JP2012147646A - 負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動回路の消費電力を小さく抑えることが可能な負荷制御装置を提供する。
【解決手段】駆動回路２０は、双方向スイッチ１０にゲート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を印加するゲート駆動部２１と、ゲート駆動部２１の動作を制御する制御部２２とを有している。さらに駆動回路２０は、双方向スイッチ１０の両端に掛かる極間電圧Ｖｓを検出する極間電圧検出部４０を有しており、極間電圧検出部４０の検出値が制御部２２へ入力される。制御部２２は、外部から入力されるオンオフ信号と、極間電圧検出部４０から入力される検出値との両方に基づいて、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を決定する。ここで、制御部２２は、オンオフ信号が「Ｈ」の期間において、極間電圧が大きくなるほどゲート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２が大きくなるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を調節する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子をオン・オフさせることにより、負荷への電力の供給・停止を切り替える負荷制御装置に関する。

従来から、この種の負荷制御装置には、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated GateBipolar Transistor）が用いられることが一般的である。一方、近年では、スイッチング素子として、より耐圧を高く、且つオン抵抗を低くできるワイドバンドギャップ半導体（炭化珪素：ＳｉＣ、ガリウムナイトライド：ＧａＮなど）を用いた素子が注目されている。

この種のスイッチング素子は、ドレイン端子・ソース端子間に電圧が印加された状態で、ゲート端子・ソース端子間に印加されるゲート電圧が変化すると、ドレイン端子・ソース端子間の電流経路に流れるドレイン電流が変化する。要するに、上記スイッチング素子は、ゲート電圧が閾値を下回る場合にドレイン端子・ソース端子間の電流経路が遮断され、ゲート電圧が閾値を超える場合にドレイン端子・ソース端子間の電流経路が導通するノーマリオフ型のスイッチ素子を構成する。

ところで、２個の上記スイッチング素子がソース端子同士を接続するように直列接続された回路と等価であって、ゲート電圧の制御に応じて双方向の電流経路を遮断・導通することができる双方向スイッチも知られている。この種の双方向スイッチは、一対のゲート端子に対するゲート電圧を個別に制御する駆動回路（ゲート駆動回路）と組み合わされて、負荷制御装置を構成する（たとえば特許文献１参照）。

特開２０１０−５７２６３号公報

しかし、特許文献１においてはゲート電圧（制御電圧）は固定であり、スイッチング素子に流れる電流を大きくしようとすれば高いゲート電圧が必要になる。また、特許文献１に記載されているようにスイッチング素子がジャンクションゲート構造である場合、ゲート電圧の増加はゲート電流の増加を引き起こし、結果的にスイッチング素子をオンするために必要な電力が増加する。この電力は、スイッチング素子を駆動する駆動回路から供給されるので、駆動回路の消費電力が増加するという問題がある。

本発明は上記事由に鑑みて為されており、駆動回路の消費電力を小さく抑えることが可能な負荷制御装置を提供することを目的とする。

本発明の負荷制御装置は、第１端子と第２端子と制御端子とを有するスイッチング素子を用いたスイッチ部と、前記スイッチ部の前記制御端子に制御電圧を印加して前記スイッチ部の前記第１端子・前記第２端子間のオンオフを切り替える駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記スイッチ部に前記制御電圧を印加する素子駆動部と、前記素子駆動部を制御し前記制御電圧の大きさを決定する制御部と、前記スイッチ部の両端に掛かる電圧を極間電圧として検出する極間電圧検出部とを有し、前記制御部は、前記極間電圧が高くなるほど前記制御電圧が高くなり、前記極間電圧が低くなるほど前記制御電圧が低くなるように、前記極間電圧検出部で検出された前記極間電圧の大きさに応じて前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする。

この負荷制御装置において、前記スイッチ部は双方向スイッチからなることが望ましい。

この負荷制御装置において、前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記駆動信号のオンデューティを変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることがより望ましい。

この負荷制御装置において、前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記駆動信号のオンデューティおよび周波数を変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることがより望ましい。

この負荷制御装置において、前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記トランスの一次側に印加される電圧の大きさを変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることがより望ましい。

この負荷制御装置において、前記制御部は、前記制御電圧を上昇させてから所定時間に亘っては、前記極間電圧が低下しても前記制御電圧を低下させない不感期間とすることがより望ましい。

この負荷制御装置において、前記制御部は、前記スイッチ部がオンしてから所定時間に亘っては、前記極間電圧に依らずに、前記制御電圧の調節可能な範囲内における最大値に前記制御電圧を維持する始動期間とすることがより望ましい。

この負荷制御装置において、前記スイッチング素子はワイドバンドギャップの半導体材料を用いて構成されていることがより望ましい。

本発明は、極間電圧が高くなるほど制御電圧が高くなるように、極間電圧検出部で検出された極間電圧の大きさに応じて制御電圧の大きさを変化させるので、制御電圧が固定されている場合に比べて駆動回路の消費電力を小さく抑えられるという利点がある。

