TW200924381A - Drive circuit for voltage driven type semiconductor element and inverter device - Google Patents

Drive circuit for voltage driven type semiconductor element and inverter device Download PDF

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Takayuki Hashimoto
Takashi Hirao
Masaki Shiraishi
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Description

200924381 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明，係有關於被使用在電力變換器中的電壓驅動 型半導體元件之驅動電路，以及反相裝置。 【先前技術】 功率 MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor )或是 IG B T ( I n su 1 at e d G at e B i p o 1 ar Transistor )等之電壓驅動型半導體元件，相較於閘流體 等之電流驅動型半導體元件，係具備有：驅動電路爲小型 、低損失等之多數的優點。圖1 〇，係爲作爲電壓驅動型半 導體元件而使用有功率MOSFET之單向反相裝置的構成圖 〇 在圖10之構成圖中，係具備有：功率M0SFET(M1 〜M4)、被內藏於該功率MOSFET中之二極體（D1〜D4 )、電源Vin、以及成爲負載之電感14。在功率MOSFET 中，係被連接有驅動電路G1〜G4，於圖11中，展示其詳 細內容。 驅動電路1，係由直流之電源Vdd、邏輯電路、p型 通道 MOSFET ( PM1 〜PM3) 、η 型通道 MOSFET ( ΝΜ1 〜 NM3 )所成。由於功率MOSFET ( Ml )之閘極容量係爲大 ，因此，係將PWM訊號藉由成爲緩衝器之CMOSFET ( PM1〜PM3、NM1〜NM3) 來作放大，而驅動功率 MOSFET (Ml)之閘極。在邏輯電路中，係包含有：當直 200924381 流之電源Vdd的電壓降低的情況時，則作關閉（Shutdown )之功能、或是防止上下臂之短路的功能、保護功率 MOSFET ( Ml )免於受到過電壓以及過電流之影響的功能 等。 在將功率MOSFET ( Ml )導通的情況時，驅動電路1 之最終輸出段的P型通道MOSFET ( PM3 )係導通，η型 通道MOSFET(NM3)係斷路，而功率MOSFET(Ml)之 聞極係上升至電源電壓 VDD。另一方面，在將功率 MOSFET ( Ml )斷路的情況時，驅動電路1之最終輸出段 的P型通道MOSFET ( PM3 )係斷路，η型通道MOSFET (NM3)係導通，而功率MOSFET (Ml)之閘極係成爲降 低至源極電位。 〔專利文獻1〕日本特開2000-59 1 89號公報 〔專利文獻2〕日本特開平8- 1 4976號公報 【發明內容】 〔發明所欲解決之課題〕 但是，在實際的電路中，如圖12所示一般，由於係 存在有因封裝或是電路基板之配線所致的寄生電阻Rs 1〜 Rs3或是寄生電感Lsl〜Ls3，因此，在作切換時，功率 MOSFET ( Ml )之閘極電壓，係會從導通時之電源電壓 VDD又或是斷路時之源極電壓而偏離。 在功率MOSFET ( Ml )爲斷路之狀態下，若是汲極電 壓上升，則經由閘極與汲極間之電容Cgd，閘極與源極間 200924381 之電容Cgs係被充電，而閘極電壓係上升，若是此超過了 臨限値，則功率MOSFET(Ml)會誤啓動。若是寄生電子 Rsl〜Rs3與寄生電感Lsl〜Ls3係爲充分小，則由於閘極 電壓之變動係爲小，因此誤啓動係被抑制。又，當Μ 1之 汲極電壓的上升係爲緩慢時，亦由於閘極電壓之變動係爲 小，因此誤啓動係被抑制。 接下來，使用圖13與圖14，對在反相裝置之動作中 產生誤啓動的機制作說明。在圖1 3中，Μ1、M2、M3係 爲斷路，而Μ4係爲導通，電流係在D2、電感14、Μ4之 路徑上作回流（模式1之狀態）。在圖14中，Μ1係爲導 通，電流係在Μ1、電感14、Μ4上作流動（模式2之狀態 )，在電感1 4處，係被施加有直流之電源V i η。若是Μ1 爲導通，則M2之汲極係上升至電源電壓VIN，但是FF0C 由於電路之寄生電感，M2之汲極係過渡性的上升至電源 電壓VIN以上。此時，M2之閘極電壓係經由閘極與汲極 間之電容Cgd而上升，而若是此超過了臨限値，則M2會 誤啓動，並成爲在Ml與M2處流動有貫通電流。 圖15，係爲展示圖14之電路中的Ml與M2之閘極與 汲極間之電壓Vgs、汲極與源極間之電壓Vds、汲極電流 Id。於此，內藏二極體D2之電流，係被包含於M2之汲 極電流Id中。