DE3008567A1

DE3008567A1 - System fuer multipegeldatenuebertragung mit hilfe eines winkelmodulierten traegers konstanter amplitude

Info

Publication number: DE3008567A1
Application number: DE19803008567
Authority: DE
Inventors: Cornelis Bartholomeus Dekker; Frank De Jager; Dirk Muilwijk
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-03-08
Filing date: 1980-03-06
Publication date: 1980-09-18
Also published as: CH650117A5; FR2451136A1; DK152240C; NL7901865A; DK95080A; BE882111A; GB2044048A; GB2044048B; BR8001323A; IT1130303B; SE8001700L; FR2451136B1; AU530112B2; SE450679B; IT8020371A0; DK152240B; AU5616780A; DE3008567C2; US4320499A; JPS55123263A

Description

1.12.1979 -Γ PHN 9370

System für Multipegeldatenübertragung mit Hilfe eines winkelmodulierten Trägers konstanter Amplitude,

A. Hintergrund der Erfindung. AC 1). Gebiet der Erfindung. Die Erfindung bezieht sich, auf ein System zur Übertragung von n-Pegeldatensignalen von einem Sender zu einem Empfänger, wobei der Sender mit einem Trägeroszillator mit einem daran angeschlossenen Modulator zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägers mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase versehen ist.

In den letzten fünfzehn Jaren sind viele Modulationsmethoden zur wirksamen Datenübertragung über Fernsprechleitungen entwickelt und eingeführt worden. In fast allen Fällen führen diese Methoden zu einem modulierten Trägersignal, das Amplitudenänderungen aufweist, und es werden dabei lineare Modulatoren und Verstärker verwendet.

Diese Modulationsmethoden

eignen sich jedoch weniger gut für Datenübertragung über Funkverbindungen, weil in Funkübertragungssystemen ein hoher Leistungswirkungsgrad die Verwendung von Elementen mit einer nicht linearen Amplitudenübertragungsfunktion erfordert und das Spektrum am Ausgang eines derartigen Elementes, beispielsweise eines Klasse-C-Verstärkers, breiter ist als das am Eingang, wenn das Signal am Ein— gang Amplitudenänderungen aufweist. In Funkübertragungssystemen werden daher vorzugsweise Modulationsmethoden benutzt, die zu einem modulierten Trägersignal nahezu konstanter Amplitude (envelope) führen, was die Anwendung von Winkelmodulation bedeutet.

Das fortschreitende Bedürfnis an Systemen für Datenübertragung über Funkverbindungen stellt an die auf diesem Gebiet anzuwendenden Modulationsmethoden zugleich die Anforderung einer wirtschaftlichen

030038/0791

Benutzung der Bandbreite des verfügbaren Übertragungskanals, wobei weiterhin ein niedriger Pegel der Leistung
ausserhalb des Bandes dieses Übertragungskanals wegen der grossen Unterschiede in den Signalpegeln zwischen benach-

S barten Ubertragungskanälen notwendig ist. Sogar wenn dazu eine Modulationsmethode angewandt wird, die zu einem
winkelmodulierten Trägersignal mit einer kontinuierlichen Phase führt, wird dennoch das Spektrum dieses Trägersignals fast immer breiter sein als das des gleichwertigen Basisbandsignals. Eine Beschränkung dieses Spektrums

mittels eines Kanalfilters ist eine uninteressante Technik für Funkübertragungssysterne, weil die praktische Verwirklichung eines derartigen Filters mit einer genau vorgeschriebenen Amplitude- und Phasenkennlinie und oft einer sehr geringen relativen Bandbreite in dem Funkfrequenzge— biet besonders schwierig ist und viele Systemen ausserdem von dem Multikanaltyp sind, in dem die ausgestrahlte
Trägerfrequenz eine Vielzahl unterschiedlicher ¥erte
können annehmen muss. In Funkübertragungssystemen soll daher eine mögliche Beschränkung des Spektrums des winke!modulierten Trägersignals mittels Vormodulationstechniken
bewirkt werden.

Eine weitere Anforderung an die in Funkübertragungssystemen anzuwendenden Modulationsme-

thoden ist, dass der Empfänger die Datensignale zuverlässig detektieren können muss, auch wenn unbekannte Frequenzverschiebungen zwischen Sender und Empfänger auftreten. Ausserdem sollen die im Empfänger angewandten Detek— tionsmethoden zu einer Fehlermöglichkeit als Funktion des Signal-Rauschverhältnisses führen, die möglichst wenig

gegenüber der Fehlerrate für optimale Basisbandübertragung der Datensignale abweicht. Eine optimale Erfüllung dieser Anforderungen bedeutet, dass in dem Empfänger kohärente
Demodulation angewandt werden können muss und dass in

"^ Anbetracht der erforderlichen wirtschaftlichen Benutzung
von Leistung und Bandbreite die im Empfänger erforderliche Träger- und Taktsignalbezugswerte aus dem übertragenen

030038/0791

1.12.1979 Jf PHN 9370

modulierten Träger selbst zurückgewonnen werden können müssen.

A(2). Beschreibung des Standes

der Technik.

Zur Übertragung von Datensignalen wird zur Zeit häufig eine Modulationsmethode angewandt, die als PSK (Phase-Shift-Keying) bekannt ist und im Abschnitt 10 des Bezugsmaterials D(i) und im Abschnitt des Bezugsmaterials d(2) eingehend beschrieben ist. Wenn die PSK-Methode in ihrer Basisform angewandt wird, führt sie zu einem modulierten Trägersignal konstanter Amplitude, und die Datensignale lassen sich mit Hilfe orthogonaler kohärenter Demodulation optimal detektieren, wobei die dazu erforderlichen Träger- und Taktsignalbezugswerte aus dem übertragenen PSK-Signal selbst zurückgewonnen werden können.

Diese PSK-Methode weist folglich viele Eigenschaften auf, die für eine wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen erwünscht sind.

Das Leistungsdichtespektrum dieses PSK-Slgnals ist jedoch 20

relativ breit, und der Pegel der spektralen Nebenkeulen nimmt bei zunehmendem Frequenzabstand von der Trägerfrequenz nur langsam ab, wodurch in benachbarten Funküber— tragungskanälen Störungen mit einem unzulässig hohen Pegel

verursacht werden können.
25

Die Techniken zur Beschrankung

dieses PSK-Spektrums, die für wirtschaftliohe Datenübertragung über Fernsprechleitungen bereits seit langer Zeit angewandt werden (siehe beispielsweise das Bezugsmaterial D(3) ), sind für Funkübertragungssysteme uninteressant,

weil sie zu einem modulierten Trägersignal mit Amplitudenänderungen führen und in vielen Fällen ausserdem Kanalfilter benutzen. Wegen der vielen gewünschten Eigenschaften der PSK-Methode sind in jüngster Zeit Vormodulationstechniken zur Verringerung der spektralen Nebenkeulen

ohne Beeinträchtigung der gewünschten Eigenschaften viel Aufmerksamkeit gewidmet worden. Dabei wird die Impulsform für die modulierenden Datensymbole derart gewählt, dass das

030038/0791

1.12.1979 ^T. PHN 9370

modulierte Trägersignal konstanter Amplitude in der Mitte jedes Symbolintervalls dieselbe lennphase aufweist wie bei Anwendung der PSK-Methode, aber die Übergänge zwischen aufeinanderfolgenden Phasen möglichst allmählich.

sind. Eine gute Übersicht bereits vorgeschlagener Impuls-5

formen und der damit erzielten Verringerung spektraler Nebenkeulen ist in dem Bezugsmaterial D(4) angegeben. Eine Methode zur Bestimmung der Fehlerrate als Funktion des Signal-Rauschverhältnisses in diesen Fällen ist in dem Bezugsmaterial d(5) beschrieben worden.

B. Zusammenfassung der Erfindung.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, in einem System der eingangs erwähnten Art eine neue Konzeption eines Senders zur Verringerung des Spektrums

. durch Vormodulationstechniken zu schaffen, wobei der Sender mit einem Empfänger entsprechend dem Stand der Technik zusammenarbeiten kann und in einer praktischen Ausführung ein moduliertes Trägersignal nahezu konstanter Amplitude ausstrahlt, das eine schmalere spektrale Hauptkeule sowie auch

2„ für Frequenzen ausserhalb dieser spektralen Hauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als die bekannten PSK-Signale.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass die n-Pegeldatensignale in

2g intermediäre lc-Pegelsignale mit mehr Pegeln als die ii-Pegeldatensignale (k > n) umgewandelt werden, wobei mindestens einem der Datensymbole der n-Pegeldatensignale mindestens zwei Symbole des intermediären k-Pegelsignals zugeordnet sind und mit den k-Pegeln des intermediären Mehrpegelsignals die Phasenänderungen des Trägersignals in einem Symbolintervall der Reihe - (k - 1) If /τι bis +(k — 1) "TT/n mit Inkrementen von 2 T) /n in einer eins— zu-eins-Beziehung entsprechen und der Empfänger durch einen differentiellen n-Phasenempfänger gebildet wird, der in jedem Symbolintervall eine von η unterschiedlichen Phasenänderungen in Vielfachen von 2 Tr'/n detektiert.

