KR20090006785A - 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치 - Google Patents

전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치 Download PDF

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Abstract

반도체소자는 오점호(誤点弧)를 방지하기 위하여, 오프시에 게이트를 음전위상태로 할 필요가 있고, 드라이브회로에는 음전압의 전원이 필요하였다.
본 발명에서는, 반도체소자를 구동하는 드라이브회로에 있어서, 직류전원의 플러스측에 접속된 제 1 스위치와, 제 1 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 2 스위치와, 직류전원의 플러스측에 접속된 제 3 스위치와, 제 3 스위치의 다른 단자에 접속된 제 4 스위치와, 제 4 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 5 스위치와, 제 1 스위치의 다른 단자와 제 4 스위치의 다른 단자에 접속된 콘덴서를 구비하고, 반도체소자의 게이트는 제 3 스위치의 다른 단자에 접속되고, 반도체소자의 소스는 직류전원의 마이너스측에 접속된다.
이로써, 양전압의 전원만으로, 반도체소자의 게이트에 음전압을 인가하는 것이 가능해진다.

Description

전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치{DRIVE CIRCUIT FOR VOLTAGE DRIVEN TYPE SEMICONDUCTOR ELEMENT AND INVERTER DEVICE}
본 발명은 전력변환기에 사용되는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치에 관한 것이다.
파워 MOSFET(Metal 0xide Semiconductor Field Effect Transistor)이나 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 전압구동형 반도체소자는 사이리스터 등의 전류구동형 반도체소자와 비교하여, 드라이브회로가 소형, 저손실 등, 많은 장점이 있다. 도 10은 전압구동형 반도체소자로서 파워 MOSFET을 이용한 단상 인버터의 구성도이다.
도 10의 구성도에 있어서, 파워 MOSFET(M1∼M4), 상기 파워 MOSFET에 내장된 다이오드(D1∼D4), 전원전압(Vin), 부하가 되는 인덕터(14)를 구비하고 있다. 파워 MOSFET에는 드라이브회로(G1∼G4)가 접속되어 있고, 그 상세를 도 11에 나타낸다.
드라이브회로(1)는 직류의 전원전압(Vdd), 로직회로, p형 채널 MOSFET(PM1∼PM3), n형 채널 MOSFET(NM1∼NM3)으로 이루어진다. 파워 MOSFET(M1)의 게이트용 량은 크기 때문에, PWM 신호를 버퍼가 되는 CMOSFET(PM1∼PM3, NM1∼NM3)으로 증폭하여 파워 MOSFET(M1)의 게이트를 구동한다. 로직회로에는 직류의 전원전압(Vdd)의 전압이 저하한 경우에 셧다운되는 기능이나, 상하 아암의 단락을 방지하는 기능, 과전압 및 과전류로부터 파워 MOSFET(M1)을 보호하는 기능 등이 포함된다.
파워 MOSFET(M1)을 온하는 경우, 드라이브회로(1)의 최종 출력단의 p형 채널MOSFET(PM3)이 온(on), n형 채널 MOSFET(NM3)을 오프(off)하고, 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 전원전압(Vdd)까지 상승한다. 한편, 파워 MOSFET(M1)을 오프하는 경우, 드라이브회로(1)의 최종 출력단의 p형 채널 MOSFET(PM3)이 오프, n형 채널 MOSFET(NM3)를 온하고, 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 소스전위까지 저하하게 된다.
[특허문헌 1]
일본국 특개2000-59189호 공보
[특허문헌 2]
일본국 특개평8-14976호 공보
그러나, 실제의 회로에서는 도 12에 나타내는 바와 같이, 패키지나 회로 기판의 배선에 의한 기생 저항(Rs1∼Rs3)이나 기생 인덕턴스(Ls1∼Ls3)가 존재하기 때문에, 스위칭시에 파워 MOSFET(M1)의 게이트전압은 온시의 전원전압(Vdd), 또는 오프시의 소스전압으로부터 어긋난다.