當模式1(圖13)之情況時，Ml與M2之 閘極電壓Vgs係爲0，電流係在二極體D2處流動。而若 是Μ 1成爲導通（模式2 )，則流動於二極體D2處之電流 係降低，M2之汲極電壓Vds係上升，但是，此時，係可 200924381 以見到M2之閘極電壓Vgs的上升15。 爲了抑制如前述一般之閘極電壓的上升，在先前技術 中，係提案有：使用負電壓之電源，並當功率MOSFET爲 斷路時，對閘極施加負電壓的手段（例如，專利文獻1 ) 。但是，使用負電壓之電源，係會有在反相裝置之驅動電 路的成本以及尺寸上造成增加之問題。 另一方面，雖亦提案有不使用負電壓之電源，而在斷 路時對閘極施加負電壓的手段（例如，專利文獻2 )，但 是’在此手段中，由於在導通時所施加之閘極電壓係成爲 較驅動電路之電源電壓爲更低，因此，會有導通電阻增加 而使導通損失增加的問題。 本發明，係爲了解決前述之先前技術的問題而進行者 ’其目的，係在於提供一種：僅藉由正電壓之電源，即可 不使導通損失增加地防止誤啓動的電壓驅動型半導體元件 之驅動電路、以及反相裝置。 〔用以解決課題之手段〕 爲了達成前述目的，在本發明中，係在電力變換器之 電壓驅動型半導體元件、和驅動該電壓驅動型半導體元件 的電壓驅動型半導體元件之驅動電路中，具備有：第1開 關’係被連接於直流電源之正側；和第2開關，係被連接 於前述第1開關之另一端子，且被連接於前述直流電源之 負側；和第3開關，係被連接於前述直流電源之正側；和 第4開關，係被連接於前述第3開關之另一端子；和第5 -8- 200924381 開關’係被連接於前述第4開關之另一端子，且被連 前述直流電源之負側；和電容器，係被連接於前述第 關之另外一端與前述第4開關之另外一端，前述電壓 型半導體元件之閛極’係被連接於前述第3開關之另 端’前述電壓驅動型半導體元件之源極，係被連接於 直流電源之負側。 又’爲了達成前述目的，在本發明之電壓驅動型 體元件之驅動電路中，前述第1、第3以及第5之開 係在相同之時機下被導通，前述第2、第4開關，係 前述第1、第3以及第5開關互補的時機下被導通。 〔發明之效果〕 如以上所述一般，若藉由本發明，則由於係能夠 由正電壓之電源’便將身爲斷路狀態之電壓驅動型半 元件的閘極保持在負電位，因此，不會使驅動電路之 、尺寸、損失增加，便能夠實現電壓驅動型半導體元 誤啓動的防止。 【實施方式】 以下，參考圖面，對本發明之實施例作說明。 圖1’係爲展示本發明之第1實施例的圖，並展 爲電壓驅動型半導體元件而記述有功率M0SFET(M1 例。其係藉由被內藏於功率 MOSFET(Ml)中之二 D1、前述功率MOSFET(Ml)之驅動電路1、直流之 接於 1開 驅動 外一 前述 半導 關， 在與 僅藉 導體 成本 件之 示作 )之 極體 電源 200924381
Vdd、5個的開關（SW1〜SW5)、以及電容器Cin所構成 。第1開關S W 1，係被連接於前述直流之電源v d d之正側 ’第2開關SW2，係被連接於前述第1開關SW1之另一 端子與前述直流之電源V d d之負側，第3開關S W 3，係被 連接於前述直流之電源Vdd之正側，第4開關SW4，係被 連接於前述第3開關SW3之另一端子與第5開關SW5， 前述第5開關SW5，係被連接於前述第4開關SW4之另 一端子與前述直流電源Vdd之負側，電容器Cin，係被連 接於前述第1開關SW1之另外一端與前述第4開關SW4 之另外一端，前述功率Μ Ο S F ET ( Μ 1 )之閘極，係被連接 於前述第3開關SW3之另外一端，前述功率MOSFETC Μ 1 )之源極，係被連接於前述直流之電源Vdd之負側。 圖2，係爲展示前述5個的開關（SW1〜SW5 )之導 通、斷路時機的圖，而係爲對：第1開關S W1、第3開關 SW3、第5開關SW5，係在相同之時機下被導通，第2開 關SW2'第4開關SW4，係在與前述SW1、SW3、SW5互 補的時機下被導通一事作展示者。 接下來，使用圖3與圖4，對在圖2之時機下而將開 關（SW1〜SW5)作導通、斷路時的功率mosfet(mi) 之閘極處所被施加的電壓作說明。圖3 ’係展示前述功率 MOSFET ( Ml )爲導通時之時機，第1開關SW1、第3開 關SW3、第5開關SW5係爲導通，而第2開關SW2、第4 開關SW4係爲斷路。前述功率mosfet(mi)之閘極’ 係藉由前述直流之電源Vdd、前述第3開關SW3之路徑’ -10- 200924381 而被充電至電源電壓VDD。另一方面，電容器Cin’ 由前述直流之電源Vdd、前述第1開關SW1、前述第 關SW5之路徑，而被充電至正的電源電壓（VDD )。 圖4，係展示前述功率MOSFET ( Ml )爲斷路時 機，第2開關SW2、第4開關SW4係爲導通、第1 SW1、第3開關SW3、第5開關SW5係爲斷路。前述 MOSFET ( Μ )之閘極，係藉由前述第4開關SW4、 電容器Cin、前述第2開關SW2之路徑，而被充電至 電源電壓（-VDD )。 亦即是，在前述功率MOSFET (Ml)爲導通的狀 ，由於在閘極處係被施加有正的電源電壓（VDD )， 導通電阻不會增加，而導通損失並不會增加。