KR101297545B1 - 양방향 스위치회로 및 이를 구비한 전력변환장치 - Google Patents

양방향 스위치회로 및 이를 구비한 전력변환장치 Download PDF

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Abstract

2개의 스위칭소자가 양방향으로 도통 가능하게 접속된 양방향 스위치회로에 있어서, 서로 직렬로 접속된 2개의 스위칭소자(SW1, SW2) 중, 소스(S1)측 전압이 드레인(D)측 전압보다 높은 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)를, 게이트단자(G1)에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, 소스(S1)측으로부터 드레인(D)측으로 전류가 도통 가능하도록 구성한다.

Description

양방향 스위치회로 및 이를 구비한 전력변환장치{BIDIRECTIONAL SWITCH CIRCUIT AND POWER CONVERTER PROVIDED WITH SAME}
본 발명은 2개의 스위칭소자를 직렬로 접속하여 양방향으로 도통 가능하게 구성한 양방향 스위치회로에 관한 것이다.
종래, 2개의 스위칭소자를 접속하여 양방향으로 도통 가능하게 구성한 양방향 스위치회로가 알려져 있다. 이와 같은 양방향 스위치회로는, 예를 들어 IGBT나 MOSFET 등 스위칭소자를 이 역병렬 다이오드가 서로 역방향을 향하도록 접속하거나, 한 쌍의 역저지 IGBT를 서로 역병렬 접속하거나 함으로써 얻어진다.
전술한 바와 같은 양방향 스위치회로는, 예를 들어 상기 특허문헌 2에 개시된 바와 같은 매트릭스 컨버터의 스위칭회로나, 특허문헌 3에 개시된 전력변환회로의 역률개선회로 등에 이용된다.
일본 특허공개 2008-283819호 공보 일본 특허공개 2005-20799호 공보 일본 특허공개 2004-101151호 공보
그런데, 전술한 바와 같이 스위칭소자에 각각 역병렬 다이오드를 설치하여 양방향 스위치회로를 구성하면, 그만큼 부품점수가 증가하여 회로가 복잡해짐과 더불어, 도통손실도 증대한다는 문제가 생긴다.
이에 반해, 상기 특허문헌 1에 개시된 구성과 같이, 역병렬 다이오드를 생략하여 한 쌍의 역저지 IGBT를 서로 역병렬 접속하는 구성 등을 생각할 수 있으나, 역방향 전압(소스측 전압이 드레인측 전압보다 높은 상태)에 의한 스위칭소자의 손상을 방지하기 위해서는 복수의 스위칭소자를 타이밍 좋게 구동 제어할 필요가 있어, 제어가 복잡해진다.
본 발명은 이러한 여러 점에 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적으로 하는 바는, 2개의 스위칭소자가 양방향으로 도통 가능하게 접속된 양방향 스위치회로에 있어서, 부품점수를 줄이고 회로의 간략화 및 도통손실 저감을 도모하면서, 스위칭소자의 간단한 구동 제어에 의해 양방향으로 도통 가능한 구성을 얻는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 양방향 스위치회로(30)에서는, 스위칭소자(SW1, SW2) 중 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)를, 게이트단자(G1)에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도 역방향으로 전류가 도통하는 구성으로 한다.
구체적으로 제 1 발명에서는, 양방향으로 도통 가능하게 접속된 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)를 구비한 양방향 스위치회로를 대상으로 한다. 그리고 상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)는 서로 직렬로 접속되며, 상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2) 중, 소스(S1)측 전압이 드레인(D)측 전압보다 높은 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)는, 게이트단자(G1)에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도 소스(S1)측으로부터 드레인(D)측으로 전류가 도통 가능하게 구성되는 것으로 한다.
이상의 구성에 의해, 소스(S1)측 전압이 드레인(D)측 전압보다 높은 역방향 전압이 인가된 스위칭소자(SW1)는, 구동 제어되지 않은 상태라도 이 소스(S1)측으로부터 드레인(D)측으로 전류가 흐르므로, 환류 다이오드가 필요 없게 됨과 더불어, 복수의 스위칭소자를 구동 제어할 필요가 없어진다. 따라서 전술한 구성에 의해, 양방향 스위치회로(30)의 부품점수를 저감하여 회로구성을 간략화할 수 있음과 더불어, 도통손실의 저감을 도모할 수 있다. 또 전술한 구성에 의해, 양방향 스위치회로(30) 내의 모든 스위칭소자를 구동 제어할 필요가 없어지므로, 제어가 용이해진다.
전술한 구성에서, 상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)를 구동 제어하기 위한 게이트 구동회로(33)를 구비하며, 상기 게이트 구동회로(33)는 상기 스위칭소자(SW1)의 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 접속되는 저항체(44)를 구비하는 것으로 한다(제 2 발명).
이와 같이 스위칭소자(SW1)의 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 접속되는 저항체(44)에 의해, 소스(S1)와 드레인(D) 사이의 전압은 그 대부분이 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에 인가되게 된다. 따라서 전술한 구성에 의해, 상기 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 전압을 효율 좋게 증대시켜, 가능한 한 신속하게 상기 스위칭소자(SW1)가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)까지 상승시킬 수 있으며, 이 스위칭소자(SW1)를 역방향으로 온 상태(소스단자로부터 드레인으로 도통 가능한 상태)로 할 수 있다.
또 전술한 바와 같은 저항체(44)를 설치함으로써, 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 내압을 초과하는 커다란 전압이 인가되는 것을 방지할 수 있으므로, 스위칭소자(SW1)의 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에서의 파괴 발생을 방지할 수 있다.
또한 상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1')는, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에, 이 게이트단자(G1)측으로부터 드레인(D)측으로의 전류 흐름만을 허용하는 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)를 가지며, 상기 스위칭소자(SW1')는 이 스위칭소자(SW1')가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)이 상기 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)의 순방향 전압(Vf)보다 작아지도록 구성되는 것이 바람직하다(제 3 발명).
이로써 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에 형성된 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)로는 전류가 흐르지 않고, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 전압에 의해 스위칭소자(SW1')가 온 상태로 되어 이 스위칭소자(SW1')로 전류가 통전되게 된다. 여기서 스위칭소자(SW1') 내의 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)로 전류가 흐르면, 이 기생 다이오드(Dgd1) 내에 소수 캐리어가 축적되어 턴오프(turn-off) 시의 지연을 초래함과 동시에, 스위칭소자(SW1')를 전류가 흐르는 경우에 비해 손실이 증대되지만, 전술한 바와 같이 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)로 전류를 흐르게 하는 일없이 스위칭소자(SW1')로 전류를 흐르게 함으로써, 턴오프 시의 지연 발생이나 손실 증대를 방지할 수 있다.
또 상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1`)는, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에, 이 게이트단자(G1)측으로부터 드레인(D)으로의 전류 흐름만을 허용하는 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)와, 상기 스위칭소자(SW1')를 구동 제어하기 위한 게이트 구동회로(51)를 가지며, 상기 게이트 구동회로(51)는, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 게이트-드레인간 전압(Vgd)이 상기 게이트-드레인간 기생다이오드(Dgd1)의 순방향전압(Vf)보다 작아지도록, 이 게이트-드레인간 전압(Vgd)을 조정하는 게이트전압 조정부(54)를 구비하는 것이 바람직하다(제 4 발명).
이로써, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 게이트-드레인간 전압(Vgd)을, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에 형성되는 게이트-드레인간 기생다이오드(Dgd1)의 순방향전압(Vf)보다 더욱 확실하게 작게 할 수 있으므로, 이 게이트-드레인간 기생다이오드(Dgd1)로 전류가 흐르는 것을 보다 확실하게 방지할 수 있다.
또한 상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)를 각각 구동 제어하기 위한 2개의 게이트 구동회로(33, 34)를 구비하며, 상기 게이트 구동회로(33, 34)는 각각의 스위치소자(SW1, SW2)에 대하여 게이트단자(G1, G2)로 동일 구동신호를 입력하도록 구성되는 것이 바람직하다(제 5 발명).
이와 같이 함으로써, 스위칭소자(SW1, SW2)마다 구동신호의 내용이나 이 구동신호의 입력 타이밍을 바꿀 필요가 없어지므로, 스위칭소자(SW1, SW2)의 구동 제어가 용이해진다.
여기서, 전술한 구성과 같이 각 스위칭소자(SW1, SW2)에 대하여 동시에 구동신호를 입력하면, 그 타이밍 차나 스위칭소자(SW1, SW2) 특성의 차 등으로 인해 각 스위칭소자(SW1, SW2)가 온 상태로 되는 타이밍이 어긋나, 역방향으로 전압이 인가되는 스위칭소자의 파괴로 이어질 우려도 있으나, 상기 제 1 발명과 같이, 스위칭소자로서, 게이트단자(G1)로 입력되는 구동신호가 오프라도 역방향으로 전류가 흐르는 구성의 것을 이용함으로써, 스위칭소자(SW1, SW2)에 역방향으로 전압이 인가되어도 이 스위칭소자(SW1, SW2)가 파괴되는 것을 방지할 수 있다.
