WO2006057317A1

WO2006057317A1 - 無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置

Info

Publication number: WO2006057317A1
Application number: PCT/JP2005/021615
Authority: WO
Inventors: Masahiro Maeda; Tomohiro Miura; Yusuke Itakura
Original assignee: Nsk Ltd.
Priority date: 2004-11-24
Filing date: 2005-11-24
Publication date: 2006-06-01
Also published as: US20080067960A1; EP1826899A1

Abstract

　昇圧回路を使用することなく、電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる無結線モータの駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線Ｌｕ～Ｌｗを互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータ１２と、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路３４ａ，３４ｂと、該一対のインバータ回路３４ａ，３４ｂを所定数（例えば２Ｎ個）のＰＷＭ駆動制御信号で駆動する駆動制御回路１５とを備えている。

Description

明細書

無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置

技術分野

[0001] 本発明は、ステータの電機子卷線を結線することなく独立させた無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステァリング装置に関する。

背景技術

[0002] 電動パワーステアリング装置に使用するモータとしては、限られた電源電圧で大きな操舵補助トルクを発生できることが望まれてヽる。

このため、従来、ベクトル制御を用いてモータの各相の相電流指令値を算出すると共に、各相のモータ相電流を検出し、相電流指令値及びモータ相電流に基づいてモータの相電流を制御し、さらにモータ電流として矩形波電流若しくは疑似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは疑似矩形波電圧を用いるようにしたモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献 1としての特開 2004— 20 1487号公報参照)。

[0003] また、小型車向けの電動パワーステアリング装置は、ブラシ付き DCモータを使用した構成が一般的であるが、ブラシ機構による発熱による損失と耐久性から、実用化できる電流値には限界があり、電動パワーステアリング装置の高出力化の妨げとなる。近年、高速演算可能な中央演算処理装置 (CPU)やデジタル信号処理装置 (DSP )の実用化、モータ制御技術の進化、モータ駆動用のパワー MOSFET等における半導体素子の進化により、ブラシ機構を半導体素子と高性能マイクロコンピュータに置き換えたインバータ回路及びその駆動制御装置によって、 Y結線型又は Δ結線型の高効率ブラシレスモータを駆動して電動パワーステアリング装置に要求される高度なトルク制御性、静音性、低フリクション性を満足できるようになり、中型車への電動パワーステアリング装置の普及に繋がって、る。

[0004] 電動パワーステアリング装置のモータに要求される出力性能は、大別すると、ラック推力特性を満足するために必要な最大モータトルクと、高速転舵特性を満足するために必要な最大モータ回転速度である。

モータトルク Tは、 T=Kt X Iq (Kt:トルク定数）で表され、トルクを増やすにはモータ電流又はトルク定数 Ktを増やすことが必要である力そのモータ電流は、インバータ回路部で使用されるパワー MOSFETやリレーやモータハーネスの最大電流容量で制限されている。

[0005] また、トルク定数 Ktを増やした場合は、モータ駆動電圧が同一の場合、モータ回転速度が低くなり高速転舵特性を満足できなくなる。つまり、モータにとって、最大出力トルクと最大回転速度は相反する特性である。

上記の課題を解決するために従来、 12ボルトバッテリーとインバータ回路の間に昇圧電源を追加し、電圧不足を改善する手法が知られている。

すなわち、操舵トルクセンサで検出した操舵トルク及び車速センサで検出した車速検出値に基づいてモータに供給する目標電流値 Itを算出し、目標電流値 Itと電流検出値 Isとの偏差を算出してフィードバック制御のための指令値 Vを生成し、指令値 V に基づ!/、て算出デューティ比 Dcを算出し、算出デューティ比 Dcが 100%等の閾値 DOを超える場合、リアタトル、直列に接続されたスイッチング素子を構成する Hi— M OS、リアタトル及び Hi— MOSとの接続点と接地との間に接続されたスイッチング素子を構成する Lo— MOS及び Hi— MOSの出力側と接地との間に接続された平滑用コンデンサを有する昇圧チヨツバで構成される昇圧回路を起動して出力デューティ比 Dpを算出し、閾値 DO以下の場合、昇圧回路を停止して、算出デューティ比 Dcを出力デューティ比 Dpとし、算出された出力デューティ比 Dpを PWM信号生成回路に供給するようにした電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献 2としての特開 2003-200838号公報参照）。

[0006] また、一般に、電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータとして、永久磁石をモータに使用し、 N相（Nは 3以上の整数)の電機子卷線を Y結線又は Δ結線した N相ブラシレスモータを使用し、この N相ブラシレスモータをモータ駆動回路によって操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクに応じて駆動制御するようにしている。このようなモータ駆動回路では、一般に、相数の 2倍のスイッチング素子を有しパルス幅変調（PWM)信号によって駆動されるインバータ回路を N相ブラシレスモータの N相の電子機卷線に接続し、ブラシレスモータの回転子の位置を位置センサで検出すると共に、各電機子卷線を流れる電流を電流検出回路で検出し、位置センサで検出した回転子位置、電流検出回路で検出した各電機子卷線電流と電流目標値とに基づ、てインバータ回路を駆動する制御回路を備えて、る。

[0007] ここで、各電機子卷線を流れる電流を検出する電流検出回路としては、例えばインバータ回路と N相ブラシレスモータとの間の少なくとも N—1本の接続線に介挿した電流検出用抵抗の両端電圧を検出し、この両端電圧を AZD変換器でデジタル信号に変換してインバータ回路を駆動制御するマイクロコンピュータに入力するようにした構成が知られている（例えば、特許文献 3としての特開 2002— 238293号公報参照

) o

他の電流検出方法としては、図 52に示すように、電動パワーステアリング装置を、 3 相ブラシレスモータ 100の U相〜 W相の電機子卷線に電流を供給する 3つのスイツチング素子 Trl、Tr3及び Tr5で構成される上側アームと 3つのスイッチング素子 Tr2 、 Tr4及び Tr6で構成される下側アームとを有する 3相インバータ回路 101と、このィンバータ回路 101の下側アームを構成する各スイッチング素子 Tr2、Tr4及び Tr6と接地との間に夫々介挿した電流検出用抵抗 Ru、Rv及び Rwの両端電圧が入力される電流検出用オペアンプ OPu、 OPv及び OPwと、操舵トルクセンサ 102及び車速センサ 103で検出した操舵トルク及び車速が入力されると共に、 AZD変換用入力端子にオペアンプ OPu、 OPv及び OPwの検出電圧が入力されたマイクロコンピュータ 104と、このマイクロコンピュータ 104のパルス幅変調（PWM)機能によって算出されたデューティ指令値が入力されて 3相インバータ回路 100を駆動するゲート駆動回路 105とで構成し、マイクロコンピュータ 104内の AZD変 «能によって電流検出用オペアンプ OPu〜OPwで検出したモータ電流をパルス幅変調機能力ゝらのトリガ信号によって AZD変換を開始してデジタル信号に変換して読込むように構成されて!ヽる

[0008] さらに、 3相インバータ回路の接地側にシャント抵抗を介挿し、このシャント抵抗を流れる電流を電流検出回路で検出してマイクロコンピュータに入力するようにした構成も知られてヽる（例えば、特許文献 4としての特開平 12— 350490号公報参照)。さらにまた、一般に、電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータとして、永久磁石をモータに使用するブラシ付き DCモータやブラシレス DCモータなどを使用し、これら DCモータをモータ駆動回路で駆動制御するようにしている。

[0009] ここで、ブラシ付き DCモータの場合モータ駆動回路を構成するスイッチング素子の 1つがオン異常を継続する状態となると、ブラシ付き DCモータ BMの両端がオン異常となったスイッチング素子及び正常なスイッチング素子と並列に介挿されたフライホイールダイオードを介して接続された閉ループ回路が形成されることにより、 DCモータが外力によって回転されることで、誘導起電力による電流が閉ループ回路に流れ、この電流が DCモータを制動する電磁ブレーキとして作用することになるため、これを防止するために、電動機駆動手段と電動機との間にスィッチ手段を介装し、スィッチング素子のオン異常が検出されたときにスィッチ手段をオフ状態としてマニュアル操舵状態に復帰させることが知られている（例えば、特許文献 5としての特公平 7— 9638 7号公報参照)。

[0010] また、ブラシレスモータの各励磁コイルの 1つが不導通状態である異常を検出したときに、ブラシレスモータを操舵系から切り離すことなぐブラシレスモータに流れる駆動電流を、正常時に比べて小さくすることにより、操舵補助トルクの付与を継続することも知られている（例えば、特許文献 6としての特開平 10— 181617号公報参照)。さらに、一般に、電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生するモータとして、永久磁石をモータに使用するブラシ付き DCモータやブラシレス DCモータなどを使用し、これら DCモータをモータ駆動回路で駆動制御するようにしている。

[0011] このような電動パワーステアリング装置では、車両の操縦性能を確保するためにモ一タ通電制御系の天絡事故や地絡事故を検出する必要があり、モータ通電制御系の天絡事故や地絡事故を検出するために、例えばモータの端子電圧の検出値と、モータを PWMで駆動する場合のデューティ比カゝら推定されるモータ端子電圧との差が所定時間異常継続して所定値を超えたとき、モータ通電制御系の天絡や地絡の故障と判断してモータ出力を停止させる駆動手段を備えたものが知られている（例えば

、特許文献 7としての特開平 11 - 263240号公報参照)。

[0012] また、電源電圧が所定値異常と判定された時に、モータ 1の各端子電圧 VM + , V M—を検出し、検出値が設定値 VTHH, VTHLを逸脱したか判定し、各端子電圧 V M士が設定値 VTHH, VTHLを逸脱したと判定されたときにモータに接続された配線の故障を判定するマイクロコンピュータを備えた電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献 8としての再公表特許第 W098Z588338号公報参照)。

さらに、 3相ブラシレスモータにおいて、 3相のコイルに同時に流れる電流の和はキルヒホッフの法則に基づいて 0になるはずであることに着目して、これら電流の和の絶対値が設定値以上である場合に、電流検出回路の異常であることを検出するものも知られている（例えば、特許文献 9としての特開 2003— 237597号公報参照)。発明の開示

[0013] し力しながら、上記特許文献 1に記載の従来例にあっては、モータの駆動制御をモータ電流として矩形波電流若しくは疑似矩形波電流又はモータ誘起電圧として矩形波電圧若しくは疑似矩形波電圧を用いて制御するようして!/、るので、正弦波電流又は正弦波電圧と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば矩形波電流又は矩形波電圧の方が実効値が大きくなるため、大きな出力（パワー）を得ることができるものである力モータの励磁コイルが互いに結線されているので、例えば 3 相モータでは、 3次高調波を励磁コイルに流すことはできず、高出力を得るには限界があるとヽぅ未解決の課題がある。

すなわち、励磁コイルが Y結線又は Δ結線された 3相モータでは、各相に電流を流すためには各励磁コイルの各端子に電圧を印加する必要があり、 U、 V、 Wの各相に 1次成分 (正弦波）の電流を流すための各端子電圧は以下のようになる。

Iu=I sin Θ Vu=V sin Θ

O 0

Iv=I sin ( θ - 2 π 3) Vv=V sin ( θ ~ 2 π /3)

O 0

Iw=I sin( θ + 2 π /3) Vw=V sin ( θ + 2 π /3) そして、 3次高調波を重畳した電流を印加するための各端子電圧は以下のようになる

Vu=V sin Θ +V sin3 Θ

O 1

Vv=V sin( θ -2π/3)+ν sin{3( θ -2π/3)}

O 1

=V sin( θ -2π/3)+ν sin (3 θ— 2π)

Vw=V sin( θ +2π/3

O )+ν sin{3( θ +2π/3)}

1

=V sin( θ +2π/3)+ν sin (3 θ +2π)

このように、各端子に V sin3 Θという同じ電圧を印加することになるため、 U、 V、 W の各相に 3次高調波電流を流すことができな、。同様に 5相モータでは各相に 5次高調波電流を流すことはできな、。

[0014] また、上記特許文献 2に記載の従来例にあっては、昇圧回路は、モータ駆動電圧を上げることで、モータのトルク定数 Ktを増やすことができ、その結果、モータ電流を低く抑えられ、モータハーネス、モータ駆動素子などの電力損失を抑えることができる。一方、バッテリー力も昇圧回路への入力電流は、（昇圧回路の出力電流 X出力電圧) / (入力電圧 X昇圧効率)で表現され、消費電流が大き!、電動パワーステアリング装置の昇圧回路は、入力エネルギーの約 20%を昇圧損失として消費してしまう。この結果、エネルギー収支を考えると、モータラインの電力損失低減効果を、昇圧回路の損失増加が相殺してしまい、モータの高出力化を妨げてしまうという未解決の課題がある。

[0015] また、入力電流が通電されるラインには、ノッテリー内部抵抗、ハーネス抵抗、ヒューズ抵抗、ノイズ除去用コイル抵抗、リレー接点抵抗及び各部の接触抵抗などが存在し、これらの合計値は概ね 25m Ω前後となるので、ノッテリー電流を増やしても、ノッテリーラインの電力損失が増加してしま、、電動パワーステアリング装置の効率を低下させてしまうとヽぅ未解決の課題もある。

また、 12ボルトバッテリーが許容できる出力電流にも制限があり、概ね 85A程度が限界と言われているので、この点もモータの高出力化の妨げとなるという未解決の課題がある。

[0016] さらに、上記特許文献 3に記載の従来例にあっては、インバータ回路と 3相ブラシレスモータとの間における接続線のうちの少なくとも 2相に電流検出手段を設けるので、 AZD変換のタイミング制御が最も容易である力電流検出用のシャント抵抗の電位変動が大きぐ電流検出回路の構成が複雑となるという未解決の課題がある。また、図 52に示す従来例にあっては、インバータ回路 100内に各相の電流を個別に検出する電流検出用抵抗 Ru〜Rwを介挿し、これら電流検出用抵抗 Ru〜Rwの両端電圧を電流検出用オペアンプ OPu〜OPwで個別に検出する力電流検出用抵抗 Ru〜Rwには方向が異なる電流が流れることから、電流検出用オペアンプ OPu 〜OPwの出力ダイナミックレンジとしては正負のモータ電流最大値 ±Imaxに夫々マ一ジンを加算した値を確保するために広範囲に設定する必要がある。この結果、電流検出値のビットレート即ち AZD変換器 1ビット当たりのモータ電流量 AZbitが大きくなり、電離検出精度の粗さが電動パワーステアリング装置の制御に悪影響を及ぼすと！/、う未解決の課題がある。

[0017] さらに、上記特許文献 4に記載の従来例にあっては、公報には記載されていないが上側アームの PWM信号のデューティ値が大きい相力順に PWM信号を出力し、且つ各々の相の _PWM出力を開始するタイミングを AZD変換器がサンプルホールドして AZD変換を行うのに必要な所定の遅延時間だけずらすことにより、 PWM出力タイミングを規則的にずらすことで、シャント抵抗に流れる電流値と相電流値が一致するタイミングを生成し、そのタイミングで AZD変換することにより、 1個のシャント抵抗で少なくとも 2相の電流検出が可能となり、残りの 1相の電流は Iu + Iv + Iw = 0の関係式より求める必要があり、回路構成自体は最もシンプルである力 PWM信号の生成が特殊なため、マイクロコンピュータの選定により対応可否が分かれ、廉価なマイク口コンピュータを適用することができなヽと、う未解決の課題がある。

[0018] さらにまた、上記特許文献 5に記載の従来例にあっては、モータ駆動回路のスイツチング素子のオン異常時に形成される閉ループ回路を遮断するために電動機駆動手段と電動機との間にリレー回路等のスィッチ手段を形成する必要があり、構成が複雑となると共に、スィッチ手段を開放した場合に、 DCモータの駆動制御が停止されるため、今まで DCモータが発生していた操舵補助力が付与されない状態となり、特に大型車両では、ステアリングホイールを操舵する際に大きな操舵力を必要として、運転者に大きな負担を与えてしまうという未解決の課題がある。

[0019] また、上記特許文献 6に記載の従来例にあっては、モータ駆動回路のスイッチング素子のオフ異常については、モータ駆動を «I続できる力スイッチング素子のオン異常の場合又はモータハーネスに天、地絡異常が発生したときには、閉ループ回路が形成されて電磁ブレーキが発生してしま、制動トルクの発生を回避できな、と、う未解決の課題がある。

さらに、上記特許文献 7〜9に記載の従来例にあっては、電動モータとして 3相ブラシレスモータを使用する場合には、各相コイルが Y結線又は Δ結線されて駆動回路とブラシレスモータとの間の配線が 3本で済むことから、各配線に電流検出回路を設け、これらの検出信号を例えば制御装置を構成するマイクロコンピュータに入力して、異常判定を行う場合に、 AZD変換器が 3チャンネルで済み、比較的廉価なマイク口コンピュータを適用することが可能となる。

[0020] し力しながら、例えば 3相ブラシレスモータの各相コイルを互いに結線することなく独立に配設した無結線式ブラシレスモータを適用する場合には、各相コイルの通電制御を行うために、各相コイルの両端にインバータ回路を接続する必要があるため、駆動回路と無結線式ブラシレスモータとの間の配線数は 6本必要となり、これらの夫々について天絡及び地絡事故を検出するには 6つの検出回路が必要となり、その検出信号をマイクロコンピュータ等でデジタル処理するためには、 6個の AZD変換器が必要となり、廉価なマイクロコンピュータを適用することができないそれがある。また、無結線式ブラシレスモータでも通常のブラシレスモータを制御する場合に良く知られているベクトル制御を適用することが考えられる力このベクトル制御はマイクロコンピュータにとつて大きな演算負荷であり、複数のマイクロコンピュータを適用して電動ノワーステアリング装置を構成する場合もある。

[0021] このため、無結線式ブラシレスモータを適用して廉価なマイクロコンピュータで制御するためには、 AZD変翻数を少なくすると共に、異常判定処理の簡素化が要望されている。また、無結線式モータでは、各相コイルが結線されていないので、キルヒホッフの法則が成立せず、特許文献 3に記載されているような各相電流の和に基づ V、て異常判定を行うことはできな、ので、新たな異常検出手段が要望されて、る。そこで、本発明の第 1の目的は、上記特許文献 1に記載された従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、モータとして無結線モータを使用することにより、 Y結線又は Δ結線モータで流すことができな!/、高調波成分を積極的に利用して大きな出力を得ることができる無結線モータ、その駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パヮーステアリング装置を提供することにある。

[0022] また、本発明の第 2の目的は、上記特許文献 2に記載された従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、昇圧回路を使用することなぐ電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる無結線モータの駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供することである。

さらに、本発明の第 3の目的は、上記特許文献 3、図 37及び特許文献 4に記載された上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、簡易な構成でモータ電流を高精度で検出することができ、廉価なマイクロコンピュータを適用することが可能な電動パワーステアリング装置を提供することである。

[0023] さらにまた、本発明の第 4の目的は、上記特許文献 5及び特許文献 6に記載された上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、インバータ等の駆動制御部でスイッチング素子のオン異常やモータハーネスの天絡、地絡等が発生した場合でも、ブラシレスモータの駆動を継続して所定トルクを発生することができる無結線式モータの制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することである。

なおさらに、本発明の第 5の目的は、上記特許文献 7〜9に記載された上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、 AZD変換器数を少なくすると共に異常判定処理を簡素化することができる電動パワーステアリング装置を提供することにある。

[0024] 上記目的を達成するために、請求項 1に係る無結線モータは、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子卷線に個別に、当該各電機子卷線の逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたことを特徴としている。

また、請求項 2に係る無結線式モータは、請求項 1に係る発明において、前記疑似矩形波は、正弦波にその高調波成分を重畳して形成されていることを特徴としている

[0025] さらに、請求項 3に係る無結線式モータは、請求項 1に係る発明において、前記疑似矩形波は、正弦波信号に、その 3次、 5次、 7次の高調波成分の何れか 1つ又は複数を重畳して形成されて、ることを特徴として、る。

さらにまた、請求項 4に係る無結線式モータは、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、前記各電機子卷線に N次高調波電流を通電可能に構成したことを特徴としている。

[0026] 以上の請求項 1〜4に係る発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子卷線に逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたので、結線式モータでは実現不可能であった N相の電機子卷線に正弦波に N次高調波電流を重畳した疑似矩形波の駆動電流を通電可能として、積極的に実効値を向上させて大きな出力 (パワー)を得ることができるという効果が得られる。また、逆起電圧波形及び駆動電流波形の双方に高調波を含む疑似矩形波を適用することにより、より実効値を大きくすることができ、より大きな出力を得ることができるという効果が得られる。

[0027] なおさらに、請求項 5に係る無結線式モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続され当該各電機子卷線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備えていることを特徴としている。

また、請求項 6に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項 5に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線の高調波を含む疑似矩形波状の起電圧波形に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴として、る。 [0028] さらに、請求項 7に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 5に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した補正電流指令値に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴として、る。さらにまた、請求項 8に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 5に係る発明において、前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記駆動制御回路は、前記電気角検出手段で検出した電気角に基づいて高調波成分を重畳した前記無結線式モータの電機子卷線に対する相電流目標値を個別に出力する相電流目標値算出部と、該相電流目標値算出部で算出した各相電流目標値と制御電流指令値とを乗算して前記無結線式モータの電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを有する電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴としている。

[0029] なおさらに、請求項 9に係る無結線モータの駆動制御装置は、請求項 8に係る発明において、前記相電流目標値算出部は、前記無結線式モータの電機子卷線における高調波成分を重畳した誘起電圧波形と同一波形の高調波成分を重畳した相電流指令値波形と前記無結線式モータの電気角との関係を記憶した記憶テーブルを有し、前記電気角検出回路で検出した電気角をもとに前記記憶テーブルを参照して相電流目標値を算出するように構成されて、ることを特徴として、る。

[0030] 以上の請求項 5〜9に係る発明によれば、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、駆動制御回路で、電機子卷線の駆動電流波形を高調波を含む疑似矩形波状態とするように電機子卷線に接続されたインバータ回路を駆動するように構成したので、無結線式モータを実効値を向上させて大きな出力で駆動することができるという効果が得られる。

さらに、無結線モータを駆動する駆動制御装置を、高調波を含む疑似矩形波形状の誘起電圧波形と同一の波形の N相電流指令値基準指令値を算出し、これに基づいて電流フィードバック制御を行うことにより、ブラシレス DCモータを小型で、トルクリップルが小さぐ出力が大きい無結線式モータの駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。

[0031] また、請求項 10に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 5乃至 9の何れ力 1項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴としている。

さらに、請求項 11に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子結線の両端に夫々接続された当該各電機子卷線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づ、て前記一対のインバータに対する制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴としている。

[0032] さらにまた、請求項 12に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 11に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線の高調波を含む逆起電圧波形に対応する各電機子卷線の相電流目標値と前記操舵トルクに基づくトルク指令値とに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴として、る。

なおさらに、請求項 13に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 11に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0033] また、請求項 14に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 13に係る発明において、前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づ!、て前記無結線式モータの各電機子卷線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部と、前記相電流目標値と前記操舵トルク検出値とに基づ、て各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを備えていることを特徴としている。

[0034] さらに、請求項 15に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 11に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて算出した前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値と、各電機子卷線の電流検出値との偏差に基づいて算出される各電機子卷線に対する指令電圧に、高調波成分を重畳して前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴としている。

さらにまた、請求項 16に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 15に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する電流制御器と、該電流制御器で算出した相電圧指令値に高調波成分を重畳して補正相電圧指令値を算出する高調波重畳部と、該高調波重畳部の補正相電圧指令値に基づいて前記一対のインバータに供給するパルス幅変調信号でなる制御信号を発生させるパルス幅変調部とで構成されていることを特徴としている。

[0035] 以上の請求項 10〜16に係る発明によれば、無結線式モータを使用して電動パヮ一ステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑ら力に追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なぐ且つ騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

なおさらに、請求項 17に係る無結線モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備え、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を所定数の PWM駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴として、る。

[0036] また、請求項 18に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 17に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を 2N個の PWM駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴として、る。

さらに、請求項 19に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 17に係る発明において、前記駆動制御回路は、 2N個の PWM駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内 N本の PWM駆動制御信号を一方のインバータ回路の上ァーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りの N本の PWM駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されて、ることを特徴として、る。

[0037] さらにまた、請求項 20に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 17乃至 1 8の何れか 1項に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記各電機子卷線の端子間電圧を調整可能に構成されてヽることを特徴としてヽる。

なおさらに、請求項 21に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項 20 に係る発明において、前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0038] また、請求項 22に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項 21に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限部で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子卷線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部力出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数の PWM駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0039] さらに、請求項 23に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 21に係る発明において、前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第 1の相デューティ指令値を演算する第 1の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第 2の相デューティ指令値を演算する第 2の演算部と、前記第 1の演算部から出力される第 1の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対する PWM 駆動制御信号を形成する第 1の PWM回路と、前記第 2の演算部から出力される第 2 の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 2の PWM回路とを備えて、ることを特徴として、る。

[0040] さらにまた、請求項 24に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項 23 に係る発明において、前記第 1の演算部及び前記第 2の演算部の何れか一方は、デユーティ比 50%の相デューティ指令値を対応する PWM回路に出力するように構成されて、ることを特徴として！/、る。

なおさらに、請求項 25に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項 23 に係る発明にお、て、前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第 2の演算部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づいて前記第 2の相デューティ指令値を演算するように構成されて、ることを特徴として、る。

[0041] さらにまた、請求項 26に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 25に係る発明において、前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成される q軸相電圧指令値に基づヽてゲインを設定するように構成されてヽることを特徴として!/、る。

上記請求項 17〜26に係る発明によれば、ステータに所定相数の電機子卷線を互いに独立して配設し、独立した各電機子卷線に個別に駆動信号を供給する構成の無結線式モータと、各電機子卷線の両端に接続した一対のインバータ回路とを設け、一対のインバータ回路を 1つの駆動制御回路で駆動制御することが可能となり、全体の回路構成を簡略ィ匕することができるという効果が得られる。

[0042] また、駆動制御回路で、各電機子卷線の端子間電圧を調整可能に構成することにより、任意の端子間電圧を発生させることができ、無結線式モータの出力特性を調整することができると!/ヽぅ効果が得られる。

なおさらに、請求項 27に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 20乃至 26の何れ力 1項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴としている。また、請求項 28に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータ回路に対して所定数の駆動制御信号を出力する駆動制御回路とを備えて、ることを特徴として、る。

[0043] さらに、請求項 29に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 28に係る発明において、前記駆動制御回路は、 2N個の PWM駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内 N本の駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りの N本の駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されて、ることを特徴として、る。

[0044] さらにまた、請求項 30に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 28又は 2 9に係る発明において、前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づ!、て各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0045] なおさらに、請求項 31に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 30に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限回路で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子卷線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部力出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数の PWM駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えて!/ヽることを特徴として！ヽる。 [0046] また、請求項 32に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 30に係る発明において、前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部力出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第 1の相デューティ指令値を演算する第 1 の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第 2の相デューティ指令値を演算する第 2の演算部と、前記第 1の演算部から出力される第 1の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 1の PWM回路と、前記第 2の演算部から出力される第 2の相デュ一ティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 2の PWM回路とを備えて、ることを特徴として、る。

[0047] さらに、請求項 33に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 32に係る発明において、前記第 1の演算部及び前記第 2の演算部の何れか一方は、デューティ比 50 %の相デューティ指令値を対応する PWM回路に出力するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項 34に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 32に係る発明にお、て、前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第 2の演算部は、前記相変換部力出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づ、て前記第 2の相デューティ指令値を演算するように構成されていることを特徴としている。

[0048] なおさらに、請求項 35に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 32に係る発明において、前記無結線式モータの回転速度を検出する回転速度検出部を有し、前記ゲイン設定部は、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクと前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度とに基づいて前記ゲインを設定するように構成されて、ることを特徴として！/、る。

また、請求項 36に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 35に係る発明において、記ゲイン設定部は、前記ゲインをパラメータとして前記操舵トルクとモータ回転速度との関係を表すゲイン算出テーブルを備えていることを特徴としている。

[0049] さらに、請求項 37に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 34に係る発明において、前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成される q軸相電圧指令値に基づ、てゲインを演算するように構成されて、ることを特徴として、る。

上記請求項 27〜37に係る発明によれば、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、ベクトル制御をもとに各相電流指令値を算出すると共に、電流フィードバック制御することにより、小型で、トルクリップルが小さぐ出力が大きい無結線式モータの駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。

[0050] さらに、無結線式モータを使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑らかに追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なぐ且つ騒音の少な!/、電動パワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