另一方 在前述功率MOSFET ( Ml )爲斷路的狀態下，由於在 處係被施加有負的電源電壓（-VDD )，因此在進行 時，閘極電壓上升至臨限値以上一事係被抑制，而能 止上下臂之短路。 接下來，針對前述電容器Cin之容量的適當値作 。前述功率MOSFET (Ml)爲斷路時之負的電源電壓 -VDD)，由於係從前述Cin而被供給，因此，前述 器Cin之容量，係有必要相較於μ 1之閘極容量而爲 大。例如，爲了使前述功率MOSFET ( Ml )爲斷路時 極負電壓的絕對値成爲電源電壓VD D之9 0 %以上， Cin之容量，係有必要設爲前述μ 1之閘極容量的1 〇 上。 係藉 5開 之時 開關 功率 前述 負的 態下 因此 面， 鬧極 切換 夠防 說明 ( 電容 充分 之閘 前述 倍以 -11 - 200924381 圖5，係爲展示本發明之第2實施例的圖，驅動電路 1，係由直流之電源 Vdd、邏輯反相器 2、p型通道 MOSFET ( PM 1 ' PM2 ) 、η 型通道 MOSFET (ΝΜ1、ΝΜ2 )、二極體D2、電容器Cin所構成，PWM之邏輯訊號， 係被輸入至邏輯反相器2之輸入端子處。 第1之P型通道MOSFET(PMl)的源極端子，係連 接於前述直流之電源 Vdd的正側，第1之η型通道 MOSFET ( NM1 )之汲極端子，係被連接於前述PM1之汲 極端子；源極端子，係被連接於前述直流之電源Vdd之負 側，第2之p型通道MOSFET ( PM2 )之源極端子，係被 連接於前述直流之電源Vdd之正側，第2之η型通道 MOSFET ( ΝΜ2 )之汲極端子，係被連接於前述PΜ2之汲 極端子，前述第2之η型通道MOSFET(NM2)之源極端 子，係被連接於二極體D2之陽極端子，第3之η型通道 MOSFET ( NM3 )之汲極端子，係被連接於前述二極體D2 之陰極端子，前述第3之η型通道MOSFET(NM3)之源 極端子，係被連接於前述直流之電源V d d之負側，前述電 容器Cin，係被連接於前述第1之p型通道MOSFET ( PM 1)的汲極端子與前述第2之η型通道MOSFET (NM2 )的源極端子，功率MOSFET ( Μ 1 )之閘極，係被連接於 前述第2之ρ型通道MOSFET(PM2)的汲極端子，前述 功率MOSFET (Ml)之源極端子，係被連接於前述直流之 電源Vdd之負側，前述第3之η型通道MOSFET ( NM3 ) 的閘極端子，係被連接於邏輯反向器2之輸入端子’第1 -12- 200924381 之P型通道MOSFET ( PMl )之閘極端子、第1之η型通 道 MOSFET ( ΝΜ1 )之閘極端子、第 2之 ρ型通道 MOSFET ( ΡΜ2 )之閘極端子、第2之η型通道M〇sFΕτ (ΝΜ2)之閘極端子，係被連接於邏輯反向器2之輸出端 子。 接下來，使用圖6與圖7，對圖5之電路動作作詳細 說明。圖6 ’係爲功率MOSFET ( Ml )爲導通的情況，在 邏輯反相器2處，係被輸入有導通訊號，第1之ρ型通道 MOSFET ( PM1 )、第 2 之 ρ 型通道 MOSFET ( PM2 )、第 3之η型通道MOSFET(NM3)、二極體D2係成爲導通， 而第1之η型通道MOSFET(NMl)、第2之η通道 MOSFET (ΝΜ2)係成爲斷路，前述功率MOSFET (Ml) 之聞極與電容器Cin’係被充電爲正的電源電壓（vdD) 〇 圖7，係爲前述功率Μ Ο S F Ε Τ ( Μ 1 )爲斷路的情況， 在邏輯反相器2處，係被輸入有斷路訊號，第1之η型通 道 MOSFET (ΝΜ1)、第 2 之 η 型通道 MOSFET (NM2) 係成爲導通，而第1之ρ型通道MOSFET(PMl)、第2 之P型通道MOSFET (Ρ M2)、第3之η型通道MOSFET (NM3)、二極體D2係成爲斷路，前述功率MOSFET( Μ 1 )之閘極，係被施加有負的電源電壓（-VDD )。 在圖7中，若是前述二極體D2係並不存在，則當第 3之η型通道MOSFET ( ΝΜ3 )的源極相對於汲極而被施 加有正的電壓的情況時，經由η型通道MOSFET之寄生二 -13 - 200924381 極體，前述第3之η型通道MOSFET(NM3)處會流動有 電流。 圖8，係爲展示本發明之第3實施例的圖，驅動電路 1，係由直流之電源Vdd、邏輯反相器2、p型JFET ( PJF1 ' PJF2 ) 、11型 JFET(NJF1 〜NJF2)、電容器 Cin 所構 成，PWM之邏輯訊號，係被輸入至邏輯反相器2之輸入 端子處。於此，JFET 係指 Junction Field Effect Transisitor，由於JFET係並不具備有如同MOSFET —般 之寄生二極體，因此，藉由對元件構造下功夫，就算是η 型JFET之源極相對於汲極而成爲正電壓，亦可使其具備 有阻隔（blocking )特性，而在第2實施例中爲必備之二 極體D2，係成爲不必要。 