또 상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)에 대하여 오프 제어신호를 출력하도록 구성된 제어회로(30)를 구비하는 것이 바람직하다(제 6 발명). 이로써, 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)로는 역방향으로 전류가 흐르는 한편, 이 스위칭소자(SW1)에 의해, 이 스위칭소자(SW1)의 순방향 전류를 확실하게 차단할 수 있다. 즉, 전술한 구성에 의해, 보다 확실하게 도통방향이 전환되는 양방향 스위치회로(30)가 얻어진다.
또한 상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)는, 2개의 게이트전극을 갖는 1개의 디바이스에 형성되는 것이 바람직하다(제 7 발명). 이와 같이 함으로써, 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)가 드레인단자를 공유화할 수 있으며, 그만큼 디바이스의 칩 면적을 저감할 수 있다. 따라서 양방향 스위치회로(30)의 손실을 저감할 수 있다.
또 제 7 발명에 기재한 양방향 스위치회로에 있어서, 상기 2개 게이트전극의 거리는, 서로 대응한 게이트전극과 소스전극 사이의 거리보다 큰 것이 바람직하다(제 8 발명). 이와 같이 함으로써, 스위칭소자(SW1, SW2)의 내압에 기여하는 2개 게이트전극간의 거리를 보다 크게 확보하는 것이 가능해진다.
제 9에서 제 12 발명은 전력변환장치에 관한 것이다. 구체적으로 제 8 발명에서 전력변환장치는, 상기 제 1에서 제 4 발명 중 어느 하나에 기재한 양방향 스위치회로를 스위칭부로서 구비한 매트릭스 컨버터(60)인 것으로 한다(제 9 발명). 이 구성에 의해, 매트릭스 컨버터(60)에서도, 상기 제 1에서 제 4 발명과 같은 작용을 얻을 수 있다. 특히 제 9 발명에서 상기 매트릭스 컨버터(60)의 스위칭부를 구성하는 2개의 스위칭소자(Sur1, Sur2)는 2개의 게이트전극을 갖는 1개의 디바이스에 형성되는 것이 바람직하다(제 10 발명). 이와 같이 함으로써, 매트릭스 컨버터(60)에서도 상기 제 7 발명과 마찬가지의 작용이 얻어진다. 제 10 발명에 있어서, 상기 2개 게이트전극의 거리는, 서로 대응한 게이트전극과 소스전극 사이의 거리보다 큰 것이 바람직하다(제 11 발명). 이와 같이 함으로써, 스위칭소자(SW1, SW2)의 내압에 기여하는 2개 게이트전극간의 거리를 보다 크게 확보하는 것이 가능해진다.
또 제 10 발명에 있어서, 전력변환장치(1, 1')는, 제 1에서 제 8 발명 중 어느 하나에 기재한 양방향 스위치회로를 스위칭부로서 구비하는 것으로 한다(제 12 발명). 이 구성에 의해, 역률개선회로 등, 양방향 스위치회로를 구비한 전력변환장치(1, 1')에서도 상기 제 1에서 제 7 발명과 같은 작용을 얻을 수 있다.
이상과 같이 제 1 발명에 의하면, 직렬로 접속된 2개의 스위칭소자(SW1, SW2) 중, 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)는, 게이트단자(G1)에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도 역방향으로 도통 가능하게 구성되므로, 부품점수 삭감에 의한 회로구성의 간략화 및 도통손실의 저감을 도모할 수 있음과 더불어, 복수 스위칭소자의 제어를 용이하게 실행할 수 있다.
또 제 2 발명에 의하면, 상기 스위칭소자(SW1)의 게이트구동회로(33)는, 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 접속되는 저항체(44)를 구비하므로, 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 내압을 초과하는 전압이 인가되는 것을 방지할 수 있음과 더불어, 상기 스위칭소자(SW1)를 효율 좋게 온 상태로 할 수 있다.
또한 제 3 발명에 의하면, 상기 스위칭소자(SW1')는 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)를 가지며, 이 스위칭소자(SW1')가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)은 상기 기생 다이오드(Dgd1)의 순방향 전압(Vf)보다 작으므로, 역방향 전류를 이 기생 다이오드(Dgd1)로 흐르게 하는 일없이 스위칭소자(SW1')로 흐르게 할 수 있어, 턴오프 시의 지연이나 손실의 증대를 방지할 수 있다.
또 제 4 발명에 의하면, 상기 스위칭소자(SW1')는 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)를 가지며, 이 기생 다이오드(Dgd1)의 순방향 전압(Vf)보다 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 전압(Vgd)이 작아지도록 이 전압(Vgd)을 조정하므로, 상기 기생 다이오드(Dgd1)로 전류가 흐르는 것을 보다 확실하게 방지할 수 있다.
또한 제 5 발명에 의하면, 게이트 구동회로(33, 34)는 복수의 스위칭소자(SW1, SW2)에 대하여, 게이트단자(G1, G2)로 동일 구동신호를 입력하도록 구성되므로, 복수 스위칭소자(SW1, SW2)의 구동 제어를 용이하게 실행할 수 있다.
또 제 6 발명에 의하면, 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)에 대하여 오프 제어신호가 출력되므로, 이 스위칭소자(SW1)의 순방향으로의 전류 흐름을 차단할 수 있어, 보다 확실하게 양방향으로 전환 가능한 양방향 스위치회로(30)가 얻어진다.
또한 제 7 발명에 의하면, 상기 스위칭소자(SW1, SW2)는 1개의 디바이스에 형성되므로, 디바이스의 칩 면적을 작게 하여 손실의 저감을 도모할 수 있다.
또 제 8 발명에 의하면, 2개 게이트전극간의 거리를 보다 크게 확보할 수 있으므로, 2개의 소스단자간, 즉, 드레인-소스간의 내압을 향상시키는 것이 가능해진다.
또한 제 9 발명에 의하면, 매트릭스 컨버터(60)가 상기 제 1에서 제 4 발명 중 어느 하나의 양방향 스위치회로를 스위칭부로서 구비하므로, 이 매트릭스 컨버터(60)에서도 상기 제 1에서 제 4 발명과 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 특히 제 10 발명과 같이, 매트릭스 컨버터(60)에서도 스위칭소자(Sur1, Sur2)를 1개의 디바이스에 형성함으로써 상기 제 7 발명과 마찬가지의 효과가 얻어진다. 또 제 11 발명에 의하면, 2개 게이트전극간의 거리를 보다 크게 확보할 수 있어, 상기 제 8 발명과 마찬가지의 효과를 얻는 것이 가능해진다.
그리고 제 12 발명에 의하면, 전력변환장치(1, 1')가 상기 제 1에서 제 8 발명 중 어느 하나의 양방향 스위치회로를 스위칭부로서 구비하므로, 상기 제 1에서 제 8 발명과 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 제 1 실시형태에 관한 전력변환장치의 개략구성을 나타내는 도이다.
도 2는 (A)가 양방향 스위치가 구성되는 이중 게이트형 디바이스의 개략구성을 나타내는 도이며, (B)가 이중 게이트형 디바이스의 회로기호의 예이다.
도 3은 양방향 스위치의 구동회로의 개략 구성을 나타내는 도이다.
도 4는 구동회로의 동작 및 상태를 나타내는 타이밍도이다.
도 5는 양방향 스위치의 구동상태를 나타내는 타이밍도이다.
도 6은 제 1 실시형태의 변형예 1에 관한 전력변환장치의 개략구성을 나타내는 도이다.
도 7은, 변형예 1의 전력변환장치에 있어서 양방향 스위치의 구동상태를 나타내는 타이밍도이다.
도 8은 제 1 실시형태의 변형예 2에 관한 전력변환장치의 도 3에 상당하는 도이다.
도 9는 제 1 실시형태의 변형예 3에 관한 전력변환장치의 도 3에 상당하는 도이다.
도 10은 제 1 실시형태의 변형예 4에 관한 전력변환장치의 양방향 스위치의 개략구성을 나타내는 도이다.
도 11은 제 2 실시형태에 관한 전력변환장치의 개략구성을 나타내는 도이다.
도 12는 제 2 실시형태에 관한 전력변환장치에 있어서, (A)R상-T상간이 통전된 상태, (B)S상-T상간이 통전된 상태를 각각 나타내는 도이다.
도 13은 종래 양방향 스위치의 개략구성을 나타내는 도이다.
도 14는 종래 양방향 스위치의 다른 구성을 나타내는 도이다.
