NL7901865A - Systeem voor multiniveau datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude. - Google Patents

Description

A -< > 7.3.79 1 PHN 9370 N.V. Philips’ Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Systeem voor multiniveau datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude.

A. Achtergrond van de uitvinding.

Afl), Gebied van de uitvinding.

De uitvinding heeft betrekking op een stelsel voor de overdracht van n-niveau datasignalen van een zender naar & een· ontvanger waarbij de zender is voorzien van een draaggolf-oscillator met een daarop aangesloten modulator voor het opwekken van een hoekgemoduleerde draaggolf met een nagenoeg constante amplitude en een continu fase.

^ Gedurende de laatste vijftien jaar zijn talrijke 10 modulatiemethoden voor efficiënte datatransmissie over telefoonlijnen ontwikkeld en ingevoerd. In vrijwel alle gevallen resulteren deze methoden in een gemoduleerde draag-golfsignaal dat amplitudevariaties vertoont, en maken zij gebruik van lineaire modulatoren en versterkers.

15 Deze modulatiemethoden lenen zich echter .minder goed voor datatransmissie over radioverbindingen, omdat in radiocommunicatiesystemen een hoog vermogensrendement het gebruik van componenten met een niet-lineaire amplitude overdrachtsfunctie vereist en het spectrum aan de uitgang van 20 een dergelijke component, bijvoorbeeld een klasse-C versterker, breder zal zijn dan dat aan de ingang indien het signaal aan de ingang amplitudevariaties vertoont. In radiocommunicatiesystemen wordt dan ook bij voorkeur gebruik gemaakt van modulatiemethoden die resulteren in een gemoduleerde draaggolfsignaal van nagenoeg constante amplitude 7901865 7-3.79 2 PHN 9370 ·* ί (enveloppe), wat neerkomt op de toepassing van hoekmodula- tie.

De voortschrijdende behoefte aan systemen voor datatransmissie over radioverbindingen stelt aan de aldaar 5 toe te passen modulatiemethoden tevens de eis van een efficiënt gebruik van de bandbreedte van het beschikbare transmissiekanaal, waarbij verder een laag niveau van het vermogen buiten de band van dit transmissiekanaal noodzakelijk is in verband met de grote dynamiekverschillen in 10 ontvangniveau tussen aangrenzende transmissiekanalen. Zelfs indien daartoe een modulatiemethode wordt toegepast die resulteert in een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal met een continu fase,zal toch het spectrum van dit draaggolfsignaal vrijwel altijd breder zijn dan dat van het equivalente 15 basLsbandsignaal. Een beperking van dit spectrum door middel van een kanaalfilter is een onaantrekkelijke techniek voor radiocommunicatiesystemen, omdat de praktische verwezenlijking van een dergelijk filter met een nauwkeurig voorgeschreven amplitude- en fasekarakteristiek en veelal een 20 zeer geringe relatieve bandbreedte in het radiofrequente gebied bijzonder moeilijk is en vele systemen bovendien van het multikanaaltype zijn, waarin de uitgezonden draaggolf frequentie een groot aantal verschillende waarden moet kunnen aannemen. In radiocommunicatiesystemen dient 25 dan ook een mogelijk beperking van het spectrum van het ... .

hoekgemoduleerde draaggolfsignaal te worden bewerkstelligd door middel van premodulatietechnieken.

Een verdere eis aan de in radiocommunicatiesystemen toe te passen modulatiemethoden is dat de ontvanger de 30 datasignalen betrouwbaar moet kunnen detecteren, ook indien onbekende frequentieverschuivingen tussen zender en ontvanger optreden. Bovendien dienen de in de ontvanger toegepaste detectiemethoden te resulteren in een foutenkans als functie van de signaal-ruisverhoudirg die zo min mogelijk 35 degradeert ten opzichte van de foutenkans voor optimale basisbandtransmissie van de datasignalen. Een optimale vervulling van deze eisen houdt in dat in de ontvanger coherente demodulatie moet kunnen worden toegepast en dat - 7901865 .? ··* 7.3.79 3 PHN 9370 gezien het vereiste efficiënte gebruik van vermogen en bandbreedte - de in de ontvanger benodigde draaggolf- en kloksignaalreferenties uit het overgedragen gemoduleerde draaggolfsignaal zelf teruggewonnen moeten kunnen worden.

5 A(2).Beschrijving van de stand van de techniek.

Voor de transmissie van datasignalen wordt thans op grote schaal gebruik gemaakt van een modulatiemethode die bekend staat als PSK (Phase-Shift-Keying) en die in detail beschreven is in hoofdstuk 10 van referentie D(l) en van ]q hoofdstuk 9 van referentie D(2). Indien de PSK-methode wordt toegepast in haar basisvorm, resulteert: zij in een gemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude en kunnen de datasignalen optimaal worden gedetecteerd met behulp van orthogonale coherente demodulatie, waarbij de daartoe 15 benodigde draaggolf- en kloksignaalreferenties uit het overgedragen PSK-signaal zelf kunnen worden teruggewonnen.

Deze PSK-methode bezit dus vele eigenschappen die gewenst zijn voor efficiënte datatransmissie over radioverbindingen. Het vermogensdichtheidsspectrum van dit PSK-sig-20 naai is echter relatief breed en het niveau van de spectrale zijlobben neemt slechts langzaam af met toenemende frequentie afstand tot de draaggolffrequentie, waardoor in naburige radiotransmisjsiekanalen storingen met een gezien de grote dynamiekverschillen ontoelaatbaar hoog niveau worden veroor-25 zaakt.

De technieken ter beperking van dit PSK-spectrum die voor efficiënte datatransmissie over telefoonlijnen reeds geruime tijd worden toegepast, vergelijk bijvoorbeeld referentie D(3), zijn voor radiocommunicatiesystemen onaantrekkelijk, 30 omdat zij resulteren in een gemoduleerd · draaggolfsignaal met amplitudevariaties en in vele gevallen bovendien gebruik maken van kanaalfilters. Gezien de vele gewenste eigenschappen van de PSK-methode is in de laatste jaren veel aandacht besteed aan premodulatietechnieken voor het reduceren van 35 de spectrale zijlobben zonder de gewenste eigenschappen op te offeren. Daarbij wordt de pulsvorm voor de modulerende datasymbolen zodanig gekozen dat het gemoduleerde draaggolfsignaal van constante amplitude in het midden van elk symbool- 7901865 7.3.79 h PHN 9370 » 4 interval dezelfde nominale fase bezit als bij toepassing van de PSK-methode, maar de overgangen tussen opeenvolgende nominale fases zo geleidelijk mogelijk zijn. Een goed overzicht van reeds voorgestelde pulsvormen en de daarmede be-5 reikte reductie van spectrale zijlobben is gegeven in referentie D(4). Een methode voor het bepalen van de foutenkans als functie van de signaal-ruisverhouding in deze gevallen is beschreven in referentie D(5).

B. Samenvatting van de uitvinding.

10 De uitvinding heeft tot doel in een systeem van het in de aanhef vermelde type een nieuwe conceptie van een zender te verschaffen voor reductie van het spectrum door premodulatietechnieken, welke kan samenwerken met een ontvanger volgens de stand van de techniek en welke in een 15 praktische uitvoering resulteert in een uitgezonden gemoduleerd draaggolfsignaal van nagenoeg constante amplitude dat zowel een smallere spectrale hoofdlob als ook voor frequenties buiten deze spectrale hoofdlob aanzienlijk minder vermogen bezit dan de bekende PSK-signalen.

20 Het stelsel volgens de uitvinding heeft tot kenmerk,· dat de n-niveau datasignalen worden omgezet in intermediaire k-niveau signalen met meer niveau’s als de n-niveau datasignalen (k^ n), waarbij aan tenminste één van de datasymbolen van de n-niveau datasignalen tenminste twee symbolen van het . 25 intermediaire k-niveau signaal zijn toegevoegd, en met de ^ k-niveau's van het intermediaire meerniveau signaal de phase-veranderingen van het draaggolfsignaal in één symboolinter- val eigens de reeks lopende van - (k-l)77/n tot + (k— 1) 77 / een met incrementen van 2 77 /n> corresponderen in/één op één 30 relatie en de ontvanger wordt gevormd door een differentiële n-phase ontvanger, welke is ingericht voor het in ieder symbool-interval detecteren van één van n verschillende phaseveran-deringen in veelvouden van 2 7/ Λ*.

C. Korte beschrijving van de tekeningen.

35 Aan de hand van de tekeningen zullen thans uitvoerings- voorbeelden van de uitvinding en hun voordelen nader worden toegelicht. Daarbij toont : 7901865 y % 7.3.79 5 PHN 9370

Fig. 1 Het blokschema van een bekend stelsel met phasemodulatie.

