MX2013000953A

MX2013000953A - Metodo de generacion de señales y dispositivo de generacion de señales.

Info

Publication number: MX2013000953A
Application number: MX2013000953A
Authority: MX
Inventors: Tomohiro Kimura; Yutaka Murakami; Mikihiro Ouchi
Original assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2011-02-18
Filing date: 2012-01-20
Publication date: 2013-02-15
Also published as: CA3168049A1; KR20200085931A; JP6489454B2; US11943032B2; AU2022252818A1; PE20131092A1; CN107070522A; KR20190110649A; JPWO2012111256A1; CL2013000508A1; RU2593381C2; JP2018152858A; AU2021200843A1; US10476720B2; KR102133354B1; US11240084B2; RU2013104166A; AU2012218953B2; KR20220112304A; AU2021200843B2

Abstract

Método de transmisión que transmite simultáneamente una primera señal modulada y una segunda señal modulada en una frecuencia común que precodifica ambas señales usando una matriz de precodificación fija y cambia regularmente la fase de al menos una de las señales, mejorando así la calidad de señal de datos recibida en un dispositivo de recepción.

Description

METODO DE GENERACION DE SEÑALES Y DISPOSITIVO DE GENERACION DE SEÑALES Campo de la Invención La presente invención se refiere a un dispositivo de transmisión y a un dispositivo de recepción para comunicación usando varias antenas.

Antecedentes de la Invención Un sistema de múltiples entradas, múltiples salidas (MIMO por sus siglas en inglés) es un ejemplo de un sistema de comunicaciones convencional que utiliza múltiples antenas. En la comunicación de múltiples antenas, de la cual es típico el sistema MIMO, se modulan múltiples señales de transmisión, y cada señal modulada se transmite al mismo tiempo desde una antena diferente a fin de aumentar la velocidad de transmisión de los datos.

La figura 23 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión y recepción que tiene dos antenas de transmisión y dos antenas de recepción, y que usa dos señales moduladas de transmisión (corrientes de transmisión) . En el dispositivo de transmisión, se interpolan los datos codificados, se modulan los datos interpolados y se realiza la conversión de frecuencias y otros procedimientos similares para generar las señales de transmisión, que después se transmiten desde las REF . : 237834 antenas. En ese caso, el esquema para transmitir simultáneamente diferentes señales moduladas desde diferentes antenas de transmisión al mismo tiempo y en una frecuencia común es un sistema MIMO de multiplexación espacial.

En este contexto, la Literatura de patente 1 sugiere el uso de un dispositivo de transmisión provisto de un patrón de interpolación diferente para cada antena de transmisión. Es decir, el dispositivo de transmisión de la figura 23 debe usar dos patrones de interpolación diferenciados realizados por dos interpoladores (na y rib) . En lo que respecta al dispositivo de recepción, literatura no de patente 1 y literatura no de patente 2 describen el modo de mejorar la calidad de recepción usando iterativamente valores de software para el esquema de detección (por parte del detector MIMO de la figura 23) .

Tal como sucede, los modelos de entornos de propagación real en las comunicaciones inalámbricas incluyen los modelos sin línea de visión (NLOS, por sus siglas en inglés) , de lo cuales es representativo un entorno de desvanecimiento de Rayleigh, y con línea de visión (LOS, por sus siglas en inglés) , de lo cuales es representativo un entorno de desvanecimiento de Rician. Cuando el dispositivo de transmisión transmite una sola señal modulada, y el dispositivo de recepción realiza la combinación de relación máxima en las señales recibidas por múltiples antenas y después demodula y decodifica las señales resultantes, puede lograrse una excelente calidad de recepción en un entorno LOS, en particular, en un entorno en que sea grande el factor Rician. El factor Rician representa la potencia recibida de las ondas directas en relación con la potencia recibida de las ondas esparcidas. Sin embargo, según el sistema de transmisión (por ejemplo, un sistema MIMO de multiplexación espacial) , ocurre un problema en el sentido de que la calidad de recepción se deteriora cuando aumenta el factor Rician (véase literatura no de patente 3) .

Las figuras 24A y 24B ilustran un ejemplo de los resultados de simulación de las características de la tasa de errores de bits (BER, por sus siglas en inglés) (eje vertical: BER, eje horizontal: relación de señal a ruido (SNR, por sus siglas en inglés) para los datos codificados con códigos comprobación de paridad de baja densidad (LDPC, por sus siglas en inglés) y transmitidos por un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 2 (dos antenas de transmisión, dos antenas de recepción) en un entorno de desvanecimiento Rayleigh y en un entorno de desvanecimiento Rician con factores Rician de K = 3, 10 y 16 dB. La figura 24A da las características BER de razón de verosimilitud logarítmica basada en aproximación Max-Log (Max-log APP) sin detección iterativa (véase literatura no de patente 1 y literatura no de patente 2) , en tanto que la figura 24B da la característica BER Max-Log APP con detección iterativa (véase literatura no de patente 1 y literatura no de patente 2) (cantidad de iteraciones: cinco) . Las figuras 24A y 24B claramente indican que, independientemente de que se realice o no la detección iterativa, la calidad de recepción se degrada en el sistema MIMO de multiplexación espacial cuando aumenta el factor Rician. Por eso, el problema de degradación de la calidad de recepción al estabilizarse el entorno de propagación en el sistema MIMO de multiplexación espacial, lo cual no ocurre en un sistema convencional de señales de modulación única, es exclusivo del sistema MIMO de multiplexación espacial.

La comunicación de difusión o multidifusión es un servicio aplicado a diversos entornos de propagación. El entorno de propagación de ondas de radio entre la estación difusora y los dispositivos receptores que pertenecen a los usuarios a menudo es un entorno LOS . Cuando se usa un sistema MIMO de multiplexación espacial con el problema precedente para la comunicación de difusión o de multidifusión, puede presentarse una situación en que sea alta la potencia recibida del campo eléctrico en el dispositivo de recepción, pero en que la degradación de la calidad de recepción dificulte recibir el servicio. En otras palabras, a fin de usar un sistema MIMO de multiplexación espacial en la comunicación de difusión o de multidifusión, tanto en un entorno NLOS como en un entorno LOS, es conveniente un sistema MIMO que difiera en cierto grado en cuanto a la calidad de recepción.

Literatura no de patente 8 describe un esquema para seleccionar un libro de códigos que se emplea en la precodificación (es decir, una matriz de precodificación, también llamada matriz de ponderación de precodificación) en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. Sin embargo, literatura no de patente 8 no describe en absoluto un esquema de precodificación en un entorno donde no pueda adquirirse información de realimentación de la otra parte, tal como en la comunicación de difusión o multidifusión.

Por otra parte, literatura no de patente 4 describe un esquema para cambiar el valor de cambio de fase a lo largo del tiempo. Este esquema es aplicable cuando no hay disponible ninguna información de realimentación. Literatura no de patente 4 describe el uso de una matriz unitaria como el valor de cambio de fase y el cambio de la matriz unitaria de forma aleatoria, pero no describe en absoluto un esquema aplicable a la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS precedentemente descrito. Literatura no de patente 4 simplemente menciona los saltos aleatorios entre los valores de cambio de fase. Obviamente, literatura no de patente 4 no hace ningún tipo de mención a un método de precodificación o una estructura de una matriz de precodificación, para remediar la degradación de la calidad de recepción en un entorno LOS.

Lista de menciones Literatura de patente Publicación de la Solicitud de Patente Internacional No. WO2005/050885 Bibliografía no de patentes Bibliografía no de patentes 1 "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Transaction on Communications, vol.51, no.3, páginas 389-399, Marzo 2003 Bibliografía no de patentes 2 "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans . Signal Processing, vol.52, no.2, páginas 348-361, Feb . 2004 Bibliografía no de patentes 3 "BER performance evaluatioñ in 2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels" IEICE Trans. Fundamentáis, vol.E91-A, no.10, páginas 2798-2807, Oct. 2008 Bibliografía no de patentes 4 "Turbo space-time codes with time varying linear transíormations" IEEE Trans. Wireless Communications, vol .6 , no.2, páginas 486-493, Feb. 2007 Bibliografía no de patentes 5 "Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance" IEICE Trans . Commun. , vol.E88-B, no.l, páginas 47-57, Ene. 2004 Bibliografía no de patentes 6 "A tutorial on ' Parallel concatenated (Turbo) coding' , 'Turbo (iterative) decoding' and related topics" IEICE, Technical Report IT98-51 Bibliografía no de patentes 7 "Advanced signal processing for PLCs : Wavelet-OFDM" Proc . of IEEE International symposium on ISPLC 2008, páginas 187-192, 2008 Bibliografía no de patentes 8 D. J. Love y R. W. Heath Jr., "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems" IEEE Trans. Inf . Theory, vol.51, no.8, páginas 2967-1976, Ago. 2005 Bibliografía no de patentes 9 DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial televisión broadcasting system (DVB-T2) , Jun. 2008 Bibliografía no de patentes 10 L. Vangelista, N. Benvenuto, y S. Tomasin "Key technologies for next-generation terrestrial digital televisión standard DVB-T2 , " IEEE Commun. Magazine, vol.47, no.10, páginas 146-153, Oct . 2009 Bibliografía no de patentes 11 T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, "Application of space división multiplexing and those performance in a MIMO channel" IEICE Trans . Commun., vo.88-B, no.5r páginas 1843-1851, Mayo 2005 Bibliografía no de patentes 12 R. G. Gallager "Low-density parity-check codes," IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, páginas 21-28, 1962 [Bibliografía no de patentes 13] D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices," IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, no.2, páginas 399-431, Marzo 1999.

Bibliografía no de patentes 14 ETSI EN 302 307, "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications" v.1.1.2, Jun. 2006 Bibliografía no de patentes 15 Y.-L. Ueng, y C.-C. Cheng "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards" IEEE VTC-2007 Fall, páginas 1255-1259 Bibliografía no de patentes 16 S. M. Alamouti "A simple transmit diversity technique for wireless Communications" IEEE J. Select. Areas Commun. , vol.16, no.8, páginas 1451-1458, Oct 1998 Bibliografía no de patentes 17 V. Tarokh, H. Jafrkhani, y A. R. Calderbank "Space-time block coding for wireless Communications: Performance results" IEEE J. Select. Areas Commun., vol.17, no.3, no.3, páginas 451-460, Marzo 1999.

Breve Descripción de la Invención Problema técnico Es un objetivo de la presente invención proporcionar un sistema MIMO que mejore la calidad de recepción en un entorno LOS.

Solución al problema La presente invención provee un método de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, que comprende los pasos de: multiplicar por u una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, y multiplicar por v una segunda señal de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, donde u y v denotan números reales diferentes entre sí; realizar un cambio de fase en cada una de la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v, generando de ese modo una primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2'; y aplicar la ponderación de acuerdo con una matriz predeterminada F a la primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2 ' , generando de ese modo las múltiples señales para la transmisión en la banda de frecuencia común y a la fecha-hora común como una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F (u x si', v x s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, seleccionándose cada uno de los N candidatos de valor de modificación de fase al menos una vez dentro de un período predeterminado .

La presente invención también provee un aparato de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, que comprende: un cambiador de potencia que multiplica por u una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, y multiplica por v una segunda señal de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, donde u y v denotan números reales diferentes entre sí; un cambiador de fase que realiza un cambio de fase en cada una de la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v, generando de ese modo una primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2 ' ; y una unidad de ponderación que aplica la ponderación de acuerdo con una matriz predeterminada F a la primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2', generando de ese modo las múltiples señales para la transmisión en la banda de frecuencia común y a la fecha-hora común como una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F (u x si', v x s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, seleccionándose cada uno de los N candidatos de valor de modificación de fase al menos una vez dentro de un período predeterminado .

Efectos ventajosos de la invención De acuerdo con la estructura precedente, la presente invención provee un método de generación de señales y un aparato de generación de señales que remedian la degradación de la calidad de recepción en un entorno LOS, proveyendo así un servicio de alta calidad a los usuarios LOS durante la comunicación de difusión y o multidifusión .

Breve Descripción de las Figuras La figura 1 ilustra un ejemplo de un dispositivo de transmisión y recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial .

La figura 2 ilustra una configuración de trama ej emplificativa .

La figura 3 ilustra un ejemplo de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase.

La figura 4 ilustra otro ejemplo de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase.

La figura 5 ilustra otra configuración de trama ej emplificativa .

La figura 6 ilustra un esquema de cambio de fase ej emplificativo .

La figura 7 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de recepción.

La figura 8 ilustra una configuración ej emplificativa de un procesador de señales del dispositivo de recepción.

La figura 9 ilustra otra configuración ejemplificativa de un procesador de señales del dispositivo de recepción.

La figura 10 ilustra un esquema de decodificación iterativa .

La figura 11 ilustra condiciones de recepción ej emplificativas .

La figura 12 ilustra un ejemplo adicional de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase .

La figura 13 ilustra incluso otro ejemplo adicional de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase .

Las figuras 14A y 14B ilustran una configuración de trama ej emplificativa · adicional .

Las figuras 15A y 15B ilustran incluso otra configuración de trama ejemplificativa .

Las figuras 16A y 16B ilustran incluso otra configuración de trama ejemplificativa .

Las figuras 17A y 17B ilustran incluso otra configuración de trama ejemplificativa más.

Las figuras 18A y 18B ilustran incluso una configuración de trama ejemplificativa adicional.

Las figuras 19A y 19B ilustran ejemplos de un esquema de correlación.

Las figuras 20A y 20B ilustran más ejemplos de un esquema de correlación.

La figura 21 ilustra una configuración ejemplificativa de una unidad de ponderación.

La figura 22 ilustra un esquema de reconfiguración de símbolos ej emplificativo .

La figura 23 ilustra otro ejemplo de un dispositivo de transmisión y recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial.

Las figuras 24A y 24B ilustran características BER ej emplificativas .

La figura 25 ilustra otro esquema de cambio de fase ej emplificativo .

La figura 26 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ejemplificativo .

La figura 27 ilustra un esquema de cambio de fase ej emplificativo adicional.

La figura 28 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ejemplificativo adicional.

La figura 29 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ejemplificativo adicional más.

La figura 30 ilustra una configuración de símbolos ej emplificativa una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 31 ilustra una configuración de trama ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 32 ilustra otra configuración de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 33 ilustra incluso otra configuración de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 34 ilustra la variación en cantidades de símbolos e intervalos necesarios por bloque codificado, cuando se usan códigos de bloque .

La figura 35 ilustra la variación en cantidades de símbolos e intervalos necesarios por par de bloques codificados, cuando se usan códigos de bloque.

La figura 36 ilustra una configuración global de un sistema de difusión digital.

La figura 37 es un diagrama de bloques que ilustra un receptor ej emplificativo .

La figura 38 ilustra la configuración de datos multiplexados .

La figura 39 es un diagrama esquemático que ilustra la multiplexacion de los datos codificados en corrientes.

La figura 40 es un diagrama detallado que ilustra una corriente de video como contenida en una secuencia de paquetes PES .

La figura 41 es un diagrama estructural de paquetes TS y paquetes de origen de los datos multiplexados .

La figura 42 ilustra la configuración de datos PMT.

La figura 43 ilustra la información como configurada en los datos multiplexados.

La figura 44 ilustra la configuración de la información de atributos de corriente.

La figura 45 ilustra la configuración de un dispositivo de presentación de video y salida de audio.

La figura 46 ilustra una configuración ej emplificativa de un sistema de comunicaciones.

Las figuras 47A y 47B ilustran una variante de la configuración de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

Las figuras 48A y 48B ilustran otra variante de la configuración de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

Las figuras 49A y 49B ilustran incluso otra variante de la configuración de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida .

Las figuras 50A y 50B ilustran otra variante adicional de la configuración de símbolos ejemplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida .

La figura 51 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión.

La figura 52 ilustra otra configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión.

La figura 53 ilustra una configuración ej emplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 54 ilustra incluso otra configuración ej emplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 55 ilustra un cambiador de señales de banda base .

La figura 56 ilustra incluso otra configuración ejemplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 57 ilustra las operaciones ej emplificativas de un distribuidor.

La figura 58 ilustra más operaciones ejemplificativas de ün distribuidor.

La figura 59 ilustra un sistema de comunicaciones ej emplificativo que indica la relación entre las estaciones de base y las terminales.

La figura 60 ilustra un ejemplo de asignación de frecuencia a las señales de transmisión.

La figura 61 ilustra otro ejemplo de asignación de frecuencia a las señales de transmisión.

La figura 62 ilustra un sistema de comunicaciones ejemplificativo que indica la relación entre una estación base, repetidoras y terminales.

La figura 63 ilustra un ejemplo de asignación de frecuencia a las señales de transmisión con respecto a la estación base.

La figura 64 ilustra un ejemplo de asignación de frecuencia a las señales de transmisión con respecto a las repetidoras .

La figura 65 ilustra una configuración ejemplificativa de un receptor y transmisor de la repetidora.

La figura 66 ilustra un formato de datos de señal usado para la transmisión por la estación base.

La figura 67 ilustra incluso otra configuración ej emplificativa más de un dispositivo de transmisión.

La figura 68 ilustra otro cambiador de señales de banda base .

La figura 69 ilustra un esquema de a ponderación, cambio de señal de banda base y cambio de fase .

La figura 70 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que usa un esquema OFDM.

Las figuras 71A y 71B ilustran disposiciones de trama ej emplificativas adicionales.

La figura 72 ilustra las cantidades de intervalos y los valores de cambio de fase correspondientes a un esquema de modulación.

La figura 73 además ilustra las cantidades de intervalos y los valores de cambio de fase correspondientes a un esquema de modulación.

La figura 74 ilustra la configuración de trama global de una señal transmitida por una estación difusora que usa DVB-T2.

La figura 75 ilustra dos o más tipos de señales a la misma fecha-hora.

La figura 76 ilustra incluso una configuración ej emplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 77 ilustra una configuración de trama ej emplificativa alternativa.

La figura 78 ilustra otra configuración de trama ej emplificativa alternativa.

. La figura 79 ilustra una configuración de trama ej emplificativa alternativa adicional.

La figura 80 ilustra un ejemplo de un diseño de puntos de señal para 16-QAM en el plano IQ.

La figura 81 ilustra un ejemplo de un diseño de puntos de señal para QPSK en el plano IQ.

La figura 82 muestra esquemáticamente los valores absolutos de una razón de verosimilitud logarítmica obtenida por el dispositivo de recepción.

La figura 83 muestra esquemáticamente los valores absolutos de una razón de verosimilitud logarítmica obtenida por el dispositivo de recepción.

La figura 84 es un ejemplo de una estructura de un procesador de señales que pertenece a una unidad de ponderación .

La figura 85 es un ejemplo de una estructura del procesador de señales que pertenece a la unidad de ponderación .

La figura 86 ilustra un ejemplo de un diseño de puntos de señal para 64-QAM en el plano IQ.

La figura 87 muestra el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio de fase que deben establecerse en cada fecha-hora.

La figura 88 muestra el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio de fase que deben establecerse en cada fecha-hora.

La figura 89 es un ejemplo de una estructura del procesador de señales que pertenece a la unidad de ponderación.

La figura 90 es un ejemplo de una estructura del procesador de señales que pertenece a la unidad de ponderación .

La figura 91 muestra el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio de fase que deben establecerse en cada fecha-hora.

La figura 92 muestra el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio de fase que deben establecerse en cada fecha-hora.

La figura 93 es un ejemplo de una estructura del procesador de señales que pertenece a la unidad de ponderación .

La figura 94 ilustra un ejemplo de un diseño de puntos de señal para 16QAM y QPSK en el plano IQ.

La figura 95 ilustra un ejemplo de un diseño de puntos de señal para 16QAM y QPSK en el plano IQ.

Descripción Detallada de la Invención A continuación se describen las modalidades de la presente invención con referencia a las figuras que acompañan.

Modalidad 1 Lo que sigue describe en detalle un esquema de transmisión, un dispositivo de transmisión, un esquema de recepción y un dispositivo de recepción pertinentes a la presente modalidad.

Antes de comenzar la descripción propiamente dicha, se provee un bosquejo de los esquemas de transmisión y los esquemas de decodificación en un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional.

La figura 1 ilustra la estructura de un sistema MIMO de multiplexación espacial NtxNr. Un vector de información z se codifica e interpola. El vector de bits codificados u = (ui, ... uNt) se obtiene como la salida de interpolación. Aquí, Ui = (un, ... UiM) (donde M es la cantidad de bits transmitidos por símbolo) . En el caso de un vector de transmisión s = (si, ... SNt) , se halla una señal recibida s± = map(ui) para la antena de transmisión #i. Normalizando la energía de transmisión, esto puede expresarse como E{ |SI|2} = Es/Nt (donde Es es la energía total por canal) . El vector de recepción y = (yi, ... yur)T se expresa en la Fórmula 1, a continuación .

[Matemática 1] (Fórmula 1) Aquí, HNtNr es la matriz de canal, n = (ni, ... nNr) es el vector de ruido y el valor promedio de n¿ es cero para el ruido gaussiano complejo independiente e idénticamente distribuido (i.i.d) de varianza o2. En base a la relación entre los símbolos transmitidos introducidos en un receptor y los símbolos recibidos, la distribución de probabilidad de los vectores recibidos puede expresarse como la Fórmula 2, a continuación, para una distribución gaussiana multidimensional .

[Matemática 2] (Fórmula 2) Aquí, se considera un receptor que realiza la decodificación iterativa. Tal receptor se ilustra en la figura 1 como constituido de un decodificador de entrada/salida de software exterior y un detector MIMO. El vector de razón de verosimilitud logarítmica (valor L) de la figura 1 está dado por la Fórmula 3 a la Fórmula 5, tal como sigue .

[Matemática 3] (Fórmula 3) L(u) = (L(ui),---,L(uNt)J [Matemática 4] (Fórmula 4) [Matemática 5] (Fórmula 5) (Esquema de detección iterativa) Lo que sigue describe la detección iterativa de señales MIMO realizada por el sistema MIMO de multiplexación espacial NtxNr.

La razón de verosimilitud logarítmica de um está definida por la Fórmula 6.

[Matemática 6] (Fórmula 6) Por medio de la aplicación del teorema de Bayes, Fórmula 6 puede expresarse como la Fórmula 7.

[Matemática 7] .

(Fórmula 7) p(y\ =+i)p(w =+iyp(y) í,(y|«„„=-1)P(Mm„=-i)p( ) Obsérvese que Umn, ±i = {u|umn = ±l}. Por medio de la roximación ln?aj ~ max ln aj , la Fórmula 7 puede aproximarse como la Fórmula 8. El símbolo ~ se usa aquí para significar aproximación.

[Matemática 8] .

(Fórmula 8) UjumnIy) « bi P Umn ~ + + max{ln p(y | u) + (u| Umn)} i mn = "I) UmnM - max{ln p(y | u) + P(u \ Umn)} Umn, -\ En la Fórmula 8, Píulumn) y ln P(u|umn) pueden expresarse tal como sigue.

[Matemática 9] .

(Fórmula 9) [Matemática 10] (Fórmula 10] [Matemática 11] (Fórmula 11) Obsérvese que la probabilidad logarítmica de la fórmula dada en la Fórmula 2 puede expresarse como la Fórmula 12.

[Matemática 12] .

(Fórmula 12) Por consiguiente, dada la Fórmula 7 y la Fórmula 13, el valor L posterior para la MAP o APP (probabilidad a posteriori) puede expresarse tal como sigue.

[Matemática 13] (Fórmula 13) Esto se denomina de aquí en adelante decodificación APP iterativa. Además, dada la Fórmula 8 y la Fórmula 12, el valor L posterior para la Max-log APP puede expresarse tal como sigue.

[Matemática 14] .

(Fórmula 14) L(U mn Iy) - max{?(a,y,L(u))}-maxMu.y,L(u))} Umn,+\ Umn,-\ [Matemática 15] (Fórmula 15) Esto se llama de aquí en adelante decodificación Max-log APP iterativa. De por sí, la información externa requerida por el sistema de decodificación iterativa puede obtenerse restando la entrada anterior de la Fórmula 13 o la Fórmula 14.

(Modelo de sistema) La figura 23 ilustra la configuración básica de un sistema relacionado con las explicaciones siguientes. El sistema ilustrado es un sistema MIMO de multiplexación espacial 2x2 que tiene un decodificador externo para cada una de dos corrientes A y B. Los dos decodificadores externos realizan idéntica decodificación LDPC (aunque la presente descripción considera una configuración en que los codificadores externos usan códigos LDPC, los codificadores externos no están restringidos al uso de LDPC como los códigos de corrección de errores) . El ejemplo también puede realizarse usando otros códigos de corrección de errores, tales como turbo códigos, códigos convolucionales o códigos convolucionales LDPC. Asimismo, si bien los codificadores externos se describen ahora como configurados individualmente para cada antena de transmisión, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Puede usarse un solo codificador externo para múltiples antenas de transmisión o bien, la cantidad de codificadores externos puede ser mayor que la cantidad de antenas de transmisión. El sistema también tiene interpoladores (na, rib) para cada una de las corrientes A y B. Aquí, el esquema de modulación es 2h-QAM (es decir, se transmiten h bits por símbolo) .

El receptor realiza la detección iterativa (la decodificación APP (o Max-log APP) iterativa) de las señales MIMO, tal como ya se describió. Los códigos LDPC se decodifican usando, por ejemplo, la decodificación suma-producto .

La figura 2 ilustra la configuración de trama y describe el orden de los símbolos después de la interpolación. Aquí, (ia,ja) Y (ib,jb) pueden expresarse tal como sigue.

[Matemática 16] (Fórmula 16) [Matemáti (Fórmula Aquí, ia e ib representan el orden de los símbolos después de la interpolación, ja y j¡, representan la posición de bits en el esquema de modulación (donde jaijb = 1 — h) , na y rib representan los interpoladores de corrientes A y B, y Qaia,ja y Qbib,jb representan el orden de los datos de las corrientes A y B antes de la interpolación. Obsérvese que la figura 2 ilustra una situación donde ia = ib- (Decodificación iterativa) Lo que sigue describe en detalle la decodificación suma-producto usada para decodificar los códigos LDPC y el algoritmo de detección iterativa de las señales MIMO, ambos usados por el receptor.

Decodificación suma-producto Se usa una matriz MxN bidimensional H = {Hmn} como la matriz de comprobación de los códigos LDPC sujetos a decodificación. En el caso del conjunto [1,N] = {l, 2 ... N} , los conjuntos parciales A(m) y B (n) se definen tal como sigue .

[Matemática 18] .

(Fórmula 18) A(m)={n: J-f = 1} [Matemática 19] (Fórmula 19) B(n)={m:]-[ = 1} Aquí, A(m) significa el conjunto de índices de columna igual a 1 para la fila m de la matriz de comprobación H, en tanto que B(n) significa el conjunto de índices de fila igual a 1 para la fila n de la matriz de comprobación H. El algoritmo de la decodificación suma-producto es tal como sigue.

Paso A-l (Inicialización) : En todos los pares (m,n) que cumplen Hmn = 1, se establece la razón logarítmica anterior mn = 1. Se establece la variable de bucle (cantidad de iteraciones) lsum = 1, y se establece la máxima cantidad de bucles lSum,max- Paso A-2 (Procesamiento) : En todos los pares (m,n) que cumplen Hmn = 1 en el orden m = 1, 2, ... M , se actualiza la razón logarítmica de valor extrínseco amn usando la siguiente fórmula de actualización.

[Matemática 20] (Fórmula 20) [Matemática 21] (Fórmula 21) [Matemática (Fórmula 22 Donde f es la función Gallager. ?? después puede computarse tal como sigue.

Paso A-3 (Operaciones de columna) : En todos los pares (m,n) que cumplen Hmn = 1 en el orden n = 1, 2, ... N , se actualiza la razón logarítmica de valor extrínseco oímn usando la siguiente fórmula de actualización .

[Matemática 23] (Fórmula 23) Paso A-4 (Cálculo de razón de verosimilitud logarítmica) : Para ne[l,N], la razón de verosimilitud logarítmica Ln se computa tal como sigue.

[Matemática 24] (Fórmula 24) Paso A- 5 (Conteo de iteraciones) : Si lsum < lsum.max/ entonces aumenta lsum y el proceso vuelve al paso A-2. La decodificación suma-producto finaliza C a do lsum = sum.max- Lo anterior describe una iteración de las operaciones de decodificación suma-producto. Posteriormente, se realiza la detección iterativa de señales MIMO. Las variables m, n, mn, ß„?/ ??, y Ln usadas en la explicación precedente de las operaciones de decodificación suma-producto se expresan como ma, na, aamana, ß3?p3?3, a Y LM para la corriente A y como mb, nb, ßmbnb/ b Y b para la corriente B.

(Detección iterativa de señales MIMO) Lo que sigue describe el cálculo de ?? para la detección iterativa de señales MIMO.

La siguiente fórmula puede derivarse de la Fórmula [Matemática 25] (Fórmula 25) y ={yi(t),y2(t)J =H22( s(0+n(0 Dada la configuración de trama ilustrada en la figura 2, las siguientes funciones son derivables de la Fórmula 16 y la Fórmula 17.

[Matemática 26] (Fórmula 26) [Matemática 27 (Fórmula 27) Donde na,nb e [1,N] . Para la iteración k de la detección iterativa de señales MIMO, las variables Xna, Lna, Anb y Ln se expresan como Xk,na, Lk,na, Ak,nb y Lk<nb.

Paso B-l (Detección inicial; k = 0) Para la detección inicial de ondas, A0,na y 0,nb se calculan tal como sigue.

Para la decodificación APP iterativa: [Matemática 28] (Fórmula 28) Para la decodificación Max-log APP iterativa [Matemática 29] (Fórmula 29) [Matemática 30] (Fórmula 30) *(»(fx). fc))=- || (¿x)-H22 x)s(u(/x))|r Donde X = a,b. A continuación, el conteo de iteraciones para la detección iterativa de señales MIMO se establece en lmimo = 0, siendo el máximo conteo de iteraciones lmimo, max - Paso B-2 (Detección iterativa; Iteración k) : Cuando el conteo de iteraciones es k, la Fórmula 11, la Fórmula 13 a la Fórmula 15, la Fórmula 16 y la Fórmula 17 pueden expresarse como la Fórmula 31 a la Fórmula 34 siguientes. Obsérvese que (X,Y) = (a,b) (b,a) .

Para la decodificación APP iterativa [Matemática 31] (Fórmula 31) [Matemática 32] (Fórmula 32) Para la decodificación Max-log APP iterativa: [Matemática 33] .

(Fórmula 33) [Matemática 34] (Fórmula 34) «(/^(/*)> (?O ) =-^ Paso B-3 (Conteo de iteraciones y estimación abras código) Si 1„ Lmimo, max , entonces aumenta lmimo Y el proceso vuelve al paso B-2. Cuando lmimo — lmimo.max» s^ halla una palabra código estimada, tal como sigue.

[Matemática 35] (Fórmula 35) Donde X = a, b .

La figura 3 muestra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión 300 pertinente a la presente modalidad. Un codificador 302A toma la información (datos) 301A y una señal de configuración de tramas 313 como entrada (lo cual incluye el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación, la longitud de bloque y demás información usada por el codificador 302A en los códigos de corrección de errores de los datos, de manera que se usa el esquema designado por la señal de configuración de tramas 313. Puede cambiar el esquema de corrección de errores) . De acuerdo con la señal de configuración de tramas 313, el codificador 302A realiza los códigos de corrección de errores, tal como la codificación convolucional , codificación LDPC, turbo codificación o similar, y da salida a los datos codificados 303A.

Un interpolador 304A toma los datos codificados 303A y la señal de configuración de tramas 313 como entrada, realiza la interpolación, es decir, redispone el orden de los mismos y después da salida a los datos interpolados 305A. (Según la señal de configuración de tramas 313, puede cambiar el esquema de interpolación) .

Un correlacionador 306A toma los datos interpolados 305A y la señal de configuración de tramas 313 como entrada y realiza en ellos la modulación, tal como QPSK (modulación por desplazamiento de fase en cuadratura) , 16-QAM (modulación por amplitud en cuadratura de 16) o 64-QAM (modulación por amplitud en cuadratura de 64 estados) ; después da salida a una señal de banda base 307A. (Según la señal de configuración de tramas 313, puede cambiar el esquema de modulación) .

Las figuras 19A y 19B ilustran un ejemplo de un esquema de correlación de modulación QPSK para una señal de banda base constituida por un componente en fase I y un componente de cuadratura Q en el plano IQ. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 19A, cuando los datos de entrada son 00, la salida es I = 1.0, Q = 1.0. De manera similar, cuando los datos de entrada con 01, la salida es I = -1.0, Q = 1.0, etc. La figura 19B ilustra un ejemplo de un esquema de correlación de modulación QPSK en el plano IQ que difiere de la figura 19A en que los puntos de señal de la figura 19A han rotado alrededor del origen para obtener los puntos de señal de la figura 19B. Literatura no de patente 9 y literatura no de patente 10 describen tal esquema de rotación de constelación. Como alternativa, también puede adoptarse el retardo Q cíclico descrito en literatura no de patente 9 y literatura no de patente 10. Un ejemplo alternativo, distinto de las figuras 19A y 19B, se muestra en las figuras 20A y 20B, que ilustran un diseño de puntos de señal para 16-QAM en el plano IQ. El ejemplo de la figura 20A corresponde a la figura 19A, en tanto que el de la figura 20B corresponde a la figura 19B.

Un codificador 302B toma la información (datos) 301B y la señal de configuración de tramas 313 como entrada (lo cual incluye el esquema de corrección de errores, tasa de codificación, longitud de bloque, y demás información usada por el codificador 302A en los códigos de corrección de errores de los datos, de manera que el esquema designado es utilizado por la señal de configuración de tramas 313. Puede cambiar el esquema de corrección de errores) . De acuerdo con la señal de configuración de tramas 313, el codificador 302B realiza los códigos de corrección de errores, tal como la codificación convolucional , la codificación LDPC, la turbo codificación o similar, y da salida a los datos codificados 303B.

Un interpolador 304B toma los datos codificados 303B y la señal de configuración de tramas 313 como entrada, realiza la interpolación, es decir redispone el orden de los mismos, y da salida a los datos interpolados 305B. (Según la señal de configuración de tramas 313, puede cambiar el esquema de interpolación) .

Un correlacionador 306B toma los datos interpolados 305B y la señal de configuración de tramas 313 como entrada y realiza en ellos la modulación, tal como QPSK, 16-QAM o 64-QAM, después da salida a una señal de banda base 307B. (Según la señal de configuración de tramas 313, puede cambiar el esquema de modulación) .

Un generador de información para esquemas de procesamiento de señales 314 toma la señal de configuración de tramas 313 como entrada y, por consiguiente, da salida a la información de esquema de procesamiento 315. La información de esquema de procesamiento de señales 315 designa el valor de cambio de fase fija que debe utilizarse e incluye información sobre el patrón de cambios de fase usado para cambiar la fase.

Una unidad de ponderación 308A toma la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada y, de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, realiza la ponderación en las señales de banda base 307A y 307B, después da salida a una señal ponderada 309A. El esquema de ponderación se describe en detalle más adelante.

Una unidad inalámbrica 310A toma la señal ponderada 309A como entrada y realiza el procesamiento, tal como la modulación de cuadratura, la limitación de banda, la conversión de frecuencia, la amplificación, etc., después da salida a la señal de transmisión 311A. Una antena 312A da después salida a la señal de transmisión 311A como ondas de radio .

Una unidad de ponderación 308B toma la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada y, de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, realiza la ponderación en las señales de banda base 307A y 307B, después da salida a la señal ponderada 316B.

La figura 21 ilustra la configuración de las unidades de ponderación 308A y 308B. El área de la figura 21 rodeada por línea de guiones representa una de las unidades de ponderación. La señal de banda base 307A se multiplica por wll para obtener wll-sl(t) y se multiplica por w21 para obtener w21*sl(t). De manera similar, la señal de banda base 307B se multiplica por wl2 para obtener wl2-s2(t) y se multiplica por w22 para obtener w22-s2(t). A continuación, se obtienen zl(t) = wll-sl(t) + wl2-s2(t) y z2(t) = w21-sl(t) + w22-s22(t). Aquí, como ya se explicó, si (t) y s2(t) sen las señales de banda base moduladas de acuerdo con un esquema de modulación tal como BPSK (modulación por desplazamiento de fase binaria) , QPSK, 8-PSK (modulación por desplazamiento de fase de 8 símbolos) , 16-QAM, 32-QAM (modulación por amplitud en cuadratura en 32 subcanales) , 64-QAM, 256 -QAM 16-APSK (modulación por desplazamiento de fase de 16 símbolos), etc.

Ambas unidades de ponderación realizan la ponderación usando una matriz de precodificación fija. El valor de cambio de fase utiliza, por ejemplo, el esquema de la Fórmula 36 y cumple las condiciones de la Fórmula 37 o la Fórmula 38, todo lo cual se expone a continuación. Sin embargo, éste es sólo un ejemplo. El valor de OÍ no se restringe a la Fórmula 37 y la Fórmula 38 y puede asumir otros valores, por ejemplo, OÍ = 1.

Aquí, el valor de cambio de fase es: [Matemática 36] (Fórmula 36) En la precedente, OÍ puede darse [Matemática 37] (Fórmula 37) Como alternativa, en la Fórmula 36 precedente, OÍ puede darse por: [Matemática 38] (Fórmula 38) El valor de cambio de fase no se restringe a la de la Fórmula 36, sino que también puede ser como lo indica la Fórmula 39. [Matemática 39] (Fórmula 39) En la Fórmula 39, sean a = Aej511, b = Bej512, c = Ce 52i y ¿ _ De^622. Además, uno de a, b, c y d puede ser cero. Por ejemplo, son posibles las siguientes disposiciones: (1) a puede ser cero en tanto que b, c, y d son no cero, (2) b puede ser cero en tanto que a, c, y d son no cero, (3) c puede ser cero en tanto que a, b, y d son no cero o bien, (4) d puede ser cero en tanto que a, b, y c son no cero.

Cuando cambia cualquiera del esquema de modulación, los códigos de corrección de errores y la tasa de codificación de los mismos, también puede establecerse, cambiarse y fijarse para su uso el valor de cambio de fase.

Un cambiador de fase 317B toma la señal ponderada 316B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada, después cambia regularmente la fase de la señal 316B para darle salida. Este cambio regular es un cambio de fase realizado de acuerdo con un patrón de cambio de fase predeterminado que tiene un período predeterminado (ciclo) (por ejemplo, todos los símbolos n (siendo n un entero, n = 1) o en un intervalo predeterminado) . Los detalles del patrón de cambio de fase se explican a continuación, en la Modalidad 4.

La unidad inalámbrica 310B toma la señal de cambio postfase 309B como entrada y realiza el procesamiento, tal como la modulación de cuadratura, la limitación de banda, la conversión de frecuencia, la amplificación, etc., después da salida a la señal de transmisión 311B. La antena 312B después da salida a la señal de transmisión 311B como ondas de radio.

La figura 4 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión 400 que difiere del de la figura 3. A continuación, se describe los puntos de diferencia de la figura 4 respecto de la figura 3.

Un codificador 402 toma la información (datos) 401 y la señal de configuración de tramas 313 como entrada, y, de acuerdo con la señal de configuración de tramas 313, realiza los códigos de corrección de errores y da salida a los datos codificados 402.

Un distribuidor 404 toma los datos codificados 403 como entrada, realiza la distribución de los mismos, y da salida a los datos 405A y los datos 405B. Aunque la figura 4 ilustra sólo un codificador, la cantidad de codificadores no se limita a ello. La presente invención también puede realizarse usando m codificadores (siendo m un entero, m = 1) de manera que el distribuidor divide los datos codificados creados por cada codificador en dos grupos para su distribución .

La figura 5 ilustra un ejemplo de una configuración de trama en el dominio de tiempo para un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad. El símbolo 500_1 es para notificar al dispositivo de recepción acerca del esquema de transmisión. Por ejemplo, el símbolo 500_1 transmite información tal como el esquema de corrección de errores usado para transmitir los símbolos de datos, la tasa de codificación de los mismos y el esquema de modulación usado para transmitir los símbolos de datos.

El símbolo 501_1 es para estimar las fluctuaciones de canal de la señal modulada zl(t) (donde t es el tiempo) transmitida por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como número de símbolo u (en el dominio de tiempo) . El símbolo 503_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

El símbolo 501_2 es para estimar las fluctuaciones de canal de la señal modulada z2 (t) (donde t es el tiempo) transmitida por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada z2 (t) como el número de símbolo u (en el dominio de tiempo) . El símbolo 503_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

Aquí, los símbolos de zl(t) y de z2(t) que tienen la misma fecha-hora (idéntica temporización) se transmiten desde la antena de transmisión usando la misma frecuencia (común/compartida) .

Lo que sigue describe las relaciones entre las señales moduladas zl(t) y z2 (t) transmitidas por el dispositivo de transmisión y las señales recibidas rl(t) y r2(t) recibidas por el dispositivo de recepción.

En la figura 5, 504#1 y 504#2 indican las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión, en tanto que 505#1 y 505#2 indican las antenas de recepción del dispositivo de recepción. El dispositivo de transmisión transmite la señal modulada zl(t) desde la antena de transmisión 504#1 y transmite la señal modulada z2(t) desde la antena de transmisión 504#2. Aquí, se supone que las señales moduladas zl(t) y z2(t) ocupan la misma frecuencia (común/compartida) (ancho de banda) . Las fluctuaciones de canal de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y las antenas del dispositivo de recepción son hn(t), hi2(t), h2i(t) y h22(t), respectivamente. Suponiendo que la antena de recepción 505#1 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida rl(t) y que la antena de recepción 505#2 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida r2 (t) , se mantiene la siguiente relación.

[Matemática 40] .

(Fórmula 40) La figura 6 pertenece al esquema de ponderación (el esquema de precodificación) y el esquema de cambio de fase de la presente modalidad. Una unidad de ponderación 600 es una versión combinada de las unidades de ponderación 308A y 308B de la figura 3. Tal como se muestra, la corriente sl(t) y la corriente s2(t) corresponden a las señales de banda base 307A y 307B de la figura 3. Es decir, las corrientes sl(t) y s2(t) sen las señales de banda base constituidas por un componente en fase I y un componente de cuadratura Q de conformidad con la correlación efectuada por un esquema de modulación tal como QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Tal como lo indica la configuración de trama de la figura 6, la corriente sl(t) se representa como si (u) en el número de símbolo u, como sl(u+l) en el número de símbolo u+1, etc. De manera similar, la corriente s2 (t) se representa como s2 (u) en el número de símbolo u, as s2 (u+1) en el número de símbolo u+1, etc. La unidad de ponderación 600 toma las señales de banda base 307A (sl(t)) y 307B (s2(t)) así como también la información de esquema de procesamiento de señales 315 de la figura 3 como entrada, realiza la ponderación de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, y da salida a las señales ponderadas 309A (zl(t)) y 316B(z2'(t)) de la figura 3. El cambiador de fase 317B cambia la fase de señal ponderada 316B(z2'(t)) y da salida a la señal de cambio postfase 309B(z2(t)).

Aquí, dado el vector Wl = (wll,wl2) de la primera fila del valor de cambio de fase fija F, zl(t) puede expresarse como la Fórmula 41 siguiente.

[Matemática 41] .

(Fórmula 41) zl(t) = Wlx(sl(t), s2(t)y De manera similar, dado el vector W2 = (w21,w22) de la segunda fila del valor de cambio de fase fija F, y dejando que la fórmula de cambio de fase aplicada por el cambiador de fase sea y(t), z2 (t) puede expresarse como la Fórmula 42 siguiente. [Matemática 42] (Fórmula 42) z2(t) = y(t)xW2x(sl(t), s2(t))T Aquí, y(t) es una fórmula de cambio de fase que sigue un esquema predeterminado. Por ejemplo, dado un período (ciclo) de cuatro y fecha-hora u, la fórmula de cambio de fase puede expresarse como la Fórmula 43 siguiente.

[Matemática 43] (Fórmula 43) y(u) = e De manera similar, la fórmula de cambio de fase para fecha-hora u+1 puede ser, por ejemplo, como la dada por la Fórmula 44.

[Matemática 44] (Fórmula 44) y(u +l) = e 2 Es decir, la fórmula de cambio de fase para la fecha-hora u+k puede expresarse como la Fórmula 45.

[Matemática 45] (Fórmula 45) Obsérvese que la Fórmula 43 a la Fórmula 45 se dan sólo como un ejemplo de cambio de fase regular.

El cambio regular de la fase no se restringe a un período (ciclo) de cuatro. Potencialmente, pueden promoverse capacidades de recepción mejorada (las capacidades de corrección de errores, para ser exactos) en el dispositivo de recepción aumentando la cantidad del período (ciclo) (esto no significa que un período (ciclo) mayor sea mejor, aunque evitar las cantidades bajas tales como dos probablemente es ideal) .

Asimismo, aunque la Fórmula 43 a la Fórmula 45 precedentes representan una configuración en la que se lleva a cabo un cambio de fase a través de la rotación por fases consecutivas predeterminadas (en la fórmula anterior, cada n/2), el cambio de fase no necesita rotar una cantidad, sino que puede ser aleatorio. Por ejemplo, de acuerdo con el período predeterminado (ciclo) de y(t), la fase puede cambiar por medio de la multiplicación secuencial, tal como se muestra en la Fórmula 46 y la Fórmula 47. El punto clave del cambio de fase regular es que la fase de la señal modulada cambia regularmente. El grado del cambio de fase es preferentemente lo más uniforme posible, tal como de -n radianes a n radianes. Sin embargo, dado que esto describe una distribución, también son posibles cambios aleatorios.

[Matemática 46] (Fórmula 46) [Matemática 47] (Fórmula 47) De por sí, la unidad de ponderación 600 de la figura 6 realiza la precodificación usando ponderaciones de precodificación fijas y predeterminadas, y el cambiador de fase 317B cambia la fase de la entrada de señal al tiempo que varíe regularmente el grado del cambio de fase .

Cuando se emplea una matriz de precodificación especializada en un entorno LOS, es probable que la calidad mejore tremendamente. Sin embargo, según las condiciones de las ondas directas, pueden diferir en gran medida los componentes de fase y amplitud de la onda directa respecto del valor de cambio de fase especializada, al ocurrir la recepción. El entorno LOS tiene ciertas reglas. Por eso, la calidad de recepción de los datos mejora tremendamente por medio de un cambio regular aplicado a una señal de transmisión que obedece esas reglas. La presente invención ofrece un esquema de procesamiento de señales para las mejoras del entorno LOS.

La figura 7 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de recepción 700 que pertenece a la presente modalidad. La unidad inalámbrica 703_X recibe como entrada la señal 702_X que recibe la antena 701_X, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la demodulación por cuadratura y otros procedimientos por el estilo, y da salida a la señal de banda base 704_X.

El estimador de fluctuación de canal 705_1 de la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de hn de la Fórmula 40 y da salida a la señal de estimación de canal 706_1.

El estimador de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de hi2 de la Fórmula 40 y da salida a la señal de estimación de canal 706_2.

La unidad inalámbrica 703_Y recibe, como entrada, la señal 702_Y que recibe la antena 701_X, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la demodulación por cuadratura y otros procedimientos similares, y da salida a la señal de banda base 704_Y.

El estimador de fluctuación de canal 707 1 de la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h2i de la Fórmula 40 y da salida a la señal de estimación de canal 708_1.

El estimador de fluctuación de canal 707_2 de la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h22 de la Fórmula 40 y da salida a la señal de estimación de canal 708_2.

Un decodificador de información de control 709 recibe la señal de banda base 704_X y la señal de banda base 704_Y como entrada, detecta el símbolo 500_1 que indica el esquema de transmisión de la figura 5, y da salida a una señal de información de esquema de transmisión 710 para el dispositivo de transmisión.

Un procesador de señales 711 toma las señales de banda base 704_X y 704_Y, las señales de estimación de canal 706 _l, 706_2, 708_1, y 708_2, y la señal de información de esquema de transmisión 710 como entrada, realiza la detección y la decodificación y después da salida a los datos recibidos 712_1 y 712_2.

A continuación, se describen en detalle las operaciones del procesador de señales 711 de la figura 7. La figura 8 ilustra una configuración ejemplif icativa del procesador de señales 711 que pertenece a la presente modalidad. Tal como se muestra, el procesador de señales 711 está principalmente constituido por un detector de INNER MIMO, los decodif icadores de entrada/salida de software y un generador de coeficientes. Literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 describen un esquema de decodificación iterativa que usa esta estructura. El sistema MIMO descrito en literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 es un sistema MIMO de multiplexación espacial, mientras que la presente modalidad difiere de literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 al describir un sistema MIMO que cambia regularmente la fase en el tiempo mientras usa la misma matriz de precodif icación. Si se toma la matriz (canal) H(t) de la Fórmula 36, dejando que la matriz de ponderación de precodif icación de la figura 6 sea F (aquí, una matriz de precodif icación fija que permanece inmodif icada para una determinada señal recibida) y dejando que la fórmula de cambio de fase usada por el cambiador de fase de la figura 6 sea Y(t) (aquí, Y(t) cambia en el tiempo t) , entonces el vector de recepción R(t) = (rl (t) , r2 (t) )T y el vector de corriente S(t) = (si (t) ,s2 (t) )T, se deriva la siguiente función: [Matemática 48] (Fórmula 48) Donde Aquí, el dispositivo de recepción puede usar los esquemas de decodificación de literatura no de patente 2 y 3 en R(t) computando H(t)xY(t)xF.

Por consiguiente, el generador de coeficientes 819 de la figura 8 toma una señal de información de esquema de transmisión 818 (correspondiente a 710 de la figura 7) indicada por el dispositivo de transmisión (información para especificar el valor de cambio de fase fija en uso y el patrón de cambio de fase usado cuando cambia la fase) y da salida a una señal de información de esquema de procesamiento de señales 820.

El detector de IN ER MIMO 803 toma la señal de información de esquema de procesamiento de señales como entrada y realiza la detección iterativa y la decodificación usando la señal y la relación de la misma con la Fórmula 48. Sus operaciones se describen a continuación.

El procesador ilustrado en la figura 8 utiliza un esquema de procesamiento, tal como ilustra la figura 10, para realizar la decodificación iterativa (detección iterativa) . Primero, se realiza la detección de una palabra de código (o una trama) de señal modulada (corriente) si y de una palabra de código (o una trama) de señal modulada (corriente) s2.

Como resultado, el decodificador de entrada/salida de software obtiene la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit de la palabra de código (o trama) de señal modulada (corriente) si y de la palabra de código (o trama) de señal modulada (corriente) s2. A continuación, la razón de verosimilitud logarítmica se usa para realizar una segunda vuelta de detección y la decodificación. Esas operaciones se realizan múltiples veces (esas operaciones se llaman de aquí en adelante decodificación iterativa (detección iterativa) ) . Las siguientes operaciones se centran en el esquema de creación de la razón de verosimilitud logarítmica de un símbolo en un tiempo específico dentro de una trama.

En la figura 8, una memoria 815 toma la señal de banda base 80IX (correspondiente a la señal de banda base 704_X de la figura 7) , la señal de grupo de estimación de canal 802X (correspondiente a las señales de estimación de canal 706_1 y 706_2 de la figura 7) , la señal de banda base 801Y (correspondiente a la señal de banda base 704_Y de la figura 7) , y la señal de grupo de estimación de canal 802Y (correspondiente a las señales de estimación de canal 708_1 y 708_2 de la figura 7) como entrada, ejecuta (computa) H(t)xY(t)xF de la Fórmula 48 a fin de realizar la decodificación iterativa (detección iterativa) y almacena la matriz resultante como un grupo de señales de canal transformadas. La memoria 815 después da salida a las señales precedentemente descritas según sea necesario, específicamente como la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y y la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y.

Las operaciones subsiguientes se describen por separado para la detección inicial y para la decodificación iterativa (detección iterativa) .

(Detección inicial) El detector de INNER MIMO 803 toma la señal de banda base 80IX, la señal de grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de grupo de estimación de canal 802Y como entrada. Aquí, el esquema de modulación para la señal modulada (corriente) si y la señal modulada (corriente) s2 se toman para que sean 16-QAM.

El detector de INNER MIMO 803 primero computa H(t)xY(t)xF a partir de los grupos de señales de estimación de canal 802X y 802Y, calculando así un punto de señal candidata correspondiente a la señal de banda base 801X. La figura 11 representa tal cálculo. En la figura 11, cada punto negro es un punto de señal candidata en el plano IQ. Dado que el esquema de modulación es 16-QAM, existen 256 puntos de señal candidata. (Sin embargo, la figura 11 es sólo una representación y no indica todos los 256 puntos de señal candidata) . Dejando que los cuatro bits transmitidos en la señal modulada si sean bO, bl, b2 y b3 y los cuatro bits transmitidos en señal modulada s2 sean b4 , b5, b6 y b7, los puntos de señal candidata correspondientes a (bO, bl , b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) se hallan en la figura 11. Después se computa la distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto de señal candidata y cada punto de señal recibida 1101 (correspondiente a la señal de banda base 801X) . La distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto se divide por la varianza de ruido a2. Por consiguiente, se calcula Ex(b0, bl, b2, b3 , b4 , b5, b6, b7) . Es decir, Ex es la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2, b3 , b4 , b5 , b6 , b7) y un punto de señal recibida, dividida por la varianza de ruido. Aquí, cada una de las señales de banda base y las señales moduladas si y s2 es una señal compleja.

De manera similar, el detector de IN ER MIMO 803 computa H(t)xY(t)xF a partir de los grupos de señales de estimación de canal 802X y 802Y, calcula los puntos de señal candidata correspondientes a la señal de banda base 801Y, computa la distancia euclidiana al cuadrado entre cada uno de los puntos de señal candidata y los puntos de señal recibida (correspondientes a la señal de banda base 801Y) , y divide la distancia euclidiana al cuadrado por la varianza de ruido a2. Por consiguiente, se calcula EY(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) . Es decir, EY es la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) y un punto de señal recibida, dividida por la varianza de ruido.

A continuación, se computa Ex(bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) + EY(bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) = E(bO, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) .

El detector de INNER MIMO 803 da salida a E(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) como una señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits bO, bl, b2 , y b3 , y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El esquema de cálculo es tal como se muestra en la Fórmula 28, la Fórmula 29 y la Fórmula 30 y los detalles se dan en literatura no de patente 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits bO, bl, b2 , y b3, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806B.

Un desinterpolador (807A) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806A como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente a la del interpolador (el interpolador (304A) de la figura 3) , y da salida a señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A.

De manera similar, un desinterpolador (807B) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806B como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente a la del interpolador (el interpolador (304B) de la figura 3), y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B.

El calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809A toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302A de la figura 3, y da salida a la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A.

De manera similar, el calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809B toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302B de la figura 3, y da salida a la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B.

El decodificador de entrada/salida de software 811A toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A como entrada, realiza la decodificación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A.

De manera similar, el decodificador de entrada/salida de software 811B toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B como entrada, realiza la decodificación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B.

(Decodificación iterativa (Detección iterativa) , k Iteraciones) El interpolador (813A) toma la k-lava razón de verosimilitud logarítmica 812A, decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A. Aquí, el patrón de interpolación usado por el interpolador (813A) es idéntico al del interpolador (304A) de la figura 3.

Otro interpolador (813B) toma k-la a razón de verosimilitud logarítmica 812B, decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. Aquí, el patrón de interpolación usado por el otro interpolador (813B) es idéntico al del otro interpolador (304B) de la figura 3.

El detector de IN ER MIMO 803 toma la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y, la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B como entrada.

Aquí, la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y y la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y se usan en lugar de la señal de banda base 801X, la señal de grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de grupo de estimación de canal 802Y porque estas últimas ocasionan retardos debido a la decodificación iterativa.

Las operaciones de decodificación iterativa del detector de INNER MIMO 803 difieren de las operaciones de detección inicial del mismo en que las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 814B se usan en el procesamiento de señales para las primeras . El detector de INNER MIMO 803 primero calcula E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) de la misma manera que para la detección inicial. Además, los coeficientes correspondientes a la Fórmula 11 y la Fórmula 32 se computan a partir de las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 814B. El valor de E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) se corrige usando los coeficientes así calculados para obtener E'(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) , a lo que se da salida como la señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits bO, bl, b2 y b3 , y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El esquema de cálculo es tal como se muestra en la Fórmula 31 a la Fórmula 35, y los detalles se dan en literatura no de patente 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805B toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits b4 , b5, b6 y b7, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Las operaciones realizadas por el desinterpolador hacia delante son similares a las realizadas para la detección inicial.

Si bien la figura 8 ilustra la configuración del procesador de señales cuando se realiza la detección iterativa, esta estructura no es absolutamente necesaria, pues pueden obtenerse buenas mejoras de recepción sólo mediante la detección iterativa. En tanto estén presentes los componentes necesarios para la detección iterativa, no es necesario que la configuración incluya los interpoladores 813A y 813B. En tal caso, el detector de INNER MIMO 803 no realiza la detección iterativa.

El punto clave para la presente modalidad es el cálculo de H(t)xY(t)xF. Tal como se muestra en literatura no de patente 5 y otras, puede usarse también la descomposición QR para realizar la detección inicial y la detección iterativa .

Además, tal como lo indica literatura no de patente 11, pueden realizarse las operaciones lineales M SE (mínimo error cuadrático medio) y las operaciones lineales ZF (cero forzado) en base a H(t)xY(t)xF al efectuar la detección inicial.

La figura 9 ilustra la configuración de un procesador de señales, diferentes del de la figura 8, que sirve como el procesador de señales para las señales moduladas transmitidas por el dispositivo de transmisión de la figura 4. El punto de diferencia de la figura 8 es la cantidad de decodificadores de entrada/salida de software. Un decodificador de entrada/salida de software 901 toma las señales de razón de verosimilitud logarítmica 810A y 810B como entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902. Un distribuidor 903 toma la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902 como entrada para su distribución. De lo contrario, las operaciones son idénticas a las explicadas para la figura 8.

Tal como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad que usa un sistema MIMO transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas, cambiar la fase en el tiempo mientras se multiplica por el valor de cambio de fase como para cambiar la fase regularmente da como resultado mejoras en la calidad de recepción de los datos para un dispositivo de recepción en un entorno LOS donde son dominantes las ondas directas, en contraste con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional .

En la presente modalidad y en particular en la configuración del dispositivo de recepción, se limita la cantidad de antenas y al respecto se dan explicaciones. Sin embargo, la modalidad también puede aplicarse a una mayor cantidad de antenas. En otras palabras, la cantidad de antenas del dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad .

Además, aunque los códigos LDPC se describen como un ejemplo particular, la presente modalidad no se limita en ese sentido. Asimismo, el esquema de decodificación no se limita al ejemplo de decodificación suma-producto dado para el decodif icador de entrada/salida de software. También pueden emplearse otros esquemas de decodificación de entrada/salida de software, tales como el algoritmo BCJR, SOVA y el algoritmo Max-Log-Map. Los detalles se proporcionan en literatura no de patente 6.

Además, aunque la presente modalidad se describe usando un esquema de portadora única, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. La presente modalidad también es aplicable a la transmisión de multiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad también puede efectuarse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM, por sus siglas en inglés) , acceso múltiple por división de frecuencia de portadora única (SC-FDMA, por sus siglas en inglés) , multiplexación por división de frecuencia ortogonal de portadora única (SC-OFDM, por sus siglas en inglés) , OFDM de miniondas (wavelet) como se describe en literatura no de patente 7, etc. Asimismo, en la presente modalidad, los símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.). o símbolos que transmiten información de control, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera.

Lo que sigue describe un ejemplo en el que se usa OFDM como un esquema de multiportadora .

La figura 12 ilustra la configuración de un dispositivo de transmisión que usa OFDM. En la figura 12, los componentes que operan de la manera descrita para la figura 3 usan números de referencia idénticos.

El procesador relacionado con OFDM 1201A toma la señal ponderada 309A como entrada, realiza en ella el procesamiento relacionado con OFDM y da salida a la señal de transmisión 1202A. De manera similar, el procesador relacionado con OFDM 1201B toma el cambio postfase 309B como entrada, realiza en él el Procesamiento relacionado con OFDM y da salida a la señal de transmisión 1202A.

La figura 13 ilustra una configuración ej emplificativa de los procesadores relacionados con OFDM 1201A y 1201B y hacia delante de la figura 12. Los componentes 1301A a 1310A pertenecen a entre 1201A y 312A de la figura 12, en tanto que los componentes 1301B a 1310B pertenecen a entre 1201B y 312B.

El conversor de serie a paralelo 1302A realiza la conversión de serie a paralelo en la señal ponderada 1301A (correspondiente a la señal ponderada 309A de la figura 12) y da salida a la señal en paralelo 1303A.

El reordenador 1304A toma la señal en paralelo 1303A como entrada, realiza la reordenación de la misma y da salida a la señal reordenada 1305A. La reordenación se describe en detalle más adelante.

La unidad transformada rápida inversa de Fourier (IFFT, por sus siglas en inglés) 1306A toma la señal reordenada 1305A como entrada, le aplica una IFFT y da salida a la señal post-IFFT 1307A.

La unidad inalámbrica 1308A toma la señal post-IFFT 1307A como entrada, realiza en ella el procesamiento, tal como la conversión de frecuencia y la amplificación y da salida a la señal modulada 1309A. Después la antena 1310A da salida a la señal modulada 1309A como ondas de radio.

El conversor de serie a paralelo 1302B realiza la conversión de serie a paralelo en la señal ponderada 1301B (correspondiente al cambio postfase 309B de la figura 12) y da salida a la señal en paralelo 1303B.

El reordenador 1304B toma la señal en paralelo 1303B como entrada, realiza la reordenación de la misma y da salida a la señal reordenada 1305B. La reordenación se describe en detalle más adelante.

La unidad IFFT 1306B toma la señal reordenada 1305B como entrada, le aplica la IFFT y da salida a la señal post-IFFT 1307B.

La unidad inalámbrica 1308B toma la señal post-IFFT 1307B como entrada, realiza en ella el procesamiento, tal como la conversión de frecuencia y la amplificación y da salida a la señal modulada 1309B. Después la antena 1310A da salida a la señal modulada 1309B como ondas de radio.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 no usa un esquema de transmisión de multiportadora . De esta manera, tal como se muestra en la figura 6, el cambio de fase se realiza para lograr un período (ciclo) de cuatro y los símbolos de cambio postfase se disponen con respecto al dominio de tiempo. Tal como se muestra en la figura 12, cuando se usa la transmisión de multiportadora tal como OFDM, naturalmente los símbolos de cambio postfase precodificados pueden disponerse con respecto al dominio de tiempo como en la figura 3, y esto vale para cada (sub- ) portadora . Sin embargo, para la transmisión de multiportadora , la configuración también puede ser en el dominio de frecuencia o en ambos, el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Lo que sigue describe esas disposiciones.

Las figuras 14A y 14B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13. Los ejes de 'frecuencia están constituidos por las (sub- ) portadoras 0 a 9. Las señales moduladas zl y z2 comparten indicadores comunes fecha-hora (temporización) y usan una banda de frecuencia común. La figura 14A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 14B ilustra un esquema de ¦ reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Con respecto a los símbolos de la señal ponderada 1301A a la que se da entrada al conversor de serie a paralelo 1302A, el orden asignado es #0, #1, #2, #3, etc. Aquí, dado que el ejemplo trata sobre un período (ciclo) de cuatro, #0, #1, #2 y #3 son equivalentes a un período (ciclo) . De manera similar, #4n, #4n+l, #4n+2 y #4n+3 (siendo n un entero positivo no cero) también son equivalentes a un período (ciclo) .

Tal como se muestra en la figura 14A, los símbolos #0, #1, #2, #3, etc. se disponen en orden, empezando en la portadora 0. A los símbolos #0 a #9 se les da fecha-hora $1, seguido de los símbolos #10 a #19 a los que se da fecha-hora #2, etc. En una configuración regular. Obsérvese que las señales moduladas zl y z2 sen las señales complejas.

De manera similar, con respecto a los símbolos de la señal ponderada 1301B a los que se les da entrada en el conversor de serie a paralelo 1302B, el orden asignado es #0, #1, #2, #3, etc. Aquí, dado que el ejemplo trata sobre un período (ciclo) de cuatro, se aplica un cambio de fase diferente a cada uno de #0, #1, #2 y #3 , que son equivalentes a un período (ciclo) . De manera similar, se aplica un cambio de fase diferente a cada uno de #4n, #4n+l, #4n+2 y #4n+3 (siendo n un entero positivo no cero) , que también son equivalentes a un período (ciclo) Tal como se muestra en la figura 14B, los símbolos #0, #1, #2, #3, etc. se disponen en orden, empezando en la portadora 0. A los símbolos #0 a #9 se les da fecha-hora $1, seguido por los símbolos #10 a #19 a los que se da fecha-hora #2, etc. En una configuración regular.

El grupo de símbolos 1402 mostrado en la figura 14B corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 6. El símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u de la figura 6, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 de la figura 6, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 de la figura 6 y el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 de la figura 6. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u de la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 0 (es decir, cuando el resto de x dividido por 4 es 0, siendo mod el operador de módulo), el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 de la figura 6 cuando x mod 4 es igual a l, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 en la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 2, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 en. la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 3.

En la presente modalidad, la señal modulada zl mostrada en la figura 14A no ha sufrido un cambio de fase.

De por sí, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM y diferente de la transmisión de portadora única, los símbolos pueden disponerse con respecto al dominio de frecuencia. Por supuesto, el esquema de configuración de símbolos no se limita a los ilustrados en las figuras 14A y 14B. Se muestran ejemplos adicionales en las figuras 15A, 15B, 16A, y 16B.

Las figuras 15A y 15B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 13OIA y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 15A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 15B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 15A y 15B difieren de las figuras 14A y 14B en que se aplican diferentes esquemas de reordenación a los símbolos de la señal modulada zl y a los símbolos de la señal modulada z2. En la figura 15B, los símbolos #0 a #5 se disponen en las portadoras 4 a 9, los símbolos #6 a #9 se disponen en las portadoras 0 a 3, y esta configuración se repite para los símbolos #10 a #19. Aquí, como en la figura 14B, el grupo de símbolos 1502 mostrado en la figura 15B corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 6.

Las figuras 16A y 16B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 16A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 16B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 16A y 16B difieren de las figuras 14A y 14B en que, mientras que las figuras 14A y 14B mostraban los símbolos dispuestos en las portadoras secuenciales , las figuras 16A y 16B no disponen los símbolos en las portadoras secuenciales. Obviamente, en el caso de las figuras 16A y 16B, pueden aplicarse a los símbolos de la señal modulada zl y a los símbolos de la señal modulada z2 esquemas de reordenación diferentes de los de las figuras 15A y 15B.

Las figuras 17A y 17B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere de los de las figuras 14A a 16B. La figura 17A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl y la figura 17B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Mientras que las figuras 14A a 16B muestran los símbolos dispuestos con respecto al eje de frecuencia, las figuras 17A y 17B usan conjuntamente los ejes de frecuencia y tiempo en una sola configuración.

En tanto que la figura 6 describe un ejemplo donde se realiza un cambio de fase en un período de cuatro intervalos (ciclo) , el siguiente ejemplo describe un período de ocho intervalos (ciclo) . En las figuras 17A y 17B, el grupo de símbolos 1702 es equivalente a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase (es decir, a ocho símbolos) de manera que el símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 , el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3, el símbolo #4 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 , el símbolo #5 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5, el símbolo #6 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6 y el símbolo #7 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u cuando x mod 8 es igual a 0, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 cuando x mod 8 es igual a l, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 cuando x mod 8 es igual a 2, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 cuando x mod 8 es igual a 3, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 cuando x mod 8 es igual a 4, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5 cuando x mod 8 es igual a 5, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6 cuando x mod 8 es igual a 6, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7 cuando x mod 8 es igual a 7. En las figuras 17A y 17B se usan cuatro intervalos a lo largo del eje de tiempo y dos intervalos a lo largo del eje de frecuencia para un total de 4x2 = 8 intervalos, en los que se dispone un período (ciclo) de símbolos. Aquí, dados mxn símbolos por período (ciclo) (es decir, mxn fases diferentes están disponibles para la multiplicación) , entonces deben usarse n intervalos (portadoras) en el dominio de frecuencia y m intervalos en el dominio de tiempo para disponer los símbolos de cada período (ciclo) , de manera que m > n. Esto es porque la fase de ondas directas fluctúa lentamente en el dominio de tiempo respecto del dominio de frecuencia. Por consiguiente, la presente modalidad efectúa un cambio de fase regular que reduce la influencia de las ondas directas estables. De esta manera, el período de cambio de fase (ciclo) debe reducir preferentemente las fluctuaciones de onda directa. Por consiguiente, m debe ser mayor que n. Teniendo en cuenta lo anterior, el uso conjunto de los dominios de tiempo y frecuencia para la reordenación, tal como se muestra en las figuras 17A y 17B, resulta preferido en relación al uso de o el dominio de frecuencia o el dominio de tiempo solo, debido a la fuerte probabilidad de que las ondas directas se vuelvan regulares. Como resultado, se obtienen más fácilmente los efectos de la presente invención. Sin embargo, la reordenación en el dominio de frecuencia puede llevar a la ganancia de diversidad debido al hecho de que son abruptas las fluctuaciones del dominio de frecuencia. De por sí, el uso conjunto de los dominios de frecuencia y tiempo para la reordenación no siempre es ideal.

Las figuras 18A y 18B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 13 OIA y 1301B de la figura 13 que difiere del de figuras 17A y 14B. La figura 18A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 18B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Parecidas a las figuras 17A y 17B, las figuras 18A y 18B ilustran el uso conjunto de los dominios de tiempo y frecuencia. Sin embargo, en contraste con las figuras 17A y 17B, donde se prioriza el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo se usa para la configuración de los símbolos secundarios, las figuras 18A y 18B priorizan el dominio de tiempo y el use del dominio de frecuencia para la configuración de los símbolos secundarios. En la figura 18B, el grupo de símbolos 1802 corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase.

En las figuras 17A, 17B, 18A y 18B, el esquema de reordenación aplicado a los símbolos de la señal modulada zl y los símbolos de la señal modulada z2 puede ser idéntico o diferir como en las figuras 15A y 15B. Ambos enfoques permiten obtener una buena calidad de recepción. Además, en las figuras 17A, 17B, 18A y 18B, los símbolos pueden disponerse de forma no secuencial como en las figuras 16A y 16B. Ambos enfoques permiten obtener una buena calidad de recepción.

La figura 22 indica la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas, e ilustra un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del precedente. La figura 22 ilustra un esquema de cambio de fase regular que usa cuatro intervalos, similar a los indicadores de fecha-hora u a u+3 de la figura 6. El rasgo característico de la figura 22 es que, aunque los símbolos se reordenan con respecto al dominio de frecuencia, cuando se leen a lo largo del eje de tiempo, resulta evidente un desplazamiento periódico de n {n = 1 en el ejemplo de la figura 22) símbolos. El grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2210 en la figura 22 indica cuatro símbolos a los que se aplica el cambio de fase en los indicadores de fecha-hora u a u+3 de la figura 6.

Aquí, el símbolo #0 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #3 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

De manera similar, para el grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2220, el símbolo #4 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #5 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #6 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #7 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El cambio de fase descrito precedentemente se aplica al símbolo en la fecha-hora $1. Sin embargo, a fin de aplicar el desplazamiento periódico en el dominio de tiempo, se aplican los siguientes cambios de fase a los grupos de símbolos 2201, 2202, 2203 y 2204.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2201, el símbolo #0 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #9 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #18 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #27 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2202, el símbolo #28 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #10 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #19 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2203, el símbolo #20 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #29 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #11 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2204, el símbolo #12 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #21 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #30 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #3 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El rasgo característico de la figura 22 se ve en que, tomando el símbolo #11 como ejemplo, los dos símbolos vecinos del mismo que tienen la misma fecha-hora en el dominio de frecuencia (#10 y #12) son ambos símbolos que se cambian usando una fase diferente de la del símbolo #11, y los dos símbolos vecinos del mismo que tienen la misma portadora en el dominio de tiempo (#2 y #20) son ambos símbolos que se cambian usando una fase diferente de la del símbolo #11. Esto vale no sólo para el símbolo #11, sino también para cualquier símbolo que tenga dos símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Por consiguiente, se lleva a cabo efectivamente el cambio de fase. Esto es sumamente probable que mejore la calidad de recepción de los datos pues la influencia de regularización de las ondas directas es menos proclive a la recepción.

Aunque la figura 22 ilustra un ejemplo en el que n = 1, la invención no está limitada en ese sentido. Lo mismo puede aplicarse a un caso en que n = 3. Asimismo, aunque la figura 22 ilustra la modalidad de los efectos precedentemente descritos disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y avanzando en el dominio de tiempo como para lograr el efecto característico de impartir un desplazamiento periódico al orden de la configuración de símbolos, para lograr el mismo efecto los símbolos también pueden disponerse aleatoriamente (o regularmente) .

Modalidad 2 En la Modalidad 1 descrita precedentemente, el cambio de fase se aplica a una señal ponderada (precodificada con una matriz de precodificación fija) z(t). Las siguientes modalidades describen diversos esquemas de cambio de fase mediante los cuales pueden obtenerse los efectos de la Modalidad 1.

En la modalidad precedentemente descrita, tal como se muestra en las figuras 3 y 6, el cambiador de fase 317B está configurado para realizar un cambio de fase en sólo una de las señales a las que da salida la unidad de ponderación 600.

Sin embargo, el cambio de fase también puede aplicarse antes de realizar la precodificación la unidad de ponderación 600. Además de los componentes ilustrados en la figura 6, el dispositivo de transmisión también puede presentar la unidad de ponderación 600 antes del cambiador de fase 317B, tal como se muestra en la figura 25.

En tales circunstancias, es posible la siguiente configuración. El cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase regular con respecto a la señal de banda base s2(t), en la cual se ha realizado la correlación de acuerdo con un esquema de modulación seleccionado, y da salida a s2'(t) s2(t)y(t) (donde y(t) varía en el tiempo t) . La unidad de ponderación 600 ejecuta la premodificación en s2't, da salida a z2(t) = 2s2'(t) (véase la Fórmula 42) y después se transmite el resultado.

Como alternativa, el cambio de fase puede realizarse en ambas señales moduladas sl(t) y s2 (t) . De por sí, el dispositivo de transmisión está configurado como para incluir un cambiador de fase que toma ambas señales a las que da salida la unidad de ponderación 600, tal como se muestra en la figura 26.

Como el cambiador de fase 317B, el cambiador de fase 317A realiza un cambio de fase regular en la entrada de señal, y como tal cambia la fase de señal zl' (t) precodif icada por la unidad de ponderación. Después se da salida a la señal de cambio postfase zl(t) a un transmisor.

Sin embargo, la tasa de cambio de fase aplicada por los cambiadores de fase 317A y 317B varía simultáneamente a fin de realizar el cambio de fase mostrado en la figura 26. (Lo que sigue describe un ejemplo no limitativo del esquema de cambio de fase) . Para la fecha-hora u, el cambiador de fase 317A de la figura 26 realiza el cambio de fase de manera que zl(t) = y!(t)zl' (t) , en tanto que el cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase de manera que z2 (t) = y2(t)z2' (t) . Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 26, para la fecha-hora u, yi(u) = ej0 y y2 (u) = e~ K/2 , para la fecha-hora u+1, yi(u+l) = y y2(u+l) = e"i3TC/4, y para la fecha-hora u+k, yi(u+k) = eJk7C/4 y y2(u+k) = ej(k3K/* ' 71/2» . Aquí, el período de cambio de fase regular (ciclo) puede ser el mismo para ambos cambiadores de fase 317A y 317B o puede variar para cada uno.

Además, tal como ya se describió, puede realizarse un cambio de fase antes de realizar la precodif icación la unidad de ponderación. En tal caso, el dispositivo de transmisión debe configurarse tal como se ilustra en la figura 27.

Cuando se lleva a cabo un cambio de fase en ambas señales moduladas, cada una de las señales de transmisión por ejemplo, es información de control que incluye información acerca del patrón de cambio de fase. Obteniendo la información de control, el dispositivo de recepción conoce el esquema de cambio de fase mediante el cual el dispositivo de transmisión varía regularmente el cambio, es decir, el patrón de cambio de fase y, de esta manera, puede demodular (decodificar) las señales correctamente.

A continuación, se describen variantes de las disposiciones ej emplificativas mostradas en las figuras 6 y 25 con referencia a figuras 28 y 29. La figura 28 difiere de la figura 6 en la inclusión de la información de activación desactivación (ON/OFF) del cambio de fase 2800 y en que el cambio de fase se realiza en sólo una de zl' (t) y z2 ' (t) (es decir, se realiza en una de zl'(t) y z2'(t), que tienen idénticos indicadores de fecha-hora o una frecuencia común) . Por consiguiente, a fin de realizar el cambio de fase en una de zl'(t) y z2'(t), los cambiadores de fase 317A y 317B mostrados en la figura 28 pueden estar, cada uno, activado (ON) y realizar el cambio de fase o bien, desactivado (OFF) y no realizar el cambio de fase. La información ON/OFF del cambio de fase 2800 es la información de control para ello. Un generador de información para esquemas de procesamiento de señales 314 mostrado en la figura 3, da salida a la información ON/OFF del cambio de fase 2800.

El cambiador de fase 317A de la figura 28 cambia la fase para producir zl(t) = yi(t)zl'(t), en tanto que el cambiador de fase 317B cambia la fase para producir z2 (t) = y2(t)z2'(t) .

Aquí, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a zl'(t) . (Entre tanto, no cambia la fase de z2 ' (t) ) . Por consiguiente, para la fecha-hora u, yx (u) = e-7'0 y y2 (u) = 1, para la fecha-hora u+1, yi(u+l) = e^n/2 y y2(u+l) = 1, para la fecha-hora u+2, yi(u+2) = ej7t y y2(u+2) = 1 y para la fecha-hora u+3 yi(u+3) = ej3"/2 y y2(u+3) = 1.

A continuación, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a z2'(t). (Entre tanto, no cambia la fase de zl'(t)). Por consiguiente, para la fecha-hora u+4 , yx(u+4) = 1 y y2(u+4) = ej0, para la fecha-hora u+5, yi(u+5) = 1 y y2(u+5) = eJ*/2, para la fecha-hora u+6, yi(u+6) = 1 y y2(u+6) = ejn y para la fecha-hora u+7 yi(u+7) = 1 y y2(u+7) = eJ'37t 2.

Por consiguiente, dados los ejemplos precedentes. para cualquier fecha-hora 8k, yx(8k) = y y2(8k) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+l, yi(8k+l) = e-,p/2 y y2(8k+l) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+2, yi(8k+2) = ej7t y y2(8k+2) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+3, yi(8k+3) = e-"37^2 y y2(8k+3) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+4, yx(8k+4) 1 y y2(8k+4) = eJ'\ para cualquier fecha-hora 8k+5, yx(8k+3) 1 y y2(8k+5) = ejn/2, para cualquier fecha-hora 8k+6, yi(8k+6) = 1 y y2(8k+6) = eJ'\ y para cualquier fecha-hora 8k+7, yi(8k+7) 1 y y2(8k+7) = ej37t/2.

Tal como ya se describió, hay dos intervalos, uno donde el cambio de fase se realiza sólo en zl'(t), y otro donde el cambio de fase se realiza sólo en z2'(t) . Asimismo, los dos intervalos forman un período de cambio de fase (ciclo) . Si bien la explicación precedente describe como iguales el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en zl'(t) y el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en z2'(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los dos intervalos también pueden diferir. Además, si bien la explicación precedente describe la modalidad de un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en zl' (t) y después la modalidad de un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en z2'(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los cambios de fase pueden realizarse en zl'(t) y en z2'(t) en cualquier orden (por ejemplo, el cambio de fase puede alternar entre realizarse en zl'(t) y en z2'(t) o bien, puede realizarse en orden aleatorio) .

El cambiador de fase 317A de la figura 29 cambia la fase para producir sl'(t) = yi(t)sl(t), en tanto que el cambiador de fase 317B cambia la fase para producir s2'(t) = y2 (t) s2 (t) .

Aquí, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a sl(t) . (Entre tanto, s2 (t) permanece inmodificada) . Por consiguiente, para la fecha-hora u, yi (u) = e-*0 y y2 (u) = 1, para la fecha-hora u+1, yi(u+l) = eJÍC^2 y y2(u+l) = 1, para la fecha-hora u+2, !(u+2) = eJ™ y y2(u+2) = 1 y para la fecha-hora u+3, yi(u+3) = e-'3II'2 y y2(u+3) = 1.

A continuación, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a s2 (t) . (Entre tanto, sl(t) permanece inmodificada) . Por consiguiente, para la fecha-hora u+4 , yi(u+4) = 1 y y2(u+4) = e-70, para la fecha-hora u+5, yi(u+5) = 1 y y2(u+5) = ej7l/2, para la fecha-hora u+6, y!(u+6) = 1 y y2(u+6) = ej7t y para la fecha-hora u+7, yi(u+7) = 1 y y2(u+7) = ej2n/2.

Por consiguiente, dados los ejemplos precedentes, para cualquier fecha-hora 8k, y:.(8k) = ej0 y y2(8k) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+l, yi(8k+l) = ej7t/2 y y2(8k+l) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+2, yi(8k+2) = e-7'* y y2(8k+2) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+3, yi(8k+3) = e^2rt/2 y y2(8k+3) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+4, y1(8k+4) 1 y y2(8k+4) = j0, para cualquier fecha-hora 8k+5, yx(8k+5) 1 y y2(8k+5) = ejK/2, para cualquier fecha-hora 8k+6, yx(8k+6) 1 y y2(8k+6) = eJ'\ y para cualquier fecha-hora 8k+7, yi(8k+7) = 1 y y2(8k+7) = e 37t/2.

Tal como ya se describió, hay dos intervalos, uno donde el cambio de fase se realiza sólo en sl(t) y otro donde el cambio de fase se realiza sólo en s2 (t) . Asimismo, los dos intervalos forman un período de cambio de fase (ciclo) . Aunque la explicación precedente describe como iguales el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en si (t) y el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en s2(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los dos intervalos también pueden diferir. Además, si bien la explicación precedente describe la modalidad del cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en sl(t) y después la modalidad del cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en s2(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los cambios de fase pueden realizarse en sl(t) y en s2(t) en cualquier orden (por ejemplo, pueden alternar entre realizarse en sl(t) y en s2(t) o bien, pueden realizarse en orden aleatorio) .

Por consiguiente, se ecualizan las condiciones de recepción en que el dispositivo de recepción recibe cada señal de transmisión zl(t) y z2(t). Cambiando periódicamente la fase de los símbolos en las señales recibidas zl(t) y z2(t), puede aumentar la posibilidad de que los códigos de corrección de errores corrijan los errores, mejorando de esta manera la calidad de señal recibida en el entorno LOS.

Por consiguiente, la Modalidad 2 tal como ya se describió puede producir los mismos resultados que la Modalidad 1 anteriormente descrita.

Aunque la presente modalidad usa como ejemplo un esquema de portadora única, es decir el cambio de fase del dominio de tiempo, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los mismos efectos pueden lograrse también usando la transmisión de multiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad puede realizarse también usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDMA (acceso múltiple por división de frecuencia de portadora única) , SC-OFDM, OFDM de miniondas, como se describe en literatura no de patente 7, etc. Como se describió anteriormente, si bien la presente modalidad explica el cambio de fase como el cambio de la fase con respecto al dominio de tiempo t, como alternativa la fase puede cambiar con respecto al dominio de frecuencia, según lo expuesto en la Modalidad 1. Es decir, considerando el esquema de cambio de fase en el dominio de tiempo t descrito en la presente modalidad y reemplazando t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora)) lleva a un cambio de fase aplicable al dominio de frecuencia. Además, como ya se explicó en relación con la Modalidad 1, el esquema de cambio de fase de la presente modalidad también es aplicable al cambio de la fase con respecto a ambos, el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia.

Por consiguiente, aunque las figuras 6, 25, 26, y 27 ilustran cambios de fase en el dominio de tiempo, el reemplazo del tiempo t por la portadora f en cada una de las figuras 6, 25, 26 y 27 corresponde a un cambio de fase en el dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar el cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia.

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) o los símbolos que transmiten información de control.

Modalidad 3 Las Modalidades 1 y 2, descritas precedentemente, explican los cambios de fase regulares. Modalidad 3 describe un esquema de admisión del dispositivo de recepción para obtener buena calidad de señal recibida de los datos, independientemente de la configuración del dispositivo de recepción, considerando la localización del dispositivo de recepción con respecto al dispositivo de transmisión.

La Modalidad 3 se refiere a la configuración de los símbolos dentro de las señales obtenidas por medio de un cambio de fase.

La figura 31 ilustra un ejemplo de configuración de trama para una porción de los símbolos dentro de una señal en el dominio de tiempo-frecuencia, dado un esquema de transmisión donde se realiza un cambio de fase regular para un esquema de multiportadora, tal como OFDM.

Primero, se explica un ejemplo en el que se realiza el cambio de fase en una de dos señales de banda base, precodificada del modo explicado en la Modalidad 1 (véase la figura 6) .

(Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase en el dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase en el dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia, corresponde a realizar cambios de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) .

La figura 31 ilustra la configuración de trama de la señal modulada z2 ' , a la que se le da entrada en el cambiador de fase 317B de la figura 12. Cada cuadrado representa un símbolo (aunque se incluyen ambas señales si y s2 a los efectos de la precodificación, según el valor de cambio de fase, sólo puede usarse una de señales si y s2) .

Consideremos el símbolo 3100 en la portadora 2 y la fecha-hora $2 de la figura 31. La portadora aquí descrita puede denominarse como alternativa subportadora .

Dentro de la portadora 2 , hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos del dominio del tiempo más cercanos a la fecha-hora $2, es decir, el símbolo 3013 en la fecha-hora $1 y el símbolo 3101 en la fecha-hora $3 dentro de la portadora 2.

De manera similar, para la fecha-hora $2, hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos del dominio de frecuencia más cercanos a la portadora 2, es decir, el símbolo 3104 en la portadora 1, la fecha-hora $2 y el símbolo 3104 en la fecha-hora $2, la portadora 3.

Tal como ya se describió, hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 y las condiciones de canal para los símbolos 3101, 3102, 3103, y 3104.

La presente descripción considera N fases diferentes (siendo N un entero, N = 2) para la multiplicación en un esquema de transmisión donde la fase cambia regularmente. Los símbolos ilustrados en la figura 31 se indican como ej0 , por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal z2 ' de la figura 6 con cambio de fase a través de la multiplicación por ej0. Es decir, los valores indicados en la figura 31 para cada uno de los símbolos son los valores de y(t) de la Fórmula 42, que también son los valores de z2(t) = y2(t)z2' (t) descritos en la Modalidad 2.

La presente modalidad aprovecha la alta correlación en las condiciones de canal existente entre los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y/o los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, en una configuración de símbolos que posibilita que el dispositivo de recepción que recibe la los símbolos con la fase cambiada obtenga una alta calidad de recepción de los datos.

A fin de lograr esta alta calidad de recepción de los datos, son necesarias las condiciones #1 y #2.

(Condición #1) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' usando la transmisión de multiportadora, tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo para transmitir los datos (de aquí en adelante el símbolo de datos) , los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y son también símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2 ' correspondiente a cada uno de los tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y.

(Condición #2) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' usando la transmisión de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo de datos, los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia, es decir, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l también son símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2 ' correspondiente a cada uno de los tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l.

Idealmente, deben estar presentes los símbolos de datos que cumplen la Condición #1. De manera similar, deben estar presentes los símbolos de datos que cumplen la Condición #2.

Los motivos que admiten las Condiciones #1 y #2 son los siguientes.

Existe una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal del símbolo dado de una señal de transmisión (de aquí en adelante, el símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de tiempo, tal como ya se describió.

Por consiguiente, cuando tres símbolos vecinos en el dominio de tiempo tienen cada uno fases diferentes, a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (calidad de señal deficiente ocasionada por la degradación de las condiciones debido a las relaciones de fase de ondas directas, a pesar de la alta calidad de si en términos de SNR) para el símbolo A, los dos símbolos restantes al símbolo A es muy probable que proporcionen buena calidad de recepción. Como resultado, puede lograrse una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

De manera similar, existe una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal del símbolo dado de una señal de transmisión (de aquí en adelante, el símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de frecuencia, tal como ya se describió .

Por consiguiente, cuando tres símbolos vecinos en el dominio de frecuencia tienen, cada uno, fases diferentes, a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (calidad de señal deficiente ocasionada por la degradación de las condiciones debido a las relaciones de fase de ondas directas a pesar de la alta calidad de señal en términos de SNR) para el símbolo A, los dos símbolos restantes vecinos al símbolo A es sumamente probable que proporcionen una buena calidad de recepción. Como resultado, puede lograr una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

Combinando las Condiciones #1 y #2, es probable que pueda lograrse incluso mayor calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción. Por consiguiente, puede derivarse a siguiente Condición #3.

(Condición #3) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' usando la transmisión de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo de datos, los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y también son símbolos de datos, y los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia, es decir, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l también son símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2 ' correspondiente a cada uno de estos cinco símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-l, en el tiempo X, la portadora Y+l, en un tiempo X-l, la portadora Y, y en el tiempo X+l, la portadora Y.

Aquí, los diferentes cambios de fase son tal como sigue. Los cambios de fase se definen a partir de 0 radianes a 2p radianes. Por ejemplo, para el tiempo X, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de ej9x,Y a la señal de banda base precodificada z2 ' de la figura 6, para el tiempo X-l, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de e^ex_1,Y a la señal de banda base precodificada z2 ' de la figura 6, para el tiempo X+l, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de ejex+i,Y a señai ¿e banda base precodificada z2 ' de la figura 6, de manera que 0 = ??, ? < 2p, 0 = ??.? , ? < 2p , y 0 = ??+?,? < 2p? siendo todas las unidades en radianes. Por consiguiente, para la Condición #1, sigue que T?(? ? ??_?,?, T?(? ? ??+?,?, y que ??_?,? ? ??+?,?. De manera similar, para la Condición #2, sigue que T?(? ? ??(?_?, T?(? ? ??,?+1/ y que ??,?_? ? ??,?+?- y, para la Condición #3, sigue que ??,? ? ??_1??, ??<? ? ??+?,?, ??,?? ??,?_?, ??,? ??,?-?, ??-?,? ? ??+?,?, ??_?,?? ??,?.?, ??_?,? ? ??+?,?, ??+?,? ? ??_?,?, ??+?,? ? ??,?+?, y que ??,?_? ? ??,?+?.

Idealmente, un símbolo de datos debe cumplir la Condición #3.

La figura 31 ilustra un ejemplo de la Condición #3 donde el símbolo A corresponde al símbolo 3100. Los símbolos se disponen de manera que la fase por la que se multiplica la señal de banda base precodificada z2 ' de la figura 6 difiere para el símbolo 3100, para ambos de sus símbolos vecinos en el dominio de tiempo 3101 y 3102, y para ambos de sus símbolos vecinos en el dominio de frecuencia 3102 y 3104. Por consiguiente, a pesar de la degradación de la calidad de señal recibida del símbolo 3100 para el receptor, es sumamente probable una buena calidad de señal en las señales vecinas, garantizándose de esta manera una buena calidad de señal después de la corrección de errores.

La figura 32 ilustra una configuración de símbolos obtenida por medio de cambios de fase en estas condiciones.

Como resulta evidente en la figura 32, con respecto a cualquier símbolo de datos, se aplica un cambio de fase diferente a cada símbolo vecino en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia. De por sí, puede mejorar la posibilidad del dispositivo de recepción de corregir los errores .

En otras palabras, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, se cumple la Condición #1 en todas las X y todas las Y.

De manera similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos, se cumple la Condición #2 en todas las X y todas las Y.

De manera similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos y todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, se cumple la Condición #3 en todas las X y todas las Y.

Lo que sigue describe un ejemplo en el que se realiza un cambio de fase en dos señales de banda base precodificadas , como se explica en la Modalidad 2 (véase la figura 26) .

Cuando se realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl' y la señal de banda base precodificada z2 ' tal como se muestra en la figura 26, son posibles varios esquemas de cambio de fase. Los detalles de los mismos se explican a continuación.

El esquema 1 implica un cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tal como ya se describió, para lograr el cambio de fase ilustrado en la figura 32. En la figura 32, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de 10 a la señal de banda base precodificada z2 ' . Sin embargo, tal como ya se describió, a fin de cumplir las Condiciones #1, #2 y #3, varía en el tiempo el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada z2 ' en cada (sub- ) ortadora . (Aunque tales cambios se aplican en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, también son posibles otros esquemas de cambio de fase) . Después, tal como se muestra en la figura 33, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' produce un valor constante es decir un décimo del valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' . En la figura 33, para un período (ciclo) (de cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' ) que incluye la fecha-hora $1, el valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl ' es ej0. Después, para el siguiente período (ciclo) (del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2') que incluye la fecha-hora $2, el valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl ' es eJ,t/9, etc.

Los símbolos ilustrados en la figura 33 se indican como ej0, por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal zl' de la figura 26 en la que se ha aplicado un cambio de fase a través de la multiplicación por e-'0. Es decir, los valores indicados en la figura 33 para cada uno de los símbolos son los valores de zl'(t) = y2(t)zl'(t) descritos en la Modalidad 2 para yi(t) .

Tal como se muestra en la figura 33, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' produce un valor constante es decir un décimo del valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' , de manera que el valor del cambio postfase varía con la cantidad de cada período (ciclo) . (Tal como ya se describió, en la figura 33, el valor es eJ° para el primer período (ciclo) , e^9 para el segundo período (ciclo) , etc . ) ..

Tal como ya se describió, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tiene un período (ciclo) de diez, pero el período (ciclo) puede hacerse efectivamente mayor que diez teniendo en cuenta el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada zl' y a la señal de banda base precodificada z2 ' . Por consiguiente, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

El esquema 2 implica un cambio de fase de señal de banda base precodificada z2 ' tal como ya se describió, para lograr el cambio de fase ilustrado en la figura 32. En la figura 32, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de diez a la señal de banda base precodificada z2 ' . Sin embargo, tal como ya se describió, a fin de cumplir las Condiciones #1, #2 y #3, varía en el tiempo el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada z2 ' en cada ( sub- ) portadora . (Aunque tales cambios se aplican en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, también son posibles otros esquemas de cambio de fase) . Después, tal como se muestra en la figura 30, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' difiere del realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' , pues tiene un período (ciclo) de tres en lugar de diez.

Los símbolos ilustrados en la figura 30 se indican como ej0, por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal zl ' de la figura 26 a la que se ha aplicado un cambio de fase a través de la multiplicación por e-'0. Es decir, los valores indicados en la figura 30 para cada uno de los símbolos son los valores de zl(t) = yi(t)zl'(t) descritos en la Modalidad 2 para yi(t) .

Tal como ya se describió, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tiene un período (ciclo) de diez, pero teniendo en cuenta los cambios de fase aplicados a la señal de banda base precodificada zl ' y la señal de banda base precodificada z2 ' , el período (ciclo) puede ser efectivamente equivalente a 30 para ambas señales de banda base precodificadas zl' y z2 ' . Por consiguiente, la calidad de recepción de los datos puede mejorar para el dispositivo de recepción. Un modo efectivo de aplicar el esquema 2 es realizar un cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl ' con un período (ciclo) de N y realizar un cambio de fase en la señal de banda base precodificada z2 ' con un período (ciclo) de M de manera que N y M are sean primos entre sí. De por sí, teniendo en cuenta ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' , puede lograrse fácilmente un período (ciclo) de NxM, haciendo efectivamente el período (ciclo) mayor cuando N y M son primos entre sí.

Lo anterior describe un ejemplo del esquema de cambio de fase pertinente a la Modalidad 3. La presente invención no está limitada en ese sentido. Como se explica en relación con las Modalidades 1 y 2, un cambio de fase puede realizarse con respecto al dominio de frecuencia o el dominio de tiempo o bien, en los bloques de tiempo-frecuencia. Una mejora similar puede obtenerse en la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción en todos los casos.

Lo mismo vale también para las tramas que tienen una configuración diferente de la descrita precedentemente, donde se insertan símbolos piloto (SP (piloto esparcido) ) y símbolos que transmiten información de control entre los símbolos de datos. Los detalles de cambio de fase en tales circunstancias son los siguientes.

Las figuras 47A y 47B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 47A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' en tanto que la figura 47B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) z2 ' . En las figuras 47A y 47B, 4701 marca los símbolos piloto en tanto que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la premodificación o la premodificación y un cambio de fase.

Las figuras 47A y 47B, como la figura 6, indican la configuración de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada z2 ' (si bien no se realiza ningún cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl) . (Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, cambiar el tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo- frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 47A y 47B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada z2 ' después del cambio de fase. No se da ningún valor para los símbolos de la señal de banda base precodificada zl ' (zl) , pues en ellos no se realiza ningún cambio .

El punto clave de figuras 47A y 47B es que el cambio de fase se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados . (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2). Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 48A y 48B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 48A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' en tanto que la figura 47B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) z2 ' . En las figuras 48A y 48B, 4701 marca los símbolos piloto en tanto que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y un cambio de fase.

Las figuras 48A y 48B, como la figura 26, indican la configuración de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada zl' y a la señal de banda base precodificada z2 ' . (Aunque la figura 26 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 26 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 48A y 48B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada zl' y z2 ' después del cambio de fase.

El punto clave de la figura 47 es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada zl', es decir, en los símbolos precodificados de la misma, y en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados de la misma. (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 49A y 49B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 49A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl ' , en tanto que la figura 49B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) z2 ' . En las figuras 49A y 49B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para los cuales el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y el cambio de fase. Las figuras 49A y 49B difieren de las figuras 47A y 47B en el esquema configurable para los símbolos diferentes de los símbolos de datos. Los tiempos y las portadoras en que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada zl ' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . Inversamente, los tiempos y las portadoras en que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada z2 ' son símbolos nulos en la señal modulada zl'.

Las figuras 49A y 49B, como la figura 6, indican la configuración de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada z2 ' (si bien no se realiza ningún cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl) . (Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 49A y 49B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada z2 ' después de realizarse un cambio de fase. No se da ningún valor para los símbolos de señal de banda base precodificada zl' (zl), pues en ellos no se realiza ningún cambio de fase.

El punto clave de las figuras 49A y 49B es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados . (Los símbolos en discusión, estando precodificados, en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 50A y 50B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 50A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) zl o zl'f en tanto que la figura 50B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) z2 ' . En las figuras 50A y 50B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para los cuales el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y un cambio de fase. Las figuras 50A y 50B difieren de las figuras 48A y 48B en el esquema configurable para los símbolos diferentes de los símbolos de datos. Los tiempos y las portadoras en que los símbolos piloto se insertan en la señal modulada zl ' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . Inversamente, los tiempos y las portadoras en que los símbolos piloto se insertan en la señal modulada z2 ' son símbolos nulos en la señal modulada zl'.

Las figuras 50A y 50B, como la figura 26, indican la configuración de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada zl' a la señal de banda base precodificada z2 ' . (Aunque la figura 26 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo fc por la portadora f en la figura 26 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 50A y 50B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada zl ' y z2 ' después de un cambio de fase.

El punto clave de figuras 50A y 50B es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada zl', es decir, en los símbolos precodificados de la misma, y en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados de la misma. (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

La figura 51 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 47A, 47B, 49A y 49B. Los componentes de la misma realizan las mismas operaciones que las de la figura 4 y usan los mismos símbolos de referencias.

En la figura 51, las unidades de ponderación 308A y 308B y el cambiador de fase 317B sólo operan en los tiempos indicados por la señal de conf guración de tramas 313 como correspondiente a los símbolos de datos.

En la figura 51, un generador símbolos piloto 5101 (que también genera símbolos nulos) da salida a las señales de banda base 5102A y 5102B para un símbolo piloto cada vez que la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo piloto (o un símbolo nulo) .

Aunque no se indica en las disposiciones de trama de las figuras 47A a 50B, cuando no se realiza la precodificación (o la rotación de fase) , por ejemplo cuando se transmite una señal modulada usando sólo una antena (de manera que la otra antena no transmite ninguna señal) o cuando se usa un esquema de transmisión de codificación de espacio-tiempo (en particular, de codificación de bloques espacio-tiempo) para transmitir los símbolos de la información de control, la señal de configuración de tramas 313 toma los símbolos de la información de control 5104 y la información de control 5103 como entrada. Cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo de información de control, se da salida a las señales de banda base 5102A y 5102B del mismo.

Las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 51 toman múltiples señales de banda base como entrada y seleccionan una señal de banda base deseada de acuerdo con la señal de configuración de tramas 313. Las unidades inalámbricas 310A y 310B después aplican el procesamiento de señales OFDM y dan salida a las señales moduladas 311A y 311B de conformidad con la configuración de trama.

La figura 52 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 48A, 48B, 50A, y 50B. Los componentes de la misma realizan las mismas operaciones que las de las figuras 4 y 51 y usan los mismos símbolos de referencia. La figura 51 presenta un cambiador de fase adicional 317A que sólo opera cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo de datos. En todos los demás tiempos, las operaciones son idénticas a las explicadas respecto de la figura 51.

La figura 53 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 51. Lo que sigue describe los puntos de diferencia. Tal como se muestra en la figura 53, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 317B pone en pausa las operaciones de cambio de fase, de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a ej0) .

Un selector 5301 toma las múltiples señales de banda base como entrada y selecciona una señal de banda base que tiene un símbolo indicado por la señal de configuración de tramas 313 para la salida.

La figura 54 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 52. Lo que sigue describe los puntos de diferencia. Tal como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 317B pone en pausa las operaciones de cambio de fase de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a e]0) .

De manera similar, tal como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 5201 toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 5201 realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodif icada 309A. Cuando la señal de configuración de tramas 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 5201 pone en pausa las operaciones de cambio de fase de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a e3°) .

Las explicaciones precedentes se dan usando símbolos piloto, símbolos de control y símbolos de datos como ejemplos. Sin embargo, la presente invención no está limitada en ese sentido. Cuando los símbolos se transmiten usando esquemas diferentes de la precodificación, tales como la transmisión de antena única o la transmisión que usa la codificación de bloques espacio-tiempo, es importante no realizar un cambio de fase. Inversamente, realizar un cambio de fase en los símbolos que se han precodificado es el punto clave de la presente invención.

Por consiguiente, una función característica de la presente invención es que el cambio de fase no se realiza en todos los símbolos dentro de la configuración de trama en el dominio de tiempo-frecuencia, sino que sólo se realiza en las señales que se han precodificado .

Modalidad 4 Las Modalidades 1 y 2, descritas precedentemente, explican un cambio de fase regular. La Modalidad 3, sin embargo, describe la modalidad de un cambio de fase diferente en los símbolos vecinos.

La presente modalidad describe un esquema de cambio de fase que varía de acuerdo con el esquema de modulación y la tasa de codificación de los códigos de corrección de errores usados por el dispositivo de transmisión.

La Tabla 1 siguiente es una lista de ajustes del esquema de cambio de fase correspondientes a los ajustes y parámetros del dispositivo de transmisión.

Tabla 1 En la Tabla 1, #1 denota la señal modulada si de la Modalidad 1 descrita precedentemente (la señal de banda base si modulada con el esquema de modulación establecido por el dispositivo de transmisión) y #2 denota la señal modulada s2 (la señal de banda base s2 modulada con el esquema de modulación establecido por el dispositivo de transmisión) . La columna de tasa de codificación de la Tabla 1 indica la tasa de codificación de los códigos de corrección de errores para los esquemas de modulación #1 y #2. La columna de patrón de cambio de fase de la Tabla 1 indica el esquema de cambio de fase aplicado a las señales de banda base precodificadas zl (??') y z2 (?2'), tal como se explica en las Modalidades 1 a 3. Aunque los patrones de cambio de fase están etiquetados A, B, C, D, E, etc., eso se refiere al grado aplicado de cambio de fase, por ejemplo, en un patrón de cambio de fase dado por la Fórmula 46 y la Fórmula 47 precedentes. En la columna de patrón de cambio de fase de la Tabla 1, el guión significa que no se aplica ningún cambio de fase.

Las combinaciones de esquema de modulación y tasa de codificación enumeradas en la Tabla 1 son ejemplos. También puede incluirse otros esquemas de modulación (tales como 128-QAM y 256-QAM) y tasas de codificación (tales como 7/8) no enumerados en la Tabla 1. Además, tal como se describe en la Modalidad 1, pueden diferir los códigos de corrección de errores usados para si y s2 (la Tabla 1 se da para los casos en los que se usa un solo tipo de códigos de corrección de errores, como en la figura 4) . Asimismo, puede usarse el mismo esquema de modulación y tasa de codificación con diferentes patrones de cambio de fase. El dispositivo de transmisión transmite información indicativa de los patrones de cambio de fase al dispositivo de recepción. El dispositivo de recepción especifica el patrón de cambio de fase mediante la referencia cruzada de la información y la Tabla 1, después realiza la demodulación y la decodificación. Cuando el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores determinan un único patrón de cambio de fase, en tanto el dispositivo de transmisión transmite el esquema de modulación y la información relativa al esquema de corrección de errores, el dispositivo de recepción conoce el patrón de cambio de fase obteniendo esa información. De por sí, la información pertinente al patrón de cambio de fase no es estrictamente necesaria.

En la Modalidades 1 a 3, el cambio de fase se aplica a las señales de banda base precodificadas . Sin embargo, también puede modificarse la amplitud junto con la fase a fin de aplicar cambios periódicos y regulares. Por consiguiente, también puede hacerse un patrón de modificación de la amplificación que modifique regularmente la amplitud de las señales moduladas para guardar conformidad con la Tabla 1. En tales circunstancias, el dispositivo de transmisión debe incluir un modificador de amplificación que modifica la amplificación después de la unidad de unidad de ponderación 308A o la unidad de ponderación 308B de la figura 3 o la 4. Además, la modificación de la amplificación puede realizarse sólo en una o en ambas de las señales de banda base precodificadas zl(t) y z2 (t) (en el primer caso, el modificador de amplificación sólo es necesario después de la unidad de ponderación 308A y la 308B) .

Asimismo, aunque no se indica en la Tabla 1 precedente, también el esquema de correlación puede ser modificado regularmente por el correlacionador, sin un cambio de fase regular.

Es decir, cuando el esquema de correlación para la señal modulada sl(t) es 16-QAM y el esquema de correlación para la señal modulada s2(t) es también 16-QAM, el esquema de correlación aplicado a la señal modulada s2 (t) puede cambiar regularmente tal como sigue: de 16-QAM a 16-APSK, a 16-QAM en el plano IQ, a un primer esquema de correlación que produce un diseño de puntos de señal diferente de 16-APSK, a 16-QAM en el plano IQ, a un segundo esquema de correlación que produce un diseño de puntos de señal diferente de 16-APSK, etc. De este modo, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción, de forma muy parecida a los resultados obtenidos por un cambio de fase regular descritos precedentemente.

Además, la presente invención puede usar cualquier combinación de esquemas para un cambio de fase regular, esquema de correlación y amplitud, y la señal de transmisión puede transmitir teniendo en cuenta todo esto.

La presente modalidad puede efectuarse usando esquemas de portadora única así como también esquemas de multiportador . Por consiguiente, la presente modalidad también puede efectuarse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDM, SC-OFDM, OFDM de miniondas como se describe en literatura no de patente 7, etc. Tal como ya se describió, la presente modalidad expone cambiar la fase, amplitud y esquemas de correlación realizando modificaciones de fase, amplitud y esquema de correlación con respecto al dominio de tiempo t. Sin embargo, de manera muy parecida a la Modalidad 1, pueden llevarse a cabo los mismos cambios con respecto al dominio de frecuencia. Es decir, considerar la modificación de la fase, amplitud y esquema de correlación en el dominio de tiempo t que se describe en la presente modalidad y reemplazar t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora)) lleva a la modificación de la fase, amplitud y esquema de correlación aplicable al dominio de frecuencia. Además, la modificación de la fase, amplitud, esquema de correlación de la presente modalidad también es aplicable a la modificación de la fase, amplitud, esquema de correlación tanto en el dominio de tiempo como en el dominio de frecuencia.

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) o símbolos que transmiten información de control.

Modalidad Al La presente modalidad describe un esquema para cambiar regularmente la fase cuando la codificación se realiza usando códigos de bloque como se describe en literatura no de patente 12 15, tal como códigos LDPC QC (cuasi cíclica) (pueden usarse no sólo códigos QC-LDPC sino también códigos LDPC) , códigos concatenados LDPC y BCH (Bose-Chaudhuri -Hocquenghem) , turbo códigos o turbo códigos duo-binarios que usan bits de cola, etc. El siguiente ejemplo considera un caso en que se transmiten dos corrientes si y s2. Sin embargo, cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque y no se requiere información de control o similar, la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado coincide con la cantidad de bits que constituyen cada código de bloque (puede incluirse de todos modos la información de control etc. que se describe a continuación) . Cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque o similares e y información de control o similar (por ejemplo, se requieren los parámetros de transmisión CRC (comprobación de redundancia cíclica) ) , después la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado es la suma de la cantidad de bits que constituyen los códigos de bloque y la cantidad de bits que constituyen la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque. La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 4, y el dispositivo de transmisión tiene sólo un codificador. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora , tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 34, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, que es 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAM y 1000 símbolos para 64-QAM.

Después, dado que el dispositivo de transmisión de la figura 4 transmite dos corrientes simultáneamente, se asignan a si 1500 de los precedentemente mencionados 3000 símbolos necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK y se asignan a s2 los otros 1500 símbolos. De este modo, se requieren 1500 intervalos para transmitir los 1500 símbolos (de aquí en adelante, intervalos) por cada una de si y s2.

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se necesitan 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado y, cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado.

Lo que sigue describe la relación entre los intervalos precedentemente definidos y la fase de multiplicación, como pertinentes a los esquemas para un cambio de fase regular.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se han preparado para el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 4 (equivalente al período (ciclo) de las Modalidades 1 a 4) (como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase por cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, cinco conjuntos de cambio de fase deben prepararse idealmente a fin de realizar el cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias. Esos cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se expresan como PHASE [0] , PHASE [1] , PHASE [2] , PHASE [3] y PHASE[4] .

En cuanto a los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, se usa PHASE[0] en los 300 intervalos, se usa PHASE[1] en los 300 intervalos, se usa PHASE [2] en los 300 intervalos, se usa PHASE [3] en los 300 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 300 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización de fases ocasiona una gran influencia que debe ejercer la fase más frecuentemente usada, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia en relación a la calidad de recepción de los datos .

De manera similar, para los precedentemente descritos 700 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se usa PHASE [0] en los 150 intervalos, se usa PHASE [1] en los 150 intervalos, se usa PHASE [2] en los 150 intervalos, se usa PHASE [3] en los 150 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 150 intervalos.

Asimismo, para los precedentemente descritos 500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se usa PHASE [0] en los 100 intervalos, se usa PHASE [1] en los 100 intervalos, se usa PHASE [2] en los 100 intervalos, se usa PHASE [3] en los 100 intervalos, y se usa PHASE[4] en los 100 intervalos.

Tal como ya se describió, un esquema para un cambio de fase regular requiere la preparación de N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) (donde las N fases diferentes se expresan como PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2] ... PHASE[N-2], PHASE[N-1]). De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado, se usa PHASE[0] en los K0 intervalos, se usa PHASE[1] en los Ki intervalos, se usa PHASE [i] en los ¾ intervalos (donde i = 0, 1, 2.JT-1 (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y se usa PHASE [N-l] en los KN_! intervalos, de manera que se cumple la Condición #A01.

(Condición #A01) K0 = Ki ...= Ki = ... KN_i. Es decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l, (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema de modulación admitido para usarlo, se cumple preferentemente la Condición #A01 para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , puede no cumplirse la Condición #A01 en algunos esquemas de modulación. En tal caso, se aplica la siguiente condición en lugar de la Condición #A01.

(Condición #A02) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka - Kb| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 3 y figura 12, y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora, tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 35, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, que es 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAM, y 1000 símbolos para 64-QAM.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 12 transmiten, cada uno, dos corrientes a la vez, y tienen dos codificadores. De por sí, las dos corrientes transmiten, cada una, diferentes bloques de códigos. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques codificados extraídos de si y s2 dentro del mismo intervalo, por ejemplo, se transmite primer bloque codificado extraído de si, después se transmite un segundo bloque codificado extraído de s2. De modo que, se necesitan 3000 intervalos para transmitir los bloques codificados primero y segundo.

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se necesitan 1500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados y, cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 1000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se han preparado para los cambiadores de fase de los dispositivos de transmisión de las figuras 3 y 12 (equivalentes al período (ciclo) de las Modalidades 1 a 4) (como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase para cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, cinco conjuntos de cambio de fase deben prepararse idealmente para realizar el cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias. Esos cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se expresan como PHASE [0] , PHASE [1] , PHASE[2], PHASE [3] y PHASE [4] .

Para los precedentemente descritos 3000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, se usa PHASE [0] en los 600 intervalos, se usa PHASE [1] en los 600 intervalos, se usa PHASE [2] en los 600 intervalos, se usa PHASE [3] en los 600 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 600 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización de fases causa una gran influencia que debe ejercer la fase más frecuentemente usada, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 600 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 600 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE [1] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 600 veces, y se usa PHASE [4] en los intervalos de 600 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se usa PHASE [0] en los 300 intervalos, se usa PHASE [1] en los 300 intervalos, se usa PHASE [2] en los 300 intervalos, se usa PHASE [3] en los 300 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 300 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASE [0] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [1] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 300 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 300 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [1] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 300 veces, y se usa PHASE [4] en los intervalos de 300 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se usa PHASE [0] en los 200 intervalos, se usa PHASE [1] en los 200 intervalos, se usa PHASE [2] en los 200 intervalos, se usa PHASE [3] en los 200 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 200 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASE [0] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [1] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 200 veces, y se usa PHASE [4] en los intervalos de 200 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE [0] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [1] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 200 veces, y se usa PHASE [4] en los intervalos de 200 veces.

Tal como ya se describió, un esquema para cambiar regularmente la fase requiere la preparación de valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) expresados como PHASE[0], PHASE [1], PHASE[2] ... PHASE[N-2], PHASE[N-1]. De por sí, a fin de transmitir todos los bits que constituyen dos bloques codificados, se usa PHASE[0] en los K0 intervalos, se usa PHASE[1] en los Ki intervalos, se usa PHASE[i] en los Ki intervalos (donde i = 0, 1, 2...N-1 (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y se usa PHASE [N-l] en los KN_! intervalos, de manera que se cumple la Condición #A03.

(Condición #A03) K0 = Ki ...= Ki = ... KN-I · Es decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Además, a fin de transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, se usa PHASE [0] de K0,i veces, se usa PHASE [1] de ??,? veces, se usa PHASE [i] de KÍ,I veces (donde i = 0, 1, 2...N-1 (i denota un entero que cumple 0=i N-l) , y se usa PHASE[N-1] de KN_i,i veces, de manera que se cumple la Condición #A0 .

(Condición #A04) K0,i = K1(1 = ... Ki;i = ... KN-i,i. Es decir, Ka(1 = Kb,i (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Asimismo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, se usa PHASE[0] de K0j2 veces, se usa PHASE [1] de K1 ¡ 2 veces, se usa PHASE [i] de Ki;2 veces (donde i = 0, 1, 2...N-1 (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y se usa PHASE [N-l] de KN_i(2 veces, de manera que se cumple la Condición #A05.

(Condición #A05) 0,2 = K1(2 = .·. Ki(2 = ... ¾-?,2· Es decir, Ka,2 = Kb/2 (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema de modulación admitido para usarlo, deben cumplir preferentemente la Condición #A03, la #A04 y la #A05 para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , pueden no cumplírse las Condiciones $A03, $A04 y #A05 en algunos esquemas de modulación. En tal caso, las siguientes condiciones se aplican en lugar de la Condición #A03, la #Á04 y la #A05.

