MX2013000900A - Metodo de generacion de señales y dispositivo de generacion de señales. - Google Patents

Abstract

Se describe un método de transmisión que transmite simultáneamente una primera señal modulada y una segunda señal modulada en una frecuencia común realiza la precodificación en ambas señales usando una matriz de precodificación fija y cambia regularmente la fase de al menos una de las señales, mejorando así la calidad de señal de datos recibida en un dispositivo de recepción.

Description

METODO DE GENERACION DE SEÑALES Y DISPOSITIVO DE GENERACION DE SEÑALES Campo de la Invención La presente invención se refiere a un dispositivo de transmisión y un dispositivo de recepción para la comunicación que utiliza múltiples antenas.

Antecedentes de la invención Un sistema MIMO (siglas en inglés para múltiples entradas, múltiples salidas) es un ejemplo de un sistema de comunicaciones convencional que utiliza múltiples antenas. En la comunicación de múltiples antenas, de la cual el sistema MIMO es representativo, se modula cada una de las múltiples señales de transmisión, y cada señal modulada se transmite al mismo tiempo desde una antena diferente a fin de aumentar la velocidad de transmisión de los datos.

La figura 23 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión y recepción que tiene dos antenas de transmisión y dos antenas de recepción, y que usa dos señales moduladas de transmisión (corrientes de transmisión) . En el aparato de transmisión, se interpolan los datos codificados, se modulan los datos interpolados y se realiza la conversión de frecuencias y otros procedimientos similares para generar señales de transmisión, y las señales de transmisión se transmiten desde las antenas. En ese caso, el método para Ref. 238175 transmitir simultáneamente diferentes señales moduladas desde diferentes antenas de transmisión al mismo tiempo y en la misma frecuencia es el sistema MIMO de multiplexación espacial.

En este contexto, la Bibliografía de patentes 1 sugiere el uso de un dispositivo de transmisión provisto de un patrón de interpolación diferente para cada antena de transmisión. Es decir, el dispositivo de transmisión de la figura 23 debe usar dos patrones de interpolación diferenciados realizados por dos interpoladores (na y ¾) . En lo que respecta al dispositivo de recepción, la Bibliografía no de patentes 1 y la Bibliografía no de patentes 2 describen el modo de me orar la calidad de recepción usando iterativamente valores de software para el esquema de detección (por parte del detector MIMO de la figura 23) .

Tal como sucede, los modelos de entornos de propagación real en las comunicaciones inalámbricas incluyen los modelos NLOS (siglas en inglés para sin línea de visión) , de lo cuales es representativo un entorno de desvanecimiento de Rayleigh, y LOS (siglas en inglés para con línea de visión) , de lo cuales es representativo un entorno de desvanecimiento de Rician. Cuando el dispositivo de transmisión transmite una sola señal modulada, y el dispositivo de recepción realiza la combinación de relación máxima en las señales recibidas por múltiples antenas y después demodula y decodifica las señales resultantes, puede lograrse una excelente calidad de recepción en un entorno LOS, en particular, en un entorno en que sea grande el factor Rician. El factor Rician representa la potencia recibida de las ondas directas en relación con la potencia recibida de las ondas esparcidas. Sin embargo, según el sistema de transmisión (por ejemplo, un sistema MIMO de multiplexacion espacial) , ocurre un problema en el sentido de que la calidad de recepción se deteriora cuando aumenta el factor Rician (véase la Bibliografía no de patentes 3) .

Las figuras 24A y 24B ilustran un ejemplo de los resultados de simulación de las características de la BER (siglas en inglés para tasa de errores de bits) (eje vertical: BER, eje horizontal: SNR (relación de señal a ruido) para los datos codificados con códigos LDPC (comprobación de paridad de basa densidad) y transmitidos por un sistema MIMO de multiplexacion espacial 2 2 (dos antenas de transmisión, dos antenas de recepción) en un entorno de desvanecimiento Rayleigh y en un entorno de desvanecimiento Rician con factores Rician de K = 3 , 10 y 16 dB. La figura 24A da las características BER de razón de verosimilitud logarítmica basada en aproximación Max-Log (Max-log APP) sin detección iterativa (véase la Bibliografía no de patentes 1 y la Bibliografía no de patentes 2) , en tanto que la figura 24B da la característica BER Max-Log APP con detección iterativa (véase la Bibliografía no de patentes 1 y la Bibliografía no de patentes 2) (cantidad de iteraciones: cinco) . Las figuras 24A y 24B claramente indican que, independientemente de que se realice o no la detección iterativa, la calidad de recepción se degrada en el sistema MIMO de multiplexacion espacial cuando aumenta el factor Rician. Por eso, el problema de degradación de la calidad de recepción al estabilizarse el entorno de propagación en el sistema MIMO de multiplexación espacial, lo cual no ocurre en un sistema convencional de señales de modulación única, es exclusivo del sistema MIMO de multiplexación espacial.

La comunicación por difusión o multidifusión es un servicio aplicado a diversos entornos de propagación. El entorno de propagación de ondas de radio entre la estación difusora y los dispositivos receptores que pertenecen a los usuarios a menudo es un entorno LOS. Cuando se usa un sistema MIMO de multiplexación espacial con el problema precedente para la comunicación de difusión o de multidifusión, puede presentarse una situación en que sea alta la potencia recibida del campo eléctrico en el aparato de recepción, pero en que la degradación de la calidad de recepción haga imposible recibir el servicio. En otras palabras, a fin de usar un sistema MIMO de multiplexación espacial en la comunicación de difusión o de multidifusión, tanto en un entorno NLOS como en un entorno LOS, existe el deseo de desarrollar un sistema de transmisión MIMO que ofrezca un cierto grado de calidad de recepción.

La Bibliografía no de patentes 8 describe un método para seleccionar un libro de códigos que se emplea en la precodificación (es decir, una matriz de precodificación, también llamada matriz de ponderación para la precodificación) en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La Bibliografía no de patentes 8 no describe en absoluto, sin embargo, un método para la precodificación en un entorno en que no pueda adquirirse información de realimentación proveniente del socio de comunicación, como es el caso en la precedente comunicación por difusión o multidifusión.

Por otra parte, la Bibliografía no de patentes 4 describe un método para cambiar la matriz de precodificación a lo largo del tiempo. Este esquema es aplicable cuando no hay disponible ninguna información de realimentación. La Bibliografía no de patentes 4 describe el uso de una matriz unitaria como la matriz para la precodificación y el cambio de la matriz unitaria de forma aleatoria, pero no describe en absoluto un método aplicable a la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS precedentemente descrito. La Bibliografía no de patentes 4 simplemente menciona los saltos aleatorios entre las matrices de precodificación . Obviamente, la Bibliografía no de patentes 4 no hace ninguna mención en absoluto de un método de precodificación o una estructura de una matriz de precodificación, para remediar la degradación de la calidad de recepción en un entorno LOS.

Lista de menciones Bibliografía de patentes Bibliografía de patentes 1 Publicación de la Solicitud de Patente Internacional NO. O2005/050885 Bibliografía no de patentes Bibliografía no de patentes 1 "Achieving near-capacity on a múltiple-antenna channel" IEEE Transaction on Communications, vol.51, no.3, páginas 389-399, Marzo 2003.

Bibliografía no de patentes 2 "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans . Signal Processing, vol.52, no.2, páginas 348-361, Feb . 2004.

Bibliografía no de patentes 3 "BER performance evaluation in 2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels" IEICE Trans. Fundamentáis, vol.E91-A, no.10, páginas 2798-2807, Oct. 2008.

Bibliografía no de patentes 4 "Turbo space-time codes with time varying linear transíormations" IEEE Trans. Wireless Communications, vol.6, no.2, páginas 486-493, Feb. 2007.

Bibliografía no de patentes 5 "Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance" IEICE Trans. Commun., vol.E88-B, no.l, páginas 47-57, Ene. 2004.

Bibliografía no de patentes 6 "A tutorial on ' Parallel concatenated (Turbo) coding' , 'Turbo (iterative) decoding' and related topics" IEICE, Technical Report IT98-51.

Bibliografía no de patentes 7 "Advanced signal processing for PLCs: Wavelet-OFDM" Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, páginas 187-192, 2008.

Bibliografía no de patentes 8 D. J. LoveyR. W. HeathJr., "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems" IEEE Trans . Inf . Theory, vol.51, no.8, páginas 2967-1976, Ago. 2005.

Bibliografía no de patentes 9 DVB Document A122 , Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial televisión broadcasting system (DVB-T2) , Jun. 2008.

Bibliografía no de patentes 10 L. Vangelista, N. Benvenuto, y S. Tomasin "Key technologies for next-generation terrestrial digital televisión standard DVB-T2," IEEE Commun. Magazine, vol.47, no.10, páginas 146-153, Oct. 2009.

Bibliografía no de patentes 11 T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, "Application of space división multiplexing and those performance in a MIMO channel" IEICE Trans. Commun., vo.88-B, no.5, páginas 1843-1851, Mayo 2005.

Bibliografía no de patentes 12 R. G. Gallager "Low-density parity-check codes , " IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, páginas 21-28, 1962.

Bibliografía no de patentes 13 D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices , " IEEE Trans . Inform. Theory, vol.45, no.2, páginas 399-431, Marzo 1999.

Bibliografía no de patentes 14 ETSI EN 302307, "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications" v.1.1.2, Jun. 2006.

Bibliografía no de patentes 15 Y.-L. Ueng, y C.-C. Cheng "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards" IEEE VTC-2007 Fall, páginas 1255-1259.

Bibliografía no de patentes 16 S. M. Alamouti "A simple transmit diversity technique for wireless Communications" IEEE J. Select. Areas Commun., vol.16, no.8, páginas 1451-1458, Oct 1998.

Bibliografía no de patentes 17 V. Tarokh, H. Jafrkhani, y A. R. Calderbank "Space-time block coding for wireless Communications: Performance results" IEEE J. Select. Areas Commun., vol.17, no.3, no.3, páginas 451-460, Marzo 1999.

Breve Descripción de la Invención Problema técnico Es un objetivo de la presente invención proporcionar un sistema MIMO que mejore la calidad de recepción en un entorno LOS.

Solución al problema La presente invención provee un esquema de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, que comprende los pasos de: llevar a cabo un cambio de fase en cada una de una primera señal de banda base si generada a partir de un primer conjunto de bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de un segundo conjunto de bits, generando de esta manera una primera señal de banda base con cambio postfase si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' ; y aplicar la ponderación a la primera señal de banda base con cambio postfase si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase s2' de acuerdo con una matriz predeterminada F, generando así una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2 como la pluralidad de señales para transmisión en la banda de frecuencia común y en la fecha-hora común, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(sl', s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2 usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, N siendo un entero igual o mayor que dos y cada uno de los N candidatos a valor de modificación de fase siendo seleccionado al menos una vez dentro de un periodo predeterminado.

Además, la presente invención provee un aparato de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, que comprende un cambiador de fase que lleva a cabo un cambio de fase en cada una de una primera señal de banda base si generada a partir de un primer conjunto de bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de un segundo conjunto de bits, generando de esta manera una primera señal de banda base con cambio postfase si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' ; y una unidad de ponderación que aplica ponderación a la primera señal de banda base con cambio postfase si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' de acuerdo con una matriz predeterminada F, generando así una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2 como la pluralidad de señales para transmisión en la banda de frecuencia común y en la fecha-hora común, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(sl', s2 ') T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2 usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, N siendo un entero igual o mayor que dos y cada uno de los N candidatos a valor de modificación de fase siendo seleccionado al menos una vez dentro de un periodo predeterminado.

Efectos adecuados de la invención De acuerdo con la estructura precedente, la presente invención provee un esquema de generación de señales y aparato de generación de señales que remedian la degradación de calidad de recepción en un entorno LOS, proveyendo asi un servicio de alta calidad a los usuarios LOS durante la comunicación por difusión o multidifusión.

Breve Descripción de las Figuras La figura 1 ilustra un ejemplo de un dispositivo de transmisión y recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial .

La figura 2 ilustra una configuración de trama ejemplificativa .

La figura 3 ilustra un ejemplo de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase.

La figura 4 ilustra otro ejemplo de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase.

La figura 5 ilustra otra configuración de trama ejemplificativa.

La figura 6 ilustra un esquema de cambio de fase ejemplificativo .

La figura 7 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de recepción.

La figura 8 ilustra una configuración ejeraplificativa de un procesador de señales del dispositivo de recepción.

La figura 9 ilustra otra configuración ejemplificativa de un procesador de señales del dispositivo de recepción.

La figura 10 ilustra un esquema de decodificación iterativa.

La figura 11 ilustra condiciones de recepción ejemplificativas .

La figura 12 ilustra un ejemplo adicional de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase .

La figura 13 ilustra incluso otro ejemplo adicional de un dispositivo de transmisión que aplica un esquema de cambio de fase.

Las figuras 14A y 14B ilustran una configuración de trama ej emplificativa adicional.

Las figuras 15A y 15B ilustran incluso otra configuración de trama ejemplificativa.

Las figuras 16A y 16B ilustran incluso otra configuración de trama ejemplificativa.

Las figuras 17A y 17 B ilustran incluso otra configuración de trama ej emplificativa más.

Las figuras 18A y 18B ilustran incluso una configuración de trama ej emplificativa adicional.

Las figuras 19A y 19B ilustran ejemplos de un esquema de correlación.

Las figuras 20A y 20B ilustran más ejemplos de un esquema de correlación.

La figura 21 ilustra una configuración ejemplificativa de una unidad de ponderación.

La figura 22 ilustra un esquema de redisposición de símbolos ej emplificativo .

La figura 23 ilustra otro ejemplo de un dispositivo de transmisión y recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial.

Las figuras 24A y 24B ilustran características BER ejemplificativas .

La figura 25 ilustra otro esquema de cambio de fase ejemplificativo .

La figura 26 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ej emplificativo .

La figura 27 ilustra un esquema de cambio de fase ejemplificativo adicional.

La figura 28 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ej emplificativo adicional.

La figura 29 ilustra incluso otro esquema de cambio de fase ej emplificativo adicional más.

La figura 30 ilustra una disposición de símbolos ejemplificativa una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 31 ilustra una configuración de trama ejemplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 32 ilustra otra disposición de símbolos ejemplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 33 ilustra incluso otra disposición de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 34 ilustra la variación en cantidades de símbolos e intervalos necesarios por bloque codificado, cuando se usan códigos de bloque.

La figura 35 ilustra la variación en cantidades de símbolos e intervalos necesarios por par de bloques codificados, cuando se usan códigos de bloque.

La figura 36 ilustra una configuración global de un sistema de difusión digital.

La figura 37 es un diagrama de bloques que ilustra un receptor ej emplificativo .

La figura 38 ilustra la configuración de datos multiplexados .

La figura 39 es un diagrama esquemático que ilustra la multiplexación de los datos codificados en corrientes.

La figura 40 es un diagrama detallado que ilustra una corriente de video como contenida en una secuencia de paquetes PES .

La figura 41 es un diagrama estructural de paquetes TS y paquetes de origen de los datos multiplexados .

La figura 42 ilustra la configuración de datos PMT.

La figura 43 ilustra la información como configurada en los datos multiplexados .

La figura 44 ilustra la configuración de la información de atributos de corriente.

La figura 45 ilustra la configuración de un dispositivo de presentación de video y salida de audio.

La figura 46 ilustra una configuración ejemplificativa de un sistema de comunicaciones.

Las figuras 47A y 47B ilustran una variante de la disposición de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

Las figuras 48A y 48B ilustran otra variante de la disposición de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

Las figuras 49A y 49B ilustran incluso otra variante de la disposición de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

Las figuras 50A y 50B ilustran otra variante adicional de la disposición de símbolos ej emplificativa para una señal modulada que provee una alta calidad de señal recibida.

La figura 51 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión.

La figura 52 ilustra otra configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión.

La figura 53 ilustra una configuración ejemplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 54 ilustra incluso otra configuración ejemplificativa adicional de un dispositivo de transmisión.

La figura 55 ilustra un cambiador de señales de banda base .

Descripción Detallada de la Invención A continuación se describen las modalidades de la presente invención con referencia a las figuras que acompañan.

Modalidad 1 Lo que sigue describe en detalle un esquema de transmisión, un dispositivo de transmisión, un esquema de recepción y un dispositivo de recepción pertinentes a la presente modalidad.

Antes de comenzar la descripción propiamente dicha, se proporciona un esbozo de los esquemas de transmisión y los esquemas de decodificación en un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional : La figura 1 ilustra la estructura de un sistema MIMO de multiplexación espacial NtxNr. Un vector de información z se codifica e interpola. El vector de bits codificados u = (ui, ... uNt) se obtiene como la salida de interpolación. Aquí, ± = {uílf ... uiM) (donde M es la cantidad de bits transmitidos por símbolo) . En el caso de un vector de transmisión s = (sx, ... SNt) , se halla una señal recibida Si = map(ui) para la antena de transmisión #i. Normalizando la energía de transmisión, esto puede expresarse como E { | Si | 2 } = Es/Nt (donde Es es la energía total por canal) . El vector de recepción y = (y1; — ??G)? se expresa en la Matemática 1 (fórmula 1) , a continuación.

[Matemática 1] (fórmula 1) =TT , s + n Aquí, HNtNr es la matriz de canal, n = (??, ... nNr) es el vector de ruido y el valor promedio de n¿ es cero para el ruido gaussiano complejo independiente e idénticamente distribuido (i.i.d) de varianza o2. En base a la relación entre los símbolos transmitidos introducidos en un receptor y los símbolos recibidos, la distribución de probabilidad de los vectores recibidos puede expresarse como la Matemática 2 (fórmula 2) , a continuación, para una distribución gaussiana multidimensional .

[Matemática 2] (fórmula 2) Aquí, se considera un receptor que realiza la decodificación iterativa. Tal receptor se ilustra en la figura 1 como constituido de un decodificador de entrada/salida de software exterior y un detector MIMO. El vector de razón de verosimilitud logarítmica (valor L) de la figura 1 está dado por la Matemática 3 (fórmula 3) a la Matemática 5 (fórmula 5) , tal como sigue.

[Matemática 3] (fórmula 3) L(u) = (L( ),--; ( Nf)} [Matemática 4] (fórmula 4) [Matemática 5] (fórmula 5) (Esquema de detección iterativa) Lo que sigue describe la detección iterativa de señales MIMO realizada por el sistema MIMO de multiplexación espacial NtxNr.

La razón de verosimilitud logarítmica de umn está definida por la Matemática 6 (fórmula 6) .

[Matemática 6] (fórmula 6) Por medio de la aplicación del teorema de Bayes, la Matemática 6 (fórmula 6) puede expresarse como la Matemática 7 (fórmula 7) .

[Matemática 7] (fórmula 7) Obsérvese que Umn, ±1 = {u|unui = ±1}· Por medio de la aproximación InDaj ~ max ln a , la Matemática 7 (fórmula 7) puede aproximarse como la Matemática 8 (fórmula 8) . El símbolo ~ se usa aquí para significar aproximación.

[Matemática 8] (fórmula 8) L(umn | y) « lnP}"mn = +l + max {lnp(y | u) + P(u \ Umn)} - max {lnp(y | u) + (u | Umn)} Umn -l En la Matemática 8 (fórmula 8) , P(u|i½n) y ln P(u| en expresarse tal como sigue.

[Matemática 9] (fórmula 9) [Matemática 10] (fórmula 10) [Matemática 11] (fórmula 11) lnP(Uij) = L(Uij) (UijSign(L(uij))-l) Obsérvese que la probabilidad logarítmica de la ecuación dada en la Matemática 2 (fórmula 2) puede expresarse como la Matemática 12 (fórmula 12) .

[Matemática 12] (fórmula 12) Por consiguiente, dada la Matemática 7 (fórmula 7) la Matemática 13 (fórmula 13) , el valor L posterior para la MAP APP (probabilidad a posteriori) pueden expresarse tal como igue .

[Matemática (fórmula 13) Esto se denomina de aquí en adelante decodificación APP iterativa. Además, dada la Matemática 8 (fórmula 8) y la Matemática 12 (fórmula 12) , el valor L posterior para la Max-log APP puede expresarse tal como sigue.

[Matemática 14] (fórmula 14) L(Umn | y) « maxMu,y,L(u))}- maxMu,y,L(u))} '"" Umn,+\ Umn,-\ [Matemática 15] (fórmula 15) ?(??,y,I(u))= Esto se llama de aquí en adelante decodificación Max-log APP iterativa. De por sí, la información externa requerida por el sistema de decodificación iterativa puede obtenerse restando la entrada anterior de la Matemática 13 (fórmula 13) o de la Matemática 14 (fórmula 14) .

Modelo de sistema La figura 23 ilustra la configuración básica de un sistema relacionado con las explicaciones siguientes. El sistema ilustrado es un sistema MIMO de multiplexación espacial 2x2 que tiene un decodificador externo para cáda una de dos corrientes A y B. Los dos decodificadores externos realizan idéntica decodificación LDPC (aunque la presente descripción considera el ejemplo de una configuración en que los codificadores externos usan códigos LDPC, los codificadores externos no están restringidos al uso de LDPC como los códigos de corrección de errores) . El ej emplo también puede realizarse usando otros códigos de corrección de errores, tales como turbo códigos, códigos convolucionales o códigos convolucionales LDPC. Asimismo, si bien los codificadores externos se describen ahora como configurados individualmente para cada antena de transmisión, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Puede usarse un solo codificador externo para múltiples antenas de transmisión o bien, la cantidad de codificadores externos puede ser mayor que la cantidad de antenas de transmisión. El sistema también tiene interpoladores (na, nb) para cada una de las corrientes A y B . Aquí, el esquema de modulación es 2h-QAM (es decir, se transmiten h bits por símbolo) .

El receptor realiza la detección iterativa (la decodificación APP (o Max-log APP) iterativa) de las señales MIMO, tal como ya se describió. Los códigos LDPC se decodifican usando, por ejemplo, la decodificación suma-producto.

La figura 2 ilustra la configuración de trama y describe el orden de los símbolos después de la interpolación. Aquí, (ig/Ja) y (Í£>/ji)) pueden expresarse tal como sigue.

[Matemática 16] (fórmula 16) (la>j) = 7la(£lia ) [Matemática 17] (fórmula 17) (¦Ib > J t) ~ 7Tb (Ciib b) Aquí, ia y ib representan el orden de los símbolos después de la interpolación, ja y jb representan la posición de bits en el esquema de modulación (donde ja,jb = 1» - h) , na y n¿ representan los interpoladores de corrientes A y B , y Qaia,jaY bib,jb representan el orden de los datos de las corrientes A y B antes de la interpolación. Obsérvese que la figura 2 ilustra una situación donde ia = ib.

Decodificación iterativa Lo que sigue describe en detalle la decodificación suma-producto usada para decodificar los códigos LDPC y la detección iterativa del algoritmo de señales MIMO, ambas usadas por el receptor.