Fig. 2 Het blokschema van de modulatietrap.

Fig. 3 De pulsvorm van een datasymbool.

5 Fig. 4 Een phasediagram.

Fig. 5a-g Tijddiagrammen.

Fig. 6 Het vermogenspectrum van het gemoduleerde signaal.

Fig. 7 Het blokschema van de modulatietrap 10 volgens de uitvinding.

Fig. 8a-d Tijddiagrammen.

Fig. 9 Het vermogenspectrum van het gemoduleerde signaal.

Fig. 10 Het blokdiagram van een eerste niveaucon-15 verter voor toepassing in het stelsel vol gens de uitvinding.

Fig. lla-f Tijddiagrammen.

Fig. 12 Een geheugentabel voor de niveauconverter. Fig. 13 Het blokdiagram van een differentiële 20 phaseontvanger.

Fig. l4 Het blokdiagram van een universele niveauconverter voor toepassing in het stelsel volgens de uitvinding.

Fig. 15 Het blokdiagram van een derde niveaucon-25 verter voor toepassing in het stelsel .vol gens de uitvinding.

Fig. l6a-c Tijddiagrammen.

D. Referenties i (1) W.R. Benett, J.R. Davey, "Data Transmission".

30 New York ï McGraw-Hill, 1965· (2) R.W. Lucky, J. Saltz, E.J. Weldon Jr., "Principles of Data Communication", New York, : McGraw-Hill, 1968.

(3) P.A. Baker ("Phase-Modulation Transmitter"), TJ.S. patent no. 3,128,342, April 7, 1964.

35 (4) L.J. Greenstein, "Spectra of PSK Signals with Overlapping

Baseband Pulses", IEEE Trans. Commun., Vol. COM25, No.

5, PP 523-530, May 1977- 7901865 * Λ.

7.3.79 6 ΡΗΝ 9370 (5) V.K. Prabhu, "PSK-Type Modulation with Overlapping Baseband pulses", IEEE Trans. Commun. Vol. Com-25, No. 9, pp 98Ο-99Ο, September 1977· (6) J.P. Costas, "Synchronous Communications", Proc. IRE, 5 Vol. 44, No. 12, pp I713-I7I8, December 1956.

(7) W.C· Lindsey, M.K. Simon, "Carrier Sycnhronisation and Detection of“ Polyphase Signals", IEEE Trans. Commun.

Vol. COM—20, No. 3, pp 441-454, June 1972.

(8) F.D. Tsi et al. ("Receiver for the Reception of Infor- 10 mation Pulse Signals Located in a Prescribed Transmission

Band"), U.S. Patent no.3»590,386, June 29, 1971.

(9) S. Pasupathy, "Nyquist's Third Criterion, Proc. IEEE,

Vol. 62, No. 6, pp 86O-86I, June 197¾.

E. Beschrijving van de uitvoeringsvoorbeelden.

15 e(i). Algemene Beschrijving.

In Pig. 1 is een algemeen blokschema weergegeven van een sysbeem voor transmissie van multiniveau datasignalen van een zender 1 naar ontvanger 2. Zender 1 is voorzien van een datasignaalbron 3 die wordt gesynchroniseerd 20 door een kloksignaalbron 4. De aan bron 3 ontleende multiniveau datasignalen met een symboolfrequentie l/T worden toegevoerd aan een modulatietrap 5 met een draaggolf-oscillator 6 voor het opwekken van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal met een nagenoeg constante amplitude en 25 een continu fase. Dit gemoduleerde signaal wordt toegevoerd aan het transmissiekanaal via een uitgangscircuit 7» waarin zonodig vermogensversterking en translatie naar de gewenste radiofrequentieband plaats vindt.

In ontvanger 2 wordt dit gemoduleerde signaal 30 aan het transmissiekanaal ontleend via een ingangscirctuit 8, waarin zonodig versterking en translatie naar de oorspronkelijke frequentieband plaats vindt. Het overgedragen gemoduleerde signaal wordt toegevoerd aan een orthogonale demodulatietrap 9 die twee produktdemodulatoren 10, 11 met 35 daarop aangesloten laagdoorlaatfilters 12, 13 bevat. Deze demodulatoren 10, 11 worden gevoed door twee referentie-draaggolven met een faseverschil vanTï/2 rad. Aan de uitgang van laagdoorlaatfilters 12, 13 verschijnen dan twee 7901865 y *r 7.3.79 7 PHN 9370 gemoduleerde signalen, die worden toegevoerd aan een rege-neratiecircuit l4 met twee bemonstercircuits 15, 16 die worden bestuurd door een referentiekloksignaal. De aldus verkregen monsters van deze twee gedemoduleerde signalen 5 worden toegevoerd aan een signaalverwerkingscircuit 17 ter verkrijging van de oorspronkelijke multiniveau datasignalen, die worden doorgegeven aan een datasignaalput 18. Verder bevat ontvanger 2 een draaggolfcircuit 19 en een klokcir-cuit 20 ter verkrijging van de benodigde draaggolf— en jq kloksignaalreferenties uit het overgedragen gemoduleerde signaal zelf.

De structuur van draaggolfcircuit 19, dat rechtstreeks op ingangcircuit 8 is aangesloten, wordt vooral bepaald door de in demodulatietrap 9 toegepast detectiemethode. jg Xn het geval van differentiële detectie worden de twee referentiedraaggolven voor elk symboolinterval afgeleid uit het overgedragen gemoduleerde signaal in het daaraan voorafgaande symboolinterval; draaggolfcircuit 19 kan dan worden uitgevoerd op de wijze beschreven in referentie 20 D (l), paragraaf 10.3 en referentie D(2), paragraaf 9*2.3.

In het geval van coherente detectie worden de twee referentiedraaggolven ontleend aan een lokale draaggolfgenerator die in fase vergrendeld wordt op de (ongemoduleerde) draaggolf behorend bij het overgedragen gemoduleerde signaal.

25 Voor de uitvoering van draaggolfcircuit 19 kan dan gebruik gemaakt worden van verscheidene standaardtechnieken zoals de Costas-lus, zie referentie D(6), of de N-de machts (vermenigvuldig-en-deel) lus, zie referentie D(7), paragraaf UIA. Hier wordt verondersteld dat in demodulatietrap 9 co-30 herente detectie wordt_toegepast en draaggolfcircuit 19 als Costas-lus is uitgevoerd. Het probleem van dubbelzinnigheid in de fase van de aldus verkregen referentiedraaggolven kan dan op bekende wijze worden opgelost door de datasignalen te coderen in termen van niveau-overgangen of door de data-35 signalen te organiseren in blokken van symbolen en aan deze blokken extra symbolen met informatie omtrent de juiste draaggolffase toe te voegen.

7901865 7.3.79 8 ΡΗΝ 9370 ♦ Λ

Verder wordt hier verondersteld dat een referentie-kloksignaal van symboolfrequentie l/Τ wordt afgeleid uit de gedemoduleerde signalen, waartoe klokcircuit 20 is aangesloten op de beide uitgangen van demodulatietrap 9· Dit 5 klokcircuit 20 kan eveneens op verscheidene bekende wijze worden uitgevoerd; een voor de onderhavige toepassing geschikte uitvoering van klokcircuit 20 is te vinden in referentie D(8).

Wanneer het in Fig. 1 weergegeven systeem is inge-W richt als een PSK-systeem volgens referentie D(4) en D(5)» kan modulatietrap 5 in zender 1 worden uitgevoerd volgens het functionele blokschema van Fig. 2. Deze modulatietrap 5 bevat een lineaire fase modulator 21 dLe wordt gevoed door een draaggolfoscillator 6 met een constante frequents tie gelijk aan de gewenste draaggolffrequentie f , aan welke fasemodulator 21 de datasignalen van bron 3 worden toegevoerd via een filter 22 met een voorgeschreven (im)-pulsresponsie h(t) van beperkte duur. Een voorbeeld van de in de genoemde referenties voorgestelde pulsvormen van de 20 modulerende datasymbolen is weergegeven in Fig. 3» welk voorbeeld overeenkomt met een (im)pulsresponsie h(t) met een duur 2T en een Racos-vorm (Racos = "Raised Cosine") gegeven door fcos2 (7ft/ 2T ) , j t/T| < 1 25 h(t) =| (1) 1° » i */τ i > i (vergelijk referentie D(4),tabel II).

