NL8102595A - Ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolfsignalen. - Google Patents

Description

1 * * r EHN 10.065 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven "Ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolfsignalen"

De uitvinding heeft betrekking cp een ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolfsignalen, in het bijzonder van het getelde EM type, welke ontvanger is voorzien van een ingangsketen ter ontlening van het overgedragen hoekgemoduleerde draaggolfs ignaal aan een trans-5 missiekanaal, een ref erentiedraaggolfketen, een met de ingangsketen gekoppelde demodulatieketen ter demodulatie van het overgedragen hoekgemoduleerde draaggolfsignaal met de referentiedraaggolven voor het opwekken van eerste en tweede gedemoduleerde signalen en welke ontvanger verder een beslisketen bevat ter verkrijging van geregenereerde 10 binaire datasignalen uit de eerste en tweede gedemoduleerde signalen.

In radioccrarunicatiesystemen wordt bij voorkeur gebruik gemaakt van modulatiemethoden, die resulteren in een gemoduleerde draaggolfsignaal met (nagenoeg) constante amplitude (omhullende) wat neerkant cp de toepassing van hoekmodulatie. Zie bijvoorbeeld F. de 15 Jager, C.B. Dekker, IEEE Trans. Cotrm., Vol. CDM-26, No. 5, May 1978, pp. 534-542 voor de toepassing van "getemde EM” (TEM) voor dat doel.

Het blijkt dat een ontvanger voor TEM signalen een gunstige signaal/ ruis verhouding-versus-foutenkans (uitgedrukt in BER: bit error rate) prestatie heeft indien gebruik wordt gemaakt van coherentie demodulatie.

20 Met name bij mobiele radiocommunicatie komt het vaak voor dat het ontvangen signaal wegvalt ten gevolge van bijvoorbeeld fading. Het circuit in de ontvanger waarin de draaggolf, nodig voor coherente detectie, wordt geregenereerd heeft een bepaalde acquis it ie-tijd: correcte ontvangst is pas mogelijk nadat ca. 50 bits zijn binnen-25 gekomen. Na elke fade zal opnieuw acquisitie vereist zijn waardoor informatieverlies optreedt. In beveiligde radiocommunicatiesystemen wordt ook wel gebruik gemaakt van "frequency hopping": de draaggolf-frequentie wordt tijdens de catmmicatie gewisseld ten einde het afluisteren te bemoeilijken. Ook in dat geval zal door de hernieuwde 30 acquisitie na het instellen van een andere draaggolffrequentie informatieverlies optreden.

De uitvinding heeft tot doel een ontvanger van het in:de aanhef vermelde type te verschaffen, welke de genoemde nadelen mist.

81 02 5 9 5 * k PHN 10.065 2

De ontvanger voor binaire datasignalen volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk/ dat de referentiedraaggolvenketen in de ontvanger een draaggolfoscillator bevat waarvan de frequentie ongeveer gelijk is aan de frequentie van de draaggolfoscülator van de modulatie-5 trap van de zender, dat de beslisketen in de ontvanger het faseverschil tussen het einde van een twee symboolintervallen lange periode ter lengte 2T en het begin van het twee symboolintervallen lange periode ter lengte 2T wordt bepaald, dat de beslisketen is ingericht 'voor het opwekken van een eerste logische waarde indien het faseverschil een besliss ingsdrem-10 pel overschrijdt en het opwekken van een tweede logische waarde, iödien het faseverschil die beslissingsdrempel onderschrijdt, dat de beslissings-drempel voor het op het momentane twee symboolintervallen lange volgende twee symboolintervallen lange interval gelijk is aan γ- indien de eerste logische waarde werd geregenereerd in het momentane interval, dat de 15 beslissingsdrempel voor het volgende interval gelijk is aan γ- indien de tweede logische waarde werd gegenereerd in het momentane interval en het laatste interval waarin een eerste logische waarde .werd gegenereerd het faseverschl positief (negatief) was en het aantal symboolintervallen tussen dat interval en het momentane even (oneven) is en 20 dat de beslissingsdrempel voor het volgende interval ~ is voor de overige gevallen.

De uitvinding en haar voordelen zullen verder worden toegelicht aan de hand van de tekening waarbij dezelfde verwijzings-symbolen worden benut voor de overeenkomstige elementen.