さらにまた、請求項 38に係る電動パワーステアリング装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、操舵系に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記無結線式ブラシレスモータの各電機子卷線の両端が接続され当該各電機子卷線に個別に駆動信号を供給する複数 N個のインバータ回路と、該各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に配置した電流検出手段と、該電流検出手段で検出した卷線電流と前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクとに基づいて前記各インバータ回路を駆動制御する駆動制御部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0051] なおさらに、請求項 39に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 38に係る発明において、前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングして A ZD変換する AZD変換手段を有し、該 AZD変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子卷線に供給するパルス幅変調信号のデューティ比に基づいて決定されて、ることを特徴として、る。

[0052] また、請求項 40に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 39に係る発明において、前記無結線式モータの回転速度を検出する回転速度検出部を有し、前記ゲイン設定部は、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクと前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度とに基づ、て前記ゲインを設定するように構成されて、ることを特徴としている。

さらに、請求項 41に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 38に係る発明において、前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿した電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングして AZD変換する AZD変換手段を有し、該 AZD変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子卷線毎にその駆動電流の方向及び大きさに基づいて決定されていることを特徴としている。

[0053] さらにまた、請求項 42に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 41に係る発明において、前記 AZD変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、前記電機子卷線の駆動電流が零の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されてヽることを特徴としている。

上記請求項 38〜42に係る発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各電機子卷線の電流検出を各電機子卷線の両端に個別に接続されたインバータ回路における電源側及び接地側の何れか一方に設けた電流検出手段によって各電機子卷線の電流を個別に検出することにより、この検出電流を A ZD変換する際のタイミングを調整することで、電流方向情報を含めることなぐ略絶対値となる電流値を検出することができ、ダイナミックレンジを小さくして、電流検出値のビットレートを小さくして電流検出精度を向上させることができるという効果が得られる。

[0054] なおさらに、請求項 43に係る無結線モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、該インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流 '電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 · 電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部とを備えていることを特徴としている。

[0055] また、請求項 44に係る無結線式モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設した口ータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、該インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流 ·電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流，電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部と、前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を検出する回転速度検出部と、前記異常検出回路で電機子卷線の電流'電圧異常を検出した場合、前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度が設定速度以上であるときに前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制するモータ速度抑制部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0056] さらに、請求項 45に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 43又は 44に係る発明において、前記異常時制御部は、前記異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出したときに、当該電機子卷線に対応するインバータ回路の駆動素子の駆動制御のみを停止するように構成されて、ることを特徴として、る。

さらにまた、請求項 46に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 43乃至 4 5の何れか 1項の発明において、前記異常検出部は、インバータ回路を構成する駆動素子の異常及び当該インバータ回路と前記無結線式ブラシレスモータの電機子卷線との間のモータハーネスの異常を検出するように構成されていることを特徴としている。

[0057] なおさらに、請求項 47に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項 43乃至 4 6の何れか 1つの発明において、前記駆動制御部は、前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した電流指令値に基づ Vヽて前記インバータ回路に対する制御信号を形成するように構成されてヽることを特徴としている。

上記請求項 43〜47に係る発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各電子機卷線の電流異常を異常検出回路で個別に検出し、 1 つの電機子卷線に天絡、地絡等の電流'電圧異常を検出したときに、異常時制御部で、無結線式ブラシレスモータを、その各電流 ·電圧異常を生じた電機子卷線で生じる誘導起電力によって流れる電流による制動力を抑制しながら駆動するので、電流 · 電圧異常が発生した状態でも、駆動トルクを出力することができるという効果が得られる。

[0058] また、異常時制御部に加えて無結線式ブラシレスモータの回転速度が設定速度以上であるときに無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制することにより、誘導起電力による制動力の発生を抑制して駆動トルクを確保することができるという効果が得られる。

さらに、 1つの電機子卷線に電流異常が発生したときに、残りの正常な電機子卷線に 2次、 3次……の高調波成分を重畳して正常な電機子卷線に疑似矩形波電流を流すことにより、駆動トルクの脈動を低減することができるという効果が得られる。

[0059] また、請求項 48に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 43乃至 47の何れカ 1項に記載の無結線式モータの駆動制御装置を使用したことを特徴としている。さらに、請求項 49に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づ!/ヽて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流 ·電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部とを備えていることを特徴としている。 [0060] さらにまた、請求項 50に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づ!/、て前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流 ·電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流'電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部と、前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を検出する回転速度検出部と、前記異常検出回路で電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出した場合、前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度が設定速度以上であるときに無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制するモータ速度抑制部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0061] なおさらに、請求項 51に係る無結線モータの駆動制御装置は、請求項 49又は 50 に係る発明において、前記駆動制御部は、前記操舵トルクに基づいて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出部と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づ、て各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えて、ることを特徴としている。

また、請求項 52に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 51に係る発明において、前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づ!、て前記無結線式モータの各電機子卷線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部と、前記相電流指令値と前記操舵トルク検出値とに基づいて各電機子卷線に対する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部とを備えて、ることを特徴としている。

[0062] 上記請求項 48〜52に係る発明によれば、無結線式モータの駆動制御装置を使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、無結線式ブラシレスモータの 1つの電子機卷線に電流 ·電圧異常が発生した場合でも無結線式ブラシレスモータで操舵補助トルクを発生し、これを操舵系に伝達することができるので、電流'電圧異常発生時に大きな操舵補助力の変動を生じることがなぐ大きな違和感を与えることなく操舵補助制御を継続することができるという効果が得られる。

[0063] さらに、請求項 53に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各相コイルの両端に接続され当該各相コイルに駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づ、て前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各相コイル及び前記インバータを含む通電制御系の異常を前記各相コイルの端子間電圧に基づ、て検出する異常検出部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0064] また、請求項 54に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 53に係る発明において、前記インバータ回路は、前記各相コイルの両端に夫々接続されていることを特徴としている。

さらに、請求項 55に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 54に係る発明において、前記各相コイルの両端に夫々接続されたインバータ回路は、互いに逆位相で駆動されることを特徴として、る。

[0065] さらにまた、請求項 56に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 53乃至 55の何れ力 1つの発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡- 地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えて、ることを特徴として、る。

なおさらに、請求項 57に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 53乃至 55の何れ力 1つの発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の双方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のノィァス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡 ·地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴としている。

[0066] また、請求項 58に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項 53乃至 55の何れカ 1つに記載の発明において、前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の何れか一方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のノィァス電圧を高インピーダンスで印加するバイアス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡 ·地絡異常及び開放異常の有無を判定する異常判定部とを備えて、ることを特徴として、る。

[0067] さらに、請求項 59に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 56乃至 58の何れ力 1つの発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧が前記設定電圧範囲を逸脱する状態が所定時間以上継続したときに天絡 ·地絡異常であると判定するように構成されて、ることを特徴として、る。

さらにまた、請求項 60に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 59に係る発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の平均値を算出し、当該平均値が前記設定電圧範囲を逸脱するか否かを判定するように構成されていることを特徴としている。

[0068] なおさらに、請求項 61に係る電動パワーステアリング装置は、請求項 56乃至 58の何れ力 1つの発明において、前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の電圧変化を検出し、電圧変化が発生したときに天絡 ·地絡異常が発生したものと判定するように構成されて、ることを特徴として、る。

上記請求項 53〜61に係る発明によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各相コイル両端電圧に基づヽて異常判定部で判定するようにしたので、この異常判定部で、両端電圧の加算電圧を判定基準とすることにより、少ない AZD変数で且つ異常判定処理を簡素化することができるという効果が得られる。

[0069] また、相コイルの両端電圧にバイアス電圧を印加するバイアス回路を設けることにより、インバータ回路が駆動停止している状態での初期診断を正確に行うことができるという効果が得られる。

さらに、相コイルの一方の両端電圧のみにノィァス回路力バイアス電圧を印加することにより、天絡、地絡故障に加えて開放故障も判定することができるという効果が得られる。

図面の簡単な説明

[0070] [図 1]本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第 1の実施形態を示すシステム構成図である。

[図 2]操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出値の出力特性を示す特性図である。

[図 3]無結線式モータを示す断面図である。

[図 4]図 3のロータを示す斜視図である。

[図 5]無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。

[図 6]無結線式モータの等価回路を示す回路図である。

[図 7]無結線式モータのインバータを駆動する駆動制御回路を示すブロック図である

[図 8]無結線式モータの誘起電圧及びモータ電流を示す特性線図である。

[図 9]従来の Y結線式モータの等価回路を示す回路図である。

[図 10]無結線式モータの端子電圧と Y結線式モータの端子電圧とを示す特性線図である。

[図 11]無結線式モータのコイル両端電圧と Y結線モータのコイル両端電圧とを示す特性線図である。

[図 12]従来の Δ結線式モータの等価回路を示す回路図である。

[図 13]無結線式モータのコイル電流と Δ結線式モータの相電流及コイル電流とを示す特性線図である。

[図 14]無結線式モータのモータ定数を Y結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。

[図 15]無結線式モータのモータ定数を Δ結線式モータのモータ定数に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。

[図 16]無結線式モータのモータ定数を Y結線式モータ及び Δ結線式モータのモータ定数の中間に設定した場合のモータ特性を示す特性線図である。

圆 17]本発明の第 2の実施形態を示すブロック図である。

[図 18]図 17の d軸指令電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。

圆 19]本発明の第 3の実施形態を示すブロック図である。

圆 20]本発明の第 4の実施形態を示すブロック図である。

圆 21]インバータ回路の他の例を示す回路図である。

圆 22]本発明の第 5の実施形態を示す無結線式モータのインバータを駆動する駆動制御回路を示すブロック図である。

圆 23]第 5の実施形態に適用し得る無結線式モータの励磁コイルの駆動状態を示す回路図である。

[図 24]第 5の実施形態に適用し得る励磁コイルの端子電圧及び端子間電圧特性を示す特性図である。

圆 25]本発明の第 6の実施形態を示す無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。

圆 26]第 6の実施形態に適用しうる信号選択回路の具体的構成を示すブロック図及びパルス信号波形図である。

圆 27]第 6の実施形態における動作の説明に供する Y結線と等価な状態を示すプロック図である。

圆 28]図 27の状態における各励磁コイルの両端電圧特性を示す特性線図である。圆 29]本発明の第 7の実施形態を示す駆動制御回路のブロック図である。

圆 30]ゲイン演算に使用するゲイン算出マップを示す特性線図である。

圆 31]励磁コイルの端子電圧及び端子間電圧の説明に供する説明図である。

圆 32]ゲイン Kを変更した場合の端子電圧波形及び端子間電圧波形を示す説明図である。圆 33]第 7の実施形態の変形例を示すブロック図である。

圆 34]本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第 8の実施形態を示すシステム構成図である。

圆 35]第 8の実施形態に適用し得る無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。

圆 36]第 8の実施形態における中央処理装置で実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。

圆 37]操舵補助指令値算出マップを示す特性線図である。

圆 38]相電流指令値算出マップを示す特性線図である。

[図 39]第 8の実施形態におけるマイクロコンピュータの中央処理装置で実行する電流検出処理手順の一例を示すフローチャートである。

[図 40]デューティ指令値が 50%であるときの電流検出処理の説明に供給するタイムチャートである。

[図 41]デューティ指令値が 50%を超えているときの電流検出処理の説明に供するタィムチャートである。

[図 42]デューティ指令値が 50%を超えているときのインバータ回路での電流方向を示す説明図である。

[図 43]デューティ指令値が 50%未満であるときの電流検出処理の説明に供するタイムチャートである。

[図 44]デューティ指令値が 50%未満であるときのインバータ回路での電流方向を示す説明図である。

[図 45]デューティ指令値に基づくモータ電流の AZD変換処理トリガタイミングのヒステリシス特性を示す説明図である。

[図 46]モータ電流波形及び逆起電圧波形を示すタイムチャートである。

[図 47]従来の Y結線式モータの等価回路を示す回路図である。

[図 48]無結線式モータの端子電圧と Y結線式モータの端子電圧とを示す特性線図である。

[図 49]無結線式モータのコイル両端電圧と Y結線モータのコイル両端電圧とを示す特性線図である。

[図 50]デジタルモータ電流に基づくモータ電流の AZD変換処理トリガタイミングのヒステリシス特性を示す説明図である。

[図 51]第 8の実施形態におけるマイクロコンピュータの中央処理装置で実行する電流検出処理手順の他の例を示すフローチャートである。

[図 52]従来例を示すブロック図である。

[図 53]本発明の第 9の実施形態に適用し得る無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。

[図 54]本発明の第 9の実施形態に適用し得る無結線式モータの異常検出回路を示すブロック図である。

[図 55]第 9の実施形態におけるインバータ回路が正常時における異常検出回路の動作の説明に供するタイムチャートである。

[図 56]第 9の実施形態におけるインバータ回路のオン異常時における異常検出回路の動作の説明に供するタイムチャートである。

[図 57]第 9の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。

[図 58]第 9の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行する異常検出処理手順の一例を示すフローチャートである。

[図 59]第 9の実施形態における低速操舵領域での相電流及びトルクを示すタイムチヤートである。

[図 60]第 9の実施形態における高速操舵領域での相電流及びトルクを示すタイムチヤートである。

[図 61]インバータ回路の他の例を示す回路図である。

[図 62]本発明の第 10の実施形態を示すブロック図である。

[図 63]本発明の第 11の実施形態を示すブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、 1は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール 1に運転者力も作用される操舵力が入力軸 2aと出力軸 2bとを有するステアリングシャフト 2に伝達される。このステアリングシャフト 2は、入力軸 2aの一端がステアリングホイール 1に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ 3を介して出力軸 2bの一端に連結されて、る。

[0072] そして、出力軸 2bに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント 4を介してロアシャフト 5に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント 6を介してピ-オンシャフト 7に伝達される。このピ-オンシャフト 7に伝達された操舵力はステアリングギヤ 8を介してタィロッド 9に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ 8は、ピ-オンシャフト 7に連結されたピ-オン 8aとこのピ-オン 8aに嚙合するラック 8bとを有するラックアンドピ-オン形式に構成され、ピ-オン 8aに伝達された回転運動をラック 8bで直進運動に変換して、る。

[0073] ステアリングシャフト 2の出力軸 2bには、操舵補助力を出力軸 2bに伝達する操舵補助機構 10が連結されている。この操舵補助機構 10は、出力軸 2bに連結した減速ギャ 11と、この減速ギヤ 10に連結された操舵補助力を発生する電動機としての無結線式モータ 12とを備えている。

操舵トルクセンサ 3は、ステアリングホイール 1に付与されて入力軸 2aに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸 2a及び出力軸 2b間に介挿した図示しな、トーシヨンバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ 3は、図 2に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、所定の中立電圧 Vとなり、この状態から右

0

切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立電圧 Vより増加する電圧となり、操舵トル

0

クが零の状態力左切りすると操舵トルクの増加に応じて中立電圧 Vより減少する電

0

圧となるトルク検出値 τを出力するように構成されて、る。

[0074] また、無結線式モータ 12は、図 3に示すように、ハウジング 21に対して一対の軸受 22, 23を介して回転軸 24が回転可能に支持されている。一対の軸受 22, 23間で回転軸 24の周囲には、円板状の複数枚の電磁鋼板 25, 26を積層して形成されるロータコア 27が装着され、このロータコア 27の外周面には、ロータマグネット 28が固定されている。ロータマグネット 28は、界磁発生用永久磁石としてセグメントマグネットが使用されている。また、図 4に示すように、ロータマグネット 18の外側には、一端に形成されたフランジ部 29aをロータマグネット 28の端面と当接させ、ロータマグネット 28 の飛散及びずれを防止する円筒状のマグネットカバー 29が設けられて、る。そして、これら回転軸 24、ロータコア 27、ロータマグネット 28及びマグネットカバー 29はロータ 20を構成している。

[0075] ハウジング 21内には、ロータ 20と半径方向に対向するようにしてステータ 31が配設されており、ハウジング 21の内周面に固定された環状のステータコア 32と、ステータコア 32に卷回された電機子卷線としての励磁コイル 33とを有する。この励磁コイル 3 3は、図 5に示すように、例えば三相の励磁コイル Lu、 Lv及び Lwで構成され、これら励磁コイル Lu〜Lwは、互いに結線されることなく独立して卷装されて無結線型（開放型）のブラシレスモータ配線とされ、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの両端間に一対のインバータ回路 34a及び 34bが接続されて、個別に駆動電流 Iu、 lv及び lwが供給される。

[0076] インバータ回路 34aは、図 5に示すように、励磁コイル Lu、 Lv及び Lwに対応して直列に接続された Nチャンネル MOSFETで構成されるスイッチング素子 Qua, Qub、 Qva, Qvb及び Qwa, Qwbを並列に接続された構成を有し、スイッチング素子 Qua, Qubの接続点、 Qva, Qvbの接続点及び Qwa, Qwbの接続点が夫々励磁卷線 Lu、 Lv及び Lwの一方の端子 tua、 tva及び twaに接続されて!、る。

[0077] また、インバータ回路 34bも、インバータ回路 34aと同様に、励磁コイル Lu、 Lv及び Lwに対応して直列に接続された Nチャンネル MOSFETで構成されるスイッチング素子 Qua' , Qub' 、 Qva' , Qvb' 及び Qwa' , Qwb' を並列に接続された構成を有し、スイッチング素子 Qua' , Qub' の接続点、 Qva' , Qvb' の接続点及び Qwa' , Qwb' の接続点が夫々励磁卷線 Lu、： Lv及び Lwの他方の端子 tub、 tv b及び twbに接続されて!、る。

[0078] そして、インバータ回路 34aの上アームを構成するスイッチング素子 Qua、 Qva及び Qwaのゲートに増幅回路 Aua、Ava及び Awaを介して後述する駆動制御回路 15 力出力される PWM (パルス幅変調）信号 Pua、 Pva及び Pwaが供給され、下ァームを構成するスイッチング素子 Qub、 Qvb及び Qwbのゲートに増幅回路 Aub、 Avb 及び Awbを介して後述する駆動制御回路 15から出力される PWM (パルス幅変調）信号 Pub、 Pvb及び Pwbが供給されている。

[0079] 同様に、インバータ回路 34bの上アームを構成するスイッチング素子 Qua' 、 Qva ' 及び Qwa' のゲートに増幅回路 Aua^ , Ava' 及び Awa^ を介して後述する駆動制御回路 15から出力される PWM (パルス幅変調）信号 Pub、 Pvb及び Pwbが供給され、下アームを構成するスイッチング素子 Qui/ 、 Qvb' 及び Qwb' のゲートに増幅回路 Aub' 、Avb' 及び Awb' を介して後述する駆動制御回路 15から出力される PWM (パルス幅変調）信号 Pua、 Pva及び Pwaが供給されて!、る。

[0080] 結局、駆動制御回路 15から出力される励磁コイルの相数 Nにおける 2倍の本数の PWM信号 Pua〜Pwa及び Pub〜Pwbによって一対のインバータ回路 34a及び 34b を駆動し、インバータ回路 34aとインバータ回路 34bとが逆位相駆動される。

ここで、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの等価回路は、図 6に示すように、励磁コイル Luについては、端子 tua及び tub間に抵抗 R' 、インダクタンス L' 、逆起電圧 eu(

0 0

= ω XKt Xsin(c t))が直列に配列されたものとなり、端子 tuaの端子電圧 Vua は Vua=V Xsin(o)t+o;)、端子 tubの端子電圧 vubは Vub=V Xsin(o>t— π

0 0

+ α)であり、端子間電圧 Vuabは Vuab = 2XV X sin( ω t+ α )となり、相電流 Iu

0

は Iu=I ' Xsin(c t)となる。

0

[0081] 同様に、励磁コイル Lvについては、端子 tva及び tvb間に抵抗 R' 、インダクタン

0

ス、逆起電圧 eu (二 ω XKt Xsin(o>t— 2πΖ3))が直列に配列されたものと

0

なり、端子 tvaの端子電圧 Vvaは Vva二 V X sin( ω t— 2 π Z3+ α )、端子 tubの端

0

子電圧 Vvbは Vvb二 V Xsin(o>t— 2πΖ3— π + α)であり、端子間電圧 Vvabは

0

Vvab = 2XV Xsin(o>t— 2πΖ3+ひ）となり、相電流 Ivは Iv=I z Xsin(o>t— 2

0 0

π /3)となる。

[0082] 同様に、励磁コイル Lwについては、端子 twa及び twb間に抵抗 R' 、インダクタン

0

ス L' 、逆起電圧 eu(=co XKt Xsin(cot— 4πΖ3))が直列に配列されたものと

0

なり、端子 twaの端子電圧 Vwaは Vwa=V X sin( cot— 4 π Z3+ α )、端子 tubの o

端子電圧 Vwbは Vwb=V Xsin(cot— 4π Ζ3— π + α)であり、端子間電圧 Vwa bは Vwab = 2 XV X sin ( co t— 4 π Z3+ a )となり、相電流 Iwは Iw=I ' X sin( co

0 0

t— 47u Z3)となる。

[0083] また、モータ定数としては従来の Y結線式モータのモータ定数、従来の Δ結線式モータのモータ定数、要求性能を満たすような独自のモータ定数の何れかに設計されて、無結線式の 3相ブラシレスモータが構成されている。ここで、無結線式モータ 12 の誘起電圧波形は、後述するように正弦波にその 3次高調波、 5次高調波を重畳した疑似矩形波となるように、ロータ 20の磁石の着磁、ステータ 31の卷線の巻き方が設定されている。

さらに、一方の軸受 22の近傍には、ロータ 20の位相検知部 35が配置されている。この位相検知部 35は、回転軸 24に取付けられた環状の位相検出用永久磁石 36と、この永久磁石 36と対向し、ハウジング 21側に固定された位相検出素子 37とから構成されている。この位相検知部 35は、モータ 12が機械的な整流子 (ブラシとコンミテータ）を含まないブラシレスモータであるため、ロータ 20の位相を検知して、駆動回路 15の制御により位相に応じて励磁コイル 33に通電するためのものである。また、位相検知部としては、レゾルバやエンコーダなどを用いることもできる。

[0084] そして、操舵トルクセンサ 3から出力されるトルク検出値 Τは、図 1に示すように駆動制御回路 15に入力される。この駆動制御回路 15には、トルク検出値 Τの他に車速センサ 16で検出した車速検出値 Vと、モータ電流検出部 51ι！〜 51 wで検出した無結線式モータ 12の各励磁コイル Lu〜Lwに流れる駆動電流 Iu〜Iwと、位相検知部 34 で検出したロータ 20の位相検知信号が入力される。

この駆動制御回路 15は、図 7に示すように、無結線式モータ 12の各電機子卷線に対する相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*を演算する相電流指令値演算部 40と、この相電流指令値演算部 40からの各相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*と電流検出回路 5 lu、 5 ^及び51 からのモータ相電流111、 Iv及び Iwとに基づいて電流フィードバック制御を行う電流制御部 50と、この電流制御部 50から出力される各相指令電圧 Vu、 Vv及び Vwに基づ!/、てインバータ 34a, 34bを駆動する PWM信号を出力する PWM 制御部 60とを備えている。

[0085] 相電流指令値演算部 40は、位相検知部 35で検出されたロータ 20の位相を電気角 Θに変換する電気角変換部 41と、この電気角変換部 41から出力される電気角 Θ に基づいて無結線式モータ 12の各電機子卷線 Lu、 Lv及び Lwに対する相電流目標値 Iut、 Ivt及び Iwtを算出する相電流目標値算出部 42u、 42v及び 42wと、操舵トルクセンサ 3で検出された操舵トルク Tと車速センサ 18で検出された車速検出値 Vとに基づ!/ヽて目標補助操舵トルク Ttを算出する目標補助操舵トルク算出部 43と、相電流目標値算出部 42u、 42v及び 42wから出力される相電流目標値 Iut、 Ivt及び Iwt に目標補助操舵トルク算出部 43で算出された目標補助操舵トルク Ttを乗算する乗算器 44u、 44v及び 44wとを備えて! /、る。

[0086] ここで、相電流目標値算出部 42uは、図 8 (a)に図示する正弦波に 3次、 5次高調波を重畳して角を丸くした台形波状の疑似矩形波に形成された無結線式モータ 12 の電機子卷線 Lu〜Lwの誘起電圧波形と同一波形となる図 8 (b)に示す相電流目標値を電気角 Θと共に記憶した相電流目標値算出用記憶テーブルを有し、電気角変換部 41から入力される電気角 Θをもとに記憶テーブルを参照して該当する相電流目標値 Iutを算出し、これを乗算器 44uに出力する。

[0087] 同様に、相電流目標値算出部 42v及び 42wの夫々は、相電流目標値算出部 42u の記憶テーブルの波形に対して位相が 120° 及び 240° ずれた相電流目標値の波形を電気角 Θと共に記憶した記憶テーブルを有し、電気角変換部 41から入力される電気角 Θをもとに記憶テーブルを参照して該当する相電流目標値 Ivt及び Iwtを算出し、これらを夫々乗算器 44v及び 44wに出力する。

また、目標補助操舵トルク算出部 43は、図 7中に示したように、横軸に操舵トルク T を、縦軸に目標補助操舵トルク Ttを夫々とり、車速検出値 Vをパラメータとした特性線図を記憶した目標補助操舵トルク算出用記憶テーブルを有し、操舵トルクセンサ 3 力入力される操舵トルク Tと車速センサ 1から入力される車速検出値 Vとをもとに目標補助操舵トルク算出用記憶テーブルを参照して目標補助操舵トルク Ttを算出し、算出した目標補助操舵トルク Ttを乗算器 44u〜44wに供給する。

[0088] ここで、正弦波に 3次高調波及び 5次高調波を重畳した相電流目標値 Iut〜Iwtを算出するためには、入力を目標補助操舵トルク Ttと、無結線式モータ 12の電気角 Θ とし、これらに基づ!/、て内部演算で出力の式（出力 =トルク X回転速度 =電流 X電圧)を満たすように各相電流目標値 Iut〜Iwtを演算する。

ところで、無結線式モータの性能を最大限に引き出すには、正弦波に 3次高調波を重畳する必要がある力従来のベクトル制御では、 3相モータで 3n次成分の電流を流すことができないように、従来の 2相 Z3相変換を有するベクトル制御では 3n相次成分の電流指令値を算出することができない。

[0089] そこで、モータの出力はトルク X回転速度 =電流 X電圧であるので、逆起電圧波形と電流波形との正弦波に 3次高調波及び 5次高調波を重畳した疑似矩形波は以下のように表される。

Eu=El*sin( Θ )+E3*sin(3* Θ )+E5*sin(5* θ )

Ev=El*sin( Θ -2/3*PI)+E3*sin(3*( Θ -2/3*PI))+E5*sin(5*( θ— 2/3*PI》 Ew=El*sin( Θ +2/3*PI)+E3*sin(3*( Θ +2/3*PI))+E5*sin(5*( Θ +2/3*PI)) Iu=Il*sin( Θ )+I3*sin(3* Θ )+I5*sin(5* Θ )

Iv=Il*sin( Θ -2/3*PI)+I3*sin(3*( Θ -2/3*PI))+I5*sin(5*( Θ— 2/3*PI))

Iw=Il*sin( Θ +2/3*PI)+I3*sin(3*( Θ +2/3*PI))+I5*sin(5*( Θ +2/3*PI》

一方、モータの出力は、

[0090] [数 1]

Τ ω =Eu*Iu+Ev*丄 v + Ew*Iw

3*E1*I1 _3*E3*I3 ₊ 3*E5*I5 3*El*I5*cos (6 Θ ) 3*E3*I3*cos (6 Θ ) 3*E5*Il*cos (6 Θ ) 2 2 2 2 2 2

[0091] となる。出力が一定値であればトルクリップルがない。つまり、 cos(6 Θ )を含む項が" 0" になればトルクリップルのない一定出力が得られる。

逆起電圧波形はモータを設計する時点で決定するため、逆起電圧の 1, 3, 5次成分 El, E3, E5は既知である。

したがって、 cos(6 6 )を含む項を" 0"にするように電流の 1, 3, 5次成分 II, 13, 15を決めれば、トルクリップルのない相電流目標値を算出することができる。

[0092] 相電流目標値の 1, 3, 5次成分 II, 13, 15の振幅は目標操舵トルク Ttによって決まるが、その比 II :13 :15は逆起電圧の 1, 3, 5次成分 El, E3, E5と cos(6 Θ )を含む項を" 0"にする条件より、予め求めることができる。