도 15는 종래의 양방향 스위치에 있어서, (A)Iu＞0인 경우, (B)Iu＜0인 경우의 스위칭 패턴 및 도통상태를 나타내는 도이다.
도 16은 제 2 실시형태에 관한 전력변환장치의 양방향 스위치의 개략 구성을 나타내는 도이다.
도 17은 제 2 실시형태에 관한 양방향 스위치의 도 15에 상당하는 도이다.
(실시예)
이하, 본 발명에 관한 실시형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 그리고 이하의 바람직한 실시형태의 설명은 본질적으로 예시에 지나지 않으며, 본 발명, 그 적용물 또는 그 용도의 제한을 의도하는 것은 아니다.
[제 1 실시형태]
도 1에 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 전력변환장치(1) 회로의 일례를 나타낸다. 이 전력변환장치(1)는 컨버터회로(11)와, 배전압회로(12), 평활 컨덴서(13), 인버터회로(14) 및 역률개선회로(15)를 구비하며, 교류전원(2)으로부터 공급된 교류전압을 소정 주파수의 전압으로 변환하여, 삼상교류 모터 등 부하(3)로 공급하도록 구성된다.
상기 컨버터회로(11)는 상기 교류전원(2)에 접속되며, 교류전압을 직류로 정류하도록 구성된다. 이 컨버터회로(11)는 복수(도면의 예에서는 4개)의 다이오드(D1∼D4)가 브리지형으로 결선되어 이루어지는 다이오드브리지 회로이며, 상기 교류전원(2)에 대하여 리액터(L)를 개재하여 접속된다. 이로써, 상기 교류전원(2)의 교류전압은 상기 다이오드(D1∼D4)의 브리지회로에 의해 직류전압으로 변환된다.
상기 배전압회로(12)는, 직렬로 접속된 2개의 컨덴서(22, 23)를 구비한다. 이 배전압회로(12)는 이들 컨덴서(21, 22) 사이에 상기 컨버터회로(11)를 개재하여 상기 교류전원(2) 일단이 접속되어 이루어지는 것으로, 상기 컨덴서(21, 22) 내에, 이 컨덴서(21, 22)의 직렬회로에 있어서 양단의 전압이 상기 교류전원(2) 전압의 2배로 되는 전하가 충전되도록 구성된다.
상기 평활 컨덴서(13)는 상기 컨버터회로(11) 및 배전압회로(12)에 의해 정류된 직류전압을 평활화하기 위한 컨덴서이다.
상기 인버터회로(14)는 상기 컨버터회로(11)에 대하여 상기 배전압회로(12) 및 평활 컨덴서(13)와 함께 병렬로 접속된다. 이 인버터회로(14)는 복수의 스위칭소자(14a)(예를 들어 삼상교류이면 6개)가 브리지 결선되어 이루어진다. 즉, 특별히 도시하지 않으나, 상기 인버터회로(14)는, 2개의 스위칭소자(14a, 14a)를 서로 직렬 접속시켜 이루어지는 3개의 스위칭 레그가 병렬로 접속되어 이루어지는 것으로, 이들 스위칭소자(14a)의 온 오프 동작에 의해 직류전압을 교류전압으로 변환하여 부하(3)로 공급하도록 구성된다. 여기서, 본 실시형태에서는 도 1에 나타내는 바와 같이, 상기 각 스위칭소자(14a)는 트랜지스터와 다이오드가 역병렬로 접속되어 구성되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 스위칭 가능한 구성이면 다른 구성이라도 된다.
상기 역률개선회로(15)는, 양방향으로 도통 가능한 양방향 스위치(31)를 갖는 양방향 스위치회로(30)를 구비하며, 상기 교류전원(2)이 단락 가능하도록 상기 양방향 스위치(31)의 양단이 이 교류전원(2)에 접속된다. 상기 역률개선회로(15)는 양방향 스위치(31)를 교류전원(2)의 전압 극성에 따라 구동 제어함으로써 이 교류전원(2)을 단락시켜, 상기 리액터(L)와의 조합에 의해 이 역률개선회로(15)의 입력전류(Is)를 정류하여, 전원 역률을 개선함과 동시에, 전압(Vpn)의 크기를 제어하도록 구성된다.
구체적으로 상기 역률개선회로(15)는 상기 양방향 스위치회로(30)와, 이 스위치회로(30)에 대하여 상기 교류전원(2)의 전압 극성에 대응하는 제로크로스신호(Sz)를 출력하는 제로크로스 검출부(32)를 구비한다. 이 제로크로스 검출부(32)는 상기 교류전원(2)의 교류전압 파형에 따라, 반주기마다 출력신호(ON-OFF)가 반전되는 제로크로스신호(Sz)를 생성하여 출력하도록 구성된다.
상기 양방향 스위치회로(30)는 양방향으로 도통 가능하게 구성된 양방향 스위치(31)와, 이 양방향 스위치(31)에 대하여 구동신호(Vg1, Vg2)를 출력하여 이 양방향 스위치(31)를 구동시키는 구동회로(33, 34)와, 이 구동회로(33, 34)에 대하여 제어신호(Sg1, Sg2)를 출력하는 역률개선 제어부(35)(제어부)를 구비한다. 이 역률개선 제어부(35)는, 상기 제로크로스 검출부(32)로부터 출력되는 제로크로스신호(Sz)가 입력되면, 이 제로크로스신호(Sz)에 기초하여, 양방향 스위치(31)를 구동 제어하기 위한 제어신호(Sg1, Sg2)를 상기 구동회로(33, 34)로 출력하도록 구성된다.
상기 양방향 스위치(31)는 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)를 드레인측끼리 연결되도록 직렬로 접속시켜 이루어지는 것으로, 이 스위칭소자(SW1, SW2)를 상기 구동회로(33, 34)에 의해 구동 제어함으로써, 양방향으로 도통 가능하게 구성된다. 상기 스위칭소자(SW1, SW2)는, 예를 들어 접합형 전계효과 트랜지스터나 정전유도 트랜지스터, 금속반도체 전계효과형 트랜지스터, 헤테로접합 전계효과 트랜지스터, 고전자이동도 트랜지스터 등으로 구성되며, 소스측에 드레인측보다 높은 전압(이하, 역방향 전압이라고도 함)이 인가된 상태에서는, 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 경우라도, 소스측으로부터 드레인측으로 전류가 흐르도록 구성된다. 또, 상기 스위칭소자(SW1, SW2)는 도 2(A)에 나타내는 바와 같이 2개의 소스단자(S1, S2) 및 게이트단자(G1, G2)가 형성됨과 동시에, 드레인측을 공유하는, 이른바 이중 게이트(dual gate)형 디바이스에 의해 구성되어도 되며, 각각 독립된 디바이스에 의해 구성되어도 된다. 그리고 도 2(B)는, 이른바 이중 게이트형 디바이스에 의해 스위칭소자(SW1, SW2)를 구성한 경우의 회로기호의 예이다. 상기 이중 게이트형 스위칭소자(SW1, SW2)에서 2개 게이트전극의 거리는, 서로 대응한 게이트전극과 소스전극 사이의 거리보다 큰 것이 바람직하다. 즉, 도 2(A)의 예에서는, 소스(S1)-게이트(G1)간 거리＜게이트(G1)-게이트(G2)간 거리이며, 또, 소스(S2)-게이트(G2)간 거리＜게이트(G1)-게이트(G2)간 거리로 하는 것이 바람직하다. 이는, 상기 이중 게이트형 디바이스에서 2개 소스단자(S1, S2)간의 내압은 2개 게이트단자(G1, G2)간의 내압에 좌우되기 때문이며, 상기와 같이 전극간 거리를 규정함으로써 충분한 내압성을 확보하는 것이 가능해진다.
여기서 상기 스위칭소자(SW1, SW2)는, 소스측으로부터 드레인측으로 흐르는 역방향 전류에 의해 발생하는 온 전압이, 스위칭소자(SW1, SW2)가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)보다 높아지도록 온 저항(Ron)이 설정된다. 이로써 게이트-드레인간 전압을, 상기 임계값 전압(Vt) 이상의 전압으로 보다 신속하게 도달시킬 수 있다. 따라서 상기 스위칭소자(SW1, SW2)를 보다 신속하게 온 구동상태로 시킬 수 있으며, 전류가 도통될 때의 손실을 저감할 수 있다. 그리고 접합형 전계효과 트랜지스터나 정전유도 트랜지스터 등 트랜지스터에서는 임계값전압이 2.5V이하이며, 상기 온 저항을 비교적 작게 할 수 있으므로, 전술한 바와 같이 온 전압이 임계값 전압 이상이 되는 구성이라도 스위칭소자(SW1, SW2)의 도통손실을 저감할 수 있다.
