JPH10174458A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH10174458A JPH10174458A JP8324972A JP32497296A JPH10174458A JP H10174458 A JPH10174458 A JP H10174458A JP 8324972 A JP8324972 A JP 8324972A JP 32497296 A JP32497296 A JP 32497296A JP H10174458 A JPH10174458 A JP H10174458A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源装置を高速かつ安定に制御
し得るようにする。 【解決手段】 リアクトル９，コンデンサ１０からなる
ＬＣフィルタを持つスイッチング電源装置で、軽負荷時
にはフィルタリアクトルの電流方向が反転し、これによ
り電圧制御系が非線形となるので、フィルタリアクトル
電流を検出器８により検出し、電圧調節器（ＡＶＲ）５
の電圧制御ゲインを補正信号出力手段１２にて切り換え
可能とすることで、高速かつ安定な制御を可能とする。
し得るようにする。 【解決手段】 リアクトル９，コンデンサ１０からなる
ＬＣフィルタを持つスイッチング電源装置で、軽負荷時
にはフィルタリアクトルの電流方向が反転し、これによ
り電圧制御系が非線形となるので、フィルタリアクトル
電流を検出器８により検出し、電圧調節器（ＡＶＲ）５
の電圧制御ゲインを補正信号出力手段１２にて切り換え
可能とすることで、高速かつ安定な制御を可能とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、出力にＬＣフィ
ルタを持ち、パワー半導体のスイッチング動作により電
力変換を行なうスイッチング電源装置に関する。
ルタを持ち、パワー半導体のスイッチング動作により電
力変換を行なうスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、出力にＬＣフィルタを持つこの種
のスイッチング電源装置では、負荷電流を制御する負荷
電流制御ループのマイナループとして電圧制御ループを
備え、その全制御領域で各調節器のゲインを固定として
制御するようにしているのが一般的である。
のスイッチング電源装置では、負荷電流を制御する負荷
電流制御ループのマイナループとして電圧制御ループを
備え、その全制御領域で各調節器のゲインを固定として
制御するようにしているのが一般的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のような、出力に
ＬＣフィルタを持つスイッチング電源装置において、軽
負荷時にフィルタリアクトルの電流方向が途中で反転す
ると、各スイッチングデバイスのオン，オフ状態がこの
時点で変わり、結果的に変換装置の出力電圧が、電流方
向が反転しない場合に比べて高くなってしまうため、電
圧調節器のゲインを予め小さめに設定しておかなければ
ならない、という煩雑さがある。したがって、この発明
の課題は、このような煩雑さを無くし、高速で安定な制
御を可能とすることにある。
ＬＣフィルタを持つスイッチング電源装置において、軽
負荷時にフィルタリアクトルの電流方向が途中で反転す
ると、各スイッチングデバイスのオン，オフ状態がこの
時点で変わり、結果的に変換装置の出力電圧が、電流方
向が反転しない場合に比べて高くなってしまうため、電
圧調節器のゲインを予め小さめに設定しておかなければ
ならない、という煩雑さがある。したがって、この発明
の課題は、このような煩雑さを無くし、高速で安定な制
御を可能とすることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、パルス幅変調方式により制
御されるスイッチングデバイスをブリッジ接続され、リ
アクトルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタを出力
に持つ電力変換装置に対し、負荷の電流を制御する電流
調節器と、そのマイナループとして設けられる電圧調節
器と、前記ＬＣフィルタのリアルトルに流れる電流を検
出する電流検出器と、その出力からリアルトルに流れる
電流の極性の変化した時間を検出し、その時間のスイッ
チング時間に対する比率に応じた補正信号を出力する補
正信号出力手段とを設け、その出力にもとづき前記電圧
調節器のゲインを補正可能にしている。
べく、請求項１の発明では、パルス幅変調方式により制
