JP3694763B2 - ３相中性点クランプ式ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの可変速駆動を行うインバータ・サーボドライブ等の電力変換装置や系統連系する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中性点クランプ式ＰＷＭインバータの構成を図４に示す。図において、１は三相交流電源、２は整流ダイオードブリッジ、３，４は平滑コンデンサ、６〜１１はクランプダイオード、１２〜２３は還流ダイオード、２４〜３５はＩＧＢＴ、３６〜３８は電流センサ、３９は負荷モータである。
このような構成の中性点クランプ式ＰＷＭインバータの、従来の中性点電位変動抑制方法としては、ＰＷＭパルス発生方法としてダイポーラ変調、ユニポーラ変調を用い、電圧指令の零相電圧の増減によって、中性線に流れる電流を制御していた。
また、特開平５−２９２７５４号公報のように電圧ベクトルの概念を導入しＰＷＭ制御を行う場合には、負荷電力の正負から中間電圧ベクトルの増減方向を決定して中性点電位変動抑制を行う方法が一般的であり、特願平１１−２２８８９３号で提案した方法のように中性線に流れる電流の向きによって補正ベクトルの発生時間比率を細かく調整する方式などがある。
これらは、図２に示すような１２通りのスイッチ状態の組において、出力電圧が同じであるが中性線の電流方向が逆になる対のスイッチ状態の比率を調節することで、中性点電位変動を抑制している。
また特願平１１−２３３２８７号に提案した方法のように、図３に示すような中性点電位を乱すスイッチ状態を抑制する方法などもある。このように中性点クランプ式インバータがとるスイッチ状態を出力電圧ベクトルとして表すと図５のように書くことができる。
【０００３】
図６は空間電圧ベクトルの概念を利用して中性点クランプ式ＰＷＭインバータのＰＷＭパルスを計算する回路例である。インバータが出力する出力電圧を図５に示すような空間ベクトル量として考え、その出力電圧ベクトルＶの変調率（ｋ）、位相（θ）を与えると、ベクトル時間計算器１０２が、図５に示すような２７種類のベクトルを選択し、ＰＷＭ周期の平均が出力電圧ベクトルＶと同じになるＰＷＭパルスとして、順次出力されるベクトル列とベクトルの出力時間を計算する。計算されたベクトル列と出力時間はＰＷＭパルスパターン設定器１０４によってインバータ主回路のスイッチ素子を駆動するパルス列に変換され、パルス列によってインバータ主回路のスイッチ素子をオン・オフし、所望の電圧を出力する。中性点電位変動抑制制御は、パラメータ計算器１０１の中性点電位や負荷力率の検出器からの信号を元に補正ベクトルの発生時間を中性点電位変動が減少する方向にＰＷＭパルスパターン設定器１０４を調節する。
また特開平９−３７５９２号公報には、３レベルインバータの出力空間電圧ベクトルにおける一つの長いベクトルとこれと隣接する中間の長さのベクトルで挟む領域を一つの空間として、ベクトルの３６０°全空間を１２個の区間に分け、指令ベクトルの回転角によって指令ベクトルの１２個の区間における区間番号を判別すると共に、指令ベクトルの大きさによって変調率を計算し、指令ベクトルの区間番号と負荷電流値によって区間番号に対応する電流比を計算し、変調率と電流比によって、３レベルインバータの分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各ベクトルの出力時間を計算して３レベルインバータをＰＷＭ制御する３レベルインバータのＰＷＭ制御方法が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータでは、図４のように中性点電圧を作るために主回路正母線と負母線間にコンデンサを偶数個直列に接続し、正母線と負母線のちょうど中間の電圧となるコンデンサの端子から中性線を取り出して利用するのが一般的である。この中性線はＰＷＭインバータ出力負荷とＰＷＭインバータのスイッチの状態によって図２、図３のように接続される。中性線の電位（中性点電位）は正母線・負母線からコンデンサを充電する電流と接続された負荷からの電流によって変動する。
従来例にあるように図２に示すスイッチ状態（このベクトルをここでは補正ベクトルと呼ぶ）において、負荷へ出力する線間電圧は同じであるが、中性線へ接続される負荷の相が異なるスイッチ状態の組（図２で隣り合うスイッチ状態を一組とする）を利用し、この組のスイッチ状態が発生される時間比率を調節することで中性点電位を細かく制御することが可能である。
しかし、図３に示すスイッチの状態（このベクトルをここでは中間ベクトルと呼ぶ）では、中性線に接続される負荷の相電流とこのスイッチ状態が発生される時間比率によって中性点電位が変動し、これを補正するベクトルが存在しないため、中間ベクトルで引き起こされた中性点電位変動は補正ベクトルを使って補正しなければならない。
そこで、特開平２−２６１０６３号公報に示されているように変調率に零相電圧を加え、補正ベクトルの発生時間を調節し負荷へ供給する線間出力電圧を変えずに中性点電位変動をコントロールしている。また特開平５−２９２７５４号公報や特願平１１−２２８８９３号のように空間電圧ベクトルの概念を利用する方法でも出力されるべき電圧ベクトルに補正ベクトルを使用するように出力し、その組のスイッチ状態の発生時間を調節して中性点電位をコントロールしているが、中性点電位変動を零に近づける為に補正ベクトルの比率を決める手法が最適でなく、中性点電位変動抑制効果が不十分であった。
さらに、特開平９−３７５９２号公報に記載された方法では、変調率と電流比によって、予め決められた３レベルインバータの分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各ベクトルの出力時間を計算してＰＷＭ制御を行うので、中性点電流を零に近づけることはできるが、完全に零にすることはできなかった。
そこで本発明が解決しようとする課題は、３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の中性点電位変動を効率良く抑制し、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために、
