CN101999204A - 双向开关电路及包括该双向开关电路的功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双向开关电路及包括该双向开关电路的功率转换装置。该功率转换装置，是在两个开关元件连接成能够双向导通的双向开关电路中，将相互串联的两个开关元件(SW1、SW2)中的施加在源极(S1)侧的电压比漏极(D)侧的电压还高的逆向电压的开关元件(SW1)构成为即便是在栅极端子(G1)上没有输入导通状态驱动信号的状态下，从源极(S1)侧也可以向漏极(D)侧导通电流。

Description

双向开关电路及包括该双向开关电路的功率转换装置

技术领域

本发明涉及一种两个开关元件串联构成为能够双向导通的双向开关电路。

背景技术

迄今为止，连接两个开关元件构成为能够双向导通的双向开关电路已为众所周知。这样的双向开关电路，如专利文献1、2所公开的那样，是将设置有逆向并联二极管的IGBT或MOSFET等开关元件，使该逆向并列二极管相互逆向相向地连接，或者是将一对逆阻止IGBT相互逆向并联而得。

所述那样的双向开关电路，例如使用于所述专利文献2公开的那样的矩阵交-交转换器的开关电路、以及专利文献3所公开的功率转换电路的功率因素改善电路等中。

先行专利文献

专利文献

专利文献1：日本公开专利公报特开2008-283819号公报

专利文献2：日本公开专利公报特开2005-20799号公报

专利文献3：日本公开专利公报特开2004-101151号公报

然而，如上所述，若通过在开关元件上各自设置逆向并列二极管构成双向开关电路，则这部分就会增加元器件数量，使电路复杂了的同时也增大了导通状态损耗，这成为问题。

对此，如所述专利文献1公开的构成那样，可以考虑省略逆向并列二极管而由逆向并联一对逆向元件IGBT来构成等，但是，为了防止逆向电压(源极侧电压比漏极侧电压还高的状态)对开关元件的损伤有必要在最佳时刻驱动控制多个开关元件，而这样又使得控制变得复杂。

发明内容

本发明是鉴于以上诸点而研发的，其目的在于：在两个开关元件连接成能够双向导通的双向开关电路中，谋求减少元器件数简化电路及降低导通状态损耗，并且得到可借助对开关元件的简单驱动控制双向导通的构成。

—为解决现有问题的技术方案—

为达成所述的目的，本发明所涉及的双向开关电路30中，是将开关元件SW1、SW2中施加逆向电压的开关元件SW1，构成为即便是在栅极端子G1上没有输入导通状态驱动信号的状态下逆向电流也流通。

具体地讲，第一方面的发明，是以包括连接成能够双向导通的两个开关元件SW1、SW2的双向开关电路为对象的。并且，所述两个开关元件SW1、SW2相互串联，所述两个开关元件SW1、SW2中，被施加源极S1侧的电压比漏极D侧的电压高的逆向电压的开关元件SW1，构成为即便是栅极端子G1上没有输入导通驱动信号的状态下，电流也可以从源极S1侧向漏极D侧流动。

根据以上的构成，被施加源极S1侧的电压比漏极D侧的电压高的逆向电压的开关元件SW1，在未被驱动控制的状态下，也是为了使电流从该源极S1侧流向漏极D侧，不再需要回流二极管，也不再需要驱动多个开关元件。因此，由所述的构成，减少了双向开关电路30的部件数量，这样不仅简化了电路的构成，也可以谋得导通状态损耗的降低。还有，根据所述构成，因为不再需要对双向开关电路30内的所有开关元件进行驱动控制，所以控制变得容易。

在所述构成中，包括用以驱动控制被施加所述逆向电压的开关元件SW1的栅极驱动电路33，所述栅极驱动电路33，包括在所述开关元件SW1的源极S1和栅极端子G1之间与该开关元件SW1并联的电阻体44(第二方面的发明)。

借助这样在所述开关元件SW1的源极S1和栅极端子G1之间与该开关元件SW1并联的电阻体44，源极S1和漏极D之间的电压，基本上都施加在栅极端子G1和漏极D之间。因此，根据所述构成，就可以有效地增大所述栅极端子G1和漏极D之间的电压，尽可能地使其迅速地上升到所述开关元件SW1成为导通状态的阈值电压Vt，还可以使该开关元件SW1成为逆向导通状态(能够从源极端子向漏极导通的状态)。

还有，通过设置所述那样的电阻体44，就可以防止施加超过在源极S1和栅极端子G1之间的耐压那样大的电压，为此就可以防止开关元件SW1的源极S1和栅极端子G1之间发生破坏。

还有，优选被施加所述逆向电压的开关元件SW1’具有：只允许电流在栅极端子G1和漏极D之间从该栅极端子G1侧流向漏极D侧的栅极-漏极间寄生二极管Dgd1，所述开关元件SW1’，构成为使得该开关元件SW1’成为导通状态的阈值电压Vt比所述栅极-漏极间寄生二极管Dgd1的正向电压Vf小(第三方面的发明)。

由此，电流不会在形成于栅极端子G1和漏极D之间的栅极-漏极间的寄生二极管Dgd1中流动，开关元件SW1’借助栅极端子G1和漏极D之间的电压成为导通状态，电流在该开关元件SW1’中流动。在此，若开关元件SW1’内的栅极-漏极间的寄生二极管Dgd1上流通电流，则该寄生二极管Dgd1内蓄积了少数载流子导致断开时的延迟，并且与电流流过开关元件SW1’的情况相比损耗增大，但是如上所述，通过使电流不在栅极-漏极间寄生二极管Dgd1中流动，而使电流在开关元件SW1’中流动，就可以防止断开时的延迟的发生或损耗的增大。

还有，优选被施加所述逆向电压的开关元件SW1’，具有只允许电流在栅极端子G1和漏极D之间从该栅极端子G1侧流向漏极D侧的栅极-漏极间寄生二极管Dgd1和用以驱动控制所述开关元件SW1’的栅极驱动电路51；所述栅极驱动电路51，包括调整栅极-漏极间电压Vgd的栅极电压调整部54，使得栅极端子G1和漏极D之间的该栅极-漏极间电压Vgd比所述栅极-漏极间寄生二极管Dgd1的正向电压Vf小(第四方面的发明)。

由此，确实可以使栅极端子G1和漏极D之间的栅极-漏极间电压Vgd比形成在栅极端子G1和漏极D之间的栅极-漏极间寄生二极管Dgd1的正向电压Vf小，为此，也就可以更确实地防止在该栅极-漏极间寄生二极管Dgd1上流过电流。