Decodificación suma-producto Se usa una matriz MxN bidimensional H = {H,™} como la matriz de comprobación de los códigos LDPC sujetos a decodificación. En el caso del conjunto [1,N] = {l, 2 ... N} , los conjuntos parciales A(m) y B(n) se definen tal como sigue.

[Matemática 18] (fórmula 18) A(m)= in¦Hmn = 1} [Matemática 19] (fórmula 19) Aquí, A(m) significa el conjunto de índices de columna igual a 1 para la fila m de la matriz de comprobación H, en tanto que B(n) significa el conjunto de índices de fila igual a 1 para la fila n de la matriz de comprobación H. El algoritmo de la decodificación suma-producto es tal como sigue.

Paso A-l (Inicialización) : en todos los pares (m,n) que cumplen = 1, se establece la razón logarítmica anterior ßp,? = 1. Se establece la variable de bucle (cantidad de iteraciones) lsum = 1, y se establece la máxima cantidad de bucles lSUm,max- Paso A-2 (Procesamiento) : En todos los pares (m,n) que cumplen Hmn = 1 en el orden m = 1, 2, ... M , se actualiza la razón logarítmica de valor extrínseco cn^ usando la siguiente fórmula de actualización.

[Matemática 20] (fórmula 20) [Matemática 21] (fórmula 21) 1 x>0 sign(x)= -1 x < [Matemática 22] (fórmula 22) donde f es la función Gallager. ?? después puede computarse tal como sigue.

Paso A-3 (Operaciones de columna) : en todos los pares (m,n) que cumplen = 1 en el orden n = 1, 2, ... N , se actualiza la razón logarítmica de valor extrínseco amn usando la siguiente fórmula de actualización.

[Matemática 23] (fórmula 23) Paso A-4 (Cálculo de razón de verosimilitud logarítmica) : para ne [1,N] , la razón de verosimilitud logarítmica Ln se computa tal como sigue.

[Matemática 24] (fórmula 24) Paso A-5 (Conteo de iteraciones) : si lSUm < lsum,max/ entonces aumenta lsum y el proceso vuelve al paso A-2. La decodificación suma-producto finaliza cuando lsum = lSUm,max- Lo anterior describe una iteración de las operaciones de decodificación suma-producto . Posteriormente, se realiza la detección iterativa de señales MIMO. Las variables m, n, pmn, ??, y Ln usadas en la explicación precedente de las operaciones de decodificación suma-producto se expresan como ma, na, amana/ Pamana, a y Lna para la corriente A y como mb, nb, bmbnb, Pbmbnb/ y Lnt, para la corriente B.

Detección iterativa de señales MIMO Lo que sigue describe el cálculo de ?? para la detección iterativa de señales MIMO.

La siguiente fórmula puede derivarse de la Matemática 1 (fórmula 1) .

[Matemática (fórmula 25) Dada la configuración de trama ilustrada en la figura 2, las siguientes funciones son derivables de la Matemática 16 (fórmula 16) y la Matemática 17 (fórmula 17) .

[Matemática 26] (fórmula 26) [Matemática 27] (fórmula 27) flb ~ d ib b donde na,nbe [1,N] . Para la iteración k de la detección iterativa de señales MIMO, las variables Ana, Lna, y L„b se expresan como Ak,na, Lk,na, Ak,nb y Lk,nb.

Paso B-l (Detección inicial; k = 0) Para la detección inicial de ondas, A0,na y A0,nb se calculan tal como sigue.

Para la decodificación APP iterativa: [Matemática 28] (fórmula 28) Para la decodificación Max-log APP iterativa: [Matemática 29] (fórmula 29) = max MuCy, y ¾))}- max {?(«¾ ), y(/,)¾ [Matemática 30] (fórmula 30) donde X = a,b. A continuación, el conteo de iteraciones para la detección iterativa de señales MIMO se establece en lmimo = 0, siendo el máximo conteo de iteraciones umimo, max¦ Paso B-2 (Detección iterativa; Iteración k) : cuando el conteo de iteraciones es k, la Matemática 11 (fórmula 11) , la Matemática 13 (fórmula 13) a la Matemática 15 (fórmula 15) , la Matemática 16 (fórmula 16) y la Matemática 17 (fórmula 17) pueden expresarse como la Matemática 31 (fórmula 31) a la Matemática 34 (fórmula 34) siguientes. Obsérvese que (X,Y) = (a,b)(b,a).

Para la decodificación APP iterativa: [Matemática 31] (fórmula 31) k,n= [Matemática 32] (fórmula 32) Para la decodificación Max-log APP iterativa: [Matemática 33] (fórmula 33) [Matemática 34] (fórmula 34) Paso B-3 (Conteo de iteraciones y estimación de palabras código) Si lmimo < lmimo, max* entonces aumenta lmj.m0 y el proceso vuelve al paso B-2. Cuando lmirao = lmimo, max» se halla una palabra código estimada, tal como sigue.

[Matemática 35] (fórmula 35) =o donde X = a,b.

La figura 3 muestra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión 300 pertinente a la presente modalidad. Un codificador 302A toma la información (datos) 3OIA y una señal de configuración de trama 313 como entrada (lo cual incluye el esquema de corrección de errores, la tasa de codificación, la longitud de bloque y demás información usada por el codificador 302A en la codificación de corrección de errores de los datos, de manera que se usa el esquema designado por la señal de configuración de trama 313. Puede cambiar el esquema de corrección de errores) . De acuerdo con la señal de configuración de trama 313, el codificador 302A realiza la codificación de corrección de errores, tal como la codificación convolucional , codificación LDPC, turbo codificación o similar, y da salida a los datos codificados 303A.

Un interpolador 304A toma los datos codificados 303A y la señal de configuración de trama 313 como entrada, realiza la interpolación, es decir, redispone el orden de los mismos y después da salida a los datos interpolados 305A. (Según la señal de configuración de trama 313, puede cambiar el esquema de interpolación) .

Un correlacionador 306A toma los datos interpolados 305Ay la señal de configuración de trama 313 como entrada y realiza en ellos la modulación, tal como QPSK (siglas en inglés para modulación por desplazamiento de fase en cuadratura) , 16-QAM (siglas en inglés para modulación por amplitud en cuadratura de 16) o64-QAM (modulación por amplitud en cuadratura de 64 estados) ; después da salida a una señal de banda base 307A. (Según la señal de configuración de trama 313, puede cambiar el esquema de modulación) .

Las figuras 19Ay 19B ilustran un ejemplo de un esquema de correlación de modulación QPSK para una señal de banda base constituida por un componente en fase I y un componente de cuadratura Q en el plano IQ. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 19A, cuando los datos de entrada son 00, la salida es I = 1.0, Q = 1.0. De manera similar, cuando los datos de entrada con 01, la salida es 1 = -1.0, Q = 1.0, etc. La figura 19B ilustra un ejemplo de un esquema de correlación de modulación QPSK en el plano IQ que difiere de la figura 19A en que los puntos de señal de la figura 19A han rotado alrededor del origen para obtener los puntos de señal de la figura 19B. La Bibliografía no de patentes 9 y la Bibliografía no de patentes 10 describen tal esquema de rotación de constelación. Como alternativa, también puede adoptarse el retardo Q cíclico descrito en la Bibliografía no de patentes 9 y la Bibliografía no de patentes 10. Un ejemplo alternativo, distinto de las figuras 19A y 19B, se muestra en las figuras 20A y 20B, que ilustran un diseño de puntos de señal para 16-QAM en el plano IQ. El ejemplo de la figura 20A corresponde a la figura 19A, en tanto que el de la figura 20B corresponde a la figura 19B.

Un codificador 302B toma la información (datos) 301B y la señal de configuración de trama 313 como entrada (lo cual incluye el esquema de corrección de errores, tasa de codificación, longitud de bloque, y demás información usada por el codificador 302A en la codificación de corrección de errores de los datos, de manera que el esquema designado es utilizado por la señal de configuración de trama 313. Puede cambiar el esquema de corrección de errores) . De acuerdo con la señal de configuración de trama 313, el codificador 302B realiza la codificación de corrección de errores, tal como la codificación convolucional , la codificación LDPC, la turbo codificación o similar, y da salida a los datos codificados 303B.

Un interpolador 304B toma los datos codificados 303B y la señal de configuración de trama 313 como entrada, realiza la interpolación, es decir redispone el orden de los mismos, y da salida a los datos interpolados 305B. (Según la señal de configuración de trama 313, puede cambiar el esquema de interpolación) .

Un correlacionador 306B toma los datos interpolados 305B y la señal de configuración de trama 313 como entrada y realiza en ellos la modulación, tal como QPSK, 16-QAM o 64-QAM, después da salida a una señal de banda base 307B. (Según la señal de configuración de trama 313 , puede cambiar el esquema de modulación) .

Un generador de información para esquemas de procesamiento de señales 314 toma la señal de configuración de trama 313 como entrada y, por consiguiente, da salida a la información de esquema de procesamiento 315. La información de esquema de procesamiento de señales 315 designa la matriz de precodificación fija que debe utilizarse e incluye información sobre el patrón de cambios de fase usado para cambiar la fase.

Una unidad de ponderación 308A toma la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada y, de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, realiza la ponderación en las señales de banda base 307A y 307B, después da salida a una señal ponderada 309A. El esquema de ponderación se describe en detalle más adelante.

Una unidad inalámbrica 310A toma la señal ponderada 309A como entrada y realiza el procesamiento, tal como la modulación de cuadratura, la limitación de banda, la conversión de frecuencia, la amplificación, etc., después da salida a la señal de transmisión 311A. Una antena 312A da después salida a la señal de transmisión 311A como ondas de radio.

Una unidad de ponderación 308B toma la señal de banda base 307A, la señal de banda base 307B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada y, de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, realiza la ponderación en las señales de banda base 307A y 307B, después da salida a la señal ponderada 316B.

La figura 21 ilustra la configuración de las unidades de ponderación 308A y 308B. El área de la figura 21 rodeada por línea de guiones representa una de las unidades de ponderación. La señal de banda base 307A se multiplica por wll para obtener wll · si (t ) y se multiplica por w21 para obtener w21 · si (t ) . De manera similar, la señal de banda base 307B se multiplica por wl2 para obtener wl2 · s2 (t ) y se multiplica por w22 para obtener w22 · s2 ( t ) . A continuación, se obtienen zl (t) =wll-sl(t) + wl2«s2(t) yz2(t) = w21- si (t) + w22 · s22 (t) . Aquí, como ya se explicó, si (t) y s2 (t) sen las señales de banda base moduladas de acuerdo con un esquema de modulación tal como BPSK (siglas en inglés para modulación por desplazamiento de fase binaria) , QPSK, 8-PSK (siglas en inglés para modulación por desplazamiento de fase de 8 símbolos) , 16-QAM, 32-QAM (modulación por amplitud en cuadratura en 32 subcanales) , 64-QAM, 256-QAM 16-APSK (modulación por desplazamiento de fase de 16 símbolos), etc.

Ambas unidades de ponderación realizan la ponderación usando una matriz de precodificación fija. La matriz de precodificación utiliza, por ejemplo, el esquema de la Matemática 36 (fórmula 36) y cumple las condiciones de la Matemática 37 (fórmula 37) o la Matemática 38 (fórmula 38) , todo lo cual se expone a continuación. Sin embargo, éste es sólo un ejemplo. El valor de a no se restringe a la Matemática 37 (fórmula 37) y la Matemática 38 (fórmula 38) y puede asumir otros valores, por ejemplo, = 1.

Aquí, la matriz de precodificación es: [Matemática 36] (fórmula 36) En la Matemática 36 (fórmula 36) precedente, puede darse por: [Matemática 37] (fórmula 37) V2 +4 = ~Vr2—+2 Como alternativa, en la Matemática 36 (fórmula 36) precedente, a puede darse por: [Matemática 38] (fórmula 38) La matriz de precodificación no se restringe a la de la Matemática 36 (fórmula 36) , sino que también puede ser como lo indica la Matemática 39 (fórmula 39) .

[Matemática 39] (fórmula 39) En la Matemática 39 (fórmula 39) , sean a = AeJoU, b = Bej512, c = Cej521 y d = Dej522. Además, uno de a, b, c y d puede ser cero. Por ejemplo, son posibles las siguientes configuraciones: (1) a puede ser cero en tanto que b, c, y d son no cero, (2) b puede ser cero en tanto que a, c, y d son no cero, (3) c puede ser cero en tanto que a, b, y d son no cero o bien, (4) d puede ser cero en tanto que a, b, y c son no cero.

Cuando cambia cualquiera del esquema de modulación, los códigos de corrección de errores y la tasa de codificación de los mismos, también puede establecerse, cambiarse y fijarse para su uso la matriz de precodificación.

Un cambiador de fase 317B toma la señal ponderada 316B y la información de esquema de procesamiento de señales 315 como entrada, después cambia regularmente la fase de la señal 316B para darle salida. Este cambio regular es un cambio de fase realizado de acuerdo con un patrón de cambio de fase predeterminado que tiene un período predeterminado (ciclo) (por ejemplo, todos los símbolos n (siendo n un entero, n = 1) o en un intervalo predeterminado) .

Los detalles del patrón de cambio de fase se explican a continuación, en la Modalidad 4.

La unidad inalámbrica 310B toma la señal de cambio postfase 309B como entrada y realiza el procesamiento, tal como la modulación de cuadratura, la limitación de banda, la conversión de frecuencia, la amplificación, etc., después da salida a la señal de transmisión 311B. La antena 312B después da salida a la señal de transmisión 31IB como ondas de radio.

La figura 4 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión 400 que difiere del de la figura 3. A continuación, se describe los puntos de diferencia de la figura 4 respecto de la figura 3.

Un codificador 402 toma la información (datos) 401 y la señal de configuración de trama 313 como entrada, y, de acuerdo con la señal de configuración de trama 313, realiza la codificación de corrección de errores y da salida a los datos codificados 402.

Un distribuidor 404 toma los datos codificados 403 como entrada, realiza la distribución de los mismos, y da salida a los datos 405A y los datos 405B. Aunque la figura 4 ilustra sólo un codificador, la cantidad de codificadores no se limita a ello.

La presente invención también puede realizarse usando m codificadores (siendo m un entero, m = 1) de manera que el distribuidor divide los datos codificados creados por cada codificador en dos grupos para su distribución.

La figura 5 ilustra un ejemplo de una configuración de trama en el dominio de tiempo para un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad. El símbolo 500_1 es para notificar al dispositivo de recepción acerca del esquema de transmisión. Por ejemplo, el símbolo 500_1 transmite información tal como el esquema de corrección de errores usado para transmitir los símbolos de datos, la tasa de codificación de los mismos y el esquema de modulación usado para transmitir los símbolos de datos .

El símbolo 501_1 es para estimar las fluctuaciones de canal de la señal modulada zl(t) (donde t es el tiempo) transmitida por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como número de símbolo u (en el dominio de tiempo) . El símbolo 503_1 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

El símbolo 501_2 es para estimar las fluctuaciones de canal de la señal modulada z2 (t) (donde t es el tiempo) transmitida por el dispositivo de transmisión. El símbolo 502_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada z2 (t) como el número de símbolo u (en el dominio de tiempo) . El símbolo 503_2 es un símbolo de datos transmitido por la señal modulada zl(t) como el número de símbolo u+1.

Aquí, los símbolos de zl(t) y de z2(t).que tienen la misma fecha-hora (idéntica temporización) se transmiten desde la antena de transmisión usando la misma frecuencia (común/compartida) .

Lo que sigue describe las relaciones entre las señales moduladas zl(t) y z2 (t) transmitidas por el dispositivo de transmisión y las señales recibidas rl(t) y r2(t) recibidas por el dispositivo de recepción.

En la figura 5, 504#1 y 504#2 indican las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión, en tanto que 505#1 y 505#2 indican las antenas de recepción del dispositivo de recepción. El dispositivo de transmisión transmite la señal modulada zl(t) desde la antena de transmisión 504#1 y transmite la señal modulada z2 (t) desde la antena de transmisión 504#2. Aquí, se supone que las señales moduladas zl(t) y z2(t) ocupan la misma frecuencia (común/compartida) (ancho de banda) . Las fluctuaciones de canal de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y las antenas del dispositivo de recepción son hn(t) , h12(t), h21(t) y h22(t), respectivamente. Suponiendo que la antena de recepción 505#1 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida rl(t) y que la antena de recepción 505#2 del dispositivo de recepción recibe la señal recibida r2 (t) , se mantiene la siguiente relación.

[Matemática 40] (fórmula 40) La figura 6 pertenece al esquema de ponderación (esquema de precodificación) y el esquema de cambio de fase de la presente modalidad. Una unidad de ponderación 600 es una versión combinada de las unidades de ponderación 308A y 308B de la figura 3. Tal como se muestra, la corriente sl(t) y la corriente s2(t) corresponden a las' señales de banda base 307A y 307B de la figura 3. Es decir, las corrientes sl(t) y s2(t) sen las señales de banda base constituidas por un componente en fase I y un componente de cuadratura Q de conformidad con la correlación efectuada por un esquema de modulación tal como QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Tal como lo indica la configuración de trama de la figura 6, la corriente sl(t) se representa como sl(u) en el número de símbolo u, como si (u+1) en el número de símbolo u+1, etc. De manera similar, la corriente s2(t) se representa como s2 (u) en el número de símbolo u, as s2 (u+1) en el número de símbolo u+1, etc. La unidad de ponderación 600 toma las señales de banda base 307A (si (t) ) y 307B (s2(t)) así como también la información de esquema de procesamiento de señales 315 de la figura 3 como entrada, realiza la ponderación de acuerdo con la información de esquema de procesamiento de señales 315, y da salida a las señales ponderadas 309A (zl (t) ) y 316B (z2 ' (t) ) de la figura 3. El cambiador de fase 317B cambia la fase de señal ponderada 316B(z2' (t) ) y da salida a la señal de cambio postfase 309B(z2(t)) .

Aquí, dado el vector Wl = (wll,wl2) de la primera fila de la matriz de precodificación fija F, zl(t) puede expresarse como la Matemática 41 (fórmula 41) siguiente.

[Matemática 41] (fórmula 41) z\{t) = W {s\{t\ s2(t)) De manera similar, dado el vector 2 = (w21,w22) de la segunda fila de la matriz de precodificación fija F, y dejando que la fórmula de cambio de fase aplicada por el cambiador de fase sea y(t) , z2(t) puede expresarse como la Matemática 42 (fórmula 42) siguiente.

[Matemática 42] (fórmula 42) z2 t) = y(t) x W2 x 01(0, s2(t)f Aquí, y(t) es una fórmula de cambio de fase que sigue un esquema predeterminado. Por ejemplo, dado un período (ciclo) de cuatro y fecha-hora u, la fórmula de cambio de fase puede expresarse como la Matemática 43 (fórmula 43) siguiente.

[Matemática 43] (fórmula 43) y u) = e De manera similar, la fórmula de cambio de fase para fecha-hora u+1 puede ser, por ejemplo, como la dada por la Matemática 44 (fórmula 44) .

[Matemática 44] (fórmula 44) Es decir, la fórmula de cambio de fase para la fecha-hora u+k puede expresarse como la Matemática 45 (fórmula 45) .

[Matemática 45] (fórmula 45) Obsérvese que la Matemática 43 (fórmula 43) a la Matemática 45 (fórmula 45) se dan sólo como un ejemplo de cambio de fase regular.

El cambio regular de la fase no se restringe a un periodo (ciclo) de cuatro. Potencialmente, pueden promoverse capacidades de recepción mejorada (las capacidades de corrección de errores, para ser exactos) en el dispositivo de recepción aumentando la cantidad del período (ciclo) (esto no significa que un período (ciclo) mayor sea mejor, aunque evitar las cantidades bajas tales como dos probablemente es ideal) .

Asimismo, aunque la Matemática 43 (fórmula 43) a la Matemática 45 (fórmula 45) precedentes representan una configuración en la que se lleva a cabo un cambio de fase a través de la rotación por fases consecutivas predeterminadas (en la fórmula anterior, cada p/2) , el cambio de fase no necesita rotar una cantidad, sino que puede ser aleatorio . Por ejemplo, de acuerdo con el período predeterminado (ciclo) de y(t), la fase puede cambiar por medio de la multiplicación secuencial, tal como se 5 muestra en la Matemática 46 (fórmula 46) y la Matemática 47 (fórmula 47) . El punto clave del cambio de fase regular es que la fase de la señal modulada cambia regularmente. El grado del cambio de fase es preferentemente lo más uniforme posible, tal como de -n radianes a n radianes. Sin embargo, dado que esto 10 describe una distribución, también son posibles cambios aleatorios .

[Matemática 46] (fórmula 46) ??- .p ,2p ,3p ,4p ejJo ? e7T5 ? e75 ? ey 5 ? e;?5 [Matemática 47] 20 (fórmula 47) 5 De por sí, la unidad de ponderación 600 de la figura 6 realiza la precodificación usando ponderaciones de precodificación fijas y predeterminadas, y el cambiador de fase 317B cambia la fase de la entrada de señal al tiempo que varíe regularmente el grado del cambio de fase.

Cuando se emplea una matriz de precodificación especializada en un entorno LOS, es probable que la calidad mejore tremendamente. Sin embargo, según las condiciones de las ondas directas, pueden diferir en gran medida los componentes de fase y amplitud de la onda directa respecto de la matriz de precodificación especializada, al ocurrir la recepción. El entorno LOS tiene ciertas reglas. Por eso, la calidad de recepción de los datos mejora tremendamente por medio de un cambio regular aplicado a una señal de transmisión que obedece esas reglas. La presente invención ofrece un esquema de procesamiento de señales para las mejoras del entorno LOS.

La figura 7 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de recepción 700 que pertenece a la presente modalidad. La unidad inalámbrica 703_X recibe como entrada la señal 702_X que recibe la antena 701_X, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la demodulación por cuadratura y otros procedimientos por el estilo, y da salida a la señal de banda base 704_X.

El estimador de fluctuación de canal 705_1 de la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704 X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de hn de la Matemática 40 (fórmula 40) y da salida a la señal de estimación de canal 706_1.

El estimador de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_X como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de hi2 de la Matemática 40 (fórmula 40) y da salida a la señal de estimación de canal 706_2.

La unidad inalámbrica 703_Y recibe, como entrada, la señal 702_Y que recibe la antena 701_X, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, la demodulación por cuadratura y otros procedimientos similares , y da salida a la señal de banda base 704_Y.

El estimador de fluctuación de canal 707_1 de la señal modulada zl transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h2i de la Matemática 40 (fórmula 40) y da salida a la señal de estimación de canal 708_1.

El estimador de fluctuación de canal 707_2 de la señal modulada z2 transmitida por el dispositivo de transmisión toma la señal de banda base 704_Y como entrada, extrae el símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal de la figura 5, estima el valor de h22 de la Matemática 40 (fórmula 40) y da salida a la señal de estimación de canal 708_2.

Un decodificador de información de control 709 recibe la señal de banda base 704_X y la señal de banda base 704_Y como entrada, detecta el símbolo 500_1 que indica el esquema de transmisión de la figura 5, y da salida a una señal de información de esquema de transmisión 710 para el dispositivo de transmisión.