実施形態１の構成を示す概略図である。 同上の動作の説明図である。 同上の動作の説明図である。 同上の動作の説明図である。 同上の概略構成を示す回路図である。 同上の動作の説明図である。 実施形態３の概略構成を示す回路図である。

（実施形態１）
本実施形態の負荷制御装置１は、図１に示すように、双方向に流れる電流をオン・オフするスイッチ部としての双方向スイッチ１０と、双方向スイッチ１０の導通（オン）・遮断（オフ）を切り替える駆動回路２０とを備えている。図１の例では、負荷制御装置１は、交流電源３２から負荷（電気機器等）３１への供給電力のスイッチングに用いられており、双方向スイッチ１０が交流電源３２と負荷３１との間に挿入されている。

双方向スイッチ１０は、それぞれトランジスタからなる第１および第２のスイッチング素子１１，１２を一体に有する素子である。なお、以下では第１および第２のスイッチング素子１１，１２に共通する点については、両スイッチング素子１１，１２を特に区別せずに説明する。

第１および第２の各スイッチング素子１１，１２は制御端子としてのゲート端子と、第１端子・第２端子としてのドレイン端子とソース端子とを有する。詳しくは後述するが、スイッチング素子１１，１２は窒化物系半導体などのワイドバンドギャップの半導体材料を用いたＦＥＴ（Field-EffectTransistor）からなる。ワイドバンドギャップとは、たとえばシリコン（Ｓｉ）のバンドギャップ（１．１ｅＶ）の２倍以上のバンドギャップ（２．２ｅＶ以上）をいう。これにより、双方向スイッチ１０は、導通（オン）状態での電流経路に存在する電気抵抗であるオン抵抗が比較的低く且つ大電流にも対応可能であって高耐圧のパワーデバイスを実現することが可能になる。ここでいうワイドバンドギャップ半導体とは、たとえば周期律表第２周期の軽元素を構成要素とする半導体と定義されており、窒化物系半導体のほか、炭化珪素（ＳｉＣ）なども含んでいる。

双方向スイッチ１０は、第１のスイッチング素子１１のドレイン端子・ソース端子間の電流経路と、第２のスイッチング素子１２のドレイン端子・ソース端子間の電流経路とが直列に接続されて構成されている。ここでは、両スイッチング素子１１，１２は、互いのドレイン端子同士が接続され、第１のスイッチング素子１１のソース端子が交流電源３２に接続され、第２のスイッチング素子１２のソース端子が負荷３１に接続されている。

駆動回路２０は、第１および第２の各スイッチング素子１１，１２のゲート端子・ソース端子にそれぞれ接続されており、各スイッチング素子１１，１２のゲート端子・ソース端子間に制御電圧としてのゲート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を印加する。ここで、駆動回路２０は、両方のスイッチング素子１１，１２に対して同値のゲート電圧を印加するので、以下、各スイッチング素子１１，１２にそれぞれ印加されるゲート電圧Ｖｇ１とゲート電圧Ｖｇ２とを特に区別しないときには単に「ゲート電圧Ｖｇ」という。

駆動回路２０は、ゲート電圧Ｖｇを制御することにより、各スイッチング素子１１，１２のドレイン端子・ソース端子間の電流経路の導通・遮断を切り替え、双方向スイッチ１０をオンオフ制御する。スイッチング素子１１，１２は、ゲート電圧Ｖｇが所定の閾値を下回る場合にドレイン端子・ソース端子間の電流経路が遮断され、ゲート電圧Ｖｇが閾値を超える場合にドレイン端子・ソース端子間の電流経路が導通するノーマリオフ型のスイッチ素子を構成する。

ここで、駆動回路２０は、双方向スイッチ１０にゲート電圧Ｖｇを印加する素子駆動部としてのゲート駆動部２１と、ゲート駆動部２１の動作を制御する制御部２２とを有している。ゲート駆動部２１は、出力電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の大きさが可変である直流電圧源からなる。制御部２２は、外部からのオンオフ信号を受け、オンオフ信号が「Ｈ」の期間に双方向スイッチ１０にゲート電圧Ｖｇが印加され双方向スイッチ１０がオンするように、ゲート駆動部２１に対して駆動信号を出力する。駆動信号を受けたゲート駆動部２１は、駆動信号によって決まる大きさのゲート電圧Ｖｇを第１および第２の両スイッチング素子１１，１２に印加する。

次に、本実施形態における双方向スイッチ１０の基本的な構造および動作について簡単に説明する。

双方向スイッチ１０を構成する各スイッチング素子１１，１２は、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）などの窒化系物系半導体材料を用いたＦＥＴであって、本実施形態ではＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ接合を用いたＦＥＴを採用している。

このスイッチング素子１１，１２を用いた双方向スイッチ１０は、ＪＦＥＴ（junction FET）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor FET）の特性と同じく、図２（ａ）に示すようにゲート電圧Ｖｇの大きさに応じて素子電流Ｉｄの最大値が決定される。ここでいう素子電流Ｉｄは、双方向スイッチ１０の両端間を流れる電流であって、各スイッチング素子１１，１２のドレイン電流に相当する。