还有，优选包括用以分别驱动控制所述两个开关元件SW1、SW2的两个栅极驱动电路33、34，所述栅极驱动电路33、34，构成为对各个开关元件SW1、SW2的各自的在栅极端子G1、G2上输入相同的驱动信号(第五方面的发明)。

通过这样做，不再需要针对每个开关元件SW1、SW2改变驱动信号的内容以及该驱动信号的输入时刻，所以开关元件SW1、SW2的驱动控制就变得容易。

另外，正如所述的构成，若同时向各开关元件SW1、SW2输入驱动信号，则由于时刻的偏离以及开关元件SW1、SW2的特性的偏差等使得各开关元件SW1、SW2成为导通状态的时刻偏离，还有可能使得施加逆向电压的开关元件的破坏，但是如所述第一方面的发明那样，作为开关元件使用的是即使输入栅极端子G1的驱动信号是断开信号电流也逆向流动的结构，因此，即使电压逆向施加在开关元件SW1、SW2上，也能够防止该开关元件SW1、SW2损坏。

还有，优选的是包括构成为对被施加所述逆向电压的开关元件SW1输出断开控制信号的控制电路30(第六方面的发明)。由此，在被施加逆向电压的开关元件SW1上流通逆向电流，且由该开关元件SW1确实可以遮断该开关元件SW1的正向电流。也就是说，根据所述构成，就可以得到能够更确实地切换导通方向的双向开关电路30。

还有，优选的是所述两个开关元件SW1、SW2设置在具有两个栅电极的一个器件上(第七方面的发明)。通过这样做，两个开关元件SW1、SW2就可以共有漏极端子，器件的芯片面积也相应的减少。因此，就可以降低双向开关电路30的损耗。

还有，在第七方面的发明所述的双向开关电路中，优选的是所述两个栅电极的距离，比相互对应的的栅电极和源电极之间的距离大(第八方面的发明)。通过这样做，就可以确保贡献于开关元件SW1、SW2的耐压的两个栅极电极间的距离能够更大。

第九至第十二方面的发明，涉及功率转换装置。具体地讲，第八方面的发明中，功率转换装置，是包括将第一至第四方面任一方面的发明所述的双向开关电路作为开关部的矩阵交-交转换器60(第九方面的发明)。通过这个构成，即便是在矩阵交-交转换器60中，也可以得到第一至第四方面的发明那样的作用。特别是在第九方面的发明中，优选的是构成所述矩阵交-交转换器60的开关部的两个开关元件Sur1、Sur2设置在具有两个栅电极的一个器件上(第十方面的发明)。通过这样做，在矩阵交-交转换器60中也能够得到与所述第七方面的发明同样的作用。在第十方面的发明中，优选的是所述两个栅电极的距离比相互对应的的栅电极和源电极之间的距离大(第十一方面的发明)。通过这样做，对开关元件(SW1、SW2)的耐压起贡献的两个栅电极间的距离可以确保得更大。

还有，第十方面的发明中，功率转换装置1、1’，包括将第一至第八方面任一方面的发明中所述的双向开关电路作为开关部的(第十二方面的发明)。通过这样的构成，即便是在包括功率因素改善电路等双向开关电路的功率转换装置1、1’中，也可以得到所述第七方面的发明那样的效果。

—发明的效果—

如上所述，根据第一方面的发明，串联的两个开关元件SW1、SW2中施加逆向电压的开关元件SW1，因为是构成为即便是栅极端子G1上没有输入导通状态驱动信号的状态下也可以逆向导通，所以可削减元器件数，简化电路构成及谋得导通损耗的降低，并且易于易进行对多个开关元件的控制。

还有，根据第二方面的发明，所述开关元件SW1的栅极驱动电路33，因为在源极S1和栅极端子G1之间包括与该开关元件SW1并联的电阻体44，所以就可以防止在源极S1和栅极端子G1之间施加超过耐压的电压，并且可以使所述开关元件SW1成为有效的导通状态。

还有，根据第三方面的发明，所述开关元件SW1’，在栅极端子G1和漏极D之间具有栅极-漏极间寄生二极管Dgd1，因为使该开关元件SW1’成为导通状态的阈值电压Vt比所述寄生二极管Dgd1的正向电压Vf小，所以就不会使逆向电流流过该寄生二极管Dgd1而是会使逆向电路流过开关元件SW1’，就可以防止断开时的延迟及损耗的增大。

还有，根据第四方面的发明，所述开关元件SW1’，在栅极端子G1和漏极D之间具有栅极-漏极间寄生二极管Dgd1，因为调整栅极端子G1和漏极D之间的电压Vgd使得与该寄生二极管Dgd1的正向电压Vf相比该栅极端子G1和漏极D之间的电压Vgd小，所以确实可以防止电流流过该寄生二极管Dgd1。

还有，根据第五方面的发明，栅极驱动电路33、34，因为是构成为向多个开关元件SW1、SW2的栅极端子G1、G2输入同样的驱动信号，所以就可以容易地进行多个开关元件SW1、SW2的驱动控制。

还有，根据第六方面的发明，因为是对施加逆向电压的开关元件SW1输出断开状态控制信号的，所以可以遮断该开关元件SW1的正向流动的电流，可以得到更确实能够进行双向切换的双向开关电路30。

还有，根据第七方面的发明，因为所述开关元件SW1、SW2是设置在一个器件上，所以谋得缩小器件的芯片面积降低损耗。

还有，根据第八方面的发明，因为可以确保两个栅极电极间的距离更大，所以就可以提高两个源极端子间，即漏极-源极间的耐压。

还有，根据第九方面的发明，因为矩阵交-交转换器60包括所述第一至第四方面的发明的任一双向开关电路作为开关部，所以即便是在该矩阵交-交转换器60中，也可以得到与所述第一至第四方面的发明相同的效果。特别是如第十方面的发明那样，矩阵交-交转换器60中，通过将开关元件Sur1、Sur2设置在一个器件中，就可以得到与所述第七方面的发明同样的效果。还有，根据所述第十一方面的发明，因为可以确保两个栅极电极间的距离为更大，所以就可以得到与第八方面的发明同样的效果。

再有，根据第十二方面的发明，因为功率转换装置1、1’包括所述第一至第八方面任一方面的发明中的双向开关电路作为开关部，所以就可以得到与第一至第八方面的发明同样的效果。