파워 MOSFET(M1)이 오프상태이고, 드레인전압이 상승하면 게이트와 드레인 사이의 용량(Cgd)을 거쳐, 게이트와 소스 사이의 용량(Cgs)이 충전되어 게이트전압이 상승하고, 이것이 문턱값을 넘으면 파워 MOSFET(M1)이 오점호(誤点弧)된다. 기생 저항(Rs1∼Rs3)과 기생 인덕턴스(Ls∼Ls3)가 충분히 작으면 게이트전압의 변동은 작기 때문에, 오점호는 억제된다. 또, M1의 드레인전압의 상승이 완만하여도, 게이트전압의 변동은 작기 때문에, 오점호는 억제된다.
다음에, 도 13과 도 14를 이용하여, 인버터의 동작 중에 오점호가 일어나는 메카니즘을 설명한다. 도 13은 M1, M2, M3이 오프, M4가 온되어 있고, 전류는 D2, 인덕터(14), M4의 경로를 환류한다(모드 1의 상태). 도 14는 M1이 온되고, 전류는 M1, 인덕터(14), M4를 흐르고(모드 2), 인덕터(14)에는 직류의 전원전압(Vin)이 인가된다. M1이 온되면 M2의 드레인은 전원전압(Vin)까지 상승하나, 회로의 기생 인덕턴스 때문에, 과도적으로 M2의 드레인은 전원전압(Vin) 이상으로 상승한다. 그때, M2의 게이트전압은 게이트와 드레인 사이의 용량(Cgd)을 거쳐 상승하고, 이것이 문턱값을 넘으면 M2가 오점호하여, M1과 M2에 관통전류가 흐르게 된다.
도 15는 도 14의 회로에서, M1과 M2의 게이트와 소스 사이의 전압(Vgs), 드레인과 소스 사이의 전압(Vds), 드레인전류(Id)를 나타낸다. 여기서, 내장 다이오드(D2)의 전류는 M2의 드레인전류(Id)에 포함시켰다. 모드 1(도 13)일 때, M1과 M2의 게이트전압(Vgs)은 제로이고, 전류는 다이오드(D2)에 흐르고 있다. M1이 온되면(모드 2), 다이오드(D2)에 흐르는 전류는 저하하고, M2의 드레인전압(Vds)은 상승하나, 그때에 M2의 게이트전압(Vgs)의 상승(15)이 보인다.
상기한 바와 같은 게이트전압의 상승을 억제하기 위하여, 종래기술에서는 음전압의 전원을 사용하여, 파워 MOSFET이 오프일 때, 게이트를 마이너스로 인가하는 수단을 제안하고 있다(예를 들면, 특허문헌 1). 그러나, 음전압의 전원을 사용하는 것은, 인버터의 드라이브회로의 비용 및 크기가 증가한다는 문제가 있다.
한편, 음전압의 전원을 사용하지 않고, 오프일 때에 게이트를 마이너스로 인가하는 수단이 제안되어 있으나(예를 들면, 특허문헌 2), 이 수단에서는 온일 때에 인가되는 게이트전압이 드라이버회로의 전원전압보다 낮아지기 때문에, 온 저항이 증가하여 도통손실이 증가한다는 문제가 있다.
본 발명의 목적은 상기 종래기술의 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로, 양전압의 전원만으로, 도통손실을 증가시키는 일 없이, 오점호를 방지하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에서는 전력변환기의 전압구동형 반도체소자와, 상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 전압구동형 반도체소자의 드라 이브회로에 있어서,
직류전원의 플러스측에 접속된 제 1 스위치와, 상기 제 1 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 2 스위치와, 상기 직류전원의 플러스측에 접속된 제 3 스위치와, 상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속된 제 4 스위치와, 상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 5 스위치와, 상기 제 1 스위치의 다른 단자와 상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속된 콘덴서를 구비하고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트는 상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 소스는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 것을 특징으로 하는 것이다.
또, 상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로는, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치는 동일한 타이밍으로 온하고, 상기 제 2, 제 4 스위치는, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치와는 상보(相補)의 타이밍으로 온하는 것을 특징으로 하는 것이다.