De werking van deze modulatietrap 5 zal thans worden 30 toegelicht voor het geval dat aan de uitgang van bron 3 een 4-niveau antipodaal datasignaal verschijnt in de vorm van rechthoekige spanningspulsen met een pulsbreedte T en een pulshoogte 1 of 3* In dit geval heeft filter 22 een pulsre-sponsie h(t) volgens formule (l) en heeft fasemodulator 21 een versterkingsfactor van 'ff /k rad. per amplitude-eenheid. Aan de uitgang van fasemodulator 21 verschijnt dan een PSK-signaal met een constante amplitude dat kan worden uitgedrukt als : 7901865 7.3.79 9 PHN 9370 * * sin + φ (t)j (2) waarbij w = 2 77f en f de draaggolffrequentie is. Voor c c c dit PSK-signaal is de weg van de signaalvector 5 “v = exp £(j Φ (t)"J (3) met w^t als referentie weergegeven in het polaire diagram van Fig. 4 door een getrokken cirkelboog. De mogelijke sig-naalposities van deze vector v in het midden van de symboolintervallen zijn aangeduid door punten die overeenkomen met de niveau*s -3, -1, +1, +3, van het 4-niveau datasignaal van de uitgang van bron 3.

Aan de hand van de tijddiagrammen van Fig. 5 zal de werking van dit PSK-systeem worden geïllustreerd.

15 Tijddiagram a toont het over te dragen 4-niveau datasignaal van bron 3» waarbij zowel de quaternaire waarden "O’*, "l", **2” en "3” als de daarmede overeenkomende spanningswaarden -3, -1, +1 en +3 zijn weergegeven. Toevoer van dit datasignaal aan modulatietrap 5 resulteert in een 20 PSK-signaal volgens formule (2), waarvan de fase φ{t) is weergegeven in tijddiagram b voor het geval φ (o) = -7Γ/4 rad.

Xn demodulatietrap 9 wordt dit PSK-signaal vermenigvuldigd met de beide referentiedraaggolven en wel met sin (w t) in demodulator 10 en met cos (w t) in demodulator c o 25 11» Aan de uitgang van de demodulatoren 10 en 11 verschijnen- . * dan respectievelijk de laagfrequente componenten cos£0 (t]fj en sin £0 (tQ die zijn weergegeven in tijddiagrammen u en d. In regeneratiecircuit 14 worden de gefilterde laagfrequente componenten cos [0 (tjj en sin 0 (*)] bemonsterd met 30 het referentiekloksignaal, waarbij de bemonsterpulsen optreden op tijdstippen t =: mT + T/2 en m een geheel getal is.

De laagdoorlaatfilters 12, 13 kunnen op conventionele wijze worden geoptimaliseerd (vergelijk referentie D(5), pag. 98l).

Aan de uitgang van bemonstercircuits 15, 16 verschijnen 35 respectievelijk de reeksen signaalmonsters die zijn weergegeven in tijddiagrammen e en f. Signaalverwerkingscircut 17 is zo ingericht dat de polariteit van zijn uitgangswaarde gelijk is aan die van het signaalmonster aan de uitgang 7901865 7.3.79 10 PHN 9370 van circuit 16 en dat de grootte van zijn uitgangswaarde gelijk is aan 1 voor positieve polariteit van het signaal-monster aan de uitgang van circuit 15 en gelijk is aan 3 voor negatieve polariteit van laatstgenoemde signaal-5 monster. Het resultaat is een geregeneerd 4-niveau datasignaal dat is weergegeven in tijddiagram g en dat - afgezien van een constante vertraging over T/2 - overeenkomt met het over te dragen 4-niveau datasignaal in tijddiagram a.

Het beschreven PSK-systeem bezit vele eigenschappen M die gewenst zijn ter vervulling van de in het voorgaande vermelde eisen voor efficiënte datatransmissie over: radioverbindingen, Toch is het spectrum van dit PSK-signaal aan de uitgang van modulatietrap 5 nog tamelijk breed, zoals ook blijkt uit Fig. 6, waarin de genormaliseerde frequen-15 tie |(f - f ) t| is weergegeven voor het PSK-signaal volgens formule (2) met een pulsvorm volgens Fig. 3 in het geval van 4-niveau datasignalen (vergelijk referentie D_(4)

Fig. 2(b) op pag. 528). In het bijzonder toont Fig. 6 dat het niveau van de spectrale vermogensdichtheid voor fre-20 quenties f die ongeveer- tweemaal de symboolfrequentie l/τ verwijderd zijn van de draaggolffrequentie fc slechts ongeveer 30 dB lager is dan het niveau voor de draaggolffrequentie f zelf. Voor een in radiocommunicatiesystemen c gebruikelijke kanaalafstand van 25 kHZ. en een 4-niveau data-20 signaal met een symboolfrequentie van 8 kHZ. houd dit in dat het PSK-signaal in de beide aangrenzende transmissie-kanalen storingen met een gezien de grote dynamiekver» schillen ontoelaatbaar hoog niveau zal veroorzaken.

Het beschreven PSK-systeem volgens de stand van de 3® techniek levert een hoekgemoduleerde draaggolf met constante enveloppe, waarvan de phase midden in de symboolintervallen één van de vier mogelijke waarden -377/4, -77 /k, +77 Λ, +3 7l/k kan aannemen. Een dergelijke draaggolf kan in niet-lineaire zendereindtrappen (klasse-C) versterkt worden,

QC

zonder dat het spectrum verbreed wordt.

Het spectrum van dit signaal is echter nog vrij breed. In een uitvoering van het PSK-systeem volgens de uitvinding wordt onder toepassing van differentiële phasemodulatie k 7901865 7.3.79 11 PHN 9370 aan de vier mogelijke phaseveranderingen -77/2, 0, + TI /2, + 7? een vijfde mogelijke phaseverandering - 77 toegevoegd.

Door de keuze tussen de phaseveranderingen +77 en -77» welke modulo 277 gelijk zijn, te laten bepalen door het phasever-5 loop in voorafgaande symboolintervallen, kan een zodanig phaseverloop worden verkregen dat het spectrum smaller gemaakt wordt. Hieraan ligt het inzicht ten grondslag, dat door een geringe kromming van het phaseverloop (tweede afgeleide naar de tijd van de phase) buiten de hoofdlob van 10 het spectrum minder vermogen wordt opgewekt.

Deze maatregelen zullen thans worden toegelicht aan de hand van het reeds beschouwde 4-niveau datasignaal, waarbij een datasyinbool in een tijdinterval [mT, (m+lJlQ met m een geheel getal wordt voorgesteld door a(m) en het ni-15 veau van a(m) wordt aangeduid door de overeenkomstige quaternaire waarde "O”, ”1”, "2" of "3”.

De toelichting wordt gegeven voor het geval dat de fase 0 (t) tussen de tijdstippen t = mT en t = (m+l)T verandert met een bedrag ^ 0(m) gegeven door s 20 Δ0(πι) = - (k-l)77/n» ....... 0, ...... +(k-l)7j/n (increment : 2 77 /n ) waarin n gelijk is aan het aantal niveau's van de datasym-bolen, en waarin, in het eerste voorbeeld, k = 5* 25 Voor dit geval (n = 4) wordt verder verondersteld ........

dat de relatie tussen de faseverandering A$(m) en ^-e data-symbolen afhangt van het niveau van a(m) volgens onderstaande tabel 1.

Tabel 1.

30 Γ--- a(m) k(m) Δ 0(m) ”0" -2, +2 -1Γ ,+TTo "ï” -1 -7r/2 35 »2" 0 0 ”3'» +1 +7Γ/2 7901865 , 7.3.79 12 PHN 9370

Voor het niveau a(m) = "O", waaraan de maximale absolute faseverandering van 1Trad. wordt toegekend, wordt de waarde van Λ φ{m) bepaald door de voorafgaande waarden 40(m-l) enA0(m-2)- en dus de waarden k(m-l) en 5 k(m-2)- volgens de regels in de ondersiaande tabel 2,

Tabel 2.

a(m) = 'O" k(m) ^0(m) 10 k(m-l) - k(m-2) ^ O +2 + 7j k(m-l) - k(m-2) = 0, k(m-l)j> 0 +2 + 7] k(m-l) - k(m-2) = 0, k(m-l)<^ 0-2 - 77 k(m-l) - k(m-2) 0 -2 - 77 k(m-l) ss 0, k(m-2) = 0“ +2 +77 15

Indien a(m) = "0" een k(m-l) = k(m-2) = 0 zou de waarde vanA0(m) bepaald kunnen worden door nog vroegere waarden k(m-3), k(m-4), ........ Aangezien een dergelijke uitbreiding weinig voordelen blijkt op te leveren, wordt 20 uit de mogelijke waarden -2 en +2 voor k(m) steeds de vaste keuze volgens de laatste regel van bovenstaande tabel gedaan.