이로써, 상세하게는 후술하나, 상기 스위칭소자(SW1, SW2) 중, 소스측에 높은 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)는, 온 상태로 구동 제어하지 않아도, 이 스위칭소자(SW1)에 작용하는 역방향 전압에 의해 이 역방향으로 도통 가능한 상태가 된다. 따라서 본 실시형태에서는 드레인측에 소스측보다 높은 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)만이 구동 제어된다.
-구동회로-
전술한 바와 같은 구성을 갖는 스위칭소자(SW1, SW2)를 구동 제어하기 위한 구동회로(33, 34)의 구성에 대하여 도 3에 기초하여 이하에서 설명한다. 또 이 도 3에 나타내는 바와 같이 구동회로(33, 34)는 동일 구성을 가지므로, 한쪽 구동회로(33)의 구성에 대해서만 이하에서 설명하고, 다른 쪽 구동회로(34)에 있어서 이 한쪽 구동회로(33)와 동일 구성에는 동일 부호를 부여하는 것으로 한다.
상기 구동회로(33)는 스위칭소자(SW1)의 게이트(G)-소스(S1)간에 전압(Vg)을 인가하기 위한 구동전원(41)과, 역률개선 제어부(35)로부터 출력되는 제어신호(Sg1)에 따라 스위칭 동작하는 2개의 게이트구동용 스위칭소자(42, 43), 및 상기 스위칭소자(SW1)의 게이트(G)-소스(S1)간에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 접속되는 저항(44)(저항체)을 구비한다.
상기 게이트구동용 스위칭소자(42, 43)는 서로 직렬로 접속되며, 이들 스위칭소자(42, 43) 사이에 상기 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G)가 접속된다. 게이트구동용 스위칭소자(43)는, 이 스위칭소자(43)가 온 상태일 때, 상기 구동전원(41)의 전압(Vg)이 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G1)에 인가되는 전압공급회로를 형성하도록, 상기 구동전원(41)과 스위칭소자(SW1) 게이트단자(G1)와의 사이에 배치된다. 한편, 게이트구동용 스위칭소자(42)는, 이 스위칭소자(42)가 온 상태일 때, 스위칭소자(SW1)의 소스측(S1)과 게이트단자(G1) 사이를 연결하도록 형성된다. 여기서, 상기 도 3에서 부호(45)는, 게이트구동용 스위칭소자(42, 43)와 스위칭소자(SW1) 게이트단자(G1)와의 사이에 형성된, 스위칭소자(SW1)의 스위칭속도 조정용 저항이다.
또 직렬로 접속된 상기 게이트구동용 스위칭소자(42, 43)는 각각 상기 역률개선 제어부(35)로부터 출력되는 제어신호(Sg1)에 따라, 한쪽이 온 상태일 때 다른 쪽이 오프 상태가 되며, 한쪽이 오프 상태일 때 다른 쪽이 온 상태가 되도록 구동제어부(46, 47)에 의해 구동 제어된다.
이로써, 제어신호(Sg1)에 의해, 게이트구동용 스위칭소자(43)가 온 상태로 됨과 동시에 게이트구동용 스위칭소자(42)가 오프 상태로 되는 경우에는, 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G1)에 구동전원(41)의 전압(Vg)이 인가되어 이 스위칭소자(SW1)가 구동된다. 즉, 이 경우에는 구동회로(33)로부터 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G1)로 온 구동신호(Vg1)가 입력되게 된다.
반대로, 제어신호(Sg1)에 의해, 게이트구동용 스위칭소자(42)가 온 상태로 됨과 동시에 게이트구동용 스위칭소자(43)가 오프 상태로 되는 경우에는, 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G1)에 구동전원(41)의 전압(Vg)이 인가되는 일없이, 이 스위칭소자(SW1)는 오프 상태로 된다. 즉, 이 경우에는 구동회로(33)로부터 스위칭소자(SW1)의 게이트단자(G1)에 대하여, 온 구동신호가 아닌 오프 제어신호가 입력된다.
상기 스위칭소자(SW1)의 게이트(G1)-소스(S1) 사이에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 배치된 상기 저항(44)은, 상기 스위칭소자(SW1)에 역방향 전압이 인가되었을 때, 이 스위칭소자(SW1)의 게이트(G1)-드레인(D) 사이에 역방향 전압이 거의 그대로 인가되도록, 이 스위칭소자보다 충분히 작은 저항값을 갖는다. 즉, 상기 저항(44)을 충분히 작은 저항값을 갖는 구성으로 함으로써, 이 저항(44)과 병행인 스위칭소자(SW1)의 소스(S1)-게이트(G1) 사이에 거의 전압이 작용하는 일없이, 이 스위칭소자(SW1)의 게이트(G1)-드레인(D) 사이에 상기 역방향 전압이 작용하게 된다.
-양방향 스위치회로의 동작-
이상과 같은 구성을 갖는 양방향 스위치회로(30)의 동작에 대하여 도 1에서 도 5에 기초하여 이하에서 설명한다.
먼저 양방향 스위치회로(30) 내 양방향 스위치(31)의 스위칭소자(SW1, SW2)를 구동시키기 위한 구동회로(33, 34)의 동작에 대하여 설명한다.
도 3 및 도 4에 나타내는 바와 같이, t＝t0에서, 양방향 스위치(31)에, 스위칭소자(SW1)에 대하여 역방향(소스측(S1) 전압이 드레인측(D1)보다 높은 상태)이 되는 전원전압(Vdc)이 인가되면, 이 스위칭소자(SW1)의 구동회로(33)에 형성된 저항(44)에 의해, 이 스위칭소자(SW1)에 인가되는 전압의 대부분이 게이트(G1)-드레인(D) 사이에 인가되게 된다. 그러면 소스(S1)-게이트(G1)간 전압(Vsg)은 거의 제로가 되는 한편, 소스(S1)-드레인(D)간 전압(Vsd) 및 게이트(G1)-드레인(D)간 전압(Vgd)은, 스위칭소자(SW1)가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)으로 유지된다. 이와 같이 양방향 스위치(31)의 한쪽 스위칭소자(SW1)에는 임계값 전압(Vt)의 전압밖에 인가되지 않으므로, 양방향 스위치(31)의 다른 한쪽 스위칭소자(SW2)에는 나머지 전압(Vdc－Vt)이 인가되게 된다. 그리고 이 스위칭소자(SW2)에는 온 구동신호가 입력되지 않으므로, 게이트(G1)-소스(S2)간 전압(Vgs)은 제로이며, 드레인(D)-게이트(G2) 사이에 Vdc－Vt의 모든 전압이 인가된 상태로 된다.
다음에, t＝t1에서, 상기 스위칭소자(SW2)의 구동회로(34)에 제어신호(Sg2)의 온 신호가 입력되면, 이 구동회로(34)의 게이트구동용 스위칭소자(43)가 온 상태로 되어, 상기 스위칭소자(SW2)의 게이트단자(G2)에 구동전원(41)으로부터 전압(Vg)이 인가된다. 그러면 상기 스위칭소자(SW2)는 온 상태로 되며, 양방향 스위치(31) 내로 전류(Is)가 흐르게 된다. 즉, 상기 스위칭소자(SW2)가 온 상태로 되는 기간이 온 기간(ton)이 된다.
여기서 상기 스위칭소자(SW2)의 드레인(D)-소스(S2)간 전압(Vds)은, 이 스위칭소자(SW2)가 온 상태로 되면 일단 제로로 된 후, 이 스위칭소자(SW2)를 흐르는 전류에 따라 서서히 증대한다. 한편, 상기 스위칭소자(SW1)에서도, 소스(S1)-드레인(D)간 전압(Vsd) 및 게이트(G1)-드레인(D)간 전압(Vgd)은, 이 스위칭소자(SW2) 내를 흐르는 전류에 의해 전압이 서서히 증대한다.
그리고 t＝t2에서, 상기 스위칭소자(SW2)의 구동회로(34)로 입력할 제어신호(Sg2)를 오프로 하면, 이 구동회로(34)의 게이트구동용 스위칭소자(43)가 오프상태로 되어, 상기 스위칭소자(SW2)의 게이트단자(G1)에 구동전원(41)의 전압(Vg)이 인가되지 않고, 게이트(G2)-소스(S2)간 전압(Vgs)은 제로가 된다. 그러면 상기 스위칭소자(SW1, SW2)의 각 전압은 전술한 t＝t0와 동일 상태로 된다.
전술한 바와 같은 구동회로(33, 34)의 동작을 전원전압 파형이나 제로크로스신호(Sz) 등과 나열시켜 기재한 도를 도 5에 나타낸다. 여기서, 이 도 5에서 제로크로스신호(Sz)가 온일 때에는, 양방향 스위치(31)의 스위칭소자(SW1)에 역방향 전압이 인가되는 한편, 제로크로스신호(Sz)가 오프일 때에는, 스위칭소자(SW2)에 역방향 전압이 인가되는 것으로 한다.