25 Daarbij toont:

Figuur 1 een blokschema van een bekende zender voor binaire datasignalen;

Figuur 2 enkele signaalvormen die optreden bij de zender volgens figuur 1; 30 Figuur 3 een uitvoeringsvoorbeeld van een ontvanger voor binaire datasignalen overeenkomstig de uitvinding;

Figuur 4 enkele fasetraj ecten welke worden opgewekt in de zender volgens figuur 1 en worden benut in de ontvanger volgens figuur 3.

35 In figuur 1 is een blokschema weergegeven van een zender voor transmissie van binaire datasignalen naar een ontvanger via een radiotransmissiekanaal. Deze opzichzelf bekende zender is voorzien van een datasignaalbron 1 die wordt gesynchroniseerd door een kloksignaal- 8102595 % \ EHN 10.065 3 *. * bron 2. De aan iron 1 ontleende binaire datasignalen met een symbool-frequentie 1/T warden toegevoerd aan een premodulatieketen 3 waarvan de uitgang is aangesloten op een draaggolfoscillator 4 voor het opwekken van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal met een nagenoeg 5 constante anplitude en een continue fase. Dit gemoduleerde signaal wordt toegevoerd aan het transmissiekanaal via een uitgangsketen 5, waarin zonodig vermogensversterking en translatie naar de gewenste radiofrequentieband plaats vindt. Ter vereenvoudiging van de terugwinning van de referentiedraaggolven in de ontvanger wordt verder ver-10 ondersteld dat de binaire datasignalen in de zender differentieel gecedeerd warden met behulp van een differentiële codeerketen 6, die wordt bestuurd door kloks ignaalbron 2.

De pre^nodulatieketen 3 is,zoals werd opgemerkt, ingericht voor het oprekken van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van nagenoeg 15 constante anplitude. Daartoe wordt, in het na verder gekozen voorbeeld van getande EM de continue fase J2>(t) van het hoekgemoduleerd draaggolfsignaal in elk symboolinterval ter lengte T veranderd met een in radialen uitgedrukt bedrag uit de reeks , —j- ,0, -jp en .

Het bedrag voor het desbetreffende symboolinterval wordt bepaald door 20 die opeenvolgende datasymbolen. De vorm van de fase 0(t) voor tijdstippen t binnen het desbetreffende symboolinterval wordt bepaald door een gefilterde versie van deze drie opeenvolgende datasymbolen.

Aan de hand van figuur 2 kan dit nader warden toegelicht. Figuur 2a toont een voorbeeld van de aan datasignaalbran 1 ontleende binaire 25 datasignalen. In figuur 2b is weergegeven hoe datasignalen volgens figuur 2a over drie symboolintervallen correlatief gecodeerd kunnen warden. Hierbij is uitgegaan van een codering van de datasignalen waardoor de nieuwe bitwaarde S(O) wordt verkregen uit de son van de actuele bitwaarde S(0), twee maal de voorafgaande bitwaarde 2S f-T) en 30 de daaraan voorafgaande, dus over twee symboolintervallen vertraagde, bitwaarde, S= (-2T). Met deze correlatieve codering wordt derhalve een vijfwaardig datasignaal verkregen. In figuur 2c is enigszinds geschematiseerd weergegeven hoe van de geprecodeerde datasignalen volgens figuur 2b de continue fase p(t) wordt verkregen. Voor verdere details, 35 welke voor het begrip van de uitvinding overigens niet noodzakelijk zijn, zij verwezen naar het tijdschriftartikel van F. de Jager en C.B. Dekker, dat is gepubliceerd in IEEE Trans. Carcn. Vol. CDM 26, no. 5,

Mei 1978, pp. 334-542.

8102595 \ i EHN 10.065 4

Fig. 7 van deze publicatie toont de inpulsresponsie van de premodu-latieketen 3 zoals hiervoor beschreven.

Opgemerkt wordt dat de hierna te beschrijven ontvanger niet alleen geschikt is voor het ontvangen van hoekgemoduleerde sig-5 nalen van het aangegeven, getemde FM type maar dat premodulatieketen 3 eveneens kan ingericht zijn voor het verschaffen van een impulsresponsie van het G'aüsse type of van het raised-cosine type. Uit de publicatie in de Proceedings of the 29th IEEE Vehicular Technology Conference, Arlington, Illinois, U.S.A., March 27-30, 1979, p. 13-9 10 blijkt met name dat het geval te zijn indien de premodulatieketen een Gauss laagdoorlaatfilter is met een genormaliseerde bandbreedte BT van 0,19.

