JPH09149657A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH09149657A JPH09149657A JP7324083A JP32408395A JPH09149657A JP H09149657 A JPH09149657 A JP H09149657A JP 7324083 A JP7324083 A JP 7324083A JP 32408395 A JP32408395 A JP 32408395A JP H09149657 A JPH09149657 A JP H09149657A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- inverter
- neutral point
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】３レベルインバータの中性点端子の電圧の直流
的な変動が発生した場合、中性点端子の電圧を直流電圧
電源のちょうど半分の電圧に引き戻す制御をするインバ
ータ装置を提供するものである。 【解決手段】微小サンプル時間の平均電圧が瞬時電圧指
令値と等価となるように、パルス幅変調を行なう３相３
値レベルインバータにおいて、中性点電圧の値に応じて
パルス出力を開始するタイミングを調整するよう構成し
たもの。
的な変動が発生した場合、中性点端子の電圧を直流電圧
電源のちょうど半分の電圧に引き戻す制御をするインバ
ータ装置を提供するものである。 【解決手段】微小サンプル時間の平均電圧が瞬時電圧指
令値と等価となるように、パルス幅変調を行なう３相３
値レベルインバータにおいて、中性点電圧の値に応じて
パルス出力を開始するタイミングを調整するよう構成し
たもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は３レベルインバータに係
わり、特にそのコンデンサの中性点電圧の変動を制御す
るようにしたインバータ装置に関するものである。
わり、特にそのコンデンサの中性点電圧の変動を制御す
るようにしたインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は一般によく知られている３レベル
インバータの一例を示す回路図である。図３において、
１１は直流電圧電源、１２は直流リアクトル、１３ａ、
１３ｂは同一定格のコンデンサで直列に接続され、その
一方の端子Ｐは直流リアクトル１２に接続され、他方の
端子Ｎは直流電圧電源１１の−側に接続され、又直流リ
アクトル１２の他方は直流電圧電源１１の＋側に接続さ
れ、両コンデンサの接続点から中性点端子０が導出され
ている。１４ａ〜１４ｄ，１５ａ〜１５ｄ，１６ａ〜１
６ｄは、各相毎に端子Ｐと端子Ｎとの間に接続されたス
イッチング素子の例としてのトランジスタ、14D3〜14D
6,15D3 〜15D6,16D3 〜16D6は前記各トランジスタと逆
並列に接続され、ダイオード14D1,14D2 、15D1,15D2 、
16D1,16D2 は前記トランジスタの各接続点と中性点端子
Ｏとの間に接続されたダイオード、Ｕ, Ｖ，Ｗは各相の
トランジスタの中間接続点から導出された各相の出力端
子である。
インバータの一例を示す回路図である。図３において、
１１は直流電圧電源、１２は直流リアクトル、１３ａ、
１３ｂは同一定格のコンデンサで直列に接続され、その
一方の端子Ｐは直流リアクトル１２に接続され、他方の
端子Ｎは直流電圧電源１１の−側に接続され、又直流リ
アクトル１２の他方は直流電圧電源１１の＋側に接続さ
れ、両コンデンサの接続点から中性点端子０が導出され
ている。１４ａ〜１４ｄ，１５ａ〜１５ｄ，１６ａ〜１
６ｄは、各相毎に端子Ｐと端子Ｎとの間に接続されたス
イッチング素子の例としてのトランジスタ、14D3〜14D
6,15D3 〜15D6,16D3 〜16D6は前記各トランジスタと逆
並列に接続され、ダイオード14D1,14D2 、15D1,15D2 、
16D1,16D2 は前記トランジスタの各接続点と中性点端子
Ｏとの間に接続されたダイオード、Ｕ, Ｖ，Ｗは各相の
トランジスタの中間接続点から導出された各相の出力端
子である。
【０００３】次にその３レベルインバータの動作につい
て、Ｕ相を例として説明する。同相の各トランジスタ１
４ａ〜１４ｄのスイッチングのｏｎ、ｏｆｆパターンと
Ｕ相の出力端子の電圧との関係は図４に示す。但し、直
流電圧電源１１の出力電圧を２Ｅ、中性点電圧を基準値
０（Ｖ）とし、端子Ｐの電圧をＥ（Ｖ）、端子Ｎの電圧
を−Ｅ（Ｖ）とする。図３のように、トランジスタのス
イッチング状態により各相の出力電圧は各端子Ｏ、Ｐ、
Ｎに対応した３種類の値となる。
て、Ｕ相を例として説明する。同相の各トランジスタ１
４ａ〜１４ｄのスイッチングのｏｎ、ｏｆｆパターンと
Ｕ相の出力端子の電圧との関係は図４に示す。但し、直
流電圧電源１１の出力電圧を２Ｅ、中性点電圧を基準値
０（Ｖ）とし、端子Ｐの電圧をＥ（Ｖ）、端子Ｎの電圧
を−Ｅ（Ｖ）とする。図３のように、トランジスタのス
イッチング状態により各相の出力電圧は各端子Ｏ、Ｐ、
Ｎに対応した３種類の値となる。
【０００４】次に、トランジスタのｏｎ、ｏｆｆを順次
切り換えて３相出力を得る制御を行うが、このｏｎ、ｏ
ｆｆの組合せのモードは３の３乗で、合計２７種類あ
る。しかし、これらのｏｎ、ｏｆｆモードの中には上記
の３種類の電圧で定まる瞬時空間電圧ベクトル（以下単
に電圧ベクトルと略す）が相互に同一となるものがあ
り、この意味で独立した電圧ベクトルは合計１９種類と
なる。図５は以上をまとめたもので、ｏｎ、ｏｆｆモー
ドＭ１〜Ｍ２７、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ１８、各出力端
子Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの関係を示す。
切り換えて３相出力を得る制御を行うが、このｏｎ、ｏ
ｆｆの組合せのモードは３の３乗で、合計２７種類あ
る。しかし、これらのｏｎ、ｏｆｆモードの中には上記
の３種類の電圧で定まる瞬時空間電圧ベクトル（以下単
に電圧ベクトルと略す）が相互に同一となるものがあ
り、この意味で独立した電圧ベクトルは合計１９種類と
なる。図５は以上をまとめたもので、ｏｎ、ｏｆｆモー
ドＭ１〜Ｍ２７、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ１８、各出力端
子Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの関係を示す。
【０００５】図７（ｂ）は従来の制御のフローチャート
であり、電圧ベクトル指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖ
ｗ＊）を入力とし、各相の各トランジスタのｏｎ、ｏｆ
ｆモードを出力する三角波キャリア比較部２３を示す。
三角波キャリア比較部２３の動作原理は図６によって
説明される。 今図６のように電圧ベクトル指令値Ｖ＊
（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）が横軸の時間に対して変化
する場合、各相の各トランジスタのｏｎ、ｏｆｆモード
は以下に示す法則によって決められる。ここではＵ相の
例で述べるが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。
電圧ベクトル指令値Ｖ＊のＵ相分電圧指令値Ｖｕ＊が上
段の三角波キャリア２４より大きい場合は、Ｕ相第１の
トランジスタ１４ａはｏｎ、Ｕ相第３のトランジスタ１
４ｃはｏｆｆとなる。Ｖｕ＊が上段の三角波キャリア２
４より大きくない場合は、Ｕ相第１のトランジスタ１４
ａはｏｆｆ、Ｕ相第３のトランジスタ１４ｃはｏｎとな
る。Ｖｕ＊が下段の三角波キャリア２５より大きい場合
は、Ｕ相第２のトランジスタ１４ｂはｏｎ、Ｕ相第４の
トランジスタ１４ｄはｏｆｆとなる。Ｖｕ＊が下段の三
角波キャリア２５より大きくない場合は、Ｕ相第２のト
ランジスタ１４ｂはｏｆｆ、Ｕ相第４のトランジスタ１
４ｄはｏｎとなる。このようにして決められる各トラン
ジスタのｏｎ、ｏｆｆ動作によって３レベルインバータ
は電圧ベクトル指令値Ｖ＊と等価な出力を得ることがで
きる。
であり、電圧ベクトル指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖ
ｗ＊）を入力とし、各相の各トランジスタのｏｎ、ｏｆ
ｆモードを出力する三角波キャリア比較部２３を示す。
三角波キャリア比較部２３の動作原理は図６によって
説明される。 今図６のように電圧ベクトル指令値Ｖ＊
（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）が横軸の時間に対して変化
する場合、各相の各トランジスタのｏｎ、ｏｆｆモード
は以下に示す法則によって決められる。ここではＵ相の
例で述べるが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。
電圧ベクトル指令値Ｖ＊のＵ相分電圧指令値Ｖｕ＊が上
段の三角波キャリア２４より大きい場合は、Ｕ相第１の
トランジスタ１４ａはｏｎ、Ｕ相第３のトランジスタ１
４ｃはｏｆｆとなる。Ｖｕ＊が上段の三角波キャリア２
４より大きくない場合は、Ｕ相第１のトランジスタ１４
ａはｏｆｆ、Ｕ相第３のトランジスタ１４ｃはｏｎとな
る。Ｖｕ＊が下段の三角波キャリア２５より大きい場合
は、Ｕ相第２のトランジスタ１４ｂはｏｎ、Ｕ相第４の
トランジスタ１４ｄはｏｆｆとなる。Ｖｕ＊が下段の三
角波キャリア２５より大きくない場合は、Ｕ相第２のト
ランジスタ１４ｂはｏｆｆ、Ｕ相第４のトランジスタ１
４ｄはｏｎとなる。このようにして決められる各トラン
ジスタのｏｎ、ｏｆｆ動作によって３レベルインバータ
は電圧ベクトル指令値Ｖ＊と等価な出力を得ることがで
きる。
【０００６】この種の方式による３レベルインバータの
制御では、中性点端子の電圧が負荷へ供給される電流に
応じて変動してしまう。すると、出力電圧に誤差を生じ
たり、スイッチング素子の過電圧による破壊の危険性も
高くなる。このような課題を解決するために、適切なオ
ンオフモードの選択と切換のみにより、微小サンプル時
間内の各相の中性点電圧出力時間を同一とし、３レベル
インバータの中性点端子の電圧を検出することなく、中
性点電圧の変動を抑制するようにしたところの特願平５
−３４１９２５号「インバータ装置」（以下に先の出願
と称する）が提案されている。これを、図７および図８
により説明する。
制御では、中性点端子の電圧が負荷へ供給される電流に
応じて変動してしまう。すると、出力電圧に誤差を生じ
たり、スイッチング素子の過電圧による破壊の危険性も
高くなる。このような課題を解決するために、適切なオ
ンオフモードの選択と切換のみにより、微小サンプル時
間内の各相の中性点電圧出力時間を同一とし、３レベル
インバータの中性点端子の電圧を検出することなく、中
性点電圧の変動を抑制するようにしたところの特願平５
−３４１９２５号「インバータ装置」（以下に先の出願
と称する）が提案されている。これを、図７および図８
により説明する。
【０００７】図７は制御動作を説明するため示したもの
で、２６は最大最小電圧指令演算器、２７〜３０、３５
〜３８は加算器、３１〜３３、３９〜４１はコンパレー
タ、３４は三角波キャリアである。図７において、最大
最小電圧指令演算器２６は、微小サンプル時間Ｔｓ毎に
各相の必要な出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が
入力され、各相の出力電圧指令値の内の最大値Ｖｍａｘ
および最小値Ｖｍｉｎを出力する。
で、２６は最大最小電圧指令演算器、２７〜３０、３５
〜３８は加算器、３１〜３３、３９〜４１はコンパレー
タ、３４は三角波キャリアである。図７において、最大
最小電圧指令演算器２６は、微小サンプル時間Ｔｓ毎に
各相の必要な出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が
入力され、各相の出力電圧指令値の内の最大値Ｖｍａｘ
および最小値Ｖｍｉｎを出力する。
【０００８】加算器２７は、（−Ｅ−Ｖｍｉｎ＝Ｇ１）
を演算し、出力Ｇ１を加算器２８、２９、３０に与え
る。加算器２８は電圧指令値（Ｖｕ＊＋Ｇ１＝Ｖｕ１
＊）を演算し、加算器２９は電圧指令値（Ｖｖ＊＋Ｇ１
＝Ｖｖ１＊）を演算し、加算器３０は電圧指令値（Ｖｗ
＊＋Ｇ１＝Ｖｗ１＊）を演算し、それぞれコンパレータ
３１、３２、３３に出力する。三角波キャリア３４は、
微小サンプル時間Ｔｓの間に、（−ＥからＥまで）また
は（Ｅから−Ｅまで）直線的に変化するキャリア信号Ｃ
ａを、コンパレータ３１〜３３、コンパレータ３９〜４
１へそれぞれ出力する。コンパレータ３１は、（Ｖｕ１
＊＞Ｃａ）ならば（Ｓｕ１＝１）を出力し、（Ｖｕ１＊
≦Ｃａ）ならば（Ｓｕ１＝０）を出力する。同様にし
て、コンパレータ３２はＶｖ１＊、Ｃａを比較してＳｖ
１を、コンパレータ３３はＶｗ１＊、Ｃａを比較してＳ
ｗ１を出力する。
を演算し、出力Ｇ１を加算器２８、２９、３０に与え
る。加算器２８は電圧指令値（Ｖｕ＊＋Ｇ１＝Ｖｕ１
＊）を演算し、加算器２９は電圧指令値（Ｖｖ＊＋Ｇ１
＝Ｖｖ１＊）を演算し、加算器３０は電圧指令値（Ｖｗ
＊＋Ｇ１＝Ｖｗ１＊）を演算し、それぞれコンパレータ
３１、３２、３３に出力する。三角波キャリア３４は、
微小サンプル時間Ｔｓの間に、（−ＥからＥまで）また
は（Ｅから−Ｅまで）直線的に変化するキャリア信号Ｃ
ａを、コンパレータ３１〜３３、コンパレータ３９〜４
１へそれぞれ出力する。コンパレータ３１は、（Ｖｕ１
＊＞Ｃａ）ならば（Ｓｕ１＝１）を出力し、（Ｖｕ１＊
≦Ｃａ）ならば（Ｓｕ１＝０）を出力する。同様にし
て、コンパレータ３２はＶｖ１＊、Ｃａを比較してＳｖ
１を、コンパレータ３３はＶｗ１＊、Ｃａを比較してＳ
ｗ１を出力する。
【０００９】加算器３５は、（Ｅ−Ｖｍａｘ＝Ｇ２）を
演算し、出力Ｇ２を加算器３６、３７、３８に与える。
加算器３６は電圧指令値（Ｖｕ＊＋Ｇ２＝Ｖｕ２＊）を
演算し、加算器３７は電圧指令値（Ｖｖ＊＋Ｇ２＝Ｖｖ
２＊）を演算し、加算器３８は電圧指令値（Ｖｗ＊＋Ｇ
２＝Ｖｗ２＊）を演算し、それぞれコンパレータ３９、
４０、４１に出力する。コンパレータ３９は、（Ｖｕ２
＊＞Ｃａ）ならば（Ｓｕ２＝１）を出力し、（Ｖｕ２＊
≦Ｃａ）ならば（Ｓｕ２＝０）を出力する。同様にし
て、コンパレータ４０はＶｖ２＊、Ｃａを比較してＳｖ
２を、コンパレータ４１はＶｗ２＊、Ｃａを比較してＳ
ｗ２を出力する。
演算し、出力Ｇ２を加算器３６、３７、３８に与える。
加算器３６は電圧指令値（Ｖｕ＊＋Ｇ２＝Ｖｕ２＊）を
演算し、加算器３７は電圧指令値（Ｖｖ＊＋Ｇ２＝Ｖｖ
２＊）を演算し、加算器３８は電圧指令値（Ｖｗ＊＋Ｇ
２＝Ｖｗ２＊）を演算し、それぞれコンパレータ３９、
４０、４１に出力する。コンパレータ３９は、（Ｖｕ２
＊＞Ｃａ）ならば（Ｓｕ２＝１）を出力し、（Ｖｕ２＊
≦Ｃａ）ならば（Ｓｕ２＝０）を出力する。同様にし
て、コンパレータ４０はＶｖ２＊、Ｃａを比較してＳｖ
２を、コンパレータ４１はＶｗ２＊、Ｃａを比較してＳ
ｗ２を出力する。
【００１０】このようにして得られるスイッチング指令
Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１およびスイッチング指令Ｓｖ
２、Ｓｗ１、Ｓｗ２により、各相のトランジスタは、つ
ぎのように制御される。すなわち、Ｕ相について述べる
と、（Ｓｕ１＝１）のときは図３においてトランジス１
４ａはｏｎであり、トランジスタ１４ｃはｏｆｆとな
る。（Ｓｕ１＝０）のときはトランジスタ１４ａはｏｆ
ｆであり、トランジスタ１４ｃはｏｎとなる。また、
（Ｓｕ２＝１）のときはトランジスタ１４ｂはｏｎであ
り、トランジスタ１４ｄはｏｆｆとなる。（Ｓｕ２＝
０）のときはトランジスタ１４ｂはｏｆｆであり、トラ
ンジスタ１４ｄはｏｎとなる。Ｖ相およびＷ相も、Ｕ相
と同様である。
Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１およびスイッチング指令Ｓｖ
２、Ｓｗ１、Ｓｗ２により、各相のトランジスタは、つ
ぎのように制御される。すなわち、Ｕ相について述べる
と、（Ｓｕ１＝１）のときは図３においてトランジス１
４ａはｏｎであり、トランジスタ１４ｃはｏｆｆとな
る。（Ｓｕ１＝０）のときはトランジスタ１４ａはｏｆ
ｆであり、トランジスタ１４ｃはｏｎとなる。また、
（Ｓｕ２＝１）のときはトランジスタ１４ｂはｏｎであ
り、トランジスタ１４ｄはｏｆｆとなる。（Ｓｕ２＝
０）のときはトランジスタ１４ｂはｏｆｆであり、トラ
ンジスタ１４ｄはｏｎとなる。Ｖ相およびＷ相も、Ｕ相
と同様である。
【００１１】図８は、図７の動作原理をさらに説明する
ために示したものであり、（Ｖｍａｘ＝Ｖｕ＊），（Ｖ