상기 도 5에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자(SW1, SW2)에 역방향 전압이 인가되고 있을 때에는, 이 스위칭소자(SW1, SW2)에 온 구동신호를 입력하지 않아도, 게이트(G1, G2)-드레인(D)간 전압(Vgd, Vdg)이 임계값 전압(Vt) 이상이 되면 온 상태로 된다. 그리고 다른 한쪽 스위칭소자를 온 상태로 하도록 구동 제어함으로써, 양방향 스위치(31)로 전류(Is)를 흐르게 할 수 있다.
-제 1 실시형태의 효과-
이상과 같이, 이 실시형태에 의하면, 양방향 스위치(31)의 스위칭소자(SW1, SW2)로서, 소스(S1)측에 드레인(D)측보다 높은 전압이 인가된 상태(역방향으로 전압이 인가된 상태)에서, 게이트단자(G1, G2)에 온 구동신호가 입력되지 않은 경우라도 소스(S1)측으로부터 드레인(D)측으로 전류가 흐르는 스위칭소자를 이용함으로써, 드레인(D)측에 소스(S2)측보다 높은 전압이 인가되는 스위칭소자만을 구동 제어하면, 양방향 스위치(31)의 통전 제어를 실행할 수 있다. 따라서 상기 양방향 스위치(31) 스위칭소자(SW1, SW2)의 구동 제어가 용이해진다.
게다가, 전술한 바와 같은 구성으로 함으로써, 종래에는 필요하던 다이오드가 필요 없어지므로, 그만큼 부품점수를 저감할 수 있으며, 회로구성의 간략화를 도모할 수 있음과 더불어 도통손실의 저감을 도모할 수 있다.
-제 1 실시형태의 변형예 1-
이 변형예 1은, 도 6에 나타내는 바와 같이 전력변환장치(1')의 역률개선 제어부(35')로부터 1개의 제어신호(Sg1)만이 출력되고, 양방향 스위치(31)의 스위칭소자(SW1, SW2)로 동일 구동신호(Vg1＝Vg2)가 입력되는 점이 상기 제 1 실시 형태와 다를 뿐이므로, 이 제 1 실시형태와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 이하에서 다른 부분에 대해서만 설명한다.
구체적으로는, 상기 도 6에 나타내는 바와 같이, 제로크로스 검출부(32)로부터 제로크로스신호(Sz)가 입력되는 역률개선 제어부(35')에서는 제어신호(Sg1)를 구동회로(33, 34)로 출력하도록 구성된다. 이로써 상기 구동회로(33, 34)에는 동일 제어신호(Sg1)가 입력되므로, 도 7에 나타내는 바와 같이 이 구동회로(33, 34)로부터 스위칭소자(SW1, SW2)에 대하여 동일 구동신호(Vg1, Vg2)가 각각 출력된다.
이와 같이 양방향 스위치(31)의 2개 스위칭소자(SW1, SW2)에 대하여 동일 신호를 입력함으로써, 이 스위칭소자(SW1, SW2)를 별개로 구동 제어하는 경우에 비해 제어가 용이해진다.
여기서, 일반적으로, 전술한 바와 같이 양방향 스위치(31)의 2개 스위칭소자(SW1, SW2)에 대하여 동일 신호를 입력하면, 스위칭소자의 성능 차 등으로 인해 스위칭소자가 온 상태로 되는 타이밍이 어긋나는 경우가 있다. 그러나 상기 제 1 실시형태와 같은 구성의 스위칭소자(SW1, SW2)를 이용함으로써, 역방향으로 전압이 인가되는 스위칭소자는 게이트단자(G1, G2)로의 구동신호에 관계없이 도통상태로 되므로, 이 스위칭소자가 손상을 받는 것을 방지할 수 있다.
-제 1 실시형태의 변형예 2-
이 변형예 2는, 도 8에 나타내는 바와 같이 양방향 스위치(31')의 2개 스위칭소자(SW1', SW2')에 있어서, 게이트(G1, G2)-드레인(D) 사이에 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)가 형성됨과 더불어, 상기 스위칭소자(SW1', SW2')가 이 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)측으로 전류를 공급하지 않는 구성을 갖는 점에서 상기 제 1 실시형태와 다를 뿐이므로, 이 제 1 실시형태와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 이하에서 다른 부분에 대해서만 설명한다.
구체적으로는, 상기 도 8에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자(SW1', SW2')에는 각각 게이트(G1, G2)-드레인(D) 사이에 이 게이트단자(G1, G2)측으로부터 드레인(D)측으로만 도통 가능한 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)가 형성된다. 그리고 상기 스위칭소자(SW1', SW2')는, 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)이 상기 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)의 순방향 전압(Vf)보다 작아지도록 구성된다.
이로써, 상기 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)측으로 전류가 흐르기 전에, 상기 스위칭소자(SW1', SW2')는 온 상태로 되며, 이 스위칭소자(SW1', SW2')로 전류가 흐른다. 일반적으로, 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)로 전류가 흐르면, 이 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2) 내에 소수 캐리어가 축적되어 턴오프(turn-off) 시의 지연을 발생시키거나, 이 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2) 내를 흐를 때에 비교적 큰 손실을 발생시키거나 하지만, 전술한 바와 같은 구성으로 하여 스위칭소자(SW1', SW2')측으로 전류를 흐르게 함으로써, 턴오프 시의 지연이나 손실의 증대를 방지할 수 있다.
-제 1 실시형태의 변형예 3-
이 변형예 3은, 도 9에 나타내는 바와 같이 상기 변형예 2와 마찬가지로, 양방향 스위치(31')의 스위칭소자(SW1', SW2')에 있어서, 게이트(G1, G2)-드레인(D) 사이에 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)가 형성되는 점, 구동회로(51, 52)의 구동전원(53)이 전압 가변으로 구성되는 점에서 상기 제 1 실시형태와 다를 뿐이므로, 이 제 1 실시형태와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 이하에서 다른 부분에 대해서만 설명한다.
구체적으로는, 상기 도 9에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자(SW1', SW2')에는 각각 게이트(G1, G2)-드레인(D) 사이에 이 게이트단자(G1, G2)측으로부터 드레인(D)측으로만 도통 가능한 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)가 형성된다.
상기 스위칭소자(SW1', SW2')의 구동회로(51, 52)에는 각각, 전압 가변으로 구성된 구동전원(53)이 형성된다. 또 상기 구동회로(51, 52)는, 양방향 스위치(31')로 흐르는 전류(Is)에 기초하여 게이트(G1, G2)-드레인(D)간 전압(Vgd)을 구하고, 이 전압(Vgd)이 상기 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)의 순방향 전압(Vf)보다 항상 작아지도록 상기 구동전원(53)의 전압을 조정하는 게이트전압 조정부(54)를 구비한다.
상세하게는, 소스(S1, S2)-드레인(D)간 전압(Vsd)은 양방향 스위치(31')로 흐르는 전류(Is)에 대하여 변화(＝Is×Ron(스위칭소자(SW1', SW2')의 온 저항))하므로, 상기 게이트전압 조정부(54)는 게이트(G1, G2)-드레인(D)간 전압(Vgd)이 상기 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)의 순방향 전압(Vf)보다 항상 작아지도록, 상기 전압(Vsd)에 따라 게이트(G1, G2)-소스(S1, S2)간 전압(Vgs)(구동전원(53)의 전압)을 변화시키도록 구성된다.
이로써 스위칭소자(SW1', SW2')의 게이트(G1, G2)-드레인(D)간 전압(Vgd)을 상기 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)의 순방향 전압(Vf)보다 항상 작게 할 수 있으므로, 이 기생 다이오드(Dgd1, Dgd2)로 전류가 흐르는 것을 보다 확실하게 방지할 수 있다. 따라서 턴오프 시의 지연 발생이나 손실의 증대를 보다 확실하게 방지할 수 있다.
-제 1 실시형태의 변형예 4-
이 변형예 4는, 도 10에 나타내는 바와 같이 양방향 스위치(55)의 스위칭소자(56, 57)에 있어서, 이 소스(S1, S2)-드레인(D) 사이에 기생 다이오드(Dsd1, Dsd2)가 형성되는 점에서 상기 제 1 실시형태와 다를 뿐이므로, 이 제 1 실시형태와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 이하에서 다른 부분에 대해서만 설명한다.
구체적으로, 양방향 스위치(55)의 스위칭소자(56, 57)에는 소스(S1, S2)-드레인(D) 사이에, 소스(S1, S2)측으로부터 드레인(D)측으로만 도통 가능한 기생 다이오드(Dsd1, Dsd2)가 형성된다. 즉, 상기 스위칭소자(56, 57)는 소스(S1, S2)-드레인(D) 사이에 기생 다이오드(Dsd1, Dsd2)를 갖는, 예를 들어 MOSFET 등에 의해 구성된다.
