DK152240B - Anlaeg til multiniveau-datatransmission ved hjaelp af en vinkelmoduleret baereboelge med konstant amplitude - Google Patents

Description

i

DK 152240 B

Opfindelsen angår et anlæg til transmission af n-niveau-datasignaler fra en sender til en modtager, og hvor senderen omfatter en bærebølgeoscillator og en til denne koblet modulator til frembringelse af en vinkel-5 moduleret bærebølge med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase, og hvor datasignalet præmodule-res, før bærebølgemodulationen foretages.

Der er udviklet og anvendt mange modulationsmetoder til en effektiv datatransmission over telefonlinier.

10 I det væsentlige kræver alle disse modulationsmetoder et moduleret bærebølgesignal med amplitudevariationer, og de gør brug af lineære modulatorer og forstærkere.

Disse modulationsmetoder egner sig dog ikke så godt til datatransmission over radiokæder, idet en høj 15 effektvirkningsgrad i radiokommunikationsanlæg indebærer, at der anvendes komponenter med ulineær amplitudeoverføringsfunktion og med et udgangsspektrum, der eksempelvis for en klasse-C-forstærker vil være bredere end indgangsspektret, hvis amplituden af signalet over 20 denne indgang varierer. Derfor bruger radiokommunikationsanlæg fortrinsvis modulationsmetoder, der kræver et moduleret bærebølgesignal med i det væsentlige konstant amplitude (indhyllingskarakteris.tik), hvilket betyder, at der må anvendes vinkelmodulation.

25 Den stigende efterspørgsel for anlæg til datatrans mission over radiokæder stiller derfor også til modulationsmetoderne krav om en effektiv udnyttelse af båndbredden i den tilgængelige transmissionskanal, idet et lavt effektniveau uden for denne transmissionskanals 30 bånd også er nødvendigt af hensyn til de store forskelle i signalniveauerne fra hosliggende transmissionskanaler. Selv om der til dette formål benyttes en modu-lationsmetode, der kræver et vinkelmoduleret bærebølgesignal med kontinuert fase, vil dette bærebølgesignals.

35 spektrum ikke desto mindre næsten altid være bredere end spektret af det ækvivalente basisbåndsignal. En begrænsning af dette spektrum ved hjælp af et kanalfil-

DK 152240 B

2 ter er en uhensigtsmæssig løsning for radiokommunikationssystemer, eftersom den praktiske udførelse af et sådant filter med en nøjagtigt foreskrevet amplitude-fasekarakteristik og sædvanligvis et meget smalt rela-5 tivt båndbredde i radiofrekvensområdet er særlig vanskelig, og fordi der er mange systemer, der er af den type, hvor der er flere kanaler, hvori den udsendte bærebølgefrekvens skal være i stand til at andrage mange forskellige værdier. Det er derfor nødvendigt i mange 10 radiokommunikationssystemer at gennemføre en mulig begrænsning af spektret for det vinkelmodulerede bære-bælgesignal ved hjælp af en præmodulation.

Et yderligere krav til modulationsmetoder til brug i radiokommunikationssystemer er, at modtageren også 15 skal være i stand til at foretage en pålidelig detektering af datasignalerne uanset, om der forekommer eller ikke forekommer ukendte frekvensskift mellem sender og modtager. Dertil kommer, at detektionsmetoderne til brug i modtageren skal føre til en fejlsandsynlighed 20 som funktion af signal/støj-forholdet, der forringes så lidt som mulig i forhold til fejlsandsynligheden ved en optimal basisbåndtransmission af datasignalerne. For på bedst mulig måde at opfylde dette krav, må det være muligt at bruge koherent demodulation i modtageren,og 25 under hensyntagen til den fornødne effektive brug af effekt og båndbredde skal de i modtageren fornødne bæbølge- og taktsignalreferencer kunne genvindes fra selve det udsendte modulerede bærebølgesignal.

30 Til transmission af datasignaler er der på nuvæ rende tidspunkt gjort stor brug af en modulationsmetode, der kendes under betegnelsen PSK-modulation (Phase-Shift-Keying) , og som er beskrevet detaljeret i kapitel 10 i reference 1 og i kapitel 9 i reference 2.

35 Hvis man bruger PSK-metoden i sin grundform, opnår man et moduleret bærebølgesignal med konstant amplitude, og datasignalerne kan detekteres optimalt ved hjælp af en orthogonal koherent demodulation, idet det er mu

DK 152240 B

3 ligt at genvinde de hertil fornødne bærebølge- og takt-signalreferencer fra selve det udsendte PSK-signal.

Derfor har denne PSK-metode mange egenskaber, som er ønskede til en effektiv datatransmission over radio-5 kæder. PSK-signalets effekttæthedsspektrum er imidlertid relativt bredt, og niveauet af de spektrale sidesløjfer aftager kun langsomt med voksende frekvensafstand fra bærebølgefrekvensen, således at der i hosliggende radiotransmissionskanaler kan forekomme inter-10 ferenser, der har et uacceptabelt højt niveau.

Metoderne til begrænsning af dette PSK-spektrum, som allerede er blevet brugt i længere tid til effektiv datatransmission over telefonlinier, jf. f.eks. reference 3, er uhensigtsmæssige i radiokommunika-15 tionssystemer, fordi de resulterer i et moduleret bærebølgesignal, der udviser ampiitudevariationer, og fordi der i mange tilfælde må anvendes kanalfiltre.

I betragtning af de mange ønskede egenskaber hos PSK-metoden er megen opmærksomhed i de sidste år blevet 20 henledt på præmodulationsmetoder til reduktion af de spektrale sidesløjfer uden afkald på de ønskede egenskaber. I disse præmodulationsmetoder vælges impulsformen for de modulerende datasymboler således, at det modulerede bærebølgesignal med konstant amplitude ved mid-25 ten af de enkelte symbolintervaller har den samme nominelle fase, som når der benyttes PSK-metoden, medens overgangene mellem konsekutive nominelle faser er gjort så gradvis som muligt. Reference 4 omfatter en god redegørelse for de allerede foreslåede impulsformer og 30 for den herved opnåede reduktion af de spektrale sidesløjfer. Reference 5 beskriver en metode til bestemmelse af fejlsandsynligheden som funktion af signal/ støj-forholdet i disse tilfælde.

35 Opfindelsen giver anvisning på et anlæg af oven nævnte art med en ny udformning af senderen med henblik på reduktion af spektret af vinkelmodulerede signaler under anvendelse af præmodulationsmetoder, hvil- 4

DK 152240B

ken sender kan samvirke med en modtager af i og for sig kendt art og i en i praksis anvendelig udførelsesform resulterer i et udsendt moduleret bærebølgesignal med i hovedsagen konstant amplitude og med både en snæver 5 spektral hovedsløjfe og med væsentligt lavere effekt for frekvenser uden for denne spektrale hovedsløjfe, end hvad man får med kendte PSK-signaler.

Anlægget ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved, at n-niveau-datasignalerne omdannes til k-niveau-mellem-10 signaler med flere niveauer end hos n-niveau-datasignalerne (k > n), at mindst ét af n-niveau-datasignalerne tilordnes to symboler af k-niveau-mellemsignalerne, og at k-niveauerne af det mellemliggende multiniveau-signal svarer til fasevariationerne af bærebølgesigna-15 let i ét symbol interval af sekvensen fra -(k-l)ir/n til + (k-l)7r/n i inkrementer på 2π/η i et ét-til-ét-forhold, hvorhos modtageren udgøres af en differentiel n-fase-modtager indrettet til i hvert symbolinterval at detektere én ud af n forskellige fasevarianter i multipla 20 af 2π/η.