（１）正母線と負母線と中性線とを有し、正母線と相電圧出力端子間並びに負母線と相出力端子間にそれぞれ第１及び第２のスイッチ素子、並びに第３及び第４のスイッチ素子を直列接続するとともに、前記第１と前記第２のスイッチ素子の接続点及び前記第３と前記第４のスイッチ素子の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性線と接続された中性点クランプ式ＰＷＭインバータを３相分設けた３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
ＰＷＭ周期中に前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される状態となる３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第２の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第３の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第２の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第４の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第５の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第３の計算値を求める手段と、
前記第１、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記中性線に流れる電流を零または、前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
（２）前記（１）に記載の比率決定手段に代えて、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段とする。
（３）前記（１）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置が、前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される６つのスイッチ状態となる３相出力電圧の時間を第１の設定値以下に抑制し、前記第１の設定値以下に抑制されたことに伴う出力電圧の不足分を、３相の前記相出力端子各々が前記正母線または前記負母線に接続されるが、３相の前記相出力端子が３つ同時に前記正母線または負母線に接続される状態を除く６つのスイッチ状態で補う３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置にあっては、
請求項１に記載の第１の計算値を求める手段に代えて、ＰＷＭ周期中に、前記第１の設定値以下に抑制された３相出力電圧の時間とその状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段とする。
（４）前記（３）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、中性線に流れると予測される電流値に代えて、中性線に流れる電流の実測値を用い、比率決定手段においては、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする。
（５）前記（１）〜（３）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、前記第１から第３の計算値を求める手段における前記中性線に流れると予測される電流値を、前記中性線に接続される前記相出力端子に流れると予測される電流値を用いて計算するようにする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の実施例のブロック図である。１０１は中性点電位制御パラメータ計算器、１０２はベクトル時間計算器、１０３はベクトル時間レジスタ、１０４はＰＷＭパターン設定器である。
出力電圧ベクトルＶをインバータが出力する場合、一般的に図５に示すように出力電圧ベクトルＶが存在する領域（領域１〜６）を構成するベクトルを使って、ＰＷＭパルスが出力される。領域を構成するベクトルは図５のように分類されるとし、ベクトル時間演算器１０２は出力電圧ベクトルＶを出力するために各分類されたベクトル出力時間を
零電圧ベクトルの総出力時間 ：Ｔ0
ｘｐ，ｘｎベクトルの総出力時間 ：Ｔ1
ｚベクトルの総出力時間 ：Ｔ2
ｙｐ，ｙｎベク卜ルの総出力時間 ：Ｔ3
ａベクトルの総出力時間 ：Ｔ4
ｂベクトルの総出力時間 ：Ｔ5
のように計算する。
ｚベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃ
ｘｐ，ｘｎベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃｘ
ｙｐ，ｙｎベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃｙ
とし、ＵＶＷ相の負荷電流瞬時値の測定値をそれぞれｉ（Ｕ），ｉ（Ｖ），ｉ（Ｗ）とすれば、ｉ（ｐｈａｓｅ１），ｉ（ｐｈａｓｅ２），ｉ（ｐｈａｓｅ３）が表１に従って各々ｉ（Ｕ），ｉ（Ｖ），ｉ（Ｗ）に変化するので、各電流は次の式のように計算できる。
ｉｃ ＝ｉ（ｐｈａｓｅ２）×ｔ2
ｉｃｘ＝ｉ（ｐａｈｓｅ１）×ｔ1
ｉｃｙ＝ｉ（ｐｈａｓｅ３）×ｔ3
このようにｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙを求めると、中性点電位変動を零に近づけるにはｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙを用いて中性線の電流変動を零に近づけるようにｘｐ，ｘｎおよびｙｐ，ｙｎベクトルの時間比率を決定すればよい。
【０００８】
