波数帯域に対してアンテナとの整合を取ることができる。これによりアンテナに入力された第２の周波数帯域の信号の損失を小さくすることができる。従って、この分波器を第２の周波数帯域を受信する受信装置に用いた場合には、第２の周波数帯域の信号に対し受信感度の良好な受信装置を実現することができる。

さらに、第１の周波数帯域は第２の周波数帯域よりも高い周波数であるので、第１のキャパシタによる第１の周波数帯域におけるインピーダンスは小さくなる。従って、第１の周波数帯域の信号の損失を小さくできる。

さらにまた、第２のインダクタンスは第１の周波数帯域の信号に対してキャパシタンス性を示し、第１のインダクタと第２のインダクタとによってローパスフィルタを形成することとなる。従って、このローパスフィルタによって第１の周波数帯域に対するインピーダンスを大きくすることができる。これによって第１の周波数帯域の信号がローパスフィルタを通過することを阻止し、大半の信号は第１の出力端子側へ供給される。従って、さらに第１の周波数帯域の信号の損失を小さくすることができる。これによりこの分波器を第１の周波数帯域を受信する受信装置に用いた場合には、第１の周波数帯域の信号の対し受信感度の良好な受信装置を実現することができる。

また、第１の出力端子と、入力端子間には第１のキャパシタのみが設けられているだけであるので、第１の出力端子側からアンテナへ第１の周波数帯域の信号を送信する場合においても、第２の周波数帯域の信号の受信の有無に係わらず常に送信可能となる。

さらに、第１のインダクタと第２のインダクタとによるローパスフィルタは、第１の出力端子側からアンテナへ送信される第１の周波数帯域の信号が第２の出力端子側へ供給されることを阻止するので、この信号は小さな損失で入力端子出力することができ、送信信号感度の良好な分波器を実現することができる。

近年携帯電話を筆頭とする携帯機器に対し、多機能化が望まれている。特にデジタル地上波放送の開始などにより、携帯電話でテレビ放送を視聴するという新たな要求が出てきた。しかしながら、本発明のような携帯機器において携帯電話用のアンテナと、テレビ放送受信用のアンテナとを別々に準備することは、携帯機器の重量を重くするとともに、サイズも大きくなるので、携帯性を悪くしてしまうこととなる。

また、一般にテレビ放送を受信するためのロッドアンテナは、受信するテレビ放送信号の波長の１／４波長の長さとする。つまり、ＶＨＦ放送（例えば国内ＶＨＦ７ｃｈ）を受信するためには約４０ｃｍの長さのアンテナが必要であった。しかしながら、このような長さのロッドアンテナを携帯機器に用いた場合、携帯には非常に不便になり、携帯機器としては実用的ではない。従って本発明は、携帯電話用に準備されたアンテナをテレビ受信用にも用いることで携帯性の良い携帯受信装置を提供するものである。

（実施の形態１）
以下、本実施の形態１について図面を用いて説明する。図１は本実施の形態１における携帯受信装置のブロック図である。なお本実施の形態１において従来とおなじ物については同じ番号を付し、その説明は簡略化している。

図１において、１は携帯電話用のアンテナであり、携帯電話信号である約８２０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ（第１の周波数帯域の一例として用いた。）の高周波信号を受信するためのものである。そのためこのアンテナ１は、携帯電話信号の波長の略１／４波長の長さである約７０ｍｍとすることで、携帯電話信号に対して５０オームのインピーダンスとしている。

なお、本発明においてアンテナ１は、ＶＨＦ放送帯域とＵＨＦ放送帯域のテレビ放送を受信するためにも使用される。つまりこのアンテナ１には、ＶＨＦ放送の下限周波数からＵＨＦ放送の上限周波数までの周波数帯域（約５０ＭＨｚから約７７０ＭＨｚの周波数であり、第２の周波数帯域の一例として用いた。）のテレビ放送信号と、約８２０〜９００ＭＨｚの携帯電話信号との高周波信号が入力されることとなる。

２１はアンテナ１に入力された信号が入力される分波器２２の入力端子である。２３は入力端子２１へ入力された信号の中から携帯電話信号を出力する電話信号出力端子２３（第１の出力端子の一例として用いた）である。そしてこの電話信号出力端子２３の出力が送受信器２４に接続される。

なお、この送受信器２４は、その入出力端子２５ａへ電話信号出力端子２３からの携帯電話信号が供給されるディプレクサ２５と、このディプレクサ２５の出力２５ｂに接続される受信器２６と、ディプレクサ２５の入力２５ｃに接続された送信器２７とから構成されている。

そしてこの送信器２７の入力と受信器の出力には信号処理部２８が接続され、この信号処理部２８には、マイク２９とスピーカ３０（音声出力器の一例として用いた）と、液晶パネル３１ならびに複数のデータ入力キー３２などが携帯受信装置の入出力インターフェイスとして接続されている。

一方、分波器２２のテレビ放送信号出力端子３３からは、テレビ放送信号が出力される。そして、このテレビ放送信号出力端子３３と信号処理部２８との間には電子チューナ３４が挿入される。そしてこの電子チューナ３４では入力されたテレビ放送信号をＶＨＦローバンドと、ＶＨＦハイバンドと、ＵＨＦバンドの3つの周波数帯域に分けて処理し、受信したいテレビ放送信号を選局して出力する。

次に、電子チューナ３４の詳細について図面を用いて説明する。図２は、本実施の形態１における電子チューナのブロック図である。なお、この電子チューナ３４は、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯の信号を受信するものである。

図２において、１２７は、分波器２２の出力端子３３に接続されるチューナの入力端子である。この入力端子１２７は、ＵＨＦ帯の信号を減衰するローパスフィルタ１２８とＶＨＦ帯の信号を減衰させるハイパスフィルタ１２９に接続されている。前記ローパスフィルタ１２８の一方の出力は、ＶＨＦローバンド帯信号受信部１３０に供給され、ローパスフィルタ１２８の他方の出力は、ＶＨＦハイバンド受信部１３１に供給される。一方ハイパスフィルタ１２９の出力は、ＵＨＦ帯信号受信部１３２に接続され、このＵＨＦ帯信号受信部１３２の出力と、ＶＨＦローバンド帯信号受信部１３０の出力と、ＶＨＦハイバンド帯信号受信部１３１の出力とがチューナ出力端子１２６へ接続されている。

なお、ＶＨＦローバンド帯信号受信部１３０は、フィルタ１２８に接続されるとともに一つの同調回路によって構成された単同調型のフィルタ１４１と、この単同調型フィルタ１４１の出力が接続された高周波増幅器１４２と、この高周波増幅器１４２の出力が接続されると共に、二つの同調回路によって構成された複同調型フィルタ１４３と、この複同調型フィルタ１４３の出力がその一方の入力に接続されると共に他方の入力には第１の局部発振器１４４の出力が接続される第１の混合器１４５とから形成されている。

ＶＨＦハイバンド帯信号受信部１３１やＵＨＦ帯信号受信部１３２についてもＶＨＦローバンド帯信号受信部１３０同様の構成となっており、まずＶＨＦハイバンド帯信号受信部１３１では、単同調型のフィルタ１４６と、高周波増幅器１４７と、複同調型フィルタ１４８と、第２の局部発振器１４９に接続された第２の混合器１５０とがこの順に接続されている。また、ＵＨＦ帯信号受信部１３２では、単同調型のフィルタ１５１と、高周波増幅器１５２と、複同調型フィルタ１５３と、第３の局部発振器１５４に接続された第３の混合器１５５とがこの順に接続されている。

次に、分波器２２について図１を用いて、詳細に説明する。まず４１は、入力端子２１と電話信号出力端子２３との間に接続されたキャパシタである。そしてこのキャパシタ４１は、入力端子２１へ入力された携帯電話信号を電話信号出力端子２３へ通過させる。つまり、キャパシタ４１のインピーダンスは、携帯電話信号よりも低い周波数であるテレビ放送信号に対して大きくしているので、テレビ放送信号はキャパシタ４１を通過し難くなっている。従って、携帯電話信号出力端子２３からは携帯電話信号が主に出力される。なお、本実施の形態１においてこのキャパシタ４１の値は４ｐＦとしている。

一方入力端子２１とテレビ放送信号出力端子３３との間には、インダクタ４２と、ＤＣカット用コンデンサ４３と、整合器４４と増幅器４５とが入力端子側よりこの順序で接続されている。なお、増幅器４５は、その制御端子４５ａでオン・オフされる。ここで、整合器４４と電子チューナ３４との間に増幅器４５が挿入されているので、整合器４４は入力インピーダンス値が安定した増幅器４５に対して整合が取れれば良い。従って整合がとり易くなる。また、電子チューナ３４のインピーダンス変動による影響も受け難くなり、安定した受信をすることができる。