第1之p型JFET ( PJF1 )的源極端子，係連接於前 述直流之電源Vdd的正側，第1之η型JFET ( NJF1 )之 汲極端子，係被連接於前述PJF 1之汲極端子；源極端子 ，係被連接於前述直流之電源Vdd之負側，第2之p型 JFET ( PJF2 )之源極端子，係被連接於前述直流之電源 Vdd之正側，第2之η型JFET ( NJF2 )之汲極端子，係 被連接於前述PJF2之汲極端子，前述第2之n型JFET ( NJF2)之源極端子，係被連接於第3之η型JFET(NJF3 )之汲極端子，前述NJF3之源極端子，係被連接於前述 直流之電源Vdd之負側，電容器Cin，係被連接於前述 PJF1的汲極端子與前述NJF2的源極端子，功率MOSFET (Ml)之閘極，係被連接於前述第2之p型JFET ( PJF 2 -14- 200924381 )的汲極端子，前述功率MOSFET(Ml)之源極端子，係 被連接於前述直流電源之負側，前述第3之η型JFET ( NJF3 )的閘極端子，係被連接於邏輯反向器2之輸入端子 ，第1之Ρ型·IFET(PJFl)之閘極端子、第1之η型 JFET(NJFl)之閘極端子、第2之ρ型JFET(PJF2)之 閘極端子、第2之η型JFET ( NJF2 )之閘極端子，係被 連接於邏輯反向器2之輸出端子。 當功率MOSFET ( Ml )爲導通的情況，在邏輯反相器 2處’係被輸入有導通訊號，第1之ρ型JFET(PJFl)、 第 2 之 ρ 型 JFET(PJF2)、第 3 之 η 型 JFET(NJF3)係 成爲導通，而第1之η型JFET(NJFl)、第2之η型 JFET ( NJF2 )係成爲斷路，前述功率MOSFET (Ml)之 閘極與電容器Cin，係被充電爲正的電源電壓（VDD)。 當前述功率MOSFET ( Ml )爲斷路的情況，在邏輯反 相器2處，係被輸入有斷路訊號，第1之n型JFET ( NJF1)、第2之n型JFET(NJF2)係成爲導通，而第1 之 ρ 型 JFET ( PJF1)、第 2 之 ρ 型 JFET ( PJF2)、第 3 之η型JFET (NJF3)係成爲斷路，前述功率MOSFET ( Μ 1 )之閘極，係被施加有負的電源電壓（-V D D )。 圖9，係爲將本發明適用於3相反相器之驅動電路中 的實施例，作爲反相器系統之構成要素，係具備有微控制 器21、驅動IC22、切換部23、馬達24。前述切換部23, 係由U相、V相、W相之3相所成，各別之相，係藉由上 臂之功率MOSFET ( MU1、MV1、MW1 )以及其之內藏二 -15- 200924381 極體（DUl、DVl、DW1):下臂之功率 MOSFET(MU2 、MV2、MW2 )以及其之內藏二極體（DU2、DV2、DW2 )所構成。微控制器21，係檢測出馬達24之位置或速度 等之資訊，驅動IC22，係輸出驅動功率MOSFET之訊號 。上臂之功率MOSFET的源極電位，由於係成爲浮游，因 此，爲了驅動上臂之功率MOSFET，係成爲需要準位偏移 器與浮游電源，但是，在圖 9中，係以經由自舉（ bootstrap )用之二極體（DbU、DbV、DbW)而充電至自 舉電容器（CbU、CbV、CbW)處的電荷，來驅動上臂。 作爲對源極電位成爲浮游之上臂的功率MOSFET之閘極作 驅動之手段，除了在圖9中所示之自舉之外，亦可適用使 用有光耦合器之手法等。 如同以上所說明一般，若是將本發明之驅動電路實施 在上臂又或是下臂之輸出段處，則能夠對在切換時身爲斷 路狀態的功率MOSFET之閘極電壓的上升作抑制，而能夠 實現對上下臂之短路的防止。 在以上之實施例中，作爲電壓驅動型半導體元件，雖 係以功率MOSFET爲例而作了說明，但是，在IGBT等之 其他的電壓驅動型半導體元件中，亦可同樣的作適用。 〔產業上之利用可能性〕 本發明，係可使用在被使用於電力變換器中的電壓驅 動型半導體元件之驅動電路，以及反相裝置。 -16- 200924381 【圖式簡單說明】 〔圖1〕本發明之第1實施例的構成圖。 〔圖2〕本發明之第1實施例的時序圖。 〔圖3〕本發明之第1實施例的導通時之構成圖。 〔圖4〕本發明之第1實施例的斷路時之構成圖。 〔圖5〕本發明之第2實施例的構成圖。 〔圖6〕本發明之第2實施例的導通時之構成圖。 ! 〔圖7〕本發明之第2實施例的斷路時之構成圖。 〔圖8〕本發明之第3實施例的導通時之構成圖。 〔圖9〕3相反相器之構成圖。 〔圖10〕單相反相器之構成圖。 〔圖11〕先前技術之驅動電路之構成圖。 〔圖1 2〕考慮有寄生元件之驅動電路之構成圖。 〔圖1 3〕單相反相器之回流模式的構成圖。 〔圖1 4〕單相反相器之電壓施加模式的構成圖。 I 〔圖15〕單相反相器之電壓以及電流波形。 【主要元件符號說明】 1、10、11、12、13:驅動電路 2 :邏輯反相器 14 :電感 15:誤啓動時之聞極電壓的上升 2 1 :微控制器
2 2 :驅動IC -17- 200924381 23 :切換部 24 :馬達
Vin、Vdd :電源
Ml、M2、M3、M4、MU1、MU2、MV1、MV2、MW1 、MW2 :功率 MOSFET
Dl、D2、D3、D4、DU1、DU2、DV1、DV2、DW1、 DW2 :二極體