C. Kurze Beschreibung der Zeichnungen .

030038/0791

1.12.1979 JT^ PHN 9370

An Hand der Zeichnungen

werden nunmehr Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihre Vorteile näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Blockschaltbild eines bekannten Systems mit Phasenmodulation,

Figur 2 das Blockschaltbild einer Modulationsstufe,

Figur 3 die Impulsform eines Datensymbols,

Figur 4 ein Phasendiagramm,

Figure 5a-g Zeitdiagramme, Figur 6 das Leistungsspektrum des modulierten Signals,

Figtu 7 das Blockschaltbild der Modulationsstufe nach der Erfindung,

Figur 8a-d Zeitdiagramme, Figur 9 das Leistungsspektrum des modulierten Signals,

Figur 10 das Blockschaltbild

2D eines ersten Pegelwandlers zum Gebrauch in diesem System nach der Erfindung,

Figur 11a-f Zeitdiagramme, Figur 12 eine Speichertafel für den Pegelwandler,

Figur 13 das Blockschaltbild eines differentiellen Phasenempfängers,

Figur 14 das Blockschaltbild

eines Universalpegelwandlers zum Gebrauch in dem System nach der Erfindung,

Figur 15 das Blockschaltbild eines dritten Pegelwandlers zum Gebrauch in dem System nach, der Erfindung,

Figur 16a-c Zeitdiagramme. D. Bezugsmaterial; (1) W.R. Benett, J.R. Davey, "Data Transmission".

New York : McGraw-Hill, I965.
(2) R.W. Lucky, J. Saltz, E.J. Weldon Jr., "Principles of

030038/0791

1.12.1979 JT PHN 9370

Data Communication". Few York, : McGraw-Hill, 1968.

(3) P.A. Baker ("Phase-Modulation Transmitter"), U.S. patent no. 3,128,342, April 7, 1964.

(4) L.J. Greenstein, "Spectra of PSK Signals with

Overlapping Baseband Pulses", IEEE Trans. Commun., Vol. COM25, Nr. 5, Seiten 523-530, Mai 1977.

(5) V.K. Prabhu, "PSK-Type Modulation with Overlapping Baseband pulses", IEEE Trans. Commun. Vol. Com-25, Nr. 9, Seiten 980-990, September 1977.

(6) J.P. Costas, "Synchronous Communications", Proc. IRE,

Vol. 44, Nr. 12, Seiten 1713-1718, Dezember I956. (7) ¥.C. Lindsey, M.K. Simon, "Carrier Synchronisation and Detection of Polyphase Signals", IEEE Trans. Commun. Vol. COM-20, Nr. 3, Seiten 441-454, Juni 1972.

(8) F.D. Tisi et al. ("Receiver for the Reception of Information Pulse Signals Located in a Prescribed Transmission Band"), U.S. Patent Nr. 3,590,386, Juni

29, 1971.
(9) S. Pasupathy, "Nyquist's Third Criterion, Proc. IEEE, Vol. 62, Nr. 6, Seite 86O-86I, Juni 19?4.

E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele .

E (i). Allgemeine Beschreibung. In Fig. 1 ist ein allgemeines Blockschaltbild eines Systems zur· Übertragung von Multipegeldatensignalen von einem Sender 1 zu einem Empfänger 2 dargestellt. Der Sender 1 ist mit einer Datensignalquelle 3 versehen, die durch eine Taktimpulssignalquelle 4 synchronisiert wird. Die der Quelle 3 entnommenen MuItipegeldatensignale mit einer Symbolfrequenz 1/T werden einer Modulationsstufe 5 mit einem Trägeroszillator 6 zum Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase zugeführt. Dieses modulierte Signal wird dem Ubertragungskanal über einen Ausgangskreis 7» in dem nötigenfalls Leistungsverstärkung und Übersetzung in das gewünschte Funkfrequenzband erfolgt, zugeführt.

030038/0791

1.12.1979 Jf PHN

Im Empfänger 2 wird dieses

modulierte Signal dem Ubertragungskanal über einen Eingangskreis 8 entnommen, in dem nötigenfalls Verstärkung und Übersetzung in das ursprüngliche Frequenzband erfolgt. Das übertragene modulierte Signal wird einer orthogonalen Demodulationsstufe 9 zugeführt, die zwei Produktdemodulatoren 10, 11 mit daran angeschlossenen Tiefpassfiltern 12, 13 enthält. Diese Demodulatoren 10, 11 werden durch zwei Bezugsträger mit einem Phaseuunterschied entsprechend

'Tf/2 gespeist. An dem Ausgang der Tiefpassfilter 12, 13 erscheinen dann zwei demodulierte Signale, die einem Regenerationskreis 14 mit zwei Abtastkreisen 15, 16" zugeführt werden, die durch ein Bezugstaktimpulssignal gesteuert werden. Die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte dieser zwei demodulierten Signale werden einem Signalverarbeitungskreis 17 zum Erhalten der ursprünglichen Multipegeldatensignale zugeführt, die zu einer Datensignal— senke 18 weitergeleitet werden. Weiterhin enthält der Empfänger 2 einen Trägerkreis 19 und einen Taktimpulskreis 20 zum Erhalten der erforderlichen Träger- und Taktimpulssignalbezugswerte aus dem übertragenen modulierten Signal selbst.

Die Struktur des Trägerkreises

19, der unmittelbar an den Eingangskreis 8 angeschlossen

ist, wird insbesondere durch die in der Demodulationsstufe 9 angewandte Detektionsmethode bestimmt. Im Falle differentieller Detektion werden die zwei Bezugsträger für jedes Symbolintervall aus dem übertragenen modulierten Signal in dem vorhergehenden Symbolintervall abgeleitet;

der Trägerkreis 19 kann dann ausgebildet werden auf die Art und Weise, wie dies in dem Bezugsmaterial d(1), Abschnitt 10,3 und in dem Bezugsmaterial d(2), Abschnitt 9.2.3 beschrieben worden ist. Im Falle kohärenter Detektion werden die zwei Bezugsträger einem Ortstriigergenerator entnommen, der auf dan (nicht modulierten) dem übertragenen modulierten Signal zugeordneten Träger phasenverriegelt wird. Für die Ausbildung des Träger-

030038/0791

1.12.1979 ßr PHK 9370

kreises 19 können dann mehrere genormte Techniken benutzt werden wie die Costas-Schleife, siehe Bezugsmaterial d(6), oder die N.Potenz-(multiplizier - und Teil)-Schleife, siehe Bezugsmaterial d(7), Abschnitt JIIA.

Es wird vorausgesetzt, dass in der Demodulationsstufe 9 kohärente Detektion angewandt wird und dass der Trägerkreis 19 als Costas-Schleife ausgebildet ist. Das Problem der Zweideutigkeit in der Phase der arif diese Weise erhaltenen Bezugsträger kann dann auf bekannte leise dadurch gelöst werden, dass die Datensignale in Termen von Pegelübergängen kodiert oder dadurch, dass die Datensignale in Blöcken von Symbolen organisiert und diesen Blöcken zusätzliche Symbole mit Information in bezug auf die richtige Trägerphase zugefügt werden.

Weiterhin wird hier vorausgesetzt, dass ein Bezugstaktimpulssignal mit der Symbolfrequenz l/T aus den demodulierten Signalen abgeleitet wird, wozu der Taktimpulskreis 20 an die beiden Ausgänge der Demodulationsstufe 9 angeschlossen ist. Dieser Taktimpuls-

kreis 20 kann ebenfalls auf mehrere bekannte ¥eisen ausgebildet werden; eine für die vorliegende Anwendung geeignete Ausbildung des Taktimpulskreises 20 lässt sich im Bezugsmaterial D(8) finden.

¥enn das in Fig. 1 dargestellte

System als PSK-System nach dem Bezugsmaterial d(4) und d(5) eingerichtet ist, kann die Modulationsstufe 5 im Sender 1 entsprechend dem funktionellen Blockschaltbild nach Figur 2 ausgebildet werden. Diese Modulationsstufe 5 enthält einen linearen Phasenmodulator 21, der durch einen Träger—

oszillator 6 mit einer konstanten Frequenz entsprechend der gewünschten Trägerfrequenz f gespeist wird und dein die

Datensignale der Quelle 3 über ein Filter 22 mit einer vorgeschriebenen Impulsantwort h(t) beschränkter Dauer zugeführt werden. Ein Beispiel der in dem genannten

Bezugsmaterial dargestellten Impulsformen der modulierenden Datensymbole ist in Figur 3 dargestellt, welches Beispiel einer Jmpulsantwort h(t) mit einer Dauer 2T und einer Racos-

030038/0791

1.12.1979 y PHN 9370

Form (Racos = "Raised Cosine") entspricht gegeben durch:

("cos² ( TT t/ 2T), 1 t/T 1 < 1 h(t) = j ^l * (1)

L° , I t/T

^V

(siehe Bezugsmaterial Di*!·), Tafel II).