이상, 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 양전압의 전원만으로, 오프상태에 있는 전압구동형 반도체소자의 게이트를 음전위로 유지하는 것이 가능해지기 때문에, 드라이버회로의 비용, 크기, 손실을 증가시키는 일 없이, 전압구동형 반도체소자의 오점호를 방지하는 것을 실현할 수 있다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예를 나타낸 도면으로, 전압구동형 반도체소자로서 파워 MOSFET(M1)을 기술한 예를 나타낸다. 파워 MOSFET(M1)에 내장된 다이오드(Dl), 상기 파워 MOSFET(M1)의 드라이브회로(1), 직류의 전원전압(Vdd), 5개의 스위치(SW1∼SW5), 콘덴서(Cin)로 구성된다. 제 1 스위치(SW1)는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 2 스위치(SW2)는 상기 제 1 스위치(SW1)의 다른 단자와 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 제 3 스위치(SW3)는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 4 스위치(SW4)는 상기 제 3 스위치(SW3)의 다른 단자와 제 5 스위치(SW5)에 접속되고, 상기 제 5 스위치(SW5)는 상기 제 4 스위치(SW4)의 다른 단자와 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 콘덴서(Cin)는 상기 제 1 스위치(SW1)의 다른 단자와 상기 제 4 스위치(SW4)의 다른 단자에 접속되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 상기 제 3 스위치(SW3)의 다른 단자에 접속되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 소스는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속된다.
도 2는 상기 5개의 스위치(SWl∼SW5)의 온, 오프의 타이밍을 나타낸 도면이고, 제 1 스위치(SW1), 제 3 스위치(SW3), 제 5 스위치(SW5)는 동일한 타이밍으로 온하고, 제 2 스위치(SW2), 제 4 스위치(SW4)는 상기 SW1, 상기 SW3, 상기 SW5와는 상보의 타이밍으로 온하는 것을 나타낸 것이다.
다음에, 도 3과 도 4를 이용하여, 도 2의 타이밍으로 스위치(SW1∼SW5)를 온, 오프하였을 때의 파워 MOSFET(M1)의 게이트에 인가되는 전압을 설명한다. 도 3은 상기 파워 MOSFET(M1)이 온되는 타이밍으로, 제 1 스위치(SW1), 제 3 스위 치(SW3), 제 5 스위치(SW5)는 온, 제 2 스위치(SW2), 제 4 스위치(SW4)는 오프되어 있다. 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 상기 직류의 전원전압(Vdd), 상기 제 3 스위치(SW3)의 경로에서 전원전압(Vdd)까지 충전된다. 한편, 콘덴서(Cin)는 상기 직류의 전원전압(Vdd), 상기 제 1 스위치(SW1), 상기 제 5 스위치(SW5)의 경로에서 양의 전원전압(Vdd)까지 충전된다.
도 4는 상기 파워 MOSFET(M1)이 오프되는 타이밍으로, 제 2 스위치(SW2), 제 4 스위치(SW4)는 온, 제 1 스위치(SW1), 제 3 스위치(SW3), 제 5 스위치(SW5)는 오프되어 있다. 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 상기 제 4 스위치(SW4), 상기 콘덴서(Cin), 상기 제 2 스위치(SW2)의 경로에서 음의 전원전압(-Vdd)까지 충전된다.
즉, 상기 파워 MOSFET(M1)이 온상태이고, 게이트에는 양의 전원전압(Vdd)이 인가되기 때문에, 온 저항은 증가하지 않고, 도통손실은 증가하지 않는다. 한편, 상기 파워 MOSFET(M1)이 오프상태이고, 게이트에는 음의 전원전압(-Vdd)이 인가되기 때문에, 스위칭시, 게이트전압이 문턱값 이상으로 상승하는 것이 억제되어, 상하 아암의 단락을 방지할 수 있다.
다음에 상기 콘덴서(Cin)의 용량의 적정값에 대하여 설명한다. 상기 파워 MOSFET(M1)이 오프일 때의 음의 전원전압(-Vdd)은 상기 콘덴서(Cin)로부터 공급되기 때문에, 상기 콘덴서(Cin)의 용량은 M1의 게이트용량보다 충분히 클 필요가 있다. 예를 들면 상기 파워 MOSFET(M1)이 오프일 때의 게이트 음전압의 절대값을 전원전압(Vdd)의 90% 이상으로 하기 위해서는, 상기 콘덴서(Cin)의 용량은 상기 M1의 게이트용량의 10배 이상으로 할 필요가 있다.
도 5는 본 발명의 제 2 실시예를 나타낸 도면으로, 드라이브회로(1)는 직류의 전원전압(Vdd), 로직 인버터(2), p형 채널 MOSFET(PM1, PM2), n형 채널 MOSFET(NM1∼NM3), 다이오드(D2), 콘덴서(Cin)로 구성되고, PWM의 로직신호는 로직 인버터(2)의 입력단자에 입력되어 있다.