時間比率の具体的な計算法の一例を以下に示す。
ＰＷＭパターン設定器１０５は特願平１１−２２８８９３号に記載されたように中性点電位制御は中性点電位制御パラメータα，α１，α２を用いる。これらのパラメータ相互の関係は電圧ベクトルの存在する領域と相電流との関係によって
ｉ（ｐｈａｓｅ１）≧０ならば α１＝α
ｉ（ｐｈａｓｅ１）＜０ならば α１＝（１−α）
ｉ（ｐｈａｓｅ３）≧０ならば α２＝（１−α）
ｉ（ｐｈａｓｅ３）＜０ならば α２＝α
（注：相電流はインバーター→モータの向きを正とする）
のように変化する。
ｐｈａｓｅ１，ｐｈａｓｅ２，ｐｈａｓｅ３とＵ，Ｖ，Ｗ相の対応を次の表に示す。
【表１】
ｘｐ，ｘｎベクトルの時間配分は
ｘｐベクトルの時間：Ｔｘｐ＝α１×Ｔ２
ｘｎベクトルの時間：Ｔｘｎ＝（１−α１）×Ｔ２
ｙｐ，ｙｎベクトルの時間配分は
ｙｐベクトルの時間：Ｔｙｐ＝α２×Ｔ３
ｙｎベクトルの時間：Ｔｙｎ＝（１−α２）×Ｔ３
とすると、本発明の実施例では中性点電位制御パラメータ計算器１０６によって中性点電位制御パラメータαは
α＝α’＋α”（０≦α≦１）
のように二つのパラメータα’，α”で計算され、且つ０以上、１以下に制限されるものとする。
また、α’は
Ｄ＝γ／（２×β）
α’＝Ｄ （ｉｃ≧０）
α’＝−Ｄ （ｉｃ＜０）
（α’も−１以上、１以下に制限する）
のように計算される。
α”はαのオフセット調整パラメータであり、中性点電位異常時等に強制的に中性点電位を制御することに利用するものとし、通常は０．５とする。
【０００９】
またβ，γの計算は以下のように行う。
（１）｜ｉｃ｜＜｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃｙ｜または、｜ｉｃ｜＜｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃｘ｜の場合
γ＝ｉｃ，β＝｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜としてα’を計算。
（２）｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃ｜≦｜ｉｃｙ｜または、｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合
γ＝｜ｉｃ｜−｜ｉｃｘ｜，β＝｜ｉｃｙ｜としてα’を計算
但しα１は別途
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α１＝１に固定
ｉｃｘとｉｃの符号が異符号の場合
α１＝０に固定
とする。
（３）｜ｉｃｂ｜≦｜ｉｃ｜≦｜ｉｃｘ｜または、｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃ｜の場合
γ＝｜ｉｃ｜−｜ｉｃｙ｜，β＝｜ｉｃｘ｜としてα’を計算
但しα２は別途
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α２＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が異符号の場合
α２＝１に固定
とする。
（４）｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α１＝１に固定
ｉｃｘとｉｃの符号が異符号の場合
α１＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が同符号の場合
α２＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が異符号の場合
α２＝１に固定
このように中性点電位制御パラメータαを計算すれば、ｘｐ，ｘｎ，ｙｐ，ｙｎベクトルによって流れる中性線電流を効率良く使って、ｚベクトルによって流れる中性線電流が起こす中性点電位変動を、ＰＷＭ周期毎にできるだけ零に近づけることが可能となる。
また、特願平１１−２３３２８７号に記載した方法のようにｚベクトルの発生を抑制する方法においても、上記の計算でＴ2を、ベクトルの発生を抑制されたあとの時間とすれば、上記計算のままで中性点電位変動を効率良く抑制することが可能となる。
【００１０】
本発明の第２の実施例では、インバータの運転条件によっては｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合のようにｉｃが大きくなってＰＷＭ周期中に完全に補償できない場合のことを考慮し、他のＰＷＭ周期で
｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≧｜ｉｃ｜， ｜ｉｃｘ｜≧｜ｉｃ｜， ｜ｉｃｙ｜≧｜ｉｃ｜となった時に多めに補償を行うようにする。
このようにするために、第１の実施例のような、ＰＷＭ周期中にｚベクトルによって流れる中性線電流を補償するのではなく、現在までに中性線に流れた電流の積分値を補償するように変更する。
具体的には、ｉｃを次の式のように１回前までに流れた中性線電流の時間積分値ｉｃ０と次のＰＷＭ周期のｚベクトルによる中性線電流との和を利用するように変更する。
ｉｃ＝ｉｃ０＋ｉ（ｐｈａｓｅ２）×ｔ２
このようにすることで、１周期では抑制し切れなかった中性点電位変動を抑制することが可能となる。なお、中性線電流の時間積分値ｉｃ０は中性線に電流センサを備えて測定してもよいし、中性線に繋がる相出力電流から予測し計算してもよい。
【００１１】
直列接続された各々の平滑コンデンサの容量が等しい場合には前述の実施例のように中性点電流を零に近づけることで中性点電位変動を零にし且つ中性点電位を正母線と負母線電位のちょうど中間の電位（この電位をＶ0とする）へ制御できるが、経年変化等によって直列接続された各々のコンデンサの容量が異なるようになった場合には、中性点電流を零に近づけるだけでは中性点電位を正母線と負母線電位との間のちょうど中間となる電位へ制御できなくなる。