Un procesador de señales 711 toma las señales de banda base 704_X y 704_Y, las señales de estimación de canal 706 _1, 706_2, 708_1, y 708_2, y la señal de información de esquema de transmisión 710 como entrada, realiza la detección y la decodificación y después da salida a los datos recibidos 712_1 y 712_2.

A continuación, se describen en detalle las operaciones del procesador de señales 711 de la figura 7. La figura 8 ilustra una configuración ejemplificativa del procesador de señales 711 que pertenece a la presente modalidad. Tal como se muestra, el procesador de señales 711 está principalmente constituido por un detector de MIMO- INTERNO, los decodificadores de entrada/salida de software y un generador de coeficientes. La Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes 3 describen un esquema de decodificación iterativa que usa esta estructura. El sistema MIMO descrito en la Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes 3 es un sistema MIMO de multiplexación espacial, mientras que la presente modalidad difiere de la Bibliografía no de patentes 2 y la Bibliografía no de patentes 3 al describir un sistema MIMO que cambia regularmente la fase en el tiempo mientras usa la misma matriz de precodificación. Si se toma la matriz (canal) H(t) de la Matemática 36 (fórmula 36) , dejando que la matriz de ponderación de precodificación de la figura 6 sea F (aquí, una matriz de precodificación fija que permanece inmodificada para una determinada señal recibida) y dejando que la fórmula de cambio de fase usada por el cambiador de fase de la figura 6 sea Y(t) (aquí, Y(t) cambia en el tiempo t) , entonces el vector de recepción R(t) = (rl (t) , r2 (t) )T y el vector de corriente S(t) (si (t) , s2 (t) ) T, se deriva la siguiente función: [Matemática 48] (fórmula 48) R(t) = H(t)xY{t)xFxS(t) donde Aquí, el dispositivo de recepción puede usar los esquemas de decodificación de la Bibliografía no de patentes 2 y 3 en R(t) computando H(t)xY(t)xF.

Por consiguiente, el generador de coeficientes 819 de la figura 8 toma una señal de información de esquema de transmisión 818 (correspondiente a 710 de la figura 7) indicada por el dispositivo de transmisión (información para especificar la matriz de precodificación fija en uso y el patrón de cambio de fase usado cuando cambia la fase) y da salida a una señal de información de esquema de procesamiento de señales 820.

El detector de MIMO- INTERNO 803 toma la señal de información de esquema de procesamiento de señales como entrada y realiza la detección iterativa y la decodificación usando la señal y la relación de la misma con la Matemática 48 (fórmula 48) . Sus operaciones se describen a continuación.

La unidad de procesamiento ilustrada en la figura 8 utiliza un esquema de procesamiento, tal como ilustra la figura 10, para realizar la decodificación iterativa (detección iterativa) . Primero, se realiza la detección de una palabra de código (o una trama) de señal modulada (corriente) si y de una palabra de código (o una trama) de señal modulada (corriente) s2. Como resultado, el decodificador de entrada/salida de software obtiene la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit de la palabra de código (o trama) de señal modulada (corriente) si y de la palabra de código (o trama) de señal modulada (corriente) s2. A continuación, la razón de verosimilitud logarítmica se usa para realizar una segunda vuelta de detección y la decodificación. Esas operaciones se realizan múltiples veces (esas operaciones se llaman de aquí en adelante decodificación iterativa (detección iterativa) ) . Las siguientes operaciones se centran en el esquema de creación de la razón de verosimilitud logarítmica de un símbolo en un tiempo específico dentro de una trama.

En la figura 8, una memoria 815 toma la señal de banda base 801X (correspondiente a la señal de banda base 704_X de la figura 7) , la señal de grupo de estimación de canal 802X (correspondiente a las señales de estimación de canal 706_1 y 706_2 de la figura 7) , la señal de banda base 801Y (correspondiente a la señal de banda base 704_Y de la figura 7) , y la señal de grupo de estimación de canal 802Y (correspondiente a las señales de estimación de canal 708_1 y 708_2 de la figura 7) como entrada, ejecuta (computa) H(t)xY(t)xF de la Matemática 48 (fórmula 48) a fin de realizar la decodificación iterativa (detección iterativa) y almacena la matriz resultante como un grupo de señales de canal transformadas. La memoria 815 después da salida a las señales precedentemente descritas según sea necesario, específicamente como la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y y la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y.

Las operaciones subsiguientes se describen por separado para la detección inicial y para la decodificación iterativa (detección iterativa) .

(Detección inicial) El detector de MIMO-INTERNO 803 toma la señal de banda base 801X, la señal de grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de grupo de estimación de canal 802Y como entrada. Aquí, el esquema de modulación para la señal modulada (corriente) si y la señal modulada (corriente) s2 se toman para que sean 16-QAM.

El detector de MIMO-INTERNO 803 primero computa H(t)xY(t)xF a partir de los grupos de señales de estimación de canal 802X y 802Y, calculando así un punto de señal candidata correspondiente a lá señal de banda base 801X. La figura 11 representa tal cálculo. En la figura 11, cada punto negro es un punto de señal candidata en el plano IQ. Dado que el esquema de modulación es 16-QAM, existen 256 puntos de señal candidata. (Sin embargo, la figura 11 es sólo una representación y no indica todos los 256 puntos de señal candidata) . Dejando que los cuatro bits transmitidos en la señal modulada si sean bO, bl, b2 y b3 y los cuatro bits transmitidos en señal modulada s2 sean b4 , b5, b6 y b7 , los puntos de señal candidata correspondientes a (bO, bl, b2 , b3, b4, b5, b6, b7) se hallan en la figura 11. Después se computa la distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto de señal candidata y cada punto de señal recibida 1101 (correspondiente a la señal de banda base 801X) . La distancia euclidiana al cuadrado entre cada punto se divide por la varianza de ruido s2. Por consiguiente, se calcula Ex(b0, bl, b2, b3 , b4 , b5, b6, b7) . Es decir, Ex es la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) y un punto de señal recibida, dividida por la varianza de ruido. Aquí, cada una de las señales de banda base y las señales moduladas si y s2 es una señal compleja.

De manera similar, el detector de MIMO- INTERNO 803 computa H (t ) xY ( t) xF a partir de los grupos de señales de estimación de canal 802X y 802Y, calcula los puntos de señal candidata correspondientes a la señal de banda base 801Y, computa la distancia euclidiana al cuadrado entre cada uno de los puntos de señal candidata y los puntos de señal recibida (correspondientes a la señal de banda base 801Y) , y divide la distancia euclidiana al cuadrado por la varianza de ruido o2. Por consiguiente, se calcula EY(bO, bl, b2, b3, b4, b5, b6, b7) . Es decir, EY es la distancia euclidiana al cuadrado entre un punto de señal candidata correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) y un punto de señal recibida, dividida por la varianza de ruido.

A continuación, se computa Ex (bO , bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6, b7) + ?? (bO , bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) = E(b0, bl, b2 , b3 , b4, b5, b6, b7) .

El detector de MIMO- INTERNO 803 da salida a E(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6, b7) como una señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits bO , bl , b2 , y b3 , y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El esquema de cálculo es tal como se muestra en la Matemática 28 (fórmula 28) , la Matemática 29 (fórmula 29) y la Matemática 30 (fórmula 30) y los detalles se dan en la Bibliografía no de patentes 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits bO, bl, b2, y b3, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806B. Un desinterpolador (807A) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806A como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente a la del interpolador (el interpolador (304A) de la figura 3) , y da salida a señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A.

De manera similar, un desinterpolador (807B) toma la señal de verosimilitud logarítmica 806B como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente a la del interpolador (el interpolador (304B) de la figura 3), y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B.

El calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809A toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808A como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302A de la figura 3, y da salida a la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A.

De manera similar, el calculador de razón de verosimilitud logarítmica 809B toma la señal de verosimilitud logarítmica desinterpolada 808B como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica de los bits codificados por el codificador 302B de la figura 3 , y da salida a la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B.

El decodificador de entrada/salida de software 811A toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A como entrada, realiza la decodificación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A.

De manera similar, el decodificador de entrada/salida de software 811B toma la señal de razón de verosimilitud logarítmica 810B como entrada, realiza la decodificación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B.

(Decodificación iterativa (Detección iterativa) , k Iteraciones ) El interpolador (813A) toma la k-lava razón de verosimilitud logarítmica 812A, decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A. Aquí, el patrón de interpolación usado por el interpolador (813A) es idéntico al del interpolador (304A) de la figura 3.

Otro interpolador (813B) toma k-lava razón de verosimilitud logarítmica 812B, decodificada por el decodificador de entrada/salida de software como entrada, realiza la interpolación y da salida a la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. Aquí, el patrón de interpolación usado por el otro interpolador (813B) es idéntico al del otro interpolador (304B) de la figura 3.

El detector de MIMO-INTERNO 803 toma la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y, la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B como entrada. Aquí, la señal de banda base 816X, la señal transformada de grupo de estimación de canal 817X, la señal de banda base 816Y y la señal transformada de grupo de estimación de canal 817Y se usan en lugar de la señal de banda base 801X, la señal de grupo de estimación de canal 802X, la señal de banda base 801Y y la señal de grupo de estimación de canal 802Y porque estas últimas ocasionan retardos debido a la decodificación iterativa .

Las operaciones de decodificación iterativa del detector de MIMO-INTERNO 803 difieren de las operaciones de detección inicial del mismo en que las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 814B se usan en el procesamiento de señales para las primeras. El detector de MIMO-INTERNO 803. primero calcula E (bO , bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) de la misma manera que para la detección inicial. Además, los coeficientes correspondientes a la Matemática 11 (fórmula 11) y la Matemática 32 (fórmula 32) se computan a partir de las razones de verosimilitud logarítmica interpoladas 814A y 814B. El valor de E(b0, bl, b2, b3, b4 , b5, b6, b7) se corrige usando los coeficientes así calculados para obtener E'(b0, bl, b2, b3, b4, b5, b6, b7), a lo que se da salida como la señal 804.

El calculador de verosimilitud logarítmica 805A toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de bits bO, bl, b2 y b3, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Obsérvese que este cálculo de verosimilitud logarítmica produce la verosimilitud logarítmica de un bit que es 1 y la verosimilitud logarítmica de un bit que es 0. El esquema de cálculo es tal como se muestra en la Matemática 31 (fórmula 31) a la Matemática 35 (fórmula 35) , y los detalles se dan en la Bibliografía no de- atentes 2 y 3.

De manera similar, el calculador de verosimilitud logarítmica 805B toma la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica de los bits b4 , b5, b6 y b7, y da salida a la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Las operaciones realizadas por el desinterpolador hacia delante son similares a las realizadas para la detección inicial.

Si bien la figura 8 ilustra la configuración del procesador de señales cuando se realiza la detección iterativa, esta estructura no es absolutamente necesaria, pues pueden obtenerse buenas mejoras de recepción sólo mediante la detección iterativa. En tanto estén presentes los componentes necesarios para la detección iterativa, no es necesario que la configuración incluya los interpoladores 813A y 813B. En tal caso, el detector de MIMO-INTERNO 803 no realiza la detección iterativa.

El punto clave para la presente modalidad es el cálculo de H (t) xY (t) xF. Tal como se muestra en la Bibliografía no de patentes 5 y otras, puede usarse también la descomposición QR para realizar la detección inicial y la detección iterativa.

Además, tal como lo indica la Bibliografía no de patentes 11, pueden realizarse las operaciones lineales MMSE (mínimo error cuadrático medio) y las operaciones lineales ZF (cero forzado) en base a H(t)xY(t)xF al efectuar la detección inicial .

La figura 9 ilustra la configuración de un procesador de señales, diferentes del de la figura 8, que sirve como el procesador de señales para las señales moduladas transmitidas por el dispositivo de transmisión de la figura 4. El punto de diferencia de la figura 8 es la cantidad de decodificadores de entrada/salida de software. Un decodificador de entrada/salida de software 901 toma las señales de razón de verosimilitud logarítmica 810A y 810B como entrada, realiza la decodificación, y da salida a una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902. Un distribuidor 903 toma la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902 como entrada para su distribución. De lo contrario, las operaciones son idénticas a las explicadas para la figura 8.

Tal como ya se describió, cuando un dispositivo de transmisión de acuerdo con la presente modalidad que usa un sistema MIMO transmite múltiples señales moduladas desde múltiples antenas, cambiar la fase en el tiempo mientras se multiplica por la matriz de precodificación como para cambiar la fase regularmente da como resultado mejoras en la calidad de recepción de los datos para un dispositivo de recepción en un entorno LOS donde son dominantes las ondas directas, en contraste con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional.

En la presente modalidad y en particular en la configuración del dispositivo de recepción, se limita la cantidad de antenas y al respecto se dan explicaciones. Sin embargo, la modalidad también puede aplicarse a una mayor cantidad de antenas . En otras palabras, la cantidad de antenas del dispositivo de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad.

Además, aunque los códigos LDPC se describen como un ejemplo particular, la presente modalidad no se limita en ese sentido. Asimismo, el esquema de decodificación no se limita al ejemplo de decodificación suma-producto dado para el decodificador de entrada/salida de software. También pueden emplearse otros esquemas de decodificación de entrada/salida de software, tales como el algoritmo BCJR, SOVA y el algoritmo Max-Log-Map. Los detalles se proporcionan en la Bibliografía no de patentes 6.

Además, aunque la presente modalidad se describe usando un esquema de portadora única, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. La presente modalidad también es aplicable a la transmisión de multiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad también puede efectuarse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM (siglas en inglés para multiplexación por división de frecuencia ortogonal) , SC-FDMA (acceso múltiple por división de frecuencia de portadora única) , SC-OFDM (multiplexación por división de frecuencia ortogonal de portadora única) , OFDM de miniondas como se describe en la Bibliografía no de patentes 7, etc. Asimismo, en la presente modalidad, los símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) . o símbolos que transmiten información de control, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera .

Lo que sigue describe un ejemplo en el que se usa OFDM como un esquema de multiportadora .

La figura 12 ilustra la configuración de un dispositivo de transmisión que usa OFDM. En la figura 12, los componentes que operan de la manera descrita para la figura 3 usan números de referencia idénticos.

El procesador relacionado con OFDM 12OIA toma la señal ponderada 309A como entrada, realiza en ella el procesamiento relacionado con OFDM y da salida a la señal de transmisión 1202A. De manera similar, el procesador relacionado con OFDM 1201B toma el cambio postfase 309B como entrada, realiza en él el Procesamiento relacionado con OFDM y da salida a la señal de transmisión 1202A.

La figura 13 ilustra una configuración ej emplificativa de los procesadores relacionados con OFDM 12OIA y 1201B y hacia delante de la figura 12. Los componentes 1301A a 1310A pertenecen a entre 1201A y 312A de la figura 12, en tanto que los componentes 1301B a 1310B pertenecen a entre 1201B y 312B.

El conversor de serie a paralelo 1302A realiza la conversión de serie a paralelo en la señal ponderada 13OIA (correspondiente a la señal ponderada 309A de la figura 12) y da salida a la señal en paralelo 1303A.

El reordenador 1304A toma la señal en paralelo 1303A como entrada, realiza la reordenación de la misma y da salida a la señal reordenada 1305A. La reordenación se describe en detalle más adelante.

La unidad IFFT (siglas en inglés para transformada rápida inversa de Fourier) 1306A toma la señal reordenada 1305A como entrada, le aplica una IFFT y da salida a la señal post-IFFT 1307A.

La unidad inalámbrica 1308A toma la señal post-IFFT 1307A como entrada, realiza en ella el procesamiento, tal como la conversión de frecuencia y la amplificación y da salida a la señal modulada 1309A. Después la antena 1310A da salida a la señal modulada 1309A como ondas de radio.

El conversor de serie a paralelo 1302B realiza la conversión de serie a paralelo en la señal ponderada 1301B (correspondiente al cambio postfase 309B de la figura 12) y da salida a la señal en paralelo 1303B.

El reordenador 1304B toma la señal en paralelo 1303B como entrada, realiza la reordenación de la misma y da salida a la señal reordenada 1305B. La reordenación se describe en detalle más adelante.

La unidad IFFT 1306B toma la señal reordenada 1305B como entrada, le aplica la IFFT y da salida a la señal post-IFFT 1307B.

La unidad inalámbrica 1308B toma la señal post-IFFT 1307B como entrada, realiza en ella el procesamiento, tal como la conversión de frecuencia y la amplificación y da salida a la señal modulada 1309B. Después la antena 1310A da salida a la señal modulada 1309B como ondas de radio.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 no usa un esquema de transmisión de multiportadora . De esta manera, tal como se muestra en la figura 6, el cambio de fase se realiza para lograr un período (ciclo) de cuatro y los símbolos de cambio postfase se disponen con respecto al dominio de tiempo. Tal como se muestra en la figura 12, cuando se usa la transmisión de multiportadora tal como OFDM, naturalmente los símbolos de cambio postfase precodificados pueden disponerse con respecto al dominio de tiempo como en la figura 3 , y esto vale para cada (sub- ) portadora Sin embargo, para la transmisión de multiportadora, la disposición también puede ser en el dominio de frecuencia o en ambos , el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Lo que sigue describe esas disposiciones.

Las figuras 14A y 14B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13. Los ejes de frecuencia están constituidos por las (sub- ) portadoras 0 a 9. Las señales moduladas zl y z2 comparten indicadores comunes fecha-hora (temporización) y usan una banda de frecuencia común. La figura 14A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 14B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Con respecto a los símbolos de la señal ponderada 1301A a la que se da entrada al conversor de serie a paralelo 1302A, el orden asignado es #0, #1, #2, #3, etc. Aquí, dado que el ejemplo trata sobre un período (ciclo) de cuatro, #0, #1, #2 y #3 son equivalentes a un período (ciclo) . De manera similar, #4n, #4n+l, #4n+2 y #4n+3 (siendo n un entero positivo no cero) también son equivalentes a un período (ciclo) .

Tal como se muestra en la figura 14A, los símbolos #0, #1, #2, #3, etc. se disponen en orden, empezando en la portadora 0. A los símbolos #0 a #9 se les da fecha-hora $1, seguido de los símbolos #10 a #19 a los que se da fecha-hora #2, etc. En una disposición regular. Obsérvese que las señales moduladas zl y z2 sen las señales complejas.

De manera similar, con respecto a los símbolos de la señal ponderada 130IB a los que se les da entrada en el conversor de serie a paralelo 1302B, el orden asignado es #0, #1, #2, #3, etc. Aquí, dado que el ejemplo trata sobre un período (ciclo) de cuatro, se aplica un cambio de fase diferente a cada uno de #0, #1, #2 y #3, que son equivalentes a un período (ciclo) . De manera similar, se aplica un cambio de fase diferente a cada uno de #4n, #4n+l, #4n+2 y #4n+3 (siendo n un entero positivo no cero) , que también son equivalentes a un período (ciclo) Tal como se muestra en la figura 14B, los símbolos #0, #1, #2, #3, etc. se disponen en orden, empezando en la portadora 0. A los símbolos #0 a #9 se les da fecha-hora $1, seguido por los símbolos #10 a #19 a los que se da fecha-hora #2, etc. En una disposición regular.

El grupo de símbolos 1402 mostrado en la figura 14B corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 6. El símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u de la figura 6, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 de la figura 6, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 de la figura 6 y el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 de la figura 6. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u de la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 0 (es decir, cuando el resto de x dividido por 4 es 0, siendo mod el operador de módulo) , el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 de la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 1, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 en la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 2, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 en la figura 6 cuando x mod 4 es igual a 3.

En la presente modalidad, la señal modulada zl mostrada en la figura 14A no ha sufrido un cambio de fase.

De por sí, cuando se usa un esquema de transmisión de multiportadora tal como OFDM y diferente de la transmisión de portadora única, los símbolos pueden disponerse con respecto al dominio de frecuencia. Por supuesto, el esquema de disposición de símbolos no se limita a los ilustrados en las figuras 14A y 14B. Se muestran ejemplos adicionales en las figuras 15A, 15B, 16A, y 16B.

Las figuras 15A y 15B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 13OIA y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 15A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 15B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 15A y 15B difieren de las figuras 14A y 14B en que se aplican diferentes esquemas de reordenación a los símbolos de la señal modulada zl y a los símbolos de la señal modulada z2. En la figura 15B, los símbolos #0 a #5 se disponen en las portadoras 4 a 9, los símbolos #6 a #9 se disponen en las portadoras 0 a 3, y esta disposición se repite para los símbolos #10 a #19. Aquí, como en la figura 14B, el grupo de símbolos 1502 mostrado en la figura 15B corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase de la figura 6.

Las figuras 16A y 16B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 13 OIA y 1301B de la figura 13 que difiere del de las figuras 14A y 14B. La figura 16A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 16B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Las figuras 16A y 16B difieren de las figuras 14A y 14B en que, mientras que las figuras 14A y 14B mostraban los símbolos dispuestos en las portadoras secuenciales , las figuras 16A y 16B no disponen los símbolos en las portadoras secuenciales . Obviamente, en el caso de las figuras 16A y 16B, pueden aplicarse a los símbolos de la señal modulada zl y a los símbolos de la señal modulada z2 esquemas de reordenación diferentes de los de las figuras 15A y 15B.

Las figuras 17A y 17B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere de los de las figuras 14A a 16B. La figura 17A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl y la figura 17B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Mientras que las figuras 14A a 16B muestran los símbolos dispuestos con respecto al eje de frecuencia, las figuras 17A y 17B usan conjuntamente los ejes de frecuencia y tiempo en una sola disposición.

En tanto que la figura 6 describe un ejemplo donde se realiza un cambio de fase en un período de cuatro intervalos (ciclo), el siguiente ejemplo describe un período de ocho intervalos (ciclo) . En las figuras 17A y 17B, el grupo de símbolos 1702 es equivalente a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase (es decir, a ocho símbolos) de manera que el símbolo #0 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2, el símbolo #3 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3, el símbolo #4 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 , el símbolo #5 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5, el símbolo #6 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6 y el símbolo #7 es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7. Por consiguiente, para cualquier símbolo #x, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u cuando x mod 8 es igual a 0, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+1 cuando x mod 8 es igual a 1, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+2 cuando x mod 8 es igual a 2, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+3 cuando x mod 8 es igual a 3, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+4 cuando x mod 8 es igual a 4 , el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+5 cuando x mod 8 es igual a 5, el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+6 cuando x mod 8 es igual a 6, y el símbolo #x es el símbolo obtenido usando la fase en la fecha-hora u+7 cuando x mod 8 es igual a 7. En las figuras 17A y 17B se usan cuatro intervalos a lo largo del eje de tiempo y dos intervalos a lo largo del eje de frecuencia para un total de 4x2 = 8 intervalos, en los que se dispone un período (ciclo) de símbolos. Aquí, dados mxn símbolos por período (ciclo) (es decir, mxn fases diferentes están disponibles para la multiplicación) , entonces deben usarse n intervalos (portadoras) en el dominio de frecuencia y m intervalos en el dominio de tiempo para disponer los símbolos de cada período (ciclo) , de manera que m > n. Esto es porque la fase de ondas directas fluctúa lentamente en el dominio de tiempo respecto del dominio de frecuencia. Por consiguiente, la presente modalidad efectúa un cambio de fase regular que reduce la influencia de las ondas directas estables. De esta manera, el período de cambio de fase (ciclo) debe reducir preferentemente las fluctuaciones de onda directa. Por consiguiente, m debe ser mayor que n. Teniendo en cuenta lo anterior, el uso conjunto de los dominios de tiempo y frecuencia para la reordenación, tal como se muestra en las figuras 17A y 17B, resulta preferido en relación al uso de o el dominio de frecuencia o el dominio de tiempo solo, debido a la fuerte probabilidad de que las ondas directas se vuelvan regulares . Como resultado, se obtienen más fácilmente los efectos de la presente invención. Sin embargo, la reordenación en el dominio de frecuencia puede llevar a la ganancia de diversidad debido al hecho de que son abruptas las fluctuaciones del dominio de frecuencia. De por sí, el uso conjunto de los dominios de frecuencia y tiempo para la reordenación no siempre es ideal.