図２（ａ）では、ゲート電圧ＶｇがＧ１，Ｇ２，Ｇ３（Ｇ１＜Ｇ２＜Ｇ３）のそれぞれの場合における、双方向スイッチ１０の両端に掛かる電圧（以下、「極間電圧」という）Ｖｓ（横軸）と素子電流Ｉｄ（縦軸）との関係を表している。ここで、ゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ１のときの素子電流Ｉｄの最大値は「Ｉ１」、ゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ２のときの素子電流Ｉｄの最大値は「Ｉ２」、ゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ３のときの素子電流Ｉｄの最大値は「Ｉ３」である（Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３）。つまり、双方向スイッチ１０は、ゲート電圧Ｖｇが高くなるほど両端間に流せる電流の最大値が大きくなる。

なお、ゲート電圧Ｖｇが十分大きければ図２（ａ）に示すように極間電圧Ｖｓと素子電流Ｉｄとは略比例関係にある。図２（ａ）の例では、極間電圧Ｖｓ＝Ｖ１のときに素子電流Ｉｄ＝Ｉ１、極間電圧Ｖｓ＝Ｖ２のときに素子電流Ｉｄ＝Ｉ２、極間電圧Ｖｓ＝Ｖ３のときに素子電流Ｉｄ＝Ｉ３となる（Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３）。

また、各スイッチング素子１１，１２は、ジャンクションゲート構造を持ち、図２（ｂ）に示すようにゲート電圧Ｖｇ（横軸）が大きくなるに連れてゲート端子から流れ込むゲート電流Ｉｇ（縦軸）が増加する特性を有している。そのため、スイッチング素子１１，１２はゲート電圧Ｖｇが大きくなればゲート電力（Ｖｇ×Ｉｇ）も大きくなる。このゲート電力は、スイッチング素子１１，１２をオンするために駆動回路２０のゲート駆動部２１から供給されるので、ゲート電圧Ｖｇが大きくなると駆動回路２０の消費電力が増加することになる。

ところで、本実施形態の負荷制御装置１は、双方向スイッチ１０の両端に掛かる極間電圧Ｖｓを検出する極間電圧検出部４０を駆動回路２０にさらに備えており、極間電圧検出部４０の検出値が制御部２２へ入力されるように構成されている。ここでいう極間電圧Ｖｓは、第１のスイッチング素子１１のソース端子と第２のスイッチング素子１２のソース端子との間に生じる電圧であって、双方向スイッチ１０の両端間を通して負荷３１に流れる負荷電流（＝素子電流）ＩＬの大きさに応じて変動する。

制御部２２は、外部から入力されるオンオフ信号と、極間電圧検出部４０から入力される検出値（極間電圧Ｖｓ）との両方に基づいて、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を決定する。つまり、制御部２２は、オンオフ信号が「Ｈ」の期間において、極間電圧Ｖｓの大きさに応じたゲート電圧Ｖｇが双方向スイッチ１０に印加されるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を調節する。ここでは、制御部２２は極間電圧検出部４０の検出値が大きくなるほどゲート電圧Ｖｇが大きくなるように、駆動信号を変化させる。したがって、双方向スイッチ１０は、極間電圧検出部４０の検出値に応じたゲート電圧Ｖｇで駆動されることになる。

以下の説明では、駆動回路２０がゲート電圧Ｖｇの大きさをＧ１，Ｇ２，Ｇ３の３段階で変化させる場合を例示し、駆動回路２０がゲート電圧Ｖｇを切り替えるときの基準となる極間電圧Ｖｓの閾値をＶ１，Ｖ２，Ｖ３（Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３）とする（図２（ａ）参照）。要するに、制御部２２は、極間電圧ＶｓがＶｓ≦Ｖ１のときにゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ１となり、極間電圧ＶｓがＶ１＜Ｖｓ≦Ｖ２のときにゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ２となり、極間電圧ＶｓがＶ２＜Ｖｓ≦Ｖ３のときにゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ３となるように、駆動信号を決定する。また、双方向スイッチ１０を流れる負荷電流ＩＬの上限値はＩ３であって、負荷電流ＩＬと極間電圧Ｖｓとは負荷電流ＩＬ＝Ｉ１のときに極間電圧Ｖｓ＝Ｖ１、負荷電流ＩＬ＝Ｉ２のときに極間電圧Ｖｓ＝Ｖ２という関係にある（Ｉ１＜Ｉ２＜Ｉ３）。

次に、本実施形態の負荷制御装置１の動作について図３のタイムチャートを参照して説明する。なお、図３中（ａ）はオンオフ信号、（ｂ）はゲート電圧Ｖｇ、（ｃ）は負荷電流ＩＬ、（ｄ）は極間電圧Ｖｓを表している。