次に、４５と４６は、インダクタ４２とＤＣカット用コンデンサ４３の接続点とグランドとの間に挿入されたダイオードであり、入力端子２１に入力される静電気などの大きな電圧をグランドへと流し、送受信器２４や電子チューナ３４の破壊を防止するためのものである。なお、これらのダイオード４５と４６とは、正の電圧と負の電圧の双方の電圧を共にグランドへ接地するために、互いに逆極性となるように接続されている。

次に、整合器４４について詳細に説明する。６１は整合器４４の入力端子であり、ＤＣカット用コンデンサ４３に接続されている。一方６２は整合器４４の出力端子であり、増幅器４５の入力に接続される。そして、これら入力端子６１と出力端子６２との間には、キャパシタ６３とキャパシタ６４とが入力端子側より順に直列接続される。

また、入力端子６１とグランドとの間には、インダクタ６５と、2つのインダクタ６６ａ、６６ｂの直列接続体６６（第５のインダクタの一例として用いた）とが接続されている。そしてこの直列接続体６６とインダクタ６５との直列接続体とによって、第２のインダクタを構成している。そして、インダクタ６５とインダクタ６６との間の接続点６８とグランドとの間には、制御端子６９へ供給される電圧によってオン・オフするダイオードを用いたスイッチ７０（切り替え手段の一例として用いた）が接続されている。

また、キャパシタ６３と第２のキャパシタ６４との接続点７１とグランドとの間には、インダクタ７２とキャパシタ７３とが直列に接続されている。なお、ここでこのインダクタ７２の自己共振周波数は携帯電話信号の周波数よりも高い物を用いている。つまり、このインダクタ７２はテレビ放送信号に対しても携帯電話信号に対してもインダクタンス性を示すこととなる。従って、このインダクタ７２とキャパシタ７３とによってトラップが形成される。そこで、本実施の形態１においてこれらの定数を適宜選定し、トラップ周波数が携帯電話信号の周波数となるようにしてある。

なおここで、インダクタ７２は２２ｎＨであり、キャパシタ７３は１ｐＦとすることで、約８５０ＭＨｚの周波数にトラップが形成され、携帯電話信号が出力端子６２側へ流れることを阻止する。

次に図３は、本実施の形態に使用されるインダクタのリアクタンス特性の概念図であり、図３（ａ）はインダクタ６５のリアクタンス特性であり、図３（ｂ）はインダクタ６５と直列接続体６６との合成リアクタンス特性を示している。この図において横軸１７１は周波数であり、縦軸１７２はリアクタンスである。そして、そのプラス方向がインダクタンス性を示し、マイナス方向がキャパシタンス性を示す。

ここで本実施の形態１においては、図３（ａ）に示されるように、インダクタ６５は、ＶＨＦローバンドの周波数帯域１７３とＶＨＦハイバンドの周波数帯域１７４においては、インダクタンス性を示し、ＵＨＦ帯の周波数帯域１７５および携帯電話信号の周波数帯域１７８に対してキャパシタンス性を示すものである。つまりこれは、インダクタ６５の自己共振周波数１７６を、ＶＨＦハイバンドの周波数帯域１７４の最も高い周波数１７４ａ（以降ＶＨＦハイのハイエンドと言う）と、ＵＨＦ帯の周波数帯域１７５の最も低い周波数１７５ａ（以降ＵＨＦ帯のローエンドと言う）との間とすることによって実現している。

一方、図３（ｂ）に示されるように、インダクタ６５と６６の合成リアクタンスは、ＶＨＦローバンドの周波数帯域１７３において、インダクタンス性を示し、ＵＨＦ帯の周波数帯域１７５および携帯電話信号の周波数帯域１７８においてはキャパシタンス性を示す。つまりこれは、インダクタ６５と６6との合成自己共振周波数１７７を、ＶＨＦローバンド帯の周波数帯域１７３の最も高い周波数１７３ａ（以降ＶＨＦローのハイエンドと言う）とＵＨＦ帯のローエンド１７５ａとの間とすることによって実現している。これらの受信周波数と夫々のインダクタとの関係をまとめると（表１）に示されるようになっている。

次に、以上のように構成された本実施の形態１における分波器とこれに用いた整合器の動作について図面を用いて説明する。まず、整合器４４の受信時における動作について説明する。図４から図７は、夫々整合器の等価回路図を示し、図４はＶＨＦローバンド帯の信号を受信する場合であり、図５はＶＨＦハイバンド帯の信号を受信する場合であり、図６、図７はＵＨＦ帯の信号を受信する場合を示している。

そして本実施の形態１における整合器４４は、ＶＨＦローバンドを受信する場合には、スイッチ７０をオフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、スイッチ７０をオンとする。なお、ＵＨＦ帯の信号を受信する場合は、スイッチ７０はオン、オフの特にどちらでも構わない。なお、本実施の形態１においては、スイッチ７０をオンとした場合に、ＵＨＦを受信するようにしてある。

そこでまずは、整合器４４にてＶＨＦローバンドを受信する場合について図４を用いて説明する。ＶＨＦローバンドを受信する場合は、スイッチ７０（図１）がオフとなるので、入力端子６１とグランドとの間にはインダクタ６５とインダクタ６６との直列接続体が挿入されることとなる。そして、それらのインダクタは直列に接続されているので、それらの合成インダクタンスは大きくなり、ＶＨＦローバンドの低い周波数に対し整合を合わせることができる。

次に、ＶＨＦハイバンドの受信時について図５を用いて説明する。ＶＨＦハイバンドの受信時にはスイッチ７０がオンとなるので、インダクタ６５がグランドに直結される。これにより図５に示されるように、入力端子６１とグランドとの間にはインダクタ６５のみが挿入されることとなる。従って、ＶＨＦハイバンドの受信時には、インダクタンスは小さくなり、ＶＨＦハイバンドの周波数に対して整合を合うことができる。

最後に、ＵＨＦ帯の信号の受信時について図６を用いて説明する。図６は、スイッチ７０がオフのときにＵＨＦ帯の信号を受信する場合の等価回路図であり、図７は、スイッチ７０がオンのときにＵＨＦ帯の信号を受信する場合の等価回路図である。図３に示したように全てのインダクタ６５，６６は、ＵＨＦ帯の信号に対してキャパシタタンス性を示す。従ってＵＨＦ帯の信号の受信時には、入力端子６１とグランドとの間には、図６あるいは図７に示されるように、それぞれキャパシタンス成分が挿入された回路となる。これによりＵＨＦ帯の信号を受信した時に、この整合器４４はキャパシタンス成分のみによって形成されたものとして扱うことができることとなる。

なお、図３（ａ）、図３（ｂ）に示されたように、インダクタ６５，６６はＵＨＦ帯以上の周波数に対してキャパシタンス性を示すので、携帯電話信号の周波数帯域１７８に対してもキャパシタンス性を示すこととなる。

また、本実施の形態１においては、スイッチ７０がオンのときにＵＨＦ帯の信号を受信するようにしてある。これにより、入力端子６１とグランドとの間には、インダクタ６５によるキャパシタンス成分１９０が挿入されたこととなる。そして、この場合、インダクタ６５の自己共振周波数１７６は、ＶＨＦハイのハイエンド１７４ａとＵＨＦ帯のローエンド１７５ａとの間としておくと良い。

さらに、スイッチ７０がオフのときにＵＨＦ帯の信号を受信しても良く、その場合には図６に示されるように、入力端子６１とグランドとの間にインダクタ６５によるキャパシタンス成分１８１とインダクタ６６によるキャパシタンス成分１８２との直列接続体が挿入されることとなる。なお、この場合においては、インダクタ６５の自己共振周波数１７６、インダクタ６６の自己共振周波数１７７共に、ＶＨＦローのハイエンド１７３ａとＵＨＦ帯のローエンド１７５ａとの間に設けておくと良い。つまりいずれの場合も、通過するインダクタの共振周波数が受信する周波数帯域内に入らないようにすることが重要である。

ここで、ＶＨＦハイバンドの整合が小さなインダクタで可能であり、自己共振周波数がＵＨＦ帯のローエンドより高くなる場合は、スイッチ７０がオフのときにＵＨＦ帯の信号を受信する。

次に、このように構成された整合器４４がテレビ放送信号に対して整合する動作について図を用いて説明する。図８は、ＶＨＦ帯の信号受信時の本実施の形態１におけるアンテナ１と整合器４４とのスミスチャートであり、円の上側半分はインダクタンス性であり、下側半分はキャパシタンス性を示し、その中心点は増幅器４５のインピーダンス値と等しくしてある。

