JP5644403B2 - スイッチング回路、ハーフブリッジ回路および三相インバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は、ボディダイオードを有するスイッチング素子を組合せて構成されるスイッ
チング回路、ハーフブリッジ回路および三相インバータ回路に関するものである。

スイッチング回路においては、還流ダイオードの逆回復電流が流れることで生じる損失の低減化を図った回路が提案されている。例えば、主ＭＯＳＦＥＴと従ＭＯＳＦＥＴを逆直列に接続した直列回路と、その直列回路に外付けダイオードを主ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同一方向に並列に接続することにより、スイッチング動作時の還流電流を外付けダイオードに流すことで、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで発生するリカバリ電流を抑制していた。（例えば特許文献１参照）。

特開２００８−１９３８３９号公報

従来のスイッチング回路では、定常動作時には主および従ＭＯＳＦＥＴをオンさせる必要があり、このときに主ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに電流が流れ、ボディダイオード内に電荷が蓄積される。その結果、スイッチング動作時に主ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードでリカバリ電流が発生し、大きなリカバリ損失が発生してしまうと共に、リカバリ電流発生時に電圧が印加されることで非常に大きなリカバリサージ電圧が発生し、素子破壊に至る危険があるという問題があった。

本発明は前記のような問題を解決するためになされたもので、リカバリサージ電圧の発生を抑制することにより素子破壊を防ぐスイッチング回路、ハーフブリッジ回路および三相インバータ回路を提供することを目的としている。

本発明によるスイッチング回路は、回路開閉端子と制御信号用端子とボディダイオードとを有する第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子が逆直列に接続された直列回路と、直列回路に第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のボディダイオードと同じ導通方向で並列に接続された外付けダイオードと、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子および外付けダイオードの全体に流れる電流方向を検出する電流検出回路と、電流検出回路で検出した電流方向が外付けダイオードに対して順方向に流れる場合には第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子を常に閉制御し、電流検出回路で検出した電流方向が外付けダイオードに対して逆方向に流れる場合には第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子をゲート信号に基づいて開閉制御する制御手段とを備えるものである。

本発明によれば、回路開閉端子と制御信号用端子とボディダイオードとを有する第１および第２のスイッチング素子が逆直列に接続された直列回路と、直列回路に第１のスイッチング素子のボディダイオードと同じ導通方向で並列に接続された外付けダイオードと、第１のスイッチング素子または外付けダイオードに流れる電流方向を検出する電流検出回路と、電流検出回路で検出した電流方向が第１のスイッチング素子のボディダイオードまたは外付けダイオードに対して順方向に流れる場合には第１および第２のスイッチング素子を閉制御し、電流検出回路で検出した電流方向が第１のスイッチング素子のボディダイオードまたは外付けダイオードに対して逆方向に流れる場合には第１および第２のスイッチング素子をゲート信号に基づいて開閉制御する制御手段とを備えているので、第１のスイッチング素子のボディダイオードによるリカバリサージ電圧の発生を抑制し、素子破壊を防ぐことができる。

本発明の実施の形態１によるスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の構成図である。 本発明の実施の形態１によるスイッチング回路の動作を説明するための要部抽出図である。 本発明の実施の形態１によるスイッチング回路の電圧および電流の様子を示す図である。 本発明の実施の形態２によるスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の要部抽出図である。

実施の形態１
図１は、本発明の実施の形態１によるスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の一例を示したものである。図１において、三相インバータ回路は、本発明に係る６つのスイッチング回路９（以下、説明及び図において個別に区別を要するときは符号９ａ〜９ｆを付して区別し、共通的に表すときは単にスイッチング回路９と称する。スッイチング回路の構成要素についても、同じである。）を三相ブリッジに構成したものである。

第１のスイッチング素子である主ＭＯＳＦＥＴ１は、回路開閉端子であるドレイン端子ｄとソース端子ｓと、制御信号用端子であるゲート端子ｇと、主ＭＯＳＦＥＴ１に寄生する主ボディダイオード２とから構成される。第２のスイッチング素子である従ＭＯＳＦＥＴ３は、回路開閉端子であるドレイン端子ｄとソース端子ｓと、ゲート端子ｇと、従ＭＯＳＦＥＴ３に寄生する従ボディダイオード４とから構成される。

スイッチング回路９は、主ＭＯＳＦＥＴ１と従ＭＯＳＦＥＴ３とがその主ボディダイオード２と従ボディダイオード４とが逆極性になるようにして直列に接続されるとともに、各ソース端子ｓ同士およびゲート端子ｇ同士が接続されている。また、直列に接続された主ＭＯＳＦＥＴ１と従ＭＯＳＦＥＴ３の直列回路に並列に接続された外付けダイオード５を有する。外付けダイオード５は、カソードｋが主ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン端子ｄに、アノードａが従ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子ｄに接続されて、主ボディダイオード２と同極性（同じ導通方向）になるようにして接続されている。

