TW201509129A - 用於基於半導體裝置的電路之閘極驅動器 - Google Patents

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Abstract

一種電氣部件，包含切換裝置，切換裝置包含源極、閘極以及汲極，切換裝置具有預定裝置切換速率。電氣部件進一步包含閘極驅動器，閘極驅動器係電氣連接至閘極並耦接在切換裝置的源極與閘極之間，閘極驅動器經配置而以閘極驅動器切換速率切換切換裝置的閘極電壓。閘極驅動器經配置而使得在作業中閘極驅動器的輸出電流不超過第一電流位準，其中第一電流位準足夠小，而使得在作業中切換裝置的切換速率小於預定裝置切換速率。

Description

用於基於半導體裝置的電路之閘極驅動器
此發明相關於由半導體裝置所形成的電氣模組，且特定而言相關於用於半導體裝置的閘極驅動器。
諸如橋接電路的功率切換電路，被常見地使用於各種應用中。第1圖圖示經配置以驅動馬達的三相橋接電路100之習知技術之電路圖。電路100中的三個半橋115、125、135之每一者，包含兩個電晶體(分別為141與142、143與144、145與146)，此兩個電晶體能夠在第一方向阻擋電壓，並能夠在第一方向(或可選地在兩個方向)傳導電流。在其中橋接電路10所使用的電晶體僅能夠在一個方向傳導電流的應用中(例如在電晶體為矽IGBT時)，可將反並聯二極體(未圖示)連接至電晶體141-146之每一者。閘極驅動器151-156分別施加電晶體141-146之每一者的閘極電壓。如第1圖圖示，閘極驅動器151-156之每一者耦接在閘極驅動器151-156各別的電晶體的閘極與源極之間。閘極驅動器151-156之每一者可為個別的電路。或者，半橋115、125、135之每一者的閘極 驅動器，可被整合為單一閘極驅動電路。或者，橋接電路中的所有電晶體141-146的閘極驅動器可被整合為單一閘極驅動電路。
電晶體141-146之每一者在被偏壓於關閉(OFF)狀態中時，能夠阻擋至少如電路100的高電壓(HV)源101般大的電壓。換言之，在閘極驅動電路151-156分別施加至電晶體141-146之任意者的閘極對源極電壓VGS，小於電晶體臨限電壓Vth時，在汲極對源極電壓VDS(亦即汲極相對於源極的電壓)位於0伏特(V)與HV之間時沒有大量電流流動通過電晶體。在偏壓於開啟(ON)狀態中時(亦即VGS大於電晶體臨限電壓)，對於使用這些電晶體的應用而言，電晶體141-146之每一者能夠傳導足夠高的電流。
本文所述之用詞「阻擋電壓」，代表在施加電壓於電晶體、裝置或部件上時，電晶體、裝置或部件位於防止大量電流流動通過電晶體、裝置或部件的狀態中，大量電流諸如大於在一般ON狀態導通期間內平均操作電流的0.001倍的電流。換言之，在電晶體、裝置或部件正阻擋施加於電晶體、裝置或部件上的電壓的同時，傳輸通過電晶體、裝置或部件的總和電流，將不會大於在一般ON狀態導通期間內平均操作電流的0.001倍。
電晶體141-146可為增強模式(enhancement mode；E-mode)電晶體(常閉式，Vth>0)或空乏模式(depletion mode；D-mode)電晶體(常開式，Vth<0)。在功率電路中，增強模式裝置通常用以防止可傷害裝置或其他電路部件的意外開 啟。或者，可由以疊接(cascode)配置200連接的高電壓空乏模式電晶體201與低電壓增強模式電晶體202來替換電晶體141-146，如第2圖圖示。在第2圖的習知技術疊接裝置200中，空乏模式電晶體201的源極211被連接至增強模式電晶體202的汲極216，且空乏模式電晶體201的閘極212被電氣連接(或電氣耦接)至增強模式電晶體202的源極214。疊接裝置200經配置以操作如高電壓增強模式裝置，其中節點221操作如源極，節點222操作如閘極，而節點223操作如汲極。往回參考第1圖，經由電感性負載將節點117、118、119耦接至彼此，電感性負載亦即諸如馬達線圈的電感性部件(未圖示於第1圖)。
本文所述之兩個或更多個接點或其他物件(諸如傳導層或部件)，在被由能夠充足地導通而確保接點或其他物件之每一者處的電位實質上相同或約同(不論偏壓條件)的材料連接時，被稱為被「電氣連接」。
第3A圖圖示第1圖中的全三相馬達驅動器的習知技術半橋115，以及節點117與118之間的馬達繞組(由電感性部件321代表)。亦圖示電晶體144，且馬達電流被饋送進電晶體144。對於此功率相位，電晶體144持續為ON(Vgs144>Vth)且電晶體142持續為OFF(Vgs142<Vth，在使用增強模式電晶體時亦即Vgs142=0V)，同時由閘極驅動器151以脈衝寬度調變(PWM)訊號調變電晶體141，以得到所需的馬達電流。第3B圖指示在電晶體141被偏壓為ON期間電流327的路徑。對於此偏壓，馬達電流流動通過電晶體141與 144，同時因為電晶體142被偏壓為OFF而沒有電流流動通過電晶體142，且節點117處的電壓接近HV，因此電晶體142阻擋接近HV的電壓。
參考第3C圖，在電晶體141被切換為OFF時，沒有電流可流動通過電晶體141，因此馬達電流以相反方向流動通過電晶體142，此可在電晶體142被偏壓為ON或OFF時發生。或者，可連接的反並聯空轉(freewheeling)二極體(未圖示)為跨於電晶體142上，在此情況中反向電流流動通過空轉二極體。在此種作業期間內，電感性部件迫使節點117處的電壓為足夠負的值，以造成通過電晶體142的反向傳導，且電晶體141阻擋接近HV的電壓。
第3A圖至第3C圖圖示說明的切換模式，通常被稱為硬式切換(hard-switching)。在硬式切換電路配置中，切換電晶體經配置為在被切換為ON後立即有高電流傳輸通過切換電晶體，且在被切換為OFF後立即有高電壓跨於切換電晶體。換言之，在非零電流流動通過電感性負載的期間內電晶體被切換為ON，因此在電晶體被切換為ON時隨即(或很快地)有大量電流流動通過電晶體，而不是逐漸提升的電流。類似的，電晶體在電晶體必需阻擋高電壓的期間內被切換為OFF，因此在電晶體被切換為OFF時電晶體隨即(或很快地)阻擋大量電壓，而不是逐漸提升的電壓。在這些條件下被切換的電晶體，被稱為被「硬式切換」。