제 1 p형 채널 MOSFET(PM1)의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 1 n형 채널 MOSFET(NM1)의 드레인단자는 상기 PM1의 드레인단자에, 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 제 2 p형 채널 MOSFET(PM2)의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)의 드레인단자는 상기 PM2의 드레인단자에 접속되고, 상기 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)의 소스단자는 다이오드(D2)의 애노드단자에 접속되고, 제 3 n 형 채널 MOSFET(NM3)의 드레인단자는 상기 다이오드(D2)의 캐소드단자에 접속되고, 상기 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3)의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 상기 콘덴서(Cin)는 상기 제 1 p형 채널 MOSFET(PM1)의 드레인단자와 상기 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)의 소스단자에 접속되고, 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 상기 제 2 p형 채널 MOSFET(PM2)의 드레인단자에 접속되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 소스단자는, 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 상기 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3)의 게이트단자는 로직 인버터(2)의 입력단자에 접속되고, 제 1 p형 채널 MOSFET(PM1)의 게이트단자, 제 1 n형 채널 MOSFET(NM1)의 게이트단자, 제 2 p형 채널 MOSFET(PM2)의 게이트단자, 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)의 게이트단자는 로직 인버터(2)의 출력단자에 접속된다.
다음에, 도 6과 도 7을 이용하여 도 5의 회로동작을 상세하게 설명한다. 도 6은 파워 MOSFET(M1)이 온인 경우이고, 로직 인버터(2)에는 온신호가 입력되고, 제 1 p형 채널 MOSFET(PM1), 제 2 p형 채널 MOSFET(PM2), 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3), 다이오드(D2)가 온, 제 1 n형 채널 MOSFET(NM1), 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)이 오프가 되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트와 콘덴서(Cin)는 양의 전원전압(Vdd)으로 충전된다.
도 7은 상기 파워 MOSFET(M1)이 오프인 경우로서, 로직 인버터(2)에는 오프신호가 입력되고, 제 1 n형 채널 MOSFET(NM1), 제 2 n형 채널 MOSFET(NM2)가 온, 제 1 p형 채널 MOSFET(PM1), 제 2 p형 채널 MOSFET(PM2), 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3), 다이오드(D2)가 오프가 되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 음의 전원전압(-Vdd)으로 인가된다.
도 7에서, 상기 다이오드(D2)가 존재하지 않으면, 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3)의 소스가 드레인에 대하여 양의 전압이 인가된 경우, n형 채널 MOSFET의 기생 다이오드를 거쳐, 상기 제 3 n형 채널 MOSFET(NM3)에 전류가 흐른다.
도 8은 본 발명의 제 3 실시예를 나타낸 도면으로, 드라이브회로(1)는 직류의 전원전압(Vdd), 로직 인버터(2), p형 JFET(PJF1, PJF2), n형 JFET(NJF1∼NJF3), 콘덴서(Cin)로 구성되고, PWM의 로직신호는 로직 인버터(2)의 입력단자에 입력된다. 여기서 JFET란 Junction Field Effect Transisitor의 것으로, JFET는 MOSFET과 같은 기생 다이오드가 없기 때문에, 소자구조를 연구함으로써, n형 JFET의 소스가 드레인에 대하여 양전압이 되어도 블록킹 특성을 가지게 할 수 있고, 제 2 실시 예에서는 필수가 되는 다이오드(D2)가 불필요하게 된다.
제 1 p형 JFET(PJF1)의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 1 n형 JFET(NJF1)의 드레인단자는 상기 PJF1의 드레인단자에, 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 제 2 p형 JFET(PJF2)의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 플러스측에 접속되고, 제 2 n형 JFET(NJF2)의 드레인단자는 상기 PJF2의 드레인단자에 접속되고, 상기 제 2 n형 JFET(NJF2)의 소스단자는 제 3 n형 JFET(NJF3)의 드레인단자에 접속되고, 상기 NJF3의 소스단자는 상기 직류의 전원전압(Vdd)의 마이너스측에 접속되고, 콘덴서(Cin)는 상기 PJF1의 드레인단자와 상기 NJF2의 소스단자에 접속되고, 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 상기 제 2 p형 JFET(PJF2)의 드레인단자에 접속되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 소스단자는, 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 상기 제 3 n형 JFET(NJF3)의 게이트단자는 로직인버터(2)의 입력단자에 접속되고, 제 1 p형 JFET(PJF1)의 게이트단자, 제 1 n형 JFET(NJF1)의 게이트단자, 제 2 p형 JFET(PJF2)의 게이트단자, 제 2 n형 JFET(NJF2)의 게이트단자는 로직 인버터(2)의 출력단자에 접속된다.