ｍｉｎ＝Ｖｖ＊）である場合において、前述した制御時
のキャリア信号および電圧指令値の時間軸に対する変化
と、実際のインバータの各相の出力電圧の時間軸に対す
る変化とを、それぞれ示している。また、各相の中性点
電圧の０（Ｖ）の出力時間と、各相の端子Ｐの電圧のＥ
（Ｖ）の出力時間と、各相の端子Ｎの電圧−Ｅ（Ｖ）の
出力時間も示している。図８に示すように、インバータ
の各相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令値Ｖｕ
１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊がキャリア信号Ｃａより大き
いときＥ（Ｖ）の電圧を出力し、電圧指令値Ｖｕ１＊、
Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊がキャリア信号Ｃａより小さく電圧
指令値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊がキャリア信号Ｃ
ａより大きいとき０（Ｖ）の電圧を出力し、電圧指令値
Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊がキャリア信号Ｃａより
小さいとき−Ｅ（Ｖ）の電圧を出力する。
ために示したものであり、（Ｖｍａｘ＝Ｖｕ＊），（Ｖ
ｍｉｎ＝Ｖｖ＊）である場合において、前述した制御時
のキャリア信号および電圧指令値の時間軸に対する変化
と、実際のインバータの各相の出力電圧の時間軸に対す
る変化とを、それぞれ示している。また、各相の中性点
電圧の０（Ｖ）の出力時間と、各相の端子Ｐの電圧のＥ
（Ｖ）の出力時間と、各相の端子Ｎの電圧−Ｅ（Ｖ）の
出力時間も示している。図８に示すように、インバータ
の各相の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令値Ｖｕ
１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊がキャリア信号Ｃａより大き
いときＥ（Ｖ）の電圧を出力し、電圧指令値Ｖｕ１＊、
Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊がキャリア信号Ｃａより小さく電圧
指令値Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊がキャリア信号Ｃ
ａより大きいとき０（Ｖ）の電圧を出力し、電圧指令値
Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊がキャリア信号Ｃａより
小さいとき−Ｅ（Ｖ）の電圧を出力する。
【００１２】このような出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの微
小時間Ｔｓ内の各相の中性点電圧の０（Ｖ）の出力時間
Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０ｗは（１）式で示される。また、
各相の端子Ｐの電圧Ｅ（Ｖ）の出力時間（Ｔ１ｕ、Ｔ１
ｖ、Ｔ１ｗ）は（２）式で示され、各相の端子Ｎの電圧
−Ｅ（Ｖ）の出力時間Ｔ２ｕ、Ｔ２ｖ、Ｔ２ｗは（３）
式で示される。
小時間Ｔｓ内の各相の中性点電圧の０（Ｖ）の出力時間
Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０ｗは（１）式で示される。また、
各相の端子Ｐの電圧Ｅ（Ｖ）の出力時間（Ｔ１ｕ、Ｔ１
ｖ、Ｔ１ｗ）は（２）式で示され、各相の端子Ｎの電圧
−Ｅ（Ｖ）の出力時間Ｔ２ｕ、Ｔ２ｖ、Ｔ２ｗは（３）
式で示される。
【００１３】 Ｔ０ｕ＝Ｔｓ・｛１−（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）｝／（２Ｅ） ・・・・（１） Ｔ０ｖ＝Ｔｓ・｛１−（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）｝／（２Ｅ） Ｔ０ｗ＝Ｔｓ・｛１−（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）｝／（２Ｅ）
【００１４】 Ｔ１ｕ＝Ｔｓ・（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）／（２Ｅ） ・・・・（２） Ｔ１ｖ＝０ Ｔ１ｗ＝Ｔｓ・（Ｖｗ＊−Ｖｖ＊）／（２Ｅ）
【００１５】 Ｔ２ｕ＝０ ・・・・（３） Ｔ２ｖ＝Ｔｓ・（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）／（２Ｅ） Ｔ２ｗ＝Ｔｓ・（Ｖｕ＊−Ｖｗ＊）／（２Ｅ）
【００１６】したがって、（１）式により微小時間Ｔｓ
内の各相の中性点電圧の出力時間Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０
ｗは、同一となることが示されている。ここで、微小サ
ンプル時間Ｔｓ内の各相の平均出力電圧Ｖｕｍ、Ｖｖ
ｍ、Ｖｗｍは、つぎのように表される。
内の各相の中性点電圧の出力時間Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０
ｗは、同一となることが示されている。ここで、微小サ
ンプル時間Ｔｓ内の各相の平均出力電圧Ｖｕｍ、Ｖｖ
ｍ、Ｖｗｍは、つぎのように表される。
【００１７】 Ｖｕｍ＝（Ｅ・Ｔ１ｕ−Ｅ・Ｔ２ｕ）／Ｔｓ ＝Ｖｕ＊−｛（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊）／２｝ ＝Ｖｕ＊−｛（Ｖｍａｘ ＋Ｖｍｉｎ ）／２｝・・・・（４） Ｖｖｍ＝（Ｅ・Ｔ１ｖ−Ｅ・Ｔ２ｖ）／Ｔｓ ＝Ｖｖ＊−｛（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊）／２｝ ＝Ｖｖ＊−｛（Ｖｍａｘ ＋Ｖｍｉｎ ）／２｝ Ｖｗｍ＝（Ｅ・Ｔ１ｗ−Ｅ・Ｔ２ｗ）／Ｔｓ ＝Ｖｗ＊−｛（Ｖｕ＊＋Ｖｖ＊）／２｝ ＝Ｖｗ＊−｛（Ｖｍａｘ ＋Ｖｍｉｎ ）／２｝
【００１８】このように、各相の微小サンプル時間Ｔｓ
内の平均出力電圧Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍは、各相の出
力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）からそれぞれ
Ｖｍａｘ（＝Ｖｕ＊）とＶｍｉｎ（＝Ｖｖ＊）の平均値
を差し引いた値であるから、３相３線式の負荷の線間電
圧にはなんら影響は与えず、指令値と等価な出力を得る
ことができる。
内の平均出力電圧Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍは、各相の出
力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）からそれぞれ
Ｖｍａｘ（＝Ｖｕ＊）とＶｍｉｎ（＝Ｖｖ＊）の平均値
を差し引いた値であるから、３相３線式の負荷の線間電
圧にはなんら影響は与えず、指令値と等価な出力を得る
ことができる。
【００１９】また、微小サンプル時間Ｔｓ内の各相の中
性点電圧の出力時間Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０ｗは同一であ
るため、微小サンプル時間Ｔｓ内の各相の電流Ｉｕ、Ｉ
ｖ、Ｉｗの変化分であるΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを無
視すると、微小サンプル時Ｔｓ内に中性点端子に蓄積さ
れる電荷ΔＱは、（５）式となる。ここで、（Ｉｕ＋Ｉ
ｖ＋Ｉｗ＝０）であるため、（ΔＱ＝０）となる。よっ
て、微小サンプル時間Ｔｓ内の中性点電圧の変化ΔＶ
は、零となる。
性点電圧の出力時間Ｔ０ｕ、Ｔ０ｖ、Ｔ０ｗは同一であ
るため、微小サンプル時間Ｔｓ内の各相の電流Ｉｕ、Ｉ
ｖ、Ｉｗの変化分であるΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを無
視すると、微小サンプル時Ｔｓ内に中性点端子に蓄積さ
れる電荷ΔＱは、（５）式となる。ここで、（Ｉｕ＋Ｉ
ｖ＋Ｉｗ＝０）であるため、（ΔＱ＝０）となる。よっ
て、微小サンプル時間Ｔｓ内の中性点電圧の変化ΔＶ
は、零となる。
【００２０】 ΔＱ＝（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）×Ｔ０ｕ ・・・・（５）