In het hierboven aangehaalde artikel is tevens aangegeven hoe een ontvanger kan worden ingericht ten einde door middel van cohe-15 rente detectie de oorspronkelijke binaire datasignalen te herwinnen.

Het circuit in de ontvanger waarin de draaggolf, nodig voor coherente detectie wordt geregenereerd,· heeft een bepaalde acquisitietijd: correcte ontvangst is pas mogelijk nadat ca. 50 bits zijn binnenge-komen. Deze acquisitietijd treedt eveneens qp als het signaal opkomt 20 met een diepe "fase" hetgeen bij mobiele radioccranunicatie vaak voorkant. Ook bij toepassingen waarbij gebruik wordt gemaakt van "frequency hopping" zal ..hier nieuwe acquisitie noodzakelijk zijn.

In figuur 3 is een ontvanger voor niet-coherente ontvangst weergegeven waarbij deze nadelen vermeden worden. In deze ontvanger 25 wordt het gemoduleerde signaal aan het transmissiekanaal ontleend via een ingangsketen 7, waarin zo nodig versterking en translatie naar de oorspronkelijke frequentieband plaats vindt. Het overgedragen gemoduleerde signaal wordt toegevoerd aan een orthogonale demodulatiéketen 8 die twee synchrone demodulatoren 9, 10 met daarop aangesloten laag-30 doorlaatfilters 11, 12, bevat. Deze demodulatoren 9, 10 worden gevoed

V

door twee referenteidraaggolven met een faseverschil van — rad.

Daartoe is de ontvanger voorzien van een oscillator 13 welke rechtstreeks demodulator 10 voedt en via een fasedraaischakeling 14 demodulator 9 voedt. Oscillator 13 is een vrij-lopende oscillator waarvan de 35 frequentie f dan ook in het algemeen zal afwijken van de draaggolf-frequentie fm· Derhalve f = fm + Af waarbij Δ f in het algemeen ongelijk aan nul is.

81 0 2 5 9 5 EHN 10.065 5

Aan de uitgang van laagdoorlaatfilter 11, 12 verschijnen twee gedemoduleerde signalen cos jjd(t) + Δ , sin jj5(t) + Δ^| die worden toegevoerd aan een regeneratieketen 15. De regeneratieketen 15 bevat twee cmzetters 16, 17 welke de gedemoduleerde signalen 5 bemonsteren en de bemonsterde analoge waarde in een digitale waarde omzetten. De h/Ώ cmzetters 16, 17 worden bestuurd door een referentie kicksignaal dat uit de gedemoduleerde signalen wordt geregenereerd door klokregeneratar 18. Het referentie kicks ignaal heeft een frequentie die gelijk is aan de symboolfrequentie 1/ (T). Met de verkregen digitale 10 waarde van de gedemoduleerde signalen wordt in een conbinatieketen 19 de daarbij horende digitale waarde van de momentane fase jp(t) +i] bepaald. Deze ccmbinatièketen kan worden gerealiseerd als een alleen-lees geheugen (BOM) waarin in tabelvorm de sinus en cosinus waarden en de bijbehorende argumenten zijn opgeslagen. Ter besparing van 15 geheugenruimte is de tabel 0 - sin φ, cos φ slechts voor één kwadrant qpgeslagen. De tekens worden afzonderlijk toegekend. De aldus bepaalde, eenduidige digitale waarde van de fase wordt J3(t) + /S. wordt tenslotte toegevoerd aan een beslisketen 21 ter verkrijging van de oorspronkelijke binaire datasignalen die worden doorgegeven aan een data-20 signaalput 22 voor verdere verwerking. Verder bevat de ontvanger een met de uitgang van het alleen-lees geheugen 19 verbonden vertragings-keten 23 voor het over nul, een en twee symboolintervallen 2T vertragen van de analoge waarde van de fase. De vertraagde versies van deze fase warden eveneens toegevoerd aan de heslisketen 21. Op de 25 inrichting en de werking van beslisketen 21 zal nog nader worden ingegaan.