そこで本発明では、ｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙの計算値から、中性点電流を零に近づけるのではなく、逆に中性点電流を増加させて、Ｖ0へ近づける制御とすることもできる。この場合には中性点電位制御パラメータ計算器１０１を中性点電位のレベルを検出するようにし、電位がＶ0よりも高ければｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙの計算値から中性線電流を図４の矢印の向きに増加させ、電位がＶ0よりも低ければ中性線電流を図４の矢印の向きと逆に増加させるような計算を行うようにするとよい。
【００１２】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の中性点電位変動をできるだけ零または、中性線の電位を正母線と負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけることにより効率良く抑制し、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例におけるＰＷＭパルス演算回路のブロック図である。
【図２】 ３相中性点クランプ式インバータのスイッチ状態の組の例を示す説明図である。
【図３】 ３相中性点クランプ式インバータのスイッチ状態の他の組の例を示す説明図である。
【図４】 ３相中性点クランプ式インバータの回路構成図である。
【図５】 ３相中性点クランプ式インバータの出力電圧空間ベクトル図である。
【図６】 従来のＰＷＭパルス演算回路のブロック図である。
【符号の説明】
１ 三相交流電源、２ 整流ダイオードブリッジ、３，４ 平滑コンデンサ、６〜１１ クランプダイオード、１２〜２３ 還流ダイオード、２４〜３５ ＩＧＢＴ、３６〜３８ 電流センサ、３９ 負荷モータ、１０１ 中性点電位制御パラメータ計算器、１０２ ベクトル時間計算器、１０３ ベクトル時間レジスタ、１０４ ＰＷＭパターン設定器、１０５ 従来の中性点電位制御パラメータ計算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの可変速駆動を行うインバータ・サーボドライブ等の電力変換装置や系統連系する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中性点クランプ式ＰＷＭインバータの構成を図４に示す。図において、１は三相交流電源、２は整流ダイオードブリッジ、３，４は平滑コンデンサ、６〜１１はクランプダイオード、１２〜２３は還流ダイオード、２４〜３５はＩＧＢＴ、３６〜３８は電流センサ、３９は負荷モータである。
このような構成の中性点クランプ式ＰＷＭインバータの、従来の中性点電位変動抑制方法としては、ＰＷＭパルス発生方法としてダイポーラ変調、ユニポーラ変調を用い、電圧指令の零相電圧の増減によって、中性線に流れる電流を制御していた。
また、特開平５−２９２７５４号公報のように電圧ベクトルの概念を導入しＰＷＭ制御を行う場合には、負荷電力の正負から中間電圧ベクトルの増減方向を決定して中性点電位変動抑制を行う方法が一般的であり、特願平１１−２２８８９３号で提案した方法のように中性線に流れる電流の向きによって補正ベクトルの発生時間比率を細かく調整する方式などがある。
これらは、図２に示すような１２通りのスイッチ状態の組において、出力電圧が同じであるが中性線の電流方向が逆になる対のスイッチ状態の比率を調節することで、中性点電位変動を抑制している。
また特願平１１−２３３２８７号に提案した方法のように、図３に示すような中性点電位を乱すスイッチ状態を抑制する方法などもある。このように中性点クランプ式インバータがとるスイッチ状態を出力電圧ベクトルとして表すと図５のように書くことができる。
【０００３】
図６は空間電圧ベクトルの概念を利用して中性点クランプ式ＰＷＭインバータのＰＷＭパルスを計算する回路例である。インバータが出力する出力電圧を図５に示すような空間ベクトル量として考え、その出力電圧ベクトルＶの変調率（ｋ）、位相（θ）を与えると、ベクトル時間計算器１０２が、図５に示すような２７種類のベクトルを選択し、ＰＷＭ周期の平均が出力電圧ベクトルＶと同じになるＰＷＭパルスとして、順次出力されるベクトル列とベクトルの出力時間を計算する。計算されたベクトル列と出力時間はＰＷＭパルスパターン設定器１０４によってインバータ主回路のスイッチ素子を駆動するパルス列に変換され、パルス列によってインバータ主回路のスイッチ素子をオン・オフし、所望の電圧を出力する。中性点電位変動抑制制御は、パラメータ計算器１０１の中性点電位や負荷力率の検出器からの信号を元に補正ベクトルの発生時間を中性点電位変動が減少する方向にＰＷＭパルスパターン設定器１０４を調節する。
また特開平９−３７５９２号公報には、３レベルインバータの出力空間電圧ベクトルにおける一つの長いベクトルとこれと隣接する中間の長さのベクトルで挟む領域を一つの空間として、ベクトルの３６０°全空間を１２個の区間に分け、指令ベクトルの回転角によって指令ベクトルの１２個の区間における区間番号を判別すると共に、指令ベクトルの大きさによって変調率を計算し、指令ベクトルの区間番号と負荷電流値によって区間番号に対応する電流比を計算し、変調率と電流比によって、３レベルインバータの分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各ベクトルの出力時間を計算して３レベルインバータをＰＷＭ制御する３レベルインバータのＰＷＭ制御方法が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータでは、図４のように中性点電圧を作るために主回路正母線と負母線間にコンデンサを偶数個直列に接続し、正母線と負母線のちょうど中間の電圧となるコンデンサの端子から中性線を取り出して利用するのが一般的である。この中性線はＰＷＭインバータ出力負荷とＰＷＭインバータのスイッチの状態によって図２、図３のように接続される。中性線の電位（中性点電位）は正母線・負母線からコンデンサを充電する電流と接続された負荷からの電流によって変動する。