まず図８において、２０１は、ＶＨＦローバンドに対するアンテナ１のインピーダンスを示し、２０２はＶＨＦハイバンドに対するアンテナ１のインピーダンスを示している。ここで、アンテナ１は、長さ７０ｍｍの棒状アンテナであるので、受信信号のλ／４に比べてその電気長は非常に短く、そのインピーダンス抵抗分２０１，２０２は非常に小さくなる。例えば、ＶＨＦハイバンドの最も高いチャンネルの周波数でも、その波長は１３００ｍｍであるので、アンテナの電気長はλ／４よりも短くなり、インピーダンス２０２は小さくなる。さらにも増して、ＶＨＦローバンドの最も低いチャンネルの周波数における波長の長さが、３３３０ｍｍであるので、そのインピーダンスはさらに小さくなり、図８に示されるようにＶＨＦバンドの最も低い周波数におけるインピーダンス２０３は非常に小さくなる。

つまりアンテナ１と増幅器４５とを直接に接続すると、その間のインピーダンスが合わず、信号が減衰してしまうこととなる。そこで、本発明における整合器４４は、キャパシタ６３，６４やインダクタ６５，６６を整合用のインピーダンス素子として用い、信号の波長が長くインピーダンスが合わないような周波数の信号に対して、アンテナ１と増幅器４５とを整合させるものである。

そのためには、整合器４４の入力側インピーダンス値を略アンテナ１のインピーダンスと合わせる訳である。その場合、整合器４４入力側のインピーダンス値をアンテナ１のインピーダンスに対して、複素数域（アンテナ１のインピーダンス２０１，２０２に対して軸２０４を挟んで略対称となる値）とすることが必要である。そこでまず図８のように、ＶＨＦハイバンドにおける整合器４４のインピーダンス２０５がアンテナ１のインピーダンス２０２と合うように、インダクタ６５の値を決定する。そして次に、ＶＨＦローバンドにおける整合器４４のインピーダンス２０６がアンテナ１のインピーダンス２０１と合うように、インダクタ６６の値を決定する。続いて出力端子におけるインピーダンスが、ＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数に対して増幅器４５の入力インピーダンス（図８の中心点）に近づくように、キャパシタ６３，６４の値を適宜選定する。

ここで、アンテナ１のインピーダンスと整合器４４のインピーダンスとの整合をとるために、アンテナ１と整合器４４とのインピーダンスは夫々複素領域となるようにする訳であるが、そのために、アンテナ１自体が有した非常に微少な抵抗値と整合器４４の抵抗成分とを略同じとすることで夫々のインピーダンスを略同じ値としている。そこで、本実施の形態１においては、インダクタ６５やインダクタ６６を構成するインダクタ自体が有する微少な抵抗成分による抵抗値をアンテナ自体が有した抵抗値とを略同じにするものである。

なお、インダクタ６５やインダクタ６６に用いる素子の種類や、数あるいはそれらを構成する回路などを適宜選択してやれば、整合器４４の抵抗値をアンテナ１の抵抗値と略等しくすることができる。これにより、受信する高周波信号の波長の４分の１波長よりも十分に短いアンテナ１に対しても整合を取ることができることとなる。従って、ＶＨＦローバンドのような低い周波数の受信に対しても、携帯電話信号用に用いるアンテナ１を共有することができる。

ここで、この整合器４４の各素子によるインピーダンス変化について、以下ＶＨＦローバンドの最も低い周波数（以降ＶＨＦローのローエンドと言う）とＶＨＦハイのハイエンドを例にとって説明する。まずＶＨＦローのローエンドに関しては、整合器４４の入力端子６１から見たインピーダンスは、インダクタ６５とインダクタ６６との合成インダクタンスによってインピーダンス値２０７となり、次にキャパシタ６３，６４によって中心２１０に近いインピーダンス２１１へ変化させるものである。

次に、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、入力端子６１とグランド間にインダクタ６５のみが挿入されるので、ＶＨＦローバンド受信時に比べそのインダクタンス値は小さくなる。従って、ＶＨＦハイのハイエンド受信時には、入力側のインピーダンスはインピーダンス値２１２となり、アンテナ１のＶＨＦハイのハイエンドにおけるインピーダンス２１３と略整合が取れることとなる。次にキャパシタ６３，６４によって中心２１０に近いインピーダンス２１６へ変化させるものである。

最後にＵＨＦ帯の信号の受信時について図９を用いて説明する。図９において、２２０はＵＨＦ帯の信号を受信する場合のアンテナ１のインピーダンスである。このようにＵＨＦ帯の最も高い周波数（ＵＨＦ帯のハイバンド）近傍では、アンテナ１の電気長がλ／４に近くなるので、アンテナ１のインピーダンスは、インダクタンス性を示す。そしてＵＨＦ受信時に整合器４４の各インダクタは全てキャパシタンス性を示すので、整合器４４のインピーダンスをアンテナ１のインピーダンスの複素数領域に近づけ易くなる。

なお、ＵＨＦ帯のローエンド近傍においては、アンテナ１と整合器４４のインピーダンスは共にキャパシタンス性を示すので、整合は取れない。しかしコンデンサによるインピーダンスは周波数の大きさに反比例するので、ＵＨＦ帯の信号に対してキャパシタンス成分のみで構成された整合器４４は、インピーダンスが小さくなり、信号のロスを小さくすることができる。

なお、本実施の形態１において、インダクタ６５は８２ｎＨであり、インダクタ６６ａは１２０ｎＨであり、インダクタ６６ｂは、１２０ｎＨであり、キャパシタ６３を２２ｐＦとし、キャパシタ６４を２７ｐＦとすることによってアンテナ１に対して、ＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの双方に対して整合が取れるとともに、ＵＨＦ帯の信号のロスが小さな整合器を実現している。

以上の構成によって、ＶＨＦ帯の信号受信時におけるアンテナ１から見た整合器４４のインピーダンスを、各バンドに対するアンテナ１のインピーダンスと合わせることができ、かつ増幅器４５から見た整合器４４のインピーダンスも近くすることができる。そして、増幅器４５の出力インピーダンスは約７５オームであり、電子チューナ３４の入力インピーダンスも約７５オームであるので、分波器２２と電子チューナ３４とを整合させることができ、信号の損失を小さくすることができる。

つまり本整合器４４は、ＶＨＦ帯のローバンドとＶＨＦ帯のハイバンドの２回路の切り替えによって、ＶＨＦ帯のローバンドとＶＨＦ帯のハイバンドとの夫々に対して整合が取れるとともに、ＵＨＦ帯の信号に対してはキャパシタンス性となるので、夫々の帯域の信号に対する損失は小さくなる。従って整合器４４は、非常に簡単な回路構成によって、各バンドの信号を電子チューナ３４へ信号をロスなく伝達することができる小型かつ低価格な整合器を実現することができることとなる。

そしてこのような整合器４４を用いた分波器２２における分波動作について以下に説明する。本実施の形態１における分波器２２は、整合器４４の入力端子６１と分波器２２の入力端子２１との間にインダクタ４２が挿入される。

これによって、まずスイッチ７０がオフである場合には、インダクタ６５と直列接続体６６とは携帯電話に対してキャパシタンス性を示すので、インダクタ４２とこれらインダクタ６５と直列接続体６６によってローパスフィルタを構成させることができる。一方、スイッチ７０がオンである場合においても、インダクタ６５はキャパシタンス性を示すので、携帯電話信号に対してインダクタ４２とこのインダクタ６５とでやはりローパスフィルタを構成することができる。

そして、インダクタ４２、インダクタ６５や直列接続体６６のインダクタンス値を適宜選定し、ローパスフィルタのカットオフ周波数を携帯電話信号の周波数帯域とテレビ放送信号の周波数帯域との間の周波数としてやれば、携帯電話信号は通過させないで、テレビ放送信号を通過させることができるので、テレビ放送信号出力端子３３からテレビ放送信号を出力する分波器２２を実現することができる。

なお、本実施の形態１にいては、インダクタ４２の値を１５ｎＨとしておくことで、ＵＨＦ帯の周波数は通過させ、携帯電話信号が減衰域となるローパスフィルタが構成できる。

以上の構成により、インダクタ６５、直列接続体６６は携帯電話信号に対してキャパシタンス性を示すので、インダクタ４２を接続することによってローパスフィルタを形成することができる。従って、このローパスフィルタは携帯電話信号に対するインピーダンスは大きくなるが、テレビ放送信号に対してはインピーダンスは小さくなる。従って、この分波器２２はテレビ放送信号をテレビ放送信号出力端子３３側へ供給することができるとともに、携帯電話信号は通過させないものとなる。