PM1、PM2、PM3 : p 型通道 MOSFET
NM1、NM2、NM3 : η 型通道 MOSFET
Vd :汲極電位 V s :源極電位
Rsl 、 Rs2、 Rs3 :寄生電阻
Lsl 、 Ls2 、 Ls3 :寄生電感
Cgd :閘極-汲極間容量
Cgs :閘極-源極間容量 SW1、SW2、SW3、SW4:開關
Cin、C0 :電容器
PJF1 、 PJF2 ： p 型 JFET
NJF1 、 NJF2 、 NJF3 ： η 型 JFET
DbU、DbV、DbW:自舉二極體
CbU、CbV、CbW:自舉電容器 RU1、RU2、RV1、RV2、RW1、RW2:閘極電阻 -18-

Claims (1)

  1. 200924381 十、申請專利範圍 i —種電壓驅動型半導體元件之驅動電路，其特徵 爲， 在電力變換器之電壓驅動型半導體元件、和驅動該電 壓驅動型半導體元件的電壓驅動型半導體元件之驅動電路 中，具備有： 第1開關’係被連接於直流電源之正側；和 第2開關’係被連接於前述第1開關之另一端子，且 被連接於前述直流電源之負側；和 第3開關，係被連接於前述直流電源之正側；和 第4開關’係被連接於前述第3開關之另一端子；和 第5開關’係被連接於前述第4開關之另一端子，且 被連接於前述直流電源之負側；和 電容器，係被連接於前述第1開關之另外一端子與前 述第4開關之另外一端子， 前述電壓驅動型半導體元件之閘極，係被連接於前述 第3開關之另外一端子， 前述電壓驅動型半導體元件之源極，係被連接於前述 直流電源之負側。 2. 如申請專利範圍第1項所記載之電壓驅動型半導 體元件之驅動電路，其中，前述第1、第3以及第5之開 關，係在相同之時機下被導通’前述第2、第4開關’係 在與前述第1、第3以及第5開關互補的時機下被導通。 3. 如申請專利範圍第2項所記載之電壓驅動型半導 -19- 200924381 體元件之驅動電路，其中，作爲電壓驅動型半導體元件’ 係使用有功率 MOSFET( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)。 4. 如申請專利範圍第2項所記載之電壓驅動型半導 體元件之驅動電路，其中，作爲電壓驅動型半導體元件’ 係使用有 IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transistor)。 5. 如申請專利範圍第2項所記載之電壓驅動型半導 體元件之驅動電路，其中，前述電容器之容量，係爲電壓 驅動型半導體元件之閘極容量的1 0倍以上。 6. —種電壓驅動型半導體元件之驅動電路，其特徵 爲： 在電力變換器之電壓驅動型半導體元件、和驅動該電 壓驅動型半導體元件的電壓驅動型半導體元件之驅動電路 中， 第1之P型通道M0SFET的源極端子，連接於直流電 源之正側，第1之n型通道MOSFET之汲極端子，係被連 接於前述第1之p型通道MOSFET之汲極端子，前述第1 之η型通道MOSFET之源極端子，係被連接於前述直流電 源之負側’第2之ρ型通道MOSFET之源極端子，係被連 接於前述直流電源之正側，第2之η型通道MOSFET之汲 極端子’係被連接於前述第2之ρ型通道MOSFET之汲極 端子’前述第2之n型通道MOSFET之源極端子，係被連 接於二極體之陽極端子，第3之η型通道MOSFET之汲極 端子’係被連接於前述二極體之陰極端子，前述第3之η -20- 200924381 型通道MOSFET之源極端子，係被連接於前述直 負側，電容器’係被連接於前述第1之p型通道 的汲極端子與前述第2之η型通道MOSFET的源 前述電壓驅動型半導體元件之閘極，係被連接於 之P型通道MOSFET的汲極端子，前述電壓驅動 元件之源極端子，係被連接於前述直流電源之負 第3之η型通道MOSFET的閘極端子，係被連接 向器之輸入端子，第1之p型通道MOSFET之閘 第1之η型通道MOSFET之閘極端子、第2之 MOSFET之閘極端子、第2之η型通道MOSFET 子，係被連接於前述邏輯反向器之輸出端子。 7. —種電壓驅動型半導體元件之驅動電路 爲： 在電力變換器之電壓驅動型半導體元件、和 壓驅動型半導體元件的電壓驅動型半導體元件之 中， 第1之p型JFET的源極端子，連接於直流 側，第1之η型JFET之汲極端子，係被連接於 之Ρ型JFET之汲極端子，前述第1之η型JFET 子，係被連接於前述直流電源之負側，第2之ρ 之源極端子，係被連接於前述直流電源之正側，] 型JFET之汲極端子，係被連接於前述第2之ρϋ 汲極端子，前述第2之η型JFET之源極端子， 於第3之η型JFET之汲極端子，前述第3之η塑 流電源之 MOSFET 極端子， 前述第2 型半導體 側，前述 於邏輯反 極端子、 P型通道 之閘極端 ，其特徵 驅動該電 驅動電路 電源之正 前述第1 之源極端 型 JFET g 2之η [JFET 之 係被連接 [JFET 之 -21 - 200924381 源極端子，係被連接於前述直流電源之負側，電容器， 被連接於前述第1之p型：TFET的汲極端子與前述第2 η型JFET的源極端子，前述電壓驅動型半導體元件之 極，係被連接於前述第2之ρ型JFET的汲極端子，前 電壓驅動型半導體元件之源極端子，係被連接於前述直 電源之負側，前述第3之η型JFET的閘極端子，係被 接於邏輯反向器之輸入端子，第1之P型JFET之閘極 子、第1之η型·IFET之閘極端子、第2之ρ型JFET之 極端子、第2之η型JFET之閘極端子，係被連接於前 邏輯反向器之輸出端子。 