附图说明

图1是表示第一实施方式所涉及的功率转换装置的概略构成的图。

图2(a)是表示构成双向开关的双栅型(dual gate型)器件的概略构成的图；图2(b)是表示双栅型器件的电路记号的例。

图3是表示双向开关的驱动电路的概略构成图。

图4是表示驱动电路的动作及状态的时序图。

图5是表示双向开关的驱动状态的时序图。

图6是表示第一实施方式的变形例1所涉及的功率转换装置的概略构成图。

图7是表示变形例1的功率转换装置中双向开关的驱动状态的流程的图。

图8是第一实施方式的变形例2所涉及的功率转换装置的相当于图3的图。

图9是第一实施方式的变形例3所涉及的功率转换装置的相当于图3的图。

图10是表示第一实施方式的变形例4所涉及的功率转换装置的双向开关的概略构成的图。

图11是表示第二实施方式所涉及的功率转换装置的概略构成的图。

图12(a)是表示第二实施方式所涉及的功率转换装置的R相-T相间通电的状态的图；图12(b)是表示第二实施方式所涉及的功率转换装置的S相-T相间通电的状态的图。

图13是表示现有的双向开关的概略构成的图。

图14是表示现有的双向开关的另一构成的图。

图15(a)是表示现有的双向开关的Iu＞0的情况下的开关起伏图(switching pattern)及导通状态的图。

图15(b)是表示现有的双向开关的Iu＜0的情况下的开关起伏图(switching pattern)及导通状态的图。

图16是表示第二实施方式所涉及的功率转换装置的双向开关的概略构成的图。

图17是第二实施方式所涉及的双向开关的相当于图15的图。

具体实施方式

以下，基于附图详细说明本发明所涉及的实施方式。另外，以下的优选的实施方式的说明，从本质上讲不过是个示例，无意于限制本发明及其适用物或其用途。

(第一实施方式)

图1中表示了本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置1的电路的一例。这个功率转换装置1，包括交直流转换电路11、倍电压电路12、平滑电容13、直交流转换电路14和功率因素改善电路15，构成为将从交流电源2供来的交流电压转变为规定频率的电压，供给三相交流马达等的负荷3。

所述交直流转换电路11，连接于所述交流电源2，构成为将交流电压整流为直流。这个交直流转换电路11，是由多个(图4例中为四个)二极管D1～D4连接为桥式而成的二极管桥式电路，经电抗线圈(L)连接在交流电源2上。由此，所述交流电源2的交流电压，由所述二极管D1～D2的桥式电路转变为直流电压。

所述倍压电路12，包括串联的两个电容21、22。这个倍压电路12，是所述交流电源2的一端经所述交直流转换电路11连接在这些电容21、22之间而构成的，所以所述电容21、22被充电，电容21、22的串联电路两端的电压成为所述交流电源2的电压两倍的电荷。

所述平滑电容13，是为平滑由所述交直流转换电路11及倍压电路12整流了的直流电压的电容器。

所述直交流转换电路14，与所述倍压电路12及平滑电容13都是与交直流转换电路11并联。这个直交流转换电路14，是由多个开关元件14a(例如三相交流时为六个)连接成桥式而成。也就是说，没有特别图示，但是所述直交流转换电路14，是由两个开关元件14a、14a相互串联而成的开关脚(switching leg)三个并联而成的，构成为利用这些开关元件14a的开关动作将直流电压转变成交流电压，供给负荷3。另外，本实施方式中，如图1所示，所述各开关元件14a，是由晶体管和二极管反相并联而成的，但是并不限于此，只要是构成为能够开关的构成，其他的构成亦可。

所述功率因素改善电路15，包括具有可以双向导通的双向开关31的双向开关电路30，所述双向开关31的两端连接于该交流电源2使得所述交流电源2能够短路。所述功率因素改善电路15，构成为根据交流电源2的电压极性驱动控制双向开关31，以使该交流电源2短路，通过与所述电抗线圈L的组合对该功率因素改善电路15的输入电流Is进行整流，改善电源功率因素且控制电压Vpn的大小。

具体地讲，所述功率因素改善电路15，包括所述双向开关电路30和对该开关电路30输出对应于所述交流电源2的电压极性的零交叉信号Sz的零交叉检测部32。这个零交叉检测部32，构成为对应于所述交流电源2的交流电压的波形，每半个周期生成输出信号(ON-OFF)翻转的零交叉信号Sz并输出。

所述双向开关电路30，包括构成为能够双向导通的双向开关31、对该双向开关31输出驱动信号Vg1、Vg2驱动该双向开关31的驱动电路33、34和对该驱动电路33、34输出控制信号Sg1、Sg2的功率因素改善控制部35(控制部)。这个功率因素改善控制部35，构成为若输入从所述零交叉检测部32输出的零交叉信号Sz，则基于该零交叉信号Sz将用以驱动控制双向开关31的控制信号Sg1、Sg2输出给所述驱动电路33、34。

所述双向开关31，是将两个开关元件SW1、SW2以漏极相互连接的方式串联构成，通过由所述驱动电路33、34驱动控制该开关元件SW1、SW2，构成为能够双向导通。所述开关元件SW1、SW2，例如是由结型场效应晶体管以及静电感应晶体管、金属半导体场效应型应晶体管、异质结场效应型晶体管、高电子迁移率晶体管等形成，构成为在源极侧施加比漏极侧还高的电压(以下称为逆向电压)的状态下，即便是栅极端子上没有输入驱动信号的情况下，电流也从源极侧向漏极侧流动。另外，所述开关元件SW1、SW2，如图2(a)所示，设置有两个源极端子S1、S2及栅极端子G1、G2且共有漏极侧，也就是可以由所谓的双栅极型器件构成，也可以由各自独立的器件构成。另外，图2(b)，是由所谓的双栅极型器件构成开关元件SW1、SW2的情况下的电路记号的例。所述双栅极型的开关元件SW1、SW2中，优选两个栅极电极的距离比相互对应的栅极电极和源极电极之间的距离大。也就是说，图2(a)的例中，使源极S1-栅极G1间的距离小于栅极G1-栅极G2间的距离，且源极S2-栅极G2间的距离小于栅极G1-栅极G2间的距离更好。这是因为所述双栅极型的器件中，两个源极端子S1、S2间的耐压是受两个栅极端子G1、G2间的耐压左右的，如上所述通过规定电极间的距离，确保充分地耐压性就成为可能。