Las figuras 18A y 18B indican la frecuencia en los ejes horizontales y el tiempo en los ejes verticales de las mismas, e ilustran un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del de figuras 17A y 14B. La figura 18A ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, en tanto que la figura 18B ilustra un esquema de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. Parecidas a las figuras 17A y 17B, las figuras 18Ay 18B ilustran el uso conjunto de los dominios de tiempo y frecuencia. Sin embargo, en contraste con las figuras 17A y 17B, donde se prioriza el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo se usa para la disposición de los símbolos secundarios, las figuras 18A y 18B priorizan el dominio de tiempo y el use del dominio de frecuencia para la disposición de los símbolos secundarios. En la figura 18B, el grupo de símbolos 1802 corresponde a un período (ciclo) de símbolos cuando se usa el esquema de cambio de fase.

En las figuras 17A, 17B, 18A y 18B, el esquema de reordenación aplicado a los símbolos de la señal modulada zl y los símbolos de la señal modulada z2 puede ser idéntico o diferir como en las figuras 15A y 15B. Ambos enfoques permiten obtener una buena calidad de recepción. Además, en las figuras 17A, 17B, 18A y 18B, los símbolos pueden disponerse de forma no secuencial como en las figuras 16A y ?6?. Ambos enfoques permiten obtener una buena calidad de recepción.

La figura 22 indica la frecuencia en el eje horizontal y el tiempo en el eje vertical de las mismas, e ilustra un ejemplo de un esquema de reordenación de símbolos usado por los reordenadores 1301A y 1301B de la figura 13 que difiere del precedente. La figura 22 ilustra un esquema de cambio de fase regular que usa cuatro intervalos, similar a los indicadores de fecha-hora u a u+3 de la figura 6. El rasgo característico de la figura 22 es que, aunque los símbolos se reordenan con respecto al dominio de frecuencia, cuando se leen a lo largo del eje de tiempo, resulta evidente un desplazamiento periódico de n {n = 1 en el ejemplo de la figura 22) símbolos. El grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2210 en la figura 22 indica cuatro símbolos a los que se aplica el cambio de fase en los indicadores de fecha-hora u a u+3 de la figura 6.

Aquí, el símbolo #0 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #3 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

De manera similar, para el grupo de símbolos del dominio de frecuencia 2220, el símbolo #4 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #5 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #6 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #7 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El cambio de fase descrito precedentemente se aplica al símbolo en la fecha-hora $1. Sin embargo, a fin de aplicar el desplazamiento periódico en el dominio de tiempo, se aplican los siguientes cambios de fase a los grupos de símbolos 2201, 2202, 2203 y 2204.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2201, el símbolo #0 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #9 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #18 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #27 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2202, el símbolo #28 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #1 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #10 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #19 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2203, el símbolo #20 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #29 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #2 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #11 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

Para el grupo de símbolos del dominio de tiempo 2204, el símbolo #12 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u, el símbolo #21 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+1, el símbolo #30 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+2 y el símbolo #3 se obtiene por medio de un cambio de fase en la fecha-hora u+3.

El rasgo característico de la figura 22 se ve en que, tomando el símbolo #11 como ejemplo, los dos símbolos vecinos del mismo que tienen la misma fecha-hora en el dominio de frecuencia (#10 y #12) son ambos símbolos que se cambian usando una fase diferente de la del símbolo #11, y los dos símbolos vecinos del mismo que tienen la misma portadora en el dominio de tiempo (#2 y #20) son ambos símbolos que se cambian usando una fase diferente de la del símbolo #11. Esto vale no sólo para el símbolo #11, sino también para cualquier símbolo que tenga dos símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y el dominio de tiempo. Por consiguiente, se lleva a cabo efectivamente el cambio de fase. Esto es sumamente probable que mejore la calidad de recepción de los datos pues la influencia de regularización de las ondas directas es menos proclive a la recepción.

Aunque la figura 22 ilustra un ejemplo en el que n = 1, la invención no está limitada en ese sentido. Lo mismo puede aplicarse a un caso en que n = 3. Asimismo, aunque la figura 22 ilustra la modalidad de los efectos precedentemente descritos disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y avanzando en. el dominio de tiempo como para lograr el efecto característico de impartir un desplazamiento periódico al orden de la disposición de símbolos, para los el mismo efecto los símbolos también pueden disponerse aleatoriamente (o regularmente) .

Modalidad 2 En la Modalidad 1 descrita precedentemente, el cambio de fase se aplica a una señal ponderada (precodificada con una matriz de precodificación fija) z(t) . Las siguientes modalidades describen diversos esquemas de cambio de fase mediante los cuales pueden obtenerse los efectos de la Modalidad 1.

En la modalidad precedentemente descrita, tal como se muestra en las figuras 3 y 6, el cambiador de fase 317B está configurado para realizar un cambio de fase en sólo una de las señales a las que da salida la unidad de ponderación 600.

Sin embargo, el cambio de fase también puede aplicarse antes de realizar la precodificación la unidad de ponderación 600. Además de los componentes ilustrados en la figura 6, el dispositivo de transmisión también puede presentar la unidad de ponderación 600 antes del cambiador de fase 317B, tal como se muestra en la figura 25.

En tales circunstancias, es posible la siguiente configuración. El cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase regular con respecto a la señal de banda base s2(t) , en la cual se ha realizado la correlación de acuerdo con un esquema de modulación seleccionado, y da salida a s2 ' (t) = s2(t)y(t) (donde y(t) varía en el tiempo t) . La unidad de ponderación 600 ejecuta la premodificación en s2't, da salida a z2 (t) = W2s2' (t) (véase la Matemática 42 (fórmula 42)) y después se transmite el resultado .

Como alternativa, el cambio de fase puede realizarse en ambas señales moduladas si (t) ys2(t). De por sí, el dispositivo de transmisión está configurado como para incluir un cambiador de fase que toma ambas señales a las que da salida la unidad de ponderación 600, tal como se muestra en la figura 26.

Como el cambiador de fase 317B, el cambiador de fase 317A realiza un cambio de fase regular en la entrada de señal, y como tal cambia la fase de señal zl' (t) precodificada por la unidad de ponderación. Un transmisor da salida después a la señal de cambio postfase zl(t).

Sin embargo, la tasa de cambio de fase aplicada por los cambiadores de fase 317A y 317B varía simultáneamente a fin de realizar el cambio de fase mostrado en la figura 26. (Lo que sigue describe un ejemplo no limitativo del esquema de cambio de fase) . Para la fecha-hora u, el cambiador de fase 317A de la figura 26 realiza el cambio de fase de manera que zl(t) = yi(t)zl' (t) , en tanto que el cambiador de fase 317B realiza el cambio de fase de manera que z2 (t) = y2 (t) z2 ' (t ) . Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 26, para la fecha-hora u, yi(u) = ej0 y y2(u) = e'ja/2 , para la fecha-hora u+1, yi(u+l) = ejD 4 y y2(u+l) = e"J30/4, y para la fecha-hora u+k, yi(u+k) = ejkD/4 y y2 (u+k) = ej D/i ' a/2) . Aquí, el período de cambio de fase regular (ciclo) puede ser el mismo para ambos cambiadores de fase 317A y 317B o puede variar para cada uno.

Además, tal como ya se describió, puede realizarse un cambio de fase antes de realizar la precodificación la unidad de ponderación. En tal caso, el dispositivo de transmisión debe configurarse tal como se ilustra en la figura 27.

Cuando se lleva a cabo un cambio de fase en ambas señales moduladas, cada una de las señales de transmisión por ejemplo, es información de control que incluye información acerca del patrón de cambio de fase . Obteniendo la información de control , el dispositivo de recepción conoce el esquema de cambio de fase mediante el cual el dispositivo de transmisión varía regularmente el cambio, es decir, el patrón de cambio de fase y, de esta manera, puede demodular (decodificar) las señales correctamente.

A continuación, se describen variantes de las configuraciones ejemplificativas mostradas en las figuras 6 y 25 con referencia a figuras 28 y 29. La figura 28 difiere de la figura 6 en la inclusión de la información de activación/desactivación del cambio de fase 2800 y en que el cambio de fase se realiza en sólo una de zl ' (t) y z2 ' (t) (es decir, se realiza en una de zl ' (t ) y z2'(t), que tienen idénticos indicadores de fecha-hora o una frecuencia común) . Por consiguiente, a fin de realizar el cambio de fase en una de zl' (t) y z2 ' (t), los cambiadores de fase 317A y 317B mostrados en la figura 28 pueden estar, cada uno, activado y realizar el cambio de fase o bien, desactivado y no realizar el cambio de fase. La información ON/OFF del cambio de fase 2800 es la información de control para ello. Un generador de información para esquemas de procesamiento de señales 314 mostrado en la figura 3, da salida a la información ON/OFF del cambio de fase 2800.

El cambiador de fase 317A de la figura 28 cambia la fase para producir zl (t) = yi (t) zl ' (t) , en tanto que el cambiador de fase 317B cambia la fase para producir z2(t) = y2(t)z2'(t) .

Aquí, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a zl' (t) . (Entre tanto, no cambia la fase de z2' (t) ) . Por consiguiente, para la fecha-hora u, yi(u) = eJ° y Y2 (u) = 1, para la fecha-hora u+1, yi(u+l) = ej0/2 y y2(u+l) = 1, para la fecha-hora u+2, yx(u+2) = eJ'a y y2(u+2) = 1 y para la fecha-hora u+3 yx(u+3) = e 0/2 y y2(u+3) = 1.

A continuación, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a z2' (t) . (Entre tanto, no cambia la fase de zl' (t) ) . Por consiguiente, para la fecha-hora u+4, yi(u+4) = 1 y y2(u+4) = e^0, para la fecha-hora u+5, yi(u+5) = 1 y y2(u+5) = ej0/2 , para la fecha-hora u+6 , yi(u+6) = lyy2(u+6) = ejD y para la fecha-hora u+7 yi(u+7) = 1 y y2( +7) = ej3D/2.

Por consiguiente, dados los ejemplos precedentes. para cualquier fecha-hora 8k, yi(8k) = ej0 y y2(8k) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+l, yi(8k+l) = ia/ y y2(8k+l) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+2, yx(8k+2) = ejD y y2(8k+2) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+3, yi(8k+3) = ej2a/2 y y2(8k+3) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+4 , yx(8k+4) =lyy2(8k+4) = ej0, para cualquier fecha-hora 8k+5 , yi(8k+3) = lyy2(8k+5) = eja/2 para cualquier fecha-hora 8k+6 , yi ( 8k+6 ) = e*1, y para cualquier fecha-hora 8k+7 , yi(8k+7) =lyy2(8k+7) = ej20/2.

Tal como ya se describió, hay dos intervalos, uno donde el cambio de fase se realiza sólo en zl' (t) , y otro donde el cambio de fase se realiza sólo en z2 ' (t) . Asimismo, los dos intervalos forman un período de cambio de fase (ciclo) . Si bien la explicación precedente describe como iguales el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en zl1 (t) y el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en z2'(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los dos intervalos también pueden diferir . Además , si bien la explicación precedente describe la modalidad de un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en zl' (t) y después la modalidad de un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en z2'(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los cambios de fase pueden realizarse en zl' (t) y en z2 ' (t) en cualquier orden (por ejemplo, el cambio de fase puede alternar entre realizarse en zl' (t) y en z2' (t) o bien, puede realizarse en orden aleatorio) .

El cambiador de fase 317A de la figura 29 cambia la fase para producir si' (t) = yi(t)sl(t) , en tanto que el cambiador de fase 317B cambia la fase para producir s2'(t) = y2(t)s2(t).

Aquí, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a sl(t). (Entre tanto, s2(t) permanece inmodificada) . Por consiguiente, para la fecha-hora u, yi(u) = ej0 y y2(u) = 1, para la fecha-hora u+1, y^u+l) = e^2 y y2(u+l) = 1, para la fecha-hora u+2, yx(u+2) = ejD y y2(u+2) = 1 y para la fecha-hora u+3, y!(u+3) = ej3Q/2 y y2(u+3) = 1.

A continuación, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro, por ejemplo, a s2(t) . (Entre tanto, sl(t) permanece inmodificada) . Por consiguiente, para la fecha-hora u+4 , yi(u+4) = 1 y y2(u+4) = ej0, para la fecha-hora u+5, yi(u+5) = 1 y y2(u+5) = ejD/2, para la fecha-hora u+6 , yi(u+6) = 1 y y2(u+6) = ejD y para la fecha-hora u+7, yi(u+7) = 1 y y2(u+7) = ej2D/2.

Por consiguiente, dados los ejemplos precedentes, para cualquier fecha-hora 8k, yi(8k) = ej0 y y2(8k) = 1/ para cualquier fecha-hora 8k+l, yi(8k+l) = ejD 2 y y2(8k+l) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+2 , yi(8k+2) = e-70 y y2(8k+2) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+3, yi(8k+3) = ej3D/2 y y2(8k+3) = 1, para cualquier fecha-hora 8k+4 , yi ( 8k+4 ) = 1 y y2 ( 8k+4 ) para cualquier fecha-hora 8k+5, yi (8k+5) =lyy2(8k+5) = e^2, para cualquier fecha-hora 8k+6 , yi ( 8k+6 ) = 1 y y2 ( 8k+6 ) = e^, y para cualquier fecha-hora 8k+7 , yx ( 8k+7 ) = 1 y y2 ( 8k+7 ) = ej3a/2.

Tal como ya se describió, hay dos intervalos, uno donde el cambio de fase se realiza sólo en sl(t) y otro donde el cambio de fase se realiza sólo en s2(t) . Asimismo, los dos intervalos forman un período de cambio de fase (ciclo) . Aunque la explicación precedente describe como iguales el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en sl(t) y el intervalo donde el cambio de fase se realiza sólo en s2 (t) , no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los dos intervalos también pueden diferir. Además, si bien la explicación precedente describe la modalidad del cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en sl(t) y después la modalidad del cambio de fase con un período (ciclo) de cuatro sólo en s2(t), no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los cambios de fase pueden realizarse en sl(t) y en s2(t) en cualquier orden (por ejemplo, pueden alternar entre realizarse en sl(t) y en s2(t) o bien, pueden realizarse en orden aleatorio) .

Por consiguiente, se ecualizan las condiciones de recepción en que el dispositivo de recepción recibe cada señal de transmisión zl(t) y z2(t) . Cambiando periódicamente la fase de los símbolos en las señales recibidas zl(t) y z2 (t) , puede aumentar la posibilidad de que los códigos de corrección de errores corrijan los errores, mejorando de esta manera la calidad de señal recibida en el entorno LOS.

Por consiguiente, la Modalidad 2 tal como ya se describió puede producir los mismos resultados que la Modalidad 1 anteriormente descrita.

Aunque la presente modalidad usa como ejemplo un esquema de portadora única, es decir el cambio de fase del dominio de tiempo, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Los mismos efectos pueden lograrse también usando la transmisión de multiportadora . Por consiguiente , la presente modalidad puede realizarse también usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDMA (siglas en inglés para acceso múltiple por división de frecuencia de portadora única) , SC-OFDM, OFDM de miniondas, como se describe en la Bibliografía no de patentes 7, etc. Como se describió anteriormente, si bien la presente modalidad explica el cambio de fase como el cambio de la fase con respecto al dominio de tiempo fc, como alternativa la fase puede cambiar con respecto al dominio de frecuencia, según lo expuesto en la Modalidad 1. Es decir, considerando el esquema de cambio de fase en el dominio de tiempo t descrito en la presente modalidad y reemplazando t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora) ) lleva a un cambio de fase aplicable al dominio de frecuencia . Además , como ya se explicó en relación con la Modalidad 1, el esquema de cambio de fase de la presente modalidad también es aplicable al cambio de la fase con respecto a ambos, el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia.

Por consiguiente, aunque las figuras 6, 25, 26, y 27 ilustran cambios de fase en el dominio de tiempo, el reemplazo del tiempo t por la portadora f en cada una de las figuras 6, 25, 26 y 27 corresponde a un cambio de fase en el dominio de frecuencia . En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar el cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia.

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) o los símbolos que transmiten información de control .

Modalidad 3 Las Modalidades 1 y 2, descritas precedentemente, explican los cambios de fase regulares. Modalidad 3 describe un esquema de admisión del dispositivo de recepción para obtener buena calidad de señal recibida de los datos, independientemente de la disposición del dispositivo de recepción, considerando la localización del dispositivo de recepción con respecto al dispositivo de transmisión.

La Modalidad 3 se refiere a la disposición de los símbolos dentro de las señales obtenidas por medio de un cambio de fase.

La figura 31 ilustra un ejemplo de configuración de trama para una porción de los símbolos dentro de una señal en el dominio de tiempo- frecuencia, dado un esquema de transmisión donde se realiza un cambio de fase regular para un esquema de multiportadora, tal como OFDM.

Primero, se explica un ejemplo en el que se realiza el cambio de fase en una de dos señales de banda base, precodificada del modo explicado en la Modalidad 1 (véase la figura 6) .

(Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase en el dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase en el dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia, corresponde a realizar cambios de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) .

La figura 31 ilustra la configuración de trama de la señal modulada z2 ' , a la que se le da entrada en el cambiador de fase 317B de la figura 12. Cada cuadrado representa un símbolo (aunque se incluyen ambas señales si y s2 a los efectos de la precodificación, según la matriz de precodificación, sólo puede usarse una de señales si y s2) .

Consideremos el símbolo 3100 en la portadora 2 y la fecha-hora $2 de la figura 31. La portadora aquí descrita puede denominarse como alternativa subportadora .

Dentro de la portadora 2 , hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos del dominio del tiempo más cercanos a la fecha-hora $2, es decir, el símbolo 3013 en la fecha-hora $1 y el símbolo 3101 en la fecha-hora $3 dentro de la portadora 2.

De manera similar, para la fecha-hora $2, hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 en la portadora 2, la fecha-hora $2 y las condiciones de canal para los símbolos del dominio de frecuencia más cercanos a la portadora 2, es decir, el símbolo 3104 en la portadora 1, la fecha-hora $2 y el símbolo 3104 en la fecha-hora $2, la portadora 3.

Tal como ya se describió, hay una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal para el símbolo 3100 y las condiciones de canal para los símbolos 3101, 3102, 3103, y 3104.

La presente descripción considera N fases diferentes (siendo N un entero, N= 2) para la multiplicación en un esquema de transmisión donde la fase cambia regularmente. Los símbolos ilustrados en la figura 31 se indican como ej0, por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal z2 ' de la figura 6 con cambio de fase a través de la multiplicación por ej0. Es decir, los valores indicados en la figura 31 para cada uno de los símbolos son los valores de y(t) de la Matemática 42 (fórmula 42) , que también son los valores de z2(t) = y2(t)z2' (t) descritos en la Modalidad 2.

La presente modalidad aprovecha la alta correlación en las condiciones de canal existente entre los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia y/o los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, en una disposición de símbolos que posibilita que el dispositivo de recepción que recibe la los símbolos con la fase cambiada obtenga una alta calidad de recepción de los datos.

A fin de lograr esta alta calidad de recepción de los datos, son necesarias las condiciones #1 y #2.

(Condición #1) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2' usando la transmisión de multiportadora, tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo para transmitir los datos (de aquí en adelante el símbolo de datos) , los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y son también símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2' correspondiente a cada uno de los tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y.

(Condición #2) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2' usando la transmisión de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo de datos, los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia, es decir, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l también son símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2 ' correspondiente a cada uno de los tres símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-l y en el tiempo X, la portadora Y+l.

Idealmente, deben estar presentes los símbolos de datos que cumplen la Condición #1. De manera similar, deben estar presentes los símbolos de datos que cumplen la Condición #2.

Los motivos que admiten las Condiciones #1 y #2 son los siguientes .

Existe una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal del símbolo dado de una señal de transmisión (de aquí en adelante, el símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de tiempo, tal como ya se describió.

Por consiguiente, cuando tres símbolos vecinos en el dominio de tiempo tienen cada uno fases diferentes, a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (calidad de señal deficiente ocasionada por la degradación de las condiciones debido a las relaciones de fase de ondas directas, a pesar de la alta calidad de si en términos de SNR) para el símbolo A, los dos símbolos restantes al símbolo A es muy probable que proporcionen buena calidad de recepción. Como resultado, puede lograrse una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

De manera similar, existe una muy fuerte correlación entre las condiciones de canal del símbolo dado de una señal de transmisión (de aquí en adelante, el símbolo A) y las condiciones de canal de los símbolos vecinos al símbolo A en el dominio de frecuencia, tal como ya se describió.

Por consiguiente, cuando tres símbolos vecinos en el dominio de frecuencia tienen, cada uno, fases diferentes, a pesar de la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS (calidad de señal deficiente ocasionada por la degradación de las condiciones debido a las relaciones de fase de ondas directas a pesar de la alta calidad de señal en términos de SNR) para el símbolo A, los dos símbolos restantes vecinos al símbolo A es sumamente probable que proporcionen una buena calidad de recepción Como resultado, puede lograr una buena calidad de señal recibida después de la corrección de errores y la decodificación.

Combinando las Condiciones #1 y #2, es probable que pueda lograrse incluso mayor calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción. Por consiguiente, puede derivarse a siguiente Condición #3.

(Condición #3) Tal como se muestra en la figura 6, para un esquema de transmisión que implica un cambio de fase regular realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' usando la transmisión de multiportadora tal como OFDM, el tiempo X, la portadora Y es un símbolo de datos, los símbolos vecinos en el dominio de tiempo, es decir, en el tiempo X-l, la portadora Y y en el tiempo X+l, la portadora Y también son símbolos de datos, y los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia, es decir, en el tiempo X, la portadora Y-1 y en el tiempo X, la portadora Y+1 también son símbolos de datos, y debe realizarse un cambio de fase diferente en la señal de banda base precodificada z2 ' correspondiente a cada uno de estos cinco símbolos de datos, es decir, en la señal de banda base precodificada z2 ' en el tiempo X, la portadora Y, en el tiempo X, la portadora Y-l, en el tiempo X, la portadora Y+l, en un tiempo X-1, la portadora Y, y en el tiempo X+1, la portadora Y.