Opfindelsen forklares nærmere i det følgende under henvisning til den skematiske tegning, hvor fig. 1 viser et blokdiagram over et kendt data-25 transmissionsanlæg med fasemodulation, fig. 2 et blokdiagram over et kendt modulationstrin, fig. 3 impulsformen for et datasymbol, fig. 4 et fasediagram, fig. 5a-5g tidsdiagrammer, 30 fig. 6 effektspektret for et moduleret signal, fig. 7 et blokdiagram over et modulationstrin i overensstemmelse med opfindelsen, fig. 8a-8d tidsdiagrammer, fig. 9 effektspektret for et moduleret signal, 35 fig. 10 et blokdiagram over en første niveauomsæt ter til brug i anlægget ifølge opfindelsen, fig. lla-llf tidsdiagrammer, fig. 12 en hukommelsestabel for den i fig. 10 vi-

DK 152240 B

5 ste niveauomsætter, fig. 13 et blokdiagram over en differentiel fasemodtager , fig. 14 et blokdiagram over en universel niveauomsætter til brug i et anlæg ifølge opfindelsen, 5 fig. 15 et blokdiagram over en tredje niveauomsæt ter til brug i anlægget ifølge opfindelsen, og fig. 16a-16c tidsdiagrammer.

Referencer.

1) W.R. Benett, J.R. Davey, "Data Transmission", 10 New York: McGraw-Hill, 1965.

2) R.W. Lucky, J. Saltz, E.J. Weldon Jr., "Principles of Data Communication", New York: McGraw-Hill, 1968.

3) P.A. Baker ("Phase-Modulation Transmitter"), 15 U.S.Patent nr. 3,128,342, 7. april 1964.

4) L.J. Greenstein, "Spectra of PSK Signals with Overlapping Baseband Pulses", IEEE Trans. Commun., bind COM 25, nr. 5, side 523-530, maj 1977.

5) V.K. Prabhu, "PSK-Type Modulation with Over-20 lapping Baseband Pulses", IEEE Trans. Commun., bind

Com-25, nr. 9, side 980-990, september 1977.

6) J.P. Costas, "Synchronous Communications",

Proc. IRE, bind 44, nr. 12, side 1713-1718, december 1956.

25 7) W.C. Lindsey, M.K. Simon, "Carrier Synchroni sation and Detection of Polyphase Signals", IEEE Trans. Commun., bind COM-20, nr. 3, side 441-454, juni 1972.

8) P.D. Tisi et al. ("Receiver for the Reception of Information Pulse Signals Located in a Prescribed 30 Transmission Band"), U.S.Patent nr. 3,590,386,29/6/1971.

9) S. Pasupathy, "Nyquist's Third Criterion, Proc.

IEEE, bind 62, nr. 6, side 860-861, juni 1974.

35 Fig. 1 viser det generelle blokdiagram over et sy stem til transmission af multiniveau-datasignaler fra en sender 1 til en modtager 2. Senderen 1 omfat-

DK 152240 B

6 ter en datasignalkilde 3, der synkroniseres fra en taktsignalkilde 4. De multiniveau-datasignaler, der udledes fra kilden 3 og har en symbolfrekvens 1/T, føres til et modulationstrin 5, der indbefatter en bærer 5 bølgeoscillator 6 med henblik på opnåelse af et vinkelmoduleret bærebølgesignal med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase. Dette modulerede signal tilføres transmissionskanalen gennem udgangskredsen 7, hvori der i det fornødne omfang gennemføres 10 effektforstærkning og omplacering i et ønsket radiofrekvensbånd.

I modtageren 2 føres dette modulerede signal fra transmissionskanalen gennem en indgangskreds 8/ hvori der i det fornødne omfang foretages forstærkning og om-15 placering til det oprindelige frekvensbånd. Det modtagne modulerede signal tilføres et trin 9 for orthogonal demodulation, hvilket trin omfatter to produktde-modulatorer 10 og 11 og to tilhørende lavpasfiltre 12 og 13. Disse demodulatorer 10 og 11 får til-20 ført to referencebærebølger med faseforskel på π/2 rad.

Ved udgangen fra lavpasfiltrene 12 og 13 får man to demodulerede signaler, der tilføres en regenerator 14, der omfatter to samplingskredse 15 og 16, som styres af et referencetaktsignal. De herved opnåede 25 sampler fra disse to demodulerede signaler tilføres en signalbehandlingskreds 17 med henblik på opnåelse af de oprindelige multiniveau-datasignaler, der føres til en datasignalkreds 18. Desuden omfatter modtageren 2 en bærebølgekreds 19 og en taktsignalkreds 20 30 til genvinding af bærebølge- og taktsignalreferencerne fra selve det udsendte og modulerede signal.

Strukturen af den bærebølgekreds 19, der er direkte forbundet med indgangskredsen 8 er i højeste grad bestemt af den detektionsmetode, der benyttes i 35 demodulationstrinnet 9. I tilfælde af differentiel detektion udledes de to referencebærebølger for hvert symbolinterval fra det udsendte,modulerede signal i det forudgående symbolinterval. I så fald kan bærebøl-

DK 152240 B

7 gekredsen 19 opbygges som angivet i reference 1, paragraf 10.3, og reference 2, paragraf 9.2.3. I til” fælde af koherent detektion kan de to referencebærebølger udledes fra en lokal bærebølgegenerator, hvis fa-5 se låses til den ikke-modulerede bærebølge, der er tilknyttet det udsendte, modulerede signal. Man kan opstille bærebølgekredsen 19 på flere forskellige kendte måder, f.eks. som Costas-sløjfen, jf. reference 6, tØ eller N potens-sløjfen (gang- og -divider), jf. re-10 ference 7, paragraf IIIA. Det antages her, at der i demodulationstrinnet 9 benyttes koherent detektion, og at bærebølgekredsen 19 er opbygget som en Costas-sløjfe. Problemet om fasetvetydigheden hos de herved opnåede referencebærebølger kan løses på i og for sig 15 kendt måde ved kodning af datasignalerne til niveauovergange eller ved at organisere datasignalerne i blokke af symboler med addition af yderligere symboler, der indbefatter information, hvad angår den egentlige bærebølgefase.

20 Endvidere antages det her, at et referencetakt- signal med symbolfrekvens 1/T udledes fra de demodu-lerede signaler, idet taktsignalkredsen 20 til dette formål er tilsluttet de to udgange fra demodulationstrinnet 9. Denne taktsignalkreds 20 kan også opbyg-25 ges på flere forskellige måder, og reference 8 anviser en udformning af taktsignalkredsen 20, der er velegnet til det foreliggende tilfælde.

Når det i fig. 1 viste anlæg er opstillet i et PSK-system i henhold til reference 4 og 5, kan 30 modulationstrinnet 5 i senderen 1 opbygges i henhold til funktionsdiagrammet i fig. 2. Dette modulationstrin 5 omfatter en lineær fasemodulator 21, der fødes fra en bærebølgeoscillator 6 med konstant frekvens lig med den ønskede bærebølgefrekvens f , 35 medens datasignalerne fra kilden 3 tilføres denne fasemodulator 21 gennem et filter 22, der har en given impulsrespons h(t) af begrænset varighed. Fig.

3 viser et eksempel på impulsformen af de i ovennævn- 8

DK 152240B

te referencer foreslåede modulerende datasymboler, hvilket eksempel svarer til en impulsrespons h(t) med varighed 2T og en Racos-form (Racos = "Raised Cosine") i kenko lå ui relationen 5 fcos2 (Trt/2T), | t/T | < 1 h(t) = , (1) 1o , I t/τ i > i (jf. Reference 4, tabel II).