파워 MOSFET(M1)이 온인 경우, 로직 인버터(2)에는 온신호가 입력되고, 제 1 p형 JFET(PJF1), 제 2 p형 JFET(PJF2), 제 3 n형 JFET(NJF3)이 온, 제 1 n형 JFET(NJF1), 제 2 n형 JFET(NJF2)가 오프가 되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트와 콘덴서(Cin)는 양의 전원전압(Vdd)으로 충전된다.
상기 파워 MOSFET(M1)이 오프인 경우, 로직 인버터(2)에는 오프신호가 입력 되고, 제 1 n형 JFET(NJF1), 제 2 n형 JFET(NJF2)가 온, 제 1 p형 JFET(PJF1), 제 2 p형 JFET(PJF2), 제 3 n형 JFET(NJF3)가 오프가 되고, 상기 파워 MOSFET(M1)의 게이트는 음의 전원전압(-Vdd)으로 인가된다.
도 9는 본 발명을 3상 인버터의 드라이브회로에 적용한 실시예이고, 인버터 시스템의 구성요소로서는, 마이크로컴퓨터(21), 드라이버 IC(22), 스위칭부(23), 모터(24)가 있다. 상기 스위칭부(23)는 U상, V상, W상의 3상으로 이루어지고, 각각의 상은 상 아암의 파워 MOSFET(MU1, MV1, MW1) 및 그 내장 다이오드(DU1, DV1, DW1), 하 아암의 파워 MOSFET(MU2, MV2, MW2) 및 그 내장 다이오드(DU2, DV2, DW2)로 구성된다. 마이크로컴퓨터(21)는 모터(24)의 위치나 속도 등의 정보를 검출하고, 드라이버 IC(22)에 상기 파워 MOSFET을 구동하는 신호를 출력한다. 상 아암의 파워 MOSFET의 소스전위는 플로팅이 되기 때문에, 상 아암의 파워 MOSFET을 구동하기 위해서는 레벨 시프트와 플로팅의 전원이 필요하게 되나, 도 9에서는 부트스트랩용 다이오드(DbU, DbV, DbW)를 경유하여 부트스트랩 콘덴서(CbU, CbV, CbW)에 충전한 전하로 상 아암을 구동한다. 소스전위가 플로팅이 되는 상 아암의 파워 MOSFET의 게이트를 구동하는 수단으로서, 도 9에서 나타낸 부트스트랩 외에, 포토커플러를 사용하는 방법 등도 적용하는 것이 가능하다.
이상, 설명한 바와 같이, 본 발명의 드라이브회로를 상 아암 또는 하 아암의 출력단에 실시하면, 스위칭시에 오프상태에 있는 파워 MOSFET의 게이트전압의 상승을 억제하여, 상하 아암의 단락을 방지하는 것을 실현할 수 있다.
이상의 실시예에서는 전압구동형 반도체소자로서 파워 MOSFET을 예로 설명하 였으나, IGBT 등의 다른 전압구동형 반도체소자에서도 마찬가지로 적용하는 것이 가능하다.
본 발명은 전력변환기에 사용되는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로 및 인버터장치에 사용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예의 구성도,
도 2는 본 발명의 제 1 실시예의 타이밍차트,
도 3은 본 발명의 제 1 실시예의 온시의 구성도,
도 4는 본 발명의 제 1 실시예의 오프시의 구성도,
도 5는 본 발명의 제 2 실시예의 구성도,
도 6은 본 발명의 제 2 실시예의 온시의 구성도,
도 7은 본 발명의 제 2 실시예의 오프시의 구성도,
도 8은 본 발명의 제 3 실시예의 온시의 구성도,
도 9는 3층 인버터의 구성도,
도 10은 단상 인버터의 구성도,
도 11은 종래의 드라이브회로의 구성도,
도 12는 기생소자를 고려한 드라이브회로의 구성도,
도 13은 단상 인버터의 환류 모드의 구성도,
도 14는 단상 인버터의 전압 인가 모드의 구성도,
도 15는 단상 인버터의 전압 및 전류 파형도이다.