對於第1圖與第3A圖至第3C圖圖示說明的習知技術橋接電路，電晶體141-146之每一者具有最大切換速率(裝 置可於最大切換速率從OFF狀態切換至ON狀態，反之亦然)，最大切換速率非常取決於裝置的特定切換特性，但亦部分取決於電路中的其他鄰接部件。在閘極驅動器151-156之每一者的輸出節點161-166處的電壓切換的切換時間，可大大地少於閘極驅動器151-156各別的切換裝置141-146之每一者的切換時間。因此，在第1圖與第3A圖至第3C圖的配置中(其中閘極驅動器151-156的輸出161-166被直接電氣連接至閘極驅動器151-156各別的切換裝置141-146的閘極)，裝置141-146在電路作業期間內以裝置141-146的最大切換速率切換。再者，為了維持裝置141-146與電路100的穩定性，將可由閘極驅動器151-156供應的最大輸出電流選定為高的。例如，閘極驅動器151-156之每一者的最大輸出電流，通常被選定為閘極驅動器151-156各別的切換裝置141-146之每一者的最大額定輸出電流的至少1/60倍。
雖然硬式切換電路傾向為單純地設計與操作，但硬式切換部件傾向為在作業期間內展示高的電磁干擾(EMI)位準，特別是在高電壓及(或)高電流應用中(其中裝置之每一者的切換速率非常高)。此可造成電路中的裝置的電路不穩定性或毀滅性失效。詳言之，對於第1圖與第3A圖至第3C圖圖示的電路配置，若電路高電壓(HV)為大的(例如大於300V)且(或)切換裝置需要切換大電流(例如大於5安培)，則電路展示過高的EMI位準、變得不穩定、且無法正確地操作。
替代性的電路配置，使用額外的被動式及(或)主 動式部件、或替代的訊號時序技術，以允許電晶體被「軟式切換(soft-switched)」。在軟式切換電路配置中，切換電晶體經配置為在零電流(或接近零電流)條件期間內切換為ON，且在零電壓(或接近零電壓)條件期間內切換為OFF。已發展了軟式切換方法與配置以處理在硬式切換電路中觀察到的高EMI位準與相關聯的振鈴效應(ringing)，特別是在高電流及(或)高電壓應用中。儘管軟式切換在許多情況下可緩解這些問題，但軟式切換所需的電路系統通常包含許多額外的部件，而產生提升的總和成本與複雜度。軟式切換通常亦需要電路被配置為僅在特定時間(在達成零電流或零電壓條件時)切換，因此限制了可被施加的控制訊號，且在許多情況中減少電路的效能。因此，需要用於功率切換電路的替代性配置與方法，以維持足夠低的EMI位準，同時維持電路的穩定性。
本文說明包含高電壓切換裝置的高電壓電路。切換裝置的閘極驅動器經配置，以在作業期間內減少切換裝置的切換速率，並改良高電壓電路的穩定性。
本發明之第一態樣提供一種電氣部件，包含切換裝置，切換裝置包含源極、閘極以及汲極，切換裝置具有預定裝置切換速率。電氣部件進一步包含閘極驅動器，閘極驅動器係電氣連接至閘極並耦接在切換裝置的源極與閘極之間，閘極驅動器經配置而以閘極驅動器切換速率切換切換裝置的閘極電壓。閘極驅動器經配置而使得在作業中閘極驅動器的 輸出電流不超過第一電流位準，其中第一電流位準足夠小，而使得在作業中切換裝置的切換速率小於預定裝置切換速率。
本發明第二態樣提供一種電氣部件，包含切換裝置，切換裝置包含源極、閘極以及汲極，切換裝置在被偏壓為關閉(OFF)時係可操作以阻擋至少300伏特(V)。電氣部件進一步包含閘極驅動器，閘極驅動器係耦接於切換裝置的源極與閘極之間，閘極驅動器經配置而以閘極驅動器切換速率切換閘極驅動器之輸出處的電壓。閘極驅動器的輸出與切換裝置的閘極之間的電阻值係小於5歐姆，且閘極驅動器經配置而使得在作業中閘極驅動器的輸出電流由閘極驅動器的電路系統限制，而使輸出電流不超過第一電流位準。再者，第一電流位準對切換裝置的最大額定電流的比例，為小於1/100。
本發明第三態樣說明一種操作電氣部件的方法。電氣部件包含切換裝置，切換裝置包含源極、閘極以及汲極，切換裝置經配置而具有預定裝置電流切換速率。電氣部件亦包含閘極驅動器，閘極驅動器耦接於切換裝置的源極與閘極之間。方法包含以下步驟：切換步驟，使閘極驅動器以閘極驅動器切換速率，將閘極驅動器的輸出電壓從第一狀態切換至第二狀態，藉以使切換裝置的閘極電壓被與閘極驅動器切換速率實質上相同的速率切換，且其中將閘極驅動器的輸出電壓從第一狀態切換至第二狀態之切換步驟，使通過切換裝置的電流被以小於預定裝置電流切換速率的電流切換速率切 換。
本發明之第四態樣提供一種電路，包含切換裝置，切換裝置具有最大額定電流並包含源極、閘極以及汲極。電路亦包含第一電壓供應與閘極驅動器，第一電壓供應施加至少300伏特的輸出電壓，閘極驅動器連接至第二電壓供應並耦接在切換裝置的源極與閘極之間，閘極驅動器經配置而以閘極驅動器切換速率切換切換裝置的閘極電壓。閘極驅動器經配置而使得在作業中閘極驅動器的輸出電流不超過第一電流位準。再者，切換裝置經配置以在電路的作業的至少一部分期間內，阻擋第一電壓供應所施加的輸出電壓，第一電流位準對切換裝置的最大額定電流的比例小於1/100，且在電路的作業中，切換裝置的電壓切換速率大於100伏特/奈秒。
本文所說明的電氣部件、電路與方法，可包含下列特徵之一或更多者。電氣部件可為半橋電路的部分。切換裝置可包含III族氮化物(III-Nitride)電晶體。切換裝置可包含耦接至空乏模式電晶體的增強模式電晶體。空乏模式電晶體與增強模式電晶體可經配置而使增強模式電晶體的源極作為切換裝置的源極、增強模式電晶體的閘極作為切換裝置的閘極、且空乏模式電晶體的汲極作為切換裝置的閘極。切換裝置在被偏壓為關閉(OFF)時，係可操作以阻擋至少300伏特(V)。切換裝置的最大額定電流可為至少50安培。第一電流位準對切換裝置的最大額定電流的比例，可為小於1/100。在作業中切換裝置的切換速率，可小於預定裝置切換速率的0.5倍。閘極驅動器的輸出可直接連接至切換裝置的閘 極。電氣部件或電路可進一步包含鐵氧體珠，鐵氧體珠連接在閘極驅動器的輸出與切換裝置的閘極之間。
閘極驅動器的輸出可電氣連接至閘極，且將閘極驅動器的輸出電壓從第一狀態切換至第二狀態，可使得至少300伏特(V)的電壓被跨於切換裝置切換。閘極驅動器的最大輸出電流可足夠小，以使切換裝置的電流切換速率小於預定裝置電流切換速率。電路可為半橋。半橋可連接至電感性負載，其中在作業中，大於1安培的電流傳輸通過電感性負載。第二電壓供應可施加非常小於第一電壓供應的輸出電壓的輸出電壓。第二電壓供應可施加小於25伏特的輸出電壓。閘極驅動器的輸出可電氣連接至切換裝置的閘極。電路可進一步包含電阻器，電阻器位於閘極驅動器的輸出與切換裝置的閘極之間，其中電阻器的電阻值為0歐姆與5歐姆之間。切換裝置可包含一III族氮化物電晶體。
本說明書說明之標的的一或更多個具體實施例的細節，揭示於附加圖式以及下文說明中。根據說明書、圖式與申請專利範圍，將明瞭標的的其他特徵、態樣與優點。
10‧‧‧基板
11‧‧‧III-N通道層
12‧‧‧III-N阻隔層
17‧‧‧凹槽
19‧‧‧二維電子氣體(2DEG)通道
21‧‧‧蝕刻停止層
22‧‧‧絕緣層
23‧‧‧電極界定層
60‧‧‧範例III-N HEMT裝置