(Condición #A06) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka - Kb| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0<a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) (Condición #A07) La diferencia entre Ka,i y ¾,? cumple 0 ó 1. Es decir, |?3/1 - Kb,i| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) (Condición #A08) La diferencia entre Ka,2 y b,2 cumple 0 ó 1. Es decir, |?3;2 - Kb,2| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) Tal como ya se describió, se elimina el desvío entre las fases utilizadas para transmitir los bloques codificados creando una relación entre el bloque codificado y la fase de multiplicación. De este modo, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, se necesitan N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de N con el esquema para un cambio de fase regular. De manera que se preparan los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2] ... PHASE[N-2], y PHASE[N-1] . Sin embargo, existen esquemas para la reordenación de las fases en el orden establecido con respecto al dominio de frecuencia. En este sentido, no está prevista ninguna limitación. Los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) también pueden cambiar las fases de los bloques en el dominio de tiempo o en el dominio de tiempo- frecuencia para obtener una configuración de símbolos como se describe en la Modalidad 1. Aunque los ejemplos precedentes explican un esquema de cambio de fase con un período (ciclo) de N, pueden obtenerse los mismos efectos usando N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) en forma aleatoria. Es decir, no siempre se necesitan los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para un período regular (ciclo) . En tanto se cumplan las condiciones precedentemente descritas, pueden realizarse grandes mejoras en la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

Asimismo, dada la existencia de los modos para los esquemas MIMO de multiplexacion espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, transmisión de corriente única y esquemas que usan un cambio de fase regular (los esquemas de transmisión descritos en las Modalidades 1 a 4) , el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación base) puede seleccionar cualquiera de esos esquemas de transmisión.

Como se describe en literatura no de patente 3, los esquemas MIMO de multiplexación espacial implican la transmisión de las señales si y s2, que se correlacionan usando un esquema de modulación seleccionado, en cada una de dos antenas diferentes. Como se describe en las Modalidades 1 a 4, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija implican realizar la precodif icación únicamente (sin ningún cambio de fase) . Además, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo se describen en literatura no de patente 9, 16 y 17. Los esquemas de transmisión de corriente única implican transmitir la señal si, correlacionada con un esquema de modulación seleccionado, desde una antena después de realizar el procesamiento predeterminado .

Los esquemas que usan la transmisión de multiportadora tal como OFDM implican un primer grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras y un segundo grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras diferentes del primer grupo de portadoras, etc., de manera que la transmisión de multiportadora se realiza con múltiples grupos de portadoras. Para cada grupo de portadoras, puede usar cualquiera de los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, la transmisión de corriente única y los esquemas que usan un cambio de fase regular. En particular, se usan preferentemente esquemas que usan un cambio de fase regular en un grupo seleccionado de (sub- ) portadoras para realizar la presente modalidad.

Cuando se realiza un cambio de fase, después se realiza por ejemplo un valor de cambio de fase para PHASE [i] de X radianes en sólo una señal de banda base precodificada , los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 5, 12, 25, 29, 51 y 53 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ej . Después, un cambio de fase, por ejemplo, efectuado por un conjunto de cambio de fase para PHASE [i] de X radianes e Y radianes, que se realiza en ambas señales de banda base precodificadas , los cambiadores de fase de las figuras 26, 27, 28, 52 y 54 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX y multiplican la señal de banda base precodificada zl ' por ejY.

Modalidad Bl Lo que sigue describe una configuración ej emplificativa de una aplicación de los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción explicados en las modalidades y un sistema que usa la aplicación.

La figura 36 ilustra la configuración de un sistema que incluye dispositivos que ejecutan los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes. Tal como se muestra en la figura 36, los dispositivos que ejecutan los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes incluyen diversos receptores tales como una estación difusora, una televisión 3611, un grabador de DVD 3612, un STB (decodificador) 3613, una computadora 3620, una televisión instalada en vehículo 3641, un teléfono móvil 3630, etc., dentro de un sistema de difusión digital 3600. Específicamente, la estación difusora 3601 usa un esquema de transmisión explicado en las modalidades precedentemente descritas para transmitir datos multiplexados , en que se multiplexan datos de video, audio y otros, por una banda de transmisión predeterminada.

Las señales transmitidas por la estación difusora 3601 son recibidas por una antena (tal como la antena 3660 ó 3640) incorporada dentro de conectada externamente con cada uno de los dispositivos receptores. Cada receptor obtiene los datos multiplexados, usando los esquemas de recepción explicados en las modalidades precedentemente descritas para demodular las señales recibidas por la antena. Por consiguiente, el sistema de difusión digital 3600 puede lograr los efectos de la presente invención, como se explicó en las modalidades precedentemente descritas.

Los datos de video incluidos en los datos multiplexados se codifican con un método de codificación de video de conformidad con una norma tal como MPEG-2 (grupo de expertos en imágenes móviles), MPEG4-AVC (codificación de video avanzada), VC-1 u otras similares. Los datos de audio incluidos en los datos multiplexados se codifican con un método de codificación de audio de conformidad con una norma tal como Dolby AC-3 (codificación de audio) , Dolby Digital Plus, MLP (Meridian Lossless Packing) , DTS (Digital Theater Systems) , DTS-HD, PCM (modulación por pulsos-códigos) u otras por el estilo.

La figura 37 ilustra la configuración de un receptor 7900 que ejecuta un esquema de recepción expuesto en las modalidades precedentemente descritas. El receptor 3700 corresponde a un receptor incluido en uno de la televisión 3611, el grabador de DVD 3612, el STB 3613, la computadora 3620, la televisión instalada en vehículo 3641, el teléfono móvil 3630, etc., de la figura 36. El receptor 3700 incluye un sintonizador 3701 que convierte una señal de alta frecuencia recibida por una antena 3760 en una señal de banda base, y un demodulador 3702 que remodula la señal de banda base así convertida para obtener los datos multiplexados. El demodulador 3702 ejecuta un esquema de recepción explicado en las modalidades precedentemente descritas y, de esta manera, logra los efectos de la . presente invención como ya se explicó .

El receptor 3700 además incluye una interfaz de corriente 3720 que demultiplexa los datos de audio y video de los datos multiplexados obtenidos por el demodulador 3702, un procesador de señales 3704 que decodifica los datos de video obtenidos de los datos de video demultiplexados en una señal de video aplicando un método de decodificación de video correspondiente y decodifica los datos de audio obtenidos de los datos de audio demultiplexados en una señal de audio aplicando un método de decodificación de audio correspondiente, una unidad de salida de audio 3706 que da salida a la señal de audio decodificada a través de un parlante u otro dispositivo similar, y una unidad de salida de video 3707 que da salida a la señales de video decodificada en una pantalla o dispositivo similar.

Cuando, por ejemplo, un usuario usa un control remoto 3750, se transmite la información correspondiente a un canal seleccionado (programa seleccionado (televisión) o difusión de audio) a una unidad de entrada de operación 3710. Después, el receptor 3700 realiza el procesamiento en la señal recibida, que recibe la antena 3760, que incluye la demodulación de la señal correspondiente al canal seleccionado, la decodificación de corrección de errores, etc., a fin de obtener los datos recibidos. En este punto, el receptor 3700 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (el esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, etc. de las modalidades precedentemente descritas) (como se describe usando las figuras 5 y 41) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el receptor 3700 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores etc., posibilitando así que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación base) . Aunque la descripción precedente se da para un ejemplo en que el usuario usa el control remoto 3750, las mismas operaciones valen cuando el usuario presiona una tecla de selección incorporada en el receptor 3700 para seleccionar un canal.

De acuerdo con esta configuración, el usuario puede ver los programas recibidos por el receptor 3700.

El receptor 3700 pertinente a la presente modalidad además incluye una unidad 3708 que puede ser un disco magnético, un disco óptico, una memoria de semiconductores no volátil o un medio de grabación similar. El receptor 3700 almacena los datos incluidos en los datos demultiplexados obtenidos a través de la demodulación por parte del demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores (en algunas circunstancias, los datos obtenidos a través de la demodulación por el demodulador 3702 pueden no estar sujetos a corrección de errores. Además, el receptor 3700 puede realizar procesamiento adicional después de la corrección de errores. Lo mismo vale de aquí en adelante para declaraciones similares concernientes a otros componentes) , los datos correspondientes a tales datos (por ejemplo, los datos obtenidos a través de la compresión de tales datos) , los datos obtenidos a través del procesamiento de audio y video, etc., en la unidad 3708. Aquí, un disco óptico es un medio de grabación, tal como DVD (disco versátil digital) o BD (disco Blu-ray) , es decir legible y grabable usando un rayo láser. Un disco magnético es un disco flexible, un disco duro o medio de grabación similar en el que puede almacenarse la información usando el flujo magnético para magnetizar un cuerpo magnético. Una memoria de semiconductores no volátil es un medio de grabación, tal como memoria flash o memoria de acceso aleatorio ferroeléctrica, ka de un elemento o de elementos semiconductores. Los ejemplos específicos de la memoria de semiconductores no volátil incluyen una tarjeta SD que usa memoria flash y una Flash unidad de estado sólido (SSD, por sus siglas en inglés) . Naturalmente, los tipos específicos de medios de grabación aquí mencionados son meramente ejemplos. También pueden usarse otros tipos de medios de grabación .

De acuerdo con esta estructura, el usuario puede grabar y almacenar los programas recibidos por el receptor 3700 y de ese modo ver los programas en un determinado momento después de la difusión leyendo del medio los datos grabados en el mismo.

Aunque las explicaciones precedentes describen el receptor 3700 que almacena los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores en la unidad 3708, puede en cambia extraerse y grabarse una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados. Cuando se incluyen servicios de difusión de datos o contenido similar junto con los datos de audio y video en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de audio y video pueden extraerse de los datos multiplexados remodulados por el demodulador 3702 y almacenarse como nuevos datos multiplexados. Asimismo, la unidad 3708 puede almacenar los datos de audio o los datos de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como nuevos datos multiplexados. El contenido del servicio de difusión de datos precedentemente mencionado, incluido en los datos multiplexados, también puede almacenarse en la unidad 3708.

Asimismo, cuando una televisión, el dispositivo de grabación (por ejemplo, un grabador de DVD, grabador BD, grabador HDD, tarjeta SD u otro similar) o el teléfono móvil que incorpora el receptor 3700 de la presente invención reciben los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores que incluye los datos para corregir defectos de software que se usan para operar la televisión o el dispositivo de grabación, para corregir defectos de software a fin de impedir que se filtren la información personal y los datos grabados, etc., tales defectos de software pueden corregirse instalando los datos en la televisión o el dispositivo de grabación. De este modo, se corrigen los defectos del receptor 3700 a través de la inclusión de los datos para corregir defectos en el software del receptor 3700. Por consiguiente, la televisión, el dispositivo de grabación o el teléfono móvil que incorporan el receptor 3700 pueden estar hechos como para operar más confiablemente.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 realiza el proceso para extraer una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Específicamente, la interfaz de corriente 3703, demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados remodulados por el demodulador 3702, tales como datos de audio, datos de video, contenido del servicio de difusión de datos, etc., como la instruye a hacerlo un controlador no diagramado tal como una CPU. La interfaz de corriente 3703 después extrae y multiplexa sólo los datos demultiplexados indicados, generando así nuevos datos multiplexados. El usuario puede determinar los datos que deben extraerse de los datos demultiplexados o puede determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de medio de grabación.

De acuerdo con tal estructura, el receptor 3700 puede extraer y grabar sólo los datos necesarios con el objeto de ver el programa grabado. De este modo, puede reducirse la cantidad de los datos que deben grabarse.

Aunque la explicación precedente describe la unidad 3708 como almacenando los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de video incluidos en los datos multiplexados así obtenidos pueden convertirse usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a él, para de este modo reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. La unidad 3708 después puede almacenar los datos de video convertidos como nuevos datos multiplexados. Aquí, el método de codificación de video usado para generar los nuevos datos de video puede guardar conformidad con una norma diferente de la que se usó para generar los datos de video originales . Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de video con diferentes parámetros. De manera similar, los datos de audio incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la ' decodificación de corrección de errores pueden convertirse usando un método de codificación de audio diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos. La unidad 3708 también puede almacenar los datos de audio convertidos como los nuevos datos multiplexados.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 o el procesador de señales 3704 realizan el proceso mediante el cual los datos de audio o de video incluidos en los datos mul iplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores,- se convierten como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados demodulador por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos, etc., como la instruye a hacerlo un controlador diagramado tal como una CPU. El procesador de señales 3704 después realiza el procesamiento para convertir los datos de video así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicados a los mismos, y realiza el procesamiento para convertir los datos de audio así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos. Tal como la instruye a hacerlo el controlador, la ínterfaz de corriente 3703 después multiplexa los datos de audio y de video convertidos, generando así nuevos datos multiplexados . El procesador de señales 3704, de acuerdo con las instrucciones del controlador, puede realizar el procesamiento de conversión en cualquiera de los datos de video o los datos de audio solos o puede realizar el procesamiento de conversión en ambos tipos de datos. Además, el usuario puede especificar o determinar de antemano las cantidades de datos de video y datos de audio o la velocidad de bits de los mismos que deben obtenerse por la conversión, de acuerdo con el tipo de medio de grabación.

De acuerdo con tal estructura, el receptor 3700 puede modificar la cantidad de datos o la velocidad de bits de los datos de audio y video para su almacenamiento de acuerdo con la capacidad de almacenamiento de datos del medio de grabación, o de acuerdo con la velocidad de lectura o grabación de los datos de la unidad 3708. Por lo tanto, los programas pueden almacenarse en la unidad a pesar de que la capacidad de almacenamiento del medio de grabación sea menor que la cantidad de datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores o de que la velocidad de lectura o grabación de los datos sea menor que la velocidad de bits de los datos demultiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702. De por sí, el usuario puede ver los programas en cualquier momento determinado después de la difusión leyendo los datos grabados .

El receptor 3700 además incluye una interfaz de salida de corriente 3709 que transmite los datos multiplexados, demultiplexados por el demodulador 3702 a los dispositivos externos a través del un medio de comunicación 3730. La interfaz de salida de corriente 3709 puede ser, por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite los datos multiplexados modulados a un dispositivo externo usando un esquema de transmisión inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como Wi-Fi™ (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg, IEEE 802.11?, etc.)., WiGig, WirelessHD, Bluetooth, ZigBee, etc., a través de un medio inalámbrico (correspondiente al medio de comunicaciones 3730) . La interfaz de salida de corriente 3709 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite los datos multiplexados modulados a un dispositivo externo usando un esquema de comunicaciones de conformidad con una norma de comunicaciones cableadas tal como Ethernet™, bus serial universal (USB, por sus siglas en inglés) , comunicación por línea eléctrica (PLC, por sus siglas en inglés) , HDMI (interfaz multimedia de aleatoria definición), etc., a través de una vía de transmisión cableada (correspondiente al medio de comunicaciones 3730) conectado a la interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta configuración, el usuario puede usar un dispositivo externo con los datos multiplexados recibidos por el receptor 3700 usando el esquema de recepción expuesto en las modalidades precedentemente descritas. La utilización de los datos multiplexados por el usuario aquí incluye el uso de los datos multiplexados para ver en tiempo real en un dispositivo externo, grabar los datos multiplexados con una unidad de grabación incluida en un dispositivo externo y transmitir los datos multiplexados de un dispositivo externo a incluso otro dispositivo externo.

Aunque las explicaciones precedentes describen el receptor 3700 que da salida a los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores por medio de la interfaz de salida de corriente 3709, puede en cambio extraerse y darse salida a una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados. Por ejemplo, cuando se incluye contenido del servicio de difusión de datos o similar junto con los datos de audio y video en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de audio y video pueden extraerse de los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, y interfaz de salida de corriente 3709 puede multiplexarlos y darles salida como nuevos datos multiplexados. Además, la interfaz de salida de corriente 3709 puede almacenar cualquiera de los datos de audio o los datos de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como nuevos datos multiplexados.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 realiza el proceso para extraer una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos ' multiplexados demodulados por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos, etc., como la instruye a hacerlo una controlador diagramado tal como una CPU. La interfaz de corriente 3703 después extrae y multiplexa sólo los datos demultiplexados indicados, generando así nuevos datos multiplexados . El usuario puede determinar los datos que deben extraerse de los datos demultiplexados o puede determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta estructura, el receptor 3700 puede extraer y dar salida sólo a los datos requeridos a un dispositivo externo. De este modo, se da salida a menos datos multiplexados usando menos ancho de banda de comunicación .

Aunque la explicación precedente describe la interfaz de salida de corriente 3709 como dando salida a los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de video incluidos en los datos multiplexados así obtenidos pueden convertirse usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a los mismos, como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. La interfaz de salida de corriente 3709 después puede dar salida a los datos de video convertidos, como nuevos datos multiplexados. Aquí, el método de codificación de video usado para generar los nuevos datos de video puede guardar conformidad con una norma diferente de la que se usó para generar los datos de video originales . Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de video con diferentes parámetros. De manera similar, los datos de audio incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores pueden convertirse usando un método de codificación de audio diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos, como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. La interfaz de salida ( de corriente 3709 después puede dar salida a los datos de audio convertidos, como nuevos datos multiplexados.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 o el procesador de señales 3704 realizan el proceso mediante el cual se convierten los datos de audio o de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados demodulados por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos, etc., como la instruye a hacerlo un controlador diagramado. El procesador de señales 3704 después realiza el procesamiento para convertir los datos de video así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a los mismos, y realiza el procesamiento para convertir los datos de audio así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de audio original aplicados a los mismos. Tal como la instruye a hacerlo el controlador, la interfaz de corriente 3703 multiplexa los datos de audio y de video convertidos, generando así nuevos datos multiplexados . El procesador de señales 3704, de acuerdo con las instrucciones del controlador, puede realizar el procesamiento de conversión en cualquiera de los datos de video o los datos de audio solos o puede realizar el procesamiento de conversión en ambos tipos de datos. Además, las cantidades de datos de video y datos de audio o la velocidad de bits de los mismos a obtener por conversión pueden ser especificadas por el usuario o determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta estructura, el receptor 3700 puede modificar la velocidad de bits de los datos de video y audio para la salida de acuerdo con la velocidad de comunicación con el dispositivo externo. De esta manera, a pesar de que la velocidad de comunicación con un dispositivo externo sea inferior a la velocidad de bits de los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, dando salida a los nuevos datos multiplexados de la interfaz de salida de corriente al dispositivo externo, el usuario puede usar los nuevos datos multiplexados con otros dispositivos de comunicaciones.

El receptor 3700 además incluye una interfaz de salida audiovisual 3711 que da salida a las señales de audio y video decodif icadas por el procesador de señales 3704 al dispositivo externo a través de un medio de comunicaciones externo. La interfaz de salida audiovisual 3711 puede ser, por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite datos audiovisuales modulados a un dispositivo externo usando un esquema de transmisión inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como Wi-Fi™ (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg, IEEE 802.11?, etc.), iGig, WirelessHD, Bluetooth, ZigBee, etc. a través de un medio inalámbrico. La interfaz de salida de corriente 3709 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite los datos audiovisuales modulados a un dispositivo externo usando un esquema de comunicaciones de conformidad con una norma de comunicaciones cableadas tal como Ethernet™, USB, PLC, HDMI, etc. a través de una vía de transmisión cableada conectada a la interfaz de salida de corriente 3709. Asimismo, la interfaz de salida, de corriente 3709 puede ser una terminal para conectar un cable que da salida a señales de audio y de video analógicas tal como están.

De acuerdo con tal estructura, el usuario puede usar las señales de audio y las señales de video decodificadas por el procesador de señales 3704 con un dispositivo externo.

Además, el receptor 3700 incluye una unidad de entrada de operación 3710 que recibe las operaciones de usuario como entrada. El receptor 3700 se desempeña de acuerdo con las señales de control a las que da entrada la unidad de entrada de operación 3710 de acuerdo con las operaciones de usuario, por ejemplo conectando o desconectando (ON/OFF) el suministro eléctrico, cambiando el canal que se recibe, activando o desactivando (ON/OFF) la pantalla de subtítulos, cambiando entre idiomas, cambiando la salida de volumen por la unidad de salida de audio 3706 y diversas otras operaciones, que incluyen modificar los ajustes de los canales que pueden recibirse y otros procedimientos por el estilo.

El receptor 3700 puede incluir además funcionalidad para mostrar un nivel de antena que representa la calidad de señal recibida mientras el receptor 3700 recibe una señal.

El nivel de antena puede ser, por ejemplo, un índice que muestra la calidad de señal recibida, calculada de acuerdo con el RSSI (indicador de potencia de señal recibida) , la potencia del campo magnético de la señal recibida, la relación C/N (portadora a ruido) , la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc., recibidos por el receptor 3700 y que indican el nivel y la calidad de una señal recibida. En tales circunstancias, el demodulador 3702 incluye un calibrador de calidad de señal que mide el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc. En respuesta a las operaciones de usuario, el receptor 3700 muestra el nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) en un formato reconocible por el usuario en la unidad de presentación de video 3707. El formato de presentación del nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) puede ser un valor numérico mostrado de acuerdo con el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc., o puede ser una presentación de imagen que varía de acuerdo con el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc. El receptor 3700 puede mostrar múltiples niveles de antena (nivel de señal, calidad de señal), calculados para cada corriente si, s2, etc., que se demultiplexan usando el esquema de recepción explicado en las modalidades precedentemente descritas, o puede ser un solo nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) calculado para todas tales corrientes. Cuando los datos de video y los datos de audio que componen un programa se transmiten jerárquicamente, el nivel de señal (calidad de señal) puede mostrarse también para cada nivel jerárquico.

De acuerdo con la estructura precedente, se da al usuario conocimiento del nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) de forma numérica o visual durante la recepción usando los esquemas de recepción explicados en las modalidades precedentemente descritas.

Aunque el ejemplo precedente describe el receptor 3700 como incluyendo la unidad de salida de audio 3706, la unidad de presentación de video 3707, la unidad 3708, la interfaz de salida de corriente 3709 y la interfaz de salida audiovisual 3711, todos esos componentes no son estrictamente necesarios. En tanto el receptor 3700 incluya al menos uno de los componentes precedentemente descritos, el usuario podrá usar los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Cualquier receptor puede combinarse libremente con los componentes precedentemente descritos de acuerdo con la utilización del esquema .

(Datos multiplexados) La siguiente es una descripción detallada de una configuración ej emplificativa de datos multiplexados. La configuración de datos típicamente usada en la difusión es una corriente de transporte (TS, por sus siglas en inglés) MPEG-2. Por lo tanto, la siguiente descripción expone un ejemplo relacionado con MPEG2-TS. Sin embargo, la configuración de datos de los datos multiplexados transmitidos por los esquemas de transmisión y recepción explicados en las modalidades precedentemente descritas no se limita a MPEG2-TS. Los efectos ventajosos de las modalidades precedentemente descritas también pueden lograrse usando cualquier otra estructura de datos .· La figura 38 ilustra una configuración ej emplificativa para los datos multiplexados. Tal como se muestra, los datos multiplexados son elementos que constituyen programas (o eventos que son una porción de los mismos) actualmente provistos por diversos servicios. Por ejemplo, una o más corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación (PG) , las corrientes de gráficos de interactivos (IG) y otras corrientes de tales elementos se multiplexan para obtener los datos multiplexados . Cuando un programa de difusión provisto por los datos multiplexados es una película, las corrientes de video representen el video principal y el subvideo de la película, las corrientes de audio representan el audio principal de la película y el subaudio que debe mezclarse con el audio principal, y las corrientes de gráficos de presentación representan los subtítulos de la película. El video principal se refiere a las imágenes de video normalmente presentadas en una pantalla, donde el subvideo se refiere a las imágenes de video (por ejemplo, imágenes de texto que explican la reseña de la película) que deben presentarse en una pequeña pantalla inserta dentro de las imágenes de video. Las corrientes de gráficos interactivos representan una presentación interactiva constituida por los componentes de la GUI (interfaz gráfica de usuario) presentados en una pantalla.

Cada corriente incluida en los datos multiplexados es identifica mediante un identificador llamado PID exclusivamente asignado a la corriente. Por ejemplo, a la corriente de video que lleva las imágenes de video principales de una película se le asigna 0x1011, a cada corriente de audio se le asigna uno diferente de 0x1100 a OxlllF, a cada corriente PG se le asigna uno diferente de 0x1200 a 0xl21F, a cada corriente IG se la asigna uno diferente de 0x1400 a 0xl41F, a cada corriente de video que lleva imágenes de subvideo de la película se le asigna uno diferente de OxlBOO a OxlBlF, a cada corriente de audio de subaudio que debe mezclarse con el audio principal se le asigna uno diferente de OxlAOO a OxlAlF.

La figura 39 es un diagrama esquemático que ilustra un ejemplo de los datos multiplexados que se multiplexan. Primero, una corriente de video 3901, constituida por múltiples tramas de video, y una corriente de audio 3904, constituida por múltiples tramas de audio, se convierten respectivamente en las secuencias de paquetes PES 3902 y 3905, después se convierten más en los paquetes TS 3903 y 3906. De manera similar, una corriente de gráficos de presentación 3911 y una corriente de gráficos interactivos 3914 se convierten respectivamente en las secuencias de paquetes PES 3912 y 3915, después se convierten más en los paquetes TS 3913 y 3916. Los datos multiplexados 3917 están constituidos por los paquetes TS 3903, 3906, 3913 y 3916 multiplexados en una sola corriente.

La figura 40 ilustra más detalles de una secuencia de paquetes PES tal como está contenida en la corriente de video. La primera hilera de la figura 40 muestra una secuencia de tramas de video de la corriente de video. La segunda hilera muestra una secuencia de paquetes PES. Las flechas yyl, yy2 , yy3 y yy4 indican las múltiples unidades de presentación de video, que son imágenes I, imágenes B e imágenes P, en la corriente de video como divididas e individualmente almacenadas como la carga útil de un paquete PES. Cada paquete PES tiene un encabezado PES. Un encabezado PES contiene una PTS (hora de presentación) en que debe presentarse la imagen, una DTS (hora de decodificación) en que debe decodificarse la imagen, etc.

La figura 41 ilustra la estructura de un paquete TS como en definitiva se graba en los datos multiplexados . Un paquete TS es un paquete de longitud fija de 188 bytes constituido por un PID de 4 bytes que identifica la corriente y una carga útil TS de 184 bytes que contiene los datos. Los paquetes PES precedentemente descritos se dividen y almacenan individualmente como la carga útil TS. Para un BD-ROM, cada paquete TS tiene fijado un TP_Extra_Header de 4 bytes para construir un paquete de origen de 192 bytes, que debe grabarse como los datos multiplexados. El TP_Extra_Header contiene información tal como una hora de llegada Arrival_Tiempo_Stamp (ATS) . La ATS indica una hora para iniciar la transferencia del paquete TS al filtro PID de un decodificador. Los datos multiplexados están constituidos por paquetes de origen dispuestos como se indica en la hilera inferior de la figura 41. Por cada paquete aumenta un SPN (número de paquete de origen) , empezando en el inicio de los datos multiplexados.

Además de las corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación y otras similares, los paquetes TS incluidos en los datos multiplexados también comprender una tabla de asociación de programas (PAT, por sus siglas en inglés) , una tabla de mapa de programas (PMT, por sus siglas en inglés) , una referencia horaria de programas (PCR, por sus siglas en inglés), etc. La PAT indica el PID de una PMT usada en los datos multiplexados, y el PID de la propia PAT se registra como 0. La PMT incluye los PID que identifican las respectivas corrientes, tales como video, audio y subtítulos, contenidas en los datos multiplexados y la información de atributos (velocidad de tramas, relación de aspecto y otros similares) de las corrientes identificadas por los respectivos PID. Además, la PMT incluye diversos tipos de descriptores relativos a los datos multiplexados. Uno de tales descriptores puede ser copiar la información de control indicativa de si se permite o no copiar los datos multiplexados. La PCR incluye información para sincronizar la ATC (hora de llegada) que sirve como el eje cronológico de la ATS a la hora del sistema (STC, por sus siglas en inglés) que sirve como el eje cronológico de la PTS y la DTS . Cada paquete PCR incluye una hora STC correspondiente a la ATS a la que debe transferirse el paquete al decodificador .

La figura 42 ilustra la configuración detallada de datos de una PMT. La PMT se inicia con un encabezado PMT que indica la longitud de los datos contenidos en la PMT. Después del encabezado PMT, se disponen los descriptores pertinentes a los datos multiplexados . Un ejemplo de un descriptor incluido en la PMT es la información de control sobre copia descrita precedentemente. Después de los descriptores, se dispone la información de corriente pertinente a las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados. Cada elemento de información de corriente está compuesto de descriptores de corriente que indican un tipo de corriente que identifica un códec de compresión empleado para una correspondiente corriente, un PID para la corriente e información de atributos (velocidad de tramas, relación de aspecto y otros por el estilo) de la corriente. La PMT incluye la misma cantidad de descriptores de corriente que la cantidad de corrientes incluidas en los datos multiplexados.

Cuando se graban en un medio de grabación o similar, los datos multiplexados se graban junto con un archivo de información de datos multiplexados.

La figura 43 ilustra una configuración ej emplificativa para el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se muestra, el archivo de información de datos multiplexados es información de gestión relativa a los datos multiplexados, se provee en una correspondencia de uno a uno con los datos multiplexados y está constituida por la información sobre datos multiplexados, la información de atributos de corriente y un mapa de entradas.

La información de datos multiplexados está constituida por una velocidad del sistema, una hora inicial de reproducción y una hora final de reproducción. La velocidad del sistema indica la máxima velocidad de transferencia de datos de los datos multiplexados al filtro PID de un decodificador objetivo del sistema que se describe más adelante. Los datos multiplexados incluyen la ATS en un intervalo establecido de manera que no exceda la velocidad del sistema. La hora inicial de reproducción se establece a la hora especificada por la PTS de la primera trama de video en los datos multiplexados, donde la hora final de reproducción se establece a la hora calculada agregando la duración de reproducción de una trama a la PTS de la última trama de video en los datos multiplexados.

La figura 44 ilustra una configuración ej emplificativa para la información de atributos de corriente incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se muestra, la información de atributos de corriente es la información de atributos de cada corriente incluida en los datos multiplexados, registrada respecto de cada PID. Es decir, se proveen diferentes elementos de información de atributos para las diferentes corrientes, es decir para las corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación y las corrientes de gráficos interactivos. La información de atributos de corriente de video indica el codee de compresión empleado para comprimir la corriente de video, la resolución de las imágenes individuales que constituyen la corriente de video, la relación de aspecto, la velocidad de tramas, etc. La información de atributos de corriente de audio indica el códec de compresión empleado para comprimir la corriente de audio, la cantidad de canales incluidos en la corriente de audio, el idioma de la corriente de audio, la frecuencia de muestreo, etc. Esta información se usa para inicializar el decodificador antes de la reproducción efectuada por un reproductor.

En la presente modalidad, el tipo de corriente incluido en la PMT se usa entre la información incluida en los datos multiplexados . Cuando se graban los datos multiplexados en un medio de grabación, se usa la información de atributos de corriente de video incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Específicamente, el método de codificación de video y el dispositivo descritos en cualquiera de las modalidades precedentes puede modificarse para incluir además un paso o unidad para a ustar un elemento de información específico en el tipo de corriente incluido en la PMT o en la información de atributos de corriente de video. El elemento de información específico es para indicar que los datos de video se generan mediante el método de codificación de video y el dispositivo descritos en la modalidad. De acuerdo con tal estructura, los datos de video generados por el método de codificación de video y el dispositivo descritos en cualquiera de las modalidades precedentes son distinguibles de los datos de video que guardan conformidad con otras normas .

La figura 45 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de salida audiovisual 4500 que incluye un dispositivo de recepción 4504 que recibe una señal modulada que incluye los datos de audio y video transmitidos por una estación difusora (estación base) o los datos destinados a difusión. La configuración del dispositivo de recepción 4504 corresponde al dispositivo de recepción 3700 de la figura 37. El dispositivo de salida audiovisual 4500 incorpora, por ejemplo, un OS (sistema operativo) o incorpora un dispositivo de comunicaciones 4506 para conectar a Internet (por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones destinado a una red de área local (LAN, por sus siglas eninglés) inalámbrica o Ethernet™) . De por sí, una unidad de presentación de video 4501 puede mostrar simultáneamente datos de audio y video, o video de datos de video para difusión 4502 y hipertexto 4503 (de la red World Wide Web) provisto por Internet. Operando un control remoto 4507 (como alternativa, a un teléfono móvil o teclado) , cualquiera del video de los datos de video para difusión 4502 y el hipertexto 4503 provisto por Internet pueden seleccionarse para cambiar las operaciones. Por ejemplo, cuando se selecciona el hipertexto 4503 provisto por Internet, puede cambiarse el sitio web mostrado mediante operaciones del control remoto. Cuando se seleccionan los datos de audio y video, o el video de los datos de video para difusión 4502, el control remoto 4507 puede transmitir la información de un canal seleccionado (programa (televisión) o difusión de audio seleccionados) . De este modo, una interfaz 4505 obtiene la información transmitida por el remote control. El dispositivo de recepción 4504 realiza el procesamiento, tal como la demodulación y la corrección de errores, correspondiente al canal seleccionado, obteniendo así los datos recibidos. En este punto, el dispositivo de recepción 4504 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (como se describe usando la figura 5) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el dispositivo de recepción 4504 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores, etc., posibilitando de esta manera que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación base) . Aunque la descripción precedente se da para un ejemplo del usuario que usa el control remoto 4507, las mismas operaciones se aplican cuando el usuario presiona una tecla de selección incorporada en el dispositivo de salida audiovisual 4500 para seleccionar un canal .

Además, el dispositivo de salida audiovisual 4500 puede operarse usando Internet. Por ejemplo, el dispositivo de salida audiovisual 4500 pueden hacerse grabar (almacenar) un programa a través de otra terminal conectada a Internet. (Por consiguiente, el dispositivo de salida audiovisual 4500 debe incluir la unidad 3708 de la figura 37) . El canal e selecciona antes de comenzar la grabación. De este modo, el dispositivo de recepción 4504 realiza el procesamiento, tal como la demodulación y la corrección de errores, correspondiente al canal seleccionado, obteniendo así los datos recibidos. En este punto, el dispositivo de recepción 4504 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (el esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, etc., de las modalidades precedentemente descritas) (como se describe usando la figura 5) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el dispositivo de recepción 4504 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores etc., posibilitando de esta manera que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación base) .

(Suplemento) La presente descripción considera un dispositivo de comunicaciones/difusión tal como una estación difusora, una estación base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil u otros por el estilo provistos con el dispositivo de transmisión, y un dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, radio, terminal, computadora personal, teléfono móvil, punto de acceso, estación base u otros por el estilo provistos con el dispositivo de recepción. El dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción pertinentes a la presente invención son dispositivos de comunicaciones en una forma apta para ejecutar las aplicaciones, tal como una televisión, radio, computadora personal, teléfono móvil o similar, a través de la conexión a algunas clase de interfaz (por ejemplo, USB) .

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse libremente dentro de la trama símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (es decir preámbulo, palabra única, postámbulo, símbolos de referencia, símbolos piloto esparcidos, etc.), los símbolos destinados a la información de control, etc. Aunque actualmente se denominan símbolos piloto y símbolos destinados a la información de control, tales símbolos pueden denominarse libremente de otra manera, pues es su función lo que permanece y se considera importante.

Siempre que un símbolo piloto, por ejemplo, sea un símbolo conocido modulado con modulación PSK en el transmisor y el receptor (como alternativa, el receptor puede sincronizarse de manera que el receptor conozca los símbolos transmitidos por el transmisor) , el receptor puede usar ese símbolo para la sincronización de frecuencia, la sincronización de tiempo, la estimación de canal (la estimación información de estado de canal (CSI, por sus siglas en inglés) de cada señal modulada) , la detección de señales y otros procedimientos por el estilo.

Los símbolos destinados a la información de control son símbolos que transmiten información (tal como el esquema de modulación, el esquema de codificación de corrección de errores, la tasa de codificación de códigos de corrección de errores y la información de ajuste para la capa superior usada en las comunicaciones) que se transmite a la parte receptora a fin de ejecutar la transmisión de no datos (es decir, aplicaciones) .

La presente invención no está limitada a las modalidades, sino que también puede realizarse de diversos otros modos. Por ejemplo, si bien las modalidades precedentes describen dispositivos de comunicaciones, la presente invención no está limitada a tales dispositivos y puede implementarse como software para el correspondiente esquema de comunicaciones.

Aunque las modalidades precedentemente descritas describen esquemas de cambio de fase para los esquemas de transmisión de dos señales moduladas desde dos antenas, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. La precodificación y un cambio de fase pueden realizarse en cuatro señales que se han correlacionado para generar cuatro señales moduladas transmitidas usando cuatro antenas. Es decir, la presente invención es aplicable para realizar un cambio de fase en N señales que se han correlacionado y precodificado para generar N señales moduladas transmitidas usando N antenas .

Aunque las modalidades precedentemente descritas describen ejemplos de sistemas donde dos señales moduladas se transmiten desde dos antenas y son recibidas por dos respectivas antenas en un sistema de comunicaciones MIMO, la presente invención no está limitada en tal sentido y también es aplicable a los sistemas de comunicaciones MISO (múltiples entradas, una sola salida) . En un sistema MISO, el dispositivo de recepción no incluye la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703 Y, el estimador de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl, y el estimador de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 de la figura 7. Sin embargo, el procesamiento descrito en la Modalidad 1 puede ejecutarse de todos modos para estimar rl y r2. La tecnología para la recepción y la decodificación de múltiples señales transmitidas simultáneamente en una frecuencia común, y recibidas por una sola antena es ampliamente conocida. La presente invención es un procesamiento adicional que suplementa la tecnología convencional para un procesador de señales que invierta una fase cambiada por el transmisor.

Aunque la presente invención describe ejemplos de sistemas donde se transmiten dos señales moduladas desde dos antenas y son recibidas por dos respectivas antenas en un sistema de comunicaciones MIMO, la presente invención no está limitada en tal sentido y también es aplicable a los sistemas MISO. En un sistema MISO, el dispositivo de transmisión realiza la precodificación y el cambio de fase de manera que son aplicables los puntos descritos hasta aquí. Sin embargo, el dispositivo de recepción no incluye la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703_Y, el estimador de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl, y el estimador de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 de la figura 7. Sin embargo, el procesamiento expuesto en la presente descripción puede de todos modos ejecutarse para estimar los datos transmitidos por el dispositivo de transmisión. La tecnología para la recepción y la decodificación de múltiples señales transmitidas simultáneamente en una frecuencia común, y recibidas por una sola antena es ampliamente conocida (un receptor de antena única puede aplicar las operaciones ML (Max-log APP o similar) ) . La presente invención puede hacer que el procesador de señales 711 de la figura 7 realice la demodulación (detección) teniendo en cuenta la precodificacion y el cambio de fase, aplicados por el transmisor .

La presente descripción usa términos tales como precodificación, ponderaciones de precodificación, matriz de precodificación, etc. La terminología misma puede ser otra (por ejemplo, puede denominarse como alternativa un libro de códigos) , ya que el punto clave de la presente invención es el propio procesamiento de las señales.

Asimismo, aunque la presente descripción explica los ejemplos usando principalmente OFDM como el esquema de transmisión, la invención no está limitada en ese sentido. Otros esquemas de multiportadora diferentes de OFDM y esquemas de portadora única pueden usarse para lograr modalidades similares. Aquí, también pueden emplearse las comunicaciones de espectro ensanchado. Cuando se usan esquemas de portadora única, se realiza un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo.

Además, aunque la presente descripción explica el uso de las operaciones ML, APP, Max-log APP, ZF, MMSE etc. por el dispositivo de recepción, esas operaciones pueden todas generalizarse como detección de ondas, demodulación, detección, estimación y demultiplexación como los resultados cualitativos (verosimilitud logarítmica y razón de verosimilitud logarítmica) y los resultados cuantitativos (ceros y unos) así obtenidos son los bits de datos individuales transmitidos por el dispositivo de transmisión.

Pueden transmitirse diferentes datos por cada corriente sl(t) y s2 (t) (si (i), s2(i)) o datos idénticos de las mismas.

Las señales de banda base de las dos corrientes si (i) y s2(i) (donde i indica secuencia (con respecto a tiempo o frecuencia (portadora) ) ) pasan por la precodificación y un cambio de fase regular (el orden de las operaciones puede invertirse libremente) para generar dos señales de banda base post-procesamiento zl(i) y z2(i). En la señal de banda base post-procesamiento zl(i), el componente en fase I es Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura es Qi(i), y en la señal de banda base postprocesamiento z2(i), el componente en fase es Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura es (Ld). Los componentes de la banda base pueden cambiar, en tanto se mantenga lo siguiente .

Sea el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y Q2(i), y sea el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) 12(1) y Qi(i). La señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) se transmite por la antena de transmisión 1 y la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2(i) se transmite desde la antena de transmisión 2, simultáneamente en una frecuencia común. De este modo, la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) y la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2(i) se transmiten desde antenas diferentes, simultáneamente en una frecuencia común. Como alternativa, ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) · ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ????), y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) · ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser 12(1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I^i) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ch(i) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) . n Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ????), y para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser 12(1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser 12(1) · ¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser 12(1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) · ¦ Para la-^señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2<i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser ??(?) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ch(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) - ¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser ±2(1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qx(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) . Como alternativa, aunque la descripción precedente explica la modalidad de dos tipos de procesamiento de señales en las señales de ambas corrientes como para cambiar el componente en fase el componente de cuadratura de las dos señales, la invención no está limitada en ese sentido. Los dos tipos de procesamiento de señales pueden realizarse en más de dos corrientes, como para cambiar el componente en fase y el componente de cuadratura de las mismas.

Como alternativa, aunque los ejemplos precedentes describen el cambio de las señales de banda base que tienen una fecha-hora común (frecuencia (sub- ) ortadora) común) , las señales de banda base que cambian no deben tener necesariamente una fecha-hora común. Por ejemplo, son posibles cualesquiera de las siguientes.

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w), y para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qxd+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi (i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ????+?), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I^i+v), y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i+ ) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser ??(?+?) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser QxU+v) .

Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi (i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser ????+?) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi (i+v) .

Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Ix(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I], (i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi (i+v) .

* Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I^i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i+w) .

La figura 55 ilustra un cambiador de señales de banda base 5502 que explica lo anterior. Tal como se muestra, de las dos señales de banda base procesadas zl(i) 5501_1 y z2(i) 5501_2, la señal de banda base procesada zl(i) 5501_1 tiene el componente en fase Ii(i) y el componente de cuadratura Qi(i), en tanto que la señal de banda base procesada z2(i) 5501_2 tiene el componente en fase ?2(i) y el componente de cuadratura Q2(i). Entonces, después del cambio, señal de banda base cambiada rl(i) 5503_1 tiene el componente en fase Irl(i) y el componente de cuadratura Qri(i), en tanto que la señal de banda base cambiada r2(i) 5503_2 tiene el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2(i)- El componente en fase Iri(i) y el componente de cuadratura Qri(i) de la señal de banda base cambiada rl(i) 5503_1 y el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2(i) de la señal de banda base cambiada r2(i) 5503_2 puede expresarse como cualquiera de las precedentes. Aunque este ejemplo describe el cambio realizado en las señales de banda base que tienen una fecha-hora común (frecuencia ( (sub- ) portadora) común) y que han pasado por dos tipos de procesamiento de señales, el mismo puede aplicarse a las señales de banda base que han pasado por dos tipos de procesamiento de señales pero tienen diferentes indicadores de fecha-hora (diferentes frecuencias ( (sub- ) portadora) ) .

Cada una de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y cada una de las antenas de recepción del dispositivo de recepción mostradas en las figuras puede estar formada por múltiples antenas.

La presente descripción usa el símbolo V, que es el cuantificador universal, y el símbolo 3, que es el cuantificador existencial.

Asimismo, la presente descripción usa el radián como la unidad de fase en el plano complejo, por ejemplo, para el argumento del mismo.

Cuando tratan sobre el plano complejo, las coordenadas de los números complejos pueden expresarse a modo de coordenadas polares. Para un número complejo z = a + jb (donde a y b son números reales y j es la unidad imaginaria) , el correspondiente punto (a, b) en el plano complejo se expresa con las coordenadas polares [r, ?] , convertidas tal como sigue: a = r x cos9 b = r x sen0 [Matemática 49] (Fórmula 49) r = <Ja2+b2 Donde r es el valor absoluto de z (r = | z | ) , y T es el argumento del mismo. De este modo, z = a + jb puede expresarse como re-'9.

En la presente invención, las señales de banda base si, s2, zl, y z2 se describen como señales complejas. Una señal compleja constituida por la señal en fase I y la señal de cuadratura Q también puede expresarse como la señal compleja I + j'Q. Aquí, cualquiera de I y Q puede ser igual a cero .

La figura 46 ilustra un sistema de difusión ejemplificativo que usa el esquema de cambio de fase expuesto en la presente descripción. Tal como se muestra, un codificador de video 4601 toma video como entrada, realiza la codificación de video, y da salida a datos de video codificados 4602. Un codificador de audio toma audio como entrada, realiza la codificación de audio, y da salida a datos de audio codificados 4604. Un codificador de datos 4605 toma datos como entrada, realiza la codificación de datos (por ejemplo, la compresión de datos), y da salida a los datos codificados 4606. Tomados en conjunto, esos componentes forman un codificador de información de origen 4600.

Un transmisor 4607 toma los datos de video codificados 4602, los datos de audio codificados 4604, y los datos codificados 4606 como entrada, realiza los códigos de corrección de errores, la modulación, la precodificación y el cambio de fase (por ejemplo, el procesamiento de señales por el dispositivo de transmisión de la figura 3) en un subconjunto o en la totalidad de las mismas, y da salida a las señales de transmisión 4608_1 a 4608_N. Las señales de transmisión 4608_1 a 4608_N después son transmitidas por las antenas 4609_1 a 4609_N como ondas de radio.

Un receptor 4612 toma las señales recibidas 4611_1 a 4611_M que reciben las antenas 4610_1 a 4610_M como entrada, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, el cambio de fase, la decodificación de la precodificación, el cálculo de la razón de verosimilitud logarítmica y la decodificación de corrección de errores (por ejemplo, el procesamiento por el dispositivo de recepción de la figura 7), y da salida a los datos recibidos 4613, 4615 y 4617. Un decodificador de información de origen 4619 toma los datos recibidos 4613, 4615 y 4617 como entrada. Un decodificador de video 4614 toma datos recibidos 4613 como entrada, realiza la decodificación de video, y da salida a una señal de video. El video después se presenta en una pantalla de televisión. Un decodificador de audio 4616 toma los datos recibidos 4615 como entrada. El decodificador de audio 4616 realiza la decodificación de audio y da salida a una señal de audio. El audio después se reproduce a través de los parlantes. Un decodificador de datos 4618 toma los datos recibidos 4617 como entrada, realiza la decodificación de datos, y da salida a información.

En las modalidades precedentemente descritas pertinentes a la presente invención, la cantidad de codificadores en el dispositivo de transmisión que usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM pueden ser cualquiera, tal como ya se describió. Por lo tanto, como en la figura 4, por ejemplo, el dispositivo de transmisión puede tener sólo un codificador y aplicar un esquema para distribuir la salida al esquema de transmisión de multiportadora, tal como OFDM. En tales circunstancias, las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 4 deben reemplazar los procesadores relacionados con OFDM 13 OIA y 1301B de la figura 12. La descripción de los procesadores relacionados con OFDM es como se da en la Modalidad 1.

Aunque la Modalidad 1 da la Fórmula 36 como un ejemplo de una matriz de precodificación, también puede usarse otra matriz de precodificación, cuando se aplica el siguiente esquema.

[Matemática 50] (Fórmula 50) En los valores de cambio de fase de la Fórmula 36 y la Fórmula 50, el valor de a se establece como dado por la Fórmula 37 y la Fórmula 38. Sin embargo, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Puede obtenerse una simple matriz de precodificación estableciendo a = 1, que también es un valor válido.

En la Modalidad Al, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 se indican como teniendo un valor de cambio de fase de PHASE[i] (donde i = 0, 1, 2 ... N-2, N-l) para lograr un período (ciclo) de N (valor alcanzado en el caso de que las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 realicen un cambio de fase en sólo una señal de banda base) . La presente descripción explica realizar un cambio de fase en una señal de banda base precodificada (es decir, en las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29 y 51), es decir en la señal de banda base precodificada z2 ' . Aquí, PHASE [k] se calcula tal como sigue.

[Matemática 51] (Fórmula 51) 2k PHASE [k] = radianes Donde k = 0, 1, 2... N-2, N-l. Cuando N = 5, 7, 9, 11 o 15, el dispositivo de recepción puede obtener una buena calidad de recepción de los datos.

Aunque la presente descripción explica los detalles de los esquemas de cambio de fase que implican dos señales moduladas transmitidas por múltiples antenas, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Pueden realizarse la precodificación y un cambio de fase en tres o más señales de banda base en las cuales se haya realizado la correlación de acuerdo con un esquema de modulación, seguido por el procesamiento predeterminado en las señales de banda base con cambio de postfase y la transmisión usando múltiples antenas, para realizar los mismos resultados.

Los programas para ejecutar el esquema de transmisión precedente pueden almacenarse, por ejemplo, de antemano en la memoria de sólo lectura (ROM, por sus siglas en inglés) y ser leídos para la operación por una CPU.

Asimismo, los programas para ejecutar el esquema de transmisión precedente pueden almacenarse en un medio de grabación legible por computadora, los programas almacenados en el medio de grabación pueden cargarse en la memoria de acceso aleatorio (RAM, por sus siglas en inglés) de la computadora, y la computadora puede funcionar de acuerdo con los programas .

Los componentes de las modalidades precedentemente descritas pueden ensamblarse típicamente como una integración de gran escala (LSI, por sus siglas en inglés), un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden hacerse respectivamente en chips discretos, o un subconjunto o la totalidad de los componentes pueden hacerse en un solo chip . Aunque antes de ha mencionado una LSI, también puede aplicarse los términos circuito integrado (IC, por sus siglas en inglés), sistema LSI, súper LSI o ultra LSI, según el grado de integración. Asimismo, el método para ensamblar el circuito integrado no se limita a LSI. Puede usarse un circuito dedicado o un procesador de uso general. Después del montaje de la LSI, puede usarse una matriz de compuertas programables (FPGA, por sus siglas en inglés) o un procesador reconfigurable .

Asimismo, en caso de que el progreso en el campo de los semiconductores o el surgimiento de tecnologías lleven al reemplazo de la LSI por otros métodos de circuito integrado, tal tecnología por supuesto podrá usarse para integrar los bloques funcionales. También son plausibles las aplicaciones de la biotecnología.

Modalidad Cl La modalidad 1 explicó que el valor de cambio de fase en uso puede cambiarse cuando cambian los parámetros de transmisión. La presente modalidad describe un ejemplo detallado de tal caso, donde tal como ya se describió (en el suplemento) , cambian los parámetros de transmisión de manera que las corrientes sl(t) y s2 (t) cambian entre la transmisión de datos diferentes y la transmisión de datos idénticos, y por consiguiente cambian el valor de cambio de fase y el cambio de fase en uso.

El ejemplo de la presente modalidad describe una situación en que dos señales moduladas transmitidas desde dos diferentes antenas de transmisión alternan entre hacer que las señales moduladas incluyan datos idénticos y hacer que las señales moduladas incluyan, cada una, datos diferentes.

La figura 56 ilustra una configuración e emplificativa de un dispositivo de transmisión que cambia entre esquemas de transmisión, tal como ya se describió. En la figura 56, los componentes que operan de la manera descrita en la figura 54 usan números de referencia idénticos. Tal como se muestra, la figura 56 difiere de la figura 54 en que un distribuidor 404 toma la señal de configuración de tramas 313 como entrada. Las operaciones del distribuidor 404 se describen usando la figura 57.

La figura 57 ilustra las operaciones del distribuidor 404 cuando transmite datos idénticos y cuando transmite datos diferentes. Tal como se muestra, dados los datos codificados xl , x2 , x3 , x4 , x5 , x6 , etc., cuando se transmiten datos idénticos, los datos distribuidos 405A se dan como xl, x2, x3 , x4 , x5, x6 , etc., en tanto que los datos distribuidos 405B se dan de manera similar como xl, x2 , x3 , x4 , x5 , x6, etc.

Por otra parte, cuando se transmiten datos diferentes, los datos distribuidos 405A se dan como l, x3 , x5, x7 , x9, etc., en tanto que los datos distribuidos 405B se dan como x2 , x4 , x6 , x8 , xlO, etc.

El distribuidor 404 determina, de acuerdo con la señal de configuración de tramas 313 tomada como entrada, si el modo de transmisión es la transmisión de datos idénticos o la transmisión de datos diferentes.

Una alternativa a lo anterior se muestra en la figura 58. Tal como se muestra, cuando transmite datos idénticos, el distribuidor 404 da salida a los datos distribuidos 405A como xl , x2 , x3 , x4 , x5 , x6 , etc., mientras que no da salida a nada como los datos distribuidos 405B. Por consiguiente, cuando la señal de configuración de tramas 313 indica la transmisión de datos idénticos, el distribuidor 404 opera tal como ya se describió, mientras que el interpolador 304B y el correlacionador 306B de la figura 56 no operan. De esta manera, sólo es válida la señal de banda base 307A a la que da salida el correlacionado 306A de la figura 56, y la toman como entrada ambas unidades de ponderación 308A y 308B .

Un rasgo característico de la presente modalidad es que, cuando el modo de transmisión cambia de la transmisión de datos idénticos a la transmisión de datos diferentes, puede cambiar también el valor de cambio de fase. Como lo indica la Fórmula 36 y la Fórmula 39 en la modalidad 1, dada una matriz constituida por wll, wl2, w21 y 22, el valor de cambio de fase usado para transmitir datos idénticos puede ser tal como sigue.

[Matemática 52] .

(Fórmula 52) donde a es un número real (a también puede ser un número complejo, pero dado que la señal de banda base a la que se da entrada como resultado de la precodificación pasa por un cambio de fase, resulta preferido un número real para las consideraciones de tamaño de circuito y la reducción de complejidad) . Además, cuando a es igual a uno, las unidades de ponderación 308A y 308B no realizan la ponderación y dan salida a la señal entrada tal como está.

Por consiguiente, cuando se transmiten datos idénticos, son señales idénticas las señales ponderadas de banda base 309A y 316B a las que dan salida las unidades de ponderación 308A y 308B.

Cuando la señal de configuración de tramas indica modo de transmisión idéntica, a cambiador de fase 5201 realiza un cambio de fase en la señal de banda base ponderada 309A y da salida a la señal de banda base con cambio postfase 5202. De manera similar, cuando la señal de configuración de tramas indica modo de transmisión idéntica, el cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase en la señal de banda base ponderada 316B y da salida a la señal de banda base con cambio postfase 309B. El cambio de fase realizado por el cambiador de fase 5201 es de e-,A(t) (como alternativa, ejA(f) o ejA(t,f)j (donde t es el tiempo y f es la frecuencia) (por consiguiente, eJ'A(t> (como alternativa, ejA(f) o ejA(t,f>) es el valor por el que se multiplica la señal de banda base entrada) , y el cambio de fase realizado por el cambiador de fase 317B es de ejB(t) (como alternativa, ejB(f) o eiB(t,f>) (donde t es el tiempo y f es la frecuencia) (por consiguiente, ejB<t) (como alternativa, e-3'8'^ o eiB{t,f)) es el valor por el que se multiplica la señal de banda base entrada) . De este modo, se cumple la siguiente condición.

[Matemática 53] (Fórmula 53) Algún tiempo t cumple eM0) ? eJH0 (O, alguna frecuencia (portadora) f cumple (0, alguna frecuencia (portadora) f y tiempo t cumplen 71 ß ) De por sí, la señal de transmisión puede reducir la influencia multivía y así mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción. (Sin embargo, el cambio de fase también puede ser realizado por sólo una de las señales ponderadas de banda base 309A y 316B) .

En la figura 56, cuando se usa OFDM, se realiza el procesamiento, tal como IFFT y la conversión de frecuencia, en la señal de banda base con cambio postfase 5202, y el resultado se transmite por una antena de transmisión. (Véase la figura 13) (Por consiguiente, la señal de banda base con cambio postfase 5202 puede considerarse igual a la señal 1301A de la figura 13) . De manera similar, cuando se usa OFDM, se realiza el procesamiento, tal como IFFT y conversión de frecuencia, en la señal de banda base con cambio postfase 309B, y el resultado es transmitido por una antena de transmisión. (Véase la figura 13) (Por consiguiente, la señal de banda base con cambio postfase 309B puede considerarse igual a la señal 1301B de la figura 13) .

Cuando el modo de transmisión seleccionado indica transmisión de datos diferentes, puede aplicarse cualquiera de la Fórmula 36, la Fórmula 39, y la Fórmula 50 dadas en la modalidad 1. De modo significativo, los cambiadores de fase 5201 y 317B de la figura 56 usan un esquema de cambio de fase diferente de cuando se transmiten datos idénticos. Específicamente, como se describe en la modalidad 1, por ejemplo, el cambiador de fase 5201 realiza el cambio de fase en tanto que el cambiador de fase 317B no lo hace, o el cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase en tanto que el cambiador de fase 5201 no lo hace. Sólo uno de los dos cambiadores de fase realiza el cambio de fase. De este modo, el dispositivo de recepción obtiene buena calidad de recepción de los datos en el entorno LOS, así como también el entorno NLOS .

Cuando el modo de transmisión seleccionado indica la transmisión de datos diferentes, el valor de cambio de fase puede ser como se da en la Fórmula 52 o como se da en cualquiera de la Fórmula 36, la Fórmula 50 y la Fórmula 39 o bien, puede ser una matriz de precodificación diferente de la dada en la Fórmula 52. De esta manera, el dispositivo de recepción es especialmente proclive a experimentar mejoras en la calidad de recepción de los datos en el entorno LOS.

Asimismo, aunque la presente modalidad explica ejemplos que usan OFD como el esquema de transmisión, la invención no está limitada en ese sentido. Pueden usarse esquemas de multiportadora diferentes de OFDM y esquemas de portadora única para lograr modalidades similares. Aquí, también pueden emplearse comunicaciones de espectro ensanchado. Cuando se usan esquemas de portadora única, el cambio de fase se realiza con respecto al dominio de tiempo.

Como se explicó en la Modalidad 3, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos diferentes, el cambio de fase se realiza únicamente en los símbolos de datos. Sin embargo, como se describe en la presente modalidad, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos idénticos, no es necesario limitar el cambio de fase a los símbolos de datos, sino que también puede realizarse en los símbolos piloto, los símbolos de control y otros tales símbolos insertos en la trama de transmisión de la señal de transmisión. (El cambio de fase no siempre necesita realizarse en símbolos tales como los símbolos piloto y los símbolos de control, aunque hacer resulta preferido a fin de lograr ganancia de diversidad) .