Aquí, los diferentes cambios de fase son tal como sigue. Los cambios de fase se definen a partir de 0 radianes a 2D radianes. Por ejemplo, para el tiempo X, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de eJI¾c'Y a la señal de banda base precodificada z2 ' de la figura 6, para el tiempo X-1, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de ejex_1'Y a la señal de banda base precodificada z2 ' de la figura 6, para el tiempo X+1, la portadora Y, se aplica un cambio de fase de ej9K+1,Y a la señal de banda base precodificada z2' de la figura 6, de manera que 0 = ??,? < 20, 0 =??-?,? < 2D, y 0= ??+?,? < 20, siendo todas las unidades en radianes . Por consiguiente, para la Condición #1, sigue que ??,?? ??-?,?, ??,? ? ??+1,?, y que ??_?,?? T?+1(?. De manera similar, para la Condición #2, sigue que ??,? ? ??,?-?, ??,?? ??,?+?, y que ??(?-?? T?(?+1. y, para la Condición #3, sigue que ??,?? ??-?,?, T?(? f T?+1,?, T?(?? ??(?-?, T?)? ? ??,?-?, ??-1,? ? ??+?,?, ??-?,?? ??,?-1, ??-?,? ? ??+?,?, ??+?;? ? ??-?,?, ??+?,? ? ??,?+?/ y que ??(?-? ? ??(?+?.

Idealmente, un símbolo de datos debe cumplir la Condición #3.

La figura 31 ilustra un ejemplo de la Condición #3 donde el símbolo A corresponde al símbolo 3100. Los símbolos se disponen de manera que la fase por la que se multiplica la señal de banda base precodificada z2' de la figura 6 difiere para el símbolo 3100, para ambos de sus símbolos vecinos en el dominio de tiempo 3101 y 3102, y para ambos de sus símbolos vecinos en el dominio de frecuencia 3102 y 3104. Por consiguiente, a pesar de la degradación de la calidad de señal recibida del símbolo 3100 para el receptor, es sumamente probable una buena calidad de señal en las señales vecinas, garantizándose de esta manera una buena calidad de señal después de la corrección de errores.

La figura 32 ilustra una disposición de símbolos obtenida por medio de cambios de fase en estas condiciones.

Como resulta evidente en la figura 32, con respecto a cualquier símbolo de datos, se aplica un cambio de fase diferente a cada símbolo vecino en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia. De por sí, puede mejorar la posibilidad del dispositivo de recepción de corregir los errores.

En otras palabras, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, se cumple la Condición #1 en todas las X y todas las Y.

De manera similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos, se cumple la Condición #2 en todas las X y todas las Y.

De manera similar, en la figura 32, cuando todos los símbolos vecinos en el dominio de frecuencia son símbolos de datos y todos los símbolos vecinos en el dominio de tiempo son símbolos de datos, se cumple la Condición #3 en todas las X y todas las Y.

Lo que sigue describe un ejemplo en el que se realiza un cambio de fase en dos señales de banda base precodificadas , comunicación o se explica en la Modalidad 2 (véase la figura 26) .

Cuando se realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl ' y la señal de banda base precodificada z2 ' tal como se muestra en la figura 26, son posibles varios esquemas de cambio de fase. Los detalles de los mismos se explican a continuación .

El esquema 1 implica un cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tal como ya se describió, para lograr el cambio de fase ilustrado en la figura 32. En la figura 32, se aplica un cambio de fase que tiene un período (ciclo) de 10 a la señal de banda base precodificada z2'. Sin embargo, tal como ya se describió, a fin de cumplir las Condiciones #1, #2 y #3, varía en el tiempo el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada z2 ' en cada (sub- ) portadora . (Aunque tales cambios se aplican en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, también son posibles otros esquemas de cambio de fase) . Después, tal como se muestra en la figura 33, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' produce un valor constante es decir un décimo del valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' . En la figura 33, para un período (ciclo) (de cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' ) que incluye la fecha-hora $1, el valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' es ej0. Después, para el siguiente período (ciclo) (del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' ) que incluye la fecha-hora $2, el valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' es ej0/ etc.

Los símbolos ilustrados en la figura 33 se indican como ej0, por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal zl' de la figura 26 en la que se ha aplicado un cambio de fase a través de la multiplicación por ej0. Es decir, los valores indicados en la figura 33 para cada uno de los símbolos son los valores de zl' (t) = y2(t)zl' (t) descritos en la Modalidad 2 para yi(t) .

Tal como se muestra en la figura 33, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' produce un valor constante es decir un décimo del valor del cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' , de manera que el valor del cambio postfase varía con la cantidad de cada período (ciclo) . (Tal como ya se describió, en la figura 33, el valor es ej0 para el primer período (ciclo) , ej0 9 para el segundo período (ciclo), etc.).

Tal como ya se describió, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tiene un período (ciclo) de diez, pero el período (ciclo) puede hacerse efectivamente mayor que diez teniendo en cuenta el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada zl' y a la señal de banda base precodificada z2 ' . Por consiguiente, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

El esquema 2 implica un cambio de fase de señal de banda base precodificada z2 ' tal como ya se describió, para lograr el cambio de fase ilustrado en la figura 32. En la figura 32, se aplica un cambio de fase con un período (ciclo) de diez a la señal de banda base precodificada z2 ' . Sin embargo, tal como ya se describió, a fin de cumplir las Condiciones #1, #2 y #3, varía en el tiempo el cambio de fase aplicado a la señal de banda base precodificada z2 ' encada ( sub- ) portadora . (Aunque tales cambios se aplican en la figura 32 con un período (ciclo) de diez, también son posibles otros esquemas de cambio de fase) . Después, tal como se muestra en la figura 30, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada zl' difiere del realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' , pues tiene un período (ciclo) de tres en lugar de diez.

Los símbolos ilustrados en la figura 30 se indican como ej0 , por ejemplo. Eso significa que este símbolo es la señal zl' de la figura 26 a la que se ha aplicado un cambio de fase a través de la multiplicación por e3'0. Es decir, los valores indicados en la figura 30 para cada uno de los símbolos son los valores de zl(t) = yi(t)zl' (t) descritos en la Modalidad 2 para yi(t) .

Tal como ya se describió, el cambio de fase realizado en la señal de banda base precodificada z2 ' tiene un período (ciclo) de diez, pero teniendo en cuenta los cambios de fase aplicados a la señal de banda base precodificada zl' y la señal de banda base precodificada z2 ' , el período (ciclo) puede ser efectivamente equivalente a 30 para ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Por consiguiente, la calidad de recepción de los datos puede mejorar para el dispositivo de recepción. Un modo efectivo de aplicar el esquema 2 es realizar un cambio de fase en la señal de banda base precodific da zl' con un período (ciclo) de N y realizar un cambio de fase en la señal de banda base precodificada z2 ' con un período (ciclo) de M de manera que N y M are sean co-primos. De por sí, teniendo en cuenta ambas señales de banda base precodificadas zl' y z2 ' , puede lograrse fácilmente un período (ciclo) de NxM, haciendo efectivamente el período (ciclo) mayor cuando N y M son co-primos.

Lo anterior describe un ejemplo del esquema de cambio de fase pertinente a la Modalidad 3. La presente invención no está limitada en ese sentido. Como se explica en relación con las Modalidades 1 y 2, un cambio de fase puede realizarse con respecto al dominio de frecuencia o el dominio de tiempo o bien, en los bloques de tiempo- frecuencia . Una mejora similar puede obtenerse en la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción en todos los casos.

Lo mismo vale para las tramas que tienen una configuración diferente de la descrita precedentemente , donde se insertan símbolos piloto (SP (siglas en inglés para piloto esparcido) ) y símbolos que transmiten información de control entre los símbolos de datos. Los detalles de cambio de fase en tales circunstancias son los siguientes.

Las figuras 47A y 47B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zlozl' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia . La figura 47A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' en tanto que la figura 47B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) z2'. En las figuras 47A y 47B, 4701 marca los símbolos piloto en tanto que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la premodificación o la premodificación y un cambio de fase.

Las figuras 47A y 47B, como la figura 6, indican la disposición de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada z2 ' (si bien no se realiza ningún cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl) . (Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, cambiar el tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 47Ay 47B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada z2 ' después del cambio de fase . No se da ningún valor para los símbolos de la señal de banda base precodificada zl ' (zl) , pues en ellos no se realiza ningún cambio.

El punto clave de figuras 47A y 47B es que el cambio de fase se realiza en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados . (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2' .

Las figuras 48A y 48B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2' en el dominio de tiempo- frecuencia . La figura 48A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' en tanto que la figura 47B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) z2 ' . En las figuras 48A y 48B, 4701 marca los símbolos piloto en tanto que 4702 marca los símbolos de datos. Los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y un cambio de fase.

Las figuras 48A y 48B, como la figura 26, indican la disposición de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada zl' y a la señal de banda base precodificada z2 ' . (Aunque la figura 26 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 26 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo- frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 48A y 48B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada zl' y z2' después del cambio de fase.

El punto clave de la figura 47 es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada zl', es decir, en los símbolos precodificados de la misma, y en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados de la misma. (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2'.

Las figuras 49A y 49B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl ' y z2 ' en el dominio de tiempo-frecuencia . La figura 49A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (las señales de banda base precodificadas) zl o zl', en tanto que la figura 49B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) z2 ' . En las figuras 49A y 49B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para los cuales el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y el cambio de fase . Las figuras 49A y 49B difieren de las figuras 47A y 47B en el esquema configurable para los símbolos diferentes de los símbolos de datos. Los tiempos y las portadoras en que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada zl' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . Inversamente, los tiempos y las portadoras en que se insertan los símbolos piloto en la señal modulada z2 ' son símbolos nulos en la señal modulada zl'.

Las figuras 49A y 49B, como la figura 6, indican la disposición de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada z2 ' (si bien no se realiza ningún cambio de fase en la señal de banda base precodificada zl) . (Aunque la figura 6 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f en la figura 6 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y fes la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo-frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 49A y 49B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada z2 ' después de realizarse un cambio de fase. No se da ningún valor para los símbolos de señal de banda base precodificada zl ' (zl) , pues en ellos no se realiza ningún cambio de fase.

El punto clave de las figuras 49A y 49B es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados . (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en z2 ' .

Las figuras 50A y 50B ilustran la configuración de trama de las señales moduladas (las señales de banda base precodificadas) zl o zl' y z2 ' en el dominio de tiempo- frecuencia . La figura 50A ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) zl o zl' , en tanto que la figura 50B ilustra la configuración de trama de la señal modulada (la señal de banda base precodificada) z2 ' . En las figuras 50A y 50B, 4701 marca los símbolos piloto, 4702 marca los símbolos de datos, y 4901 marca los símbolos nulos para los cuales el componente en fase de la señal de banda base I = 0 y el componente de cuadratura Q = 0. Como tales, los símbolos de datos 4702 son símbolos en los que se han realizado la precodificación o la precodificación y un cambio de fase . Las figuras 50A y 50B difieren de las figuras 48A y 48B en el esquema configurable para los símbolos diferentes de los símbolos de datos. Los tiempos y las portadoras en que los símbolos piloto se insertan en la señal modulada zl' son símbolos nulos en la señal modulada z2 ' . Inversamente, los tiempos y las portadoras en que los símbolos piloto se insertan en la señal modulada z2' son símbolos nulos en la señal modulada zl ' .

Las figuras 50A y 50B, como la figura 26, indican la disposición de símbolos cuando se aplica un cambio de fase a la señal de banda base precodificada zl' y a la señal de banda base precodificada z2 ' . (Aunque la figura 26 ilustra un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo, el cambio del tiempo t por la portadora f* en la figura 26 corresponde a un cambio de fase con respecto al dominio de frecuencia. En otras palabras, reemplazar (t) por (t, f) donde t es el tiempo y f es la frecuencia corresponde a realizar un cambio de fase en los bloques de tiempo- frecuencia) . Por consiguiente, los valores numéricos indicados en las figuras 50A y 50B para cada uno de los símbolos son los valores de la señal de banda base precodificada zl ' y z2 ' después de un cambio de fase.

El punto clave de figuras 50A y 50B es que se realiza un cambio de fase en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada zl', es decir, en los símbolos precodificados de la misma, y en los símbolos de datos de la señal de banda base precodificada z2 ' , es decir, en los símbolos precodificados de la misma. (Los símbolos en discusión, estando precodificados , en realidad incluyen ambos símbolos si y s2) . Por consiguiente, no se realiza ningún cambio de fase en los símbolos piloto insertados en zl', ni en los símbolos piloto insertados en z2'.

La figura 51 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 47A, 47B, 49A y 49B. Los componentes de la misma realizan las mismas operaciones que las de la figura 4 y usan los mismos símbolos de referencias.

En la figura 51, las unidades de ponderación 308A y 308B y el cambiador de fase 317B sólo operan en los tiempos indicados por la señal de configuración de trama 313 como correspondiente a los símbolos de datos.

En la figura 51, un generador símbolos piloto 5101 (que también genera símbolos nulos) da salida a las señales de banda base 5102A y 5102B para un símbolo piloto cada vez que la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo piloto (o un símbolo nulo) .

Aunque no se indica en las configuraciones de trama de las figuras 47A a 50B, cuando no se realiza la precodificación (o la rotación de fase), p. ej . cuando se transmite una señal modulada usando sólo una antena (de manera que la otra antena no transmite ninguna señal) o cuando se usa un esquema de transmisión de codificación de espacio-tiempo (en particular, de codificación de bloques espacio-tiempo) para transmitir los símbolos de la información de control, la señal de configuración de trama 313 toma los símbolos de la información de control 5104 y la información de control 5103 como entrada. Cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo de información de control, se da salida a las señales de banda base 5102A y 5102B del mismo.

Las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 51 toman múltiples señales de banda base como entrada y seleccionan una señal de banda base deseada de acuerdo con la señal de configuración de trama 313. Las unidades inalámbricas 310Ay 310B después aplican el procesamiento de señales OFDM y dan salida a las señales moduladas 311A y 311B de conformidad con la configuración de trama.

La figura 52 ilustra una configuración ej emplificativa de un dispositivo de transmisión que genera y transmite la señal modulada que tiene la configuración de trama de las figuras 48A, 48B, 50A, y 50B. Los componentes de la misma realizan las mismas operaciones que las de las figuras 4 y 51 y usan los mismos símbolos de referencia. La figura 51 presenta un cambiador de fase adicional 317A que sólo opera cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo de datos. En todos los demás tiempos, las operaciones son idénticas a las explicadas respecto de la figura 51.

La figura 53 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 51. Lo que sigue describe los puntos de diferencia.

Tal como se muestra en la figura 53, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 317B pone en pausa las operaciones de cambio de fase, de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a e*°) .

Un selector 5301 toma las múltiples señales de banda base como entrada y selecciona una señal de banda base que tiene un símbolo indicado por la señal de configuración de trama 313 para la salida.

La figura 54 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de transmisión que difiere del de la figura 52. Lo que sigue describe los puntos de diferencia. Tal como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 317B toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 317B realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada 316B. Cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 317B pone en pausa las operaciones de cambio de fase de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a ej0) .

De manera similar, tal como se muestra en la figura 54, el cambiador de fase 5201 toma múltiples señales de banda base como entrada. Después, cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo de datos, el cambiador de fase 5201 realiza un cambio de fase en la señal de banda base precodificada 309A. Cuando la señal de configuración de trama 313 indica un símbolo piloto (o símbolo nulo) o un símbolo de información de control, el cambiador de fase 5201 pone en pausa las operaciones de cambio de fase de manera que se da salida a los símbolos de la señal de banda base tal como están. (Esto puede interpretarse como realizar la rotación forzada correspondiente a ^°) .

Las explicaciones precedentes se dan usando símbolos piloto, símbolos de control y símbolos de datos como ejemplos. Sin embargo, la presente invención no está limitada en ese sentido . Cuando los símbolos se transmiten usando esquemas diferentes de la precodificación, tales como la transmisión de antena única o la transmisión que usa la codificación de bloques espacio-tiempo, es importante no realizar un cambio de fase. Inversamente, realizar un cambio de fase en los símbolos que se han precodificado es el punto clave de la presente invención.

Por consiguiente, una función característica de la presente invención es que el cambio de fase no se realiza en todos los símbolos dentro de la configuración de trama en el dominio de tiempo-frecuencia, sino que sólo se realiza en las señales que se han precodificado .

Modalidad 4 Las Modalidades 1 y 2, descritas precedentemente, explican un cambio de fase regular. La Modalidad 3, sin embargo, describe la modalidad de un cambio de fase diferente en los símbolos vecinos.

La presente modalidad describe un esquema de cambio de fase que varía de acuerdo con el esquema de modulación y la tasa de codificación de los códigos de corrección de errores usados por el dispositivo de transmisión.

La Tabla 1 siguiente es una lista de ajustes del esquema de cambio de fase correspondientes a los ajustes y parámetros del dispositivo de transmisión.

Tabla 1 En la Tabla 1, #1 denota la señal modulada si de la Modalidad 1 descrita precedentemente (la señal de banda base si modulada con el esquema de modulación establecido por el dispositivo de transmisión) y #2 denota la señal modulada s2 (la señal de banda base s2 modulada con el esquema de modulación establecido por el dispositivo de transmisión) . La columna de tasa de codificación de la Tabla 1 indica la tasa de codificación de los códigos de corrección de errores para los esquemas de modulación #1 y #2. La columna de patrón de cambio de fase de la Tabla 1 indica el esquema de cambio de fase aplicado a las señales de banda base precodificadas zl (??') y z2 (?2'), tal como se explica en las Modalidades 1 a 3. Aunque los patrones de cambio de fase están etiquetados A, B, C, D, E, etc., eso se refiere al grado aplicado de cambio de fase, por ejemplo, en un patrón de cambio de fase dado por la Matemática 46 (fórmula 46) y la Matemática 47 (fórmula 47) precedentes. En la columna de patrón de cambio de fase de la Tabla 1, el guión significa que no se aplica ningún cambio de fase .

Las combinaciones de esquema de modulación y tasa de codificación enumeradas en la Tabla 1 son ejemplos. También puede incluirse otros esquemas de modulación (tales como 128 -QAM y 256 -QAM) y tasas de codificación (tales como 7/8) no enumerados en la Tabla 1. Además, tal como se describe en la Modalidad 1, pueden diferir los códigos de corrección de errores usados para si y s2 (la Tabla 1 se da para los casos en los que se usa un solo tipo de códigos de corrección de errores, como en la figura 4) . Asimismo, puede usarse el mismo esquema de modulación y tasa de codificación con diferentes patrones de cambio de fase. El dispositivo de transmisión transmite información indicativa de los patrones de cambio de fase al dispositivo de recepción. El dispositivo de recepción especifica el patrón de cambio de fase mediante la referencia cruzada de la información y la Tabla 1, después realiza la demodulación y la decodificación. Cuando el esquema de modulación y el esquema de corrección de errores determinan un único patrón de cambio de fase, en tanto el dispositivo de transmisión transmite el esquema de modulación y la información relativa al esquema de corrección de errores, el dispositivo de recepción conoce el patrón de cambio de fase obteniendo esa información. De por sí, la información pertinente al patrón de cambio de fase no es estrictamente necesaria.

En las modalidades 1 a 3, el cambio de fase se aplica a las señales de banda base precodificadas . Sin embargo, también puede modificarse la amplitud junto con la fase a fin de aplicar cambios periódicos y regulares. Por consiguiente, también puede hacerse un patrón de modificación de la amplificación que modifique regularmente la amplitud de las señales moduladas para guardar conformidad con la Tabla 1. En tales circunstancias, el dispositivo de transmisión debe incluir un modificador de amplificación que modifica la amplificación después de la unidad de unidad de ponderación 308A o la unidad de ponderación 308B de la figura 3 o la 4. Además, la modificación de la amplificación puede realizarse sólo en una o en ambas de las señales de banda base precodificadas zl(t) y z2(t) (en el primer caso, el modificador de amplificación sólo es necesario después de la unidad de ponderación 308A y la 308B) .

Asimismo, aunque no se indica en la Tabla 1 precedente, también el esquema de correlación puede ser modificado regularmente por el correlacionador, sin un cambio de fase regular.

Es decir, cuando el esquema de correlación para la señal modulada sl(t) es 16-QA y el esquema de correlación para la señal modulada s2(t) es también 16-QAM, el esquema de correlación aplicado a la señal modulada s2(t) puede cambiar regularmente tal como sigue: de 16-QAM a 16-APSK, a 16-QAM en el plano IQ, a un primer esquema de correlación que produce un diseño de puntos de señal diferente de 16-APSK, a 16-QAM en el plano IQ, a un segundo esquema de correlación que produce un diseño de puntos de señal diferente de 16-APSK, etc. De este modo, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción, de forma- muy parecida a los resultados obtenidos por un cambio de fase regular descritos precedentemente.

Además, la presente invención puede usar cualquier combinación de esquemas para un cambio de fase regular, esquema de correlación y amplitud, y la señal de transmisión puede transmitir teniendo en cuenta todo esto.

La presente modalidad puede efectuarse usando esquemas de portadora única así como también esquemas de muítiportadora . Por consiguiente, la presente modalidad también puede efectuarse usando, por ejemplo, comunicaciones de espectro ensanchado, OFDM, SC-FDM, SC-OFDM, OFDM de miniondas como se describe en la Bibliografía no de patentes 7, etc. Tal como ya se describió, la presente modalidad expone cambiar la fase, amplitud y esquemas de correlación realizando modificaciones de fase, amplitud y esquema de correlación con respecto al dominio de tiempo t. Sin embargo, de manera muy parecida a la Modalidad 1, pueden llevarse a cabo los mismos cambios con respecto al dominio de frecuencia. Es decir, considerar la modificación de la fase, amplitud y esquema de correlación en el dominio de tiempo t que se describe en la presente modalidad y reemplazar t por f (siendo f la frecuencia ((sub-) portadora)) lleva a la modificación de la fase, amplitud y esquema de correlación aplicable al dominio de frecuencia. Además, la modificación de la fase, amplitud, esquema de correlación de la presente modalidad también es aplicable a la modificación de la fase, amplitud, esquema de correlación tanto en el dominio de tiempo como en el dominio de frecuencia.

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse dentro de la trama de cualquier manera símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, etc.) o símbolos que transmiten información de control.

Modalidad Al La presente modalidad describe un esquema para cambiar regularmente la fase cuando la codificación se realiza usando códigos de bloque como se describe en la Bibliografía no de patentes 1215, tal como códigos LDPC QC (siglas en inglés para cuasi cíclica) (pueden usarse no sólo códigos QC-LDPC sino también códigos LDPC) , códigos concatenados LDPC y BCH (Bose-Chaudhu i-Hocquenghem) , turbo códigos o turbo códigos duo-binarios que usan bits de cola, etc. El siguiente ejemplo considera un caso en que se transmiten dos corrientes si y s2. Sin embargo, cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque y no se requiere información de control o similar, la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado coincide con la cantidad de bits que constituyen cada código de bloque (puede incluirse de todos modos la información de control etc. que se describe a continuación) . Cuando la codificación se ha realizado usando códigos de bloque o similares e y información de control o similar (por ejemplo, se requieren los parámetros de transmisión CRC (comprobación de redundancia cíclica) ) , después la cantidad de bits que constituyen cada bloque codificado es la suma de la cantidad de bits que constituyen los códigos de bloque y la cantidad de bits que constituyen la información.