71‧‧‧場極板
74‧‧‧源極接點
75‧‧‧汲極接點
87‧‧‧閘極絕緣體層
88‧‧‧閘極
100‧‧‧三相橋接電路
101‧‧‧高電壓(HV)源
102‧‧‧地電壓
115,125,135‧‧‧半橋
117‧‧‧節點
118‧‧‧節點
141-146‧‧‧電晶體
151-156‧‧‧閘極驅動器
161-166‧‧‧輸出節點
200‧‧‧疊接裝置
201‧‧‧高電壓空乏模式電晶體
202‧‧‧低電壓增強模式電晶體
211‧‧‧源極
212‧‧‧閘極
213‧‧‧汲極
214‧‧‧源極
215‧‧‧閘極
216‧‧‧汲極
221‧‧‧疊接裝置源極
222‧‧‧疊接裝置閘極
223‧‧‧疊接裝置汲極
321‧‧‧電感性部件
327‧‧‧電流路徑
401‧‧‧高電壓
402‧‧‧地電壓
415‧‧‧半橋
421‧‧‧負載
441‧‧‧高側切換裝置
442‧‧‧低側切換裝置
451,452‧‧‧閘極驅動器
461,462‧‧‧輸出
471,472‧‧‧電阻器
481,482‧‧‧外部二極體
491,492‧‧‧電力供應
515‧‧‧半橋
541,542‧‧‧電晶體
571,572‧‧‧電阻器
715‧‧‧半橋
751,752‧‧‧閘極驅動器
761,762‧‧‧輸出
791,792‧‧‧電力供應
815‧‧‧半橋
841,842‧‧‧切換器
900‧‧‧混合裝置
901‧‧‧高電壓III-N空乏模式電晶體
902‧‧‧低電壓增強模式電晶體
911‧‧‧源極
912‧‧‧閘極
913‧‧‧汲極
914‧‧‧源極
915‧‧‧閘極
916‧‧‧汲極
921‧‧‧混合裝置源極
922‧‧‧混合裝置閘極
923‧‧‧混合裝置汲極
1000‧‧‧範例III-N空乏模式電晶體
1010‧‧‧基板
1011‧‧‧III-N通道層
1012‧‧‧III-N阻隔層
1014‧‧‧源極接點
1015‧‧‧汲極接點
1019‧‧‧二維電子氣體(2DEG)通道
1016‧‧‧閘極
1023‧‧‧電極界定層
1024‧‧‧場極板
1029‧‧‧電極
1100‧‧‧III-N雙向切換器
1124‧‧‧功率電極
1128‧‧‧閘極
1134‧‧‧功率電極
1138‧‧‧閘極
1200‧‧‧雙向切換器
1210‧‧‧高電壓空乏模式III-N雙向切換器
1261,1262‧‧‧低電壓增強模式電晶體
1224‧‧‧功率電極
1228‧‧‧閘極電極
1234‧‧‧功率電極
1271,1272‧‧‧反並聯二極體
第1圖圖示說明習知技術三相橋接電路的電路示意圖。
第2圖為以疊接配置設置的兩個電晶體的先前技術電路示意圖。
第3A圖至第3C圖圖示說明在各種作業條件下，第1圖的習知技術三相橋接電路的部分。
第4圖至第5圖圖示說明經配置以驅動電氣負載的半橋電路。
第6圖為III族氮化物增強模式電晶體的截面示意圖。
第7圖至第8圖圖示說明經配置以驅動電氣負載的半橋電路。
第9圖為可作為第8圖半橋電路中的切換裝置的疊接裝置的電路示意圖。
第10圖為III族氮化物空乏模式電晶體的截面示意圖。
第11圖與第12圖為對於雙向切換器的圖示說明。
第13圖為第8圖半橋電路的切換裝置在電路作業期間內，對時間之函數的電流與電壓特性圖，各種圖式中類似的參考符號，指示類似的元件。
本文說明用於將利用於電氣部件與電路中的切換裝置的切換速率(亦即電壓迴轉率(slew rate))減慢的配置與方法。此對於切換速率的減少，減少電路中在切換期間內的(以及切換之後隨即的)EMI位準，從而允許改良電路穩定性，特別是對於其中切換裝置切換高電流(例如4安培或更高)及(或)高電壓(例如大於300V)的應用。
本文所說明的電路與部件中的電晶體或其他切換裝置之每一者，可經配置為以特定的切換速率硬式切換，如先前所述。在本文的電路之一者的電晶體位於OFF狀態且沒有 大量電流流動通過電晶體時，電晶體支撐可約等於(或接近)電路高電壓的大電壓。在本文的電路之一者的電晶體位於ON狀態時，通常有大量的電流傳輸通過電晶體，且僅有小電壓跨於電晶體。以硬式切換條件切換的切換電晶體的切換時間，界定如下。在電晶體被從前述的OFF狀態切換至前述的ON狀態時，通過裝置的電流在切換肇始處開始提升，同時跨於裝置的電壓維持大約相同。在實質上所有的負載電流傳輸通過電晶體的時間點之後，跨裝置的電壓開始大量地下降。切換肇始與電壓開始下降的時間點之間經過的時間，被稱為裝置的「延遲時間」。此亦為裝置輸出開始回應施加至輸入的訊號所需的時間。在到達了延遲時間之後，跨於電晶體的電壓開始下降。從此電壓肇始到電壓到達穩態值的時間點所經過的時間，被稱為裝置的「轉變時間」。在切換肇始與跨於裝置的電壓下降至穩態值的時間點之間所經過的時間(為延遲時間與轉變時間的總和)，被稱為開啟電晶體的「切換時間」。所切換的總和電流除以延遲時間(dI/dt)，被稱為「電流切換速率」。跨於裝置所切換的總和電壓除以轉變時間(dV/dt)，被稱為「電壓切換速率」。一般而言，儘管較短的切換時間(且因此，較快的切換速率)通常產生較低的切換損失，但較短的切換時間通常亦造成較高的EMI位準，此可使電路部件退化，或傷害電路部件而使電路元件變得不可操作。在電路作業期間內減少切換裝置的電流及(或)電壓切換速率，可緩解這些有害的效應。
第4圖圖示說明功率轉換電路之實施例，其中切換 裝置的切換速率被減少。如第4圖所示，半橋415包含高側切換裝置441與低側切換裝置442。切換裝置441與442被實施為以矽為基礎的功率MOSFET(金氧半導體場效電晶體)或IGBT(絕緣閘極雙極性電晶體)。因為MOSFET與IGBT具有整合入MOSFET與IGBT的裝置結構的固有低效能反並聯二極體，分別將外部二極體481與482反並聯連接至切換器441與442，以在切換器攜帶反向空轉電流的時間期間內將損失最小化。半橋415的輸出節點417被連接至負載421。
切換裝置441與442的閘極被分別由閘極驅動器451與452切換。連接至閘極驅動器451與452之每一者的電力供應(例如電壓供應)491與492，提供施加於閘極驅動器輸出處的電壓。每一閘極驅動器經配置以在切換裝置欲被切換為ON時將此電壓施加於閘極驅動器輸出處，且在切換裝置欲被切換為OFF時移除此電壓(亦即施加0伏特)。電壓供應491與492提供的電壓，通常比由不同電力供應所提供的電路高電壓(HV)401小得多。例如在電路高電壓401大於300伏特的高電壓應用中，電力供應491與492通常提供約25伏特或更少的電壓(例如約12伏特)。