Modalidad C2 La presente modalidad describe un esquema de configuración para una estación base correspondiente a la modalidad Cl .

La figura 59 ilustra la relación de las estaciones de base (estaciones difusoras) con las terminales. Una terminal P (5907) recibe la señal de transmisión 5903A transmitida por la antena 5904A y la señal de transmisión 5905A transmitida por la antena 5906A de la estación difusora A (5902A) , después realiza en ellas el procesamiento predeterminado para obtener los datos recibidos.

Una terminal Q (5908) recibe la señal de transmisión 5903A transmitida por la antena 5904A de la estación base A (5902A) y la señal de transmisión 593B transmitida por la antena 5904B de la estación base B (5902B) , después realiza en ellas el procesamiento predeterminado para obtener los datos recibidos.

Las figuras 60 y 61 ilustran la asignación de frecuencias de la estación base A (5902A) para las señales de transmisión 5903A y 5905A transmitidas por las antenas 5904A y 5906A, y la asignación de frecuencias de la estación base B (5902B) para las señales de transmisión 5903B y 5905B transmitidas por las antenas 5904B y 5906B. En las figuras 60 y 61, la frecuencia está en el eje horizontal y la potencia de transmisión está en el eje vertical.

Tal como se muestra, las señales de transmisión 5903A y 5905A transmitidas por la estación base A (5902A) y las señales de transmisión 5903B y 5905B transmitidas por la estación base B (5902B) usan al menos la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y. La banda de frecuencia X se usa para transmitir datos de un primer canal, y la banda de frecuencia Y se usa para transmitir datos de un segundo canal .

Por consiguiente, la terminal P (5907) recibe la señal de transmisión 5903A transmitida por la antena 5904A y la señal de transmisión 5905A transmitida por la antena 5906A de la estación base A (5902A) , extrae de ellas la banda de frecuencia X, realiza el procesamiento predeterminado y de esta manera obtiene los datos del primer canal. La terminal Q (5908) recibe la señal de transmisión 5903A transmitida por la antena 5904A de la estación base A (5902A) y la señal de transmisión 5903B transmitida por la antena 5904B de la estación base B (5902B) , extrae de ellas la banda de frecuencia Y, realiza el procesamiento predeterminado y de esta manera obtiene los datos del segundo canal .

Lo que sigue describe la configuración y las operaciones de la estación base A (5902A) y la estación base B (5902B) .

Como se describe en la modalidad Cl, tanto la estación base A (5902A) como la estación base B (5902B) incorporan un dispositivo de transmisión configurado tal como ilustran las figuras 56 y 13. Cuando transmite tal como ilustra la figura 60, la estación base A (5902A) genera dos diferentes señales moduladas (en las que se realizan la precodificación y un cambio de fase) con respecto a la banda de frecuencia X, como se describe en la modalidad Cl . Las dos señales moduladas son respectivamente transmitidas por las antenas 5904A y 5906A. Con respecto a la banda de frecuencia Y, la estación base A (5902A) opera el interpolador 304A, el correlacionador 306A, la unidad de ponderación 308A y el cambiador de fase de la figura 56 para generar la señal modulada 5202. Después, una señal de transmisión correspondiente a la señal modulada 5202 se transmite por la antena 1310A de la figura 13, es decir, por la antena 5904A de la figura 59. De manera similar, la estación base B (5902B) opera el interpolador 304A, el correlacionador 306A, la unidad de ponderación 308A, y el cambiador de fase 5201 de la figura 56 para generar la señal modulada 5202. Después, una señal de transmisión correspondiente a la señal modulada 5202 es transmitida por la antena 1310A de la figura 13, es decir, por la antena 5904B de la figura 59.

La creación de datos codificados en la banda de frecuencia Y puede implicar, tal como se muestra en la figura 56, generar los datos codificados en las estaciones de base individuales. 0 bien, puede implicar hacer que una de las estaciones de base genere tales, datos codificados para la transmisión a otras estaciones de base. Como esquema alternativo, una de las estaciones de base puede generar las señales moduladas y configurarse para que pase las señales moduladas así generadas a otras estaciones de base.

Además, en la figura 59, la señal 5901 incluye información pertinente al modo de transmisión (transmisión de datos idénticos o transmisión de datos diferentes) . Las estaciones de base obtienen esta señal y por eso cambian entre los esquemas de generación para las señales moduladas en cada banda de frecuencia. Aquí, la señal 5901 se indica en la figura 59 como entrada desde otro dispositivo o desde una red. Sin embargo, también son posibles disposiciones donde, por ejemplo, la estación base A (5902) es una estación base maestra que pasa una señal correspondiente a la señal 5901 a la estación base B (5902B) .

Como ya se explicó, cuando la estación base transmite datos diferentes, el valor de cambio de fase y el esquema de cambio de fase se establecen de acuerdo con el esquema de transmisión para generar las señales moduladas.

Por otra parte, para transmitir datos idénticos, dos estaciones de base generan respectivamente y transmiten señales moduladas de transmisión. En tales circunstancias, las estaciones de base que generan, cada una, señales moduladas para la transmisión desde una antena común pueden considerarse dos estaciones de base combinadas que usan el valor de cambio de fase dada por la Fórmula 52. El esquema de cambio de fase es como se explica en la modalidad Cl, por ejemplo, y cumple las condiciones de la Fórmula 53.

Además, el esquema de transmisión de la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y may pueden variar en el tiempo. Por consiguiente, tal como se ilustra en la figura 61, a medida que pasa el tiempo, la asignación de frecuencias cambia de lo que se indica en la figura 60 a lo que se indica en la figura 61.

De acuerdo con la presente modalidad, no sólo puede obtener el dispositivo de recepción mejorada calidad de recepción de los datos para la transmisión de datos idénticos así como también la transmisión de datos diferentes, sino que también pueden los dispositivos de transmisión compartir un cambiador de fase.

Asimismo, aunque la presente modalidad explica ejemplos que usan OFDM como el esquema de transmisión, la invención no está limitada en ese sentido. Pueden usarse esquemas de multiportadora diferentes de OFDM y esquemas de portadora única para lograr modalidades similares. Aquí, también pueden emplearse comunicaciones de espectro ensanchado. Cuando se usan esquemas de portadora única, el cambio de fase se realiza con respecto al dominio de tiempo.

Tal como se explicó en la modalidad 3, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos diferentes, el cambio de fase se lleva a cabo únicamente en los símbolos de datos. Sin embargo, como se describe en la presente modalidad, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos idénticos, no es necesario que el cambio de fase se limite a los símbolos de datos, sino que también puede realizarse en símbolos piloto, símbolos de control y otros tales símbolos insertos en la trama de transmisión de la señal de transmisión. (El cambio de fase no necesita siempre realizarse en símbolos tales como los símbolos piloto y los símbolos de control, aunque hacerlo resulta preferido a fin de lograr ganancia de diversidad) .

Modalidad C3 La presente modalidad describe un esquema de configuración para una repetidora correspondiente a la modalidad Cl . La repetidora también puede denominarse estación repetidora.

La figura 62 ilustra la relación de las estaciones de base (estaciones difusoras) con las repetidoras y terminales. Tal como se muestra en la figura 63, la estación base 6201 al menos transmite señales moduladas en la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y. La estación base 6201 transmite las respectivas señales moduladas en la antena 6202A y la antena 6202B. El esquema de transmisión que se usa aquí se describe más adelante, con referencia a la figura 63.

La repetidora A (6203A) realiza el procesamiento, tal como la demodulación, en la señal recibida 6205A que recibe la antena de recepción 6204a, y en la señal recibida 6207A que recibe la antena de recepción 6206A, obteniendo así los datos recibidos. Después, a fin de transmitir los datos recibidos a una terminal, la repetidora A (6203A) realiza el procesamiento de transmisión para generar las señales moduladas 6209A y 6211A a los efectos de la transmisión en las respectivas antenas 6210A y 6212A.

De manera similar, la repetidora B (6203B) realiza el procesamiento, tal como la demodulación, en la señal recibida 6205B que recibe la antena de recepción 6204B, y en la señal recibida 6207B que recibe la antena de recepción 6206B, obteniendo así los datos recibidos. Después, a fin de transmitir los datos recibidos a una terminal, la repetidora B (6203B) realiza el procesamiento de transmisión para generar las señales moduladas 6209B y 6211B a los efectos de la transmisión en las respectivas antenas 6210B y 6212B.

Aquí, la repetidora B (6203B) es una repetidora maestra que da salida a una señal de control 6208. La repetidora A (6203A) toma la señal de control como entrada. No es estrictamente necesaria una repetidora maestra. La estación base 6201 también puede transmitir las señales de control individuales a la repetidora A (6203A) y a la repetidora B (6203B) .

La terminal P (5907) recibe las señales moduladas transmitidas por la repetidora A (6203A) , obteniendo así los datos. La terminal Q (5908) recibe las señales transmitidas por la repetidora A (6203A) y la repetidora B (6203B) , obteniendo así los datos. La terminal R (6213) recibe las señales moduladas transmitidas por la repetidora B (6203B) , obteniendo así los datos.

La figura 63 ilustra la asignación de frecuencias para una señal modulada transmitida por la antena 6202A entre las señales de transmisión transmitidas por la estación base, y la asignación de frecuencias de señales moduladas transmitidas por la antena 6202B. En la figura 63, la frecuencia está en el eje horizontal y la potencia de transmisión está en el eje vertical.

Tal como se muestra, las señales moduladas transmitidas por la antena 6202A y por la antena 6202B usan al menos la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y. La banda de frecuencia. X se usa para transmitir los datos de un primer canal, y la banda de frecuencia Y se usa para transmitir los datos de un segundo canal.

Como se describe en la modalidad Cl, los datos del primer canal se transmiten usando la banda de frecuencia X en el modo de transmisión de datos diferentes. Por consiguiente, tal como se muestra en la figura 63, las señales moduladas transmitidas por la antena 6202A y por la antena 6202B incluyen los componentes de la banda de frecuencia X. Esos componentes de la banda de frecuencia X son recibidos por la repetidora A y por la repetidora B. Por consiguiente, como se describe en la modalidad 1 y en la modalidad Cl, las señales moduladas en la banda de frecuencia X son señales en las que se ha realizado la correlación, y a las que se aplican la precodificación (ponderación) y el cambio de fase.

Tal como se muestra en la figura 62, los datos del segundo canal son transmitidos por la antena 6202A de la figura 2 y transmitidos en los componentes de la banda de frecuencia Y. Esos componentes de la banda de frecuencia Y son recibidos por la repetidora A y por la repetidora B.

La figura 64 ilustra la asignación de frecuencias para las señales de transmisión transmitidas por la repetidora A y la repetidora B, específicamente para la señal modulada 6209A transmitida por la antena 6210A y la señal modulada 6211A transmitida por la antena 6212A de la repetidora 6210A, y para la señal modulada 6209B transmitida por la antena 6210B y la señal modulada 6211B transmitida por la antena 6212B de la repetidora B. En la figura 64, la frecuencia está en el eje horizontal y la potencia de transmisión está en el eje vertical.

Tal como se muestra, la señal modulada 6209A transmitida por la antena 6210A y la señal modulada 6211A transmitida por la antena 6212A usan al menos la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y. Además, la señal modulada 6209B transmitida por la antena 6210B y la señal modulada 6211B transmitida por la antena 6212B usan de manera similar al menos la banda de frecuencia X y la banda de frecuencia Y. La banda de frecuencia X se usa para transmitir datos de un primer canal, y la banda de frecuencia Y se usa para transmitir datos de un segundo canal.

Como se describe en la modalidad Cl, los datos del primer canal se transmiten usando la banda de frecuencia X en modo de transmisión de datos diferentes. Por consiguiente, tal como se muestra en la figura 64, la señal modulada 6209A transmitida por la antena 6210A y la señal modulada 6211A transmitida por la antena 6212B incluyen los componentes de la banda de frecuencia X. Esos componentes de la banda de frecuencia X son recibidos por la terminal P. De manera similar, tal como se muestra en la figura 64, la señal modulada 6209B transmitida por la antena 6210B y la señal modulada 6211B transmitida por la antena 6212B incluyen los componentes de la banda de frecuencia X. Esos componentes de la banda de frecuencia X son recibidos por la terminal R. Por consiguiente, como se describe en la modalidad 1 y en la modalidad Cl, las señales moduladas en la banda de frecuencia X son señales en las que se ha realizado la correlación, y en las que se aplican la precodificación (ponderación) y el cambio de fase.

Tal como se muestra en la figura 64, los datos del segundo canal son llevados por las señales moduladas transmitidas por la antena 6210A de la repetidora A (6203A) y por la antena 6210B de la repetidora B (6203) de la figura 62 y los datos se transmiten en los componentes de la banda de frecuencia Y. Aquí, los componentes de la banda de frecuencia Y en la señal modulada 6209A transmitida por la antena 6210A de la repetidora A (6203A) y los de la señal modulada 6209B transmitida por la antena 6210B de la repetidora B (6203B) se usan en un modo de transmisión que implica la transmisión de datos idénticos, como se explica en la modalidad Cl . Esos componentes de la banda de frecuencia Y son recibidos por la terminal Q.

Lo que sigue describe la configuración de la repetidora A (6203A) y la repetidora B (6203B) de la figura 62, con referencia a la figura 65.

La figura 65 ilustra una configuración ej emplificativa de un receptor y transmisor en una repetidora. Los componentes que opera idénticamente a los de la figura 56 usan los mismos números de referencia. El receptor 6203X toma la señal recibida 6502A que recibe la antena de recepción 6501A y la señal recibida 6502B que recibe la antena de recepción 6501B como entrada, realiza el procesamiento de señales (demultiplexación o composición se señales, decodificación corrección de errores, etc.). En los componentes de la banda de frecuencia X de los mismos para obtener los datos 6204X transmitidos por la estación base usando la banda de frecuencia X, da salida a los datos al distribuidor 404 y obtiene la información del esquema de transmisión incluida en la información de control (y la información del esquema de transmisión cuando lo transmite una repetidora) , y da salida a la señal de configuración de tramas 313.

El receptor 6203X y hacia delante constituyen un procesador para generar una señal modulada que transmite la banda de frecuencia X. Además, el receptor aquí descrito no es sólo el receptor para la banda de frecuencia X, tal como se muestra en la figura 65, sino también incorpora los receptores para otras bandas de frecuencia. Cada receptor forma un procesador para generar las señales moduladas que transmiten una respectiva banda de frecuencia.

Las operaciones globales del distribuidor 404 son idénticas a las del distribuidor de la estación base descrita en la modalidad C2.

Al transmitir como se indica en la figura 64, la repetidora A (6203A) y la repetidora B (6203B) generan dos diferentes señales moduladas (en las que se realizan la precodificación y el cambio de fase) en la banda de frecuencia X como se describe en la Modalidad Cl . Las dos señales moduladas son transmitidas respectivamente por las antenas 6210A y 6212A de la repetidora A (6203) de la figura 62 y por las antenas 6210B y 6212B de la repetidora B (6203B) de la figura 62.

En lo que respecta a la banda de frecuencia Y, la repetidora A (6203A) opera un procesador 6500 pertinente a la banda de frecuencia Y y que corresponde al procesador de señales 6500 pertinente a la banda de frecuencia X mostrado en la figura 65 (el procesador de señales 6500 es el procesador de señales pertinente a la banda de frecuencia X, pero dado que se incorpora un procesador de señales idéntico para la banda de frecuencia Y, esta descripción usa los mismos números de referencia) , el interpolador 304A, el correlacionador 306A, la unidad de ponderación 308A, y el cambiador de fase 5201 para generar la señal modulada 5202. Una señal de transmisión correspondiente a la señal modulada 5202 después es transmitida por la antena 1301A de la figura 13, es decir, por la antena 6210A de la figura 62. De manera similar, la repetidora B (6203 B) opera el interpolador 304A, el correlacionador 306A, la unidad de ponderación 308A, y el cambiador de fase 5201 de la figura 62 pertinente a la banda de frecuencia Y para generar la señal modulada 5202. Después, una señal de transmisión correspondiente a la señal modulada 5202 se transmite por la antena 1310A de la figura 13, es decir, por la antena 6210B de la figura 62.

Tal como se muestra en la figura 66 (la figura 66 ilustra la configuración de trama de la señal modulada transmitida por la estación base, con el tiempo en el eje horizontal y la frecuencia en el eje vertical) , la estación base transmite la información del esquema de transmisión 6601, la información de cambio de fase aplicado a la repetidora 6602, y los símbolos de datos 6603. La repetidora obtiene y aplica la información del esquema de transmisión 6601, la información de cambio de fase aplicado a la repetidora 6602, y los símbolos de datos 6603 a la señal de transmisión, determinando así el esquema de cambio de fase. Cuando la información de cambio de fase aplicado a la repetidora 6602 de la figura 66 no está incluida en la señal transmitida por la estación base, entonces tal como se muestra en la figura 62, la repetidora B (6203B) es la maestra e indica el esquema de cambio de fase a la repetidora A (6203A) .

Como ya se explicó, cuando la repetidora transmite datos diferentes, el valor de cambio de fase y el esquema de cambio de fase se establecen de acuerdo con el esquema de transmisión para generar las señales moduladas.

Por otra parte, para transmitir datos idénticos, dos repetidoras generan respectivamente las señales moduladas de transmisión. En tales circunstancias, las repetidoras que generan, cada una, las señales moduladas para la transmisión desde una antena común pueden considerarse dos repetidoras combinadas que usan el valor de cambio de fase dada por la Fórmula 52. El esquema de cambio de fase es como se explicó en la modalidad Cl , por ejemplo, y cumple las condiciones de la Fórmula 53.

Además, como se explicó en la modalidad Cl para la banda de frecuencia X, la estación base y la repetidora pueden tener, cada una, dos antenas que transmiten las respectivas señales moduladas y dos antenas que reciben los datos idénticos. Las operaciones de tal estación base o repetidora son como se describen para la modalidad Cl .

De acuerdo con la presente modalidad, no sólo puede el dispositivo de recepción obtener mejorada calidad de recepción de los datos para la transmisión de datos idénticos, así como también la transmisión de datos diferentes, sino que los dispositivos de transmisión también pueden compartir un cambiador de fase.

Asimismo, aunque la presente modalidad explica ejemplos que usan OFDM como el esquema de transmisión, la invención no está limitada en ese sentido. Pueden usarse esquemas de muítiportadora diferentes de OFDM y esquemas de portadora única para lograr modalidades similares. Aquí, también pueden emplearse comunicaciones de espectro ensanchado. Cuando se usan esquemas de portadora única, el cambio de fase se realiza con respecto al dominio de tiempo.

Como se explicó en la modalidad 3, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos diferentes, el cambio de fase se lleva a cabo únicamente en los símbolos de datos. Sin embargo, como se describe en la presente modalidad, cuando el esquema de transmisión implica la transmisión de datos idénticos, no es necesario limitar el cambio de fase a los símbolos de datos sino que también puede realizarse en los piloto, los símbolos de control y otros tales símbolos insertos en la trama de transmisión de la señal de transmisión. (El cambio de fase no necesita realizarse siempre en símbolos tales como símbolos piloto y símbolos de control, aunque hacerlo resulta preferido a fin de lograr ganancia de diversidad) .

Modalidad C4 La presente modalidad se refiere a un esquema de cambio de fase, diferente de los esquemas de cambio de fase descritos en la modalidad 1 y el suplemento.

En la Modalidad 1, la Fórmula 36 se da como un ejemplo de una matriz de precodificación, y en el suplemento, la Fórmula 50 se da de manera similar como otro ejemplo tal. En la Modalidad Al, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 se indican como teniendo un valor de cambio de fase de PHASE[i] (donde i = 0, 1, 2 ... N-2, N-l) para lograr un período (ciclo) de N (valor alcanzado, dado que las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 realizan el cambio de fase en sólo una señal de banda base) . La presente descripción explica realizar un cambio de fase en una señal de banda base precodificada (es decir, en las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29 y 51) es decir en la señal de banda base precodificada z2 ' . Aquí, PHASE [k] se calcula tal como sigue.

[Matemática 54] (Fórmula 54) radianes Donde k = 0, 1, 2... N-2, N-l.

Por consiguiente, el dispositivo de recepción puede lograr mejoras en la calidad de recepción de los datos en el entorno LOS, y en especial en un entorno de propagación de ondas de radio. En el entorno LOS, cuando el cambio de fase no se ha realizado, se mantiene una relación de fase regular. Sin embargo, cuando se realiza el cambio de fase, se modifica la relación de fase, a su vez evitando condiciones deficientes en un entorno de propagación tipo ráfaga. Como alternativa a la Fórmula 54, PHASE [k] puede calcularse tal como sigue.

[Matemática 55] (Fórmula 55) PHASE[k] = -— N rad,i.anes Donde k = 0, 1, 2... N-2, N-l [k denota un entero que cumple 0=k=N-l) .

Como un esquema adicional alternativo de cambio de fase, PHASE [k] puede calcularse tal como sigue.

[Matemática 56] (Fórmula 56) PHASE radianes Donde k = 0 , 1, 2... N-2, N-l (k denota un entero que cumple 0<k=N-l) , y Z es un valor fijo.

[Matemática 57] (Fórmula 57) PHASE radianes Donde k = 0, 1, 2... N-2, N-l (k denota un entero que cumple 0=k=N-l) , y Z es un valor fijo.

De este modo, por realizar el cambio de fase de acuerdo con la presente modalidad, el dispositivo de recepción es más probable que se haga de manera que obtenga una buena calidad de recepción.

El cambio de fase de la presente modalidad es aplicable no sólo a los esquemas de portadora única sino también a los esquemas de multiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad también puede lograrse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, OFDM de miniondas, como se describe en literatura no de patente 7, etc. Como ya se describió, si bien la presente modalidad explica el cambio de fase por cambiar la fase con respecto al dominio de tiempo t, la fase puede cambiar como alternativa con respecto al dominio de frecuencia, como se describe en la Modalidad 1. Es decir, considerando el cambio de fase en el dominio de tiempo t descrito en la presente modalidad y reemplazando t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora)) lleva a un cambio de fase aplicable al dominio de frecuencia. Además, como ya se explicó para la modalidad 1, el esquema de cambio de fase de la presente modalidad también es aplicable a un cambio de fase tanto en el dominio de tiempo como en el dominio de frecuencia. Asimismo, cuando el esquema de cambio de fase descrito en la presente modalidad cumple las condiciones indicadas en la modalidad Al, el dispositivo de recepción es muy probable que obtenga buena calidad de datos.

Modalidad C5 La presente modalidad se refiere a un esquema de cambio de fase diferente de los esquemas de cambio de fase descritos en la Modalidad 1, en el suplemento y en la Modalidad C4.

En la Modalidad 1, la Fórmula 36 se da como un ejemplo de una matriz de precodificación y en el suplemento, la Fórmula 50 se da de manera similar como otro ejemplo tal. En la Modalidad Al, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 se indican como teniendo un valor de cambio de fase de PHASE [i] (donde i = 0, 1, 2 ... N-2, N-l) para lograr un período (ciclo) de N (valor alcanzado dado que las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 realizan el cambio de fase en sólo una señal de banda base) . La presente descripción explica realizar un cambio de fase en una señal de banda base precodificada (es decir, en las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53) es decir en la señal de banda base precodificada z2 ' .

El rasgo característico del esquema de cambio de fase pertinente a la presente modalidad es el período (ciclo) de N = 2n + 1. Para lograr el período (ciclo) de N = 2n + 1, n+1 se preparan diferentes valores de cambio de fase. Entre esos n+1 diferentes valores de cambio de fase, n valores de cambio de fase se usan dos veces por período (ciclo) y un valor de valor de cambio de fase se usa sólo una vez por período (ciclo) , logrando de esta manera el período (ciclo) de N = 2n + 1. Lo que sigue describe en detalle esos valores de cambio de fase .

Los n+1 diferentes valores de cambio de fase requeridos para lograr un esquema de cambio de fase en el que el valor de cambio de fase cambia regularmente en un período (ciclo) de N = 2n +1 se expresan como PHASE[0], PHASE [1] , PHASE[i] ... PHASE [n-1], PHASE [n] (donde i = 0, 1, 2 ... n-2, n-1, n) . Aquí, los n+1 diferentes valores de cambio de fase de PHASE [0], PHASE [1], PHASE [i] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] se expresan tal como sigue.

[Matemática 58] (Fórmula 58) PHASE [k] = -=^- 2n + l radianes Donde k = 0, 1, 2... n-2, n-1, n {k denota un entero que cumple 0=k<n) . Los n+1 diferentes valores de cambio de fase PHASE [0], PHASE [1] ... PHASE [i] ... PHASE [n-1], PHASE [n] se dan por la Fórmula 58. PHASE [0] se usa una vez, en tanto que PHASE [1] a PHASE [n] se usan, cada uno, dos veces (es decir, se usa PHASE [1] dos veces, se usa PHASE [2] dos veces, etc., hasta PHASE [n-1] se usa dos veces y PHASE [n] se usa dos veces) . De por sí, a través de este esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase en un período (ciclo) de N = 2n +1, se realiza un esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase entre menos valores de cambio de fase. De esta manera, el dispositivo de recepción puede lograr mejor calidad de recepción de los datos. Como los valores de 5 cambio de fase son menos, puede reducirse el efecto de los mismos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. De acuerdo con lo anterior, el dispositivo de recepción puede lograr mejoras en la calidad de recepción de los datos en el entorno LOS, y en especial en un entorno de 10 propagación de ondas de radio. En el entorno LOS, cuando el cambio de fase no se ha realizado, se produce una relación de fase regular. Sin embargo, cuando se realiza el cambio de fase, se modifica la relación de fase, a su vez evitando condiciones deficientes en un entorno de propagación tipo 15 ráfaga. Como alternativa a la Fórmula 54, PHASE [k] puede calcularse tal como sigue.

[Matemática 59] (Fórmula 59) PHASE [*] = -- £H_ o 2n0 2n + l rad,i.anes Donde k = 0, 1, 2... n-2, n-1, n (k denota un entero que cumple 0=k=n) .

Los n+1 diferentes valores de cambio de fase PHASE [0], PHASE [1] ... PHASE [i] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] se dan 25 por la Fórmula 59. PHASE [0] se usa una sola vez, en tanto que PHASE[1] a PHASE [n] se usan, cada uno, dos veces (es decir, se usa PHASE [1] dos veces, se usa PHASE [2] dos veces, etc., hasta PHASE [n-1] se usa dos veces y PHASE [n] se usa dos veces) . De este modo, a través de este esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase en un período (ciclo) de N = 2n +1, se realiza un esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase entre menos valores de cambio de fase. De esta manera, el dispositivo de recepción puede lograr mejor calidad de recepción de los datos. Como los valores de cambio de fase son menos, puede reducirse el efecto de los mismos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción .

Como una alternativa adicional, PHASE [k] puede calcularse tal como sigue.

[Matemática 60] (Fórmula 60) PHASE [k]= 2k +Z 2n+\ radianes donde k = 0 , 1, 2... n-2, n-1, n (k denota un entero que cumple 0=k=n) y Z es un valor fijo.

Los n+1 diferentes valores de cambio de fase PHASE [0], PHASE [1] ... PHASE [i] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] se dan por la Fórmula 60. PHASE [0] se usa una sola vez, en tanto que PHASE [1] a PHASE [n] se usan, cada uno, dos veces (es decir, se usa PHASE [1] dos veces, se usa PHASE [2] dos veces, etc., hasta PHASE [n-1 se usa dos veces y PHASE [n] se usa dos veces) . De este modo, a través de este esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase en un período (ciclo) de N = 2n +1, se realiza un esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase entre menos valores de cambio de fase. De esta manera, el dispositivo de recepción puede lograr mejor calidad de recepción de los datos. Como los valores de cambio de fase son menos, puede reducirse el efecto de los mismos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción .

Como una alternativa adicional, PHASE [k] puede calcularse tal como sigue.

[Matemática 61] (Fórmula 61) PHASE [k] = - lkn +Z ^n + * radianes Donde k = 0, 1, 2... n-2, n-1, n (k denota un entero que cumple 0=k=n) y Z es un valor fijo.

Los n+1 diferentes valores de cambio de fase PHASE [0], PHASE [1] ... PHASE [i] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] se dan por la Fórmula 61. PHASE [0] se usa una sola vez, en tanto que PHASE [1] a PHASE [n] se usan, cada uno, dos veces (es decir, se usa PHASE [1] dos veces, se usa PHASE [2] dos veces, etc., hasta PHASE[n-l] se usa dos veces y PHASE [n] se usa dos veces) . De este modo, a través de este esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase en un período (ciclo) de N = 2n +1, se realiza un esquema de cambio de fase en el que cambia regularmente el valor de cambio de fase entre menos valores de cambio de fase. De esta manera, el dispositivo de recepción puede lograr mejor calidad de recepción de los datos. Como los valores de cambio de fase son más pequeños, puede reducirse el efecto de los mismos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

De por sí, por realizar el cambio de fase de acuerdo con la presente modalidad, el dispositivo de recepción tiene más probabilidades de obtener buena calidad de recepción.

El cambio de fase de la presente modalidad es aplicable no sólo a los esquemas de portadora única sino también a la transmisión que usa esquemas de multiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad también puede lograrse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, OFDM de miniondas, como se describe en literatura no de patente 7, etc. como ya se describió, si bien la presente modalidad explica el cambio de fase como un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo t, la fase puede cambiar como alternativa con respecto al dominio de frecuencia, como se describe en la Modalidad 1. Es decir, considerando el cambio de fase con respecto al dominio de tiempo t descrito en la presente modalidad y reemplazando t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora) ) lleva a un cambio de fase aplicable al dominio de frecuencia. Además, como ya se explicó para la modalidad 1, el esquema de cambio de fase de la presente modalidad también es aplicable a un cambio de fase con respecto tanto al dominio de tiempo como al dominio de frecuencia.

Modalidad C6 La presente modalidad describe un esquema para cambiar regularmente la fase, específicamente el de la modalidad C5 , cuando se realiza la codificación usando códigos de bloque como se describe en literatura no de patente 12 a 15, tales como códigos QC LDPC (pueden usarse no sólo QC-LDPC sino también códigos LDPC) , códigos concatenados LDPC (bloques) y códigos BCH, turbo códigos o turbo códigos duo-binarios que usan bits de cola, etc. El siguiente ejemplo considera un caso en que se transmiten dos corrientes si y s2. Cuando la codificación se ha realizado usando los códigos de bloque y no es necesaria la información de control y similar, la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado coincide con la cantidad de bits que constituyen cada código de bloque (puede incluirse además la información de control etc. que se describe a continuación) . Cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque o similares y no se requiere la información de control o similar (por ejemplo, los parámetros de transmisión CRC) , la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado es la suma de la cantidad de bits que constituyen los códigos de bloque y la cantidad de bits que constituyen la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 4, y el dispositivo de transmisión tiene sólo un codificador. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 34, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, siendo 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAM y 1000 símbolos para 64-QAM.

Después, dado que el dispositivo de transmisión de la figura 4 transmite dos corrientes simultáneamente, 1500 de los precedentemente mencionados 3000 símbolos necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK se asignan a si y los otros 1500 símbolos se asignan a s2. De este modo, se requieren 1500 intervalos para transmitir los 1500 símbolos a cada una de si y s2.

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se necesitan 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque codificado, y cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque codificado.

Lo que sigue describe la relación entre los intervalos precedentemente definidos y la fase, como pertinentes a los esquemas para un cambio de fase regular.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular, que tiene un período (ciclo) de cinco. Es decir, el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 4 usa cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para lograr el período (ciclo) de cinco. Sin embargo, como se describe en la modalidad C5, hay tres diferentes valores de cambio de fase. Por consiguiente, algunos de los cinco valores de cambio de fase necesarios para el período (ciclo) de cinco son idénticos. (Como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase en cada intervalo para realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan un conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, cinco conjuntos de cambio de fase deben prepararse idealmente para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias) . Los cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) necesarios para el período (ciclo) de cinco se expresan como P[0] , P[l] , P[2] , P[3] , y P [4] .

Para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, se usa el valor de cambio de fase P[0] en los 300 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[l] en los 300 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[2] en los 300 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[3] en los 300 intervalos y se usa el valor de cambio de fase P[4] en los 300 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización del valor de cambio de fase causa gran influencia que debe ejercer el valor de cambio de fase más frecuentemente usado, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

De manera similar, para los precedentemente descritos 750 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se usa el valor de cambio de fase P[0] en los 150 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[l] en los 150 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[2] en los 150 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[3] en los 150 intervalos y se usa el valor de cambio de fase P[4] en los 150 intervalos.

Asimismo, para los precedentemente descritos 500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se usa el valor de cambio de fase P[0] en los 100 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[l] en los 100 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[2] en los 100 intervalos, se usa el valor de cambio de fase P[3] en los 100 intervalos y se usa el valor de cambio de fase P[4] en los 100 intervalos.

Tal como ya se describió, un esquema de cambio de fase para un cambio de fase regular que cambia el valor como dado en la Modalidad C5 requiere la preparación de N = 2n + 1 valores de cambio de fase P[0], P[l] ...P[2n-1], P[2n] (donde P[0], P[l] ...P[2n-1], P[2n] se expresan como PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] (véase Modalidad C5) ) . De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los K0 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los Kx intervalos, el valor de cambio de fase P[i] se usa en los Ki intervalos (donde i = 0, 1, 2...2n-l, 2n) y el valor de cambio de fase P[2n] se usa en los K2n intervalos, de manera que se cumple la Condición #C01.

(Condición #C01) K0 = Ki ...= Ki = ... K2ri. Es decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (siendo a, b enteros entre 0 y 2n a denota un entero que cumple 0<a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

Un esquema de cambio de fase para un cambio de fase regular que cambia el valor como dado en la Modalidad C5 con un período (ciclo) de N = 2n +1 requiere la preparación de los valores de cambio de fase PHASE [0], PHASE [1], PHASE [2] ... PHASE [n-1], PHASE [n] . De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado, el valor de cambio de fase PHASE [0] se usa en G0 intervalos, el valor de cambio de fase PHASE [1] se usa en Gi intervalos, el valor de cambio de fase PHASE [i] se usa en G intervalos (donde i = 0, 1, 2...n-l, n (i denota un entero que cumple 0=i=n) ) , y el valor de cambio de fase PHASE [n] se usa en Gn intervalos, de manera que se cumple la Condición #C01. La Condición #C01 puede modificarse tal como sigue.

(Condición #C02) 2xG0 = Gi ...= Gi = ... Gn. Es decir, 2xG0 = Ga (Va donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l<a<n) ) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona un tal esquema admitido para usarlo, debe cumplirse preferentemente la Condición #C01 (o la Condición #C02) para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , puede no cumplirse la Condición #C01 (o la Condición #C02) en algunos esquemas de modulación. En tal caso, se aplica la siguiente condición en lugar de la Condición #C01.

(Condición #C03) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, IKa - Kb| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

Como alternativa, Condición #C03 puede expresarse tal como sigue.

(Condición #C04) La diferencia entre Ga y Gb cumple 0, 1 ó 2. Es decir, | Ga - Gb| cumple 0, 1 ó 2 (Va, Vb, donde a, b = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n, b denota un entero que cumple l=b=n) a ? b) y La diferencia entre 2xG0 y Ga cumple 0, 1 ó 2. Es decir, |2xG0 - Ga | cumple 0, 1 ó 2 (Va, donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n) ) .

La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 3 y la figura 12, y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 35, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, siendo 3000 para QPSK, 1500 para 16-QAM y 1000 para 64-QAM.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 12 transmiten, cada uno, dos corrientes a la vez, y tienen dos codificadores. De por sí, las dos corrientes transmiten, cada una, diferentes bloques de códigos. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques codificados extraídos de si y s2 dentro del mismo intervalo, por ejemplo, se transmite un primer bloque codificado extraído de si, después se transmite un segundo bloque codificado extraído de s2. De este modo, se necesitan 3000 intervalos para transmitir los bloques codificados primero y segundo.

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se necesitan 1500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque codificado, y cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 1000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque codificado.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular, que tiene un período (ciclo) de cinco. Es decir, el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 4 usa cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para lograr el período (ciclo) de cinco. Sin embargo, como se describe en la modalidad C5 , hay tres diferentes valores de cambio de fase. Por consiguiente, algunos de los cinco valores de cambio de fase necesarios para el período (ciclo) de cinco son idénticos. (Como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar el cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase para cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan un conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, idealmente deben prepararse cinco conjuntos de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias) . Los cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) necesarios para el período (ciclo) de cinco se expresan como P[0] , P[l] , P[2] , P[3] , y P[4] .

Para los precedentemente descritos 3000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen el par de bloques codificados cuando el esquema de modulación es QPSK, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en 6100 intervalos y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 600 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización del valor de cambio de fase causa gran influencia que debe ejercer el valor de cambio de fase más frecuentemente usado, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Además, a fin de transmitir el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 600 veces, y el valor de cambio de fase PHASE[4] se usa en los intervalos de 600 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 600 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 600 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios a fin de transmitir los 6000x2 bits que constituyen el par de bloques codificados cuando el esquema de modulación es 16-QAM, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 300 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 300 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 300 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 300 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 300 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 300 veces.

Asimismo, para los precedentemente descritos 1000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 64-QAM, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P [1] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 200 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 200 intervalos.

Además, a fin de transmitir el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 200 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 200 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 200 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 200 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 200 veces.

Tal como ya se describió, un esquema de cambio de fase para variar regularmente el valor de cambio de fase como dado en la modalidad C5 requiere la preparación de N = 2n + 1 valores de cambio de fase P[0] , P[l] ...P[2n-1] , P[2n] (donde P[0] , P[l] ...P[2n-1] , P[2n] se expresan como PHASE[0] , PHASE[1] , PHASE[2] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] (véase la modalidad C5) ) . De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los K0 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los Ki intervalos, el valor de cambio de fase P[i] se usa en los ¾ intervalos (donde i = 0, 1, 2...2n-l, 2n (i denota un entero que cumple 0=i=2n) ) , y el valor de cambio de fase P[2n] se usa en los K2n intervalos, de manera que se cumple la Condición #C01.

(Condición #C05) 0 = ?? ...= Ki = ... 2n- Es decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? lo ) . A fin de transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa K0,i veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa ??,? veces, el valor de cambio de fase P[i] se usa ??,? (donde i = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (i denota un entero que cumple 0=i=2n) ) , y el valor de cambio de fase P [2n] se usa K2n,i veces.

(Condición #C06) Ko.i = ¾,! Ki;1 = ... K2n,i. Es decir, Ka,i = Kb,i (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

A fin de transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa K0,2 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa Kli2 veces, el valor de cambio de fase P[i] se usa K±¡2 (donde i = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (i denota un entero que cumple 0=i=2n) ) , y el valor de cambio de fase P[2n] se usa 2n,2 veces.

(Condición #C07) K0,2 = li2 ...= Kii2 = ... K2n,2- Es decir, Ka,2 = Kb,2 (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

Un esquema de cambio de fase para variar regularmente el valor de cambio de fase como se da en la modalidad C5 con un período (ciclo) de N = 2n +1 requiere la preparación de valores de cambio de fase PHASE[0] , PHASE[1], PHASE[2] ... PHASE [n-1] , PHASE [n] . De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados, el valor de cambio de fase PHASE [0] se usa en G0 intervalos, el valor de cambio de fase PHASE [1] se usa en Gx intervalos, el valor de cambio de fase PHASE [i] se usa en Gi intervalos (donde i = 0, 1, 2...n-l, n (i denota un entero que cumple 0=i=n) ) , y el valor de cambio de fase PHASE [n] se usa en Gn intervalos, de manera que se cumple la Condición #C05. (Condición #C08) 2xG0 = Gi ...= Gi = ... Gn. Es decir, 2xG0 = Ga (Va donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n, b denota un entero que cumple l=b=n) ) .

A fin de transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase PHASE[0] se usa G0,i veces, el valor de cambio de fase PHASE[1] se usa Gi,i veces, el valor de cambio de fase PHASE[i] se usa Gi,i (donde i = 0, 1, 2 ... n-1, n (i denota un entero que cumple 0=i=n) ) , y el valor de cambio de fase PHASE [n] se usa Gn,i veces.

(Condición #C09) 2xG0,i = Gx,i ...= Gi;i = ... Gn,i. Es decir, 2xG0,i = Ga,i (Va donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l<a<n) ) .

A fin de transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase PHASE [0] se usa G0,2 veces, el valor de cambio de fase PHASE [1] se usa Gi,2 veces, el valor de cambio de fase PHASE [i] se usa Gi,2 (donde i = 0, 1, 2 ... n-1, n (i denota un entero que cumple 0=i=n) ) , y el valor de cambio de fase PHASE [n] se usa Gn,i veces.

(Condición #C10) 2xG0(2 = Gi,2 .·.= Gi,2 = ... Gn,2. Es decir, 2xG0(2 = Ga>2 (Va donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l<a<n) ) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona un tal esquema admitido para usarlo, deben cumplirse preferentemente la Condición #C05, la Condición #C06 y la Condición #C07 (o la Condición #C08, la Condición #C09 y la Condición #C10) para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad), pueden no cumplirse la Condición #C05, la Condición #C06 y la Condición #C07 (o la Condición #C08, la Condición #C09 y la Condición #C10) en algunos esquemas de modulación. En tal caso, las siguientes condiciones se aplican en lugar de la Condición #C05, la Condición #C06 y la Condición #C07.

(Condición #C11) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka - Kb| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

(Condición #C12) La diferencia entre Ka,i y ¾,? cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka,i - Kb,i| cumple O ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

(Condición #C13) La diferencia entre Ka,2 y Kb,2 cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka,2 - ¾,2| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... 2n-l, 2n (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0=b=2n) , a ? b) .

Como alternativa, la Condición #C11, la Condición #C12 y la Condición #C13 pueden expresarse tal como sigue.

(Condición #C14) La diferencia entre Ga y Gb cumple 0, 1 ó 2. Es decir, | Ga - Gb| cumple 0, 1 ó 2 (Va, Vb, donde a, b = 1 , 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n, b denota un entero que cumple l=b=n) , a ? b) y La diferencia entre 2xG0 y Ga cumple 0, 1 ó 2. Es decir, |2xG0 - Ga | cumple 0, 1 ó 2 (Va, donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n) ) .

(Condición #C15) La diferencia entre Ga,i y Gb/i cumple 0, 1 ó 2. Es decir, |Ga,i - Gb(1| cumple 0, 1 ó 2 (Va, Vb, donde a, b = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n, b denota un entero que cumple l=b=n) , a ? b) y La diferencia entre 2xG0,i y Ga>i cumple O, 1 6 2. Es decir, |2xG0,i - Ga,i| cumple O, 1 ó 2 (Va, donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n) ) .

(Condición #C16) La diferencia entre Ga,2 y Gb,2 cumple 0, 1 ó 2. Es decir, |Ga,2 - Gb, 21 cumple 0, 1 ó 2 (Va, Vb, donde a, b = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n, b denota un entero que cumple l=b=n) , a ? b) y La diferencia entre 2xG0,2 Y Ga>2 cumple 0, 1 ó 2.

Es decir, |2xG0)2 - Ga>2| cumple 0, 1 ó 2 (Va, donde a = 1, 2 ... n-1, n (a denota un entero que cumple l=a=n) ) .

Tal como ya se describió, se elimina el desvío entre los valores de cambio de fase que se usan para transmitir los bloques codificados creando una relación entre el bloque codificado y los valores de cambio de fase. De este modo, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, se necesitan N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para la modalidad del cambio de fase con un período (ciclo) de N con un esquema de cambio de fase regular. De por sí, se preparan N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) P[0] , P[l] , P[2] ... P[N-2] , y P[N-1] . Sin embargo, existen esquemas para ordenar las fases en el orden establecido con respecto al dominio de frecuencia. En ese sentido, no está prevista ninguna limitación. Los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) P[0] , P[l] , P[2] ... P[N-2] , y P[N-1] también pueden cambiar las fases de bloques en el dominio de tiempo o en el dominio de tiempo- frecuencia para obtener una configuración de símbolos como se describe en la modalidad 1. Aunque los ejemplos precedentes explican un esquema de cambio de fase con un período (ciclo) de N, los mismos efectos pueden obtenerse usando N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) de forma aleatoria. Es decir, los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) no siempre necesitan tener periodicidad regular. En tanto se cumplan las condiciones precedentemente descritas, pueden lograrse mejoras en la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

Asimismo, dada la existencia de modos para los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, la transmisión de corriente única y los esquemas que usan un cambio de fase regular, el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación base) puede seleccionar cualquiera de esos esquemas de transmisión.

Como se describe en literatura no de patente 3, los esquemas MIMO de multiplexación espacial implican transmitir las señales si y s2, que se correlacionan usando un esquema de modulación seleccionado, en cada una de dos antenas diferentes. Los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija implican realizar la precodificación únicamente (sin ningún cambio de fase) . Además, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo se describen en literatura no de patente 9, 16, y 17. Los esquemas de transmisión de corriente única implican transmitir la señal si, correlacionada con un esquema de modulación seleccionado, desde una antena después de realizar el procesamiento predeterminado .

Los esquemas que usan transmisión de muítiportadora tal como OFDM implican un primer grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras y un segundo grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras diferentes del primer grupo de portadoras, etc., de manera que la transmisión de multiportadora se realiza con múltiples grupos de portadoras. Para cada grupo de portadoras, puede usarse cualquiera de los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, la transmisión de corriente única, y los esquemas que usan un cambio de fase regular. En particular, se usan preferentemente los esquemas que usan un cambio de fase regular en un grupo seleccionado de (sub- ) portadoras para realizar la presente modalidad.

Cuando se realiza un cambio de fase, por ejemplo, mediante un valor de cambio de fase para P[i] de X radianes en sólo una señal de banda base precodificada, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX . Después, cuando se realiza un cambio de fase, por ejemplo, mediante un conjunto de cambio de fase para P[i] de X radianes e Y radianes en ambas señales de banda base precodificadas , los cambiadores de fase de las figuras 26, 27, 28, 52 y 54 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por e]X y multiplican la señal de banda base precodificada zl ' por ejY.

Modalidad C7 La presente modalidad describe un esquema para cambiar regularmente la fase, específicamente como se efectúa en la modalidad Al y la modalidad C6 , cuando se realiza la codificación usando los códigos de bloque como se describe en literatura no de patente 12 a 15, tales como los códigos QC LDPC (pueden usarse no sólo los códigos QC-LDPC sino también los códigos LDPC (bloque) ) , los códigos concatenados LDPC y BCH, turbo códigos o turbo códigos d o-binarios , etc. El siguiente ejemplo considera un caso en que se transmiten dos corrientes si y s2. Cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque y no es necesaria la información de control y similar, la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado coincide con la cantidad de bits que constituyen cada código de bloque (puede incluirse además la información de control etc. descrita a continuación). Cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque o similar y se requiere información de control o similar (por ejemplo, parámetros de transmisión CRC) , la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado es la suma de la cantidad de bits que constituyen los códigos de bloque y la cantidad de bits que constituyen la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en un bloque codificado cuando se usan códigos de bloque. La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 4, y el dispositivo de transmisión tiene sólo un codificador. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora tal como OFDM) .

Entonces, dado que el dispositivo de transmisión de la figura 4 transmite dos corrientes simultáneamente, 1500 de los precedentemente mencionados que necesitan 3000 cuando el esquema de modulación es QPSK se asignan a si y los otros 1500 símbolos se asignan a s2. De este modo, se requieren 1500 intervalos para transmitir los 1500 símbolos (de aquí en adelante, intervalos) para cada una de si y s2.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular, que tiene un período (ciclo) de cinco. Los valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) preparados para cambiar regularmente la fase con un período (ciclo) de cinco son P[0], P[l], P[2], P[3] y P[4]. Sin embargo, P[0], P[l], P[2], P[3] y P[4] deben incluir al menos dos diferentes valores de cambio de fase (es decir, P[0], P[l], P[2], P[3], y P[4] pueden incluir valores idénticos de cambio de fase). (Como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, dos valores de cambio de fase se necesitan para cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl' y z2 ' . Estos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, deben prepararse idealmente cinco conjuntos de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias.

Para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 300 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 300 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización del valor de cambio de fase causa gran influencia que debe ejercer el valor de cambio de fase más frecuentemente usado, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Asimismo, para los precedentemente descritos 750 intervalos necesarios a fin de transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 16-QA , el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 150 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 150 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 150 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 150 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 150 intervalos.

Además, para los precedentemente descritos 500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 64-QAM, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 100 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 100 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 100 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 100 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 100 intervalos.

Tal como ya se describió, los valores de cambio de fase usados en el esquema de cambio de fase que cambia regularmente entre los valores de cambio de fase con un período (ciclo) de N se expresan como P[0], P[l] ... P[N-2], P[N-1]. Sin embargo, P[0], P[l]... P[N-2], P[N-1] deben incluir al menos dos diferentes valores de cambio de fase (es decir, P[0], P[l]... P[N-2], P [N-l] pueden incluir valores idénticos de cambio de fase) . A fin de transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los K0 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los Ki intervalos, el valor de cambio de fase P[i] se usa en los Ki intervalos (donde i = 0, 1, 2..U-1) , y el valor de cambio de fase P[N-1] se usa en los KN_! intervalos, de manera que se cumple la Condición #C17.

(Condición #C17) 0 = Ki ...= Ki = ... KN_i. Es decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0<a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema admitido para usarlo, debe cumplirse preferentemente la Condición #C17 para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , Puede no cumplirse la Condición #C17 en algunos esquemas de modulación. En tal caso, se aplica la siguiente condición en lugar de la Condición #C17.

(Condición #C18) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka - Kb| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=2n, b denota un entero que cumple 0<b<2n) , a ? b) .

Tal como se muestra en la figura 35, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, siendo 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAM y 1000 símbolos para 64-QAM.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 12 transmiten, cada uno, dos corrientes a la vez, y tienen dos codificadores. De este modo, las dos corrientes transmiten, cada una, diferentes bloques de códigos. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, dos bloques codificados extraídos de si y s2 se transmiten dentro del mismo intervalo, por ejemplo, se transmite un primer bloque codificado extraído de si, después se transmite un segundo bloque codificado extraído de s2. De por sí, se necesitan 3000 intervalos para transmitir los bloques codificados primero y segundo.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular, que tiene un período (ciclo) de cinco. Es decir, el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 4 usa cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) P[0], P[l], P[2], P[3], y P[4] para lograr el período (ciclo) de cinco. Sin embargo, P[0], P[l], P[2], P[3], y P[4] deben incluir al menos dos diferentes valores de cambio de fase (es decir, P[0], P[l], P[2], P[3], y P[4] pueden incluir valores idénticos de cambio de fase) . (Como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2 ' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase para cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Estos dos valores de cambio de fase se denominan un conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, deben prepararse idealmente cinco conjuntos de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias) . Los cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) necesarios para el período (ciclo) de cinco se expresan como P[0], P[l], P[2], P[3], y P[4].

Para los precedentemente descritos 3000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen el par de bloques codificados cuando el esquema de modulación es QPSK, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 600 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 600 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 600 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización del valor de cambio de fase causa gran influencia que debe ejercer el valor de cambio de fase más frecuentemente usado, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Además, a fin de transmitir el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 600 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 600 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 600 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 600 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 600 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen el par de bloques codificados cuando el esquema de modulación es 16-QAM, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 300 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 300 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 300 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 300 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 300 veces. Por eso, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los intervalos de 300 veces, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los intervalos de 300 veces, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los intervalos de 300 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen el par de bloques codificados cuando el esquema de modulación es 64-QAM, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P[2] se usa en los 200 intervalos, el valor de cambio de fase P[3] se usa en los 200 intervalos, y el valor de cambio de fase P[4] se usa en los 200 intervalos.

Tal como ya se describió, los valores de cambio de fase usados en el esquema de cambio de fase que cambia regularmente entre los valores de cambio de fase con un período (ciclo) de N se expresan como P[0], P[l] ... P[N-2], P[N-1]. Sin embargo, P[0], P[l]... P[N-2], P[N-1] deben incluir al menos dos diferentes valores de cambio de fase (es decir, P[0] , P[l]... P[N-2] , P[N-1] pueden incluir valores idénticos de cambio de fase) . A fin de transmitir todos los bits que constituyen dos bloques codificados, el valor de cambio de fase P[0] se usa en los K0 intervalos, el valor de cambio de fase P[l] se usa en los Kx intervalos, el valor de cambio de fase P[i] se usa en los K¿ intervalos (donde i = 0, 1, 2...N-1 (i denota un entero que cumple 0=i=N-l)) , y el valor de cambio de fase P[N-1] se usa en los KN_i intervalos, de manera que se cumple la Condición #C19.

(Condición #C19) K0 = Ki ...= Ki = ... KN-L ES decir, Ka = Kb (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0<a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

A fin de transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa K0,i veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa ??,? veces, el valor de cambio de fase P[i] se usa KÍ , I (donde i = 0, 1, 2 ... N-l (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y el valor de cambio de fase P[N-1] se usa ¾-u veces (Condición #C20) K0,i = ??,? = ... Ki(i = ... Es decir, Ka,i = Kb,i (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

A fin de transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, el valor de cambio de fase P[0] se usa K0,2 veces, el valor de cambio de fase P[l] se usa K1>2 veces, el valor de cambio de fase P[i] se usa Kj.(2 (donde i = 0, 1, 2 ... N-l (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y el valor de cambio de fase P[N-1] se usa KN_1(2 veces (Condición #C21) Ko,2 = Ki_2 = — Ki(2 = — KN-1,2- ES decir, ?3?2 = ¾,,2 (Va y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema admitido para usarlo, deben cumplirse preferentemente la Condición #C19, la Condición #C20 y la Condición #C21 para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) y algunos esquemas de modulación pueden no cumplir la Condición #C19, la Condición #C20 y la Condición #C21. En tal caso, las siguientes condiciones se aplican en lugar de la Condición #C19, Condición #C20, y Condición #C21.

(Condición #C22) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, IKa - Kb| cumple O ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (donde a y b son enteros entre 0 y N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

(Condición #C23) La diferencia entre Ka,i y Kb,i cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka,i - Kb,i| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

(Condición #C24) La diferencia entre Ka,2 y ¾,2 cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka,2 - K , 21 cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Tal como ya se describió, se elimina el desplazamiento entre los valores de cambio de fase que se usan para transmitir los bloques codificados creando una relación entre el bloque codificado y los valores de cambio de fase. Como tal, la calidad de recepción de los datos puede ser mejorada por el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) son necesarios a fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de N con el esquema para un cambio de fase regular. Como tales, se preparan N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) P[0], P[l], P[2] ... P[N-2], y P[N-1]. Sin embargo, existen esquemas para el ordenamiento de las fases en el orden establecido con respecto al dominio de frecuencia. En este sentido, no está prevista ninguna limitación. Los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) P[0], P[l], P[2] ... P[N-2], y P[N-1] también pueden cambiar las fases de bloques en el dominio de tiempo o en el dominio de tiempo- frecuencia para obtener una configuración de símbolos como se describe en la Modalidad 1. Aunque los ejemplos precedentes describen un esquema de cambio de fase con un período (ciclo) de N, los mismos efectos son obtenibles usando N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) aleatoriamente. Es decir, los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) no siempre necesitan tener una periodicidad regular. Siempre que se cumplen las condiciones precedentemente descritas, mejoras de gran calidad son realizables en la recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

Además, dada la existencia de modos para los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo, la transmisión de corriente única y los esquemas que usan un cambio de fase regular, el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación base) puede seleccionar cualquiera de estos esquemas de transmisión.

Como se describe en literatura no de patente 3, los esquemas MIMO de multiplexación espacial involucran las señales de transmisión si y s2 que se correlacionan usando un esquema de modulación seleccionado en cada una de dos diferentes antenas. Los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija involucran sólo la modalidad de la precodificación (sin cambio de fase) . Además, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo se describen en literatura no de patente 9, 16, y 17. Los esquemas de transmisión de corriente única involucran transmitir una señal si correlacionada con un esquema de modulación seleccionado desde una antena después de realizar un procesamiento predeterminado.

Los esquemas que usan la transmisión de multiportadoras tal como OFDM involucran un primer grupo de portadoras compuesto de múltiples portadoras y un segundo grupo de portadoras compuesto de múltiples portadoras diferentes del primer grupo de portadoras, y así sucesivamente, de modo tal que la transmisión de multiportadoras se realiza con múltiples grupos de portadoras. Para cada grupo de portadoras, se puede usar cualquiera de los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo, la transmisión de única corriente y los esquemas que usan un cambio de fase regular. En particular, se usan preferentemente los esquemas que usan un cambio de fase regular en un (sub-) grupo seleccionado de portadoras para realizar la presente modalidad.

Cuando un cambio de fase, por ejemplo, un valor de cambio de fase para P[i] de X radianes se realiza en sólo una señal de banda base precodificada, los cambiadores de fase de figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51, y 53 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX . Entonces, cuando un cambio de fase, por ejemplo, de un conjunto de cambio de fase para P[i] de X radianes e Y radianes se realiza en ambas señales de banda base precodificadas , los cambiadores de fase de las figuras 26, 27, 28, 52, y 54 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX y multiplican la señal de banda base precodificada zl ' por ejY.

Modalidad DI La presente modalidad se describe primero como una variación de Modalidad 1. La figura 67 ilustra un dispositivo de transmisión ej emplificativo pertinente a la presente modalidad. Los componentes de la misma que operan idénticamente a los de la figura 3 usan los mismos números de referencia que en aquella y la descripción de la misma se omite por simplicidad a continuación. La figura 67 difiere de la figura 3 en la inserción de un cambiador de señales de banda base 6702 siguiendo directamente las unidades de ponderación. Por consiguiente, las siguientes operaciones están principalmente centradas en el cambiador de la señal de banda base 6702.

La figura 21 ilustra la configuración de las unidades de ponderación 308A y 308B. El área de la figura 21 encerrada por la línea de guiones representa una de las unidades de ponderación. La señal de banda base 307A se multiplica por wll para obtener wll-slCt), y se multiplica por w21 para obtener w21-sl(t) . De manera similar, la señal de banda base 307B se multiplica por wl2 para obtener wl2-s2(t), y se multiplica por w22 para obtener w22-s2(t). A continuación, se obtienen zl(t) = wll- si (t) + wl2-s2(t) y z2(t) = w21-sl(t) + w22-s22(t). Aquí, como se explica en la Modalidad 1, sl(t) y s2(t) hay señales de banda base moduladas de acuerdo con un esquema de modulación tal como BPSK, QPSK, 8-PSK, 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM, 256-QAM, 16-APSK etc. Ambas unidades de ponderación realizan la ponderación usando una matriz de precodificación fija. El valor de cambio de fase usa, por ejemplo, el esquema de la Fórmula 62, y cumple las condiciones de la Fórmula 63 o la Fórmula 64, todo lo cual se expone a continuación. Sin embargo, éste es sólo un ejemplo. El valor de a no se limita a la Fórmula 63 y la Fórmula 64, y puede, por ejemplo, ser 1, o puede ser 0 (a es preferentemente un número real mayor o igual a 0, pero también puede ser un número imaginario) .