図３（ａ）に示すオンオフ信号が「Ｈ」になると、制御部２２からの駆動信号によりゲート駆動部２１が駆動され、ゲート駆動部２１からのゲート電圧Ｖｇ（図３（ｂ））により双方向スイッチ１０がオンして負荷３１に負荷電流ＩＬ（図３（ｃ））が流れ始める。ここで、駆動回路２０は、オンオフ信号が「Ｈ」に変化した直後にはゲート電圧ＶｇをＧ１，Ｇ２，Ｇ３のうち最も低いＧ１に設定する。したがって、制御部２２は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧Ｖｓ（図３（ｄ））がＶ１以下であれば、ゲート電圧Ｖｇを初期値（Ｇ１）から変化させないように駆動信号を固定する（図３の「Ｔ１」の期間）。

負荷電流ＩＬが増加してＩ１に達し、極間電圧ＶｓがＶ１を超えると、制御部２２は、ゲート電圧ＶｇをＧ１からＧ２（＞Ｇ１）に変化させるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を変化させる。その後、制御部２２は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧ＶｓがＶ１＜Ｖｓ≦Ｖ２の範囲内にある間は、ゲート電圧ＶｇをＧ２から変化させないように駆動信号を固定する（図３の「Ｔ２」の期間）。

負荷電流ＩＬがさらに増加してＩ２に達し、極間電圧ＶｓがＶ２を超えると、制御部２２は、ゲート電圧ＶｇをＧ２からＧ３（＞Ｇ２）に変化させるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を変化させる。その後、制御部２２は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧ＶｓがＶ２＜Ｖｓ≦Ｖ３の範囲内にある間は、ゲート電圧ＶｇをＧ３から変化させないように駆動信号を固定する（図３の「Ｔ３」の期間）。

すなわち、駆動回路２０は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧Ｖｓが所定の閾値を超える度に、双方向スイッチ１０に印加されるゲート電圧Ｖｇを高くするように動作する。

その後、オンオフ信号が「Ｌ」になると、制御部２２からの出力が停止してゲート駆動部２１の動作が停止し、ゲート電圧Ｖｇがゼロになることにより双方向スイッチ１０がオフして負荷電流ＩＬが停止する。再びオンオフ信号が「Ｈ」になると、制御部２２からの駆動信号によりゲート駆動部２１が再駆動され、ゲート駆動部２１からのゲート電圧Ｖｇ（＝Ｇ１）により双方向スイッチ１０がオンして負荷３１に負荷電流ＩＬが流れ始める（図３の「Ｔ４」の期間）。

また、オンオフ信号が「Ｈ」の期間中において、負荷電流ＩＬは増加するだけではなく減少することもあるため、一旦閾値を超えた極間電圧Ｖｓが、負荷電流ＩＬの減少に伴い低下して閾値を下回る場合がある。この場合における負荷制御装置１の動作について図４のタイムチャートを参照して以下に説明する。なお、図４中（ａ）はオンオフ信号、（ｂ）はゲート電圧Ｖｇ、（ｃ）は負荷電流ＩＬ、（ｄ）は極間電圧Ｖｓを表している。

オンオフ信号が「Ｈ」になった後の図４中「Ｔ１」〜「Ｔ３」の期間においては、駆動回路２０は、図３の場合と同様に、負荷電流ＩＬが増加して極間電圧Ｖｓが上昇するのに伴ってゲート電圧ＶｇをＧ１，Ｇ２，Ｇ３の順に切り替える。

負荷電流ＩＬが減少してＩ２に達し、極間電圧ＶｓがＶ２以下になると、制御部２２は、ゲート電圧ＶｇをＧ３からＧ２に変化させるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を変化させる。その後、制御部２２は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧ＶｓがＶ１＜Ｖｓ≦Ｖ２の範囲内にある間は、ゲート電圧ＶｇをＧ２から変化させないように駆動信号を固定する（図４の「Ｔ４」の期間）。

負荷電流ＩＬがさらに減少してＩ１に達し、極間電圧ＶｓがＶ１以下になると、制御部２２は、ゲート電圧ＶｇをＧ２からＧ１に変化させるように、ゲート駆動部２１に与える駆動信号を変化させる。その後、制御部２２は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧ＶｓがＶｓ≦Ｖ１の範囲内にある間は、ゲート電圧ＶｇをＧ１から変化させないように駆動信号を固定する（図４の「Ｔ５」の期間）。

すなわち、駆動回路２０は、極間電圧検出部４０で検出される極間電圧Ｖｓが所定の閾値以下になる度に、双方向スイッチ１０に印加されるゲート電圧Ｖｇを低くするように動作する。

次に、本実施形態の負荷制御装置１の具体的な構成について図５を参照して説明する。なお、図１ではスイッチング素子１１，１２の等価回路で双方向スイッチ１０が表されていたのに対し、図５では双方向スイッチ１０は１つの素子として表されているが、いずれの双方向スイッチ１０も機能は同一である。