さらに、テレビ放送信号は、携帯電話信号の周波数帯域より低い周波数であるので、テレビ放送信号に対しキャパシタ４１によるインピーダンスは大きくなる。一方、整合器４４の動作によって、テレビ放送信号に対してアンテナ１と増幅器４５や電子チューナ３４と整合を取ることができるので、テレビ放送信号に対して整合器４４側のインピーダンスは小さくできる。

以上のような構成によってテレビ放送信号の受信の有無や受信する周波数帯域に係わらず、アンテナ１で受信した携帯電話信号は電話信号出力端子２３を介して受信器２６へ供給されるとともに、送信器２７から入力される携帯電話信号はアンテナ１側へ供給される。一方テレビ放送信号は、携帯電話信号の送受信に係わらずテレビ放送信号出力端子３３側へ出力させることができる。

これにより、波長が長く周波数の低いテレビ放送信号の受信に対して、波長が短く周波数が高い携帯電話信号を受信するために用いる短い長さのアンテナ１をひとつ準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

また、テレビ放送信号に対しては、電話信号出力端子２３側のインピーダンスに比べて、テレビ放送信号出力端子３３側のインピーダンスは小さくなる。従って、テレビ放送信号は整合器４４側へ流れることとなり、この分波器２２におけるテレビ放送信号の損失は小さくなる。逆に携帯電話信号に対しては、テレビ放送信号出力端子３３側のインピーダンスに比べて、電話信号出力端子２３側のインピーダンスが小さくなる。従って、携帯電話信号は整合器４４側に流れにくくなり、この分波器２２における携帯電話信号の損失は小さくできる。

さらにまた、入力端子２１と電話信号出力端子２３との間にはキャパシタ４１が設けられているだけであるので、テレビ放送信号に受信の有無に係わらず送信や受信が可能となる。

また、この分波器２２でＶＨＦローバンドを受信する場合にはＶＨＦハイバンドの信号に対しては整合が取れないので、ＶＨＦローバンドを受信する場合にはＶＨＦハイバンドの信号は通過し難くなる。逆にＶＨＦハイバンドを受信する場合にはＶＨＦローバンドの信号に対して整合は取れないので、ＶＨＦハイバンドを受信する場合にはＶＨＦローバンドの信号は通過し難くなる。つまり、電子チューナ３４のローパスフィルタ１２８の前に整合器４４が接続されることによって、単同調フィルタ１４１，１４６や複同調フィルタ１４３，１４８，１５３等の入力フィルタの減衰特性を緩和することができ、これらの入力フィルタを簡素化することもできる。従って電子チューナ３４の低価格化が実現できるとともにアンテナ１に入力された信号を電子チューナ３４へロスなく取り込むことができる。

さらに、本実施の形態１における分波器２２を用いれば、４分の１波長よりも十分に短いアンテナに接続しても整合を取ることができるので、小型のアンテナ１を使用することができ、さらに携帯性の良い携帯受信装置を実現することができる。

さらにまた、スイッチ７０は信号路上に設けられていないので、このスイッチ７０による信号のロス等は発生しない。

（実施の形態２）
以下本実施の形態２について図を用いて説明する。図１０は、本実施の形態２における携帯受信装置のブロック図である。なお、図１０において図1と同じ物については同じ番号を付しその説明は簡略化する。なお、本実施の形態２においては、ＦＭ放送とテレビ放送の双方の受信と、携帯電話による通信とに対応可能な分波器を提供するのものであり、アンテナ１にはテレビ放送信号と約８５０ＭＨｚの携帯電話信号以外に７６ＭＨｚから１０８ＭＨｚのＦＭ放送信号も入力される。

本実施の形態２において、アンテナ１は、分波器３１０の入力端子３１１に接続され、携帯電話信号は電話信号出力端子３１２から出力される。そしてこの電話信号出力端子３１２が送受信器２４へ接続され、携帯電話信号が供給される。そして、送受信器２４には信号処理部２８が接続さる。一方、分波器３１０のテレビ放送信号出力端子３２４の出力は、電子チューナ３４とＦＭチューナ３１３とへ接続される。そしてこれら電子チューナ３４の出力とＦＭチューナ３１３の出力が信号処理部２８に接続される。なお、この信号処理部２８には入力装置としてマイク２９と入力キー３２、そして出力装置としてスピーカ３０と液晶パネル３１とに接続されている。

従って、本実施の形態２においては、ＦＭ放送信号も受信するために、入力端子３１１には、ＦＭ放送の７６ＭＨｚから携帯電話信号の約８５０ＭＨｚの高周波信号が供給されることとなる。

次に本実施の形態２におけるＦＭチューナ３１３について説明する。３１４はテレビ放送出力端子３２４に接続されるＦＭ入力端子である。そして、３１５は、ＦＭ入力端子３１４に接続されたローパスフィルタである。このローパスフィルタ３１４は、ＦＭ放送の信号を通過させるものである。

３１６はローパスフィルタ３１５の出力に接続された増幅器であり、３１７はその一方の入力に増幅器３１６の出力が接続されると共に、他方の入力に局部発振器３１８の発振信号が入力される混合器である。そしてこの混合器３１７でＦＭ放送信号を中間周波数信号へ変化し、ＦＭ放送信号出力端子３１９より信号処理部２８へ信号を供給している。

次に本実施の形態２における分波器３１０は、入力端子と電話信号出力端子３１２との間にキャパシタ３１３が挿入される。そしてさらに、入力端子３１１とテレビ放送信号出力端子３２４との間に、インダクタ３１５と整合器３２３とが直列に接続されている。なおここで、インダクタ３１５と整合器３２３とは入力端子３１１側よりこの順に接続されている。

次に、この整合器３２３について詳細に説明する。３２２は、整合器３２３の入力端子であり、３２４がこの整合器３２３の出力端子である。この出力端子３２４には電子チューナ３４が接続され、この電子チューナ３４によって希望チャンネルのみを選局し、国内ｃｈでは５８．７５ＭＨｚ、米国ｃｈでは４５．７５ＭＨｚの中間周波数信号へ変換し、信号処理部２８へ供給する。

３６０は、整合器３２３の入力端子３２２に接続されたキャパシタであり、このキャパシタ３６０と出力端子３２４との間に、キャパシタ３６１が挿入される。そして、入力端子３２２とグランドとの間にはインダクタ３６２（第１のインダクタの一例として用いた）が設けられ、キャパシタ３６０とキャパシタ３６１の接続点３８０とグランドとの間には、インダクタ３６５が挿入されている。そして、インダクタ３６２は、インダクタ３６２ａとインダクタ３６２ｂとの直列接続体であり、インダクタ３６２ａが入力端子３２２側に設けられている。なお、インダクタ３６２ａとインダクタ３６２ｂとの接続点３６３とグランドとの間にはスイッチ３６４（切り替え手段の一例として用いた）が挿入されている。

一方、インダクタ３６５は、インダクタ３６５ａとインダクタ３６５ｂとの直列接続体であり、インダクタ３６５ａがキャパシタ３６０側に設けられている。そして、インダクタ３６５ａとインダクタ３６５ｂとの接続点３６６とグランドとの間には、スイッチ３６７（切り替え手段の一例として用いた）が挿入されている。

なお、これらスイッチ３６４とスイッチ３６７とは、整合器３２３に設けられた制御端子３６８に接続され、これらのスイッチ３６４とスイッチ３６７のオン・オフは、共に連動して動作するようになっている。

次に図１１は、本実施の形態に使用されるインダクタのリアクタンス特性の概念図であり、図１１（ａ）はインダクタ３６２ａあるいはインダクタ３６５ａのリアクタンス特性であり、図１１（ｂ）はインダクタ３６２ｂあるいはインダクタ３６５ｂのリアクタンス特性を示している。この図において横軸３７１は周波数であり、縦軸３７２はリアクタンスであり、そのプラス方向がインダクタンス性を示し、マイナス方向がキャパシタンス性を示す。

ここで本実施の形態２においては、図１１（ａ）に示されるように、インダクタ３６２ａとインダクタ３６５ａとは、ＦＭ放送の周波数帯域３７２とＶＨＦローバンドの周波数帯域３７３とＶＨＦハイバンドの周波数帯域３７４においては、インダクタンス性を示し、ＵＨＦ帯の周波数帯域３７５と携帯電話信号の周波数帯域３７１に対してキャパシタンス性を示すものである。つまりこれは、インダクタ３６２ａとインダクタ３６５ａを、それらの自己共振周波数３７７がＶＨＦハイバンドの周波数帯域３７４の最も高い周波数３７４ａ（以降ＶＨＦハイのハイエンドと言う）とＵＨＦ帯の周波数帯域３７５の最も低い周波数３７５ａ（以降ＵＨＦ帯のローエンドと言う）との間となるようにすることによって実現している。