8. —種反相裝置，係具備有在主端子間將上臂之 導體電力切換元件與下臂之半導體電力切換元件作串聯 接之臂、和該臂之驅動電路，其特徵爲： 該反相裝置，係具備有1個或者是複數之前述臂， 作爲前述半導體電力切換元件而具備有電壓驅動型半導 元件， 驅動前述電壓驅動型半導體元件之驅動電路，係具 有：第1開關，係被連接於直流電源之正側；和第2開 ’係被連接於前述第1開關之另一端子，且被連接於前 直流電源之負側；和第3開關，係被連接於前述直流電 之正側；和第4開關’係被連接於前述第3開關之另一 子；和第5開關，係被連接於前述第4開關之另一端子 且被連接於前述直流電源之負側；和電容器，係被連接 則述第1開關之另外一端與前述第4開關之另外一端， 係 之 閘 述 流 連 七山 m 閘 述 半 連 並 體 備 關 述 源 端 ， 於 刖 -22· 200924381 述電壓驅動型半導體元件之閘極，係被連接於前述第3開 關之另外一端，前述電壓驅動型半導體元件之源極，係被 連接於前述直流電源之負側。 9. 如申請專利範圍第8項所記載之反相裝置，其中 ，前述第1、第3以及第5之開關，係在相同之時機下被 導通，前述第2、第4開關，係在與前述第1、第3以及 第5開關互補的時機下被導通。 10. 如申請專利範圍第8項所記載之反相裝置，其中 ，作爲前述電壓驅動型半導體元件，係使用有功率 MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor )。 1 1 .如申請專利範圍第8項所記載之反相裝置’其中 ，作爲前述電壓驅動型半導體元件’係使用有IGBT ( I n s u 1 a t e d G a t e B i ρ ο 1 a r T r a n s i s t o r )。 12. 如申請專利範圍第8項所記載之反相裝置’其中 ，前述電容器之容量，係爲電壓驅動型半導體元件之閘極 容量的1 0倍以上。 13. —種電壓驅動型半導體元件之驅動電路’其特徵 爲，在電力變換器之電壓驅動型半導體元件、和驅動該電 壓驅動型半導體元件的電壓驅動型半導體元件之驅動電路 中， 該電壓驅動型半導體元件之驅動電路，係具備有電容 器， 在前述電壓驅動型半導體元件爲導通的狀態下’係以 -23- 200924381 在前述電壓驅動型半導體元件之閘極處被施加有正的電源 電壓的方式，而對前述電容器作充電， 在前述電壓驅動型半導體元件爲斷路的狀態下，係以 在前述電壓驅動型半導體元件之閘極處被施加有負的電源 電壓的方式，而使前述電容器作放電。 14. 一種電壓驅動型半導體元件之驅動電路，其特徵 爲： 在申請專利範圍第1 3項所記載之反相裝置中，於前 述電力變換器之切換時，對前述電壓驅動型半導體元件之 閘極電壓上升至臨限値以上一事作抑制。 15. 如申請專利範圍第1 3項所記載之電壓驅動型半 導體元件之驅動電路，其中，係具備有施加前述電源電壓 而對前述電容器作充電之第1開關；和使前述電容器作放 電之第2開關， 前述第1開關，係在與前述第2開關互補的時機下被 導通。 1 6 _如申請專利範圍第1 3項所記載之電壓驅動型半 導體元件之驅動電路，其中，作爲電壓驅動型半導體元件 ，係使用有功率 MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor )。 1 7 ·如申請專利範圍第1 3項所記載之電壓驅動型半 導體元件之驅動電路，其中，作爲電壓驅動型半導體元件 ’係使用有 IGBT ( Insulated Gate Bipolar Transistor)。 i 8 .如申請專利範圍第1 3項所記載之電壓驅動型半 -24- 200924381 導體元件之驅動電路，其中，前述電容器之容量，係爲電 壓驅動型半導體元件之閘極容量的1 0倍以上。 -25-
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Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4916964B2 (ja) * 2007-07-12 2012-04-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ドライバｉｃ、およびシステムインパッケージ
JP2009200891A (ja) * 2008-02-22 2009-09-03 Fuji Electric Holdings Co Ltd ゲート駆動回路
CH700419A2 (de) * 2009-02-05 2010-08-13 Eth Zuerich Jfet-serieschaltung.