이로써, 상기 스위칭소자(56, 57)에, 소스(S1, S2)측이 드레인(S)측보다 높은 역방향 전압이 인가된 경우라도, 이 스위칭소자(56, 57)가 온 상태로 될 때까지 상기 기생 다이오드(Dsd1, Dsd2)에 의해 전류를 흐르게 할 수 있으므로, 상기 스위칭소자(56, 57)가 오프 상태일 때의 손실을 저감할 수 있다.
[제 2 실시형태]
-전체구성-
도 11에 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 전력변환장치(60)의 개략구성을 나타낸다. 이 전력변환장치(60)는, 일정 주파수의 교류전원(61)으로부터 얻어지는 교류전력을 다른 주파수의 교류전력으로 직접 전력변환을 하는, 이른바 매트릭스 컨버터이다.
상기 매트릭스 컨버터(60)는, 스위칭부로서의 복수(도면의 예에서는 6개)의 양방향 스위치(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt)를 구비한다. 또 상기 도 11의 예에서, 상기 매트릭스 컨버터(60)는 삼상 교류전원(61)으로부터 출력되는 교류전력을 단일상으로 하여 모터 등 부하(62)로 공급하도록 구성되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 삼상 교류전원(61)의 교류전력을 삼상 교류전력으로서 부하로 공급하는 구성 등, 어떠한 구성이라도 된다.
상기 복수의 양방향 스위치(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt)는 상기 부하(62)의 입출력측에 대하여 상기 교류전원(61)의 각 상 단자를 선택적으로 접속하도록 형성된다. 구체적으로 상기 부하(62)의 입출력측을 구성하는 2개의 단자에는 각각 상기 교류전원(61)의 각 상 단자에 각각 연결되는 3개의 양방향 스위치가 접속된다. 이들 양방향 스위치(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt)에 의해, 상기 매트릭스 컨버터(60) 내에는, 상기 부하(62)의 입출력측에, 각각 상기 교류전원(61)의 각 상에 연결되는 R상, S상 및 T상이 구성된다.
전술한 바와 같은 구성을 갖는 매트릭스 컨버터(60)에 있어서, 도 12(A)에 나타내는 바와 같이, 예를 들어 R상 및 T상의 양방향 스위치(Sur, Svt)를 도통상태로 하면 매트릭스 컨버터(60)의 R상과 T상 사이에서 전류(Iu)가 흐른다. 그리고 도 12(B)에 나타내는 바와 같이, R상의 양방향 스위치(Sur)를 비 도통상태로 하는 한편, S상의 양방향 스위치(Sus)를 도통상태로 하면, 매트릭스 컨버터(60)의 S상과 T상 사이에서 전류가 흐른다. 즉, 상기 도 12와 같은 스위칭동작을 함으로써, 매트릭스 컨버터(60)의 전류(commutation) 동작이 이루어진다.
-양방향 스위치의 구성 및 동작-
상기 양방향 스위치(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt)의 구체적인 구성에 대하여 이하에서 설명한다. 여기서 각 양방향 스위치(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt)는 모두 마찬가지의 구성을 가지므로, 이하에서는 R상 및 S상의 양방향 스위치(Sur, Sus)에 대해서만 설명한다.
본 발명의 구성에 대하여 설명하기 전에, 먼저 종래의 양방향 스위치(Sur', Sus')의 구성 및 그 동작에 대하여 도 13에서 도 15에 기초하여 설명한다.
상기 도 13에 나타내는 바와 같이, 각 양방향 스위치(Sur', Sus')는 스위칭소자(Sur1', Sur2', Sus1', Sus2')와 다이오드(Dur1', Dur2', Dus1', Dus2')가 직렬로 접속된 회로가, 이 다이오드(Dur1', Dur2', Dus1', Dus2')의 도통방향이 역방향이 되도록 역병렬로 접속되어 구성된다. 이들 다이오드(Dur1', Dur2', Dus1', Dus2')는 스위칭소자(Sur1', Sur2', Sus1', Sus2')에 대하여, 이 스위칭소자(Sur1', Sur2', Sus1', Sus2')의 순방향(드레인측 전압이 소스측보다 전압이 높을 때에 전류가 흐르는 방향)으로만 도통 가능하도록 직렬로 접속된다. 즉, 상기 양방향 스위치(Sur', Sus')는 일방향으로만 도통 가능한 2개의 회로가 역병렬로 접속된 구성을 가지며, 이로써 양방향으로 도통 가능하게 된다.
여기서 상기 양방향 스위치(Sur', Sus')의 구성은, 상기 도 13에 나타내는 구성 이외에도 스위칭소자(Sur1', Sus2')에 대하여 다이오드(Dur1', Dur2')를 역병렬로 접속한 것을, 스위칭소자(Sur1', Sus2') 및 다이오드(Dur1', Dur2')끼리 각각 역저지 상태에서 직렬로 되도록 접속한 도 14에 나타내는 바와 같은 구성도 알려져 있다. 상기 도 13 및 도 14에 있어서 실선의 화살표는 전류(Iu)가 R상을 흐르는 경우, 파선의 화살표는 전류(Iu)가 S상을 흐르는 경우를 각각 나타낸다.
다음에, 전술한 바와 같은 구성을 갖는 종래의 양방향 스위치(Sur', Sus')의 동작을 매트릭스 컨버터의 전류동작과 함께 설명하기로 한다. 여기서 도 15는 R상에서 S상으로 전류(轉流)동작을 하는 경우의 양방향 스위치(Sur', Sus') 동작을 나타내며, 도 15(A)는 전류(Iu)가 양 값인 경우, 도 15(B)는 전류(Iu)가 음 값인 경우의 양방향 스위치(Sur', Sus') 동작을 각각 나타낸다. 또 상기 도 15에서, R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태에서 도통하는 경우를 실선의 사선으로 나타내며, S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태에서 통전하는 스위칭소자가 전환되는 경우를 파선의 사선으로 나타낸다.
그리고 특별히 도시하지 않으나, 상기 매트릭스 컨버터는 교류전원의 전압 극성을 검출하는 전압극성 검출수단 혹은 전류 극성을 검출하는 전류극성 검출수단을 구비하며, 그 검출결과에 기초하여 양방향 스위치(Sur', Sus')의 스위칭동작 타이밍(t0에서 t7)을 결정한다.
먼저, 전류(Iu)가 양의 값인 경우에는, 도 15(A)에 나타내는 바와 같이, t＝t0일 때에는 스위칭소자(Sur1')가 온 상태로 되며 R상으로 전류(Iu)가 흐른다. 이때, R상 양방향 스위치(Sur')의 다른 한쪽 스위칭소자(Sur2')도 온 상태로 된다. 이는 부하(62)측에서 단락 고장 등이 발생한 경우에 역방향으로도 전류가 흐르도록 하여 매트릭스 컨버터의 고장을 방지하기 위함이다.
전류(Iu)를 R상에서 S상으로 전류시킬 경우, 먼저 t＝t1에서, 상기 스위칭소자(Sur2')를 오프 상태로 한다. 그리고 다음 t＝t2에서, S상 양방향 스위치(Sus')의 스위칭소자(Sus1')를 온 상태가 되도록 구동 제어한다. 이때 R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＞0)이면, R상으로 전류(Iu)가 계속 흐르지만(Sur1'의 실선부분), S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＜0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상이 R상에서 S상으로 바뀐다(Sur1'의 실선부분에서 Sus1'의 파선부분으로). t＝t3에서, 상기 스위칭소자(Sur1')를 오프 상태로 하면, Vrs＞0이라도, 전류(Iu)가 흐르는 상이 R상에서 S상으로 바뀐다(Sur1'의 실선부분에서 Sus1'의 실선부분으로).
이와 같이 함으로써, R상으로 흐르던 전류(Iu)를 S상으로 전류시킬 수 있다. 그 후 t＝t4에서, S상 양방향 스위치(Sus')의 다른 한쪽 스위칭소자(Sus2')도 온 상태가 되도록 구동 제어하여, 고장 시 등에 역방향으로도 전류가 흐르도록 해 둔다.
반대로, 전류(Iu)를 S상에서 다시 R상으로 전류시킬 경우에는, 먼저 t＝t5에서, 상기 스위칭소자(Sus2')를 오프 상태로 한 후, 다음 t＝t6에서, R상 양방향 스위치(Sur')의 스위칭소자(Sur1')를 온 상태가 되도록 구동 제어한다. 이때, R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＞0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상이 S상에서 R상으로 바뀌지만(Sus1'의 실선부분에서 Sur1'의 실선부분으로), S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＜0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상은 S상 그대로이다(Sus1'의 파선부분). t＝t7에서, 스위칭소자(Sus1')를 오프 상태로 하면, Vrs＜0이라도, 전류(Iu)가 흐르는 상이 S상에서 R상으로 바뀐다(Sus1'의 파선부분에서 Sur1'의 실선부분으로). 이로써, S상에서 R상으로의 전류(Iu)의 전류(轉流)동작이 완료된다.