De modulatietrap 5 voor het opwekken van een hoek-gemoduleerde draaggolfsignaal met een fase 0(t) volgens 25 bovenstaande regels kan op verscheidene wijzen worden uit- - --gevoerd. Hier (Fig. 7) wordt verondersteld dat modulatietrap 5 is uitgevoerd als frequentiemodulatietrap met een ideale spanningsgestuurde oscillator 6 (VCO), waarvan de rustfrequentie f steeds gelijk is aan de gewenste draag-30 golffrequentie f en waarvan de versterkingsconstante gelijk is aan 77/2 rad. per amplitude eenheid per symbool-, interval T. Het functionele blokschema van deze modulatietrap 5 is weergegeven in Fig. 7· in deze modulatietrap 5 wordt het 4-niveau datasignaal van bron 3 in Fig. 1 toegevoerd 35 aan oscillator 6 via een premodulatiecircuit 23 dat de cascadeschakeling bevat van een niveauconverter 24 ter omzetting van het 4-niveau datasignaal in een 5-niveau datasignaal en een laagdoorlaatfilter 25 met een responsie die 7901665 7.3.79 13 PHN 9370 aan het derde Nyquist-criterium voldoet. Deze niveaucon-verter 24 is zo ingericht dat de ingaande 4-niveau datasymbolen a(m) worden omgezet in intermediaire datasymbolen k(m) met 5 niveau's, waarvan de relatie tot de 4 niveau's van 5 a(m) is gegeven in de tabellen 1 en 2.

De werking van modulatietrap 5 volgens Fig. 7 zal thans worden toegelicht voor het geval dat de datasymbolen k(m) aan de uitgang van converter 24 verschijnen in de vorm van rechthoekige spanningspulsen met een pulsbreedte T en met een polariteit en een pulshoogte die corresponderen met de waarden k(m).

Verder wordt verondersteld dat laagdoorlaatfilter 25 de smalst mogelijke bandbreedte bezit (vergelijk referentie D(l), pag. 65), zodat in verband met de hier gekozen recht-15 hoekige pulsvorm gedurende een tijd T van de datasymbolen filter 25 een overdrachtsfunctie H(w) bezit die wordt gegeven door :

r (wT/2)2 , w ^?7/T

20 H(W) ° sin2 (vT/2) (4)

o , W > /7/T

De toelichting zal geschieden aan de hand van de tijddiagrammen in Fig. 8.

25 Tijddiagram a van Fig. 8 toont hetzelfde over te dragen 4-niveau datasignaal van bron 3 in Fig. 1 als tijddiagram a van Fig. 5· Ingevolge datasignaal a treedt aan de uitgang van niveau converter 24 een intermediair 5-niveau datasignaal op, dat in tijddiagram b is weergegeven. 30 Toevoer van dit 5-niveau datasignaal b aan de spannings- gestuurde oscillator 6 in Fig. 7 via filter 25 resulteert in een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude dat kan worden uitgedrukt in de vorm : sin£wct + φ (tjj (5) 35 Tijddiagram _c van Fig. 8 toont de fase 0(t) van dit signaal ingevolge 5-niveau datasignaal b voor het geval 0(o) = - 7rA rad. Ter vergelijking toont tijddiagram d in Fig. 8 de fase 0(t) van het gemoduleerde signaal aan de 790 1 8 65 7.3.79 Ik PHN 9370 / * ^ uitgang van modulatietrap 5 in Pig. 2 bij toevoer van datasignaal a, of anders gezegd de fase 0(t) bij toepassing van de reeds beschreven PSK-methode (zie tijddiagram b in Fig. 5)· 5 Zoals ook uit tijddiagram c. in Fig. 8 blijkt, ver andert de fase 0(t) tussen de tijdstippen t = mT en t = (m+l) T met een bedrag^0(m) gelijk aan +77» +^/2 of 0 rad. Immers de fase 0(t) aan de uitgang van de sparmings-gestuurde oscillator 6 is evenredig met de integraal van 10 zijn ingangsspanning u(t), zodat geldt

ƒ m+l)T

u(t) dt (6) mT

15 waarbij zoals vermeld,

Ko = TT/(2T) (7)

Verder voldoet filter 25 aan het derde Nyquist-criterium, zodat geldt

20 -(m+l)T _ (m+l)T

Δ 0(m) = I n(t) dt = KQf v(t) dt (8)

ϊηΤ mT

waarbij v(t) de uitgangsspanning van niveauconverter 2k 25 is, die voor het tijdinterval £(mT, (m+l)T^ gelijk is aan de constante waarde k(m). Op grond van deze formules geldt, voor de faseverandering^0(m) &Φ (m) = Kq k(m)T = k(m) 77/2 (9) 30 De vorm van de fase 0(t) voor tijdstippen t binnen het desbetreffende tijdinterval [mT, (m+l)T^ hangt af van de specifieke keuze van filter 25 dat aan het derde Nyquist-criterium voldoet. Zelfs voorde hier gedane keuze van de smalst mogelijke bandbreedte voor filter 25 blijkt de 35 pulsrespnnsie h(t) haar meest significante waarden in een : centraal interval ter lengte 3T te bezitten, zodat de vorm van de fase 0 (t) binnen het tijdinterval [mT, (b+i)tJ vosr- 7901865 7.3.79 15 phn 9370 namelijk wordt bepaald door de gefilterde versie van het datasymbool k(m) en in mindere mate door de gefilterde versie van de datasymbolen k(m-l) en k(m+l).

De hierboven beschreven maatregelen in modulatie-5 trap 5 van Fig. 7 houden in dat voor het datasymbool a(m) met een niveau "O", waaraan de faseveranderingen Λ0 (m) s +7Trad. zijn· toegekend, het niveau k(m) aan de uitgang van converter 2k steeds zo gekozen wordt dat de richting van de niveauverandering in de twee voorafgaande symbool-10 intervallen wordt gehandhaafd, zoals ook blijkt uit de tijd-diagrammen a en b in Fig. 8. Hierdoor wordt voorkomen dat een faseverandering van Tt rad. in de ene richting onmiddelijk kan worden gevolgd door een faseverandering van Tf rad. in de andere richting. Dit resulteert in een fase φ (t) van het 15 gemoduleerde signaal die meer geleidelijk variëert dan in het geval van toepassing van de bekende PSK-methode, zoals een vergelijking van tijddiagrammen c en d in Fig. 8 laten zien.

Dank zij dit meer geleidelijke karakter van zijn fase-20 variaties heeft het onderhavige gemoduleerde draaggolfsignaal een frequentiespectrum dat zowel een smallere hoofdlob als ook voor' frequenties buiten deze hoofdlob aanzienlijk minder vermogen bezit dan het frequentie spectrum van de bekende PSK-signaal (vergelijk F^g. 6). Dit blijkt ook uit Fig.9, 25 waarin voor het onderhavige geval de genormaliseerde spec- „ .

trale vermogensdichtheid P/Τ als functie van de genormaliseerde frequentie |(f - f ) T | is weergegeven. In het bij-zonder toont Fig. 9 dat voor frequenties f die ongeveer tweemaal de symboolfrequentie l/Τ verwijderd zijn van de 30 draaggolffrequentie f , het niveau van de spectrale vermogensdichtheid ten opzichte van dat voor de draaggolffrequentie f ongeveer 60 dB lagernsDaarentegen is dit niveau voor c dezelfde frequenties bij toepassing van de bekende PSK-modulatietrap 5 volgens Fig. 2, slechts ongeveer 30 dB lager 35 dan dat voor de draaggolffrequentie f , zoals Fig. 6 laat

O

zien. De toepassing van deze maatregelen houdt dus in dat voor radiocommunicatiesystemen met de reeds genoemde kanaal-afstand van 25 kHz en b-niveau datasignalen met een symbool- 7901865 7.3.79 16 PHN 9370 frequentie van 8 kHz de storingen in de beide aangrenzende transmissiekanalen een niveau bezitten dat voor het overgrote deel van de praktische toepassingen in het radiofrequentie gebied voldoende laag is.

5 Deze opmerkelijke reductie van het vermogen buiten de band van de spectrale hoofdlob wordt verkregen met behulp van een modulatietrap 5 die volgens Fig. 7 een niveaucon-verter 24 en een laagdoorlaatfilter 25 bevat. Hoewel niveau-converter 24 op velerlei wijzen kan worden uitgevoerd, biedt 10 een verwezenlijking in digitale technieken vele praktische voordelen.