※도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1, 10, 11, 12, 13 : 드라이브회로 2 : 로직 인버터
14 : 인덕터
15 : 오점호시의 게이트전압의 상승
21 : 마이크로컴퓨터 22 : 드라이버 IC
23 : 스위칭부 24 : 모터
Vin, Vdd : 전원전압
M1, M2, M3, M4, MU1, MU2, MV1, MV2, MW1, MW2 : 파워 MOSFET
D1, D2, D3, D4, DU1, DU2, DV1, DV2, DW1, DW2 : 다이오드
PM1, PM2, PM3 : p형 채널 MOSFET
NM1, NM2, NM3 : n형 채널MOSFET
Vd : 드레인전위 Vs : 소스전위
Rs1, Rs2, Rs3 : 기생저항 Ls1, Ls2, LS3 : 기생 인덕턴스
Cgd : 게이트 - 드레인간 용량 Cgs : 게이트 - 소스간 용량
SW1, SW2, SW3, SW4 : 스위치 Cin, CO : 콘덴서
PJF1, PJF2 : p형 JFET NJF1, NJF2, NJF3 : n형 JFET
DbU, DbV, DbW : 부트스트랩 다이오드
CbU, CbV, CbW : 부트스트랩 콘덴서
RU1, RU2, RV1, RV2, RW1, RW2 : 게이트저항

Claims (18)

  1. 전력변환기의 전압구동형 반도체소자와, 상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로에 있어서,
    직류전원의 플러스측에 접속된 제 1 스위치와,
    상기 제 1 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 2 스위치와,
    상기 직류전원의 플러스측에 접속된 제 3 스위치와,
    상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속된 제 4 스위치와,
    상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 5 스위치와,
    상기 제 1 스위치의 다른 단자와 상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속된 콘덴서를 구비하고,
    상기 전압구동형 반도체소자의 게이트는 상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속되고,
    상기 전압구동형 반도체소자의 소스는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치는 동일한 타이밍으로 온하고,
    상기 제 2, 제 4 스위치는, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치와는 상보(相補)의 타이밍으로 온하는 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  3. 제 2항에 있어서,
    전압구동형 반도체소자로서, 파워 MOSFET(Metal 0xide Semiconductor Field Effect Translstor)를 사용한 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  4. 제 2항에 있어서,
    전압구동형 반도체소자로서, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용한 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 콘덴서의 용량이, 전압구동형 반도체소자의 게이트용량의 10배 이상인 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  6. 전력변환기의 전압구동형 반도체소자와, 상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로에 있어서,
    제 1 p형 채널 MOSFET의 소스단자는 직류전원의 플러스측에 접속되고, 제 1 n 형 채널 MOSFET의 드레인단자는 상기 제 1 p형 채널 MOSFET의 드레인단자에 접속 되고, 상기 제 1 n형 채널 MOSFET의 소스단자는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 제 2 p형 채널 MOSFET의 소스단자는 상기 직류전원의 플러스측에 접속되고, 제 2 n형 채널 MOSFET의 드레인단자는 상기 제 2 p형 채널 MOSFET의 드레인단자에, 상기 제 2 n형 채널 MOSFET의 소스단자는 다이오드의 애노드단자에 접속되고, 제 3 n형 채널 MOSFET의 드레인단자는 상기 다이오드의 캐소드단자에, 상기 제 3 n형 채널 MOSFET의 소스단자는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 콘덴서는 상기 제 1 p형 채널 MOSFET의 드레인단자와 상기 제 2 n형 채널 MOSFET의 소스단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트는 상기 제 2 p형 채널 MOSFET의 드레인단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 소스단자는, 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 상기 제 3 n형 채널 MOSFET의 게이트단자는 로직 인버터의 입력단자에 접속되고, 제 1 p형 채널 MOSFET의 게이트단자, 제 1 n형 채널 MOSFET의 게이트단자, 제 2 p형 채널 MOSFET의 게이트단자, 제 2 n형 채널 MOSFET의 게이트단자는 상기 로직 인버터의 출력단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  7. 전력변환기의 전압구동형 반도체소자와, 상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로에 있어서,