一方、図１１（ｂ）に示されるように、インダクタ３６２ｂとインダクタ３６５ｂとは、ＦＭ放送の周波数帯域３７２とＶＨＦローバンドの周波数帯域３７３において、インダクタンス性を示し、ＵＨＦ帯の周波数帯域３７５と携帯電話信号の周波数帯域３７１においてはキャパシタンス性を示す。つまりこれは、インダクタ３６２ｂとインダクタ３６５ｂとの自己共振周波数３７８が、ＶＨＦローバンド帯の周波数帯域３７３の最も高い周波数３７３ａ（以降ＶＨＦローのハイエンドと言う）とＵＨＦ帯のローエンド３７５ａとの間となるようにすることによって実現している。これらの受信周波数と夫々のインダクタとの関係をまとめると（表２）に示されるようになっている。

次に、以上のように構成された本実施の形態２における整合器３２３の受信時の動作について説明する。図１２から図１５は、整合器３２３の等価回路図を示し、図１２はＶＨＦローバンド帯の信号を受信する場合であり、図１３はＶＨＦハイバンド帯の信号を受信する場合であり、図１４、図１５はＵＨＦ帯の信号を受信する場合を示している。

そして本実施の形態２における整合器３２３は、（表３）に示されるように、ＦＭ放送あるいはＶＨＦローバンドを受信する場合には、スイッチ３６４（ＳＷ１）とスイッチ３６７（ＳＷ２）とを共にオフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、スイッチ３６４（ＳＷ１）とスイッチ３６７（ＳＷ２）とを共にオンとする。なお、ＵＨＦ帯の信号を受信する場合や携帯電話信号で通信する場合には、スイッチ３６４（ＳＷ１）とスイッチ３６７（ＳＷ２）とは、オン、オフの特にどちらでも構わない。

なお、本実施の形態２においては、スイッチ３６４（ＳＷ１）とスイッチ３６７（ＳＷ２）とを共にオンとした場合に、ＵＨＦを受信するようにしてある。

そこでまずは、整合器３２３にてＦＭ放送あるいはＶＨＦローバンドを受信する場合について図１２を用いて説明する。ＦＭ放送あるいはＶＨＦローバンドを受信する場合は、図１２に示すように、入力端子３２２とグランドとの間にはインダクタ３６２ａとインダクタ３６２ｂとの直列接続体が挿入され、一方接続点３８０とグランドとの間には、インダクタ３６５ａとインダクタ３６５ｂとの直列接続体が挿入されることとなる。そして、それぞれのインダクタは直列に接続されているので、それらの合成インダクタンスは大きくなり、ＦＭ放送やＶＨＦローバンドの低い周波数に対して整合を合わすことができる。

次に、ＶＨＦハイバンドの受信時について図１３を用いて説明する。この場合、インダクタ３６２ａとインダクタ３６５ａとは共にグランドに直結される。これにより、ＶＨＦハイバンドの受信時には、インダクタンスは小さくなり、ＶＨＦハイバンドの周波数に対して整合を合わせることができる。

そして最後に、ＵＨＦ帯の信号の受信時について図１４と図１５とを用いて説明する。図１４は、スイッチ３６４，３６７がオフのときにＵＨＦ帯の信号を受信する場合の等価回路図であり、図１５は、スイッチ３６４，３６７がオンのときにＵＨＦ帯の信号を受信する場合の等価回路図である。全てのインダクタは図１１に示されたように、ＵＨＦ帯の信号に対してキャパシタタンス性を示す。これによりＵＨＦ帯の信号を受信時に、この整合器３２３はキャパシタンス成分のみによって形成されたものとして扱うことができることとなる。

なお、本実施の形態２においては、スイッチ３６４，３６７がオンのときにＵＨＦ帯の信号を受信するようにしてあるが、この場合入力端子３２２とグランドとの間には、インダクタ３６２ａによるキャパシタンス成分３９０が挿入されたこととなり、接続点３８０とグランドとの間には、インダクタ３６５ａによるキャパシタンス成分３９１が挿入されたこととなる。なおこの場合には、インダクタ３６２ａと，３６５ａそれぞれの自己共振周波数３７７を、ＶＨＦハイのハイエンド３７４ａとＵＨＦ帯のローエンド３７５ａとの間に設ければ良い。

また、スイッチ３６４，３６７がオフのときにＵＨＦ帯の信号を受信する場合は、図１４に示されるように、入力端子３２２とグランドとの間には、インダクタ３６２ａによるキャパシタンス成分３８１と、インダクタ３６２ｂによるキャパシタンス成分３８２との直列接続体が挿入される。また、接続点３８０とグランドとの間には、インダクタ３６５ａによるキャパシタンス成分３８３と３６５ｂによるキャパシタンス成分３８４との直列接続体が挿入される。なお、この場合においては、インダクタ３６２ａ，３６２ｂ及び、インダクタ３６５ａ，３６５ｂのそれぞれの自己共振周波数は、ＶＨＦローのハイエンド３７３ａとＵＨＦ帯のローエンド３７５ａの間に設けておけば良い。

ただしここで、いずれの場合においても、インダクタの自己共振周波数は、受信する周波数帯域内に入らないようにすることが重要である。

次に、このように構成された整合器３２３における整合動作について図面を用いて説明する。図１６は、ＶＨＦ帯の信号受信時の本実施の形態２におけるアンテナ１と整合器３２３のスミスチャートであり、図１７は、ＵＨＦ帯の信号受信時の本実施の形態２におけるアンテナ１と整合器３２３のスミスチャートである。図１６、図１７において、円の上側半分はインダクタンス性であり、下側半分はキャパシタンス性を示している。本実施の形態２においては、整合器３２３の下流にはその入力インピーダンスが約７５オームの電子チューナ３４が接続される。従って、図１６、図１７における中心点４１０は７５オームである。

まず図１６において、４０１は、ＦＭ放送とＶＨＦローバンドに対するアンテナ１のインピーダンスを示し、４０２はＶＨＦハイバンドに対するアンテナ１のインピーダンスを示している。ここで、アンテナ１の長さは受信信号のλ／４に比べてその電気長は非常に短いので、そのインピーダンス抵抗分４０１，４０２は非常に小さくなる。一方、電子チューナ３４の入力は７５オームであるので、この電子チューナ３４を直接アンテナ１と接続すると、インピーダンスが合わないので、信号は減衰する。そこで、本発明ではこのようにキャパシタ３６０，３６１やインダクタ３６２ａ，３６２ｂ，３６５ａ，３６５ｂを整合用のインピーダンス素子として用い、アンテナ１と電子チューナ３４と整合させている。

そのためには、整合器３２３入力側のインピーダンス値をアンテナ１のインピーダンスの複素数域とすることが必要である。そこでまず図１６のように、ＶＨＦハイバンドにおける整合器３２３のインピーダンス４０５がアンテナ１のインピーダンス４０２と合うように、インダクタ３６２ａの値を決定する。そして次に、ＶＨＦローバンドにおける整合器３２３のインピーダンス４０６がアンテナ１のインピーダンス４０１と合うように、インダクタ３６２ｂの値を決定する。続いて出力端子におけるインピーダンスが、ＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの周波数に対して略７５オーム（図１６の中心点）に近づくように、キャパシタ３６０、キャパシタ３６１と、インダクタ３６５ａ，３６５ｂの値を適宜選定する。

ここで、この整合器３２３の各素子によるインピーダンス変化について、以下ＦＭ放送のローエンドとＶＨＦハイのハイエンドを例にとって説明する。まずＦＭ放送のローエンドに関しては、インダクタ３６２ａとインダクタ３６２ｂとの合成インダクタンスによってインピーダンス値４０７となり、次にキャパシタ３６０によってインピーダンス４０８へと変化させ、インダクタンス３６５ａとインダクタンス３６５ｂとの合成インダクタンスによってインピーダンス４０９へと変化させ、最後にキャパシタ３６１によって７５オームである中心４１０に近いインピーダンス４１１へ変化させるものである。