전술한 바와 같은 전류동작에서, 스위칭소자(Sur1', Sus1') 동작과 스위칭소자(Sur2', Sus2') 동작을 역으로 함으로써, 상기 도 15(B)의 전류동작을 실현할 수 있으므로, 이 도 15(B) 경우의 동작에 대해서는 설명을 생략한다.
그런데, 전술한 바와 같은 구성을 갖는 양방향 스위치(Sur', Sus')의 경우, 스위칭소자(Sur1', Sur2', Sus1', Sus2')와는 별개로, 전류가 역방향으로 흐르는 것을 저지하기 위한 역저지용 다이오드(Dur1', Dur2', Dus1', Dus2')가 필요하므로, 부품점수가 많고 회로구성도 복잡해지며, 그만큼 도통손실도 커진다는 문제가 있다. 이에 대해, 다이오드(Dur1', Dur2', Dus1', Dus2')를 생략할 수 있는 역저지 IGBT를 채용하는 구성도 생각할 수 있으나, 스위칭소자의 파괴를 방지하기 위해서는 이 스위칭소자를 타이밍 좋게 구동 제어할 필요가 있으며, 고 정밀도이면서 복잡한 제어가 요구된다.
이에 반해 본 실시형태에서는, 부품점수를 줄이고 회로의 간략화 및 도통손실의 저감을 도모하면서 스위칭소자의 간단한 구동 제어에 의해 매트릭스 컨버터의 양방향 스위치를 실현할 수 있도록, 양방향 스위치의 스위칭소자로서, 소스측에 드레인측보다 높은 전압이 인가된 상태에서 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 경우라도 소스측으로부터 드레인측으로 전류가 도통 가능하게 구성된 디바이스를 이용한다.
구체적으로, 도 16에 나타내는 바와 같이 매트릭스 컨버터(60)의 양방향 스위치(Sur, Sus)는, 2개의 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)가 드레인측에서 연결되도록 직렬로 접속되어 구성된다. 그리고 상기 각 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)는, 소스측에 드레인측보다 높은 전압이 인가된 상태에서 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 경우라도 소스측으로부터 드레인측으로 전류가 도통 가능하게 구성된다. 상기 스위칭소자(SW1, SW2)는, 예를 들어 접합형 전계효과 트랜지스터나 정전유도 트랜지스터, 금속반도체 전계효과형 트랜지스터, 헤테로접합 전계효과 트랜지스터, 고전자이동도 트랜지스터 등으로 이루어진다. 상기 도 16에서 실선의 화살표는 전류(Iu)가 R상을 흐르는 경우, 파선의 화살표는 전류(Iu)가 S상을 흐르는 경우를 각각 나타낸다.
여기서 상기 각 양방향 스위치(Sur, Sus)를 구성하는 2개의 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)는, 상기 제 1 실시형태의 스위칭소자(SW1, SW2)와 마찬가지로 2개의 소스단자(S1, S2) 및 게이트단자(G1, G2)가 형성됨과 더불어, 드레인측(D)을 공유하는, 이른바 이중게이트형 디바이스에 의해 구성되어도 되며, 각각 독립된 디바이스에 의해 구성되어도 된다.
또 상기 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)는, 소스측으로부터 드레인측으로 흐르는 역방향 전류에 의해 발생하는 온 전압이 상기 임계값 전압(Vt)보다 높아지도록 온 저항(Ron)이 설정된다. 이로써, 게이트-드레인간 전압이 상기 임계값 전압(Vt) 이상으로 보다 신속하게 달할 수 있다. 따라서 상기 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)를 보다 신속하게 온 구동상태로 시킬 수 있으며, 역방향으로 전류가 도통할 때의 손실을 저감할 수 있다. 여기서 접합형 전계효과 트랜지스터나 정전유도 트랜지스터 등 트랜지스터는 임계값 전압이 2.5V 이하이므로, 상기 온 저항을 비교적 작게 할 수 있으며, 스위칭소자의 도통손실을 저감할 수 있다.
이로써, 상세하게는 후술하나, 상기 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2) 중, 소스측에 높은 전압이 인가되는 스위칭소자는, 온 상태로 구동 제어하지 않아도, 이 스위칭소자에 작용하는 역방향 전압에 의해 이 역방향으로 도통 가능한 온 상태가 된다.
또 상기 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)의 구동회로는 상기 제 1 실시형태와 마찬가지이므로, 구성 및 동작에 대해서는 설명을 생략한다. 즉, 상기 제 1 실시형태의 도 3에서, 스위칭소자(SW1, SW2)가 본 실시형태의 스위칭소자(Sur2, Sus2) 및 스위칭소자(Sur1, Sus1)에 각각 대응한다.
상기 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)를 전술한 바와 같은 구성으로 한 경우의 양방향 스위치(Sur, Sus) 동작을 매트릭스 컨버터의 전류(轉流)동작과 함께 설명하기로 한다. 여기서 도 17은 R상에서 S상으로 전류동작을 하는 경우의 양방향 스위치(Sur, Sus) 동작을 나타내며, 도 17(A)는 전류(Iu)가 양 값인 경우, 도 17(B)는 전류(Iu)가 음 값인 경우의 양방향 스위치(Sur, Sus) 동작을 각각 나타낸다. 또 상기 도 17에서 R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태에서 도통하는 경우를 실선의 사선으로 나타내며, S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태에서 도통하는 경우를 파선의 사선으로 나타낸다.
그리고 특별히 도시하지 않으나, 상기 매트릭스 컨버터는 교류전원의 전압 극성을 검출하는 전압극성 검출수단 혹은 전류 극성을 검출하는 전류극성 검출수단을 구비하며, 그 검출결과에 기초하여 양방향 스위치(Sur, Sus)의 스위칭동작 타이밍(t0에서 t7)을 결정한다.
먼저, 전류(Iu)가 양의 값인 경우에는, 도 17(A)에 나타내는 바와 같이, t＝t0에서, 스위칭소자(Sur1)는 온 상태로 되며 R상으로 전류(Iu)가 흐른다. 이때, R상 양방향 스위치(Sur)의 다른 한쪽 스위칭소자(Sur2)도 온 상태로 된다.
전류(Iu)를 R상에서 S상으로 전류시킬 경우에는, 먼저 t＝t1에서, 상기 스위칭소자(Sur2)를 오프 상태로 한다. 그러나 이 스위칭소자(Sur2)에는 역방향으로 전압이 인가되어 있으므로, 이 스위칭소자(Sur2)의 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, R상에 전압이 인가되고 있는 상태가 계속되는 동안은 이 스위칭소자(Sur2) 내를 전류(Iu)가 흐른다.
그리고 다음 t＝t2에서, S상 양방향 스위치(Sus)의 스위칭소자(Sus1)를 온 상태가 되도록 구동 제어한다. 이때 R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＞0)이면, R상으로 전류(Iu)가 계속 흐르지만(Sur1의 실선부분), S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＜0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상이 R상에서 S상으로 바뀐다(Sur1의 실선부분에서 Sus1의 파선부분으로). t＝t3에서, 상기 스위칭소자(Sur1)를 오프상태로 하면, Vrs＞0이라도, 전류(Iu)가 흐르는 상이 R상에서 S상으로 바뀐다(Sur1의 실선부분에서 Sus1의 실선부분으로). 여기서, 전술한 바와 같이 S상 양방향 스위치(Sus)의 스위칭소자(Sus1)만을 온 상태로 하여 S상으로 전류(Iu)가 흐르는 전압이 인가된 상태로 하면, S상 양방향 스위치(Sus)의 다른 한쪽 스위칭소자(Sus2)에는 역방향 전압이 인가되므로, 이 스위칭소자(Sus2)의 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, 이 스위칭소자(Sus2)가 도통 가능한 상태로 되어 S상으로 전류(Iu)가 흐른다.
이와 같이 함으로써, R상으로 흐르던 전류(Iu)를 S상으로 전류시킬 수 있다. 그 후 t＝t4에서, S상 양방향 스위치(Sus)의 다른 한쪽 스위칭소자(Sus2)도 온 상태가 되도록 구동 제어하여, 이 스위칭소자(Sus2)의 도통손실 저감을 도모한다.