Die Wirkungsweise dieser Modulationsstufe 5 wird untenstehend erläutert, und zwar für den Fall, dass am Ausgang der Quelle 3 ein bipolares 4-Pegeldatensignal in Form rechteckiger Spannungsimpulse mit einer Impulsbreite T und einer Impulshöhe 1 oder 3 erscheint. In diesem Fall hat das Filter 22 eine Impulsantwort h(t) entsprechend der Formel (i), und der Phasenmodulator 21 hat einen Verstärkungsfaktor entsprechend Tf/^/Amplituden-

.,. einheit. Am Ausgang des Phasenmodulators 21 erscheint dann ein PSK-Signal mit einer kontanten Amplitude, das wie folgt ausgedrückt werden kann:

sin

[ (w_ct ₊ 0 (t)] (2)

wobei w = 2 TT f und f die Trägerfrequenz ist. Für dieses PSK-Signal ist der Weg des Signalvektors

= exp

[(JJi (t) ] (3)

mit w t als Bezugswert in dem polaren Diagramm nach Figur h

durch einen ausgezogen Kreisbogen dargestellt. Die möglichen Signalstellen dieses Vektors "v^ in der Mitte der Symbolintervalle sind durch Punkte bezeichnet, die den Pegeln -3, -1, +1, +3 des 4-Pegeldatensignals des Ausgangs der Quelle 3 entsprechen.

An Hand der Zeitdiagramme nach Figur 5 wird die Wirkungsweise dieses PSK-Systems näher erläutert.

Das Zeitdiagramm a zeigt das zu übertragende 4-Pegeldatensignal der Quelle 3» wobei die quaternären Werte "0", "1" "2", und "3" sowie die entsprechenden Spannungswerte -3, -1, +1 und +3 dargestellt sind. Die Zufuhr dieses Datensignals a zu der Modulations-

030038/0791

1.12.1979 J/Γ PHN 9370

stufe 5 führt zu einem PSK-Signal entsprechend der Formel (2), dessen Phase 0 (t) in dem Zeitdiagramm b für den Fall 0 (θ) = - TT /k dargestellt ist.

Jn der Demodulationsstufe 9 wird

dieses PSK-Signal mit den beiden Bezugsträgern, und zwar mit sin (w t) im Demodulator 10 und mit cos (w t) im

C C

Demodulator 11, multipliziert. An dem Ausgang der Demodulatoren 10 und 11 erscheinen dann die niederfrequenten Anteile cos Γ 0 (t) 1 und sin [_ 0 ("Ό J » ^-ⁿ den Zeitdiagrammen _c und d dargestellt sind. In dem Regenerationskreis 14 werden die gefilterten niederfrequenten Anteile cos £ 0 (t) J und sin [_ 0 (t) J mit dem Bezugstaktimpulssignal abgetastet, wobei die Abtastimpulse zu Zeitpunkten t = ml + T/2 auftreten und m eine ganze Zahl ist. ~

Die Tiefpassfilter 12, 13 können auf herkömmlicher Weise optimalisiert werden (siehe Bezugsmaterial D(5), Seite 981). An dem Ausgang der Abtastkreise 15, 16 erscheinen die Reihen von Signalabtastwerten, die in den Zeitdiagrammen e_ und f

dargestellt sind. Der Signalverarbeitungskreis 17 ist 20

derart eingerichtet, dass die Polarität des Ausgangswertes der des Signalabtastwertes am Ausgang des Kreises 16 entspricht und dass die Grosse des Ausgangswertes dem Wert 1 für positive Polarität des Signalabtastwertes an dem Ausgang des Kreises 15 und dem Wert 3 für negative Polari— .

tat des letztgenannten Signalabtastwertes entspricht. Das Resultat ist ein regeneriertes 4-Pege!datensignal, das in dem Zeitdiagramm _g dargestellt ist und — abgesehen von einer konstanten Verzögerung um T/2 - dem zu übertragenden 4-Pege!datensignal in dem Zeitdiagramm a entspricht. "~

Das beschriebene PSK-System

xireist viele Eigenschaften auf, die zur Erfüllung der im obenstehenden erwähnten Anforderungen für wirtschaftliche Datenübertragung über Funkverbindungen erwünscht sind. Dennoch ist das Spektrum dieses PSK-Signals an dem Ausgang der Modulationsstufe 5 noch ziemlich breit, wie dies auch aus Figur 6 hervorgeht, in der die genormte spektrale Dichte P/T als Funktion der genormten Frequenz I (f - f )τ|

030038/0791

1.12.1979 yr PHN 9370

-43-

für das PSK-Signal nach, der Formel (2) mit einer Impulsform entsprechend Figur 3 in dem Fall von 4-Pegeldatnsignalen (siehe Bezugsmaterial d(4) Figur 2(b) auf Seite 528) dargestellt ist. Insbesondere zeigt Figur 6, dass der Pegel der spektralen Leistungsdichte für Frequenzen f, die etwa um die doppelte Symbolfrequenz l/T von der Trägerfrequenz f entfernt sind, nur etwa um

30 dB niedriger ist als der Pegel für die Trägerfrequenz f selbst. Für einen in Funkübertragungssystemen üblichen Kanalabstand von 25 kHz und ein 4-Pegeldatensignal mit einer Symbolfrequenz von 8 kHz bedeutet dies, dass das PSK-Signal in den beiden angrenzenden Übertragungskanälen Störungen mit einem wegen der grossen Unterschiede im Signalpegel unzulässig hohen Pegel verursachen wird.

Das beschriebene PSK-System nach dem Stand der Technik liefert einen winkelmodulierten Träger mit konstanter Amplitude, dessen Phase in der Mitte der Symbolintervalle einen der vier möglichen Werte -3 TT /k, - ~T\ /k, + ΤΓ/4, +3 Tt /h annehmen kann. Ein

2" derartiger Träger kann in nicht linearen Senderendstufen (Klasse-C) verstärkt werden, ohne dass das Spektrum verbreitert wird.

Das Spektrum dieses Signals ist jedoch noch ziemlich breit. In der nachfolgend beschriebenen Ausführungsform des PSK-Systems wird unter Anwendung von differentieller Phasenmodulation den vier möglichen Phasenänderungen - TT/2, O, + TT/2, + TT eine fünfte mögliche Phasenänderung - IT hinzugefügt. Dadurch, dass die Wahl zwischen den Phasenänderungen + 'Ti" und - TT" , die Modulo-2 Tl' gleich sind, durch den Phasenverlauf in vorhergehenden Symbolintervallen bestimmt wird, kann ein derartiger Phasenverlauf erhalten werden, dass das Spektrum schmaler gemacht wird. Diesem Umstand liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch eine geringe Krümmung des

Phasenverlaufes (zweite Ableitung nach der Zeit der Phase) ausserhalb der Hauptkeule des Spektrums weniger Leistung erzeugt wird.

030038/0791

1.12.1979

9370

Diese Massnahmen werden

nunmehr an Hand des bereits beschriebenen 4-Pegeldatensignals erläutert, wobei ein Datensymbol in einem Zeitintervall L ¹¹¹^f (m+i)TJ mit m entsprechend einer ganzen Zahl durch a(m) dargestellt wird und der Pegel von a(m) durch den entsprechenden quaternären Wert "O", "1", "2" oder "3" bezeichnet wird.

Die Erläuterung wird gegeben

für den Fall, dass die Phase 0 (t) zwischen den Zeitpunkten t = mT und t = (m+1)τ sich um einen Betrag Δ 0 (m) ändert, der bestimmt wird durch:

h 0 (m) = (k-1) Tf/n, , 0, +(k-1) TT /n

(inkrement : 2 TT /n)

worin η der Anzahl Pegel der Datensymbole entspricht und wobei in dem ersten Beispiel k = 5 ist.

Für diesen Fall (n = k) wird

weiterhin vorausgesetzt, dass die Beziehung zwischen der Phasenänderung Δ 0(m) und den Datensymbolen von dem Pegel von a(m) entsprechend der nachfolgenden Tabelle 1 abhängig ist.

Tabelle 1

a(m)	k(m)	t	*0(m*	)	f	f I I	O	/2
"O"	-2, +2			TT
Il "J II	-1		-	0
"2"	0			TT
It₃I,	^{+ 1}		⁺

Für den Pegel a(m) = "O", dem

die maximale absolute Phasenänderung von Tf zugeordnet wird wird der Yert von L, 0(m) durch die vorhergehenden Werte

L 0(m-i) und /L 0(m-2)- und folglich der ¥erte k(m-i) und k(m2-2)- entsprechend den Regeln der nachfolgenden Tafel 2 bestimmt.

030038/0791

1.12.1979

Tabelle 2.

PHN 9370

a(m) = "O"	> 0	1) > 0	k(m)	A0(m)
k(m-i) - k(m-2)	=0, k(m-	1) < 0	+2	+ TT j
k(m-i) - k(m-2)	= 0, k(m-		+2	+ ir ;
k(m-i) - k(m-2)	< 0		-2	~ TT
k(m-i) - k(m-2)	-2) = 0	-2	- Tr
k(m-i) = 0, k(m		+2	+ TT

20 25 30 35

Wenn a(m) = "O" ist und k(m-i) =

k(m-2) = O, könnte der Wert von Δ 0(m) durch, noch frühere Werte k(m-3), k(m-4),..... bestimmt werden. Da eine derartige Erweiterung wenig Vorteile bietet, wird aus den möglichen Werten -2 und +2 für k(m) jeweils die feste Wahl entsprechend der letzten Zeile der obenstehenden Tabelle gemacht.