Bij wijze van; voorbeeld toont Fig. 10 een digitale niveauconverter 24 met een eenvoudige structuur. Deze eenvoudige structuur is verkregen door gebruik te maken van 15 een digitaal geheugen 26 in de vorm van een ROM (ROM ss "Read Only Memory"), waarin op de geheugen locaties 3-bit woorden zijn opgeslagen die de 5 mogelijke waarden. -2, -1, 0,. +1, +2 van k(m) representeren, welke 3-bit woorden met de symboolfrequentie l/Τ worden uitgelezen en met behulp 20 van een digitaal-analoogconverter 27 worden omgezet in de corresponderende spanningswaarden van de 5-uiveau datasym-bolen k(m). In dit geval worden de 4-niveau datasymbolen a(m) van bron 3 in Fig. 1 aan niveauconverter 24 toegevoerd iin..de vorm van 2-bit woorden die de 4 mogelijke niveau's 25 »o", "1", "2" "3" van a(m) representeren. Zoals reeds is - toegelicht, hangt de waarde k(m) af van zowel datasymbool a(m) als ook van beide voorafgaande waarden k(m-l) en k(m-2). Dit houdt in dat het adres A(m) voor de geheugen-locatie van het 3-bit woord k(m) in geheugen 26 moet worden 30 samengesteld uit het 2-bit woord a(in) en de beide 3-bit woorden k(m-l), k(m-2) die worden verkregen door de uit geheugen . 26 uitgelezen 3-bit woorden toe te voeren aan twee vertra-gingssecties 28, 29 met elk een vertragingstijd gelijk aan een symboolinterval T. Dit adres A(m) is dus een 8-bit woord 35 dat met behulp van een adresseercircuit 30 wordt samengesteld uit de -woorden a(m), k(m-l) en k(m-2) op de in Fig. 10 weergegeven wijze : De eerste twee bits representeren datasymbool a(m), de volgende drie bits de waarden k(m-l) en de laatste 7901865 7-3.79 17 PHN 9370 drie bits de waarde k(m-2). De stuursignalen met frequentie l/τ voor adresseercircuit 30, geheugen 26 en digitaal-ana-loog converter 27 zijn afkomstig van een tijdbesturingscircuit 31 dat met kloksignaalbron k in Fig. 1 is gesynchroni-5 seerd. Uit de beide hierboven gegeven tabellen 1 en 2 kan dan eenvoudig worden afgeleid welke 3-blt woorden op de geheugenlocatiès moeten worden opgeslagen. Uit de eerste van genoemde tabel 1 volgt dat op alle locaties met een adres a(m), waarvan de eerste twee bits het niveau a(m) = "l” 10 representeren, een voor de waarde k(m) = -1 representatief 3-bit woord is opgeslagen, en evenzo op alle locaties met een adres A(m), waarvan de eerste twee bits het niveau a(m) = 112” respectievelijk het niveau a(m) = "3" representeren, een 3-bit woord is opgeslagen representatief voor 15 de waarde k(m) = 0 respectievelijk de waarde k(m) = +1. Op de locaties met een adres A(m), waarvan de eerste twee bits het niveau a(m) = "O" representeren, is een 3-bit woord opgeslagen dat representatief is -roor de waarde k(m) = -2 of de waarde k(m) = +2, al naargelang de overige zes bits van 20 adres A(m). De regels in tabel 2 geven dan aan welke van deze waarden, +2 of -2 moet worden gekozen. Zo volgt bijvoorbeeld voor een adres A(m) met a(m) = ”0", k(m-l) =0, k(m-2) = -1 uit de eerste regel van deze tabel 2 de waarde k(m) = +2 en voor een adres A(m) met a(m) = "0", k(m-l) = +1, 25 k(m-2) = +2 uit de vierde regel van deze tabel de waarde k(m) = -2.

Voor laagdoorlaatfilter 25 in Fig. 7 biedt een verwezenlijking als digitaal transversaalfilter praktische voordelen. De 5-niveau datasymbolen k(m) van niveauconverter 2h 30 in Fig. 7 worden dan in de vorm van signaalmonsters met de waarde k(m) toegevoerd aan dit digitale transversaalfilter.

In verband met de Dirac-pulsvorm van de datasymbolen k(m) dient dit digitale transversaalfilter een overdrachtsfunctie H'(w) te bezitten die wordt gegeven door : 35 / / 4 sin (w T/2) H« (w) = T - .H (w) (10) (w T/2 ) 7901865 7.3.79 18 phn 9370 f waarbij H(w) is gegeven door formule (4). De bij H'(w) κ behorende impulsresponsie h*(t) is dan gelijk aan de responsie h(t) op een enkele puls met breedte T en hoogte 1 van een filter met de overdrachtsfunctie H(w)· Aangezien een 5 transversaalfilter een impulsresponsie van eindige duur bezit en de impulsresponsie h'(t) = h(t) oneindi-g lang is, zal een zekere beperking van de duur van de impulsresponsie aanvaard moeten worden. Het blijkt echter, dat deze' impulsresponsie h'(t) = h(t) haar meest significante waarden bezit in een 10 centraal interval ter lengte van 3T en haar waarden buiten een centraal interval ter lengte van JT nog slechts weinig afwijken van de waarde nul. Wanneer nu de duur van de impulsresponsie van het djgLtale transversaalfilter wordt beperkt tot het centrale interval van de impulsresponsie h'(t) 10 = h(t) met een lengte van respectievelijk 5T ©n 7T» dan vormt de overdrachtsfunctie van dit transversaalfilter een goede respectievelijk zeer goede benadering van H*(w) volgens formule (lO). Op de uitgang van het digitale transversaalfilter wordt nog een eenvoudig laagdoorlaatfilter aangesloten 20 ter onderdrukking van ongewenste signalen bij de uitgangs-bemonsterfrequentie en veelvouden daarvan* De invloeden van deze beperkingen van de impulsresponsieduur op het frequentiespectrum aan de uitgang van modulatietrap 5 uit Fig. 7 zijn weergegeven in Fig. 9 door gestippelde krommen met de duur 25 5T en 7T ©Is parameter. De afwijkingen van deze gestippelde .. ..

krommen ten opzichte van de getrokken krommen voor een impulsresponsie h'(t) = h(t) van onbeperkte duur krijgen eerst werkelijk betekenis voor frequentiesf, waarvoor J (f - f ) t[ groter dan 2 is, maar ook dan hebben de 30 storingen in beide aangrenzende transmissiekanalen die door het vermogen buiten de band van de spectrale hoofdlob worden veroorzaakt, een niveau dat voor het merendeel van de praktische toepassingen in radiocommunicatiesystemen aanvaardbaar is, 35 Tot dusver is verondersteld dat laagdoorlaatfilter 25 in Fig. 7 de smalst mogelijke bandbreeedte bezit, maar dit filter kan ook een grotere bandbreedte bezitten. Uit referentie D(9) is bekend dat een overdrachtsfunctie met een 7901865 7.3.79 19 PHN 9370 impulsresponsie die voldoet aan het derde Nyquist-criterium, kan worden herleid tot een overdrachtsfunctie N\^(w) met een impulsresponsie die voldoet aan het eerste Nyquist-cri-terium. Op grond van dit bekende resultaat en de hier gekozen 5 rechthoekige pulsvorm met een duur T van de datasymbolen kan de overdrachtsfunctie H(w) van filter 25 in algemener vorm beschreven worden als : (w T/2)2* H (w) =* " χ . N (w) (ll) 10 sin (w T/2)

Een indruk van de invloed van de bandbreedte kan worden verkregen door voor N^(w) de klasse van Racos karakteristieken (Sacos = "Raised Cosine") toe te passen, vergelijk referentie D(2), pag. 50-51· Een Racos karakteristiek 15 bestaat uit een deel met constante amplitude en een deel met sinusvormig afnemende amplitude en kan worden gespecificeerd door een parameter οζ die aangeeft hoeveel de breedte van de frequentieband groter is dan de minimum Nyquist-breedte 77/T. In het geval e(= 0 is H(w) volgens formule (ll) gelijk 20 aan H(w) volgens formule (4) en bezit filter 25 de smalst mogelijke breedte. Uit referentie D(2), pag, 50-51» is bekend dat (w) voor een Racos-karakteristiek geschreven kan worden als :

Γ1 , 04w<(l-<*) 77/T

25 (w) =, 0,5 *(l-sin ((wT-77)/2oO , (l- * )3/T« w < (l+*) 77/T^ (l2).

β > w ^ (i+ ) Ή /τ

De invloed van de breedte van de frequentieband van H(w) volgens formule (ll) op het spectrum aan de uitgang van modu-latietrap 5 in Fig. 7 kan dan worden nagegaan door parameter 30 c(van (w) volgens formule (l2) te variëren. In het algemeen blijkt dat lagere waarden van de parameter een betere . reductie van het vermogen buiten de band van de spectrale hoofd— lob geven dan hogere waarden. Wanneer nu de duur van de (im)pulsresponsie van filter 25 beperkt wordt tot een centraal 35 interval ter lengte van 5T en de parameter e<gevarieerd wordt, dan blijkt dat de spectrale vermogensdichtheid niet noemens-waardig afwijkt van die voort?<= 0, die is weergegeven door een gestippelde kromme in Fig. 9» indien c< kleiner dan 0,25 is· 7901865 7.3.79 20 PHN 9370

Dit verlicht de ei&en aan H(w) en vereenvoudigt de praktische uitvoering van filter 23 als digitaal transversaal-filter met een overdrachtsfunctie H’(w) volgens formule (10).