本実施形態の負荷制御装置１は、ゲート駆動部２１が、トランス２３と、トランス２３の一次巻線２３１に直列に接続されたスイッチ要素としてのトランジスタ（ここではＭＯＳＦＥＴ）２４とを有するフライバックコンバータから構成されている。ここで、ゲート駆動部２１は、第１および第２の各スイッチング素子１１，１２のゲート端子・ソース端子間にゲート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２をそれぞれ印加するため、第１の二次巻線２３２と第２の二次巻線２３３とを有するトランス２３が用いられている。

一次巻線２３１とトランジスタ２４との直列回路には、直流電源（図示せず）から一定の直流電圧Ｖｄｄが印加されており、トランジスタ２４のゲート端子には制御部２２から周期的な矩形波からなる駆動信号が入力されている。これにより、駆動信号が「Ｈ」、「Ｌ」を交互に繰り返すことによって一次巻線２３１に間欠的に電流が流れ、第１および第２の各二次巻線２３２，２３３に電圧が発生することになる。

第１の二次巻線２３２は、両端間にダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１が接続されており、電圧発生時にダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１を充電する。同様に、第２の二次巻線２３３は、両端間にダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２が接続されており、電圧発生時にダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２を充電する。各コンデンサＣ１，Ｃ２は、それぞれ第１および第２の各スイッチング素子１１，１２のゲート端子・ソース端子間に接続されている。

これにより、ゲート駆動部２１は、コンデンサＣ１の両端に生じる電圧をゲート電圧Ｖｇ１として第１のスイッチング素子１１に印加し、コンデンサＣ２の両端に生じる電圧をゲート電圧Ｖｇ２として第２のスイッチング素子１２に印加する。第１のスイッチング素子１１に印加されるゲート電圧Ｖｇ１と第２のスイッチング素子１２に印加されるゲート電圧Ｖｇ２とは、たとえば両二次巻線２３２，２３３の巻数比を調節するなどして異なる値とすることもできるが、本実施形態では同値である。

一方、制御部２２は、正弦波を発生する発振器２５と、ゲート駆動部２１に対して駆動信号を出力するコンパレータ２６とを有している。

発振器２５は、外部からのオンオフ信号を入力とし、オンオフ信号が「Ｈ」の期間に正弦波を出力し、オンオフ信号が「Ｌ」の期間には正弦波の出力を停止する。コンパレータ２６の一方の入力には発振器２５の出力が接続され、他方の入力には極間電圧検出部４０の出力が比較部４１およびＤ／Ａ変換器４２を介して接続されている。

比較部４１には、極間電圧検出部４０から双方向スイッチ１０の両ソース端子Ｓ１，Ｓ２間に生じる極間電圧Ｖｓに応じた検出電圧が入力される。比較部４１は、極間電圧検出部４０から入力された検出電圧を、駆動回路２０がゲート電圧Ｖｇを切り替えるときの基準となる極間電圧Ｖｓの各閾値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３（Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３）とそれぞれ比較する。Ｄ／Ａ変換器４２は、比較部４１の比較結果に応じた大きさの参照電圧Ｖ１０をコンパレータ２６の基準電圧として出力する。

コンパレータ２６は、参照電圧Ｖ１０と発振器２５の出力とを比較することにより、参照電圧Ｖ１０の大きさに応じてオンデューティが決まる矩形波を、駆動信号としてゲート駆動部２１に出力する。これにより、ゲート駆動部２１は、参照電圧Ｖ１０の大きさに応じたオンデューティにてＰＷＭ（Pulse WidthModulation）制御され、下記数１の式で表されるゲート電圧Ｖｇ（＝Ｖｇ１＝Ｖｇ２）を発生することになる。数１では、Ｄは駆動信号のオンデューティ、Ｎｓはトランス２３の二次巻線２３２，２３３の巻数、Ｎｐは一次巻線２３１の巻数、Ｖｄｄは一次巻線２３１とトランジスタ２４との直列回路に印加される直流電圧を表している。

したがって、ゲート駆動部２１から双方向スイッチ１０に印加されるゲート電圧Ｖｇは、駆動信号のオンデューティが大きくなるほど高くなるように、駆動信号に応じて変化する。本実施形態では、コンパレータ２６の基準電圧（Ｖ１０）が大きくなるほど、コンパレータ２６から出力される駆動信号のオンデューティが大きくなってゲート電圧Ｖｇが高くなるように、コンパレータ２６が動作する。

次に、上記構成の駆動回路２０の動作について図６を参照して説明する。なお、図６中（ａ）はオンオフ信号、（ｂ）は発振器２５の出力、（ｃ）はコンパレータ２６の出力（駆動信号）、（ｄ）はゲート電圧Ｖｇ（＝Ｖｇ１＝Ｖｇ２）を表している。