    제 1 p형 JFET의 소스단자는 직류전원의 플러스측에 접속되고, 제 1 n형 JFET의 드레인단자는 상기 제 1 p형 JFET의 드레인단자에 접속되고, 상기 제 1 n형 JFET의 소스단자는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 제 2 p형 JFET의 소스 단자는 상기 직류전원의 플러스측에 접속되고, 제 2 n형 JFET의 드레인단자는 상기 제 2 p형 JFET의 드레인단자에 접속되고, 상기 제 2 n형 JFET의 소스단자는 제 3 n형 JFET의 드레인단자에 접속되고, 상기 제 3 n형 JFET의 소스단자는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 콘덴서는 상기 제 1 p형 JFET의 드레인단자와 상기 제 2 n형 JFET의 소스단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트는 상기 제 2 p형 JFET의 드레인단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 소스단자는, 상기 직류전원의 마이너스측에 접속되고, 상기 제 3 n형 JFET의 게이트단자는 로직 인버터의 입력단자에 접속되고, 제 1 p형 JFET의 게이트단자, 제 1 n형 JFET의 게이트단자, 제 2 p형 JFET의 게이트단자, 제 2 n형 JFET의 게이트단자는 상기 로직 인버터의 출력단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  8. 주단자 사이에 상 아암의 반도체 전력 스위칭소자와 하 아암의 반도체 전력 스위칭소자를 직렬 접속한 아암과, 상기 아암의 드라이브회로를 구비한 인버터장치에 있어서,
    상기 인버터가 하나 또는 복수의 상기 아암을 구비하고, 상기 반도체 전력 스위칭소자로서 전압구동형 반도체소자를 구비하고,
    상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 드라이브회로는, 직류전원의 플러스측에 접속된 제 1 스위치와, 상기 제 1 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 2 스위치와, 상기 직류전원의 플러스측에 접속 된 제 3 스위치와, 상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속된 제 4 스위치와, 상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속되고, 또한 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 제 5 스위치와, 상기 제 1 스위치의 다른 단자와 상기 제 4 스위치의 다른 단자에 접속된 콘덴서를 구비하고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트는 상기 제 3 스위치의 다른 단자에 접속되고, 상기 전압구동형 반도체소자의 소스는 상기 직류전원의 마이너스측에 접속된 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치는 동일한 타이밍으로 온하고,
    상기 제 2, 제 4 스위치는, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 스위치와는 상보의 타이밍으로 온하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 전압구동형 반도체소자로서, 파워 MOSFET(Metal 0xide Semiconductor Field Effect Transistor)를 사용한 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  11. 제 8항에 있어서,
    상기 전압구동형 반도체소자로서, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용한 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  12. 제 8항에 있어서,
    상기 콘덴서의 용량이, 전압구동형 반도체소자의 게이트용량의 10배 이상인 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  13. 전력변환기의 전압구동형 반도체소자와, 상기 전압구동형 반도체소자를 구동하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로에 있어서,
    상기 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로는 콘덴서를 구비하고,
    상기 전압구동형 반도체소자가 온상태이고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트에는 양의 전원전압이 인가되도록 상기 콘덴서를 충전하고,
    상기 전압구동형 반도체소자가 오프상태이고, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트에는 음의 전원전압이 인가되도록 상기 콘덴서를 방전하는 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 전력변환기의 스위칭시, 상기 전압구동형 반도체소자의 게이트전압을 문턱값 이상으로 상승하는 것을 억제한 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 전원전압을 인가하여 상기 콘덴서를 충전하는 제 1 스위치와,
    상기 콘덴서를 방전하는 제 2 스위치를 구비하고,
    상기 제 1 스위치는, 상기 제 2 스위치와는 상보의 타이밍으로 온하는 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  16. 제 13항에 있어서,
    전압구동형 반도체소자로서, 파워 MOSFET(Metal 0xide Semiconductor Field Effect Transistor)을 사용한 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  17. 제 13항에 있어서,
    전압구동형 반도체소자로서, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용한 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
  18. 제 13항에 있어서,
    상기 콘덴서의 용량이, 전압구동형 반도체소자의 게이트용량의 10배 이상인 것을 특징으로 하는 전압구동형 반도체소자의 드라이브회로.
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