具体例として、図 8は逆起電圧波形 (a)に対してトルクリップルのない電流波形 (b) を予め求めた例である。

より具体的に説明すると、 cos(6 Θ )を含む項を" 0"にする条件、 Ε1·Ε3+Ε3·Ι3 + Ε5 · II =0を満たす相電流目標値は一意に求まらない。

[0093] そこで、電流波形と逆起電圧波形とを同一形状にするという条件で拘束する。

すなわち、 Il = aEl, I3 = aE3, I5 = aE5として、

aEl-E5 + aE3-E3 + aE5-El = 0

Ε3²=-2Ε1·Ε5

上記関係式を満足するようにモータの逆起電圧波形を設計し、これと同じ電流波形を出力すれば、トルクリップルのない相電流目標値を得ることができる。

[0094] 逆起電圧 Ε1〜Ε5はモータ回転速度 ωに比例するので、モータの出力の式は以下のように表すことができる。

Τ=Κ1·Ι1+Κ3·Ι3+Κ5·Ι5

ここで、 Κ1〜Κ5は上述の手順で予め求められる定数である。相電流指令値の振幅は目標操舵トルク Ttによって決まる。

したがって、各相の相電流指令値は、目標操舵トルク Ttと電気角 Θとを入力として、図 7に示す電流指令値演算部 40で算出することができる。

[0095] また、電流制御部 50は、ベクトル制御相指令値算出部 40から供給される電流指令値 Iu*， Iv*, Iw*から電流検出回路 51u、 51v、 51wで検出した各励磁コイル Lu、 L v、Lwに流れるモータ相電流Iu、Iv、Iwを減算して各相電流誤差ΔIu、 Δΐν、 Alw を求める減算器 52u、 52v及び 50wと、求めた各相電流誤差 Δΐιι、 Δΐν、 Alwに対して比例積分制御を行って指令電圧 Vu、 Vv、 Vwを算出する PI制御部 53とを備えている。

[0096] さらに、 PWM制御部 60は、上述した PI制御部 53から出力される指令電圧 Vu、 Vv 、 Vwが入力され、これら指令電圧 Vu、 Vv、 Vwに応じたデューティ比の PWM信号 P ua、 Pva、 Pwb及びそのオン'オフを反転した PWM信号 Pub、 Pvb、 Pwbを开成し、これらをインバータ回路 34a及び 34bに供給することにより、これらインバータ回路 34 a及び 34bによって無結線モータ 12の各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwに個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ 12を回転駆動する。このため、無結線式モータ 12 で、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 Tに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

[0097] 次に、上記第 1の実施形態の動作を説明する。

今、車両が停車していると共に、無結線式モータ 12も停止しており、ステアリングホィール 1が操舵されておらず、操舵トルクセンサ 3で検出される操舵トルク Tが" 0"であるものとすると、この状態では、操舵トルク Tが" 0"であるので、目標補助操舵トルク算出部 43で算出される目標補助操舵トルク Ttも零となり、これが乗算器 44u〜44w に供給される。

[0098] このとき、無結線式モータ 12の位相検知部 35で検出されるロータ 20の位相が電気角変換部 41に供給されて、このときの電気角 Θが例えば 0° であるものとすると、相電流目標値算出部 42uから出力される相電流目標値 lutは" 0"、相電流目標値算出部 42vから出力される相電流目標値 Ivtは相電流目標値 lutに対して位相が 120° 遅れているので Imaxとなり、相電流目標値算出部 42wから出力される相電流目標値 Iwtは相電流目標値 lutに対して位相が 120° 進んでいるので +Imaxとなっている。

[0099] そして、これら相電流目標値 Iut、 Ivt及び Iwtが乗算器 44u、 44v及び 44wに供給される力これら乗算器 44u、 44v及び 44wには、上述したように、 "0"の目標補助操舵トルク Ttが入力されているので、これら乗算器 44u、 44v及び 44wから出力される相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*は" 0"となり、これらが電流制御部 50に供給される。この電流制御部 50には、電流センサ 51u、 51v及び 51wで検出された無結線式モータ 12の相電流検出値 Iu、 Iv及び Iwが入力されている力無結線式モータ 12が停止しているので、相電流検出値 Iu、 Iv及び Iwも" 0"となっており、これらが電流制御部 50の減算器 52u、 52v及び 52wに供給される。

[0100] このため、減算器 52u、 52v及び 52wから出力される電流偏差 Δ ΐιι、 Δ ΐν及び Δ Ι wも" 0"となるので、 PI制御部 53から出力される指令電圧 Vu、 Vv及び Vwも" 0"となつて、 PWM制御部 60から出力される PWM信号のデューティ比が 50%となり、無結線式モータ 12への駆動電流の供給が停止されて、無結線式モータ 12が停止状態を維持する。

この車両の停車状態での無結線式モータ 12の停止状態力も運転者がステアリングホイール 1を例えば右操舵する所謂据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ 3から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルク Tが出力され、これが目標補助操舵トルク算出部 43に供給されるので、この目標操舵トルク算出部 43から比較的大きな目標補助操舵トルク Ttが乗算器 44u、 44v及び 44wに出力される。

[0101] このとき、相電流目標値算出部 42u、 42v及び 42wから無結線式モータ 12の電気角 Θに応じた正弦波に 3次高調波及び 5次高調波を重畳した角が丸みを帯びた台形波状態の疑似矩形波となる互いに 120° ずつ位相が異なる相電流目標値 Iut、 Iv t及び Iwtが乗算器 44u、 44v及び 44w〖こ出力される。

このため、乗算器 44u、 44v及び 44wで、相電流目標値 Iut、 Ivt及び Iwtに目標補助操舵トルク Ttを乗算して、振幅が目標補助操舵トルク Ttとなる相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*が算出され、これが電流制御部 50の減算器 52u、 52v及び 52wに供給される。

[0102] このとき、無結線式モータ 12が停止しているので、電流センサ 51u、 51v及び 51w 力出力される相電流 Iu、 Iv及び Iwは" 0"を維持しているので、減算器 52u、 52v及び 52wから相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*が電流偏差 Δ ΐιι、 Δ ΐν及び A lwとして Ρ I制御部 53に出力され、この PI制御部 53で比例 ·積分演算が行われて指令電圧 Vu 、 Vv及び Vwが算出され、これが PWM制御部 60に出力される。

[0103] このため、 PWM制御部 60から正弦波にその 3次及び 5次高調波を重畳した疑似矩形波状の誘起電圧波形と等しい正弦波にその 3次及び 5次高調波を重畳した疑似相電流波形となる相電流 Iu、 Iv及び Iwが各電機子卷線 Lu、 Lv及び Lwに供給される。このため、無結線式モータ 12で操舵トルク Tに基づく目標補助操舵トルク Ttに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を減速ギヤ 11を介してステアリングシャフト 2に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。

[0104] このとき、モータが従来の Y結線式モータや Δ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなぐ 3相ブラシレスモータを形成する各励磁コイル Lu〜Lwが互いに結線されることなく独立して卷装された無結線式モータ 1 2であるので、各励磁コイル Lu〜Lwで個別に通電制御を行うことが可能であることから、 3次及び 5次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、図 8(b)に示すように、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波とすることができる。

[0105] このため、無結線式モータ 12の出力は、出力 =電流 X電圧 =トルク X回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができると共に、トルクリップルのない一定出力を得ることができる。

これに対して、前述した従来例では、逆起電圧波形は、図 8(c)に示すように、本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの励磁コイルに 3次高調波成分を流すことができないので、電流波形は図 8(d)に示すように、幅狭の疑似矩形波となり、面積力、さくなつて実効値が本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。

[0106] このように、第 1の実施形態では、無結線モータ 20の励磁コイル Lu〜Lwの逆起電圧波形及び駆動電流波形を共に 3次高調波を含む疑似矩形波とすることができ、実効値を向上させて、大きな出力を得ることができる。すなわち、 3次高調波は、疑似矩形波をフーリエ級数展開した際の係数が 1次成分の次に大きいので、正弦波にその 3次高調波を重畳することにより、実効値を上げるための効率が最もよくなり、大きな出力を得ることができる。

[0107] また、無結線式モータ 12を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ回路 3

4a及び 34bを接続し、これらインバータ回路 34a及び 34bを逆相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧 Vuab、 Vvab及び Vwabは、下記（1)式、

(2)式及び（3)式で表される。

Vun=2XV Xsin(cot+ α) (1)

ο

Vvn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (2)

o

Vwn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (3) 一方、同一構成の Y結線モータの場合は等価回路が図 9に示すように、各励磁コィル Lu、 Lv及び Lwの一端が互いに接続された中性点の電圧 Vnが Vn=0 (V)であるので、各励磁コイル Lu、 Lv、 Lwの端子間電圧 Vun、 Vvn及び Vwnは下記（4)式、（

5)式及び (6)式で表される。

[0108] Vun=V X sin ( co t+ α ) (4)

ο

Vvn=V X sin ( co t— 2 π Ζ3+ α ) (5)

o

Vwn=V X sin ( co t— 2 π Ζ3 + α ) (6)

o

このため、励磁コイル Luを例にとると、本発明による無結線式モータ 12の端子電圧 Vua、 Vub、端子間電圧¥11&1)は図10 (&)に示すようになり、従来の Y結線式モータの場合の端子電圧 Vu、端子電圧 Vv、端子間電圧 Vuv及び中性点電圧 Vnは図 10 ( b)に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ 12の端子間電圧 Vuab、 V vab、 Vwabは図 11 (a)〖こ示すようになり、従来の Y結線式モータの場合のコイル両端電圧 Vun、 Vvn, Vwnは図 11 (b)に示すようになる。

[0109] これら図 10及び図 11から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ 12は Y結線式モータを 2倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、ノッテリー電圧 Vbを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイル Lu〜Lwの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホィール 1を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなぐ最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。

[0110] 同様に、従来の Δ結線式モータの場合は、等価回路が図 12に示すようになり、端子間電圧 Vuv、 Vvw及び Vwuは Y結線式モータの 3倍となる力端子間電流が 1 Z 3となり、本発明による無結線式モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwのコイル電流が図 13 (a)に示すように規定電流を有効に使用できるのに対し、 Δ結線式モータのコィル電流 Iuv、 Ivw、 Iwu及び相電流 Iu、 Iv、 lwは図 13 (b)〖こ示すよう〖こなり、各相電流 Iu、 Iv、 lwが規定電流の 1Z 3となり、結局無結線式モータ 12では Δ結線式モータを 3倍のモータ電流で通電したことと同等の効果が得られる。この結果、無結線式モータは励磁コイルのコイル電流を向上できるので、高トルク化を図ることができる。 [0111] したがって、 Y結線式モータと Δ結線式モータとを等価変換すると下記表 1に示す関係式で表すことができる。

[0112] [表 1]

[0113] この関係式を用いて、等価交換された Y結線式モータ及び Δ結線式モータを、無結線式モータとした場合のモータ出力と電流特性は、 Y結線式モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図 14に示すように、破線図示の Y結線式モータの回転速度に対して無結線式モータの回転速度は実線図示のように最大電流で規制された最大トルクからトルクが減少するに応じて回転速度の増加分が多くなることになり、回転速度を向上させることができる。

[0114] また、 Δ結線モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、図 15に示すように、破線図示の Δ結線式モータのトルク特性に対して、無結線式モータでは回転数が最大回転数力減少するに応じてトルクの増加分が多くなることになり、この分トルクを向上させることができる。

さらに、 Y結線式モータと Δ結線式モータの中間モータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は図 16に示すように、破線図示の従来モータの回転速度特性に対して、無結線式モータの場合には実線図示のように回転速度及びトルクの双方を向上させることができる。

[0115] このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ 12を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。

また、第 1の実施形態のように、 PWM制御部 60から出力される PWM信号 Pua、〜 Pwaがインバータ回路 34aの上アーム部及びインバータ回路 34bの下アーム部に夫々供給され、残りの PWM信号 Pub〜Pwbがインバータ回路 34aの下アーム部及ィンバータ回路 34bの上アーム部に夫々供給することにより、 1つの駆動制御回路 15 で 2つのインバータ回路 34a及び 34bを互いに逆極性で駆動することができ、全体の回路構成を簡易小型化することができると共に、駆動制御回路 15を構成するマイク口コンピュータ、デジタル信号処理装置、デジタル IC等を簡略ィ匕することができる。

[0116] 以上説明したように、本発明のモータ及びその駆動制御装置は、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。このため、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合、急速ハンドル操舵が滑らかに実行可能となり、運転手にハンドルの振動などの違和感を与えないという優れた効果がある。

なお、上記第 1の実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記第 1の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0117] また、上記第 1の実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に 3次及び 5次高調波を重畳して形成する場合について説明した力これに限定されるものではなぐ 7 次以上の高次高調波を重畳するようにしても良ぐ 3次、 5次、 7次……の高調波の 1 つ又は複数を組み合わせて正弦波に重畳するようにしてもょ、。

次に、本発明の第 2の実施形態を図 17及び図 18について説明する。

この第 2の実施形態は、駆動制御回路 15に疑似ベクトル制御を適用して制御するようにしたものである。

[0118] すなわち、第 2の実施形態では、図 17に示すように、駆動制御回路 15において、ベクトル制御相指令値算出回路 70で、ベクトル制御の優れた特性を利用してべタトル制御 d、 q成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイル Lu〜 Lwに対応した各相電流指令値に変換すると共に、電流制御部 80で d、 q制御ではなぐ全て相制御で閉じるような構成としている。よって、電流指令値を算出する段階ではベクトル制御の理論を利用しているので、本制御方式を疑似ベクトル制御（Pseudo Vector Control以下、「PVC制御」と称す）と呼ぶ。

[0119] ベクトル制御相指令値算出回路 70は、各励磁コイル Lu〜Lwに対する各相逆起電圧算出部としての換算部 41と、 d軸及び q軸電圧算出部としての 3相 Z2相変換部 72 と、 q軸の電流指令値 Iq*を算出する q軸指令電流算出部 73と、各相電流指令値算出部としての 2相 Z3相変換部 44と、 d軸の電流指令値 Id*を算出する d軸指令電流算出部 75と、操舵トルク検出値 Tと車速検出値 Vとから補助操舵するために必要な操舵トルク指令値 T*を算出するトルク指令値演算部 76と、この操舵トルク指令値 T* に基づ!/、て無結線式モータ 12へのベース角速度 ω bを換算する換算部 77とを備えている。

[0120] このベクトル制御相電流指令値算出部 70では、位相検知部 35で検出されたロータ 20の位相を電気角変換部 78で電気角 Θ eに変換すると共に、この電気角 Θ eを微分回路 79で微分して電気角速度 co eを算出し、これら電気角 Θ e及び電気角速度 co e でなるロータ位置検出信号と、前述した第 1の実施形態における目標補助操舵トルク算出部 43に対応するトルク指令値演算部 76で演算された操舵トルク指令値 T*とが入力され、ベクトル制御による相指令値信号を算出する。

[0121] すなわち、ロータ 20の電気角 Θ e及び電気角速度 co eを換算部 71に入力し、換算部 41に格納されている換算表に基づいて各相の逆起電圧 eu、 ev、 ewが算出される。逆起電圧 eu、 ev、 ewは、正弦波に 3次、 5次高調波を重畳した図 8 (a)に示すように角を丸くした台形波状の疑似矩形波であり、各 N (N = 3, 5)次高調波の周波数はモータ電気角速度 ω eに Nを乗じたものである。

モータの電気角速度はモータの実速度を _ω、磁極数を Pとすると、 Ρ/2 Χ ωで表される。次に、逆起電圧 eu、 ev、 ewは d— q電圧算出部としての 3相 Z2相変換部 42で下記（7)式及び (8)式に基づ、て、 d軸及び q成分の電圧 ed及び eqに変換される。

[0122] [数 2]

e a

e d

= C e b ( 7 )

e q

e c [0123] [数 3]

-cos ( Θ e )■ ； ( Θ e - 2 π / 3 ) -cos( Θ e + 2 π/ 3)

sin( Θ e ) ι( θ e - 2 π / 3 ) sin( Θ e + 2 π/ 3 )

( 8 )

[0124] 一方、 d軸の電流指令値 Id*の算出は、換算部 77からのベース角速度 cob、微分回路 78からの電気角速度 ω e、トルク指令値演算部 76からの操舵トルク指令値を入力として d軸指令電流算出部 75で下記（9)式に従って算出される。但し、 Ktはトルク係数、 cobはモータのベース角速度で、ベース角速度 cobは操舵トルク検出値 Tを入力として換算部 77で求めている。

Id* =— I T/Kt I 'sir^acos b/com) (9)

上記（9)式の acos ( ω bZ ω m)の項に監視、モータの回転速度が高速でな、場合、つまり無結線式モータ 12の機械角速度 ω mがベース角速度 ω bより低速次の場合は、 om< 0>1)となるので&じ05(0)1)70)111)=0となり、よって Id* =0となる。し力し、高速回転時、つまり機械角速度 comがベース角速度 cobより高速になると、電流指令値 Id*の値が現れて、弱め開示制御を始める。上記（9)式に表されるように、電流指令値 Id*は無結線式モータ 12の回転速度によって変化するため、高速度回転時の制御をつなぎ目なく円滑に行うことが可能であると、う優れた効果がある。

[0125] また、別の効果としてモータ端子電圧の飽和の問題に関しても効果がある。モータの相電圧 Vは、一般的に、

V=E+R-I+L(di/dt) (10)

で表される。ここで、 Eは逆起電圧、 Rは固定抵抗、 Lはインダクタンスであり、逆起電圧 Eはモータが高速回転になるほど大きくなり、ノッテリー電圧などの電源電圧は固定であるから、モータの制御に利用できる電圧範囲が狭くなる。この電圧飽和に達する角速度がベース角速度 obで、電圧飽和が生じると PWM制御のデューティ比が 1 00%に達し、それ以上は電流指令値に追従できなくなり、その結果トルクリップルが大きくなる。 [0126] しかし、上記（3)式で表される電流指令値 Id*は極性が負であり、上記（10)式の L ( di/dt)に関する電流指令値 Id*の誘起電圧成分は、逆起電圧 Eと極性が反対となる。よって、高速回転になるほど値が大きくなる逆起電圧 Eを、電流指令値 Id*によつて誘起される電圧で減じる効果を示す。その結果、無結線式モータ 12が高速回転になっても、電流指令値 Id*の効果によってモータを制御できる電圧範囲が広くなる。つまり、電流指令値 Id*の制御による弱め界磁制御によってモータの制御電圧は飽和せず、制御できる範囲が広くなり、モータの高速回転時にもトルクリップルが大きくなることを防止できる効果がある。

[0127] 上述の電流指令値 Id*の算出に関する回路系のブロック構成が図 18である。図 18 におヽて、トルク指令値演算部 76から入力される操舵トルク指令値 T*は換算部 77 及びトルク係数部 75dに入力され、モータ 12の電気角速度 ω eは機械角算出部 45a に入力される。機械角算出回路 75aはモータの電気角速度 ω eからモータの機械角速度 co m ( = co eZP)を算出し、 acos算出部 75bに入力する。また、換算部 77は、操舵トルク指令値 T*をベース角速度 ω bに換算して acos算出部 75bに入力し、トルク係数部 75dは操舵トルク指令値 T*を係数 lqb ( =T* ZKt)に換算して絶対値部 75 eに入力する。 acos算出部 75bは入力された機械角速度 ω m及びベース角速度 ω b を基に、進角 Φ = acos ( co bZ o m)を算出して sin算出部 75cに入力する。 sin算出部 75cは、入力された進角 Φから sin を求めて— 1倍する乗算器 75fに入力し、乗算器 75fは sin算出部 75cからの進角 Φと、絶対値部 75eからの絶対値 | lqb |とを乗算して 1倍して電流指令値 Id*を求める。下記（1 1)式によって電流指令値 Id*が求められ、これ力軸指令電流算出部 75の出力となる。

Id = I lqb I X sin (acos ω >/ co m) ) ( 11)

上記（11)式に従って算出された電流指令値 Id*は、 q軸指令電流算出部 73及び 2 相 Z3相変換部 74に入力される。

[0128] 一方、 q軸の電流指令値 Iq*は q軸指令電流算出部 73において、 2相電圧 ed及び e q、電気角速度 ω e ( = ω m X P)、 d軸の電流指令値 Id*を基に下記（ 12)及び（ 13) 式で示すモータ出力方程式に基づいて算出される。即ち、モータ出力方程式は

Τ Χ ω m= 3/2 (ed X Id + eq X Iq) ( 12) である。したがって、この（12)式に Id = Id*， Iq = Iq*を代入すると

Iq* = 2/3 (TX co m— ed X Id*) Zeq (13)

となる。また、電流指令値 Id*には前記（11)式で算出した値を代入すれば良い。

[0129] 上記（13)式で示されるように、電流指令値 Iq*は、モータの出力は電力に相当する t 、うモータの出力方程式力も導かれて、るため、電流指令値 *を容易に演算することができる。また、必要な操舵トルク指令値 Tを得るための電流指令値 Id*とバランスのとれた最適な電流指令値 Iq*を演算することができる。したがって、モータの高速回転時にもモータの端子電圧が飽和せず、トルクリップルを最小にする制御が可能となる。

[0130] 本発明では上述したように電流指令値 Id*及び Iq*を入力として 2相 /3相変換部 7 4で電流指令値 Iu*， Iv*， Iw*を算出し、これらが電流制御部 80に供給される。

この電流制御部 80では、ベクトル制御相指令値算出部 70から供給される電流指令値 Iu*， Iv* , Iw*から電流検出回路 51u、 51v、 51wで検出した各励磁コイル Lu、 1^、1^^に流れるモータ相電流111、1 、1 を減算して各相電流誤差 111、 Δ ΐν、 Δ Ι wを求める減算器 82u、 82v及び 82wと、求めた各相電流誤差 Δ ΐιι、 Δ ΐν、 A lwに対して比例積分制御を行って指令電圧 Vu、 Vv、 Vwを算出する PI制御部 83とを備えている。

[0131] そして、 PI制御部 83から出力される指令電圧 Vu、 Vv、 Vwが第 1の実施形態と同様に PWM制御部 60に供給され、この PWM制御部 60で指令電圧 Vu、 Vv、 Vwに応じたデューティ比の PWM信号 Pua、 Pva、 Pwb及びそのオン'オフを反転した PW M信号 Pub、 Pvb、 Pwbを形成し、これらをインバータ回路 34a及び 34bに供給することにより、これらインバータ回路 34a及び 34bによって無結線モータ 12の各励磁コィル Lu、 Lv及び Lwに個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ 12を回転駆動する。このため、無結線式モータ 12で、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 Tに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

[0132] このとき、ベクトル制御相指令値算出部 70の 2相 Z3相変換部 74から出力される各相電流指令値 Iu*、 Iv*、 Iw*は、前述したように、換算部 71で算出される無結線式モータ 12の逆起電圧 eu、 ev、 ewbは、正弦波に 3次及び 5次高調波を重畳した図 8 ( a)に示すように角を丸くした台形状の疑似矩形波であるが、これに基づいて形成される相電流指令値 Iu*、

Iw*は 2相 Z3相変換部 74を有するので、 3次高調波成分の電流指令値を算出することができず、正弦波に 3次高調波成分を除く 5次高調波を重畳した図 8 (d)に示す疑似矩形波となる。

[0133] このため、前述した第 1の実施形態と比較して、無結線式モータ 12の励磁コイル Lu 、 Lv及び Lwに通電する駆動電流波形の幅が狭くなつて、実効値が若干低下するが、十分な実効値を確保して、無結線式モータ 12を駆動することができ、前述した第 1 の実施形態のように、無結線式モータの電機子卷線を Y結線又は Δ結線に対応させることにより、従来の Y結線式モータの 2倍の電源電圧で回転駆動して、急操舵した場合に、電圧不足を生じることなく最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことを可能としたり、又は従来の Δ結線式モータに比較して 3倍のモータ電流を通電して高トルクかを図ったり、 Y結線式モータと Δ結線式モータの中間のモータ定数で、無結線式モータに変更することにより、回転速度及びトルクの双方を向上させたりすることがでさる。

[0134] このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ 12を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。

また、第 2の実施形態では、従来技術の d、 q制御によるフィードバック制御と異なり、フィードバック制御が各相制御のみで実行されている点で全く異なる。この結果、従来技術では、 u相で発生した非線形要素力従来の d、 q制御によるフィードバック制御を実行する過程で、 V, w各相まで分散して正しく補正制御できなくなる問題があつた力本実施形態では u相の非線形要素は u相のみでフィードバック制御され、 V相、 w相には分散されないので、正しく補正制御できる。

[0135] このような PVC制御を使用することにより、制御に含まれる非線形要素を各相に分離した状態でモータを制御でき、その結果トルクリップルの少ない、騒音が小さいモータ制御が可能になる。このため、電動パワーステアリング装置に適用した場合には、駐車時や緊急操舵においても騒音が小さぐスムーズで振動の少ないハンドル操作が可能になる。次に、本発明の第 3の実施形態を図 19について説明する。

この第 3の実施形態では、駆動制御回路 15の構成を全てベクトル制御で行うようにしたものである。

[0136] すなわち、第 3の実施形態では、図 19に示すように、前述した第 2の実施形態におけるベクトル制御相電流指令値算出部 70の 2相 Z3相変換部 74が省略されていると共に、電流検出器 51u、 51v及び 51wで検出したモータ電流 Iu、 Iv、 Iwを入力し、これらを q軸及び d軸の検出電流 Idq及び Iddに変換する 3相 Z2相変換部 90が設けられ、さらに電流制御部 80が以下のように変更されていることを除いては図 17と同様の構成を有し、図 17との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

[0137] 電流制御部 80は、ベクトル制御相指令値算出部 70の q軸指令電流算出部 73から出力される q軸指令電流 Iq*及び d軸指令電流算出部 75から出力される d軸指令電流 Id*がー方の入力側に、 3相 Z2相変換部 90から出力される検出電流 Idq及び Idd が他方の入力側に供給されて、両者の電流誤差 Δ Iq及び Δ Idを算出する減算器 82 q及び 82dと、これら減算器 82q及び 82dから出力される電流誤差 Δ Iq及び Δ Idに対して比例積分制御を行って指令電圧 Vq及び Vdを算出する PI制御部 84と、この PI 制御部 84から出力される指令電圧 Vq及び Vdを三相指令電圧 Vu、 Vv及び Vwに変換する 2相 Z3相変換部 85とを備えている。そして、 2相 Z3相変換部 85から出力される 3相指令電圧 Vu、 Vv及び Vw力 ^PWM制御部 60に供給される。

[0138] この第 3の実施形態によると、ベクトル制御相指令値算出部 70では、前述した第 2 の実施形態と同様に、換算部 71で算出される正弦波に 3次、 5次及び 7次高調波を重畳した逆起電圧 eu、 ev及び ewを算出し、これを 3相 Z2相変換部 72で指令電圧 e d及び eqに変換して力も q軸指令電流算出部 73で操舵トルク指令値 T*に応じた q軸指令電流 Iq*を算出すると共に、 d軸指令値電流算出部 75で操舵トルク指令値に応じた d軸指令電流 Id*を算出する。

[0139] そして、これら q軸指令電流 Iq*及び d軸指令電流 Id*を電流制御部 80に出力する。この電流制御部 80では、ベクトル制御相電流指令値算出部 70から入力される q軸指令電流 Iq*及び d軸指令電流 Id*と、電流検出器 51u、 51v及び 51wで検出した電流検出値 Iu、 Iv及び Iwを 3相 Z2相変換部 90で変換した検出電流 Idq及び Iddとが減算器 82q及び 82uに供給されるので、これら減算器 82q及び 82uから電流誤差 Δ I q及び Δ Idが出力される。これら電流偏差 Δ Iq及び Δ Idが PI制御部 84で比例積分演算されて指令電圧 Vq及び Vdが算出され、これら指令電流 Vq及び Vdが 2相 Z3 相変換部 85で三相電圧 Vu、 Vv及び Vwに変化され、これらが PWM制御部 60に供給されるので、この PWM制御部 60で指令電圧 Vu、 Vv、 Vwに応じたデューティ比の PWM信号 Pua、 Pva、 Pwb及びそのオン ·オフを反転した PWM信号 Pub、 Pvb、 Pwbを形成し、これらをインバータ回路 34a及び 34bに供給することにより、これらィンバータ回路 34a及び 34bによって無結線モータ 12の各励磁コイル Lu、 Lv及び Lw に個別に各相指令電流を供給し、無結線式モータ 12を回転駆動する。このため、無結線式モータ 12で、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 Tに応じた必要とする操舵補助力を発生させる。