御されるスイッチングデバイスをブリッジ接続され、リ
アクトルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタを出力
に持つ電力変換装置に対し、負荷の電流を制御する電流
調節器と、そのマイナループとして設けられる電圧調節
器と、前記ＬＣフィルタのリアルトルに流れる電流を検
出する電流検出器と、その出力からリアルトルに流れる
電流の極性の変化した時間を検出し、その時間のスイッ
チング時間に対する比率に応じた補正信号を出力する補
正信号出力手段とを設け、その出力にもとづき前記電圧
調節器のゲインを補正可能にしている。
【０００５】請求項２の発明では、パルス幅変調方式に
より制御されるスイッチングデバイスをブリッジ接続さ
れ、リアクトルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタ
を出力に持つ電力変換装置に対し、負荷の電流を制御す
る電流調節器と、そのマイナループとして設けられる電
圧調節器と、負荷電流を検出する電流検出器と、その負
荷電流の大きさから、前記ＬＣフィルタのリアルトルに
流れる電流の極性の変化した時間を推定し、その推定時
間のスイッチング時間に対する比率に応じた補正信号を
出力する補正信号出力手段とを設け、その出力にもとづ
き前記電圧調節器のゲインを補正可能にしている。
より制御されるスイッチングデバイスをブリッジ接続さ
れ、リアクトルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタ
を出力に持つ電力変換装置に対し、負荷の電流を制御す
る電流調節器と、そのマイナループとして設けられる電
圧調節器と、負荷電流を検出する電流検出器と、その負
荷電流の大きさから、前記ＬＣフィルタのリアルトルに
流れる電流の極性の変化した時間を推定し、その推定時
間のスイッチング時間に対する比率に応じた補正信号を
出力する補正信号出力手段とを設け、その出力にもとづ
き前記電圧調節器のゲインを補正可能にしている。
【０００６】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す構成図である。同図において、１は直流電源、
２はＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）
等のスイッチングデバイス、３は負荷、４は電流調節器
（ＡＣＲ）、５は電圧調節器（ＡＶＲ）、６はパルス幅
変調器およびゲート駆動回路からなるドライブ回路、７
は負荷の電流検出器、８はフィルタリアクトルの電流検
出器、９はフィルタリアクトル、１０はフィルタコンデ
ンサ、１１は電圧検出器、１２はフィルタリアクトル９
の電流方向（極性）を検出し、電流方向が反転している
期間に応じた補正信号を出力する補正信号出力手段を示
す。ＡＣＲ，ＡＶＲ，ドライブ回路および補正信号出力
手段等は例えばマイクロコンピュータ（マイコン）等に
より構成することができるが、良く知られている個別回
路で構成するようにしても良いのはいうまでもない。ま
た、その動作は通常のものと同様で、上下アームのスイ
ッチングデバイス２を交互にオン，オフすることで、負
荷に供給する電流の制御を行なうようにしている。
態を示す構成図である。同図において、１は直流電源、
２はＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）
等のスイッチングデバイス、３は負荷、４は電流調節器
（ＡＣＲ）、５は電圧調節器（ＡＶＲ）、６はパルス幅
変調器およびゲート駆動回路からなるドライブ回路、７
は負荷の電流検出器、８はフィルタリアクトルの電流検
出器、９はフィルタリアクトル、１０はフィルタコンデ
ンサ、１１は電圧検出器、１２はフィルタリアクトル９
の電流方向（極性）を検出し、電流方向が反転している
期間に応じた補正信号を出力する補正信号出力手段を示
す。ＡＣＲ，ＡＶＲ，ドライブ回路および補正信号出力
手段等は例えばマイクロコンピュータ（マイコン）等に
より構成することができるが、良く知られている個別回
路で構成するようにしても良いのはいうまでもない。ま
た、その動作は通常のものと同様で、上下アームのスイ
ッチングデバイス２を交互にオン，オフすることで、負
荷に供給する電流の制御を行なうようにしている。
【０００７】図２は負荷電流が比較的大きく、フィルタ
リアクトルの電流が一方向にのみ流れている場合の、動
作波形図である。いま、直流電源１の中間電位を基準電
位Ｅとすると、上下アームの中間点にはＵ相がオンした