Virkemåden for dette modulationstrin 5 skal nu 10 forklares, i det tilfælde hvor der er et 4-niveau-anti-podaldatasignal over udgangen fra kilden 3 i form af rektangulære spændingsimpulser med impulsbredde T og impulshøjde 1 eller 3. I så fald har filteret 22 en impulsrespons h(t) i henhold til formlen (1), og fase-15 modulatoren 21 har en forstærkningsfaktor π/4 rad. pr. amplitudeenhed. Over udgangen fra fasemodulatoren 21 opstår der et PSK-signal, der har en konstant amplitude og kan udtrykkes ved relationen: sin Γ (w t + φ (tfl (2) 20 L- hvor wc = 2irfc, hvor fc er bærebølgefrekvensen. For dette PSK-signal beskriver signalvektoren v = exp [jj φ (tf[ (3) 25 med w t som reference, den med fuldt optrukken streg i

O

polardiagrammet i fig. 4 viste bue. De mulige signalpositioner for denne vektor v ved midten af symbolintervallerne angives ved punkter, der svarer til niveauerne -3, -1, +1, +3 af det 4-niveau-datasignal, 30 der opnås over udgangen fra kilden 3.

Virkemåden for dette PSK-system skal nu forklares under henvisning til tidsdiagrammet i fig. 5.

Tidsdiagrammet a viser det 4-niveau-datasignal fra kilden 3, der skal udsendes med de fire værdier 35 "0", "1", "2" og "3" og de tilhørende spændingsværdier -3, -1, +1 og +3. Ved at føre dette datasignal a til modulationstrinnet 5 får man et PSK-signal i henhold til formlen (2), hvis fase φ(t) er vist i diagrammet b 9

DK 152240B

for φ (0) = -ir/4 rad.

I demodulationstrinnet 9 ganges dette PSK-sig-nal med de to referencebærebølger, nemlig med sin(w t)

C

i demodulatoren 10 og cos(w t) i demodulatoren 11.

5 Ved udgangen fra demodulatorerne 10 og 11 får man de lavfrekvente komposanter cos Jj>(t)J og sin φ (t)^J som vist i tidsdiagrammerne c "og d. I regeneratorkredsen 14 samples de filtrerede lavfrekvente komposanter cos og sin Qj>(tf| af referencetaktsigna- 10 let, og samplingsimpulserne forekommer på tidspunkter, t = mT +T/2, hvor m er et helt tal. Lavpasfiltrene 12 og 13 kan optimeres på konventionel måde, jf. reference 5, side 981. Ved udgangen fra samplingskredsene 15 og 16 får man sekvensen af signalsamp-15 ler som vist i tidsdiagrammerne henholdsvis e og f. Signalbehandlingskredsen 17 er således indrettet, at polariteten af dens udgangsværdi er lig med polariteten af signalsamplen over udgangen fra kredsen 16, og at størrelsen af dens udgangsværdi er lig med 1 for 20 en positiv polaritet af signalsamplen ved udgangen fra kredsen 15 og lig med 3 for en negativ polaritet af sidstnævnte signalsample. Resultatet er et regenereret 4-niveau-datasignal som vist i tidsdiagrammet g, der, bortset fra en konstant forsinkelse på T/2, svarer til 25 det i tidsdiagrammet a viste 4-niveau-datasignal, der udsendes.

Det beskrevne PSK-system har mange egenskaber, som er ønskelige for opfyldelse af de ovennævnte krav til effektiv datatransmission over radiokæder. Spektret for 30 dette PSK-signal ved udgangen fra modulationstrinnet 5 er stadigvæk ret bredt, som det fremgår af fig. 6, hvori den normerede spektrale effekttæthed p/T som funktion af den normerede frekvens f(f - f ) t| er vist for PSK-signalet i henhold til formlen (2) med impuls-35 form som vist i fig. 3 i tilfælde af 4-niveau-datasignaler (jf. reference 4, fig. 2(b), side 528).

Fig. 6 viser, at niveauet af den spektrale effekttæthed for frekvenser f, som er på det dobbelte af syrn-

DK 152240B

ίο bolfrekvensen 1/T fjernet fra underbærebølgefrekvensen f , er på ca. 30 dB under niveauet for selve bærebølge- frekvensen f . For en kanalafstand på 25 kHz, hvilket c er sædvanligt for radiokommunikationssystemer, og et 5 4-niveau-datasignal med symbolfrekvens på 8 kHz indebærer dette, at PSK-signalet i to hosliggende transmissionskanaler vil fremkalde interferenser, der under hensyntagen til de store forskelle i signalniveau har et utilladeligt højt niveau.

10 Det ovenfor beskrevne, kendte PSK-system afgiver en vinkelmoduleret bærebølge med konstant indhyllings-karakteristik, hvis fase ved midten af symbolintervallerne kan andrage én af de fire mulige værdier -3tt/4 , —ir/4, +ir/4, +3ir/4. En sådan bærebølge kan forstærkes i 15 ulineære senderudgangstrin (klasse C),uden at spektret forøges.

Dette signalspektrum er imidlertid stadigvæk ret bredt. I henhold til en udførelsesform for PSK-anlæg-get ifølge opfindelsen, hvori der benyttes en diffe-20 rentiel fasemodulation, adderes til de fire mulige faseændringer —ir/2, 0, +π/2, +π en femte mulig faseændring -ir. Ved at lade valget mellem faseændringerne +7Γ og -ir, som er modulo-2-rr-lige med hinanden, blive bestemt af fasevariationen i forudgående symbolinter-25 valler, kan man opnå en sådan fasevariation, at spektret er gjort snævrere. Dette beror på den erkendelse, at der tilvejebringes mindre effekt uden for spektrets hovedsløjfe under anvendelse af en mindre krumning af fasevariationen (anden-tone-afledte af fasen).

30 Disse foranstaltninger skal nu forklares nærmere under henvisning til det 4-niveau-datasignal, der allerede er taget i betragtning, hvori et datasymbol i tidsintervallet JjtiT, (m+l)T^J , hvor m er et heltal, repræsenteres af a(m) og niveauet af a(m) er angi-35 vet af de tilsvarende kvartære værdier "0", "1", "2" eller "3".

Forklaringen gælder for det tilfælde, hvor fasen φ(t) mellem tidspunkterne t = mT og t = (m+l)T ændres 11

DK 152240B

med størrelsen ΔΦ(ιη) i henhold til relationen: ΔΦ(ιη) = -(k-Dir/n, ..., 0, ... +(k-l)7r/n (inkrement: 2ττ/η) , 5 hvor n er lig med antallet af niveauer i datasymbo-lerne, og hvor k = 5 i det første eksempel.

I det foreliggende tilfælde (n = 4) antages det endvidere, at relationen mellem faseændringen ΔΦ(m) og datasymbolerne afhænger af niveauet af a(m) i henhold 10 til følgende tabel 1:

Tabel 1.

a (m) k(m) ΔΦ(ιη) "0" -2, +2 -ir,· +ΤΓ 15 "1" -1 -π/2 "2" 0 0 "3" +1 +tt/2

For niveauet a(m) = "0", som tilordnes den maksi-20 male absolutte faseændring på irrad., er værdien af ΔΦ(m) bestemt af de forudgående værdier ΔΦ(m-1) og ΔΦ(ιη-2) og derfor af værdierne k(m-l) og k(m-2) i henhold til betingelserne i efterfølgende tabel 2.

Tabel 2 25 -------- a(m) = "0" k (m) ΔΦ (m) k(m-l) - k(m-2) >0 +2 +ir k(m-l) - k(m-2) = 0, k(m-l) >0+2 +tt k(m-l) - k(m-2) = 0, k(m-l) <0-2 -tr 30 k(m-l) - k(m-2) <0 -2 -π k(m-l) = 0, k(m-2) =0 +2 +tt

Hvis a(m) = "0" og k(m-l) = k(m-2) = 0,kunne værdien af ΔΦ(m) bestemmes af yderligere tidligere værdier 35 k(m-3), k(m-4), ... Da det viser sig, at en sådan ud videlse kun giver få fordele, foretages der et fast valg i henhold til den sidste linie af ovennævnte tabel 2 fra de mulige værdier -2 og +2 for k(m).