在MOSFET與IGBT切換在MOSFET與IGBT各別輸出461與462處的電壓的同時所經過的切換時間，可比切換裝置441與442的最小切換時間小得多。如第4圖圖示，分別在切換裝置441與442的閘極與切換裝置441與442各別的閘極驅動器451與452的輸出461與462之間插入電阻器471與472。此使切換裝置441與442的閘極處的電壓的變 化，比切換裝置441與442各別的閘極驅動器451與452的輸出461與462處的電壓的變化要更慢，從而將切換器441與442之每一者的切換速率減慢至低於最大切換速率的值。在高電壓應用中(例如其中電路高電壓(HV)401至少為300V的應用)，因為IGBT或MOSFET的閘極電荷很大，對於電阻器471與472之每一者可使用小電阻器，以依所需減少切換速率。例如，在切換裝置441與442額定為支援60安培或更大的最大電流以及至少300V的OFF狀態電壓的情況中，電阻器471與472之每一者的電阻值實質上可小於40歐姆且大於8歐姆，例如在10與20歐姆之間。然而在這些高電壓應用中(例如其中電路高電壓供應大於300V)，若閘極電阻器471/472未包含在閘極驅動器與切換裝置閘極之間，或是閘極電阻器過小(例如小於約7至8歐姆)，則切換裝置441與442(為IGBT/MOSFET)變得不穩定。
在裝置441與442的切換期間內，電流流動通過閘極驅動器451與452的輸出461與462至裝置441與442的閘極上。在許多情況中，對於MOSFET或IGBT切換裝置，為了維持電路穩定性，除了包含電阻器471與472之外，閘極驅動器必需能夠提供適當的輸出電流，電流的量必需與閘極寬度成比例(且因此與切換裝置的電流處理能力成比例，因為電流處理能力亦與閘極寬度成比例)。因此，閘極驅動器的最大輸出電流必需被保持為高於最小值，最小值與電流處理能力以及閘極驅動器各別的切換裝置的閘極寬度成比例。例如對於最大額定電流為60安培且OFF狀態操作電壓為 至少300V的MOSFET或IGBT，閘極驅動器的最大輸出電流必需為至少1.4安培，且電阻器471與472的電阻值至少為約10歐姆，以防止電路不穩定。更一般而言，閘極驅動器最大輸出電流對切換裝置最大額定電流的比例，必需為至少1.4/60，且通常為更高。在於閘極驅動器與切換裝置閘極之間連接電阻器以減少裝置切換速率時(如第4圖)，以及在省略電阻器且閘極驅動器輸出被直接電氣連接至切換裝置閘極時(如第1圖與第3A圖至第3C圖)，此條件皆必需被維持。若未維持此條件(特別是在切換裝置在被偏壓於OFF狀態中時阻擋至少300V的應用中)，則電路在作業期間內可變得不穩定。因此，在第4圖的半橋電路中，閘極驅動器451與452皆被配置為供應至少為切換器441與442最大額定電流的1.4/60倍的最大輸出電流。
在一些其中負載電流非常高(例如300安培或更高)的高電壓應用中(亦即其中高電壓大於300V的半橋)，閘極驅動器451或452最大輸出電流對IGBT或MOSFET切換裝置441或442最大額定電流的比例，可小於1/60。在這些應用中，若閘極驅動器451/452的輸出461/462分別被直接連接至IGBT/MOSFET切換裝置的閘極，則半橋415將不穩定且將不正確運作。因此，在需要此種高電流的應用中，需要電阻器471與472以使半橋415正確作業，且電阻器之每一者的電阻值需要為至少約10歐姆。
電晶體或其他切換裝置的最大額定電流界定如下。在切換裝置的閘極相對於源極被偏壓於比裝置臨限電壓稍微 高的電壓時，裝置位於ON狀態，且在施加小汲極對源極電壓(比裝置崩潰電壓小得多但大於裝置膝節(knee)電壓)時電流從汲極流動至源極。若閘極電壓被提升，則電流向上提升至最大值，且隨後停止提升，即使閘極電壓進一步提升。在僅以夠短的脈衝(例如約1微秒或更小)來供應電流而裝置不會大量地加熱時，此最大值較大。在短電流脈衝條件下的此最大值，為切換裝置的最大額定電流。
第5圖圖示說明另一半橋電路515，其中III族氮化物電晶體541與542(例如可為III族氮化物高電子移動率電晶體(HEMT))被分別實施為高側切換器與低側切換器。III族氮化物電晶體541與542具有與第4圖裝置441與442相同的最大電流額定與電壓處理特性。因為III族氮化物電晶體能夠使反向空轉電流流動通過III族氮化物電晶體的通道(即使在III族氮化物電晶體的閘極相對於III族氮化物電晶體的源極被偏壓為OFF時)，不需要諸如第4圖圖示之二極體481與482的空轉二極體，雖然可可選地包含這些空轉二極體。
對於需要高電壓及(或)高電流切換的許多應用，期望使用III族氮化物電晶體，因為III族氮化物在被以高切換速率硬式切換時能夠產生最小的切換損失。然而，因為這些裝置固有地具有非常高的預定切換速率(比以矽為基礎的MOSFET與IGBT高得多)，時常需要減少在作業期間內的切換速率以將EMI與相關聯的不穩定性最小化。本文所述的用詞III族氮化物(或III-N)材料、層、裝置、結構等等，代表由根據計量方程式BwAlxInyGazN(其中w+x+y+z約為1，0 w1，0x1，0y1且0z1)的半導體材料化合物所組成的材料、層、裝置或結構。在III族氮化物(或III-N)裝置(諸如電晶體或HEMT)中，傳導性通道可被部分或整體包含在III-N材料層內。
第6圖圖示可對第5圖切換裝置541與542實施的範例III-N HEMT裝置60。參考第6圖，裝置60為增強模式III族氮化物電晶體。裝置60包含可例如為矽的基板10(雖然基板是可選的)，以及基板上的III族氮化物材料結構，III族氮化物材料結構包含可例如為GaN的III-N通道層11以及可例如為AlGaN的III-N阻隔層12。由於III-N通道與阻隔層之間的成分差異，在III-N通道層11中鄰接於III-N阻隔層12感應出二維電子氣體(2DEG)通道19。源極接點74與汲極接點75位於閘極88的相對側上，並電氣接觸2DEG通道19。在閘極絕緣體層87上形成閘極88，且層87與88兩者位於延伸入III族氮化物材料結構的凹槽中。在III-N材料結構上形成包含絕緣層22、蝕刻停止層21以及電極界定層33的絕緣材料結構，且在絕緣材料結構中形成凹槽17。源極連接場極板71從源極朝向閘極延伸，且場極板71的部分位於凹槽17中。
如第6圖所示，裝置60為橫向裝置。換言之，電晶體通道被包含在電晶體60的半導體層11中，且源極、閘極與汲極電極74、88與75分別如圖示位於半導體層11的相同側上。詳言之，源極與汲極電極74與75形成對層11中通道歐姆接觸的部分，以及調變通道中電流的閘極電極88的部 分，每一者皆位於半導體層11的相同側上。