[0140] このため、上記第 3の実施形態でも、前述した第 2の実施形態と同様に、無結線式モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwの逆起電圧及び駆動電流の波形を、正弦波に 3次高調波を除く 5次， 7次の高調波を重畳した疑似矩形波とすることができ、無結線式モータ 12の実効値を向上させて大きな出力を得ることができる。

次に、本発明の第 4の実施形態を図 19について説明する。

この第 4の実施形態は、ベクトル制御相電流算出部 70を省略して、通常の電動パワーステアリング装置の駆動制御回路を適用し、電流制御部 80で高調波を重畳するようにしたものである。

[0141] すなわち、第 4の実施形態では、図 20に示すように、駆動制御回路 15が電流指令値演算部 100と、電流制御部 110と、 PWM制御部 60とで構成されている。

電流指令値演算部 100は、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 T及び車速センサ 18で検出した車速検出値 Vが入力され、これらに基づヽて車速検出値 V をパラメータとして操舵トルク検出値 T及び操舵補助指令値 T*との関係を示す特性線図で構成される操舵補助指令値算出テーブルを参照して操舵補助指令値 T*を算出する操舵補助指令値演算部 101と、各種補償値を算出する補償部 102と、操舵補助指令値演算部 101から出力される操舵補助指令値 T*と補償部 102から出力される補償値 Cを加算してトルク指令値を算出する加算器 103と、この加算器 10 3から出力されるトルク指令値を q軸電流指令値 Iq*に変換する q軸指令電流算出部 104とで構成されている。

[0142] ここで、補償部 102は、車両のョ一の収斂性を改善するために、ステアリングホイ一ル 1が振れ回る動作に対してブレーキをかける制御を行う収斂性制御部 105、モータ慣性を加減速させるトルクを操舵トルク検出値 Tから排除し、慣性感の操舵感とする慣性補償部 106、モータ角速度 ω eと操舵トルク検出値 Τに基づヽてセルファライ- ングトルク（SAT)を推定して路面情報及び外乱の影響を排除する制御を行う SAT 制御部 107とを少なくとも有し、収斂性制御部 105の制御値、慣性補償部 106の補償値及び SAT制御部 107の制御値を夫々加算器 108及び 109で加算されて補償値として加算器 103に供給する。

[0143] また、電流制御部 110は、 "0"に設定された d軸指令電流 Id*と電流検出器 51u〜 51wで検出した電流検出値 Iu〜Iwを d軸及び q軸の電流検出値に変換する 3相 Z2 相変換部 90からの d軸検出電流 Iddとが入力されて両者の電流誤差 Δ Idを算出する減算器 l l ldと、 q軸電流指令値算出部 104で算出された q軸指令電流 Iq*と 3相 Z2 相変換部 90からの q軸検出電流 Idqが入力されて両者の電流誤差 Δ を算出する減算器 11 lqと、これら減算器 11 Id及び 11 lqから出力される電流誤差 Δ Id及び Δ I qに対して比例積分演算を行って指令電圧 Vd及び Vqを算出する PI制御部 112と、この PI制御部 112から出力される指令電圧 Vd及び Vqを三相指令電圧 Vu、 Vv及び Vwに変換する 2相 Z3相変換部 113と、 PI制御部 112から出力される指令電圧 Vd 及び Vqに基づいて 5次高調波成分 V5を演算する 5次高調波成分演算部 114と、 2 相 Z3相変換部 113から出力される三相指令電圧 Vu、 Vv及び Vwに 5次高調波成分演算部 54で演算した 5次高調波成分 V5を加算する加算器 115u、 115及び 115 wとを備えている。そして、加算器 115u、 115v及び 115wから出力される 5次高調波成分 V5を重畳した三相指令電圧 Vu' 、Vv' 及び Vw' が PWM制御部 60に供給される。

[0144] ここで、 5次高調波成分演算部 114では、入力される指令電圧 Vd及び Vqに基づヽた下記（14)式の演算を行って 5次高調波成分 V5を算出する。 V5 = ^ (2/3) - { Vd²+ ( - Vq) ²} sin5 ( θ + ) ……（14)

ここで、 Vq≠0のとき φ =tan^_1{Vd/ (-Vq) }であり、 Vq = 0のとき φ = 1 π /2である。

この第 4の実施形態によると、電流制御部 110で算出する三相指令電圧 Vu、 Vv及び Vwに正弦波の 5次高調波成分を重畳して三相指令電圧 Vu' 、 Vv' 及び Vw' を算出し、これを PWM制御部 60に供給するので、無結線式モータ 12の各励磁コィル Lu〜Lwに前述した図 8 (d)に示す 5次高調波を重畳した駆動電流を通電することができ、実行値を向上させて、大きな出力を得ることができる。

[0145] なお、上記第 4の実施形態では、電流制御部 110で 5次高調波成分を重畳する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ電流指令値演算部 100側で 5次高調波成分を重畳させるようにしてもよ!、。

また、上記第 4の実施形態においては、 5次高調波成分演算部 114で 5次高調波成分 V5を演算する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ 7次、 9次等の高調波成分も演算して、これらを重畳することもできる。

[0146] さらに、上記第 1〜第 4の実施形態においては、駆動制御回路 15とインバータ回路 34a及び 34bを図 5に示すように接続した場合について説明した力これに限定されるものではなぐインバータ回路 34a及び 34bに対して個別に駆動制御回路 15を設けて、両インバータ回路 34a及び 34bを個別に逆位相で制御するようにしてもよい。さらにまた、上記第 1〜第 4の実施形態においては、インバータ回路 34a及び 34b を夫々 6つのスイッチング素子を有する構成とした場合について説明した力これに限定されるものではなぐ図 21〖こ示すよう〖こ、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lw毎に 4つのスイッチング素子 Q1〜Q4を設けた Hブリッジ回路 Hu、 Hv及び Hwを構成し、各 H ブリッジ回路 Hu、 Hv及び Hwのスイッチング素子 Q1〜Q4を PWM制御部 60で駆動制御することにより、前述した第 1〜第 4の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0147] なおさらに、上記第 1〜第 4の実施形態においては、本発明を無結線式の 3相ブラシレスモータに適用した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ複数 N (Nは 3以上の整数)相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。

また、上記第 1〜第 4の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ他の駆動モータを有する任意の装置に本発明を適用することができる。

[0148] 次に、本発明の第 5の実施形態を図 22〜図 24について説明する。

この第 5の実施形態では、昇圧回路を使用することなぐ電圧不足を解消して、モ一タの高出力化を図ることができる無結線モータの駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供するものである。

すなわち、第 5の実施形態では、前述した第 1の実施形態における無結線式モータ 12を適用し、駆動制御回路 15が図 22に示すように構成されている。

[0149] この駆動回路 15は、図 22に示すように、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 Tと車速センサ 18で検出した車速検出値 Vとが入力され、これらに基づヽてベクトル制御演算によって指令電流指令値 Iq及び Idを出力するベクトル制御相指令値算出部 140と、各励磁コイル Lu〜Lwの相電流 Idq及び Iddを検出するモータ電流検出回路 143と、ベクトル制御相指令値演算部 40から出力される相電流指令値 Iq及び Idとモータ電流検出回路 143で検出した相電流検出値 Idq及び Iddとに基づ、て一対のインバータ 34a及び 34bに対する PWM駆動制御電流を形成する電流制御部 144とを備えている。

[0150] ベクトル制御相指令値算出部 140は、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク検出値 Tと車速センサ 18で検出した車速検出値 Vとが入力され、これらに基づ、て車速検出値 Vをパラメータとして操舵トルク検出値 Tと操舵補助力指令値 T*との関係を表す操舵補助力指令値算出テーブルを参照して操舵補助力指令値を算出する操舵補助力算出部 141と、この基本操舵補助力算出部 141で算出した操舵補助力指令値 T*が入力され、これに基づ!/、て無結線式モータ 12に対する d— q軸上での相電流指令値 Iq及び Idを決定して出力するベクトル電流指令値決定部 142とを有する。

[0151] また、モータ電流検出回路 143は、モータ電流検出部 119u〜119w力も入力される駆動電流 Iu〜Iwを 3相 2相座標変換して d—q軸上のモータ検出電流 Idq及び Id dを出力する 3相 Z2相座標変換部 145を有する。そして、位相検知部 35で検出したロータ位相検出値を電気角変換部 147で電気角 Θに変換し、この電気角 Θがべタトル電流指令値決定部 142及び 3相 Z2相座標変換部 145に供給されて、る。

さらに、電流制御部 144は、ベクトル制御相指令値算出部 140のベクトル電流指令値決定部 142から出力される相電流指令値 Iq及び Idからモータ電流検出回路 143 の 3相 Z2相座標変換部 145から出力される相電流検出値 Idq及び Iddを減算器 46 q及び 46dで減算して偏差 Δ Iq及び Δ Idを算出し、算出した偏差 Δ Iq及び Δ Idが個別に PI制御部 149q及び 149dに供給される。

[0152] このため、 PI制御部 149q及び 149dでは、下記（15)式及び（16)式の演算を行つて電圧指令値 Vq及び Vdを算出する。

Vq=Kp X A lq+KiX J A lq/dt ……（15)

Vd=Kp X Δ ΐά+KiX J Δ ΐά/dt …… (16)

ここで、 Kpは比例ゲイン、 Kiは積分ゲインである。ここで、減算器 146q及び 146d と PI制御部 149q及び 149dとで演算制御部が構成されている。

[0153] そして、 PI制御部 149q及び 149dから出力される電圧指令値 Vq及び Vdが電圧制限部としてのリミッタ 150に供給されて、電源電圧 Vq及び Vdを正負の電源電圧 (バッテリ電圧士 Vb)の範囲に制限し、この制限した電圧指令値 Vq 及び Vd をデュー

LI LI

ティ指令値算出部としての乗算器 15 lq及び 15 Idに供給する。

この乗算器 15 lq及び 15 Idでは、制限された電圧指令値 Vq 及び Vd に 1/2

LIM LIM

Vb (Vb：バッテリー電圧)を乗算することにより、除算を行ってデューティ指令値 Dq及び Ddを算出し、これらデューティ指令値 Dq及び Ddを相変換部としての 2相 3相座標変換部 52で U相、 V相及び W相の各相デューティ指令値 Dtu、 Dtv及び Dtwを算出する。

[0154] そして、 2相— 3相座標変換部 152から出力される各相デューティ指令値 Dtu、 Dtv 及び Dtwを一対のインバータ 34a及び 34bに対する PWM駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部 153に供給する。

この駆動制御信号形成部 153は、入力される正負の相デューティ指令値 Dtj (j =u , ν, w)を加算器 154に供給して、これに入力されている 50%の中間デューティ指令値 Dnに加算することにより励磁コイル Ljに対する 0〜： LOO%の相デューティ指令値 D jに変換するデューティ指令値変換部 153jと、これらデューティ指令値変換部 15¾から出力される相デューティ指令値 Djが入力され、これら相デューティ指令値 Djに応じたデューティ比のパルス信号でなる PWM駆動制御信号 PuH〜PwHとそのオン ·ォフが反転された PWM駆動制御信号 PuL〜PwLを形成する PWM回路としての PW Mパルスジェネレータ 155とを有する。

[0155] そして、 PWMパルスジェネレータ 155から出力される PWM駆動制御信号 PuH〜 PwH及び PuL〜PwLを前述した図 5に示すようにインバータ回路 34a及び 34bに出力する。このように、 1つの PWMジェネレータ 155によってインバータ回路 34a及び 3 4bが互いに逆位相に駆動されるので、 PWM信号は従来の 6個の信号がそのまま使用できる。

次に、上記第 5の実施形態の動作を説明する。

[0156] 今、イグニッションキー 17がオフ状態であるときには駆動制御回路 15及びインバータ回路 34a及び 34bにバッテリー 16の電力が供給されておらず、インバータ回路 34a 及び 34bの各スイッチング素子 Qua〜Qwb及び Qua' 〜Qwb' がオフ状態を維持し、無結線式モータ 12の各励磁コイル Lu〜Lwに通電されることがなぐ無結線式モータ 12が停止状態にある。

この車両の停止状態で、イグニッションキー 17をオン状態とすると、ノッテリー 16の電力が駆動制御回路 15及びインバータ回路 34a, 34bに供給されて、これらが作動状態となる。

[0157] この状態で、ステアリングホイール 1を操舵してヽな、状態では、操舵トルクセンサ 3 で検出される操舵トルク検出値 Tが零であり、車両が停止状態であるので、車速センサ 18で検出される車速検出値 Vも零となっており、操舵補助力算出部 141で零の操舵補助力指令値 T*が算出され、これがベクトル電流指令値決定部 142に供給されることにより、このベクトル電流指令値決定部 142から共に零の指令電流 Iq及び Idが出力される。

[0158] 一方、無結線式モータ 12が停止状態にあるので、電流検出器 19u〜19wで検出されるモータ電流 Iu〜Iwも零となっており、これが 3相 Z2相座標変換部 145に供給されるので、この 3相 Z2相座標変換部 145から出力される d— q軸検出電流 Idq及び Iddも零となり、加算器 146q及び 146dから出力される偏差 Δ 及び A idも零となるこのため、 PI制御部 149q及び 149dから出力される電圧指令値 Vq及び Vdも零となり、これらがリミッタ 150を介して乗算器 151q及び 151dに供給され、これら乗算器 151q及び 151dで 2倍のバッテリー電圧 Vbで除算することにより、正及び負値をとるデューティ指令値 Dq及び Ddを算出するが、これらデューティ指令値 Dq及び Ddも零となり、これが 2相 Z3相座標変換部 52に供給されて U相、 V相及び W相の各相デュ一ティ指令値 Dtu、 Dtv及び Dtwを算出する。この場合の各相デューティ指令値 Dt u、 Dtv及び Dtwも零となり、これらがデューティ指令値変換部 153u、 153v及び 153 wに供給されるので、これらデューティ指令値変換部 153u、 153v及び 153wから共に 50%の相デューティ指令値 Du、 Dv及び Dw力PWMパルスジェネレータ 55に供給される。このため、 PWMパルスジェネレータ 155からデューティ比が略 50%の PW M駆動制御信号 PuH〜PwH及びそのオン'オフが反転された PuL〜PwLがインバータ回路 34a及び 34bに出力される。

[0159] このため、例えば無結線式モータ 12の励磁コイル Luについて見ると、図 23示すように、インバータ回路 34a及び 34bのスイッチング素子 Qua, Qubの直列回路とスイツチング素子 Qub' 及び Qua' の直列回路とがバッテリー電圧 Vbと接地との間に並列に接続され、両直列回路のスイッチング素子 Qua, Qubの接続点及びスィッチング素子 Qub' 及び Qua' の接続点に夫々励磁コイル Luの一方の端子 tua及び他方の端子 tubを接続した所謂 Hブリッジ回路が構成される。

[0160] このとき、スイッチング素子 Qua及び Qui に供給される PWM信号 PuHとスィッチング素子 Qub及び Qua' に供給される WM信号 PuLとが共にデューティ比が略 50 %で互いにオン'オフが反転し、両者間にデッドタイムが設けられているので、励磁コィル Luには電流が流れることはなく、同様に励磁コイル Lv及び Lwにも電流が流れることはないので、無結線式モータ 12は停止状態を継続する。

この無結線式モータ 12の停止状態からステアリングホイール 12を例えば右操舵して据え切り状態とすると、これによつて操舵トルクセンサ 3で大きな正値の操舵トルク検出値 Tが出力されると共に、車速検出値 Vが" 0"となることにより、操舵補助力算出部 141から大きな正値の操舵補助力指令値 T*が出力され、これがベクトル電流指令値決定部 142に供給されて相電流指令値 Iq及び Idを決定する。このとき、励磁コィル Lu〜Lwには通電されて、な、ので、 3相 Z2相座標変換部 145から出力される相電検出値 Idq及び Iddは零を維持しているので、減算器 146q及び 146dから指令電流 Iq及び Idに応じた偏差 Δ Iq及び Δ Idが PI制御部 149q及び 149dに出力される

[0161] これら PI制御部 149q及び 149dでは、前記（1)式及び（2)式の PI演算を行って、比較的大きな値の電圧指令値 Vq及び Vdを算出し、これらがリミッタ 150に出力される。

リミッタ 150では、電圧指令値 Vq及び Vdをバッテリ電圧 + Vb及び— Vbに制限し、この制限された電圧指令値が乗算器 15 lq及び 15 Idでバッテリ電圧の 2倍の電圧 2 Vbで除算することにより、正値の例えば 50%に近いデューティ指令値 Dq及び Ddが出力され、これらが 2相 Z3相座標変換部 152に供給されて 120° 位相がずれた U 相、 V相及び W相の各相デューティ指令値 Dtu、 Dtv及び Dtwを算出する。

[0162] この各相デューティ指令値 Dtu、 Dtv及び Dtwが相デューティ指令値変換部 153u 、 153v及び 153wに供給されるので、これら相デューティ指令値変換部 153u、 153 V及び 153wで 100%に近い相デューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが出力され、これらが PWMジェネレータ 155に供給されるので、この PWMジェネレータ 155から無結線式モータ 12を正転駆動する PWM駆動制御信号 PuH, PvH及び PwH及びこれらのオン'オフが反転された PWM駆動制御信号 PuL, PvL及び PwLがインバータ回路 34a及び 34bに互、に逆位相となるように供給される。

[0163] このため、励磁コイル Luにつ!/、てみると、 PWM駆動制御信号 PuHのデューティ比力 SPWM駆動制御信号 PuLのデューティ比より大きいときには、図 23において、バッテリー 17からの駆動電流が実線矢印で示すように、スイッチング素子 Qua、励磁コィル Lu及びスイッチング素子 Qua' をその順に通って流れることになり、これによつて無結線式モータ 12がステアリングホイール 1の右操舵を補助するように例えば正転駆動されて、大きな操舵補助力を発生し、ステアリングホイール 1の据え切りを軽い操舵力で行うことができる。このときの、励磁コイル Luの電圧波形は、図 24に示すように、励磁コイル Luにおける一方の端子 tuaの端子電圧 Vaが細ヽ実線で示すように例えば 0〜10ボルトの範囲の正弦波となり、他方の端子 tubの端子電圧 Vbが破線で示すように端子電圧 Vaに対して 180° の位相差を有する正弦波となるので、励磁コィル Luの両端電圧 Vabは太、実線図示のようにバッテリー電圧の + 10〜一 10ボルトの範囲の正弦波となり、従来例のように昇圧回路を設けることなくバッテリ電圧 Vbの約 2倍まで有効利用することができ、高出力駆動することができる。

[0164] この結果、電動パワーステアリング装置で最大出力を確保しながら最大回転速度を増加させることができ、急操舵時にモータ回転速度が不足することを解消することができる。

し力も、上記効果を一対のインバータ回路 34a及び 34bに対して駆動制御回路 15 力出力される通常の励磁コイルを Y結線又は Δ結線した結線式モータを駆動する 1つのインバータ回路を適用する場合と同様の 6本の PWM信号で駆動することができ、一対のインバータ回路 34a及び 34bを個別の駆動制御回路で駆動する場合に比較して、マイクロコンピュータ、デジタル信号処理装置、モータ駆動 IC等のコスト低減と選択の自由度とを向上させることができる。

[0165] また、ステアリングホイール 1を左切りする据え切り状態とした場合には、そのときの操舵トルク検出値 Tに応じた操舵補助トルクを発生するように無結線式モータ 12が逆転駆動されて、軽い操舵を行うことができ、また、車両が停車状態カゝら走行状態となつたときには、そのときの車速検出値 Vが増加するにつれて操舵トルク検出値 Tに対する操舵補助トルク指令値 T*が小さい値となり、無結線式モータ 12で発生する操舵補助力も小さく抑制される。

[0166] 次に、本発明の第 6の実施形態を図 25及び図 26について説明する。

この第 6の実施形態は、無結線式モータ 12の高出力駆動と PWM駆動制御信号のデューティ比の分解能が影響する微小電流制御領域の緻密な電流制御駆動とを両立させるよう〖こしたちのである。

すなわち、第 2の実施形態では、図 25に示すように、駆動制御回路 15に図 26 (c) に示すデューティ比が 50%で互いにオン'オフが反転されたパルス信号 P1及び P2 を形成するパルス信号生成回路 161を設けると共に、例えばモータ角速度 ωが設定閾値 ω s以下であるときにローレベル、設定閾値 ω sを超えて!/、るときにハイレベルの選択信号 SLを出力する選択信号形成回路 162を設け、さらにインバータ回路 34bの増幅器 Aua' 〜Awa' 及び Aub' 〜Awb' の入力側に駆動制御回路 15から出力される PWM駆動制御信号 Pub〜Pwb及び Pua〜Pwaとパルス信号 P1及び P2とを選択する信号選択回路 163a及び 163bが設けられていることを除いては前述した第 1の実施形態における図 5と同様の構成を有し、図 5との対応部分には同一符号を付しその詳細説明はこれを省略する。

[0167] ここで、信号選択回路 163aは、図 26 (a)に示すように、一方の非反転入力側に P WM駆動制御信号 PuL, PvL及び PwLが入力され、他方の非反転入力端に選択信号 SLが入力されたアンドゲート 164u、 164v及び 164wと、一方の非反転入力側にパルス信号 P1が入力され、他方の反転入力側に選択信号 SLが入力されたアンドゲート 165と、一方の入力側にアンドゲート 164u、 164v及び 164wの出力信号が個別に入力され、他方の入力側にアンドゲート 165の出力信号が入力されたオア回路 16 6u、 166v及び 166wとを備えている。そして、選択信号 SLがローレベルであるときに、駆動制御回路 15から出力される PWM駆動制御信号 PuL、 PvL及び PwLを、選択信号 SLがハイレベルであるときに、駆動制御回路 15のパルス信号生成回路 161 力出力されるパルス信号 P1を夫々 PWM駆動制御信号 Pul/ 、PvL' 及び PwL ' としてインバータ回路 34bの上アームを構成するスイッチング素子 Qua' 、 Qva' 及び Qwa' に出力する。

[0168] また、信号選択回路 163bは、図 26 (b)に示すように、一方の非反転入力側に PW M駆動制御信号 PuH, PvH及び PwHが入力され、他方の非反転入力端に選択信号 SLが入力されたアンドゲート 167u、 167v及び 167wと、一方の非反転入力側にパルス信号 P2が入力され、他方の反転入力側に選択信号 SLが入力されたアンドゲート 168と、一方の入力側にアンドゲート 167u、 167v及び 167wの出力信号が個別に入力され、他方の入力側にアンドゲート 168の出力信号が入力されたオア回路 16 9u、 169v及び 169wとを備えている。そして、選択信号 SLがローレベルであるときに、駆動制御回路 15から出力される PWM信号 PuH、 PvH及び PwHを、選択信号 SL がハイレベルであるときに、駆動制御回路 15のパルス信号生成回路 161から出力されるパルス信号 P2を夫々 PWM信号 PuH' 、 PvH' 及び PwH' としてインバータ回路 34bの下アームを構成するスイッチング素子 Qub' 、Qvb' 及び Qwb' に出力する。

[0169] この第 6の実施形態によれば、ステアリングホイール 1を急操舵することにより、モータ角速度 ωが設定閾値 ω sを超えた場合には、選択信号形成回路 62で選択信号 S Lをハイレベルとすることにより、各信号選択回路 163a及び 163bでアンドゲート 164 u〜164w及び 167u〜167wが開かれて PWM信号 PuL〜PwL及び PuH〜PwH が選択されて、これら力 Sインバータ回路 34bに供給されるので、前述した第 1の実施形態と同様にバッテリー電圧 Vbの 2倍の電圧で無結線式モータ 12を高出力且つ高速回転駆動することができる。

[0170] し力しながら、ステアリングホイール 1を比較的緩やかに操舵していて、モータ角速度 ωが設定閾値 ω s以下であるときには、選択信号形成回路 162で選択信号 SLがローレベルに制御されるので、信号選択回路 163a及び 163bでパルス信号生成回路 61で生成されたデューティ比が 50%で互いにオン'オフが反転されたパルス信号 P1及び P2が選択され、これら力インバータ回路 34bに供給される。

このため、インバータ回路 34bの直列回路を構成するスイッチング素子の一方がォン状態であるときに他方がオフ状態となり、仮想的にモータ駆動電圧の半分を固定出力する電源回路として動作し、図 27に示すように、励磁コイル Luの端子 tub、励磁コイル Lvの端子 tvb及び励磁コイル Lwの端子 twbを互いに接続した通常の Y結線式モータと等価な構成となる。このため、励磁コイル Lu〜Lwの両端電圧 Vu〜Vwは図 28に示すようにバッテリー電圧 Vbの半分の + lZ2Vb及び lZ2Vbの範囲の正弦波となり、 PWM駆動制御信号 PuH〜PwH及び PuL〜PwLのデューティ比の分解能が顕著に現れることになり、微小電流領域の制御性を向上させることができる

[0171] 次に、本発明の第 7の実施形態を図 29及び図 30について説明する。

この第 7の実施形態は、無結線式モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwの端子間電圧を所定段階に変更できるようにしたものである。

すなわち、第 7の実施形態では、前述した第 5の実施形態における駆動制御回路 1 5の相デューティ変換部 153u〜153wが、図 29に示すように、前述した加算器 154 で構成される第 1の演算部 170Aと、この第 1の演算部 170Aと並列に設けられた第 2 の演算部 170Bとで構成され、第 1の演算部 170Aで算出される相デューティ指令値 DQjaがインバータ回路 34aを駆動制御する PWMパルスジェネレータ 155aに供給され、第 2の演算部 170Bで算出される相デューティ指令値 Djbがインバータ回路 34 bを駆動制御する PWMパルスジェネレータ 155bに供給されることを除いては前述した第 1の実施形態と同様の構成を有し、図 22との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

ここで、第 2の演算部 170Bは、相デューティ指令値 Dtj (j =u, v, w)をゲイン K倍する可変利得増幅器 171とその出力に 50%のデューティ指令値を加算する加算器 172との直列回路で構成され、この可変利得増幅器 171のゲイン Κがゲイン設定器 1 73で操舵トルク検出値 Τ及び電気角変換部 147から出力される電気角 Θを角速度変換部 148で変換したモータ角速度 ωに基づ!/、て設定される。

ここで、ゲイン設定器 173は、入力された操舵トルク検出値 Τとモータ角速度 ωとに基づいて図 30に示すゲイン算出マップを参照してゲイン Κを算出する。このゲイン算出マップは、図 30に示すように、横軸に操舵トルク検出値 Τをとり、縦軸にモータ角速度 ωをとつて構成されている。そして、モータ角速度 ωが零で操舵トルク検出値 Τ が最大トルク Tmaxの 1Z3程度の所定値 T1及び操舵トルク検出値 Τが零でモータ角速度 ωが最大角速度 ω maxの 1Z5程度のモータ角速度 ω 1を結ぶ線 L 1と横軸及び縦軸で囲まれる領域であるときにゲイン Κが" 0. 5"に設定される。また、モータ角速度 ωが零で操舵トルク検出値 Τが最大トルク Tmaxの 2Ζ3程度の所定値 Τ2及び操舵トルク検出値 Tが零でモータ角速度 ωが最大角速度 ω maxの 1Z2程度の所定値 ω 2を結ぶ線 L1に平行な線 L2と線 Ll、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲイン Kが" 0"に設定される。さらに、モータ角速度 ωが零で操舵トルク検出値 Τが最大トルク Tmaxに近い所定値 Τ3及び操舵トルク検出値 Τが零でモータ角速度 ωが最大角速度 co maxの 4Ζ5程度の所定値 ω 3を結ぶ線 L2に平行な線 L3と線 L 2、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲイン Κが" 0. 5"に設定される。さらに、操舵トルク検出値 Τがモータ角速度 ω零〜 ω 1より小さい ω θまでの間最大トルク Tmaxを維持する線 L4と、この線 L4の上端と操舵トルク検出値 Tが零でモータ角速度 ωが最大角速度 ω maxの点とを結ぶ線 L3に平行な線 L5と、線 L3、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲインが " 1 "に設定される。

[0173] 次に、上記第 7の実施形態の動作を説明する。

今、車両が比較的高速で走行している状態で、ステアリングホイール 1を緩やかに操舵した場合には、操舵トルクセンサ 3で検出する操舵トルク検出値 tが小さぐモータ角速度 ωも遅ぐゲイン設定器 73で、図 30に示すゲイン算出マップを参照したときに、ゲイン Κ=0. 5が選択されたものとすると、例えば図 31に示すように励磁コイル L uを例〖ことると、励磁コイル Luの一方の端子 tuaの端子電圧を Vua、他方の端子 tub の端子電圧を Vubとし、励磁コイル Luの端子間電圧を Vuabとしたときに、端子電圧 Vuaが図 31に示すように、所定振幅 Aの正弦波であるものとすると、他方の端子電圧 Vubは、端子電圧 Vuaにゲイン Kを乗算した値は Vub=K'Vua = 0. 5Vuaとなり、図 32に示すように、振幅が端子電圧 Vuaの半分の正弦波となる。このため、励磁コィル Luの端子間電圧 Vuabは、下記（17)式で表されるので、この端子間電圧 Vuabも端子電圧 Vuaの半分の振幅の正弦波となる。