Die Modulationsstufe 5 zum

Erzeugen eines winkelmodulierten Trägersignals mit einer Phase 0(t) entsprechend den obenstehenden Regeln kann verschiedenartig ausgeführt werden. Hier (Figur 7) wird vorausgesetzt, dass die Modulationsstufe 5 als Frequenzmodulationsstufe ausgebildet ist mit einem idealen spannungsgesteuerten Oszillator 6 (VCO), wobei die Ruhefrequenz f_Q jeweils der gewünschten Trägerfrequenz f entspricht und wobei die Verstärkungskonstante K gleich 7T/2 je Amplitudeneinheit je Symbolintervall T ist. Das funktionelle Blockschaltbild dieser Modulationsstufe 5 ist in Figur 7 dargestellt. In dieser Modulationsstufe 5 wird das 4-Pegeldatensignal der Quelle 3 in Figur 1 dem Oszillator 6 über einen Vormodulationskreis 23 zugeführt, der die Reihenschaltung eines Pegelwandlers 2h zur Umwandlung des 4-Pegeldatensignals in ein 5-P^egeldatensignal und eines Tiefpassfilters 25 mit einer Impulsantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, enthält. Dieser Pegelwandler 2k ist derart eingerichtet, dass die

030038/0791

1.12.1979 >* PHN 9370

eintreffenden 4-Pegeldatensymbole a(m) in intermediären Datensymbole k(m) mit 5 Pegeln umgewandelt werden, wobei die Beziehung zu den 4-Pegeln von a(m) in den Tafeln 1 und 2 gegeben ist.

Die ¥irkungsweise der Modulationsstufe 5 nach. Figur 7 wird nun erläutert für den Fall, dass die Datensymbole k(m) an dem Ausgang des ¥andlers 24 in Form rechteckiger Spannungsimpulse mit einer Impulsbreite T und einer Polarität und einer

, _N

Impulshohe, die den Werten k(m) entsprechen, erscheinen.

Weiterhin wird vorausgesetzt,

dass das Tiefpassfilter 25 die möglichst schmale Bandbreite ausweist (siehe das Bezugsmaterial d(i), Seite

65), so dass im Zusammenhang mit der an dieser Stelle 15

gewählten rechteckigen Impulsform während einer Zeit T der Datensymbole das Filter 25 eine tTbertragungsfunktion h(w) aufweist, die durch die nachstehende Formel angegeben wird:

sin (wT/2) (4)

H(w) = ) .2

° , w > ΤΓ/Τ

Die Erläuterung erfolgt an Hand der Zeitdiagramme in Figur 8.

Das Zeitdiagramm a aus Figur 8 zeigt dasselbe zu übertragende 4-Pegeldatensignal der Quelle 3 in Figur 1 als Zeitdiagramm a aus Figur 5· Infolge des Datensignals.a tritt an dem Ausgang des Pegelwandlers 24 ein intermediäres 5—Pegeldatensignal auf, das in dem Zeitdiagramm b dargestellt ist. Die Zufuhr dieses 5-Pegeldatensignals b zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 6 in Figur 7 über das Filter 25 führt zu einem winkelmodulierten Trägersignal konstanter Amplitude, das

030038/0791

1.12.1979 ^ PHN 9370

in der nachstehenden Form ausgedrückt werden kann:

sin [ w_ct + 0 (t)J (5)

Das Zeitdiagramm c_ aus Figur

8 zeigt die Phase 0(t) dieses Signals infolge des 5-Pegeldatensignals b für den Fall 0(o) - - Ti/k, Zum Vergleich zeigt das Zeitdiagramm d in Figur 8 die Phase 0 (t) des modulierten Signals an dem Ausgang der Modulationsstufe 5 in Figur 2 bei Zufuhr des Datensignals a.

oder mit anderen Worten die Phase 0 (t) bei Anwendung der ,

bereits beschriebenen PSK-Methode (siehe Zeitdiagramm b_

in Figur 5 ) ·

Wie auch aus dem Zeitdiagranun £ in Figur 8 hervorgeht, ändert sich die Phase 0(t)

zwischen den Zeitpunkten t = mT und t = (m+i)T um einen 15

Betrag Δ 0 (m) entsprechend + TT » + Tf/² oder O. Denn die Phase 0(t) an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 6 ist dem Integral seiner Eingangsspannung u(t) proportional, so dass gilt:

A0(m) =0 ( (m+1) T ) - 0 (mT) = K_q I ^{u(t) dt (6)}

mT wobei, wie erwähnt,

K_o = 7T/(2T) (7)

Weiterhin entspricht das Filter 25 dem dritten Nyquist-Kriteriuni, so dass gilt:

(m+1)t u(fc) dt = K f v(t) dt (8)

Δ 0(m) = K 30

mT

wobei v(t) die Ausgangsspannung des Pegelwandlers 2k ist, die für das Zeitintervall (mT, (m+I)τ ' dem konstanten Wert k(m) entspricht. Auf Grund dieser Formeln gilt für die Phasenänderung & 0(m):

Δ. 0 (m) = K_o k(m)T = k(m) ΤΓ/2 (9)

030038/0791

1.12.1979 )tf PHN 9370

Die Form der Phase 0(t) für

die Zeitpunkte t innerhalb des betreffenden Zeitintervalls [ mT, (m+i)T_J hängt von der spezifischen Wahl des Filters 25» das dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, ab. Sogar für die an dieser Stelle getroffene Wahl der möglichst schmalen Bandbreite für das Filter 25 stellt es sich heraus, dass die Stossantwort h(t) ihre signifikantesten Werte in einem zentralen Intervall mit der Länge 3T aufweist, so dass die Form der Phase 0(t) innerhalb des Zeitintervalls £ mT, (m-f-1 )τ J hauptsächlich durch die gefilterte Version des Datensymbols k(m) und in geringerem Masse durch die gefilterte Version der Datensymbole k(m-i) und k(m-f-i) bestimmt wird.

Die obenstehend beschrieben Massnahmen in der Modulationsstufe 5 nach Figur 7 bedeuten, dass für das Datensymbol a(m) mit einem Pegel "0", dem die Phasenänderungen /^ i^(ni) = + "Jy , zugeordnet sind, der Pegel k(m) an dem Ausgang des Wandlers 2k jeweils derart gewählt wird, dass die Richtung der Pegeländerung in den zwei vorhergehenden Symbolintervallen beibehalten wird, wie dies aus den Zeitdiagrammen a und b in Figur 8 hervorgeht. Dadurch wird vermieden, dass einer Phasenänderung von 'TT in der einen Richtung unmittelbar eine Phasenänderung von Tl* in der anderen Richtung folgen kann. Dies

^⁵ führt zu einer Phase 0(t) des modulierten Signals, die allmählicher variiert als in dem Fall der Anwendung der bekannten PSK-Methode, wie dies ein Vergleich der Zeitdiagramme ei und d. in Figur 8 erläutert.

Durch diesen allmählicheren Charakter der Phasenäiiderungen hat das betreffende modulierte Trägersignal ein Frequenzspektrum, das eine schmalere Hauptkeule sowie auch für Frequenzen ausserhalb dieser flauptkeule wesentlich weniger Leistung aufweist als das Frequenzspektrum des bekannten PSK-Signals (siehe Figur 6). Dies geht auch aus Figur 9 hervor, in der für den betreffenden Fall die genormte spektrale Leistungsdichte P/T als Funktion der genormten Frequenz (f - f ) T dargestellt

I C ι

030038/0791

1.12.1979 yr PHN 9370

ist. Insbesondere zeigt Figur 9» dass für Frequenzen f, die etwa um die doppelte Symbolfrequenz 1/T von der Trägerfrequenz f entfernt sind, der Pegel der spektralen Leistungsdichte gegenüber dem für die Trägerfrequenz f um

etwa 6O dB niedriger ist. Dagegen ist dieser Pegel für dieselben Frequenzen bei Verwendung der bekannten PSK-Modulationsstufe 5 nach Figur 2 nur um etwa 30 dB niedriger als der für die Trägerfrequenz f , wie Figur 6 zeigt. Die

Anwendung dieser Massnahmen bedeutet also, dass für Funkübertragungssysteme mit dem bereits genannten Kanalabstand von 25 kHz und 4-Pegeldatensignale mit einer Symbolfrequenz von 8 kHz die Störungen in den beiden benachbarten Ubertragungskanälen einen Pegel aufweisen, der zum grö'ssten Teil für die praktischen Anwendungen in dem funkfrequenten

¹^ Bereich niedrig genug ist.

Diese wesentliche Verringerung

der Leistung ausserhalb des Bandes der spektralen Hauptkeule wird mit Hilfe einer Modulationsstufe 5 erhalten, die nach Figur 7 einen Pegelwandler 24 und ein Tiefpassfilter 25 enthält. Obschon der Pegelwandler 24 auf verschiedene Weise ausgebildet werden kann, bietet eine Verwirklichung in digitalen Techniken viele praktische Vorteile.