図６（ａ）に示すオンオフ信号が「Ｈ」になると、制御部２２の発振器２５が正弦波の出力（図６（ｂ））を開始し、コンパレータ２６は参照電圧Ｖ１０（図６（ｂ）参照）と発振器２５の出力との比較結果を出力する（図６（ｃ））。ゲート駆動部２１は、コンパレータ２６の出力する駆動信号を受けてトランジスタ２４をスイッチングすることにより、駆動信号のオンデューティが反映された大きさのゲート電圧Ｖｇ＝Ｇ１を双方向スイッチ１０に印加する（図６（ｄ））。その後、極間電圧ＶｓがＶ１以下である間は、コンパレータ２６の基準電圧（Ｖ１０）は変化せず、コンパレータ２６から出力される駆動信号のオンデューティは一定に維持されるので、ゲート電圧Ｖｇは初期値（Ｇ１）に維持される（図６の「Ｔ１」の期間）。

負荷電流ＩＬが増加し極間電圧ＶｓがＶ１を超えると、コンパレータ２６の基準電圧（Ｖ１０）が高くなり、コンパレータ２６から出力される駆動信号のオンデューティが大きくなるので、ゲート電圧ＶｇはＧ１からＧ２（＞Ｇ１）に変化する。その後、極間電圧ＶｓがＶ１＜Ｖｓ≦Ｖ２の範囲内にある間は、コンパレータ２６の基準電圧（Ｖ１０）は変化せず、コンパレータ２６から出力される駆動信号のオンデューティは一定に維持されるので、ゲート電圧ＶｇはＧ２に維持される（図６の「Ｔ２」の期間）。

すなわち、駆動回路２０は、極間電圧検出部４０で検出された極間電圧Ｖｓと各閾値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３との比較結果（Ｖ１０）に応じて、双方向スイッチ１０に印加されるゲート電圧Ｖｇを変化させるように動作する。

その後、オンオフ信号が「Ｌ」になると、制御部２２の発振器２５が出力を停止し、コンパレータ２６の出力が停止してゲート駆動部２１の動作が停止し、ゲート電圧Ｖｇがゼロになる。

以上説明した構成によれば、負荷制御装置１は、負荷３１に流れる負荷電流ＩＬが小さければゲート電圧Ｖｇを低くでき、双方向スイッチ１０を駆動するために消費される電力（ゲート電力）を小さく抑えることができるという利点がある。すなわち、駆動回路２０は、ゲート電圧Ｖｇを一定値に固定するのではなく、双方向スイッチ１０に掛かる極間電圧Ｖｓの大きさに応じてゲート電圧Ｖｇを変化させるので、負荷電流ＩＬの大きさに合わせた適切なゲート電圧Ｖｇで双方向スイッチ１０を駆動できる。

したがって、負荷制御装置１は、比較的大きな負荷電流ＩＬに対応させられる場合でも、負荷電流ＩＬが小さいときには双方向スイッチ１０に印加されるゲート電圧Ｖｇを低く抑えることができる。これにより、負荷制御装置１は、ゲート端子から流れ込むゲート電流Ｉｇも小さく抑えることができ、双方向スイッチ１０を駆動するために駆動回路２０から供給される電力、つまり駆動回路２０の消費電力も比較的小さく抑えることが可能になる。

また、本実施形態では、駆動回路２０は、負荷電流ＩＬの増加に伴いゲート電圧Ｖｓを高くするだけでなく、負荷電流ＩＬの減少に伴いゲート電圧Ｖｓを低下させるので、負荷電流ＩＬが減少した場合でも消費電力を低減することができる。そのため、負荷制御装置１は、双方向スイッチ１０がオンした直後に突入電流が生じる負荷３１に用いられる場合でも、突入電流で一時的に増加した負荷電流ＩＬが減少した後には、ゲート電圧Ｖｓを低くして駆動回路２０の消費電力を低減することができる。

ここにおいて、負荷制御装置１は、上述したような突入電流に対応するため、オンオフ信号が「Ｈ」に切り替わってから所定の始動期間に亘っては、極間電圧Ｖｓに依らずにゲート電圧Ｖｇを最大値（ここではＶｇ＝Ｇ３）に維持するように構成されていてもよい。すなわち、始動期間には突入電流によって大きな負荷電流ＩＬが流れることがあるため、制御部２２は、双方向スイッチ１０がオンした直後の所定時間（始動期間）には、ゲート電圧Ｖｇを最大値に固定して大きな負荷電流ＩＬを流せる状態とする。この始動期間においては、制御部２２は、極間電圧検出部４０から入力される検出値（極間電圧Ｖｓ）が変化しても、ゲート電圧Ｖｇの切り替えは行わない。始動期間が経過すると、負荷制御装置１は、上述したように極間電圧Ｖｓに応じてゲート電圧Ｖｇを切り替える動作に移行する。

この構成によれば、双方向スイッチ１０がオンした直後に、ゲート電圧Ｖｇが最大値に固定されるので、ゲート電圧ＶｇがＧ１からＧ２、Ｇ２からＧ３へと段階的に切り替えられる場合に比べ、ゲート電圧Ｖｇの切り替えに伴う損失を小さく抑えることができる。しかも、始動期間の経過後には、ゲート電圧Ｖｇを低下させることができるので、駆動回路２０の消費電力を低減することができる。