従ＭＯＳＦＥＴ３と外付けダイオード５の接点には、電流検出回路７が接続されている。駆動回路６は、ゲート信号８および電流検出回路７の出力値をもとに、電流検出回路７により検出した電流が主ＭＯＳＦＥＴ１のボディダイオード２および外付けダイオード５に対して逆方向に流れる場合にのみ、各ソース端子sの電位を基準として各ゲート端子ｇにゲート信号８に同期した制御信号としての開閉信号を与え開閉制御する。また、電流検出回路７により検出した電流が主ＭＯＳＦＥＴ１のボディダイオード２および外付けダイオード５に対して順方向に流れる場合には、駆動回路６は各ソース端子sの電位を基準として各ゲート端子ｇに閉信号を与え閉制御する。

各スイッチング回路９は、正ラインＰと負ラインＮの間に直列に接続された３組のハーフブリッジを構成し、各ハーフブリッジの中性点Ｃに負荷モータ１０が接続されている。

次に動作について説明する。図２は、スイッチング回路９の動作を説明するためにスイッチング回路９ａ，９ｄで構成される一組のハーフブリッジ回路を抜き出したものである。図３は、主ＭＯＳＦＥＴ１ａ、外付けダイオード５ａ、主ＭＯＳＦＥＴ１ｄ，外付けダイオード５ｄの電圧および電流の様子を示している。図３において、実線は電圧、点線は電流を示している。図２において、中性点Ｃから負荷モータ１０に向かって負荷電流Ｊ１が流れており、スイッチング回路９ａの主ＭＯＳＦＥＴ１ａおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ａが共にオフし、スイッチング回路９ｄの主ＭＯＳＦＥＴ１ｄおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ｄが共にオフしている状態を想定する（状態１）。このとき、負荷電流Ｊ１は外付けダイオード５ｄを介して還流電流Ｊ１２として流れており、電流検出回路７dにより駆動回路６dは主ＭＯＳＦＥＴ１ｄおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ｄを共にオフとなるように閉制御される。この還流期間中に電流検出回路７dにより、駆動回路６dは常に主ＭＯＳＦＥＴ１ｄおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ｄを共にオフとなるように閉制御されるため、主ＭＯＳＦＥＴ１ｄのボディダイオード２ｄに流れる電流は従ＭＯＳＦＥＴ３ｄにより遮断される。

ここで、制御信号としてスイッチング回路９ａのオン信号が入り、主ＭＯＳＦＥＴ１ａと従ＭＯＳＦＥＴ３ａがともにオンすると、負荷電流Ｊ１は還流電流Ｊ１２から順電流Ｊ１１に転流すると同時に外付けダイオード５ｄのリカバリ特性によって、外付けダイオード５の導通方向とは逆向きのリカバリ電流Ｊ１３が流れる（状態２）。従ＭＯＳＦＥＴ３ｄによって遮断されるため、主ボディダイオード２ｄには一切の電流が流れないのでリカバリは生じず、従って主ボディダイオード２ｄのリカバリ電流Ｊ１４も流れない。

外付けダイオード５ｄを流れるリカバリ電流Ｊ１３は外付けダイオード５ｄにリカバリ損失を生じさせるが、外付けダイオード５ｄに使用するダイオードの特性は主ＭＯＳＦＥＴ１ｄの特性に関係なく設定することができ、主ボディダイオード２ｄと比較して十分に高速でソフトリカバリ特性を有するダイオードを選択することが可能になり、リカバリ損失やリカバリノイズを抑制することができる。

また、従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子-ソース端子間電圧は、主ＭＯＳＦＥＴ１ｄが遮断することによってほとんど印加されない。仮に主ＭＯＳＦＥＴ１ｄと従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのオンオフ動作に多少のずれを生じたとしても、外付けダイオード５ｄの順方向電圧によってクランプされるため、従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン端子-ソース端子間電圧は僅少となり、回路配線のインダクタンスに起因するサージ電圧を考慮しても従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレインソース間耐電圧は２０〜６０Ｖもあれば十分である。

低耐圧品であれば低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴを安価で調達できるうえ、本実施の形態では主ＭＯＳＦＥＴ１ｄと従ＭＯＳＦＥＴ３ｄの各ソース端子ｓ同士ゲート端子ｇ同士を接続し、ゲート端子に駆動回路６ｄから開閉信号を与えるようにしたので、主ＭＯＳＦＥＴ１ｄと従ＭＯＳＦＥＴ３ｄの駆動は同じ駆動回路６ｄでできるので、従ＭＯＳＦＥＴ３ｄの追加によるコストアップは僅かですむ。

以上、スイッチング回路９ｄについて説明したが、スイッチング回路９ａ〜９ｃ、スイ
ッチング回路９ｅ，９ｆにおいても同様の動作となる。

なお、電流検出回路７の電流検出レベルは通常０（ゼロ）に設定されるが、この場合、負荷電流が０アンペア付近のとき、負荷電流の電流リプルによって駆動回路６の動作が不安定になる。一般的に、ＭＯＳＦＥＴのソース端子からドレイン端子方向に通電する際に、ボディダイオードの順方向電圧よりもＭＯＳＦＥＴのオン電圧が低い電流領域では、ＭＯＳＦＥＴをオンしてもボディダイオードには電流が流れない。このことから、電流検出回路７の電流検出レベルは、ボディダイオードの順方向電圧よりもＭＯＳＦＥＴのオン電圧が低くなる電流レベルに設定することで、ボディダイオードでのリカバリ電流を抑制しつつ負荷電流が０アンペア付近のときの動作を安定させることができる。