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】３レベルインバータの
中性点電圧管理は前述のように不可避な課題であるが、
先の出願の制御方式では、各相の出力電圧指令値Ｖｕ
＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のいずれかがキャリア最大値Ｅより
大きい、またはキャリア最小値−Ｅより小さい過変調の
状態の場合は、中性点電圧の出力時間が０、または微小
サンプル時間と等しい相ができるため、微小サンプル時
間内の各相の中性点電圧出力時間を同一とする方式の中
性点電圧の制御はできない。また、先の出願の制御方式
では中性点電圧の変動を抑制することはできるが、中性
点電圧が直流電圧電源のちょうど半分の値からずれてい
る場合に、中性点電圧をこの値に戻すことはできない。
中性点電圧管理は前述のように不可避な課題であるが、
先の出願の制御方式では、各相の出力電圧指令値Ｖｕ
＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のいずれかがキャリア最大値Ｅより
大きい、またはキャリア最小値−Ｅより小さい過変調の
状態の場合は、中性点電圧の出力時間が０、または微小
サンプル時間と等しい相ができるため、微小サンプル時
間内の各相の中性点電圧出力時間を同一とする方式の中
性点電圧の制御はできない。また、先の出願の制御方式
では中性点電圧の変動を抑制することはできるが、中性
点電圧が直流電圧電源のちょうど半分の値からずれてい
る場合に、中性点電圧をこの値に戻すことはできない。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、これらの欠点
を解決するためになされたものであり、その手段は次の
ものである。直流電圧電源の両端電圧と該直流電圧電源
に直列接続された二つのコンデンサの接続点の中性点電
圧とを有する直流電源回路と、直列接続された第１から
第４の４つのスイッチング素子が前記直流電源回路の電
源両端子に接続され、且つ第２及び第３のスイッチング
素子の相互の接続点を出力端子に接続し，更にこれら第
２と第３のスイッチング素子には相互の接続点が前記直
流電源回路の中性点電圧に接続された２つの直列接続ダ
イオードが逆並列接続されることにより構成された単位
インバータをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３組設けたブリッジ形
インバータ回路とを備えると共に、前記単位インバータ
における第１と第３のスイッチング素子、第２と第４の
スイッチング素子は相互に共役的に動作するインバータ
装置において、
を解決するためになされたものであり、その手段は次の
ものである。直流電圧電源の両端電圧と該直流電圧電源
に直列接続された二つのコンデンサの接続点の中性点電
圧とを有する直流電源回路と、直列接続された第１から
第４の４つのスイッチング素子が前記直流電源回路の電
源両端子に接続され、且つ第２及び第３のスイッチング
素子の相互の接続点を出力端子に接続し，更にこれら第
２と第３のスイッチング素子には相互の接続点が前記直
流電源回路の中性点電圧に接続された２つの直列接続ダ
イオードが逆並列接続されることにより構成された単位
インバータをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３組設けたブリッジ形
インバータ回路とを備えると共に、前記単位インバータ
における第１と第３のスイッチング素子、第２と第４の
スイッチング素子は相互に共役的に動作するインバータ
装置において、
【００２３】インバータ出力の半周期以内の微小サンプ
ル時間（Ｔｓ）毎の出力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、
Ｖw ＊）を演算する第１の演算手段と、前記出力電圧指
令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、Ｖw ＊）より前記微小サンプル
時間内に各相単位インバータの第１のスイッチング素
子、または第４のスイッチング素子をＯＮすることを決
める決定手段と、前記それぞれのスイッチング素子がＯ
ＦＦする中性点電圧発生時間（Ｔu ＊、Ｔv ＊、Ｔw
＊）を演算する第２の演算手段と、前記各相の単位イン
バータ出力端子での電流の方向を知る判別手段と、前記
直流電圧電源の電圧と中性点電圧との電位差（Ｖc １）
と中性点電圧の電圧値（Ｖｃ２）と前記各相単位インバ
ータ出力端子での電流の方向とから当該各相の単位イン
バータの前記中性点電圧発生時間の調整値（Ｔｕ１、Ｔ
ｖ１、Ｔｗ１）のそれぞれを、
ル時間（Ｔｓ）毎の出力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、
Ｖw ＊）を演算する第１の演算手段と、前記出力電圧指
令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、Ｖw ＊）より前記微小サンプル
時間内に各相単位インバータの第１のスイッチング素
子、または第４のスイッチング素子をＯＮすることを決
める決定手段と、前記それぞれのスイッチング素子がＯ
ＦＦする中性点電圧発生時間（Ｔu ＊、Ｔv ＊、Ｔw
＊）を演算する第２の演算手段と、前記各相の単位イン
バータ出力端子での電流の方向を知る判別手段と、前記
直流電圧電源の電圧と中性点電圧との電位差（Ｖc １）
と中性点電圧の電圧値（Ｖｃ２）と前記各相単位インバ
ータ出力端子での電流の方向とから当該各相の単位イン
バータの前記中性点電圧発生時間の調整値（Ｔｕ１、Ｔ
ｖ１、Ｔｗ１）のそれぞれを、
【００２４】Ｔｘ１＝Ｋ＊Ｔｓ＊（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／
（Ｖｃ２＋Ｖｃ１） （Ｔｘ１はＴｕ１またはＴｖ１またはＴｗ１） （Ｋは正の定数）により演算する第３の演算手段と、前
記各相の単位インバータの中性点電圧発生時間（Ｔｕ
２、Ｔｖ２、Ｔｗ２）のそれぞれを、各相単位インバー
タの出力電圧が中性点電圧の時の当該各相の単位インバ
ータから電流が流れ出す方向ならば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊−Ｔｘ１ 当該各相の単位インバータに電流が流れ込む方向なら
ば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊＋Ｔｘ１ （Ｔｘ２はＴｕ２またはＴｖ２またはＴｗ２） （Ｔｘ＊はＴｕ＊またはＴｖ＊またはＴｗ＊）により演
算する第４の演算手段と、各相の中性点電圧発生時間
（Ｔｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）を、Ｔｘ２≧０かつＴｘ２
≦Ｔｓと制限する制限手段と、前記微小サンプル時間
（Ｔs ）の開始から前記各相の中性点電圧発生時間（Ｔ
ｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）経過ののち、各相単位インバー
タの第１のスイッチング素子、または第４のスイッチン
グ素子をＯＮとする点弧手段とを設けたことによる。
（Ｖｃ２＋Ｖｃ１） （Ｔｘ１はＴｕ１またはＴｖ１またはＴｗ１） （Ｋは正の定数）により演算する第３の演算手段と、前
記各相の単位インバータの中性点電圧発生時間（Ｔｕ
２、Ｔｖ２、Ｔｗ２）のそれぞれを、各相単位インバー
タの出力電圧が中性点電圧の時の当該各相の単位インバ
ータから電流が流れ出す方向ならば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊−Ｔｘ１ 当該各相の単位インバータに電流が流れ込む方向なら
ば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊＋Ｔｘ１ （Ｔｘ２はＴｕ２またはＴｖ２またはＴｗ２） （Ｔｘ＊はＴｕ＊またはＴｖ＊またはＴｗ＊）により演
算する第４の演算手段と、各相の中性点電圧発生時間
（Ｔｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）を、Ｔｘ２≧０かつＴｘ２
≦Ｔｓと制限する制限手段と、前記微小サンプル時間
（Ｔs ）の開始から前記各相の中性点電圧発生時間（Ｔ
ｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）経過ののち、各相単位インバー