ときにはＥ／２が、また、Ｘ相がオンしたときには−Ｅ
／２がそれぞれ出力される。この場合の上下アームの中
間点の平均電圧Ｅａｖは、電圧調節器の出力をλ（０≦
λ≦１）として、 Ｅａｖ＝｛（λＴｓ−ｔIL）（Ｅ／２） ＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝｛（２λ−１）−ｔIL／Ｔｓ｝（Ｅ／２） …（１） となる。なお、（１）式のＴｓはスイッチング周期（図
２（ニ）参照）、ｔILは上下アームの切り換わり時のイ
ンタロック時間を示す。
リアクトルの電流が一方向にのみ流れている場合の、動
作波形図である。いま、直流電源１の中間電位を基準電
位Ｅとすると、上下アームの中間点にはＵ相がオンした
ときにはＥ／２が、また、Ｘ相がオンしたときには−Ｅ
／２がそれぞれ出力される。この場合の上下アームの中
間点の平均電圧Ｅａｖは、電圧調節器の出力をλ（０≦
λ≦１）として、 Ｅａｖ＝｛（λＴｓ−ｔIL）（Ｅ／２） ＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝｛（２λ−１）−ｔIL／Ｔｓ｝（Ｅ／２） …（１） となる。なお、（１）式のＴｓはスイッチング周期（図
２（ニ）参照）、ｔILは上下アームの切り換わり時のイ
ンタロック時間を示す。
【０００８】（１）式からも明らかなように、上下アー
ムの中間点の平均電圧Ｅａｖは、インタロック時間のス
イッチング周期に対する比率分だけ、小さく出力される
ことになる。通常のスイッチング電源では、スイッチン
グ周期Ｔｓに比べてインタロック時間ｔILは十分に小さ
いので、この誤差は無視しても差し支えない。ところ
が、高周波スイッチングではこの影響が大きくなり、無
視できなくなるので、電圧調節器のゲインはこれを加味
して設定される。
ムの中間点の平均電圧Ｅａｖは、インタロック時間のス
イッチング周期に対する比率分だけ、小さく出力される
ことになる。通常のスイッチング電源では、スイッチン
グ周期Ｔｓに比べてインタロック時間ｔILは十分に小さ
いので、この誤差は無視しても差し支えない。ところ
が、高周波スイッチングではこの影響が大きくなり、無
視できなくなるので、電圧調節器のゲインはこれを加味
して設定される。
【０００９】図３は負荷電流が比較的小さく、フィルタ
リアクトルの電流の方向が反転する場合の、動作波形図
である。この場合には、例えばＸ相のスイッチングデバ
イスがオフした時点ではＵ相のスイッチングデバイスに
対してはまだゲート信号は出力されていないが、Ｕ相の
ダイオードがオン状態となるので、上下アームの中間点
にはＥ／２が出力される。よって、この場合の上下アー
ムの中間点の平均電圧Ｅａｖは、 Ｅａｖ＝｛λＴｓ・（Ｅ／２）＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝（２λ−１）・（Ｅ／２） …（２） となる。この（２）式は、（１）式の場合に比べてイン
タロック時間の影響がなく、その分だけ電圧が高く出力
されることを示している。このため、電圧調節器をフィ
ルタリアクトルの電流が大きい状態に合わせてゲイン調
整をしていた場合は、インタロック時間分だけ出力電圧
が大きくなるので、ハンチングぎみの応答になる可能性
がある。
リアクトルの電流の方向が反転する場合の、動作波形図
である。この場合には、例えばＸ相のスイッチングデバ
イスがオフした時点ではＵ相のスイッチングデバイスに
対してはまだゲート信号は出力されていないが、Ｕ相の
ダイオードがオン状態となるので、上下アームの中間点
にはＥ／２が出力される。よって、この場合の上下アー
ムの中間点の平均電圧Ｅａｖは、 Ｅａｖ＝｛λＴｓ・（Ｅ／２）＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝（２λ−１）・（Ｅ／２） …（２） となる。この（２）式は、（１）式の場合に比べてイン
タロック時間の影響がなく、その分だけ電圧が高く出力
されることを示している。このため、電圧調節器をフィ
ルタリアクトルの電流が大きい状態に合わせてゲイン調
整をしていた場合は、インタロック時間分だけ出力電圧
が大きくなるので、ハンチングぎみの応答になる可能性
がある。
【００１０】上記（１）と（２）の中間の場合も当然あ
るわけで、この場合は、フィルタリアクトルの電流が反
転している期間に応じて、出力電圧が微妙に変化する。
これを式で示すと、 Ｅａｖ＝｛（λＴｓ−ｔIL＋ｔR ）・（Ｅ／２） ＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝｛（２λ−１）−（ｔIL−ｔR ）／Ｔｓ｝・（Ｅ／２） …（３） となる。この式のｔR はフィルタリアクトルの電流が反