La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque. La figura 34 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 4, y el dispositivo de transmisión tiene sólo un codificador. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora, tal como OFDM) .

Tal como se muestra en la figura 34, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, que es 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAN y 1000 símbolos para 64-QAM.

Después, dado que el dispositivo de transmisión de la figura 4 transmite dos corrientes simultáneamente, se asignan a si 1500 de los precedentemente mencionados 3000 símbolos necesarios cuando el esquema de modulación es QPSK y se asignan a s2 los otros 1500 símbolos. De este modo, se requieren 1500 intervalos para transmitir los 1500 símbolos (de aquí en adelante, intervalos) por cada una de si y s2.

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QA , se necesitan 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado y, cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado .

Lo que sigue describe la relación entre los intervalos precedentemente definidos y la fase de multiplicación, como pertinentes a los esquemas para un cambio de fase regular.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se han preparado para el cambiador de fase del dispositivo de transmisión de la figura 4 (equivalente al período (ciclo) de las Modalidades 1 a 4) (como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase por cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl ' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, cinco conjuntos de cambio de fase deben prepararse idealmente a fin de realizar el cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias. Esos cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se expresan como PHASE [0], PHASE [1], PHASE[2], PHASE[3] y PHASE [4] .

En cuanto a los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, se usa PHASE [0] en los 300 intervalos, se usa PHASE [1] en los 300 intervalos, se usa PHASE [2] en los 300 intervalos, se usa PHASE [3] en los 300 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 300 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización de fases ocasiona una gran influencia que debe ejercer la fase más frecuentemente usada, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia en relación a la calidad de recepción de los datos.

. De manera similar, para los precedentemente descritos 700 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 16-QA , se usa PHASE [0] en los 150 intervalos, se usa PHASE [1] en los 150 intervalos, se usa PHASE [2] en los 150 intervalos, se usa PHASE [3] en los 150 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 150 intervalos.

Asimismo, para los precedentemente descritos 500 intervalos necesarios para transmitir los 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se usa PHASE[0] en los 100 intervalos, se usa PHASE[1] en los 100 intervalos, se usa PHASE[2] en los 100 intervalos, se usa PHASE[3] en los 100 intervalos, y se usa PHASE[4] en los 100 intervalos.

Tal como ya se describió, un esquema para un cambio de fase regular requiere la preparación de N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) (donde las N fases diferentes se expresan como PHASE[0], PHASE[1], PHASE [2] ... PHASE[N-2] , PHASE[N-1] ) . De este modo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen un solo bloque codificado, se usa PHASE [0] en los K0 intervalos, se usa PHASE [1] en los Kx intervalos, se usa PHASE [i] en los Ki intervalos (donde i = 0, 1, 2...N-1 ; es decir, 0=i=N-l, i siendo un entero), y se usa PHASE [N-l] en los KN-i intervalos, de manera que se cumple la Condición #A01.

(Condición #A01) K0 = Ki ...= Ki = ... KN_i . Es decir, Ka = Kb (¾ y D donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema de modulación admitido para usarlo, se cumple preferentemente la Condición #A01 para el esquema de modulación admitido.

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , puede no cumplirse la Condición #A01 en algunos esquemas de modulación. En tal caso, se aplica la siguiente condición en lugar de la Condición #A01.

(Condición #A02) La diferencia entre a y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, I Ka - Kb| cumple 0 ó 1 ( , D, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en dos bloques codificados cuando se usan códigos de bloque. La figura 35 ilustra las cantidades variables de símbolos e intervalos necesarios en cada bloque codificado cuando se usan códigos de bloque si, por ejemplo, se transmiten dos corrientes si y s2 tal como lo indica el dispositivo de transmisión de la figura 3 y figura 12, y el dispositivo de transmisión tiene dos codificadores. (Aquí, el esquema de transmisión puede ser cualquier esquema de portadora única o esquema de multiportadora, tal como OFD ) .

Tal como se muestra en la figura 35, cuando se usan códigos de bloque, hay 6000 bits que constituyen un solo bloque codificado. A fin de transmitir esos 6000 bits, la cantidad de símbolos requeridos depende del esquema de modulación, que es 3000 símbolos para QPSK, 1500 símbolos para 16-QAM, y 1000 símbolos para 64-QAM.

El dispositivo de transmisión de la figura 3 y el dispositivo de transmisión de la figura 12 transmiten, cada uno, dos corrientes a la vez, y tienen dos codificadores. De por sí, las dos corrientes transmiten, cada una, diferentes bloques de códigos. Por consiguiente, cuando el esquema de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques codificados extraídos de si y s2 dentro del mismo intervalo, por ejemplo, se transmite primer bloque codificado extraído de si, después se transmite un segundo bloque codificado extraído de s2. De modo que, se necesitan 3000 intervalos para transmitir los bloques codificados primero y segundo .

Con el mismo razonamiento, cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se necesitan 1500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados y, cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se necesitan 1000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen los dos bloques codificados.

Lo que sigue describe la relación entre los intervalos precedentemente definidos y la fase de multiplicación, como pertinentes a los esquemas para un cambio de fase regular.

Aquí, se asumen cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) como preparados para usarlos en el esquema para un cambio de fase regular. Es decir, cinco valores diferentes de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se han preparado para los cambiadores de fase de los dispositivos de transmisión de las figuras 3 y 12 (equivalentes al período (ciclo) de las Modalidades 1 a 4) (como en la figura 6, se necesitan cinco valores de cambio de fase para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en la señal de banda base precodificada z2' únicamente. Además, como en la figura 26, se necesitan dos valores de cambio de fase para cada intervalo a fin de realizar el cambio de fase en ambas señales de banda base precodificadas zl' y z2 ' . Esos dos valores de cambio de fase se denominan conjunto de cambio de fase. Por consiguiente, cinco conjuntos de cambio de fase deben prepararse idealmente para realizar el cambio de fase con un período (ciclo) de cinco en tales circunstancias. Esos cinco valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) se expresan como PHASE[0] , PHASE[1] , PHASE[2] , PHASE [3] y PHASE [4] .

Para los precedentemente descritos 3000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen un solo bloque codificado cuando el esquema de modulación es QPSK, se usa PHASE [0] en los 600 intervalos, se usa PHASE [1] en los 600 intervalos, se usa PHASE [2] en los 600 intervalos, se usa PHASE [3] en los 600 intervalos, y se usa PHASE [4] en los 600 intervalos. Esto se debe al hecho de que cualquier desvío en la utilización de fases causa una gran influencia que debe ejercer la fase más frecuentemente usada, y a que el dispositivo de recepción depende de tal influencia para la calidad de recepción de los datos .

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASEtO] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[2] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[3] en los intervalos de 600 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 600 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE [0] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[2] en los intervalos de 600 veces, se usa PHASE[3] en los intervalos de 600 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 600 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1500 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 16-QAM, se usa PHASE[0] en los 300 intervalos, se usa PHASE[1] en los 300 intervalos, se usa PHASE[2] en los 300 intervalos, se usa PHASE[3] en los 300 intervalos, y se usa PHASE[4] en los 300 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE[2] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE[3] en los intervalos de 300 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 300 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE [0] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [2] en los intervalos de 300 veces, se usa PHASE [3] en los intervalos de 300 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 300 veces.

De manera similar, para los precedentemente descritos 1000 intervalos necesarios para transmitir los 6000x2 bits que constituyen los dos bloques codificados cuando el esquema de modulación es 64-QAM, se usa PHASE[0] en los 200 intervalos, se usa PHASE[1] en los 200 intervalos, se usa PHASE[2] en los 200 intervalos, se usa PHASE[3] en los 200 intervalos, y se usa PHASE[4] en los 200 intervalos.

Asimismo, a fin de transmitir el primer bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[2] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[3] en los intervalos de 200 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 200 veces. Asimismo, a fin de transmitir el segundo bloque codificado, se usa PHASE[0] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[1] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[2] en los intervalos de 200 veces, se usa PHASE[3] en los intervalos de 200 veces, y se usa PHASE[4] en los intervalos de 200 veces.

Tal como ya se describió, un esquema para cambiar regularmente la fase requiere la preparación de valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) expresados como PHASE[0] , PHASE[1] , PHASE[2] ... PHASE[N-2] , PHASE[N-1] . De por sí, a fin de transmitir todos los bits que constituyen dos bloques codificados, se usa PHASE[0] en los K0 intervalos, se usa PHASE[1] en los Kx intervalos, se usa PHASE[i] en los Ki intervalos (donde i = 0, 1, 2...N-1) , y se usa PHASE[N-1] en los KN_i intervalos, de manera que se cumple la Condición #A03.

(Condición #A03) K0 = Kx ...= Ki = ... KN_i. Es decir, Ka = Kb y donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) .

Además, a fin de transmitir todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, se usa PHASE[0] de K0)1 veces, se usa PHASE[1] de Ki(1 veces, se usa PHASE [i] de Ki#1 veces (donde i = 0, l, 2...N-1), y se usa PHASE[N-1] de KN_i(1 veces, de manera que se cumple la Condición #A0 .

(Condición #A04) K0,i = 1(1 = ... ??,! = ... KN-i,i. Es decir, Ka,i = Kbil ( a y D donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) .

Asimismo, a fin de transmitir todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, se usa PHASE [0] de K0i2 veces, se usa PHASE [1] de K1(2 veces, se usa PHASE [i] de ? ? 2 veces (donde i = 0, 1, 2...N-1), y se usa PHASE[N-1] de KN_i,2 veces, de manera que se cumple la Condición #A0.5.

(Condición #A05) K0,2 = K1(2 = ... Ki(2 = ... KN-i,2. Es decir, Ka>2 = Kb,2 (^a y Vb donde a, b, = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) .

Después, cuando un sistema de comunicaciones que admite múltiples esquemas de modulación selecciona tal esquema de modulación admitido para usarlo, deben cumplir preferentemente la Condición #A03, la #A04 y la #A05 para el esquema de modulación admitido .

Sin embargo, cuando se admiten múltiples esquemas de modulación, cada tal esquema de modulación típicamente usa símbolos que transmiten una diferente cantidad de bits por símbolo (aunque puede suceder que algunos usen la misma cantidad) , pueden no cumplirse las Condiciones #A03, #A04 y #A05 en algunos esquemas de modulación. En tal caso, las siguientes condiciones se aplican en lugar de la Condición #A03, la #A04 y la #A05.

(Condición #A06) La diferencia entre Ka y Kb cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka - K | cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) (Condición #A07) La diferencia entre Ka,x y Kb,i cumple 0 ó 1. Es decir, | Ka, i - Kb, 11 cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) (Condición #A08) La diferencia entre Ka,2 y Kb)2 cumple 0 ó 1. Es decir, |Ka,2 - Kb,2| cumple 0 ó 1 (Va, Vb, donde a, b = 0, 1, 2 ... N-l, a ? b) Tal como ya se describió, se elimina el desvío entre las fases utilizadas para transmitir los bloques codificados creando una relación entre el bloque codificado y la fase de multiplicación. De este modo, puede mejorar la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

En la presente modalidad, se necesitan N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para realizar un cambio de fase con un período (ciclo) de N con el esquema para un cambio de fase regular. De manera que se preparan los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) PHASE[0] , PHASEfl] , PHASE[2] ... PHASE[N-2], y PHASE.N-1] . Sin embargo, existen esquemas para la reordenación de las fases en el orden establecido con respecto al dominio de frecuencia . En este sentido, no está prevista ninguna limitación. Los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) también pueden cambiar las fases de los bloques en el dominio de tiempo o en el dominio de tiempo- frecuencia para obtener una disposición de símbolos como se describe en la Modalidad 1. Aunque los ejemplos precedentes explican un esquema de cambio de fase con un período (ciclo) de N, pueden obtenerse los mismos efectos usando N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) en forma aleatoria. Es decir, no siempre se necesitan los N valores de cambio de fase (o conjuntos de cambio de fase) para un período regular (ciclo) . En tanto se cumplan las condiciones precedentemente descritas, pueden realizarse grandes mejoras en la calidad de recepción de los datos para el dispositivo de recepción.

Asimismo, dada la existencia de los modos para los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, transmisión de corriente única y esquemas que usan un cambio de fase regular (los esquemas de transmisión descritos en las Modalidades 1 a 4) , el dispositivo de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar cualquiera de esos esquemas de transmisión.

Como se describe en la Bibliografía no de patentes 3, los esquemas MIMO de multiplexación espacial implican la transmisión de las señales si y s2, que se correlacionan usando un esquema de modulación seleccionado, en cada una de dos antenas diferentes . Como se describe en las Modalidades l a 4 , los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija implican realizar la precodificación únicamente (sin ningún cambio de fase) . Además, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo se describen en la Bibliografía no de patentes 9 , 16 y 17. Los esquemas de transmisión de corriente única implican transmitir la señal si, correlacionada con un esquema de modulación seleccionado, desde una antena después de realizar el procesamiento predeterminado .

Los esquemas que usan la transmisión de multiportadora tal como OFDM implican un primer grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras y un segundo grupo de portadoras constituido por múltiples portadoras diferentes del primer grupo de portadoras, etc., de manera que la transmisión de multiportadora se realiza con múltiples grupos de portadoras. Para cada grupo de portadoras , puede usar cualquiera de los esquemas MIMO de multiplexación espacial, los esquemas MIMO que usan una matriz de precodificación fija, los esquemas de codificación de bloques espacio-tiempo, la transmisión de corriente única y los esquemas que usan un cambio de fase regular. En particular, se usan preferentemente esquemas que usan un cambio de fase regular en un grupo seleccionado de (sub- ) portadoras para realizar la presente modalidad.

Cuando se realiza un cambio de fase, después se realiza por ejemplo un valor de cambio de fase para PHASE[i] de X radianes en sólo una señal de' banda base precodificada, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 5, 12, 25, 29, 51 y 53 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX. Después, un cambio de fase, por ejemplo, efectuado por un conjunto de cambio de fase para PHASE[i] de X radianes e Y radianes, que se realiza en ambas señales de banda base precodificadas , los cambiadores de fase de las figuras 26, 27, 28, 52 y 54 multiplican la señal de banda base precodificada z2 ' por ejX y multiplican la señal de banda base precodificada zl ' por e^.

Modalidad Bl Lo que sigue describe una configuración ejemplificativa de una aplicación de los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción explicados en las modalidades y un sistema que usa la aplicación.

La figura 36 ilustra la configuración de un sistema que incluye dispositivos que ejecutan los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes. Tal como se muestra en la figura 36, los dispositivos que ejecutan los esquemas de transmisión y los esquemas de recepción descritos en las modalidades precedentes incluyen diversos receptores tales como una estación difusora, una televisión 3611, un grabador de DVD 3612, un STB (decodificador) 3613, una computadora 3620, una televisión instalada en vehículo 3641, un teléfono móvil 3630, etc., dentro de un sistema de difusión digital 3600. Específicamente, la estación difusora 3601 usa un esquema de transmisión explicado en las precedentemente descritas modalidades para transmitir datos multiplexados , en que se multiplexan datos de video, audio y otros, por una banda de transmisión predeterminada.

Las señales transmitidas por la estación difusora 3601 son recibidas por una antena (tal como la antena 3660 ó 3640) incorporada dentro de conectada externamente con cada uno de los dispositivos receptores. Cada receptor obtiene los datos multiplexados usando los esquemas de recepción explicados en las precedentemente descritas modalidades para remodular las señales recibidas por la antena. Por consiguiente, el sistema de difusión digital 3600 puede lograr los efectos de la presente invención, como se explicó en las precedentemente descritas modalidades .

Los datos de video incluidos en los datos multiplexados se codifican con un método de codificación de video de conformidad con una norma tal como MPEG-2 (siglas en inglés para grupo de expertos en imágenes móviles) , MPEG4-AVC (siglas en inglés para codificación de video avanzada) , VC-1 u otras similares. Los datos de audio incluidos en los datos multiplexados se codifican con un método de codificación de audio de conformidad con una norma tal como Dolby AC-3 (siglas en inglés para codificación de audio) , Dolby Digital Plus , MLP (Meridian Lossless Packing) , DTS (Digital Theater Systems) , DTS-HD, PCM (modulación por pulsos-códigos) u otras por el estilo.

La figura 37 ilustra la configuración de un receptor 7900 que ejecuta un esquema de recepción expuesto en las precedentemente descritas modalidades. El receptor 3700 corresponde a un receptor incluido en uno de la televisión 3611, el grabador de DVD 3612, el STB 3613, la computadora 3620, la televisión instalada en vehículo 3641, el teléfono móvil 3630, etc., de la figura 36. El receptor 3700 incluye un sintonizador 3701 que convierte una señal de alta frecuencia recibida por una antena 3760 en una señal de banda base, y un demodulador 3702 que remodula la señal de banda base así convertida para obtener los datos multiplexados. El demodulador 3702 ejecuta un esquema de recepción explicado en las precedentemente descritas modalidades y, de esta manera, logra los efectos de la presente invención como ya se explicó.

El receptor 3700 además incluye una interfaz de corriente 3720 que demultiplexa los datos de audio y video de los datos multiplexados obtenidos por el demodulador 3702, un procesador de señales 3704 que decodifica los datos de video obtenidos de los datos de video demultiplexados en una señal de video aplicando un método de decodificación de video correspondiente y decodifica los datos de audio obtenidos de los datos de audio demultiplexados en una señal de audio aplicando un método de decodificación de audio correspondiente, una unidad de salida de audio 3706 que da salida a la señal de audio decodificada a través de un parlante u otro dispositivo similar, y una unidad de salida de video 3707 que da salida a la señales de video decodificada en una pantalla o dispositivo similar.

Cuando, por ejemplo, un usuario usa un control remoto 3750, se transmite la información correspondiente a un canal seleccionado (programa seleccionado (televisión) o difusión de audio) a una unidad de entrada de operación 3710. Después, el receptor 3700 realiza el procesamiento en la señal recibida, que recibe la antena 3760, que incluye la demodulación de la señal correspondiente al canal seleccionado, la decodificación de corrección de errores, etc. , a fin de obtener los datos recibidos. En este punto, el receptor 3700 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (el esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, etc. de las precedentemente descritas modalidades) (como se describe usando las figuras 5 y 41) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el receptor 3700 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores etc . , posibilitando así que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente se da para un ejemplo en que el usuario usa el control remoto 3750, las mismas operaciones valen cuando el usuario presiona una tecla de selección incorporada en el receptor 3700 para seleccionar un canal .

De acuerdo con esta configuración, el usuario puede ver los programas recibidos por el receptor 3700.

El receptor 3700 pertinente a la presente modalidad además incluye una unidad 3708 que puede ser un disco magnético, un disco óptico, una memoria de semiconductores no volátil o un medio de grabación similar. El receptor 3700 almacena los datos incluidos en los datos demultiplexados obtenidos a través de la demodulación por parte del demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores (en algunas circunstancias, los datos obtenidos a través de la demodulación por el demodulador 3702 pueden no estar sujetos a corrección de errores. Además, el receptor 3700 puede realizar procesamiento adicional después de la corrección de errores. Lo mismo vale de aquí en adelante para declaraciones similares concernientes a otros componentes) , los datos correspondientes a tales datos (por ejemplo, los datos obtenidos a través de la compresión de tales datos) , los datos obtenidos a través del procesamiento de audio y video, etc., en la unidad 3708. Aquí, un disco óptico es un medio de grabación, tal como DVD (disco versátil digital) o BD (disco Blu-ray) , es decir legible y grabable usando un rayo láser. Un disco magnético es un disco flexible, un disco duro o medio de grabación similar en el que puede almacenarse la información usando el flujo magnético para magnetizar un cuerpo magnético. Una memoria de semiconductores no volátil es un medio de grabación, tal como memoria flash o memoria de acceso aleatorio ferroeléctrica, ka de un elemento o de elementos semiconductores. Los ejemplos específicos de la memoria de semiconductores no volátil incluyen una tarjeta SD que usa memoria flash y una Flash SSD (siglas en inglés para unidad de estado sólido) . Naturalmente, los tipos específicos de medios de grabación aquí mencionados son meramente ejemplos. También pueden usar otros tipos de medios de grabación.

De acuerdo con esta estructura, el usuario puede grabar y almacenar los programas recibidos por el receptor 3700 y de ese modo ver los programas en un determinado momento después de la difusión leyendo del medio los datos grabados en el mismo.

Aunque las explicaciones precedentes describen el receptor 3700 que almacena los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores en la unidad 3708, puede en cambia extraerse y grabarse una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados. Cuando se incluyen servicios de difusión de datos o contenido similar junto con los datos de audio y video en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de audio y video pueden extraerse de los datos multiplexados remodulados por el demodulador 3702 y almacenarse como nuevos datos multiplexados. Asimismo, la unidad 3708 puede almacenar los datos de audio o los datos de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como nuevos datos multiplexados. El contenido del servicio de difusión de datos precedentemente mencionado, incluido en los datos multiplexados, también puede almacenarse en la unidad 3708.

Asimismo, cuando una televisión, el dispositivo de grabación (por ejemplo, un grabador de DVD, grabador BD, grabador HDD, tarjeta SD u otro similar) o el teléfono móvil que incorpora el receptor 3700 de la presente invención reciben los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores que incluye los datos para corregir defectos de software que se usan para operar la televisión o el dispositivo de grabación, para corregir defectos de software a fin de impedir que se filtren la información personal y los datos grabados, etc., tales defectos de software pueden corregirse instalando los datos en la televisión o el dispositivo de grabación. De este modo, se corrigen los defectos del receptor 3700 a través de la inclusión de los datos para corregir defectos en el software del receptor 3700. Por consiguiente, la televisión, el dispositivo de grabación o el teléfono móvil que incorporan el receptor 3700 pueden estar hechos como para operar más confiablemente.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 realiza el proceso para extraer una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Específicamente, la interfaz de corriente 3703, demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados remodulados por el demodulador 3702, tales como datos de audio, datos de video, contenido del servicio de difusión de datos, etc., como la instruye a hacerlo un controlador no diagramado tal como una CPU. La interfaz de corriente 3703 después extrae y multiplexa sólo los datos demultiplexados indicados, generando así nuevos datos multiplexados. El usuario puede determinar los datos que deben extraerse de los datos demultiplexados o puede determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de medio de grabación.

De acuerdo con tal estructura, el receptor 3700 puede extraer y grabar sólo los datos necesarios con el objeto de ver el programa grabado. De este modo, puede reducirse la cantidad de los datos que deben grabarse .