在此，给所述开关元件SW1、SW2设定通态电阻Ron，使得由从源极侧向漏极侧流动的逆向电流产生的通态电压，比开关元件SW1、SW2成为导通状态的阈值电压Vt高。由此，就可以使栅极-漏极间的电压更迅速地达到所述阈值电压Vt以上的电压。因此，就可以更迅速地使得所述开关元件SW1、SW2成为导通驱动状态，还可以降低电流导通时的损耗。另外，结型场效应晶体管以及静电感应晶体管等晶体管中，阈值电压在2.5V以下，这样可以使得所述通态电阻较小，所以即便是如上所述那样的通态电压达到阈值电压以上的构成也可以降低开关元件的导通损耗。

由此，详细地如后所述，所述开关元件SW1、SW2中源极侧施加高电压的开关元件SW1，在导通状态即便是不进行驱动控制，也可以由作用于该开关元件SW1的逆向电压成为逆向导通可能的状态。因此，本实施方式中，只驱动控制对漏极侧施加比源极侧高的电压的开关元件SW1。

—驱动电路—

以下基于图3说明用以驱动控制具有以上所述那样构成的开关元件SW1、SW2的驱动电路33、34的构成。另外，如该图3所示那样，驱动电路33、34，因为具有相同的构成，所以以下只说明一个驱动电路33，另一个驱动电路34中与该一个驱动电路33相同的构成标注相同的符号。

所述驱动电路33，包括用以在开关元件SW1的栅极G-源极S1间施加电压Vg的驱动电源41、响应于从功率因素改善控制部35输出的控制信号Sg1进行开关动作的两个栅极驱动用开关元件42、43和在所述开关元件SW1的栅极G-源极S1间与该开关元件SW1并联的电阻44(电阻体)。

所述栅极驱动用开关元件42、43相互串联，所述开关元件SW1的栅极端子G1连接在这些开关元件42、43之间。栅极驱动用开关元件43，配置在所述驱动电源41和开关元件SW1的栅极端子G1之间，该开关元件43形成在导通状态时所述驱动电源41的电压Vg施加在开关元件SW1的栅极端子G1上的电压供给电路。另一方面，栅极驱动用开关元件42，设置为该开关元件42处于导通状态时将开关元件SW1的源极侧S1和栅极端子G1起来。另外，所述图3中，符号45，是设置在栅极驱动用开关元件42、43和开关元件SW1的栅极端子G1之间的，调整开关元件SW1的开关速度用电阻。

还有，串联的所述栅极驱动用开关元件42、43，分别对应于从所述功率因素改善控制部35输出的控制信号Sg1，由驱动控制部46、47驱动控制，使得一方为导通状态时另一方为断开状态，而一方为断开状态时而另一方为导通状态。

由此，在利用控制信号Sg1栅极驱动用开关元件43成为导通状态，并且栅极驱动用开关元件42成为断开状态的情况下，开关元件SW1的栅极端子G1上被施加驱动电源41的电压Vg，该开关元件SW1开始工作。即这种情况下，从驱动电路33向开关元件SW1的栅极端子G1输入导通状态驱动信号Vg1。

相反，由控制信号Sg1，栅极驱动用开关元件42成为导通状态，且栅极驱动用开关元件43成为断开状态的情况下，开关元件SW1的栅极端子G1上不施加驱动电源41的电压Vg，该开关元件SW1成为断开状态。这种情况下，从驱动电路33向开关元件SW1的栅极端子G1输入的不是导通驱动信号而是断开控制信号。

在所述开关元件SW1的栅极G1-源极S1之间与所述开关元件SW1并联的所述电阻44具有比该开关元件充分小的电阻值，使得当在所述开关元件SW1上被施加逆向电压时，该开关元件SW1的栅极G1-漏极D之间几乎原样施加逆向电压。即，通过使所述电阻44具有充分小的电阻值，电压几乎不作用在与该电阻44并联的开关元件SW1的源极S1-栅极G1之间，所述逆向电压作用在该开关元件SW1的栅极G1-漏极D之间。

—双向开关电路的动作—

以下，基于图1至图5说明具有以上那样构成的双向开关电路30的动作。

首先，说明用以驱动双向开关电路30内的双向开关31的开关元件SW1、SW2的驱动电路33、34的动作。

如图3、图4所示，在t＝t0，若在双向开关31上对开关元件SW1施加相对于开关元件SW1为逆向(源极侧S1的电压比漏极侧D高的状态)的电源电压Vdc，则通过在该开关元件SW1的驱动电路33上设置电阻44，施加在该开关元件SW1上的电压基本上都加到了栅极G1-漏极D之间。这样，源极S1-栅极G1间的电压Vsg基本为零，并且源极S1-漏极D之间的电压Vsd及栅极G1-漏极D间的电压Vgd保持为开关元件SW1成为导通状态的阈值电压Vt。这样，双向开关31的一个开关元件SW1上，因为只被施加阈值电压Vt的电压，所以双向开关31的另一个开关元件SW2上，施加剩下的电压Vdc-Vt。另外，这个开关元件SW2上，因为没有输入导通状态驱动信号，就成为栅极G1-源极S2间的电压Vgs为零，漏极D-栅极G2间的施加Vdc-Vt的全部电压的状态。

接下来，在t＝t1，若在所述开关元件SW2的驱动电路34上输入控制信号Sg2的导通信号，则驱动电路34的栅极驱动用开关元件43成为导通状态，电压Vg就从驱动电源41施加在所述开关元件SW2的栅极端子G2上。这样，所开关元件SW2成为导通状态，电流Is在双向开关31内流动。即，所述开关元件SW2成为导通状态的期间成为导通状态期间ton。

在此，所述开关元件SW2的漏极D-源极S2间的电压Vds，若该开关元件SW2成为导通状态，则一旦变为零，然后对应于流过该开关元件SW2的电流徐徐增大。另一方面，所述开关元件SW1也是，源极S1-漏极D间的电压Vsd及栅极G1-漏极D间的电压Vgd，由于在该开关元件SW2内的电流而产生的电压徐徐增大。

并且，在t＝t2，若输入所述开关元件SW2的驱动电路34的控制信号Sg2为断开状态，则该驱动电路34的栅极驱动用开关元件43成为断开状态，所述开关元件SW2的栅极端子G1上没有施加驱动电源41的电压Vg，栅极G2-源极S2间的电压Vgs为零。这样，所述开关元件SW1、SW2的各电压，成为与t＝t0相同的状态。

将上述那样的驱动电路33、34的动作与电源电压的波形以及零交叉信号Sz等排列记载的图表示在图5中。另外，这个图5中，零交叉信号Sz为导通状态时，在双向开关31的开关元件SW1上施加逆向电压，且零交叉信号Sz成为断开状态时，在开关元件SW2上施加逆向电压。