往回參考第5圖，半橋515的輸出節點417被連接至負載421。半橋515亦使用與第4圖電路所使用者相同的閘極驅動器451與452，以及對應的電壓供應491與492，以驅動電晶體541與542的閘極。分別在切換裝置541與542的閘極與切換裝置541與542各別的閘極驅動器451與452的輸出461與462之間插入電阻器571與572，以將切換器541與542之每一者的切換速率減少至低於切換器541與542最大切換速率的值。然而，因為III族氮化物電晶體(特別是橫向III族氮化物電晶體)的閘極電荷比具有相同最大電流額定與電壓處理特性的IGBT或MOSFET的閘極電荷要小得多，電阻器571與572必需要做得比第4圖的電阻器471與472大得多，以足以減少電晶體541與542的切換速率。例如，在切換裝置541與542被額定為支援60安培最大電流與至少300V的OFF狀態電壓的情況中，電阻器471與472之每一者的電阻值可為至少50歐姆，以有效地減少電阻器541與542的切換速率。然而，傳輸通過電阻器571與572的電流雜訊(來自熱電流及(或)其他雜訊源)Inoise，在電晶體541與542閘極處產生電壓雜訊(例如電壓擾動)。這些電壓擾動Vnoise由方程式Vnoise=Inoise * R給定，其中R為電阻器571與572的電阻值。因此，若R被做得大(如第5圖電路有效地在作業期間減少電晶體541與542的切換速率所需)，則Vnoise變得大，此造成電路不穩定。因此在一些應用中，在使用具有低閘極電荷的裝置(諸如III族氮化物電晶體)作為高 電流/高電壓切換器時，無法在於電晶體與閘極驅動器之間加入電阻器以減少切換器的切換速率時不讓電路變得不穩定。
第7圖圖示說明類似於第5圖半橋電路515的半橋電路715，半橋電路715使用相同的切換電晶體541與542但省略了電阻器571與572。再者，第5圖電路515的閘極驅動器451與452以及對應的電力供應491與492，已由閘極驅動器751與752以及對應的電力供應791與792替換，閘極驅動器751與752以及電力供應791與792具有特定的性質以使電晶體541與542電流及(或)電壓切換速率的減少無需中介閘極電阻器，如更詳細說明於下文。閘極驅動器751與752的輸出761與762，分別電氣連接(亦即直接連接)至切換裝置541與542的閘極。
分別連接至閘極驅動器751與752的電壓供應791與792，具有類似於第4圖至第5圖電壓供應491與492的電壓輸出特性。然而，半橋電路715的閘極驅動器751與752經配置為具有低得多的最大額定輸出電流(亦即，閘極驅動器751與752能夠在作業期間內供應或吸收的最大輸出電流)限制，相較於半橋415(第4圖)與半橋515(第5圖)的閘極驅動器451與452。詳言之，閘極驅動器的電路系統可經配置以限制閘極驅動器的輸出電流，使得輸出電流在作業期間內無法超過預定值。已知對於固有地展示非常低的最小切換時間(且因此展示高的最大切換速率)且其中閘極電荷為低(為使用III族氮化物切換電晶體的情況)的高電壓切換裝置，使用具有低最大額定輸出電流的閘極驅動器，減少在作 業期間內電晶體的切換速率(且在一些情況中亦減少電壓切換速率)，而無需在電晶體閘極與閘極驅動器輸出節點之間的電阻器。再者，已知此種配置大量地改良了電路穩定性。或者，雖然未圖示於第7圖，但可在閘極驅動器輸出與電晶體閘極之間包含電阻值為0與5歐姆之間的小電阻器，且所產生的電路仍將展示上述的優點。在另一替代性配置中(亦未圖示於第7圖)，在閘極驅動器之一或更多者的輸出與和閘極驅動器相關聯的電晶體的閘極之間包含鐵氧體珠(ferrite bead)。
作為範例，對於使用經配置以在OFF狀態中阻擋至少300V且額定為在ON狀態中支援60安培最大電流的III族氮化物電晶體541與542的第7圖半橋715，在閘極驅動器輸出與和閘極驅動器相關聯之電晶體的閘極之間的電阻值為0歐姆或0至5歐姆的情況中，採用最大輸出電流小於1安培(例如約0.5安培或更少)的閘極驅動器751與752，使III族氮化物電晶體在作業期間內的電流切換速率大量減少，因此提升切換時間且同時改良電路的穩定性。一般而言，採用閘極驅動器最大輸出電流對III族氮化物電晶體最大額定電流之比例小於1/60(例如小於1/100，或小於1/150)的閘極驅動器，在作業期間內減少III族氮化物電晶體的切換速率，同時改良了電路的穩定性。在閘極驅動器輸出直接連接至與閘極驅動器相關聯的電晶體的閘極時，以及在於閘極驅動器輸出與和閘極驅動器相關聯的電晶體的閘極之間插入電阻值位於0與5歐姆之間的小電阻器時，這些優點皆可實現。這些 優點亦可在於閘極驅動器之一或更多者的輸出與和閘極驅動器相關聯的電晶體的閘極之間插入鐵氧體珠時實現。
因為數個理由，上面的結果為不可預期的。首先，利用最大輸出電流被減少的閘極驅動器將減少III族氮化物電晶體在作業期間內的切換速率並非顯然。第二，並未預期此種配置將大量地改良電路的穩定性，特別是因為在相同應用中在使用不同的切換裝置(諸如矽MOSFET與IGBT)來採用此種低輸出電流閘極驅動器配置時，且特別是不使用足夠大的閘極電阻器(例如10歐姆或更大)，電路事實上變得不穩定。
儘管在第7圖中，切換裝置541與542之每一者圖示為單一電晶體，但可使用其他裝置，只要其他裝置具有允許其他裝置的切換速率被藉由採用具有低最大電流之閘極驅動器而減少的特性，且在實施此種配置時其他裝置不變得不穩定或使電路變得不穩定。例如，第9圖圖示的高電壓混合增強模式裝置900可用以替代第7圖半橋715中的電晶體541與542之每一者。此種配置圖示於第8圖，第8圖圖示說明與第7圖半橋715相同的另一半橋815，除了高側與低側切換器841與842之每一者分別被實施為高電壓混合增強模式裝置900以外(圖示於第9圖)。
本文所述之「高電壓切換裝置」，諸如高電壓切換電晶體，為對高電壓切換應用最佳化的電氣裝置。換言之，在電晶體關閉時，電晶體能夠阻擋諸如約300V或更高、約600V或更高、約1200V或更高、或約1700V或更高的高電壓， 且在電晶體開啟時，電晶體對於使用電晶體的應用而言具有足夠低的導通電阻(RON)，亦即，在大量電流傳輸通過裝置時電晶體經歷足夠低的傳導損失。高電壓裝置可至少能夠阻擋等於高電壓供應的電壓，或等於使用高電壓裝置的電路中的最大電壓的電壓。高電壓裝置可能夠阻擋300V、600V、1200V、1700V、或應用所需要其他適合的阻擋電壓。換言之，高電壓裝置可阻擋任何在0V與至少Vmax之間的電壓，其中Vmax為可由電路或電力供應供應的最大電壓。在一些實施例中，高電壓裝置可阻擋任何在0V與至少2*Vmax之間的電壓。本文所述之「低電壓裝置」，諸如低電壓電晶體，為能夠阻擋諸如在0V與Vlow(其中Vlow小於Vmax)之間的低電壓，但不能夠阻擋高於Vlow的電壓。在一些實施例中，Vlow等於約|Vth|、大於|Vth|、約為2*|Vth|、約為|Vth|、或在約|Vth|與3*|Vth|之間，其中|Vth|為包含在混合部件內的諸如高電壓空乏模式電晶體的高電壓電晶體的臨限電壓絕對值，諸如第7a圖與第7b圖圖示說明並於下文詳細說明者。在其他實施例中，Vlow為約10V、約20V、約30V、約40V、或在約5V與50V之間，諸如在約10V與40V之間。在另外的實施例中，Vlow小於約0.5*Vmax、小於約0.3*Vmax、小於約0.1*Vmax、小於約0.05*Vmax、或小於約0.02*Vmax。