従来例にあるように図２に示すスイッチ状態（このベクトルをここでは補正ベクトルと呼ぶ）において、負荷へ出力する線間電圧は同じであるが、中性線へ接続される負荷の相が異なるスイッチ状態の組（図２で隣り合うスイッチ状態を一組とする）を利用し、この組のスイッチ状態が発生される時間比率を調節することで中性点電位を細かく制御することが可能である。
しかし、図３に示すスイッチの状態（このベクトルをここでは中間ベクトルと呼ぶ）では、中性線に接続される負荷の相電流とこのスイッチ状態が発生される時間比率によって中性点電位が変動し、これを補正するベクトルが存在しないため、中間ベクトルで引き起こされた中性点電位変動は補正ベクトルを使って補正しなければならない。
そこで、特開平２−２６１０６３号公報に示されているように変調率に零相電圧を加え、補正ベクトルの発生時間を調節し負荷へ供給する線間出力電圧を変えずに中性点電位変動をコントロールしている。また特開平５−２９２７５４号公報や特願平１１−２２８８９３号のように空間電圧ベクトルの概念を利用する方法でも出力されるべき電圧ベクトルに補正ベクトルを使用するように出力し、その組のスイッチ状態の発生時間を調節して中性点電位をコントロールしているが、中性点電位変動を零に近づける為に補正ベクトルの比率を決める手法が最適でなく、中性点電位変動抑制効果が不十分であった。
さらに、特開平９−３７５９２号公報に記載された方法では、変調率と電流比によって、予め決められた３レベルインバータの分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発信順序を定め、その発信方式及び発信順序における具体的な各ベクトルの出力時間を計算してＰＷＭ制御を行うので、中性点電流を零に近づけることはできるが、完全に零にすることはできなかった。
そこで本発明が解決しようとする課題は、３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の中性点電位変動を効率良く抑制し、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために、
（１）正母線と負母線と中性線とを有し、正母線と相電圧出力端子間並びに負母線と相出力端子間にそれぞれ第１及び第２のスイッチ素子、並びに第３及び第４のスイッチ素子を直列接続するとともに、前記第１と前記第２のスイッチ素子の接続点及び前記第３と前記第４のスイッチ素子の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性線と接続された中性点クランプ式ＰＷＭインバータを３相分設けた３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
ＰＷＭ周期中に前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される状態となる３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第２の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第３の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第２の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第４の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第５の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第３の計算値を求める手段と、
前記第１、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記中性線に流れる電流を零または、前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
（２）前記（１）に記載の比率決定手段に代えて、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段とする。
（３）前記（１）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置が、前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される６つのスイッチ状態となる３相出力電圧の時間を第１の設定値以下に抑制し、前記第１の設定値以下に抑制されたことに伴う出力電圧の不足分を、３相の前記相出力端子各々が前記正母線または前記負母線に接続されるが、３相の前記相出力端子が３つ同時に前記正母線または負母線に接続される状態を除く６つのスイッチ状態で補う３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置にあっては、
請求項１に記載の第１の計算値を求める手段に代えて、ＰＷＭ周期中に、前記第１の設定値以下に抑制された３相出力電圧の時間とその状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段とする。
（４）前記（３）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、中性線に流れると予測される電流値に代えて、中性線に流れる電流の実測値を用い、比率決定手段においては、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする。
（５）前記（１）〜（３）に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、前記第１から第３の計算値を求める手段における前記中性線に流れると予測される電流値を、前記中性線に接続される前記相出力端子に流れると予測される電流値を用いて計算するようにする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の実施例のブロック図である。１０１は中性点電位制御パラメータ計算器、１０２はベクトル時間計算器、１０３はベクトル時間レジスタ、１０４はＰＷＭパターン設定器である。