如所述图5所示，当在开关元件SW1、SW2上施加逆向电压时，即便是该开关元件SW1、SW2上没有输入驱动信号，只要栅极G1、G2-漏极D间的电压Vgd、Vdg在阈值电压Vt之上，就成为导通状态。并且，进行驱动控制使另一方的开关元件成为导通状态，电流Is就会在双向开关31中流动。

—第一实施方式的效果—

如上所述，根据这个实施方式，作为双向开关31的开关元件SW1、SW2，在源极S1侧施加比漏极D侧高的电压的状态(被施加逆向电压的状态)下，即便是栅极端子G1、G2上没有输入导通状态驱动信号的情况下，通过使用电流从源极侧S1流向漏极D侧的开关元件，只要只驱动控制在漏极D侧施加比源极S2侧更高的电压的开关元件，就可以进行双向开关31的通电控制。因此，所述双向开关31的开关元件SW1、SW2的驱动控制就变得容易。

而且，通过以上所述那样的构成，因为不再需要现有所必须的二极管，就可以减少这部分元器件的数量，谋求电路构成的简单化和导通损耗的降低。

—第一实施方式的变形例1—

这个变形例1，如图6所示，只是在从功率转换装置1’的功率因素改善控制部35’只输出一个控制信号Sg1，双向开关31的开关元件SW1、SW2中输入相同的驱动信号(Vg1＝Vg2)这一点与所述第一实施方式不同，所以与该第一实施方式相同的部分标注同样的符号，以下只说明不同的部分。

具体地讲，如所述图6所示，从零交叉检测部32输入零交叉信号Sz的功率因素改善控制部35’中，构成为将控制信号Sg1输出给驱动电路33、34。由此，因为对所述驱动电路33，34输入相同的控制信号Sg1，所以如图7所示，从该驱动电路33，34向开关元件SW1、SW2分别输出相同的驱动信号Vg1、Vg2。

这样，通过向双向开关31的两个开关元件SW1、SW2输入相同的信号，与分别驱动控制该开关元件SW1、SW2的情况相比控制变得容易。

在此，一般地，如上所述，若向双向开关31的两个开关元件SW1、SW2输入相同的信号，由于开关元件的性能的偏差等，开关元件变成导通状态的时刻有偏离的情况。因此，通过使用所述第一实施方式那样构成的开关元件SW1、SW2，则被施加逆向电压的开关元件，与对栅极端子G1、G2的驱动信号无关地变成导通状态，因此就可以防止该开关元件受到损伤。

—第一实施方式的变形例2—

这个变形例2，如图8所示，只是在具有双向开关31’的两个开关元件SW1’、SW2’中，栅极端子G1’、G2’-漏极D间形成有寄生二极管Dgd1、Dgd2，并且所述开关元件SW1’、SW2’具有不让电流在该寄生二极管Dgd1、dgd2侧流动的构成这一点与所述第一实施方式不同，所以与该第一实施方式相同的部分标注同样的符号，以下只说明不同的部分。

具体地讲，如所述图8所示，对开关元件SW1’、SW2’分别在栅极G1、G2-漏极D间设置有只能从栅极端子G1、G2侧向漏极D侧导通的寄生二极管Dgd1、Dgd2。并且，所述开关元件SW1’、SW2’，构成为成为导通状态的阈值电压Vt比所述寄生二极管Dgd1、Dgd2的正向电压Vf小。

由此，电流在所述寄生二极管Dgd1，Dgd2侧流动以前，所述开关元件SW1’、SW2’成为导通状态该开关元件SW1’、SW2’上流通电流。一般地，若寄生二极管Dgd1、Dgd2上流通电流，则该寄生二极管Dgd1、Dgd2内蓄积了少数载流子产生断开时的延迟或者与流过该寄生二极管Dgd1、Dgd2内之际产生较大的损耗，但是通过做成所述那样的构成并在开关元件SW1’、SW2’侧流通电流，就可以防止断开时的延迟以及损耗的增大。

—第一实施方式的变形例3—

这个变形例3，如图9所示，与所述变形例2一样，只是在双向开关31’的开关元件SW1’、SW2’的栅极端子G1、G2-漏极D间形成寄生二极管Dgd1、Dgd2这一点，以及驱动电路51、52的驱动电源53构成为电压可变的这一点与所述第一实施方式不同，所以与该第一实施方式相同的部分标注同样的符号，以下只说明不同的部分。

具体地讲，如所述图9所示，对开关元件SW1’、SW2’分别在在栅极G1、G2-漏极D之间设置有可以只从该栅极端子G1、G2侧向漏极侧D导通的寄生二极管Dgd1、Dgd2。

所述开关元件SW1’、SW2’的驱动电路51、52中，分别设置有构成为电压可变的驱动电源53。还有，所述驱动电路51、52，包括基于在双向开关31’中流动的电流Is求出栅极G1、G2-漏极D间的电压Vgd，调整所述驱动电源53的电压使得该电压Vgd总是比所述寄生二极管Dgd1、Dgd2的正向电压Vf小的栅极电压调整部54。

详细地说，因为源极S1、S2-漏极D间的电压Vsd，是对应双向开关31’中流动的电流Is变化的(＝Is×Ron(开关元件SW1’、SW2’的通态电阻))，所以所述栅极电压调整部54，构成为对应于所述电压Vsd改变栅极G1、G2-源极S1、S2间的电压Vgs(驱动电源53的电压)，使得栅极G1、G2-漏极D间的电压Vgd总是比所述寄生二极管Dgd1、Dgd2的正向电压Vf小。

由此，因为可以使开关元件SW1’、SW2’的栅极G1、G2-漏极D间的电压Vgd总是比所述寄生二极管Dgd1、Dgd2的正向电压Vf小，所以可以确实防止在该寄生二极管Dgd1、Dgd2中流通电流。因此，也就确实可以防止断开时的迟延的发生以及损耗的增大。

—第一实施方式的变形例4—

这个变形例4，如图10所示，因为只是在双向开关55的开关元件56、57的源极S1、S2-漏极D间形成有寄生二极管Dgd1、Dgd2这一点与所述第一实施方式不同，所以与该第一实施方式相同的部分标注同样的符号，以下只说明不同的部分。

具体地讲，对双向开关55的开关元件56、57在源极S1、S2-漏极D间设置有只从源极S1、S2侧向漏极D侧能够导通的寄生二极管Dgd1、Dgd2。即，所述开关元件56、57，具有源极S1、S2-漏极D间的寄生二极管Dgd1、Dgd2，由例如MOSFET等构成。