転している期間を示しており、電流反転がない場合はｔ
R ＝０であり、（１）式と一致する。また、フィルタリ
アクトル電流の反転期間が長く、インタロック時間ｔIL
を越える場合は、ｔIL−ｔR ＝０となり、（２）式と一
致する。
るわけで、この場合は、フィルタリアクトルの電流が反
転している期間に応じて、出力電圧が微妙に変化する。
これを式で示すと、 Ｅａｖ＝｛（λＴｓ−ｔIL＋ｔR ）・（Ｅ／２） ＋（１−λ）・Ｔｓ・（−Ｅ／２）｝／Ｔｓ ＝｛（２λ−１）−（ｔIL−ｔR ）／Ｔｓ｝・（Ｅ／２） …（３） となる。この式のｔR はフィルタリアクトルの電流が反
転している期間を示しており、電流反転がない場合はｔ
R ＝０であり、（１）式と一致する。また、フィルタリ
アクトル電流の反転期間が長く、インタロック時間ｔIL
を越える場合は、ｔIL−ｔR ＝０となり、（２）式と一
致する。
【００１１】以上のことから、各フィルタリアクトルの
電流を検出し、その極性が反転している期間ｔR に応じ
て、電圧調節器のゲインを変更すれば、変換装置のゲイ
ン変化に対しても、電圧制御系は全負荷領域で安定に動
作するようになる。つまり、期間ｔR が大きいときは電
圧調節器のゲインを小さくし、期間ｔR が小さいときは
ゲインを大きくするよう、期間ｔR と電圧調節器のゲイ
ンとの関係を予め決めて例えばＲＯＭ（リードオンリメ
モリ）化して、補正信号出力手段１２内に用意しておく
などすることで、対処することができる。
電流を検出し、その極性が反転している期間ｔR に応じ
て、電圧調節器のゲインを変更すれば、変換装置のゲイ
ン変化に対しても、電圧制御系は全負荷領域で安定に動
作するようになる。つまり、期間ｔR が大きいときは電
圧調節器のゲインを小さくし、期間ｔR が小さいときは
ゲインを大きくするよう、期間ｔR と電圧調節器のゲイ
ンとの関係を予め決めて例えばＲＯＭ（リードオンリメ
モリ）化して、補正信号出力手段１２内に用意しておく
などすることで、対処することができる。
【００１２】図４はこの発明の第２の実施の形態を示す
構成図である。この例は、補正信号出力手段１２Ａを負
荷電流検出器７の出力側に接続するようにした点が特徴
である。これは、フィルタリアクトル９の電流が三角波
状で、これは負荷電流に比例することから、負荷電流検
出器７によって検出される負荷電流の大きさによって、
フィルタリアクトル電流の極性および反転期間を間接的
に求めようとするものである。つまり、補正信号出力手
段１２Ａは、検出器７にて検出される負荷電流の大きさ
から、上記ＬＣフィルタのリアルトル９に流れる電流の
極性の変化した時間を推定し、その時間のスイッチング
時間に対する比率に応じた補正信号を出力する。なお、
ゲインの補正を含むその他の点は、図１の場合と同様な
ので、詳細は省略する。
構成図である。この例は、補正信号出力手段１２Ａを負
荷電流検出器７の出力側に接続するようにした点が特徴
である。これは、フィルタリアクトル９の電流が三角波
状で、これは負荷電流に比例することから、負荷電流検
出器７によって検出される負荷電流の大きさによって、
フィルタリアクトル電流の極性および反転期間を間接的
に求めようとするものである。つまり、補正信号出力手
段１２Ａは、検出器７にて検出される負荷電流の大きさ
から、上記ＬＣフィルタのリアルトル９に流れる電流の
極性の変化した時間を推定し、その時間のスイッチング
時間に対する比率に応じた補正信号を出力する。なお、
ゲインの補正を含むその他の点は、図１の場合と同様な
ので、詳細は省略する。
【００１３】
【発明の効果】一般に、パルス幅変調方式により制御さ
れるスイッチングデバイスがブリッジ接続され、リアク
トルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタを出力に持
つ電力変換装置では、フィルタリアクトル電流の極性が
反転している期間に応じて出力電圧が微妙に変化する
が、この発明によれば、その極性反転期間を直接的また
は間接的に検出し、極性反転期間に応じて電圧調節器の
ゲインを調整することで抑制するようにしたので、全負
荷領域で制御応答を低下させることなく、高速かつ安定
に制御し得る利点がもたらされる。
れるスイッチングデバイスがブリッジ接続され、リアク
トルおよびコンデンサからなるＬＣフィルタを出力に持
つ電力変換装置では、フィルタリアクトル電流の極性が
反転している期間に応じて出力電圧が微妙に変化する
が、この発明によれば、その極性反転期間を直接的また