5 In modulatietrap 5 van Fig. 7 kan premodulatiecir- cuit 23 nu als geheel in digitale technieken worden verwezenlijkt door bovenstaande digitale uitvoering van laagdoorlaat-filter 25 te combineren met die van niveauconverter 24 volgens Fig. 10, waarbij de digitaal-analoogconverter 27 aan de 10 uitgang van niveau converter 24 in Fig. 10 en de analoog-digitaalconverter aan de ingang van het digitale transver-saalfilter kunnen vervallen, omdat de uit geheugen 26 in Fig. 10 uitgelezen 3-bit woorden k(m) rechtstreeks in een dergelijk digitaal filter kunnen worden verwerkt.

15 Het gemoduleerde draaggolfsignaal aan de uitgang van modulatietrap 5 in Fig. 7 kan worden verwerkt in de ontvanger 2 van Fig. 1.

De werking van deze ontvanger 2 zal worden toegelicht aan de hand van de tijddiagrammen in Fig. 11. Hierbij 2° wordt aangenomen dat aan de ingang van.ontvanger 2 een hoek-gemoduleerd draaggolfsignaal volgens formule (5) verschijnt met een fase 0(t) volgens tijddiagram _c in Fig. 8, welke fase 0(t) nogmaals is weergegeven in tijddiagram a van Fig.

11. Vermenigvuldiging van dit signaal met referentiedraag-25 golf sin (wc t) in demodulator 10 en met referentiedraag- ~ golf cos (wct) in demodulator 11 resulteert dan in de laag-frequente componenten cos o (t)] en sin L* <*>] die respectievelijk zijn weergegeven in tijddiagrammen b en c, van Fig. 11. Tijddiagrammen d en e van Fig. 11 tonen de reeksen 30 signaalmonsters aan de uitgang van respectievelijk de bemon-stercircuits 15 en 16, wanneer de bemonsterpulsen optreden op tijdstippen t = mT. Tenslotte toont tijddiagram f het geregenereerde 4-niveau datasignaal aan de uitgang van signaal-verwerkingscircuit 17 dat - afgezien van een constante 35 vertraging over een symboolinterval - overeenkomt met het over te dragen 4-niveau datasignaal zoals weergegeven in tijddiagram a van Fig. 8.

7901865 7.3.79 21 PHN 9370

Uit tijddiagram a in Fig. 11 blijkt dat wanneer 0 (o) = -T7/4 de fase 0(t) op de tijdstippen t = mT steeds gelijk is aan ±ÏÏ/k rad. of oneven veelvouden daarvan. Voor de faseverandering^0 (m) in een symboolinterval £mT, (m+l)^ 5 geldt dan^ dat de polariteiten van de signaalmonsters d en .e op tijdstip t ss (m+l) T aan het einde van dit interval voldoende zijn voor het bepalen van de waarde modulo - 27] van de fase 0 ( (in+l) T ) en evenzo de polariteiten van de signaalmonsters d en e op tijdstip t = mT aan het begin 10 van dit interval voldoende zijn voor het bepalen van de waarde modulo 2TF van de fase 0 (mT). De combinatie van de polariteiten van de signaalmonsters d en e op tijdstippen t = mT en t ss (m+l) T zijn voldoende om te bepalen of de faseverandering£0 (m) gelijk is aan -Tf/2 rad., O rad., 15 +1T/2 rad. dan wel + Jlrad. Op grond van de hierboven beschre ven relaties tussen de faseveranderingA0 (m) en de data-symbolen a(m) kan dan het niveau van het overgedragen data-symbool a(m) ondubbelzinnig vastgelegd worden door de genoemde combinaties van polariteiten van de signaalmonsters 20 d en _e. Het feit dat geen onderscheid gemaakt wordt tussen £0 (m) = -Jfrad. en£0 (m) = + 7Γ rad., levert geen moeilijkheden op ï beide waarden Δ0 (m) corresponderen immers met hetzelfde niveau ”0" van datasymbool a(m). Aangezien de fase 0 (t) op tijdstip t = mT vier verschillende waarden 25 kan aannemen, zijn er voor elk van de niveau's van de data- -symbolen a(m) vier verschillende combinaties van de polariteiten van de signaalmonsters d en e op de tijdstippen t = mT en t * (m+l)T mogelijk. Deze combinaties en de corresponderende niveau*s van a(m) zijn weergegeven in de 30 tabel van Fig. 12.

Fig. 13 toont een signaal verwerkingscircuit 17 met een eenvoudige structuur die op bovenstaande overwegingen is gebaseerd. Deze eenvoudige structuur is verkregen door gebruik te maken van een digitaal geheugen 32 in de vorm 35 van een ROM, waarir/^e geheugenlocaties 2-bit woorden zijn opgeslagen die de mogelijke niveau's "O", "1", "2" ,,3" van datasymbool a(m) representeren, welke 2-bit woorden met de symboolfrequentie l/τ worden uitgelezen en met behulp van 7901865 / 7.3.79 22 PHN 9370 /· · een digitaal-analoogconverter 33 worden omgezet in de corresponderende spanningswaarden van de datasymbolen a(m). Met behulp van een adresseercircuit wordt het adres voor de geheugenlocatie van het 2-bit woord a(m) samengesteld uit 5 de combinatie van de polariteiten van de signaalmonsters a en je op de tijdstippen t = (m+l) T en t = mT, waarbij deze laatste polariteiten op de tijdstippen t = (m+l) T ter beschikking zijn aan de uitgang van vertragingssecties 35> 36 die op de bemonstercircuits 15> l6 zijn aangesloten en die 10 elk een vertragingstijd gelijk aan het symboolinterval T bezitten. Uit de tabel van Fig. 12 volgt dan welke 2 bit woorden op de geheugenlocaties moetei worden opgeslagen. De stuursignalen met frequentie l/Τ voor adresseercircuit 3k, geheugen 32 en digitaal-analoogconverter 33 zijn afkomstig van 15 een tijdbesturingscircuit 37 dat is aangesloten op klokcir-cuit 20 in Fig. 1.

Wanneer laagdoorlaatfilters 12, 13 in deze ontvanger 2 op conventionele wijze zijn geoptimaliseerd, dan blijkt dat de foutenkans als functie van de signaalruisverhouding 20 in het onderhavige geval praktisch gelijk te zijn aan die in het geval van toepassing van de bekende PSK-modulatietrap 5 volgens Fig. 2.

Door toepassing van de niveauconverter volgens Fig.

10 een datatransmissiesysteem verkregen dat dezelfde gewenste 25 communicatie eigenschappen bezit als de bekende PSK-systemen,_ maar dat het beschikbare frequentiespectrum efficiënter kan gebruiken dan deze bekende PSK-systemen door de opmerkelijke reductie van het vermogen buiten de frequentieband van de spectrale hoofdlob, die in het beschreven voorbeeld boven-30 dien smaller is.

Een vloeiend verloop van de phase met de tijd waarbij de tweede afgeleide van de phase naar de tijd zo klein mogelijk is, is gunstig voor het verkrijgen van een smal spectrum van het phasegemoduleerde signaal.

35 Bij de keuze van de phase verandering +77of -JJ

kunnen verschillende regels worden gevolgd afhankelijk van het gezichtspunt dat wordt ingenomen.

7901865 7.3.79 23 PHN 9370

Volgens een eerste gezichtspunt moet de verandering van de helling van het phaseverloop die in de voorafgaande symboolintervallen is ingezet gecontinueerd worden. De hieruit volgende regel waarbij twee voorafgaande symboolinter-5 vallen in aanmerking worden genomen is aangegeven in de voorafgaande tabel 2.

Ten tweede kan het gezichtspunt worden ingenomen dat zo min mogelijk moet worden afgeweken van de gemiddelde helling van het phaseverloop in de voorafgaande symboolinter-10 vallen. De hieruit voortvloeiende regel voor drie voorafgaande symboolintervallen is aangegeven in de onderstaande tabel 3-

Tabel 3.