由此，即便是在所述开关元件56、57上施加源极S1、S2侧比漏极D侧更高的逆向电压的情况下，到该开关元件56、57成为导通状态为止，由于电流可以在所述寄生二极管Dgd1、Dgd2中流动，所以就可以降低所述开关元件56、57为断开状态时的损耗。

(第二实施方式)

—整体构成—

图11中表示了本发明的第二实施方式所涉及的功率转换装置60的概略构成。这个功率转换装置60，是直接将从一定频率的交流电源61得到的交流电进行功率转换成为另一频率的交流电，即所谓的矩阵交-交转换器(matrix converter)。

所述矩阵交-交转换器60，包括作为开关部的多个(图示例中为六个)双向开关Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt。另外，所述图11的例中，所述矩阵交-交转换器60，构成为将从三相交流电源61输出的交流电转变成单相电流供给马达等负荷62，但是并不限于此，例如还可以是将三相交流电源61的交流电作为三相交流电供给负荷的构成等，也可以是其他任何构成。

所述多个双向开关Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt，设置为相对于所述负荷62的输出入侧有选择地连接于所述交流电源61的各相的端子。具体地讲，构成所述负荷62的输出入侧的两个端子上，分别连接着各自连接所述交流电源61的各相端子的三个双向开关。由这些双向开关Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt，在所述矩阵交-交转换器60内，构成所述负荷62的输出入侧上的，分别与所述交流电源61的各相连接的R相、S相及T相。

具有如上所述那样构成的矩阵交-交转换器60中，如图12(a)所示，例如若使R相及T相的双向开关Sur、Svt成为导通状态，电流Iu就会流过矩阵交-交转换器60的R相和T相之间。并且，如图12(b)所示，若使R相的双向开关Sur为断开状态，且S相双向开关Sus成为导通状态，则电流在矩阵交-交转换器60的S相和T相之间流动。即，通过进行所述图12那样的开关动作，进行矩阵交-交转换器60的转流动作。

—双向开关的构成及动作—

以下说明所述双向开关Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt的具体构成。另外，各个双向开关Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt，因为都具有同样的构成，所以以下只说明R相及S相的双向开关Sur、Sus。

在说明本发明的构成之前，首先基于图13至图15说明现有的双向开关Sur’、Sus’的构成及其动作。

如所述图13所示，各双向开关Sur’、Sus’，逆向并联使得开关元件Sur1’、Sur2’、Sus1’、Sus2’和二极管Dur1’、Dur2’、Dus1’、Dus2’串联的电路中该二极管Dur1’、Dur2’、Dus1’、Dus2’的导通方向为逆向。这些二极管Dur1’、Dur2’、Dus1’、Dus2’，相对于开关元件Sur1’、Sur2’、Sus1’、Sus2’串联连接使得该开关元件Sur1’、Sur2’、Sus1’、Sus2’只能正向(漏极侧的电压比源极侧的电压高时电流的流通方向)导通。即，所述双向开关Sur’、Sus’，具有只能单向导通的两个电路逆向并联的构成，由此能够双向导通。

另外，所述双向开关Sur’、Sus’的构成，在所述图13的构成以外，还有将相对于开关元件Sur1’、Sus2’逆向并联了二极管Dur1’、Dur2’的电路，使得开关元件Sur1’、Sus2’和二极管Dur1’、Dur2’各自之间逆向阻止的串联的图14那样的构成也已为所知。在图13及图14中，实线箭头表示电流Iu流过R相的情况，虚线箭头表示电流Iu流过S相的情况。

接下来，与矩阵交直流转换器的转流动作一起说明具有如上所述那样的现有的双向开关Sur’、Sus’的动作。在此，图15，表示从R相向S相进行转流动作的双向开关Sur’、Sus’的动作，图15(a)表示电流Iu为正值情况的，而图15(b)表示电流Iu为负值情况的双向开关Sur’、Sus’的动作。还有，图15中，用实斜线表示在R相上施加比S相高的电压状态下的导通情况，而用虚斜线表示在S相上施加比R相高的电压的情况下切换通电的开关元件的情况。

另外，没有特别图示，所述矩阵交-交转换器，包括检测交流电源的电压的极性的电压极性检测部件或者是检测电流极性的电流极性检测部件，基于这个检测结果，决定双向开关Sur’、Sus’的开关动作的时刻(从t0到t7)。

首先，电流Iu为正值的情况下，如图15(a)所示，t＝t0时，开关元件Sur1’成为导通状态，电流Iu流过R相。这时，R相的双向开关Sur’中的另一个开关元件Sur2’也成为导通状态。这是因为在负荷62侧发生短路故障之际，使得电流逆向流动，以防止矩阵交-交转换器出现故障之故。

在使电流Iu从R相转流向S相之际，首先在t＝t1，使所述开关元件Sur2’成为断开状态。并且，在接下来的t＝t2，进行驱动控制使S相的双向开关Sus’的开关元件Sus1’成为导通状态。这时，如果是在R相上施加比S相更高的电压的状态(Vrs＞0)，则R相上电流Iu继续流动(Sur1’的实线部分)，而如果是在S相上施加比R相更高的电压的状态(Vrs＜0)，电流Iu流动的相产生变化从R相变为S相(从Sur1’的实线部分变向Sur1’的虚线部分)。在t＝t3，若使所述开关元件Sur1’成为断开状态，则即便是Vrs＞0，电流Iu流动的相也从R相变为S相(从Sur1’的实线部分变为Sus1’的实线部分)。

通过这样做，可以将在R相流动的电流Iu转流到S相。其后，在t＝t4，进行驱动控制使得S相的双向开关Sus’的另一个开关元件Sur2’也成为导通状态，在故障之际等逆向也有电流流动。

相反，使电流Iu再度从S相转流到R相之际，首先在t＝t5使所述开关元件Sus2’成为导通状态后，在接下来的t＝t6，进行驱动控制R相的双向开关Sur’的开关元件Sur1’成为导通状态。这时，如果是在R相上施加比S相更高的电压的状态(Vrs＞0)，则电流Iu流动的相从S相变为R相(从Sus1’的实线部分变为Sur1’的实线部分)，而如果是在S相上施加比R相更高的电压的状态(Vrs＜0)，电流Iu流动的相还是在S相(Sus1’的虚线部分)。若在t＝t7使开关元件Sus1’成为断开状态，则即便是Vrs＜0，电流Iu流动的相也会从S相变为R相(从Sus1’的虚线部分变为Sur1’的实线部分)。由此完成了从S相向R相的电流Iu的转流动作。

在如上所述的转流动作中，因为通过使开关元件Sur1’、Sus1’的动作和开关元件Sur2’、Sus2’的动作互逆，可以实现所述图15(b)的转流动作，所以省略该图15(b)的情况的动作说明。