タの第１のスイッチング素子、または第４のスイッチン
グ素子をＯＮとする点弧手段とを設けたことによる。
【００２５】
【作用】まず代表としてＵ相について作用を説明する。
いま、微小サンプル時間Ｔｓ毎にＵ相の出力電圧指令値
Ｖｕ＊を演算する手段により、Ｕ相の出力電圧指令値が
Ｖｕ＊が得られたとする。 そして、出力電圧指令値Ｖ
ｕ＊からパルス幅変調方式により、Ｕ相単位インバータ
の中性点電圧以外の出力電圧Ｖｕと微小サンプル時間Ｔ
ｓ以内で中性点電圧を発生する時間Ｔｕ＊が演算された
とする。 さらに、Ｕ相単位インバータ出力端子での電
流の方向が検知でき、該電流方向の検知と同時点でのＵ
相単位インバータの出力電圧Ｖｕｐを得られたとする。
いま、微小サンプル時間Ｔｓ毎にＵ相の出力電圧指令値
Ｖｕ＊を演算する手段により、Ｕ相の出力電圧指令値が
Ｖｕ＊が得られたとする。 そして、出力電圧指令値Ｖ
ｕ＊からパルス幅変調方式により、Ｕ相単位インバータ
の中性点電圧以外の出力電圧Ｖｕと微小サンプル時間Ｔ
ｓ以内で中性点電圧を発生する時間Ｔｕ＊が演算された
とする。 さらに、Ｕ相単位インバータ出力端子での電
流の方向が検知でき、該電流方向の検知と同時点でのＵ
相単位インバータの出力電圧Ｖｕｐを得られたとする。
【００２６】図３の３レベルインバータの構成例で説明
すると、Ｕ相単位インバータの出力電圧Ｖｕｐが中性点
電圧である場合はトランジスタ１４ａと１４ｄはｏｆ
ｆ、トランジスタ１４ｂと１４ｃはｏｎとなっている。
この時、Ｕ相単位インバータの出力端子で電流が流れ出
す方向であれば、電流の経路はコンデンサ１３ａからダ
イオード14D1、トランジスタ１４ｂを通ってＵ相出力端
子へ至るもので、この電流によりコンデンサ１３ａは充
電されて両端の電位差は上昇する。一方コンデンサ１３
ｂからダイオード14D1、トランジスタ１４ｂを通ってＵ
相出力端子へ至る電流もあり、この電流によりコンデン
サ１３ｂの電荷が放電されて両端の電位差は下降する。
従ってこの状態ではコンデンサ１３ａと１３ｂの接続点
である中性点の電位は下降する。Ｕ相単位インバータの
出力端子で電流が流れ込む方向の場合は、電流はトラン
ジスタ１４ｃ、ダイオード14D2を通ってコンデンサ１３
ａへ流れてコンデンサ１３ａの電荷を放電するととも
に、コンデンサ１３ｂへ流れてコンデンサ１３ｂを充電
する。この結果中性点の電圧は上昇する。このため、Ｕ
相出力端子が中性点電圧であるならば、その時の出力端
子での電流の方向から、中性点電圧が上昇中か下降中か
判断できる。
すると、Ｕ相単位インバータの出力電圧Ｖｕｐが中性点
電圧である場合はトランジスタ１４ａと１４ｄはｏｆ
ｆ、トランジスタ１４ｂと１４ｃはｏｎとなっている。
この時、Ｕ相単位インバータの出力端子で電流が流れ出
す方向であれば、電流の経路はコンデンサ１３ａからダ
イオード14D1、トランジスタ１４ｂを通ってＵ相出力端
子へ至るもので、この電流によりコンデンサ１３ａは充
電されて両端の電位差は上昇する。一方コンデンサ１３
ｂからダイオード14D1、トランジスタ１４ｂを通ってＵ
相出力端子へ至る電流もあり、この電流によりコンデン
サ１３ｂの電荷が放電されて両端の電位差は下降する。
従ってこの状態ではコンデンサ１３ａと１３ｂの接続点
である中性点の電位は下降する。Ｕ相単位インバータの
出力端子で電流が流れ込む方向の場合は、電流はトラン
ジスタ１４ｃ、ダイオード14D2を通ってコンデンサ１３
ａへ流れてコンデンサ１３ａの電荷を放電するととも
に、コンデンサ１３ｂへ流れてコンデンサ１３ｂを充電
する。この結果中性点の電圧は上昇する。このため、Ｕ
相出力端子が中性点電圧であるならば、その時の出力端
子での電流の方向から、中性点電圧が上昇中か下降中か
判断できる。
【００２７】そこで単位インバータ出力端子が中性点電
圧の時、直流電圧電源の電圧と中性点電圧の電位差Ｖｃ
１と中性点電圧Ｖｃ２と微小サンプル時間ＴｓおよびＵ
相単位インバータ出力電流を検知した時点のＵ相出力端
子電圧Ｖｕｐから、（６）式によりＵ相の中性点電圧発
生時間Ｔｕ＊の調整値Ｔｕ１を演算する。 「Ｔｕ１＝Ｋ＊Ｔｓ＊（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２）」 （ただしＫは正の定数） ・・・・（６） ここで、Ｕ相の単位インバータの出力電流がＵ相単位イ
ンバータから流れ出す方向なら、中性点電圧発生時間Ｔ
ｕを（７）式によって演算する。 「Ｔｕ＝Ｔｕ＊−Ｔｕ１」 ・・・・（７） 中性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より大きい
ならば、 Ｖｃ２＞Ｖｃ１ であるから、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＜０ で、（７）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＞Ｔｕ＊ となる。単位インバータの出力電流が流れ出す方向なら
ば中性点電圧は下降中であるから、この状態が長く継続
することで中性点電圧の降下量を増加させる。また、中
性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より小さいな
らば、 Ｖｃ２＜Ｖｃ１ であり、式（６）の演算結果は Ｔｕ１＞０ となるので、（７）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＜Ｔｕ＊ となる。この場合は中性点電圧の降下時間が短くなり、
中性点電圧の降下を抑制する。
圧の時、直流電圧電源の電圧と中性点電圧の電位差Ｖｃ
１と中性点電圧Ｖｃ２と微小サンプル時間ＴｓおよびＵ
相単位インバータ出力電流を検知した時点のＵ相出力端
子電圧Ｖｕｐから、（６）式によりＵ相の中性点電圧発
生時間Ｔｕ＊の調整値Ｔｕ１を演算する。 「Ｔｕ１＝Ｋ＊Ｔｓ＊（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／（Ｖｃ１＋Ｖｃ２）」 （ただしＫは正の定数） ・・・・（６） ここで、Ｕ相の単位インバータの出力電流がＵ相単位イ
ンバータから流れ出す方向なら、中性点電圧発生時間Ｔ
ｕを（７）式によって演算する。 「Ｔｕ＝Ｔｕ＊−Ｔｕ１」 ・・・・（７） 中性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より大きい
ならば、 Ｖｃ２＞Ｖｃ１ であるから、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＜０ で、（７）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＞Ｔｕ＊ となる。単位インバータの出力電流が流れ出す方向なら
ば中性点電圧は下降中であるから、この状態が長く継続
することで中性点電圧の降下量を増加させる。また、中
性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より小さいな
らば、 Ｖｃ２＜Ｖｃ１ であり、式（６）の演算結果は Ｔｕ１＞０ となるので、（７）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＜Ｔｕ＊ となる。この場合は中性点電圧の降下時間が短くなり、
中性点電圧の降下を抑制する。
【００２８】一方、Ｕ相の単位インバータの出力電流が
Ｕ相単位インバータへ流れ込む方向ならば、中性点電圧
発生時間Ｔｕを（８）式によって演算する。 「Ｔｕ＝Ｔｕ＊＋Ｔｕ１」 ・・・・（８） 中性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より大きい
ならば、Ｖｃ２＞Ｖｃ１ であるから、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＜０ で、（８）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＜Ｔｕ＊ となる。単位インバータの出力電流が流れ込む方向なら
ば中性点電圧は上昇中であるから、上昇時間を短くする
ことで中性点電圧の上昇を抑制する。また、中性点電圧
が直流電圧源電圧のちょうど半分より小さいならば、 Ｖｃ２＜Ｖｃ１ であり、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＞０ となるので、（８）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＞Ｔｕ＊ となり、中性点電圧の上昇時間を大きくして、中性点電