出力電圧ベクトルＶをインバータが出力する場合、一般的に図５に示すように出力電圧ベクトルＶが存在する領域（領域１〜６）を構成するベクトルを使って、ＰＷＭパルスが出力される。領域を構成するベクトルは図５のように分類されるとし、ベクトル時間演算器１０２は出力電圧ベクトルＶを出力するために各分類されたベクトル出力時間を
零電圧ベクトルの総出力時間 ：Ｔ0
ｘｐ，ｘｎベクトルの総出力時間 ：Ｔ1
ｚベクトルの総出力時間 ：Ｔ2
ｙｐ，ｙｎベク卜ルの総出力時間 ：Ｔ3
ａベクトルの総出力時間 ：Ｔ4
ｂベクトルの総出力時間 ：Ｔ5
のように計算する。
ｚベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃ
ｘｐ，ｘｎベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃｘ
ｙｐ，ｙｎベクトルの出力に伴う中性線電流 ：ｉｃｙ
とし、ＵＶＷ相の負荷電流瞬時値の測定値をそれぞれｉ（Ｕ），ｉ（Ｖ），ｉ（Ｗ）とすれば、ｉ（ｐｈａｓｅ１），ｉ（ｐｈａｓｅ２），ｉ（ｐｈａｓｅ３）が表１に従って各々ｉ（Ｕ），ｉ（Ｖ），ｉ（Ｗ）に変化するので、各電流は次の式のように計算できる。
ｉｃ ＝ｉ（ｐｈａｓｅ２）×ｔ2
ｉｃｘ＝ｉ（ｐａｈｓｅ１）×ｔ1
ｉｃｙ＝ｉ（ｐｈａｓｅ３）×ｔ3
このようにｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙを求めると、中性点電位変動を零に近づけるにはｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙを用いて中性線の電流変動を零に近づけるようにｘｐ，ｘｎおよびｙｐ，ｙｎベクトルの時間比率を決定すればよい。
【０００８】
時間比率の具体的な計算法の一例を以下に示す。
ＰＷＭパターン設定器１０５は特願平１１−２２８８９３号に記載されたように中性点電位制御は中性点電位制御パラメータα，α１，α２を用いる。これらのパラメータ相互の関係は電圧ベクトルの存在する領域と相電流との関係によって
ｉ（ｐｈａｓｅ１）≧０ならば α１＝α
ｉ（ｐｈａｓｅ１）＜０ならば α１＝（１−α）
ｉ（ｐｈａｓｅ３）≧０ならば α２＝（１−α）
ｉ（ｐｈａｓｅ３）＜０ならば α２＝α
（注：相電流はインバーター→モータの向きを正とする）
のように変化する。
ｐｈａｓｅ１，ｐｈａｓｅ２，ｐｈａｓｅ３とＵ，Ｖ，Ｗ相の対応を次の表に示す。
【表１】
ｘｐベクトルの時間：Ｔｘｐ＝α１×Ｔ２
ｘｎベクトルの時間：Ｔｘｎ＝（１−α１）×Ｔ２
ｙｐ，ｙｎベクトルの時間配分は
ｙｐベクトルの時間：Ｔｙｐ＝α２×Ｔ３
ｙｎベクトルの時間：Ｔｙｎ＝（１−α２）×Ｔ３
とすると、本発明の実施例では中性点電位制御パラメータ計算器１０６によって中性点電位制御パラメータαは
α＝α’＋α”（０≦α≦１）
のように二つのパラメータα’，α”で計算され、且つ０以上、１以下に制限されるものとする。
また、α’は
Ｄ＝γ／（２×β）
α’＝Ｄ （ｉｃ≧０）
α’＝−Ｄ （ｉｃ＜０）
（α’も−１以上、１以下に制限する）
のように計算される。
α”はαのオフセット調整パラメータであり、中性点電位異常時等に強制的に中性点電位を制御することに利用するものとし、通常は０．５とする。
【０００９】
またβ，γの計算は以下のように行う。
（１）｜ｉｃ｜＜｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃｙ｜または、｜ｉｃ｜＜｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃｘ｜の場合
γ＝ｉｃ，β＝｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜としてα’を計算。
（２）｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃ｜≦｜ｉｃｙ｜または、｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合
γ＝｜ｉｃ｜−｜ｉｃｘ｜，β＝｜ｉｃｙ｜としてα’を計算
但しα１は別途
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α１＝１に固定
ｉｃｘとｉｃの符号が異符号の場合
α１＝０に固定
とする。
（３）｜ｉｃｂ｜≦｜ｉｃ｜≦｜ｉｃｘ｜または、｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃｘ｜≦｜ｉｃ｜の場合
γ＝｜ｉｃ｜−｜ｉｃｙ｜，β＝｜ｉｃｘ｜としてα’を計算
但しα２は別途
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α２＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が異符号の場合
α２＝１に固定
とする。
（４）｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合
ｉｃｘとｉｃの符号が同符号の場合
α１＝１に固定
ｉｃｘとｉｃの符号が異符号の場合
α１＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が同符号の場合
α２＝０に固定
ｉｃｙとｉｃの符号が異符号の場合
α２＝１に固定
このように中性点電位制御パラメータαを計算すれば、ｘｐ，ｘｎ，ｙｐ，ｙｎベクトルによって流れる中性線電流を効率良く使って、ｚベクトルによって流れる中性線電流が起こす中性点電位変動を、ＰＷＭ周期毎にできるだけ零に近づけることが可能となる。
また、特願平１１−２３３２８７号に記載した方法のようにｚベクトルの発生を抑制する方法においても、上記の計算でＴ2を、ベクトルの発生を抑制されたあとの時間とすれば、上記計算のままで中性点電位変動を効率良く抑制することが可能となる。
【００１０】