DK 152240 B

12

Modulationstrinnet 5 til frembringelse af et vinkelmoduleret bærebølgesignal med fase $(t) i henhold til de ovenfor givne regler kan udformes på flere forskellige måder. I henhold til fig. 7 antages det, at 5 modulationstrinnet er opbygget som et frekvensmodulationstrin med en ideel spændingsstyret oscillator (VCO) 6, hvis hvilefrekvens fg altid er lig med den ønskede bærebølgefrekvens f , og hvis forstærknings-konstant Kq er lig med tt/2 rad. pr. amplitudeenhed 10 pr. symbolinterval T. 4-niveau-datasignalet fra den i fig. 1 viste kilde 3 tilføres oscillatoren 6 gennem en præmodulationskreds 23, der omfatter en kaskadeforbindelse af en niveauomsætter 24 til omsætning af 4-niveau-datasignalet til et 5-niveau-data-15 signal og et lavpasfilter 25, hvis respons opfylder Nyguist's tredje kriterium. Denne niveauomsætter 24 er således indrettet, at de ankommende 4-niveau-data-symboler a(m) omdannes til data-mellemsymboler k(m) med 5 niveauer, hvis forhold til de 4 niveauer af a(m) 20 fremgår af tabellerne 1 og 2.

Virkemåden for det i fig. 7 viste modulationstrin 5 skal nu forklares nærmere i det tilfælde, hvor datasymbolerne k(m) ved udgangen fra omsætteren 24 forekommer i form af rektangulære spændingsimpulser med im-25 pulsbredde T og polaritet og impulshøjde svarende til værdierne k (m).

Endvidere antages det, at lavpasfilteret 25 har den snævrest mulige båndbredde (jf. reference 1, side 65), således at dette filter 25 under hensyntagen 30 til den her valgte rektangulære impulsform udviser i tidsperioden T for datasymbolerne en overføringsfunktion H(w) i henhold til relationen:

.r (wT/2 )2 } , w ^ tt/T

35 H (wj --> (4)

sin2 (wT/2) I

0 , w > tt/T

DK 152240 B

13

Forklaringen gives under henvisning til tidsdia-grammerne i fig. 8.

Tidsdiagrammet a i fig. 8 viser det samme 4-niveau-datasignal fra kilden 3 i fig. 1, som skal ud-5 sendes svarende til tidsdiagrammet a i fig. 5. Som svar på datasignalet a opstår der over udgangen fra niveauomsætteren 24 et 5-niveau-data-mellemsignal, som vist i tidsdiagrammet b. Tilførslen af dette 5-niveau-datasignal b til den spændingsstyrede oscilla-10 tor 6, jf. fig. 7, gennem filteret 25 resulterer i et vinkelmoduleret bærebølgesignal med konstant amplitude og af formen: sin^vrt + Φ (t)T| (5) 15 Tidsdiagrammet c i fig. 8 viser fasen ®(t) af dette signal som svar på 5-niveau-datasignalet b i det tilfælde, hvor Φ(0) = —ir/4 rad. For sammenlignings skyld viser diagrammet d i fig. 8 fasen Φ(t) af det modulerede signal ved udgangen fra det i fig. 2 viste 20 modulationstrin 5, når det får tilført datasignalet a, eller med andre ord fasen f(t), når man bruger den allerede beskrevne PSK-metode (jf. tidsdiagrammet b i fig. 5).

Af tidsdiagrammet c i fig. 8 fremgår det, at fa-25 sen Φ^) mellem tidspunkterne t = mT og t = (m+l)T ændres med størrelsen ΔΦ(ιη) lig med +7Γ, +ir/2 eller 0 rad. Fasen Φ^) af udgangssignalet fra den spændingsstyrede oscillator 6 er proportional med integralet af dens udgangsspænding u(t), hvor gælder følgende re-30 lation:

/(m+1) T

u(t)dt (6) mT

hvor, som ovenfor nævnt, 35 KQ = π/(2Τ) (7)

Endvidere opfylder filteret 25 Nyquist's tredje kriterium, hvorfor gælder følgende relation:

DK 152240 B

14

/(m+t)T /*(m+l)T

u(t) dt = KQ j v(t) dt (8)

mT mT

hvor v(t) er udgangsspændingen fra niveauomsætteren 24, 5 hvilken spænding i tidsintervallet jj(mT, (m+l)lQ er lig med den konstante værdi k(m). Disse formler indebærer, at for faseændringen ΔΦ(πι) gælder følgende relation : ΔΦ(πι) = K k(m)T = k(m) tt/2 (9) 10 °

Formen af fasen Φ^) på tidspunkter t inden for det relevante tidsinterval mT, (πι+1)τ] afhænger af det specifikke valg af filteret 25, der opfylder Ny-quist's tredje kriterium. Også for det her gjorte 15 valg af den snævrest mulige båndbredde for filteret 25 viser det sig, at impulsresponsen h(t) har sine mest betydende værdier i et centralt interval af længde eT, således at formen af fasen Φ(t) inden for tidsintervallerne £mT, (m+1)tJ er i overvejende omfang 20 bestemt af den filtrerede version af datasymbolerne k(m) og i mindre omfang af den filtrerede version af datasymbolerne k(m-l) og k(m+l).

For modulationstrinnet 5 ifølge fig. 7 indebærer de ovenfor beskrevne foranstaltninger, at for 25 datasymbolet a(m) med niveau "0", til hvilket er tilordnede fasevariationerne ΔΦ(πι) = +irrad., er niveauet k(m) over udgangen fra omsætteren 24 altid valgt således, at retningen for niveauændringen i de forudgående symbolintervaller opretholdes, hvilket også frem-30 går af tidsdiagrammerne a og b i fig. 8. Herved forhindres en fasevariation på irrad. i en retning, i umiddelbart at efterfølges af en fasevariation på irrad. i den anden retning. Dette resulterer i, at der benyttes en fase $(t) af det modulerede signal, der 35 varierer mere gradvis end i den kendte PSK-metode, hvilket fremgår af en sammenligning af tidsdiagrammerne c og d i fig. 8.

På grund af den mere progressive karakter af fase-

DK 152240 B

15 variationerne har det modulerede bærebølgesignal et frekvensspektrum, som har en snævrere hovedsløjfe og væsentligt lavere effekt for frekvenser uden for denne hovedsløjfe end hos frekvensspektret for det kendte 5 PSK-signal, jf. fig. 6. Dette fremgår også af fig. 9, hvor der for det foreliggende tilfælde er vist den normerede spektrale effekttæthed P/T som funktion af den normerede frekvens I(f - f )t| . Fig. 9 viser navn-lig, at for frekvenser f, som er på ca. det dobbelte 10 af symbolfrekvensen 1/T fjernet fra bærebølgefrekvensen fc, er niveauet for den spektrale effekttæthed i relation til niveauet ved bærebølgefrekvensen f ca. 60 dB lavere. I modsætning hertil er dette niveau kun ca.

30 dB lavere for de samme frekvenser, når man bruger 15 det i fig. 2 viste kendte PSK-modulationstrin, end niveauet for bærebølgefrekvensen fc, jf. fig. 7. Brugen af disse foranstaltninger indebærer derfor, at for radiokommunikationssystemer med ovennævnte kanalafstand på 25 kHz og for 4-niveau-datasignaler med symbolfre-20 kvens på 8 kHz vil interferenser i to hosliggende transmissionskanaler udvise et niveau, der er tilstrækkeligt lavt til den største del af de praktiske anvendelser i radiofrekvensområdet.

Denne mærkbare reduktion af effekten uden for bån-25 det for den spektrale hovedsløjfe er opnået ved hjælp af et modulationstrin 5, der som vist i fig. 7 omfatter en niveauomsætter 24 og et lavpasfilter 25.

Selv om niveauomsætteren 24 kan opbygges på mange forskellige måder, er der mange praktiske fordele ved 30 at opbygge den i digital teknik.