參考第9圖，因為高電壓III-N增強模式電晶體可難以可靠地製造，對於單一高電壓III-N增強模式電晶體的一個替代方案，為以第9圖的配置結合高電壓III-N空乏模式電晶體901與低電壓增強模式電晶體902，以形成混合裝置900。 混合裝置900可由與單一高電壓增強模式電晶體相同的方式來操作，且在許多情況中得到與單一高電壓增強模式電晶體相同或類似的輸出特性。混合裝置900包含高電壓III-N空乏模式電晶體901與低電壓增強模式電晶體902，低電壓增強模式電晶體902可例如為低電壓矽功率MOSFET。增強模式電晶體902可為縱向電晶體，且增強模式電晶體902的汲極電極916位於增強模式電晶體902的源極電極914與閘極電極915的相對的裝置半導體層側上，且空乏模式III-N電晶體901可為橫向電晶體，空乏模式III-N電晶體901的源極電極911、閘極電極912以及汲極電極913皆位於裝置III-N層的相同側上。然而，亦可能對電晶體901與902之每一者使用其他配置。
第10圖圖示說明可用於第9圖電晶體901的範例III-N空乏模式電晶體1000。電晶體1000包含可例如為矽的基板1010(雖然基板是可選的)，以及基板上的III族氮化物材料結構，III族氮化物材料結構包含可例如為GaN的III-N通道層1011以及可例如為AlGaN的III-N阻隔層1012。由於III-N通道與阻隔層之間的成分差異，在III-N通道層1011中鄰接於III-N阻隔層1012感應出二維電子氣體(2DEG)通道1019。源極接點1014與汲極接點1015位於電極1029的相對側上，並電氣接觸2DEG通道19。電極1029包含裝置閘極1016以及場極板部分1024，場極板部分1024從閘極1016朝向汲極接點1015延伸。電極界定層1023由絕緣材料構成。在閘極1016與下覆III-N材料層之間，可可選地包含閘極介 電質(未圖示)。
如第10圖圖示，電晶體1000為橫向裝置。換言之，電晶體通道被包含在電晶體1000的半導體層1011中，且源極、閘極與汲極電極1014、1016與1015，分別位於半導體層1011的相同側上。詳言之，源極與汲極電極1014與1015形成對於層1011中通道之歐姆接觸的部分，以及調變通道中的電流的閘極1016的部分，每一者皆位於半導體層1011的相同側上。
往回參考第9圖，低電壓增強模式電晶體902的源極電極914與高電壓空乏模式電晶體901的閘極電極912被電氣連接在一起(例如使用引線搭接或其他金屬交互連結(若電晶體902與電晶體901被整合為單一結構))，並一起形成混合裝置900的源極921。低電壓增強模式電晶體902的閘極電極915操作如同混合裝置900的閘極922。高電壓空乏模式電晶體901的汲極電極913操作如同混合裝置900的汲極923。高電壓空乏模式電晶體901的源極電極911被電氣連接至低電壓增強模式電晶體902的汲極電極916。
本文所述之「混合增強模式電氣裝置或部件」，或簡稱為「混合裝置或部件」，為由空乏模式電晶體與增強模式電晶體構成的電氣裝置或部件，其中空乏模式電晶體能夠具有較高的操作電壓及(或)崩潰電壓，相較於增強模式電晶體，且混合裝置或部件經配置以類似於單一增強模式電晶體來操作，且崩潰電壓及(或)操作電壓約如同空乏模式電晶體般高。換言之，混合增強模式裝置或部件包含具有下列 性質的至少三個節點。在第一節點(源極節點)與第二節點(閘極節點)被保持為相同電壓時，混合增強模式裝置或部件可阻擋施加至第三節點(汲極節點)相對於源極節點的正的高電壓(亦即大於增強模式電晶體能夠阻擋的最大電壓的電壓)。在閘極節點相對於源極節點被保持為足夠正的電壓時(亦即大於增強模式電晶體的臨限電壓)，電流從源極節點傳輸至汲極節點，或在足夠正的電壓被施加至汲極節點(相對於源極節點時)，電流從汲極節點傳輸至源極節點。在增強模式電晶體為低電壓裝置且空乏模式電晶體為高電壓裝置時，混合部件可類似於單一高電壓增強模式電晶體而操作。空乏模式電晶體的崩潰電壓及(或)最大操作電壓，可為增強模式電晶體的崩潰電壓及(或)最大操作電壓的至少兩倍、至少三倍、至少五倍、至少十倍、或至少二十倍。
已知在對第8圖半橋815中的切換裝置841與842使用諸如第9圖圖示之裝置900的混合裝置時，利用最大輸出電流為低的閘極驅動器751與752提供與先前對於第7圖半橋715所說明者相同的切換速度減少與電路穩定度改良。詳言之，對於對切換器841與842利用第9圖混合裝置900的半橋815(其中切換器之每一者經配置以在OFF狀態中阻擋至少300V且在ON狀態中額定支援60安培最大電流)，採用最大額定輸出電流小於1安培(例如約0.5安培或更少)的閘極驅動器751與752使混合裝置在作業期間內的電流切換速率大量減少，且同時改良電路的穩定性。在於閘極驅動器之一或更多者的輸出與和閘極驅動器相關聯的電晶體的閘 極之間插入小電阻器(電阻值為0與5歐姆之間)或鐵氧體珠時，亦可觀察到此效應的發生。與前述參考第7圖半橋715的理由相同，此結果為不可預期的。再者，輸出電流更低的閘極驅動器，可額外地減少在作業期間內混合裝置的電壓切換速率，從而提供增加的穩定性。
如前述，對於第8圖的半橋815，採用最大額定輸出電流小於1安培的閘極驅動器751與752，使混合裝置在作業期間內的電流切換速率大量減少，且同時改良電路的穩定性。然而，即使使用了最大額定電流位準低至0.5安培的閘極驅動器，電壓切換速率仍維持大於100伏特/奈秒。在許多應用中期望高電壓切換速率，因為高電壓切換速率可在作業期間內減少切換損失。然而，習知的半橋電路通常無法達到具有此種高裝置電壓切換速率的穩定作業。因此，使用閘極驅動器751與752(其中閘極驅動器能夠在閘極驅動器輸出處提供的最大電流位準，小於切換裝置841與842最大額定電流的1/100倍)，允許電路穩定作業，即使是裝置電壓切換速率大於100伏特/奈秒。與先前所提供的理由相同，此結果是不可預期的。