本発明の第２の実施例では、インバータの運転条件によっては｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≦｜ｉｃ｜の場合のようにｉｃが大きくなってＰＷＭ周期中に完全に補償できない場合のことを考慮し、他のＰＷＭ周期で
｜ｉｃｘ｜＋｜ｉｃｙ｜≧｜ｉｃ｜， ｜ｉｃｘ｜≧｜ｉｃ｜， ｜ｉｃｙ｜≧｜ｉｃ｜となった時に多めに補償を行うようにする。
このようにするために、第１の実施例のような、ＰＷＭ周期中にｚベクトルによって流れる中性線電流を補償するのではなく、現在までに中性線に流れた電流の積分値を補償するように変更する。
具体的には、ｉｃを次の式のように１回前までに流れた中性線電流の時間積分値ｉｃ０と次のＰＷＭ周期のｚベクトルによる中性線電流との和を利用するように変更する。
ｉｃ＝ｉｃ０＋ｉ（ｐｈａｓｅ２）×ｔ２
このようにすることで、１周期では抑制し切れなかった中性点電位変動を抑制することが可能となる。なお、中性線電流の時間積分値ｉｃ０は中性線に電流センサを備えて測定してもよいし、中性線に繋がる相出力電流から予測し計算してもよい。
【００１１】
直列接続された各々の平滑コンデンサの容量が等しい場合には前述の実施例のように中性点電流を零に近づけることで中性点電位変動を零にし且つ中性点電位を正母線と負母線電位のちょうど中間の電位（この電位をＶ0とする）へ制御できるが、経年変化等によって直列接続された各々のコンデンサの容量が異なるようになった場合には、中性点電流を零に近づけるだけでは中性点電位を正母線と負母線電位との間のちょうど中間となる電位へ制御できなくなる。
そこで本発明では、ｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙの計算値から、中性点電流を零に近づけるのではなく、逆に中性点電流を増加させて、Ｖ0へ近づける制御とすることもできる。この場合には中性点電位制御パラメータ計算器１０１を中性点電位のレベルを検出するようにし、電位がＶ0よりも高ければｉｃ，ｉｃｘ，ｉｃｙの計算値から中性線電流を図４の矢印の向きに増加させ、電位がＶ0よりも低ければ中性線電流を図４の矢印の向きと逆に増加させるような計算を行うようにするとよい。
【００１２】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置の中性点電位変動をできるだけ零または、中性線の電位を正母線と負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけることにより効率良く抑制し、安全性の向上、出力電圧品質の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例におけるＰＷＭパルス演算回路のブロック図である。
【図２】 ３相中性点クランプ式インバータのスイッチ状態の組の例を示す説明図である。
【図３】 ３相中性点クランプ式インバータのスイッチ状態の他の組の例を示す説明図である。
【図４】 ３相中性点クランプ式インバータの回路構成図である。
【図５】 ３相中性点クランプ式インバータの出力電圧空間ベクトル図である。
【図６】 従来のＰＷＭパルス演算回路のブロック図である。
【符号の説明】
１ 三相交流電源、２ 整流ダイオードブリッジ、３，４ 平滑コンデンサ、６〜１１ クランプダイオード、１２〜２３ 還流ダイオード、２４〜３５ ＩＧＢＴ、３６〜３８ 電流センサ、３９ 負荷モータ、１０１ 中性点電位制御パラメータ計算器、１０２ ベクトル時間計算器、１０３ ベクトル時間レジスタ、１０４ ＰＷＭパターン設定器、１０５ 従来の中性点電位制御パラメータ計算器
Claims (5)
- 正母線と負母線と中性線とを有し、正母線と相電圧出力端子間並びに負母線と相出力端子間にそれぞれ第１及び第２のスイッチ素子、並びに第３及び第４のスイッチ素子を直列接続するとともに、前記第１と前記第２のスイッチ素子の接続点及び前記第３と前記第４のスイッチ素子の接続点をそれぞれクランプ素子を介して前記中性線と接続された中性点クランプ式ＰＷＭインバータを３相分設けた３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
ＰＷＭ周期中に前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される状態となる３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第２の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続される第３の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第２の計算値を求める手段と、
前記正母線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記中性線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第４の状態または前記中性線に３相の前記相出力端子のうち１つが接続され、前記負母線に３相の前記相出力端子のうち２つが接続される第５の状態を取り得る３相出力電圧の時間の計算値と、その状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第３の計算値を求める手段と、
前記第１、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記中性線に流れる電流を零または、前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段とを備えたことを特徴とする３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 請求項１に記載の比率決定手段に代えて、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め、前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする請求項１記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。