また、本実施形態の他の例として、負荷制御装置１は、ゲート電圧Ｖｇを上昇させた後の一定時間はゲート電圧Ｖｇを低下させる動作を行わないように構成されていてもよい。すなわち、制御部２２は、ゲート電圧Ｖｇを上昇させた時点から一定時間の不感期間を設定し、この不感期間には極間電圧検出部４０から入力される検出値（極間電圧Ｖｓ）が低下しても、ゲート電圧Ｖｇを低下させる動作は行わない。ただし、不感期間においても、制御部２２は、極間電圧Ｖｓの上昇に伴ってゲート電圧Ｖｇを上昇させる動作については行う。不感期間が経過すると、駆動回路２０は、その時点での極間電圧Ｖｓに応じてゲート電圧Ｖｇを切り替える動作に移行する。この機能は、たとえばピークホールド回路を用いて、不感期間の間はゲート電圧Ｖｇがピーク値に保持されるように駆動回路２０を構成することにより実現される。

この構成では、負荷電流ＩＬのリンギングなどにより極間電圧Ｖｓが頻繁に変動する場合に、一旦上がったゲート電圧Ｖｇは不感期間が経過するまでは低下させられることがなく、ゲート電圧Ｖｇの頻繁な切り替えに伴い生じる損失を低減することができる。

なお、スイッチング素子１１，１２はゲート端子とドレイン端子とソース端子とを有するトランジスタであればよく、ワイドバンドギャップの半導体材料を用いたＦＥＴに限らず、たとえば一般的なＪＦＥＴなどであってもよい。

また、上記実施形態では、駆動回路２０が極間電圧Ｖｓの閾値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を用いてゲート電圧ＶｇをＧ１，Ｇ２，Ｇ３の３段階で変化させる場合を例示したが、この例に限らず、ゲート電圧Ｖｇは極間電圧Ｖｓの大きさに応じて連続的に変化してもよい。すなわち制御部２２は、極間電圧Ｖｓが高くなるほどゲート電圧Ｖｇが高くなり、極間電圧Ｖｓが低くなるほどゲート電圧Ｖｇが低くなるように、極間電圧検出部４０で検出された極間電圧Ｖｓの大きさに応じてゲート電圧Ｖｇを変化させる構成であればよい。

（実施形態２）
本実施形態の負荷制御装置１は、駆動回路２０においてゲート電圧Ｖｇを変化させるために駆動信号のオンデューティと共に周波数を変化させる点が実施形態１の負荷制御装置１と相違する。

ゲート駆動部２１を構成するコンバータは、重負荷状態（負荷抵抗が小さいとき）ではトランス２３に電流が連続的に流れる電流連続モードで動作することにより、高効率、低リップルの特性を実現することができる。しかし、駆動信号のオンデューティだけを変化させる方法では、ゲート駆動部２１を構成するコンバータは軽負荷時にトランス２３に電流が断続的に流れる電流断続モードに入り、電力変換効率の低下、リップル電圧の増加を引き起こすことがある。

これらの２つの動作モードのいずれでゲート駆動部２１が動作するかは、出力負荷、駆動信号の周波数およびオンディーティのバランスで決定され、下記数２の式でその条件が表される。つまり、数２の条件を満たす場合に、ゲート駆動部２１を構成するコンバータは電流連続モードで動作する。数２では、Ｄは駆動信号のオンデューティ、Ｔｓｗは周期、ηはコンバータの電力変換効率、ＲＬは負荷抵抗、Ｎｓはトランス２３の二次巻線２３２，２３３の巻数、Ｎｐは一次巻線２３１の巻数、Ｌｐは一次巻線２３１のインダクタンスを表している。

そのため、ゲート駆動部２１は、負荷抵抗ＲＬが大きい軽負荷状態（ゲート電圧Ｖｇが低いとき、ゲート電流Ｉｇが小さいとき）では、駆動信号の周期Ｔｓｗを短くすることにより、電流連続モードでコンバータを動作させることができる。

そこで、本実施形態においては、駆動回路２０は、ゲート電圧Ｖｇが低いときほど駆動信号の周期Ｔｓｗが短くなるように、駆動信号のオンデューティだけでなく周波数も変化させることにより、高効率、低リップルの特性を実現する。

駆動信号におけるオンデューティと共に周波数を変化させるための構成は、たとえば図５の回路を基本に、ＶＣＯ（電圧制御発振器）を発振器２５として用い、Ｄ／Ａ変換器４２の出力を発振器２５に入力して周波数を可変とすることにより実現される。この場合、発振器２５は、Ｄ／Ａ変換器４２が出力する参照電圧Ｖ１０が低いとき、つまりゲート電圧Ｖｇが低いときほど駆動信号の周波数が高く（周期Ｔｓｗが短く）なるように、参照電圧Ｖ１０の大きさに応じて発振周波数を制御する。要するに、図６の例においては、制御部２２は、「Ｔ２」の期間に比べて「Ｔ１」の期間で、駆動信号のオンデューティを小さくするとともに、発振器２５の発振周波数を高くして駆動信号の周期Ｔｓｗを短くする。