Fig. 10 viser et udførelseseksempel på en digital niveauomsætter 24 af enkel konstruktion. Denne enkle konstruktion er opnået ved brug af et digitalt lager 26, nemlig et ROM-lager, hvor 3-bit-ord, der 35 repræsenterer de fem mulige værdier -2, -1, 0, +1, +2 af k(m), er oplagrede og aflæses ved symbolfrekvensen 1/T, og ved hjælp af en digital-ahalog-omsætter 27 omdannes til de tilsvarende spændingsværdier af

DK 152240 B

16 5-niveau-datasymbolerne k(m). I dette tilfælde føres 4-niveau-datasymbolerne a(m) fra kilden 3 i fig. 1 til niveauomsætteren 24 i form af 2-bit-ord, der repræsenterer de fire mulige niveauer "0", "1", "2", "3" 5 afa(m). Som tidligere forklaret afhænger værdien k(m) af datasymbolet a(m) samt af de to foregående værdier k(m-l) og k(m-2). Dette betyder, at adressen A(m) til lagerstedet for 3-bit-ordet k(m) i lageret 26 skal opstilles ud fra 2-bit-ordet a(m) og de to 3-bit-ord 10 k(m-l), k(m-2), der opnås ved tilførsel af de fra la geret 26 aflæste 3-bit-ord til to forsinkelseskredse 28 og 29, der hver har en tidsforsinkelse lig med et symbolinterval T. Derfor er denne adresse A(m) et ord på 8 bit, der ved hjælp af en adressekreds 30 op-15 stilles ud fra ordene a(m), k(m-l) og k(m-2) på den i fig. 10 viste måde. De første to bit repræsenterer datasymbolet a(m), de næste tre bit værdien k(m-l) og de sidste tre bit værdien k(m-2). Styresignalerne med frekvens 1/T til adresseringskredsen 30, lageret 26 20 og digital-analog-omsætteren 27 hidrører fra en tidsstyrekreds 31, der er synkroniseret med taktsignalkilden 4 i fig. 1. Fra de ovenfor givne tabeller 1 og 2 kan man på enkel måde finde frem til de 3-bit-ord, de skal oplagres på lagerstederne. Af tabel 1 frem-25 går det, at et 3-bit-ord, der repræsenterer værdien k(m) = -1, er oplagret på alle de steder, der har en adresse a(m), idet de første to bit repræsenterer niveauet a(m) = "1", at et 3-bit-ord, der repræsenterer værdien k(m) =0 henholdsvis værdien k(m) = +1, er op-30 lagret på alle de steder, der har en adresse A^m) , idet de første to bit repræsenterer niveauet a(m) = "2" og niveauet a (to) = "3". Et 3-bit-ord, der repræsenterer værdien k(m) = -2 eller værdien k(m) = +2, afhængigt af de resterende seks bit i adressen A(m), er oplagret 35 på de steder, der har en adresse A(m), idet de første to bit repræsenterer niveauet a(m) = "0". Reglerne i henhold til tabel 2 angiver i så fald, hvilken af disse værdier +2 eller -2 der skal vælges. Dette inde-

DK 152240 B

17 bærer, at for eksempelvis en adresse A(m), hvor a(m) = "0", k(m-l) = 0, k(m-2) = -l,fra den første linie i tabel 2 må vælges værdien k(m) = +2, og for en adresse A(m), hvor a(m) = "0", k(m-l) = +1, k(m-2) = +2, 5 må vælges værdien k(m) = -2 fra den fjerde linie i tabellen.

Der er praktiske fordele ved at opbygge lavpas-filteret 25 ifølge fig. 7 som digitalt tværfilter.

De 5-niveau-datasymboler k(m) fra niveauomsætteren 24 10 i fig. 7 tilføres dette digitale tværfilter i form af signalsampler med værdien k(m). I betragtning af at datasymbolerne k(m) har form som en Dirac-impuls, skal dette digitale tværfilter have en overføringsfunktion H'(w) i henhold til relationen: 15 H'(w) = T sd^r(w_T/2)_ ^ H (w) (10) (w T/2) hvor H(w) defineres efter formlen (4). Impulsresponsen h'(t) i tilknytning til H'(w) er da lig med responsen h(t) for en enkelt impuls, der har bredde T og højde 20 1 gennem et filter med overføringsfunktion H(w). Da et tværfilter har en impulsrespons af endelig varighed, og da impulsresponsen h'(t) = h(t) er uendelig lang, må man acceptere en vis begrænsning af varigheden af impulsresponsen. Det viser sig imidlertid, at 25 denne impulsrespons h*(t) = h(t) har sine mest betydende værdier i et centralt interval af længde 3T, og at dens værdier uden for et centralt interval af længde 7T kun afviger meget lidt fra 0. Hvis varigheden af impulsresponsen af det digitale tværfilter nu begrænses 30 til det centrale interval af impulsresponsen h'(t) = h(t) med længder på henholdsvis 5T og 7T, danner tvær-filtereis overføringsfunktion henholdsvis en god og meget god tilnærmelse til H'(w) i henhold til formlen (10) . Et simpelt lavpasfilter er forblindet med udgan-35 gen fra det digitale tværfilter med henblik på undertrykkelse af uønskede signaler på samplingsfrekvensen og multipla heraf. Indflydelsen af disse begrænsninger af impulsresponsvarigheden på frekvensspektret for ud-

DK 152240 B

18 gangssignalet fra det i fig. 7 viste modulationstrin 5 er vist i fig. 9 med punkterede streger for varighederne henholdsvis 5T og 7T. Afvigelsen af disse med punkterede streger viste kurver i forhold til den med 5 fuldt optrukken streg viste kurve for en impulsrespons h*(t) = h(t) af ubegrænset varighed har ingen reel betydning op til frekvenser, hvor J(f - fc)T f er større end 2, men i så fald har interferenserne i to hosliggende transmissionskanaler på grund af effekten uden 10 for båndet for den spektrale hovedsløjfe også e.t niveau, der er acceptabelt i de fleste praktiske anvendelser i radiokommunikationssystemer.

Hidtil blev det antaget, at lavpasfilteret 25 ifølge fig. 7 har den snævrest mulige båndbredde, men 15 filteret kan også have en større båndbredde. Fra reference 9 er det kendt, at en overføringsfunktion med impulsrespons, der opfylder Nyquist's tredje kriterium, kan omdannes til en overføringsfunktion (w) med impulsrespons, der opfylder Nyquist's første kri-20 terium. På basis af dette kendte resultat og den her valgte rektangulære impulsform med varighed T for datasymbolerne kan overføringsfunktionen H(w) for filteret 25 nu mere generelt udtrykkes på følgende måde: ‘25 H(w) = T/^-2— . N, (w) (11) sin^ (w T/2)

Man kan danne sig et indtryk af indflydelsen af båndbredden ved at anvende Racos-karakteristika (Ra-cos = "Raised Cosine") for N^(w), jf. reference 2, 30 side 50-51. En Racos-karakteristik omfatter et afsnit med konstant amplitude og et afsnit med sinusaftagen-de amplitude, og kan defineres af en parameter a, der angiver med hvor meget bredden af frekvensbåndet overskrider den minimale Nyquist-bredde π/Τ. I det til-35 fælde hvor α = 0 er H(w) i henhold til formlen (11) lig med H(w) i henhold til formlen (4),og filteret 25 har den snævrest mulige bredde. Fra reference 2, side 50-51, er det kendt, at N^(w) for en Racos-karak-

DK 152240 B

19 teristik kan skrives:

-1 ,0^w<(l-a) tt/T

N]_(w) = 0,5 » (1-sin ((wT-ττ)/2a) ), (1-a)tt/T<w< (1+a)π/Τ 5 ,w> (1+a)π/Τ (12)

Indflydelsen af bredden af frekvensbåndet af H(w) i henhold til formlen (11) på spektret for udgangssignalet fra modulationstrinnet 5 ifølge fig. 7 kan 10 undersøges ved ændring af parameteren α for (w) i henhold til formlen (12). Generelt viser det sig, at lavere værdier af parameteren α giver en forbedret reduktion af effekt uden for båndet for den spektrale hovedsløjfe. Hvis varigheden af impulsresponsen af filte-15 ret 25 nu begrænses til et centralt interval af længde 5T og parameteren α varieres, viser det sig, at den spektrale effekttæthed ikke afviger mærkbart fra spektraltætheden for α = 0, hvilket vises med den stiplede kurve i fig. 9, når α er mindre end 0,25. Dette 20 gør kravene til H(w) mindre strenge og forenkler den praktiske udformning af filteret 25 som et digitalt tværfilter med overføringsfunktion H*(w) i henhold til formlen (10).