然而，具有以上所述那样构成的双向开关Sur’、Sus’的情况，因为在开关元件Sur1’、Sur2’、Sus1’、Sus2’之外，还需要用以阻止电流逆向流动的逆向阻止用二极管Dur1’、Dur2’、Dus1’、Dus2’，所以元器件数量多，电路构成也变得复杂，导通损耗也随之变大，成为问题。对此，想到了采用省略二极管Dur1’、Dur2’、Dus1’、Dus2’使用逆阻IGBT的构成，但是为了防止开关元件的破坏有必要时刻良好地驱动控制该开关元件，需要高精度且复杂的控制。

对此，本实施方式中，为了减少元器件数量，简化电路及降低导通损耗，且由开关元件的简单驱动控制可以实现矩阵交-交转换器的双向开关，作为双向开关的开关元件，使用了构成为在源极侧施加比漏极侧更高的电压的状态下，即便是在栅极端子上没有输入驱动信号的情况下，电流也可以从源极侧向漏极侧流动的器件。

具体地讲，如图16所示，矩阵交-交转换器60的双向开关Sur、Sus，以两个开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2的漏极侧相连的方式串联。并且，所述各开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，构成为在源极侧施加比漏极侧更高的电压的状态下，即便是栅极端子上没有输入导通状态驱动信号，电流也可以从源极侧向漏极侧流动。所述开关元件SW1、SW2，例如是由结型场效应晶体管以及静电感应晶体管、金属半导体电场效型应晶体管、异性接合场效应晶体管、高电子迁移率晶体管等构成。所述图16中，实线箭头表示电流Iu流过R相的情况，虚线箭头表示电流Iu流过S相的情况。

在此，构成所述各双向开关Sur、Sus的两个开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，与所述第一实施方式的开关元件SW1、SW2一样，设置有两个源极端子S1、S2及栅极端子G1、G2且共有漏极D，也就是可以由所谓的双栅极型器件构成，也可以由各自独立的器件构成。

所述开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，设定通态电阻Ron使得由从源极侧向漏极侧流动的逆向电流产生的通态电压，比开关元件SW1、SW2成为导通状态的阈值电压Vt高。由此，就可以使栅极-漏极间的电压更迅速地达到所述阈值电压Vt以上的电压。因此，就可以更迅速地使得所述开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2成为导通驱动状态，还可以降低逆向电流导通时的损耗。另外，结型场效应晶体管以及静电感应晶体管等的晶体管中，阈值电压在2.5V以下，这样可以使得所述通态电阻较小，所以即便是如上所述那样的通态电压达到阈值电压以上的构成也可以降低开关元件的导通损耗。

由此，详细地如后所述，所述开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2中，源极侧施加高电压的开关元件，在导通状态即便是不被驱动控制，也可以由作用于该开关元件的逆向电压成为逆向导通可能的状态。

另外，因为所述开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2的驱动电路，与所述第一实施方式一样，所以省略构成及动作的说明。也就是说，在所述第一实施方式的图3中，开关元件SW1、SW2分别与本实施方式中的开关元件Sur2、Sus2及开关元件Sur1、Sus1对应。

将所述开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2制成以上所述那样构成的情况的双向开关Sur、Sus的动作，与矩阵交-交转换器的转流动作一起说明。在此，图17，表示从R相向S相进行转流动作情况下的双向开关Sur、Sus的动作，图17(a)表示电流Iu为正值时的双向开关Sur、Sus的动作，图17(b)表示电流Iu为负值时的双向开关Sur、Sus的动作。另外，所述图17中，用实斜线表示在R相上施加比S相高的电压状态下的导通情况，而用虚斜线表示在S相上施加比R相高的电压的情况下切换通电的开关元件的情况。

另外，没有特别图示，所述矩阵交-交转换器，包括检测交流电源的电压的极性的电压极性检测部件或者是检测电流极性的电流极性检测部件，基于这个检测结果，决定双向开关Sur’、Sus’的开关动作的时刻(从t0到t7)。

首先，电流Iu为正值的情况下，如图17(a)所示，t＝t0时，开关元件Sur1成为导通状态，电流Iu流过R相。这时，R相的双向开关Sur中的另一个开关元件Sur2也成为导通状态。

在使电流Iu从R相转流向S相之际，首先在t＝t1，使所述开关元件Sur2成为断开状态。因此，因为这个开关元件Sur2上被施加逆向电压，所以即便是在该开关元件Sur2的栅极端子上不输入导通状态驱动信号的状态，在R相上施加电压的状态继续的期间电流Iu流过该开关元件Sur2。

并且，在接下来的时刻t＝t2，进行驱动控制使S相的双向开关Sus的开关元件Sur1成为导通状态。这时，如果是在R相上施加比S相更高的电压的状态(Vrs＞0)，则R相上电流Iu继续流动(Sur1的实线部分)，而如果是在S相上施加比R相更高的电压的状态(Vrs＜0)，电流Iu流动的相产生变化从R相变为S相(从Sur1的实线部分变向Sur1的虚线部分)。在t＝t3，若使所述开关元件Sur1成为断开状态，则即便是Vrs＞0，电流Iu流动的相也从R相变为S相(从Sur1的实线部分变为Sus1的实线部分)。在此，如上所述，只使S相的双向开关Sus的开关元件Sus1成为导通状态，S相上施加流过电流Iu那样的电压，而S相的双向开关Sus的另一个开关元件Sus2的栅极端子上即便是不输入导通状态驱动信号的状态，该开关元件Sus2成为能够导通的状态，S相中流过电流Iu。

通过这样做，可以将在R相流动的电流Iu转流到S相上。其后，在t＝t4进行驱动控制使S相的双向开关Sus的另一个开关元件Sur2也成为导通状态，谋求该开关元件Sus2的导通损耗降低。

相反，使电流Iu再度从S相转流到R相之际，首先在t＝t5使所述开关元件Sus2成为断开状态。这时，因为这个开关元件Sus2上被施加逆向电压，所以该开关元件Sus2的栅极端子上即便是不输入导通状态驱动信号的状态，在S相上施加电压的状态继续的期间电流Iu会在该开关元件Sus2内流动。