Voor het terugwinnen van de oorspronkelijke binaire datasignalen wordt in de ontvanger en neer bepaald in de beslisketen 21 de fasever ander ing van 0(t) over twee symboolintervallen 30 beschouwd. In feite wordt door de beslisketen bepaald of gedurende die twee symboolintervallen lange periode een bitwisseling (01 of 10) of niet (00, 11) heeft plaats gevonden. Aan de hand van de mogelijke fasetrajecten gedurende een dergelijke twee symboolintervallen lange periode welke in Pig. 4 zijn weergegeven kan dit nader worden toe-35 gelicht. Fig. 4a tocnt de mogelijke fasetrajecten (a, b, c, d) voor het geval in het eerste bitinterval (het bitinterval dat eindigt bij T^) een bitwaarde 1 werd overgedragen en in de voorafgaande twee symboolintervallen lange periode eindigende bij , geen bitwisseling 8102595 PHN 10.065 6 is opgetreden, waardoor de fase aan het begin van het interval k it/2 bedraagt. Fig. 4b toont de mogelijke fasetrajecten (a, b, c, d) voor het geval in het eerste bitinterval eveneens een bitwaarde 1 werd overgedragen maar dat in de voorafgaande twee symboolintervallen lange 5 periode, eindigende bij , een bitwisseling is opgetreden, waardoor de fase aan het begin van het interval k Tt/2 + ΤΓ/4 bedraagt. De fasetrajecten zijn af te leiden uit het verloop van de continue fase J3(t) van het gemoduleerde signaal zoals dat bijvoorbeeld in Figuur 2c is weergegeven.

10 Uit figuur 4a blijkt dat trajecten a of b worden doorlopen in het geval geen bitwisseling (NR) in het lopend dibit optreedt (met dibit worden de bitparen aangeduid welke in een twee symboolintervallen lange periode zijn gecodeerd). De minimum fase verandering die hierbij optreedt bedraagt -|2L rad. De trajecten c

15 of d worden doorlopen in het geval een bitwisseling (aangeduid met R

in figuur 4) in het lopend dibit optreedt. De maximale fase verandering die hierbij, optreedt bedraagt 5- rad. Door een beslissingsdrempel qp TC ’ — rad. in te stellen kan dus onderscheid worden gemaakt tussen wel of niet een bitwisseling in het momentane dibit. De beslissingsmarge 2o ("noise margin") bedraagt in dat geval naar weerszijde ~~ rad.

Voor de fasetrajecten volgens figuur 4b is de situatie iets anders. De trajecten a en b worden daar eveneens doorlopen indien geen bitwisseling in het mcmentane dibitinterval optreedt. De minimum f asever ander ing is hier echter rad. De trajecten c en d worden door-25 lopen indien een bitwisseling optreedt. De maximale faseverandering is dan echter 0 rad. Voor de fasetrajecten volgens figuur 4b is dus een jt beslissingsdrempel qp ca. -r- rad noodzakelijk. De beslissingsmarge

** TL

bedraagt in dat geval eveneens rad ter weerszijde van die drempel.

Uit figuur 4a en 4b is verder te zien dat de fase voor 30 het volgende dibit interval start (bij T^) qp k TC/2 wanneer er geen wissel in het lopend interval optreedt, en op k 7Γ/2 + ΤΓ/4 wanneer er wel een wisseling optreedt.

De twee overblijvende mogelijkheden voor het verkrijgen van fasetrajecten (bitwaarde 0 in het eerste symboolinterval) zijn 35 in figuur 4c en figuur 4d weergegeven. Hierbij is figuur 4c het spiegelbeeld van figuur 4a. De minimale faseverandering die daarbij

2X

optreedt bedraagt - rad bij het doorlopen van de trajecten a en b (geen bitwisseling) en de maximale faseverandering bedraagt rad 81 0 2 5 9 5 HJN 10.065 7 bij het doorlopen van de trajecten c en d (bitwisseling). Het is derhalve gunstig de beslissingsdrenpel - -5* rad te kiezen: ter ^ Tl weerszijde daarvan exitstaat dan een marge van rad.

De fasetrajecten in figuur 4d vormen het spiegelbeeld 5 van de trajecten weergegeven in figuur 4b. De fasetrajecten a, b woorden doorlopen indien geen bitwisseling optreedt (minimale fase-

T

verandering —~ rad) de fasetrajecten c, d warden doorlopen indien een bitwisseling optreedt (maximale faseverandering 0 rad). Het is derhalve gunstig de besliss ingsdrenpel --r- rad te kiezen waardoor • w 10 aan beide zijden een even grote marge van rad wordt verkregen.