Als Beispiel zeigt Figur 10 einen digitalen Pegelwandler 24 mit einfacher Struktur. Diese einfache Struktur ist dadurch erhalten worden, dass ein Digitalspeicher 26 in Form eines Festwertspeicher ROM verwendet worden ist, in dem an den Speicherstellen 3-Bit-Worte gespeichert sind, die die 5 möglichen Werte -2, -1, O, +1, +2 von k(m) darstellen, und diese 3-Bit-Worte werden mit der Symbolfrequenz 1/T ausgelesen und mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers 27 in die entsprechenden Spannungswerte der 5-Pegeldatensymbole k(m) umgewandelt. In diesem Fall werden die 4-Pegeldatensymbole a(m) der Quelle 3 in Figur 1 dem Pegelwandler 24 zugeführt, und zwar in Form von 2-Bit-Worten, die die 4 möglichen Pegel "0", "1", "2", "3" von a(m) darstellen. Wie bereits erläutert,

030038/0791

1.12.1979 >8- PHN 9370

hängt der Wert k(m) von dem Datensymbol a(m) sowie von den beiden vorhergehenden Werten k(m-i) und k(m-2) ab. Dies bedeutet, dass die Adresse A(m) für die Speicherstelle des 3-Bit-¥ortes k(m) im Speicher 2.6 aus dem 2~Bit-¥ort a(m) und den beiden 3-Bit-¥orten k(m-l), k(m-2) zusammengestellt werden muss, die dadurch erhalten werden, dass die aus dem Speicher 26 ausgelesenen 3-Bit-Worte zwei Verzögerungseinlieiten 28, 29 mit je einer Verzögerungszeit entsprechend einem Symbolintervall T zugeführt werden. Diese Adresse A(m) ist also ein 8-Bit-Yort, das mit Hilfe eines Adressierkreises 30 aus den ¥orten a(m), k(m-i) und k(m-2) zusammengesetzt wird, und zwar auf die in Figur 10 dargestellte ¥eise: Die ersten zwei Bits stellen das Datensymbol a(m) dar, die folgenden drei Bits die ¥erte k(m-i) und die letzten drei Bits den ¥ert k(m-2). Die Steuersignale mit der Frequenz 1/T für den Adressierkreis 30, den Speicher 26 und den Digital-Analog- ¥andler 27 erzeugt ein Zeitsteuerkreis 31» der mit der Taktimpuls signalquelle k in Figur 1 synchronisiert ist.

Aus den beiden obenstehend gegebenen Tabellen 1 und 2 kann dann auf einfache ¥eise abgeleitet werden, welche 3-Bit—Vorte an den Speicherstellen gespeichert werden müssen. Aus der Tabelle 1 folgt, dass an allen Stellen mit einer Adresse a(m), von denen die ersten zwei Bits den · Pegel a(m) = "1" darstellen, ein für den ¥ert k(m) = -1 repräsentatives 3-Bit-¥ort gespeichert ist und auf gleiche ¥eise an allen Stellen mit einer Adresse A(m), von denen die ersten zwei Bits den Pegel a(m) = "2" bzw. den Pegel a(m) = "3" darstellen, ein 3-Bit-¥ort gespeichert ist, das für den ¥ert k(m) = O, bzw. den Yert k(m) = +1 repräsentativ ist. An den Stellen mit einer Adresse A(m), von denen die ersten zwei Bits den Pegel a(m) = "0" darstellen, ist ein 3-Bit-¥ort gespeichert, das für den ¥ert k(m) = -2 oder den ¥ert k(m) = +2 repräsentativ ist, abhängig von den übrigen sechs Bits der Adresse A(m). Die Zeilen in der Tabelle 2 zeigen dann, welcher dieser ¥erte, +2 oder -2, gewählt werden muss. So folgt bei-

0 3 0038/0791

1.12.1979 >T9 PHN 9370

-34'

spielsweise für eine Adresse A(m) mit a(m) = "0", k(m-i) = 0, k(m-2) = -1 aus der ersten Zeile dieser Tabelle 2 der Wert k(m) = +2 und für eine Adresse A(m) mit a(m) = "0", k(m-i) = +1, k(m-2) = +2 aus der vierten

Zeile dieser Tabelle der Wert k(m) = -2.

Für das Tiefpassfilter 25 in

Figur 7 bietet eine Verwirklichung als digitales Transversalfilter praktische Vorteile« Die 5-Pegeldafcensymbole k(m) des Pegelwandlers 2k in Figur 7 werden dann in Form von Signalabtastwerten mit dem Wert k(m) diesem digitalen Transversalfilter zugeführt. Wegen der Dirac-Impulsform der Datensymbole k(m) muss dieses digitale Transversalfilter eine Übertragungsfunktion H'(w) aufweisen, die durch die folgende Formel dargestellt wird:

wobei h(w) durch die Formel (4) gegeben ist. Die dem Wert H'(w) zugeordnete Stossantwort h^!(t) entspricht dann der Antwort h(t) zu einem einzigen Impuls mit der Breite T und der Höhe 1 eines Filters mit der Übertragungsfunktion h(w) · Da ein Transversalfilter eine Stossantwort endlicher Dauer aufweist und die Stossantwort h'(t) = h(t) unendlich lang ist, wird eine gewisse Beschränkung dex· Dauer der Stossantwort akzeptiert werden müssen. Es stellt sich jedoch heraus, dass diese Stossantwort h'(t) = h(t) ihre signifikantesten Werte in einem zentralen Intervall mit der Länge von 3T aufweist und ihre Werte ausserhalb eines zentralen Intervalls mit der Länge von ψΐ nur noch wenig von dem Wert null abweichen. Wenn nun die Dauer der Stossantwort des digitalen Transversalfilters auf das zentrale Intervall mit der Stossantwort li'(t) = h(t) mit einer Länge von 5T bzw. 7T beschränkt wird, bildet die Übertragungsfunktion dieses Tranversalfilters eine gute bzw. sehr gute Annaheming von H'(w) entsprechend der Formel (1O). An den Ausgang dieses digitalen Transversalfilters wird noch ein einfaches Tiefpassfilter zur Unterdrückung unerwünschter Signale mit der Ausgangs-

030038/0791

■].Ί2*ϊ979 2& PHN 9370

-22. -

abtastfrequenz und. deren Vielfachen angeschlossen. Die Einflüsse dieser Beschränkungen der Stossantwortdauer auf das Frequenzspektrum am Ausgang der Modulationsstufe

aus Figur 7 sind in Figur 9 durch gestrichelte Kux-ven mit g

der Dauer 5T und 7T als Parameter dargestellt. Die Abweichungen dieser gestrichelten Kurven gegenüber den ausgezogen Kurven für eine Stossantwort h'(t) = h(t) unbeschränkter Dauer erhalten erst eine wirkliche Bedeutung für die Frequenzen f, für die Γ (f - f ) T I (c{

grosser als 2 ist, aber auch dann haben die Störungen in den beiden benachbarten Übertragungskanälen, die durch die Leistung ausserhalb des Bandes der spektralen Hauptkeule verursacht werden, einen Pegel, der in den meisten Fällen der praktischen Anwendungen in Funkübertragungssystemen

akzeptierbar ist.

Bisher wurde vorausgesetzt, dass

das Tiefpassfilter 25 in Figur 7 eine möglichst schmale Bandbreite aufweist, aber dieses Filter kann auch eine grössere Bandbreite aufweisen. Aus dem Bezugsmaberial d(9)

ist bekannt, dass eine Übertragungsfunktion mit einer Stossantwort, die dem dritten Nyquist-Kriterium entspricht, auf eine Übertragungsfunktion N₁(W) mit einer Stossantwort, die dem ersten Nyquist-Kriterium entspricht,

zurückgeführt werden kann. Auf Grund dieses bekannten 25

Ergebnisses und der gewählten rechteckigen Impulsform mit einer Dauer T der Datensymbole kann die Übertragungsfunktion H(w) des Filters 25 in allgemeinerer Form beschrieben werden als:

(w T/2)²

H (w) = - . N (w) (11)

sin (w T/2)

Ein Eindruck des Einflusses der

Bandbreite kann dadurch erhalten werden, dass für N^ (w) die Klasse von Racοs-Kennlinien (Racos = "Raised cosine") angewandt wird, siehe Bezugsmaterial d(2), Seiten 5Ο~51· Eine Racos-Kennlinien besteht aus einem Teil mit konstanter Amplitude und einem Teil mit sinusförmig abnehmender Amplitude und kann durch einen Parameter 06 spezifiziert

030038/0791

1.12.1979 2& PHN 9370

werden, der angibt, wieviel die Breite des Frequenzbandes grosser ist als die minimale Nyquist Breite Tf¹/T. In dem Fall c?o = 0 ist H(w) nach der Formel (11) gleich h(w) nach der Formel (4), und das Filter 25 weist eine möglichst schmale Breite auf. Aus dem Bezugsmaterial d(2), Seiten 50-51» ist bekannt, dass N₁(W) für eine Racos-Kennlinie wie folgt geschrieben werden kann:

Λ , 0 ^ w < (1-tX.) 'Tf/T

(

₁ (w) =^0,5 ^(1-sin ((wT-Tf)/2o6), (i-oc) TT/T^w

< (1+** ) 77* /T

0 , w > (1+ (Xi)TT/T

Der Einfluss der Breite des Frequenzbandes von H(w) nach der Formel (11) auf das Spektrum am Ausgang der Modulationsstufe 5 in Figur 7 kann dadurch ermittelt werden, dass der Parameter qC von N₁(W) nach der Formel (12) geändert wird. Im allgemeinen stellt es sich heraus, dass niedrigere Werte des Parameters 'jxu eine bessere Verringerung der Leistung ausserhalb des Bandes der spektralen Hauptkeule ergeben als höhere Werte. Wenn nun die Dauer der Stossantwort des Filters 25 auf ein zentrales Intervall mit der Länge von 5 T beschränkt und der Parameter geändert wird, stellt es sdch heraus, dass die spektrale Leistungsdichte von der für oG = 0, die durch eine punktierte Kurve in Figur 9 dargestellt ist, nicht nennenswert abweicht, wenn OC kleiner ist als 0,25. Dies erleichert die Anforderungen an h(w) und vereinfacht die praktische Ausbildung des Filters 25 als digitales Tranversalfilter mit einer Übertragungsfunktion H'(w) nach der Formel (1O).