其后，在接下来的t＝t6，进行驱动控制以使R相的双向开关Sur的开关元件Sur1成为导通状态。这时，如果是在R相上施加比S相更高的电压的状态(Vrs＞0)，电流Iu流动的相从S相变为R相(从Sus1的实线部分变为Sur1的实线部分)，而如果是在S相上施加比R相更高的电压的状态(Vrs＜0)，电流Iu流动的相还是在S相(Sus1的虚线部分)。若在t＝t7使开关元件Sus1成为断开状态，则即便是Vrs＜0，电流Iu流动的相从S相变为R相(从Sus1的虚线部分变为Sur1的实线部分)。在此，如上所述，如果使R相的双向开关Sur的开关元件Sur1成为导通状态，R相上施加流过电流Iu那样的电压，而R相的双向开关Sur的另一个开关元件Sus2上，因为被施加逆向电压，即便是该开关元件Sus2的栅极端子上不输入导通状态驱动信号的状态，该开关元件Sus2成为能够导通的状态，R相中流过电流Iu。由此完成了从S相向R相的电流Iu的转流动作。

在如上所述的转流动作中，通过使开关元件Sur1、Sus1的动作和开关元件Sur2、Sus2的动作相反进行，因为可以实现所述图17(b)的转流动作，所以省略该图17(b)的情况的动作说明。

另外，这个实施方式中也是，与所述第一实施方式一样，还可以构成为该第一实施方式的变形例1至变形例4。

—第二实施方式的效果—

如上所述，根据这个实施方式，作为构成矩阵交-交转换器60的双向开关Sur、Sus的开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，使用了在源极侧施加比漏极侧更高的逆向电压的状态下，即便是栅极端子上没有输入导通状态驱动信号的情况下，电流也能够从源极侧向漏极侧流动的器件，所以就可以省略逆止二极管削减元器件数量，由此响应地谋求小型化及成本的降低，且谋求导通损耗的降低。

而且，如上所述，施加逆向电压的开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，即便是不进行驱动控制也成为导通可能的状态，就不需要时刻良好地控制所有的开关元件Sur1、Sur2、Sus1、Sus2，控制就变得容易。

(其他的实施方式)

所述的各实施方式，还可以是以下的构成。

所述第一实施方式中，在源极侧上被施加比漏极侧高的电压的开关元件SW1的栅极端子上未输入导通状态驱动信号，但是并不限于此，当检测或则推测到该开关元件SW1上流过逆向电流时，可以在该开关元件SW1的栅极端子上输入导通状态驱动信号。通过这样做，可以驱动该开关元件SW1使其成为导通状态，所以比起未驱动就导通的情况，谋得导通损耗的降低。还有，所述第二实施方式中也是，若检测或推测到开关元件Sur2、Sus2上流过逆向电流时，可以迅速地将导通驱动信号输入该开关元件Sur2、Sus2。

—产业实用性—

本发明对于包括多个开关元件串联的双向开关的功率转换装置特别有用。

—符号说明—

1 功率转换装置

15 功率因素改善电路

30 向开关电路

31、31’、55、Sur、Sus 双向开关(开关部)

32 零交叉检测部(zero cross检测部)

33 驱动电路(栅极驱动电路)

34 驱动电路

33、35’ 功率因数改善控制部(控制部)

41 驱动电源

42、43 栅极驱动用开关元件

44 电阻(电阻体)

45 电阻

46、47 驱动控制部

51、52 驱动电路

53 驱动电源

54 栅极电压调整部

56、57 开关元件

60 功率转换装置(矩阵交-交转换器)

Dgd1、Dgd2 寄生二极管

L 电抗线圈

SW1、SW2、SW1’、SW2’ 开关元件

S1、S2 源极

D 漏极

G1、G2 栅极端子

Claims (12)

1.一种双向开关电路，包括连接成能够双向导通的两个开关元件(SW1、SW2)，其特征在于：

所述两个开关元件(SW1、SW2)相互串联，

所述两个开关元件(SW1、SW2)中被施加源极(S1)侧的电压比漏极(D)侧的电压高的逆向电压的开关元件(SW1)，构成为即使处于栅极端子(G1)上尚未输入导通驱动信号的状态，电流也能够从源极(S1)侧向漏极(D)侧流动。

2.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

包括用以驱动控制被施加所述逆向电压的开关元件(SW1)的栅极驱动电路(33)，

所述栅极驱动电路(33)，包括在所述开关元件(SW1)的源极(S1)和栅极端子(G1)之间与该开关元件(SW1)并联的电阻体(44)。

3.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

被施加所述逆向电压的开关元件(SW1’)，在栅极端子(G1)和漏极(D)之间具有只允许电流从该栅极端子(G1)侧流向漏极(D)侧的栅极-漏极间寄生二极管(Dgd1)，

所述开关元件(SW1’)，构成为使该开关元件(SW1’)成为导通状态的阈值电压Vt比所述栅极-漏极间寄生二极管(Dgd1)的正向电压Vf小。

4.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

被施加所述逆向电压的开关元件(SW1’)，在栅极端子(G1)和漏极(D)之间具有只允许电流从该栅极端子(G1)侧流向漏极(D)侧的栅极-漏极间寄生二极管(Dgd1)，和

用以驱动控制所述开关元件(SW1’)的栅极驱动电路(51)；

所述栅极驱动电路(51)包括调整栅极-漏极间电压Vgd的栅极电压调整部(54)，以使栅极端子(G1)和漏极(D)之间的该栅极-漏极间电压Vgd比所述栅极-漏极间寄生二极管(Dgd1)的正向电压Vf小。

5.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

包括用以分别驱动控制所述两个开关元件(SW1、SW2)的两个栅极驱动电路(33、34)，

所述栅极驱动电路(33、34)，构成为对各个开关元件(SW1、SW2)的栅极端子(G1、G2)输入相同的驱动信号。

6.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

包括构成为对被施加所述逆向电压的开关元件(SW1)输出断开控制信号的控制电路(30)。

7.根据权利要求1所述的双向开关电路，其特征在于：

所述两个开关元件(SW1、SW2)设置在具有两个栅电极的一个器件中。

8.根据权利要求7所述的双向开关电路，其特征在于：

所述两个栅电极之间的距离比相互对应的的栅电极和源电极之间的距离大。

9.一种功率转换装置，其特征在于：

该功率转换装置是以权利要求1所述的双向开关电路作开关部的矩阵交-交转换器(60)。

10.根据权利要求9所述的功率转换装置，其特征在于：

构成所述矩阵交-交转换器(60)的开关部的两个开关元件(Sur1、Sur2)设置在具有两个栅电极的一个器件中。

11.根据权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于：

所述两个栅电极之间的距离比相互对应的的栅电极和源电极之间的距离大。

12.一种功率转换装置，其特征在于：

包括权利要求1所述的双向开关电路作开关部(31)。

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