Aquí, el valor de cambio de fase es [Matemática 62] (Fórmula 62) En la Fórmula 62, arriba, a está dado [Matemática 63] (Fórmula 63) V?+4 a - 42+2 Como alternativa, en la Fórmula 62, arriba, puede dado por: [Matemática 64] (Fórmula 64) V2 + 3 + V5 a = V2 +3- V5 Como alternativa, el valor de cambio de fase no se restringe a la de la Fórmula 62, sino que también puede ser: [Matemática 65] (Fórmula 65) v w2l Donde a = ?e?d?, b = BeJ'512, c = Cej52\ y d = DeJ'522. Además, uno de a, b, c, y d puede ser igual a cero. Por ejemplo: (1) a puede ser cero en tanto que b, c, y d son no cero, (2) b puede ser cero en tanto que a, c, y d son no cero, (3) c puede ser cero en tanto que a, b, y d son no cero, o (4) d puede ser cero en tanto que a, b, y c son no cero .

Como alternativa, cualesquiera dos de a, b, c, y d puede ser igual a cero. Por ejemplo, (1) a y d puede ser cero en tanto que b y c son no cero, o (2) b y c puede ser cero en tanto que a y d son no cero.

Cuando cualquiera del esquema de modulación, los códigos de corrección de errores, y la tasa de codificación de los mismos son cambiados, el valor de cambio de fase en uso también se puede establecer y cambiar o la misma matriz de precodificación puede ser usada tal como está.

A continuación, se describe el cambiador de la señal de banda base 6702 de la figura 67. El cambiador de la señal de banda base 6702 toma la señal ponderada 309A y la señal ponderada 316B como entrada, realiza el cambio de la señal de banda base, y da salida a una señal de banda base cambiada 6701A y la señal de banda base cambiada 6701B. Los detalles del cambio de la señal de banda base son como se describe con referencia a la figura 55. El cambio de la señal de banda base que se realiza en la presente modalidad difiere del de la figura 55 en términos de la señal usada para cambiar. Lo que sigue describe el cambio de la señal de banda base de la presente modalidad con referencia a la figura 68.

En la figura 68, la señal ponderada 309A(pl(i)) tiene un componente en fase I de Ipi(i) y un componente de cuadratura Q de Qpi(i), mientras que la señal ponderada 316B(p2(i)) tiene un componente en fase I de Ip2(i) y un componente de cuadratura Q de QP2(i). En contraste, la señal de banda base cambiada 6701A(ql(i)) tiene un componente en fase I de Iqi(i) y un componente de cuadratura Q de Qqi(i), mientras que la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i) tiene un componente en fase I de Iq2(i) y un componente de cuadratura Q de Qq2(i). (Aquí, i representa (orden de tiempo o de (portadora) frecuencia) . En el ejemplo de la figura 67, i representa el tiempo, aunque i puede representar también la (portadora) frecuencia cuando la figura 67 se aplica a un esquema OFDM, como en la figura 12. Estos puntos se elaboran a continuación) .

Aquí , los componentes de banda base se cambian por el cambiador de la señal de banda base 6702, de manera que: ¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i) , el componente en fase I puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura Q puede ser Qp2(i), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase I puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura q puede ser Qpi(i) . La señal modulada correspondiente a una señal de banda base cambiada ql(i) es transmitida por la antena de transmisión 1 y la señal modulada correspondiente a una señal de banda base cambiada q2(i) es transmitida desde la antena de transmisión 2, simultáneamente en una frecuencia común. Como tal, la señal modulada correspondiente a una señal de banda base cambiada ql(i) y la señal modulada correspondiente a una señal de banda base cambiada q2(i) se transmiten desde antenas diferentes, simultáneamente en una frecuencia común. Como alternativa, ¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i), y para la señal de banda' base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2( i) · ¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser lp2(i) , y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qp2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i) , el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser QP2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i) , el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser QP2(i) y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser IP2(i) · Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser QP2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i) , y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qp2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i) , el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser QP2(i) · Para la señal de banda base cambiada q2(i) , el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Q2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qp2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) . - Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ipl(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2(i)/ y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ipi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2(i) i y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i) · - Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qp2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i) , y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qp2(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i) , y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i) .

Como alternativa, las señales ponderadas 309A y 316B no se limitan al cambio precedentemente descrito del componente en fase y del componente de cuadratura. El cambio se puede realizar en los componentes en fase y en los componentes de cuadratura mayores que los de las dos señales.

También, mientras que los ejemplos precedentes describen el cambio realizado en las señales de banda base que tienen una fecha-hora común ( (sub- ) portadora) frecuencia común) , las señales de banda base que se cambian no necesitan tener necesariamente una fecha-hora común (( sub- ) portadora) frecuencia común) . Por ejemplo, cualquiera de lo siguiente es posible.

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser QP2(i+ ), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i+v).

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i+w), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser QPi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i+v), y para la señal de banda base cambiada q2(i) , el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i+w), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpl(i+v).

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v) , y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser lpl(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser QP2(i+ ), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i+w).

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i) , el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser QPi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipi(i+v), y para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i+w), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip (i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpl(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i) , el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ip2(i+w), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpl(i+v).

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qp2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser QPi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i) , el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qp2(i+w), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi (i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2 (i) , el componente en fase puede ser Ipi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser QP2(i+w), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser IP2 (i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2(i), el componente en fase puede ser QP2(i+ ) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Ip2(i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Qpi (i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada q2 (i) , el componente en fase puede ser QP2<i+w) mientras que el componente de cuadratura puede ser Ipl(i+v), y para la señal de banda base cambiada ql(i), el componente en fase puede ser Qpi(i+v) mientras que el componente de cuadratura puede ser IP2 (i+w) .

Aquí, la señal ponderada 309A(pl(i)) tiene un componente en fase I de Ipi(i) y un componente de cuadratura Q de Qpi(i), mientras que la señal ponderada 316B (p2 (i) ) tiene un componente en fase I de Ip2(i) y un componente de cuadratura Q de QP2(i) . En contraste, la señal de banda base cambiada 6701A(ql(i)) tiene un componente en fase I de Iqi(i) y un componente de cuadratura Q de Qqi(i), mientras que la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i)) tiene un componente en fase Iq2(i) y un componente de cuadratura Q de Qq2(i) .

En la figura 68, tal como ya se describió, la señal ponderada 309A(pl(i)) tiene un componente en fase I de Ipi(i) y un componente de cuadratura Q de Qpi(i) , mientras que la señal ponderada 316B(p2(i)) tiene un componente en fase I de Ip2(i) y un componente de cuadratura Q de QP2(i) · En contraste, la señal de banda base cambiada 6701A(ql(i)) tiene un componente en fase I de Iqi(i) y un componente de cuadratura Q de Qqi(i), mientras que la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i)) tiene un componente en fase Iq2(i) y un componente de cuadratura Q de Qq2(i).

Como tales, el componente en fase I de Iqi(i) y el componente de cuadratura Q de Qqi(i) de la señal de banda base cambiada 6701A(ql(i)) y el componente en fase Iq2(i) y el componente de cuadratura Q de Qq2(i) de la señal de banda base 6701B(q2(i)) son expresables como cualquiera de los anteriores.

Como tal, la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada 6701A(ql(i)) es transmitida desde la antena de transmisión 312A, mientras que la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i)) es transmitida desde la antena de transmisión 312B, siendo ambas transmitidas simultáneamente en una frecuencia común. De esta manera, las señales moduladas correspondientes a una señal de banda base cambiada 6701A (ql(i)) y la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i)) se transmiten desde antenas diferentes, simultáneamente en una frecuencia común.

El cambiador de fase 317B toma la señal de banda base cambiada 6701B y la información del esquema de procesamiento de señales 315 como entrada y cambia regularmente la fase de señal de banda base cambiada 6701B para salida. Este cambio regular es un cambio de fase que se realiza de acuerdo con un patrón de cambio de fase predeterminado que tiene un período predeterminado (ciclo) (por ejemplo, cada n símbolos (donde n es un entero, n = 1) o en un intervalo predeterminado) . El patrón de cambio de fase se describe en detalle en la Modalidad 4.

La unidad inalámbrica 310B toma la señal de cambio postfase 309B como entrada y realiza un procesamiento tal como modulación de cuadratura, limitación de banda, conversión de frecuencia, amplificación, etc., luego da salida a la señal de transmisión 311B. La señal de transmisión 311B sale entonces como ondas radiales por una antena 312B.

La figura 67, muy similar a la figura 3, se describe como teniendo múltiples codificadores. Sin embargo, la figura 67 también puede tener un codificador y un distribuidor como la figura 4. En tal caso, las señales que salen por el distribuidor son las respectivas señales de entrada para el interpolador, mientras que el subsiguiente procesamiento permanece tal como ya se describió para la figura 67, a pesar de los cambios que se requieren de ese modo.

La figura 5 ilustra un ejemplo de una configuración de trama en el dominio de tiempo para un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad. El símbolo 500_1 es un símbolo para notificar el dispositivo de recepción del esquema de transmisión. Por ejemplo, el símbolo 500_1 transporta información tal como el esquema de corrección de errores que se usa para transmitir los símbolos de datos, la tasa de codificación del mismo y el esquema de modulación usado para transmitir los símbolos de datos.

El símbolo 501_2 es para estimar las fluctuaciones de canal para la señal modulada z2 (t) (donde t es el tiempo) transmitido por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u (en el dominio de tiempo) . El símbolo 503_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

El símbolo 501_2 es para estimar las fluctuaciones de canal para la señal modulada z2(t) (donde t es el tiempo) transmitido por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada z2 (t) como el número de símbolo u. El símbolo 503_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

Aquí, los símbolos de zl(t) y de z2(t) que tienen la misma fecha-hora (idéntica sincronización) se transmiten desde la antena de transmisión usando la misma frecuencia (común/compartida) .

Lo que sigue describe las relaciones entre las señales moduladas zl(t) y z2 (t) transmitidas por el dispositivo de transmisión y las señales recibidas rl(t) y r2 (t) recibidas por el dispositivo de recepción.

En la figura 5, 504#1 y 504#2 indican las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión, mientras que 505#1 y 505#2 indican las antenas de recepción del dispositivo de recepción. El dispositivo de transmisión transmite la señal modulada zl(t) desde la antena de transmisión 504#1 y transmite la señal modulada z2(t) desde la antena de transmisión 504#2. Aquí, se asume que las señales moduladas zl(t) y z2(t) ocupan la misma frecuencia (común/compartida) (ancho de banda) . Las fluctuaciones de canal en las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y las antenas del dispositivo de recepción son h1:L(t), ^ít), h2i(t), y h22(t), respectivamente. Asumiendo que la antena de recepción 505#1 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida rl(t) y que la antena de recepción 505#2 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida r2 (t) , se mantiene la siguiente relación.

[Matemática 66] (Fórmula 66) La figura 69 se relaciona con el esquema de ponderación (el esquema de precodificación) , el esquema de cambio de banda base, y el esquema de cambio de fase de la presente modalidad. La unidad de ponderación 600 es una versión combinada de las unidades de ponderación 308A y 308B de la figura 67. Tal como se muestra, la corriente sl(t) y la corriente s2 (t) corresponden a las señales de banda base 307A y 307B de la figura 3. Es decir, las corrientes sl(t) y s2(t) son señales de banda base constituidas por un componente en fase I y un componente de cuadratura Q de conformidad con la correlación efectuada por un esquema de modulación tal como QPSK, 16-QAM, y 64-QAM. Tal como lo indica la configuración de trama de la figura 69, la corriente sl(t) se representa como si (u) en el número de símbolo u, como si (u+1) en el número de símbolo u+1, etc. De manera similar, la corriente s2 (t) se representa como s2 (u) en el número de símbolo u, como s2(u+l) en el número de símbolo u+1, etc. La unidad de ponderación 600 toma las señales de banda base 307A (sl(t)) y 307B (s2(t)) así como también la información del esquema de procesamiento de señales 315 de la figura 67 como entrada, realiza la ponderación de acuerdo con la información del esquema de procesamiento de señales 315, y da salida a las señales ponderadas 309A (px(t)) y 316B(p2(t)) de la figura 67.

Aquí, dado el vector Wl = (wll,wl2) de la primera fila del valor de cambio de fase fija F, pi(t) puede expresarse como la Fórmula 67, a continuación.

[Matemática 67] (Fórmula 67) p\{t) =W\s\(t) Aquí, dado el vector W2 = (w21, 22) de la primera fila del valor de cambio de fase fija F, p2(t) puede expresarse como la Fórmula 68, a continuación.

[Matemática 68] (Fórmula 68) p2(f) =W2í2(í) Por consiguiente, el valor de cambio de fase F se puede expresar tal como sigue.

[Matemática 69] (Fórmula 69) Después de que las señales de banda base se cambiaron, la señal de banda base cambiada 6701A(qi(i)) tiene un componente en fase I de Iq^i) y un componente de cuadratura Q de Qpi(i) , y la señal de banda base cambiada 6.701B (q2 (i) ) tiene un componente en fase I de Iq2(i) y un componente de cuadratura Q de Qq2(i) . Las relaciones entre todos estos son como se señaló anteriormente . Cuando el cambiador de fase usa la fórmula de cambio de fase y(t) , la señal de banda base de cambio postfase 309B(q'2(i)) está dada por la Fórmula 70, a continuación.

[Matemática 70] (Fórmula 70) q2 t) = y{t)q2(t) Aquí, y(t) es una fórmula de cambio de fase que obedece un esquema predeterminado. Por ejemplo, dado un período (ciclo) de cuatro y fecha-hora u, la fórmula de cambio de fase se puede expresar como la Fórmula 71, a continuación .

[Matemática 71] (Fórmula 71) y(u) =Vo De manera similar, la fórmula de cambio de fase para la fecha-hora u+1 puede ser, por ejemplo, como la dada por la Fórmula 72.

[Matemática 72] (Fórmula 72) y (u + 1) = e 2 Es decir, la fórmula de cambio de fase para la fecha-hora u+k se generaliza a la Fórmula 73.

[Matemática 73] (Fórmula 73) .k y (u + k ) = e 2 Obsérvese que desde la Fórmula 71 hasta la Fórmula 73 se dan sólo como un ejemplo de un cambio de fase regular.

Asimismo, aunque la Fórmula 71 a la Fórmula 73 precedentes representan una configuración en la que se lleva a cabo un cambio de fase a través de la rotación por fases consecutivas predeterminadas (en la fórmula anterior, cada u/2) , el cambio de fase no necesita rotar en una cantidad constante, sino que puede ser aleatorio. Por ejemplo, de acuerdo con el período predeterminado (ciclo) de y(t) , la fase puede cambiar por medio de la multiplicación secuencial, tal como se muestra en la Fórmula 74 y la Fórmula 75. El punto clave del cambio de fase regular es que la fase de la señal modulada cambia regularmente. La relación de varianza del grado del cambio de fase es preferentemente lo más uniforme posible, tal como de -n radianes a n radianes. Sin embargo, dado que esto describe una distribución, también es posible la varianza aleatoria.

[Matemática 74] (Fórmula 74) .p .2p .3p ?p ejJo ? eJl5 ? e 5 ? eJT 5 — eJT5 [Matemática 75] (Fórmula 75) De por sí, la unidad de ponderación 600 de la figura 6 realiza la precodificacion usando ponderaciones de precodificación fijas y predeterminadas, y el cambiador de la señal de banda base realiza el cambio de la señal de banda base tal como ya se describió, y el cambiador de fase cambia la fase de la señal de entrada a la misma mientras que varía regularmente el grado de cambio.

Cuando una matriz de precodificación especializada se usa en el entorno LOS, la calidad de recepción es probable que se mejore extraordinariamente. Sin embargo, según las condiciones de las ondas directas, los componentes de fase y amplitud de la onda directa pueden diferir enormemente del valor de cambio de fase especializada, en la recepción. El entorno LOS tiene ciertas reglas. De esta manera, la calidad de recepción de los datos mejora tremendamente a través de un cambio regular de la fase de la señal de transmisión que obedece esas reglas . La presente invención ofrece un esquema de procesamiento de señales para mejorar el entorno LOS.

La figura 7 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de recepción 700 que pertenece a la presente modalidad. La unidad inalámbrica 703_X recibe, como entrada, la señal recibida 702_X que es recibida por la antena 701_X, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia, demodulación por cuadratura, y similares y da salida a la señal de banda base 704_X.

El estimador de fluctuación de canal 705_1 para la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de hn de la Fórmula 66, y da salida a la señal de estimación de canal 706_1.

El estimador de fluctuación de canal 705_2 para la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h12 de la Fórmula 66, y da salida a la señal de estimación de canal 706_2.

La unidad inalámbrica 703_Y recibe, como entrada, la señal recibida 702_Y que es recibida por la antena 701_X, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia, demodulación por cuadratura, y similares y da salida a la señal de banda base 704_Y.

El estimador de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h2i de la Fórmula 66, y da salida a la señal de estimación de canal 708_1.

El estimador de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h22 de la Fórmula 66, y da salida a la señal de estimación de canal 708_2.

Un decodificador de información de control 709 recibe la señal de banda base 704_X y la señal de banda base 704_Y como entrada, detecta el símbolo 500_1 que indica el esquema de transmisión de la figura 5, y da salida a una señal de información del esquema de transmisión del dispositivo de transmisión 710.

Un procesador de señales 711 toma las señales de banda base 704_X y 704_Y, las señales de estimación de canal 706 _1, 706_2, 708_1, y 708_2, y la señal de información del esquema de transmisión 710 como entrada, realiza la detección y la decodificación, y luego da salida a datos recibidos 712_1 y 712_2.

A continuación, las operaciones del procesador de señales 711 de la figura 7 se describen en detalle. La figura 8 ilustra una configuración ej emplificativa del procesador de señales 711 que pertenece a la presente modalidad. Tal como se muestra, el procesador de señales 711 está principalmente constituido por un detector de INNER MIMO, un decodificador de entrada/salida de software, y un generador de coeficientes. Literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 describen el esquema de decodificación iterativa con esta estructura. El sistema MIMO descrito en literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 es un sistema MIMO de multiplexación espacial, mientras que la presente modalidad difiere de literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3 en describir un sistema MIMO que cambia regularmente la fase en el tiempo, mientras que usa el valor de cambio de fase y realiza el cambio de señal de banda base. Tomando la matriz (canal) H(t) de la Fórmula 66 y luego dejando que la matriz de ponderación de precodificación de la figura 69 sea F (aquí, una matriz de precodificación fija permanece sin cambios para una determinada señal recibida) y dejando que la fórmula de cambio de fase usada por el cambiador de fase de la figura 69 sea Y(t) (aquí, Y(t) cambia en el tiempo t) , luego dado el cambio de la señal de banda base, el vector de recepción R(t) (rl (t) , r2 (t) ) T y el vector de corriente S(t) (si (t) , s2 (t) ) T llevan al método de decodificación de literatura no de patente 2 y literatura no de patente 3, que de esta manera permite la detección de MIMO.

Por consiguiente, el generador de coeficientes 819 de la figura 8 toma una señal de información del esquema de transmisión 818 (correspondiente a 710 de la figura 7) indicada por el dispositivo de transmisión (información para especificar el valor de cambio de fase fija en uso y el patrón de cambio de fase usado cuando se cambia la fase) y da salida a una señal de información del esquema de procesamiento de señales 820.

El detector de INNER MIMO 803 toma la señal de información del esquema de procesamiento de señales 820 como entrada y realiza la detección iterativa y la decodificación usando la señal. Las operaciones se describen a continuación.

El procesador ilustrado en la figura 8 usa un esquema de procesamiento, como se ilustra en la figura 10, para realizar la decodificación iterativa (detección iterativa) . Primero, se realiza la detección de una palabra de código (o una trama) de la señal modulada (corriente) si y de una palabra de código (o una trama) de la señal modulada (corriente) s2. Como resultado, la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit de la palabra de código (o trama) de la señal modulada (corriente) si y de la palabra de código (o trama) de la señal modulada (corriente) s2 se obtienen del decodificador de entrada/salida de software. A continuación, la razón de verosimilitud logarítmica se usa para realizar una segunda vuelta de detección y la decodificación. Esas operaciones (que se referencian como decodificación iterativa (detección iterativa)) se realizan múltiples veces. Las siguientes operaciones se centran en la creación de la razón de verosimilitud logarítmica de un símbolo en un tiempo específico dentro de una trama.

En la figura 8, una memoria 815 toma la señal de banda base 801X (correspondiente a la señal de banda base 704_X de la figura 7) , la señal del grupo de estimación de canal 802X (correspondiente a las señales de estimación de canal 706_l y 706_2 de la figura 7) , la señal de banda base 801Y (correspondiente a la señal de banda base 704_Y de la figura 7) , y la señal del grupo de estimación de canal 802Y (correspondiente a las señales de estimación de canal 708_1 y 708_2 de la figura 7) como entrada, realiza la decodificación iterativa (detección iterativa) , y almacena la matriz resultante como un grupo de señales de canal transformadas. Entonces, la memoria 815 da salida a las señales precedentemente descritas según sea necesario, específicamente como la señal de banda base 816X, la señal transformada del grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y, y la señal transformada del grupo de estimación de canal 817Y.

(Detección inicial) El detector de I NER MIMO 803 toma la señal de banda base 801X, la señal del grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y, y la señal de grupo de estimación de canal 802Y como entrada. Aquí, el esquema de modulación para la señal modulada (corriente) si y la señal modulada (corriente) s2 se describe como 16-QAM.

El detector de INNER MIMO 803 primero computa un punto de señal candidata correspondiente a la señal de banda base 801X de los grupos de señales de estimación de canal 802X y 802Y. La figura 11 representa tal cálculo. En la figura 11, cada punto negro es un punto de señal candidata en el plano IQ. Dado que el esquema de modulación es 16-QAM, existen 256 puntos de señal candidata. (Sin embargo, la figura 11 es sólo una representación y no indica todos los 256 puntos de señal candidata) . Dejando que los cuatro bits transmitidos en la señal modulada si sean bO, bl, b2 , y b3 y los cuatro bits transmitidos en la señal modulada s2 sean b4, b5, b6 , y b7, los puntos de señal candidata correspondientes a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) se encuentran en la figura 11. Se computa entonces la distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto de señal candidata y cada punto de señal recibida 1101 (correspondiente a la señal de banda base 801X) . La distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto se divide por la varianza de ruido a2. Por consiguiente, se calcula Ex(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) . Es decir, la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b , b5 , b6 , b7) y un punto de señal recibida se divide por la varianza de ruido. Aquí, cada una de las señales de banda base y las señales moduladas si y s2 es una señal compleja.

De manera similar, el detector de I NER MIMO 803 calcula los puntos de señal candidata correspondientes a la señal de banda base 801Y a partir de la señal del grupo de estimación de canal 802X y la señal del grupo de estimación de canal 802Y, computa la distancia euclidiana al cuadrado entre cada uno de los puntos de señal candidata y los puntos de señal recibida (correspondiente a la señal de banda base 801Y) , y divide la distancia euclidiana al cuadrado por la varianza de ruido a2. Por consiguiente, se calcula Ey(bO, bl, b2 , b3 , b4, b5, b6 , b7) . Es decir, EY es la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6, b7) y un punto de señal recibida, dividida por la varianza de ruido.

A continuación, se computa Ex(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) + ?? (bO , bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) = E(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) .

El detector de INNER MIMO 803 da salida a E(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) como la señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits bO, bl, b2 , y b3 , y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El cálculo es tal como se muestra en la Fórmula 28, la Fórmula 29, y la Fórmula 30, y los detalles de las mismas se dan en literatura no de patente 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805B toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits b4 , b5, b6 , y b7, y da salida a señal de verosimilitud logarítmica 806A.

Un desinterpolador (807A) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806A como entrada, realiza la correspondiente desinterpolación a esa del interpolador (el interpolador (304A) de la figura 67) , y da salida a señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A.

De manera similar, un desinterpolador (807B) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806B como entrada, realiza la correspondiente desinterpolación a esa del interpolador (el interpolador (304B) de la figura 67) , y da salida a señal de ' verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B.

El calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809A toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302A de la figura 67, y da salida a señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A.

De manera similar, el calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809B toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302B de la figura 67, y da salida a señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B.

El decodificador de entrada/salida de software 811A toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A como entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A.

De manera similar, el decodificador de entrada/salida de software 811B toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B como entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B.

(Decodificación iterativa (Detección iterativa) , k Iteraciones) El interpolador (813A) toma la k-lésima razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A. Aquí, el patrón de interpolación usado por el interpolador (813A) es idéntico a ese del interpolador (304A) de la figura 67.

Otro interpolador (813B) toma la k-lésima razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. Aquí, el patrón de interpolación usado por el interpolador (813B) es idéntico a ese del otro interpolador (304B) de la figura 67.

El detector de INNER MIMO 803 toma la señal de banda base 816X, la señal transformada del grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y, la señal transformada del grupo de estimación de canal 817Y, la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A, y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B como entrada. Aquí, la señal de banda base 816X, la señal transformada del grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y, y la señal transformada del grupo de estimación de canal 817Y se usan en lugar de señal de banda base 801X, la señal de grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y, y la señal de grupo de estimación de canal 802Y porque el último causa retrasos debido a la decodificación iterativa.

Las operaciones de decodificación iterativa del detector de INNER MIMO 803 difieren de las operaciones de detección inicial del mismo en que las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 814B se usan en el procesamiento de señales para las primeras. El detector de INNER MIMO 803 primero calcula E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) de la misma manera que para la detección inicial. Además, los coeficientes correspondientes a la Fórmula 11 y la Fórmula 32 se computan de las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 914B. El valor de E(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6 , b7) se corrige usando los coeficientes así calculados para obtener E' (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6, b7) , que sale como la señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits bO, bl, b2, y b3, y da salida a una señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El cálculo es tal como se muestra en la Fórmula 31 a la Fórmula 35, y los detalles se dan en literatura no de patente 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805B toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits b4 , b5, b6 , y b7, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806B. Las operaciones realizadas por el desinterpolador hacia delante son similares a las realizadas para la detección inicial.

En tanto que la figura 8 ilustra la configuración del procesador de señales cuando realiza la detección iterativa, esta estructura no es absolutamente necesaria ya que buenas mejoras de la recepción se obtienen por medio de sólo la detección iterativa. Siempre que los componentes necesarios para la detección iterativa están presentes, la configuración no necesita incluir a los interpoladores 813A y 813B. En tal caso, el detector de I NER MIMO 803 no realiza la detección iterativa.

Tal como se muestra en literatura no de patente 5 y similares, la descomposición QR también se puede usar para realizar la detección inicial y la detección iterativa. También, tal como lo indica literatura no de patente 11, las operaciones lineales MMSE y ZF se pueden realizar cuando se realiza la detección inicial.

La figura 9 ilustra la configuración de un procesador de señales diferente que el de la figura 8, que sirve como el procesador de señales para las señales moduladas transmitidas por el dispositivo de transmisión de la figura 4 tal como el que se usa en la figura 67. El punto de diferencia de la figura 8 es la cantidad de decodificadores de entrada/salida de software. Un decodificador de entrada/salida de software 901 toma las señales de la razón de verosimilitud logarítmica 810A y 810B como entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902. Un distribuidor 903 toma la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902 como entrada para su distribución. De otra manera, las operaciones son idénticas a las explicadas en la figura 8.

Tal como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad que usa un sistema MIMO transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas, el cambio de la fase en el tiempo mientras se multiplica por el valor de cambio de fase como para cambiar la fase regularmente da como resultado mejoras en la calidad de recepción de los datos para un dispositivo de recepción en un entorno LOS, donde son dominantes las ondas directas, en comparación con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional.

En la presente modalidad, y en particular en la configuración del dispositivo de recepción, la cantidad de antenas es limitada y por consiguiente se dan explicaciones. Sin embargo, la Modalidad también se puede aplicar a un gran número de antenas. En otras palabras, la cantidad de antenas en el dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad.

Además, en la presente modalidades, la codificación no está limitada en particular por los códigos LDPC. De manera similar, el esquema de decodificación no se limita a la implementación por un decodif icador de entrada/salida de software usando la decodificación suma-producto. El esquema de decodificación que usa el decodificador de entrada/salida de software también puede ser, por ejemplo, el algoritmo BCJR, SOVA, y el algoritmo Max-Log-Map. Los detalles se proveen en literatura no de patente 6.

Además, aunque se describe la presente modalidad usando un esquema de portadora única, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. La presente modalidad también es aplicable a la transmisión de multiportadora. Por consiguiente, la presente modalidad también se puede realizar usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, OFDM de miniondas como se describe en literatura no de patente 7, etc. Asimismo, en la presente modalidad, símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) o símbolos que transmiten información de control, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera.

Lo que sigue describe un ejemplo en el que se usa OFDM como un esquema de multiportadora.

La figura 70 ilustra la configuración de un dispositivo de transmisión que usa OFDM. En la figura 70, los componentes que operan de la manera descrita en las figuras 3, 12, y 67 usan números de referencia idénticos.

Un procesador relacionado con OFDM 12OIA toma la señal ponderada 309A como entrada, realiza el procesamiento relacionado con OFDM en el mismo y da salida a la señal de transmisión 1202A. De manera similar, el procesador relacionado con OFDM 1201B toma la señal de cambio postfase 309B como entrada, realiza el procesamiento relacionado con OFDM en el mismo y da salida a la señal de transmisión 1202B.

La figura 13 ilustra una configuración ejemplificativa de los procesadores relacionados con OFDM 7001A y 1201B y adelante de la figura 70. Los componentes 1301A a 1310A pertenecen entre 1201A y 312A de la figura 70, mientras que los componentes 1301B a 1310B pertenecen entre 1201B y 312B.

El conversor de serie a paralelo 1302A realiza la conversión de serie a paralelo en la señal de banda base cambiada 13OIA (correspondiente a la señal de banda base cambiada 6701A de la figura 70) y da salida a la señal en paralelo 1303A.

La unidad IFFT 1306A toma la señal reordenada 1305A como entrada, aplica un IFFT a la misma y da salida a la señal post-IFFT 1307A.

La unidad inalámbrica 1308A toma la señal post-IFFT 1307A como entrada, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia y amplificación en el mismo y da salida a la señal modulada 1309A. La señal modulada 1309A sale entonces como ondas de radio por la antena 1310A.

El conversor de serie a paralelo 1302B realiza la conversión de serie a paralelo en el cambio postfase 1301B (correspondiente al cambio postfase 309B de la figura 12) y da salida a la señal en paralelo 1303B.

El reordenador 1304B toma la señal en paralelo 1303B como entrada, realiza la reordenación del mismo y da salida a la señal reordenada 1305B. La reordenación se describe en detalle más adelante.

La unidad IFFT 1306B toma la señal reordenada 1305B como entrada, aplica un IFFT a la misma y da salida a la señal post-IFFT 1307B.

La unidad inalámbrica 1308B toma la señal post-IFFT 1307B como entrada, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia y amplificación en el mismo y da salida a la señal modulada 1309B. La señal modulada 1309B sale entonces como ondas de radio por la antena 1310A.

El dispositivo de transmisión de la figura 67 no usa un esquema de transmisión de multiportadoras. Así, como se muestra en la figura 69, se realiza un cambio de fase para lograr un período (ciclo) de cuatro y los símbolos de cambio postfase están dispuestos en el dominio de tiempo. Como se muestra en la figura 70, cuando se usa la transmisión de multiportadoras, tal como OFDM, entonces, naturalmente, los símbolos en las señales de banda base precodificadas que experimentaron un cambio y un cambio de fase pueden estar dispuestos en el dominio de tiempo como en la figura 67 y esto puede aplicarse a cada (sub-) portadora. Sin embargo, para la transmisión de multiportadoras, la configuración también puede estar en el dominio de frecuencia, o en ambos, el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Lo que sigue describe estas disposiciones.

Las figuras 14A y 14B indican la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13. El eje de frecuencia está compuesto de las (sub-) portadoras 0 a 9. Las señales moduladas zl y z2 comparten los fecha-hora (sincronización) comunes y usan una banda de frecuencia común. La figura 14A ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada zl, mientras que la figura 14B ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada z2. Con respecto a la entrada de los símbolos de la señal de banda base cambiada 1301A al conversor de serie a paralelo 1302A, el reordenamiento es #0, #1, #2, #3, y así sucesivamente. Aquí, dado que el ejemplo trata con un período (ciclo) de cuatro, #0, #1, #2, y #3 son equivalentes a un período (ciclo). De modo similar, #4n, #4n+l, #4n+2, y #4n+3 (donde n es un entero positivo distinto de cero) también son equivalentes a un período (ciclo) .

Como se muestra en la figura 14A, los símbolos #0, #1, #2, #3 y así sucesivamente están dispuestos en orden, comenzando en la portadora 0. Los símbolos #0 a #9 son una dada fecha-hora $1, seguidos por símbolos #10 a #19 que son una dada fecha-hora #2 y así sucesivamente en una configuración regular. Aquí, las señales moduladas zl y z2 son señales complejas.

De modo similar, con respecto a la entrada de los símbolos de la señal ponderada 1301B al conversor de serie a paralelo 1302B, el reordenamiento asignado es #0, #1, #2, #3, y así sucesivamente. Aquí, dado que el ejemplo trata con un período (ciclo) de cuatro, un diferente cambio de fase se aplica a cada uno de #0, #1, #2, y #3, donde son equivalentes a un período (ciclo) . De modo similar, un cambio de fase diferente se aplica a cada uno de #4n, #4n+l, #4n+2, y #4n+3 (donde n es un entero positivo distinto de cero) , que también son equivalentes a un período (ciclo) Como se muestra en la figura 14B, los símbolos #0, #1, #2, #3 y así sucesivamente están dispuestos en orden, comenzando en la portadora 0. Los símbolos #0 a #9 son una dada fecha-hora $1, seguidos por los símbolos #10 a #19 que son una dada fecha-hora #2 y así sucesivamente en una configuración regular.

El grupo de símbolos 1402 que se muestra en la figura 14B corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 69. El símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u en la figura 69, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 en la figura 69, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 en la figura 69, y el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 en la figura 69. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u en la figura 69 cuando x mod 4 es igual a 0 (es decir, cuando el resto de x dividido por 4 es 0, donde mod es el operador modulo) , el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora x+1 en la figura 69 cuando x mod 4 es igual a 1, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora x+2 en la figura 69 cuando x mod 4 es igual a 2, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora x+3 en la figura 69 cuando x mod 4 es igual a 3.

En la presente modalidad, la señal modulada zl que se muestra en la figura 14A no experimentó un cambio de fase.

Como tal, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadoras tal como OFDM, y a diferencia de la transmisión de portadora única, los símbolos pueden estar dispuestos en el dominio de frecuencia. Desde luego, el esquema de configuración de símbolos no se limita a los ilustrados por las figuras 14A y 14B. Ejemplos adicionales se muestran en las figuras 15A, 15B, 16A y 16B.

Las figuras 15A y 15B indican la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos que usa los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 15A ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada zl, mientras que la figura 15B ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 15A y 15B difieren de las figuras 14A y 14B en el esquema de reordenamiento aplicado a los símbolos de la señal modulada zl y los símbolos de la señal modulada z2. En la figura 15B, los símbolos #0 a #5 están dispuestos en las portadoras 4 a 9, los símbolos #6 a #9 están dispuestos en las portadoras 0 a 3 y esta configuración se repite para los símbolos #10 a #19. Aquí, como en la figura 14B, los grupo de símbolos 1502 que se muestran en la figura 15B corresponden a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 6.

Las figuras 16A y 16B indican la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos que usa los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 16A ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada zl, mientras que la figura 16B ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 16A y 16B difieren de las figuras 14A y 14B en que, mientras que las figuras 14A y 14B muestran los símbolos dispuestos en portadoras secuenciales, las figuras 16A y 16B no disponen a los símbolos en las portadoras secuenciales. Obviamente, para las figuras 16A y 16B, se pueden aplicar diferentes esquemas de reordenamiento a los símbolos de la señal modulada zl y a los símbolos de la señal modulada z2 como en las figuras 15A y 15B.

Las figuras 17A y 17B indican la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos que usa los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A a 16B. La figura 17A ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada zl mientras que la figura 17B ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada z2. Mientras que las figuras 14A a 16B muestran los símbolos dispuestos con respecto al eje de frecuencia, las figuras 17A y 17B usan los ejes de frecuencia y de tiempo conjuntamente en una única configuración.

Mientras que la figura 69 describe un ejemplo donde el cambio de fase se realiza en un período (ciclo) de intervalo cuatro, el ejemplo siguiente describe un período (ciclo) de intervalo ocho. En las figuras 17A y 17B, el grupo de símbolos 1702 es equivalente a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase (es decir, en ocho símbolos) de modo tal que el símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2, el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3, el símbolo #4 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 , el símbolo #5 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5, el símbolo #6 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6, y el símbolo #7 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u cuando x mod 8 es igual a 0, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 cuando x mod 8 es igual a l, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 cuando x mod 8 es igual a 2, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 cuando x mod 8 es igual a 3, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 cuando x mod 8 es igual a 4, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5 cuando x mod 8 es igual a 5, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6 cuando x mod 8 es igual a 6, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7 cuando x mod 8 es igual a 7. En las figuras 17A y 17B cuatro intervalos a lo largo del eje del tiempo y dos intervalos a lo largo del eje de frecuencia se usan para un total de 4x2 = 8 intervalos, en donde está dispuesto un período (ciclo) de símbolos. Aquí, mxn símbolos dados por período (ciclo) (es decir, mxn diferentes fases están disponibles para multiplicación) , entonces n intervalos (portadoras) en el dominio de frecuencia y m intervalos en el dominio de tiempo se deben usar para disponer los símbolos de cada período (ciclo) , de modo tal que m > n. Esto es porque la fase de ondas directas fluctúa lentamente en el dominio de tiempo en relación con el dominio de frecuencia. Por consiguiente, la presente modalidad realiza un cambio de fase regular que reduce la influencia de las ondas directas uniformes. Así, el período (ciclo) de cambio de fase debe preferentemente reducir las fluctuaciones de ondas directas. Por consiguiente, m debe ser mayor que n. Tomando lo anterior en consideración, usando los dominios de tiempo y frecuencia conjuntamente para el reordenamiento, como se muestra en las figuras 17A y 17B, es preferible a usar ya sea sólo el dominio de frecuencia o el dominio de tiempo como consecuencia de la fuerte probabilidad de que las ondas directas se vuelvan regulares. Como resultado, los efectos de la presente invención se obtienen más fácilmente. Sin embargo, el reordenamiento en el dominio de frecuencia puede llevar a una ganancia de diversidad debido al hecho que las fluctuaciones del dominio de frecuencia son abruptas. Como tales, el uso de los dominios de frecuencia y de tiempo conjuntamente no son siempre ideales para el reordenamiento.

Las figuras 18A y 18B indican la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos que usa los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 17A y 17B. La figura 18A ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada zl, mientras que la figura 18B ilustra un esquema de reordenamiento para los símbolos de la señal modulada z2. Muy similar a las figuras 17A y 17B, las figuras 18A y 18B ilustran el uso de los ejes de tiempo y frecuencia de forma conjunta. Sin embargo, en contraste con las figuras 17A y 17B, donde se prioriza el eje de frecuencia y el eje de tiempo se usa para la configuración de símbolos secundaria, las figuras 18A y 18B priorizan el eje del tiempo y usan el eje de frecuencia para la configuración de símbolos secundaria. En la figura 18B, el grupo de símbolos 1802 corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase.

En las figuras 17A, 17B, 18A, y 18B, el esquema de reordenamiento aplicado a los símbolos de la señal modulada zl y los símbolos de la señal modulada z2 pueden ser idénticos o pueden diferir como en las figuras 15A y 15B. Cualquiera de los enfoques permite una buena calidad de recepción a ser obtenida. También, en las figuras 17A, 17B, 18A, y 18B, los símbolos pueden estar dispuestos de manera no secuencial como en las figuras 16A y 16B. Cualquiera de los enfoques permite una buena calidad de recepción a ser obtenida .

La figura 22 indica la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas e ilustra un ejemplo de un esquema de reordenamiento de símbolos que usa los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del anterior. La figura 22 ilustra un esquema de cambio de fase regular que usa cuatro intervalos, similar a la fecha-hora u a u+3 de la figura 69. El rasgo característico de la figura 22 es que, aunque los símbolos están reordenados con respecto al dominio de frecuencia, cuando se leen a lo largo del eje de tiempo, es evidente una variación periódica de los n símbolos (n = 1 en el ejemplo de la figura 22) . El grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2210 en la figura 22 indica cuatro símbolos a los que se aplican los cambios de fase en la fecha-hora u a u+3 de la figura 6.

Aquí, se obtiene el símbolo #0 usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #3 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

, De modo similar, para el grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2220, el símbolo #4 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #5 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #6 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #7 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El cambio de fase descrito anteriormente se aplica al símbolo en la fecha-hora $1. Sin embargo, con el fin de aplicar una variación periódica con respecto al dominio de tiempo, los siguientes cambios de fase se aplican a los grupos de símbolos 2201, 2202, 2203, y 2204.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2201, el símbolo #0 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #9 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #18 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #27 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2202, el símbolo #28 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #10 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #19 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2203, el símbolo #20 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #29 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #11 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2204, el símbolo #12 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #21 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #30 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+2, y el símbolo #3 se obtiene usando el cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El rasgo característico de la figura 22 se observa tomando el símbolo #11 como un ejemplo, donde los dos símbolos vecinos del mismo a lo largo del eje de frecuencia (#10 y #12) cambian ambos símbolos usando una fase diferente que el símbolo #11, y donde los dos símbolos vecinos del mismo que tienen la misma portadora en el dominio de tiempo (#2 y #20) cambian ambos símbolos usando una fase diferente que el símbolo #11. Esto vale no sólo para el símbolo #11, sino que también para cualquier símbolo que tiene dos símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Por consiguiente, el cambio de fase se lleva a cabo efectivamente. Es altamente probable que esto mejore la calidad de recepción de los datos ya que la influencia de la regularización de las ondas directas es menos propensa a la recepción .

Aunque la figura 22 ilustra un ejemplo en el que n = 1, la invención no está limitada de esta manera. Lo mismo se puede aplicar a un caso en el que n = 3. Además, aunque la figura 22 ilustra la modalidad de los efectos descritos anteriormente disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y avanzando en el dominio de tiempo de modo de lograr el efecto característico de impartir una variación periódica en el orden de configuración de los símbolos, los símbolos también pueden estar dispuestos de modo aleatorio (o regularmente) con el mismo efecto.

Aunque la presente modalidad describe una variación de la modalidad 1 en la que un cambiador de señales de banda base se inserta antes del cambio de fase, la presente modalidad también se puede realizar como una combinación con la modalidad 2, de modo tal que el cambiador de señal de banda base se inserta antes del cambio de fase en las figuras 26 y 28. Por consiguiente, en la figura 26, el cambiador de fase 317A toma la señal de banda base cambiada 6701A(qi(i)) como entrada, y el cambiador de fase 317B toma la señal de banda base cambiada 6701B(q2(i)) como entrada. Lo mismo se aplica al cambiador de fase 317A y 317B de la figura 28.

Lo que sigue describe un esquema que permite que el dispositivo de recepción obtenga una buena calidad de señal recibida para los datos sin tener en cuenta la configuración del dispositivo de recepción considerando la localización del dispositivo de recepción con respecto al dispositivo de transmisión.

La figura 31 ilustra un ejemplo de configuración de trama para una porción de los símbolos dentro de una señal en los dominios de tiempo-frecuencia, dando un esquema de transmisión donde un cambio de fase regular se realiza para un esquema de multiportadora tal como OFDM.

La figura 31 ilustra la configuración de trama de la señal modulada z2 ' correspondiente a la entrada de la señal de banda base cambiada para el cambiador de fase 317B de la figura 67. Cada cuadrado representa un símbolo (aunque ambas señales si y s2 están incluidas con propósitos de precodificación, según el valor de cambio de fase, se puede usar sólo una de las señales si y s2) .

Se considera el símbolo 3100 en la portadora 2 y la fecha-hora $2 de la figura 31. La portadora que se describe aquí se puede denominar alternativamente como una subportadora .

Dentro de la portadora 2, hay una correlación muy fuerte entre las condiciones de canal para el símbolo 610A en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos vecinos más cercanos en el dominio de tiempo a la fecha-hora $2, es decir, el símbolo 3013 en la fecha-hora $1 y el símbolo 3101 en la fecha-hora $3 dentro de la portadora 2.

De modo similar, para la fecha-hora $2, hay una correlación muy fuerte entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos vecinos más cercanos en el dominio de frecuencia a la portadora 2, es decir, el símbolo 3104 en la portadora 1, la fecha-hora $2 y el símbolo 3104 en la fecha-hora $2, la portadora 3.

Como se describió anteriormente, hay una correlación muy fuerte entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 y las condiciones de canal para cada símbolo 3101, 3102, 3103, y 3104.

La presente descripción considera N fases diferentes (donde N es un entero, N = 2) para la multiplicación en un esquema de transmisión donde se cambia regularmente la fase. Los símbolos ilustrados en la figura 31 se indican como eD°, por ejemplo. Esto significa que este símbolo es la señal z2 ' de la figura 6 que experimentó un cambio de fase a través de la multiplicación por ej0. Es decir, los valores dados para los símbolos en la figura 31 son el valor de y(t) como aparece en la Fórmula 70.

La presente modalidad toma ventaja de la alta correlación en las condiciones de canal que existe entre los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y/o en los símbolos vecinos en el dominio de tiempo en una configuración de símbolos que permite una alta calidad de recepción de datos que se obtiene mediante el dispositivo de recepción que recibe los símbolos del cambio postfase.

Con el fin de lograr esta alta calidad de recepción de datos, preferentemente se deben cumplir las condiciones #D1-1 y #Dl-2.

(Condición #D1-1) Como se muestra en la figura 69, para un esquema de transmisión que involucra un cambio de fase regular que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 usando un esquema de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo para transmitir datos (de aquí en adelante, símbolo de datos) , símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y son todos símbolos de datos, y un diferente cambio de fase se debe realizar en la señal de banda base cambiada q2 correspondiente a cada uno de estos tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base cambiada q2 en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y.

(Condición #Dl-2) Como se muestra en la figura 69, para un esquema de transmisión que involucra un cambio de fase regular que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 usando un esquema de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo para transmitir datos (de aquí en adelante, símbolo de datos) , símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X, la portadora Y+l y en el tiempo X, la portadora Y-1 son todos símbolos de datos, y un diferente cambio de fase se debe realizar en la señal de banda base cambiada q2 correspondiente a cada uno de estos tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base cambiada q2 en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-1 y en el tiempo X, la portadora Y+l.

Idealmente, un símbolo de datos debe cumplir la Condición #D1-1. De modo similar, los símbolos de datos deben cumplir la Condición #Dl-2.

Las razones que justifican las Condiciones #D1-1 y #Dl-2 son las siguientes.

Una correlación muy fuerte existe entre las condiciones de canal de un dado símbolo de una señal de transmisión (de aquí en adelante, símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de tiempo, como se describió anteriormente.

Por consiguiente, cuando los tres símbolos vecinos en el dominio de tiempo tiene cada uno una fase diferente, entonces, a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (pobre calidad de señal causada por la degradación de las condiciones como consecuencia de las relaciones de fase a pesar de la alta calidad de señal en términos de SN ) para el símbolo A, los dos símbolos restantes vecinos al símbolo A tiene una alta probabilidad de proveer una buena calidad de recepción. Como resultado, se logra una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

De modo similar, existe una correlación muy fuerte entre las condiciones de canal de un símbolo dado de una señal de transmisión (símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de frecuencia, como se describió anteriormente.

Por consiguiente, cuando tres símbolos vecinos en el dominio de frecuencia tiene cada uno una fase diferente, entonces a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (pobre calidad de señal causada por la degradación de las condiciones como consecuencia de las relaciones de fase de onda directa a pesar a pesar de la alta calidad de señal en términos de SNR) para el símbolo A, los dos símbolos restantes vecinos al símbolo A tiene una alta probabilidad de proveer una buena calidad de recepción. Como resultado, se logra una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

Combinando las Condiciones #D1-1 y #Dl-2, probablemente se puede lograr una calidad de recepción de datos aún mayor para el dispositivo de recepción. Por consiguiente, se puede derivar la siguiente Condición #Dl-3.

(Condición #Dl-3) Como se muestra en la figura 69, para un esquema de transmisión que involucra un cambio de fase regular que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 usando un esquema de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo para transmitir datos (símbolo de datos) , símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y son también símbolos de datos, y los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia, es decir, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l son también símbolos de datos, de modo tal que un cambio de fase diferente sería el que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 correspondiente a cada uno de estos cinco símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base cambiada q2 en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-l, en el tiempo X, la portadora Y+l, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y.

Aquí, los diferentes cambios de fase son los siguientes. Los cambios de fase están definidos entre 0 radianes y 2p radianes. Por ejemplo, para el tiempo X, la portadora Y, un cambio de fase de eJ'ex,Y se aplica a la señal de banda base precodificada q2 de la figura 69, para el tiempo X-l, la portadora Y, un cambio de fase de e-,'??~1"? se aplica a la señal de banda base precodificada q2 de la figura 69, para el tiempo X+l, la portadora Y, un cambio de fase de e 9x+1'Y se aplica a la señal de banda base precodificada q2 de la figura 69, de modo tal que 0 = T?/? < 2p, 0 = ??_?,? < 2p, y 0 = ??+?,? < 2p, todas las unidades son radianes. Y para la Condición #D1-1, sigue que ??,? ? ??_?,?, ??,? ? ??+?,?, y que ??_?,? ? ??+?,?· De modo similar, para la Condición #Dl-2, sigue que T?(? ? ????_?, ??,? ? ????+?, y que ??,?.? ? T?,?+1. Y para la Condición #Dl-3, sigue que ??,? ? ??_?,?, ??,? ? ??+?,?, ??,? ? ??,?-1< ? ,? ? ??,?+?, ??_?? ? ??+?,?, T?_?/? ? ??,?-1, ??_?,? ? ??,?+?, ??+?,? ? ??,?-1/ ??+?,? ? ??,?+1/ Y ¾ue ??,?_? ? ??,?+?.

Idealmente, un símbolo de datos debe cumplir la Condición #D1-1.

La figura 31 ilustra un ejemplo de la Condición #Dl-3, donde el símbolo A corresponde al símbolo 3100. Los símbolos están dispuestos de modo tal que la' fase por la que se multiplica la señal de banda base cambiada q2 de la figura 69 difiere para el símbolo 3100, para ambos símbolos vecinos del mismo en el dominio de tiempo 3101 y 3102, y para ambos símbolos vecinos del mismo en el dominio de frecuencia 3102 y 3104. Por consiguiente, a pesar de la degradación de la calidad de la señal recibida del símbolo 3100 para el receptor, es altamente probable una buena calidad de señal para las señales vecinas, garantizando así una buena calidad de señal después de la corrección de errores .

La figura 32 ilustra una configuración de símbolos obtenida a través de cambios de fase bajo estas condiciones.

Es evidente de la figura 32, con respecto a cualquier símbolo de datos, que se aplica un cambio de fase diferente para cada símbolo vecino en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia. Como tal, se puede mejorar la capacidad del dispositivo de recepción para corregir errores.

En otras palabras, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, la Condición #D1-1 se cumple para todos los X y todos los Y.

De modo similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos, la Condición #Dl-2 se cumple para todos los X y todos los Y.

De modo similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos y todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, la Condición #Dl-3 se cumple para todos los X y todos los Y.

Lo siguiente explica el ejemplo descrito anteriormente para un caso en que el cambio de fase se realiza en dos señales de banda base cambiadas ql y q2 (véase la figura 68) .

Varios esquemas de cambio de fase son aplicables para realizar un cambio de fase en dos señales de banda base cambiadas ql y q2. Los detalles del mismo se explicarán a continuación.

El esquema 1 involucra un cambio de fase de la señal de banda base cambiada q2 como se describió anteriormente, para lograr el cambio de fase ilustrado por la figura 32. En la figura 32, un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de diez se aplica a la señal de banda base cambiada q2. Sin embargo, como se describió anteriormente, con el fin de cumplir las Condiciones #D1-1, #Dl-2, y #Dl-3, el cambio de fase aplicado por la señal de banda base cambiada q2 en cada (sub-) portadora cambia en el tiempo. (Aunque tales cambios son aplicados en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, otros esquemas de cambio de fase son también aplicables) . Entonces, como se muestra en la figura 33, el grado de cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 produce un valor constante que es un décimo del cambio de fase del que se realiza en la señal de banda base cambiada q2. En la figura 33, para un período (ciclo) (de cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2) que incluye la fecha-hora $1, el valor del cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada ql es ej0. Entonces, para el siguiente período (ciclo) (de cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2) que incluye la fecha-hora $2, el valor del grado de cambio de fase que se realiza en la señal de banda base precodificada ql es ej7t/9, y así sucesivamente.

Los símbolos ilustrados en la figura 33 se indican por ejemplo como ej0. Esto significa que este símbolo es la señal ql de la figura 26 que experimentó un cambio de fase a través de la multiplicación por ej0.

Como se muestra en la figura 33, el cambio de fase aplicado a la señal de banda base cambiada ql produce un valor constante que es un décimo del cambio de fase del que se realiza en la señal de banda base cambiada precodificada q2 de modo tal que el cambio del valor post-fase varía con el número de cada período (ciclo) . (Como se describió anteriormente, en la figura 33, el valor es e30 para el primer período (ciclo) , ejn/9 para el segundo período (ciclo) , y así sucesivamente) .

Como se describió anteriormente, el cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 tiene un período (ciclo) de diez, pero el período (ciclo) se puede hacer efectivamente más grande que diez tomando el grado de cambio de fase aplicado a la señal de banda base cambiada ql y a la señal de banda base cambiada q2 in consideración. Por consiguiente, se puede mejorar la calidad de recepción de datos para el dispositivo de recepción.

El esquema 2 involucra un cambio de fase de la señal de banda base cambiada q2 como se describió anteriormente, para lograr el cambio de fase ilustrado por la figura 32. En la figura 32, un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de diez se aplica a la señal de banda base cambiada q2. Sin embargo, como se describió anteriormente, con el fin de cumplir las Condiciones #D1-1, #Dl-2, y #Dl-3, el cambio de fase aplicado a la señal de banda base cambiada q2 en cada (sub- ) ortadora cambia en el tiempo. (Aunque se aplican tales cambios en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, otros esquemas de cambio de fase son también aplicables) . Entonces, como se muestra en la figura 33, el cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 produce un valor constante que es un décimo del que se realiza en la señal de banda base cambiada q2.

Los símbolos ilustrados en la figura 30 se indican por ejemplo como ej0. Esto significa que este símbolo es la señal de banda base cambiada ql que experimentó un cambio de fase a través de la multiplicación por ej0.

Como se describió anteriormente, el cambio de fase que se realiza en la señal de banda base cambiada q2 tiene un período (ciclo) de diez, pero el período (ciclo) se puede hacer efectivamente más grande que diez tomando los cambios de fase aplicados a la señal de banda base cambiada ql y a la señal de banda base cambiada q2 en consideración. Por consiguiente, se puede mejorar la calidad de recepción de datos para el dispositivo de recepción. Una forma efectiva de aplicar el esquema 2 es realizar un cambio de fase en la señal de banda base cambiada ql con un período (ciclo) de N y realizar un cambio de fase en la señal de banda base precodificada q2 con un período (ciclo) de M de modo tal que N y M son primos entre sí. Como tales, tomando ambas señales de banda base cambiadas ql y q2 en consideración, se logra fácilmente un período (ciclo) de NxM haciendo efectivamente mayor al período (ciclo) cuando N y M son primos entre sí.

Mientras que lo anterior describe un ejemplo del esquema de cambio de fase descrito anteriormente, la presente invención no está limitada de esta manera. El cambio de fase se puede realizar con respecto al dominio de frecuencia, el dominio de tiempo, o en bloques de tiempo-frecuencia . Se pueden obtener mejoras similares en la calidad de recepción de datos para el dispositivo de recepción en todos los casos.

Lo mismo se aplica también a tramas que tienen una configuración diferente que la descrita anteriormente donde los símbolos piloto (Símbolos SP) y los símbolos que transmiten información de control se insertan entre los símbolos de datos. Los detalles del cambio de fase en tales circunstancias son los siguientes.

Las figuras 47A y 47B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (señales de banda base cambiadas ql y q2) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 47A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada ql) zl o zl' mientras que la figura 47B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada q2) z2 ' . En las figuras 47A y 47B, 4701 marca los símbolos piloto mientras que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se puede realizar el cambio o el cambio y el cambio de fase.

Las figuras 47A y 47B, similares a la figura 69, indican la configuración de los símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base cambiada q2 (mientras que no se realiza un cambio de fase en la señal de banda base cambiada ql) . (Aunque la figura 69 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t con la portadora f en la figura 69 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, el reemplazo de (t) con (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo- frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 47A y 47B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base cambiada q2 después del cambio de fase. No se dan valores para los símbolos de la señal de banda base cambiada ql (zl) de las figuras 47A y 47B ya que no hubo cambio de fase en la misma.

El punto importante de las figuras 47A y 47B es que el cambio de fase que se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada q2 , es decir, en los símbolos que experimentaron precodificación o precodificación y cambio. (Los símbolos bajo discusión, que son precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2). Por consiguiente, no se realiza un cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 48A y 48B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (señales de banda base cambiadas ql y q2) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 48A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada ql) zl o zl' mientras que la figura 48B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada q2) z2 ' . En las figuras 48A y 48B, 4701 marca los símbolos piloto mientras que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se realiza la precodificación o la precodificación y un cambio de fase.