JP5747445B2 (ja) * 2009-05-13 2015-07-15 富士電機株式会社 ゲート駆動装置
TW201112590A (en) * 2009-09-22 2011-04-01 Chunghwa Picture Tubes Ltd Driving circuit for power MOSFET
JP5383426B2 (ja) * 2009-10-23 2014-01-08 ルネサスエレクトロニクス株式会社 異常検出時急速放電回路
KR101773641B1 (ko) 2010-01-22 2017-09-12 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 반도체 장치
JP5130310B2 (ja) 2010-03-17 2013-01-30 日立アプライアンス株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置
WO2012029872A1 (ja) * 2010-09-02 2012-03-08 シャープ株式会社 信号処理回路、インバータ回路、バッファ回路、レベルシフタ、フリップフロップ、ドライバ回路、表示装置
US8258852B2 (en) * 2010-11-18 2012-09-04 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Bootstrapped high-side driver control without static DC current for driving a motor bridge circuit
US8487664B2 (en) * 2010-11-30 2013-07-16 Infineon Technologies Ag System and method for driving a switch
CN102594317B (zh) * 2011-01-10 2014-07-23 曹先国 具有电压极性转换的功率开关
US8810287B2 (en) * 2011-01-14 2014-08-19 Panasonic Corporation Driver for semiconductor switch element
JP5644686B2 (ja) * 2011-06-13 2014-12-24 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
JP5961944B2 (ja) * 2011-08-18 2016-08-03 サンケン電気株式会社 ゲート駆動回路
JP5780914B2 (ja) * 2011-10-24 2015-09-16 株式会社豊田中央研究所 電力変換器の制御装置および制御方法
JP5753483B2 (ja) * 2011-12-01 2015-07-22 株式会社東芝 半導体集積回路、および、ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20130086847A (ko) * 2012-01-26 2013-08-05 삼성전자주식회사 음의 전력을 이용하여 리키지 전력 소모를 줄이는 저전력 회로
JP5561352B2 (ja) * 2012-02-22 2014-07-30 株式会社デンソー 駆動回路
JP5959901B2 (ja) 2012-04-05 2016-08-02 株式会社日立製作所 半導体駆動回路および電力変換装置
KR101297460B1 (ko) * 2012-04-24 2013-08-16 엘에스산전 주식회사 게이트 구동 장치
JP5811961B2 (ja) * 2012-07-24 2015-11-11 株式会社デンソー 半導体素子駆動回路
CN103715986B (zh) * 2012-09-28 2017-09-08 国民技术股份有限公司 一种压电器件驱动电路
JP2014166085A (ja) * 2013-02-27 2014-09-08 Aisin Seiki Co Ltd ゲート駆動回路及びモータ駆動回路
JP5733330B2 (ja) 2013-03-22 2015-06-10 株式会社デンソー 駆動回路
JP6295514B2 (ja) * 2013-03-26 2018-03-20 セイコーエプソン株式会社 スイッチングレギュレーターの制御回路、集積回路装置、スイッチングレギュレーター及び電子機器
KR101495334B1 (ko) * 2013-04-19 2015-02-24 주식회사 맵스 입력 절연형 스위칭 소자용 게이트 드라이버
JP6086158B2 (ja) * 2013-10-10 2017-03-01 株式会社オートネットワーク技術研究所 電力供給制御装置
CN103944361A (zh) * 2014-04-04 2014-07-23 国家电网公司 一种大功率抗干扰的场效应管高速驱动电路
JP6337615B2 (ja) * 2014-05-27 2018-06-06 株式会社デンソー Ｒｃ−ｉｇｂｔ駆動回路
JP6229604B2 (ja) 2014-06-30 2017-11-15 株式会社デンソー 半導体スイッチング素子の制御回路
JP6294970B2 (ja) 2014-08-25 2018-03-14 株式会社日立製作所 駆動回路、電力変換装置、およびモータシステム
CN104506028B (zh) * 2015-01-13 2017-05-10 山东大学 一种SiC MOSFET半桥电路驱动器以及半桥电路驱动方法
WO2016143023A1 (ja) * 2015-03-09 2016-09-15 株式会社安川電機 ゲートドライブ回路、インバータ回路、及びモータ制御装置
US9698768B2 (en) * 2015-07-14 2017-07-04 Infineon Technologies Austria Ag System and method for operating a switching transistor
DE112015006702T5 (de) * 2015-07-15 2018-04-05 Mitsubishi Electric Corporation Steuerungsschaltung
JP6572076B2 (ja) * 2015-09-25 2019-09-04 ニチコン株式会社 ゲート駆動回路
JP6477442B2 (ja) 2015-11-24 2019-03-06 トヨタ自動車株式会社 スイッチング回路及び電力変換回路
CN106817020B (zh) * 2015-12-01 2019-02-12 台达电子工业股份有限公司 驱动电路
WO2017101061A1 (zh) * 2015-12-17 2017-06-22 华为技术有限公司 一种自举驱动电路及其驱动方法
US10069485B2 (en) * 2017-02-02 2018-09-04 Ixys, Llc High-speed MOSFET and IGBT gate driver
EP3364534B1 (en) 2017-02-17 2019-09-18 General Electric Technology GmbH Improvements in or relating to gate drivers
KR102284188B1 (ko) * 2017-07-25 2021-08-02 한국전기연구원 SiC MOSFET용 게이트 구동회로