次に、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、入力端子３２２とグランド間にインダクタ３６２ａのみが挿入されるので、ＶＨＦローバンド受信時に比べそのインダクタンス値は小さくなる。従って、ＶＨＦハイのハイエンド受信時には、入力側のインピーダンスはインピーダンス値４１２となり、アンテナ１のＶＨＦハイのハイエンドにおけるインピーダンス４１３と略整合が取れることとなる。次にキャパシタ３６０によってインピーダンス４１４へと変化させ、インダクタ３６５ａによってインピーダンス４１５へと変化させ、最後にキャパシタ３６１によって７５オームである中心４１０に近いインピーダンス４１６へ変化させるものである。

この構成によりインダクタ３６５によってＦＭ放送やＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドの双方の信号に対し電子チューナ３４との整合を確りと取ることができる。従ってさらにテレビ放送信号受信時の信号の損失を小さくすることができる。

最後にＵＨＦ帯の信号の受信時について図１７を用いて説明する。図１７において、４２０はＵＨＦ帯の信号を受信する場合のアンテナ１のインピーダンスであり、４０１はＦＭ放送を受信する場合のアンテナ１のインピーダンスである。ＵＨＦ帯の最も高い周波数（ＵＨＦ帯のハイエンド）近傍では、アンテナ１の電気長は１／４波長の長さに近くなるので、整合器３２３のインピーダンスをアンテナ１のインピーダンスの複素数領域に近づけ易くなる。一方、ＵＨＦ帯のローエンド近傍においては、キャパシタンス成分のみで構成された整合器３２２に対するインピーダンスは小さくなり、信号のロスは小さくなる。

以上の構成によって、ＶＨＦ帯の信号受信時におけるアンテナ１から見た整合器３２３のインピーダンスを、各バンドに対するアンテナ１のインピーダンスと合わせることができ、かつ電子チューナ３４から見た整合器３２３のインピーダンスを、電子チューナ３４のインピーダンスと整合させることができる。従って整合器３２３は、非常に簡単な回路構成によって、各バンドの信号を電子チューナへ信号をロスなく伝達することができるので、小型かつ低価格な整合器を実現することができる。

さらに、本実施の形態２における整合器３２３によれば、アンテナ１のインピーダンスと整合器３２３のインピーダンスとの整合をとるために、アンテナ１と整合器３２３とのインピーダンスが夫々複素領域となるようにしてある。そのために、本実施の形態２では、アンテナ１の有している抵抗値と整合器３２３の抵抗値とを略等しくすることで、互いのインピーダンスが複素領域にあるようにしてある。

以上の構成により、本実施の形態２においては、受信する高周波信号の波長の４分の１波長よりも十分に短いアンテナ１に対し整合を取ることができることとなる。従って、ＦＭ放送のような低い周波数に対しても、携帯電話信号用に用いるアンテナ１を共有することができる。

そしてこのような整合器３２３を本実施の形態２における分波器３１０へ用いてやれば、スイッチ３６４，３６７がオフである場合には、インダクタ３６２とインダクタ３６５とは携帯電話に対してキャパシタンス性を示す。従って、インダクタ３１５と整合器３２３によってローパスフィルタを構成させることができる。一方、スイッチ３６４，３６７がオンである場合においても、インダクタ３６５はキャパシタンス性を示す。従って、この場合においても携帯電話信号に対しローパスフィルタが構成される。

そして、インダクタ３１５、インダクタ３６２（インダクタ３６２ａ，３６２ｂ）及び、インダクタ３６５（インダクタ３６５ａ，３６５ｂ）のインダクタンス値を適宜選定し、ローパスフィルタのカットオフ周波数を携帯電話信号の周波数帯域とテレビ放送信号の周波数帯域との間の周波数としてやる。これによって、携帯電話信号は整合器３２３側へ流れ難くなるとともに、ＦＭ放送信号やテレビ放送信号は通過させることができるので、テレビ放送信号出力端子３２４からＦＭ放送信号やテレビ放送信号を出力することができる分波器３１０を実現することができる。

以上の構成により、整合器３２３は携帯電話信号に対してキャパシタンス性を示すので、この整合器３２３と、インダクタ３１５によってローパスフィルタが形成される。そこで、このローパスフィルタのカットオフ周波数を携帯電話信号の周波数帯域とテレビ放送信号の周波数帯域との間の周波数としてやれば、携帯電話信号に対するインピーダンスは大きくなり、ＦＭ放送信号やテレビ放送信号に対するインピーダンスは小さくなる。従って、この分波器３１０は、テレビ放送信号出力端子３２４側に対しては、ＦＭ放送信号やテレビ放送信号を通過させるが、携帯電話信号は通過させないこととなる。

さらに、テレビ放送信号は、携帯電話信号の周波数帯域より低い周波数であるので、テレビ放送信号に対しキャパシタ３１３によるインピーダンスは大きくなる。一方、整合器３２３の動作によって、テレビ放送信号に対してアンテナ１と電子チューナ３４との整合を取ることができるので、ＦＭ放送信号やテレビ放送信号に対して整合器３２３側のインピーダンスは小さくできる。

以上のような構成によってＦＭ放送信号やテレビ放送信号の受信の有無や受信する周波数帯域に係わらず、アンテナ１で受信した携帯電話信号は電話信号出力端子３１２を介して受信器２４へ供給されるとともに、送信器２７から入力される携帯電話信号はアンテナ１側へ供給される。一方テレビ放送信号は、携帯電話信号の送受信に係わらずテレビ放送信号出力端子３２４側へ出力させることができる。

これにより、高い周波数帯域の信号と低い周波数帯域の信号とに分波された信号が、夫々の周波数帯域に対応する出力端子より出力されるとともに、周波数が低い周波数に対して整合を取ることができる分波器を実現することができる。従って、波長が長く周波数の低いテレビ放送信号の受信に対して、波長が短く周波数が高い携帯電話信号を受信するために用いる短い長さのアンテナ１ひとつのみを準備すれば良いので、携帯性に優れた携帯受信装置を提供することができる。

また、テレビ放送信号に対しては、電話信号出力端子３１２側のインピーダンスに比べて、テレビ放送信号出力端子３２４側のインピーダンスは小さくなる。従って、テレビ放送信号は整合器３２３側へ流れることとなり、この分波器３１０におけるテレビ放送信号の損失は小さくなる。逆に携帯電話信号に対しては、テレビ放送信号出力端子３２４側のインピーダンスに比べて、電話信号出力端子３１２側のインピーダンスが小さくなる。従って、携帯電話信号は整合器３２３側へ流れにくくなり、この分波器３１０における携帯電話信号の損失を小さくできる。

さらにまた、入力端子３１１と電話信号出力端子３１２との間にはキャパシタ３１３が設けられているだけであるので、テレビ放送信号の受信の有無に係わらず送信や受信が可能となる。

また、この分波器３１０でＶＨＦローバンドを受信する場合にはＶＨＦハイバンドの信号に対しては整合が取れないので、ＶＨＦローバンドを受信する場合にはＶＨＦハイバンドの信号は通過し難くなる。逆にＶＨＦハイバンドを受信する場合にはＶＨＦローバンドの信号に対して整合は取れないので、ＶＨＦハイバンドを受信する場合にはＶＨＦローバンドの信号は通過し難くなる。つまり、電子チューナ３４のローパスフィルタ１２８の前に整合器３２３が接続されることによって、単同調フィルタ１４１，１４６や複同調フィルタ１４３，１４８等の入力フィルタの減衰特性を緩和することができ、これらの入力フィルタを簡素化することもできる。従って電子チューナ３４の低価格化が実現できるとともにアンテナ１に入力された信号を電子チューナ３４へロスなく取り込むことができる。

さらに、本実施の形態２における分波器３１０を用いれば、４分の１波長よりも十分に短いアンテナ１に接続しても整合を取ることができるので、小型のアンテナを使用することができ、さらに携帯性の良い携帯受信装置を実現することができる。

次に、図１８は、本実施の形態２における分波器の回路図であり、図１０の中の分波器の部分のみさらに詳細にしたものである。図１９はその部品配置図である。図１８、図１９において、図１や、図１０と同じものについては同じ番号を付しその説明は簡略化する。

図１８において、インダクタ３６２はインダクタ４３０とインダクタ４３１とインダクタ４３２との直列接続体により構成され、入力端子３１１側よりこの順で接続されているものである。また、インダクタ３６５は、インダクタ４３３とインダクタ４３４とインダクタ４３５との直列接続体によって構成されている。