以上説明した本実施形態の負荷制御装置１によれば、駆動回路２０は、ゲート電圧Ｖｇを比較的広い範囲で変化させながらも、ゲート駆動部２１を高効率、低リップルで動作させることができるという利点がある。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態の負荷制御装置１は、駆動回路２０においてゲート電圧Ｖｇを変化させるために、一次巻線２３１とトランジスタ２４との直列回路に印加される直流電圧Ｖｄｄを変化させる点が実施形態１の負荷制御装置１と相違する。

ゲート駆動部２１を構成するフライバックコンバータでは、トランス２３の一次側電圧Ｖｉと二次側電圧Ｖｏとは下記数３の式で表される。数３では、Ｄは駆動信号のオンデューティ、Ｎｓはトランス２３の二次巻線２３２，２３３の巻数、Ｎｐは一次巻線２３１の巻数を表している。

そこで、本実施形態では、駆動回路２０は、駆動信号のオンデューティを変化させる構成に代えて、一次巻線２３１とトランジスタ２４との直列回路に印加される直流電圧Ｖｄｄを変化させる構成により、ゲート電圧Ｖｇを可変とする。すなわち、駆動回路２０は、トランス２３の一次側電圧Ｖｉを変化させることにより、二次側電圧Ｖｏを変化させることができ、結果的にゲート電圧Ｖｇを変化させることができる。

この構成は、図７に示すように、図５の回路から制御部２２のコンパレータ２６を省略するとともに、一次巻線２３１に印加される直流電圧Ｖｄｄの大きさがＤ／Ａ変換器４２が出力する参照電圧Ｖ１０に応じて決定される構成とすることで実現される。この場合、参照電圧Ｖ１０の大きさに応じて直流電圧Ｖｄｄの大きさを決定する電圧調節部（図示せず）が、制御部２２の構成要素として設けられる。

以上説明した本実施形態の負荷制御装置１によれば、駆動回路２０は、駆動信号を固定したままでも直流電圧Ｖｄｄの大きさを変化させるだけでゲート電圧Ｖｇを変化させることができるので、比較的簡単な回路構成でゲート電圧Ｖｇを変化させることができる。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

１ 負荷制御装置
１０ 双方向スイッチ（スイッチ部）
１１ （第１の）スイッチング素子
１２ （第２の）スイッチング素子
２０ 駆動回路
２１ ゲート駆動部（素子駆動部）
２２ 制御部
２３ トランス
２４ トランジスタ（スイッチ要素）
４０ 極間電圧検出部
Ｖｇ１，Ｖｇ２ ゲート電圧（制御電圧）
Ｖｓ 極間電圧

Claims (8)

1. 第１端子と第２端子と制御端子とを有するスイッチング素子を用いたスイッチ部と、前記スイッチ部の前記制御端子に制御電圧を印加して前記スイッチ部の前記第１端子・前記第２端子間のオンオフを切り替える駆動回路とを備え、
   前記駆動回路は、前記スイッチ部に前記制御電圧を印加する素子駆動部と、前記素子駆動部を制御し前記制御電圧の大きさを決定する制御部と、前記スイッチ部の両端に掛かる電圧を極間電圧として検出する極間電圧検出部とを有し、前記制御部は、前記極間電圧が高くなるほど前記制御電圧が高くなり、前記極間電圧が低くなるほど前記制御電圧が低くなるように、前記極間電圧検出部で検出された前記極間電圧の大きさに応じて前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする負荷制御装置。
2. 前記スイッチ部は双方向スイッチからなることを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
3. 前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記駆動信号のオンデューティを変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の負荷制御装置。
4. 前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記駆動信号のオンデューティおよび周波数を変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の負荷制御装置。
5. 前記素子駆動部は、前記制御部から出力される周期的な駆動信号によりオンオフ制御されるスイッチ要素を具備し、トランスの一次側に流れる電流を前記スイッチ要素でスイッチングすることにより前記トランスの二次側に前記制御電圧を発生するフライバックコンバータからなり、前記制御部は、前記極間電圧に応じて前記トランスの一次側に印加される電圧の大きさを変化させることにより、前記制御電圧の大きさを変化させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の負荷制御装置。
6. 前記制御部は、前記制御電圧を上昇させてから所定時間に亘っては、前記極間電圧が低下しても前記制御電圧を低下させない不感期間とすることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の負荷制御装置。
7. 前記制御部は、前記スイッチ部がオンしてから所定時間に亘っては、前記極間電圧に依らずに、前記制御電圧の調節可能な範囲内における最大値に前記制御電圧を維持する始動期間とすることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の負荷制御装置。
8. 前記スイッチング素子はワイドバンドギャップの半導体材料を用いて構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の負荷制御装置。
   

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