[0174] Vuab = Vua - Vub = ( 1 - K) Vua (17)

このため、分解能を従来の Y結線式モータの分解能より向上させることができる。この緩、操舵状態からステアリングホイール 1に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を高めて、ゲイン設定器 173で算出されるゲイン Κが" 0"に設定されると図 32 に示すように前述した第 2の実施形態における選択信号 SLをローレベルとした場合と同様に従来の Υ結線式モータと同様の端子電圧 Vuaと同一の振幅の端子間電圧 Vuabが得られ、通常の分解能が得られる。

[0175] この状態力ゝらさらにステアリングホイール 1に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を増加させて、ゲイン設定器 173で算出されるゲイン Kを— 0. 5に設定すると、励磁コイル Luの端子間電圧 Vuabは、端子電圧 Vuaの 1. 5倍となり、バッテリー電圧 V bの 1. 5倍の端子間電圧を励磁コイル Luに印加することができる。

さらに、ステアリングホイール 1に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を増加させて、ゲイン設定器 173で算出されるゲイン Kを— 1に設定すると、前述した第 5の実施形態及び第 6の実施形態と同様に端子電圧 Vuaの 2倍の端子間電圧 Vuabを励磁コイル Luに印加することができ、より大きな出力特性で且つ高速回転で無結線式モータ 12を駆動することができる。

[0176] このように、上記第 7の実施形態によると、操舵トルク検出値 Tとモータ角速度 ωとに基づ、てゲイン Κを設定することにより、無結線式モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwの端子間電圧を端子電圧 Vua〜Vwaの 0. 5倍、 1倍、 1. 5倍及び 2倍に変更することができ、ステアリングホイール 1の操舵状態に応じた最適の出力性能及び回転速度性能を発揮することができる。

なお、上記第 7の実施形態においては、ゲイン設定演算器 13で図 30に示すゲイン算出マップを参照してゲイン Kを設定する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐゲイン Kを下記（18)式に示すように操舵トルク検出値 T及びモータ角速度 ωの関数として方程式に基づ、てゲイン Κを算出するようにしてもょ、。

[0177] K=f (T, ω )

ω +c (18)

ここで、 a, b, cは定数である。

また、上記第 7の実施形態においては、ゲイン設定器 173で操舵トルク検出値 T及びモータ角速度 ωに基づいてゲイン Kを設定するようにした場合について説明した 1S これに限定されるものではなぐ図 29で点線図示のように ΡΙ制御部 145qから出力される電圧指令値 Vqをゲイン設定器 173に供給して、この電圧指令値 Vqに基づ V、てゲイン Kを設定するようにしてもょ、。

[0178] さらに、上記第 7の実施形態においては、駆動制御回路 15で 2つの PWMパルスジエネレータ 155a及び 155bを駆動制御する場合について説明した力これに限定されるものではなぐ第 2の演算部 170Bを省略した駆動制御回路と、第 1の演算部 17 OAを省略した駆動制御回路との 2つの駆動制御回路で PWMパルスジェネレータ 1 55a及び 155bを個別に駆動制御するようにしてもよぐ駆動制御回路の機能に対応するプログラムを有する 2つのマイクロコンピュータで個別に PWMパルスジエネレータ 155a及び 155bを駆動するようにしてもよぐさらには 2つのモータを個別に制御可能なマイクロコンピュータを適用して PWMパルスジェネレータ 155a及び 155bを駆動制御するようにしてもよい。 [0179] さらにまた、上記第 7の実施形態においては、第 2の演算部 170Bに可変利得増幅器 171及び加算器 172で構成した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ図 33に示すように、各相デューティ変換部 153u〜153wで、第 2の演算部 170Bを省略して前述した第 1の実施形態と同様の構成とし、これに代えてデューティ比を 50%に固定するデューティ指令値 Dnを出力する共通の第 2の演算部 170 Cを設け、このデューティ指令値 Dnを PWMパルスジェネレータ 155bに供給し、この PWMパルスジェネレータ 155bからデューティ比 50%の PWM駆動制御信号 PbH 及びそのオン ·オフを反転させた PWM駆動制御信号 PbLを増幅器 AbH及び AbL を介してインバータ回路 34bの上アームを構成するスイッチング素子 Qua' 、 Qva' 及び Qwa' 及び下アームを構成するスイッチング素子 Qub' 、Qvb' 及び Qwb' に個別に供給することにより、前述した第 6の実施形態と同様に従来の Y結線式モータと同様の駆動制御を行うようにしてもょ、。

[0180] さらにまた、上記第 5〜第 7の実施形態においては、 PWM信号 PuH〜PwH及び Ρ uL〜PwL、パルス信号 PI, P2を、説明を簡単にするため、完全にオン'オフを反転させた反転信号であるものとして説明したが、実際には、インバータ回路 34a及び 34 bでの直列回路の短絡状態が発生することを防止するために、一方の信号がオン状態力オフ状態に反転したときに他方の信号がオフ状態力オン状態に反転するまでの間にデットタイムを設けるようにして!/、る。

[0181] なおさらに、上記第 5〜第 7の実施形態においては、駆動制御回路 15でベクトル制御する場合について説明した力これに限定されるものではなぐベクトル電流指令値演算部 140のベクトル電流指令値決定部 142から出力される電流指令値 Iq及び I dを 2相 Z3相座標変換部で 3相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*に変換し、電流制御部 144で 3相電流指令値 Iu*、 Iv*及び Iw*と無結線式モータ 12の各相電流を検出する電流センサ 119u、 119v及び 119wで検出した相電流とに基づ、て電流フィードバック制御するようにしてもよぐさらにはベクトル電流指令値決定部 142を省略して、操舵補助力算出部 141から出力される操舵補助トルク指令値 T*と無結線式モータ 12の各相の誘起電圧に対応する電流指令値を算出する相電流目標値算出部から出力される相電流目標値とを乗算器で乗算して各相電流指令値を算出するようにしてちよい。

[0182] また、上記第 5〜第 7の実施形態においては、無結線式モータが 3相モータである場合について説明した力これに限定されるものではなぐ 4相以上の多相モータに本発明を適用することができる。この場合、前述した第 1及び第 2の実施形態では、駆動制御回路 15では相数 Nに対して 2N本の PWM駆動制御信号をインバータ回路 34a及び 34bに出力するようにすればよ!、。

さらに、上記第 5〜第 7の実施形態においては、駆動制御回路 15をノヽードウエアで構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ駆動制御回路 1 5の機能を有するプログラムを格納したマイクロコンピュータを適用してソフトウェアで帘 IJ御するようにしてもよヽ。

[0183] 次に、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第 8の実施形態を図 34〜図 40について説明する。

この第 8の実施形態では、簡易な構成でモータ電流を高精度で検出して、廉価なマイクロコンピュータを適用することができるようにしたものである。

図 34は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第 8の実施形態を示す全体構成図であって、前述した第 1及び第 2の実施形態における図 1の構成において、インバータ回路 34a及び 34bが省略され、これに代わるインバータ回路 23 4が設けられていることを除いては図 1と同様の構成を有し、図 1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

[0184] ここで、無結線式モータ 12は、前述した図 3及び図 4に示す構成を有し、その励磁コイル 33は、図 35に示すように、例えば三相の励磁コイル Lu、 Lv及び Lwで構成され、これら励磁コイル Lu〜Lwは、互いに結線されることなく独立して卷装されて無結線型（開放型）のブラシレスモータ配線とされ、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの両端間にインバータ回路 234を構成するインバータ 234u、 234v及び 234wが接続されて、個別に駆動電流 Iu、 lv及び lwが供給される。

[0185] インバータ 234j (j =u, v, w)は、図 35に示すように、例えば Nチャンネノレ MOSFE Tで構成される 4つスイッチング素子 Trj l〜Trj4を有し、スイッチング素子 Trj 1及び Trj 2が直列に接続された直列回路と、スイッチング素子 Trj 3及び Trj4が直列に接続された直列回路とが並列に接続されて Hブリッジ回路 Hjが構成されている。この H ブリッジ回路 Hjのスイッチング素子 Trjl及び Trj3の接続点がリレー RYを介してバッテリー Bに接続され、スイッチング素子 Trj2及び Trj4の接続点が電流検出用のシャント抵抗 Rjを介して接地され、さらにスイッチング素子 Trj 1及び Trj2の接続点が無結線式ブラシレスモータ 12における励磁コイル Ljの一方の端子 tjaに接続され、スイツチング素子 Trj3及び Trj4の接続点が励磁コイル Ljの他方の端子 tjbに接続されている。なお、各スイッチング素子 Trjl Trj4には、そのソース及びドレイン間にフライホィールダイオード Dが順方向に接続されて、る。

[0186] そして、各インバータ 234jのスイッチング素子 Trj 1及び Trj4に駆動制御回路 15から出力される PWM (パルス幅変調)信号 Pj 1が供給され、スイッチング素子 Trj 2及び Trj 3に駆動制御回路 15から PWM (パルス幅変調)信号 Pj 1と逆位相即ちオン ·オフを反転させた PWM (パルス幅変調)信号 Pj 2が供給される。

ここで、各励磁コイル Lu Lv及び Lwの等価回路は、前述した図 6に示すように、励磁コイル Luについては、端子 tua及び tub間に抵抗 R

0 '、インダクタンス L

0 '、逆起電圧 eu(= ω XKt' Xsin(cot))が直列に配列されたものとなり、端子 tuaの端子電圧 Vuaは Vua=V X sin( cot+ α )、端子 tubの端子電圧 Vubは Vub=V Xsin(co

0 0 t-π + α)であり、端子間電圧 Vuabは Vuab = 2XV Xsin(_Wt+ α)となり、相電 ο

流 Iuは Iu=I ' Xsin( ot)となる。

o

[0187] 同様に、励磁コイル Lvについては、端子 tva及び tvb間に抵抗 R' 、インダクタン

0

なり、端子 tvaの端子電圧 Vvaは Vva V X sin( ω t— 2 π Z3+ α )、端子 tubの端

0

子電圧 Vvbは Vvb V Xsin(o>t— 2πΖ3— π + α)であり、端子間電圧 Vvabは

0

Vvab = 2XV Xsin(o>t— 2πΖ3+ひ）となり、相電流 lvは Iv=I z Xsin(o>t— 2

0 0

π /3)となる。

[0188] 同様に、励磁コイル Lwについては、端子 twa及び twb間に抵抗 R' 、インダクタン

0

ス L ' 、逆起電圧 eu(=co XKt Xsin(cot— 4πΖ3))が直列に配列されたものと

0

0 0

t— 47u Z3)となる。

[0189] また、モータ定数としては従来の Y結線式モータのモータ定数、従来の Δ結線式モータのモータ定数、要求性能を満たすような独自のモータ定数の何れかに設計されて、無結線式の 3相ブラシレスモータが構成されている。

ここで、無結線式モータ 12の誘起電圧波形は、後述するように正弦波にその 3次高調波、 5次高調波を重畳した疑似矩形波となるように、ロータ 20の磁石の着磁、ステータ 31の卷線の巻き方が設定されている。

[0190] そして、操舵トルクセンサ 3から出力される操舵トルク検出値 Τは、図 34に示すようにバッテリー 16からイグニッションキー 17を介して電力が供給される駆動制御回路 1

5に入力される。

この駆動制御回路 15には、トルク検出値 Τの他に車速センサ 18で検出した車速検出値 Vと、モータ電流検出部 217ι！〜 217wで検出した無結線式ブラシレスモータ 12 の各励磁コイル Lu〜Lwに流れるモータ電流 Iau〜Iawと、位相検知部 35で検出したロータ 20の位相検知信号が入力される。

[0191] ここで、モータ電流検出部 217u、 217v及び 217wの夫々は、図 35に示すように、インバータ 234u、 234v及び 234wのスイッチング素子 Tru2及び Tru4の接続点、 T rv2及び Trv4の接続点並びに Trw2及び Trw4接続点と接地との間に介挿した電流検出用抵抗としてのシャント抵抗 Ru、 Rv及び Rwと、その端子間電圧を検出する演算増幅器 OPu、 OPv及び OPwとで構成されている。演算増幅器 OPu〜OPwでは、シャント抵抗 Ru〜Rwの両端電圧を、参照電圧 Vrefを基準とする振幅即ちモータ電流が" 0"のときに Vrefとなる値のモータ電流 Iau〜Iawとして出力する。

[0192] 駆動制御回路 15は、図 35に示すように、入力信号に対して AZD変換を行う AZ D変換入力端子を有するマイクロコンピュータ 218と、このマイクロコンピュータ 218から出力される PWMデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが入力されて各インバータ 23 4u、 234v及び 234wのスイッチング素子 Trul〜Trw4に対する PWMデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwに応じたデューティ比の PWM信号 Pul、 Pvl、 Pwl及びそのオン'オフが反転された PWM信号 Pu2、 Pv2、 Pw2を出力する FETゲート駆動回路 219とで構成されている。ここで、 FETゲート駆動回路 219は、内部に設けたソフトゥエアカウンタで構成される PWMパルス生成用アップダウンカウンタを有し、このカウンタのカウント値で形成される三角波とデューティ指令値 Du〜Dwとに基づいて PWM 信号 Pul〜Pwl及び Pu2〜Pw2を形成する。

[0193] マイクロコンピュータ 218にはその AZD変換入力端子にモータ電流検出部 217u 〜217wで検出したモータ電流 Iau〜Iawが入力されると共に、操舵トルクセンサ 3から出力される操舵トルク検出値 Tが入力されている。また、マイクロコンピュータ 218の他の入力端子に車速センサ 18で検出した車速検出値 Vと、位相検知部 35で検出した位相検知信号が電気角変換部 250で電気角 Θに変換されて入力されると共に、回転速度検出部としてモータ角速度変換部 251で電気角 Θを微分して算出したモータ角速度 ωが入力されている。

[0194] そして、マイクロコンピュータ 218では、演算処理を実行する中央処理装置（CPU) 218a,中央処理装置 218aで実行する演算処理の処理プログラムを格納する ROM 218b及び中央処理装置 218aの演算過程で必要とする値及び演算結果を記憶する RAM218cを少なくとも備え、中央処理装置 218aで図 36に示す操舵補助制御処理を実行すると共に、図 39に示す電流検出処理を実行する。

操舵補助制御処理は、図 36に示すように、先ず、ステップ S1で、操舵トルクセンサ 3で検出したトルク検出値 Tを読込み、次いでステップ S 2に移行して、トルク検出値 T から中立電圧 Vを減算して操舵トルク Ts (=T—V )を算出する。次いで、ステップ S

0 0

3に移行して、車速センサ 18で検出した車速検出値 Vを読込み、次いでステップ S4 に移行して、操舵トルク Ts及び車速検出値 Vに基づヽて図 37に示す操舵補助指令値算出マップを参照して、モータ電流指令値となる操舵補助指令値 I

Tを算出する。

[0195] ここで、操舵補助指令値算出マップは、図 37に示すように、横軸に操舵トルク検出値 Tをとり、縦軸に操舵補助指令値 Iをとり、車速検出値 Vをパラメータとした特性線

T

図で構成され、操舵トルク Tsが" 0"から正方向に増加して第 1の設定値 Tslに達するまでの間は車速検出値 Vにかかわらず比較的緩い勾配で延長する直線部 L1と、操舵トルク Taが第 1の設定値 Ts 1より増加したときに、車速検出値 Vが比較的速、状態では、比較的緩やかな勾配で延長する直線部 L2及び L3と操舵トルク検出値 Tsが第 1の設定値 Tslより大きい第 2の設定値 Ts2に近傍で横軸と平行となる直線部 L4及び L5と、車速検出値 Vが遅い状態では、比較的勾配の大きい直線部 L6及び L7と、これら直線部 L6及び L7より勾配の大きい直線部 L8及び L9と、直線部 L8より勾配の大きい直線部 L10と、直線部 L9及び L10の終端カゝら横軸と平行に延長する直線部 L11及び L12とで構成される 4本の特性線が形成され、同様に操舵トルク Tsが負方向に増加する場合には、上記と原点を挟んで点対象となる 4本の特性線が形成された構成を有する。

[0196] 次いで、ステップ S5に移行して、モータ角速度変換部 251で算出したモータ加速度 ωを読込み、次いでステップ S6に移行して、モータ角速度 ωに慣性ゲイン Κを乗算して、モータ慣性を加減速させるトルクを操舵トルク Tsから排除し、慣性感のない操舵感覚を得るための慣性補償制御用の慣性補償値 I (=Κ · ω)を算出すると共に、操舵補助指令値 Iの絶対値に摩擦係数ゲイン Κを乗算して、動力伝達部や電動

T f

モータの摩擦が操舵力に影響することを排除するため摩擦補償制御用の摩擦補償値 I (=κ ·

f f 1 1

T I )を算出する。ここで、摩擦補償値 Iの

f 符号は操舵トルク Tsの符号とこの操舵トルク Tsにより操舵の切り増し Z切り戻しを判定する操舵方向信号とに基づいて決定する。

[0197] 次、で、ステップ S7に移行して、操舵トルク Tsを微分演算処理してアシスト特性不感帯での安定性確保、静摩擦の補償を行うセンタ応答性改善指令値 Irを算出し、次いでステップ S8に移行して、算出した慣性補償値 I、摩擦補償値 I及びセンタ応答

i f

性改善指令値 Irを操舵補助指令値 Iに加算して操舵補助補償値 I

T T ' (=1 +1 +1

T i f

+Ir)を算出して力ステップ S9に移行する。

このステップ S9では、電気角変換部 250で変換したモータ電気角 Θを読込み、次いでステップ S 10に移行して、モータ電気角 Θをもとに図 38 (a)〜（c)に示す U〜W 相電流算出マップを参照して U〜W相の相電流指令値 Iu〜Iwを算出する。

[0198] ここで、相電流算出マップは、図 38 (a)〜（c)に示すように、正弦波に 3次、 5次高調波を重畳して角を丸くした台形波状の疑似矩形波に形成された無結線式ブラシレスモータ 12の電機子卷線 Lu〜Lwの誘起電圧波形と同一波形となる相電流指令値 I u〜Iwと電気角 Θとの関係が表され、各相電流指令値 Iu〜Iwは互いに 120° 位相がずれている。

次いで、ステップ S11に移行して、操舵補助補償値 I

T ' と相電流指令値 Iu〜Iwとを乗算して相電流目標値 I *〜1 *を算出し、次いでステップ S12に移行して、後述

TU TW

する電流検出処理によって RAMに記憶されているモータ電流検出部 217u〜 217 wから読込んだモータ電流 Iau〜Iawを AZD変換したデジタルモータ電流 Idu〜Id wを読込んで力もステップ S 13に移行する。

[0199] このステップ S 13では、相電流目標値 I * *力もモータ電流 Idu し

TU〜1

TW 〜Idwを減算て電流偏差 A lu〜A lwを算出し、次いでステップ S 14に移行して、下記（19)〜（21 )式の PI演算を行って電圧指令値 Vv〜Vwを算出する。

Vu=Kp X A lu+Ki J A ludt (19)

Vv=Kp X Δ Iv+Ki J Δ Ivdt (20)

Vw=Kp X A lw+Ki J A lwdt (21)

ここで、 Kpは比例ゲイン、 Kiは積分ゲインである。

[0200] 次!、で、ステップ S 15に移行して、ステップ S 14で算出した電圧指令値 Vu〜Vwの夫々を正及び負のバッテリ一電圧士 Vbで制限する電圧制限処理を行ってからステツプ S 16に移行する。

このステップ S16では、電圧制限された電圧指令値 Vu〜Vwに基づ!/、て下記（22) 〜（24)式の演算を行って U〜W相のデューティ指令値 Du〜Dwを算出する。

Du= 50+ (Vu/2Vb) X 100 (22)

Dv= 50+ (Vv/2Vb) X 100 (23)

Dw= 50+ (Vw/2Vb) X 100 (24)

次いで、ステップ S17に移行して、前記ステップ S16で算出したデューティ指令値 Du〜Dwをゲート駆動回路 219に出力してから前記ステップ S 1に戻る。

[0201] この図 7の処理が駆動制御部に対応して、る。

また、マイクロコンピュータ 218では、モータ電流検出部 217u〜217wで検出した電圧値でなるモータ電流 Iau〜Iawをデジタル値として算出する図 39に示す電流検出処理を実行する。

この電流検出処理は、図 39に示すように、所定時間例えば 250usec毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップ S31で、上述した操舵補助制御処理で算出したデューティ指令値 Dj (j =u, V, w)を読込んで、このデューティ指令値 Djが予め設定したデューティ比が 50%近傍でこれより小さ、ヒステリシス下限閾値 D 未満である

S1 か否かを判定し、 Dj < D であるときには、ステップ S32に移行して、デューティ比が

S1

ヒステリシス下限閾値 D より下側に存在するかヒステリシス上限閾値 D より上側に存

SI S2

在するかを表す存在位置フラグ FDをデューティ比がヒステリシス下限閾値 D より下

S1 側に存在することを表す" 0"にリセットしてからステップ S33に移行する。

[0202] このステップ S33では、ゲート駆動回路 219に設けたソフトウェアカウンタで構成されるパルス幅変調（PWM)を行うための三角波を形成する PWMパルス生成用アツプダウンカウンタのカウント値 Nを読込み、次いでステップ S34に移行して、カウント値 Nが三角波の上側頂点を示す最大値 N に達した力否かを判定し、 N<N であ

MAX MAX

るときには前記ステップ S33に戻り、 N=N であるときにはステップ S35に移行す

MAX

る。

[0203] このステップ S35では、モータ電流検出部 217j力も入力されるモータ電流 Iajを読込み、次いでステップ S 36に移行して、モータ電流 Iajをデジタル値に変換する AZ D変換処理を実行し、次いでステップ S37に移行して、 AZD変換処理で算出されたデジタルモータ電流からモータ電流検出部 217jの演算増幅器 OPjの参照電圧 Vref を減算して正味のデジタルモータ電流を算出し、次いでステップ S38に移行して、算出した正味のデジタルモータ電流に、存在位置フラグ FD = "0"の場合は負の符号付けを行、存在位置フラグ FD = "1"の場合は正の符号付けを行ってデジタルモータ電流 Idjを算出し、次いでステップ S39に移行して、算出したデジタルモータ電流 Id jを RAM218cに記憶して力もタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

[0204] また、前記ステップ S31の判定結果が、 Dj≥D であるときには、ステップ S40に移

S1

行して、デューティ指令値 Dj力デューティ比が 50%近傍でこれより大きい値に設定されたヒステリシス上限閾値 D を超えているカゝ否かを判定し、 Dj >D であるときには

S2 S2

ステップ S42に移行し、 Dj≤D であるときには、ステップ S41に移行して、存在位置

S2

フラグ FDが" 0"にリセットされている力否かを判定し、これ力 ' 1 "にセットされているときには前記ステップ S33に移行し、存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされているときにはステップ S43に移行する。

[0205] ステップ S42では、存在位置フラグ FDをデューティ比がヒステリシス上限閾値 D よ

S2 り 100%側に存在することを表す" 1 "にセットしてからステップ S43に移行する。

このステップ S43では、前述した PWMパルス生成用アップダウンカウンタのカウント値 Nを読込み、次いでステップ S44に移行して、カウント値 Nが三角波の下側頂点を示す最小値 0に達した力否かを判定し、 N > 0であるときには前記ステップ S43に戻り、 N = 0であるときには前記ステップ S 35に移行する。

[0206] この図 39の処理とモータ電流検出部 217ι！〜 217wとが電流検出手段に対応している。

次に、上記第 8の実施形態の動作を説明する。

今、車両力 Sイダ-ッシヨンスィッチ IGをオフ状態として停車しており、駆動制御回路 15に電源が供給されていないと共に、無結線式モータ 12も各電機子卷線 Lu〜Lw に電流が供給されておらず停止してヽるものとする。

[0207] この状態で、イグニッションキー 17をオン状態とすると、これによつてバッテリー 16から電力が駆動制御回路 15に投入され、駆動制御回路 15のマイクロコンピュータ 218 が作動状態となって、リレー RYをオン状態とすることにより、インバータ 234u〜234 wにバッテリー B力もの電力が供給されると共に、操舵トルクセンサ 3、車速センサ 18 、位置検知部 35が作動状態となる。

このため、マイクロコンピュータ 218の中央処理装置 218aで図 36及び図 39の処理力所定の初期化処理を行った後に実行開始されると共に、 FETゲート駆動回路 21 9ではソフトウェアカウンタで構成される PWMパルス生成用カウンタが作動される。

[0208] このとき、図 39の電流検出処理では、初期化処理で、 RAM218cにデジタルモータ電流 Idu〜Idwの初期値として" 0"が記憶されると共に、存在位置フラグ FDが" 0" にリセットされる。

この状態で、ステアリングホイール 1が操舵されておらず、操舵トルクセンサ 3で検出される操舵トルク検出値 Tが電圧 Vであり、車両が停車していて車速センサ 18で検

0

出される車速 Vも" 0"であるものとする。 [0209] この状態で、マイクロコンピュータ 218の中央処理装置 218aで図 36に示す操舵補助制御処理を実行すると、操舵トルク検出値 Tが電圧 Vであるので、ステップ S2で算

0

出される操舵トルク Tsが" 0"となり、車両が停車していて車速検出値 Vも" 0"であるので、図 37の制御マップを参照して算出される操舵補助指令値 Iも" 0"となり、各種補

T

償値 I、 I及び Irも" 0"となるので、操舵補助補償値 I ' も" 0"となる。

i f T

[0210] このとき、無結線式モータ 12の位相検知部 35で検出されるロータ 20の位相が電気角変換部 250に供給されて、このときの電気角 Θが例えば 0° であるものとすると、図 38 (a)〜 (c)に示す相電流指令値算出マップを参照して算出される U相の相電流指令値 Iuは" 0"、 V相の相電流指令値 Ivは相電流指令値 Iuに対して位相が 120° 遅れてヽるので— Imaxとなり、 W相の相電流指令値 Iwは相電流指令値 Iuに対して位相が 120° 進んで!/、るので + Imaxとなって!/、る。

[0211] そして、これら相電流指令値 Iu、 Iv及び Iwと操舵補助指令値 Iとが乗算されて相電

T

流目標値 I *、1 *及び I *が算出される力これらも全て" 0"となる (ステップ Sl l)。

TU TV TW

また、 RAM218cに記憶されているデジタルモータ電流 Idu、 Idv及び Idwも初期値の" 0"となっているので、電流偏差 Δ ΐιι、 Δ ΐν及び A lwも" 0"となり、これらに基づいて算出される電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwも" 0"となって、デューティ指令値 Du、 Dv 及び Dwが全て 50%となり、 50%のデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが FETゲート駆動回路 219に出力される。

[0212] このため、 FETゲート駆動回路 219から出力される PWM信号 Pul, Pvl, Pwl及び Pu2, Pv2, Pw2のオン'オフ比が略等しくなり、例えばインバータ 234uでみると、スイッチング素子 Trul及び Tru4がオン状態となる時間とスイッチング素子 Tru2及び Tru3がオン状態となる時間とが等しくこれらが交互に行われるので、電子機卷線 L uには平均電流が流れず、他のインバータ 234v及び 234wでも同様に電機子卷線 L V及び Lwに平均電流が流れな、ので、無結線式ブラシレスモータ 12が停止状態を維持する。

[0213] この無結線式ブラシレスモータ 12の停止状態では、 FETゲート駆動回路 219における PWMパルス生成用アップダウンカウンタのカウント値 Nは図 40 (a)に示すように、一定の PWM周期で" 0"から N までのアップカウントと、 N 力も" 0"までのダウンカウントを繰り返しており、 50%のデューティ指令値 Djに基づいてゲート駆動回路 219から出カされる1³¹\ ^[信号1¾及び1¾1は図400))及び（₍：）に示すように PWM パルス生成用アップダウンカウンタの PWM周期に同期して等し!/、オン ·オフ比で逆位相のパノレスとなって!/、る。