さらにスイッチ３６４，３６７は、３つのダイオードで構成された回路で形成されており、接続点３６３と接続点３６６との間にコンデンサ４３６とコンデンサ４３７の直列接続体が挿入され、これらコンデンサ４３６とコンデンサ４３７の間にダイオード４３８が挿入される。そして、このダイオード４３８のカソード側にはダイオード４３９のアノード側が接続され、一方ダイオード４３９のカソード側はグランドに接続される。また、ダイオード４３８のアノード側にはダイオード４４０のカソード側が接続され、ダイオード４４０のアノード側は抵抗を介して制御端子３６８に接続されている。

なお、コンデンサ４３６，４３７は、制御信号である直流信号が入力端子や出力端子へ流れることを防止するために設けてある。さらに、ダイオード４３８は、ダイオード４３９がオフの場合に接続点３６３と接続点３６６との間に高周波信号が流れるのを防止するために設けられている。最後にダイオード４４０は、高周波信号が制御端子３６８から流れ出すのを防止するために設けられている。そしてＶＨＦハイバンドを受信する場合には、制御端子３６８に５Ｖの電圧を供給することで、ダイオード４３８，４３９と４４０がオンとなり、ＶＨＦローバンド受信時は制御端子を０Ｖとしておけばダイオード４３８，４３９と４４０はオフとなる。

そしてこれらの回路は図１９に示されるように、チップ部品によって構成され、これらのチップ部品をリフロー半田付けによって両面プリント基板４５１に装着し、半田付けすることによって接続・固定されている。そしてこの整合器の入力端子３１１、電話信号出力端子３１２、テレビ放送信号出力端子３２４、制御端子３６８とグランド端子とはスルーホール端子によって形成されている。なお、分波器３１０にはカバー（図示せず）が装着され、そのカバーの脚部とグランド端子とが半田付けされることによって、シールドされることとなる。

ここで、インダクタ４３０（Ｌ１０）は、本来であればＵＨＦ帯においてはキャパシタンス性を示さなければならない。しかしながら本実施の形態２においては、インダクタンス性を示している。これは、インダクタンス４３０に対しＶＨＦ帯ローバンドとＶＨＦ帯ハイバンドの双方に対して最適なインダクタンスを選定した結果、インダクタンス４３０単独ではＵＨＦ帯においてインダクタンス性となってしまったものである。

つまりこのインダクタ４３０の自己共振周波数は、ＵＨＦ帯の周波数の中に入ってしまっていることとなる。そこで、このインダクタ４３０とこのインダクタ４３０に半田を介して基板導体４５２による微少インダクタンスが接続される。これによりインダクタ４３０と基板導体４５２によって形成される合成インダクタの共振周波数は低い方向に変化し、ＵＨＦ帯の周波数に対してキャパシタンス性を示すこととなる。なお、基板導体４５２による微少インダクタンスは、非常に小さいのでＶＨＦ帯の周波数に対してはほとんど影響しない。

つまり、常に全ての条件を満足したような最適な定数があるとは限らず、その場合にはＶＨＦ帯の周波数でインダクタンス性を示すとともに、ＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドの周波数に対する整合が最適となるような定数を選定する。そしてその状態でインダクタ４３０が、ＵＨＦ帯の周波数に対してインダクタンス性を示している場合には、キャパシタンス性を示すように基板導体４５２を適宜決定してやればよい。

これによって、実際に使用するインダクタの定数がＵＨＦ帯の周波数に対してキャパシタンス性を示さないような値であっても、容易にＵＨＦ帯の周波数に対してキャパシタンス性とすることができる。またこのことは、使用するインダクタの定数の選択できる範囲を大きくできることを意味している。

なお、夫々のインダクタはパターンにリフロー半田付けされているので、リフロー半田付けによるセルフアライメント効果で夫々のインダクタの装着位置は精度良く略一定の場所に半田付けされることとなる。従って、基板導体４５２によって形成される微少インダクタンス値も略一定となるので、第１のインダクタの自己発振周波数を安定させることができ、分波器３１０の製造品質が安定する。

（実施の形態３）
以下本実施の形態３について図を用いて説明する。図２０は、本実施の形態３の分波器を用いた高周波受信装置の断面図である。図２０において５２１はアンテナであり、このアンテナ５２１の端部に設けられた固定部５２１ａは高周波受信装置の本体ケース５６０（樹脂など導電性の無いケース）に固定されている。そしてこの固定部５２１ａの先端部５２１ｂで、本体ケース５６０内に収められたプリント基板５６１へ半田５６２（もしくは、ねじ止めなどでプリント基板導体と接触）によって接続されている。

なお、アンテナ５２１の本体部５２１ｃと固定部５２１ａとの間には可動部５６３を有した構成となっている。この可動部は、図２０のようにＡ方向とＢ回転の２軸の方向に回転自在に軸支されている。一方、プリント基板５６１上には分波器３１０が搭載され、半田５６２によってアンテナ５２１と入力端子３１１とが電気的に接続される。

以上のように構成された高周波受信装置は、アンテナ５２１の指向性による受信感度の低下を補うために、可動部５６３を動かして受信感度が最適となるようにするわけである。しかしながら、本実施の形態３では軸支された可動部５６３を有しているので、接触抵抗が存在し高周波的に微少な抵抗値が存在することとなる。従って、このアンテナ５２１の可動部５６３による抵抗値によるインピーダンスと分波器３１０内の整合器３２３の回路における抵抗成分のインピーダンス値とを略同じとなるようにすることにより、非常に小さなインピーダンスのアンテナ５２１との整合を取りやすくなる。

本発明の整合器を用いれば、分波器の回路は簡単であり、小型化できるので、高周波受信装置を小型化することができる。さらに、可動部５６３による抵抗値によるインピーダンスと整合器３２３の回路における抵抗成分のインピーダンス値とを略同じとなるようにすることにより、アンテナ５２１は、受信周波数のλ／４よりも十分に小さな電気長のアンテナを用いても電子チューナ３４との間で広帯域での整合が取れるので、小型なアンテナを使用することができる。

（実施の形態４）
以下、実施の形態４について図面を用いて説明する。図２１は本実施の形態４における携帯受信機のアンテナ近傍の要部断面図である。図２１において、実施の形態３と同じものは同じ記号を付し、その説明は簡略化している。

図２１において、５９５は携帯受信機５９６の上端に装着されたアンテナ本体であり、このアンテナ本体５９５は摺動体部５９７を介して、携帯受信機５９６内のプリント基板５９８に接続される。なお、アンテナ本体５９５と、摺動体部５９７とが実施の形態３におけるアンテナ５２１に該当する。

摺動体部５９７は、受信信号を伝送可能なように金属で形成され、Ａ方向に伸縮自在に設けられている。そして、摺動体部５９７はプリント基板５９８上に設けられたパターン５９９を介して整合器３２３を含む分波器３１０に接続されている。

以上のような構成により、摺動体部５９７は接触により電気的に接続されているので、これらの摺動体部５９７間で微小な接触抵抗を有することとなる。従って、この抵抗値を有することによって、リアクタンス素子で構成された整合器３２３で容易に出力インピーダンスを目標インピーダンスに設定することができ、損失の小さい携帯受信機を実現することができる。

また、アンテナ本体５９５は、整合器３２３を含む分波器３１０を用いることにより、受信電波の波長に比べて充分短くできるので、小型化された携帯受信機５９６を実現することができる。

なお、本実施の形態４において、微小抵抗は摺動体部５９７自身の抵抗を用いたが、これはアンテナと分波器３１０間に別途チップ抵抗等を付加しても良い。その場合付加されたチップ抵抗によって、摺動部５９７の微小抵抗の寄与度合いが小さくなり、アンテナ本体５９５の方向移動などに対して常に安定した抵抗値を得ることができる。従って、アンテナ本体５９５の方向によらず安定した受信ができる携帯受信機５９６を実現することができる。

なお、このチップ抵抗を、整合器３２３と同じくプリント基板５９８上に装着すれば、チップ抵抗は整合器３２３と同時に装着することができるので、生産性が良く、低価格な携帯受信機９５６を実現することができる。逆にアンテナ本体５９５側に装着すれば、プリント基板５９８側での整合が取りやすくなる。

本発明にかかる分波器及びそれを用いた携帯受信装置は、周波数の高い信号を受信用に準備されたアンテナを周波数の低い周波数の信号受信用にも用いることで携帯性の良い携帯機器を提供できるという効果を有し、特に機器の携帯性が重要になるテレビ付携帯電話等の携帯型の受信装置に用いることが有用である。