In der Modulationsstufe 5

nach Fig. 7 kann der Vormodulationskreis 23 nun als Ganzes in digitaler Technik verwirklicht werden, indem die obenstehende digitale Ausbildung des Tiefpassfilters 25 mit der des Pegelwandlers 24 nach Figur 10 kombiniert wird, wobei der Digital-Analog-Wandler 27 an dem Ausgang des

030038/0791

1.12.1979 ^as PHisr 9370

Pegel wand le r s 24 in Figur 10 und. der Analog-Digital-Wandler an dem Eingang des digitalen Transversalfilters fortfallen können, weil die aus dem Speicher 26 in Figur 10 ausgelesenen 3-Bit-¥orte k(m) unmittelbar in einem derartigen Digitalfilter verarbeitet werden können.

Das modulierte Trägersignal am

Ausgang der Modulationsstufe 5 in Figur 7 kann in dem Empx'änger 2 nach Figur 1 verarbeitet werden.

Die Wirkungsweise dieses Emp— fängers 2 wird an Hand der Zeitdiagramme in Figur 11 näher erläutert. Dabei wird vorausgesetzt, dass an dem Eingang des Empfängers 2 ein winkelmoduliertes Trägersignal nach der Formel (5) mit einer Phase 0(t) entsprechend dem Zeitdiagramm £ in Figur S erscheint, wobei die Phase 0(t) abermals in dem Zeitdiagramm a nach Figur 11 dargestellt ist. Eine Multiplikation dieses Signals mit dem Bezugs— träger sin (w t) im Demodulator 10 und mit dem Bezugsträger cos (w t) im Demodulator 11 führt dann zu den niederfrequenten Anteilen cos j_ 0(t) J und sin Γ 0 (t) J , die in den Zeitdiagrammen b bzw. £ nach Figur 11 dargestellt sind. Die Zeitdiagramme cL und _e aus Figur 11 zeigen die Reihen von Signalabtastwerten an dem Ausgang der Abtastkreise 15 bzw. 16, wenn die Abtastimpulse zu den Zeitpunkten t = mT auftreten. Zum Schluss zeigt das Zeit-

^⁵ diagramm f_ das regenerierte 4-Pegeldatensignal am Ausgang des Signalverarbeitungskreises 17, das -abgesehen von einer konstanten Verzögerung über ein Symbolintervall- dem zu übertragenden 4-Pegeldatensignal, wie dies in dem Zeitdiagramm a nach Figur 8 dargestellt ist, entspricht.

Aus dem Zeitdiagramm a in Figur 11 geht hervor, dass bei 0(θ) = - If /4 die Phase 0(t) zu den Zeitpunkten t = mT immer gleich + "ff/4 oder ungeraden Vielfachen davon ist. Für die Phasenänderung Δ $(m) in einem Symbolintervall [^mT, (m+i)TJgilt dann, dass die Polaritäten der Signalbatastwerte d und e^ zu dem Zeitpunkt t = (m+1) T am Ende dieses Intervalls ausreichen zur Bestimmung des Wertes Modulo - 2 Tf der Phase ^(m+i)T ),

030038/0791

1.12.1979 23 PHN 9370

-2S-

und dass ebenso die Polaritäten der Signalabtastwerte d_ und £ zu dem Zeitpunkt t = mT am Anfang dieses Intervalls ausreichen zur Bestimmung des Wertes Modulo-2 If der

Phase 0 (mT). Die Kombination der Polaritäten der Signalg

abtastwerte ei und e_ zu den Zeitpunkten t = mT und t = (m+i)T reichen zur Bestimmung, ob die Phasenänderung

&0(m) gleich - ΤΓ/2, 0, + TT/2 oder + Jf ist. Auf Grund der obenstehend beschriebenen Beziehungen zwischen der Phasenänderung Δ 0 (_m) und den Datensymbolen a(m) kann der Pegel des übertragenen Datensymbols a(m) unzweideutig festgelegt werden, und zwar durch die genannten Kombinationen von Polaritäten der Signalabtastwerte d und ej. Die Tatsache, dass zwischen /l 0(m) = - TT und j-^ 0 (m) = + 77" kein Unterschied gemacht wird, ergibt keine Schwierigkeiten: die beiden Werte Δ 0{m) entsprechen ja demselben Pegel "0" des Datensymbols a(m). Da die Phase 0 (t) zu dem Zeitpunkt t = mT vier unterschiedliche Werte annehmen kann, sind für jeden der Pegel der Datensymbole a(m) vier verschiedene Kombinationen der Polaritäten der Signalabtast-. .

werte d und e_ zu den Zeitpunkten t = mT und t = (m+1)T möglich. Die Kombinationen und die entsprechenden Pegel von a(m) sind in der Tabelle nach Figur 12 dargestellt.

Figur 13 neigt einen Signalverarbeitungskreis 17 mit einer einfachen Struktur, die 25

auf den obenstehenden Erwägungen basiert. Diese einfache Struktur ist erhalten worden durch Verwendung eines digitalen Speichers 32 in Form eines Festwortepeichers ROM, wobei an den Speicherstellen 2-Bit-Worte gespeichert sind,

die die möglichen Pegel "0", "I", "2", "3" des Daten-30

symbols a(m) darstellen und die mit der Syinbolfrequenz l/T ausgelesen und mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers 33 in die entsprechenden Spannungswerte der Datensymbole a(m) umgewandelt werden. Mit Uilfe eines Adressierkreises

3h wird die Adresse für die Speichers teile des 2-Bit-35

Wortes a(m) aus der Kombination der Polaritäten der Signalab tast wer te d. und £ zu den Zeitpunkten t = (m+1 ) T und t = mT zusammengesetzt, wobei diese letztere Polax'itäten

030038/0791

1.12.1979 £*T, PHN 9370

zu den Zeitpunkten t = (m+i) T an dem Ausgang der Verzögerungselemente 35 j 36 verfügbar sind, die an die Abtastkreise 15» 16 angeschlossen sind und je eine Verzögerungszeit entsprechend dem Symbolintervall T aufweisen. Aus der Tabelle nach Figur 12 l'olgt dann, welche 2-Bit-Worte an
den Speicherstellen gespeichert werden müssen. Die Steuersignale mit der Frequenz 1/Γ für den Adressierkreis 34,
den Speicher 32 und den Digital-Analog-Wandler 33 kommen
von einem Zeitsteuerkreis 37s der an einen Taktimpulskreis 20 in Figur 1 angeschlossen ist.

Wenn die Tiefpassfilter 12, 13

in diesem Empfänger 2 auf herkömmliche Weise optimalisiert sind, stellt es sich heraus, dass die Fehlerrate als Funktion des Signal-Rauschverhältnisses in dem betreffenden

¹^ Fall praktisch gleich der ist im Falle einer Verwendung der bekannten PSK-Modulationsstufe 5 nach Figur 2.

Durch Verwendung des Pegelwandlers nach Figur 10 wird ein Datemibertragungssystem erhalten, das dieselben gewünschten Kommunikationseigenschaften

²^ aufweist ivie die bekannten PSK-Systeme, das aber das verfügbare Frequenzspektrum wirtschaftlicher ausnutzen kann
als diese bekannten PSK-Systeme, und zwar durch die wesentliche Verringerung der Leistung aus serhalb des Frequenzbandes der spektralen Ilauptkeule, die in dem beschriebenen Beispiel ausserdem schmaler ist.

Ein fliessender Verlauf der

Phase mit der Zeit, wobei der zweite zeitliche Differentialquotient der Phase möglichst klein ist, ist zum
Erhalten eines schmalen Spektrums des phasenmodulierten

^o0 Signals günstig.

Bei der Wahl der Phasenänderung

-ί- ΊΤ oder - Γι können unterschiedliche Regeln befolgt
werden, und zwar abhängig von dem Gesichtspunkt, der eingenommen wird.

Nach einem ersten Gesichtspunkt

muss die iinderung der Neigung des Phasenverlaufes, die
in den vorhergehenden Symbolintervallen eingesetzt ist,

030038/0791

1.12.1979

PHN 9370

gleichmässig gemacht werden. Die sich daraus ergebende Regel, wenn zwei vorhergehende Symbolintervalle in Betracht gezogen werden, ist in der vorhergehenden Tabelle 2 angegeben.

Zweitens kann angenommen wer den, dass möglichst wenig von der mittleren Neigung des Phasenverlaufes in den vorhergehenden Symbolintervallen abgewichen werden muss. Die sich daraus ergebende Regel für drei vorhergehende Symbolintervalle ist in der untenstehenden Tabelle 3 angegeben.

	Tabelle	2·	k(m)	Δ 0(m)	1)
a(m) = "O"		+2 -2 +2	+ Tf " TT + TT
k(m-i)+k(m-2) + k(m-i)+k(m-2) + k(m-i)+k(m-2) +	k(m-3) >0 k(m-3) < 0 k(m-3) = 0

1) Im wesentlichen besteht hier die freie Wahl zwischen + ^rvf und - /f .

Ein dritter Gesichtspunkt kann

sein, dass die Phase möglichst lange konstant gehalten werden muss, oder mit anderen Worten, dass die Änderungen der Phase oder die Neigungen in dem Phasenverlauf möglichst klein gehalten werden müssen. Die Regel, die sich daraus bei der Berücksichtigung dreier vorhergehender Symbolintervalle ergibt, ist in der untenstehenden Tabelle h angegeben.