[0214] このため、無結線式ブラシレスモータ 12の電機子卷線 Ljに流れる実際のモータ電流 Imjは、図 40 (d)に示すように" 0"を境にして負力正に僅かに増加する状態と、正から負に僅かに減少する状態を繰り返して、る。

このとき、モータ電流検出部 217jの演算増幅器 OPjから出力されるモータ電流 Iaj は、図 40 (e)に示すように、参照電圧 Vrefの近傍で負から正方向に増加する状態を繰り返している。

[0215] このため、図 39の電流検出処理が実行されたときに、デューティ指令値 Djが 50% であり、ヒステリシス下限閾値 D より大きぐヒステリシス上限閾値 D よりは小さいので

SI S2

、ステップ S31からステップ S40を経てステップ S41に移行し、存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされているので、ステップ S43に移行して PWMパルス生成カウンタの力ゥント値 Nを読込み、このカウント値 Nが" 0"となる時点で演算増幅器 OPjから出力されるモータ電流 Iajを読込み (ステップ S35)、読込んだモータ電流 Iajに対して AZD 変換処理を実行してデジタルモータ電流を算出し (ステップ S36)、このデジタル電流力も参照電圧 Vrefを減算して正味のモータ電流を算出し (ステップ S37)、これに存在位置フラグ FD値に基づいて負の符号付けを行ってデジタルモータ電流 Idjを算出し (ステップ S38)、これを RAM218cに記憶する（ステップ S39)。このため、算出されたデジタルモータ電流 Idjも略" 0"を維持する。

[0216] この車両の停車状態での無結線式ブラシレスモータ 12の停止状態力も運転者がステアリングホイール 1を例えば右操舵する据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ 3から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルク検出値 Tが電圧 Vより高くなり、

0

操舵トルク Tsが正の大きな値となる。

このため、図 3722の操舵補助指令値算出マップを参照して算出される操舵補助指令値 Iが正の比較的大きな値となり、これに補償値 I、 I、 Irを加算した操舵補助補

T i f

償値 I ' が算出され (ステップ S8)、これに図 38 (a)〜（c)に示す相電流算出マップを参照して算出される正の相電流指令値 Iu、 Iv及び Iwが乗算されるので、振幅を操舵補助指令値 Iとする相電流目標値 I 1 *及び I *が算出される (ステップ S 11)

T TU TV TW

[0217] このとき、 A/D変換したデジタルモータ電流 Idu、 Idv及び Idwは" 0"を維持して!/ヽるので、電流偏差 Δ Iu、 Δ 及び Δ Iwは、相電流目標値 I *、 I *及び I *がそのま

TU TV TW

ま算出されることなり、これに基づいて比較的大きな電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwが算出され、このときの電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwがバッテリー電圧 +Vbを超える場合にはバッテリー電圧 + Vbに制限される (ステップ S 15)。

そして、制限された電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwに基づいてデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが算出され、これらデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwがゲート駆動回路 219に出力されるので、このゲート駆動回路 219から出力される PWM信号 Pajは例えば図 41 (b)に示すようにオン区間がオフ区間より長くなり、逆に PWM信号 Pbjは図 26 (c)に示すようにオフ区間がオン区間より長くなる。このため、インバータ 234jで図 42に示すようにスイッチング素子 Trj lから端子 t 、電機子卷線 Lj、端子 tjb、スイツチング素子 Trj4を通じて接地にモータ電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ 12が例えば時計方向に回転駆動される。このため、無結線式モータ 12で操舵トルク丁に基づく目標補助操舵トルク Ttに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ 11を介してステアリングシャフト 2に伝達することができ、運転者が軽い操舵を行うことができる。

[0218] そして、図 41に示すようにデューティ指令値 Djがヒステリシス上限閾値 D を超えて

S2

100%に近い状態では、電機子卷線 Ljに流れるモータ電流 Imjは、図 41 (d)に示すように、端子 tjaから端子 tjbの方向に流れるときを正とすると、 PWM信号 Pajがオン区間で正の所定値力緩やかな勾配で増加し、オフ区間で緩やかに減少することを繰り返すことになる。このため、モータ電流検出部 117jの演算増幅器 OPjから出力されるモータ電流 Iajは、図 41 (e)に示すように、 PWM信号 Pajのオン区間で参照電圧 Vrefに対してモータ電流 Imjに応じた高い値力も増加する。そして、 PWM信号 Paj がオン状態からオフ状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧 Vrefを挟んで対称的な電圧力増加を開始し、 PWM信号 Pajがオフ状態力オン状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧 Vrefを挟んで対称的な電圧力も増加を開始することを繰り返す。

[0219] この状態では、図 39の電流検出処理において、 PWMパルス生成用カウンタの力ゥント値 Nが" 0"となったときにモータ電流検出部 217jからモータ電流 Iajを読込み、読込んだモータ電流 Iajに対して AZD変換処理を行ってカゝら参照電圧 Vrefの減算及び符号付けを行ってデジタルモータ電流 Idjを算出するので、このデジタルモータ電流 Idjは図 41 (d)に示す実際の電機子卷線 Ljに流れるモータ電流 Imjと等しい正値となり、これが RAM218cに記憶される。

[0220] モータの回転により図 36の操舵補助制御処理におけるステップ S16で算出されるデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwは変化する。

FETゲート駆動回路 219から出力される PWM信号 Pajは例えば図 43 (b)に示すようにオフ区間がオン区間より長くなり、逆に PWM信号 Pbjは図 28 (c)に示すようにオン区間がオフ区間より長くなる。このため、インバータ 234jで図 44に示すようにスィツチング素子 Trj 3から端子 tjb、電機子卷線 Lj、端子 tja、スイッチング素子 Trj 2を通じて接地にモータ電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ 12が回転駆動される。このため、無結線式モータ 12で操舵トルク Tに基づく目標補助操舵トルク Ttに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ 11を介してステアリングシャフト 2 に伝達することができ、運転者が軽、操舵を行うことができる。

[0221] この図 43に示すようにデューティ指令値 Djがヒステリシス上限閾値 D を下回って 0

si

%に近い状態では、電機子卷線 Ljに流れるモータ電流 Imjは、図 43 (d)に示すように、モータ電流 Imjが端子 tjbから端子 tjaに流れるので、 PWM信号 Pbjがオン区間で負の所定値力緩やかな勾配で減少し、オフ区間で緩やかに増加することを繰り返すことになり、モータ電流検出部 117jの演算増幅器 OPjから出力されるモータ電流 Iajは、図 43 (e)に示すように、 PWM信号 Pbjのオン区間で参照電圧 Vrefに対してモータ電流 Imjの絶対値に応じた高、値力も増加し、 PWM信号 Pbjがオン状態からオフ状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧 Vrefを挟んで対称的な電圧から増加を開始し、 PWM信号 Pbjがオフ状態からオン状態に反転すると、そのときの電圧に対して参照電圧 Vrefを挟んで対称的な電圧力増加を開始することを繰り返す。

[0222] この状態では、図 239電流検出処理において、 Dj< D であるので、ステップ S31

si

力ステップ S32に移行して、存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされ、 PWMパルス生成用カウンタのカウント値 Nが最大値 N となったときにモータ電流検出部 217j

MAX

からモータ電流 Iajを読込み、読込んだモータ電流 Iajに対して AZD変換処理を行つて力正味のモータ電流を算出し、これに存在位置フラグ FD値に基づいて負の符号付けを行ってデジタルモータ電流 Idjを算出するので、このデジタルモータ電流 Idj は図 43 (d)に示す実際の電機子卷線 Ljに流れるモータ電流 Imjと等しい負値となり、これが RAM218cに記憶される。

[0223] さらに、モータの回転によりデューティ指令値 Djがヒステリシス下限閾値 Dslよりは大きくヒステリシス上限閾値 D よりは小さな値となる場合がある。

S2

このようにデューティ指令値 Djがヒステリシス上限閾値 D を上回っている状態から

S2

ヒステリシス上限閾値 D を下回る状態に変化すると、図 39に示す電流検出処理で

S2

は、図 45に示すように、デューティ指令値 djがヒステリシス上限閾値 D を超えている

S2

状態では、存在位置フラグ FD力 ' 1"にセットされているので、デューティ指令値 Djがヒステリシス上限閾値 D 以下となった時点で、ステップ S31からステップ S40を経て

S2

ステップ S41に移行し、存在位置フラグ FDが" 1"にセットされているので、ステップ S 33に移行して、モータ電流 Imjが負方向となる場合に備えて AZD変換処理のトリガとなるタイミング即ちサンプリングタイミングを PWMパルス生成用カウンタのカウント値 Nが最大値 N に変更する。

MAX

[0224] このトリガタイミングの変更がデューティ指令値 Djが 50%まで低下する前に行われるので、参照電圧 Vre;fより小さ、値を一時的に AZD変換してデジタルモータ電流 I djを算出することになる。

しかしながら、このときのデジタルモータ電流 Idjは、デューティ比が 50%近傍であることからモータ電流 Idjを読込むタイミングは十分確保することができ、存在位置フラグ FD値に基づ!/、て符号付けを行うので再びモータ電流 Imjと等し!/、デジタルモータ電流 Idjを算出することができる。

[0225] 同様に、デューティ比 Djがヒステリシス下限閾値 D より小さい状態では存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされているので、この状態力デューティ指令値 Djがヒステリシス下限閾値 D 以上となると図 39の処理において、ステップ S31からステップ S40

si

を経てステップ S41に移行し、存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされているので、ステツプ S43に移行して、 AZD変換処理に対するトリガタイミングが PWMパルス生成カウンタのカウント値 Nが" 0"となったときに変更され、一時的に参照電圧 Vrofより小さヽ値を AZD変換してデジタルモータ電流 Idjを算出することになる力存在位置フラグ FD値に基づ、て符号付けを行うので、実際のモータ電流と等、デジタルモータ電流 Idjを算出することができる。

[0226] このように、図 39の電流検出処理では、デューティ指令値 Djに対してヒステリシス特性を設けているので、車両が直進走行していて、運転者からステアリングホイール 1 に伝達される操舵力が小さくデューティ指令値 Djが 50%近傍で僅かな変化を生じているときに、 AZD変換処理に対するトリガタイミングにハンチングを生じることを確実に防止することができ、安定した操舵状態を確保することができる。

しカゝも、モータ電流検出部 217jの演算増幅器 OPjでスイッチング素子 Trj 2及び Trj 4の接続点と接地との間に介挿したシャント抵抗 Rjの端子間電圧を増幅して参照電圧 Vrefに対する変化量として検出するようにしたので、この演算増幅器 OPjから出力されるモータ電流 Iajは無結線式ブラシレスモータ 12の電機子卷線 Ljを流れる電流の方向を表す情報を含んでいないので、演算増幅器 OPjの出力ダイナミックレンジは参照電圧 Vrefの AZD変換処理のトリガタイミング変更時における参照電圧 Vref を僅かに下回る電圧力モータ最大電流に応じた最大電圧までの電圧範囲に上側及び下側のマージンを加えた値とすることができ、 AZD変換処理する場合の 1ビット当たりのモータ電流量 AZbitで表されるビットレートを小さくして電流検出精度を従来例の倍近く向上させることができると共に、廉価なマイクロコンピュータを適用することができる。

[0227] このため、電動パワーステアリング装置の操舵補助制御に影響を与えることなく良好な操舵補助制御を行うことができると共に、駆動制御回路を安価に構成することかできる。

また、本実施形態では、モータが従来の Y結線式モータや Δ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなぐ 3相ブラシレスモータを形成する各励磁コイル Lu〜Lwが互いに結線されることなく独立して卷装された無結線式ブラシレスモータ 12であるので、各励磁コイル Lu〜Lwで個別に通電制御を行うことが可能であることから、 3次及び 5次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波としている。

[0228] このため、無結線式モータ 12の出力は、出力 =電流 X電圧 =トルク X回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができると共に、トルクリップルのない一定出力を得ることができる。

これに対して、従来の結線式ブラシレスモータでは、逆起電圧波形は、図 46(c)に示す本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの電機子卷線に 3次高調波成分を流すことができないので、電流波形は図 46 (a)に示すように、図 46 (b)に示す本実施形態の疑似矩形波に対して幅狭の疑似矩形波となり、面積が小さくなつて実効値が正弦波よりは良いが本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。

[0229] また、無結線式ブラシレスモータ 12を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ 234u、 234v及び 234wを接続し、これら励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの両端を逆位相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧 Vuab、 Vvab及び Vwabは、下記（25)式、（26)式及び（27)式で表される。

Vun=2XV Xsin(_Wt+a) (25)

o

Vvn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (26)

ο

Vwn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (27)

ο

一方、同一構成の Υ結線モータの場合は等価回路が前述した図 9に示すように、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの一端が互いに接続された中性点の電圧 Vnが Vn=0 ( V)であるので、各励磁コイル Lu、 Lv、 Lwの端子間電圧 Vun、 Vvn及び Vwnは下記 (28)式、（29)式及び（30)式で表される。

[0230] Vun=V Xsin(cot+ α) (28) Vvn=V X sin ( co t— 2 π Ζ3+ α ) (29)

o

Vwn=V X sin ( co t— 2 π Ζ3 + α ) (30)

o

このため、励磁コイル Luを例にとると、本発明による無結線式モータ 12の端子電圧 Vua、 Vub、端子間電圧¥11&1)は図48 (&)に示すようになり、従来の Y結線式モータの場合の端子電圧 Vu、端子電圧 Vv、端子間電圧 Vuv及び中性点電圧 Vnは図 48 ( b)に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ 12の端子間電圧 Vuab、 V vab、 ¥ &1)は図49 (&)〖こ示すようになり、従来の Y結線式モータの場合のコイル両端電圧 Vun、 Vvn、 Vwnは図 49 (b)に示すようになる。

[0231] これら図 48及び図 49から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ 12は Y結線式モータを 2倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、ノッテリー電圧 Vbを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイル Lu〜Lwの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホィール 1を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなぐ最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。

[0232] なお、上記第 8実施形態においては、図 45に示すように、デューティ指令値 Du〜 Dwをもとに、 AZD変換処理のトリガタイミングの変更を行うヒステリシス特性を設定した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ図 50に示すように、 RA M218cに記憶されて!、る 1つ前の処理で算出したデジタル電流 Idu〜Idwに対して "0"を挟んで設定されたヒステリシス下限閾値—Ih及びヒステリシス上限閾値 + Ihに基づ、てヒステリシス特性を与えるようにしてもょ、。

[0233] この場合は、マイクロコンピュータ 218の中央処理装置 218aで実行する電流検出処理を図 51に示すように変更すればよい。すなわち、図 51の電流検出処理では、前述した図 39の処理において、ステップ S31及び S40の処理が省略され、これらに代えて RAM218cに記憶されている前回の電流検出処理時に算出したデジタルモータ電流 Idj力ヒステリシス下限閾値— Ihより小さいか否かを判定し、 Idjく— Ihであるときにはステップ S32に移行し、 Idj≥— Ihであるときにはステップ S 52に移行するステツプ S51と、 RAM218cに記憶されて!、るデジタルモータ電流 Idjがヒステリシス上限閾値 +Ihを超えているか否かを判定し、 Idj≤ +Ihであるときにはステップ S 39に移行し、 Idj > +Ihであるときにはステップ S42に移行するステップ S52とが設けられて、ることを除、ては図 39と同様の処理を行、、図 39との対応処理には同一ステツプ番号を付し、その詳細説明を省略する。

[0234] この図 51の電流検出処理では、前回処理時に RAM218cに記憶されているモータ電流 Idjがヒステリシス下限閾値— Ihより小さいときには存在位置フラグ FDを" 0"にリセットして力 PWMパルス生成用カウンタのカウント値 Nが最大値 N となったと

MAX

きにモータ電流検出部 217j力もモータ電流 Iajを読込んで AZD変換処理を行った後に正味モータ電流を算出し、これに正負の符号を付加してデジタルモータ電流 Idj として RAM218cに記憶する。逆に RAM218cに記憶されているモータ電流 Idjがヒステリシス上限閾値 + Ihを超えているときには存在位置フラグ FDを" 1"にセットして力 PWMパルス生成用カウンタのカウント値 Nが最小値 0となったときにモータ電流検出部 217jからモータ電流 Iajを読込んで AZD変換処理を行った後に正味モータ電流を算出し、これに正負の符号を負力してデジタルモータ電流 Idjとして RAM218 cに記憶する。そして、 RAM218cに記憶されているモータ電流 Idjが— Ih≤Idj≤+I hであるときには、ステップ S41に移行して、存在位置フラグ FDが" 0"にリセットされているときにはステップ S43に移行し、存在位置フラグ FDが" 1"にセットされているときにはステップ S 33に移行する。

[0235] このため、 AZD変換処理のトリガタイミングの判断基準がデジタルモータ電流 Idjに変更されているだけで、前述した第 8の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

また、上記第 8の実施形態においては、モータ電流検出部 217u〜217wを各インバータ 234u〜234wにおけるスイッチング素子 Trj2及び Trj4の接続点と接地との間に設けた場合について説明した力これに限定されるものではなぐ各インバータ 2 34ι！〜 234wにおけるスイッチング素子 Trj l及び Trj3の接続点とバッテリー 16の正極側との間にシャント抵抗 Ru〜Rwを介挿し、このシャント抵抗 Ru〜Rwの両端電圧を演算増幅器 OPu〜OPwで検出するようにしても、上記第 8の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0236] さらに、上記第 8の実施形態においては、 FETゲート駆動回路 219で PWMパルス生成用アップダウンカウンタをソフトウェアカウンタの構成とした場合について説明した力これに限定されるものではなぐハードウェアで構成される PWMパルス生成ァップダウンカウンタを使用してもよぐさらには三角波の上下の頂点をマイクロコンピュータ 18の中央処理装置 218aに通知可能な構成を有する他の構成の三角波発生器を適用することちできる。

[0237] さらにまた、上記第 8の実施形態においては、マイクロコンピュータ 218と FETゲート駆動回路 219とが別体である場合について説明したが、これに限定されるものではなぐマイクロコンピュータ 218の中央処理装置 218aに FETゲート駆動回路 219の機能を持たせるようにしてもょヽ。

なおさらに、上記第 8の実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0238] また、上記第 8の実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に 3次及び 5次高調波を重畳して形成する場合について説明した力これに限定されるものではなぐ 3 次以上の高次高調波を任意の糸且合せで重畳するようにしても良ぐ高調波を重畳しない正弦波のみの電流波形としてもよぐこの場合には、相電流算出用マップを 3相正弦波とすればよい。

さらに、上記第 8の実施形態においては、駆動制御回路 15を簡易な構成とした場合について説明した力これに限定されるものではなぐベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御 d、 q成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コイル Lu〜Lwに対応した各相電流指令値に変換することにより、相電流目標値 I *、1 *及び I *を算出するようにしてもよぐさらには全てをベクトル制御で行うよ

TU TV TW

うにしてもよい。

[0239] さらにまた、上記第 8の実施形態においては無結線式ブラシレスモータ 12の電機子卷線 Lu〜Lwを Y結線モータに対応する卷線配置とした場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ従来の Δ結線式モータに対応する卷線配置とすることちでさる。

なおさらに、上記第 8の実施形態においては、本発明を無結線式の 3相ブラシレスモータに適用した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ複数 N ( Nは 3以上の整数)相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。

[0240] 次に、本発明の第 9の実施形態を図 53〜図 65について説明する。

この第 9の実施形態では、無結線式モータの制御装置で、インバータ等の駆動制御部でスイッチング素子のオン異常やモータハーネスの天絡、地絡等が発生した場合に、これらを正確に検出すると共に、インバータ等の駆動制御部でスイッチング素子のオン異常やモータハーネスの天絡、地絡等を検出した場合でも、ブラシレスモータの駆動を継続して所定トルクを発生することができるようにしたものである。

[0241] すなわち、第 9の実施形態では、電動パワーステアリング装置の構成及び無結線式モータの構成は、前述した第 8の実施形態と同様の構成を有するが、図 53に示すように、インバータ 134と無結線式ブラシレスモータ 12の各電機子卷線 Lu〜Lwの各端子 tua〜twbとの間を結ぶモータハーネス MH1〜MH6の電圧即ち無結線式ブラシレスモータ 12の両端電圧を個別に検出する異常検出回路 341が設けられ、この異常検出回路 341から出力される異常検出信号 ASが駆動制御回路 15に入力される。

[0242] この異常検出回路 341は、図 54に示すように、モータハーネス MH1及び MH2に一端が接続された抵抗 R1及び R2の他端を互いに接続して構成される加算回路 34 2uと、モータハーネス MH3及び MH4に一端が接続された抵抗 R3及び R4の他端を互いに接続して構成される加算回路 342vと、モータハーネス MH5及び MH6に一端が接続された抵抗 R5及び R6の他端を互いに接続して構成される加算回路 34 2wと、各加算回路 342u〜342wの各抵抗 R1〜R6とモータハーネス MH1〜MH6 との間にノッテリー電圧 Vbを検出対象となるスイッチング素子のオン抵抗、天絡 '地絡の抵抗値、モータの励磁コイル抵抗値に比較して高インピーダンスの抵抗 RH1及び RH2で分圧して VbZ2の電圧をバイアス電圧として印加するバイアス回路 343と、加算回路 342u〜42wから出力される加算出力を分圧すると共に、フィルタ処理する加算出力と接地との間に接続された抵抗 Rd及びコンデンサ Cfの並列回路で構成される分圧兼フィルタ回路 344とで構成されて、る。 [0243] この異常検出回路 141で、インバータ 234u〜234wのスイッチング素子 Trul〜Tr w4のオン異常及びモータハーネス MH1〜MH6の異常を検出することができる理由は、後述するように、例えば正常なインバータ 234wのスイッチング素子 Trwl及び Trw4に供給される PWM信号 Pwlとスイッチング素子 Trw2及び Trw3に供給される PWM信号 Pw2は、図 55 (b)及び（c)に示すように、 PWM信号 Pwlがオン状態である区間で PWM信号 Pw2がオフ状態であり、両信号間に同時にオン状態となることを回避するためのデッドタイム Tdが設けられている。このとき、 PWM信号 Pwl及び P wu2のデューティ比力図 55 (b)及び（c)に示すように、 Pwl >Pw2であるときには、ィンバータ234 に図55 (&)に示すように、バッテリー 16の正極側端子力もスィッチング素子 Trwl、端子 twa、励磁コイル Lw、端子 twb、スイッチング素子 Trw4を経て接地に電流が流れる。

[0244] このため、例えばモータハーネス MH5で検出される無結線式ブラシレスモータ 12 の励磁コイル Lwの端子 twaにおける端子電圧 Vwaは、図 55 (d)〖こ示すように、 PW M信号 Pwlがオン状態の区間で約バッテリー電圧 Vb〔V〕正確にはバッテリー電圧 Vbからスイッチング素子 Trulのオン抵抗 Ronにモータ電流 Imを乗算した電圧 Ron X Imを減算した電圧 Vb—Ron X Imとなり、 PWM信号 Pwlがオン状態からオフ状態に切換わったデッドタイム Td区間で僅かに負値となる Vfとなり、その後の PWM 信号 Pw2がオン状態を維持する区間で約 0〔V〕正確には—Ron X Imとなり、次のデッドタイム Td区間で再度負値となる— Vfとなってから PWM信号 Pwlがオン状態に復帰すると再度約バッテリー電圧 Vb正確には Vb— Ron X lmとなることを繰り返す。

[0245] これに対して、モータハーネス MH6で検出される無結線式ブラシレスモータ 12の励磁コイル Lwの端子 twbにおける端子電圧 Vwbは、図 55 (e)〖こ示すように、 PWM 信号 Pw2がオン状態である区間で約バッテリー電圧正確にはバッテリー電圧 Vbにオン抵抗 Ronにモータ電流 Imを乗算した電圧 Ron X Imをカ卩算した電圧となり、 PW M信号 Pw2がオン状態力オフ状態に切換わったデッドタイム Td区間で、バッテリ一電圧 Vbに僅かな電圧 Vfを加算した値となり、その後 PWM信号 Pwlがオン状態を維持する区間で約 0〔V〕正確には Ron X Imとなる。

[0246] このため、スイッチング素子 Trwl〜Trw4が正常であり、モータハーネス MH5及び MH6に天絡及び地絡が発生していない正常状態では加算回路 342wで端子電圧 Vwa及び Vwbを加算して異常検出回路 341から出力される加算電圧 Vwsは、図 55 (f)〖こ示すように、 PWM信号 Pwl及び Pw2のデューティ比にかかわらずバッテリ一電圧 Vbと一致する。

ところ力図 56 (a)に示すように、インバータ 234wのスイッチング素子 Trw4がオン状態を継続するオン異常が発生した場合には、端子電圧 Vwaにつ、てはスィッチング素子 Trwlが正常であるので、図 56 (d)に示すように、図 55 (d)と同様に略バッテリ一電圧 Vb〔V〕と略 0〔V〕との間で交互に変化するが、端子電圧 Vwbについては図 56 (e)に示すように略 0〔V〕に固定される。

[0247] このため、加算回路 342wから出力され分圧されたカ卩算電圧 Vwsは図 56 (f)に示すように、端子電圧 Vwaがそのまま現れることになる。

したがって、加算電圧の平均値を算出するか又は波形のレベル変化を計測することにより、端子電圧異常を正確に検出することが可能となる。

駆動制御回路 15は、図 53及び図 54に示すように、入力信号に対して AZD変換を行う AZD変換入力端子を有するマイクロコンピュータ 218と、このマイクロコンピュータ 218から出力される PWMデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが入力されて各ィンバータ 234u、 234v及び 234wのスイッチング素子 Trul〜Trw4に対する PWM デューティ指令値 Du、 Dv及び Dwに応じたデューティ比の PWM信号 Pul、 Pvl、 P wl及びそのオン'オフが反転された PWM信号 Pu2、 Pv2、 Pw2を出力する FETゲート駆動回路 219とで構成されている。

[0248] マイクロコンピュータ 218にはその AZD変換入力端子にモータ電流検出部 217u 〜217wで検出したモータ電流 Idu〜Idwが入力されると共に、操舵トルクセンサ 3から出力される操舵トルク検出値 T及び異常検出回路 341から出力される加算電圧 Vu s〜Vwsが入力されている。また、マイクロコンピュータ 218の他の入力端子に車速センサ 18で検出した車速検出値 Vと、位相検知部 35で検出した位相検知信号が電気角変換部 250で電気角 Θに変換されて入力されると共に、回転速度検出部としてモータ角速度変換部 251で電気角 Θを微分して算出したモータ角速度 ωが入力されている。 [0249] そして、マイクロコンピュータ 218では、図 57に示す操舵補助制御処理を実行すると共に、図 58に示す異常検出処理を実行する。

操舵補助制御処理は、図 57に示すように、前述した第 8の実施形態における図 36 の操舵補助制御処理において、ステップ S 16の次に、異常時制御処理が設けられて V、ることを除!、ては図 36と同様の処理を行、、図 36との対応する処理には同一のステツプ番号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

[0250] 異常時制御処理は、先ず、ステップ S 16からステップ S61に移行して、後述する異常検出処理で設定される異常フラグ AFが" 0"以外の値に設定されている力否かを判定し、異常フラグ AFが" 0"に設定されているときにはインバータ 234u〜234w、モータハーネス MH1〜MH6、電機子卷線 Lu〜Lwのモータ駆動系に異常がな!、ものと判断してステップ S62に移行して、前述したステップ S16で算出したデューティ指令値 Du〜Dwをゲート駆動回路 219に出力して力も前述したステップ S 1に戻る。

[0251] 一方、ステップ S61の判定結果力異常フラグ AFが" 0"以外の" 1"〜"3' 'であるときには、インバータ 234u〜234w、モータハーネス MH1〜MH6、電機子卷線 Lu〜 Lwのモータ駆動系に異常が発生したものと判断して、ステップ S63に移行して、異常フラグ AF力 '1"であるときには U相駆動系の異常であると判断して、 U相 PWM信号 Pul及び Pu2の出力を停止させる PWM信号出力停止指令をゲート駆動回路 21 9に出力して力ステップ S64に移行する。

[0252] このステップ S64では、モータ角速度 ωの絶対値 | ω |が予め設定した駆動トルクが発生できな、電気角区間が生じる高速転舵であることを判定する各設定値 ω sを超えている力否かを判定し、 ω≤ co sであるときには、全ての電気角区間で駆動トルクを発生することができる低速回転領域であると判断して、ステップ S65に移行し、正常な 2相分の前記ステップ S16で設定されたデューティ指令値をゲート駆動回路 21 9に出力して力も前記ステップ S1に戻り、 I ω I > co sであるときには、高速転舵領域であるものと判断して、ステップ S66に移行し、正常な 2相のデューティ指令値を低速転舵領域の最大速度近傍に対応する 50%を挟んで対称的なデューティ指令値 D L〜DHの範囲に制限し、制限したデューティ指令値をゲート駆動回路 219に出力してから前記ステップ S 1に戻る。 [0253] この図 57の処理で、ステップ S1〜ステップ S16及びステップ S62の処理が駆動制御部に対応し、ステップ S61、 S63〜S66の処理が異常時制御部に対応し、ステップ S64及び S66の処理がモータ速度抑制部に対応している。