圧の上昇量を増加させる。 このようにすれば、中性点
電圧を直流電圧源電圧のちょうど半分に近づける方向に
制御できる。
Ｕ相単位インバータへ流れ込む方向ならば、中性点電圧
発生時間Ｔｕを（８）式によって演算する。 「Ｔｕ＝Ｔｕ＊＋Ｔｕ１」 ・・・・（８） 中性点電圧が直流電圧源電圧のちょうど半分より大きい
ならば、Ｖｃ２＞Ｖｃ１ であるから、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＜０ で、（８）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＜Ｔｕ＊ となる。単位インバータの出力電流が流れ込む方向なら
ば中性点電圧は上昇中であるから、上昇時間を短くする
ことで中性点電圧の上昇を抑制する。また、中性点電圧
が直流電圧源電圧のちょうど半分より小さいならば、 Ｖｃ２＜Ｖｃ１ であり、（６）式の演算結果は Ｔｕ１＞０ となるので、（８）式で演算されるＴｕは Ｔｕ＞Ｔｕ＊ となり、中性点電圧の上昇時間を大きくして、中性点電
圧の上昇量を増加させる。 このようにすれば、中性点
電圧を直流電圧源電圧のちょうど半分に近づける方向に
制御できる。
【００２９】さらに、Ｕ相中性点電圧発生時間Ｔｕと微
小サンプル時間Ｔｓとを用いて条件（９）式によりリミ
ッタを掛ける。 Ｔｕ＞Ｔｓならば「Ｔｕ＝Ｔｓ］ ・・・・（９） Ｔｕ＜０ならば「Ｔｕ＝０］ （１０）式より、微小サンプル時間ＴｓとＵ相中性点電
圧発生時間ＴｕからＵ相出力電圧発生時間Ｔｕ１を求め
る。 Ｔｕ１＝Ｔｓ−Ｔｕ ・・・（１０）
小サンプル時間Ｔｓとを用いて条件（９）式によりリミ
ッタを掛ける。 Ｔｕ＞Ｔｓならば「Ｔｕ＝Ｔｓ］ ・・・・（９） Ｔｕ＜０ならば「Ｔｕ＝０］ （１０）式より、微小サンプル時間ＴｓとＵ相中性点電
圧発生時間ＴｕからＵ相出力電圧発生時間Ｔｕ１を求め
る。 Ｔｕ１＝Ｔｓ−Ｔｕ ・・・（１０）
【００３０】こうして得られた時間により、次回の微小
サンプル時間内にてＵ相単位インバータは当該微小サン
プル時間開始の時点から時間Ｔｕの期間中性点電圧を出
力し、その後時間Ｔｕ１の期間出力電圧Ｖｕを出力す
る。Ｖ相、Ｗ相についてもＵ相と同じ手段による演算と
同じ動作により、中性点電圧の制御が行える。
サンプル時間内にてＵ相単位インバータは当該微小サン
プル時間開始の時点から時間Ｔｕの期間中性点電圧を出
力し、その後時間Ｔｕ１の期間出力電圧Ｖｕを出力す
る。Ｖ相、Ｗ相についてもＵ相と同じ手段による演算と
同じ動作により、中性点電圧の制御が行える。
【００３１】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す構成図であ
り、図１において、インバータ出力の半周期以内の微小
サンプル時間（Ｔｓ）毎の出力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖ
v ＊、Ｖw ＊）を演算する第１の演算手段１と、前記出
力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、Ｖw ＊）より前記微小
サンプル時間内に各相単位インバータの第１のスイッチ
ング素子、または第４のスイッチング素子をＯＮするこ
とを決める決定手段２と、前記それぞれのスイッチング
素子がＯＦＦする中性点電圧発生時間（Ｔu ＊、Ｔv
＊、Ｔw ＊）を演算する第２の演算手段３と、前記各相
の単位インバータ出力端子での電流の方向を知る判別手
段４と、前記直流電圧電源の電圧と中性点電圧との電位
差（Ｖc １）と中性点電圧（Ｖｃ２）と前記各相単位イ
ンバータ出力端子での電流の方向とから当該各相の単位
インバータの前記中性点電圧発生時間の調整値（Ｔｕ
１、Ｔｖ１、Ｔｗ１）のそれぞれを、 Ｔｘ１＝Ｋ＊Ｔ
ｓ＊（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／（Ｖｃ２＋Ｖｃ１） （Ｔｘ１はＴｕ１またはＴｖ１またはＴｗ１） （Ｋは正の定数）により演算する第３の演算手段５と、
前記各相の単位インバータの中性点電圧発生時間（Ｔｕ
２、Ｔｖ２、Ｔｗ２）のそれぞれを、各相単位インバー
タの出力電圧が中性点電圧の時の当該各相の単位インバ
ータから電流が流れ出す方向ならば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊−Ｔｘ１ 当該各相の単位インバータに電流が流れ込む方向なら
ば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊＋Ｔｘ１ （Ｔｘ２はＴｕ２またはＴｖ２またはＴｗ２） （Ｔｘ＊はＴｕ＊またはＴｖ＊またはＴｗ＊）により演
算する第４の演算手段６と、各相の中性点電圧発生時間
（Ｔｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）を、Ｔｘ２≧０かつＴｘ２
≦Ｔｓと制限する制限手段７と、前記微小サンプル時間
（Ｔs ）の開始から前記各相の中性点電圧発生時間（Ｔ
ｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）経過ののち、各相単位インバー
タの第１のスイッチング素子、または第４のスイッチン
グ素子をＯＮとする点弧手段８ａ，８ｂ，８ｃとを設け
たものである。図２はインバータ１周期Ｔの間に電圧Ｅ
のパルスと電圧−Ｅのパルスをそれぞれ１回出力するイ
ンバータの電圧波形とその出力を行う微小サンプル時間
の関係の一例であり、３相インバータの１相分を示して
いる。このインバータ出力を図１に例示する構成の３相
３レベルインバータで出力するとする。
り、図１において、インバータ出力の半周期以内の微小
サンプル時間（Ｔｓ）毎の出力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖ
v ＊、Ｖw ＊）を演算する第１の演算手段１と、前記出
力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、Ｖw ＊）より前記微小
サンプル時間内に各相単位インバータの第１のスイッチ
ング素子、または第４のスイッチング素子をＯＮするこ
とを決める決定手段２と、前記それぞれのスイッチング
素子がＯＦＦする中性点電圧発生時間（Ｔu ＊、Ｔv
＊、Ｔw ＊）を演算する第２の演算手段３と、前記各相
の単位インバータ出力端子での電流の方向を知る判別手
段４と、前記直流電圧電源の電圧と中性点電圧との電位
差（Ｖc １）と中性点電圧（Ｖｃ２）と前記各相単位イ
ンバータ出力端子での電流の方向とから当該各相の単位
インバータの前記中性点電圧発生時間の調整値（Ｔｕ
１、Ｔｖ１、Ｔｗ１）のそれぞれを、 Ｔｘ１＝Ｋ＊Ｔ
ｓ＊（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／（Ｖｃ２＋Ｖｃ１） （Ｔｘ１はＴｕ１またはＴｖ１またはＴｗ１） （Ｋは正の定数）により演算する第３の演算手段５と、
前記各相の単位インバータの中性点電圧発生時間（Ｔｕ
２、Ｔｖ２、Ｔｗ２）のそれぞれを、各相単位インバー
タの出力電圧が中性点電圧の時の当該各相の単位インバ
ータから電流が流れ出す方向ならば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊−Ｔｘ１ 当該各相の単位インバータに電流が流れ込む方向なら
ば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊＋Ｔｘ１ （Ｔｘ２はＴｕ２またはＴｖ２またはＴｗ２） （Ｔｘ＊はＴｕ＊またはＴｖ＊またはＴｗ＊）により演
算する第４の演算手段６と、各相の中性点電圧発生時間
（Ｔｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）を、Ｔｘ２≧０かつＴｘ２
≦Ｔｓと制限する制限手段７と、前記微小サンプル時間
（Ｔs ）の開始から前記各相の中性点電圧発生時間（Ｔ
ｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）経過ののち、各相単位インバー
タの第１のスイッチング素子、または第４のスイッチン
グ素子をＯＮとする点弧手段８ａ，８ｂ，８ｃとを設け
たものである。図２はインバータ１周期Ｔの間に電圧Ｅ