Las figuras 48A y 48B indican la configuración de los símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base cambiada ql y a la señal de banda base cambiada q2. Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 48A y 48B para cada uno de los símbolos son los valores de señales de banda base cambiadas ql y q2 después del cambio de fase.

El punto importante de las figuras 48A y 48B es que el cambio de fase se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada ql, es decir, en los símbolos precodificados o precodificados y cambiados de la misma y en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada q2 , es decir, en los símbolos precodificados o precodificados y cambiados de la misma. (Los símbolos bajo discusión, que son precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2). Por consiguiente, no se realiza un cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 49A y 49B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (señales de banda base cambiadas ql y q2) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 49A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada ql) zl o zl' mientras que la figura 49B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada q2) z2 ' . En las figuras 49A y 49B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se realiza la precodificación o la precodificación y un cambio de fase. Las figuras 49A y 49B difieren de las figuras 47A y 47B en el esquema de configuración para los símbolos diferentes que los símbolos de datos. El momento y las portadoras en los que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada zl' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . A la inversa, el momento y las portadoras en los que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada z2 ' son símbolos nulos en la señal modulada zl'.

Las figuras 49A y 49B, que son similares a la figura 69, indican la configuración de los símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base cambiada q2 (mientras que no se realiza un cambio de fase en la señal de banda base cambiada ql) . (Aunque figura 69 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t con la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, el reemplazo de (t) con (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 49A y 49B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base cambiada q2 después del cambio de fase. No se dan valores para los símbolos de la señal de banda base cambiada ql de las figuras 49A y 49B ya que no hubo cambio de fase en la misma.

El punto importante de las figuras 49A y 49B es que el cambio de fase que se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada q2 , es decir, en los símbolos que experimentaron precodificación o precodificación y cambio. (Los símbolos bajo discusión, que son precodificados, en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza un cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 50A y 50B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (señales de banda base cambiadas ql y q2) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia. La figura 50A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada ql) zl o zl ' mientras que la figura 50B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (señal de banda base cambiada q2) z2 ' . En la figuras 50A y 50B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se realiza la precodificación o la precodificación y un cambio de fase. Las figuras 50A y 50B difieren de las figuras 48A y 48B en el esquema de configuración para los símbolos diferentes que los símbolos de datos. El momento y las portadoras en los que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada zl' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . A la inversa, el momento y las portadoras en los que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada z2 ' son símbolos nulos en la señal modulada zl'.

Las figuras 50A y 50B indican la configuración de los símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base cambiada ql y a la señal de banda base cambiada q2. Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 50A y 50B para cada uno de los símbolos son los valores de señales de banda base cambiadas ql y q2 después de un cambio de fase.

El punto importante de las figuras 50A y 50B es que un cambio de fase se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada ql, es decir, en los símbolos precodificados o precodificados y cambiados de la misma y en los símbolos de datos de la señal de banda base cambiada q2 , es decir, en los símbolos precodificados o precodificados y cambiados de la misma. (Los símbolos bajo discusión, que son precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza un cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

La figura 51 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y que transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 47A, 47B, 49A, y 49B. Los componentes de la misma que realizan las mismas operaciones que los de la figura 4 usan los mismos símbolos de referencia que en aquella. La figura 51 no incluye un cambiador de señales de banda base como se ilustra en las figuras 67 y 70. Sin embargo, la figura 51 también puede incluir un cambiador de señales de banda base entre las unidades de ponderación y el cambiador de fase, muy similar a las figuras 67 y 70.

En la figura 51, las unidades de ponderación 308A y 308B, el cambiador de fase 317B, y el cambiador de señal de banda base sólo opera en los momentos indicados por la señal de la configuración de trama 313 como corresponde a los símbolos de datos.

En la figura 51, un generador de símbolo piloto 5101 (que también genera símbolos nulos) da salida a las señales de banda base 5102A y 5102B para un símbolo piloto siempre que la configuración de señal de trama 313 indica un símbolo piloto (y un símbolo nulo) .

Aunque que no está indicada en la configuración de tramas de las figuras 47A a 50B, cuando no se realiza la precodificación (y una rotación de fase) , tal como cuando se transmite una señal modulada usando sólo una antena (de modo tal que la otra antena no transmite señal) o cuando se usa un esquema de transmisión de codificación espacio-tiempo (particularmente, la codificación de bloque de espacio-tiempo) para transmitir los símbolos de la información de control, entonces la configuración de señal de trama 313 toma los símbolos de la información de control 5104 y la información de control 5103 como entrada. Cuando la configuración de señal de trama 313 indica un símbolo de la información de control, las señales de banda base 5102A y 5102B de la misma son la salida.

Las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 51 toman múltiples señales de banda base como entrada y seleccionan una señal de banda base deseada de acuerdo con la configuración de la señal de trama 313. Las unidades inalámbricas 310A y 310B aplican entonces el procesamiento de la señal OFDM y da salida a unas señales moduladas 311A y 311B que guardan conformidad con la configuración de trama.

La figura 52 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y que transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 48A, 48B, 50A, y 50B. Los componentes de la misma que realizan las mismas operaciones que los de la figura 4 usan los mismos símbolos de referencia que en aquella. La figura 52 muestra un cambiador de fase adicional 317A que opera sólo cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo de datos. En todos los otros momentos, las operaciones son idénticas a las descritas para la figura 51. La figura 52 no incluye un cambiador de señales de banda base como se ilustra en las figuras 67 y 70. Sin embargo, la figura 52 también puede incluir un cambiador de señales de banda base entre la unidad de ponderación y el cambiador de fase, muy similar a las figuras 67 y 70.

La figura 53 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 51. La figura 53 no incluye un cambiador de señales de banda base como se ilustra en las figuras 67 y 70. Sin embargo, la figura 53 también puede incluir un cambiador de señales de banda base entre la unidad de ponderación y el cambiador de fase, muy similar a las figuras 67 y 70. Lo siguiente describe los puntos de diferencia. Como se muestra en la figura 53, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Entonces, cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo piloto (o un símbolo nulo) o un símbolo de la información de control, el cambiador de fase 317B detiene las operaciones de cambio de fase de modo tal que los símbolos de la señal de banda base son la salida tal como es. (Esto se puede interpretar como que se realiza una rotación forzada que corresponde a e^0) .

Un selector 5301 toma las múltiples señales de banda base como entrada y selecciona una señal de banda base que tiene un símbolo indicado por la configuración de señal de trama 313 para salida.

La figura 54 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 52. La figura 54 no incluye un cambiador de señales de banda base como se ilustra en las figuras 67 y 70. Sin embargo, la figura 54 también puede incluir un cambiador de señales de banda base entre la unidad de ponderación y el cambiador de fase, muy similar a las figuras 67 y 70. Lo siguiente describe los puntos de diferencia. Como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Entonces, cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo piloto (o un símbolo nulo) o un símbolo de la información de control, el cambiador de fase 317B detiene las operaciones de cambio de fase de modo tal que los símbolos de la señal de banda base son la salida tal como es. (Esto se puede interpretar como que se realiza una rotación forzada que corresponde a e-*0) .

De modo similar, como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 5201 toma múltiples señales de banda base como entrada. Entonces, cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 5201 realiza el cambio de fase en la señal de banda base precodificada 309A. Cuando la configuración de la señal de trama 313 indica un símbolo piloto (o un símbolo nulo) o un símbolo de la información de control, el cambiador de fase 5201 detiene las operaciones de cambio de fase de modo tal que los símbolos de la señal de banda base son la salida tal como es. (Esto se puede interpretar como que se realiza una rotación forzada que corresponde a e30) .

Las explicaciones anteriores se brindan usando los símbolos piloto, los símbolos de control, y los símbolos de datos como ejemplos. Sin embargo, la presente invención no está limitada de esta manera. Cuando los símbolos son transmitidos usando esquemas diferentes que la precodificación, tales como la transmisión de antena única o la transmisión usando codificación de bloque de espacio-tiempo, es importante la ausencia de cambio de fase. A la inversa, realizar el cambio de fase en símbolos que se precodificaron es el punto clave de la presente invención.

Por consiguiente, un rasgo característico de la presente invención es que el cambio de fase no se realiza en todos los símbolos dentro de la configuración de trama en el dominio de tiempo-frecuencia, sino que se realiza sólo en las señales de banda base que se precodificaron y que experimentaron cambio.

Lo siguiente describe un esquema para cambiar regularmente la fase cuando la codificación se realiza usando códigos de bloque como se describe en literatura no de patente 12 a 15, tal como Códigos QC LDPC (se pueden usar no sólo QC-LDPC sino que también códigos LDPC) , códigos LDPC y BCH concatenados, Turbo-códigos o Turbo-códigos Duo-Binarios que usan bits de cola, y así sucesivamente. El ejemplo siguiente considera un caso en que son transmitidas dos corrientes si y s2. Cuando se realiza una codificación usando los códigos de bloque y no son necesarias la información de control y similares, el número de bits que compone cada bloque codificado coincide con el número de bits que compone cada código de bloque (la información de control y así sucesivamente que se describe a continuación todavía tiene que ser incluida) . Cuando se realiza una codificación que usa los códigos de bloque o similares y es necesaria la información de control o similares (por ejemplo, parámetros de transmisión CRC) , entonces el número de bits que compone cada bloque codificado es la suma del número de bits que compone los códigos de bloque y el número de bits que compone la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. Por ejemplo, a diferencia de las figuras 69 y 70, la figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque cuando, por ejemplo, son transmitidas dos corrientes si y s2 como está indicado en la figura 4, con un decodificador y distribuidor. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o un esquema de multiportadora tal como OFDM) .

Como se muestra en la figura 34, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que componen un único bloque codificado. Con el fin de transmitir estos 6000 bits, el número de símbolos requeridos depende del esquema de modulación es de 3000 para QPSK, 1500 para 16-QAM, y 1000 para 64-QAM.

Entonces, dado que el dispositivo de transmisión descrito anteriormente transmite dos corrientes simultáneamente, 1500 de los 3000 símbolos antes mencionados que son necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK son asignados a si y los otros 1500 símbolos son asignados a s2. Como tales, se requieren 1500 intervalos para que transmitan los 1500 símbolos (de aquí en adelante, intervalos) para cada de si y s2.

Usando el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, son necesarios 750 intervalos para transmitir todos los bits que componen un bloque codificado y cuando el esquema de modulación es 64-QAM, son necesarios 500 intervalos para transmitir todos los bits que componen un bloque codificado.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos previamente y la fase de multiplicación, según se relaciona con los esquemas para un cambio de fase regular.

Aquí, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) que se supone se prepararon para usar en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, el cambiador de fase del dispositivo de transmisión descrito anteriormente usa cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para lograr el período (ciclo) de cinco. (Como en la figura 69, cinco valores de cambio de fase son necesarios con el fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cinco sólo en la señal de banda base cambiada q2. De modo similar, con el fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base cambiadas ql y q2, son necesarios dos valores de cambio de fase para cada intervalo. Estos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, aquí, con el fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cinco, se deben preparar cinco de tales conjuntos de cambio de fase) . Los cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) son expresados como la PHASE [0], la PHASE [1], la PHASE[2], la PHASE[3] , y la PHASE[4] .

Para los 1500 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000 bits que componen un único bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, la PHASE[0] se usa en 300 intervalos, la PHASE[1] se usa en 300 intervalos, la PHASE[2] se usa en 300 intervalos, la PHASE[3] se usa en 300 intervalos, y la PHASE[4] se usa en 300 intervalos. Esto se debe al hecho que cualquier desvío en el uso de la · fase hace que la fase de uso más frecuente ejerza una gran influencia y que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Además, para los 750 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000 bits que componen un único bloque codificado cuando el esquema de modulación es 16-QA , la PHASE [0] se usa en 150 intervalos, la PHASE [1] se usa en 150 intervalos, la PHASE [2] se usa en 150 intervalos, la PHASE [3] se usa en 150 intervalos, y la PHASE [4] se usa en 150 intervalos.

Es más, para los 500 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000 bits que componen un único bloque codificado cuando el esquema de modulación es 64-QAM, la PHASE [0] se usa en 150 intervalos, la PHASE[1] se usa en 100 intervalos, la PHASE[2] se usa en 100 intervalos, la PHASE[3] se usa en 100 intervalos, y la PHASE[4] se usa en 100 intervalos.

Como se describió anteriormente, un esquema para un cambio de fase regular requiere la preparación de N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) (donde las N fases diferentes están expresadas como la PHASE[0] , la PHASE[1] , la PHASE[2] ... la PHASE [N-2] , la PHASE [N-l] ) . Como tales, con el fin de transmitir todos los bits que componen un único bloque codificado, la PHASE [0] se usa en K0 intervalos, la PHASE [1] se usa en Ki intervalos, la PHASE [i] se usa en ¾. intervalos (donde i = 0, 1, 2..U-1) , y la PHASE [N-l] se usa en KN_! intervalos, de modo de cumplir con la Condición #Dl-4.

(Condición #Dl-4) 0 = Ki ...= Ki = ... KN_i. Es decir, Ka = K (para Va y _> donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Entonces, cuando un sistema de comunicaciones que admite esquemas de modulación múltiple selecciona para usar uno de los esquemas admitidos, la Condición #Dl-4 se cumple preferentemente para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando los esquemas de modulación múltiple están admitidos, típicamente cada uno de tales esquemas de modulación usa símbolos que transmiten un número diferente de bits por símbolo (aunque algunos pueden llegar a usar el mismo número) , la Condición #Dl-4 puede no cumplirse para algunos esquemas de modulación. En un tal caso, se aplica la siguiente condición en lugar de la Condición #Dl-4.

(Condición #Dl-5) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 o 1. Es decir, IKa - KbI cumple 0 o 1 (Va, s, donde a, b = 0, 1 , 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0<b<N-l) , a ? b) La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque cuando, por ejemplo, son transmitidas dos corrientes si y s2 como está indicado por el dispositivo de transmisión de la figura 67 y la figura 70, y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora tal como OFDM) .

Como se muestra en la figura 35, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que componen un único bloque codificado. Con el fin de transmitir estos 6000 bits, el número de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, es de 3000 para QPSK, 1500 para 16-QAM, y 1000 para 64-QAM.

El dispositivo de transmisión de la figura 67 y el dispositivo de transmisión de la figura 70 trasmiten cada uno dos corrientes a la vez y tienen dos codificadores. Como tales, cada una de las dos corrientes transmite diferentes bloques de código. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, dos bloques codificados procedentes de si y s2 son transmitidos dentro del mismo intervalo, por ejemplo, transmite un primer bloque codificado procedente de si, entonces transmite un segundo bloque codificado procedente de s2. Como tales son necesarios 3000 intervalos con el fin de transmitir los primeros y segundos bloques codificados .

Usando el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, son necesarios 1500 intervalos para transmitir todos los bits que componen los dos bloques codificados, y cuando el esquema de modulación es 64-QAM, son necesarios 1000 intervalos para transmitir todos los bits que componen los dos bloques codificados.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos previamente y la fase de multiplicación, según se relaciona con los esquemas para un cambio de fase regular .

Aquí, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) que se supone se prepararon para usar en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 67 y figura 67 usa cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para lograr el período (ciclo) de cinco. (Como en la figura 69, cinco valores de cambio de fase son necesarios con el fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cinco sólo en la señal de banda base cambiada q2. De modo similar, con el fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base cambiadas ql y q2 , son necesarios dos valores de cambio de fase para cada intervalo. Estos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, aquí, con el fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cinco, se deben preparar cinco de tales conjuntos de cambio de fase) . Los cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) son expresados como la PHASE[0], la PHASE[1], la PHASE[2], la PHASE[3], y la PHASE[4].

Para los 3000 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000x2 bits que componen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es QPSK, la PHASE[0] se usa en 600 intervalos, la PHASE[1] se usa en 600 intervalos, la PHASE[2] se usa en 600 intervalos, la PHASE[3] se usa en 600 intervalos, y la PHASE[4] se usa en 600 intervalos. Esto se debe al hecho que cualquier desvío en el uso de la fase hace que la fase de uso más frecuente ejerza una gran influencia y que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Además, con el fin de transmitir el primer bloque codificado, la PHASE[0] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE[1] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE[2] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE[3] se usa en los intervalos 600 veces, y la PHASE[4] se usa en los intervalos 600 veces. Además, con el fin de transmitir el segundo bloque codificado, la PHASE[0] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE [1] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE[2] se usa en los intervalos 600 veces, la PHASE [3] se usa en los intervalos 600 veces, y la PHASE [4] se usa en los intervalos 600 veces.

De modo similar, para los 1500 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000x2 bits que componen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 16-QAM, la PHASE [0] se usa en 300 intervalos, la PHASE [1] se usa en 300 intervalos, la PHASE [2] se usa en 300 intervalos, la PHASE [3] se usa en 300 intervalos, y la PHASE [4] se usa en 300 intervalos.

Además, con el fin de transmitir el primer bloque codificado, la PHASE [0] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE [1] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE [2] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE[3] se usa en los intervalos 300 veces, y la PHASE[4] se usa en los intervalos 300 veces. Además, con el fin de transmitir el segundo bloque codificado, la PHASE[0] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE[1] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE[2] se usa en los intervalos 300 veces, la PHASE[3] se usa en los intervalos 300 veces, y la PHASE[4] se usa en los intervalos 300 veces.

De modo similar, para los 1000 intervalos descritos anteriormente necesarios para transmitir los 6000x2 bits que componen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 64-QAM, la PHASE[0] se usa en 200 intervalos, la PHASE[1] se usa en 200 intervalos, la PHASE[2] se usa en 200 intervalos, la PHASE[3] se usa en 200 intervalos, y la PHASE[4] se usa en 200 intervalos.

Además, con el fin de transmitir el primer bloque codificado, la PHASE [0] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [1] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [2] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [3] se usa en los intervalos 200 veces, y la PHASE [4] se usa en los intervalos 200 veces. Además, con el fin de transmitir el segundo bloque codificado, la PHASE [0] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [1] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [2] se usa en los intervalos 200 veces, la PHASE [3] se usa en los intervalos 200 veces, y la PHASE [4] se usa en los intervalos 200 veces.

Como se describió anteriormente, un esquema para un cambio de fase regular requiere la preparación de N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) (donde las N fases diferentes están expresadas como la PHASE[0] , la PHASE [1] , la PHASE[2] ... la PHASE[N-2], la PHASE [N-l] ) . Como tales, con el fin de transmitir todos los bits que componen un único bloque codificado, la PHASE [0] se usa en K0 intervalos, la PHASE [1] se usa en Ki intervalos, la PHASE [i] se usa en K± intervalos (donde i = 0, 1, 2..JM-1) , y la PHASE [N-l] se usa en KN_i intervalos, de modo de cumplir con la Condición #Dl-6.

(Condición #Dl-6) K0 = Ki ...= Ki = ... KN_!. Es decir, Ka = Kb (para Va y D donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0<a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Además, con el fin de transmitir todos los bits que componen el primer bloque codificado, la PHASE [0] se usa K0,i veces, la PHASE [1] se usa K1(i veces, la PHASE [i] se usa Ki,i veces (donde i = 0, 1, 2..JST-1 (i denota un entero que cumple 0<i<N-l)) , y la PHASE[N-1] se usa KN_i;1 veces, de modo de cumplir con la Condición #Dl-7.

(Condición #Dl-7) 0,i = ??,? = ... Ki,! = ... KN_I,I. ES decir, Ka,i = Kb,i (Va y D donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Además, con el fin de transmitir todos los bits que componen el segundo bloque codificado, la PHASE[0] se usa K0,2 veces, la PHASE[1] se usa Ki,2 veces, la PHASE [i] se usa Ki(2 veces (donde i = 0, 1, 2...N-1 (i denota un entero que cumple 0=i=N-l) ) , y la PHASE [N-l] se usa KN_li2 veces, de modo de cumplir con la Condición #Dl-8.

(Condición #Dl-8) K0,2 = i,2 = ... Ki<2 = - KN-1,2. Es decir, Ka,2 = Kb,2 ( a y D donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0<a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) .

Entonces, cuando un sistema de comunicaciones que admite esquemas de modulación múltiple selecciona para usar uno de los esquemas admitidos, la Condición #Dl-6 la Condición #Dl-7, y la Condición #Dl-8 se cumplen preferentemente para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando los esquemas de modulación múltiple están admitidos, típicamente cada uno de tales esquemas de modulación usa símbolos que transmiten un número diferente de bits por símbolo (aunque algunos pueden llegar a usar el mismo número) , la Condición #Dl-6 la Condición #Dl-7, y la Condición #Dl-8 pueden no cumplirse para algunos esquemas de modulación. En un tal caso, se aplican las siguientes condiciones en lugar de la Condición #Dl-6 la Condición #Dl-7, y la Condición #Dl-8.

(Condición #Dl-9) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 o 1. Es decir, IKa - Kh| cumple 0 o 1 (Va, D, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0<b<N-l) , a ? b) (Condición #D1-10) La diferencia entre Kajl y Kb,i cumple 0 o 1. Es decir, |Ka,i - Kb,i| cumple 0 o 1 (Va, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) (Condición #D1-11) La diferencia entre Ka<2 y Kb,2 cumple 0 o 1. Es decir, |Ka 2 - Kb(2| cumple 0 o 1 (Va, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l (a denota un entero que cumple 0=a=N-l, b denota un entero que cumple 0=b=N-l) , a ? b) Como se describió anteriormente, el desvío entre las fases que se usan para transmitir los bloques codificados se elimina creando una relación entre el bloque codificado y la fase de multiplicación. Como tal, se puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción .

Como se describió anteriormente, los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) son necesarios con el fin de realizar un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de N con el esquema para el cambio de fase regular. Como tales, se preparan los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase), la PHASE[0], la PHASE [1] , la PHASE [2] ... la PHASE [N-2] , y la PHASE [N-l] . Sin embargo, existen esquemas para ordenar las fases en el orden fijado con respecto al dominio de frecuencia. En este aspecto no se pretende una limitación. Los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase), la PHASE [0] , la PHASE [1] , la PHASE [2] ... la PHASE [N-2], y la PHASE [N-l] también pueden cambiar las fases de los bloques en el dominio de tiempo o en el dominio de tiempo-frecuencia para obtener una configuración de los símbolos. Aunque los ejemplos anteriores describen un esquema de cambio de fase con un período (ciclo) de N, se obtienen los mismos efectos usando N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) de forma aleatoria. Es decir, los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) no necesitan siempre tener una periodicidad regular. Siempre que se satisfagan las condiciones descritas anteriormente, mejoras de gran calidad son realizables en la recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

Además, dada la existencia de modos para los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO usando una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo, la transmisión de corriente única y los esquemas que usan un cambio de fase regular, el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación base) puede seleccionar cualquiera de estos esquemas de transmisión.

Como se describe en literatura no de patente 3, los esquemas MIMO de multiplexación espacial involucran señales de transmisión si y s2 que se correlacionan usando un esquema de modulación seleccionado en cada una de dos diferentes antenas. Los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija involucran sólo la modalidad de la precodificación (sin cambio de fase). Además, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo se describen en literatura no de patente 9, 16, y 17. Los esquemas de transmisión de corriente única involucran una señal de transmisión correlacionada con un esquema de modulación seleccionado desde una antena después de realizar un procesamiento predeterminado.

Los esquemas que usan la transmisión de multiportadoras tal como OFDM involucran un primer grupo de portadoras compuesto de múltiples portadoras y un segundo grupo de portadoras compuesto de múltiples portadoras diferentes del primer grupo de portadoras, y así sucesivamente, de modo tal que la transmisión de multiportadoras se realiza con múltiples grupos de portadoras. Para cada grupo de portadoras, se puede usar cualquiera de los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloque espacio-tiempo, la transmisión de única corriente y los esquemas que usan un cambio de fase regular. En particular, se usan preferentemente los esquemas que usan un cambio de fase regular en un (sub-) grupo seleccionado de portadoras para realizar lo anterior.

Aunque la presente descripción describe la presente modalidad como un dispositivo de transmisión que aplica precodificación, cambio de banda base y cambio de fase, todos estos se pueden combinar de forma variada. En particular, el cambiador de fase que se describió para la presente modalidad se puede combinar libremente con el cambio de fase que se describe en todas las otras modalidades.

Modalidad D2 La presente modalidad describe un esquema de inicialización de cambio de fase para el cambio de fase regular que se describe a lo largo de la presente descripción. Este esquema de inicialización es aplicable al dispositivo de transmisión de la figura 4 cuando se usa un esquema de multiportadora tal como OFDM, y para los dispositivos de transmisión de las figuras 67 y 70 cuando se usa un único decodificador y distribuidor, similar a la figura 4.

Lo siguiente es aplicable también a un esquema para cambiar regularmente la fase cuando se realiza una codificación usando códigos de bloque tal como se describe en literatura no de patente 12 a 15, tal como Códigos QC LDPC (se pueden usar no sólo QC-LDPC sino que también códigos LDPC) , códigos LDPC y BCH concatenados, Turbo-códigos o Turbo-Códigos Duo-Binarios que usan bits de cola, y así sucesivamente .

El ejemplo siguiente considera un caso en que se transmiten dos corrientes si y s2. Cuando se realiza una codificación usando los códigos de bloque y no son necesarias la información de control y similares, el número de bits que compone cada bloque codificado coincide con el número de bits que compone cada código de bloque (la información de control y así sucesivamente que se describe a continuación todavía tiene que ser incluida) . Cuando se realiza una codificación que requiere el uso de los códigos de bloque o similares y es necesaria la información de control o similares (por ejemplo, parámetros de transmisión CRC) , entonces el número de bits que compone cada bloque codificado es la suma del número de bits que compone los códigos de bloque y el número de bits que compone la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque. La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque cuando, por ejemplo, son transmitidas dos corrientes si y s2 como está indicado por el dispositivo de transmisión anteriormente descrito y el dispositivo de transmisión tiene un único decodificador . (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o un esquema de muítiportadora tal como OFDM) .

Lo que sigue describe un dispositivo de transmisión que transmite señales moduladas que tienen una configuración de trama ilustrada en las figuras 71A y 71B. La figura 71A ilustra una configuración de trama para la señal modulada zl' o zl (transmitida por la antena 312A) en los dominios de tiempo y. frecuencia. De modo similar, la figuras 71B ilustra una configuración de trama para la señal modulada z2 (transmitida por la antena 312B) en los dominios de tiempo y frecuencia. Aquí, la frecuencia (banda) usada por la señal modulada zl ' o zl y la frecuencia (banda) usada para la señal modulada z2 son idénticas, transportando las señales moduladas zl' o zl y z2 al mismo tiempo.

Como se muestra en la figura 71A, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) durante el intervalo A. El preámbulo es un símbolo que transmite información de control para un socio de comunicación. En particular, este preámbulo incluye información en el esquema de modulación usado para transmitir un primer y un segundo bloque codificado. El dispositivo de transmisión transmite el primer bloque codificado durante el intervalo B. El dispositivo de transmisión entonces transmite el segundo bloque codificado durante el intervalo C.

Además, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) durante el intervalo D. El preámbulo es un símbolo que transmite información de control para un socio de comunicación. En particular, este preámbulo incluye información en el esquema de modulación usado para transmitir un tercero o un cuarto bloque codificado y así sucesivamente. El dispositivo de transmisión transmite el tercer bloque codificado durante el intervalo E. El dispositivo de transmisión entonces transmite el cuarto bloque codificado durante el intervalo D.

También, como se muestra en la figura 71B, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) durante el intervalo A. El preámbulo es un símbolo que transmite información de control para un socio de comunicación. En particular, este preámbulo incluye información en el esquema de modulación usado para transmitir un primer y un segundo bloque codificado. El dispositivo de transmisión transmite el primer bloque codificado durante el intervalo B. El dispositivo de transmisión entonces transmite el segundo bloque codificado durante el intervalo C.

La figura 72 indica el número de intervalos usados cuando se transmiten los bloques codificados de la figura 34, específicamente usando 16-QAM como el esquema de modulación para el primer bloque codificado. Aquí, son necesarios 750 intervalos para transmitir el primer bloque codificado.

La figura 73 indica los intervalos usados cuando se transmiten los bloques codificados de la figura 34, específicamente usando QPSK como el esquema de modulación para el tercer bloque codificado. Aquí, son necesarios 1500 intervalos para transmitir el bloque codificado.

Como se explica a lo largo de esta descripción, la señal modulada zl, es decir, la señal modulada transmitida por la antena 312A, no experimenta un cambio de fase, mientras que la señal modulada z2, es decir, la señal modulada transmitida por la antena 312B, no experimenta un cambio de fase. El esquema de cambio de fase siguiente se usa para las figuras 72 y 73.

Antes que ocurra el cambio de fase, se preparan siete valores de cambio de fase diferentes. Los siete valores de cambio de fase están etiquetados como #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, y #7. El cambio de fase es regular y periódico. En otras palabras, los valores de cambio de fase se aplican regularmente y periódicamente de modo tal que el orden es #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6 y así sucesivamente.

Como se muestra en la figura 72, dado que son necesarios 750 intervalos para el primer bloque codificado, se usa inicialmente el valor de cambio de fase #0, de modo tal que #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2 ... #3, #4, #5, #6 se usan en sucesión con el intervalo 750 usando #0 en la posición final.

El cambio de fase se aplica entonces a cada intervalo para el segundo bloque codificado. La presente descripción supone aplicaciones de transmisión de difusión y multidifusión. Como tal, una terminal de recepción puede no tener necesidad del primer bloque codificado y extraer sólo el segundo bloque codificado. En tales circunstancias, dado que el intervalo final usado para el primer bloque codificado usa el valor de cambio de fase #0, el valor inicial de cambio de fase usado para el segundo bloque codificado es #1. Como tales, los siguientes esquemas son concebibles: (a) : la terminal antes mencionada monitorea la transmisión del primer bloque codificado, es decir, monitorea el patrón de los valores de cambio de fase en todo el intervalo final usado para transmitir el primer bloque codificado y entonces estima el valor de cambio de fase usado para el intervalo inicial del segundo bloque codificado; (b) : no ocurre (a) y el dispositivo de transmisión transmite la información sobre los valores de cambio de fase en uso en el intervalo inicial del segundo bloque codificado. El esquema (a) lleva a un mayor consumo de energía por parte de la terminal debido a la necesidad de monitorear la transmisión del primer bloque codificado. Sin embargo, el esquema (b) lleva a reducir la eficiencia de la transmisión de datos.

Por consiguiente, hay una necesidad de mejorar la asignación del valor de cambio de fase descrito anteriormente. Se considera un esquema en el que el valor de cambio de fase usado para transmitir el intervalo inicial de cada bloque codificado es fijo. Así, como se indica en la figura 72, el valor de cambio de fase usado para transmitir el intervalo inicial del segundo bloque codificado y el valor de cambio de fase usado para transmitir el intervalo inicial del primer bloque codificado son idénticos, siendo #0.

De modo similar, como se indica en la figura 73, el valor de cambio de fase usado para transmitir el intervalo inicial del tercer bloque codificado no es #3, pero en cambio es idéntico a valor de cambio de fase usado para transmitir el intervalo inicial de los primeros y segundos bloques codificados, siendo #0.

Como tales, los problemas que acompañan ambos esquemas (a) y (b) descritos anteriormente pueden restringirse mientras que retienen los efectos de los mismos.

En la presente modalidad, el esquema usado para inicializar el valor de cambio de fase para cada bloque codificado, es decir, el valor de cambio de fase usado para el intervalo inicial de cada bloque codificado, es fijo de modo de ser #0. Sin embargo, también se pueden usar otros esquemas para unidades de trama única. Por ejemplo, el valor de cambio de fase usado para el intervalo inicial de un símbolo que transmite información después de que se transmite el preámbulo o símbolo de control se puede fijar en #0.

Modalidad D3 Las modalidades anteriormente descritas describen una unidad de ponderación que usa una matriz de precodificación expresada en números complejos para la precodificación. Sin embargo, el valor de cambio de fase también se puede expresar en números reales.

Es decir, se supone que dos señales de banda base si (i) y s2(i) (donde i es el tiempo o la frecuencia) se correlacionan (usando un esquema de modulación) y precodifican para obtener señales de banda base precodificadas zl(i) y z2 (i) . Como tal, la señal de banda base correlacionada si (i) tiene un componente en fase de Isl(i) y un componente de cuadratura de Qsi(i), y la señal correlacionada de banda base s2(i) tiene un componente en fase de IS2( ) y un componente de cuadratura de QS2(i), mientras que la señal de banda base precodificada zl(i) tiene un componente en fase de Izl(i) y un componente de cuadratura de Qzi(i), y la señal de banda base precodificada z2 (i) tiene un componente en fase de Iz2(i) y un componente de cuadratura de QZ2(i)f que da la siguiente matriz de precodificación Hr cuando todos los valores son números reales.

[Matemática 76] (Fórmula 76) El valor de cambio de fase Hr también se puede expresar como sigue, donde todos los valores son números reales .

[Matemática 77] (Fórmula 77) donde an, ai2, ai3, a-1 / 3-21/ a22, a-23» ¾24> ¾3i 3-32; ^33/ a34, a4i, a42, a43, y a44 son números reales. Sin embargo, ninguno de lo siguiente puede mantener: (an=0, SL12=0 , ai3=0, y a14=0}, a34=0}, y a42=0, a3=0, y a44=0}. También, ninguno de lo siguiente puede mantener: {an=0, a2i=0, a3i=0, y {ai2=0, a22=0, a32=0, y a42=0}, {a13=0, a23=0, a33=0, y a43=0}, y {ai4=0, a24=0, a34=0, y a44=0}.

Modalidad El La presente modalidad describe un esquema de inicialización de cambio de fase en un caso en que: (i) se usa el dispositivo de transmisión de la figura 4; (ii) el dispositivo de transmisión de la figura 4 es compatible con el esquema de multiportadora, tal como el esquema OFDM; y (iii) se adopta un codificador y un distribuidor en el dispositivo de transmisión de la figura 67 y el dispositivo de transmisión de la figura 70, tal como se muestra en la figura 4, cuando se usa el cambio de esquema de fases para realizar regularmente el cambio de fase presentado en esta descripción.

Lo que sigue describe el esquema para cambiar regularmente la fase cuando se usa un código de verificación de paridad de baja densidad cuasi cíclica (QC-LDPC) (o un código LDPC (verificación de paridad de baja densidad) diferente de un código QC-LDPC) , un código concatenado que consta de un código LDPC y un código Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH) , y un código de bloque tal como un turbo código o un turbo código duobinario que usa bits de cola. Esos códigos se describen en literatura no de patente 12 a 15.

Lo siguiente describe un caso para transmitir dos corrientes si y s2. Obsérvese que, cuando no se requiere la información de control y similar para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) es igual a la cantidad de bits que constituyen el código de bloque (sin embargo, puede incluirse la información de control y similar descrita a continuación) . Cuando la información de control y similar (por ejemplo CRC (comprobación de redundancia cíclica) , un parámetro de transmisión) se requieren para realizar la codificación usando el código de bloque, la cantidad de bits que constituyen el bloque de codificación (codificado) puede ser una suma de la cantidad de bits que constituyen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control y similar .

La figura 34 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque. La figura 34 muestra un cambio en la cantidad de símbolos e intervalos requeridos para un bloque de codificación (codificado) cuando se usa el código de bloque en un caso en que se transmiten las dos corrientes si y s2 y el dispositivo de transmisión tiene un solo codificador, tal como se muestra en el dispositivo de transmisión de la figura 4 (Obsérvese que, en este caso, puede usarse o la transmisión de portadora única o la transmisión de multiportadora tal como el OFDM como sistema de transmisión) .

Tal como se muestra en la figura 34, sea 6000 bits la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) en el código de bloque. A fin de transmitir los 6000 bits, 3000 símbolos, 1500 símbolos y 1000 símbolos son necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK, 16QAM y 64QAM, respectivamente.

Como deben transmitirse simultáneamente dos corrientes en el dispositivo de transmisión mostrado en la figura 4, cuando el esquema de modulación es QPSK, 1500 símbolos se asignan a si y los restantes 1500 símbolos se asignan a s2 de los 3000 símbolos precedentemente mencionados. Por lo tanto, son necesarios 1500 intervalos (llamados intervalos) para transmitir los 1500 símbolos por si y los 1500 símbolos por s2.

Haciendo las mismas consideraciones, son necesarios 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) cuando el esquema de modulación es 16QAM, y 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque cuando el esquema de modulación es 64QAM.

A continuación, se considera un caso en que el dispositivo de transmisión transmite señales moduladas que tienen, cada una, una estructura de tramas mostrada en las figuras 71A y 7IB. La figura 71A muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal modulada zl (transmitida por la antena 312A) . La figura 71B muestra una estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal modulada z2 (transmitida por la antena 312B) . En este caso, la señal modulada zl y la señal modulada z2 se supone que ocupan la misma frecuencia (ancho de banda) , y la señal modulada zl y la señal modulada z2 se supone que existen al mismo tiempo.

Tal como se muestra en la figura 71A, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) en un intervalo A. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) y el segundo bloque de codificación (codificado) . El dispositivo de transmisión es para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) en un intervalo B. El dispositivo de transmisión es para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) en un intervalo C.

El dispositivo de transmisión transmite el preámbulo (símbolo de control) en un intervalo D. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) , el cuarto bloque de codificación (codificado), etc. El dispositivo de transmisión es para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) en un intervalo E. El dispositivo de transmisión es para transmitir el cuarto bloque de codificación (codificado) en un intervalo F.

Tal como se muestra en la figura 71B, el dispositivo de transmisión transmite un preámbulo (símbolo de control) en el intervalo A. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) y el segundo bloque de codificación (codificado) . El dispositivo de transmisión es para transmitir el primer bloque de codificación (codificado) en el intervalo B. El dispositivo de transmisión es para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) en el intervalo C.

El dispositivo de transmisión transmite el preámbulo (símbolo de control) en el intervalo D. El preámbulo es un símbolo para transmitir información de control al socio de comunicación y se asume que incluye información sobre el esquema de modulación para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) , el cuarto bloque de codificación (codificado), etc. El dispositivo de transmisión es para transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) en el intervalo E. El dispositivo de transmisión es para transmitir el cuarto bloque de codificación (codificado) en el intervalo F.

La figura 72 muestra la cantidad de intervalos usados cuando los bloques de codificación (codificados) se transmiten tal como se muestra en la figura 34, y en particular, cuando 16QAM se usa como el esquema de modulación en el primer bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado) , 750 intervalos son necesarios.

De igual modo, la figura 72 muestra la cantidad de intervalos usados cuando QPSK se usa como el esquema de modulación en el segundo bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el primer bloque de codificación (codificado), 1500 intervalos son necesarios.

La figura 73 muestra la cantidad de intervalos usados cuando el bloque de codificación (codificado) se transmite tal como se muestra en la figura 34, y en particular, cuando QPSK se usa como el esquema de modulación en el tercer bloque de codificación (codificado) . A fin de transmitir el tercer bloque de codificación (codificado) , 1500 intervalos son necesarios.

Tal como se describe aquí, se considera un caso en que no se realiza el desplazamiento de fase para la señal modulada zl, es decir la señal modulada transmitida por la antena 312A, y se realiza para la señal modulada z2 , es decir la señal modulada transmitida por la antena 312B. En este caso, las figuras 72 y 73 muestran el esquema de saltos regulares entre matrices de precodificación .

Primero, se asume que siete matrices de precodificación se preparan para efectuar regularmente saltos entre los valores de cambio de fase, y se denominan #0, #1, #2, #3, #4, #5 y #6. Los valores de cambio de fase deben usarse regular y cíclicamente. Es decir, los valores de cambio de fase deben cambiar regular y cíclicamente en el orden #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, ....

Primero, tal como se muestra en la figura 72, existen 750 intervalos en el primer bloque de codificación (codificado). Por lo tanto, a partir del #0, los valores de cambio de fase se disponen en el orden #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #4, #5, #6, #0, y terminan usando el #0 para el 750avo intervalo.

A continuación, los valores de cambio de fase deben aplicarse a cada intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) . Como esta descripción se efectúa sobre el supuesto de que los valores de cambio de fase se aplican a la comunicación multidifusión y a la difusión, una posibilidad es que una terminal de recepción no necesite el primer bloque de codificación (codificado) y extraiga sólo el segundo bloque de codificación (codificado) . En tal caso, incluso cuando se usa el valor de cambio de fase #0 para transmitir el último intervalo del primer bloque de codificación (codificado) , el valor de cambio de fase #1 se usa primero para transmitir el segundo bloque de codificación (codificado) . En ese caso, se consideran los siguientes dos esquemas : (a) La terminal precedentemente mencionada monitorea cómo se transmite el primer bloque de codificación (codificado) , es decir la terminal monitorea un patrón del valor de cambio de fase usado para transmitir el último intervalo del primer bloque de codificación (codificado) , y estima el valor de cambio de fase que debe usarse para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) ; y (b) El dispositivo de transmisión transmite información sobre el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) sin realizar (a) .

En el caso de (a) , como la terminal debe monitorear transmisión del primer bloque de codificación (codificado) , aumenta el consumo de energía. En el caso de (b) , se reduce la eficiencia de transmisión de datos.

Por lo tanto, hay espacio para la mejora en la asignación de matrices de precodificación, como ya se describió. A fin de resolver los problemas precedentemente mencionados, se propone un esquema para arreglar el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo en cada bloque de codificación (codificado) . Por lo tanto, tal como se muestra en la figura 72, el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo del segundo bloque de codificación (codificado) se establece en #0 como el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo del primer bloque de codificación (codificado) .

De igual modo, tal como se muestra en la figura 73, el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo del tercer bloque de codificación (codificado) se establece no en #3 sino en #0 como el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo del primer bloque de codificación (codificado) y del segundo bloque de codificación (codificado) .

Con el esquema precedentemente mencionado, se obtiene un efecto de suprimir los problemas que ocurren en (a) y (b) .

Obsérvese que, en la presente modalidad, se describe el esquema de inicialización de los valores de cambio de fase en cada bloque de codificación (codificado) , es decir el esquema en que el valor de cambio de fase usado para transmitir el primer intervalo en cada bloque de codificación (codificado) se fija en #0. Como un diferente esquema, sin embargo, los valores de cambio de fase pueden inicializarse en unidades de tramas. Por ejemplo, en el símbolo para transmitir el preámbulo y la información después de la transmisión del símbolo de control, el valor de cambio de fase usado en el primer intervalo puede fijarse en #0.

Por ejemplo, de la figura 71, una trama se interpreta como que se inicia desde el preámbulo, el primer bloque de codificación (codificado) en la primera trama es primer bloque de codificación (codificado) , y el primer bloque de codificación (codificado) en la segunda trama es el tercer bloque de codificación (codificado) . Esto ejemplifica un caso en que "el valor de cambio de fase usado en el primer intervalo puede fijarse (en #0) en las unidades de tramas" como ya se describió usando las figuras 72 y 73.

Lo siguiente describe un caso en que el esquema precedentemente mencionado se aplica a un sistema de difusión que utiliza la norma DVB-T2. Primero, se describe la estructura de tramas para un sistema de difusión de acuerdo con la norma DVB-T2.

La figura 74 es una vista general de la estructura de tramas de una señal transmitida por una estación difusora de acuerdo con la norma DVB-T2. De acuerdo con la norma DVB-T2 , se emplea un esquema OFDM. Por eso, las tramas se estructuran en los dominios de tiempo y frecuencia. La figura 74 muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y frecuencia. La trama está compuesta de los datos de señalización Pl (7401) , los datos de preseñalización Ll (7402) , los datos de postseñalización Ll (7403), la PLP común (7404) y las PLP #1 a #N (7405_1 a 7405_N) (PLP: tubería de capa física) . (Aquí, los datos de preseñalización Ll (7402) y los datos de postseñalización Ll (7403) se denominan símbolos P2). Como en el caso anterior, la trama compuesta de los datos de señalización Pl (7401) , los datos de preseñalización Ll (7402), los datos de postseñalización Ll (7403) , la PLP común (7404) , y las PLP #1 a #N (7405_1 a 7405_N) se denomina trama T2 , que es una unidad de la estructura de tramas.

Los datos de señalización Pl (7401) es un símbolo que usa un dispositivo de recepción para la detección de señales y la sincronización de frecuencias (incluso la estimación defset de frecuencia) . Además, los datos de señalización Pl (7401) transmiten información que incluye la información indicativa del tamaño FFT (Transformada rápida de Fourier) y de cuál SISO (entrada única, salida única) y MISO (entrada múltiple, salida única) se emplea para transmitir una señal modulada. (El esquema SISO es para transmitir una sola señal modulada, en tanto que el esquema MISO es para transmitir múltiples señales moduladas usando los códigos de bloque espacio-tiempo mostrados en literatura no de patente 9, 16 y 17) .

Los datos de preseñalización Ll (7402) transmiten información que incluye: información sobre el intervalo de guarda usado en las tramas transmitidas; información sobre el método de procesamiento de señales para reducir la PAPR (relación de potencia de pico a promedio) ; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores (FEC: corrección de errores hacia delante) y la tasa de codificación del esquema de corrección de errores, todo usado en la transmisión de los datos de postseñalización Ll; información sobre el tamaño de los datos de postseñalización Ll y el tamaño de la información; información sobre el patrón piloto; información sobre el número único de celda (región de frecuencia) ; e información indicativa de cuál se usa, el modo normal o el modo ampliado (los respectivos modos difieren en la cantidad de subportadoras utilizadas en la transmisión de datos) .

Los datos de postseñalización Ll (7403) transmiten información que incluye: información sobre la cantidad de las PLP; información sobre la región de frecuencia utilizada; información sobre el número único de cada PLP; información sobre el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación del esquema de corrección de errores, todo usado en la transmisión de las PLP; e información sobre la cantidad de bloques transmitidos en cada PLP.

La PLP común (7404) y las PLP #1 a #N (7405_1 a 7405_N) son campos usados para transmitir datos.

En la estructura de tramas mostradas en la figura 74, los datos de señalización Pl (7401), los datos de preseñalización Ll (7402) , los datos de postseñalización Ll (7403), la PLP común (7404) y las PLP #1 a #N (7405_1 a 7405_N) se ilustran como transmitidos mediante tiempo compartido. Sin embargo, en la práctica, dos o más de las señales están presentes simultáneamente. La figura 75 muestra ese ejemplo. Tal como se muestra en la figura 75, los datos de preseñalización Ll, los datos de postseñalización Ll y la PLP común pueden estar presentes al mismo tiempo, y la PLP #1 y la PLP#2 pueden estar presentes al mismo tiempo. Es decir, las señales constituyen una trama que usa tanto tiempo compartido como frecuencia compartida.

La figura 76 muestra un ejemplo de la estructura de un dispositivo de transmisión que se obtiene aplicando los cambios de esquema de fases para efectuar el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y el cambio de las señales de banda base) en un dispositivo de transmisión de conformidad con la norma DVB-T2 (es decir, en un dispositivo de transmisión de una estación difusora) . Un generador de señales PLP 7602 recibe los datos de transmisión PLP (los datos de transmisión para las múltiples PLP) 7601 y una señal de control 7609 como entrada, efectúa la correlación de cada PLP de acuerdo con el esquema de corrección de errores y el esquema de modulación indicados para la PLP por la información incluida en la señal de control 7609, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 7603 que lleva las múltiples PLP.

Un generador de señales de símbolos P2 7605 recibe los datos de transmisión de símbolos P2 7604 y la señal de control 7609 como entrada, efectúa la correlación de acuerdo con el esquema de corrección de errores y el esquema de modulación indicados para cada símbolo P2 por la información incluida en la señal de control 7609, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 7606 que lleva los símbolos P2.

Un generador de señales de control 7608 recibe los datos de transmisión de símbolos Pl 7607 y los datos de transmisión de símbolos P2 7604 como entrada y después da salida, como la señal de control 7609, a la información sobre el esquema de transmisión (el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación de la corrección de errores, el esquema de modulación, la longitudes de bloque, la estructura de tramas, los esquemas de transmisión seleccionados que incluyen un esquema de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación, el esquema de inserción de símbolos piloto, la IFFT (Transformada rápida de Fourier inversa) /FFT, el método para reducir la PAPR y el esquema de inserción de intervalos de guarda) de cada grupo de símbolos mostrado en la figura 74 (los datos de señalización Pl (7401) , los datos de preseñalización Ll (7402), los datos de postseñalización Ll (7403) , la PLP común (7404) , las PLP #1 a #N (7405_1 a 7405_N) ) .

Un configurador de tramas 7610 recibe, como entrada, la señal de banda base 7603 que lleva las PLP, la señal de banda base 7606 que lleva los símbolos P2 , y la señal de control 7609. Al recibir la entrada, el configurador de tramas 7610 cambia el orden de los datos de entrada en el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo en base a la información sobre estructura de tramas incluida en la señal de control, y da salida a una señal de banda base (cuadratura) 7611_1 correspondiente a la corriente 1 (una señal después de la correlación, es decir, una señal de banda base basada en un esquema de modulación a usar) y una señal de banda base (cuadratura) 7611_2 correspondiente a la corriente 2 (una señal después de la correlación, es decir, una señal de banda base basada en un esquema de modulación a usar) ambas de acuerdo con la estructura de tramas.

Un procesador de señales 7612 recibe, como entrada, la señal de banda base 7611_1 correspondiente a la corriente 1, la señal de banda base 7611_2 correspondiente a la corriente 2, y la señal de control 7609 y da salida a una señal modulada 1 (7613_1) y una señal modulada 2 (7613_2) , cada una obtenida como resultado de un procesamiento de señales en base al esquema de transmisión indicado por la información incluida en la señal de control 7609.

La función característica observada aquí reside en lo siguiente. Es decir, cuando se selecciona un esquema de transmisión que efectúa el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) , el procesador de señales efectúa el cambio de fase en las señales después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) de una manera similar a las figuras 6, 25, 26, 27, 28, 29 y 69. Por eso, las señales procesadas así obtenidas sen la señal modulada 1 (7613_1) y la señal modulada 2 (7613_2) obtenidas como resultado del procesamiento de señales.

Un insertador de piloto 7614_1 recibe, como entrada, la señal modulada 1 (7613_1) obtenida como resultado del procesamiento de señales y la señal de control 7609, inserta los símbolos piloto en la señal modulada recibida 1 (7613_1) , y da salida a una señal modulada 7615_1 obtenida como resultado de la inserción de señal piloto. Obsérvese que la inserción de símbolos piloto se lleva a cabo en base a la información indicativa del esquema de inserción de símbolos piloto incluido en la señal de control 7609.

Un insertador de piloto 7614_2 recibe, como entrada, la señal modulada 2 (7613_2) obtenida como resultado del procesamiento de señales y la señal de control 7609, inserta los símbolos piloto en la señal modulada recibida 2 (7613_2), y da salida a una señal modulada 7615_2 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto. Obsérvese que la inserción de símbolos piloto se lleva a cabo en base a la información indicativa del esquema de inserción de símbolos piloto incluido en la señal de control 7609.

Una unidad IFFT (Transformada rápida de Fourier inversa) 7616_1 recibe, como entrada, la señal modulada 7615_1 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto y la señal de control 7609, y aplica la IFFT en base a la información sobre el método IFFT incluido en la señal de control 7609, y da salida a una señal 7617_1 obtenida como resultado de la IFFT.

Una unidad IFFT 7616 2 recibe, como entrada, la señal modulada 7615_2 obtenida como resultado de la inserción de símbolos piloto y la señal de control 7609, y aplica la IFFT en base a la información sobre el método IFFT incluido en la señal de control 7609, y da salida a una señal 7617_2 obtenida como resultado de la IFFT.

Un reductor de PAPR 7618_1 recibe, como entrada, la señal 7617_1 obtenida como resultado de la IFFT y la señal de control 7609, efectúa el procesamiento para reducir la PAPR en la señal recibida 7617_1, y da salida a una señal 7619_1 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR. Obsérvese que el procesamiento de reducción de la PAPR se realiza en base a la información sobre la reducción de PAPR incluida en la señal de control 7609.

Un reductor de PAPR 7618_2 recibe, como entrada, la señal 7617_2 obtenida como resultado de la IFFT y la señal de control 7609, efectúa el procesamiento para reducir la PAPR en la señal recibida 7617_2, y da salida a una señal 7619_2 obtenida como resultado del procesamiento de réducción de la PAPR. Obsérvese que el procesamiento de reducción de la PAPR se lleva a cabo en base a la información sobre la reducción de PAPR incluida en la señal de control 7609.

Un insertador de intervalos de guarda 7620_1 recibe, como entrada, la señal 7619_1 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR y la señal de control 7609, inserta los intervalos de guarda en la señal recibida 7619_1, y da salida a una señal 7621_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Obsérvese que la inserción de intervalos de guarda se lleva a cabo en base a la información sobre el esquema de inserción de intervalos de guarda, incluida en la señal de control 7609.

Un insertador de intervalos de guarda 7620_2 recibe, como entrada, la señal 7619_2 obtenida como resultado del procesamiento de reducción de la PAPR y la señal de control 7609, inserta los intervalos de guarda en la señal recibida 7619_2, y da salida a una señal 7621_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Obsérvese que la inserción de intervalos de guarda se lleva a cabo en base a la información sobre el esquema de inserción de intervalos de guarda, incluida en la señal de control 7609.

Un insertador de símbolos Pl 7622 recibe, como entrada, la señal 7621_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda, la señal 7621_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda y los datos de transmisión de símbolos Pl 7607, genera una señal de símbolos Pl de los datos de transmisión de símbolos Pl 7607, agrega el símbolo Pl a la señal 7621_1 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda, y agrega el símbolo Pl a la señal 7621_2 obtenida como resultado de la inserción de intervalos de guarda. Después, el insertador de símbolos Pl 7622 da salida a una señal 7623 1 como resultado del agregado del símbolo Pl y una señal 7623_2 como resultado del agregado del símbolo Pl . Obsérvese que una señal de símbolos Pl puede agregarse a ambas señales 7623_1 y 7623_2 o a una de las señales 7623_1 y 7623_2. En el caso en que se agrega la señal de símbolo Pl a una de las señales 7623_1 y 7623_2, debe notarse lo siguiente. A los efectos de la descripción, un intervalo de la señal al que se agrega el símbolo Pl se denomina intervalos de símbolo Pl . Después, la señal a la que no está agregada una señal Pl incluye, como señal de banda base, una señal de cero en un intervalo correspondiente al intervalo de símbolo Pl de la otra señal .

Un procesador inalámbrico 7624_1 recibe la señal 7623_1 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl y la señal de control 7609, efectúa el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la amplificación y demás, y da salida a una señal de transmisión 7625_1. Después se da salida a la señal de transmisión 7625_1 como una onda de radio desde una antena 7626_1.

Un procesador inalámbrico 7624_2 recibe la señal 7623_2 obtenida como resultado del procesamiento relacionado con el símbolo Pl y la señal de control 7609, efectúa el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la amplificación y demás) y da salida a una señal de transmisión 7625_2. Después se da salida a la señal de transmisión 7625 2 como una onda de radio desde una antena 7626 2.

Como ya se describió, con el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control, se transmite a una terminal la información sobre el esquema de transmisión de cada PLP (por ejemplo, un esquema de transmisión para transmitir una sola señal modulada, un esquema de transmisión para realizar el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) ) y un esquema de la modulación que se usa. En ese caso, si la terminal sólo extrae la PLP que es necesaria como información para efectuar la demodulación (incluso la separación de señales y la detección de señales) y la decodificación de corrección de errores, se reduce el consumo de energía de la terminal. Por lo tanto, tal como se describe mediante las figuras 71 a 73, se propone el esquema en que es fijo el valor de cambio de fase usado en la primera intervalo de la PLP transmitida empleando, como el esquema de transmisión, el esquema de transmisión para realizar regularmente el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) (a #0) . Obsérvese que el esquema de transmisión PLP no está limitado a los descritos precedentemente. Por ejemplo, puede adoptarse un esquema de transmisión que use códigos de bloque espacio-tiempo como los descritos en literatura no de patente 9, 16 y 17 u otro esquema de transmisión.

Por ejemplo, supongamos que la estación difusora transmite cada símbolo la estructura de tramas tal como se muestra en la figura 74. En ese caso, como ejemplo, la figura 77 muestra una estructura de tramas en el dominio frecuencia-tiempo cuando la estación difusora transmite la PLP $1 (para evita confusiones, #1 se reemplaza por $1) y la PLP $K que usa el esquema de transmisión para realizar el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) .

Obsérvese que, en la descripción siguiente, como ejemplo, supongamos que se preparan siete valores de cambio de fase en el esquema de transmisión para realizar el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base), y se denominan #0, #1, #2, #3, #4, #5 y #6. Los valores de cambio de fase deben usarse regular y cíclicamente. Es decir, los valores de cambio de fase deben cambiarse regular y cíclicamente en orden tal como #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, Tal como se muestra en la figura 77, el intervalo (símbolo) de la PLP $1 se inicia con un tiempo T y una portadora 3 (7701 de la figura 77) y finaliza con un tiempo T + 4 y una portadora 4 (7702 de la figura 77) (véase la figura 77) .

Es decir, en la PLP $1, el primer intervalo es el tiempo T y la portadora 3, el segundo intervalo es el tiempo T y la portadora 4, el tercer intervalo es el tiempo T y una portadora 5, el séptimo intervalo es un tiempo T + 1 y una portadora 1, el octavo intervalo es el tiempo T + 1 y una portadora 2, el noveno intervalo es el tiempo T + 1 y la portadora 3, el décimo cuarto intervalo es el tiempo T + 1 y una portadora 8, el décimo quinto intervalo es un tiempo T + 2 y una portadora 0, ....

El intervalo (símbolo) de la PLP $K se inicia con un tiempo S y una portadora 4 (7703 de la figura 77) y finaliza con un tiempo S + 8 y la portadora 4 (7704 de la figura 77) (véase la figura 77) .

Es decir, en la PLP $K, el primer intervalo es el tiempo S y la portadora 4, el segundo intervalo es el tiempo S y una portadora 5, el tercer intervalo es el tiempo S y una portadora 6, el quinto intervalo es el tiempo S y una portadora 8, el noveno intervalo es un tiempo S + 1 y una portadora 1, el décimo intervalo es el tiempo S + 1 y una portadora 2..., el décimo sexto intervalo es el tiempo S + 1 y la portadora 8, el décimo séptimo intervalo es un tiempo S + 2 y una portadora 0, ....

Obsérvese que la información sobre el intervalo que incluye la información sobre el primer intervalo (símbolo) y el último intervalo (símbolo) de cada PLP y se usa por cada PLP, es transmitida por el símbolo de control que incluye el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control.