I modulationstrinnet 5 ifølge fig. 7 kan præmo-25 dulationskredsen 23 nu fuldt ud opstilles i digital teknik ved kombination af den ovenfor nævnte digitale opbygning af lavpasfilteret 25 med den i fig. 10 viste niveauomsætter 24, idet det i så fald er muligt at udelade digital-analog-omsætteren 27 ved udgangen 30 fra niveauomsætteren 24 ifølge fig. 10, og analog-digital-omsætteren ved indgangen til det digitale tværfilter, eftersom 3-bit-ordene k(m), der aflæses fra lageret 26 ifølge fig. 10, direkte kan behandles i et sådant digitalt filter.

35 Det modulerede bærebølgesignal ved udgangen fra modulationstrinnet 5 ifølge fig. 7 kan behandles i den i fig. 1 viste modtager 2.

Virkemåden for denne modtager 2 skal nu for-

DK 152240 B

20 klares nærmere under henvisning til tidsdiagrammet i fig. 11. Det antages her, at indgangen til modtageren 2 får tilført et vinkelmoduleret bærebølgesignal i henhold til formlen (5) med en fase f(t) i henhold 5 til tidsdiagrammet c i fig. 8, hvilken fase ®(t) igen vises i tidsdiagrammet a i fig. 11. Ved at gange dette signal med referencebærebølge sin(wt) i de-modulatoren 10 og med referencebærebølgen cos(w t) i

C

demodulatoren 11 opnår man de lavfrekvente komposan-10 ter cos og sin ]j(t)j[ , der er vist i tidsdia grammerne henholdsvis b og c i fig. 11. Tidsdiagrammerne d og e i fig. 11 viser rækkefølgen af signalsampler over udgangen fra samplingskredsene henholdsvis 15 og 16, når samplingsimpulserne forekommer 15 på tidspunkter t = mT. Endelig viser tidsdiagrammet f det regenererede 4-niveau-datasignal ved udgangen fra signalbehandlingskredsen 17, hvilket signal, hvis man ser bort fra en konstant forsinkelse på ét symbolinterval, svarer til det 4-niveau-datasignal, der skal 20 udsendes, jf. tidsdiagrammet a i fig. 8.

Tidsdiagrammet a i fig. 11 viser, at når Φ(0) = -ir/4, er fasen Φ (t) på tidspunkterne t = mT altid lig med +7r/4rad. eller ulige multipla heraf. For en fasevariation ΔΦ (m) i et symbolinterval [mT, (ιη+1)τ[] 25 gælder det, at polariteterne af signalsamplerne d og e på tidspunktet t = (m+l)T ved enden af dette interval er tilstrækkelige til at bestemme modulo - 27r-vær-dien af fasen $((m+l)T), medens polariteterne af signalsamplerne d og e på tidspunktet t = mT ved begyn-30 delsen af intervallet er tilstrækkelige til bestemmelse af modulo-2π-værdien af fasen #(mT). Kombinationen af polariteterne af signalsamplerne d og e på tidspunkterne t = mT og t = (m+l)T er tilstrækkelig til at afgøre, om fasevariationen ΔΦ(πι) er lig med 35 —ir/2 rad., 0 rad. +ir/2 rad. eller +irrad. På basis af det ovenfor beskrevne forhold mellem fasevariationen ΔΦ(ιη) og datasymbolerne a(m) kan niveauet af det udsendte datasymbol a(m) nu utvetydigt bestemmes af

DK 152240 B

21 nævnte kombinationer af polariteter af signalsamplerne d og e. Det forhold,at der ikke gøres forskel mellem ΔΦ(ιη) = -urad. og ΔΦ (m) = +irrad., volder ingen vanskelighed, eftersom begge værdier ΔΦ (m) svarer til det 5 samme niveau "0" for datasymbolet a(m). Da fasen Φ^) kan andrage fire forskellige værdier på tidspunkter t = mT, er der fire forskellige kombinationer af polariteter af signalsamplerne d og e på tidspunkterne t = mT og t = (m+l)T på hvert niveau af datasymbolerne 10 a(m). Tabellen i fig. 12 viser disse kombinationer og de tilsvarende niveauer af a(m).

Fig. 13 Viser en signalbehandlingskreds 17 i en enkel udformning, der er baseret på de foregående betragtninger. Denne enkle konstruktion er opnået ved at 15 anvende et digitallager 32, nemlig et ROM-lager, hvor 2-bit-ord, der repræsenterer de mulige niveauer "O", "1", ”2” og "S" af datasignalet a(m), er oplagret på lagerstederne, hvilke 2-bit-ord aflæses ved symbolfrekvensen 1/T og omdannes til de tilsvarende spæn-20 dingsværdier af datasymbolerne a(m) ved hjælp af en digital-analog-omsætter 33. Adressen til lagerstederne for 2-bit-ordet a(m) er opstillet ved hjælp af en adresseringskreds 34 ud fra kombinationen af polariteterne af signalsamplerne d og e på tidspunkterne 25 t = (m+l)T og t = mT, idet sidstnævnte polariteter er tilgængelige på tidspunkterne t = (m+l)T over udgangen fra forsinkelseskredse 35 og 36, der er tilsluttede samplingskredsene 15 og 16, og hver har en tidsforsinkelse lig med symbolintervallet T. Af tabellen i 30 fig. 12 fremgår, hvilke 2-bit-ord skal oplagres på lagerstederne. Kontrolsignalerne med frekvens 1/T til adresseringskredsen 34, lageret 32 og digital-ana-log-omsætteren 33 tilvejebringes ved hjælp af en tidsstyrekreds 37, der er tilsluttet taktkredsen 20 35 ifølge fig. 1.

Når lavpasfiltrene 12 og 13 i denne modtager 2 er blevet optimeret på konventionel måde, viser fejlsandsynligheden som funktion af signal/støj-forhol"

DK 152240B

22 det sig i det foreliggende tilfælde at være i det væsentlige lig med fejlsandsynligheden i det tilfælde, hvor man anvender det kendte PSK-modulationstrin 5 ifølge fig. 2.

5 Brugen af den i fig. 10 viste niveauomsætter re sulterer i et datatransmissionsanlæg, der har de samme kommunikationsegenskaber som de kendte PSK-anlæg, men hvori det tilgængelige frekvensspektrum udnyttes mere effektivt end på de kendte PSK-anlæg på grund af den 10 mærkbare reduktion af effekt uden for frekvensbåndet for den spektrale hovedsløjfe, der desuden i det beskrevne eksempel også er snævrere.

En blød variation af fasen med tiden - den anden tidsafledte af fasen er så lille som muligt - er for-15 delagtig til opnåelse af et snævert spektrum for det fasemodulerede signal.

For valget af fasevariationen +ir eller -ir kan man følge forskellige regler afhængigt af det synspunkt, man tager.

20 I henhold til et første synspunkt kan ændringen i hældningen af fasevariationen, som begynder i de forudgående symbolintervaller, fortsætte. Tabel 2 viser de heraf resulterende regler, hvor to forudgående sym-bolintervaller er taget i betragtning.