Aunque la explicación precedente describe la unidad 3708 como almacenando los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de video incluidos en los datos multiplexados así obtenidos pueden convertirse usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a él, para de este modo reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. La unidad 3708 después puede almacenar los datos de video convertidos como nuevos datos multiplexados. Aquí, el método de codificación de video usado para generar los nuevos datos de video puede guardar conformidad con una norma diferente de la que se usó para generar los datos de video originales . Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de video con diferentes parámetros. De manera similar, los datos de audio incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores pueden convertirse usando un método de codificación de audio diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos . La unidad 3708 también puede almacenar los datos de audio convertidos como los nuevos datos multiplexados .

Aquí, por ejemplo, la ínterfaz de corriente 3703 o el procesador de señales 3704 realizan el proceso mediante el cual los datos de audio o de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, se convierten como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados demodulador por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos, etc. , como la instruye a hacerlo un controlador diagramado tal como una CPU. El procesador de señales 3704 después realiza el procesamiento para convertir los datos de video así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicados a los mismos, y realiza el procesamiento para convertir los datos de audio así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos. Tal como la instruye a hacerlo el controlador, la interfaz de corriente 3703 después multiplexa los datos de audio y de video convertidos, generando así nuevos datos multiplexados. El procesador de señales 3704, de acuerdo con las instrucciones del controlador, puede realizar el procesamiento de conversión en cualquiera de los datos de video o los datos de audio solos o puede realizar el procesamiento de conversión en ambos tipos de datos. Además, el usuario puede especificar o determinar de antemano las cantidades de datos de video y datos de audio o la velocidad de bits de los mismos que deben obtenerse por la conversión, de acuerdo con el tipo de medio de grabación.

De acuerdo con tal estructura, el receptor 3700 puede modificar la cantidad de datos o la velocidad de bits de los datos de audio y video para su almacenamiento de acuerdo con la capacidad de almacenamiento de datos del medio de grabación, o de acuerdo con la velocidad de lectura o grabación de los datos de la unidad 3708. Por lo tanto, los programas pueden almacenarse en la unidad a pesar de que la capacidad de almacenamiento del medio de grabación sea menor que la cantidad de datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores o de que la velocidad de lectura o grabación de los datos sea menor que la velocidad de bits de los datos demultiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702. De por sí, el usuario puede ver los programas en cualquier momento determinado después de la difusión leyendo los datos grabados.

El receptor 3700 además incluye una interfaz de salida de corriente 3709 que transmite los datos multiplexados, demultiplexados por el demodulador 3702 a los dispositivos externos a través del un medio de comunicación 3730. La interfaz de salida de corriente 3709 puede ser, por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite los datos multiplexados modulados a un dispositivo externo usando un esquema de transmisión inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como Wi-Fi™ (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg, IEEE 802.11?, etc.)., WiGig, WirelessHD, Bluetooth, ZigBee, etc., a través de un medio inalámbrico (correspondiente al medio de comunicaciones 3730) . La interfaz de salida de corriente 3709 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite los datos multiplexados modulados a un dispositivo externo usando un esquema de comunicaciones de conformidad con una norma de comunicaciones cableadas tal como Ethernet™, USB (siglas en inglés para bus serial universal) , PLC (siglas en inglés para comunicación por línea eléctrica) , HD I (siglas en inglés para interfaz multimedia de aleatoria definición) , etc. , a través de una vía de transmisión cableada (correspondiente al medio de comunicaciones 3730) conectado a la interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta configuración, el usuario puede usar un dispositivo externo con los datos multiplexados recibidos por el receptor 3700 usando el esquema de recepción expuesto en las precedentemente descritas modalidades. La utilización de los datos multiplexados por el usuario aquí incluye el uso de los datos multiplexados para ver en tiempo real en un dispositivo externo, grabar los datos multiplexados con una unidad de grabación incluida en un dispositivo externo y transmitir los datos multiplexados de un dispositivo externo a incluso otro dispositivo externo .

Aunque las explicaciones precedentes describen el receptor 3700 que da salida a los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores por medio de la interfaz de salida de corriente 3709, puede en cambio extraerse y darse salida a una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados. Por ejemplo, cuando se incluye contenido del servicio de difusión de datos o similar junto con los datos de audio y video en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores , los datos de audio y video pueden extraerse de los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, y interfaz de salida de corriente 3709 puede multiplexarlos y darles salida como nuevos datos multiplexados. Además, la interfaz de salida de corriente 3709 puede almacenar cualquiera de los datos de audio o los datos de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como nuevos datos multiplexados .

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 realiza el proceso para extraer una porción de los datos incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados demodulados por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos , etc . , como la instruye a hacerlo una controlador diagramado tal como una CPU. La interfaz de corriente 3703 después extrae y multiplexa sólo los datos demultiplexados indicados, generando así nuevos datos multiplexados. El usuario puede determinar los datos que deben extraerse de los datos demultiplexados o puede determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta estructura, el receptor 3700 puede extraer y dar salida sólo a los datos requeridos a un dispositivo externo. De este modo, se da salida a menos datos multiplexados usando menos ancho de banda de comunicación.

Aunque la explicación precedente describe la interfaz de salida de corriente 3709 como dando salida a los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, los datos de video incluidos en los datos multiplexados así obtenidos pueden convertirse usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a los mismos, como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. La interfaz de salida de corriente 3709 después puede dar salida a los datos de video convertidos, como nuevos datos multiplexados. Aquí, el método de codificación de video usado para generar los nuevos datos de video puede guardar conformidad con una norma diferente de la que se usó para generar los datos de video originales. Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de video con diferentes parámetros. De manera similar, los datos de audio incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores pueden convertirse usando un método de codificación de audio diferente del método de codificación de audio original aplicado a los mismos , como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos . La interfaz de salida de corriente 3709 después puede dar salida a los datos de audio convertidos, como nuevos datos multiplexados.

Aquí, por ejemplo, la interfaz de corriente 3703 o el procesador de señales 3704 realizan el proceso mediante el cual se convierten los datos de audio o de video incluidos en los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores como para reducir la cantidad de datos o la velocidad de bits de los mismos. Específicamente, la interfaz de corriente 3703 demultiplexa los diversos datos incluidos en los datos multiplexados demodulados por el demodulador 3702, tales como los datos de audio, los datos de video, el contenido del servicio de difusión de datos, etc. , como la instruye a hacerlo un controlador diagramado. El procesador de señales 3704 después realiza el procesamiento para convertir los datos de video así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de video original aplicado a los mismos, y realiza el procesamiento para convertir los datos de audio así demultiplexados usando un método de codificación de video diferente del método de codificación de audio original aplicados a los mismos. Tal como la instruye a hacerlo el controlador, la interfaz de corriente 3703 multiplexa los datos de audio y de video convertidos, generando así nuevos datos multiplexados . El procesador de señales 3704, de acuerdo con las instrucciones del controlador, puede realizar el procesamiento de conversión en cualquiera de los datos de video o los datos de audio solos o puede realizar el procesamiento de conversión en ambos tipos de datos. Además, las cantidades de datos de video y datos de audio o la velocidad de bits de los mismos a obtener por conversión pueden ser especificadas por el usuario o determinarse de antemano de acuerdo con el tipo de interfaz de salida de corriente 3709.

De acuerdo con esta estructura, el receptor 3700 puede modificar la velocidad de bits de los datos de video y audio para la salida de acuerdo con la velocidad de comunicación con el dispositivo externo. De esta manera, a pesar de que la velocidad de comunicación con un dispositivo externo sea inferior a la velocidad de bits de los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores, dando salida a los nuevos datos multiplexados de la interfaz de salida de corriente al dispositivo externo, el usuario puede usar los nuevos datos multiplexados con otros dispositivos de comunicaciones .

El receptor 3700 además incluye una interfaz de salida audiovisual 3711 que da salida a las señales de audio y video decodificadas por el procesador de señales 3704 al dispositivo externo a través de un medio de comunicaciones externo. La interfaz de salida audiovisual 3711 puede ser, por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite datos audiovisuales modulados a un dispositivo externo usando un esquema de transmisión inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como Wi-Fi™ (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg, IEEE 802.11?, etc.), WiGig, irelessHD, Bluetooth, ZigBee, etc. a través de un medio inalámbrico. La interfaz de salida de corriente 3709 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite los datos audiovisuales modulados a un dispositivo externo usando un esquema de comunicaciones de conformidad con una norma de comunicaciones cableadas tal como Ethernet™, USB, PLC, HDMI, etc. a través de una vía de transmisión cableada conectada a la interfaz de salida de corriente 3709. Asimismo, la interfaz de salida de corriente 3709 puede ser una terminal para conectar un cable que da salida a señales de audio y de video analógicas tal como están.

De acuerdo con tal estructura, el usuario puede usar las señales de audio y las señales de video decodificadas por el procesador de señales 3704 con un dispositivo externo.

Además, el receptor 3700 incluye una unidad de entrada de operación 3710 que recibe las operaciones de usuario como entrada. El receptor 3700 se desempeña de acuerdo con las señales de control a las que da entrada la unidad de entrada de operación 3710 de acuerdo con las operaciones de usuario, por ejemplo conectando o desconectando el suministro eléctrico, cambiando el canal que se recibe, activando o desactivando la pantalla de subtítulos, cambiando entre . idiomas, cambiando la salida de volumen por la unidad de salida de audio 3706 y diversas otras operaciones, que incluyen modificar los ajustes de los canales que pueden recibirse y otros procedimientos por el estilo.

El receptor 3700 puede incluir además funcionalidad para mostrar un nivel de antena que representa la calidad de señal recibida mientras el receptor 3700 recibe una señal. El nivel de antena puede ser, por ejemplo, un índice que muestra la calidad de señal recibida, calculada de acuerdo con el RSSI (siglas en inglés para indicador de potencia de señal recibida) , la potencia del campo magnético de la señal recibida, la relación C/N (siglas en inglés para portadora a ruido) , la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc., recibidos por el receptor 3700 y que indican el nivel y la calidad de una señal recibida. En tales circunstancias, el demodulador 3702 incluye un calibrador de calidad de señal que mide el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc. En respuesta a las operaciones de usuario, el receptor 3700 muestra el nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) en un formato reconocible por el usuario en la unidad de presentación de video 3707. El formato de presentación del nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) puede ser un valor numérico mostrado de acuerdo con el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes , la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc. , o puede ser una presentación de imagen que varía de acuerdo con el RSSI, la potencia de campo magnético de la señal recibida, la relación C/N, la BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal, etc. El receptor 3700 puede mostrar múltiples niveles de antena (nivel de señal, calidad de señal) , calculados para cada corriente si, s2, etc., que se demultiplexan usando el esquema de recepción explicado en las precedentemente descritas modalidades, o puede ser un solo nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) calculado para todas tales corrientes . Cuando los datos de video y los datos de audio que componen un programa se transmiten jerárquicamente, el nivel de señal (calidad de señal) puede mostrarse también para cada nivel jerárquico.

De acuerdo con la estructura precedente, se da al usuario conocimiento del nivel de antena (nivel de señal, calidad de señal) de forma numérica o visual durante la recepción usando los esquemas de recepción explicados en las precedentemente descritas .

Aunque el ejemplo precedente describe el receptor 3700 como incluyendo la unidad de salida de audio 3706, la unidad de presentación de video 3707, la unidad 3708, la interfaz de salida de corriente 3709 y la interfaz de salida audiovisual 3711, todos esos componentes no son estrictamente necesarios. En tanto el receptor 3700 incluya al menos uno de los componentes precedentemente descritos, el usuario podrá usar los datos multiplexados obtenidos a través de la demodulación efectuada por el demodulador 3702 y la decodificación de corrección de errores. Cualquier receptor puede combinarse libremente con los componentes precedentemente descritos de acuerdo con la utilización del esquema.

Datos multiplexados La siguiente es una descripción detallada de una configuración ej emplificativa de datos multiplexados. La configuración de datos típicamente usada en la difusión es una corriente de transporte (TS, por sus siglas en inglés) MPEG-2. Por lo tanto, la siguiente descripción expone un ejemplo relacionado con MPEG2-TS. Sin embargo, la configuración de datos de los datos multiplexados transmitidos por los esquemas de transmisión y recepción explicados en las precedentemente descritas modalidades no se limita a MPEG2-TS. Los efectos ventajosos de las precedentemente descritas modalidades también pueden lograrse usando cualquier otra estructura de datos.

La figura 38 ilustra una configuración ejemplificativa para los datos multiplexados . Tal como se muestra, los datos multiplexados son elementos que constituyen programas (o eventos que son una porción de los mismos) actualmente provistos por diversos servicios . Por ejemplo, una o más corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación (PG, por sus siglas en inglés) , las corrientes de gráficos de interactivos (IG, por sus siglas en inglés) y otras corrientes de tales elementos se multiplexan para obtener los datos multiplexados. Cuando un programa de difusión provisto por los datos multiplexados es una película, las corrientes de video representen el video principal y el subvideo de la película, las corrientes de audio representan el audio principal de la película y el subaudio que debe mezclarse con el audio principal, y las corrientes de gráficos de presentación representan los subtítulos de la película. El video principal se refiere a las imágenes de video normalmente presentadas en una pantalla, donde el subvideo se refiere a las imágenes de video (por ejemplo, imágenes de texto que explican la reseña de la película) que deben presentarse en una pequeña pantalla inserta dentro de las imágenes de video. Las corrientes de gráficos interactivos representan una presentación interactiva constituida por los componentes de la GUI (interfaz gráfica de usuario) presentados en una pantalla.

Cada corriente incluida en los datos multiplexados es identifica mediante un identificador llamado PID exclusivamente asignado a la corriente. Por ejemplo, a la corriente de video que lleva las imágenes de video principales de una película se le asigna 0x1011, a cada corriente de audio se le asigna uno diferente de 0x1100 a OxlllF, a cada corriente PG se le asigna uno diferente de 0x1200 a 0xl21F, a cada corriente IG se la asigna uno diferente de 0x1400 a 0xl41F, a cada corriente de video que lleva imágenes de subvideo de la película se le asigna uno diferente de OxlBOO a OxlBlF, a cada corriente de audio de subaudio que debe mezclarse con el audio principal se le asigna uno diferente de OxlAOO a OxlAlF.

La figura 39 es un diagrama esquemático que ilustra un ejemplo de los datos multiplexados que se multiplexan. Primero, una corriente de video 3901, constituida por múltiples tramas de video, y una corriente de audio 3904, constituida por múltiples tramas de audio, se convierten respectivamente en las secuencias de paquetes PES 3902 y 3905, después se convierten más en los paquetes TS 3903 y 3906. De manera similar, una corriente de gráficos de presentación 3911 y una corriente de gráficos interactivos 3914 se convierten respectivamente en las secuencias de paquetes PES 3912 y 3915, después se convierten más en los paquetes TS 3913 y 3916. Los datos multiplexados 3917 están constituidos por los paquetes TS 3903, 3906, 3913 y 3916 multiplexados en una sola corriente.

La figura 40 ilustra más detalles de una secuencia de paquetes PES tal como está contenida en la corriente de video.

La primera hilera de la figura 40 muestra una secuencia de tramas de video de la corriente de video. La segunda hilera muestra una secuencia de paquetes PES . Las flechas yyl, yy2 , yy3 y yy4 indican las múltiples unidades de presentación de video, que son imágenes I, imágenes B e imágenes P, en la corriente de video como divididas e individualmente almacenadas como la carga útil de un paquete PES. Cada paquete PES tiene un encabezado PES. Un encabezado PES contiene una PTS (siglas en inglés para hora de presentación) en que debe presentarse la imagen, una DTS (siglas en inglés para hora de decodificación) en que debe decodificarse la imagen, etc.

La figura 41 ilustra la estructura de un paquete TS como en definitiva se graba en los datos multiplexados . Un paquete TS es un paquete de longitud fija de 188 bytes constituido por un PID de 4 bytes que identifica la corriente y una carga útil TS de 184 bytes que contiene los datos. Los paquetes PES precedentemente descritos se dividen y almacenan individualmente como la carga útil TS . Para un BD-ROM, cada paquete TS tiene fijado un TP_Extra_Header de 4 bytes para construir un paquete de origen de 192 bytes, que debe grabarse como los datos multiplexados. El TP_Extra_Header contiene información tal como una hora de llegada Arrival_Tiempo_Stamp (ATS) . La ATS indica una hora para iniciar la transferencia del paquete TS al filtro PID de un decodificador . Los datos multiplexados están constituidos por paquetes de origen dispuestos comunicación ose indica en la hilera inferior de la figura 41. Por cada paquete aumenta un SPN (número de paquete de origen), empezando en el inicio de los datos multiplexados.

Además de las corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación y otras similares, los paquetes TS incluidos en los datos multiplexados también comprender una PAT (siglas en inglés para tabla de asociación de programas) , una PMT (siglas en inglés para tabla de mapa de programas) , una PCR (referencia horaria de programas) , etc . La PAT indica el PID de una PMT usada en los datos multiplexados, y el PID de la propia PAT se registra como 0. La PMT incluye los PID que identifican las respectivas corrientes, tales como video, audio y subtítulos, contenidas en los datos multiplexados y la información de atributos (velocidad de tramas, relación de aspecto y otros similares) de las corrientes identificadas por los respectivos PID. Además, la PMT incluye diversos tipos de descriptores relativos a los datos multiplexados . Uno de tales descriptores puede ser copiar la información de control indicativa de si se permite o no copiar los datos multiplexados . La PCR incluye información para sincronizar la ATC (hora de llegada) que sirve como el eje cronológico de la ATS a la STC (hora del sistema) que sirve como el eje cronológico de la PTS y la DTS . Cada paquete PCR incluye una hora STC correspondiente a la ATS a la que debe transferirse el paquete al decodificador .

La figura 42 ilustra la configuración detallada de datos de una PMT. La PMT se inicia con un encabezado PMT que indica la longitud de los datos contenidos en la PMT. Después del encabezado PMT, se disponen los descriptores pertinentes a los datos multiplexados. Un ejemplo de un descriptor incluido en la PMT es la información de control sobre copia descrita precedentemente. Después de los descriptores, se dispone la información de corriente pertinente a las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados . Cada elemento de información de corriente está compuesto de descriptores de corriente que indican un tipo de corriente que identifica un códec de compresión empleado para una correspondiente corriente, un PID para la corriente e información de atributos (velocidad de tramas, relación de aspecto y otros por el estilo) de la corriente. La PMT incluye la misma cantidad de descriptores de corriente que la cantidad de corrientes incluidas en los datos multiplexados.

Cuando se graban en un medio de grabación o similar, los datos multiplexados se graban junto con un archivo de información de datos multiplexados.

La figura 43 ilustra una configuración ejemplificativa para el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se muestra, el archivo de información de datos multiplexados es información de gestión relativa a los datos multiplexados, se provee en una correspondencia de uno a uno con los datos multiplexados y está constituida por la información sobre datos multiplexados, la información de atributos de corriente y un mapa de entradas .

La información de datos multiplexados está constituida por una velocidad del sistema, una hora inicial de reproducción y una hora final de reproducción. La velocidad del sistema indica la máxima velocidad de transferencia de datos de los datos multiplexados al filtro PID de un decodificador objetivo del sistema que se describe más adelante. Los datos multiplexados incluyen la ATS en un intervalo establecido de manera que no exceda la velocidad del sistema. La hora inicial de reproducción se establece a la hora especificada por la PTS de la primera trama de video en los datos multiplexados, donde la hora final de reproducción se establece a la hora calculada agregando la duración de reproducción de una trama a la PTS de la última trama de video en los datos multiplexados.

La figura 44 ilustra una configuración ejemplificativa para la información de atributos de corriente incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se muestra, la información de atributos de corriente es la información de atributos de cada corriente incluida en los datos multiplexados, registrada respecto de cada PID. Es decir, se proveen diferentes elementos de información de atributos para las diferentes corrientes, es decir para las corrientes de video, las corrientes de audio, las corrientes de gráficos de presentación y las corrientes de gráficos interactivos. La información de atributos de corriente de video indica el códec de compresión empleado para comprimir la corriente de video, la resolución de las imágenes individuales que constituyen la corriente de video, la relación de aspecto, la velocidad de tramas, etc. La información de atributos de corriente de audio indica el códec de compresión empleado para comprimir la corriente de audio, la cantidad de canales incluidos en la corriente de audio, el idioma de la corriente de audio, la frecuencia de muestreo, etc. Esta información se usa para inicializar el decodificador antes de la reproducción efectuada por un reproductor.

En la presente modalidad, el tipo de corriente incluido en la PMT se usa entre la información incluida en los datos multiplexados . Cuando se graban los datos multiplexados en un medio de grabación, se usa la información de atributos de corriente de video incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Específicamente, el método de codificación de video y el dispositivo descritos en cualquiera de las modalidades precedentes puede modificarse para incluir además un paso o unidad para ajustar un elemento de información específico en el tipo de corriente incluido en la PMT o en la información de atributos de corriente de video. El elemento de información específico es para indicar que los datos de video se generan mediante el método de codificación de video y el dispositivo descritos en la modalidad. De acuerdo con tal estructura, los datos de video generados por el método de codificación de video y el dispositivo descritos en cualquiera de las modalidades precedentes son distinguibles de los datos de video que guardan conformidad con otras normas .

La figura 45 ilustra una configuración ejemplificativa de un dispositivo de salida audiovisual 4500 que incluye un dispositivo de recepción 4504 que recibe una señal modulada que incluye los datos de audio y video transmitidos por una estación difusora (estación de base) o los datos destinados a difusión. La configuración del dispositivo de recepción 4504 corresponde al dispositivo de recepción 3700 de la figura 37. El dispositivo de salida audiovisual 4500 incorpora, por ejemplo, un OS (siglas en inglés para sistema operativo) o incorpora un dispositivo de comunicaciones 4506 para conectar a Internet (por ejemplo, un dispositivo de comunicaciones destinado a una LAN (siglas en inglés para red de área local) inalámbrica o Ethernet™) De por sí, una unidad de presentación de video 4501 puede mostrar simultáneamente datos de audio y video, o video de datos de video para difusión 4502 y hipertexto 4503 (de la red World Wide Web) provisto por Internet. Operando un control remoto 4507 (como alternativa, a un teléfono móvil o teclado) , cualquiera del video de los datos de video para difusión 4502 y el hipertexto 4503 provisto por Internet pueden seleccionarse para cambiar las operaciones. Por ejemplo, cuando se selecciona el hipertexto 4503 provisto por Internet, puede cambiarse el sitio web mostrado mediante operaciones del control remoto. Cuando se seleccionan los datos de audio y video, o el video de los datos de video para difusión 4502, el control remoto 4507 puede transmitir la información de un canal seleccionado (programa (televisión) o difusión de audio seleccionados) . De este modo, una interfaz 4505 obtiene la información transmitida por el remote control. El dispositivo de recepción 4504 realiza el procesamiento, tal como la demodulación y la corrección de errores, correspondiente al canal seleccionado, obteniendo así los datos recibidos. En este punto, el dispositivo de recepción 4504 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (como se describe usando la figura 5) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el dispositivo de recepción 4504 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores, etc., posibilitando de esta manera que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente se da para un ejemplo del usuario que usa el control remoto 4507, las mismas operaciones se aplican cuando el usuario presiona una tecla de selección incorporada en el dispositivo de salida audiovisual 4500 para seleccionar un canal .