は間接的に検出し、極性反転期間に応じて電圧調節器の
ゲインを調整することで抑制するようにしたので、全負
荷領域で制御応答を低下させることなく、高速かつ安定
に制御し得る利点がもたらされる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図２】図１でフィルタリアクトル電流が比較的大きい
場合の動作説明図である。
場合の動作説明図である。
【図３】図１でフィルタリアクトル電流が比較的小さい
場合の動作説明図である。
場合の動作説明図である。
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
１…直流電源、２…スイッチングデバイス、３…負荷、
４…電流調節器（ＡＣＲ）、５…電圧調節器（ＡＶ
Ｒ）、６…ドライブ回路、７，８…電流検出器、９…フ
ィルタリアクトル、１０…フィルタコンデンサ、１１…
電圧検出器、１２，１２Ａ…補正信号出力手段。
４…電流調節器（ＡＣＲ）、５…電圧調節器（ＡＶ
Ｒ）、６…ドライブ回路、７，８…電流検出器、９…フ
ィルタリアクトル、１０…フィルタコンデンサ、１１…
電圧検出器、１２，１２Ａ…補正信号出力手段。
Claims (2)
- 【請求項１】 パルス幅変調方式により制御されるスイ
ッチングデバイスをブリッジ接続され、リアクトルおよ
びコンデンサからなるＬＣフィルタを出力に持つ電力変
換装置に対し、負荷の電流を制御する電流調節器と、そ
のマイナループとして設けられる電圧調節器と、前記Ｌ
Ｃフィルタのリアルトルに流れる電流を検出する電流検
出器と、その出力からリアルトルに流れる電流の極性の
変化した時間を検出し、その時間のスイッチング時間に
対する比率に応じた補正信号を出力する補正信号出力手
段とを設け、その出力にもとづき前記電圧調節器のゲイ
ンを補正可能にしたことを特徴とするスイッチング電源
装置。 - 【請求項２】 パルス幅変調方式により制御されるスイ
ッチングデバイスをブリッジ接続され、リアクトルおよ
びコンデンサからなるＬＣフィルタを出力に持つ電力変
換装置に対し、負荷の電流を制御する電流調節器と、そ
のマイナループとして設けられる電圧調節器と、負荷電
流を検出する電流検出器と、その負荷電流の大きさか
ら、前記ＬＣフィルタのリアルトルに流れる電流の極性
の変化した時間を推定し、その推定時間のスイッチング
時間に対する比率に応じた補正信号を出力する補正信号
出力手段とを設け、その出力にもとづき前記電圧調節器
のゲインを補正可能にしたことを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8324972A JPH10174458A (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8324972A JPH10174458A (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10174458A true JPH10174458A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18171692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8324972A Pending JPH10174458A (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10174458A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012110123A (ja) * | 2010-11-17 | 2012-06-07 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチング回路、ハーフブリッジ回路および三相インバータ回路 |
-
1996
- 1996-12-05 JP JP8324972A patent/JPH10174458A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012110123A (ja) * | 2010-11-17 | 2012-06-07 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチング回路、ハーフブリッジ回路および三相インバータ回路 |
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