- 前記正母線、前記負母線、前記中性線が、それぞれ３相の前記相出力端子に接続される６つのスイッチ状態となる３相出力電圧の時間を第１の設定値以下に抑制し、前記第１の設定値以下に抑制されたことに伴う出力電圧の不足分を、３相の前記相出力端子各々が前記正母線または前記負母線に接続されるが、３相の前記相出力端子が３つ同時に前記正母線または負母線に接続される状態を除く６つのスイッチ状態で補う３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、
請求項１に記載の第１の計算値を求める手段に代えて、ＰＷＭ周期中に、前記第１の設定値以下に抑制された３相出力電圧の時間とその状態での前記中性線に流れると予測される電流値を掛け合わせた第１の計算値を求める手段としたことを特徴とする請求項１記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。 - 請求項３に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置において、中性線に流れると予測される電流値に代えて、中性線に流れる電流の実測値を用い、比率決定手段においては、前記第１の計算値と１周期前のＰＷＭ周期までに中性線に流れた電流の積分値との和である第４の計算値を求め前記第２、前記第３の計算値に基づき前記第４の計算値を零または、前記第４の計算値を用いて前記中性線の電位を前記正母線電位と前記負母線電位との間のちょうど中間となる電位に近づけるように、ＰＷＭ周期中の前記第２と前記第３、前記第４と前記第５の状態の比率を決定する比率決定手段としたことを特徴とする請求項３記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。
- 前記第１から第３の計算値を求める手段における前記中性線に流れると予測される電流値を、前記中性線に接続される前記相出力端子に流れると予測される電流値を用いて計算するようにしたことを特徴とする請求項１から３のいずれかの項に記載の３相中性点クランプ式ＰＷＭインバータ装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000380915A JP3694763B2 (ja) | 2000-12-14 | 2000-12-14 | ３相中性点クランプ式ｐｗｍインバータ装置 |
| US10/433,891 US6795323B2 (en) | 2000-12-07 | 2001-11-30 | Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller |
| PCT/JP2001/010480 WO2002050989A1 (fr) | 2000-12-07 | 2001-11-30 | Convertisseur pwm de calage au point neutre a trois niveaux et unite de commande de tension du point neutre |
| KR1020037007601A KR100650358B1 (ko) | 2000-12-07 | 2001-11-30 | 3레벨 중성점 클램프식 펄스 폭 변조 인버터 장치 및중성점 전압 제어 장치 |
| EP01271687A EP1347565A4 (en) | 2000-12-07 | 2001-11-30 | THREE LEVEL NEUTRAL POINT CLAMP PWM INVERTER AND NEUTRAL POINT VOLTAGE REGULATOR |
| CNB018201784A CN100334801C (zh) | 2000-12-07 | 2001-11-30 | 中性点钳位式脉宽调制逆变器装置 |
| TW090130172A TW546905B (en) | 2000-12-07 | 2001-12-05 | Three-level neutral point clamping type PWM inverter and neutral point voltage controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000380915A JP3694763B2 (ja) | 2000-12-14 | 2000-12-14 | ３相中性点クランプ式ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002186263A JP2002186263A (ja) | 2002-06-28 |
| JP3694763B2 true JP3694763B2 (ja) | 2005-09-14 |
Family
ID=18849021
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000380915A Expired - Fee Related JP3694763B2 (ja) | 2000-12-07 | 2000-12-14 | ３相中性点クランプ式ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3694763B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4389446B2 (ja) * | 2003-01-15 | 2009-12-24 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
-
2000
- 2000-12-14 JP JP2000380915A patent/JP3694763B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2002186263A (ja) | 2002-06-28 |
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