また、マイクロコンピュータ 218では、インバータ 234u〜234wのスイッチング素子異常、モータハーネス MH1〜MH6及び電機子卷線 Lu〜Lwの天絡、地絡による異常を検出する図 58に示す異常検出処理を実行する。

[0254] この異常検出処理は、図 58に示すように、所定時間例えば 10msec毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップ S71で、異常検出回路 341から出力される現在の加算電圧 Vus(n)〜Vws(n)を読込み、次いでステップ S 72に移行して、読込んだ加算電圧 Vus(n)〜Vws(n)に基づ!/、て下記（31)〜（33)式の移動平均演算を行つて移動平均値 Vusm(n)〜Vwsm(n)を算出する。

Vusm(n)= ( 1 - a) Vusm(n-l) + a - Vus(n) (31)

Vvsm(n)= ( 1 - a) Vvsm(n-l) + a - Vvs(n) (32)

Vwsm(n) = (, 1— a) Vwsm(n-l) + a · Vws(n) (33)

ここで、 n= l, 2, 3……、初期値 Vusm(0)=Vvsm(0)=Vwsm(0)=Vb、 aはデータの重み係数であり、 0< a< 1、 Vusm(n- 1)は前回の移動平均値である。

[0255] 次!、で、ステップ S73に移行して、移動平均値 Vusm(n)力バッテリー電圧 Vbを減算した値 (Vusm(n)— Vb)の絶対値が予め設定した閾値 Vmsを超えて、るか否かを判定し、 I Vusm(n)-Vb | >Vmsであるときには、 U相にインバータ 234uのスイツチング素子 Trul〜Tru4がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネス MH1, MH2及び電機子卷線 Luに天絡、地絡が発生した U相駆動系の異常と判断してステップ S74に移行し、異常フラグ AFを U相の異常であることを表す" 1"に設定してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

[0256] また、ステップ S73の判定結果が、 I Vusm(n)— Vb I ≤Vmsであるときには、 U相駆動系が正常であると判断してステップ S75に移行し、移動平均値 Vvsm(n)からバッテリー電圧 Vbを減算した値 (Vvsm(n)-Vb)の絶対値が予め設定した閾値 Vmsを超えているか否かを判定し、 I Vvsm(n)-Vb | > Vmsであるときには、 V相にインバータ 234vのスイッチング素子 Trvl〜Trv4がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネス MH3, MH4及び電機子卷線 Lvに天絡、地絡が発生した V相駆動系の異常と判断してステップ S76に移行し、異常フラグ AFを V相の異常であることを表す" 2"に設定して力タイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

[0257] さらに、ステップ S75の判定結果が、 I Vvsm(n)—Vb I ≤Vmsであるときには、 V 相駆動系が正常であると判断してステップ S77に移行し、移動平均値 Vwsm(n)からノッテリー電圧 Vbを減算した値 (Vwsm(n)— Vb)の絶対値が予め設定した閾値 Vm sを超えているか否かを判定し、 I Vwsm(n)-Vb | >Vmsであるときには、 W相にィンバータ 234vのスイッチング素子 Trwl〜Trw4がオン状態に固定されるオン異常、モータハーネス MH5, MH6及び電機子卷線 Lwに天絡、地絡が発生した W相駆動系の異常と判断してステップ S78に移行し、異常フラグ AFを W相の異常であることを表す" 3"に設定して力タイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

[0258] さらにまた、ステップ S77の判定結果が、 I Vwsm(n)—Vb I ≤Vmsであるときには、 U相駆動系〜 W相駆動系の全てが正常であるものと判断して、ステップ S79に移行して、異常フラグ AFを" 0"にリセットして力もタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

この図 58の処理と異常検出回路 341とで異常検出部に対応している。次に、上記第 9の実施形態の動作を説明する。

[0259] 今、車両が停車していると共に、無結線式モータ 12も停止しており、ステアリングホィール 1が操舵されておらず、操舵トルクセンサ 3で検出される操舵トルク検出値丁が電圧 Vであるものとする。

0

この状態で、マイクロコンピュータ 218で図 57に示す操舵補助制御処理を実行すると、操舵トルク検出値 Tが電圧 Vであるので、ステップ S2で算出される操舵トルク Ts

0

力 S"o"となり、車両が停車していて車速検出値 Vも" 0"であるので、前述した図 37の制御マップを参照して算出される操舵補助指令値 Iも" 0"となり、各種補償値 I、 I及

T i f び Irも" 0"となるので、操舵補助補償値 I ' も" 0"となる。

T

[0260] このとき、無結線式モータ 12の位相検知部 35で検出されるロータ 20の位相が電気角変換部 250に供給されて、このときの電気角 Θが例えば 0° であるものとすると、前述した図 38 (a)〜 (c)に示す相電流指令値算出マップを参照して算出される U相の相電流指令値 Iuは" 0"、 V相の相電流指令値 Ivは相電流指令値 Iuに対して位相が 120° 遅れているので Imaxとなり、 W相の相電流指令値 Iwは相電流指令値 Iuに対して位相が 120° 進んで!/、るので + Imaxとなつている。

[0261] そして、これら相電流指令値 Iu、 Iv及び Iwと操舵補助指令値 Iとが乗算されて相電

T

TU TV TW

また、モータ電流検出部 217u、 217v及び 217wで検出されるモータ電流 Idu、 Idv 及び Idwも" 0"となっているので、電流偏差 Δ ΐιι、 Δ ΐν及び A lwも" 0"となり、これらに基づいて算出される電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwも" 0"となって、デューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが全て 50%となり、無結線式ブラシレスモータ 12及びその駆動系が正常であるものとすると、 50%のデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwがゲート駆動回路 219に出力される。

[0262] このため、ゲート駆動回路 219から出力される PWM信号 Pul, Pvl, Pwl及び Pu 2, Pv2, Pw2のオン'オフ比が略等しくなり、例えばインバータ 234uでみると、スイツチング素子 Trul及び Tru4がオン状態となる時間とスイッチング素子 Tru2及び Tru 3がオン状態となる時間とが等しくこれらが交互に行われるので、電子機卷線 Luには電流が流れず、他のインバータ 234v及び 234wでも同様に電機子卷線 Lv及び Lw に電流が流れな、ので、無結線式ブラシレスモータ 12が停止状態を維持する。

[0263] この車両の停車状態での無結線式ブラシレスモータ 12の停止状態力運転者がステアリングホイール 1を例えば右操舵する所謂据え切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ 3から運転者の操舵トルクに対応する操舵トルク検出値 Tが電圧 Vより高

0 くなり、操舵トルク Tsが正の大きな値となる。

このため、図 37の操舵補助指令値算出マップを参照して算出される操舵補助指令値 Iが正の比較的大きな値となり、これに補償値 I、 I、 Irを加算した操舵補助補償値

T i f

I

T ' が算出され (ステップ S8)、これに図 38 (a)〜（c)に示す相電流算出マップを参照して算出される正の相電流指令値 Iu、 Iv及び Iwが乗算されるので、振幅を操舵補助指令値 Iとする相電流目標値 I 1 *及び I *が算出される (ステップ S l l)。

T TU TV TW

[0264] このとき、モータ電流 Idu、 Idv及び Idwは" 0"を維持しているので、電流偏差 A lu、 Δ ΐν及び A lwは、相電流目標値 I *、1 *及び I *がそのまま算出されることなり、こ

TU TV TW

れに基づいて正の比較的大きな電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwが算出され、このときの電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwがバッテリー電圧 +Vbを超える場合にはバッテリー電圧 +Vbに制限される（ステップ S 15)。

そして、制限された電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwに基づいてデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが算出されるので、これらデューティ指令値 Du、 Dv及び Dwが 50%より大きい値となり、これがゲート駆動回路 219に出力されるので、図 55 (a)に示すようにインバータ 134u〜134wでスイッチング素子 Trj lから端子 t 、電機子卷線 Lj、端子 tjb、スイッチング素子 Trj4を通じて接地に電流が 120° 位相が異なり、無結線式ブラシレスモータ 12の誘起電圧波形と等しぐ正弦波に 3次高調波及び 5次高調波を重畳した角が丸みを帯びた台形波状態の疑似矩形波電流が流れ、無結線式ブラシレスモータ 12が例えば時計方向に回転駆動される。このため、無結線式モータ 12で操舵トルク Tに基づく目標補助操舵トルク Ttに応じた補助操舵力を発生し、この補助操舵力を、減速ギヤ 11を介してステアリングシャフト 2に伝達することができ、運転者が軽、操舵を行うことができる。

同様に、運転者がステアリングホイール 1を据え切り状態で左操舵した場合には、操舵補助指令値 Iが負値となるので、図 57の操舵補助制御処理におけるステップ S

T

16で算出されるデューティ指令値 Du、Dv及び Dwが 50%より小さく 0%に近い値となり、励磁コイル Lu〜Lwに流れる電流が上述とは逆に流れることになり、無結線式ブラシレスモータ 12が例えば反時計方向に逆転駆動される。

一方、図 58に示す異常検出処理では、車両が停車状態でイグニッションキー 17をオン状態とした初期状態であるときに、異常検出回路 341では、バイアス回路 342から通電制御系のインピーダンスに比較して高インピーダンスで且つ電源電圧としてのバッテリー電圧 Vbにおける半分のバイアス電圧 VbZ2が加算回路 342u〜342wとモータハーネス MH1〜MH6との間に印加されているので、インバータ 234u〜234 wがゲート駆動回路 219からの PWM信号 Pul〜Pw2が全てオフしている初期診断期間中であっても、無結線式ブラシレスモータ 12が外力によって回転され、誘起電圧が発生した場合に、各相コイル Lu〜Lwの両端に、バイアス電圧 VbZ2を中心とした逆位相の端子電圧として発生する。つまり、相コイル Lu〜Lwの両端電圧の加算電圧値は、バイアス電圧の 2倍で一定値となる。

[0266] このため、インバータ 234u〜234wにスイッチング素子のオン異常が発生しておらず、モータハーネス MH1〜MH6及び相コイル Lu〜Lwに地絡及び天絡故障が発生していない状態では、加算回路 342u〜342wから出力される加算電圧 Vus〜Vw sは略バッテリー電圧 Vbとなる。

したがって、加算電圧 Vus〜Vwsがマイクロコンピュータ 218の A/D変換用入力端子に供給されて、図 58の異常検出処理が実行されたときに、ステップ S72で算出される各相コイル Lu〜Lwに対応する加算電圧 Vus〜Vuwの移動平均値 Vusm(n) 〜Vwsm(n)も略バッテリー電圧 Vbとなり、ステップ S73、 S75及び S77で算出される I Vusm(n)-Vb |、 | Vvsm(n)-Vb |及び | Vwsm(n)—Vb |が共に略" 0"となつて、各相コイルに対する通電制御系が正常であると判断してステップ S79に移行して、異常フラグ AFを" 0"にリセットする。

[0267] ところが、インバータ 234u〜234wのスイッチング素子 Tru2, Tru4〜Trw2, Trw 4の何れかにオン状態を継続するオン異常が発生して、る場合には、加算回路 342 u〜342wの何れかがスイッチング素子を通じて接地に接続されることになるため、加算回路 342u〜342wの何れか一方が接地電位となり、加算回路 342u〜342wの何れかの加算電圧が VbZ2となる。

このため、異常が発生した加算回路 34¾の移動平均値 Vsjmが VbZ2となり、 | Vj sm(n)-Vb Iが設定値 Vmsを超えることになつて、インバータ 234jのスイッチング素子 Tru4のオン異常を検出することができる。

[0268] 同様に、モータハーネス MH1〜MH6や相コイル Lu〜Lwに地絡故障が生じた場合にも、地絡故障が生じた側の端子電圧が略接地電位となるので、上記と同様に地絡故障を検出することができる。

また、逆に、インバータ 234u〜234wのバッテリー電源側のスイッチング素子 Trul , Tru2〜Trwl, Trw2がオン異常となったり、モータハーネス MH1〜MH6ゃ相コィル Lu〜Lwに天落故障が発生したりした場合には、異常となった側の加算回路 34 2ι！〜 342wに供給される端子電圧が略バッテリー電圧 Vbとなることから、該当する加算回路 342jの加算電圧 Vjsが 3VbZ4となり、その移動平均値 Vjsm(n)も 3VbZ4となって、 I Vjsm(n)— Vb I >Vmsとなって、該当する異常フラグ AF力 :!"〜" 3"に設定され、異常の発生を正確に検出することができる。

[0269] この初期診断が終了した後では、図 58に示す異常検出処理で、異常検出回路 34 1から出力される加算電圧 Vus〜Vwsを所定時間毎に読込み、これらを移動平均処理することにより、平均値 Vusm(n)〜Vwsm(n)を算出しており、インバータ 234u〜2 34w、モータハーネス MH 1〜MH6及び励磁コイル Lu〜Lwが正常である場合には、前述したように、インバータ 234jの端子電圧 Vja及び Vjbがデューティ指令値 Du〜 Dwに応じたデューティ比で交互にオン ·オフを繰り返しており、両端子電圧 Vja及び Vjbの加算値は、図 550 (f)に示すように、 PWM信号 Pj l及び Pj2のデューティ比にかかわらずバッテリー電圧 Vbに略一致する。

[0270] このため、移動平均値 Vjsm(n)からバッテリー電圧 Vbを減算した絶対値 | Vjsm(n)

-Vb Iは、略" 0"となって、閾値 Vmsより小さい値となるので、図 58の処理において、ステップ S73力らステップ S75、ステップ S77を経てステップ S79に移行して、異常フラグ AFを正常であることを表す" 0"にリセットする。

し力しながら、前述したように、据え切り状態でステアリングホイール 1を右操舵して V、る状態で、インバータ 234wのスイッチング素子 Trw4力 SPWM信号 Pw2がオフ状態となつてもオン状態を継続するオン異常となったときには、端子電圧 Vwbが常時略接地電位即ちスイッチング素子 Trw4のオン抵抗 Rにモータ電流 Imを乗算した電位

0

を «続することになるため、異常検出回路 341の加算回路 342wから出力される加算電圧 Vwsが図 56 (f)に示すように、略バッテリー電圧 Vbと略零接地電圧とを繰り返すことになり、加算電圧 Vwsの移動平均値 Vwsm(n)がバッテリー電圧 Vbより大幅に/ J、さくなる。このため、図 58のステップ S73で、 I Vusm(n)— Vb | >Vmsとなって、ステップ S74に移行し、異常フラグ AFが" にセットされる。

[0271] このため、図 57の操舵制御処理において、ステップ S61からステップ S63に移行し、ゲート駆動回路 219に対して U相のインバータ 234wを駆動する PWM信号 Pwl及び Pw2の出力を停止させる PWM信号出力停止指令を出力する。このため、インバータ 234wの駆動が停止されて、励磁コイル Lwに対する通電制御が停止される。しかしながら、残りの正常な 2つの V相及び W相のインバータ 234u及び 234vについては、無結線式ブラシレスモータ 12が低速回転領域にある状態では、ステップ S1 6で算出されるデューティ指令値 Du及び Dvに基づく PWM信号 Pul, Pu2及び Pvl , Ρν2の出力が継続される。

[0272] このときの、励磁コイル Lu〜Lwに通電される U相電流、 V相電流及び W相電流は、説明を簡単にするために U相電流、 V相電流及び W相電流が正弦波であるものとすると、図 59 (a)に示すようになり、異常が発生した W相電流についてはスイッチング素子 Trw2と並列なフライホイールダイオード D—端子 twa—電機子卷線 Lw—端子 t wb—スイッチング素子 Trw4 -フライホイールダイオード Dの閉ループが开成されるので、ロータ 20の回転に伴う誘導起電力による電流が流れ、この電流によってモータを制動させる方向のモータ制動トルクを発生させる。

[0273] し力しながら、無結線式ブラシレスモータ 12が低速転舵領域で回転駆動されている状態では、異常となった W相で発生するモータ制動トルクは図 59 (b)において曲線 L aで示すように僅かなものであり、正常な U相及び V相で発生するモータ駆動トルクは図 59 (b)において曲線 Lnで示すように脈動するが駆動トルクを発生できない電気角区間はなぐステアリングホイール 1が振動することにはなるが操舵補助力を十分に発揮することができる。

[0274] ところが、ステアリングホイール 1が急操舵される高速転舵領域で無結線式ブラシレスモータ 12が駆動される状態では、上記と同様に W相のインバータ 234wにおけるスイッチング素子 Trw4がオン異常になった場合には、インバータ 234wに形成される閉ループによって発生する誘導起電力に基づく W相電流が図 60 (a)に示すように負方向の振幅が大きくなり、これによつて図 60 (b)に示すように W相によるモータ制動トルクが増加し、これによつて正常な U相及び V相によって発生されるモータ駆動トルクが相殺されて駆動トルクを発揮できない電気角区間が存在することになり、ステアリングホイール 1に引っ掛力り感が発生し、運転者に違和感を与えることなる。

[0275] このため、本実施形態では、無結線式ブラシレスモータ 12のモータ角速度 ωを検出し、このモータ角速度 ωの絶対値が低速転舵領域の上限近傍のモータ角速度に対応する設定値 o sを超えたときに、図 57の処理において、ステップ S64からステツプ S66に移行して、そのときの正常な U相及び V相のデューティ指令値 Du及び Dvを低速転舵領域の上限近傍のモータ角速度となるデューティ指令値を、 50%を挟んで対称なデューティ指令値 DL〜DHの範囲に制限することにより、無結線式ブラシレスモータ 12が高速転舵領域で回転することを抑制し、低速転舵領域で駆動して操舵補助力の発生状態を継続させる。

[0276] また、モータハーネス MH6や励磁コイル Lwが地絡した場合も上記と同様に検出することができ、ノッテリー電源側のスイッチング素子 Tj 1がオン異常となった場合には、端子電圧 Vjaが略バッテリー電圧 Vbを維持することになるので、端子電圧 Vjbは略接地電圧と略バッテリー電圧 Vbとを繰り返すので、加算電圧力バッテリー Vbとその 2倍の状態とを繰り返すことになり、移動平均値 Vjsm(n)がバッテリー電圧 Vbより高くなることにより、 I Vjsm(n)-Vb I >Vmsとなって異常状態と判断することができる。同様に、モータハーネス mh5や励磁コイル Lwに天絡故障が発生した場合も上記と同様に検出することができる。

[0277] さらに、他の U相又は V相で、インバータ 234u又は 234vのスイッチング素子のオン異常やモータハーネス MH1、MH3又は MH2に地絡又は天絡故障が発生した場合も上記同様に検出することができる。

また、上記第 9の実施形態のように、相コイルの両端電圧の夫々にバイアス回路 34 3から高インピーダンスのバイアス電圧を印加することにより、インバータ 234u〜234 wが停止して、る状態即ち相コイルに対する通電制御を行って、な、状態でも、インバータ 234u〜234wのオン異常やモータハーネス MH1〜MH6及び相コイル Lu〜 Lwの天絡故障.地絡故障を確実に検出することができ、イグニッションキー 17をオン状態とした時点で、初期診断して、通電制御系の異常を短時間で正確に検出することがでさる。

[0278] また、上記第 9の実施形態のように、ベクトル制御を用いることなぐ無結線式ブラシレスモータ 12を駆動制御することにより、演算処理を簡略ィ匕してシンプルな駆動制御部を形成することができる。

し力も、異常検出回路 341で相コイル Lu〜Lwの両端電圧 Vua, Vub〜Vwa, Vw bをカ卩算回路 342u〜342wでカ卩算するので、マイクロコンピュータ 218の AZD変換入力端子に供給するセンサ入力は従来の 3相ブラシレスモータと同様の 3つで済み、廉価なマイクロコンピュータを適用することができる。

[0279] なお、上記第 9の実施形態においては、バイアス回路 343でバッテリー電圧 Vbの半分のバイアス電圧 VbZ2を加算回路 342u〜342w及びモータハーネス MH1〜 MH6間に印加する場合について説明した力これに限定されるもではなぐ初期診断時の異常検出を行わな、場合には、バイアス回路 343を省略するようにしてもょヽまた、バイアス電圧としては厳密に VbZ2に設定する必要はなぐ VbZ2の近傍の値に設定すればよいが、ノィァス電圧力 Sバッテリー電圧 Vbに対して低すぎたり、高すぎたりすると、誘起電圧によるモータ端子電圧が接地電位またバッテリー電位でクランプされてしまい、加算値が変化するおそれがあるため、バイアス電圧はノッテリー電圧 Vbの略半分程度に設定することが好ましい。また、インバータ 234u〜234wの通電制御中の相コイル Lu〜Lwの両端電圧の加算電圧値は、ノッテリー電圧 Vbとなるので、インバータ 234u〜234wの通電制御中であるか否かで故障判定閾値 Vms を共通とするためにもバイアス電圧の 2倍 =バッテリー電圧 Vbの関係を満足するバイァス電圧に設定することが好ま U 、。

[0280] さらに、上記第 9の実施形態では、図 58の異常検出処理で、加算電圧 Vjsの移動平均値を算出するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ所定個数の加算電圧を平均する単純平均処理を行うようしてもよい。

さらにまた、上記第 9の実施形態においては、図 58の異常処理におけるステップ S 72で移動平均値を算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、加算回路 342u〜342wの出力側に平均値を算出するローノスフィルタを設け、このローパスフィルタの平均値出力をマイクロコンピュータ 218に入力するようしてもよい。この場合、ローパスフィルタの時定数は 2次的な事故が発生しない程度の時定数に設定することが好ましい。

[0281] なおさらに、上記第 9の実施形態においては、地絡故障、天絡故障が発生した場合に、無結線式ブラシレスモータ 12の駆動を継続して、操舵補助力を発生するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ地絡故障、天絡故障等の異常を検出したときに図 57の操舵補助制御処理においてステップ S61、 S63 〜S66を省略し、これらに代えて直ちにリレー回路 RYをオフ状態とするステップを設けることにより、インバータ 234u〜234wからの PWM信号の出力を停止して無結線式ブラシレスモータ 12の回転駆動を停止するようにしてもよぐさらには 2つ以上の通電制御系で異常が発生した場合に、リレー回路 RYをオフ状態とするか又は PWM信号 Pul〜Pw2をオフ状態とするようにしてもょ、。

[0282] また、上記第 9の実施形態では、モータが従来の Y結線式モータや Δ結線式モータのように励磁コイルの一端又は両端を互いに接続したものではなぐ 3相ブラシレスモータを形成する各励磁コイル Lu〜Lwが互いに結線されることなく独立して卷装された無結線式ブラシレスモータ 12であるので、各励磁コイル Lu〜Lwで個別に通電制御を行うことが可能であることから、 3次及び 5次高調波を含む疑似矩形波電流を、何ら制限を受けることなく通電することができる。したがって、モータ電流波形は、逆起電圧波形と同様の正弦波に対して幅広で角を落として丸みのある疑似矩形波としている。

[0283] このため、無結線式モータ 12の出力は、出力 =電流 X電圧 =トルク X回転速度であるので、正弦波の逆起電圧及び駆動電流を使用する場合に比較して実効値を格段に向上させることができ、大きな出力を得ることができると共に、トルクリップルのない一定出力を得ることができると共に、インバータ回路、モータハーネス、電機子卷線の駆動系に異常が発生したときのモータ駆動トルクの脈動をモータ電流波形が正弦波である場合に比較して低減させることができる。

[0284] これに対して、従来の結線式ブラシレスモータでは、逆起電圧波形は、本実施形態と略同様の疑似矩形波とすることができるが、モータの電機子卷線に 3次高調波成分を流すことができないので、電流波形は前述した図 46 (a)に示すように、幅狭の疑似矩形波となり、面積力、さくなつて実効値が正弦波よりは良いが本実施形態に比較すると低下することになり、出力もその分減少することになる。

なお、従来の結線式ブラシレスモータで 3次高調波成分を電機子卷線に流すことができない理由は、前述した第 1の実施形態で説明した通りである。

[0285] このように、第 9の実施形態では、無結線モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwの逆起電圧波形及び駆動電流波形を共に 3次高調波を含む疑似矩形波とすることができ、実効値を向上させて、大きな出力を得ることができる。すなわち、 3次高調波は、疑似矩形波をフーリエ級数展開した際の係数が 1次成分の次に大きいので、正弦波にその

3次高調波を重畳することにより、実効値を上げるための効率が最もよくなり、大きな出力を得ることができる。

[0286] また、無結線式ブラシレスモータ 12を使用して、各励磁コイルの両端に夫々インバータ 234u、 234v及び 234wを接続し、これら励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの両端を逆位相駆動することにより、前述したように各励磁コイルの端子間電圧 Vuab、 Vvab及び Vwabは、下記（34)式、（35)式及び（36)式で表される。

Vun=2XV Xsin(cot+ α) (34)

ο

Vvn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (35)

o

Vwn=2XV Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (36)

o

一方、同一構成の Υ結線モータの場合は等価回路が前述した図 47に示すように、各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwの一端が互いに接続された中性点の電圧 Vnが Vn=0

(V)であるので、各励磁コイル Lu、 Lv、 Lwの端子間電圧 Vun、 Vvn及び Vwnは下記（37)式、（38)式及び（39)式で表される。

[0287] Vun=V Xsin(cot+ α) (37)

ο

Vvn=V Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (38)

o

Vwn=V Xsin(cot— 2πΖ3+ α) (39)

o

このため、励磁コイル Luを例にとると、本発明による無結線式モータ 12の端子電圧 Vua、 Vub、端子間電圧 Vuabは前述した図 48 (a)に示すようになり、従来の Y結線式モータの場合の端子電圧 Vu、端子電圧 Vv、端子間電圧 Vuv及び中性点電圧 Vn は前述した図 48(b)に示すようになる。一方、本発明による無結線式モータ 12の端子間電圧 Vuab、 Vvab, Vwabは前述した図 49 (a)〖こ示すよう〖こなり、従来の Y結線式モータの場合のコイル両端電圧 Vun、 Vvn、 Vwnは図 49(b)に示すようになる。

[0288] これら図 48及び図 49から明らかなように、励磁コイルの両端に印加できる電圧振幅を比較した場合、無結線式モータ 12は Y結線式モータを 2倍の電源電圧で駆動した場合と同等の効果が得られる。したがって、ノッテリー電圧 Vbを同一とした場合、無結線式モータでは励磁コイル Lu〜Lwの駆動電圧を向上できるので、ステアリングホィール 1を急操舵した場合に、電圧不足を生じることなぐ最適な操舵補助力を発生させて円滑な操舵を行うことができる。

[0289] 同様に、従来の Δ結線式モータの場合は、等価回路が前述した第 1の実施形態における図 12に示すようになり、端子間電圧 Vuv、 Vvw及び Vwuは Y結線式モータの 3倍となるが、端子間電流が 1Z 3となり、本発明による無結線式モータ 12の励磁コイル Lu〜Lwのコイル電流が前述した図 13 (a)に示すように規定電流を有効に使用できるのに対し、 Δ結線式モータのコイル電流 Iuv、 Ivw、 Iwu及び相電流 Iu、 Iv 、 Iwは図 13 (b)に示すようになり、各相電流 Iu、 Iv、 Iwが規定電流の 1Z 3となり、結局無結線式モータ 12では Δ結線式モータを 3倍のモータ電流で通電したことと同等の効果が得られる。この結果、無結線式モータは励磁コイルのコイル電流を向上できるので、高トルク化を図ることができる。

[0290] したがって、 Y結線式モータと Δ結線式モータとを等価変換すると前述した表 1に示す関係式で表すことができる。

この関係式を用いて、等価交換された Y結線式モータ及び Δ結線式モータを、無結線式モータとした場合のモータ出力と電流特性は、 Y結線式モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、前述した図 14に示すように、破線図示の Y結線式モータの回転速度に対して無結線式モータの回転速度は実線図示のように最大電流で規制された最大トルクからトルクが減少するに応じて回転速度の増加分が多くなることになり、回転速度を向上させることができる。

[0291] また、 Δ結線モータのモータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は、前述した図 15に示すように、破線図示の Δ結線式モータのトルク特性に対して、無結線式モータでは回転数が最大回転数力も減少するに応じてトルクの増加分が多くなることになり、この分トルクを向上させることができる。