本発明の実施の形態１における携帯受信装置のブロック図 同、電子チューナの回路ブロック図 （ａ）同、インダクタのリアクタンス特性図、（ｂ）同、インダクタのリアクタンス特性図 同、ＶＨＦローバンド受信時の等価回路図 同、ＶＨＦハイバンド受信時の等価回路図 同、ＵＨＦ受信時の等価回路図 同、ＵＨＦ受信時の等価回路図 同、ＶＨＦ受信時におけるアンテナと整合器のスミスチャート 同、ＵＨＦ受信時におけるアンテナと整合器のスミスチャート 本発明の実施の形態２における携帯受信装置のブロック図 （ａ）同、インダクタのリアクタンス特性図、（ｂ）同、インダクタのリアクタンス特性図 同、ＶＨＦローバンド受信時の等価回路図 同、ＶＨＦハイバンド受信時の等価回路図 同、ＵＨＦ受信時の等価回路図 同、ＵＨＦ受信時の等価回路図 同、ＶＨＦ受信時におけるアンテナと整合器のスミスチャート 同、ＵＨＦ受信時におけるアンテナと整合器のスミスチャート 同、回路図 同、上面よりの透視図 実施の形態３における携帯受信装置の要部断面図 実施の形態４における携帯受信装置の要部断面図 従来の携帯受信装置のブロック図

符号の説明

１ アンテナ
２１ 入力端子
２２ 分波器
２３ 電話信号出力端子
３３ テレビ放送信号出力端子
４１ キャパシタ
４２ インダクタ
４４ 整合器
６３ キャパシタ
６４ キャパシタ
６５ インダクタ
６６ インダクタ

Claims (23)

1. 少なくとも第１の周波数帯域の信号と、この第１の周波数帯域よりも低い第２の周波数帯域の信号とを含む高周波信号がひとつのアンテナに入力され、このアンテナに入力された高周波信号を少なくとも前記第１の周波数帯域の信号と前記第２の周波数帯の信号とに分波させる分波器において、前記分波器は入力端子と、この入力端子と第１の出力端子との間に挿入された第１のキャパシタと、この第１のキャパシタと前記入力端子との間に設けられた第１の接続点と、この第１の接続点と第２の出力端子との間に挿入された整合器と、この整合器と前記第１の接続点との間に接続された第１のインダクタとを備え、前記整合器は、前記第１のインダクタと前記第２の出力端子との間に設けられる第２のキャパシタと、この第２のキャパシタと第１のインダクタとの間に設けられた第２の接続点と、この第２の接続点とグランドとの間に挿入された第２のインダクタと、前記第２のキャパシタと前記第２の出力端子との間に設けられた第３の接続点と、この第３の接続点とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとを有し、前記第２のインダクタは第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてインダクタンス性を示す分波器。
2. 第２の出力端子と第３の接続点との間に増幅器を挿入した請求項１に記載の分波器。
3. 入力端子に接続されるアンテナを前記入力端子側からみた第１の周波数帯域におけるインピーダンスと、第１の出力端子に接続される受信器部を前記第１の出力端子側から見た第１の周波数に対するインピーダンスとを略等しくした請求項１に記載の分波器。
4. 第１のインダクタと第１の接続点との間、もしくは第1のインダクタと整合器との間に第４の接続点が設けられ、この第４の接続点とグランドとの間には第１のダイオ−ドと第２のダイオードとの並列接続体が挿入され、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとは夫々が逆極性に接続された請求項１に記載の分波器。
5. 第２の周波数帯域にはＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドを含み、第２のインダクタには前記第２のインダクタの値を切り替える切り替え手段を設け、前記切り替え手段は、ＶＨＦハイバンド受信時とＶＨＦローバンド受信時とで前記第２のインダクタの値を切り替える請求項１に記載の分波器。
6. 整合器を構成する第２のインダクタを第４のインダクタと第５のインダクタの直列接続体で形成し、前記第４のインダクタと前記第５のインダクタの接続点とグランドとの間に切り替え手段を設け、この切り替え手段で開放・短絡制御する請求項１に記載の分波器。
7. 整合器を構成する第５のインダクタを第６のインダクタと第７のインダクタの直列接続体で形成した請求項６に記載の分波器。
8. 第２の周波数帯域としてＶＨＦバンドを用い、入力端子には、第１の周波数帯域の信号と、前記ＶＨＦバンドの信号と、前記ＶＨＦバンドと第１の周波数帯域の間に挿入されたＵＨＦバンドの信号とが入力され、第２のインダクタは、前記ＶＨＦローバンドとＶＨＦハイバンドではインダクタンス性を示すとともに前記ＵＨＦバンドでキャパシタンス性を示す請求項１に記載の分波器。
9. 整合器を構成する第３のインダクタを第８のインダクタと第９のインダクタの直列接続体で形成し、前記第８のインダクタと前記第９のインダクタの接続点との間に切り替え手段を設け、この切り替え手段で開放・短絡を制御する請求項８に記載の分波器。
10. 第４のインダクタと第５のインダクタとはパターンで接続されるとともにリフロー半田付けされた請求項６に記載の分波器。
11. 第４のインダクタと、この第４のインダクタに接続されたパターンとでＵＨＦ帯においてキャパシタタンス性を示す請求項１０に記載の分波器。
12. 切り替え手段によりＶＨＦ帯のハイバンドを受信する場合において、第４のインダクタの自己共振点は前記ＶＨＦ帯のハイバンドとＵＨＦ帯との間に設定された請求項６に記載の分波器。
13. 切り替え手段によりＶＨＦ帯のローバンドを受信する場合において、第４のインダクタと第５のインダクタの合成された自己共振点は前記ＶＨＦ帯のローバンドとＵＨＦ帯との間に設定された請求項６に記載の分波器。
14. 第３のインダクタとグランドとの間に第３のキャパシタが挿入された請求項１に記載の分波器。
15. 第３のインダクタと第３のキャパシタとによる共振周波数は、前記第１の周波数帯域の中心の周波数と略等しくした請求項１４に記載の分波器。
16. 入力端子はプリント基板の一方の側面に形成されるとともに、第１の出力端子は前記入力端子に隣接して形成された請求項１に記載の分波器。
17. 入力端子と、第１の出力端子とが同一側面に形成されるとともに、前記入力端子と前記第１の出力端子との間にグランド端子が配置された請求項１に記載の分波器。
18. 少なくとも第１の周波数帯域の信号と、この第１の周波数帯域よりも低い第２の周波数帯域の信号とを含む高周波信号が入力されるアンテナと、このアンテナに入力された信号が供給される分波器と、この分波器の一方の出力に接続されるとともに前記第１の周波数帯域の信号を受信する第１の受信器部と、前記分波器の他方の出力に接続されるとともに前記第２の周波数帯域の信号を受信する第２の受信器部と、この第２の受信器部の出力と前記第１の受信器部の出力とが供給される音声出力器からなる高周波受信装置において、前記分波器は、前記アンテナに接続された入力端子と、この入力端子と前記一方の出力との間に挿入された第１のキャパシタと、この第１のキャパシタと前記入力端子との間に設けられた第１の接続点と、この第１の接続点と前記他方の出力との間に挿入された整合器と、この整合器と前記第１の接続点との間に挿入された第１のインダクタとを備え、前記整合器は前記第２のキャパシタと前記第１のインダクタとの間に設けられた第２の接続点と、この第２の接続点とグランドとの間に挿入された第２のインダクタと、前記第２のキャパシタと前記他方の出力との間に設けられた第３の接続点と、この第３の接続点とグランドとの間に挿入された第３のインダクタとを有し、前記第２のインダクタは第１の周波数帯域においてキャパシタンス性を示すとともに、前記第２の周波数帯域においてインダクタンス性を示す携帯受信装置。
19. アンテナは、第２の周波数帯域の信号における波長の長さに対して４分の１以下の長さを有するとともに微小抵抗値を有し、分波器の前記入力端子から他方の出力を見た場合の抵抗値は前記微小抵抗値と略等しくした請求項１８に記載の携帯受信装置。
20. アンテナはアンテナ部と、このアンテナ部と分波器との間に挿入されて前記アンテナ部を可動にするとともに微小抵抗値を有した可動体部とからなり、前記分波器の前記可動体部側から見た抵抗値は、前記微小抵抗値と略等しくした請求項１９に記載の携帯受信装置。
21. アンテナは、アンテナ部と、このアンテナ部と分波器との間に挿入されて前記アンテナが摺動するように設けられるとともに微小抵抗値を有した摺動体部とからなり、前記分波器の前記摺動体部側から見た抵抗値は、前記微小抵抗値と略等しくした請求項１９に記載の携帯受信装置。
22. 整合器と他方の出力との間にアクティブ素子が挿入された請求項１８に記載の携帯受信装置。
23. 分波器の他方の出力の近傍に第２の受信器部を形成する高周波増幅器が配置された請求項１８に記載の携帯受信装置。

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