JP6855998B2 (ja) * 2017-10-18 2021-04-07 株式会社オートネットワーク技術研究所 車載用の半導体スイッチ装置及び車載用電源装置
CN111934664B (zh) * 2017-12-12 2023-10-03 罗姆股份有限公司 栅极驱动电路
JP6583475B2 (ja) * 2018-05-01 2019-10-02 株式会社デンソー パワーデバイス駆動回路
JP6770559B2 (ja) * 2018-08-29 2020-10-14 株式会社Ｓｕｂａｒｕ 電力変換装置および車両
DE102018126779B4 (de) 2018-10-26 2020-06-18 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
DE102019102311A1 (de) 2019-01-30 2020-07-30 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
JP7151605B2 (ja) * 2019-04-16 2022-10-12 株式会社デンソー 電力変換器
JP7118027B2 (ja) * 2019-04-17 2022-08-15 三菱電機株式会社 ゲートドライバ
US10903829B2 (en) * 2019-06-18 2021-01-26 Infineon Technologies Austria Ag Switched capacitor driving circuits for power semiconductors
KR102168634B1 (ko) * 2019-12-03 2020-10-21 삼성전자주식회사 음의 전력을 이용하여 리키지 전력 소모를 줄이는 저전력 회로
FR3123121A1 (fr) 2021-05-19 2022-11-25 Stmicroelectronics (Grenoble 2) Sas Capteur de lumiere ambiante
JP7470084B2 (ja) 2021-09-10 2024-04-17 株式会社東芝 電子回路、電子システム及び駆動方法
CN114257068A (zh) * 2021-11-24 2022-03-29 北京机械设备研究所 一种SiC开关管驱动电路及驱动控制方法、开关电源

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4103183A (en) * 1974-06-05 1978-07-25 Rca Corporation Quasi-static inverter circuit
US4176289A (en) * 1978-06-23 1979-11-27 Electronic Memories & Magnetics Corporation Driving circuit for integrated circuit semiconductor memory
JP3319797B2 (ja) * 1993-02-15 2002-09-03 松下電工株式会社 静電誘導サイリスタの駆動回路
JPH06351229A (ja) * 1993-06-08 1994-12-22 Sony Corp 出力電圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路
JPH0814976A (ja) 1994-06-06 1996-01-19 Hitachi Ltd 空気流量測定装置
JP3432425B2 (ja) 1998-08-05 2003-08-04 株式会社東芝 ゲート回路
US6157204A (en) * 1998-08-05 2000-12-05 Micron Technology, Inc. Buffer with adjustable slew rate and a method of providing an adjustable slew rate
KR100433799B1 (ko) * 1998-12-03 2004-06-04 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 전압구동형 스위칭 소자의 게이트 구동회로
JP3568823B2 (ja) * 1999-05-24 2004-09-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 絶縁ゲート型半導体素子のゲート制御回路
DE19962523A1 (de) * 1999-12-23 2001-08-02 Texas Instruments Deutschland Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers
US6356137B1 (en) * 2000-06-26 2002-03-12 Fairchild Semiconductor Corporation Voltage boost circuit with low power supply voltage
JP2002300016A (ja) * 2001-04-02 2002-10-11 Toshiba Corp ゲート駆動方法及びゲート駆動回路
JP2003023770A (ja) * 2001-07-06 2003-01-24 Sharp Corp スイッチドキャパシタ型安定化電源装置
TWI256771B (en) * 2002-03-27 2006-06-11 Ind Tech Res Inst Capacitance coupling acceleration device
JP4100134B2 (ja) * 2002-11-06 2008-06-11 三菱電機株式会社 インバータ
JP4401801B2 (ja) * 2003-02-12 2010-01-20 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置及び表示装置
JP3733121B2 (ja) * 2003-03-27 2006-01-11 株式会社ディーブイイー 安定化電源回路
US6836173B1 (en) * 2003-09-24 2004-12-28 System General Corp. High-side transistor driver for power converters
JP2007215259A (ja) 2006-02-07 2007-08-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 駆動回路及びそれを用いたスイッチングレギュレータ

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US7782098B2 (en) 2010-08-24
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CN101345472A (zh) 2009-01-14
JP2009021823A (ja) 2009-01-29
EP2015439A2 (en) 2009-01-14
EP2015439B1 (en) 2012-06-20
CN101345472B (zh) 2011-10-19
JP4682173B2 (ja) 2011-05-11
KR20090006785A (ko) 2009-01-15

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