Uit figuur 4c en 4d is verder eveneens te zien dat de fase voor het volgende dibit interval start (bij T1) op k %/2 wanneer er geen bitwisseling in het lopend interval optreedt en op k "*1/2 + 7Γ/4 wanneer er vel een wisseling optreedt.

15 In de beslisketen 21 wordt het faseverschil tussen het einde van een twee symboolintervallen lange periode ei het begin daarvan vergeleken met de voor dat interval.geldende beslissings-drempel. Afhankelijk van de over- of onder schr ij ding van deze drempel wordt al of niet een bitwisseling geconstateerd. De volgende twee 20 symboolintervallen lange periode is steeds over één periode verschoven t.o.v. de cnmiddellijk eraan voorafgaande: opeenvolgende intervallen ter lengte van twee symbolen overlappen dus over precies één symboolinterval.

De drempel voor het volgende dibit interval moet dus 25 warden gesteld op 7C/2 (waarbij tevens een drempel op - IC/2 wordt gelegd) wanneer over het momentane dibit interval de beslissing "geen bitwisseling" wordt genomen, omdat dan de fase voor het volgende interval start cp kX/2.

De drempel voor het volgende dibit interval moet gesteld 30 warden op +T/4 of - Ίί/4 (waarbij tevens drempels cp - 3TC/A resp.

+ 3 TC/4 warden gelegd) wanneer in het momentane dibit interval een "bitwisseling" wordt gedetecteerd. De drempel wordt + Tl/4 indien de twaede bit van het momentane dibitinterval 1 is, -T/4 als deze bit 0 is. Voor het momentane dibit interval kan echter alleen gedetecteerd 35 warden dat er een- bitwisseling is opgetreden of dit 10 of 01 is, is niet vast te stellen (zie bijv. figuur 4a en b, traject c).

De waarde van de tweede bit van het momentane dibit interval - waarin "bit wisseling" was gedetecteerd - is echter af te leiden uit het 8102595 ΓΗΝ 10.065 8 teken van de faseverandering in het laatste dibitinterval waarover "geen wisseling" was gedetecteerd, omdat daar twee bits van gelijke "polariteit" voorkwamen. Uit het teken van de fase verandering volgt het teken van de bits. Uit het teken van die bits en het aantal 5 bit intervallen (even of oneven) dat sindsdien is verlopen volgt nu ondubbelzinnig het teken van de tweede bit in het interval waarover "wisseling" wordt gedetecteerd.

Op basis van de hierboven weergegeven mogelijke fase-trajecten kan het beslissingscriterium als volgt samengevat worden: 10 1. Indien voor het momentane dibitinterval geen bitwisseling (NR) wordt geconstateerd (fase traject dus volgens één der trajecten a of b van figuur 4) dan wordt de beslissignsdrempel voor het volgende dibitinterval (dat begint in het midden van het momentane dibit interval) vastgesteld qp rad 15 Het teken van de faseverandering over het momentane dibit interval (positief of negatief) wordt opgeslagen.

2. Indien voor het momentane dibit interval een bitwisseling (R) wordt geconstateerd (fasetraject dus volgens één der trajecten c of d van figuur 4) dan wordt de beslissingsdrempel voor het volgende 20 dibit interval vastgesteld op: a) +-^- indien het laatste dibit interval waarin geen bitwisseling werd geconstateerd een positief (negatief) teken bezat en het aantal symboool intervallen tussen het momentane dibit interval en dat laatste interval even (oneven) is.

25 b) - in de andere gevallen.

De beslisketen 21 is voorzienwan een aftrekschakeling 24 een camparatorschakeling 25 en een drempelbesturingsschakeling 26.