Además, el dispositivo de salida audiovisual 4500 puede operarse usando Internet. Por ejemplo, el dispositivo de salida audiovisual 4500 pueden hacerse grabar (almacenar) un programa a través de otra terminal conectada a Internet. (Por consiguiente, el dispositivo de salida audiovisual 4500 debe incluir la unidad 3708 de la figura 37) . El canal e selecciona antes de comenzar la grabación. De este modo, el dispositivo de recepción 4504 realiza el procesamiento, tal como la demodulación y la corrección de errores, correspondiente al canal seleccionado, obteniendo así los datos recibidos. En este punto, el dispositivo de recepción 4504 obtiene la información de símbolos de control que incluye la información sobre el esquema de transmisión (el esquema de transmisión, el esquema de modulación, el esquema de corrección de errores, etc., de las precedentemente descritas modalidades) (como se describe usando la figura 5) de los símbolos de control incluidos en la señal correspondiente al canal seleccionado. De por sí, el dispositivo de recepción 4504 puede establecer correctamente las operaciones de recepción, el esquema de demodulación, el esquema de corrección de errores etc., posibilitando de esta manera que se obtengan los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos por la estación difusora (estación de base) .

Suplemento La presente descripción considera un dispositivo de comunicaciones/difusión tal como una estación difusora, una estación de base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil u otros por el estilo provistos con el dispositivo de transmisión, y un dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, radio, terminal, computadora personal, teléfono móvil, punto de acceso, estación de base u otros por el estilo provistos con el dispositivo de recepción. El dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción pertinentes a la presente invención son dispositivos de comunicaciones en una forma apta para ejecutar las aplicaciones, tal como una televisión, radio, computadora personal, teléfono móvil o similar, a través de la conexión a algunas clase de interfaz (por ejemplo, USB) .

Asimismo, en la presente modalidad, pueden disponerse libremente dentro de la trama símbolos diferentes de los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (es decir preámbulo, palabra única, postámbulo, símbolos de referencia, símbolos piloto esparcidos, etc.), los símbolos destinados a la información de control, etc. Aunque actualmente se denominan símbolos piloto y símbolos destinados a la información de control, tales símbolos pueden denominarse libremente de otra manera, pues es su función lo que permanece y se considera importante.

Siempre que un símbolo piloto, por ejemplo, sea un símbolo conocido modulado con modulación PSK en el transmisor y el receptor (como alternativa, el receptor puede sincronizarse de manera que el receptor conozca los símbolos transmitidos por el transmisor) , el receptor puede usar ese símbolo para la sincronización de frecuencia, la sincronización de tiempo, la estimación de canal (la estimación CSI (siglas en inglés para información de estado de canal) de cada señal modulada) , la detección de señales y otros procedimientos por el estilo.

Los símbolos destinados a la información de control son símbolos que transmiten información (tal como el esquema de modulación, el esquema de codificación de corrección de errores, la tasa de codificación de códigos de corrección de errores y la información de ajuste para la capa superior usada en las comunicaciones) que se transmite a la parte receptora a fin de ejecutar la transmisión de no datos (es decir, aplicaciones) .

La presente invención no está limitada a las modalidades, sino que también puede realizarse de diversos otros modos. Por ejemplo, si bien las modalidades precedentes describen dispositivos de comunicaciones, la presente invención no está limitada a tales dispositivos y puede implementarse como software para el correspondiente esquema de comunicaciones .

Aunque las precedentemente descritas modalidades describen esquemas de cambio de fase para los esquemas de transmisión de dos señales moduladas desde dos antenas, no está pre-vista ninguna limitación en ese sentido. La precodificación y un cambio de fase pueden realizarse en cuatro señales que se han correlacionado para generar cuatro señales moduladas transmitidas usando cuatro antenas. Es decir, la presente invención es aplicable para realizar un cambio de fase en N señales que se han correlacionado y precodificado para generar N señales moduladas transmitidas usando N antenas .

Aunque las precedentemente descritas modalidades describen ejemplos de sistemas donde dos señales moduladas se transmiten desde dos antenas y son recibidas por dos respectivas antenas en un sistema de comunicaciones MIMO, la presente invención no está limitada en tal sentido y también es aplicable a los sistemas de comunicaciones MISO (siglas en inglés para múltiples entradas, una sola salida) . En un sistema MISO, el dispositivo de recepción no incluye la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703_Y, el estimador de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl, y el estimador de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 de la figura 7. Sin embargo, el procesamiento descrito en la Modalidad 1 puede ejecutarse de todos modos para estimar rl y r2. La tecnología para la recepción y la decodificación de múltiples señales transmitidas simultáneamente en una frecuencia común, y recibidas por una sola antena es ampliamente conocida. La presente invención es un procesamiento adicional que suplementa la tecnología convencional para un procesador de señales que invierta una fase cambiada por el transmisor.

Aunque la presente invención describe ejemplos de sistemas donde se transmiten dos señales moduladas desde dos antenas y son recibidas por dos respectivas antenas en un sistema de comunicaciones MIMO, la presente invención no está limitada en tal sentido y también es aplicable a los sistemas MISO. En un sistema MISO, el dispositivo de transmisión realiza la precodificación y el cambio de fase de manera que son aplicables los puntos descritos hasta aquí. Sin embargo, el dispositivo de recepción no incluye la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703_Y, el estimador de fluctuación de canal 707_l para la señal modulada zl, y el estimador de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 de la figura 7. Sin embargo, el procesamiento expuesto en la presente descripción puede de todos modos ejecutarse para estimar los datos transmitidos por el dispositivo de transmisión. La tecnología para la recepción y la decodificación de múltiples señales transmitidas simultáneamente en una frecuencia común, y recibidas por una sola antena es ampliamente conocida (un receptor de antena única puede aplicar las operaciones ML (Max-log APP o similar) ) . La presente invención puede hacer que el procesador de señales 711 de la figura 7 realice la demodulación (detección) teniendo en cuenta la precodificación y el cambio de fase, aplicados por el transmisor.

La presente descripción usa términos tales como precodificación, ponderaciones de precodificación, matriz de precodificación, etc. La terminología misma puede ser otra (por ejemplo, puede denominarse como alternativa un libro de códigos) , ya que el punto clave de la presente invención es el propio procesamiento de las señales .

Asimismo, aunque la presente descripción explica los ejemplos usando principalmente OFDM como el esquema de transmisión, la invención no está limitada en ese sentido. Otros esquemas de muítiportadora diferentes de OFDM y esquemas de portadora única pueden usarse para lograr modalidades similares. Aquí, también pueden emplearse las comunicaciones de espectro ensanchado. Cuando se usan esquemas de portadora única, se realiza un cambio de fase con respecto al dominio de tiempo.

Además, aunque la presente descripción explica el uso de las operaciones ML, APP, Max-log APP, ZF, MMSE etc. por el dispositivo de recepción, esas operaciones pueden todas generalizarse como detección de ondas, demodulación, detección, estimación y demultiplexación como los resultados cualitativos (verosimilitud logarítmica y razón de verosimilitud logarítmica) y los resultados cuantitativos (ceros y unos) así obtenidos son los bits de datos individuales transmitidos por el dispositivo de transmisión.

Pueden transmitirse diferentes datos por cada corriente sl(t) y s2(t) (si (i), s2(i)) o datos idénticos de las mismas .

Las señales de banda base de las dos corrientes si (i) y s2(i) (donde i indica secuencia (con respecto a tiempo o frecuencia (portadora) ) ) pasan por la precodificación y un cambio de fase regular (el orden de las operaciones puede invertirse libremente) para generar dos señales de banda base post-procesa-miento zl (i) y z2 (i) . En la señal de banda base post-procesamiento zl(i) , el componente en fase I es Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura es Qi(i), y en la señal de banda base post-procesamiento z2 (i) , el componente en fase es li(i) en tanto que el componente de cuadratura es Q2(i) . Los componentes de la banda base pueden cambiar, en tanto se mantenga lo siguiente.

¦ Sea el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada rl (i) Ii(i) y Q2(i) , y sea el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base cambiada r2 (i) I2 (i) y Qi (i) . La señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl(i) se transmite por la antena de transmisión 1 y la señal modulada correspondiente a la señal de banda- base cambiada r2(i) se transmite desde la antena de transmisión 2, simultáneamente en una frecuencia común. De este modo, la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada rl (i) y la señal modulada correspondiente a la señal de banda base cambiada r2 (i) se transmiten desde antenas diferentes, simultáneamente en una frecuencia común. Como alternativa, ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) · ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser 12(1) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i)¦ ¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii (i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q (i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ??(?) , y para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i) , el componente en fase puede ser Ii(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2 (i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qi(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii (i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i).

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i) , y para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Qx(i) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2 (i) . Como alternativa, aunque la descripción precedente explica la modalidad de dos tipos de procesamiento de señales en las señales de ambas corrientes como para cambiar el componente en fase el componente de cuadratura de las dos señales, la invención no está limitada en ese sentido. Los dos tipos de procesamiento de señales pueden realizarse en más de dos corrientes, como para cambiar el componente en fase y el componente de cuadratura de las mismas .

Como alternativa, aunque los ejemplos precedentes describen el cambio de las señales de banda base que tienen una fecha-hora común (frecuencia (sub- ) portadora) común), las señales de banda base que cambian no deben tener necesariamente una fecha-hora común. Por ejemplo, son posibles cualesquiera de las siguientes.

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii.(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ??(?+?) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qx{±+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) , y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada rl(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada r2 (i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser ??(?+?) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q^i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I].(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v), y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Ii(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Q2(i+w), y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser ??(?+?) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser I2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Qi(i+v) .

¦ Para la señal de banda base cambiada r2(i), el componente en fase puede ser Q2(i+w) en tanto que el componente de cuadratura puede ser Ii(i+v) , y para la señal de banda base cambiada rl(i) , el componente en fase puede ser Qi(i+v) en tanto que el componente de cuadratura puede ser I2(i+w) .

La figura 55 ilustra un cambiador de señales de banda base 5502 que explica lo anterior. Tal como se muestra, de las dos señales de banda base procesadas zl(i) 5501_1 y z2(i) 5501_2, la señal de banda base procesada zl(i) 5501_1 tiene el componente en fase Ii(i) y el componente de cuadratura Qi(i), en tanto que la señal de banda base procesada z2 (i) 5501_2 tiene el componente en fase I2(i) y el componente de cuadratura Q2(i). Entonces, después del cambio, señal de banda base cambiada rl (i) 5503_1 tiene el componente en fase Iri(i) y el componente de cuadratura Qri(i) , en tanto que la señal de banda base cambiada r2(i) 5503_2 tiene el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2( ) . El componente en fase iri(i) y el componente de cuadratura Qn(i) de la señal de banda base cambiada rl(i) 5503_1 y el componente en fase Ir2 (i) y el componente de cuadratura Qr2(i) de la señal de banda base cambiada r2(i) 5503_2 puede expresarse como cualquiera de las precedentes. Aunque este ejemplo describe el cambio realizado en las señales de banda base que tienen una fecha-hora común (frecuencia ( (sub- ) portadora) común) y que han pasado por dos tipos de procesamiento de señales, el mismo puede aplicarse a las señales de banda base que han pasado por dos tipos de procesamiento de señales pero tienen diferentes indicadores de fecha-hora (diferentes frecuencias ( (sub- ) portadora) ) .

Cada una de las antenas de transmisión del dispositivo de transmisión y cada una de las antenas de recepción del dispositivo de recepción mostradas en las figuras puede estar formada por múltiples antenas.

La presente descripción usa el símbolo V, que es el cuantificador universal, y el símbolo 3, que es el cuantificador existencial .

Asimismo, la presente descripción usa el radián como la unidad de fase en el plano complejo, por ejemplo, para el argumento del mismo.

Cuando tratan sobre el plano complejo, las coordenadas de los números complejos pueden expresarse a modo de coordenadas polares. Para un número complejo z = a + j'b (donde a y b son números reales y j es la unidad imaginaria) , el correspondiente punto (a, b) en el plano complejo se expresa con las coordenadas polares [r, ?] , convertidas tal como sigue: a = r x cosG b = r x senG [Matemática 49] (fórmula 49) r = Va2 +b2 donde r es el valor absoluto de z (r = | z | ) , y T es el argumento del mismo. De este modo, z = a + jb puede expresarse como rej8.

En la presente invención, las señales de banda base si, s2, zl, y z2 se describen como señales complejas. Una señal compleja constituida por la señal en fase I y la señal de cuadratura Q también puede expresarse como la señal compleja I + jQ. Aquí, cualquiera de I y Q puede ser igual a cero.

La figura 46 ilustra un sistema de difusión ejemplificativo que usa el esquema de cambio de fase expuesto en la presente descripción. Tal como se muestra, un codificador de video 4601 toma video como entrada, realiza la codificación de video, y da salida a datos de video codificados 4602. Un codificador de audio toma audio como entrada, realiza la codificación de audio, y da salida a datos de audio codificados 4604. Un codificador de datos 4605 toma datos como entrada, realiza la codificación de datos (por ejemplo, la compresión de datos) , y da salida a los datos codificados 4606. Tomados en conjunto, esos componentes forman un codificador de información de origen 4600.

Un transmisor 4607 toma los datos de video codificados 4602, los datos de audio codificados 4604, y los datos codificados 4606 como entrada, realiza la codificación de corrección de errores, la modulación, la precodificación y el cambio de fase (por ejemplo, el procesamiento de señales por el dispositivo de transmisión de la figura 3) en un subconjunto o en la totalidad de las mismas, y da salida a las señales de transmisión 4608_1 a 4608_N. Las señales de transmisión 4608_1 a 4608_N después son transmitidas por las antenas 4609_1 a 4609_N como ondas de radio.

Un receptor 4612 toma las señales recibidas 4611_1 a 4611_M que reciben las antenas 4610_1 a 4610_M como entrada, realiza el procesamiento tal como la conversión de frecuencia, el cambio de fase, la decodificación de la precodificación, el cálculo de la razón de verosimilitud logarítmica y la decodificación de corrección de errores (por ejemplo, el procesamiento por el dispositivo de recepción de la figura 7) , y da salida a los datos recibidos 4613, 4615 y 4617. Un decodificador de información de origen 4619 toma los datos recibidos 4613 , 4615 y 4617 como entrada. Un decodificador de video 4614 toma datos recibidos 4613 como entrada, realiza la decodificación de video, y da salida a una señal de video. El video después se presenta en una pantalla de televisión. Un decodificador de audio 4616 toma los datos recibidos 4615 como entrada. El decodificador de audio 4616 realiza la decodificación de audio y da salida a una señal de audio. El audio después se reproduce a través de los parlantes. Un decodificador de datos 4618 toma los datos recibidos 4617 como entrada, realiza la decodificación de datos, y da salida a información.

En las precedentemente descritas modalidades pertinentes a la presente invención, la cantidad de codificadores en el dispositivo de transmisión que usa un esquema de transmisión de mul iportadora tal como OFDM pueden ser cualquiera, tal como ya se describió. Por lo tanto, como en la figura 4, por ejemplo, el dispositivo de transmisión puede tener sólo un codificador y aplicar un esquema para distribuir la salida al esquema de transmisión de multiportadora, tal como OFDM. En tales circunstancias, las unidades inalámbricas 310Ay 310B de la figura 4 deben reemplazar los procesadores relacionados con OFDM 13OIA y 1301B de la figura 12. La descripción de los procesadores relacionados con OFDM es como se da en la Modalidad 1.

Aunque la Modalidad 1 da la Matemática 36 (fórmula 36) como un ej emplo de una matriz de precodificación, también puede usarse otra matriz de precodificación, cuando se aplica el siguiente esquema.

[Matemática 50] (fórmula 50) En las matrices de precodificación de la Matemática 36 (fórmula 36) y la Matemática 50 (fórmula 50) , el valor de ? se establece como dado por la Matemática 37 (fórmula 37) y la Matemática 38 (fórmula 38) . Sin embargo, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Puede obtenerse una simple matriz de precodificación estableciendo a = 1, que también es un valor válido.

En la Modalidad Al, los cambiadores de fase de las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 se indican como teniendo un valor de cambio de fase de PHASE [i] (donde i = 0, 1, 2... N-2, N-l, es decir, 0=i=N-l, i siendo un entero) para lograr un período (ciclo) de N (valor alcanzado en el caso de que las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 y 53 realicen un cambio de fase en sólo una señal de banda base) . La presente descripción explica realizar un cambio de fase en una señal de banda base precodificada (es decir, en las figuras 3, 4, 6, 12, 25, 29 y 51) , es decir en la señal de banda base precodificada z2 ' . Aquí, PHASE [k] se calcula tal como sigue.

[Matemática 51] (fórmula 51) 2kn PHASE [k] = radianes [ donde k = 0, 1, 2... N-2, N-l. Cuando N = 5, 7, 9, 11 o 15, el dispositivo de recepción puede obtener una buena calidad de recepción de los datos .

Aunque la presente descripción explica los detalles de los esquemas de cambio de fase que implican dos señales moduladas transmitidas por múltiples antenas, no está prevista ninguna limitación en ese sentido. Pueden realizarse la precodificación y un cambio de fase en tres o más señales de banda base en las cuales se haya realizado la correlación de acuerdo con un esquema de modulación, seguido por el procesamiento predeterminado en las señales de banda base con cambio de postfase y la transmisión usando múltiples antenas, para realizar los mismos resultados.

Los programas para ejecutar el esquema de transmisión precedente pueden almacenarse, p.ej . , de antemano en ROM (memoria de sólo lectura) y ser leídos para la operación por una CPU.

Asimismo, los programas para ejecutar el esquema de tránsmisión precedente pueden almacenarse en un medio de grabación legible por computadora, los programas almacenados en el medio de grabación pueden cargarse en la RAM (siglas en inglés para memoria de acceso aleatorio) de la computadora, y la computadora puede funcionar de acuerdo con los programas .

Los componentes de las precedentemente descritas modalidades pueden ensamblarse típicamente como una LSI (integración de gran escala) , un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden hacerse respectivamente en chips discretos, o un subconjunto o la totalidad de los componentes pueden hacerse en un solo chip. Aunque antes de ha mencionado una LSI, también puede aplicarse los términos IC (siglas en inglés para circuito integrado) , sistemaLSI, súper LSI o ultra LSI , según el grado de integración. Asimismo, el método para ensamblar el circuito integrado no se limita a LSI. Puede usarse un circuito dedicado o un procesador de uso general. Después del montaje de la LSI, puede usarse una FPGA (matriz de compuertas programables) o un procesador reconfigurable .

Asimismo, en caso de que el progreso en el campo de los semiconductores o el surgimiento de tecnologías lleven al reemplazo de la LSI por otros métodos de circuito integrado, tal tecnología por supuesto podrá usarse para integrar los bloques funcionales. También son plausibles las aplicaciones de la biotecnología.

Aplicabilidad Industrial La presente invención es ampliamente aplicable a sistemas inalámbricos que transmiten múltiples señales moduladas diferentes desde múltiples antenas , tal como un sistema OFDM-MIMO . Además, en un sistema de comunicación cableado con múltiples localizaciones de transmisión (tal como un sistema PLC (siglas en inglés para comunicación por línea eléctrica) , un sistema de comunicación óptica o un sistema DSL (siglas en inglés para línea de abonado digital) , la presente invención se puede adaptar a un sistema MIMO, donde múltiples localizaciones de transmisión se usan para transmitir múltiples señales moduladas como se describe en la presente invención. Las señales moduladas también se pueden transmitir desde múltiples localizaciones de transmisión.

Lista de signos de referencia 302A, 302B Codificadores 304A, 304B Interpoladores 306A, 306B Correlacionadores 314 Generador de información de esquema de procesamiento de señales 308A, 308B Unidades de ponderación 310A, 310B Unidades inalámbricas 312A, 312B Antenas 317A, 317B Cambiadores de fase 402 Codificador 404 Distribuidor 504#1, 504#2 Antenas de transmisión 505#1, 505#2 Antenas de recepción 600 Unidad de ponderación 701_X, 701_Y Antenas 703_X, 703_Y Unidades inalámbricas 705_1 Estimador de fluctuación de canal 705_2 Estimador de fluctuación de canal 707 1 Estimador de fluctuación de canal 707_2 Estimador de fluctuación de canal 709 Decodificador de información de control 711 Procesador de señales 803 Detector de I NER MIMO 805A, 805B Calculadores de verosimilitud logarítmica 807A, 807B Desinterpoladores 10 809A, 809B Calculadores de razón de verosimilitud logarítmica 811A, 811B Decodificadores de entrada/salida de software 813A, 813B Interpoladores 15 815 Memoria 819 Generador de coeficientes 901 Decodificador de entrada/salida de software 903 Distribuidor 20 1201A, 1201B Procesadores relacionados con OFDM 1302A, 1302a Conversores de serie a paralelo 1304A, 1304B Reordenadotes 25 1306A, 1306B Unidades IFFT 1308A, 1308B Unidades inalámbricas Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la presente invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (2)

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones:

1. Método de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, caracterizado porque comprende los pasos de: llevar a cabo un cambio de fase en cada una de una primera señal de banda base si generada a partir de un primer conjunto de bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de un segundo conjunto de bits, generando de esta manera una primera señal de banda base con cambio postfase si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' ; y aplicar la ponderación a la primera señal de banda base con cambio postfase si' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' de acuerdo con una matriz predeterminada F, generando así una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2 como la pluralidad de señales para transmisión en la banda de frecuencia común y en la fecha-hora común, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(sl' , s2 ' )T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2 usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, N siendo un entero igual o mayor que dos y cada uno de los N candidatos a valor de modificación de fase siendo seleccionado al menos una vez dentro de un periodo predeterminado.

2. Un aparato de generación de señales para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales para la transmisión en una banda de frecuencia común y a una fecha-hora común, caracterizado porque comprende: un cambiador de fase que lleva a cabo un cambio de fase en cada una de una primera señal de banda base si generada a partir de un primer conjunto de bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de un segundo conjunto de bits , generando de esta manera una primera señal de banda base con cambio postfase si' y una segunda señal de banda base con cambio postfase s2'; y una unidad de ponderación que aplica ponderación a la primera señal de banda base con cambio postfase si ' y a la segunda señal de banda base con cambio postfase s2 ' de acuerdo con una matriz predeterminada F, generando así una primera señal ponderada zl y una segunda señal ponderada z2 como la pluralidad de señales para transmisión en la banda de frecuencia común y en la fecha-hora común, donde la primera señal ponderada zl y la segunda señal ponderada z2 cumplen la relación: (zl, z2)T = F(sl', s2')T y el cambio de fase se realiza en la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2 usando un valor de modificación de fase secuencialmente seleccionado entre N candidatos de valor de modificación de fase, N siendo un entero igual o mayor que dos y cada uno de los N candidatos a valor de modificación de fase siendo seleccionado al menos una vez dentro de un periodo predeterminado .