En ese caso, tal como se describe mediante las figuras 71 a 73, la primera intervalo de la PLP $1, que es el tiempo T y la portadora 3 (7701 de la figura 77) , se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0. De manera similar, la primera intervalo de la PLP $K, que es el tiempo S y la portadora 4 (7703 de la figura 77) , se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0 independientemente de la cantidad de los valores de cambio de fase usados en la última intervalo de la PLP $K - 1, que es el tiempo S y la portadora 3 (7705 de la figura 77) . (Sin embargo, como ya se describió, se supone que la precodificación (o cambio de los valores de cambio de fase y las señales de banda base) se ha efectuado antes de realizarse el cambio de fase) .

Además, la primera intervalo de otra PLP transmitida usando un esquema de transmisión que efectúa el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodif icación y cambiar las señales de banda base) se precodifica usando el valor de cambio de fase #0.

Con el esquema precedentemente mencionado, se obtiene un efecto de suprimir los problemas precedentes que ocurren en (a) y (b) .

Naturalmente, el dispositivo de recepción extrae la PLP necesaria de la información sobre el intervalo que está incluida en el símbolo de control que incluye el símbolo Pl, el símbolo P2 y el grupo de símbolos de control y es utilizada por cada PLP para realizar la demodulación (incluso la separación de señales y la detección de señales) y la decodificación de corrección de errores. El dispositivo de recepción aprende por adelantado una regla del esquema de precodificación que efectúa regularmente saltos entre los valores de cambio de fase (cuando hay múltiples rules, el dispositivo de transmisión transmite información sobre la regla que debe usarse, y el dispositivo de recepción aprende la regla que se usa obteniendo la información transmitida) . Sincronizando una temporización de las reglas de saltos los valores de cambio de fase en base a la cantidad del primer intervalo de cada PLP, el dispositivo de recepción puede realizar la demodulación de los símbolos de información (incluso la separación de señales y la detección de señales) .

A continuación, s considera un caso en que la estación difusora (estación base) transmite una señal modulada que tiene una estructura de tramas mostrada en la figura 78 (la trama compuesta de grüpos de símbolos, mostrada en la figura 78 se denomina trama principal) . En la figura 78, los elementos que operan de un modo similar a la figura 74 llevan los mismos signos de referencia. El rasgo característico es que la trama principal se separa en una subtrama para transmitir una sola señal modulada y una subtrama para transmitir múltiples señales moduladas, de manera que puede realizarse fácilmente el control de ganancia de las señales recibidas. Obsérvese que la expresión "transmitir una sola señal modulada" también indica que se generan múltiples señales moduladas que son iguales a la señal modulada única transmitida desde una sola antena, y las señales generadas se transmiten desde las respectivas antenas .

En la figura 78, la PLP #1 (7405_1) a la PLP #N (7405_N) constituyen una subtrama 7800 para transmitir una sola señal modulada. La subtrama 7800 está compuesta sólo de las PLP, y no incluye la PLP para transmitir múltiples señales moduladas. Además, la PLP $1 (7702_1) a la PLP $M (7702_M) constituyen una subtrama 7801 para transmitir múltiples señales moduladas. La subtrama 7801 está compuesta sólo de las PLP, y no incluye la PLP para transmitir una sola señal modulada.

En ese caso, como ya se describió, cuando se usa en la subtrama 7801 el esquema de transmisión precedentemente mencionado para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) , la primera intervalo de la PLP (PLP $1 (7802_1) a la PLP $M (7802_M) ) se supone precodificada mediante el valor de cambio de fase #0 (lo cual se denomina inicialización de los valores de cambio de fase) . Sin embargo, la inicialización precedentemente mencionada de los valores de cambio de fase es irrelevante para una PLP en la que se usa otro esquema de transmisión, por ejemplo, uno del esquema de transmisión para no realizar el cambio de fase, el esquema de transmisión que usa los códigos de bloque espacio-tiempo y el esquema de transmisión que usa un sistema MIMO de multiplexación espacial (véase la figura 23) , en la PLP $1 (7802_1) a la PLP $M (7802_M) .

Tal como se muestra de la figura 79, la PLP $1 se supone que es la primera PLP de la subtrama que transmite múltiples señales moduladas en la Xava trama principal. Además, se supone que la PLP $1' es la primera PLP de la subtrama que transmite múltiples señales moduladas en la Yava trama principal (Y no es X) . Se supone que tanto la PLP $1 como la PLP $1' usan el esquema de transmisión para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal después de realizar la precodificación (o después de realizar la precodificación y cambiar las señales de banda base) . En la figura 79, los elementos que operan de manera similar a los de la figura 77 llevan los mismos signos de referencia.

En ese caso, la primera intervalo (7701 de la figura 79 (tiempo T y portadora 3)) de la PLP $1, que es la primera PLP de la subtrama que transmite múltiples señales moduladas en la Xava trama principal, se supone que se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0.

De manera similar, la primera intervalo (7901 de la figura 79 (tiempo T' y portadora 7)) de la PLP $1', que es la primera PLP de la subtrama que transmite múltiples señales moduladas en la Yava trama principal, se supone que se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0.

Como ya se describió, en cada trama principal, el primer intervalo de la primera PLP de la subtrama que transmite múltiples señales moduladas se caracteriza por estar sometida a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0.

Esto también es importante para suprimir los problemas descritos en la Modalidad D2 , que ocurren en (a) y (b) .

Obsérvese que, como la primera intervalo (7701 de la figura 79 (tiempo T y portadora 3)) de la PLP $1 se supone que se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0, cuando el valor de cambio de fase se actualiza en el dominio de tiempo-frecuencia, la intervalo en el tiempo T, la portadora 4 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #1, la intervalo en el tiempo T, la portadora 5 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #2, la intervalo en el tiempo T, la portadora 6 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #3, etc .

De manera similar, obsérvese que como la primera intervalo (7901 de la figura 79 (tiempo ?" y portadora 7) ) de la PLP $1 se supone que se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #0, cuando el valor de cambio de fase se actualiza en el dominio de tiempo-frecuencia, la intervalo en el tiempo T" , la portadora 8 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #1, la intervalo en el tiempo '+l, la portadora 1 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #2, la intervalo en el tiempo T'+2, la portadora 1 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #3, la intervalo en el tiempo T'+3, la portadora 1 se somete a cambio de fase usando el valor de cambio de fase #4, etc.

Obsérvese que, en la presente modalidad, los casos en que: (i) se usa el dispositivo de transmisión de la figura 4; (ii) el dispositivo de transmisión de la figura 4 es compatible con el esquema de multiportadora tal como el esquema . OFDM; y (iii) se adopta un codificador y un distribuidor en el dispositivo de transmisión de la figura 67 y el dispositivo de transmisión de la figura 70, tal como se muestra en la figura 4, se toman como ejemplos. La inicialización de los valores de cambio de fase descritos en la presente modalidad, sin embargo, también es aplicable a un caso en que se transmitan las dos corrientes, si y s2, y el dispositivo de transmisión tenga dos codificadores individuales, tal como se muestra in el dispositivo de transmisión de la figura 3, el dispositivo de transmisión de la figura 12, el dispositivo de transmisión de la figura 67 y el dispositivo de transmisión de la figura 70.

Los dispositivos de transmisión que pertenecen a la presente invención, tal como se ilustra en las figuras 3, 4, 12, 13, 51, 52, 67, 70, 76, etc. transmiten dos señales moduladas, es decir la señal modulada #1 y la señal modulada #2, en dos antenas de transmisión diferentes. La potencia de transmisión promedio de las señales moduladas #1 y #2 puede establecerse libremente. Por ejemplo, cuando las dos señales moduladas tienen, cada una, una potencia de transmisión promedio diferente, puede aplicarse a ellas la tecnología de control de potencia de transmisión convencional usada en los sistemas de transmisión inalámbrica. Por lo tanto, puede diferir la potencia de transmisión promedio de las señales moduladas #1 y #2. En tales circunstancias, puede aplicarse el control de potencia de transmisión a las señales de banda base (por ejemplo, al realizar la correlación usando el esquema de modulación) o puede efectuarlo un amplificador de potencia situado inmediatamente antes de la antena.

Modalidad Fl Los esquemas para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación, descritos en las Modalidades 1 a 4, la Modalidad Al, las Modalidades Cl a C7 , las Modalidades DI a D3 y la Modalidad El son aplicables a cualquiera de las señales de banda base si y s2 correlacionadas en el plano IQ. Por lo tanto, en las Modalidades 1 a 4, la Modalidad Al, las Modalidades Cl a C7, Modalidades DI a D3 y Modalidad El, las señales de banda base si y s2 no se han descrito en detalle. Por otra parte, cuando el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación se aplica a las señales de banda base si y s2 generadas de la corrección de errores de los datos codificados, puede lograrse una excelente calidad de recepción controlando la potencia promedio (valor promedio) de las señales de banda base si y s2. En la presente modalidad, lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio de si y s2, cuando el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación se aplica a las señales de banda base si y s2 generadas de la corrección de errores de datos codificados.

Como ejemplo, los esquemas de modulación para la señal de banda base si y la señal de banda base s2 se describen como QPSK y 16QAM, respectivamente.

Como el esquema de modulación para si es QPSK, si transmite dos bits por símbolo. Digamos que los dos bits a transmitir se denominan bO y bl . Por otra parte, como el esquema de modulación para s2 es 16QA , s2 transmite cuatro bits por símbolo. Digamos que los cuatro bits a transmitir se denominan b2 , b3, b4 y b5. El dispositivo de transmisión transmite una intervalo compuesta de un símbolo para si y un símbolo para s2, es decir seis bits bO, bl, b2, b3 , b4 y b5 por intervalo.

Por ejemplo, en la figura 80 como ejemplo de diseño de puntos de señal en el plano IQ para 16QAM, (b2, b3 , b4, b5) = (0, 0, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, 3 x g) , (b2, b3, b4, b5) = (0, 0, 0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, 1 x g) , (b2, b3 , b4 , b5) = (0, 0, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (1 x g, 3 x g) , (b2, b3 , b4 , b5) = (0, 0, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (1 x g, 1 x g) , (b2, b3, b4, b5) = (0, 1, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (3 x g, -3 x g) , (b2, b3, b4, b5) = (1, 1, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x g, -3 x g) , y (b2, b3 , b4 , b5) = (1, 1, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x g, -1 x g) . Obsérvese que b2 a b5 mostrados del lado superior derecho de la figura 80 muestran los bits y la configuración de las cantidades mostradas en el plano IQ.

Además, en la figura 81 como ejemplo de diseño de puntos de señal en el plano IQ para QPSK, (bO, bl) = (0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (1 x h, 1 x h) , (bO, bl) = (0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (1 x h, -1 x h) , (bO, bl) = (1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x h, 1 x h) , y (bO, bl) = (1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-1 x h, -1 x h) . Obsérvese que bO y bl mostrados del lado superior derecho de la figura 81 muestran los bits y la configuración de las cantidades mostradas en el plano IQ.

Aquí, supongamos que la potencia promedio de si es igual a la potencia promedio de s2, es decir h mostrada en la figura 81 se representa mediante la Fórmula 78 y g mostrada en la figura 80 se representa mediante la Fórmula 79.

[Matemática 78] (Fórmula 78) [Matemática 79] (Fórmula 79) La figura 82 muestra la razón de verosimilitud logarítmica obtenida por el dispositivo de recepción en ese caso. La figura 82 muestra esquemáticamente valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO a b5 , descritos precedentemente, cuando el dispositivo de recepción obtiene la razón de verosimilitud logarítmica. En la figura 82, 8200 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para bO, 8201 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para bl, 8202 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 , 8203 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b3 , 8204 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b4, y 8205 es el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica para b5. En ese caso, tal como se muestra en la figura 82, cuando los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl transmitidos en QPSK se comparan con los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5 transmitidos en 16QAM, los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl son mayores que los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5. Es decir, la conflabilidad de bO y bl en el dispositivo de recepción es mayor que la conflabilidad de b2 a b5 en el dispositivo de recepción. Esto se debe a lo siguiente. Cuando h se representa mediante la Fórmula 79 de la figura 80, una mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano IQ para QPSK es como sigue.

[Matemática 80] (Fórmula 80) Por otra parte, cuando h se representa mediante Fórmula 78 de la figura 78, una mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano IQ para 16QAM es como sigue .

[Matemática 81] (Fórmula 81) 2 Vio z Si el dispositivo de recepción realiza la decodificación de la corrección de errores (por ejemplo, la decodificación de propagación de la creencia, tal como una decodificación de suma-producto en un caso en que el sistema de comunicaciones utiliza códigos LDPC) en esta situación, debido a una diferencia en la conflabilidad de que "los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl son mayores que los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5" , surge un problema en el sentido de que la calidad de recepción de los datos se degrada en el dispositivo de recepción que se ve afectado por los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5.

A fin de superar el problema, debe reducirse la diferencia entre los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para bO y bl y los valores absolutos de la razón de verosimilitud logarítmica para b2 a b5 , en comparación con la figura 82, tal como se muestra en la figura 83.

Por lo tanto, se considera que la potencia promedio (valor promedio) de si está hecha para ser diferente de la potencia promedio (valor promedio) de s2. Las figuras 84 y 85 muestran cada una un ejemplo de la estructura del procesador de señales relativas a un cambiador de potencia (aunque aquí se denomina el cargador de potencia, el mismo puede denominarse cambiador de amplitud o unidad de ponderación) y la unidad de ponderación (precodificación) . En la figura 84, los elementos que operan de manera similar a los de la figura 3 y la figura 6 llevan los mismos signos de referencia. Además, en la figura 85, los elementos que operan de manera similar a los de la figura 3, la figura 6 y la figura 84 llevan los mismos signos de referencia.

Lo siguiente explica algunos ejemplos de operaciones del cambiador de potencia.

Ej emplo 1 Primero, un ejemplo de la operación se describe usando la figura 84. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación QPSK. El esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h es como se representa mediante la Fórmula 78. Además, sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 80, y g es como se representa mediante la Fórmula 79. Obsérvese que t es, tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando como ejemplo el dominio de tiempo .

El cambiador de potencia (8401B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y una señal de control (8400) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8400) sea u, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402B) obtenida multiplicando por u la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM. Sea u un número real, y u > 1.0. Dejando que el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación sea F y el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase sea y(t), (y(t) puede ser un número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje(t) , se cumple la siguiente Fórmula.

[Matemática 82] (Fórmula 82) Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción en que se obtiene el valor absoluto de la razón de verosimilitud logarítmica mostrado en la figura 83. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

Lo siguiente describe un caso en que u en la relación de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM l:u2 se establece tal como se muestra en la siguiente ecuación.

[Matemática 83] (Fórmula 83) En este caso, la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano I-Q para QPSK y la mínima distancia euclidiana entre los puntos de señal en el plano I-Q para 16QAM pueden ser iguales. Por lo tanto, puede logra una excelente calidad de recepción.

La condición es que se ecualizan las mínimas distancias euclidianas entre los puntos de señal en el plano I-Q para dos diferentes esquemas de modulación; sin embargo, es un mero ejemplo del esquema para ajustar la relación de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM. Por ejemplo, de acuerdo con otras condiciones, tal como una longitud de código y una razón de código de un código de corrección de errores usado para los códigos de corrección de errores, puede lograrse una excelente calidad de recepción cuando el valor u para el cambio de potencia se establece en un valor (valor superior o valor inferior) diferente del valor en que se ecualizan las mínimas distancias euclidianas entre los puntos de señal en el plano I-Q para dos diferentes esquemas de modulación. A fin de aumentar la distancia mínima entre los puntos de señal candidatos obtenidos de tiempo de la recepción, se considera un esquema para a ustar el valor u tal como se muestra en la siguiente fórmula, por ejemplo.

[Matemática 84] (Fórmula 84) El valor, sin embargo, se establece apropiadamente de acuerdo con las condiciones requeridas como un sistema. En la tecnología convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación proveniente del socio de comunicación, en la presente modalidad. Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que el valor u para el cambio de potencia se establece en base a la señal de control (8400) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste del valor u para el cambio de potencia en base a la señal de control (8400) a fin de mejorar la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 1-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen ' un bloque de codificación (codificado), y también se llama la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como la turbo codificación o la turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se ha realizado codificación de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas, se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La señal de control (8400) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para los códigos de corrección de errores descrita precedentemente. El cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

El ejemplo 1-1 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con una longitud de bloque X se llama uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLiooo-Cuando se selecciona como 1500 la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi50o · Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL3ooo · En este caso, por ejemplo, estableciendo uLiooo/ uL150o Y UL3OOO de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso aunque cambie el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLi0oo = uLi50o · Lo que importa es que existan dos o más valores en ULIOOO, uL1500 y uL300o) · Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 1-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza los códigos de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t) .

La señal de control (8400) es una señal que indica la tasa de codificación seleccionada para los códigos de corrección de errores descrita precedentemente. El cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

El ejemplo 1-2 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (8400) .

Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la longitud de bloque rx se llama rx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uri . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede lograrse una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, url = ur2 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y r3> .

Obsérvese que, como ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 1-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación.

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en QPSK y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a 64QAM por la señal de control (o puede establecerse en 16QAM o 64QAM) .

Obsérvese que, en un caso en que el esquema de modulación para s2(t) es 64QA , el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa en la siguiente fórmula.

[Matemática 85] (Fórmula 85) Realizando la correlación de este modo, la potencia promedio (valor promedio) obtenida cuando h se representa en la Fórmula 78 de la figura 81 en QPSK resulta igual a la potencia promedio (valor promedio) obtenida cuando g se representa en la Fórmula 79 de la figura 80 en 16QAM. En la correlación en 64QAM, los valores I y Q se determinan a partir de una entrada de seis bits. En este sentido, la correlación 64QAM puede realizarse de la misma manera que la correlación en QPSK y 16QAM.

Es decir, en la figura 86 como ejemplo de diseño de punto de señal en el plano I-Q para 64QAM, (bO, bl, b2 , b3 , b4, b5) = (0, 0, 0, 0, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 7 x k) , (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 0, 0, 1) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 5 x k) , (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 0, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (5 x k, 7 x k) , (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5) = (0, 0, 0, 0, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (5 x k, 5 x k) , (bO, bl , b2 , b3 , b4, b5) = (0, 0, 0, 1, 0, 0) se correlaciona en (I, Q) = (7 x k, 1 x k) , (bO, bl, b2, b3 , b4 , b5) = (1, 1, 1, 1, 1, 0) se correlaciona en (I, Q) = (-3 x k, -1 x k) , y (bO, bl, b2, b3, b4, b5) = (1, 1, 1, 1, 1, 1) se correlaciona en (I, Q) = (-3 x k, -3 x k) . Obsérvese que b0 a b5 mostrados en el lado superior derecho de la f igura 86 muestran los bits y la conf iguración de las cantidades mostradas en el plano IQ .

En la f igura 84 , el cambiador de potencia 8401B se establece de manera que u = u16 cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, y se establece de manera que u = u64 cuando el esquema de modulación para s2 es 64QA . En este caso , debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas , establecidas de manera que u16 < u64 , se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es o 16QAM o 64QAM .

Obsérvese que , en la descripción precedente , el "esquema de modulación para si se f ij a en QPSK" . También se considera que el esquema de modulación para s2 se f ij a en QPSK . En este caso , se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación f ij a (aquí , QPSK) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, 16QAM y 64QAM) . Es decir, en este caso, el dispositivo de transmisión no tiene la estructura mostrada en la figura 84, sino que tiene una estructura en que el cambiador de potencia 8401B se elimina de la estructura de la figura 84 y se provee a una unidad de cambio de potencia a un lado si (t) . Cuando el esquema de modulación fija (aquí, QPSK) se establece en s2, se cumple la siguiente fórmula.

[Matemática 86] (Fórmula 86) Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en QPSK y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a 64QAM (se establece en 16QAM o 64QAM) , debe cumplirse la relación Ui6 < u64 (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 16QAM es Ui5, un valor multiplicado para el cambio de potencia en 64QAM es u64, y el cambio de potencia no se realiza en QPSK) .

Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de QPSK y 16QAM, un conjunto de 16QAM y QPSK, un conjunto de QPSK y 64QAM y un conjunto de 64QAM y QPSK, debe cumplirse la relación Ui6 < u64- Lo siguiente describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

El esquema de modulación para si está fijado en un esquema de modulación C en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c . El esquema de modulación para s2 se establece en un esquema de modulación A en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a o un esquema de modulación B en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (a > b > c) (sin embargo, sea la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación A igual a la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación B) .

En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece en el esquema de modulación para s2 es ua. Además, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 es ub. En este caso, cuando la relación Ub < ua se cumple, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, los esquemas de modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación U < ua. Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ub < ua.

Ejemplo 2 Lo siguiente describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 1, usando la figura 84. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 86, y k es como se representa en la Fórmula 481. Además, sea s2(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 94, y g es como se representa en la Fórmula 272. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como ej emplo .

El cambiador de potencia (8401B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y una señal de control (8400) como entrada.

Siendo un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (8400) u, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM por u. Sea u un número real, y u < 1.0. Dejando que sea F el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación y sea y(t) el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase, (y(t) puede ser el número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje<t) , se cumple la Fórmula 82.

Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 64QA a la potencia promedio para 16QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

En la tecnología convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación del socio de comunicación, en la presente modalidad. Se efectúa la descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que el valor u para el cambio de potencia se establece en base a la señal de control (8400) . Lo siguiente describe en detalle el ajuste del valor u para el cambio de potencia en base a la señal de control (8400) a fin de mejorar calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 2-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se realiza los códigos de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t).

El ejemplo 1-1 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con las longitudes de bloque seleccionadas, indicadas por la señal de control (8400) . Aquí, un valor para el campo de potencia establecido de acuerdo con una longitud de bloque X se denomina uLx Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi0oo -Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi50o- Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL300o . En este caso, por ejemplo, estableciendo uLiooo/ uLisoo y L3ooo de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLiooo = uLi50o · Lo que importa es que existan dos o más valores en uL100o , uL150o y L3oo0 ) .

Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 2-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza los códigos de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

El ejemplo 1-2 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, un valor para el campo de potencia establecido de acuerdo con la longitud de bloque rx se denomina urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uri . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo url, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, debe cumplirse url = ur2. Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y ur3) .

Obsérvese que, como los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Ejemplo 2-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 64QAM y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a QPS por la señal de control (o puede establecerse en 16QA o QPSK) . En un caso en que el esquema de modulación para si es 64QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa en la Fórmula 481 de la figura 86. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 94, y g se representa en la Fórmula 79 de la figura 80. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 81, y h se representa en la Fórmula 78 de la figura 81.

Realizando la correlación de este modo, la potencia promedio en 16QAM resulta igual a la potencia promedio en QPSK.

En la figura 84, el cambiador de potencia 8401B se establece de manera que u = u16 cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM, y se establece de manera que u = u4 cuando el esquema de modulación para s2 es QPSK. En este caso, debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas, establecidas de manera que u4 < u16, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM o QPSK.

Obsérvese que, en la descripción precedente, el esquema de modulación para si se fija en 64QAM. Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en 64QAM y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a QPSK (se establece en 16QAM o QPSK) , debe cumplirse la relación u4 < ui6 (deben hacerse las mismas consideraciones que en el ejemplo 1-3) (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 16QAM es u16, un valor multiplicado para el cambio de potencia en QPSK es u4( y el cambio de potencia no se realiza en 64QAM) . Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de 64QAM y 16QAM, un conjunto de 16QAM y 64QAM, un conjunto de 64QAM y QPSK y un conjunto de QPSK y 64QAM, debe cumplirse la relación u4 < Ul6- Lo siguiente describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

El esquema de modulación para si está fijado en un esquema de modulación C en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. El esquema de modulación para s2 se establece en un esquema de modulación A en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a o un esquema de modulación B en que la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c > b > a) (sin embargo, la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación A es igual a la potencia promedio (valor promedio) para s2 en el esquema de modulación B) .

En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece como el esquema de modulación para s2 es ua. Además, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 es En este caso, cuando la relación ua < ¾ se cumple, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, se establece en la modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación ua < Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ua < ub.

Ejemplo 3 Lo siguiente describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 1, usando la figura 84. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 80, y g es como se representa en la Fórmula 79. Sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 86, y k es como se representa en la Fórmula 85. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como ejemplo.

El cambiador de potencia (8401B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM y una señal de control (8400) como entrada. Un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (8400) es u, el cambiador de potencia da salida a una señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM por u. Sea u un número real, y u > 1.0. Dejando que el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación sea F y el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase sea y(t) (y(t) puede ser el número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje<t), se cumple la Fórmula 82.

Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 16QAM a la potencia promedio para 64QAM se establece en l:u2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 106. Por lo tanto, la calidad de recepción de datos mejora en el dispositivo de recepción.

Ej emplo 3-1 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se llama la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores.

El ejemplo 1-1 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitud de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la longitud de bloque X se llama uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLiooo · Cuando se selecciona 1500 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ULISOO · Cuando se selecciona 3000 como la longitud de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL3ooo- En este caso, por ejemplo, estableciendo uLiooo/ uLi50o y uL30oo de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uLiooo = uLi50o · Lo que importa es que existan dos o más valores en uLi00o/ ULISOO y uL30oo) · Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción precedente, la presente invención no se limita a eso. El punto importante es que existan dos o más valores para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y realiza el cambio de potencia.

Ejemplo 3-2 Lo siguiente describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valores promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usada para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen la codificación de bloques, tal como turbo codificación o turbo codificación duo-binaria que usa bits de cola, la codificación LDPC o similar. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se realiza los códigos de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 para generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

El ejemplo 1-2 se caracteriza en que el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, un valor para el cambio de potencia establecido de acuerdo con la tasa de codificación rx se llama urx.

Por ejemplo, cuando se selecciona rl como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en url . Cuando se selecciona r2 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando se selecciona r3 como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3. En este caso, por ejemplo, estableciendo url, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes entre sí, puede logra una alta posibilidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, puede cumplirse uri = ur2 - Lo que importa es que existan dos o más valores en uri, ur2 y ur3) .

Ejemplo 3-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 16QAM y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 64QAM a QPSK por la señal de control (o puede establecerse en 64QAM o QPSK) .

En un caso en que el esquema de modulación para si es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 94, y g se representa en la Fórmula 79 de la figura 94. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 64QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa en la Fórmula 85 de la figura 86. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h se representa en la Fórmula 78 de la figura 81.

En la figura 84, el cambiador de potencia 8401B se establece de manera que u = u64 cuando el esquema de modulación para s2 es 64QAM, y se establece de manera que u = u4 cuando el esquema de modulación para s2 es QPSK. En este caso, debido a la relación entre las distancias euclidianas mínimas, establecidas de manera que u4 < u64, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción cuando el esquema de modulación para s2 es 16QAM o 64QAM.

Obsérvese que, en la descripción precedente, el esquema de modulación para si se fija en 16QAM. Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en 16QAM y el esquema de modulación para si cambia de 64QAM a QPSK (se establece en 64QAM o QPSK) , debe cumplirse la relación u4 < uS (deben hacerse las mismas consideraciones que en el ejemplo 1-3) (Obsérvese que un valor multiplicado para el cambio de potencia en 64QAM es u6 , un valor multiplicado para el cambio de potencia en QPSK es u4( y cambio de potencia no se realiza en 16QA ) . Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto de 16QAM y 64QAM, un conjunto de 64QAM y 16QAM, un conjunto de 16QAM y QPSK y un conjunto de QPSK y 16QAM, debe cumplirse la relación u4 < 64- Lo siguiente describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

En este caso, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación A se establece como el esquema de modulación para s2 es ua. Además, un valor para el cambio de potencia establecido cuando el esquema de modulación B se establece en el esquema de modulación para s2 es ub. En este caso, cuando se cumple la relación ua < ub, se obtiene una excelente calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Se asume que el cambio de potencia no se realiza para el esquema de modulación fija (aquí, el esquema de modulación C) , y que debe realizarse para los múltiples el esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, los esquemas de modulación A y B) . Cuando el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (se fija en cualquiera de los esquemas de modulación A o B) , debe cumplirse la relación ua < ub. Además, cuando un conjunto del esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2 puede establecerse en cualquiera de un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación A, un conjunto del esquema de modulación A y el esquema de modulación C, un conjunto del esquema de modulación C y el esquema de modulación B y un conjunto del esquema de modulación B y el esquema de modulación C, debe cumplirse la relación ua < ub.

Ejemplo 4 Se ha descrito precedentemente el caso en que el cambio de potencia se realiza para una de los esquemas de modulación establecidos para si y s2. Lo siguiente describe un caso en que el cambio de potencia se realiza para ambos de los esquemas de modulación establecidos para si y s2.

Un ejemplo de la operación se describe usando la figura 85. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación QPSK. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 81, y h es como se representa en la Fórmula 78. Además, sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación es tal como se muestra en la figura 80, y g es como se representa en la Fórmula 79. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando el dominio de tiempo como ejemplo.

El cambiador de potencia (8401A) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación QPSK y la señal de control (8400) como entrada. Siendo un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (8400) v, el cambiador de potencia da salida a una señal (10702A) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación QPSK por v.

El cambiador de potencia (8401B) recibe la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (8400) como entrada. Un valor para el cambio de potencia establecido en base a la señal de control (8400) es u, el cambiador de potencia da salida a la señal (10702B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM por u. Después, sea u = v x w (w > 1.0) .

Dejando que el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación sea F y el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase sea y(t) (y(t) puede ser el número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje(t>, se cumple la Fórmula 87 mostrada a continuación.

[Matemática 87] (Fórmula 87) 0 ? í v 0 F v 0 y(t)J v 0 vX vv J s2(t) J Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM se establece en v2:u2 = v2:v2 x w2 = 1 : w2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 83. Por lo tanto, mejora la calidad de recepción de datos in el dispositivo de recepción.

Obsérvese que, en vista de la Fórmula 83 y la Fórmula 84, se considera que los ejemplos efectivos de la razón de la potencia promedio para QPSK a la potencia promedio para 16QAM son v2:u2 = v2:v2 x w2 = l:w2 = 1:5 o v2.-u2 = v :v2 x 2 = l:w2 = 1:2. La razón, sin embargo, se establece correctamente de acuerdo con las condiciones requeridas como sistema.

Lo anterior describe en detalle que los valores v y u para el cambio de potencia se establecen en base a la señal de control (8400) . Lo que sigue describe el ajuste de los valores v y u para el cambio de potencia en base a la señal de control (8400) a fin de mejorar calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 4-1 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitud de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se denomina la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usados con el objeto de generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores .

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen los códigos de bloques, tales como turbo códigos o turbo códigos duobinarios que usan bits de cola, los códigos LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se ejecutan los códigos de corrección de errores cuya longitud de bloque se selecciona entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t).

La señal de control (8400) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para los códigos de corrección de errores descrita precedentemente. El cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) . De manera similar, el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

La presente invención se caracteriza en que los cambiadores de potencia (8401A y 8401B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con las longitudes de bloque seleccionadas, indicadas por la señal de control (8400) . Aquí, los valores para el campo de potencia establecidos de acuerdo con las longitudes de bloque X se denominan vLX y uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL10oo-Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vLi500. Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL30oo · Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi00o. Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi500. Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo- En ese caso, por ejemplo, estableciendo vL1000, vL1500 y vL30oo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo ULIOOO/ uLi5oo y uL30oo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, uLi00o = ULISOO puede cumplirse, y vLi00o = vL1500 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vLi00o/ Li5oo y vL30oo, y existan dos o más valores en un conjunto de uLiooo uLi50o y uL30oo) - Obsérvese que, como ya se describió, vLX y uLX se establecen como para cumplir la razón de la potencia promedio l:w2.

Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción anterior, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vLX para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia.

Ejemplo 4-2 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usados con el objeto de generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen códigos de bloque tales como turbo códigos o turbo códigos duobinarios que usan bits de cola, códigos LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se ejecutan los códigos de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) si (t) y s2 (t) .

La señal de control (8400) es una señal que indica la tasa de codificación seleccionada para los códigos de corrección de errores descritos precedentemente. El cambiador de potencia (8401A) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) . De manera similar, el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

La presente invención se caracteriza en que los cambiadores de potencia (8401A y 8401B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, los valores para el campo de potencia establecidos de acuerdo con la tasa de codificación rx se denominan vrx y urx.

Por ejemplo, cuando rl se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vri . Cuando r2 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vr2. Cuando r3 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vr3.

Además, cuando rl se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uri . Cuando r2 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando r3 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3.

En ese caso, por ejemplo, estableciendo vrl, vr2 y vr3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso aunque cambie la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, vri = vr2 puede cumplirse, y url = ur2 puede cumplirse.

Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vrl, vr2 y vr3, y existan dos o más valores en un conjunto de uri, ur2 y ur3) . Obsérvese que, como ya se describió, vrX y urX se establecen como para cumplir la razón de la potencia promedio l:w2.

Además, obsérvese que, como en los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Aunque el caso de tres tasas de codificación se toma como ejemplo en la descripción anterior, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y efectúa el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y efectúa el cambio de potencia.

Ejemplo 4-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación .

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en QPSK y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a 64QAM por la señal de control (o puede establecerse en 16QAM o 64QAM) . En un caso en que el esquema de modulación para si es QPSK, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h se representa mediante la Fórmula 78 de la figura 81. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 80, y g se representa mediante la Fórmula 79 de la figura 80. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es 64QAM, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa mediante la Fórmula 85 de la figura 86.

En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es QPSK y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, supongamos que ?= y u=axw16. En ese caso, la razón entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 16QAM es v 2 :u2= 2 2 2 2 Oí :0í W16 =l:w16 .

En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es QPSK y el esquema de modulación para s2 es 64QAM, supongamos que ?=ß y u=pxw64. En ese caso, la razón entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 64QAM es v : u= 2 : ß2??/642=1 : w642. En ese caso, de acuerdo con la relación de la distancia mínima euclidiana, el dispositivo de recepción logra alta calidad de recepción de datos cuando 1.0<Wi6<w64, independientemente de si el esquema de modulación para s2 es 16QAM o 64QA .

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en QPSK" en la descripción anterior, es posible que "el esquema de modulación para s2 se fije en QPSK" . En ese caso, se supone que no se realiza el cambio de potencia para el esquema de modulación fijo (aquí, QPSK) , y que debe realizarse para los múltiples esquemas de modulación que pueden establecerse (aquí, 16QA y 64QAM) . Cuando el esquema de modulación fijo (aquí, QPSK) se establece en s2, se cumple la siguiente Fórmula 88.

[Matemática 88] (Fórmula 88) Dado que, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en QPSK y el esquema de modulación para si cambia de 16QAM a 64QAM (establecido en 16QAM o 64QAM) " , debe cumplirse 1.0<w16<w6 . (Obsérvese que el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso en que 16QAM es u=axwi6, el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso en que 64QAM es ^ß ?64, el valor usado para el cambio de potencia en el caso en que QPSK es V=OÍ cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuando el esquema de modulación seleccionable es 64QAM) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (QPSK, 16QAM) , (16QAM, QPSK) , (QPSK, 64QAM) y (64QAM, QPSK), debe cumplirse 1.0<w16<w64.

Lo que sigue describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si se fija en un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. Además se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable de un esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (a>b>c) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación B, es l:wb2. Si ése es el caso, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wb<wa.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" en la descripción precedentemente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias promedio debe cumplir wb<wa. (Si ése es el caso, como con la descripción precedentemente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación C es 1, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C, el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A, el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación C) , las potencias promedio deben cumplir wb<wa.

Ejemplo 5 Lo que sigue describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 4, usando la figura 85. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k es como se representa mediante la Fórmula 85. Además, sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 80, y g es como se representa mediante la Fórmula 79. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando como ejemplo el dominio de tiempo.

El cambiador de potencia (84OIA) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 64QAM y la señal de control (8400) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8400) sea v, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402A) obtenida multiplicando por v la señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 64QAM.

El cambiador de potencia (8401B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y una señal de control (8400) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8400) sea u, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402B) obtenida multiplicando por u la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM. Después, sea u = vxw (w<1.0).

Dejando que el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación sea F y el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase sea y(t) , (y(t) puede ser el número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje(t), se cumple la Fórmula 87 mostrada precedentemente.

Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 64QAM a la potencia promedio para 16QAM se establece en v2 :u2=v2 : v2xw2=l : w2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción, tal como se muestra en la figura 83. Por lo tanto, mejora la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

En la tecnología convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación proveniente del socio de comunicación de la presente modalidad. Se brinda una descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que los valores v y u para el cambio de potencia se establecen en base a la señal de control (8400) . Lo que sigue describe en detalle el establecimiento de los valores v y u para el cambio de potencia en base a la señal de control (8400) , a fin de mejorar la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

Ejemplo 5-1 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con una longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se denomina la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usados con el objeto de generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen códigos de bloque, tales como turbo códigos o turbo códigos duobinarios que usan bits de cola, códigos LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se han ejecutado códigos de corrección de errores cuyas longitudes de bloque se seleccionan entre las múltiples longitudes de bloque admitidas se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2 (t) .

La señal de control (8400) es una señal que indica la longitud de bloque seleccionada para los códigos de corrección de errores descritos precedentemente. El cambiador de potencia (8401B) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

De manera similar, el cambiador de potencia (8401B) establece el valor u para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

La presente invención se caracteriza en que los cambiadores de potencia (8401A y 8401B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la longitudes de bloque seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, los valores para el campo de potencia establecidos de acuerdo con las longitudes de bloque X se denominan vLX y uLX.

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (84 OIA) establece un valor para el cambio de potencia en vLi000. Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL1500. Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (84 OIA) establece un valor para el cambio de potencia en vL30oo - Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ULIOOO-Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi50o . Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo · En ese caso, por ejemplo, estableciendo vLiooo / vLi500 y vL3ooo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo ULIOOO/ uLi5oo y uL3ooo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. Sin embargo, según la longitud de código establecida, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, ULIOOO = Li5oo puede cumplirse, y vL10oo = vL150o puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vLi0oo i vLI5OO Y vL3ooo» Y existan dos o más valores en un conjunto de uL10oo , Li50o y uL3ooo ) · Obsérvese que, como ya se describió, vLX y uLx se establecen como para cumplir la razón de la potencia promedio l:w2.

Aunque el caso de tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción anterior, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que dos o más valores uLX para el cambio de potencia existan cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vL para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia.

Ejemplo 5-2 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usados con el objeto de generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

La presente invención se caracteriza en que los cambiadores de potencia (8401A y 8401B) establecen respectivamente los valores v y u para el cambio de potencia de acuerdo con la tasa de codificación seleccionada, indicada por la señal de control (8400) . Aquí, valores para el campo de potencia establecidos de acuerdo con la tasa de codificación rx se denominan vrx y urx.

Por ejemplo, cuando rl se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vrl . Cuando r2 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vr2. Cuando r3 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vr3.

Además, cuando rl se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uri. Cuando r2 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2 · Cuando r3 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3.

En ese caso, por ejemplo, estableciendo vrl, vr2 y vr3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, vrl = vr2 puede cumplirse, y url = ur2 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vri, vr2 y vr3, y que existan dos o más valores en un conjunto de uri, ur2 y ur3) . Obsérvese que, como ya se describió, vr y ur se establecen de manera que cumplen la razón de la potencia promedio l:w2.

Además, obsérvese que, como los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Aunque el caso de las tres tasas de codificación se toma como ejemplo en la descripción anterior, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores entre los dos o más valores urx para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y efectúa el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando hay dos o más tasas de codificación que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores entre los dos o más valores vrX para el cambio de potencia cuando se establece la tasa de codificación, y efectúa el cambio de potencia.

Ejemplo 5-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con un esquema de modulación usado para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples esquemas de modulación.

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 64QAM y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 16QAM a QPSK por la señal de control (o puede establecerse en 16QA o QPSK) . En un caso en que el esquema de modulación para si es 64QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa mediante la Fórmula 85 de la figura 86. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 16QAM, el esquema de correlación para s2 (t) es tal como se muestra en la figura 80, y g se representa mediante la Fórmula 79 de la figura 80. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2 (t) es QPSK, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h se representa mediante la Fórmula 78 de la figura 81.

En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es 64QAM y el esquema de modulación para s2 es 16QAM, se asume que v= y u=axw16. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de 16QAM En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es 64QAM y el esquema de modulación para s2 es QPSK, se asume que ?=ß y u= xw4. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de QPSK es v2 :u2= 2 : ß2??42=1 :w4 . En este caso, de acuerdo con la relación de mínima distancia euclidiana, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando w4<Wi6<1.0, independientemente de que el esquema de modulación para s2 sea 16QAM o QPSK.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en 64QAM" en la descripción precedente, es posible que "el esquema de modulación para s2 se fije en 64QAM y el esquema de modulación para si cambie de 16QAM a QPSK (establecido en 16QAM o QPSK)", debe cumplirse w4<w16<1.0. (Lo mismo que se describe en el Ejemplo 4-3) . (Obsérvese que el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de 16QAM es u=axwi6, el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de QPSK es ?=ß ?4, el valor usado para el cambio de potencia en el caso de 64QAM es v=o¡ cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuándo el esquema de modulación seleccionable es QPSK) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (64QAM, 16QAM) , (16QAM, 64QAM) , (64QAM, QPSK) y (QPSK, 64QAM),debe cumplirse w4 Wi6<l .0.

Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si es fijo, y el esquema de modulación allí es un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. También se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable del esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c>b>a) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2 , que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación B es l:wb2. Si ése es el caso, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wa<wb.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" en la descripción precedente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias deben cumplir a<wb. (Si ése es el caso, como con la descripción precedente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación es C, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C, el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A, el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación C) , las potencias promedio deben cumplir wa<wb.

Ej em lo 6 Lo que sigue describe un ejemplo de operación diferente de la descrita en el Ejemplo 4, usando la figura 85. Sea sl(t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM. El esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 86, y g es como se representa mediante la Fórmula 79. Sea s2 (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 64QAM. El esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k es como se representa mediante la Fórmula 85. Obsérvese que t es tiempo. En la presente modalidad, la descripción se hace tomando como ejemplo el dominio de tiempo.

El cambiador de potencia (8401A) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (8400) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8400) sea v, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402A) obtenida multiplicando por v la señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 16QAM.

El cambiador de potencia (8401B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM y una señal de control (8400) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8400) sea u, el cambiador de potencia da salida a una señal (8402B) obtenida multiplicando por u la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 64QAM. Después, sea u = vxw (w<1.0) .

Dejando que el valor de cambio de fase usado en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación sea F y el valor de cambio de fase usado para efectuar regularmente el cambio de fase sea y(t), (y(t) puede ser el número imaginario que tiene el valor absoluto de 1, es decir eje(t>, se cumple la Fórmula 87 mostrada precedentemente.

Por lo tanto, una razón de la potencia promedio para 64QAM a la potencia promedio para 16QA se establece en v2 :u2=v2 :v2xw2=l :w2. Con esta estructura, el dispositivo de recepción está en una condición de recepción tal como se muestra en la figura 83. Por lo tanto, mejora la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción.

En la tecnología convencional, el control de la potencia de transmisión en general se realiza en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La presente invención se caracteriza en que la potencia de transmisión se controla independientemente de la información de realimentación proveniente del socio de comunicación en la presente modalidad. Se brinda una descripción detallada sobre este punto.

Lo anterior describe que los valores v y u para el cambio de potencia se establecen en base a la señal de control (8400) . Lo que sigue describe en detalle el establecimiento de los valores v y u para el cambio de potencia en base a la señal de control (8400) a fin de mejorar la calidad de recepción de datos en el dispositivo de recepción .

Ejemplo 6-1 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio (valor promedio) de si y s2 de acuerdo con longitudes de bloque (la cantidad de bits que constituyen un bloque de codificación (codificado) , y también se denomina la longitud de código) para los códigos de corrección de errores usados para generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples longitudes de bloque para los códigos de corrección de errores .

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen los códigos de bloque tales como turbo códigos o turbo códigos duobinarios que usan bits de cola, códigos LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples longitudes de bloque. Los datos codificados para los cuales se han realizado códigos de corrección de errores cuyas longitudes de bloque se seleccionan entre las múltiples longitudes de bloque admitidas, se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 a fin de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t).

La señal de control (8400) es una señal que indica las longitudes de bloque seleccionadas para los códigos de corrección de errores descritos precedentemente. El cambiador de potencia (8401B) establece el valor v para el cambio de potencia de acuerdo con la señal de control (8400) .

Por ejemplo, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL10oo · Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL150o · Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401A) establece un valor para el cambio de potencia en vL30oo · Por otra parte, cuando se selecciona 1000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi0oo -Cuando se selecciona 1500 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uLi5oo · Cuando se selecciona 3000 como las longitudes de bloque, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uL30oo · En ese caso, por ejemplo, estableciendo vLioo0 , vL15oo y vL30oo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo ULIOOO» uL15oo y L3ooo de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. Según la longitud de código establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la longitud de código, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, uLi00o = uLi500 puede cumplirse, y vLi000 = vL1500 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vL1000 , vL150o y vL3000 , y existan dos o más valores en un conjunto de uLi0oo ULISOO Y uL30oo ) · Obsérvese que, como ya se describió, vLx y uLX se establecen como para cumplir la razón de la potencia promedio l:w2.

Aunque el caso de las tres longitudes de código se toma como ejemplo en la descripción anterior, la presente invención no se limita a eso. Un punto importante es que existan dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores uLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia. Otro punto importante es que existan dos o más valores vLX para el cambio de potencia cuando hay dos o más longitudes de código que pueden establecerse, y el dispositivo de transmisión selecciona cualquiera de los valores para el cambio de potencia entre los dos o más valores vLX para el cambio de potencia cuando se establece la longitud de código, y efectúa el cambio de potencia.

E emplo 6-2 Lo que sigue describe un esquema para ajustar la potencia promedio de si y s2 de acuerdo con la longitud de bloque para los códigos de corrección de errores usados con el objeto de generar si y s2 cuando el dispositivo de transmisión admite múltiples tasas de codificación para los códigos de corrección de errores.

Los ejemplos de los códigos de corrección de errores incluyen códigos de bloque tales como turbo códigos o turbo códigos duobinarios que usan bits de cola, códigos LDPC o similares. En muchos sistemas de comunicaciones y sistemas de difusión, se admiten múltiples tasas de codificación. Los datos codificados para los cuales se han realizado códigos de corrección de errores cuya tasa de codificación se selecciona entre las múltiples tasas de codificación admitidas, se distribuyen en dos sistemas. Los datos codificados que se han distribuido en los dos sistemas se modulan en el esquema de modulación para si y en el esquema de modulación para s2 con el objeto de generar las señales de banda base (correlacionadas) sl(t) y s2(t).

Además, cuando rl se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en uri. Cuando r2 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur2. Cuando r3 se selecciona como la tasa de codificación, el cambiador de potencia (8401B) establece un valor para el cambio de potencia en ur3.

En ese caso, por ejemplo, estableciendo vri, vr2 y vr3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada longitud de código. De manera similar, estableciendo uri, ur2 y ur3 de manera que sean diferentes uno de otro, puede lograrse una alta capacidad de corrección de errores para cada tasa de codificación. Según la tasa de codificación establecida, sin embargo, podría no obtenerse el efecto incluso si cambia el valor para el cambio de potencia. En tal caso, incluso cuando cambia la tasa de codificación, es innecesario cambiar el valor para el cambio de potencia (por ejemplo, vrl = vr2 puede cumplirse, y uri = ur2 puede cumplirse. Lo que importa es que existan dos o más valores en un conjunto de vri, vr2 y vr3, y existan dos o más valores en un conjunto de uri, ur2 y ur3) . Obsérvese que, como ya se describió, vrX y ur se establecen como para cumplir la razón de la potencia promedio l:w2.

Además, obsérvese que, como en los ejemplos de rl, r2 y r3 descritos precedentemente, se consideran las tasas de codificación 1/2, 2/3 y 3/4 cuando el código de corrección de errores es el código LDPC.

Ejemplo 6-3 A fin de que el dispositivo de recepción logre una excelente calidad de recepción de datos, es importante implementar lo siguiente.

Aquí, como ejemplo, se considera un caso en que el esquema de modulación para si se fija en 16QA y el esquema de modulación para s2 es cambiado de 64QA a QPSK por la señal de control (o puede establecerse en 16QAM o QPSK) . En un caso en que el esquema de modulación para si es 16QAM, el esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 80, y g se representa mediante la Fórmula 79 de la figura 80. En un caso en que el esquema de modulación para s2 es 64QAM, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 86, y k se representa mediante la Fórmula 85 de la figura 86. Además, en un caso en que el esquema de modulación para s2(t) es QPSK, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h se representa mediante la Fórmula 78 de la figura 81.

En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es 16QAM y el esquema de modulación para s2 es 64QAM, se asume que V=OÍ y u=o¡xw64. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de 16QAM es v2 2 2 2 2 2 :U =0í : orxw6 =1 : w64 .

En la figura 85, cuando el esquema de modulación para si es 16QAM y el esquema de modulación para s2 es QPSK, se asume que ?=ß y u=pxw4. En este caso, la relación entre la potencia promedio de 64QAM y la potencia promedio de QPSK es v2 : u2= : ß2???42=1 : w42. En este caso, de acuerdo con la relación de mínima distancia euclidiana, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando w<w64, independientemente de que el esquema de modulación para s2 sea 64QAM o QPSK.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en 16QAM" en la descripción precedente, es posible "el esquema de modulación para s2 se fija en 16QAM y el esquema de modulación para si cambia de 64QA a QPSK (establecido en 16QAM o QPSK)" y debe cumplirse w4<w6 . (Lo mismo se describe en el Ejemplo 4-3) . (Obsérvese que el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de 16QAM es U=OÍXW16, el valor usado para la multiplicación del cambio de potencia en el caso de QPSK es ?=ß??4, el valor usado para el cambio de potencia en el caso de 64QAM es v=a cuando el esquema de modulación seleccionable es 16QAM y ?=ß cuando el esquema de modulación seleccionable es QPSK) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si, el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) , (16QAM, QPSK) y (QPSK, 16QAM) , debe cumplirse w4<w64 · Lo que sigue describe un caso en que se generaliza la descripción precedentemente mencionada.

Para la generalización, se asume que el esquema de modulación para si es fijo, y el esquema de modulación allí es un esquema de modulación C con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es c. Además se asume que el esquema de modulación para s2 es seleccionable del esquema de modulación A con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es a y un esquema de modulación B con el cual la cantidad de puntos de señal en el plano I-Q es b (c>b>a) . En este caso, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación A, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación A, es l:wa2. Además, cuando el esquema de modulación para s2 se establece en el esquema de modulación B, se asume que la razón entre la potencia promedio del esquema de modulación para si, que es el esquema de modulación C, y la potencia promedio del esquema de modulación para s2, que es el esquema de modulación B es l:Wb2- Si ése es el caso, el dispositivo de recepción logra una alta calidad de recepción de datos cuando se cumple wa<Wb.

Obsérvese que aunque "el esquema de modulación para si se fija en C" En la descripción precedente, incluso cuando "el esquema de modulación para s2 se fija en el esquema de modulación C y el esquema de modulación para si cambia del I esquema de modulación A al esquema de modulación B (establecido en el esquema de modulación A o el esquema de modulación B) , las potencias promedio deben cumplir wa<wt,. (Si ése es el caso, como con la descripción precedente, cuando la potencia promedio del esquema de modulación es C, la potencia promedio del esquema de modulación A es wa2, y la potencia promedio del esquema de modulación B es wb2) . Además, cuando el conjunto de (el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2) es seleccionable a partir de los conjuntos de (el esquema de modulación C y el esquema de modulación A) , (el esquema de modulación A y el esquema de modulación C) , (el esquema de modulación C y el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B y el esquema de modulación C) , las potencias promedio debe cumplir wa<wb .

En la presente descripción que incluye la "Modalidad 1", etc., puede reducirse el consumo de energía del dispositivo de transmisión estableciendo OÍ=1 en la Fórmula 36 que representa los valores de cambio de fase usadas en el esquema para cambiar regularmente la fase. Esto se debe a que la potencia promedio de zl y la potencia promedio de z2 son iguales incluso cuando "la potencia promedio (valor promedio) de si y la potencia promedio (valor promedio) de s2 se establecen para que sean diferentes cuando son diferentes el esquema de modulación para si y el esquema de modulación para s2", y establecer o¡=l no da como resultado el aumento de la PAPR (relación de potencia pico a promedio) del amplificador de la potencia de transmisión provisto en el dispositivo de transmisión.

Sin embargo, incluso cuando a?1 , hay algunas matrices de precodificación que pueden usarse con el esquema que regularmente cambia la fase y tienen una limitada influencia en la PAPR. Por ejemplo, cuando se usan los valores de cambio de fase representadas por la Fórmula 36 en la Modalidad 1 para lograr el esquema para cambiar regularmente la fase, los valores de cambio de fase tienen una limitada influencia en la PAPR incluso cuando OÍ?1.

Operaciones del dispositivo de recepción A continuación, se brinda una explicación de las operaciones del dispositivo de recepción. La explicación del dispositivo de recepción ya se presentó en la Modalidad 1, etc., y la estructura del dispositivo de recepción se ilustra en las figuras 7, 8 y 9, por ejemplo.

De acuerdo con la relación ilustrada en la figura 5, cuando el dispositivo de transmisión transmite las señales moduladas tal como se introducen en las figuras 84 y 85, se cumple una relación entre las dos relaciones denotadas en las dos fórmulas siguientes. Obsérvese que n las dos fórmulas siguientes, rl(t) y r2(t) indican señales de recepción, y hll(t), hl2(t), h21(t), y h22(t) indican valores de fluctuación de canal.

En el caso del Ejemplo 1, el Ejemplo 2 y el Ejemplo 3, la siguiente relación mostrada en la Fórmula 89 deriva de la figura 5.

[Matemática 89] (Fórmula 89) Además, como se explica en el Ejemplo 1, el Ejemplo 2 y el Ejemplo 3, la relación puede ser tal como se muestra en la Fórmula 90, a continuación: [Matemática 90] (Fórmula 90) f hl l(t h\2{t Yl v h2 \{t h22{t lA0 y{t)) s2{t) J El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) (es decir estima los bits transmitidos por el dispositivo de transmisión) usando las relaciones descritas precedentemente (de la misma manera descrita en la Modalidad 1, etc.) .

En el caso del Ejemplo 4, el Ejemplo 5 y el Ejemplo 6, la siguiente relación mostrada en la Fórmula 91 deriva de la figura 5.

[Matemática 91] (Fórmula Además, como se explica en el Ejemplo 3, el Ejemplo 4 y el Ejemplo 5, la relación puede ser tal como se muestra en la Fórmula 92, a continuación: [Matemática 92] (Fórmula El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) (es decir, estima los bits transmitidos por el dispositivo de transmisión) usando las relaciones descritas precedentemente (de la misma manera tal como se describe en la Modalidad 1, etc.) .

Obsérvese que aunque los Ejemplos 1 a 6 muestran el caso en que el cambiador de potencia se agrega al dispositivo de transmisión, el cambio de potencia puede realizarse en la etapa de correlación.

Tal como describe en el Ejemplo 1, el Ejemplo 2 y el Ejemplo 3 y, como particularmente se muestra en la Fórmula 89, el correlacionador 306B de la figura 3 y la figura 4 puede dar salida a uxs2 (t) , y el cambiador de potencia puede omitirse en tales casos. Si es así, puede decirse que el esquema para cambiar regularmente la fase se aplica a la señal sl(t) después de la correlación y la señal uxs2 (t) después de la correlación, la señal modulada después de la precodificaeión .

Tal como se describe en el Ejemplo 1, el Ejemplo 2 y el Ejemplo 3 y, como particularmente se muestra en la Fórmula 90, el correlacionador 306A de la figura 3 y la figura 4 puede dar salida a uxsl(t), y el cambiador de potencia puede omitirse en tales casos. Si es así, puede decirse que el esquema para cambiar regularmente la fase se aplica a la señal s2 (t) después de la correlación y la señal uxsl(t) después de la correlación, la señal modulada después de la precodificación .

En el Ejemplo 4, el Ejemplo 5 y el Ejemplo 6, como particularmente se muestra en la Fórmula 91, el correlacionador 306A de la figura 3 y figura 4 puede dar salida a vxsl(t), y el correlacionador 306B puede dar salida a uxs2 (t) , y el cambiador de potencia puede omitirse en tales casos. Si es así, puede decirse que el esquema para cambiar regularmente la fase se aplica a la señal vxsl(t) después de la correlación y la señal uxs2 (t) después de la correlación, las señales moduladas después de la precodificación .

En el Ejemplo 4, el Ejemplo 5 y el Ejemplo 6, como particularmente se muestra en Fórmula 92, el correlacionador 306A de la figura 3 y figura 4 puede dar salida a uxsl(t), y el correlacionador 306B puede dar salida a vxs2(t), y el cambiador de potencia puede omitirse en tales casos. Si es así, puede decirse que el esquema para cambiar regularmente la fase se aplica a la señal uxsl (t) después de la correlación y la señal vxs2 (t) después de la correlación, las señales moduladas después de la precodificación .

Obsérvese que F mostrada en las Fórmulas 89 a 92 denota los valores de cambio de fase usadas en el tiempo T, e y(t) denota los valores de cambio de fase. El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) usando las relaciones entre rl(t), r2 (t) y sl(t), s2 (t) descritos precedentemente (de la misma manera que se describe en la Modalidad 1, etc.). Sin embargo, los componentes de distorsión, tales como componentes de ruido, defset de frecuencia, error de estimación de canal y similares no se consideran en las fórmulas como ya se describió. De ahí que, la demodulación (detección) se realiza con ellos. Con respecto a los valores u y v que el dispositivo de transmisión utiliza para realizar el cambio de potencia, el dispositivo de transmisión transmite información sobre esos valores, o transmite información del modo de transmisión (tal como el esquema de transmisión, el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores) que debe usarse. El dispositivo de recepción detecta los valores usados por el dispositivo de transmisión adquiriendo la información, obtiene las relaciones descritas precedentemente y realiza la demodulación (detección) .

En la presente modalidad, el cambio entre los valores de cambio de fase se realiza en la señal modulada después de la precodificación en el dominio de tiempo. Sin embargo, cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora tal como un esquema OFDM, la presente invención es aplicable al caso en que el cambio entre los valores de cambio de fase se realiza en la señal modulada después de la precodificación en el dominio de frecuencia, tal como se describe en otras modalidades. Si es así, la t usada en la presente modalidad debe sustituirse por f (frecuencia ( (sub) portadora) ) .