반대로, 전류(Iu)를 S상에서 다시 R상으로 전류시킬 경우, 먼저 t＝t5에서, 상기 스위칭소자(Sus2)를 오프 상태로 한다. 이때, 이 스위칭소자(Sus2)에는 역방향으로 전압이 인가되어 있으므로, 이 스위칭소자(Sus2)의 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, S상에 전압이 인가되고 있는 상태가 계속되는 동안은 이 스위칭소자(Sus2) 내를 전류(Iu)가 흐른다.
그 후, t＝t6에서, R상 양방향 스위치(Sur)의 스위칭소자(Sur1)를 온 상태가 되도록 구동 제어한다. 이때, R상에 S상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＞0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상이 S상에서 R상으로 바뀌지만(Sus1의 실선부분에서 Sur1의 실선부분으로), S상에 R상보다 높은 전압이 인가되고 있는 상태(Vrs＜0)이면, 전류(Iu)가 흐르는 상은 S상 그대로이다(Sus1의 파선부분). t＝t7에서, 스위칭소자(Sus1)를 오프 상태로 하면, Vrs＜0이라도, 전류(Iu)가 흐르는 상이 S상에서 R상으로 바뀐다(Sus1의 파선부분에서 Sur1의 실선부분으로). 여기서, 전술한 바와 같이 R상 양방향 스위치(Sur)의 스위칭소자(Sur1)를 온 상태로 하여, R상으로 전류(Iu)가 흐르는 전압이 인가된 상태로 하면, R상 양방향 스위치(Sur)의 다른 한쪽 스위칭소자(Sur2)에는 역방향 전압이 인가되므로, 이 스위칭소자(Sur2)의 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, 이 스위칭소자(Sur2)가 온 상태로 되어 R상으로 전류(Iu)가 흐른다. 이로써, S상에서 R상으로의 전류(Iu)의 전류(轉流)동작이 완료된다.
전술한 바와 같은 전류동작에서, 스위칭소자(Sur1, Sus2) 동작과 스위칭소자(Sur2, Sus2) 동작을 역으로 함으로써, 상기 도 17(B)의 전류동작을 실현할 수 있으므로, 이 도 17(B) 경우의 동작에 대해서는 설명을 생략한다.
그리고 이 실시형태에서도 상기 제 1 실시형태와 마찬가지로, 이 제 1 실시형태의 변형예 1에서 4와 마찬가지의 구성으로 해도 된다.
-제 2 실시형태의 효과-
이상과 같이 이 실시형태에 의하면, 매트릭스 컨버터(60)의 양방향 스위치(Sur, Sus)를 구성하는 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)로서, 소스측에 드레인측보다 높은 역방향 전압이 인가된 상태에서, 게이트단자에 온 구동신호가 입력되지 않은 경우라도, 소스측으로부터 드레인측으로 전류가 도통 가능하게 구성된 디바이스를 이용하도록 하므로, 역저지 다이오드를 생략하여 부품점수를 삭감할 수 있으며, 그만큼 소형화 및 원가 저감을 도모할 수 있음과 더불어, 도통손실의 저감을 도모할 수 있다.
게다가, 전술한 바와 같이 역방향 전압이 인가된 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)는, 구동 제어하지 않아도 도통 가능한 상태가 되므로, 모든 스위칭소자(Sur1, Sur2, Sus1, Sus2)를 타이밍 좋게 제어할 필요가 없어지며, 제어가 용이해진다.
[그 밖의 실시형태]
상기 각 실시형태에 대해서는 이하와 같은 구성으로 해도 된다.
상기 제 1 실시형태에서는, 소스측에 드레인측보다 높은 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)의 게이트단자에 온 구동신호를 입력하지 않으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 이 스위칭소자(SW1)로 역방향 전류가 흐르고 있다고 검출 혹은 추측될 때는 이 스위칭소자(SW1)의 게이트단자로 온 구동신호를 입력하도록 해도 된다. 이와 같이 함으로써 이 스위칭소자(SW1)를 구동시켜 도통상태로 할 수 있으므로, 구동되지 않은 상태에서 도통시키는 경우보다 도통손실의 저감을 도모할 수 있다. 또 상기 제 2 실시형태에서도 스위칭소자(Sur2, Sus2)로 역방향 전류가 흐르고 있다고 검출 혹은 추측될 때는 이 스위칭소자(Sur2, Sus2)로 신속하게 온 구동신호를 입력하도록 해도 된다.
(산업상 이용 가능성)
본 발명은 복수의 스위칭소자가 직렬로 접속되어 이루어지는 양방향 스위치를 구비한 전력변환장치에 특히 유용하다.
1 : 전력변환장치 15 : 역률개선회로
30 : 양방향 스위치회로
31, 31', 55, Sur, Sus : 양방향 스위치(스위칭부)
32 : 제로크로스 검출부 33 : 구동회로(게이트 구동회로)
34, 51, 52 : 구동회로
35, 35' : 역률개선 제어부(제어부)
41, 53 : 구동전원 42, 43 : 게이트구동용 스위칭소자
44 : 저항(저항체) 45 : 저항
46, 47 : 구동제어부 54 : 게이트전압 조정부
56, 57, SW1, SW2, SW1', SW2' : 스위칭소자
60 : 전력변환장치(매트릭스 컨버터)
Dgd1, Dgd2 : 기생 다이오드 L : 리액터
S1, S2 : 소스 D : 드레인
G1, G2 : 게이트단자

Claims (12)

  1. 양방향으로 도통 가능하게 접속된 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)를 구비한 양방향 스위치회로에 있어서,
    상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)는 서로 직렬로 접속되며,
    상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2) 중, 소스(S1)측 전압이 드레인(D)측 전압보다 높은 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)는, 게이트단자(G1)에 온 구동신호가 입력되지 않은 상태라도, 소스(S1)측으로부터 드레인(D)측으로 전류가 도통 가능하게 구성되고,
    상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)를 구동 제어하기 위한 게이트 구동회로(33)를 구비하며,
    상기 게이트 구동회로(33)는, 상기 스위칭소자(SW1)의 소스(S1)와 게이트단자(G1) 사이에 이 스위칭소자(SW1)에 대하여 병렬로 접속되는 저항체(44)를 구비하고,
    각각의 저항체(44)는, 상기 2개의 스위칭 소자보다도 작은 저항값을 갖고 있으며,
    상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)는, 소스(S1, S2)-드레인(D) 사이에, 소스(S1, S2)측으로부터 드레인(D)측으로 도통가능한, 기생 다이오드 및 외부장착 다이오드를 갖지 않는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  2. 삭제
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1`)는, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에, 이 게이트단자(G1)측으로부터 드레인(D)측으로의 전류 흐름만을 허용하는 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)를 가지며,
    상기 스위칭소자(SW1`)는, 이 스위칭소자(SW1`)가 온 상태로 되는 임계값 전압(Vt)이 상기 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)의 순방향 전압(Vf)보다 작아지도록 구성되는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1`)는,
    게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이에, 이 게이트단자(G1)측으로부터 드레인(D)측으로의 전류 흐름만을 허용하는 게이트-드레인간 기생 다이오드(Dgd1)와,
    상기 스위칭소자(SW1')를 구동 제어하기 위한 게이트 구동회로(51)를 가지며,
    상기 게이트 구동회로(51)는, 게이트단자(G1)와 드레인(D) 사이의 게이트-드레인간 전압(Vgd)이 상기 게이트-드레인간 기생다이오드(Dgd1)의 순방향전압(Vf)보다 작아지도록, 이 게이트-드레인간 전압(Vgd)을 조정하는 게이트전압 조정부(54)를 구비하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)를 각각 구동 제어하기 위한 2개의 게이트 구동회로(33, 34)를 구비하며,
    상기 게이트 구동회로(33, 34)는, 각각의 스위치소자(SW1, SW2)에 대하여, 게이트단자(G1, G2)로 동일 구동신호를 입력하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 역방향 전압이 인가되는 스위칭소자(SW1)에 대하여 오프 제어신호를 출력하도록 구성된 제어회로(30)를 구비하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 2개의 스위칭소자(SW1, SW2)는, 2개의 게이트전극을 갖는 1개의 디바이스에 형성되는 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 2개의 게이트전극의 거리는, 서로 대응한 게이트전극과 소스전극 사이의 거리보다 큰 것을 특징으로 하는 양방향 스위치회로.
  9. 청구항 1에 기재된 양방향 스위치회로를 스위칭부로서 구비하는 매트릭스 컨버터(60)인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 매트릭스 컨버터(60)의 스위칭부를 구성하는 2개의 스위칭소자(Sur1, Sur2)는, 2개의 게이트전극을 갖는 1개의 디바이스에 형성되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 2개의 게이트전극의 거리는, 서로 대응한 게이트전극과 소스전극 사이의 거리보다 큰 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  12. 청구항 1에 기재된 양방향 스위치회로를 스위칭부(31)로서 구비하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
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