実施の形態２
図４は、本発明の実施の形態２によるスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の要部抽出図である。図４を実施の形態１によるスイッチング回路を用いた三相インバータ回路の要部抽出図である図２と比べると、駆動回路６ａが駆動回路６ａａに、駆動回路６ｄが駆動回路６ｄｄに置き換えられ、電流検出回路７ａｄが中性点Ｃと負荷モータ１０との間に接続されており、電流検出回路７ａｄの検出結果が駆動回路６ａａと駆動回路６ｄｄに出力されている以外は、同じである。

駆動回路６ａａは、電流検出回路７ａｄにより検出した電流が中性点Ｃから負荷モータ１０に向かって流れる場合には、主ＭＯＳＦＥＴ１ａおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート端子ｇにゲート信号８ａに同期した制御信号としての開閉信号を与えて開閉制御する。また、電流検出回路７ａｄにより検出した電流が負荷モータ１０から中性点Ｃに向かって流れる場合には、駆動回路６ａａは主ＭＯＳＦＥＴ１ａおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート端子ｇに閉信号を与え閉制御する。

駆動回路６ｄｄは、電流検出回路７ａｄにより検出した電流が負荷モータ１０から中性点Ｃに向かって流れる場合には、主ＭＯＳＦＥＴ１ｄおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのゲート端子ｇにゲート信号８ｄに同期した制御信号としての開閉信号を与えて開閉制御する。また、電流検出回路７ａｄにより検出した電流が中性点Ｃから負荷モータ１０に向かって流れる場合には、駆動回路６ｄｄは主ＭＯＳＦＥＴ１ｄおよび従ＭＯＳＦＥＴ３ｄのゲート端子ｇに閉信号を与え閉制御する。

これにより、スイッチング回路９ａとスイッチング回路９ｄにおいて電流検出回路がそれぞれ１つずつ合わせて２つ必要であったものを、スイッチング回路９ａとスイッチング回路９ｄにおいて１つの電流検出回路で実施の形態１と同じ効果を得ることができる。

１ａ〜１ｆ 主ＭＯＳＦＥＴ
２ａ〜２ｆ 主ボディダイオード
３ａ〜３ｆ 従ＭＯＳＦＥＴ
４ａ〜４ｆ 従ボディダイオード
５ａ〜５ｆ 外付けダイオード
６ａ〜６ｆ 駆動回路
７ａ〜７ｆ 電流検出回路
８ａ〜８ｆ ゲート信号
９ａ〜９ｆ スイッチング回路

Claims (7)

1. 回路開閉端子と制御信号用端子とボディダイオードとを有する第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子が逆直列に接続された直列回路と、
   前記直列回路に前記第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のボディダイオードと同じ導通方向で並列に接続された外付けダイオードと、
   前記第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子および前記外付けダイオードの全体に流れる電流方向を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出した電流方向が前記外付けダイオードに対して順方向に流れる場合には前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子を常に閉制御し、前記電流検出回路で検出した電流方向が前記外付けダイオードに対して逆方向に流れる場合には前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子をゲート信号に基づいて開閉制御する制御手段とを備えるスイッチング回路。
2. 第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子の制御信号用端子は、共通に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路。
3. 第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子の主開閉端子間耐電圧は、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子の主開閉端子間耐電圧よりも低いことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング回路。
4. 電流検出回路は、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のオン電圧が第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のボディダイオードの順方向電圧より低くなる電流レベルを超える電流の電流方向を検出することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング回路を用いたことを特徴とする三相インバータ回路。
6. 回路開閉端子と制御信号用端子とボディダイオードとを有する第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子が逆直列に接続された直列回路と、
   前記直列回路に前記第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のボディダイオードと同じ導通方向で並列に接続された外付けダイオードとから構成される第１および第２のスイッチング回路と、
   前記第１のスイッチング回路の前記第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子と前記第２のスイッチング回路の前記第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子が接続されるように前記第１のスイッチング回路および前記第２のスイッチング回路が直列に接続された中性点と負荷モータとの間に流れる電流方向を検出し、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のオン電圧が第１のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のボディダイオードの順方向電圧より低くなる電流レベルを超える電流の電流方向を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出した電流方向が前記中性点から前記負荷モータに向かって流れる場合には前記第１のスイッチング回路に含まれる前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子をゲート信号に基づいて開閉制御するとともに前記第２のスイッチング回路に含まれる前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子を常に閉制御し、前記電流検出回路で検出した電流方向が前記負荷モータから前記中性点に向かって流れる場合には前記第１のスイッチング回路に含まれる前記第１および第２のスイッチングＭＯＳＦＥＴ素子を常に閉制御するとともに前記第２のスイッチング回路に含まれる前記第１および第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング素子をゲート信号に基づいて開閉制御する制御手段とを備えるハーフブリッジ回路。
7. 請求項６に記載のハーフブリッジ回路を用いたことを特徴とする三相インバータ回路。

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