15 --- a(m) = ”0” k(m) Δ0(*α) k(m-l) + k(m-2) + k(m-3)^ 0 +2 +77 k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) ^ 0 -2 - 77 k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) =0 +2 + 77 l) 20 I--- l) In feite bestaat hier een vrije keuze tussen + 77 en -77 *

Een derde gezichtspunt kan zijn, dat de phase zo lang mogelijk constant gehouden moet worden of met andere 25 woorden dat de uitwijkingen van de phase of de grootte van de hellingen in het phaseverloop zo klein mogelijk gehouden moet worden. De regel die hieruit volgt, bij het in beschouwing nemen van drie voorafgaande symboolintervallen, is weergegeven in de onderstaande tabel 4.

30

Tabel 4.

a(m) = "0" k(m) ^0(m) k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) «C 0 +2 + *77 k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) X. 0 -2 - 77 35 k(m-l) + k(m—2) + k(m-3) =0 +2 + 7901865 7.3.79 2k PHN 9370

In het voorgaande bestaat voor één datasymbool een keuze tussen twee phase veranderingen, voor de andere data-symbolen ligt de phaseverandering vast. Dit systeem kan nu wor-' den uitgebreid door ook voor andere datasymbolen een keuzemoge- 5 lijkheid te scheppen afhankelijk van het phaseverloop. Een voorbeeld hiervan is in de navolgende tabel 5 aangegeven.

Tabel 5.

10 a(m) k(m) ^ 0(m) "3" +2,-2 + 77 ,- 77 "0" -1,+3 - 7/2, +3 7/2 "1” 0 0 "2" +1, -3 +77/2, -3 7/2 15 ___

Volgens deze tabel wordt het vier-waardige datasignaal a(m) omgezet in een zeven-waardig signaal k(m) en wordt aan ieder van de zeven waarden van k(m) een bepaalde phasedraaiing toegevoegd. Opgemerkt wordt dat de phasedraai- 20 ingen welke aan het datasymbool "2" zijn toegevoegd modulo -2 7J gelijk zijn. Hetzelfde geldt voor de symbolen "O” en "3" zodat een gebruikelijke differentiële-phaseontvanger volgens de stand van de techniek de symbolen a(m) op éénduidige wijze uit de phaseveranderingen & 0(m) kan afleiden.

25 Het beïnvloeden van het phaseverloop. kan geschieden overeenkomstig de hierboven gegeven drie gezichtspunten, welke resulteren in de regels welke zijn neergelegd in de onderstaande tabellen 6-8.

30 35 7901865 7.3.79 25 phn 9370 l) Handhaven van de hellingsverandering.

Tabel 6.

5 a(m) I k(m) A0(m) - — — -11/2.

0 <£ 0 +3 +3^/2 0 = 0 -1 77/2

Id 0 0 10 2 <0 +1 +77/2 2 >0 -3 -3^/2 2 =0 +1 +77/2 3 <.0 +2 + 77 3 >0 -2 -77 15 3 =0 +2+77

In deze tabel staat f* voor I = k(m-2) - k(m-l) en betekent d dat de waarde van f niet ter zake doet (do not care ) 20 2) Handhaven van de gemiddelde helling.

Tabel 7.

25 a(m) g _ k(m)__Δ 0(m) _ ^0 ΓΙ - 77/2 0 >0 +3 +37/2 0 = 0 -1 - 77/2 1 d 0 0 30 2 +1 + 77/2 2 <0 -3 -377/2 2 = 0 +1 + 77/2 3 >0 +2 +77 3 <0 -2 -7}

35 3 = 0 +2 +7J

In deze tabel daat g voor g = k(m-3) + k(m-2) + k(m-l).

7901865 7.3.79 ' 26 PHN 9370 3) Konstant houden van de phases.

Tabel 8.

5 a(m) h k(m) A0 (m) ö >0 H -77/2 0 <0 +3 +37/2 0 =0 -1 - 77/2

Id 0 0 10 2 <0 +1 +77/2 2 >0 -3 -3ÏÏ/2 2 =0 +1 +77/2 3 <0 +2+7? 3 >0 -2 -77 15 3 =0 +2 +77 — I ........m—L· 1 E ·

In deze tabel staat h voor h = k(m-3) + k(m-2) + k(m-l) 20

Een zeven-waardi.ge code waarbij aan ieder datasym-bool twee tegengestelde phasedraaiingen van gelijke grootte zijn toegevoegd, toont de navolgende tabel 9.

Tabel 9.

25 ____ a (m) k(m) Δ0(ιη)

"0" +2, -2 +77, -7J

"1" -1, +i - 77/2, + 77/2 '•2'» 0 0 30 "3" -3, +3 -377/2, +377/2

Ook voor deze code laten zich regels geven \elke de keuze tussen de twee phaseveranderingen bepalen, welke analoog zijn aan de in de tabellen 6, 7 en 8 weergegeven

9 C

regels. Het spectrum van het gemoduleerde signaal laat zich in deze gevallen niet of nauwelijks onderscheiden van die van de voorafgaande gevallen.Terwijl dus het spectrum alle gewenste eigenschappen vertoont is de ontvanger iets gecom- 7901865 7.3.79 27 PHN 9370 liceerder. In deze ontvanger zal het nodig zijn om de phaseveranderingen + 77/2 te onderscheiden van -3 77/2 en de phaseverandering - 77/2 van +377/2 voor eenduidige bepaling van de overgedragen datasymbolen.

5 In een differentiële phase ontvanger volgens de stand van de techniek kan door een extra bemonstering midden in ' een symboolinterval de phaseverandering vanaf het begin van het symboolinterval bepaald worden.In de bovengenoemde gevallen bedraagt deze phaseverandering + 77/4 of -3 77/4 respec- 10 tievelijk -77/4 of +3 77/4 welke phaseveranderingen modulo -277 verschillend zijn. Met deze extra bemonsteringen in het midden van de symboolintervallen kunnen dan de phaseveranderingen, welke over een symboolinterval modulo 277 gelijk zijn toch onderscheiden worden.

15 Een universele niveauconverter voor omzetting van een vier—niveau signaal in een zeven-niveau signaal volgens de regels van tabel 6, 7 of 8 is geïllustreerd in Eig. l4. Het zal afhangen van de waarden van de coëfficiënten a, b en c volgens welke regels de omzetting zal plaats vinden.

20 Tabel 6; handhaven van de hellingsverander! ngj

a = -1; b = 1; c = O

Tabel 7j handhaven van de gemiddelde helling; a = -1; b — -1; c = -1

Tabel 8; konstant houden van de phase; 25 a = 1; b = 1; cal.

De niveauconverter bevat een ROM geheugen 38. Aan dit geheugen worden toegevoerd de datasymbolen a(m) in de vorm van 2—bit woorden en de 2-bit woorden c(m) welke afkomstig zijn van een vergelijker 39· Deze twee 2-bit woorden vormen 30 tezamen een 4-bit adres voor het ROM-geheugen. Op dit adres is de bijbehorende waarde k(m) bijvoorbeeld in de vorm van een 3~t>it woord opgeslagen.

De waarden c(m) geven aan of de uitdrukkingen voor f, -g of h groter dan nul, kleiner dan nul of gelijk aan nul zijn.

35 Deze informatie wordt als volgt afgeleid. De uit het ROM- geheugen gelezen woorden k(m) worden vertraagd in de vertra-gingssecties 40, 41 en 42 met een vertragingstijd van een symboolinterval. De woorden die in deze secties zijn opge- 7901865 7.3.79 * 28 PHN 9370 slagen worden vermenigvuldigd met de bovengenoemde coëfficiënten a, b en c in de vermenigvuldigers 43, 44 en 45 en daarna bij elkaar opgeteld in opteller 46. Vergelijker 39 bepaalt of de som groter dan nul, kleiner dan nul of 5 gelijk aan nul is.

De inhoud van het ROM-geheugen 38 is gespecificeerd in tabel 10. Deze is gelijk voor de drie tabellen 6, 7 en 8 wanneer uitdrukking g in tabel 7 wordt vervangen door -g.

10

Tabel 10.

Adr e s Inhoud a(m) c(m) k(m) 15 0 >0 -1 0 < 0 +3 0=0 -1 1 >0 0 1 < 0 0 20 1 =0 0 2 <0 +1 2 >0 -3 2=0 +1 3 < 0 +2 25 3 >0 -2 . - 3 = 0___4-2

De uitgelezen woorden k(m) worden toegevoerd aan D/Λ converter 47 welke aan de uitgang het analoge zeven- 30 niveau signaal levert. Wanneer het op de niveauconverter volgende laagdoorlaatfilter (vergelijk Fig. 7) als digitaal filter is uitgevoerd, dan kunnen de woorden k(m) rechtstreeks aan het filter worden toegevoerd. De D/A-omzetting vindt dan achter het filter plaats.