De aftrekschakeling 24 is aangesloten op de uitgangen van vertragings-keten 23 voor het bepalen van het verschil tussen de fase aan het 30 begin en het einde van een periode van twee bit intervallen. Dit kan geschieden door,zoals hieraangencmen, de faseverandering>-per bit-interval te bepalen en de waarde per dibit te bepalen uit de som van twee opeenvolgende faseveranderingen 6f rechtstreeks uit de faseverandering per dibit. De uitgang van aftrekschakeling 24 is 35 verbonden met de ingang van ccmparatorschakeling 25. In comparator-schakeling 25 wordt het door aftrekschakeling 24 bepaalde faseverschil vergeleken met een drempelwaarde welke onder bestuur van drempelbe-sturingsschakeling 26 is ingesteld. Daartoe wordt aan de drempel- 8102595 ψ-;-- * * \ ESN 10.065 9 besturingsschakeling 26 zowel het ingangssignaal als het uitgangssignaal van carparatorschakeling 25 toegevoerd.

5 10 15 20 25 30 35 8102595

Claims (3)

1. Ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolfsignalen welke ontvanger is voorzien van een ingangsketen ter ontlening van het overgedragen hoekgemoduleerde draaggolfsignaal aan een transmissie-kanaal, een referentiedraaggolfketen, een met de ingangsketen ge-5 koppelde demodulatieketen ter demodulatie van het overgedragen hoekgemoduleerde draaggolfsignaal met de referentiedraaggolven voor het opwekken van eerste en tweede gedemoduleerde signalen en welke ontvanger verder een beslisketen bevat ter verkrijging van geregenereerde binaire datasignalen uit de eerste en tweede gedemoduleerde signalen 10 met het kenmerk dat de referentiedraaggolfketen in de ontvanger een draaggolfoscillator bevat waarvan de frequentie ongeveer gelijk is aan de frequentie van de draaggolfoscillator van de zender, dat de beslisketen in de ontvanger het faseverschil tussen het einde van een twee symboolintervallen lange periode ter lengte 2T en het begin van 15 dat tweede symboolintervallen lange periode ter lengte 2T wordt bepaald, dat de beslisketen is ingericht voor het opwekken van een eerste logische waarde indien het faseverschil een beslissingsdrempel overschrijdt en het opwekken van een twee logische waarde indien het faseverschil die beslissingsdrempel onderschrijdt, dat de beslissings-20 drempel voor het op het momentane twee symboolintervallen lange volgende twee symboolintervallen lange interval gelijk is aan -y- indien de eerste logische waarde werd geregenereerd in het momentane interval, dat de beslissingsdrempel voor het volgende interval gelijk is aan. -j-indien de tweede logische waarde werd gegenereerd in het momentane 25 interval en het laatste interval waarin een eerste logische waarde werd gegenereerd het faseverschil positief (negatief) was en het aantal symboolintervallen tussen dat interval en het momentane even (oneven) is en dat de beslissingsdrempel voor het volgende interval - is voor de overige gevallen.

2. Ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolf signalen volgens conclusie 1 met het kenmerk dat de ontvanger een klokregenerator bevat dat de eerste en de tweede gedemoduleerde signalen worden bemonsterd en worden geconverteerd in een eerste en een tweede digitale waarde onder bestuur van de klokregenerator dat de ontvanger een digitaal 35 alleen-lees geheugen bevat waarin zijn qpgeslagen in adresgeheugen plaatsen de mogelijk digitale waarden welke de gedemoduleerde signalen kunnen aannemen en in de bijbehorende geheugen plaatsen de met die digitale waarden overeenkomende fasehoek en dat door adressering van 8102595 EHN 10.065 11 het alleen-lees geheugen met de eerste en tweede digitale waarde de fasehoek wordt.

3. Ontvanger voor hoekgemoduleerde draaggolfsignalen volgens conclusie 1 of 2 met het kenmerk, dat de beslisketen een aftrek-5 schakeling, een canparatorschakeling en een drerpelbesturingsschakeling bevat, dat een uitgang van de aftrekschakeling is verbonden met het eerste ingang van de ccnparatorschakeling ter'vergelijking net een drempelwaarde, dat de uitgang van de aftrekschakeling verder is verbonden met een eerste ingang van de drenpelbesturingsschakeling; dat 10 een uitgang van de ccnparatorschakeling is verbonden met een tweede ingang van de drenpelbesturingsschakeling, dat een uitgang van deze schakeling is verbonden met een tweede ingang van de conparator-schakeling voor het instellen van een drempelwaarde, dat de uitgangen van de ccnparatorschakeling is verbonden met een uitgang van de be-15 slisketen en dat de drertpelbesturing onder bestuur van de klokregenera-tor staat. 20 25 30 8102595 35