さらに、 Y結線式モータと Δ結線式モータの中間モータ定数で、無結線式モータに変更した場合のモータ出力特性は前述した図 16に示すように、破線図示の従来モータの回転速度特性に対して、無結線式モータの場合には実線図示のように回転速度及びトルクの双方を向上させることができる。 [0292] このため、電動パワーステアリング装置に無結線式モータ 12を適用した場合に、必要とする特性に合わせてモータ定数を設定することにより、必要とする任意のモータ出力特性を得ることができる。

なお、上記第 9の実施形態においては、インバータ 234u〜234wを使用して無結線式ブラシレスモータ 12の励磁コイル Lu〜Lwを通電制御する場合について説明した力これに限定されるものではなぐ図 61に示すように、励磁コイル Lu〜Lwの両端側に個別にインバータ 234a及び 234bを接続するようにしても、上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0293] また、上記第 9の実施形態においては、異常検出回路 341として、加算回路 342u 〜342w、バイアス回路 343及び分圧兼フィルタ回路 344を設けた場合につ!、て説明したが、分圧兼フィルタ回路 344を省略し、これに代えて図 58の異常検出処理の閾値 Vmsの値を変更するようにしてもよぐさらに、始動時の異常検出を行わない場合には、ノィァス回路 343を省略するようにしてもよい。

さらにまた、上記第 9の実施形態では、異常検出処理で、平均値を算出することなく、加算電圧 Vjsのタイマ割込周期（サンプリング周期）毎の変化量を算出し、この変化量が所定値以上であるときには、異常であると判断するようにしてもよい。

[0294] なおさらに、上記第 9の実施形態においては、無結線式モータの誘起電圧波形と駆動電流波形とを同一の疑似矩形波状とする場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ誘起電圧波形又は駆動電流波形を位相及び形状は変化させず、振幅のみを変化させるようにしても上記第 4の実施形態と同様の作用効果を得ることがでさる。

また、上記第 9の実施形態においては、疑似矩形波を正弦波に 3次及び 5次高調波を重畳して形成する場合について説明した力これに限定されるものではなぐ 2 次以上の高次高調波を任意の糸且合せで重畳するようにしても良ぐ高調波を重畳しない正弦波のみの電流波形としてもよぐこの場合には、相電流算出用マップを 3相正弦波とすればよい。

[0295] さらに、上記第 9の実施形態においては、駆動制御部を簡易な構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなぐベクトル制御の優れた特性を利用してベクトル制御 d、 q成分の電流指令値を決定した後、この電流指令値を各励磁コィル Lu〜Lwに対応した各相電流指令値に変換することにより、相電流目標値 I *、

TU

I *及び I *を算出するようにしてもよぐさらには全てをベクトル制御で行うようにして

TV TW

ちょい。

[0296] なおさらに、上記第 9の各実施形態においては、本発明を無結線式の 3相ブラシレスモータに適用した場合について説明した力これに限定されるものではなぐ複数 N (Nは 3以上の整数)相のブラシレスモータ又は他のモータに適用することもできる。また、上記第 9の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ他の駆動モータを有する任意の装置に本発明を適用することができる。

[0297] 次に、本発明の第 10の実施形態を図 62について説明する。

この第 10の実施形態は、前述した第 9の実施形態における異常検出部としての異常検出回路 341では、加算回路 342u〜342wから出力される加算電圧の平均値を算出する場合には、マイクロコンピュータ 218で演算処理するときに AZD変換周期、演算処理周期が遅延時間となり、アナログ的にローパスフィルタで処理したときには時定数による所定の遅延時間が必要となるので、これらに代えて、異常検出回路 34 1でより迅速に異常検出を行うことができるようにしたものである。

[0298] すなわち、第 10の実施形態では、図 62に示すように、加算回路 34¾ (j =u、 v、 w) 、ノィァス回路 34¾及び分圧兼フィルタ回路 344jを有する各相別の異常検出回路 3 41jが設けられ、且つ異常検出回路 141jの分圧兼フィルタ回路 144jの出力側にエツジ検出回路 361jを設け、このエッジ検出回路 361jのエッジ検出信号を異常検出信号 ASjとしてマイクロコンピュータ 218の外部割込端子及びゲート駆動回路 219の駆動停止入力端子に供給し、マイクロコンピュータ 218では異常検出信号が低レベルとなったときに外部割込処理を実行して、前述した図 57の操舵補助制御処理を終了し、ゲート駆動回路 219では異常検出信号が低レベルとなったときに、 PWM信号 Pul 〜Pw2の出力を停止するように構成されて、ることを除、ては第 9の実施形態における図 54と同様の構成を有し、図 54との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。 [0299] ここで、エッジ検出回路 361jは、コンデンサ Cel及び抵抗 Relで構成されるハイパスフィルタ HFと、このハイパスフィルタ HFから出力される微分信号がベースに入力されるスイッチングトランジスタ STと、このスイッチングトランジスタ STのコレクタと電源との間に接続されたプルアップ抵抗 Repと、プルアップ抵抗 Repとコレクタとの接続点と接地との間に接続された充放電用コンデンサ Ce2とで構成されている。

この第 10の実施形態によると、前述したように、例えばインバータ 234wが正常な場合には、異常検出回路 341wの加算回路 342wから出力される加算電圧は前述した図 55 (f)に示すようにバッテリー電圧 Vbを継続するので、ハイパスフィルタ HFの出力は低レベルを継続する。このため、スイッチングトランジスタ STはオフ状態を維持するので、充放電用コンデンサ Ce2は充電状態を維持し、マイクロコンピュータ 218 及びゲート駆動回路 219に高レベルのエッジ検出信号が入力されており、マイクロコンピュータ 218で図 57の操舵補助制御処理を継続すると共に、ゲート駆動回路 219 によって操舵補助制御処理で出力されるデューティ指令値 Du〜Dwに基づいて PW M信号 Pul〜Pw2のインバータ 234u〜234wへの出力を継続して、無結線式ブラシレスモータ 12の回転駆動を継続し、操舵トルク Tsに基づく操舵補助力を発生する

[0300] ところが、インバータ 234wのスイッチング素子 Trw4にオン異常が発生したり、モータハーネス MH2に地絡故障が発生したりしたときには、異常検出回路 341wの加算回路 342wから前述した図 56 (f)〖こ示すように、相コイル Lwの端子電圧 Vwaのオン' オフ動作に同期した加算電圧が得られ、その立ち上がりエッジで、ハイノスフィルタ

HFの出力が高レベルとなり、これによつてスイッチングトランジスタ STがオン状態となつて充放電用コンデンサ Ce2の充電電荷がスイッチングトランジスタ STを介して急速放電されることになり、マイクロコンピュータ 218の外部割込端子が低レベルとなって、外部割込処理が開始され、図 57の操舵補助制御処理が停止される。

[0301] これと同時に、ゲート駆動回路 219でも異常検出信号が低レベルとなることにより、各インバータ 234u〜234wに出力する PWM信号 Pul〜Pw2の出力が停止されるこのため、無結線式ブラシレスモータ 12の各相コイル Lu〜Lwへの通電が瞬時に停止されて、無結線式ブラシレスモータ 12が停止される。

また、インバータ 234u〜234wのバッテリー電源側のスイッチング素子 Trj 1がオン異常となったり、モータハーネス MH1, MH3, MH5又は相コイル Lu〜Lwが天絡故障したりした場合にも、天絡を生じた端子電圧がノッテリー電圧 Vbとなるので、加算電圧 Vjsは正常な端子電圧のオン'オフに同期して変化することになるので、上述した地絡故障の場合と同様に加算電圧の立ち上がりで、異常検出信号が低レベルとなり、マイクロコンピュータ 218で操舵制御処理が終了されると共に、ゲート駆動回路 219で PWM信号 Pul〜Pw2の出力が停止されて、無結線式ブラシレスモータ 12が停止される。

[0302] 次に、本発明の第 11の実施形態を図 63について説明する。

この第 11の実施形態では、前述した第 10の実施形態における異常検出部としての異常検出回路 341を、地絡故障及び天絡故障の検出に加えてモータハーネス M H1〜MH6及び相コイル Lu〜Lwの断線による開放異常も検出可能としたものである。

すなわち、第 11の実施形態では、図 63に示すように、前述した第 10の実施形態における各相コイル Lu〜Lwの両方の端子電圧に印加されているバイアス電圧 VbZ2 の一方が省略されて、ることを除ヽては図 62と同様の構成を有し、図 62との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

[0303] この第 11の実施形態によれば、インバータ 234u〜234wの駆動が停止している状態で、インバータ 234u〜234w、モータハーネス MH1〜MH6及び相コイル Lu〜L wが正常である状態では、一方の端子電圧側に印加されたバイアス電圧 VbZ2が相コイル Lu〜Lwを通じて他方の端子電圧側にも印加されることになり、相コイル Lu〜 Lwの両方の端子電圧にバイアス電圧が印加されて、前述した第 10の実施形態と同様に異常検出信号が高レベルを維持する。

[0304] このインバータ 234u〜234wの駆動停止状態で、モータハーネス MH1〜MH6及び相コイル Lu〜Lwに断線が生じて開放故障が発生すると、ノィァス電圧 VbZ2が一方の端子電圧のみに印加される状態となり、端子電圧に対するバイアス電圧がァンバランスとなることから、加算回路 34¾から出力される加算電圧 Vjsにエッジが形成されることになり、エッジ検出回路 361jで異常検出信号が低レベルとなって、無結線式ブラシレスモータ 12を停止させることができる。また、加算回路 342jの加算電圧 Vj sが変化することにより、平均値 Vjsm(n)も変化することにより、 I Vjsm(n)-Vb | >V msとなって、異常フラグ AF力 S"l"〜"3"に設定されて、異常が発生した相コイル Ljに対する通電制御処理を停止させるか、全ての相コイル Lu〜Lwに対する通電制御処理を停止させることができる。

[0305] なお、上記第 10及び第 11の実施形態においても、インバータ 234u〜234wを使用して無結線式ブラシレスモータ 12の励磁コイル Lu〜Lwを通電制御する場合について説明したが、これに限定されるものではなぐ前述した図 61に示すように、励磁コィル Lu〜Lwの両端側に個別にインバータ回路 234a及び 234bを接続するようにしても、上記第 10及び第 11の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

また、上記第 10及び第 11の実施形態においても、異常検出回路 341として、加算回路 342u〜342w、バイアス回路 343及び分圧兼フィルタ回路 344を設けた場合について説明したが、分圧兼フィルタ回路 344を省略し、これに代えて図 58の異常検出処理における閾値 Vmsの値を変更するようにしてもよぐさらに、始動時の異常検出を行わなヽ場合には、バイアス回路 343を省略するようにしてもょ、。

産業上の利用の可能性

[0306] 本発明の第 1〜第 4の実施形態によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子卷線に逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたので、結線式モータでは実現不可能であった N相の電機子卷線に正弦波に N次高調波電流を重畳した疑似矩形波の駆動電流を通電可能として、積極的に実効値を向上させて大きな出力（パワー）を得ることができる。また、逆起電圧波形及び駆動電流波形の双方に高調波を含む疑似矩形波を適用することにより、より実効値を大きくすることができ、より大きな出力を得ることができる。

[0307] また、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、駆動制御回路で、電機子卷線の駆動電流波形を高調波を含む疑似矩形波状態とするように電機子卷線に接続されたインバータ回路を駆動するように構成したので、無結線式モータを実効値を向上させて大きな出力で駆動することができる。

[0308] さらにまた、無結線式モータを使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑らかに追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なく、且つ騒音の少な!/、電動パワーステアリング装置を提供することができる。

また、本発明の第 5〜第 7の実施形態によれば、ステータに所定相数の電機子卷線を互いに独立して配設し、独立した各電機子卷線に個別に駆動信号を供給する構成の無結線式モータと、各電機子卷線の両端に接続した一対のインバータ回路とを設け、一対のインバータ回路を 1つの駆動制御回路で駆動制御することが可能となり、全体の回路構成を簡略ィ匕することができるという効果が得られる。

[0309] また、駆動制御回路で、各電機子卷線の端子間電圧を調整可能に構成することにより、任意の端子間電圧を発生させることができ、無結線式モータの出力特性を調整することができると!/ヽぅ効果が得られる。

また、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、ベクトル制御をもとに各相電流指令値を算出すると共に、電流フィードバック制御することにより、小型で、トルクリツプル力、さぐ出力が大きい無結線式モータの駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。

[0310] さらに、無結線式モータを使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑らかに追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なぐ且つ騒音の少な!/、電動パワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

本発明の第 8の実施形態によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各電機子卷線の電流検出を各電機子卷線の両端に個別に接続されたインバータ回路における電源側及び接地側の何れか一方に設けた電流検出手段によって各電機子卷線の電流を個別に検出することにより、この検出電流を AZD変換する際のタイミングを調整することで、電流方向情報を含めることなぐ略絶対値となる電流値を検出することができ、ダイナミックレンジを小さくして電流検出値のビットレートを小さくし電流検出精度を向上させることができる。

[0311] 本発明の第 9の実施形態によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各電子機卷線の電流異常を異常検出回路で個別に検出し、 1つの電機子卷線に天絡、地絡等の電流 ·電圧異常を検出したときに、異常時制御部で、無結線式ブラシレスモータを、その各電流 ·電圧異常を生じた電機子卷線で生じる誘導起電力によって流れる電流による制動力を抑制しながら駆動するので、電流'電圧異常が発生した状態でも、駆動トルクを出力することができる。

[0312] また、異常時制御部に加えて無結線式ブラシレスモータの回転速度が設定速度以上であるときに無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制することにより、誘導起電力による制動力の発生を抑制して駆動トルクを確保することができる。

さらに、 1つの電機子卷線に電流異常が発生したときに、残りの正常な電機子卷線に 2次、 3次……の高調波成分を重畳して正常な電機子卷線に疑似矩形波電流を流すことにより、駆動トルクの脈動を低減することができる。

[0313] さらにまた、上記効果を有する無結線式モータの駆動制御装置を使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、無結線式ブラシレスモータの 1つの電子機卷線に電流 ·電圧異常が発生した場合でも無結線式ブラシレスモータで操舵補助トルクを発生し、これを操舵系に伝達することができるので、電流'電圧異常発生時に大きな操舵補助力の変動を生じることがなぐ大きな違和感を与えることなく操舵補助制御を継続することができる。

[0314] なおさらに、本発明の第 9〜第 11の実施形態によれば、永久磁石を配設したロータと、複数 N相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータの各相コイル両端電圧に基づいて異常判定部で判定するようにしたので、この異常判定部で、両端電圧の加算電圧を判定基準とすることにより、少ない AZD変数で且つ異常判定処理を簡素化することができる。また、相コイルの両端電圧にバイアス電圧を印加するバイアス回路を設けることにより、インバータ回路が駆動停止している状態での初期診断を正確に行うことができるさらに、相コイルの一方の両端電圧のみにノィァス回路力バイアス電圧を印加することにより、天絡、地絡故障に加えて開放故障も判定することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、各電機子卷線に個別に、当該各電機子卷線の逆起電圧波形及び駆動電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波としたことを特徴とする無結線式モータ。

[2] 前記疑似矩形波は、正弦波にその高調波成分を重畳して形成されていることを特徴とする請求項 1に記載の無結線式モータ。

[3] 前記疑似矩形波は、正弦波信号に、その 3次、 5次、 7次の高調波成分の何れか 1 つ又は複数を重畳して形成されて!、ることを特徴とする請求項 1に記載の無結線式モータ。

[4] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有し、前記各電機子卷線に N次高調波電流を通電可能に構成したことを特徴とする無結線式モータ。

[5] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続され当該各電機子卷線の電流波形を疑似矩形波状とする駆動信号を供給する一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備えていることを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。

[6] 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線の高調波を含む疑似矩形波状の起電圧波形に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴とする請求項 5に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[7] 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した補正電流指令値に基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて！ヽることを特徴とする請求項 5に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[8] 前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記駆動制御回路は、前記電気角検出手段で検出した電気角に基づいて高調波成分を重畳した前記無結線式モータの電機子卷線に対する相電流目標値を個別に出力する相電流目標値算出部と、該相電流目標値算出部で算出した各相電流目標値と制御電流指令値とを乗算して前記無結線式モータの電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを有する電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づ、て各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えて、ることを特徴とする請求項 5に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[9] 前記相電流目標値算出部は、前記無結線式モータの電機子卷線における高調波成分を重畳した誘起電圧波形と同一波形の高調波成分を重畳した相電流指令値波形と前記無結線式モータの電気角との関係を記憶した記憶テーブルを有し、前記電気角検出回路で検出した電気角をもとに前記記憶テーブルを参照して相電流目標値を算出するように構成されて、ることを特徴とする請求項 8に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[10] 前記請求項 5乃至 9の何れか 1項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[11] 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子結線の両端に夫々接続された当該各電機子卷線の電流波形を疑似矩形波状とする一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を出力する駆動制御回路とを備えて、ることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[12] 前記駆動制御回路は、前記無結線式モータの各電機子卷線の高調波を含む逆起電圧波形に対応する各電機子卷線の相電流目標値と前記操舵トルクに基づくトルク指令値とに基づいて前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されて、ることを特徴とする請求項 11に記載の電動パワーステアリング装置。

[13] 前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項 11に記載の電動パワーステアリング装置。

[14] 前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づいて前記無結線式モータの各電機子卷線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部と、前記相電流目標値と前記操舵トルク検出値とに基づいて各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部とを備えていることを特徴とする請求項 13に記載の電動パワーステアリング装置。

[15] 前記駆動制御回路は、前記操舵トルク検出値に基づいて算出した前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値と、各電機子卷線の電流検出値との偏差に基づいて算出される各電機子卷線に対する指令電圧に、高調波成分を重畳して前記一対のインバータに対する制御信号を形成するように構成されてヽることを特徴とする請求項 11に記載の電動パワーステアリング装置。

[16] 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する電流制御器と、該電流制御器で算出した相電圧指令値に高調波成分を重畳して補正相電圧指令値を算出する高調波重畳部と、該高調波重畳部の補正相電圧指令値に基づいて前記一対のインバータに供給するパルス幅変調信号でなる制御信号を発生させるパルス幅変調部とで構成されていることを特徴とする請求項 13に記載の電動パワーステアリング装置。

[17] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備え、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を所定数の PWM駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。

[18] 前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を 2N個の PWM駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴とする請求項 17に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[19] 前記駆動制御回路は、 2N個の PWM駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内 N本の PWM駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りの N本の PWM駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されて、ることを特徴とする請求項 17に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[20] 前記駆動制御回路は、前記各電機子卷線の端子間電圧を調整可能に構成されていることを特徴とする請求項 17乃至 19の何れか 1項に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[21] 前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出するべ外ル制御相指令値算出部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項 20に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[22] 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限部で制限した相電圧指令値に基づ!、てデュ一ティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子卷線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数の PWM駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えて、ることを特徴とする請求項 21に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[23] 前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第 1の相デューティ指令値を演算する第 1の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第 2の相デユーティ指令値を演算する第 2の演算部と、前記第 1の演算部から出力される第 1の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 1の PWM回路と、前記第 2の演算部から出力される第 2の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 2の PWM回路とを備えていることを特徴とする請求項 21に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[24] 前記第 1の演算部及び前記第 2の演算部の何れか一方は、デューティ比 50%の相デューティ指令値を対応する PWM回路に出力するように構成されていることを特徴とする請求項 23に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[25] 前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第 2 の演算部は、前記相変換部力出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づ、て前記第 2の相デューティ指令値を演算するように構成されて、ることを特徴とする請求項 23に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[26] 前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成される q軸相電圧指令値に基づいてゲインを設定するように構成されて、ることを特徴とする請求項 25に記載の無結線モータの駆動制御装置。

[27] 前記請求項 20乃至 26の何れか 1項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[28] 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子卷線に個別に且つ当該電機子卷線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づ!/、て前記一対のインバータ回路に対して所定数の駆動制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴とする電動パヮ一ステアリング装置。

[29] 前記駆動制御回路は、 2N個の PWM駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内 N本の駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のィンバータ回路の下アームに供給し、残りの N本の駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されて!/、ることを特徴とする請求項 28に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[30] 前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記操舵トルク検出値に基づ、て前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出するべ外ル制御相指令値算出部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて前記一対のインバータ各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項 28又は 29記載の電動パワーステアリング装置。

[31] 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限回路で制限した相電圧指令値に基づ!、てデユーティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子卷線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数の PWM駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えていることを特徴とする請求項 30に記載の電動パワーステアリング装置。

[32] 前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第 1の相デューティ指令値を演算する第 1の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第 2の相デユーティ指令値を演算する第 2の演算部と、前記第 1の演算部から出力される第 1の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 1の PWM回路と、前記第 2の演算部から出力される第 2の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対する PWM駆動制御信号を形成する第 2の PWM回路とを備えていることを特徴とする請求項 30に記載の電動パワーステァリング装置。

[33] 前記第 1の演算部及び前記第 2の演算部の何れか一方は、デューティ比 50%の相デューティ指令値を対応する PWM回路に出力するように構成されていることを特徴とする請求項 32に記載の電動パワーステアリング装置。

[34] 前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第 2 の演算部は、前記相変換部力出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づ、て前記第 2の相デューティ指令値を演算するように構成されて、ることを特徴とする請求項 32に記載の電動パワーステアリング装置。

[35] 前記無結線式モータの回転速度を検出する回転速度検出部を有し、前記ゲイン設定部は、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクと前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度とに基づ、て前記ゲインを設定するように構成されて、ることを特徴とする請求項 32に記載の電動パワーステアリング装置。

[36] 前記ゲイン設定部は、前記ゲインをパラメータとして前記操舵トルクとモータ回転速度との関係を表すゲイン算出テーブルを備えていることを特徴とする請求項 35に記載の電動パワーステアリング装置。

[37] 前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成される q軸相電圧指令値に基づヽてゲインを演算するように構成されて、ることを特徴とする請求項 34に記載の電動パヮ一ステアリング装置。

[38] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、操舵系に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、前記無結線式ブラシレスモータの各電機子卷線の両端が接続され当該各電機子卷線に個別に駆動信号を供給する複数 N個のインバータ回路と、該各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に配置した電流検出手段と、該電流検出手段で検出した卷線電流と前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクとに基づいて前記各インバータ回路を駆動制御する駆動制御部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[39] 前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングして AZD変換する AZD変換手段を有し、該 AZD変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子卷線に供給するパルス幅変調信号のデューティ比に基づ、て決定されて、ることを特徴とする請求項 38に記載の電動パワーステアリング装置。

[40] 前記 AZD変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、パルス幅変調信号のデユーティ比が 50%の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されて!ヽることを特徴とする請求項 39に記載の電動パワーステアリング装置。

[41] 前記電流検出手段は、前記各インバータ回路の接地側及び電源側の何れか一方に介挿した電流検出用抵抗の端子間電圧を検出するように構成され、前記駆動制御部は、前記電流検出手段で検出した端子間電圧をサンプリングして AZD変換する AZD変換手段を有し、該 AZD変換手段のサンプリングタイミングが、各電機子卷線毎にその駆動電流の方向及び大きさに基づいて決定されていることを特徴とする請求項 38に記載の電動パワーステアリング装置。

[42] 前記 AZD変換手段のサンプリングタイミングの切換えが、前記電機子卷線の駆動電流が零の点を挟む所定幅のヒステリシス特性を有するように設定されてヽることを特徴とする請求項 41に記載の電動パワーステアリング装置。

[43] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、該インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流，電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部とを備えていることを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。

[44] 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、該インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流，電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部と、前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を検出する回転速度検出部と、前記異常検出回路で電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出した場合、前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度が設定速度以上であるときに前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制するモータ速度抑制部とを備えていることを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。

[45] 前記異常時制御部は、前記異常検出部で 1つの電機子卷線の電流'電圧異常を検出したときに、当該電機子卷線に対応するインバータ回路の駆動素子の駆動制御のみを停止するように構成されていることを特徴とする請求項 43又は 44に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[46] 前記異常検出部は、インバータ回路を構成する駆動素子の異常及び当該インバータ回路と前記無結線式ブラシレスモータの電機子卷線との間のモータハーネスの異常を検出するように構成されていることを特徴とする請求項 43乃至 45の何れか 1項に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[47] 前記駆動制御部は、前記無結線式モータの各電機子卷線に対する相電流指令値に高調波成分を重畳して補正した電流指令値に基づいて前記インバータ回路に対する制御信号を形成するように構成されてヽることを特徴とする請求項 43乃至 46の何れ力 1項に記載の無結線式モータの駆動制御装置。

[48] 前記請求項 43乃至 47の何れか 1項に記載の無結線式モータの駆動制御装置を使用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[49] 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づヽて前記ィンバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流'電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流，電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[50] 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数 N相の電機子卷線を互いに結線することなく独立して配設したステータとを有する無結線式ブラシレスモータと、各電機子卷線の両端に夫々個別に接続され当該各電機子卷線に駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各電機子卷線の電流，電圧異常を個別に検出する異常検出部と、該異常検出部で 1つの電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出したときに、前記無結線式ブラシレスモータを、当該無結線式ブラシレスモータで発生する制動力を抑制しながら駆動する異常時制御部と、前記無結線式ブラシレスモータの回転速度を検出する回転速度検出部と、前記異常検出回路で電機子卷線の電流 ·電圧異常を検出した場合、前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度が設定速度以上であるときに無結線式ブラシレスモータの回転速度を抑制するモータ速度抑制部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[51] 前記駆動制御部は、前記操舵トルクに基づいて前記各電機子卷線に対する相電流指令値を算出する相電流指令値演算部と、前記各電機子卷線の相電流を検出するモータ電流検出部と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づ、て各電機子卷線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項 4 9又は 50に記載の電動パワーステアリング装置。

[52] 前記無結線式モータの電気角を検出する電気角検出回路を有し、前記相電流指令値演算部は、前記電気角に基づいて前記無結線式モータの各電機子卷線に対応する高調波を含む逆起電圧に対応する相電流指令値を算出する相電流指令値算出部と、前記相電流指令値と前記操舵トルク検出値とに基づいて各電機子卷線に対する相電流目標値を算出する相電流目標値算出部とを備えて、ることを特徴とする請求項 51に記載の電動パワーステアリング装置。

[53] 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数 N相の相コイルを互いに結線することなく独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式ブラシレスモータと、各相コィルの両端に接続され当該各相コイルに駆動信号を供給するインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記インバータ回路を駆動制御する駆動制御部と、前記各相コイル及び前記インバータを含む通電制御系の異常を前記各相コイルの端子間電圧に基づいて検出する異常検出部とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

[54] 前記インバータ回路は、前記各相コイルの両端に夫々接続されていることを特徴とする請求項 53に記載の電動パワーステアリング装置。

[55] 前記各相コイルの両端に夫々接続されたインバータ回路は、互いに逆位相で駆動されることを特徴とする請求項 54に記載の電動パワーステアリング装置。

[56] 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡 '地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項 53乃至 55の何れか 1項に記載の電動パワーステアリング装置。

[57] 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の双方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するノィァス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡，地絡異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項 53乃至 55の何れか 1 項に記載の電動パワーステアリング装置。

[58] 前記異常検出部は、各相コイルの両端の端子電圧を加算する電圧加算部と、該電圧加算部に供給する各相コイルの両端の端子電圧の何れか一方に前記通電制御系における電源電圧の半分程度のバイアス電圧を高インピーダンスで印加するバイァス回路と、前記電圧加算部で加算した加算電圧と前記通電制御系に供給される電源電圧に基づく設定電圧範囲とを比較して当該通電制御系に生じる天絡 ·地絡異常及び開放異常の有無を判定する異常判定部とを備えていることを特徴とする請求項 53乃至 55の何れか 1項に記載の電動パワーステアリング装置。

[59] 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧が前記設定電圧範囲を逸脱する状態が所定時間以上 «続したときに天絡，地絡異常であると判定するように構成されていることを特徴とする請求項 56乃至 58の何れか 1項に記載の電動パワーステアリング装置。

[60] 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の平均値を算出し、当該平均値が前記設定電圧範囲を逸脱するか否かを判定するように構成されていることを特徴とする請求項 59に記載の電動パワーステアリング装置。

[61] 前記異常判定部は、前記電圧加算部で加算した加算電圧の電圧変化を検出し、電圧変化が発生したときに天絡 ·地絡異常が発生したものと判定するように構成されていることを特徴とする請求項 56乃至 58の何れか 1項に記載の電動パワーステアリング装置。