第13圖為第8圖高側切換裝置841在切換序列期間內的電流與電壓特性圖，在此情況中電路高電壓401被維持為450伏特，而使大於400伏特(且實質上大於300伏特)的電壓被跨切換裝置841而切換。閘極驅動器751與752之每一者經配置而使得閘極驅動器751與752能夠透過閘極驅動器751與752各別的輸出來提供的最大電流為0.5安培。低 側切換裝置842被保持為OFF，同時高側切換裝置841被切換，而使作業模式類似於對第3B圖至第3C圖中的半橋115所圖示的作業模式(就電流流動的路徑而言)。切換裝置841與842之每一者的最大額定電流位準為60安培，且經配置而能夠阻擋600V。曲線1320為節點417電壓對時間之函數的示圖，而曲線1340為傳輸通過負載421的電流對時間之函數的示圖。視圖左手邊上的軸對應至曲線1320，而視圖右手邊上的軸對應至曲線1340。切換裝置841在作業期間內的電壓切換速率大於100伏特/奈秒。跨裝置841切換的電壓由箭頭1322指示。
如第13圖所示，在切換裝置841被切換為ON或OFF隨即之後，跨裝置的電壓震盪但終究會穩定。例如，在切換序列中切換裝置841第二次被切換為ON之後，發生電壓震盪1324。震盪1324造成的高於所期望電壓位準的電壓超越量(voltage overshoot)由箭頭1326指示。如所見，在切換裝置841被切換為ON的每一切換週期內，電壓超越量維持為小於電路高電壓(亦即跨切換裝置切換的大約電壓)的20%，即使是在通過切換裝置841所切換的電流大於2安培時。換言之，跨切換裝置841的最大電壓總是小於電路高電壓的1.3倍，且在半橋作業期間內亦小於電路高電壓的1.2倍。因為跨切換裝置841的電壓總是維持為小於電路高電壓的1.5倍，切換裝置841與842的電壓阻擋能力不需被過度規定如常見的高電壓電路所需般高，而允許較寬的半橋電路操作電壓範圍。在高側切換裝置841被持續偏壓為OFF且低側切換裝置 842被切換時，亦獲得類似的低雜訊作業。在此種高切換速率下的此種低電壓超越量，係由使用最大輸出電流位準為低的閘極驅動器751與752所產生。作為比較，在閘極驅動器751與752被由輸出電流被限制為4安培的閘極驅動器替換，並施加與第13圖所示者相同的切換序列時，電壓超越量將會過大而使切換裝置崩潰，而電路將在完成單一切換序列之前變得不可操作。
在其中使用了高電壓切換裝置的典型功率切換應用中，在大多數時間內裝置位於兩個狀態的一者中。在通常被稱為「開啟狀態」的第一狀態中，閘極電極相對於源極電極的電壓高於裝置臨限電壓，且大量的電流流動通過裝置。在此狀態中，源極與汲極之間的電壓差通常為低，且通常不超過數個伏特(諸如約0.1至5伏特)。在通常被稱為「關閉狀態」的第二狀態中，閘極電極相對於源極電極的電壓低於裝置臨限電壓，且沒有大量的電流流動通過裝置，除了關閉狀態漏電流以外。在此第二狀態中，源極與汲極之間的電壓可為約0V至電路高電壓供應值之間的任何電壓，且在一些情況中可高至100V、300V、600V、1200V、1700V或更高，但可小於裝置的崩潰電壓。在一些應用中，電路中的電感性元件使源極與汲極之間的電壓甚至更高於電路高電壓供應。此外，在閘極已被切換為開啟或關閉之後隨即的短暫時間內，裝置位於前述兩個狀態之間的轉變模態。在裝置位於關閉狀態中時，裝置被稱為在源極與汲極之間「阻擋電壓」。本文所述之「阻擋電壓」，代表在施加電壓於電晶體、裝置或部 件上時，電晶體、裝置或部件防止大量電流流動通過電晶體、裝置或部件的能力，大量電流諸如大於在一般開啟狀態導通期間內平均操作電流的0.001倍的電流。換言之，在電晶體、裝置或部件正阻擋施加於電晶體、裝置或部件上的電壓的同時，傳輸通過電晶體、裝置或部件的總和電流，將不會大於在一般開啟狀態導通期間內平均操作電流的0.001倍。
儘管本文參考橋接電路與半橋來說明用於減少電晶體切換速率、同時改良電路穩定性的配置與方法，可使用相同的方法與配置以在其他電路中得到相同的結果，例如功率因數校正(PFC)電路或AC至AC轉換電路(諸如矩陣轉換器)。此外，在一些應用中可使用其他類型的切換裝置。例如在AC至AC轉換器中，每一切換裝置可為雙向切換器，諸如III-N雙向切換器1100(圖示於第11圖)或混合式III-N雙向切換器1200(圖示於第12圖)。
如第11圖所示，III-N雙向切換器1100包含基板10以及III-N層11與12，其中包含了裝置2DEG通道19。切換器1100亦包含接觸通道19的功率電極1124與1134，功率電極1124與1134根據電流方向或跨裝置的電壓極性，而操作如同裝置源極與汲極。閘極1128與1138位於功率電極1124與1134之間，且閘極1128與1138類似於第6圖所示之增強模式電晶體60的閘極88來配置。雖然第11圖未圖示，但裝置1100經配置以使用兩個閘極驅動器來操作。第一閘極驅動器被連接在閘極1128與功率電極1124之間，且第二閘極驅動器被連接在閘極1138與功率電極1134之間。每一閘極驅 動器可類似於(或相同於)第7圖與第8圖的閘極驅動器791與792。換言之，為了減少切換器1100的切換速率，並對使用切換器1100的電路提供穩定作業，每一閘極驅動器能夠提供的最大電流可小於雙向切換器1100最大額定電流的1/100倍。
參考第12圖，雙向切換器1200包含高電壓空乏模式III-N雙向切換器1210，高電壓空乏模式III-N雙向切換器1210與低電壓增強模式電晶體1261與1262以疊接配置連接，以形成高電壓增強模式雙向切換器1200。III-N雙向切換器1210的功率電極1224被連接至電晶體1261的汲極。III-N雙向切換器1210的功率電極1234被連接至電晶體1262的汲極。III-N雙向切換器1210的功率電極1234被連接至電晶體1262的汲極。III-N雙向切換器1210的閘極電極1228被連接至電晶體1262的源極。反並聯二極體1271與1272被分別可選地提供於跨電晶體1261與1262。閘極驅動器1251耦接在電晶體1261的閘極與源極之間。閘極驅動器1252耦接在電晶體1262的閘極與源極之間。每一閘極驅動器1251與1252可類似於(或相同於)第7圖與第8圖的閘極驅動器791與792。換言之，為了減少切換器1200的切換速率，並對使用切換器1200的電路提供穩定作業，每一閘極驅動器能夠提供的最大電流可小於雙向切換器1200最大額定電流的1/100倍。
已說明了數種實施例。然而，將瞭解到可進行各種修改，而不脫離本文所說明之技術與裝置的精神與範圍。例如在第7圖與第8圖的電路中，可在每一閘極驅動器與閘極 驅動器所對應的切換裝置的閘極之間插入小電阻器(電阻值為0與5歐姆之間)。在高電壓應用中，在對切換裝置使用MOSFET與IGBT時(如第4圖)，在切換裝置閘極處提供此種小電阻器，並未對電路提供足夠的穩定性。在第4圖的電路中，電阻器471與472為較大的電阻器(亦即具有較大的電阻值)。因此，其他實施例位於下列申請專利範圍的範圍內。