25 Man kan tage det andet synspunkt, at man skal af vige så lidt som muligt fra middelhældningen af fasevariationen i de forudgående symbolintervaller. Den heraf resulterende regel, der tager tre forudgående symbolintervaller i betragtning, fremgår af følgende 30 tabel 3.

Tabel 3 a (m) = "0" k (m) 2Φ (m) k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) >0 +2 +ir 35 k(m-l) + k (m-2) + k(m-3) <0 -2 -ir k(m-l) + k (m-2) + k(m-3) =0 +2 +ir 1)

DK 152240 B

23 l)Der er faktisk frit valg mellem +ir og -ir.

Man kan tage det tredje standpunkt, at fasen må holdes konstant så længe som muligt, eller med andre ord at variationerne af fasen eller værdien af hæld-5 ningerne i fasevariationen skal være så små som muligt.

Den heraf følgende regel, der tager tre forudgående symbolintervaller i betragtning, fremgår af følgende tabel 4.

Tabel 4 10_ a (m) = "0" k (m) ΔΦ(ια) k(m-l) + k(m-l) + k(m-3) < 0 +2 +tt k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) >0 -2 -tt k(m-l) + k(m-2) + k(m-3) =0 +2 +π 15 .-- I det foregående er der for ét datasymbol valgt mellem to fasevariationer, idet for de andre datasymboler er fasevariationen fastlagt. Dette system kan nu udvides ved også at opstille valg for andre datasymbo- 20 ler afhængigt af den forudgående fasevariation. Følgende tabel 5 giver et eksempel herpå.

Tabel 5 a (m) k(m) ΔΦ (m) 25 "3" +2, -2 +π, -π ”0" -1, +3 —ir/2, +3it/2 "1" 0 0 "2" +1, -3 +tt/2, -3TT/2 30 Af denne tabel fremgår det, at 4-niveau-datasig- nalet a(m) omdannes til et 7-niveau-signal k(m), og at et vist faseskift er tilknyttet hver af de syv værdier af k(m). Det skal bemærkes, at de faseskift, der er tilknyttet datasymbolet "2", er modulo -2Tr-lige med 35 hinanden. Det samme gælder for symbolerne "0" og "3", således at en differentiel fasemodtager af konventionel art er i stand til på utvetydig måde at udlede symbolerne a(m) fra fasevariationerne ΑΦ(ιη).

DK 152240 B

24

Man kan lade fasen variere som angivet ved de tre foregående standpunkter, således at man får de regler, der fremgår af følgende tabeller 6-8.

1) Hældningsændringen opretholdes.

3 Tabel 6 a (m) f k (m) ΔΦ (m) 0 >0 -1 -tt/2 0 <0 +3 +3 tt/2 10 0 =0 -1 -tt/2 ld 0 0 2 <0 +1 +ΤΓ/2 2 >0 -3 -3-ΓΓ/2 2 =0 +1 +ir/2 15 3 <0 +2 +ir 3 >0 -2 -ir 3 =0 +2 +ΤΓ I denne tabel repræsenterer f størrelsen f = 20 k(m-2) - k(m-l), medens d angiver, at værdien af f ikke er relevant (ligegyldig).

2) Middelhældningen opretholdes.

Tabel 7 25 a(m) g k (m) ΔΦ(ιη) 0 <0 -1 -π/2 0 >0 +3 +3ir/2 0 =0 -1 -tt/2 1 d 0 0 30 2 >0 +1 +ΤΓ/2 2 <0 -3 -3ir/2 2 =0 +1 +ir/2 3 >0 +2 +ir 3 <0 -2 -ir 35 3 =0 +2 tir I denne tabel repræsenterer g størrelsen g = k(m-3) + k(m-2) + k(m-l).

DK 152240 B

25 3) Fasen holdes konstant

Tabel 8 a(m) h k(m) Δ'Φ(πι) 5 0 >0 -1 -ττ/2 0 <0 +3 +3ir/2 0 =0 -1 -ττ/2 1 d 0 0 2 <0 +1 +π/2 10 2 >0 -3 -3ττ/2 2 =0 +1 +π/2 3 <0 +2 +tt 3 >0 -2 -ir 3 =0 +2 +ΤΓ 15 _ I denne tabel repræsenterer h størrelsen h = k(m-3) + k(m-2) + k(m-l).

Følgende tabel 9 viser en 7-niveau-kode med to modsatte faseskift af ens værdi for hvert datasymbol.

^ Tabel 9 a (m) k (m) ΔΦ (m) "O" +2, -2 tir, -ir "1" -1, +1 -ir/2, +π/2 25 "2" 0 0 "3" -3, +3 -31T/2, +3π/2

Også for denne kode kan der opstilles regler, der bestemmer valget mellem to fasevariationer, analogt 30 med reglerne ifølge tabel 6, 7 og 8. I disse tilfælde kan det modulerede signals spektrum ikke eller næppe sondres fra spektret i de foregående tilfælde. Derfor og selv om spektret udviser alle de ønskede egenskaber, er modtageren noget mere kompliceret. I denne mod-35 tager vil det være nødvendigt at sondre mellem fasevariationen +tt/2 fra -3π/2 og fasevariationen -π/2 fra +3tt/2 for en utvetydig bestemmelse af de udsendte datasymboler.

DK 152240B

26 I en differentiel fasemodtager af kendt art kan fasevariationen fra begyndelsen af symbolintervallet bestemmes' ved en yderligere sampling ved midten af symbolintervallet. I de ovenfor nævnte tilfælde vil denne 5 fasevariation andrage værdierne henholdsvis +ir/4 eller -3tt/4 og —ft/4 eller +3tt/4, hvilke fasevariationer på modulo -2 ir-basis er indbyrdes forskellige. Ved disse yderligere samplinger ved midten af symbolintervallerne kan de fasevariationer, der på modulo -2Tr-basis er 10 ens over et symbolinterval, allerede sondres.

En universel niveauomsætter til omdannelse af et 4-niveau-signal til et 7-niveau-signal i henhold til reglerne ifølge tabel 6, 7 eller 8 er vist i fig. 14.

I henhold til disse regler vil omsætningen finde sted 15 alt efter værdierne af koefficienterne a, b og c.

Tabel 6; hældningsændringen opretholdes; a = -1, b = 1, c = 0

Tabel 7; middelhældningen opretholdes: 20 a = -1, b = -1, c = -1

Tabel 8; fasen holdes konstant: a = 1, b = 1, c = 1.

Niveauomsætteren omfatter et ROM-lager 38. Dette 25 lager får tilført datasymbolerne a(m) i form af 2-bitord og de 2-bit-ord c(m), der hidrører fra en kompara-tor 39. Disse to 2-bit-ord danner tilsammen en 4-bit-adresse til ROM-lageret. Den tilhørende værdi k(m) er oplagret på denne adresse, eksempelvis i form af et 30 3-bit-ord.

Værdierne c(m) angiver, om udtrykkene for f, -g eller h er større end 0, mindre end 0 eller lig med 0. Denne information frembringes på følgende måde. Ordene k(m), som aflæses fra ROM-lageret, forsinkes i for-35 sinkelseskredsene 40, 41 og 42 med en tidsforsin kelse på ét symbo1interval. De ord, der er oplagret i de tre sektioner, ganges med de ovennævnte koefficienter a, b og c i multiplikatorkredsene 43, 44 og

DK 152240B

27 45, hvorpå de tilsammen adderes i adderen 46. Kompara-toren 39 detekterer, om summen er større end 0, mindre end 0 eller lig med 0.

Indholdet i ROM-lageret 38 er specificeret i ta-5 bel 10. Det er det samme for de tre tabeller 6, 7 og 8, når udtrykket g i tabel 7 erstattes med -g.