のパルスと電圧−Ｅのパルスをそれぞれ１回出力するイ
ンバータの電圧波形とその出力を行う微小サンプル時間
の関係の一例であり、３相インバータの１相分を示して
いる。このインバータ出力を図１に例示する構成の３相
３レベルインバータで出力するとする。
【００３２】微小サンプル時間Ｔｓ１、Ｔｓ２において
出力電圧指令値からパルス幅変調方式の演算によってそ
れぞれの微小サンプル時間での中性点電圧発生時間Ｔ１
＊、Ｔ２＊と電圧Ｅのパルスの時間幅（Ｔｓ１−Ｔ１
＊）、（Ｔｓ２−Ｔ２＊）が得られる。微小サンプル時
間Ｔｓ１の始点ではインバータ出力電圧は中性点電圧で
あり、この時点でのインバータ出力端子での電流の方向
を検知する手段により電流の方向を得る。また、直流電
圧電源電圧と中性点電圧との電位差Ｖｃ１と中性点電圧
電位Ｖｃ２から、（６）式によりＴ１＊の調整値Ｔ１ａ
ｄｊを演算する。 Ｔ１ａｄｊ＝Ｋ＊Ｔｓ１＊（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／（Ｖｃ
１＋Ｖｃ２）
出力電圧指令値からパルス幅変調方式の演算によってそ
れぞれの微小サンプル時間での中性点電圧発生時間Ｔ１
＊、Ｔ２＊と電圧Ｅのパルスの時間幅（Ｔｓ１−Ｔ１
＊）、（Ｔｓ２−Ｔ２＊）が得られる。微小サンプル時
間Ｔｓ１の始点ではインバータ出力電圧は中性点電圧で
あり、この時点でのインバータ出力端子での電流の方向
を検知する手段により電流の方向を得る。また、直流電
圧電源電圧と中性点電圧との電位差Ｖｃ１と中性点電圧
電位Ｖｃ２から、（６）式によりＴ１＊の調整値Ｔ１ａ
ｄｊを演算する。 Ｔ１ａｄｊ＝Ｋ＊Ｔｓ１＊（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／（Ｖｃ
１＋Ｖｃ２）
【００３３】微小サンプル時間Ｔｓ１の始点における出
力電流がインバータから流れ出す方向ならば、（７）式
により、 Ｔ１＝Ｔ１＊−Ｔ１ａｄｊ 微小サンプル時間Ｔｓ１の始点における出力電流がイン
バータへ流れ込む方向ならば、（８）式により、 Ｔ１＝Ｔ１＊＋Ｔ１ａｄｊ として、得られたＴ１を微小サンプル時間Ｔｓ１以内と
なるようにする。一方、微小サンプル時間Ｔｓ２の始点
における出力電圧は電圧Ｅであるから、この時点ではイ
ンバータの出力端子での電流の方向から中性点電圧の増
減を判断できないので、微小サンプル時間Ｔｓ２での中
性点電圧発生時間はＴ２＊のままとする。
力電流がインバータから流れ出す方向ならば、（７）式
により、 Ｔ１＝Ｔ１＊−Ｔ１ａｄｊ 微小サンプル時間Ｔｓ１の始点における出力電流がイン
バータへ流れ込む方向ならば、（８）式により、 Ｔ１＝Ｔ１＊＋Ｔ１ａｄｊ として、得られたＴ１を微小サンプル時間Ｔｓ１以内と
なるようにする。一方、微小サンプル時間Ｔｓ２の始点
における出力電圧は電圧Ｅであるから、この時点ではイ
ンバータの出力端子での電流の方向から中性点電圧の増
減を判断できないので、微小サンプル時間Ｔｓ２での中
性点電圧発生時間はＴ２＊のままとする。
【００３４】こうして求められる中性点電圧発生時間Ｔ
１とＴ２＊から、微小サンプル時間Ｔｓ１とＴｓ２で電
圧Ｅの１個のパルスを発生させる。このために微小サン
プル時間Ｔｓ１の始点から時間Ｔ１まで出力電位０とな
るよう第１のトランジスタと第４のトランジスタをｏｆ
ｆとし、時間Ｔ１経過後は第１のトランジスタをｏｎす
る。Ｔｓ１の始点から（Ｔｓ１＋Ｔｓ２−Ｔ２＊）経過
後はインバータの出力電圧を中性点電圧に戻すため、第
１と第４のトランジスタをｏｆｆさせる。
１とＴ２＊から、微小サンプル時間Ｔｓ１とＴｓ２で電
圧Ｅの１個のパルスを発生させる。このために微小サン
プル時間Ｔｓ１の始点から時間Ｔ１まで出力電位０とな
るよう第１のトランジスタと第４のトランジスタをｏｆ
ｆとし、時間Ｔ１経過後は第１のトランジスタをｏｎす
る。Ｔｓ１の始点から（Ｔｓ１＋Ｔｓ２−Ｔ２＊）経過
後はインバータの出力電圧を中性点電圧に戻すため、第
１と第４のトランジスタをｏｆｆさせる。
【００３５】以上の動作により微小サンプル時間Ｔｓ１
とＴｓ２の間でパルス幅変調方式に基づく１個のパルス
を発生させながら中性点電圧を１回制御する。微小サン
プル時間Ｔｓ３とＴｓ４においても同様の演算を行って
中性点電圧発生時間Ｔ３およびＴ４＊を求め、微小サン
プル時間Ｔｓ３の始点から時間Ｔ３まで第１と第４のト
ランジスタをｏｆｆしたのち、Ｔｓ３の始点から（Ｔｓ
３＋Ｔｓ４−Ｔ４＊）経過まで第４のトランジスタをｏ
ｎして、再び第４のトランジスタをｏｆｆする。こうし
て、電圧−Ｅのパルスを１回出力して、同時に中性点電
圧を１回制御する。
とＴｓ２の間でパルス幅変調方式に基づく１個のパルス
を発生させながら中性点電圧を１回制御する。微小サン
プル時間Ｔｓ３とＴｓ４においても同様の演算を行って
中性点電圧発生時間Ｔ３およびＴ４＊を求め、微小サン
プル時間Ｔｓ３の始点から時間Ｔ３まで第１と第４のト
ランジスタをｏｆｆしたのち、Ｔｓ３の始点から（Ｔｓ
３＋Ｔｓ４−Ｔ４＊）経過まで第４のトランジスタをｏ
ｎして、再び第４のトランジスタをｏｆｆする。こうし
て、電圧−Ｅのパルスを１回出力して、同時に中性点電
圧を１回制御する。
【００３６】さらに、この動作を３相全てについて行
い、中性点電圧を直流電圧電源のちょうど半分の電圧に
なるように制御する。
い、中性点電圧を直流電圧電源のちょうど半分の電圧に
なるように制御する。
【００３７】
【発明の効果】この発明は以上のように、パルス幅変調
方式を用いて出力電圧制御を行なうと同時に、パルス出
力１回について１回中性点電圧を制御して、中性点電圧
の直流的な変動を抑制するインバータを提供できる。
方式を用いて出力電圧制御を行なうと同時に、パルス出
力１回について１回中性点電圧を制御して、中性点電圧
の直流的な変動を抑制するインバータを提供できる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の一実施例を説明する波形図である。
【図３】３レベルインバータの構成例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】点弧するトランジスタと出力端子の電圧の関係
を示す関係図である。
を示す関係図である。
【図５】３相各相の出力電圧と電圧ベクトルの種類の関
係を示す関係図である。
係を示す関係図である。
【図６】図５の三角波キャリア比較部（２３）の動作原
理を示す動作図である。
理を示す動作図である。
【図７】従来の制御例を説明するための系統図及び制御
フローチャート図である。
フローチャート図である。
【図８】従来の制御例の動作を説明する波形図である。
１ 第１の演算手段 ２ 判定手段 ３ 第２の演算手段 ４ 判別手段 ５ 第３の演算手段 ６ 第４の演算手段 ７ 制限手段 ８ａ 点弧手段 ８ｂ 点弧手段 ８ｃ 点弧手段 １１ 直流電圧電源 １２ 直流リアクトル １３ａ コンデンサ １３ｂ コンデンサ １４ａ トランジスタ １４ｂ トランジスタ １４ｃ トランジスタ １４ｄ トランジスタ １５ａ トランジスタ １５ｂ トランジスタ １５ｃ トランジスタ １５ｄ トランジスタ １６ａ トランジスタ １６ｂ トランジスタ １６ｃ トランジスタ １６ｄ トランジスタ 14D1 ダイオード 14D2 ダイオード 14D3 ダイオード 14D4 ダイオード 14D5 ダイオード 14D6 ダイオード 15D1 ダイオード 15D2 ダイオード 15D3 ダイオード 15D4 ダイオード 15D5 ダイオード 15D6 ダイオード 16D1 ダイオード 16D2 ダイオード 16D3 ダイオード 16D4 ダイオード 16D5 ダイオード１６Ｄ６ ダイオード 23 三角波キャリア比較部 24 上段の三角波キャリア 25 下段の三角波キャリア 26 最大最小電圧指令演算器 27 加算器 28 加算器 29 加算器 30 加算器 31 コンパレータ 32 コンパレータ 33 コンパレータ 34 三角波キャリア 35 加算器 36 加算器 37 加算器 38 加算器 39 コンパレータ 40 コンパレータ 41 コンパレータ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電圧電源の両端電圧と該直流電圧電
源に直列接続された二つのコンデンサの接続点の中性点
電圧とを有する直流電源回路と、直列接続された第１か
ら第４の４つのスイッチング素子が前記直流電源回路の
電源両端子に接続され、且つ第２及び第３のスイッチン