401‧‧‧高電壓
402‧‧‧地電壓
417‧‧‧輸出節點
421‧‧‧負載
541,542‧‧‧電晶體
715‧‧‧半橋
751,752‧‧‧閘極驅動器
761,762‧‧‧輸出
791,792‧‧‧電力供應

Claims (29)

  1. 一種電氣部件，包含：一切換裝置，該切換裝置包含一源極、一閘極以及一汲極，該切換裝置具有一預定裝置切換速率；以及一閘極驅動器，該閘極驅動器係電氣連接至該閘極並耦接在該切換裝置的該源極與該閘極之間，該閘極驅動器經配置而以一閘極驅動器切換速率切換該切換裝置的一閘極電壓，該閘極驅動器經配置而使得在作業中該閘極驅動器的一輸出電流不超過一第一電流位準；其中該第一電流位準足夠小，而使得在作業中該切換裝置的一切換速率小於該預定裝置切換速率。
  2. 如請求項1所述之電氣部件，其中該電氣部件為一半橋電路的部分。
  3. 如請求項1所述之電氣部件，其中該切換裝置包含一III族氮化物(III-Nitride)電晶體。
  4. 如請求項1所述之電氣部件，該切換裝置包含耦接至一空乏模式電晶體的一增強模式電晶體。
  5. 如請求項4所述之電氣部件，其中該空乏模式電晶體與該增強模式電晶體經配置而使該增強模式電晶體的一源極作為該切換裝置的該源極、該增強模式電晶體的一閘極作為該 切換裝置的該閘極、且該空乏模式電晶體的一汲極作為該切換裝置的一閘極。
  6. 如請求項1所述之電氣部件，其中該切換裝置在被偏壓為關閉(OFF)時，係可操作以阻擋至少300伏特(V)。
  7. 如請求項6所述之電氣部件，其中該切換裝置的一最大額定電流為至少50安培。
  8. 如請求項6所述之電氣部件，其中該第一電流位準對該切換裝置的該最大額定電流的一比例，為小於1/100。
  9. 如請求項1所述之電氣部件，其中在作業中該切換裝置的該切換速率，小於該預定裝置切換速率的0.5倍。
  10. 一種電氣部件，包含：一切換裝置，該切換裝置包含一源極、一閘極以及一汲極，該切換裝置在被偏壓為關閉(OFF)時係可操作以阻擋至少300伏特(V)；以及一閘極驅動器，該閘極驅動器係耦接於該切換裝置的該源極與該閘極之間，該閘極驅動器經配置而以一閘極驅動器切換速率切換該閘極驅動器之一輸出處的電壓，其中該閘極驅動器的該輸出與該切換裝置的該閘極之間的一電阻值係小於5歐姆，且該閘極驅動器經配置而使得在作業中該閘極驅 動器的一輸出電流由該閘極驅動器的電路系統限制，而使該輸出電流不超過一第一電流位準；其中該第一電流位準對該切換裝置的一最大額定電流的一比例，為小於1/100。
  11. 如請求項10所述之電氣部件，其中該切換裝置包含一III族氮化物(III-Nitride)電晶體。
  12. 如請求項10所述之電氣部件，其中該電氣部件為一半橋電路的部分。
  13. 如請求項10所述之電氣部件，其中該閘極驅動器的該輸出係直接連接至該切換裝置的該閘極。
  14. 如請求項10所述之電氣部件，該電氣部件進一步包含一鐵氧體珠，該鐵氧體珠連接在該閘極驅動器的該輸出與該切換裝置的該閘極之間。
  15. 一種操作一電氣部件的方法，該電氣部件包含：一切換裝置，該切換裝置包含一源極、一閘極以及一汲極，該切換裝置經配置而具有一預定裝置電流切換速率；以及一閘極驅動器，該閘極驅動器耦接於該切換裝置的該源極與該閘極之間，該方法包含以下步驟： 切換步驟，使該閘極驅動器以一閘極驅動器切換速率，將該閘極驅動器的一輸出電壓從一第一狀態切換至一第二狀態，藉以使該切換裝置的一閘極電壓被與該閘極驅動器切換速率實質上相同的速率切換；其中將該閘極驅動器的該輸出電壓從該第一狀態切換至該第二狀態之該切換步驟，使通過該切換裝置的電流被以小於該預定裝置電流切換速率的一電流切換速率切換。
  16. 如請求項15所述之方法，其中該閘極驅動器的一輸出係電氣連接至該閘極，且將該閘極驅動器的該輸出電壓從該第一狀態切換至該第二狀態之該切換步驟，使得至少300伏特(V)的一電壓被跨於該切換裝置切換。
  17. 如請求項15所述之方法，其中該閘極驅動器的一最大輸出電流足夠小，以使該切換裝置的該電流切換速率小於該預定裝置電流切換速率。
  18. 一種電路，包含：一切換裝置，該切換裝置具有一最大額定電流並包含一源極、一閘極以及一汲極；一第一電壓供應，該第一電壓供應施加至少300伏特的一輸出電壓；以及一閘極驅動器，該閘極驅動器連接至一第二電壓供應並耦接在該切換裝置的該源極與該閘極之間，該閘極驅動器經 配置而以一閘極驅動器切換速率切換該切換裝置的一閘極電壓，該閘極驅動器經配置而使得在作業中該閘極驅動器的一輸出電流不超過一第一電流位準；其中該切換裝置經配置以在該電路的作業的至少一部分期間內，阻擋該第一電壓供應所施加的該輸出電壓；該第一電流位準對該切換裝置的該最大額定電流的一比例，小於1/100；以及在該電路的作業中，該切換裝置的一電壓切換速率大於100伏特/奈秒。
  19. 如請求項18所述之電路，其中該電路為一半橋。
  20. 如請求項19所述之電路，其中該半橋係連接至一電感性負載，其中在作業中，大於1安培的一電流傳輸通過該電感性負載。
  21. 如請求項18所述之電路，其中該第二電壓供應施加非常小於該第一電壓供應的該輸出電壓的一輸出電壓。
  22. 如請求項21所述之電路，其中該第二電壓供應施加小於25伏特的一輸出電壓。
  23. 如請求項18所述之電路，其中該閘極驅動器的一輸出係電氣連接至該切換裝置的該閘極。
  24. 如請求項18所述之電路，該電路進一步包含一電阻器，該電阻器位於該閘極驅動器的一輸出與該切換裝置的該閘極之間，其中該電阻器的一電阻值為0歐姆與5歐姆之間。
  25. 如請求項18所述之電路，該電路進一步包含一鐵氧體珠，該鐵氧體珠位於該閘極驅動器的一輸出與該切換裝置的該閘極之間。
  26. 如請求項18所述之電路，其中該切換裝置包含一III族氮化物(III-Nitride)電晶體。
  27. 如請求項26所述之電路，其中該III族氮化物電晶體為一空乏模式電晶體，且該切換裝置進一步包含耦接至該III族氮化物電晶體的一增強模式電晶體。
  28. 如請求項18所述之電路，其中在該電路的作業中，該切換裝置所阻擋的電壓不超過該第一電壓供應的該輸出電壓的1.5倍。
  29. 如請求項18所述之電路，其中在該電路的作業中，該切換裝置所阻擋的電壓不超過該第一電壓供應的該輸出電壓的1.2倍。
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