Tabelle 4.

a(m) = »0»	k(m)	Δ 0 (m)
k(m-i) + k(m-2) + k(m-3) < 0 k(m-i) + k(m-2) + k(m-3) > 0 k(m-i) + k(m-2) + k(m-3) = O	+2 ^o +2	+ If *- If* + If

In dem obenstehenden gibt es für nur ein Datensymbol eine Wahl zwischen zwei Phasenänderungen, für die anderen Datensymbole liegt die Phasen-

030038/0791

1o12.1979

PHN 9370

änderung feste Dieses System kann nun erweitert werden, indem auch für andere Datensirmbole eine Uahlmoglichkeit geschaffen wird, und ξwar abhängig vom "vorangehenden Phasenverlauf„ Ein Beispiel davon ist in der nachfolgenden Tabelle 5 angegehen»

	Tabelle	Δβ'(ιπ)	■ΪΓ
	k(m)	+ ■7Γ , -	+3 7"
	■Vet g =<i	-Tf/ζ,
	-1, +3	0
	0	J. Tf /O
	, -ι ο

a(;n) I	- / !
I I, ο !j ]
"O" j	TT /2 ■■
η 1 ί I
ΐϊ ο ?i ; C~ '

Wach dieser Tabelle wird das

vierv/ertige Datensignal a(ia) in ein siebenxirertiges Signal k(m) umgewandelt und jedem der sieben Werte von k(m) eine bestimmte Phasendrehung zugeordnet« Es sei bemerkt, dass die Phasendrehungen, die dem Datensymbol "2" zugeordnet sind, Modulo-2 Tf gleich sind. Dasselbe gilt für die Symbole "O" und "3", so dass ein üblicher differentieller Phasenempfanger entsprechend dem Stand der Technik die Symbole a(m) auf eindeutige ¥eise aus den Phasenänderungen Δ 0(m) ableiten kann.

Das Beeinflussen des Phasen-

Verlaufes kann entsprechend den obenstehend angegebenen drei Gesichtspunkten erfolgen, die zu den Regeln führen, die in den untenstehenden Tabellen 6-8 niedergelegt sind.

l) Beibehalten der Neigungsänderung.

030038/0791

1.12.1979

PHN 9370

Tabelle 6,

a(m)	f	k(m)	&0(m) I
O	>o	-1	- TT/2
O	<o	+3	+ 3 TT/2
O	= 0	·" 1	- π/2
1	d	O	O
2	<O	+ 1	+ Tt /2 j
2	>O	_ O	-3 TT /2
2	= 0	+ 1	+ ΤΓ/2
3	<o	+2	+ π
3	>o	-2	" Tf
3	= 0	+2

In dieser Tabelle steht f für f = k(m-2) - k(m-i) und bedeutet d, dass der Wert von f nicht wichtig ist.

2) Beibehalten der mittleren Neigung.

Tabelle

f a(m)

j	O
E I 1 {	O
ι
ΐ	O
j ί ι	1 2
I I	2
ί	2
	3
	3
ί	3

< ο

<0 =

k(m)

-I

+3

-1

*" 3 + 1 -ί-2

+ 2

- ΤΤ/2

+3 VT/: ο

+ T//2

-3 Γί/2

+ TT/2

+ "it + Ii

Im dieser Tabelle steht g· Tür g = k(m-;3) + k(m-2) + k(in-l).

3) Konstantha I ben der Ptiawe

030038/0791

300856?

1.12.1979

PHN 9370

10 15

	Tabelle 8.	+ 1	Δ 0(m)
a(m)		-3	- It/2
! °	h j k(m)	+ 1	+3 IT/2
I ! °	>0 I .1	+2	- TT/2
I °	<0 j +3	-2	0
j 1	= 0 j -i		+ TT/2
i 2	d 0		-3 7Γ/2
I ²	C 0		+ 77*/2
	>o	+ TT
I 3	= 0	~ Ti"
I 3	<~. 0	⁺ /τ !
I 3
=0

20

In dieser Tabelle stellt h für h = k(m-3) + k(k-2) + k(m-i). Ein siebenwertiger Kode, wobei

jedem Datensymbol zwei entgegengesetzte Phasendrelrungen gleicher· Grosse zugeordnet sind, zeigt die nachfolgende Tabelle 9.

30

	(m)	I	+2	k(m)	Tabelle 9.	+ TT	ί	/2
	0"	i i	-1	, -2
a	1 "	I		, +1		, +3	/Τ/2
Il	2 "	£ f	-3	0
Il	3"			, +3
Il
It		A0(m)
	+ ir , -
- Tr/2,
i °
; -3 TT /2

Auch für diesen Kode lassen

sich. Regeln angeben, die die Wahl zwischen den zwei Phasenänderuiigen bestimmen,, die den in den Tabellen 6, 7 und 8 dargestellten Regeln entsprechen. Das Spektrum des modulierten Signals lasst sich in diesen Fällen nicht oder kaum %^roii dem der vorhergehenden Fälle underscheiden.

030038/0791

1.12.1979 30"" PHN 9370

-GA-

Während also das Spektrum alle gewünschte Eigenschaften aufweist, ist der Empfänger etwas komplizierter. In diesem Empfänger wird es notwendig sein, die Phasenänderungen + Tf/2 von -3 lf/2 und die Phasenänderung - Tt/2 von +37Γ/2 zur eindeutigen Bestimmung der übertragenen Datensymbole zu unterscheiden.

In einem differentiellen

Phasenempfänger nach dem Stand der Technik kann durch eine zusätzliche Abtastung mitten in einem Symbolintervall die Phasenänderung vom Anfang des Symbolintervalls an bestimmt werden. In den obengenannten Fällen beträgt diese Phasenänderung + Tr*/h oder -3 TT /h bzw. - TX/k oder +3 'TT/4, die Modulo-2T?" verschieden sind. Mit diesen zusätzlichen Abtastungen in der Mitte der Symbolintervalle können dann ¹^ die Phasenänderungen, die über ein Symbolintervall Modulo-2 TT gleich sind, dennoch unterschieden werden.

Ein universaler Pegelwandler

zur Umwandlung eines Vierpegelsignals in ein Siebenpegelsignal nach den Regeln der Tabellen 6, 7 oder 8 ist in Figur 14 dargestellt. Es wird von den Werten der Koeffizienten a, b und c abhängen, entsprechend welchen Regeln die Umwandlung erfolgen wird.

Tabelle 6; Beibehalten der Neigungsänderung;
a = -1 ; b = 1; c =. O

Tabelle 7; Beibehalten der mittleren Neigung;

a = -1; b = -1; c = -1 Tabelle 8; Konstanthalten der Phase;

a=1;b=1;c=1.

Der Pegelwandler enthält einen

ROM-Speicher 38. Diesem Speicher werden die Datensymbole a(m) in Form von 2-Bit-Worten sowie die 2-Bit-Worte c(m), die ein Vergleicher 39 erzeugt, zugeführt. Diese zwei 2-Bit-Worte bilden zusammen eine 4-Bit-Adresse für den ROM-Speicher. An dieser Adresse ist der zugeordnete Wert k(m),

030038/0791

3Q08567

1.12.1979

9370

-32-

beispielsweise in Form eines 3-Bit-Wortes, gespeichert.

Die ¥erte ^c(ni) geben an, ob

die Ausdrücke für f, -g oder h grosser als Null, kleiner als Null oder gleich Null sind. Diese Information wird wie folgt abgeleitet. Die aus dem ROM-Speicher ausgelesenen Worte k(m) werden in den Verzögerungselementen 40, 41 und 42 mit einer Verzögerungszeit entsprechend einem Symbolintervall verzögert. Die ¥orte, die in diesen Elementen gespeichert sind, werden mit den obengenannten Koeffizienten a, b und c in den Multiplizierern 43, 44 und multipliziert und danach in dem Addierer 46 addiert. Der Vergleicher 39 bestimmt, ob die Summe grosser als Null, kleiner als Null oder gleich Null ist.

Der Inhalt des ROM-Speichers

ist in der Tabelle 10 spezifiziert. Diese entspricht den drei Tabellen 6, 7 und 8, wenn der Ausdruck g in der Tabelle 7 durch -g ersetzt wird.

Tabelle

I	a(m)	Adresse	Inhalt	I	-1
ί I	0		+3
r j Ϊ	0		-ι 0
t !	0 1		O
I ; I	1		0
:	1 2
ί i
	c(m)
>o
<.O
=0
<o
=0 <o

! 2	> 0	-3
I	=0	+ 1
I ί 3	<o	■f-2
! ³	>o	-■2.
^; 3	=0	*■i-Z*

030038/0781

1.12.1979

PHN 9370

-S3'

Die ausgelesenen Worte k(m)

werden dem D/A Wandler k7 zugeführt, der am Ausgang das analoge Siebenpegelsignal liefert. Wenn das dem Pegelwandler nachgeschaltete Tiefpassfilter (siehe Figur 7) als Digitalfilter ausgebildet ist, können die Worte k(m) unmittelbar dem Tilter zugeführt werden. Die D/A-Umwandlung erfolgt hinter dem Filter.