Por consiguiente, en el caso de realizar el cambio entre los valores de cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación en el dominio de tiempo, se transmiten zl(t) y z2 (t) en el mismo punto de tiempo desde diferentes antenas usando la misma frecuencia. Por otra parte, en el caso de realizar el cambio entre los valores de cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación en el dominio de frecuencia, se transmiten zl(f) y z2(f) en la misma frecuencia desde diferentes antenas en el mismo punto de tiempo.

Además, incluso en el caso de realizar el cambio entre los valores de cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación en los dominios de tiempo y frecuencia, la presente invención es aplicable tal como se describe en las otras modalidades. El esquema que pertenece a la presente modalidad, que cambia entre los valores de cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación, no está limitado al esquema que cambia entre los valores de cambio de fase en la señal modulada después de la precodificación tal como se ha descrito en la presente Descripción.

Además, supongamos que las señales de banda base procesadas zl(i), z2(i) (donde i representa el orden en términos de tiempo o frecuencia (portadora) ) se generan para el cambio regular de fase y la precodificación (no importa cuál se realice primero) en las señales de banda base si (i) y s2(i) para dos corrientes. Sean el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base procesada zl(i) Ii(i) y Qi(i) respectivamente, y sean el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base procesada z2(i) 12(1) y Q2(i) respectivamente. En ese caso, los componentes de banda base puede cambiar, y las señales moduladas correspondientes a la señal de banda base cambiada rl(i) y la señal de banda base cambiada r2(i) puede transmitirse desde diferentes antenas al mismo tiempo y por la misma frecuencia transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) desde la antena de transmisión 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2(i) desde la antena de transmisión 2 al mismo tiempo y por la misma frecuencia. Los componentes de banda base pueden cambiar del siguiente modo.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y Q2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y I2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y Q2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Ix(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y Q2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y I2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i) y Q2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y I2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Ix(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i) y I2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y I2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i) y Q2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada ri(i) be Qi(i) y Q2(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y I2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) be Q2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y Q2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y Q2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i) y 12(1) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Qi(i) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i) y Ii(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i) y I2(i) respectivamente.

En la descripción anterior, se procesan las señales de las dos corrientes y cambian los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales procesadas, pero la presente invención no está limitada de este modo. Pueden procesarse las señales de más de dos corrientes, y pueden cambiar los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales procesadas .

Además, las señales pueden cambiar de la siguiente manera. Por ejemplo: - Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i) y Q2(i) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i) y Qi(i) respectivamente.

Tal cambio puede lograrse por la estructura mostrada en la figura 55.

En el ejemplo mencionado precedentemente, se ha descrito el cambio entre las señales de banda base al mismo tiempo (en la misma frecuencia ( (sub) portadora) ) , pero la presente invención no está limitada al cambio entre señales de banda base al mismo tiempo. Como ejemplo, puede hacerse la siguiente descripción.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y Q2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y I2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y Q2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + ) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Qi(i + v) y Q2 ( i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y I2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) be Q2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Ii(i + v) y Q2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i + v) y I2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) I2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Qi(i + v) y I2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i + v) y I2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i + v) y Q2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) 12(1 + ) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i + v) y Q2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i + v) y 12(1 + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) I2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Q2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) Ii(i + v) y Q2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i + v) y Q2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i + v) y I2(i + w) respectivamente.

- Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Qi(i + v) respectivamente.

- Sean el componente en fase, y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Q2(i + w) y Ii(i + v) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) Qi(i + v) y I2(i + w) respectivamente.

Además, las señales pueden cambiar de la siguiente manera. Por ejemplo: - Sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl(i) I2(i + w) y Q2(i + w) respectivamente, y sean el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2(i) Ii(i + v) y Qi(i + w) respectivamente.

Esto también puede lograrse por la estructura mostrada en la figura 55.

La figura 55 ilustra un cambiador de señales de banda base 5502 que explica lo anterior. Tal como se muestra, de las dos señales de banda base procesadas zl(i) 5501_1 y z2 (i) 5501_2, la señal de banda base procesada zl(i) 5501_1 tiene el componente en fase Ii(i) y el componente de cuadratura Qi(i), en tanto que la señal de banda base procesada z2(i) 5501_2 tiene el componente en fase I2(i) y el componente de cuadratura Q2(i) · Después del cambio, la señal de banda base cambiada rl(i) 5503_1 tiene el componente en fase Iri(i) y el componente de cuadratura Qrl(i), en tanto que la señal de banda base cambiada r2 (i) 5503_2 tiene el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2(i) . El componente en fase Iri(i) y el componente de cuadratura Qri(i) de la señal de banda base cambiada rl(i) 5503_1 y el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2(i) d la señal de banda base cambiada r2(i) 5503_2 pueden expresarse como cualquiera de los anteriores. Aunque este ejemplo describe el cambio realizado en las señales de banda base que tienen un tiempo común (frecuencia ( (sub- ) ortadora) común) y han pasado por dos tipos de procesamiento de señales, lo mismo puede aplicarse a las señales de banda base que han pasado por dos tipos de procesamiento de señales pero que tienen diferente tiempo (frecuencias ( (sub- ) ortadoras) diferentes).

El cambio puede realizar mientras cambian regularmente los métodos de cambio.

Por e emplo, - En la fecha-hora 0, para la señal de banda base cambiada rl(0) , el componente en fase puede ser li(0) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(0), y para señal de banda base cambiada r2(0), el componente en fase puede ser 12(0) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(0); - En la fecha-hora 1, para la señal de banda base cambiada rl(l)( el componente en fase puede ser I2(l) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(l), y para señal de banda base cambiada r2 (1) , el componente en fase puede ser Ii(l) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(l), etc. En otras palabras, - cuando la fecha-hora 2k (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k), el componente en fase puede ser Ii(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k), y para señal de banda base cambiada r2 (2k) , el componente en fase puede ser I2(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k). - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k+l), el componente en fase puede ser I2(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k+1), y para señal de banda base cambiada r2(2k+l), el componente en fase puede ser Ii(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k+1) . - cuando la fecha-hora es 2k (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k) , el componente en fase puede ser I2(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k), y para señal de banda base cambiada r2 (2k) , el componente en fase puede ser Ii(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k) . - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k+l), el componente en fase puede ser Ii(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k+1) , y para señal de banda base cambiada r2 (2k+l) , el componente en fase puede ser I2(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (2k+l) .

De manera similar, el cambio puede realizarse en el dominio de frecuencia. En otras palabras, - cuando la frecuencia ( (sub) portadora) es 2k (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k) , el componente en fase puede ser Ii(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k), y para señal de banda base cambiada r2 (2k) , el componente en fase puede ser I2(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k) . - cuando la frecuencia ( (sub) portadora) es 2k+l (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k+l), el componente en fase puede ser I2(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k+1), y para señal de banda base cambiada r2 (2k+l) , el componente en fase puede ser Ii(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi (2k+l) . - cuando la frecuencia ( (sub) portadora) es 2k (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k), el componente en fase puede ser I2 (2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(2k), y para señal de banda base cambiada r2 (2k) , el componente en fase puede ser Ii(2k) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k) . - cuando la frecuencia ( (sub) portadora) es 2k+l (k es un entero) , para la señal de banda base cambiada rl(2k+l) , el componente en fase puede ser I;i.(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(2k+1), y para señal de banda base cambiada r2 (2k+l) , el componente en fase puede ser I2(2k+1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (2k+l) .

Modalidad Gl La presente modalidad describe un esquema que se usa cuando se transmiten el tema de señal de modulación para la correlación QPSK y el tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, por ejemplo, y se usa para establecer la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación QPSK y la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, de manera que las potencias promedio serán diferentes entre sí. Este esquema es diferente de la Modalidad Fl .

Como se explica en la modalidad Fl, cuando el esquema de modulación para la señal de modulación de si es QPSK y el esquema de modulación para la señal de modulación de s2 es 16QAM (o el esquema de modulación para la señal de modulación si es 16QAM y el esquema de modulación para la señal de modulación s2 es QPSK) , si se establecen diferentes entre sí la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación QPSK y la potencia promedio del tema de señal de modulación para la correlación 16QAM, puede aumentar la PAPR (relación de potencia de pico a promedio) del amplificador de potencia de transmisión provisto en el dispositivo de transmisión, según el esquema de precodificación usado por el dispositivo de transmisión, que salta regularmente entre matrices de precodificación . El aumento de la PAPR puede llevar al aumento del consumo de energía por el dispositivo de transmisión.

En la presente modalidad, se brinda la descripción sobre el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de realizar la precodificación descrita en la "Modalidad 1", etc., donde, incluso cuando o¡ ? 1 en la Fórmula 36 del valor de cambio de fase que debe usarse en el esquema para cambiar regularmente la fase, la influencia en la PAPR se suprime a una medida mínima.

En la presente modalidad, se provee la descripción que toma como ejemplo un caso en que el esquema de modulación aplicado a las corrientes si y s2 es QPSK o 16QAM.

En primer lugar, se provee la explicación del esquema de correlación para la modulación QPSK y el esquema de correlación para la modulación 16QAM. Obsérvese que, en la presente modalidad, los símbolos si y s2 se refieren a señales que están de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK o con la correlación para la modulación 16QAM.

Primero de todo, se proporciona la descripción concerniente a la correlación para 16QAM con referencia a la figura 94 que acompaña. La figura 94 ilustra un ejemplo de un diseño de punto de señal en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q para 16QAM. Concerniente al punto de señal 9400 de la figura 94, cuando los bits transferidos (bits de entrada) son b0-b3, es decir, cuando los bits transferidos se indican mediante (bO, bl, b2 , b3) = (1, 0, 0, 0) (ilustrándose ese valor en la figura 94), las coordenadas en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q correspondientes a los mismos se denotan como (I, Q) = (-3 x g, 3 x g) . Los valores de las coordenadas I y Q de este conjunto de coordenadas indican las señales correlacionadas. Obsérvese que, cuando los bits transferidos (bO, bl, b2, b3) asumen valores diferentes de los mencionados precedentemente, el conjunto de valores I y Q se determina de acuerdo con los valores de los bits transferidos (bO, bl, b2 , b3) y de acuerdo con la figura 94. Además, similar a lo anterior, los valores de las coordenadas I y Q de este conjunto indican las señales correlacionadas (si y s2) .

A continuación, se proporciona la descripción concerniente a la correlación para la modulación QPSK con referencia a la figura 95 que acompaña. La figura 95 ilustra un ejemplo de un diseño de punto de señal en el plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q para QPSK. Concerniente al punto de señal 9500 de la figura 95, cuando los bits transferidos (bits de entrada) son bO y bl, es decir, cuando los bits transferidos se indican mediante (bO, bl) = (1, 0) (ilustrándose ese valor en la figura 95), las coordenadas del plano de componente en fase I - componente de cuadratura Q correspondientes a los mismos se denotan como (I, Q) = (-1 x h, 1 x h) . Además, los valores de coordenadas I y Q de este conjunto de coordenadas indica las señales correlacionadas. Obsérvese que, cuando los bits transferidos (bO, bl) asumen valores diferentes de lo mencionado precedentemente, el conjunto de coordenadas (I, Q) se determina de acuerdo con los valores de los bits transferidos (bO, bl) y de acuerdo con la figura 95. Además, similar a lo anterior, los valores de coordenadas I y Q de este conjunto indican las señales correlacionadas (si y s2) .

Además, cuando se aplica el esquema de modulación a si y s2 es QPSK o 16QAM, y al ecualizar la potencia promedio de la señal modulada zl y la señal modulada z2, h representa la fórmula (273) , y g representa la fórmula (272) .

Las figuras 87 y 88 ilustran un ejemplo del esquema de cambio del esquema de modulación, el valor del cambio de potencia, y el valor de cambio de fase en el dominio de tiempo (o en el dominio de frecuencia, o en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia) cuando se usa una unidad de procesamiento de señales relacionada con la precodificación, como se ilustra en la figura 85.

En la figura 87, se provee un diagrama que indica el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia (u, v) y el valor de cambio de fase (y[t]) que deben establecerse en cada fecha-hora t = 0 a t = 11. Obsérvese que, con respecto a las señales moduladas zl(t) y z2(t), las señales moduladas zl(t) y z2 (t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes en la misma frecuencia. (Aunque el diagrama de la figura 87 está basado en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas (el esquema de modulación, valor de cambio de potencia, valor de cambio de fase) puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, · · · , tal como se muestra en la figura 87. (Obsérvese que aquí, f denota frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse) . Además, obsérvese que con respecto a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2 (f) con la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes.

Tal como se ilustra en la figura 87, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, también puede llamarse cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De manera similar, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, puede llamarse también cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 87, se preparan tres valores de cambio de fase, es decir y[0], y[l] e y [2] como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación . Asimismo, el período (ciclo) en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación es 3 (por eso, cada uno de t0-t2, t3-t5, · · · compone un solo período (ciclo) ) . Obsérvese, en esta modalidad, como el cambio de fase se realiza en una de las señales después de la precodificación tal como se muestra en el ejemplo de la figura 85, y [i] es un número imaginario que tiene el valor absoluto de 1 (es decir y [i] = e39) . Sin embargo, tal como se expone en esta descripción, el cambio de fase puede realizarse después de efectuar la precodificación en múltiples señales. Si es así, existe un valor de cambio de fase para cada una de las múltiples señales después de la precodificación.

EL esquema de modulación aplicado a sl(t) es QPSK en el período (ciclo) t0-t2, 16QAM en el período (ciclo) t3-t5, etc., en tanto que el esquema de modulación aplicado a s2(t) es 16QA en el período (ciclo) t0-t2, QPSK en el período (ciclo) t3-t5, etc. Por eso, en el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) es o (QPSK, 16QA ) o (16QAM, QPSK).

Aquí, es importante que: al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[0] , ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)); al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[l], ambos (QPSK, 16QAM) y ( 16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) ; y de manera similar, al realizar cambio de fase de acuerdo con y[2], ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de a2(t)) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a sl(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501A) multiplica sl(t) por a y de ese modo da salida a a x sl(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a sl(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501A) multiplica si (t) por b y de ese modo da salida a b x si (t) .

Asimismo, cuando el esquema de modulación aplicado a s2(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501B) multiplica s2 (t) por a y de ese modo da salida a a x s2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2(t) es 16QA , el cambiador de potencia (8501B) multiplica s2 (t) por b y de ese modo da salida a b x s2(t) .

Obsérvese que, con respecto al esquema para establecer de diferente modo la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la descripción de ha hecho en la Modalidad Fl .

Por eso, si se toma en consideración el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) , el período (ciclo) para el cambio de fase y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y 2: ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puede ser el conjunto de (el esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada uno de los valores de cambio de fase), tal como se muestra en la figura 87.

Como se ha hecho la descripción en lo anterior, efectuando una configuración tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) con respecto a cada una de los valores de cambio de fase preparadas como los valores de cambio de fase usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque se ha provisto la descripción en lo anterior, tomando como ejemplo un caso en que el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK), los conjuntos posibles del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) no se limitan a esto. Más específicamente, el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK) ; (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de sl(t) y s2(t) .

En la figura 88, se provee un diagrama que indica el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia, y el valor de cambio que debe establecerse en cada fecha-hora t = 0 a t = 11. Obsérvese que, con respecto a las señales moduladas zl(t) y z2 (t) , las señales moduladas zl(t) y z2 (t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes en la misma frecuencia. (Aunque el diagrama de la figura 88 está basado en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, · · · , tal como se muestra en la figura 88. (Obsérvese que aquí, f denota frecuencias ( subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse). Además, obsérvese que con respecto a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2 (f ) con la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes. Obsérvese que el ejemplo ilustrado en la figura 88 es un ejemplo que difiere del ejemplo ilustrado en la figura 87, pero cumple los requisitos explicados con referencia a la figura 87.

Tal como se ilustra en la figura 88, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, el cambiador de potencia (aunque denominado aquí el cambiador de potencia, también puede denominarse cambiador de amplificación o una unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De manera similar, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, el cambiador de potencia (aunque denominado aquí el cambiador de potencia, también puede denominarse el cambiador de amplificación o la unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 88, se preparan tres valores de cambio de fase, a saber y[0], y[l] e y [2] como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación . Asimismo, el período (ciclo) en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación es 3 (por eso, cada uno de t0-t2, t3-t5, ··· compone un solo período (ciclo) ) .

Además, QPSK y 16QAM se establecen alternadamente como el esquema de modulación aplicado a sl(t) en el dominio de tiempo, y lo mismo vale para el esquema de modulación establecido en s2(t). el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) es o (QPSK, 16QAM) o (16QAM, QPSK) .

Aquí, es importante que: al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[0], ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) ; al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[l], ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)); y de manera similar, al realizar el cambio de fase de acuerdo con y [2], ambos (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a sl(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501A) multiplica sl(t) por a y de ese modo da salida a a x sl(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a sl(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501A) multiplica sl(t) por b y de ese modo da salida a b x sl(t) .

También, cuando el esquema de modulación aplicado a s2(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501B) multiplica s2 (t) por a y de ese modo da salida a a x s2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501B) multiplica s2 (t) por b y de ese modo da salida a b x s2 (t) .

Por eso, si se toma en consideración el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) , el período (ciclo) para el cambio de fase y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y 2: ambos (QPSK, 16QAM) y ( 16QAM, QPSK) puede ser el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada uno de los valores de cambio de fase), tal como se muestra en la figura 88.

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una configuración tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existen como el conjunto del (el esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) , y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existen como el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) para cada una de los valores de cambio de fase preparadas como los valores de cambio de fase usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se deben producir los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque en lo anterior se ha provisto la descripción tomando como ejemplo un caso en que el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK), los conjuntos posibles del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) no se limitan a eso. Más específicamente, el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK) ; (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de la misma manera siempre que se preparan dos diferentes esquemas de modulación, y se aplica uno diferente de los esquemas de modulación a cada una de sl(t) y s2 (t) .

Además, la relación entre el esquema de modulación, el valor del cambio de potencia y el valor de cambio de fase establecida en cada uno de los tiempos (o para cada una de las frecuencias) no se limita a lo descrito precedentemente con referencia a las figuras 87 y 88.

Para resumir la explicación proporcionada precedentemente, los siguientes puntos son esenciales.

Deben hacerse disposiciones tales que el conjunto del (el esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) pueda ser o el (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) o el (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) , y tales que la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM se establezcan de manera diferente.

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a sl(t) es el esquema de modulación A, el cambiador de potencia (8401A) multiplica si (t) por a y por lo tanto da salida a a x sl(t). Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación B, el cambiador de potencia (8401A) multiplica sl(t) por b y por lo tanto da salida a b x sl(t) . De igual modo, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación A, el cambiador de potencia (8401B) multiplica s2 (t) por a y por lo tanto da salida a a x s2(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a s2 (t) es el esquema de modulación B, el cambiador de potencia (8401A) multiplica s2(t) por b y por lo tanto da salida a b x s2(t) .

Además, debe efectuarse una configuración tal que existan los valores de cambio de fase y[0] , y [1] , · · · , y[n -2] , e y[n - 1] (o y [k] , donde k cumple 0 = k = n - 1) como los valores de cambio de fase preparados para usarse en el esquema a fin de efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación. Además, debe hacerse una configuración tal que ambos (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)) para y[k] . (Aquí, la configuración puede hacerse de manera que ambos (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para y[k] en todos los valores de k, o de manera que un valor k exista donde ambos (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2 (t) ) para y[k] ) .

Como en lo anterior la descripción se ha hecho asumiendo una configuración tal que tanto el (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (el esquema de modulación de sl(t), el esquema de modulación de s2(t)), y tal que tanto el (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como el (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto del (el esquema de modulación de si (t) , el esquema de modulación de s2 (t) ) para cada una de los valores de cambio de fase preparadas como los valores de cambio de fase usadas en el esquema de precodificación para efectuar regularmente saltos entre matrices de precodificación, se producen los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso al ajustar de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación A y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para el esquema de modulación B, la influencia con respecto a la PAPR del amplificador de potencia de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se reduce a un mínimo, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como explicación ya se ha provisto en la presente descripción .

En relación a lo anterior, a continuación se proporciona la explicación de un esquema para generar señales de banda base sl(t) y s2(t) . Como se ilustra en las figuras 3 y 4, la señal de banda base sl(t) es generada por la unidad de correlación 306a y la señal de banda base s2(t) es generada por la unidad de correlación 306b. Como tales, en los ejemplos provistos en lo anterior con referencia a las figuras 87 y 88, las unidades de correlación 306a y 306b cambian entre la correlación de acuerdo con QPSK y la correlación de acuerdo con 16QAM refiriéndose a los cuadros ilustrados en las figuras 87 y 88.

Aquí, obsérvese que, aunque se proveen unidades de correlación separadas para generar cada de la señal de banda base sl(t) y la señal de banda base s2 (t) en las ilustraciones de las figuras 3 y 4, la presente invención no se limita a eso. Por ejemplo, el correlacionador (8902) puede recibir la entrada de los datos digitales (8901) , generar sl(t) y s2 (t) de acuerdo con las figuras 87 y 88 y dar salida respectivamente a sl(t) como la señal correlacionada 307A y a s2 (t) como la señal correlacionada 307B.

La figura 90 ilustra un ejemplo estructural de la periferia de la unidad de ponderación (unidad de precodificación) , que difiere de las estructuras ilustradas en las figuras 85 y 89. En la figura 90, los elementos que operan de manera similar a la figura 3 y la figura 85 llevan los mismos signos de referencia. En la figura 91, se provee un diagrama que indica el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio que debe establecerse en cada fecha-hora t = 0 a t = 11 con respecto al ejemplo estructural ilustrado en la figura 90. Obsérvese que, con respecto a las señales moduladas zl(t) y z2(t), las señales moduladas zl(t) y z2 (t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes en la misma frecuencia. (Aunque el diagrama de la figura 91 está basado en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fO, t = 1 por f = fl, ···, tal como se muestra en la figura 91. (Obsérvese que aquí, f denota frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse) . Además, obsérvese que con respecto a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2(f) con la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes .

Tal como se ilustra en la figura 91, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, puede llamarse también cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De manera similar, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QAM, el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, puede llamarse también cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM.

En el ejemplo ilustrado en la figura 91, se preparan tres valores de cambio de fase, a saber y[0], y[l] e y [2] como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación. Asimismo, el período (ciclo) para el esquema que efectúa regularmente el cambio de fase después de la precodificación es 3 (por eso, cada uno de t0-t2, t3-t5, • · · compone un solo período (ciclo) ) .

Además, el esquema de modulación aplicado a sl(t) se fija en QPSK, y el esquema de modulación que debe aplicarse a s2(t) se fija en 16QAM. Asimismo, el cambiador de señal (9001) ilustrado en la figura 90 recibe las señales correlacionadas 307A y 307B y la señal de control (8500) como entrada. El cambiador de señal (9001) realiza el cambio con respecto a las señales correlacionadas 307A y 307B de acuerdo con la señal de control (8500) (hay también casos en que el cambio no se realiza) , y da salida a las señales cambiadas (9002A: Ql(t), y 9002B: O2 (t) ) .

Aquí, es importante que: al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[0], tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)), al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[l] , tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) , y de manera similar, al realizar el cambio de fase de acuerdo con y [2], tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501A) multiplica Ql(t) por a y de ese modo da salida a a x Ql(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501A) multiplica Ql(t) por b y de ese modo da salida a b x Ql(t) .

Además, cuando el esquema de modulación aplicado a Q2(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501B) multiplica Q2(t) por a y de ese modo da salida a a x O2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de . modulación aplicado a Q2(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501B) multiplica O2 (t) por b y de ese modo da salida a b x O2 (t) .

Obsérvese que, con respecto al esquema para ajustar de manera diferente la potencia promedio de las señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QA , ya se ha hecho la descripción en la Modalidad Fl .

Por eso, cuando se toma en cuenta el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)) , el período (ciclo) para el cambio de fase y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3 : la cantidad de valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodif icación, y 2: tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) para cada uno de los valores de cambio de fase), tal como se muestra en la figura 91.

Tal como se ha hecho la descripción en lo anterior, para hacer una configuración tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , y de manera que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) con respecto a cada uno de los valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase, deben producirse los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso cuando se ajusta de manera diferente la potencia promedio de las señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR de la potencia del amplificador de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como ya se ha explicado en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque se ha brindado la descripción en lo anterior, tomando como ejemplo un caso en que el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) es (QPSK, 16QAM) y (16QAM, QPSK) , el conjunto posible de (el esquema de modulación de Ql(t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) no se limita a eso. Más específicamente, el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK) ; (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QA1VI) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) , y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de manera similar, siempre que se preparen dos diferentes esquemas de modulación, y se aplique uno diferente de los esquemas de modulación a cada de Ql(t) y Q2(t) .

En la figura 92, se provee un diagrama que indica el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio que debe establecerse en cada fecha-hora t = 0 a t = 11 con respecto al ejemplo estructural ilustrado en la figura 90. Obsérvese que el diagrama de la figura 92 difiere del diagrama de la figura 91. Obsérvese que, con respecto a las señales moduladas zl(t) y z2(t), las señales moduladas zl(t) y z2 (t) en el mismo punto de tiempo deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes en la misma frecuencia. (Aunque el diagrama de la figura 92 está basado en el dominio de tiempo, cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora como el esquema OFDM, el cambio entre esquemas puede realizarse de acuerdo con el dominio de frecuencia (subportadora) , en lugar de hacerlo de acuerdo con el dominio de tiempo. En tal caso, debe efectuarse el reemplazo de t = 0 por f = fo, t = 1 por f = fl, ···, tal como se muestra en la figura 92. (Obsérvese que aquí, f denota frecuencias (subportadoras) , y por eso, fO, fl, ···, indican diferentes frecuencias (subportadoras) que deben utilizarse) . Además, obsérvese que con respecto a las señales moduladas zl(f) y z2(f) en tal caso, las señales moduladas zl(f) y z2(f) con la misma frecuencia deben transmitirse simultáneamente desde antenas de transmisión diferentes .

Tal como se ilustra en la figura 92, cuando el esquema de modulación aplicado es QPSK, el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, puede llamarse también cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica a (siendo a un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con QPSK. De manera similar, cuando el esquema de modulación aplicado es 16QA , el cambiador de potencia (aunque aquí se denomina cambiador de potencia, puede llamarse también cambiador de amplificación o unidad de ponderación) multiplica b (siendo b un número real) con respecto a una señal modulada de acuerdo con 16QAM .

En el ejemplo ilustrado en la figura 92, se preparan tres valores de cambio de fase, a saber y[0], y[l] e y [2] como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación. Asimismo, el período (ciclo) para el esquema que efectúa regularmente el cambio de fase después de la precodificación es 3 (por eso, cada uno de t0-t2, t3-t5, • · · compone un solo período (ciclo) ) .

Además, el esquema de modulación aplicado a sl(t) se fija en QPSK, y el esquema de modulación que debe aplicarse a s2(t) se fija en 16QAM. Además, el cambiador de señal (9001) ilustrado en la figura 90 recibe las señales correlacionadas 307A y 307B y la señal de control (8500) como entrada. El cambiador de señal (9001) realiza el cambio con respecto a las señales correlacionadas 307A y 307B de acuerdo con la señal de control (8500) (hay también casos en que el cambio no se realiza) , y da salida a las señales cambiadas (9002A: Ql(t), y 9002B: O2 (t) ) .

Aquí , es importante que : - al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[0], tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)), al realizar el cambio de fase de acuerdo con y[l], tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)), y de manera similar, al realizar el cambio de fase de acuerdo con y [2], tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) puedan ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) .

También, cuando el esquema de modulación aplicado a Q2(t) es QPSK, el cambiador de potencia (8501B) multiplica Q2(t) por a y de ese modo da salida a a x O2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Q2(t) es 16QAM, el cambiador de potencia (8501B) multiplica O2 (t) por b y de ese modo da salida a b x Q2(t) .

Obsérvese que, con respecto al esquema para ajustar de manera diferente la potencia promedio de las señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, ya se ha hecho la descripción en la Modalidad Fl .

Por eso, cuando se toma en consideración el conjunto de (el esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) , el período (ciclo) para el cambio de fase y el cambio entre esquemas de modulación es 6 = 3 x 2 (donde 3: la cantidad de valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y 2: tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) pueden ser el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) para cada uno de los valores de cambio de fase) , tal como se muestra en la figura 92.

Como se ha hecho la descripción en lo anterior, haciendo una configuración tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de Q2(t)), y tal que tanto (QPSK, 16QAM) como (16QAM, QPSK) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) con respecto a cada uno de los valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase, deben producirse los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso cuando se ajusta de manera diferente la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación QPSK y la potencia promedio de señales de acuerdo con la correlación para la modulación 16QAM, la influencia con respecto a la PAPR de la potencia del amplificador de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como ya se explicó en la presente descripción.

Obsérvese que, aunque la descripción se ha brindado en los anterior, tomando como ejemplo un caso en que el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) es (QPSK, 16QAM) y ( 16QAM, QPSK) , el conjunto posible de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulacrón de O2 (t) ) no se limita a eso. Más específicamente, el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) puede ser uno de: (QPSK, 64QAM) , (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 16QAM) ; (128QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) ; (256QAM, 64QAM) , (64QAM, 256QAM) , y similares. Es decir, la presente invención debe implementarse de manera similar, siempre que se preparen dos diferentes esquemas de modulación, y se aplique uno diferente de los esquemas de modulación a cada de Ql(t) y Q2(t) .

Asimismo, la relación entre el esquema de modulación, el valor de cambio de potencia y el valor de cambio de fase establecido en cada una de las fecha-hora (o para cada una de las frecuencias) no se limita a lo descrito en lo anterior con respecto a las figuras 91 y 92.

Para resumir la explicación anterior, son esenciales los siguientes puntos.

Las disposiciones deben configurarse de tal manera que el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) pueda ser o (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) o (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) , y de tal manera que la potencia promedio para el esquema de modulación A y la potencia promedio para el esquema de modulación B se establezcan de manera diferente.

Asimismo, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es el esquema de modulación A, el cambiador de potencia (8501A) multiplica Ql(t) por a y de ese modo da salida a a x Ql(t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a Ql(t) es el esquema de modulación B, el cambiador de potencia (8501A) multiplica Ql(t) por b y de ese modo da salida a b x Ql(t) . Además, cuando el esquema de modulación aplicado a O2 (t) es el esquema de modulación A, el cambiador de potencia (8501B) multiplica O2 (t) por a y de ese modo da salida a a x O2 (t) . Por otra parte, cuando el esquema de modulación aplicado a O2^) es el esquema de modulación B, el cambiador de potencia (8501B) multiplica O2^) por b y de ese modo da salida a b x O2 (t) .

También, una configuración debe hacerse de manera que los valores de cambio de fase y[0], y[l], ···, y [n - 2] e y [n - 1] (o y[k]., donde k cumple 0 = k = n - 1) existan como los valores de cambio de fase preparados para usarlos en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación . Además, debe hacerse una configuración de manera que tanto (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) y (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Ü2(t)) para y[k] . (Aquí, la configuración puede hacerse de manera que tanto (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de Q2(t)) para y[k] en todos los valores de k, de manera que un valor k exista donde tanto (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) para y[k] .) Tal como se ha descrito en los anterior, haciendo una configuración de manera que tanto (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de Ql(t), el esquema de modulación de O2 (t) ) , y de manera que tanto (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) como (el esquema de modulación B, el esquema de modulación A) existan como el conjunto de (el esquema de modulación de O1 (t) , el esquema de modulación de O2 (t) ) con respecto a cada uno de los valores de cambio de fase preparados como los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase, deben producirse los siguientes efectos ventajosos. Es decir, incluso cuando se ajusta de manera diferente la potencia promedio de señales para el esquema de modulación A y la potencia promedio de señales para el esquema de modulación B, la influencia con respecto a la PAPR de la potencia del amplificador de transmisión incluido en el dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, y por eso la influencia con respecto al consumo de energía del dispositivo de transmisión se suprime a una mínima extensión, en tanto que mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción en el entorno LOS, como ya se explicó en la presente descripción.

A continuación, se brinda la explicación de las operaciones del dispositivo de recepción. La explicación del dispositivo de recepción ya se dio en la Modalidad 1, etc., y la estructura del dispositivo de recepción se ilustra en las figuras 7, 8 y 9, por ejemplo.

De acuerdo con la relación ilustrada en la figura 5, cuando el dispositivo de transmisión transmite señales moduladas tal como se introducen en las figuras 87, 88, 91 y 92, se cumple una relación entre las dos relaciones denotadas en las dos fórmulas siguientes. Obsérvese que en las dos fórmulas siguiente, rl(t) y r2 (t) indican las señales de recepción, y hll(t), hl2 (t) , h21 valores de fluctuación de canal.

[Matemática 93] (Fórmula Gl) [Matemática 94] (Fórmula G2) Obsérvese que la F mostrada en las Fórmulas Gl y G2 denota los valores de cambio de fase usados en el tiempo T, e y(t) denota los valores de cambio de fase. El dispositivo de recepción realiza la demodulación (detección) de las señales utilizando la relación definida en las dos fórmulas precedentes (es decir, la demodulación debe realizarse de la misma manera provista en la explicación de la Modalidad 1) . Sin embargo, las dos fórmulas anteriores no tienen en cuenta tales componentes de distorsión como los componentes de ruido, defset de frecuencia, y errores de estimación de canal, y por eso la demodulación (detección) se realiza con tales componentes de distorsión incluidos en las señales. Con respecto a los valores u y v que el dispositivo de transmisión utiliza para realizar el cambio de potencia, el dispositivo de transmisión transmite información sobre ellos, o transmite información del modo de transmisión (tal como el esquema de transmisión, el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores) que debe emplearse. El dispositivo de recepción detecta los valores utilizado por el dispositivo de transmisión adquiriendo la información, obtiene las dos fórmulas ya descritas, y realiza la demodulación (detección).

Aunque en la presente invención la descripción se provee tomando como ejemplo un caso en que el cambio entre los valores de cambio de fase se realiza en el dominio de tiempo, la presente invención puede realizarse de manera similar cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora tal como OFDM o similar y cuando el cambio es entre los valores de cambio de fase en el dominio de frecuencia, como ya se ha descrito en otras modalidades. Si es así, t como se usa en la presente modalidad debe reemplazarse por f (frecuencia ( (sub) portadora)). Además, la presente invención puede realizarse de manera similar en un caso en que el cambio entre los valores de cambio de fase se realiza en el dominio de tiempo-frecuencia. Además, en la presente modalidad, el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación no se limita al esquema que efectúa regularmente el cambio de fase después de la precodificación, habiéndose brindado la explicación sobre esto en otras secciones de la presente descripción. Además, el mismo efecto de minimizar la influencia con respecto a la PAPR debe obtenerse al aplicar la presente modalidad con respecto a un esquema de precodificación donde no se realiza el cambio de fase.

Modalidad G2 En la presente modalidad, se brinda la descripción sobre el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase, la aplicación del cual logra el ventajoso efecto de reducir el tamaño del circuito cuando si sistema de difusión (o comunicaciones) admite tanto un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es QPSK y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM, como un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM.

En primer lugar, se explica el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM.

Los ejemplos de los valores de cambio de fase usados en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase en un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM se muestran en la Modalidad 1. Los valores de cambio de fase [F] se representan del siguiente modo.

[Matemática 95] (Fórmula G3) En lo que sigue, se brinda una descripción sobre un ejemplo' donde se usa la Fórmula G3 como los valores de cambio de fase para el esquema que realiza regularmente el cambio de fase después de la precodificación en un caso en que 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto para si como para s2.

La figura 93 ilustra un ejemplo estructural de la periferia de la unidad de ponderación (unidad de precodificación) que admite tanto un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es QPSK y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QA , como caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM. En la figura 93, los elementos que operan de manera similar a la figura 3, la figura 6 y la figura 85 llevan los mismos signos de referencia, y se omiten sus explicaciones.

En la figura 93, el cambiador de señal de banda base 9301 recibe la señal precodificada 309A(zl(t)) , la señal precodificada y con fase cambiada 309B(z2(t)) y la señal de control 8500 como entrada. Cuando la señal de control 8500 indica que "no se realiza cambio de señales", se da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) como la señal 9302A(zl' (t) ) , y se da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B(z2(t)) como la señal 9302B (z2 ' (t) ) .

En contraste, cuando la señal de control 8500 indica que "se realiza el cambio de señales" , el cambiador de señal de banda base 8501 realiza lo siguiente: - cuando la fecha-hora es 2k (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 9302A (rl (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal precodificada y con fase cambiada 9302B (r2 (2k) ) , - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 9302A (rl (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada 309A (zl (2k+l) ) como la señal 9302B (r2 (2k+l) ) y, además, - cuando la fecha-hora es 2k (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 9302A(rl (2k) ) , y da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal precodificada y con fase cambiada 9302B (r2 (2k) ) , - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309A (zl (2k+l) ) como la señal 9302A (rl (2k+l) ) , y da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 9302B (r2 (2k+l) ) . (Aunque la descripción precedente brinda un ejemplo del cambio entre señales, el cambio entre señales no se limita a eso. También debe notarse que la importancia radica en que el cambio entre señales se realiza cuando la señal de control indica que "se realiza el cambio de señales" ) .

Como se explica en la figura 3, la figura 4, la figura 5, la figura 12, la figura 13, etc., la señal 9302A(rl(t)) se transmite desde una antena en lugar de zl (t) (Obsérvese que el procesamiento predeterminado se realiza tal como se muestra en la figura 3, la figura 4, la figura 5, la figura 12, la figura 13, etc.). Además, la señal 9302B(r2(t)) se transmite desde una antena en lugar de z2 (t) (Obsérvese que el procesamiento predeterminado se realiza tal como se muestra en la figura 3, la figura 4, la figura 5, la figura 12, la figura 13, etc.) . Obsérvese que la señal 9302A(rl(t)) y la señal 9302B(r2(t)) se transmiten desde diferentes antenas.

Aquí, debe notarse que el cambio de señales como ya se describió se realiza con respecto sólo a los símbolos precodificados . Es decir, el cambio de señales no se realiza con respecto a otros símbolos insertos, tal como los símbolos piloto y los símbolos para transmitir información es decir que no debe precodificarse (por ejemplo, los símbolos de información de control), por ejemplo. Además, aunque la descripción brindada precedentemente es de un caso en que el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación se aplica en el dominio de tiempo, la presente invención no se limita a eso. La presente modalidad puede aplicarse de manera similar también en los casos en que el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación se aplica en el dominio de frecuencia y en el dominio de tiempo-frecuencia . De manera similar, el cambio de señales puede realizarse en el dominio de frecuencia o el dominio de tiempo- frecuencia, incluso aunque la descripción brindada precedentemente se refiere al cambio de señales que se realiza en el dominio de tiempo.

A continuación, se explica la operación de cada una de las unidades de la figura 93 en un caso en que 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto para si como para s2.

Como sl(t) y s2(t) son señales de banda base (señales correlacionadas) que se correlacionan con el esquema de modulación 16QAM, el esquema de correlación aquí aplicado es tal como se ilustra en la figura 80, y g se representa mediante la Fórmula 79.

El cambiador de potencia (8501A) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 16QAM y la señal de control (8500) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8500) sea v, el cambiador de potencia da salida a una señal (señal de potencia cambiada: 8502A) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307A para el esquema de modulación 16QA por v.

El cambiador de potencia (8501B) recibe una señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM y una señal de control (8500) como entrada. Dejando que un valor para el campo de potencia establecido en base a la señal de control (8500) sea u, el cambiador de potencia da salida a una señal (señal de potencia cambiada: 8502B) obtenida multiplicando la señal de banda base (correlacionada) 307B para el esquema de modulación 16QAM por u .

Aquí, los factores v y u cumplen lo siguiente: v = u = O, v2 : u2 = 1 : 1. Configurando tal configuración, el dispositivo de recepción recibe los datos con una excelente calidad de recepción.

La unidad de ponderación 600 recibe la señal de potencia cambiada 8502A (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A que se correlaciona con el esquema de modulación 16QAM por el factor v) , la señal de potencia cambiada 8502B (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B que se correlaciona con el esquema de modulación 16QAM por el factor u) y la información 315 relativa al esquema de ponderación como entrada. Además, la unidad de ponderación 600 determina el valor de cambio de fase en base a la información 315 relativa al esquema de ponderación, y da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) y la señal precodificada 316B (z2 ' (t) ) .

El cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase en la señal precodificada 316B(z2' (t) ) , en base a la información 315 relativa al esquema de procesamiento de la información, y da salida a la señal precodif icada y con fase cambiada 309B(z2(t)).

Aquí, cuando F representa una matriz de precodificación usada en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación e y(t) representa los valores de cambio de fase, vale la siguiente fórmula.

[Matemática 96] (Fórmula G4) Obsérvese que y(t) es un número imaginario que tiene el valor absoluto de 1 (es decir y [i] = ej9) .

Cuando el valor de cambio de fase F, que es una matriz de precodificación usada en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, se representa mediante la Fórmula G3 y cuando 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto de si como de s2, la Fórmula 37 es adecuada como el valor de a, según se ha descrito en la Modalidad 1. Cuando a se representa mediante la Fórmula 37, zl(t) y z2 (t) con cada una de las señales de banda base correspondientes a uno de los 256 puntos de señal en el plano IQ, tal como se ilustra en la figura 94. Obsérvese que figura 94 ilustra un ejemplo del diseño de los 256 puntos de señal, y el diseño puede ser un diseño con rotación de fase de los 256 componentes de señal.

Aquí, como el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es también 16QAM, las señales ponderadas y de fase cambiada zl(t) y z2(t) se transmiten, cada una, como 4 bits de acuerdo con 16QAM. Por lo tanto, se transfiere un total de 8 bits como se indica mediante los 256 puntos de señales ilustrados en la figura 94. En tal caso, como la distancia euclidiana mínima entre los puntos de señal comparativamente grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por la unidad de recepción.

El cambiador de señal de banda base 9301 recibe la señal precodificada 309A(zl(t)) , la señal precodificada y con fase cambiada 309B(z2(t)) y la señal de control 8500 como entrada. Como 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto de si como de s2 , la señal de control 8500 indica que "no se realiza cambio de señales" . Por eso, se da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) como la señal 9302A(rl(t)) y se da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B(z2(t)) como la señal 9302B (r2 (t) ) .

A continuación, se explica la operación de cada una de las unidades de la figura 95 en un caso en que QPSK se aplica como el esquema de modulación para si y 16QAM se aplica como el esquema de modulación para s2.

Sea si (t) la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación QPSK. El esquema de correlación para sl(t) es tal como se muestra en la figura 81, y h es como se representa mediante la Fórmula 78. Como s2(t) es la señal de banda base (correlacionada) para el esquema de modulación 16QAM, el esquema de correlación para s2(t) es tal como se muestra en la figura 80, y g es como se representa mediante la Fórmula 79.

El cambiador de potencia (8501A) recibe la señal de banda base (señal correlacionada) 307A que se correlaciona de acuerdo con el esquema de modulación QPSK, y la señal de control (8500) como entrada. Además, el cambiador de potencia (8501A) multiplica la señal de banda base (señal correlacionada) 307A que se correlaciona de acuerdo con el esquema de modulación QPSK por a factor v, y da salida a la señal obtenida como resultado de la multiplicación (la señal de potencia cambiada: 8502A) . El factor v es un valor para realizar cambio de potencia y se establece de acuerdo con la señal de control (8500) .

En la Modalidad Fl, se brinda la descripción de un ejemplo donde "la razón entre la potencia promedio de QPSK y la potencia promedio de 16QAM se establece como para cumplir la Fórmula v2 : u2 = 1 : 5" . (Configurando tal configuración, el dispositivo de recepción recibe los datos en una excelente calidad de recepción) . En lo que sigue, se explica el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación cuando se configura tal configuración.

La unidad de ponderación 600 recibe la señal de potencia cambiada 8502A (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307A que se correlaciona con el esquema de modulación QPSK por el factor v) , la señal de potencia cambiada 8502B (la señal obtenida multiplicando la señal de banda base (señal correlacionada) 307B que se correlaciona con el esquema de modulación 16QAM por el factor u) y la información 315 relativa al procesamiento del esquema de señales como entrada. Además, la unidad de ponderación 600 realiza la precodificación de acuerdo con la información 315 relativa al procesamiento del esquema de señales, y da salida a la señal precodificada 309A(zl(t)) y la señal precodificada 316B ( z2 ' (t) ) .

Aquí, cuando F representa una matriz de precodificación usada en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación e y(t) representa el valores de cambio de fase, vale la siguiente fórmula.

[Matemática 97] (Fórmula G5) Obsérvese que y(t) es un número imaginario que tiene el valor absoluto de 1 (es decir y [i] = e39) .

Cuando el valor de cambio de fase F, que es una matriz de precodificación de acuerdo con el esquema de precodificación para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, se representa mediante la Fórmula G3 y cuando 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto de si como de s2, la Fórmula 37 es adecuada como el valor de a, según se describe. El motivo de esto se explica en lo siguiente.

La figura 95 ilustra la relación entre los 16 puntos de la señal de 16QAM y los 4 puntos de la señal de QPSK en el plano IQ cuando el estado transmisión es como ya se describió. En la figura 95, cada o indica un punto de señal de 16QAM, y cada · indica un punto de señal de QPSK. Como puede verse en la figura 95, los cuatro puntos de señal entre los 16 puntos de la señal de 16QAM coinciden con los 4puntos de la señal de QPSK. En tales circunstancias, cuando el valor de cambio de fase F, que es una matriz de precodificación usada en el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, se representa mediante la Fórmula G3 y cuando la Fórmula 37 es el valor de a, cada una de zl (t) y z2 (t) es una señal de banda base correspondiente a los 64 puntos de señal extraídos de los 256 puntos de señal ilustrados en la figura 94 de un caso en que el esquema de modulación aplicado a si es 16QAM y el esquema de modulación aplicado a s2 es 16QAM. Obsérvese que la figura 94 ilustra un ejemplo del diseño de los 256 puntos de señal, y el diseño puede ser un diseño con rotación de fase de los 256 componentes de señal.

Como QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QA es el esquema de modulación aplicado a s2, las señales ponderadas y de fase cambiada zl(t) y z2 (t) se transmiten respectivamente como 2 bits de acuerdo con QPSK, y como 4 bits de acuerdo con 16QAM. Por lo tanto, se transfiere un total de 6 bits como lo indican los 64 puntos de señales. Como la mínima distancia euclidiana entre los 64 puntos de señal ya descrita es comparativamente grande, mejora la calidad de recepción de los datos recibidos por el dispositivo de recepción.

El cambiador de señal de banda base 9301 recibe la señal precodificada 309A(zl(t)), la señal precodificada y con fase cambiada 309B(z2(t)) y la señal de control 8500 como entrada. Como QPSK es el esquema de modulación para si y 16QAM es el esquema de modulación para s2 y por eso, la señal de control 8500 indica "se realiza cambio de señales", el cambiador de señal de banda base 9301 realiza, por ejemplo, lo siguiente: - cuando la fecha-hora es 2k (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal 9302A (rl (2k) ) y da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal precodificada y con fase cambiada 9302B (r2 (2k) ) , - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B ( z2 (2k+l) ) como la señal 9302A (rl (2k+l) ) y da salida a la señal precodificada 309A (zl (2k+l) ) como la señal 9302B (r2 (2k+l) ) y, además, - cuando la fecha-hora es 2k (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309B(z2(2k)) como la señal 9302A (rl (2k) ) y da salida a la señal precodificada 309A(zl(2k)) como la señal precodificada y con fase cambiada 9302B (r2 (2k) ) , - cuando la fecha-hora es 2k+l (k es un entero) , da salida a la señal precodificada 309A (zl (2k+l) ) como la señal 9302A (rl (2k+l) ) y da salida a la señal precodificada y con fase cambiada 309B (z2 (2k+l) ) como la señal 9302B (r2 (2k+l) ) .

Obsérvese que, en lo anterior, se describe que el cambio de señales se realiza cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2. Configurando tal configuración, se realiza la reducción de la PAPR y, además, se suprime el consumo eléctrico por la unidad de transmisión, como ya se describió en la Modalidad Fl . Sin embargo, cuando no es necesario tener en cuenta el consumo eléctrico por parte del dispositivo de transmisión, puede configurarse una configuración tal que no se realice el cambio de señales, similar al caso en que 16QAM se aplica como el esquema de modulación tanto para si como para s2.

Asimismo, se ha descrito un caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y, además, se cumple la condición v2 : u2 = 1 : 5, pues tal caso se considera ejemplificativo. Sin embargo, existe un caso en que se realiza una excelente calidad de recepción cuando: (i) el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación si QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2; y (ii) el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación si 16QAM es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, se consideran idénticos en la condición v2 < u2. Por eso, la condición que deben cumplir los valores v y u no se limita a v2 : u2 = 1 : 5.

Considerando idénticos: (i) el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QA es el esquema de modulación aplicado a s2; y (ii) el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, como ya se explicó, se realiza la reducción del tamaño del circuito. Además, en tal caso, el dispositivo de recepción realiza la demodulación de acuerdo con las Fórmulas G4 y G5 , y el esquema de cambio entre señales y, como los puntos de señal coinciden del modo explicado, es posible una sola unidad aritmética compartida que computa la recepción de los puntos de señal candidatos y, por eso, puede realizarse la ampliación del tamaño del circuito del dispositivo de recepción.

Obsérvese que, aunque en la presente modalidad se ha brindado una descripción que toma la Fórmula G3 como ejemplo del esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación no se limita a eso.

Los puntos esenciales de la presente invención son como se describe en lo siguiente: - cuando se admiten ambos, el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2 , en los dos casos se aplica el mismo esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación .

- La condición v2 = u2 vale cuando 16QA es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2, y la condición v2 < u2 vale cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 Además, a continuación se describen ejemplos en los que se logra una excelente calidad de recepción por parte del dispositivo de recepción.

Ejemplo 1 (deben cumplirse las siguientes dos condiciones) : -La condición v2 = u2 vale cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2, y la condición v2:u2=l:5 vale cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, y - El mismo esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación se aplica en los dos casos en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2 y QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2.

Ejemplo 2 (deben cumplirse las siguientes dos condiciones) : - La condición v2=u2 vale cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2 , y la condición v2 < u2 vale cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, y - cuando se admiten ambos, el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2, en los dos casos se aplica el mismo esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y los valores de cambio de fase se representan mediante la Fórmula G3.

Ejemplo 3 (deben cumplirse las siguientes dos condiciones) : - La condición v2=u2 vale cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2 , y la condición v2 < u2 vale cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2, y - cuando se admiten ambos, el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2 , en los dos casos se aplica el mismo esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y los valores de cambio de fase se representan mediante la Fórmula G3 , y OÍ se representa mediante la Fórmula 37.

Ejemplo 4 (deben cumplirse las siguientes dos condiciones) : - La condición v2 = u2 vale cuando 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2, y la condición v2:u2=l:5 vale cuando QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2. - cuando se admiten ambos, el caso en que QPSK es el esquema de modulación aplicado a si y 16QAM es el esquema de modulación aplicado a s2 y el caso en que 16QAM es el esquema de modulación aplicado tanto para si como para s2, en los dos casos se aplica el mismo esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y los valores de cambio de fase se representan mediante la Fórmula G3 , y a se representa mediante la Fórmula 37.

Obsérvese que, aunque la presente modalidad se ha descrito con un ejemplo donde los esquemas de modulación son QPSK y 16QAM, la presente modalidad no se limita a ese ejemplo. El alcance de la presente modalidad puede ampliarse tal como se describe a continuación. Considérese un esquema de modulación A y un esquema de modulación B. Sea a la cantidad de un punto de señal en el plano IQ del esquema de modulación A, y sea b la cantidad de puntos de señal en el plano IQ del esquema de modulación B, donde a<b. Entonces, los puntos esenciales de la presente invención se describen del siguiente modo.

Deben cumplirse las siguientes dos condiciones. - si se admiten ambos, el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa el mismo esquema en común en los dos casos para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación . cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Aquí, puede ejecutarse como opción el cambio de señal de banda base descrito con referencia a la figura 93. Sin embargo, cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, resulta preferido realizar el cambio de señal de banda base descrito precedentemente teniendo en cuenta la influencia de la PAPR.

Como alternativa, deben cumplirse las siguientes dos condiciones. - si se admiten ambos, el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, y el caso en que el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se usa en común el mismo esquema en los dos casos para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación, y los valores de cambio de fase se representan mediante la Fórmula G3. - cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación B y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 = u2, y cuando el esquema de modulación de si es el esquema de modulación A y el esquema de modulación de s2 es el esquema de modulación B, se cumple la condición v2 < u2.

Como un conjunto ej emplificativo del esquema de modulación A y el esquema de modulación B, (el esquema de modulación A, el esquema de modulación B) es uno de (QPSK, 16QAM) , (16QAM, 64QAM) , (64QAM, 128QAM) y (64QAM, 256QAM) .

Aunque la explicación anterior se dio para un ejemplo donde el cambio de fase se realiza en una de las señales después de la precodificación, la presente invención no se limita a eso. Tal como aquí se describe, incluso cuando el cambio de fase se realiza en múltiples señales precodif icadas , es aplicable la presente modalidad . Si es así , es la relación entre la señal modulada establecida y los valores de cambio de fase ( los puntos esenciales de la presente invención) .

Además, aunque la presente modalidad se ha descrito en el supuesto de que los valores de cambio de fase F se representan mediante la Fórmula G3 , la presente invención no se limita a eso. Por ejemplo, puede usarse cualquiera de las siguientes : [Matemática 98 ] (Fórmula G6 ) [Matemática 99] (Fórmula G7 ) [Matemática 100 ] ( Fórmula G8 ) [Matemática 101] (Fórmula [Matemática 102] (Fórmula G10) Obsérvese que ??, ?2? y ? en las Fórmulas G9 y G10 son valores fijos (radianes) .

Aunque en la presente invención la descripción se brinda tomando como ejemplo un caso en que se realiza el cambio entre valores de cambio de fase en el dominio de tiempo, la presente invención puede realizarse de manera similar cuando se usa un esquema de transmisión multiportadora tal como OFDM o similar y cuando el cambio es entre valores de cambio de fase en el dominio de frecuencia, como se ha descrito en otras modalidades. Si es así, t como se usa en la presente modalidad debe reemplazarse por f (frecuencia ( (sub) portadora)). Además, la presente invención puede realizarse de manera similar en un caso en que el cambio entre valores de cambio de fase se realiza en el dominio de tiempo-frecuencia . Obsérvese que, en la presente modalidad, el esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación no está limitado al esquema para efectuar regularmente el cambio de fase después de la precodificación aquí descrito.

Asimismo, en cualquiera de los dos patrones para ajustar el esquema de modulación de acuerdo con la presente modalidad, el dispositivo de recepción realiza la demodulación y la detección usando el esquema de recepción descrito en la Modalidad Fl .

Aplicabilidad Industrial La presente invención es ampliamente aplicable a sistemas inalámbricos que transmiten múltiples señales moduladas diferentes desde múltiples antenas, tal como un sistema OFDM-MIMO. Además, en un sistema de comunicación cableado con múltiples localizaciones de transmisión (tal como un sistema comunicación por línea eléctrica (PLC, por sus siglas en inglés) , un sistema de comunicación óptica o un sistema línea de abonado digital (DSL, por sus siglas en inglés) , la presente invención se puede adaptar a un sistema MIMO, donde múltiples localizaciones de transmisión se usan para transmitir múltiples señales moduladas como se describe en la presente invención. Las señales moduladas también se pueden transmitir desde múltiples localizaciones de transmisión .

Lista de signos de referencia 302A, 302B Codificadores 304A, 304B Interpoladores 306A, 306B Unidades de correlación 314 Generador de información sobre esquema de procesamiento de señales 308A, 308B Unidad de ponderación 310A, 310B Unidades inalámbricas 312A, 312B Antenas 317A, 317B Cambiadores de fase 402 Codificador 404 Distribuidor 504#1, 504#2 Antenas de transmisión 505#1, 505#2 Antenas de recepción 600 Unidad de ponderación 701_X, 701_Y Antenas 703_X, 703_Y Unidades inalámbricas 705_1 Estimador de fluctuación de canal 705_2 Estimador de fluctuación de canal 707_1 Estimador de fluctuación de canal 707_2 Estimador de fluctuación de canal 709 Decodificador de información de control 711 Procesador de señales 803 Detector MIMO interior 805A, 805B Calculadores de verosimilitud logarítmica 807A, 807B Desinterpoladores 809A, 809B Calculadores de razón de verosimilitud logarítmica 811A, 811B Decodificadores de entrada/salida de software 813A, 813B Interpoladores 815 Memoria 819 Generador de coeficientes 901 Decodificador de entrada/salida de software 903 Distribuidor 1201A, 1201B Procesadores relacionados con OFDM 1302A, 1302A Conversores de serial a paralelo 1304A, 1304B Reordenadores 1306A, 1306B Unidades IFFT 1308A, 1308B Unidades inalámbricas Se hace constar que, con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones :

1. Método de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, caracterizado porque comprende los pasos de: multiplicar por u una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, y multiplicar por v una segunda señal de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, donde u y v denotan números reales diferentes entre sí; realizar un cambio de fase en cada una de la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v, generando de ese modo una primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2' ; y aplicar la ponderación de acuerdo con una matriz predeterminada F a la primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2', generando de ese modo las múltiples señales para la transmisión en la banda de frecuencia común y a la fecha-hora común como una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(u x si', v x s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, seleccionándose cada uno de los N candidatos de valor de modificación de fase al menos una vez dentro de un período predeterminado.

2. Aparato de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, caracterizado porque comprende: un cambiador de potencia que multiplica por u una primera señal de banda base si generada de un primer conjunto de bits, y que multiplica por v una segunda señal de banda base s2 generada de un segundo conjunto de bits, donde u y v denotan números reales diferentes entre sí; un cambiador de fase que realiza un cambio de fase en cada una de la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v, generando de ese modo una primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2'; y una unidad de ponderación que aplica la ponderación de acuerdo con una matriz predeterminada F a la primera señal de banda base con cambio postfase u x si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase v x s2 ' , generando de ese modo las múltiples señales para la transmisión en la banda de frecuencia común y a la fecha-hora común como una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(u x si', v x s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si multiplicada por u y la segunda señal de banda base s2 multiplicada por v, usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, seleccionándose cada uno de los N candidatos de valor de modificación de fase al menos una vez dentro de un período predeterminado.