Tabel 10

Adresse_ Indhold 1-0 a (m) c (m) k (m) 0 >0 -1 0 <0 +3 0 =0 -1 15 1 >0 0 1 <0 0 1 =0 0 2 <0 +1 2 >0 -3 20 2 =0 +1 3 <0 +2 3 >0 -2 3 =0 +2 25 Ordene k(m), som aflæses fra lageret, føres til D/A-omsætteren 47, hvis udgang afgiver det analoge 7“ niveau-signal. Når det lavpasfilter (jf. fig. 7), der følger efter niveauomsætteren, er opbygget som et digitalt filter, kan ordene k(m) direkte tilføres filteret.

30 D/A-omsætningen kan i så fald udføres efter filteret.

Når symbolerne a(m) forekommer tilfældigt (random) med den samme sandsynlighed, har den sekvens, hvori disse symboler forekommer i tabellerne, ingen betydning.

For et anlæg med sender og modtager kan denne sekvens 35 være fastsat på forhånd, men den ene sekvens resulterer i det samme middelspektrum for det vinkelmodulerede signal som den anden sekvens. Eksempelvis kan sekvensen 3, 0, 1, 2 i tabel 5 erstattes med sekvensen 1, 3^

DK 152240 B

28

Or 2, eller med en hvilken som helst anden permutation.

En kode i henhold til følgende tabel 11 med en speciel sekvens af symboler a(m), hvilken kode ellers i alle andre aspekter er den samme som koden i tabel 5, 5 kan tilvejebringes med en kodekreds som vist i fig. 15.

Tabel 11 a (m) k (m) ΔΦ (m) "1" +2, -2 +π, -π 10 "2" -1, +3 -π/2, +3π/2 "3" 0 0 ”0" +1/ -3 +ir/2, -3tt/2 4-niveau-symbolerne a(m) tilføres en modulo-4-ad-15 der 48, hvori værdien af symbolet b(m-l), som opstår over udgangen fra forsinkelseskredsen 49, modulo-4-trækkes fra værdien af symbolet a(m).

Symbolet b(m) over udgangen fra adderen 48 tilføres forsinkelseskredsen 49 og den lineære adder 20 50, hvori symbolet b(m-l) adderes til symbolet b(m).

Udgangssignalet fra adderen 50 er et 7-niveau-sig-nal med signalniveauerne fra 0 til 6. Den lineære adder 51 adderer et signal med niveauet -3 til udgangssignalet fra adderen 50. Resultatet heraf er et 25 7-niveau-signal k(m), der har niveauerne fra -3 til +3, og til hvilket der i henhold til tabel 11 på utvetydig måde adderes symbolerne a(m) . Værdierne af symbolerne a(m) kan udledes fra værdierne af k(m) ved addition af værdien +3 modulo-4 til disse værdier.

30 Fasevariationerne ΔΦ (m) i tilknytning til symboler ne k(m) bestemmes således, at for to niveauer, der på modulo-4-basis ikke afviger fra hinanden (f.eks. -1 og +3), afviger fasevariationerne (-π/2, +3π/2) ikke fra hinanden på modulo-2TT-basis. En konventionel fasemodta-35 ger gør ingen forskel mellem to faser, der afviger med 2ir, hvorfor der i denne modtager ikke kræves en yderligere modulo-4-operation for at udlede symbolerne a(m) fra fasevariationerne ΔΦ(m).

DK 152240B

29

Efter lavpasfiltrering føres symbolerne k(m) til en VCO-oscillator (spændingsstyret oscillator, fig. 7), således at den del af det multiniveau-signal, der har amplitude 1 og længde på ét symbolinterval T, frem-5 bringer en fasevariation af oscillatorsignalet på π/2.

Ved denne foranstaltning resulterer værdierne k(m) i fasevariationer ΔΦ (m), der er lig med k(m).π/2.

Spektret for det signal, der moduleres af fasevariationerne ΔΦ(m) under anvendelse af den i fig. 15 10 viste kodekreds, afviger kun med nogle få dB fra det spektrum, der er vist i fig. 9. Den fordelagtige virkemåde for den i fig. 15 viste kodekreds kan forklares på følgende måde.

For den i fig. 15 viste kreds er sandsynligheden 15 for forekomsten af en fasevariation på 0,ττ/2,π, 3π/2 rad. i den positive eller negative retning for en tilfældig sekvens af ankommende symboler a(m) henholdsvis 1/4, 3/8, 1/4 og 1/8. De fasevariationer, der har den højeste værdi, forekommer med den laveste sandsyn-20 lighed. Dette er en væsentlig faktor til reduktion af det vinkelmodulerede signals spektrum.

En yderligere faktor er, at overføringskarakteristikken for det kredsløb, der udgøres af adderen 50 og forsinkelseskredsen 49, har et maksimum på jævn-25 strøm. Dette betyder, at kredsløbet har tendens til at modvirke ændringer i udgangssignalet. For fasevariationen indebærer dette en tendens til at opretholde middelhældningen. Dette fremgår klart af fig. 16, hvori der ved a er vist en pseudo-tilfældig sekvens af sym-30 boler a(m), medens linien b viser sekvensen af udgangssymboler k(m) fra den i fig. 15 viste kodekreds, og tidsdiagrammet c illustrerer fasevariationen under den antagelse, at fasen ændrer sig lineært i et symbolinterval. Af tidsdiagrammet c fremgår det, at fasen 35 varierer med få bølger af stor amplitude, og at der generelt er en ensartet fasevariation, hvis man ser bort fra variationerne ved toppene og dalene.

Inden for de her fastlagte rammer ligger der andre

Claims (4)

1. Anlæg til transmission af n-niveau-datasigna-20 ler fra en sender (1) til en modtager (2), og hvor senderen (1) omfatter en bærebølgeoscillator (6) og en til denne koblet modulator (5) til frembringelse af en vinkelmoduleret bærebølge med i det væsentlige konstant amplitude og kontinuert fase, og hvor datasignalet præ-25 moduleres, før bærebølgemodulationen foretages, kendetegnet ved, at n-niveau-datasignalerne ved præmodulationen i senderen (1) omdannes til k-niveau-mellemsignaler med flere niveauer end hos n-niveau-datasignalerne (k > n), at mindst ét af n-niveau-data-30 signalerne tilordnes to symboler af k-niveau-mellem-signalerne, og at k-niveauerne af det mellemliggende multiniveau-signal svarer til fasevariationerne af bærebølgesignalet i ét symbolinterval af sekvensen fra -(k-1) ir/n til +(k-l) ir/n i inkrementer på 2ir/n i et 35 ét-til-ét-forhold, hvorhos modtageren (2) udgøres af en differentiel n-fase-modtager indrettet til i hvert symbolinterval at detektere én ud af n forskellige fasevariationer i multipla af 2ir/n. DK 152240B

2. Anlæg ifølge krav 1, kendetegnet ved, at der til transmission af et datasymbol af n-niveau-datasignalet til hvilket mindst to symboler af k-niveau-mellemsignalerne er tilordnede foretages valg 5 mellem nævnte to symboler afhængigt af variationen af fasen af den vinkelmodulerede bærebølge i det mindste i de to forudgående symbolintervaller.

3. Anlæg ifølge krav 1, kendetegnet ved, at der under omsætningen af n-niveau-datasignalet 10 til k-niveau-mellemsignalet tilvejebringes et n-niveau-differenssignal ved subtraktion af et andet n-niveau-modulo-n-signal fra n-niveau-datasignalet, og at der tilvejebringes et k-niveau-sumsignal ved lineær addition af det andet n-niveau-signal til n-niveau-diffe- 15 renssignalet, idet det andet n-niveau-signal udledes fra n-niveau-differenssignalet ved hjælp af en tidsforsinkelse.

4. Anlæg ifølge krav 2, kendetegnet ved, at k-niveau-signalets symboler til hvilke er til- 20 ordnede det samme symbol af n-niveau-datasignalet svarer til fasevariationer, der afviger med 2tt.