Wenn die Symbole a(m) beliebig

(random) mit der selben Wahrscheinlichkeit auftreten, ist es nicht von Bedeutung, in welcher Reihenfolge diese Symbole in den Tabellen auftreten. Diese Reihenfolge muss für ein System mit einem Sender und einem Empfänger vereinbart werden, aber die eine Reihenfolge führt zu demselben mittleren Spektrum des winkelmodulierten Signals wie die andere Reihenfolge. Beispielsweise könnte die Reihenfolge 3, O, 1, 2 in der Tabelle 5 durch die Reihenfolge 1, 3, 0, 2 und jede andere Reihenfolge derselben ersetzt werden.

Ein Kode entsprechend der

untenstehenden Tabelle 11 mit einer speziell gewählten Reihenfolge der Symbole a(m), die aber weiterhin dieselbe ist wie der Kode nach der Tabelle 5, kann von der Kodierschaltung nach Figur 15 erzeugt werden.

Tabelle 11.

a(m)	k	(m)	lS0(n	■)	V	TT/2
Il -J Il	+2	» ""2	+ TT	J ""	+3
"2"	-1	, +3	- TT	/2,		ΐί/2
II Q Il		O		O	-3
H O Ii	+ 1	, -3	+ "	/2,

Die Vierpegelsymbole a(m)

werden einem Modulo-4-Addierer 48 zugeführt, in dem von dem Wert des Symbols a(m) der Wert des Symbols b(m-i), das an dem Ausgang des Verzögerungsteils h¹) erscheint,

030038/0791

3QQ8567

1.12.1979 #Γ PHN 9370

-3<4-

Modulo-4 subtrahiert wird.

Das Symbol b(m), das an dem

Ausgang des Addierers 48 erscheint, wird einem Verzöge— rungsteil h-9 und dem linearen Addierer 50 zugeführt, in dem das Symbol b(m-i) zu dem Symbol b(m) addiert wird. Das Ausgangssignal des Addierers 50 ist ein Siebenpegelsignal mit den Signalpegeln von 0 bis 6. Von dem linearen Addierer 51 wird ein Signal mit dem Pegel -3 zu dem Ausgangssignal des Addierers 50 addiert. Das Resultat ist ein Siebenpegelsignal k(m) mit den Pegeln von -3 bis +3, denen auf eindeutige ¥eise - entsprechend der Tafel 11 die Symbole a(m) zugeordnet sind. Die ¥erte der Symbole a(m) können aus den Werten von k(m) dadurch abgeleitet werden, dass zu diesen Werten der Wert +3 Modulo-4 addiert wird.

Die Phasenänderungen Δ 0(m),

die den Symbolen k(m) zugeordnet sind, sind derart bestimmt, dass für zwei Pegel, die Modulo -4 nicht unterschiedlich sind (wie -1 und +3) die Phasenänderungen (_ TT/2, +3 TT/2) Modulo -2 TT nicht unterschiedlich sind. Ein üblicher Phasenempfänger macht keinen Unterschied zwischen zwei Phasen, die um 2 Tf voneinander abweichen, so dass in diesem Empfänger keine zusätzliche Modulo -4-Bearbeitung notwendig ist, um die Symbole a(m) aus den Phasenenderungen A0(m) abzuleiten.

Die Symbole k(m) werden nach

Tiefpassfilterung einem VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) zugeführt (Figur 7)» und zwar derart, dass eine Flächeneinheit des Mehrpegelsignals (Amplitudenschritt 1 und eine Länge entsprechend einem Symbolintervall T) zu einer Phasenänderung des Oszillatorsignals entsprechend

"ff /2 führt. Durch diese Massnahme resultieren die Werte k (m) in den Phasenänderungen & 0(m), die gleich k(m).ΊΤ/2 sind.

Das Spektrum des mit den

Phasenänderungen &0(m) modulierten Signals weicht unter Verwendung der Kodierschaltung nach Figur 15 um höchstens

030038/0791

1.12.1979 ^T PHN 9370

3Γ

einige dB von dem in Figur 9 dargestellten Spektrum ab. Die günstige Wirkung der Kodierschaltung nach Figur 15 lässt sich wie folgt erklären.

Die Auftrittswahrscheinlichkeit

einer Phasenänderung von 0, TT/2, Tf , 3 T/2 in positiver oder negativer Richtung für eine beliebige Reihe von EingangsSymbolen a(m) beträgt für die Anordnung nach Figur 15 nacheinander 1/4, 3/8, 1/4 und 1/8. Die Phasenänderungen mit dem grössten Wert treten mit der kleinsten 10

Wahrscheinlichkeit auf. Dies ist zum Verringern des Spektrums des winkelmodulierten Signals ein wichtiger Faktor.

Ein anderer Faktor ist, dass die Übertragungskennlinie des Netzwerkes, das durch den

Addierer 50 und den Verzögerungsteil 49 gebildet wird, bei Gleichstrom ein Maximum aufweist. Dies bedeutet, dass das Netzwerk dazu neigt, Änderungen in dem Ausgangssignal entgegenzuwirken. Für den Phasenverlauf bedeutet dies die Neigung, die mittlere Neigung beizubehalten. Dies wird in Figur 16 zum Ausdruck gebracht, wobei in der Zeile a eine pseudo-beliebige Reihe von Symbolen a(m), in der Zeile b die Reihe von Ausgangssymbolen k(m) der Kodieranordnung nach Figur 15 und in dem Zeitdiagramm ei der

Phasenverlauf dargestellt ist unter der Voraussetzung, dass 25

die Phase in eine:n Symbolintervall sich linear ändert.

Aus dem Zeitdiagramm £ geht hervor, dass die Phase eine Wellenbewegung macht mit wenig Wellen grosser Amplitude und mit einem im allgemeinen gleichmässigen Phasenverlauf

mit Ausnahme in den Spitzen und den Tälern. 3D

Andere im Rahmen dieser

Anmeldung liegende Möglichkeiten, das Spektrum zu verringern, liegen in der Verwendung eines Eingangssignals mit einer anderen Anzahl Pegel als vier. In dem Fall von drei

Pegeln betragen die Phasenänderungen O, 2 Tf /3 und 4 Tf /3 35

und kann für zwei der Pegel eine Wahlmöglichkeit zwischen einer positiven Phasenänderung und einer negativen Phasen— änderung geschaffen werden.

030038/0791

1.12.1979 >"f PHN" 9370

6^

Weiterhin ist es möglich., die

Anzahl Werte von k(m) dadurch, grosser zu wählen, dass Phasenänderungen ein.gefuh.rt werden, die grosser sind als 2 Tf . Es kann vorteilhaft sein, eine Phasenänderung in einer bestimmten Richtung durch eine grössere Phasenänderung in der entgegengesetzten Ricntung zu ersetzen, wenn dadurch, der zweite zeitliche Differentialquotient der Phase abnimmt. Das Einführen von mehr als zwei Möglichkeiten für die Phasenänderung, die zu einem Eingangssymbol gehört, wird jedoch zu verwickelten Algorithmer zur Bestimmung der Wahl zwischen den jeweiligen Möglichkeiten führen.

030038/0791

Claims

1.12.1979 ' PHN 9370

PATENTAJiSPRUECHE:

System zur Übertragung von n-Pegeldatensignalen von einem Sender zu einem Empfänger, wobei der Sender mit einem Trägeroszillator mit einem daran angeschlossenen Modulator zum Erzeugen eines winkelig

modulierten Trägers mit einer nahezu konstanten Amplitude und einer kontinuierlichen Phase versehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die n—Pegeldatensignale in intermediäre k-Pegelsignale umgewandelt werden mit mehr Pegeln als die n-Pegeldatensignal(k > η), wobei mindestens einem der Datensymbole der n-Pegeldatensignale mindestens zwei Symbole des intermediären k-Pegelsignals zugeordnet sind und mit den k-Pegeln des intermediären Mehrpegelsignals die Phasenänderungen des Trägersignals in einem Symbolintervall der Reihe - (k-i) ~i]' /n bis + (k - 1) Tr' /n mit Inkrementen von 2 n /n in einer eins-zu-eins-Beziehuiig entsprechen und der Empfänger durch einen differenbiellen n—Phasenempfänger gebildet wird, der in jedem Symbolintervall eine der η unterschiedlichen Phasenänderungen in Vielfachen von 2 Ti'/n detektiert. 20

2. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass zur Übertragung eines Datensymbols des n-Pegeldatensignals, dem mindestens zwei Symbole des intermediären k-Pegelsignals zugeordnet sind,

zwischen diesen abhängig von dem Verlauf der Phase des 25

winkelmodulierten Trägers in mindestens den zwei vorhergehenden Symbolintervallen eine WaIiI getroffen wird.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Umwandlung des n-Pegeldatensignals in das intermediäre k-Pegelsignal ein n-Pegel-

differenzsignal gebildet wird, indem von dem n-Pegeldafcensignal ein zweites n-Pegelsignal Modulo-n subtrahiert, und ein k-Pegelsummensignal gebildet wird, indem zu dem

030038/0791

1.12.1979 2 PHN 9370

n-Pegeldifferenzsignal das zweite n~Pegelsignal linear addiert wird, wobei das zweite n-Pege!signal durch Zeitverzögerung aus dem n-Pegeldifjferenzsignal abgeleitet wird. h. System nach Anspruch 2, dadurch

gekennzeichnet, dass mit den Symbolen des k-Pegelsignals, die demselben Symbol des n—Pegeldatensignals zugeordnet sind, Phasenänderungen übereinstimmen, die sich um 2 ·7ΐ unterscheiden.

030038/0791