35 Wanneer de symbolen a(m) willekeurig (random) op treden met dezelfde waarschijnlijkheid, dan is het niet van belang in welke volgorde deze symbolen in de tabellen voorkomen. Deze volgorde moet voor een systeem met een zender 7901865 7.3.79 29 PHN 9370 en een ontvanger afgesproken worden, maar de ene volgorde resulteert in hetzelfde gemiddelde spectrum van het hoek-gemoduleerde signaal als de andere volgorde. Bijvoorbeeld zou de volgorde 3, 0‘, 1, 2 in tabel 5 vervangen kunnen 5 worden door de volgorde 1, 3» 0, 2 en iedere permutatie daarvan.

Een code colgens de onderstaande tabel 11 met een speciaal gekozen volgorde van de symbolen a(m), maar welke verder hetzelfde is als de code volgens tabel 5» kan worden 10 opgewekt door de codeerschakeling volgens Pig. 15.

Tabel 11.

a(m) k(m) 2i0(m) 15 "1" +2,-2 +77,-77 »2» -1, +3 -77/2, +3 77/2 »311 0 0 »0» +1,-3 +7/2» -3 77/2 20 , -v

De vier-niveau symbolen a(m; worden toegevoerd aan een modulo -4 optell®*48,waarin van de waarde van het symbool a(m) de waarde van het symbool b(m-l), dat verschijnt aan de uitgang van vertragingssectie 49, modulo -4 wordt afgetrokken.

25 . .

Het symbool b(m) dat verschijnt aan de uitgang van opteller 48 wordt toegevoerd aan vertragingssectie 49 en aan de lineaire opteller 50 waarin het symbool b(m-l) wordt opgeteld bij het symbool b(m). Het uitgangssignaal van opteller 50 is een zeven-niveau signaal met de signaalniveau's 30 van 0 tot 6. Door de lineaire opteller 51 wordt een signaal met het niveau -3 bij het uitgangssignaal van opteller 50 opgeteld. Het resultaat is een zeven-niveau signaal k(m) met de niveau’s van -3 tot +3, waaraan op eenduidige wijze - volgens de tabel 11 - de symbolen a(m) zijn toegevoegd.

35 , .

De waarden van de symbolen a(m) kunnen uit de waarden van k(m) worden afgeleid door bij deze waarden de waarde +3 modulo -4 op te tellen.

7901865 7.3.79 30 PHN 9370

De phaseveranderingen^0(m) welke zijn toegevoegd aan de symbolen k(m) zijn zodanig bepaald, dat voor twee niveau’s welke modulo -4 niet verschillen (zoals -1 en +3) de phaseveranderingen (-77/2, +371/2) modulo -277 niet 5 verschillen. Een gebruikelijke phaseontvanger maakt geen verschil tussen twee phasen welke 277 verschillen, zodat in deze ontvanger geen extra modulo -4 bewerking nodig is om de symbolen a(m) uit de phaseveranderingen (m) af te leiden.

10 De symbolen k(m) worden na laagdoorlaatfiltering aan een YCO (spanningsgestuurde oscillator) toegevoerd (Fig. 7) zodanig dat een oppervlakte eenheid van het meerniveausignaal (amplitudestap 1 en een lengte van een symboolinterval T) resulteert in een phaseverandering 15 van het oscillatorsignaal van 77/2. Door deze maatregel resulteren de waarden k(m) in de phaseveranderingen £0 (m) welke gelijk zijn aan k(m) .77/2.

Het spectrum van het met de phaseveranderingen ^0 (m) gemoduleerde signaal, gebruikmakende van de co-20 deerschakeling volgens Fig. 15 wijkt hoogstens enkele dB's af van het in Fig. 9 weergegeven spectrum. De gunstige werking van de codeerschakeling volgens Fig. 15 kan als volgt verklaard worden.

De waarschijnlijkheid van optreden van een phase-25 verandering van 0, 77/2, 77 , 3 77/2 radialen in positieve of negatieve richting voor een willekeurige reeks ingangs-symbolen a(m) bedraagt voor de inrichting volgens Fig. 15 achtereenvolgens l/k, 3/8, l/k en l/8. De phaseveranderingen met de grootste waarde treden met de kleinste waarschijnlijk-30 heid op. Dit is een belangrijke factor voor het reduceren van het spectrum van het hoekgemoduleerde signaal.

Een andere factor is, dat de overdrachtskarakteris-tiek van het netwerk dat wordt gevormd door opteller 50 en vertragingssectie k9 een maximum .vertoont bij gelijk-35 stroom. Dit betekent dat het netwerk de taadehs heeft om veranderingen in het uitgangssignaal tegen te gaan. Voor het phaseverloop betekent dit de tendens om de gemiddelde 7901865 7.3.79 31 PHN 9370 helling te handhaven. Dit komt tot uiting in Fig. 16 waarin in regel a een pseudo-willekeurige reeks symbolen a(m) is weergegeven, waarin in regel b de reeks uitgangssymbolen k(m) van de codeerinrichting van Fig. 15 is weergegeven en S waarin in tijddiagram _c het phaseverloop is geïllustreerd, aannemende dat de phase in een symboolinterval lineair verandert. Uit tijddiagram c blijkt dat de phase een golvende beweging maakt met weinig golven van grote amplitude en een in het algemeen gelijkmatig phaseverloop met 10 uitzondering in de toppen en dalen.

Andere binnen het concept van deze aanvrage gelegen mogelijkheden om het spectrum te reduceren zijn gelegen in de toepassing van een ingangssignaal met een ander aantal niveau's als vier. In het geval van drie niveau's bedragen 15 de phaseveranderingen 0, 2 Tl/3 en h 71 /3 radialen en kan voor twee van de niveau's een keuzemogelijkheid tussen een positieve phaseverandering en een negatieve phasever-andering worden geschapen.

Het is verder mogelijk het aantal waarden van k(m) 20 groter te kiezen door het introduceren van phaseveranderingen welke groter zijn dan 2"JÏ · Het kan voordelig zijn een phaseverandering in een bepaalde richting te vervangen door een grotere phaseverandering in de tegengestelde richting wanneer daardoor de tweede afgeleide naar de tijd van de phase af-25 neemt. Het introduceren van meer dan twee mogelijkheden voor de phaseverandering welke bij een ingangssymbool hoort, zal echter leiden tot ingewikkelde algoritmes voor het bepalen van de keuze tussen de verschillende mogelijkheden.

30 35 7901865

Claims (3)

7.3.79 -3 2 - PHN 9370 CONCLUSIES.

1. Stelsel voor de overdracht van n-niveau datasignalen van een zender naar een ontvanger waarbij de zender is voorzien van een draaggolfoscillator met een daarop aangesloten modulator voor het opwekken van een hoekgemodu- 5 leerde draaggolf met een nagenoeg constante amplitude en een continu, fase, met het kenmerk, dat de n-niveau datasignalen worden omgezet in intermediaire k-niveau signalen met meer niveau's als de n-niveau datasignalen (k>n) waarbij aan tenminste één van de datasymbolen van de n-niveau data- 10 signalen tenminste twee symbolen van het intermediaire k-niveau signaal zijn toegevoegd en met de k niveau's van het intermediaire meerniveau signaal de phaseveranderingen van het draaggolfsignaal in één symboolinterval volgens de reeks lopende van - (k-l)77/n tot + (k-l)7|/n met incre-menten van 2*7? /n corresponderen in een één op één relatie en de ontvanger wordt gevormd door een differentiële n-phase ontvanger, welke is ingericht voor het in ieder symboolinterval detecteren van één van n verschillende phaseverande ringen in veelvouden van 2 77/n. 20

2. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat voor de overdracht van een datasymbool van het n-niveau datasignaal waaraan tenminste twee symbolen van het intermediaire k-niveau signaal zijn toegevoegd een keuze wordt gemaakt tussen deze tenminste twee symbolen in afhankelijkheid 7801865 . * 9 7.3.79 -3 3- PHN9370 van het verloop van de phase van de hoekgemoduleerde draaggolf in tenminste de tvee voorafgaande symboolinter-vallen.

3. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat 5 bij de omzetting van het n-niveau datasignaal in het k-niveau intermediaire signaal een n-niveau verschilsignaal wordt gevormd door van het n-niveau datasignaal een tweede n-niveau signaal modulo-n af te trekken en een k-niveau somsignaal wordt gevormd .door bij het n-niveau verschil-10 signaal het tweede n-niveau signaal lineair op te tellen, waarbij het tweede n-niveau signaal door tijdvertraging uit het n-niveau verschilsignaal wordt afgeleid. b. Stelsel volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat met de symbolen van het k-niveau signaal welke aan het-15 zelfde symbool van het n-niveau datasignaal zijn toegevoegd phaseveranderingen corresponderen welke 271 verschillen. 20 25 30 35 7901865