グ素子の相互の接続点を出力端子に接続し，更にこれら
第２と第３のスイッチング素子には相互の接続点が前記
直流電源回路の中性点電圧に接続された２つの直列接続
ダイオードが逆並列接続されることにより構成された単
位インバータをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３組設けたブリッジ
形インバータ回路とを備えると共に、前記単位インバー
タにおける第１と第３のスイッチング素子、第２と第４
のスイッチング素子は相互に共役的に動作するインバー
タ装置において、インバータ出力の半周期以内の微小サ
ンプル時間（Ｔｓ）毎の出力電圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv
＊、Ｖw ＊）を演算する第１の演算手段と、前記出力電
圧指令値（Ｖu ＊、Ｖv ＊、Ｖw ＊）より前記微小サン
プル時間内に各相単位インバータの第１のスイッチング
素子、または第４のスイッチング素子をＯＮすることを
決める決定手段と、前記それぞれのスイッチング素子が
ＯＦＦする中性点電圧発生時間（Ｔu ＊、Ｔv ＊、Ｔw
＊）を演算する第２の演算手段と、前記各相の単位イン
バータ出力端子での電流の方向を知る判別手段と、前記
直流電圧電源の電圧と中性点電圧との電位差（Ｖc １）
と中性点電圧の電圧値（Ｖｃ２）と前記各相単位インバ
ータ出力端子での電流の方向とから当該各相の単位イン
バータの前記中性点電圧発生時間の調整値（Ｔｕ１、Ｔ
ｖ１、Ｔｗ１）のそれぞれを、 Ｔｘ１＝Ｋ＊Ｔｓ＊
（Ｖｃ２−Ｖｃ１）／（Ｖｃ２＋Ｖｃ１） （Ｔｘ１はＴｕ１またはＴｖ１またはＴｗ１） （Ｋは正の定数）により演算する第３の演算手段と、前
記各相の単位インバータの中性点電圧発生時間（Ｔｕ
２、Ｔｖ２、Ｔｗ２）のそれぞれを、 各相単位インバータの出力電圧が中性点電圧の時の当該
各相の単位インバータから電流が流れ出す方向ならば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊−Ｔｘ１ 当該各相の単位インバータに電流が流れ込む方向なら
ば、 Ｔｘ２＝Ｔｘ＊＋Ｔｘ１ （Ｔｘ２はＴｕ２またはＴｖ２またはＴｗ２） （Ｔｘ＊はＴｕ＊またはＴｖ＊またはＴｗ＊）により演
算する第４の演算手段と、各相の中性点電圧発生時間
（Ｔｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）を、Ｔｘ２≧０かつＴｘ２
≦Ｔｓと制限する制限手段と、前記微小サンプル時間
（Ｔs ）の開始から前記各相の中性点電圧発生時間（Ｔ
ｕ３、Ｔｖ３、Ｔｗ３）経過ののち、各相単位インバー
タの第１のスイッチング素子、または第４のスイッチン
グ素子をＯＮとする点弧手段とを設けたことを特徴とす
るインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7324083A JPH09149657A (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7324083A JPH09149657A (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09149657A true JPH09149657A (ja) | 1997-06-06 |
Family
ID=18161967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7324083A Pending JPH09149657A (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09149657A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013078204A (ja) * | 2011-09-30 | 2013-04-25 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2015050851A (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
-
1995
- 1995-11-17 JP JP7324083A patent/JPH09149657A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013078204A (ja) * | 2011-09-30 | 2013-04-25 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2015050851A (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3249380B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| EP0672317B1 (en) | Closed loop pulse width modulator inverter with volt-seconds feedback control | |
| US5212630A (en) | Parallel inverter system | |
| JP3844060B2 (ja) | Ｐｗｍパルス制御方法 | |
| US20060192522A1 (en) | Modulation methods and apparatus for reducing common mode voltages | |
| WO2001013504A1 (fr) | Procede de reglage du potentiel du point neutre d'un onduleur du type a fixation de niveau au point neutre | |
| JP6178433B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2013162536A (ja) | 電力変換装置 | |
| US5436823A (en) | Parallel operation controller for power converters | |
| JPH1023756A (ja) | 電圧形インバータ装置及びその制御方法 | |
| JP2003169480A (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 | |
| US20210126485A1 (en) | Uninterruptible power supply apparatus | |
| JPH06319263A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH09149657A (ja) | インバータ装置 | |
| US6388903B2 (en) | Voltage compensating apparatus and method for 3-phase inverter employing four switches | |
| JP3245989B2 (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御回路 | |
| JPH0937592A (ja) | ３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および制御装置 | |
| JPH07241082A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2000287453A (ja) | 多重電力変換装置 | |
| JPS61231889A (ja) | 電圧形インバ−タの制御方法 | |
| JP4448294B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3010005B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2002017088A (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JP3801834B2 (ja) | 直接周波数変換回路の制御方法 | |
| JPH0690564A (ja) | 直列多重インバ−タの制御装置及び方法 |